ΔΙΠΛΩΜΑΤΙΚΗ ΕΡΓΑΣΙΑ. του Φοιτητή του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστημίου Πατρών

Transcript

1 ΠΑΝΕΠΙΣΤΗΜΙΟ ΠΑΤΡΩΝ ΤΜΗΜΑ ΗΛΕΚΤΡΟΛΟΓΩΝ ΜΗΧΑΝΙΚΩΝ ΚΑΙ ΤΕΧΝΟΛΟΓΙΑΣ ΥΠΟΛΟΓΙΣΤΩΝ ΤΟΜΕΑΣ ΣΥΣΤΗΜΑΤΩΝ ΗΛΕΚΤΡΙΚΗΣ ΕΝΕΡΓΕΙΑΣ ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΟ ΗΛΕΚΤΡΟΜΗΧΑΝΙΚΗΣ ΜΕΤΑΤΡΟΠΗΣ ΕΝΕΡΓΕΙΑΣ ΔΙΠΛΩΜΑΤΙΚΗ ΕΡΓΑΣΙΑ του Φοιτητή του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστημίου Πατρών ΣΤΥΛΙΑΝΟΥ ΠΕΤΡΟΥ ΣΥΡΙΓΟΥ Α.Μ.: ΜΕΛΕΤΗ ΚΑΙ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΑΚΗΣ ΔΙΑΤΑΞΗΣ ΦΟΡΤΙΣΗΣ ΤΟY ΗΛΕΚΤΡΙΚΟΥ ΚΙΝΗΤΗΡΑ ΕΝΟΣ ΗΛΕΚΤΡΟΚΙΝΗΤΟΥ ΟΧΗΜΑΤΟΣ Επιβλέπων: Δρ.-Μηχ. Εμμανουήλ Τατάκης, Αναπληρωτής Καθηγητής Ν ο /2012 Πάτρα, Οκτώβριος 2012

2

3 ΠΙΣΤΟΠΟΙΗΣΗ Πιστοποιείται ότι η διπλωματική εργασία με θέμα: "ΜΕΛΕΤΗ ΚΑΙ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΑΚΗΣ ΔΙΑΤΑΞΗΣ ΦΟΡΤΙΣΗΣ ΤΟΥ ΗΛΕΚΤΡΙΚΟΥ ΚΙΝΗΤΗΡΑ ΕΝΟΣ ΗΛΕΚΤΡΟΚΙΝΗΤΟΥ ΟΧΗΜΑΤΟΣ" του φοιτητή του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστημίου Πατρών: ΣΤΥΛΙΑΝΟΥ ΠΕΤΡΟΥ ΣΥΡΙΓΟΥ (Α.Μ ) Παρουσιάστηκε δημόσια και εξετάστηκε στο Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών στις 12/10/2012 Ο Επιβλέπων Ο Διευθυντής του Τομέα Εμμανουήλ Τατάκης Αναπληρωτής Καθηγητής Αντώνιος Αλεξανδρίδης Καθηγητής

4

5 Αριθμός Διπλωματικής Εργασίας: /2012 ΤΙΤΛΟΣ: "ΜΕΛΕΤΗ ΚΑΙ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΑΚΗΣ ΔΙΑΤΑΞΗΣ ΦΟΡΤΙΣΗΣ ΤΟΥ ΗΛΕΚΤΡΙΚΟΥ ΚΙΝΗΤΗΡΑ ΕΝΟΣ ΗΛΕΚΤΡΟΚΙΝΗΤΟΥ ΟΧΗΜΑΤΟΣ" Φοιτητής/τρια: Επιβλέπων: Στυλιανός Συρίγος του Πέτρου Δρ.-Μηχ. Εμμανουήλ Τατάκης, Αναπληρωτής Καθηγητής Περίληψη Η παρούσα διπλωματική εργασία πραγματεύεται το σχεδιασμό και την κατασκευή διάταξης φόρτισης του κινητήρα ενός ηλεκτροκίνητου οχήματος. Η εργασία αυτή εκπονήθηκε στο Εργαστήριο Ηλεκτρομηχανικής Μετατροπής Ενέργειας του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστημίου Πατρών. Κύριος σκοπός της διπλωματικής εργασίας είναι η κατασκευή ενός αμφίδρομου ηλεκτρονικού μετατροπέα ισχύος, που θα ελέγχει μια μηχανή συνεχούς ρεύματος ξένης διέγερσης, η οποία συνδέεται μέσω ενός συστήματος μετάδοσης με τον κινητήρα ενός ηλεκτροκίνητου οχήματος. Απώτερος στόχος είναι η εξομοίωση όλων των πιθανών φορτίων που ασκούνται σε έναν κινητήρα κατά την κίνηση του οχήματος. Αρχικά αναλύεται το φορτίο του κινητήρα κατά την κίνηση ενός οχήματος και αναζητούνται τρόποι για την εξομοίωση και τη σύνδεση των εξωτερικών δυνάμεων που ασκούνται στο όχημα με τη ροπή της μηχανής. Στη συνέχεια αναλύθηκε ο αμφίδρομος ηλεκτρονικός μετατροπέας που χρησιμοποιήθηκε για τον έλεγχο της μηχανής συνεχούς ρεύματος και αναζητήθηκαν οι κατάλληλες μέθοδοι για τον έλεγχο του συγκεκριμένου μετατροπέα. Το επόμενο βήμα ήταν η προσομοίωση του συνολικού συστήματος φόρτισης προκειμένου να εξακριβωθεί η ορθή λειτουργία του πριν την κατασκευή, με χρήση λογισμικού MATLAB/SIMULINΚ. Τέλος μελετάται και κατασκευάζεται στο εργαστήριο η πειραματική διάταξη, με τη χρήση της οποίας διεξάγονται μετρήσεις για την επιβεβαίωση και την αξιολόγηση της θεωρητικής μελέτης.

6

7 Πρόλογος ΠΡΟΛΟΓΟΣ Στη διπλωματική αυτή εργασία μελετάται, σχεδιάζεται και κατασκευάζεται μια διάταξη που θα ελέγχει ένα ηλεκτροκινητήριο σύστημα με σκοπό την φόρτιση ενός ηλεκτροκινητήρα. Πιο συγκεκριμένα, μελετάται και κατασκευάζεται ένας αμφίδρομος ηλεκτρονικός μετατροπέας ισχύος που θα ελέγχει μια μηχανή συνεχούς ρεύματος, ο άξονας της οποίας συνδέεται μέσω ενός συστήματος μετάδοσης με έναν ηλεκτροκινητήρα. Απώτερος στόχος είναι η εργαστηριακή εξομοίωση όλων των πιθανών φορτίσεων που ασκούνται στον ηλεκτρικό κινητήρα ενός ηλεκτροκίνητου οχήματος. Αναλυτικά, στο κεφάλαιο 1 μελετώνται οι πιθανές φορτίσεις που δέχεται ο κινητήρας κατά την κίνηση ενός οχήματος και παρατίθεvται οι σχέσεις που συνδέουν τη ροπή των τροχών με την ροπή μιας μηχανής συνεχούς ρεύματος ξένης διέγερσης. Στο κεφάλαιο 2 παρουσιάζεται ο αμφίδρομος μετατροπέας υποβιβασμού-ανύψωσης τάσης (μετατροπέας buck-boost) και αναλύεται η λειτουργία του σε όλες τις περιπτώσεις (υποβιβασμού, ανύψωσης και υποβιβασμού/ανύψωσης). Επιπλέον, εξάγονται οι εξισώσεις που διέπουν την λειτουργία του στις περιπτώσεις συνεχούς και ασυνεχούς αγωγής ρεύματος. Στο κεφάλαιο 3 γίνεται αναφορά σε τρείς συχνά χρησιμοποιούμενες μεθόδους ελέγχου των διακοπτικών μετατροπέων ισχύος Σ.Τ.-Σ.Τ. Ταυτόχρονα δίνεται έμφαση στις μεθόδους ελέγχου ρεύματος, οι οποίες χρησιμοποιούνται για τον έλεγχο του ηλεκτρονικού μετατροπέα ισχύος της παρούσας διπλωματικής. Στο κεφάλαιο 4 προσομοιώνεται ο μετατροπέας καθώς και το συνολικό σύστημα με έλεγχο κλειστού βρόχου προς επιβεβαίωση της θεωρητικής ανάλυσης. Για την υλοποίηση των προσομοιώσεων χρησιμοποιήθηκε το λογισμικό MATLAB/SIMULINK. Στο κεφάλαιο 5 παρουσιάζεται ο σχεδιασμός και η κατασκευή του μετατροπέα ισχύος και των κυκλωμάτων ελέγχου. Αναλύεται διεξοδικά η διαδικασία επιλογής των στοιχείων του μετατροπέα και παρατίθενται οι κατασκευαστικές λεπτομέρειες της διάταξης. Στο κεφάλαιο 6 γίνεται αναφορά στον μικροελεγκτή DSPIC30F2020, ο οποίος χρησιμοποιήθηκε για τον έλεγχο με τη μέθοδο PWM του αμφίδρομου μετατροπέα, και περιγράφονται εκτενώς οι χρησιμοποιηθείσες περιφερειακές μονάδες του Στο κεφάλαιο 7 παρουσιάζεται η δοκιμή του μετατροπέα της εργαστηριακής διάταξης και τέλος παρουσιάζονται τα αποτελέσματα των πειραματικών μετρήσεων προκειμένου να επιβεβαιωθεί η θεωρητική μελέτη. - I -

8 Πρόλογος Τέλος, καταγράφεται η βιβλιογραφία που χρησιμοποιήθηκε και στα παραρτήματα ενσωματώνονται οι κώδικες σε γλώσσα C για τον προγραμματισμό του μικροελεγκτή, τα σχηματικά και τυπωμένα κυκλώματα των πλακετών που κατασκευάστηκαν, τα φυλλάδια των κατασκευαστών των στοιχείων που χρησιμοποιήθηκαν και αναλυτικά όλες οι πειραματικές μετρήσεις. Στο σημείο αυτό οφείλω να ευχαριστήσω θερμά τον επιβλέποντα της διπλωματικής εργασίας κ. Εμμανουήλ Τατάκη τόσο για την εμπιστοσύνη που μου επέδειξε κατά την ανάθεση της εργασίας όσο και για την απεριόριστη υποστήριξη του καθ όλη τη διάρκεια εκπόνησής της. Επίσης, ευχαριστίες αρμόζουν σε όλους τους μεταπτυχιακούς και προπτυχιακούς φοιτητές του Εργαστηρίου Ηλεκτρομηχανικής Μετατροπής Ενέργειας για το ιδιαίτερα φιλικό κλίμα και τις συμβουλές που μου πρόσφεραν κατά τη διάρκεια της παρούσας διπλωματικής εργασίας. Ιδιαίτερες ευχαριστίες θα ήθελα να δώσω στον υποψήφιο διδάκτορα του Τμήματός μας κ. Ιωάννη Καρατζαφέρη για την πολύτιμη βοήθεια και καθοδήγησή του σε όλα τα στάδια της διπλωματικής εργασίας. Τέλος, θα ήθελα να ευχαριστήσω την οικογένεια μου και τους φίλους μου για την κατανόηση και την υποστήριξή τους σε όλη τη διάρκεια της διπλωματικής μου εργασίας. - II -

9 Πίνακας Περιεχομένων ΠΙΝΑΚΑΣ ΠΕΡΙΕΧΟΜΕΝΩΝ ΚΕΦΑΛΑΙΟ ΑΝΑΛΥΣΗ ΚΑΙ ΕΞΟΜΟΙΩΣΗ ΤΟΥ ΦΟΡΤΙΟΥ ΤΟΥ ΚΙΝΗΤΗΡΑ ΕΝΟΣ ΗΛΕΚΤΡΟΚΙΝΗΤΟΥ ΟΧΗΜΑΤΟΣ Ηλεκτροκίνητα οχήματα Εισαγωγή Καθαρά ηλεκτροκίνητα οχήματα Σύστημα μετάδοσης Συμπλέκτης [16] Κιβώτια ταχυτήτων Άξονας μετάδοσης κίνησης Διαφορικό [18] Ανάλυση του φορτίου του κινητήρα ενός οχήματος [4] Εξομοίωση του φορτίου του κινητήρα Το ηλεκτρομηχανικό σύστημα Σχέση ροπής τροχών-ροπής Μηχανής Σ.Ρ Ρύθμιση της ροπής της μηχανής Σ.Ρ ΚΕΦΑΛΑΙΟ ΑΜΦΙΔΡΟΜΟΙ ΜΕΤΑΤΡΟΠΕΙΣ ΥΠΟΒΙΒΑΣΜΟΥ-ΑΝΥΨΩΣΗΣ ΤΑΣΗΣ Εισαγωγή Ο αμφίδρομος μετατροπέας υποβιβασμού-ανύψωσης τάσης Λειτουργία ως μετατροπέας υποβιβασμού τάσης (buck) Η λειτουργία συνεχούς αγωγής ρεύματος στον μετατροπέα υποβιβασμού τάσης Η λειτουργία ασυνεχούς αγωγής ρεύματος στον μετατροπέα υποβιβασμού τάσης Λειτουργία ως μετατροπέας ανύψωσης τάσης (boost) Η λειτουργία συνεχούς αγωγής ρεύματος στον μετατροπέα ανύψωσης τάσης Η λειτουργία ασυνεχούς αγωγής ρεύματος στον μετατροπέα ανύψωσης τάσης Λειτουργία ως μετατροπέας υποβιβασμού/ανύψωσης (buck/boost) Η λειτουργία συνεχούς αγωγής ρεύματος στον μετατροπέα υποβιβασμού/ανύψωσης τάσης Ο αμφίδρομος μετατροπέας υποβιβασμού-ανύψωσης πολλαπλών κλάδων ΚΕΦΑΛΑΙΟ ΜΕΘΟΔΟΙ ΕΛΕΓΧΟΥ ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΩΝ ΜΕΤΑΤΡΟΠΕΩΝ ΙΣΧΥΟΣ III -

10 - IV - Πίνακας Περιεχομένων 3.1 Εισαγωγή Μέθοδος ελέγχου PID Μέθοδοι ελέγχου ρεύματος Έλεγχος της μέγιστης τιμής ρεύματος με σταθερή συχνότητα (peak current control) Έλεγχος της ελάχιστης τιμής ρεύματος με σταθερή συχνότητα (valley current control) Έλεγχος υστέρησης (hysteresis control ή bang-bang control) Έλεγχος φορτίου (charge control) [9] Έλεγχος με ολίσθηση στον χώρο κατάστασης (sliding mode control) [10] ΚΕΦΑΛΑΙΟ ΠΡΟΣΟΜΟΙΩΣΗ ΤΗΣ ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΑΚΗΣ ΔΙΑΤΑΞΗΣ ΜΕ ΧΡΗΣΗ ΤΟΥ ΛΟΓΙΣΜΙΚΟΥ MATLAB/SIMULINK Εισαγωγή Μοντελοποίηση των επιμέρους συστημάτων Το μοντέλο της μηχανής συνεχούς ρεύματος Το μοντέλο του αμφίδρομου interleaved μετατροπέα υποβιβασμού τάσης Το μοντέλο υπολογισμού της ροπής αναφοράς Προσομοίωση της εργαστηριακής διάταξης με έλεγχο ανοιχτού βρόχου Προσομοίωση της εργαστηριακής διάταξης με έλεγχο κλειστού βρόχου Προσομοίωση κλειστού βρόχου με χρήση PI ελεγκτή Προσομοίωση κλειστού βρόχου με peak current control Προσομοίωση κλειστού βρόχου με charge control Προσομοίωση κλειστού βρόχου με έλεγχο υστέρησης ΚΕΦΑΛΑΙΟ ΣΧΕΔΙΑΣΜΟΣ ΚΑΙ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΤΗΣ ΠΕΙΡΑΜΑΤΙΚΗΣ ΔΙΑΤΑΞΗΣ Εισαγωγή Επιλογή Μηχανής Συνεχούς Ρεύματος Κατασκευή του μετατροπέα-επιλογή στοιχείων για το κύκλωμα ισχύος Επιλογή ημιγαγωγικών διακοπτικών στοιχείων Επιλογή διόδων ισχύος Επιλογή ρελέ Κατασκευή πηνίων Επιλογή ψυκτικού σώματος Κατασκευή των κυκλωμάτων ελέγχου Επιλογή μικροελεγκτή... 93

11 Πίνακας Περιεχομένων Επιλογή ενισχυτή 74HC Επιλογή οπτοζεύκτη (optocoupler) Επιλογή οδηγού παλμών (driver) Επιλογή ενισχυτή ULN2004 (Darlington) Επιλογή μετρητικών ρεύματος ΚΕΦΑΛΑΙΟ Ο ΜΙΚΡΟΕΛΕΓΚΤΗΣ DSPIC30F Εισαγωγή Ο μικροελεγκτής DSPIC30F Περιφερειακά του μικροελεγκτή DSPIC30F Χρονιστές (Timers) Μετατροπέας Αναλογικού σήματος σε Ψηφιακό (A/D Converter) Μονάδα Ασύγχρονης Επικοινωνίας (UART) Γεννήτριες PWM Προγραμματισμός του μικροελεγκτή DSPIC30F ΚΕΦΑΛΑΙΟ ΠΕΙΡΑΜΑΤΙΚΕΣ ΜΕΤΡΗΣΕΙΣ-ΑΠΟΤΕΛΕΣΜΑΤΑ Εισαγωγή Μετρήσεις με καθαρά ωμικό φορτίο Παλμογραφήματα μεγεθών Υπολογισμός βαθμού απόδοσης Έλεγχος κλειστού βρόχου ΒΙΒΛΙΟΓΡΑΦΙΑ ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Α Αποτελέσματα προσομοιώσεων Πειραματικές μετρήσεις ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Β Σχηματικά και τυπωμένα κυκλώματα ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Γ Κώδικες προγραμμάτων ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Δ Φυλλάδια κατασκευαστών V -

12 Πίνακας Περιεχομένων

13 Κεφάλαιο 1 ο ΚΕΦΑΛΑΙΟ 1 ΑΝΑΛΥΣΗ ΚΑΙ ΕΞΟΜΟΙΩΣΗ ΤΟΥ ΦΟΡΤΙΟΥ ΤΟΥ ΚΙΝΗΤΗΡΑ ΕΝΟΣ ΗΛΕΚΤΡΟΚΙΝΗΤΟΥ ΟΧΗΜΑΤΟΣ 1.1 Ηλεκτροκίνητα οχήματα Εισαγωγή Τα τελευταία χρόνια εντείνεται το ενδιαφέρον σε παγκόσμια κλίμακα για τα μη βενζινοκίνητα και υβριδικής τεχνολογίας οχήματα. Αυτή η στροφή προς τα οικολογικά οχήματα δικαιολογείται καθώς είναι πλέον φανερά τα αποτελέσματα της αλόγιστης σπατάλης των ορυκτών καυσίμων. Ο ορυκτός πλούτος του πλανήτη είναι πεπερασμένος ενώ από την καύση των ορυκτών καυσίμων παράγονται βλαβερά αέρια για την υγεία, αλλά και μεγάλες ποσότητες διοξειδίου του άνθρακα, ενός αερίου υπεύθυνου για το φαινόμενο του θερμοκηπίου [14]. Στην προσπάθεια αντιμετώπισης της κλιματικής αλλαγής αλλά και της εξοικονόμησης φυσικών πόρων, οι αυτοκινητοβιομηχανίες αναπτύσσουν νέες τεχνολογίες για την παραγωγή είτε υβριδικών (π.χ. Σχήμα 1.1) είτε αμιγώς ηλεκτροκίνητων οχημάτων είτε οχημάτων που χρησιμοποιούν εναλλακτικές μορφές καυσίμων όπως φυσικό αέριο, βιοαιθανόλη κλπ. Σχήμα 1.1: Το υβριδικό μοντέλο Civic της Honda [23] - 7 -

14 Κεφάλαιο 1 ο Σε πολλές χώρες, η απόκτηση και χρήση οικολογικών οχημάτων συνοδεύεται από ευνοϊκά οικονομικά μέτρα για τους κατόχους. Στην Ελλάδα, για παράδειγμα, τα υβριδικά και τα ηλεκτρικά οχήματα απαλλάσσονται από τα τέλη ταξινόμησης και κυκλοφορίας [15] Καθαρά ηλεκτροκίνητα οχήματα Τα οχήματα που ανήκουν στη συγκεκριμένη κατηγορία χρησιμοποιούν για την κίνησή τους έναν ηλεκτρικό κινητήρα, ο οποίος ελέγχεται από έναν μετατροπέα ισχύος. Η απαραίτητη ηλεκτρική ενέργεια παρέχεται συνήθως από συστοιχίες συσσωρευτών ή και κυψέλες καυσίμων (fuel cells) κάτι που συνεπάγεται μηδενικές εκπομπές ρύπων κατά την κίνηση του οχήματος. Αν για τη φόρτιση των συσσωρευτών η ενέργεια προέρχεται από ανανεώσιμες πηγές (όπως φωτοβολταϊκές συστοιχίες) τότε η ρύπανση που προκαλούν είναι ελάχιστη σε μακροχρόνια βάση. Σχήμα 1.2: Το ηλεκτρικό μοντέλο Leaf της Nissan [24] Ένα από τα σημαντικότερα πλεονεκτήματα των ηλεκτρικών οχημάτων (π.χ. Σχήμα 1.2) είναι ο υψηλός βαθμός απόδοσης σε σχέση με τα βενζινοκίνητα οχήματα. Στη σύγχρονη εποχή, ο βαθμός απόδοσης στις μηχανές εσωτερικής καύσης και ιδιαίτερα στους κινητήρες Diesel, κυμαίνεται από 37% έως 44% ενώ οι ηλεκτρικοί κινητήρες παρουσιάζουν μέγιστο βαθμό απόδοσης έως και 95-96%. [14]Επιπρόσθετα, στα ηλεκτροκίνητα οχήματα, ένα μέρος των θερμικών απωλειών κατά την πέδηση του οχήματος, μπορεί να εκμεταλλευτεί για την επαναφόρτιση των μπαταριών, κάτι που βελτιώνει τη συνολική απόδοση του οχήματος

15 Κεφάλαιο 1 ο Όσον αφορά τις επιδόσεις των ηλεκτροκίνητων οχημάτων, δεν υστερούν ιδιαίτερα σε σχέση με τα βενζινοκίνητα. Μπορεί το βάρος του οχήματος να αυξάνεται λόγω του ηλεκτρικού κινητήρα και ιδιαίτερα των συσσωρευτών, όμως, ο ηλεκτροκινητήρας μπορεί να επιτύχει σταθερή ροπή -κοντά στη μέγιστη- από την ακινησία μέχρι και το μέγιστο αριθμό στροφών, προσφέροντας καλύτερη επιτάχυνση ακόμα και σε συνθήκες μέγιστης φόρτισης. Το μεγαλύτερο μειονέκτημα των ηλεκτρικών οχημάτων είναι η περιορισμένη αυτονομία. Τα σύγχρονα ηλεκτροκίνητα οχήματα μπορούν να διανύσουν αποστάσεις που κυμαίνονται από 100 έως και 300 χιλιόμετρα με μία φόρτιση. Για την πλήρη επαναφόρτιση απαιτούνται περίπου 6 ώρες, αλλά μερικά σύγχρονα μοντέλα μπορούν να επιτύχουν φόρτιση κατά 80% σε λιγότερο από 1 ώρα [14]. Οι τύποι ηλεκτρικών κινητήρων που χρησιμοποιούνται κατά κόρον για την κίνηση ηλεκτρικών οχημάτων είναι ο brushless μόνιμου μαγνήτη ή ο τριφασικός επαγωγικός κινητήρας. Η χρήση κινητήρων συνεχούς ρεύματος γίνεται συνήθως σε εφαρμογές μικρότερης ισχύος όπως ένα ηλεκτροκίνητο καρτ. Ανάλογα με τον τύπο του κινητήρα χρησιμοποιείται και ο αντίστοιχος μετατροπέας για τον έλεγχό του. Έτσι για τον τριφασικό επαγωγικό κινητήρα χρησιμοποιούνται αντιστροφείς ώστε να παραχθεί η απαραίτητη εναλλασσόμενη τάση από τους συσσωρευτές (Σχήμα 1.3), ενώ για τον κινητήρα συνεχούς ρεύματος χρησιμοποιούνται μετατροπείς dc-dc. Σχήμα 1.3: Διασύνδεση μπαταριών-μετατροπέα-κινητήρα σε ένα ηλεκτρικό όχημα[22] - 9 -

16 Κεφάλαιο 1 ο 1.2 Σύστημα μετάδοσης Στον κινητήρα του οχήματος παράγεται η απαιτούμενη ισχύς, η οποία οδηγείται μέσω του συστήματος μετάδοσης στους τροχούς του οχήματος προκειμένου να εξυπηρετηθούν οι απαιτήσεις του φορτίου. Τα υποσυστήματα που ευθύνονται για τον έλεγχο της ισχύος που διοχετεύεται στους κινητήριους τροχούς είναι ο συμπλέκτης, το κιβώτιο ταχυτήτων, ο άξονας μετάδοσης και το διαφορικό Συμπλέκτης [16] Ο συμπλέκτης βρίσκεται ανάμεσα στον άξονα του κινητήρα και στο κιβώτιο ταχυτήτων, έχοντας ως κύριο ρόλο την απομόνωση του κινητήρα από το κιβώτιο ταχυτήτων προκειμένου να γίνει η επιλογή μιας σχέσης στο κιβώτιο. Ανάλογα με την τεχνολογία που χρησιμοποιούν, υπάρχουν διάφορα είδη συμπλεκτών όπως ο ηλεκτρομαγνητικός συμπλέκτης, ο μηχανικός, ο φυγοκεντρικός και ο ηλεκτρονικά ελεγχόμενος. Ο μηχανικός συμπλέκτης (ή συμπλέκτης ξηράς τριβής, Σχήμα 1.4) χρησιμοποιείται κατά κόρον σε παλαιότερα και σύγχρονα οχήματα. Η λειτουργία του βασίζεται στις δυνάμεις των τριβών που δημιουργούνται ανάμεσα σε δύο δίσκους. Ο ένας δίσκος είναι μόνιμα στερεωμένος στον κινητήριο άξονα (πλατό) ενώ ο άλλος μετακινείται με το πάτημα του πεντάλ, αποσυνδέοντας τον κινητήρα από τον άξονα εισόδου του κιβωτίου ταχυτήτων. Σχήμα 1.4: Μηχανικός συμπλέκτης[17]

17 Κεφάλαιο 1 ο Κιβώτια ταχυτήτων Με το κιβώτιο ταχυτήτων υπάρχει η δυνατότητα, αλλάζοντας το λόγο μετάδοσης, να δίνεται στους τροχούς η ταχύτητα και η ισχύς που είναι απαραίτητες για να αντιμετωπιστούν οι αντιστάσεις λόγω φορτίου, κλίσης του δρόμου κλπ. Τα κιβώτια ταχυτήτων διακρίνονται σε δυο κατηγορίες: κιβώτια διακριτών σχέσεων και κιβώτια συνεχώς μεταβαλλόμενου λόγου μετάδοσης (CVT-Controlled Variable Transmission). Κιβώτια διακριτών σχέσεων [18 ]: Το απλό χειροκίνητο κιβώτιο είναι ένα σύστημα με δύο άξονες και αρκετά γρανάζια, τα οποία βρίσκονται όλα σε διαρκή εμπλοκή μεταξύ τους. Τα γρανάζια των ταχυτήτων δεν εμπλέκονται και απoμπλέκονται μεταξύ τους, αλλά παραμένουν σε μόνιμη εμπλοκή ανά ζεύγη, γυρίζοντας συνεχώς, μέχρι τη στιγμή που το ενδιάμεσο γρανάζι-«κόμπλερ» έρχεται να «κλειδώσει» ένα από αυτά πάνω στον άξονα της εξόδου, ώστε να δώσει κίνηση στο διαφορικό. Στο Σχήμα 1.5 παρουσιάζεται ένα απλό χειροκίνητο κιβώτιο δύο σχέσεων με τον επιλογέα στο «νεκρό». Η είσοδος από τον κινητήρα, ο δευτερεύων άξονας, και τα δύο γρανάζια των σχέσεων (μπλε χρώμα) βρίσκονται σε μόνιμη εμπλοκή και γυρίζουν διαρκώς μέχρι τη στιγμή που θα πατηθεί ο συμπλέκτης. Ο άξονας της εξόδου οδηγεί προς το διαφορικό και συνδέεται μόνο με το γρανάζι της επιλογής (κόμπλερ). Σχήμα 1.5: Κιβώτιο επιλογής δύο διακριτών σχέσεων [18] Κιβώτια συνεχώς μεταβαλλόμενου λόγου μετάδοσης [19]:

18 Κεφάλαιο 1 ο Τα κιβώτια CVT αποτελούνται, στη βασική τους μορφή, από δύο τροχαλίες μεταβλητής διαμέτρου και έναν ιμάντα που συνδέει τις δύο τροχαλίες (Σχήμα 1.6). Η μια τροχαλία συνδέεται με τον άξονα του κινητήρα και η άλλη με τον άξονα μετάδοσης της κίνησης. H κάθε τροχαλία αποτελείται από δύο δίσκους που συγκλίνουν ή αποκλίνουν, αυξομειώνοντας το πλάτος έδρασης του ιμάντα. Αυτό σημαίνει ότι μεταβάλλεται η ακτίνα περιστροφής, μεταβάλλεται και η σχέση μετάδοσης, η οποία ισούται με το λόγο των δύο διαμέτρων. Αυτό έχει ως αποτέλεσμα να επιταχύνεται το όχημα ενώ ταυτόχρονα οι στροφές του κινητήρα να παραμένουν σταθερές κοντά στη μέγιστη απόδοση. Σχήμα 1.6: Περιγραφή του κιβωτίου CVT της Honda [20] Άξονας μετάδοσης κίνησης Ο άξονας μετάδοσης κίνησης μεταφέρει την κίνηση από το κιβώτιο ταχυτήτων στο διαφορικό. Το συγκεκριμένο υποσύστημα δεν υπάρχει απαραίτητα σε όλα τα οχήματα, παρά μόνο στα τετρακίνητα (τα οποία διαθέτουν δύο άξονες μετάδοσης) και σε όσα οχήματα ο κινητήρας βρίσκεται μπροστά ενώ η κίνηση γίνεται πίσω ή το αντίθετο

19 Κεφάλαιο 1 ο Διαφορικό [18] Όταν ένα όχημα κινηθεί πάνω σε ανώμαλο έδαφος, ο ένας από τους δύο κινητήριους τροχούς είναι δυνατό να ανέβει σε διαφορετικό ύψος και να διανύσει μεγαλύτερη διαδρομή, επομένως θα πρέπει να περιστραφεί με διαφορετική ταχύτητα περιστροφής από τον άλλο τροχό, που κινείται σε χαμηλότερο επίπεδο εδάφους. Συνεπώς, πρέπει να υπάρχει ένα σύστημα, το οποίο να επιτρέπει στους τροχούς όταν κινούνται ευθύγραμμα και σε ομαλό έδαφος να έχουν την ίδια ταχύτητα περιστροφής αλλά όταν βρίσκονται σε καμπύλη τροχιά ή σε ανώμαλο έδαφος, να μπορούν να κινούνται με διαφορετική ταχύτητα ο ένας από τον άλλο. Την ικανότητα αυτή την αποκτούν με το διαφορικό. Η θέση του διαφορικού εξαρτάται από το που γίνεται η κίνηση του οχήματος, μπροστά ή πίσω. Αν η κίνηση γίνεται στους πίσω τροχούς, τότε το διαφορικό τοποθετείται πίσω. Αν η κίνηση γίνεται στους μπροστά τροχούς, τοποθετείται μπροστά ενώ αν το όχημα είναι τετρακίνητο, τοποθετούνται δύο διαφορικά, ένα για κάθε άξονα μετάδοσης. Σχήμα 1.7: Διαφορικό [21] 1.3 Ανάλυση του φορτίου του κινητήρα ενός οχήματος [4] Η ανάλυση φορτίου ενός οχήματος είναι υποχρεωτική προκειμένου να επιλεχθεί ο κατάλληλος κινητήρας για την κίνησή του. Με τον όρο φορτίο εννοούμε την δυνατότητα του οχήματος να μεταφέρει το βάρος του, το βάρος επιβατών και αποσκευών καθώς και τη

20 Κεφάλαιο 1 ο δυνατότητα επίτευξης ορισμένης ταχύτητας κίνησης ή επιτάχυνσης ή επιβράδυνσης, υπό οποιεσδήποτε εξωτερικές συνθήκες, σύμφωνα πάντα με τις προδιαγραφές του κατασκευαστή. Για την πλήρη κατανόηση των δυνάμεων που ασκούνται σε ένα όχημα κατά την κίνηση του, η μελέτη πραγματοποιείται για την αναρρίχηση ενός οχήματος σε κεκλιμένο δρόμο (Σχήμα 1.8). Πρέπει να σημειωθεί ότι με κατάλληλη επιλογή των δυνάμεων το ίδιο μοντέλο κίνησης επεκτείνεται και για δρόμους με μηδενική ή αρνητική κλίση (ευθείες ή κατηφόρες αντίστοιχα). Σχήμα 1.8: Ανάλυση των ασκούμενων δυνάμεων σε όχημα [4] Οι σημαντικότερες δυνάμεις που επιδρούν σε ένα όχημα κατά την αναρρίχηση ενός κεκλιμένου δρόμου είναι: F air : η αντίσταση του αέρα F fr,f, F fr,r : η αντίσταση κύλισης εμπρόσθιων και οπίσθιων τροχών αντίστοιχα F d : η ασκούμενη δύναμη στη ράβδο ρυμούλκησης F f, F r : η εμπρόσθια και οπίσθια ελκτική δύναμη αντίστοιχα (η ύπαρξη και των δύο καθορίζεται από τον τύπο του οχήματος δηλαδή αν πρόκειται για τετρακίνητο όχημα ή για όχημα με κίνηση στους δύο τροχούς) W : το βάρος το οχήματος m veh g sinθ s : η αντίσταση αναρρίχησης

21 Κεφάλαιο 1 ο Σύμφωνα με τον δεύτερο νόμο του Νεύτωνα, η συνισταμένη των δυνάμεων που ασκούνται στο όχημα ισούται με: F ma (1.1) F F F ( F F ) m g sin F ma (1.2) f r air fr, f fr, r veh s d Η σχέση (1.2) αποτελεί την εξίσωση κίνησης του οχήματος, η οποία μπορεί να μετασχηματιστεί στην: W F Fair Ffr mveh g sin s Fd a (1.3) g Για την οποία ισχύουν: F F F F (1.4) f 2 air air F x veh r 1 A c u (1.5) 2 F F F m g cos f f fr fr, f fr, r veh s 0 1 uveh (1.6) Όπου: ρ air : η πυκνότητα του αέρα σε kg/m 3 c x : ο αεροδυναμικός συντελεστής του οχήματος (δίνεται από τον κατασκευαστή) A F : η μετωπική επιφάνεια το οχήματος σε m 2 m veh : η μάζα του οχήματος σε kg f 0, f 1 : συντελεστές που σχετίζονται με την κατάσταση του οδοστρώματος θ s : η γωνία κλίσης του δρόμου g : η επιτάχυνση της βαρύτητας σε m/s 2 α : η επιτάχυνση του οχήματος Η μέγιστη ελκτική δύναμη (πρόσω και οπίσω) καθορίζεται αφενός από το συντελεστή πρόσφυσης και το κάθετο φορτίο στους κινητήριους τροχούς και αφετέρου από την ισχύ του κινητήρα και την απόδοση του συστήματος μετάδοσης. Ο υπολογισμός του κάθετου φορτίου στους τροχούς του οχήματος πραγματοποιείται με ανάλυση των κάθετων δυνάμεων σε αυτούς. Συνεπώς, σύμφωνα με το Σχήμα 1.8 οι κάθετες δυνάμεις υπολογίζονται από τις εξισώσεις ισοορροπίας στα σημεία Ακαι Β: Η κάθετος δύναμη των εμπρόσθιων τροχών W f ισούται με:

22 Κεφάλαιο 1 ο W f W Wl2 cos s Fair ha h a Fd hd W h sin s g (1.7) L όπου: l 2 : η απόσταση του πίσω άξονα από το κέντρο βάρους του οχήματος h α : ύψος από το έδαφος του σημείου εφαρμογής της αεροδυναμικής αντίστασης h : το ύψος του κέντρου βάρους του οχήματος από το έδαφος h d : ύψος της ράβδου ρυμούλκησης από το έδαφος θ s : η γωνία κλίσης του οδοστρώματος L : η απόσταση των αξόνων Στη σχέση (1.7) ο τελευταίος όρος έχει θετικό πρόσημο στην περίπτωση κατάβασης και αρνητικό πρόσημο στην περίπτωση αναρρίχησης του οχήματος. Ομοίως, η κάθετος δύναμη των οπίσθιων τροχών W r υπολογίζεται ίση με: W r W Wl1 cos s Fair ha h a Fd hd W h sin s g (1.8) L όπου: l 1 : η απόσταση του εμπρός άξονα από το κέντρο βάρους του οχήματος. Ο τελευταίος όρος της σχέσης (1.8) έχει θετικό πρόσημο κατά την αναρρίχηση και αρνητικό κατά την κατάβαση του οχήματος. Όταν η κλίση του οδοστρώματος είναι μικρή, μπορεί να θεωρηθεί ότι cosθ s 1. Επιπλέον, υποθέτοντας ότι h α h και h d h, οι σχέσεις (1.7) και (1.8) μετασχηματίζονται στις ακόλουθες: l2 h W Wf W Fair a Fd W sin s L L g (1.9) l1 h W Wr W Fair a Fd W sin s (1.10) L L g Αντικαθιστώντας τη σχέση (1.3) στις παραπάνω σχέσεις, για την περίπτωση οδοστρώματος με μικρή κλίση προκύπτει: l h L L (1.11) 2 Wf W F Ffr l h L L (1.12) 1 Wr W F Ffr

23 Κεφάλαιο 1 ο Η μέγιστη ελκτική δύναμη που αναπτύσσεται στην επαφή ελαστικού-οδοστρώματος εξαρτάται, εκτός από την κάθετη δύναμη στους τροχούς, και από τον συντελεστή πρόσφυσης του οδοστρώματος. Επομένως, για όχημα με κίνηση στους εμπρός τροχούς και για οδόστρωμα με μικρή κλίση ισχύει: l h L L 2 Fmax Wf W Fmax Ffr F max W ( l2 fr h) L h 1 L όπου f r είναι ο συντελεστής αντίστασης κύλισης για τον οποίο ισχύει: Ffr fr W. (1.13) Για όχημα με κίνηση στους πίσω τροχούς και για οδόστρωμα με μικρή κλίση, η μέγιστη ελκτική δύναμη ισούται: l h L L 1 Fmax Wr W Fmax Ffr F max W ( l1 fr h) L h 1 L (1.14) Η εύρεση της μέγιστης ελκτικής δύναμης ενός οχήματος είναι απαραίτητη προκειμένου να επιλεχθεί κατάλληλα ο κινητήρας του. Πιο συγκεκριμένα, ο κινητήρας πρέπει να έχει την ικανότητα παραγωγής τέτοιας ροπής που αφενός να εξισορροπούνται οι εξωτερικές ροπές που ασκούνται στο όχημα και αφετέρου να επιταχύνει το όχημα έως ότου επιτευχθεί η επιθυμητή ταχύτητα. 1.4 Εξομοίωση του φορτίου του κινητήρα Το ηλεκτρομηχανικό σύστημα Στο Σχήμα 1.9 απεικονίζεται το σχηματικό διάγραμμα του συνολικού συστήματος που έχει κατασκευαστεί στο Εργαστήριο Ηλεκτρομηχανικής Μετατροπής Ενέργειας. Το υποσύστημα Ι αντιστοιχεί στο ηλεκτροκινητήριο σύστημα ενός οχήματος ενώ το υποσύστημα ΙΙ αντιστοιχεί στην εργαστηριακή εξομοίωση του φορτίου ενός ηλεκτροκίνητου οχήματος. Σε

24 Κεφάλαιο 1 ο προηγούμενη διπλωματική εργασία [34] μελετήθηκε το υποσύστημα Ι που αποτελείται από έναν κινητήρα συνεχούς ρεύματος, δύο μετατροπείς dc-dc για τον έλεγχο της διέγερσης και της τάσης τυμπάνου του κινητήρα αντίστοιχα, και από μια συστοιχία συσσωρευτών για την τροφοδοσία των μετατροπέων. Μελετήθηκαν οι απώλειες του συστήματος συναρτήσει του λόγου μετάδοσης λ και της μαγνητικής ροής CΦ του κινητήρα, παράμετροι οι οποίοι ρυθμίζονται κατάλληλα ανάλογα με την κλίση του οδοστρώματος και την ταχύτητα του οχήματος ώστε να επιτευχθεί η μέγιστη δυνατή εξοικονόμηση ενέργειας. Σχήμα 1.9: Συνολικό ηλεκτρομηχανικό σύστημα Το σύστημα μετάδοσης κίνησης που παρεμβάλλεται μεταξύ του ηλεκτρικού κινητήρα και των τροχών του οχήματος αποτελείται από ένα κιβώτιο συνεχώς μεταβαλλόμενου λόγου

25 Κεφάλαιο 1 ο μετάδοσης (CVT). Οι τιμές του λόγου μετάδοσης καθορίζονται από έναν ελεγκτή εξοικονόμησης ενέργειας ώστε να είναι οι βέλτιστες δυνατές για την ελαχιστοποίηση των απωλειών του οχήματος. Στην παρούσα διπλωματική εργασία, οι τροχοί του οχήματος έχουν αντικατασταθεί με ένα ηλεκτροκινητήριο σύστημα (Υποσύστημα ΙΙ), το οποίο αναλαμβάνει την εξομοίωση των εξωτερικών δυνάμεων που θα φορτίσουν τον ηλεκτροκινητήρα του οχήματος. Το προαναφερθέν σύστημα απεικονίζεται στο Σχήμα 1.9 (Υποσύστημα ΙΙ) και αποτελείται από μια μηχανή συνεχούς ρεύματος, έναν αμφίδρομο μετατροπέα dc-dc υποβιβασμού τάσης, και ένα σύστημα διακοπτών που συνδέουν είτε μια αντίσταση ισχύος είτε την ανορθωμένη τάση του δικτύου. Εικόνα 1.10: Το συνολικό ηλεκτρομηχανικό σύστημα Στόχος του συγκεκριμένου ηλεκτρομηχανικού συστήματος είναι η εξομοίωση των εξωτερικών δυνάμεων που ασκούνται στους τροχούς ενός ηλεκτροκίνητου οχήματος για οποιαδήποτε κλίση του οδοστρώματος (αρνητική ή θετική). Πιο συγκεκριμένα, υλοποιείται ένα σύστημα υπολογισμού ροπής αναφοράς στο οποίο εισάγονται η ταχύτητα του οχήματος και η κλίση του οδοστρώματος. Στη συνέχεια, η ροπή αναφοράς συγκρίνεται με την πραγματική ροπή στον άξονα της μηχανής και παράγεται το σήμα που ελέγχει το ρεύμα της

26 Κεφάλαιο 1 ο μηχανής ή τη διέγερση ώστε να διορθωθεί η πραγματική ροπή στην ροπή αναφοράς και να εξομοιωθούν πλήρως οι συνθήκες φόρτισης του κινητήρα του οχήματος (Σχήμα 1.11). Σχήμα 1.11: Το υποσύστημα που μελετάται Σχέση ροπής τροχών-ροπής Μηχανής Σ.Ρ. Ως γνωστόν, η ροπή που αναπτύσσεται στον άξονα μιας μηχανής συνεχούς ρεύματος ξένης διέγερσης ισούται με: Max Mel M friction (1.15) Επειδή η ροπή που αναπτύσσεται λόγω τριβών είναι πολύ μικρή μπορεί να παραληφθεί από την παραπάνω σχέση. Επομένως: Max Mel C IT (1.16) Αν η διέγερση της μηχανής είναι σταθερή, τότε ο όρος της μαγνητικής ροής CΦ παραμένει σταθερός. Σε αυτή την περίπτωση, η ροπή της μηχανής καθορίζεται μόνο από την τιμή του ρεύματος τυμπάνου

27 Κεφάλαιο 1 ο Από την άλλη, η ροπή που αναπτύσσεται στους τροχούς ενός οχήματος κατά την κίνηση του είναι: M wh F r (1.17) όπου r wh η ακτίνα του τροχού και F η δύναμη που ασκείται στους τροχούς, η οποία δίνεται από την εξίσωση κίνησης του οχήματος (σχέση 1.3). Η πλήρης εξομοίωση των δυνάμεων που ασκούνται σε ένα όχημα επιτυγχάνεται με εξίσωση των σχέσεων (1.16) και (1.17): wh Max Mwh C IT F rwh C I ( F F m g sin F ma) r (1.18) T air fr veh s d wh Η σχέση (1.18) ισχύει για οποιαδήποτε κίνηση πραγματοποιεί το όχημα δηλαδή είτε επιταχυνόμενη, είτε επιβραδυνόμενη είτε με σταθερή ταχύτητα. Στη διάταξη μας η δύναμη στη ράβδο ρυμούλκησης θεωρείται μηδέν (F d =0) και η ταχύτητα περιστροφής της μηχανής είναι σταθερή δηλαδή θεωρούμε ότι είμαστε στη μόνιμη κατάσταση λειτουργίας. Συνεπώς, η παραπάνω σχέση απλοποιείται στην ακόλουθη: C I ( F F m g sin ) r T air fr veh s wh C I A c u m g m g f f r uveh T air F x veh veh sin s veh cos s 0 1 wh (1.19) Συνεπώς, οποιαδήποτε μεταβολή στις εξωτερικές δυνάμεις εξομοιώνεται από την αλλαγή του ρεύματος τυμπάνου της μηχανής της προς μελέτη διάταξης και κατά συνέπεια της ροπής φόρτισης του ηλεκτροκινητήρα του οχήματος Ρύθμιση της ροπής της μηχανής Σ.Ρ. Το ηλεκτρομηχανικό σύστημα που μελετάται μπορεί να εξομοιώσει όλες τις συνθήκες φόρτισης ενός οχήματος. Ανάλογα, όμως, με την κλίση του οδοστρώματος η μηχανή συνεχούς ρεύματος λειτουργεί είτε ως γεννήτρια είτε ως κινητήρας. Στην περίπτωση που το όχημα αναρριχάται ή κινείται σε δρόμο με μηδενική κλίση, η μηχανή συνεχούς ρεύματος της διάταξής μας λειτουργεί ως γεννήτρια προκειμένου να φορτίσει τον ηλεκτροκινητήρα του οχήματος. Η μηχανή αποτελεί την είσοδο του αμφίδρομου μετατροπέα ενώ στην έξοδο του συνδέεται μια κατάλληλα υπολογισμένη αντίσταση ισχύος

28 Κεφάλαιο 1 ο Όπως προαναφέρθηκε, η ροπή στον άξονα της γεννήτριας (δηλαδή η ροπή των τροχών) ελέγχεται μέσω του ρεύματος τυμπάνου. Επομένως, γίνεται αντιληπτό ότι ρυθμίζοντας το ρεύμα εισόδου του μετατροπέα υποβιβασμού τάσης ρυθμίζεται ανάλογα και η ροπή. Σε προηγούμενη διπλωματική εργασία [35], αποδείχθηκε ότι η αντίσταση εισόδου ενός μετατροπέα υποβιβασμού τάσης με σταθερό ωμικό φορτίο στην έξοδο, εξαρτάται από το τετράγωνο του λόγου κατάτμησης, δηλαδή: R in Rout (1.20) 2 Ο λόγος κατάτμησης λαμβάνει τιμές από 0 έως 1. Αυτό πρακτικά σημαίνει ότι η αντίσταση που φαίνεται στην είσοδο του μετατροπέα μπορεί να πάρει τιμές στο διάστημα [R out, ). Έτσι, με κατάλληλη ρύθμιση του λόγου κατάτμησης, ρυθμίζεται το ρεύμα τυμπάνου της γεννήτριας και κατά συνέπεια η ροπή εισόδου της. Αν το όχημα βρίσκεται σε φάση κατάβασης, η ροπή των τροχών υποβοηθάει την κίνηση του οχήματος. Επομένως, η μηχανή συνεχούς ρεύματος του υποσυστήματος φόρτισης πρέπει να λειτουργεί ως κινητήρας. Εκμεταλλευόμενοι την αμφίδρομη φύση του μετατροπέα, ο οποίος επιτρέπει ροή ισχύος και προς τις δύο κατευθύνσεις, συνδέεται στη θέση του ωμικού φορτίου η ανορθωμένη τάση του δικτύου, η οποία μέσω του μετατροπέα υποβιβασμού τροφοδοτεί με ηλεκτρική ισχύ τον κινητήρα. Τώρα, το ρεύμα τυμπάνου του κινητήρα ισούται με το ρεύμα εξόδου του μετατροπέα. Επειδή το φορτίο δεν είναι καθαρά ωμικό, η μηχανή μπορεί να «τραβάει» από τον μετατροπέα οποιοδήποτε ρεύμα, ανάλογα με τις συνθήκες φόρτισής της. Συνεπώς, για τη ρύθμιση του ρεύματος τυμπάνου του κινητήρα και κατ επέκταση της ροπής στην έξοδό του, είναι απαραίτητη η υλοποίηση κάποιας τεχνικής ελέγχου στο ρεύμα εξόδου του μετατροπέα. Για την υλοποίηση της λογικής που περιγράφτηκε είναι λοιπόν απαραίτητη η υλοποίηση ενός αμφίδρομου μετατροπέα, ο οποίος θα μας παρέχει τη δυνατότητα εξομοίωσης του φορτίου ενός ηλεκτροκίνητου οχήματος σε οποιαδήποτε κατάσταση λειτουργίας, δηλαδή τόσο κατά την κίνηση σε δρόμο με μηδενική κλίση ή σε ανωφέρεια όσο και κατά την κίνηση σε κατωφέρεια. Ο αμφίδρομος αυτός μετατροπέας θα περιγραφεί στο επόμενο κεφάλαιο

29 Κεφάλαιο 2 ο ΚΕΦΑΛΑΙΟ 2 ΑΜΦΙΔΡΟΜΟΙ ΜΕΤΑΤΡΟΠΕΙΣ ΥΠΟΒΙΒΑΣΜΟΥ-ΑΝΥΨΩΣΗΣ ΤΑΣΗΣ 2.1 Εισαγωγή Οι μετατροπείς dc-dc είναι ευρέως διαδεδομένοι σε dc τροφοδοτικά διακοπτικού τύπου και σε εφαρμογές dc κινητήριων συστημάτων. Στην είσοδο των μετατροπέων συνδέεται συνήθως είτε η ανορθωμένη τάση του δικτύου είτε μια συστοιχία συσσωρευτών ενώ στην έξοδο του συνδέεται ένας καταναλωτής συνεχούς ρεύματος (Σχήμα 2.1). Οι μετατροπείς αυτοί, χρησιμοποιούνται για τη μετατροπή μιας DC τάσης σε μια άλλη, μεταβλητή. Μπαταρία Μη ελεγχόμενος ανορθωτής με διόδους DC DC Μετατροπέας DC Φίλτρο πυκνωτή DC-DC Φορτίο AC Τάση δικτύου (μονοφασική ή τριφασική) (Μη σταθεροποιημένο) (Μη σταθεροποιημένο) (Σταθεροποιημένο) Σχήμα 2.1: Σύστημα μετατροπέα DC-DC [1] Ανάλογα με την επιθυμητή κατεύθυνση της ισχύος, οι μετατροπείς χωρίζονται σε δύο κατηγορίες: Μονοκατευθυντήριοι, στους οποίους η μεταφορά ισχύος γίνεται από την είσοδο προς την έξοδο. Αμφίδρομοι, στους οποίους η μεταφορά ισχύος γίνεται προς οποιαδήποτε κατεύθυνση. Οι αμφίδρομοι μετατροπείς έχουν ευρεία γκάμα εφαρμογών, ιδίως στα ηλεκτρικά οχήματα. Για παράδειγμα, κατά την πέδηση ενός ηλεκτροκίνητου οχήματος ένας αμφίδρομος μετατροπέας θα επιτρέψει την επιστροφή ενέργειας από τον κινητήρα Σ.Ρ. στη συστοιχία συσσωρευτών

30 Κεφάλαιο 2 ο Διαπιστώνοντας τη σημαντικότητα χρήσης των αμφίδρομων μετατροπέων, στο κεφάλαιο αυτό μελετάται ο αμφίδρομος μετατροπέας υποβιβασμού-ανύψωσης, παρουσιάζονται οι σχέσεις που συνδέουν τα μεγέθη του μετατροπέα καθώς και οι αντίστοιχες κυματομορφές τους στις δύο περιοχές λειτουργίας του (Συνεχούς και Ασυνεχούς αγωγής). 2.2 Ο αμφίδρομος μετατροπέας υποβιβασμού-ανύψωσης τάσης Ο αμφίδρομος μετατροπέας που αναλύεται σε αυτό το κεφάλαιο απεικονίζεται στο Σχήμα 2.2 [7], [8]. Εξετάζοντας το μετατροπέα από τη μεριά της πηγής, διαπιστώνουμε πως αποτελείται από τη σύνδεση ενός μετατροπέα υποβιβασμού τάσης με έναν μετατροπέα ανύψωσης τάσης έχοντας κοινό στοιχείο το πηνίο. Το ίδιο συμβαίνει αν εξετάσουμε το μετατροπέα από τη μεριά του φορτίου. Δηλαδή, πρόκειται για έναν συμμετρικό μετατροπέα ο οποίος μπορεί άγει και προς τις δύο κατευθύνσεις. Σχήμα 2.2: Ο αμφίδρομος μετατροπέας ανύψωσης-υποβιβασμού τάσης Το σημαντικότερο πλεονέκτημα του συγκεκριμένου μετατροπέα είναι ότι με κατάλληλη παλμοδότηση μπορεί να λειτουργήσει σαν μετατροπέας υποβιβασμού τάσης (buck), σαν μετατροπέας ανύψωσης τάσης (boost) και σαν μετατροπέας υποβιβασμού/ανύψωσης τάσης (buck/boost), χωρίς καμία τροποποίηση της τοπολογίας του

31 Κεφάλαιο 2 ο 2.3 Λειτουργία ως μετατροπέας υποβιβασμού τάσης (buck) Έστω ότι παρατηρούμε το μετατροπέα από τη μεριά της πηγής. Για τη λειτουργία υποβιβασμού απαιτείται η παλμοδότηση του διακόπτη S1 ενώ όλοι οι άλλοι παραμένουν ανοιχτοί. Όπως φαίνεται στο Σχήμα 2.3, όταν ο διακόπτης S1 άγει, η δίοδος D3 πολώνεται ορθά και η ενέργεια μεταφέρεται από την είσοδο στην έξοδο ενώ συγχρόνως ένα τμήμα της αποθηκεύεται στην επαγωγή. Η δίοδοι D2 και D4 είναι πολωμένες ανάστροφα και δεν άγουν. Σχήμα 2.3: Διακόπτης S1 κλειστός Όταν ο διακόπτης S1 ανοίγει, η επαγωγή τείνει να διατηρήσει το ρεύμα στην ίδια κατεύθυνση (λειτουργεί ως πηγή ρεύματος). Συνεπώς, η διαφορά δυναμικού της επαγωγής αναστρέφεται, η δίοδος D4 πολώνεται ορθά και το ρεύμα του πηνίου διέρχεται μέσα από αυτήν. Η τάση που εφαρμόζεται στα άκρα του πηνίου είναι V o και το ρεύμα ξεκινά να μειώνεται. Και σε αυτήν την περίπτωση, η δίοδος D2 συνεχίζει να είναι ανάστροφα πολωμένη (Σχήμα 2.4). Σχήμα 2.4: Διακόπτης S1 ανοιχτός

32 Κεφάλαιο 2 ο Γίνεται αντιληπτό πως σε αυτή την κατάσταση λειτουργίας, ο μετατροπέας λειτουργεί όπως και ο κλασικός μετατροπέας υποβιβασμού τάσης. Σύμφωνα με τη θεωρία του κλασικού μετατροπέα υποβιβασμού τάσης, ανάλογα με το μηδενισμό ή όχι του ρεύματος στο πηνίο διακρίνουμε δύο περιπτώσεις λειτουργίας: Λειτουργία συνεχούς αγωγής ρεύματος (Continuous Conduction Mode-CCM) Λειτουργία ασυνεχούς αγωγής ρεύματος (Discontinuous Conduction Mode-DCM) Η λειτουργία συνεχούς αγωγής ρεύματος στον μετατροπέα υποβιβασμού τάσης Στη λειτουργία συνεχούς αγωγής ρεύματος, το ρεύμα στο πηνίο δε μηδενίζεται καθ όλη την περίοδο T s. Στο Σχήμα 2.5 παρουσιάζονται τα διαγράμματα τάσεων και ρευμάτων για τη λειτουργία συνεχούς αγωγής του μετατροπέα buck. Για την εξαγωγή των κυματομορφών κάναμε τις εξής δύο παραδοχές: πρώτον ότι βρισκόμαστε στη μόνιμη κατάσταση λειτουργίας και δεύτερον ότι τα στοιχεία του μετατροπέα είναι ιδανικά. Παρατηρώντας τις κυματομορφές του Σχήματος 2.5, μπορούμε να εξάγουμε τις βασικές εξισώσεις που περιγράφουν τη λειτουργία του μετατροπέα κατά τη συνεχή αγωγή. Επειδή βρισκόμαστε στη μόνιμη κατάσταση λειτουργίας το ρεύμα του πηνίου στη αρχή και στο τέλος κάθε περιόδου θα είναι το ίδιο. Επομένως, το ολοκλήρωμα της τάσης σε μια περίοδο ισούται με μηδέν: Ts ton Ts V dt 0 V dt V dt 0 Lf Lf Lf 0 0 ton ( V V ) T V (1 ) T 0 i o s o s V V (2.1) 0 i Η σχέση (2.1) δείχνει ότι κατά τη λειτουργία της συνεχούς αγωγής η τάση εξόδου εξαρτάται από τον λόγο κατάτμησης δ. Επειδή θεωρήσαμε ιδανικά τα στοιχεία του μετατροπέα, οι απώλειες αγωγής θα είναι μηδέν. Συνεπώς: Pi Po Vi Ii Vo Io I o I VI i V o I i i o (2.2)

33 Κεφάλαιο 2 ο t ON VGS1 t T s VDS1 V i t VD4 V i t V i -V o VLf t -V o I Lf,max IS1 I Lf,min t I Lf,max ID4 I Lf,min t I Lf,max I o ILf I Lf,min t Σχήμα 2.5: Κυματομορφές τάσεων και ρευμάτων κατά τη συνεχή αγωγή του buck [2]

34 Κεφάλαιο 2 ο Από τη κυματομορφή του ρεύματος του πηνίου, εξάγεται εύκολα το συμπέρασμα πως το ρεύμα εξόδου I o ισούται με τη μέση τιμή του ρεύματος του πηνίου. Δηλαδή: I I I 2 Lmin Lmax o (2.3) Τέλος, η διακύμανση του ρεύματος στο πηνίο δίνεται από την ακόλουθη σχέση: Vi Vo Vo ILf max ILf min Ts (1 ) Ts (2.4) L L f f Η λειτουργία ασυνεχούς αγωγής ρεύματος στον μετατροπέα υποβιβασμού τάσης Κατά τη λειτουργία ασυνεχούς αγωγής, υπάρχει ένα χρονικό διάστημα μέσα στην περίοδο που το ρεύμα του πηνίου μηδενίζεται. Το οριακό ρεύμα μεταξύ συνεχούς και ασυνεχούς αγωγής προκύπτει αν θεωρήσουμε ότι στο τέλος της περιόδου T s η ελάχιστη τιμή του ρεύματος του πηνίου γίνεται μηδέν. Επομένως, ο τύπος του οριακού ρεύματος εξάγεται από τις σχέσεις (2.3) και (2.4) για I Lmin =0: I ob Vi Vo Ts (1 ) VT i s (2.5) L 2 2 L f Για δεδομένη τάση εισόδου και περίοδο λειτουργίας καθώς και για σταθερή τιμή της επαγωγής, η μοναδική μεταβλητή στην παραπάνω σχέση είναι ο λόγος κατάτμησης δ. Γίνεται αντιληπτό πως η παραπάνω σχέση αποτελεί μια παραβολή (Σχήμα 2.6), η οποία εμφανίζει μέγιστο για δ=0,5 και είναι ίσο με: I obmax f VT i s (2.6) 8L Εάν δεν είναι επιθυμητή η λειτουργία του μετατροπέα στην ασυνεχή αγωγή, πρέπει να ληφθεί μέριμνα ώστε το σημείο λειτουργίας του μετατροπέα να βρίσκεται πάντοτε δεξιότερα της καμπύλης οριακού ρεύματος εξόδου (Σχήμα 2.6). f

35 Κεφάλαιο 2 ο δ 1 0,5 0 I ob,max I ob Σχήμα 2.6: Σχέση οριακού ρεύματος εξόδου I ob και λόγου κατάτμησης δ Στην λειτουργία ασυνεχούς αγωγής η τάση εξόδου δε μπορεί να υπολογιστεί από τη σχέση (2.1). Παρατηρώντας τις κυματομορφές του Σχήματος 2.7, και γνωρίζοντας ότι το ολοκλήρωμα της τάσης του πηνίου στο διάστημα αγωγής του είναι μηδέν, έχουμε: Ts ton 1 V dt 0 V dt V dt 0 Lf Lf Lf 0 0 ton ( Vi Vo ) Ts Vo 1T s 0 Vo Vi όπου το Δ 1 συμβολίζει το διάστημα πλήρους εκφόρτισης του πηνίου. Για να προσδιοριστεί το Δ 1, υπολογίζουμε το ρεύμα εξόδου το οποίο ισούται με τη μέση τιμή του ρεύματος του πηνίου: Ts ton Io ilf ( t) dt ilf ( t) dt ilf ( t) dt T s T 0 s 0 ton I 2 Από την κυματομορφή ρεύματος του πηνίου, διακρίνεται ότι: 1 (2.7) 1 o ILmax (2.8) I V T (2.9) o Lmax 1 s Lf

36 Κεφάλαιο 2 ο t ON VGS1 t T s VDS1 V i V i -V o t V i VD4 V o t V i -V o VLf t -V o I Lf,max IS1 t I Lf,max ID4 t I Lf,max ILf I o t Σχήμα 2.7: Κυματομορφές τάσεων και ρευμάτων κατά την ασυνεχή αγωγή του buck [2]

37 Κεφάλαιο 2 ο Αντικαθιστώντας την (2.9) στην (2.8) και λύνοντας ως προς δ+δ 1 έχουμε: 2LI f o 1 V T Συνδυάζοντας την παραπάνω σχέση με την (2.7), το διάστημα Δ 1 ισούται με: o 1 2LI f o i s s 1 (2.10) VT Επομένως, από το συνδυασμό των σχέσεων (2.7) και (2.10), η τάση εξόδου στην ασυνεχή αγωγή δίνεται από τον τύπο: V o 2 1 Vi 2 2 Lf Io 2 VT i s (2.11) Στo σημείο αυτό πρέπει να τονιστεί πως οι ίδιες σχέσεις και κυματομορφές προκύπτουν και για τη λειτουργία κατά την οποία η φορά ενέργειας είναι από το φορτίο προς τη μηχανή. Στην αντίθετη λειτουργία, το ρόλο του διακοπτικού στοιχείου αναλαμβάνει ο διακόπτης S3 ενώ η δίοδος D2 συμπεριφέρεται σαν δίοδος ελεύθερης διέλευσης. Η δίοδος D1 είναι μονίμως ορθά πολωμένη ενώ η δίοδος D4 είναι μονίμως απενεργοποιημένη. 2.4 Λειτουργία ως μετατροπέας ανύψωσης τάσης (boost) Έστω ότι παρατηρούμε το μετατροπέα από τη μεριά της πηγής. Για τη λειτουργία ανύψωσης τάσης ο διακόπτης S2 είναι αυτός που παλμοδοτείται ενώ ο διακόπτης S1 πρέπει να είναι μόνιμα ενεργοποιημένος. Όλοι οι υπόλοιποι διακόπτες παραμένουν σε κατάσταση αποκοπής. Όπως φαίνεται στο Σχήμα 2.8, όταν άγει ο διακόπτης S2, το ρεύμα περνά μέσα από αυτόν ενώ ταυτόχρονα αποθηκεύεται ενέργεια στην επαγωγή. Η δίοδος D3 (η οποία λειτουργεί ως δίοδος ελεύθερης διέλευσης) πολώνεται ανάστροφα και δεν άγει, απομονώνοντας τη βαθμίδα εξόδου

38 Κεφάλαιο 2 ο Σχήμα 2.8: Διακόπτης S2 κλειστός Όταν ο διακόπτης ανοίγει, η επαγωγή τείνει να διατηρήσει το ρεύμα προς την ίδια κατεύθυνση. Επομένως, η τάση στα άκρα της επαγωγής αναστρέφεται και η δίοδος D3 πολώνεται ορθά. Τώρα, η βαθμίδα εξόδου απορροφά ενέργεια από την είσοδο και από την επαγωγή (Σχήμα 2.9). Σχήμα 2.9: Διακόπτης S2 ανοιχτός Λαμβάνοντας υπόψη όλα τα παραπάνω, διαπιστώνουμε ότι με κατάλληλη παλμοδότηση των διακοπτικών στοιχείων του, ο μετατροπέας συμπεριφέρεται όπως ο κλασικός μετατροπέας ανύψωσης τάσης (boost). Επομένως, ανάλογα με την τιμή του ρεύματος του πηνίου διακρίνονται και εδώ δύο περιπτώσεις λειτουργίας: Συνεχούς και Ασυνεχούς αγωγής ρεύματος Η λειτουργία συνεχούς αγωγής ρεύματος στον μετατροπέα ανύψωσης τάσης Στο Σχήμα 2.10 παρουσιάζονται οι κυματομορφές τάσεων και ρευμάτων για τη λειτουργία συνεχούς αγωγής του μετατροπέα boost

39 Κεφάλαιο 2 ο t ON VGS2 t T s VDS2 V o t VD3 V o t V i VLf t V i -V o I Lf,max IS2 I Lf,min t I Lf,max ID3 I Lf,min t I Lf,max I o ILf I Lf,min t Σχήμα 2.10: Κυματομορφές τάσεων και ρευμάτων κατά τη συνεχή αγωγή του boost [2]

40 Κεφάλαιο 2 ο Κάνοντας χρήση των διαγραμμάτων του Σχήματος 2.10, θα προσπαθήσουμε να εξάγουμε τις βασικότερες εξισώσεις που περιγράφουν τη λειτουργία του μετατροπέα ανύψωσης τάσης. Επειδή η ανάλυση γίνεται στη μόνιμη κατάσταση, η τιμή του ρεύματος του πηνίου στην αρχή της περιόδου θα είναι ίση με την τιμή στο τέλος της περιόδου. Επομένως, αν ολοκληρώσουμε την τάση του πηνίου και την εξισώσουμε με το μηδέν, έχουμε: Ts ton Ts V dt 0 V dt V dt 0 Lf Lf Lf 0 0 ton V T ( V V )(1 ) T 0 i s i o s V o 1 Vi 1 (2.12) Η σχέση (2.12) συνδέει την τάση εξόδου με την τάση εισόδου στην συνεχή αγωγή. Είναι φανερό ότι η τάση εξόδου είναι πάντοτε μεγαλύτερη ή ίση από την τάση εισόδου καθώς ο λόγος κατάτμησης δ παίρνει τιμές στο διάστημα [0,1). Το ρεύμα εισόδου του μετατροπέα ισούται με τη μέση τιμή του ρεύματος στο πηνίο. Επομένως: I I I Lf min Lf max i (2.13) 2 Θεωρώντας μηδενικές απώλειες αγωγής, η ισχύς εισόδου θα ισούται με την ισχύ εξόδου, δηλαδή: Pi Po Vi Ii Vo Io I o VI i V o i I I (1 ) (2.14) o i Τέλος, η διακύμανση του ρεύματος στο πηνίο δίνεται από τον ακόλουθο τύπο, ο οποίος εξάγεται από τα διαγράμματα τάσης και ρεύματος του πηνίου: Vi Vi Vo ILf max ILf min Ts (1 ) Ts (2.15) L L f f

41 Κεφάλαιο 2 ο Η λειτουργία ασυνεχούς αγωγής ρεύματος στον μετατροπέα ανύψωσης τάσης Εάν το μέσο ρεύμα του φορτίου I o πέσει κάτω από μια οριακή τιμή Ι ob (και συνεπώς, το μέσο ρεύμα του πηνίου κάτω από μια οριακή τιμή Ι Lb ), ο μετατροπέας εισέρχεται στην ασυνεχή αγωγή. Για το ρεύμα του πηνίου στην οριακή περίπτωση ισχύει: 1 ILf, b Ii ILf max (2.16) 2 Όμως, το μέγιστο ρεύμα του πηνίου είναι: I Lf max V (2.17) i Ts L f Αντικαθιστώντας τις σχέσεις (2.12), (2.17) στην (2.16) εξάγεται ο τύπος που δίνει το ρεύμα του πηνίου στην οριακή περίπτωση: I VT o s, (1 ) 2L (2.18) Lf b Εξισώνοντας την παράγωγο της παραπάνω σχέσης με το μηδέν, προκύπτει ότι το οριακό ρεύμα του πηνίου φτάνει μια μέγιστη τιμή για δ=0,5: I Lf, bmax f VT o s (2.19) 8L Η σχέση για το οριακό ρεύμα εξόδου εξάγεται από το συνδυασμό των (2.14) και (2.18): I VT Το οριακό ρεύμα εξόδου εμφανίζει μέγιστο για δ=0,333: f o s 2 ob (1 ) 2L (2.20) f I VT (2.21) L obmax 0,074 o s Στην περίπτωση που δεν είναι επιθυμητή η λειτουργία του μετατροπέα στην ασυνεχή αγωγή, πρέπει το σημείο λειτουργίας του μετατροπέα να βρίσκεται δεξιά της οριακής καμπύλης που απεικονίζεται στο Σχήμα f

42 Κεφάλαιο 2 ο δ 1 0,333 0 I ob,max I ob Σχήμα 2.11: Σχέση οριακού ρεύματος εξόδου και λόγου κατάτμησης Όταν ο μετατροπέας λειτουργεί στην ασυνεχή αγωγή (Σχήμα 2.12), η τιμή της τάσης εξόδου δε μπορεί να υπολογιστεί από τη σχέση (2.12). Έστω ότι Δ 1 είναι το διάστημα κατά το οποίο το ρεύμα του πηνίου μειώνεται από τη μέγιστη τιμή του μέχρι την μηδενική. Το ολοκλήρωμα της τάσης του πηνίου σε αυτό το διάστημα ισούται με μηδέν: Ts ton 1 V dt 0 V dt V dt 0 Lf Lf Lf 0 0 ton V T ( V V ) T 0 V V i s i o 1 s o 1 o 1 i V V 1 i 1 (2.22) Το ρεύμα εξόδου I o ισούται με τη μέση τιμή του ρεύματος της διόδου ελεύθερης διέλευσης D3: Συνδυάζοντας τις (2.17), (2.23) συνάγουμε: I I i t dt T T 1 s 1 Lf max o D3() 1 s T s T 2 0 s I I 2 1 o ILf max (2.23) VT i s 1 o (2.24) Lf

43 Κεφάλαιο 2 ο t ON VGS2 t T s VDS2 V o V i t V o VD3 V o -V i t V i VLf t V i -V o I Lf,max IS2 t I Lf,max ID3 t I Lf,max ILf I o t Σχήμα 2.12: Κυματομορφές τάσεων και ρευμάτων κατά τη ασυνεχή αγωγή του boost [2]

44 Κεφάλαιο 2 ο Πολλαπλασιάζοντας κατά μέλη τις σχέσεις (2.22), (2.24) και λύνοντας ως προς την τάση εξόδου V o : όπου: V Vi 2 VT 1 Io Lf 2 o i s V V o i IL o VT i f s IL 2 o f 2 2 VT i s 2I N Vo Vi Vi (2.25) IL o f 2I N 2 VT I i s IL o f N (2.26) VT i s Επειδή ο μετατροπέας είναι συμμετρικός, οι κυματομορφές και οι σχέσεις που αναπτύχθηκαν για τη λειτουργία ανύψωσης τάσης ισχύουν και για την περίπτωση που η είσοδος του μετατροπέα είναι το φορτίο. Σε αυτήν την περίπτωση, ο διακόπτης S3 είναι μονίμως κλειστός και το ρόλο του διακοπτικού στοιχείου αναλαμβάνει ο διακόπτης S4. Τώρα, σαν δίοδος ελεύθερης διέλευσης συμπεριφέρεται η D1 ενώ η D2 παραμένει OFF. 2.5 Λειτουργία ως μετατροπέας υποβιβασμού/ανύψωσης (buck/boost) Και σε αυτήν την περίπτωση παρατηρούμε το μετατροπέα από τη μεριά της πηγής. Για τη λειτουργία ανύψωσης/υποβιβασμού παλμοδοτούνται ταυτόχρονα τα διακοπτικά στοιχεία S1 και S2 ενώ τα υπόλοιπα δύο παραμένουν απενεργοποιημένα. Στο Σχήμα 2.13 παρουσιάζεται η ροή ενέργειας όταν είναι κλειστοί οι διακόπτες S1 και S2. Το ρεύμα περνά από την επαγωγή φορτίζοντας την ενώ η δίοδος D3 είναι ανάστροφα πολωμένη απομονώνοντας τη βαθμίδα εξόδου. Η διαφορά δυναμικού στα άκρα της επαγωγής είναι V i

45 Κεφάλαιο 2 ο Σχήμα 2.13: Διακόπτες S1 και S2 κλειστοί Μετά το άνοιγμα των διακοπτών S1 και S2, το πηνίο τείνει να διατηρήσει το ρεύμα προς την ίδια κατεύθυνση. Η τάση στα άκρα του αναστρέφεται, οι δίοδοι D3 και D4 πολώνονται ορθά και η ενέργεια που έχει αποθηκευτεί στο πηνίο μεταφέρεται στην έξοδο του μετατροπέα (Σχήμα 2.14). Σχήμα 2.14: Διακόπτες S1 και S2 κλειστοί Γίνεται αντιληπτό πως ο συγκεκριμένος μετατροπέας λειτουργεί όπως και κλασικός μετατροπέας buck/boost με τη μόνη διαφορά ότι η τάση εξόδου δεν αναστρέφεται. Και σε αυτήν την περίπτωση, μελετάται η λειτουργία του μετατροπέα στην περιοχή Συνεχούς και Ασυνεχούς αγωγής ρεύματος

46 Κεφάλαιο 2 ο Η λειτουργία συνεχούς αγωγής ρεύματος στον μετατροπέα υποβιβασμού/ανύψωσης τάσης Στο Σχήμα 2.15 απεικονίζονται οι κυματομορφές τάσεων και ρευμάτων των στοιχείων του μετατροπέα κατά τη λειτουργία συνεχούς αγωγής, θεωρώντας ότι ο λόγος κατάτμησης είναι μικρότερος από 0,5. Όπως φαίνεται και στα διαγράμματα, όταν άγουν τα διακοπτικά στοιχεία S1 και S2, η διαφορά δυναμικού στα άκρα του πηνίου ισούται με την τάση εισόδου V i ενώ όταν άγουν οι δίοδοι D3 και D4, η τάση του πηνίου ισούται με V o. Η σχέση που συνδέει την τάση εισόδου με την τάση εξόδου του μετατροπέα ανύψωσης/υποβιβασμού υπολογίζεται με την ίδια λογική που χρησιμοποιήθηκε και στις προηγούμενες περιπτώσεις λειτουργίας. Δηλαδή, επειδή το ολοκλήρωμα της τάσης του πηνίου σε μια περίοδο είναι μηδέν, ισχύει: Ts ton Ts V dt 0 V dt V dt 0 Lf Lf Lf 0 0 ton V T V (1 ) T 0 i s o s V o Vi (2.27) 1 Η σχέση (2.27) αποδεικνύει ότι για τιμές του λόγου κατάτμησης μικρότερες του 0,5 ο μετατροπέας υποβιβάζει την τάση εξόδου ενώ για τιμές μεγαλύτερες του 0,5 η τάση εξόδου ανυψώνεται. Το ρεύμα εισόδου του μετατροπέα ισούται με τη μέση τιμή του ρεύματος του διακοπτικού στοιχείου S1. Επομένως: I I I i t dt i t dt i t dt T Ts ton Ts Lf min Lf max i S1( ) S1( ) S1( ) s T s T 2 0 s T 0 s T ton s I I I Lf min Lf max i (2.28)

47 Κεφάλαιο 2 ο t ON VGS1,2 t T s VDS1 V i t VDS2 V o t V i VLf t -V o VD3 V o t V i VD4 t I Lf,max IS1,2 I Lf,min t

48 Κεφάλαιο 2 ο I Lf,max ID3,4 I Lf,min t I Lf,max I o ILf I Lf,min t Σχήμα 2.15: Κυματομορφές τάσεων και ρευμάτων κατά τη συνεχή αγωγή του buck/boost [2] Το μέσο ρεύμα της διόδου D3 ισούται με το ρεύμα εξόδου το μετατροπέα. Συνεπώς, το ρεύμα εξόδου υπολογίζεται: I I I i t dt i t dt i t dt T Ts ton Ts Lf min Lf max o D3( ) D3( ) D3( ) (1 ) s T s T 2 0 s T 0 s T ton s I I I Lf min Lf max o (1 ) (2.29) 2 Προσθέτοντας κατά μέλη τις σχέσεις (2.28), (2.29) προκύπτει ότι η μέση τιμή του ρεύματος του πηνίου ισούται με το άθροισμα των ρευμάτων εισόδου και εξόδου, δηλαδή: I I I Lf min Lf max i Io (2.30) Κάνοντας χρήση του γενικού τύπου υπολογισμού της τάσης σε ένα πηνίο: V L 2 dil L dt και συνδυάζοντας τα διαγράμματα τάσης και ρεύματος του πηνίου, η διακύμανση του ρεύματος σε αυτό υπολογίζεται: Vi Vo ILf max ILf min Ts (1 ) Ts (2.31) L L f f

49 Κεφάλαιο 2 ο 2.6 Ο αμφίδρομος μετατροπέας υποβιβασμού-ανύψωσης πολλαπλών κλάδων Όπως αναλύθηκε σε προηγούμενες ενότητες, ανάλογα με τη παλμοδότηση των διακοπτικών στοιχείων ο αμφίδρομος μετατροπέας μπορεί να λειτουργήσει ως buck, ως boost και ως buck/boost. Στη λειτουργία υποβιβασμού το ρεύμα εξόδου έχει τριγωνική μορφή ενώ το ρεύμα εισόδου είναι ασυνεχές με παλμική μορφή. Από την άλλη πλευρά, στη λειτουργία ανύψωσης το ρεύμα εισόδου είναι συνεχές με τριγωνική μορφή ενώ το ρεύμα εξόδου έχει παλμική μορφή. Τέλος, στη λειτουργία υποβιβασμού/ανύψωσης, και το ρεύμα εισόδου και το ρεύμα εξόδου του μετατροπέα είναι παλμικό. Συνεπώς, είναι απαραίτητη η χρησιμοποίηση πυκνωτών εξομάλυνσης στην είσοδο και στην έξοδο του μετατροπέα. Σε εφαρμογές χαμηλής τάσης και υψηλών ρευμάτων τα παλμικά ρεύματα εισόδου ή εξόδου μπορούν να δημιουργήσουν προβλήματα. Λόγω των παρασιτικών επαγωγών του μετατροπέα, τα παλμικά ρεύματα δημιουργούν υπερτάσεις που ενδεχομένως να είναι επικίνδυνες για τα στοιχεία του μετατροπέα. Άλλο ένα σοβαρό πρόβλημα που μπορούν να δημιουργήσουν τα μεγάλα παλμικά ρεύματα είναι η ηλεκτρομαγνητική παρεμβολή στα γειτονικά κυκλώματα. Αν η μέση τιμή του ρεύματος εξόδου σε ένα μετατροπέα buck είναι μεγάλη π.χ.100α, η χρήση πυκνωτών εξομάλυνσης στην είσοδο δεν έχει ικανοποιητικά αποτελέσματα ενώ ταυτόχρονα, απαιτείται και ένας πολύ μεγάλος πυκνωτής εξόδου για την απορρόφηση της εναλλασσόμενης συνιστώσας του ρεύματος του πηνίου. Επιπλέον, επειδή οι απώλειες αγωγής των στοιχείων του μετατροπέα εξαρτώνται από το τετράγωνο του ρεύματος (P Loss =I 2 R), γίνεται αντιληπτό πως σε περίπτωση υψηλών ρευμάτων οι απώλειες θα είναι μεγάλες με συνέπεια την πτώση του συντελεστή απόδοσης του μετατροπέα. Επιπρόσθετα, πρέπει να επιλεχθεί ένα οικονομικά ασύμφορο σύστημα για την ψύξη των ημιαγωγικών στοιχείων. Όλα τα παραπάνω προβλήματα αντιμετωπίζονται με τη δημιουργία ενός μετατροπέα δύο ή περισσοτέρων παράλληλων κλάδων. Τα διακοπτικά στοιχεία ενός μετατροπέα Ν κλάδων άγουν με διαφορά φάσης 360 ο /Ν ενώ το πλάτος των παλμικών ρευμάτων διαιρείται με Ν. Με άλλα λόγια το πρώτο διακοπτικό στοιχείο άγει με καθυστέρηση 0 ο, το δεύτερο διακοπτικό με 360 ο /Ν, το τρίτο με ο /Ν και το τελευταίο με (Ν-1)360 ο /Ν. Στο Σχήμα 2.16 απεικονίζεται ο αμφίδρομος μετατροπέας ανύψωσης-υποβιβασμού δύο κλάδων διαδοχικής αγωγής

50 Κεφάλαιο 2 ο Σχήμα 2.16: Αμφίδρομος μετατροπέας δύο κλάδων διαδοχικής αγωγής Για τη λειτουργία υποβιβασμού, οι κλάδοι του μετατροπέα δύο κλάδων διαδοχικής αγωγής οδηγούνται από σήματα ίδιας συχνότητας τα οποία όμως, ολισθαίνουν μεταξύ τους κατά 180 ο. Τώρα, το πλάτος του ρεύματος των παλμών εισόδου είναι υποδιπλάσιο σε σχέση με πριν ενώ η συχνότητα διπλασιάζεται, επιτρέποντας στον πυκνωτή εισόδου το αποτελεσματικότερο φιλτράρισμα των παλμών (Σχήμα 2.17). Επιπρόσθετα, επειδή το συνολικό ρεύμα εισόδου θα ισούται με το άθροισμα των ρευμάτων των κλάδων, αποδεικνύεται ότι οι απώλειες αγωγής των διακοπτικών στοιχείων μειώνονται κατά το ήμισυ (σχέση 2.32): P I R 2 before rms DSon Irms Irms Irms int erleaved DSon DSon DSon P R R R Pbefore Pint erleaved (2.32)

51 Κεφάλαιο 2 ο I in I Lf,max I Lf,min t t ON I in I Lf,max /2 I Lf,min /2 t t ON1 t ON2 Σχήμα 2.17: Ρεύμα εισόδου για την περίπτωση του απλού αμφίδρομου σε λειτουργία buck και του interleaved-2 σε λειτουργία buck. Ακολουθώντας την απλή μεθοδολογία ότι το ρεύμα των πηνίων είναι σταθερό σε μια περίοδο (συνεπώς και το ολοκλήρωμα της τάσης των μηδενικό) αποδεικνύεται ότι οι σχέσεις που περιγράφουν τη λειτουργία του αμφίδρομου μετατροπέα πολλαπλών κλάδων είναι ίδιες με τις σχέσεις που ισχύουν στην απλή περίπτωση [5], [13]. Επειδή στα πλαίσια της παρούσας διπλωματικής εργασίας ήταν απαραίτητη μόνο η αμφίδρομη λειτουργία υποβιβασμού τάσης του μετατροπέα, οι διακόπτες S2 και S4 αντικαταστάθηκαν με διόδους ισχύος. Επιπρόσθετα, λαμβάνοντας υπόψη τα πολλαπλά πλεονεκτήματα που προσφέρουν οι interleaved μετατροπείς, αποφασίστηκε η κατασκευή ενός αμφίδρομου μετατροπέα υποβιβασμού τάσης 2 κλάδων διαδοχικής αγωγής, ο οποίος απεικονίζεται στο Σχήμα

52 Κεφάλαιο 2 ο Σχήμα 2.18: Ο αμφίδρομος μετατροπέας υποβιβασμού τάσης 2 κλάδων διαδοχικής αγωγής

53 Κεφάλαιο 3 ο ΚΕΦΑΛΑΙΟ 3 ΜΕΘΟΔΟΙ ΕΛΕΓΧΟΥ ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΩΝ ΜΕΤΑΤΡΟΠΕΩΝ ΙΣΧΥΟΣ 3.1 Εισαγωγή Στο συγκεκριμένο κεφάλαιο παρουσιάζονται μέθοδοι ελέγχου διακοπτικών ηλεκτρονικών μετατροπέων ισχύος. Πιο συγκεκριμένα, η μέθοδος ελέγχου PID, η μέθοδος ελέγχου με ολίσθηση στο χώρο κατάστασης (sliding mode control) καθώς και μέθοδοι ελέγχου ρεύματος. Οι παραπάνω μέθοδοι συγκρίνονται σε θεωρητικό επίπεδο και επιλέγονται οι καταλληλότερες για εφαρμογή στο σύστημά μας. 3.2 Μέθοδος ελέγχου PID Μια μορφή μονάδας ελεγκτή η οποία χρησιμοποιείται ευρύτατα σε διάφορες διεργασίες βιομηχανικού ελέγχου είναι ο ελεγκτής τριών όρων ή αλλιώς ελεγκτής PID. Ο ελεγκτής αυτός περιγράφεται από την συνάρτηση μεταφοράς: I GPID () s K K p KDs (3.1) s Επομένως, η σχέση που συνδέει την είσοδο του (σφάλμα e) με την έξοδο του (σήμα ελέγχου u) στο πεδίο των συχνοτήτων είναι: KI u( s) K p KDs e( s) (3.2) s Και η απόκριση της εξόδου του ελεγκτή στο πεδίο του χρόνου δίνεται από τη συνάρτηση: de() t u( t) K pe( t) KI e( t) dt KD (3.3) dt Σχήμα 3.1: Ο ελεγκτής PID

54 Κεφάλαιο 3 ο Ο ελεγκτής PID περιλαμβάνει έναν αναλογικό, ένα διαφορικό και έναν ολοκληρωτικό όρο. Ο αναλογικός όρος καθορίζει την ταχύτητα επίτευξης της τελικής τιμής ενώ ο ολοκληρωτικός όρος βελτιώνει το σφάλμα μόνιμης κατάστασης εισάγοντας, όμως, μεγαλύτερη υπερύψωση. Από την άλλη πλευρά, ο διαφορικός όρος βελτιώνει την υπερύψωση που δημιουργείται από τον ολοκληρωτή και βοηθάει στην απόρριψη των διαταραχών. Παρόλα αυτά, επειδή το διαφορικός όρος καθυστερεί την απόκριση του συστήματος ενώ ταυτόχρονα κάνει πολύ ευαίσθητο τον ελεγκτή στο θόρυβο (οδηγώντας τον μερικές φορές στη αστάθεια), συνήθως παραλείπεται. Συνεπώς, σε μια πραγματική διεργασία χρησιμοποιείται συνήθως ο αναλογικός-ολοκληρωτικός ελεγκτής (PI) με συνάρτηση μεταφοράς: KI GPI () s K p s Ο καθορισμός των τριών παραμέτρων του PID γίνεται είτε εμπειρικά, είτε κάνοντας χρήση εργαλείων λογισμικού, είτε χρησιμοποιώντας κάποια γνωστή μέθοδο όπως η Ziegler-Nichols. Η Ziegler-Nichols είναι μια εύκολη μέθοδος συντονισμού των παραμέτρων καθώς τα μόνα χαρακτηριστικά που απαιτούνται για την εύρεση των τριών όρων είναι το μέγιστο κέρδος ευστάθειας K u ή Κ critical (δηλαδή πριν η έξοδος αρχίσει να ταλαντώνεται) και η περίοδος ταλάντωσης στο όριο ευστάθειας P u. Σχήμα 3.2: Καθορισμός των κερδών του PID ελεγκτή με τη μέθοδο Ziegler-Nichols 3.3 Μέθοδοι ελέγχου ρεύματος Στη συγκεκριμένη ενότητα παρουσιάζονται μέθοδοι ελέγχου ρεύματος των διακοπτικών μετατροπέων ισχύος. Για τον έλεγχο του ρεύματος εξόδου του μετατροπέα έχουν αναπτυχθεί διάφορες μέθοδοι όπως η μέθοδος της μέγιστης τιμής με σταθερή συχνότητα, η μέθοδος της ελάχιστης τιμής με σταθερή συχνότητα καθώς και η μέθοδος ζώνης υστέρησης. Από την

55 Κεφάλαιο 3 ο άλλη πλευρά, για τον έλεγχο του ρεύματος εισόδου του μετατροπέα παρουσιάζεται η μέθοδος φορτίου (charge control). Πριν αναπτυχθούν οι παραπάνω μέθοδοι, πρέπει να περιγραφεί εν συντομία ο τρόπος παραγωγής παλμών στις γεννήτριες PWM. Σε μια γεννήτρια PWM, οι παλμοί παράγονται από τη σύγκριση μιας τάσης αναφοράς V C με μια πριονωτή κυματομορφή σταθερής συχνότητας. Όταν η πριονωτή κυματομορφή είναι μικρότερη από την τάση αναφοράς, παράγεται παλμός, ενώ στην αντίθετη περίπτωση, δεν παράγεται παλμός. Η χρονική διάρκεια κατά την οποία παράγεται παλμός εντός μιας περιόδου, ορίζει το λόγο κατάτμησης δ που ισούται με: t T Ο λόγος κατάτμησης ρυθμίζεται μεταβάλλοντας την τιμή της τάσης αναφοράς Vc (Σχήμα 3.3). Όταν η τάση αναφοράς ισούται με το μισό του πλάτους της πριονωτής κυματομορφής τότε ο λόγος κατάτμησης ισούται με δ=0,5. Για λόγους κατάτμησης μικρότερους από 0,5, η τιμή της τάσης αναφοράς πρέπει να είναι μικρότερη από το μισό του πλάτους της πριονωτής κυματομορφής ενώ για λόγους κατάτμησης μεγαλύτερους από 0,5, η τάση αναφοράς πρέπει να είναι μεγαλύτερη από το μισό του πλάτους της πριονωτής κυματομορφής. on s Pulse VC VC t ON t ON Pulse T s T s Σχήμα 3.3: Λόγος κατάτμησης μικρότερος και μεγαλύτερος από 0,

56 Κεφάλαιο 3 ο Έλεγχος της μέγιστης τιμής ρεύματος με σταθερή συχνότητα (peak current control) Στον συγκεκριμένο έλεγχο, τα σήματα που συγκρίνονται είναι η μέγιστη επιτρεπόμενη τιμή του ρεύματος του πηνίου I Lmax, η οποία αντιστοιχίζεται στην τάση αναφοράς V C, και το στιγμιαίο ρεύμα του πηνίου, το οποίο αντιστοιχίζεται σε ένα σήμα τάσης. Σε κάθε παλμό ρολογιού παράγονται PWM παλμοί, με συνέπεια την έναυση των ημιαγωγικών στοιχείων και την αύξηση του ρεύματος του πηνίου. Όταν το ρεύμα του πηνίου φτάσει τη μέγιστη επιτρεπόμενη τιμή απενεργοποιούνται οι γεννήτριες PWM και το ρεύμα αρχίζει να μειώνεται (Σχήμα 3.4). Τα ημιαγωγικά στοιχεία παραμένουν απενεργοποιημένα μέχρι την επόμενη ανιούσα παρυφή του ρολογιού όπου επαναλαμβάνεται η παραπάνω διαδικασία. Σχήμα 3.4: Έλεγχος μέγιστης τιμής ρεύματος με σταθερή συχνότητα Έλεγχος της ελάχιστης τιμής ρεύματος με σταθερή συχνότητα (valley current control) Η λογική αυτής της μεθόδου είναι να μην επιτραπεί στο ρεύμα του πηνίου να πέσει κάτω από μια ελάχιστη επιτρεπόμενη τιμή. Επομένως, στο συγκριτή πρέπει να συνδεθεί ένα σήμα τάσης που αντιστοιχεί στο στιγμιαίο ρεύμα του πηνίου και η τάση αναφοράς V C, η οποία αντιστοιχεί στην ελάχιστη επιτρεπόμενη τιμή του ρεύματος του πηνίου I Lmin. Όταν το ρεύμα του πηνίου φτάσει στην τιμή I Lmin, οι γεννήτριες PWM παράγουν παλμούς ενεργοποίησης των ημιαγωγικών στοιχείων με συνέπεια την αύξηση του ρεύματος του πηνίου. Στην επόμενη ανιούσα παρυφή του ρολογιού, οι γεννήτριες PWM απενεργοποιούνται, τα ημιαγωγικά στοιχεία σβήνουν και το ρεύμα του πηνίου μειώνεται έως ότου φτάσει ξανά την ελάχιστη

57 Κεφάλαιο 3 ο επιτρεπόμενη τιμή. Η λογική αυτής της μεθόδου ελέγχου γίνεται ξεκάθαρη στα διαγράμματα του Σχήματος 3.5. Σχήμα 3.5: Έλεγχος ελάχιστης τιμής ρεύματος με σταθερή συχνότητα Έλεγχος υστέρησης (hysteresis control ή bang-bang control) Σκοπός αυτής της μεθόδου ελέγχου είναι η διατήρηση του ρεύματος του πηνίου εντός κάποιων επιθυμητών ορίων, δηλαδή πάνω από την ελάχιστη επιτρεπόμενη τιμή και κάτω από τη μέγιστη επιτρεπόμενη τιμή. Για την υλοποίηση του συγκεκριμένου ελέγχου απαιτείται η χρησιμοποίηση δύο συγκριτών. Στον ένα συγκριτή συνδέεται η τάση ελέγχου V C+, η οποία αντιστοιχεί στο μέγιστο επιτρεπόμενο ρεύμα I Lmax, και το σήμα που αντιστοιχεί στο στιγμιαίο ρεύμα του πηνίου. Στον δεύτερο συγκριτή συνδέεται η τάση ελέγχου V C-, που αντιστοιχεί στο ελάχιστο επιτρεπόμενο ρεύμα I Lmin, καθώς και το σήμα που αντιστοιχεί στο στιγμιαίο ρεύμα του πηνίου. Όταν το ρεύμα του πηνίου φτάσει την ελάχιστη επιτρεπόμενη τιμή, παράγονται παλμοί ενεργοποίησης τον ημιαγωγικών στοιχείων ώστε το ρεύμα του πηνίου να αρχίσει και πάλι να αυξάνεται. Τη στιγμή που το ρεύμα φτάνει τη μέγιστη επιτρεπόμενη τιμή, απενεργοποιούνται οι γεννήτριες PWM και το ρεύμα ξεκινά να μειώνεται έως ότου φτάσει ξανά στην ελάχιστη τιμή όπου και επαναλαμβάνεται η όλη διαδικασία (Σχήμα 3.6)

58 Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3.6: Έλεγχος υστέρησης Έλεγχος φορτίου (charge control) [9] Σε κάποιες μεθόδους ελέγχου ρεύματος (π.χ. peak control) η παραγωγή παλμών από τις γεννήτριες PWM γίνεται χρησιμοποιώντας το στιγμιαίο σήμα ρεύματος του διακοπτικού στοιχείου. Στον έλεγχο φορτίου όμως, για την παραγωγή παλμών χρησιμοποιείται το μέσο ρεύμα του διακοπτικού στοιχείου σε κάθε διακοπτικό κύκλο. Αφού μετρηθεί το ρεύμα του διακοπτικού στοιχείου ia () t, ολοκληρώνεται μέσω ενός πυκνωτή χρονισμού C T, φορτίζοντάς τον μέχρι μια προκαθορισμένη στάθμη τάσης v c. Όταν η τάση του πυκνωτή φτάσει την τιμή v c, το διακοπτικό στοιχείο απενεργοποιείται και ο πυκνωτής εκφορτίζεται μέχρι τη μηδενική στάθμη τάσης. Για την καλύτερη κατανόηση της μεθόδου, παρουσιάζεται στο Σχήμα 3.7 η λεπτομερής διάταξη του ελέγχου φορτίου. Θα προσπαθήσουμε να αποδείξουμε τη σχέση μεταξύ της τάσης ελέγχου v c και του μέσου ρεύματος i a του ημιαγωγικού διακοπτικού στοιχείου. Το στιγμιαίο ρεύμα του διακοπτικού στοιχείου ia () t συνδέεται με την στιγμιαία τάση του πυκνωτή χρονισμού v () t μέσω της σχέσης: C T dvc T () t Nia() t (3.4) dt όπου Ν είναι μια σταθερά που δίνεται από το λόγο σπειρών του μετασχηματιστή που χρησιμοποιείται για τη μέτρηση του ρεύματος στο ημιαγωγικό διακοπτικό στοιχείο. C T

59 Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3.7: Λειτουργικό διάγραμμα του ελέγχου φορτίου [9] Ολοκληρώνοντας τη σχέση (3.4) στο διάστημα (0,t) και επειδή ο πυκνωτής εκφορτίζεται πλήρως στο τέλος κάθε περιόδου, προκύπτει: t N N v ( t) v (0) i ( t) dt v ( t) i ( t) dt CT CT a CT a CT C 0 T 0 t (3.5) Ο λόγος κατάτμησης προκύπτει όταν η τάση του πυκνωτή v () t φτάσει την προκαθορισμένη τιμή v c σε χρόνο t T, έτσι ώστε: s C T v C T s N ia() t dt C (3.6α) T 0 Επειδή το ολοκλήρωμα της σχέσης (3.6α) είναι το φορτίο Q a που ρέει μέσα από το διακοπτικό στοιχείο κατά το χρόνο αγωγής, η σχέση αυτή μπορεί να γραφτεί και ως: v NQ a C (3.6β) CT Η σχέση (3.6β) επιβεβαιώνει το όνομα της μεθόδου, δηλαδή αποδεικνύει ότι η τάση ελέγχου v c μπορεί να ελέγξει με άμεσο τρόπο το φορτίο Q a του διακοπτικού στοιχείου. Πολλαπλασιάζοντας και διαιρώντας με T s το δεξί μέλος της σχέσης (3.6α), έχουμε: v C T s NTs 1 ia() t dt C T (3.7) T s 0

60 Κεφάλαιο 3 ο Η ποσότητα 1 T s T s ia () t dt ισούται με το μέσο ρεύμα i a του διακοπτικού στοιχείου. Επομένως: 0 που είναι και το ζητούμενο. v C NT s ia (3.8) CT 3.4 Έλεγχος με ολίσθηση στον χώρο κατάστασης (sliding mode control) [10] Επειδή οι μετατροπείς dc-dc είναι μη γραμμικά και χρονικά μεταβλητά συστήματα, οι κλασικές γραμμικές μέθοδοι ελέγχου δε μπορούν να ελέγξουν πάντα τη δυναμική συμπεριφορά τους. Ο έλεγχος με ολίσθηση στο χώρο κατάστασης λαμβάνει υπόψη τη μεταβλητή φύση του μετατροπέα και είναι ιδιαίτερα αποτελεσματικός σε συστήματα που απαιτείται ο σθεναρός έλεγχος τους. Πριν την εφαρμογή της μεθόδου στους μετατροπείς ισχύος, πρέπει πρωτίστως να μελετηθεί στο πεδίο των συστημάτων ελέγχου. Έστω το σύστημα που απεικονίζεται στο Σχήμα 3.8: Σχήμα 3.8: Το εξεταζόμενο σύστημα [10] Το σύστημα περιγράφεται από τις ακόλουθες εξισώσεις κατάστασης: x x 1 2 x y Kux 2 1 όπου η μεταβλητή u μπορεί να πάρει τις τιμές ±1. Για u=+1, οι ιδιοτιμές του συστήματος είναι φανταστικές. Συνεπώς, οι τροχιές των λύσεων του συστήματος είναι οι ομόκεντροι κύκλοι που φαίνονται στο Σχήμα 3.9α. Για u=-1, οι ιδιοτιμές του συστήματος είναι πραγματικές με αντίθετο πρόσημο, και οι τροχιές των λύσεων είναι αυτές του Σχήματος 3.9β. Το σύστημα παραμένει ευσταθές μόνο (3.9)

61 Κεφάλαιο 3 ο για μια τροχιά λύσεων x2 qx1( όπου q K ), ενώ για όλες τις άλλες τροχιές είναι ασταθές. Σχήμα 3.9α-β: Οι τροχιές των λύσεων για u=1 και u=-1 [10] Στη συνέχεια ορίζουμε τον ακόλουθο νόμο ελέγχου: Περιοχή Ι: x1 ( x2 cx1 ) 0 για u=-1 Περιοχή ΙΙ: x1 ( x2 cx1 ) 0 για u=+1 όπου το c είναι μικρότερο της ιδιοτιμής q του συστήματος. Παρατηρούμε ότι ορίζοντας τον παραπάνω νόμο ελέγχου, το σύστημα ισορροπεί στο σημείο (0,0), δηλαδή από οποιοδήποτε σημείο έναρξης στο χώρο κατάστασης οι τροχιές συγκλίνουν στην αρχή των αξόνων (Σχήμα 3.10α). Από τη στιγμή που η τροχιά των λύσεων τέμνει την ευθεία x 2 +cx 1 =0, το σύστημα παραμένει πάνω στην ευθεία. Η ευθεία αυτή καλείται ευθεία ολίσθησης. Στο Σχήμα 3.10α έχει γίνει η υπόθεση ότι ο χρόνος μετάβασης του διακόπτη u από τη μια κατάσταση στην άλλη είναι μηδενικός. Στην πραγματικότητα, όμως, κανένας διακόπτης δεν είναι ιδανικός και συνεπώς ο χρόνος μετάβασης είναι πεπερασμένος. Σε αυτή την περίπτωση προκύπτει η γραμμή ολίσθησης με υστέρηση του Σχήματος 3.10β

62 Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3.10α-β: Ιδανική γραμμή ολίσθησης και γραμμή ολίσθησης με υστέρηση [10] Τώρα, θα εφαρμόσουμε αυτή τη μέθοδο ελέγχου στου διακοπτικούς μετατροπείς dc-dc. Έστω ο μετατροπέας υποβιβασμού τάσης του Σχήματος 3.11, του οποίου η τάση εξόδου πρέπει να ελεγχθεί. Σαν μεταβλητές κατάστασης του συστήματος ορίζουμε το σφάλμα εξόδου και την παράγωγο εξόδου. Επομένως: x u U * x dx du i dt dt C 1 0 C 2 Οι εξισώσεις του συστήματος στο χώρο κατάστασης είναι: x x x 1 2 * x x U U0 LC RC LC LC 1 2 g 2 u (3.10) (3.11) όπου u είναι το σήμα που περιγράφει την κατάσταση του διακόπτη και παίρνει τιμές u=1 για κλειστό διακόπτη και u=0 για ανοικτό διακόπτη. Σχήμα 3.11: Σχηματικό του μετατροπέα υποβιβασμού τάσης [10]

63 Κεφάλαιο 3 ο Οι καταστατικές εξισώσεις μπορούν να γραφτούν ισοδύναμα σε μορφή πινάκων: x = Ax+ Bu+ D A,, * 1 1 B U D g U0 LC RC LC LC (3.12) Υπολογίζοντας τις ιδιοτιμές του συστήματος από την εξίσωση det( A I n ) 0, διαπιστώνουμε ότι το πραγματικό μέρος των ιδιοτιμών είναι αρνητικό. Επομένως, υπάρχουν σημεία ισορροπίας για κάθε κατάσταση του διακόπτη. Πιο συγκεκριμένα, όταν ο διακόπτης είναι κλειστός (u=1), το σημείο ισορροπίας του συστήματος είναι (U g -U * 0,0), ενώ όταν ο διακόπτης είναι ανοιχτός (u=0), το σύστημα ισορροπεί στο σημείο (-U * 0,0). Στο Σχήμα 3.12 φαίνονται οι τροχιές το διανύσματος κατάστασης για κλειστό και ανοιχτό διακόπτη. Σχήμα 3.12: Τροχιές του διανύσματος κατάστασης [10] Πρέπει να σημειωθεί ότι το διάνυσμα κατάστασης δε μπορεί πάρει τιμές αριστερά των διακεκομμένων γραμμών. Όπως φαίνεται και στο παραπάνω σχήμα, η διαγώνια διακεκομμένη γραμμή συμβολίζει το όριο που εισάγεται λόγω του μηδενισμού του ρεύματος του πηνίου ενώ η κάθετη διακεκομμένη συμβολίζει ότι η τάση εξόδου δεν παίρνει αρνητικές τιμές. Όπως αναφέρθηκε παραπάνω, πρέπει να εισαχθεί ένας νόμος ελέγχου τέτοιος ώστε όταν η γραμμή ολίσθησης τέμνεται με την τροχιά του διανύσματος κατάστασης, το διάνυσμα να την ακολουθεί και το σύστημα να ισορροπήσει στο σημείο (0,0). Ακολουθώντας τα βήματα της

64 Κεφάλαιο 3 ο θεωρητικής ανάλυσης, ορίζουμε σαν γραμμή ολίσθησης την εξίσωση: σ(x)=c 1 x 1 +x 2 =0, όπου c 1 μια θετική σταθερά. Παρατηρώντας το Σχήμα 3.12, γίνεται αντιληπτό ότι ο κατάλληλος νόμος ελέγχου ώστε το διάνυσμα κατάστασης να κινείται πάνω (ή τουλάχιστον πολύ κοντά) στη γραμμή ολίσθησης είναι: u=0 για σ(x)>0 u=1 για σ(x)<0 Σχήμα 3.13: Τροχιές του συστήματος για διαφορετικές τιμές της κλίσης της γραμμής ολίσθησης [10] Εκτενέστερες αναλύσεις για τη μέθοδο ελέγχου με ολίσθηση μπορούν να βρεθούν στη βιβλιογραφία [10], [11]. Οι μέθοδοι που επιλέχθηκαν για τον έλεγχο του μετατροπέα της εφαρμογής μας, κυρίως λόγω ευκολίας υλοποίησής τους με χρήση μικροελεγκτή, είναι o έλεγχος μέγιστης τιμής ρεύματος με σταθερή συχνότητα (peak current control), ο έλεγχος υστέρησης (hysteresis control), ο έλεγχος φορτίου (charge control) καθώς και ο έλεγχος PID. Ασφαλέστερα συμπεράσματα για την χρήση των παραπάνω μεθόδων εξάγονται έπειτα από προσομοίωσή τους στο επόμενο κεφάλαιο

65 Κεφάλαιο 4 ο ΚΕΦΑΛΑΙΟ 4 ΠΡΟΣΟΜΟΙΩΣΗ ΤΗΣ ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΑΚΗΣ ΔΙΑΤΑΞΗΣ ΜΕ ΧΡΗΣΗ ΤΟΥ ΛΟΓΙΣΜΙΚΟΥ MATLAB/SIMULINK 4.1 Εισαγωγή Στο κεφάλαιο αυτό παρουσιάζονται τα μοντέλα των επιμέρους συστημάτων της εργαστηριακής διάταξης και πραγματοποιείται η προσομοίωση ολόκληρου του συστήματος χρησιμοποιώντας το περιβάλλον Matlab/Simulink. Η προσομοίωση του συστήματος είναι απαραίτητη πριν προχωρήσουμε στη φάση της κατασκευής, αφενός για να διερευνηθεί ο τρόπος λειτουργίας των επιμέρους συστημάτων και αφετέρου για να επιβεβαιωθεί η ορθή λειτουργία ολόκληρου του συστήματος. Απώτερος στόχος είναι η υλοποίηση ενός συστήματος ελέγχου κλειστού βρόχου που συγκρίνει τη ροπή αναφοράς με την πραγματική ροπή και διορθώνει τη ροπή της μηχανής στην τιμή αναφοράς. 4.2 Μοντελοποίηση των επιμέρους συστημάτων Πριν την προσομοίωση του συνολικού συστήματος πρέπει να γίνει παρουσίαση των μοντέλων που χρησιμοποιήθηκαν για τα επιμέρους συστήματα, όπως το μοντέλο της μηχανής συνεχούς ρεύματος, του αμφίδρομου μετατροπέα υποβιβασμού τάσης, του συστήματος υπολογισμού ροπής αναφοράς και των μεθόδων ελέγχου που χρησιμοποιήθηκαν Το μοντέλο της μηχανής συνεχούς ρεύματος Το Simulink προσφέρει ένα μεγάλο αριθμό βιβλιοθηκών για την υλοποίηση διαφόρων μοντέλων. Έτσι, για την μηχανή συνεχούς ρεύματος επιλέγουμε το block DC Machine, το οποίο βρίσκεται στη βιβλιοθήκη SimPowerSystems. Με άνοιγμα του παραθύρου ρύθμισης παραμέτρων διαπιστώνουμε ότι το block αυτό προσφέρει τη δυνατότητα φόρτωσης ενός προκαθορισμένου μοντέλου ή τη δημιουργία ενός νέου μοντέλου με βάση τις παραμέτρους της μηχανής που χρησιμοποιείται στη διάταξη (Configuration Preset model). Στη συνέχεια, ρυθμίζεται η είσοδος (Configuration Mechanical Input) ώστε η μηχανή να λειτουργεί είτε ως γεννήτρια (Speed w) είτε ως κινητήρας (Torque TL). Η επόμενη επιλογή αφορά το είδος

66 Κεφάλαιο 4 ο του πεδίου διέγερσης (Configuration Field type) δηλαδή αν η μηχανή είναι μόνιμου μαγνήτη (Permanent magnet) ή αν το πεδίο διέγερσης δημιουργείται από πηγή τάσης (Wound). Το παράθυρο Parameters προσαρμόζεται ανάλογα με τη λειτουργία της μηχανής. Αν η μηχανή λειτουργεί ως γεννήτρια προσφέρεται η δυνατότητα ρύθμισης της αντίστασης και της επαγωγής του τυμπάνου, της αντίστασης και της επαγωγής της διέγερσης, καθώς και της τιμής της αμοιβαίας επαγωγής διέγερσης-τυμπάνου. Αν η μηχανή λειτουργεί ως κινητήρας, προστίθενται στα παραπάνω επιλογές όπως η αρχική ταχύτητα της μηχανής, η ροπή αδράνειας κλπ. Σχήμα 4.1: Το block της μηχανής συνεχούς ρεύματος Σχήμα 4.2: Παράθυρο ρύθμισης παραμέτρων της μηχανής

67 Κεφάλαιο 4 ο Το μοντέλο του αμφίδρομου interleaved μετατροπέα υποβιβασμού τάσης Στο Σχήμα 4.3 παρουσιάζεται το μοντέλο του αμφίδρομου μετατροπέα υποβιβασμού τάσης δύο κλάδων διαδοχικής αγωγής, ο οποίος είναι απολύτως συμμετρικός. Για να επιβεβαιωθεί η συμμετρικότητα του μετατροπέα είναι απαραίτητο να δοκιμαστεί και στις δύο καταστάσεις λειτουργίας. Σχήμα 4.3: Ο αμφίδρομος interleaved μετατροπέας της εφαρμογής Αρχικά, συνδέεται μια πηγή τάσης 180V στην αριστερή πλευρά ενώ στο δεξί άκρο μια αντίσταση 10Ω (Σχήμα 4.4). Για την παλμοδότηση του μετατροπέα χρησιμοποιήθηκε μια απλή PWM, η οποία υλοποιήθηκε με χρήση του block constant για τη ρύθμιση του duty cycle, του block repeating sequence για την παραγωγή οδοντωτής κυματομορφής και του block relay που είναι ένας zero crossing comparator. Για να άγουν διαδοχικά οι κλάδοι του μετατροπέα απαιτείται ολίσθηση 180 ο στο δεύτερο κλάδο, η οποία εισάγεται με το block transport delay. Στα Σχήματα παρουσιάζονται τα παλμογραφήματα τάσεων και ρευμάτων κατά τη λειτουργία του αμφίδρομου interleaved buck όπως προκύπτουν από τη προσομοίωση στο Simulink, επιλέγοντας duty cycle δ=0,7 ώστε να φαίνεται και η επικάλυψη των ρευμάτων των MOSFET κατά την ταυτόχρονη αγωγή των δύο κλάδων

68 Κεφάλαιο 4 ο Σχήμα 4.4: Ροή ενέργειας από αριστερά προς δεξιά Σχήμα 4.5: Παλμοί έναυσης των ημιαγωγικών στοιχείων

69 Κεφάλαιο 4 ο Σχήμα 4.6: Τάση στα MOSFET Σχήμα 4.7: Ρεύματα κατά την αγωγή των MOSFET και αθροιστικό ρεύμα

70 Κεφάλαιο 4 ο Σχήμα 4.8: Ρεύματα κατά την αγωγή των διόδων Σχήμα 4.9: Ρεύματα των πηνίων

71 Κεφάλαιο 4 ο Σχήμα 4.10: Τάση στα πηνία Συνδέοντας, τώρα, την πηγή τάσης 180V στο δεξί άκρο, την αντίσταση ισχύος 10Ω στο αριστερό (Σχήμα 4.11) και επιλέγοντας duty cycle δ=0,7 προκύπτουν ίδια διαγράμματα με αυτά των Σχημάτων

72 Κεφάλαιο 4 ο Σχήμα 4.11: Ροή ενέργειας από δεξιά προς αριστερά Το μοντέλο υπολογισμού της ροπής αναφοράς Όπως αναφέρθηκε στην εισαγωγή του κεφαλαίου, απώτερος στόχος είναι η δημιουργία ενός συστήματος κλειστού βρόχου που ελέγχει την παλμοδότηση των ημιαγωγικών στοιχείων με στόχο τη διόρθωση της πραγματικής ροπής προς τη ροπή αναφοράς. Για τον σχεδιασμό του μοντέλου του συστήματος που υπολογίζει τη ροπή αναφοράς χρησιμοποιείται η σχέση (1.19). Οι είσοδοι του συστήματος είναι η ταχύτητα του οχήματος και η κλίση του οδοστρώματος ενώ η έξοδος θα είναι η ροπή αναφοράς. Η ροπή αναφοράς προκύπτει από το γινόμενο της ακτίνας του τροχού του οχήματος επί το άθροισμα των δυνάμενων που ασκούνται στο όχημα (αεροδυναμική αντίσταση, αντίσταση αναρρίχησης και αντίσταση κύλισης). Στο Σχήμα 4.12 φαίνεται το μοντέλο του συστήματος υπολογισμού της ροπής αναφοράς όπως σχεδιάστηκε στο Simulink. Επειδή η μελέτη γίνεται υπό κλίμακα, θα αφορά ένα μικρό ηλεκτροκίνητο όχημα. Ως εκ τούτου, θεωρείται ότι ο αεροδυναμικός συντελεστής του οχήματος ισούται με C x =0,38, η μετωπική επιφάνεια του οχήματος ίση με A f =0,22m 2, η ακτίνα του τροχού του οχήματος ίση με R=0,18m και η μεικτή μάζα (οχήματος και οδηγού) είναι m=205kg. Εκτός από τις παραμέτρους του οχήματος, στο μοντέλο προστίθενται οι συντελεστές τριβής οι οποίοι σχετίζονται με την κατάσταση του οδοστρώματος και επιλέγονται ίσοι με f 0 =0,0175 και f 1 =0,014, καθώς και η επιτάχυνση της βαρύτητας g=9,81m/s

73 Κεφάλαιο 4 ο Σχήμα 4.12: Το μοντέλο του συστήματος για τον υπολογισμό της ροπής αναφοράς 4.3 Προσομοίωση της εργαστηριακής διάταξης με έλεγχο ανοιχτού βρόχου Στο Σχήμα 4.13 φαίνεται η διάταξη ανοιχτού βρόχου του προς μελέτη συστήματος. Η μηχανή συνεχούς ρεύματος είναι μόνιμα συνδεδεμένη στο αριστερό άκρο του μετατροπέα ενώ στο άλλο άκρο συνδέεται είτε το δίκτυο συνεχούς τάσης (220V) είτε μια αντίσταση ισχύος 10Ω. Η προσομοίωση με έλεγχο ανοιχτού βρόχου πραγματοποιείται και για τις δύο περιπτώσεις λειτουργίας, δηλαδή και όταν στο δεξί άκρο είναι συνδεδεμένη η αντίσταση ισχύος αλλά και όταν συνδέεται το δίκτυο. Στα Σχήματα παρουσιάζονται κάποια παλμογραφήματα τάσεων, ρευμάτων και ροπής της διάταξης για την περίπτωση γεννήτρια-αντίσταση, επιλέγοντας λόγο κατάτμησης δ=0,7 και λειτουργία της γεννήτριας στις n=1500rpm

74 Κεφάλαιο 4 ο Σχήμα 4.13: Διάταξη με έλεγχο ανοιχτού βρόχου Σχήμα 4.14: Τάση εισόδου και τάση εξόδου του μετατροπέα

75 Κεφάλαιο 4 ο Σχήμα 4.15: Ρεύμα μηχανής Σχήμα 4.16: Ροπή Μηχανής

76 Κεφάλαιο 4 ο Σχήμα 4.17: Ρεύματα πηνίων και ρεύμα στο αθροιστικό σημείο Παρατηρώντας τα διαγράμματα ροπής και ρεύματος της γεννήτριας, γίνεται αντιληπτό ότι η ροπή και το ρεύμα ακολουθούν την ίδια κυματομορφή. Αυτό είναι αναμενόμενο διότι για τη μηχανή συνεχούς ρεύματος ισχύει: κυματομορφές ροπής και ρεύματος θα είναι όμοιες. M C IT, όπου για σταθερό γινόμενο CΦ οι Στους διακοπτικούς dc-dc μετατροπείς, όταν μεταβληθεί ο λόγος κατάτμησης μεταβάλλεται και η αντίσταση εισόδου του μετατροπέα. Αυτό έχει ως αποτέλεσμα, τη μεταβολή του παρεχόμενου ρεύματος στο φορτίο και συνεπώς τη μεταβολή της ροπής της μηχανής. Στο Σχήμα 4.18 παρουσιάζεται ένα διάγραμμα που δείχνει την εξάρτηση της ροπής από το λόγο κατάτμησης για τρεις διαφορετικές ταχύτητες της μηχανής. Σημειώνεται ότι για λόγους ασφαλείας ο λόγος κατάτμησης ρυθμίζεται μεταξύ 0,2 και 0,

77 Κεφάλαιο 4 ο Σχήμα 4.18: Μεταβολή της ροπής της μηχανής συναρτήσει του λόγου κατάτμησης Στην περίπτωση δίκτυο-κινητήρας η επιλογή του λόγου κατάτμησης πρέπει να γίνει προσεκτικά ώστε η τάση εξόδου του μετατροπέα να μην ξεπεράσει την ονομαστική τιμή της τάσης τυμπάνου της μηχανής δηλαδή τα 180V. Συνεπώς, η μέγιστη τιμή του duty cycle προκύπτει δ max =180V/220V 0,81. Στο Σχήμα 4.19 απεικονίζεται το διάγραμμα τάσης εισόδου-τάσης εξόδου του μετατροπέα για λόγο κατάτμησης δ=0,7. Οι ταλαντώσεις στην τάση εξόδου είναι αναμενόμενες και αναπαριστούν την απόκριση του LC κυκλώματος που δημιουργείται από τον πυκνωτή εξομάλυνσης και από την επαγωγή τη μηχανής. Παρά τις αρχικές ταλαντώσεις, η τάση εξόδου σταθεροποιείται στα V out =220 0,7=154V. Όμως, το ρεύμα και η ροπή της μηχανής συνεχίζουν να αυξάνονται, ξεπερνώντας κατά πολύ την ονομαστική τιμή. Επομένως, η υλοποίηση κλειστού βρόχου ελέγχου κρίνεται απαραίτητη για τη διάταξη

78 Κεφάλαιο 4 ο Σχήμα 4.19: Τάση εισόδου και τάση εξόδου του μετατροπέα 4.4 Προσομοίωση της εργαστηριακής διάταξης με έλεγχο κλειστού βρόχου Στην συγκεκριμένη ενότητα, θα ελεγχθεί η ροπή της γεννήτριας μέσω ενός κλειστού βρόχου, κάνοντας χρήση των μεθόδων ελέγχου που αναπτύχθηκαν στο προηγούμενο κεφάλαιο Προσομοίωση κλειστού βρόχου με χρήση PI ελεγκτή Στο Σχήμα 4.20 απεικονίζεται ο PI ελεγκτής που χρησιμοποιήθηκε για τον έλεγχο της ροπής στον άξονα της μηχανής. Οι τιμές των παραμέτρων του ελεγκτή επιλέχθηκαν ύστερα από δοκιμές στο περιβάλλον Simulink (K p =8 και K i =16). Σχήμα 4.20: Σχηματικό του PI ελεγκτή

79 Κεφάλαιο 4 ο Στο σχεδιασμό του ελεγκτή, επιβάλλεται η προσθήκη του saturation block ώστε να περιοριστεί ο λόγος κατάτμησης μεταξύ των τιμών 0,1 και 0,9 και επομένως, να μη χαθεί ο έλεγχος του μετατροπέα. Μετά από σύγκριση της εξόδου του ελεγκτή με κατάλληλη πριονωτή κυματομορφή, παράγονται οι παλμοί έναυσης των διακοπτικών στοιχείων. Σχήμα 4.21: Ρύθμιση ροπής με PI έλεγχο Προσομοίωση κλειστού βρόχου με peak current control Για την υλοποίηση του ελέγχου ρεύματος, είναι απαραίτητος ο καθορισμός του ρεύματος αναφοράς. Στις μηχανές συνεχούς ρεύματος, το ρεύμα τυμπάνου είναι ανάλογο της ροπής της μηχανής. Επομένως, γνωρίζοντας την τιμή της μαγνητικής ροής CΦ είναι δυνατός ο υπολογισμός του ρεύματος αναφοράς μέσω της ροπής αναφοράς δηλαδή: Mref C Iref. Στο Σχήμα 4.22 απεικονίζεται το σχηματικό του ελέγχου μέγιστης τιμής ρεύματος με σταθερή συχνότητα. Τα σήματα ρευμάτων (αναφοράς και πηνίου) μετατρέπονται σε σήματα τάσης, συγκρίνονται και εφόσον η στιγμιαία τιμή του ρεύματος του πηνίου είναι μικρότερη από το ρεύμα αναφοράς, παράγονται παλμοί έναυσης του διακοπτικού στοιχείου. Είναι

80 Κεφάλαιο 4 ο προφανές ότι ο έλεγχος πρέπει να εφαρμοστεί ξεχωριστά για κάθε κλάδο του μετατροπέα με την προσθήκη της κατάλληλης ολίσθησης, δηλαδή σε κάθε κλάδο το ρεύμα αναφοράς πρέπει να είναι I ref /2 και η ολίσθηση παλμών μεταξύ πρώτου και δεύτερου κλάδου θα είναι 180 ο. Σχήμα 4.22: Σχηματικό διάγραμμα της μεθόδου peak current control Στο Σχήμα 4.23 παρουσιάζεται το διάγραμμα ροπής της μηχανής. Για τη ροπή αναφοράς επιλέχθηκε μια βηματική συνάρτηση ώστε να γίνει φανερή η απόκριση της μεθόδου σε απότομες μεταβολές της ροπής

81 Κεφάλαιο 4 ο Σχήμα 4.23: Ρύθμιση ροπής με peak current control Προσομοίωση κλειστού βρόχου με charge control Για την υλοποίηση της συγκεκριμένης μεθόδου, είναι απαραίτητη η γνώση του μέσου ρεύματος του διακοπτικού στοιχείου. Όπως φαίνεται στο Σχήμα 4.24, ο υπολογισμός της μέσης τιμής γίνεται από τον πυκνωτή C t ο οποίος, σύμφωνα με την σχέση (3.4), μετατρέπει ταυτόχρονα το σήμα ρεύματος σε σήμα τάσης. Το σήμα ρεύματος αναφοράς και το σήμα μέσου ρεύματος του MOSFET καταλήγουν στο συγκριτή, με την παραγωγή παλμών να επιτυγχάνεται όταν το μέσο ρεύμα του διακοπτικού στοιχείου είναι μικρότερο από το ρεύμα αναφοράς. Επειδή ο μετατροπέας είναι δύο κλάδων διαδοχικής αγωγής, πρέπει να εφαρμοστεί ο έλεγχος ξεχωριστά για κάθε κλάδο του μετατροπέα. Επομένως, το ρεύμα αναφοράς για κάθε κλάδο ισούται με I ref /

82 Κεφάλαιο 4 ο Σχήμα 4.24: Σχηματικό διάγραμμα της μεθόδου charge control Σχήμα 4.25: Ρύθμιση ροπής με charge control

83 Κεφάλαιο 4 ο Προσομοίωση κλειστού βρόχου με έλεγχο υστέρησης Στον έλεγχο υστέρησης περιορίζεται το ρεύμα του πηνίου ανάμεσα σε δύο τιμές. Όταν το ρεύμα τείνει να ξεπεράσει τη μέγιστη τιμή που του έχει επιβληθεί, αποσύρεται ο παλμός από το MOSFET ενώ όταν το ρεύμα τείνει να πέσει κάτω από την ελάχιστη τιμή, δίνεται παλμός έναυσης στο διακοπτικό στοιχείο. Στην περίπτωσή μας, συγκρίνεται το ρεύμα αναφοράς με το ρεύμα του πηνίου. Οι παλμοί έναυσης παράγονται ή αποσύρονται για μια μέγιστη ή ελάχιστη τιμή της διαφοράς αντίστοιχα. Το σχηματικό και το διάγραμμα ροπών της μεθόδου δίνονται στα Σχήματα 4.26 και 4.27 αντίστοιχα. Για το σήμα της ροπής αναφοράς επιλέξαμε ράμπα με αρχική τιμή στα 1,4Nm και τελική στα 2,2Nm. Σχήμα 4.26: Σχηματικό διάγραμμα του ελέγχου υστέρησης Σχήμα 4.27: Ρύθμιση ροπής με έλεγχο υστέρησης

84 Κεφάλαιο 4 ο Παρατηρώντας τα διαγράμματα των προσομοιώσεων, γίνεται αντιληπτό ότι για την περίπτωση λειτουργίας γεννήτρια-αντίσταση η καταλληλότερη μέθοδος ελέγχου είναι η μέθοδος charge control κυρίως λόγω της ταχύτητας απόκρισής της σε σχέση με την κλασική μέθοδο PI ενώ για την περίπτωση λειτουργίας δίκτυο-κινητήρας επιλέγεται προς υλοποίηση η μέθοδος μέγιστης τιμής ρεύματος (peak current control), διότι προσφέρει το πλεονέκτημα της σταθερής συχνότητας σε σχέση με τον έλεγχο υστέρησης

85 Κεφάλαιο 5 ο ΚΕΦΑΛΑΙΟ 5 ΣΧΕΔΙΑΣΜΟΣ ΚΑΙ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΤΗΣ ΠΕΙΡΑΜΑΤΙΚΗΣ ΔΙΑΤΑΞΗΣ 5.1 Εισαγωγή Στο κεφάλαιο αυτό παρουσιάζονται τα στοιχεία που χρησιμοποιήθηκαν για την κατασκευή της εργαστηριακής διάταξης. Πρέπει να σημειωθεί ότι για την υλοποίηση του συστήματος ήταν απαραίτητος ένας αμφίδρομος μετατροπέας υποβιβασμού τάσης. Συνεπώς, τα διακοπτικά στοιχεία που χρησιμοποιούνταν για ανύψωση τάσης αντικαταστάθηκαν με διόδους ισχύος, η επιλογή των οποίων περιγράφεται στην ενότητα του μετατροπέα. 5.2 Επιλογή Μηχανής Συνεχούς Ρεύματος Για την υλοποίηση της διάταξης φόρτισης του ηλεκτρικού κινητήρα ενός ηλεκτροκίνητου οχήματος επιλέχθηκε μια μηχανή συνεχούς ρεύματος ξένης διέγερσης, η CR/1659 της εταιρείας Transdrive Engineering Services Ltd (Εικόνα 5.1). Ο υπολογισμός της ονομαστικής αντίστασης τυμπάνου R T =0,38Ω και της ονομαστικής μαγνητικής ροής CΦ=0,5Vsec/rad πραγματοποιήθηκε έπειτα από μετρήσεις και επεξεργασία αυτών, με την μηχανή να λειτουργεί εν κενώ, σε προηγούμενη διπλωματική εργασία [34]. Εικόνα 5.1: Η μηχανή συνεχούς ρεύματος της διάταξης

86 Κεφάλαιο 5 ο 5.3 Κατασκευή του μετατροπέα-επιλογή στοιχείων για το κύκλωμα ισχύος Στην παρούσα ενότητα παρουσιάζεται η διαδικασία επιλογής των στοιχείων του μετατροπέα Επιλογή ημιγαγωγικών διακοπτικών στοιχείων Η επιλογή των ημιαγωγικών διακοπτικών στοιχείων γίνεται με βάση τη μέγιστη τάση που πέφτει πάνω στα στοιχεία, το μέγιστο ρεύμα που ρέει μέσα από αυτά καθώς και τη συχνότητα λειτουργίας της διάταξης. Σύμφωνα με τα χαρακτηριστικά της μηχανής και την τοπολογία της διάταξης είναι υποχρεωτική η μελέτη και στις δύο καταστάσεις λειτουργίας δηλαδή και στην περίπτωση γεννήτρια-αντίσταση και στην περίπτωση δίκτυο-κινητήρας. Στην πρώτη περίπτωση, η μέγιστη τάση που πέφτει πάνω στο ημιαγωγικό στοιχείο ισούται με την ονομαστική τάση τυμπάνου της μηχανής δηλαδή 180V ενώ το ρεύμα που ρέει μέσα από κάθε στοιχείο ισούται με το μισό του ονομαστικού ρεύματος τυμπάνου δηλαδή 15,2/2=7,6A. Στην περίπτωση δίκτυο-κινητήρας, η μέγιστη τάση που βλέπουν τα ημιαγωγικά διακοπτικά στοιχεία είναι τα 220V του δικτύου ενώ το μέγιστο ρεύμα που ρέει μέσα από κάθε στοιχείο, υπολογίζεται από τον τύπο: I in I Στην συγκεκριμένη περίπτωση, το ρεύμα εξόδου ισούται με το ρεύμα τυμπάνου της μηχανής ενώ ο μέγιστος λόγος κατάτμησης, όπως προαναφέρθηκε, είναι δ max =0,81. Συνεπώς, το μέγιστο ρεύμα εισόδου θα είναι I in =6,156A. Άρα, τα ημιαγωγικά στοιχεία που θα επιλέξουμε πρέπει να αντέχουν τάση 220V και ρεύμα 7,6Α. Πρέπει να επισημανθεί ότι για τη σωστή αμφίδρομη λειτουργία του μετατροπέα είναι απαραίτητη η ύπαρξη μιας ανάστροφης διόδου παράλληλα με κάθε διακοπτικό στοιχείο. Αυτή η δίοδος μπορεί να τοποθετηθεί χωριστά ή να είναι ενσωματωμένη στο στοιχείο. Για οικονομία χώρου, είναι προτιμότερο η ανάστροφη δίοδος να είναι ενσωματωμένη στο διακοπτικό στοιχείο, όπως επιλέχθηκε και στην εφαρμογή μας. Με βάση όλα τα παραπάνω και με δεδομένο ότι η διακοπτική συχνότητα λειτουργίας του μετατροπέα θα είναι 50kHz, επιλέχθηκε η χρήση ημιαγωγικών διακοπτικών στοιχείων τύπου MOSFET. Μερικά από τα πλεονεκτήματα που προσφέρουν τα MOSFET είναι: o

87 Κεφάλαιο 5 ο Η εσωτερική ανάστροφη δίοδος μεταξύ πηγής και υποδοχής, η οποία είναι απαραίτητη στην εφαρμογή μας. Η πύλη του MOSFET ενεργοποιείται από παλμούς τάσης και επομένως η ισχύς στο κύκλωμα ελέγχου είναι μικρή. Για τη σβέση του στοιχείου αρκεί η απόσυρση του παλμού ενεργοποίησης και δεν απαιτείται κάποιο βοηθητικό κύκλωμα σβέσης, κάτι ιδιαίτερα σημαντικό για τους μετατροπείς εξαναγκασμένης σβέσης. Οι χρόνοι καθυστέρησης και μετάβασης από την αποκοπή στην αγωγή και τανάπαλιν είναι αρκετά χαμηλοί και δεν εξαρτώνται από τη θερμοκρασία. Μπορεί να δουλέψει σε υψηλές διακοπτικές συχνότητες, όπως τα 50kHz της εφαρμογής μας. Τελικά, επιλέχθηκαν τα MOSFET SPW20N60S5 της εταιρείας Infineon Technologies, τα οποία αντέχουν τάση μεταξύ υποδοχής-πηγής V DS = 600V και ρεύμα διέλευσης I D = 20A. Τα συγκεκριμένα στοιχεία αφενός καλύπτουν πλήρως τις απαιτήσεις της διάταξης, αφετέρου έχουν μικρή αντίσταση αγωγής R DS(on) =0,19Ω με συνέπεια μικρές απώλειες αγωγής και προφανώς λιγότερες απαιτήσεις ψύξης. Σχήμα 5.2: Το MOSFET ισχύος SPW20N60S5 [25] Αξίζει να σημειωθεί ότι για την προστασία των MOSFET από παλμούς μεγαλύτερους του επιθυμητού τοποθετείται μια αντιπαράλληλη δίοδος Zener μεταξύ πύλης και πηγής. Έτσι, σε περίπτωση που έρθει ένας επικίνδυνος παλμός, η δίοδος καταρρέει και το ρεύμα περνά μέσα από τη Zener, διατηρώντας ανέπαφο το διακοπτικό στοιχείο

88 Κεφάλαιο 5 ο Σχήμα 5.3: Προστασία του MOSFET με δίοδο Zener Επιλογή διόδων ισχύος Η διαδικασία επιλογής των διόδων γίνεται με τη λογική που επιλέχθηκαν τα MOSFET στην παραπάνω ενότητα. Η μέγιστη ανάστροφη τάση που πρέπει να αντέχει η δίοδος καθορίζεται από τη λειτουργία δίκτυο-κινητήρας και είναι 220V. Το μέγιστο ρεύμα που πρέπει να αντέχει η δίοδος στην περίπτωση δίκτυο-κινητήρας, δίνεται από τον τύπο του μέσου ρεύματος της διόδου: I (1 ) d Io Το ρεύμα εξόδου ανά κλάδο ισούται με το μισό του ρεύματος τυμπάνου της μηχανής. Επιλέγοντας ελάχιστο λόγο κατάτμησης δ min =0,1 το μέγιστο μέσο ρεύμα που πρέπει να αντέχει η δίοδος είναι: I d =6,84Α. Στην περίπτωση γεννήτρια-αντίσταση, επειδή το φορτίο είναι καθαρά ωμικό και ο μετατροπέας λειτουργεί στην περιοχή συνεχούς αγωγής, η παραπάνω σχέση γίνεται: υπερτάσεις οι οποίες επιβαρύνουν το διακοπτικό στοιχείο [3] I d Vin (1 ) R όπου V in =180V και R out =10Ω. Δεδομένου ότι η παραπάνω σχέση έχει μέγιστο για δ=0,5 το μέγιστο μέσο ρεύμα που πρέπει να αντέχει η δίοδος είναι 4,5A ανά κλάδο. Λαμβάνοντας υπόψη τα παραπάνω, οι δίοδοι ισχύος που θα επιλεχθούν πρέπει να αντέχουν ρεύμα 6,84A και τάση 220V. Η δίοδος που θα επιλεχθεί για την εφαρμογή πρέπει να είναι soft recovery, δηλαδή να έχει μικρή διάρκεια ανάστροφης ανάκτησης αλλά το ρεύμα μετά το φαινόμενο να μηδενίζεται ομαλά. Αν η δίοδος είναι fast ή ultra fast recovery, οι υψηλές τιμές της παραγώγου του ρεύματος σε συνδυασμό με τις παρασιτικές επαγωγές του κυκλώματος θα δημιουργήσουν out

89 Κεφάλαιο 5 ο Για την εφαρμογή μας επιλέχθηκαν οι δίοδοι FFH50US60S της εταιρείας Fairchild Semiconductor με ανάστροφη τάση αποκοπής V R =600V, μέσο ρεύμα διόδου και μέγιστη πτώση τάσης κατά την ορθή πόλωση I F =50A και V diode = 1,53V αντίστοιχα [26]. Σχήμα 5.4: Η δίοδος ισχύος FFH50US60S [26] Επιλογή ρελέ Για την αμφίδρομη λειτουργία του συστήματος απαιτείται η χρήση ενός ρελέ SPDT (Single Pole, Double Throw), το οποίο είναι υπεύθυνο για τη σύνδεση ή την αποσύνδεση του δικτύου ή της αντίστασης ισχύος στον μετατροπέα. Όμως, για οικονομικούς και τεχνικούς λόγους, χρησιμοποιήθηκαν δύο SPST (Single Pole, Single Throw) ρελέ, δηλαδή ένα για τη σύνδεση ή την αποσύνδεση του δικτύου κι ένα για τη σύνδεση ή την αποσύνδεση της αντίστασης ισχύος. Τα συγκεκριμένα ρελέ πρέπει να αντέχουν τάση 220V και να έχουν ικανότητα διακοπής ρεύματος 20A. Για τη συγκεκριμένη εφαρμογή, επιλέχθηκαν τα ρελέ της εταιρείας Finder με τάση αντοχής 250V, ικανότητα διακοπής ρεύματος 30Α και πηνίο ενεργοποίησης στα 12V DC. Το σήμα ενεργοποίησης των ρελέ δίνεται από τον μικροελεγκτή κατά τη βούληση του χρήστη. Εικόνα 5.5: Το ρελέ της εταιρείας Finder [27]

90 Κεφάλαιο 5 ο Κατασκευή πηνίων Επειδή τα πηνία που διατίθενται στο εμπόριο δεν καλύπτουν τις απαιτήσεις της εφαρμογής μας, αποφασίστηκε η κατασκευή τους στο εργαστήριο. Πριν προχωρήσουμε στη διαδικασία υπολογισμού της επαγωγής και στη διαδικασία κατασκευής πρέπει να γίνει μια σύντομη θεωρητική μελέτη για τις σχέσεις που χρησιμοποιούνται για τον υπολογισμό των χαρακτηριστικών ενός μαγνητικού στοιχείου. Η σχέση που συνδέει τη μαγνητική ένταση του πυρήνα με το ρεύμα κάθε σπείρας και των αριθμών των σπειρών, δίνεται από το νόμο του Ampere: Για ένα πηνίο με διάκενο g και μήκος πυρήνα g Hdl N I , η σχέση αυτή μετασχηματίζεται στην: H g H NI όπου H g η μαγνητική ένταση στο διάκενο και Η core η μαγνητική ένταση στο υλικό. Όμως, για τους υπολογισμούς, η μαγνητική επαγωγή είναι βολικότερο μέγεθος από την μαγνητική ένταση. Συνεπώς, αντικαθιστούμε στην παραπάνω σχέση την μαγνητική επαγωγή σύμφωνα με τον τύπο B Hκαι λύνουμε ως προς B : core B B 0NI g NI B 0 0 r g Επειδή η μαγνητική διαπερατότητα του υλικού μ r λαμβάνει πολύ μεγάλες τιμές, ο λόγος / r είναι πρακτικά μηδέν. Άρα, η σχέση που προκύπτει για τη μαγνητική επαγωγή είναι: r NI 0 B (5.1) g Στη συνέχεια θα υπολογίσουμε την επαγωγή L του πηνίου συναρτήσει των σπειρών και του διακένου. Η μαγνητική ροή κάθε σπείρας είναι ισούται με το γινόμενο της μαγνητικής επαγωγής επί την επιφάνεια της σπείρας, δηλαδή: BA. Επομένως, η ολική ροή ενός πηνίου με Ν σπείρες ισούται με: Αντικαθιστώντας τη σχέση (5.2) στην (5.1), προκύπτει: BAN (5.2) 2 N IA 0 (5.3) g

91 Κεφάλαιο 5 ο Η επαγωγή του πηνίου ορίζεται ως το πηλίκο της μαγνητικής ροής προς το ρεύμα. Δηλαδή: L (5.4) I Με αντικατάσταση στην σχέση (5.3), η επαγωγή του πηνίου προκύπτει ίση με: 2 AN 0 L (5.5) g Τέλος, η σχέση που υπολογίζει τον αριθμό των σπειρών του πηνίου δίνεται από το συνδυασμό των σχέσεων (5.2), (5.4) και είναι: LI N (5.6) BA Αφού ολοκληρώθηκε η παρουσίαση των τύπων που θα χρησιμοποιηθούν για τον υπολογισμό των μεγεθών των πηνίων, πρέπει να καθοριστεί η τιμή της επαγωγής L. Η τιμή της επαγωγής πηνίων υπολογίζεται υπό την προϋπόθεση ότι για κάθε τιμή του ρεύματος των κλάδων ο μετατροπέας λειτουργεί στην περιοχή συνεχούς αγωγής ρεύματος (CCM). Λόγω της αμφίδρομης λειτουργίας του μετατροπέα, είναι απαραίτητη η ανάλυση και για τις δύο καταστάσεις λειτουργίας του (δίκτυο-κινητήρας και γεννήτρια-αντίσταση). 1. Περίπτωση δίκτυο-κινητήρας: Έστω ότι στην χειρότερη περίπτωση, θα έχουμε στον άξονα της μηχανής το 10% της ονομαστικής ροπής. Σύμφωνα με τον τύπο της ροπής M C IT, το ρεύμα τυμπάνου είναι ανάλογο με τη ροπή. Επομένως, η μηχανή θα «τραβάει» το 10% του ονομαστικού ρεύματος, δηλαδή Ι Τ =1,52A. Συνεπώς, το ελάχιστο ρεύμα σε κάθε πηνίο είναι Ι Οmin =0,76A. Για να βρίσκεται ο μετατροπέας στην περίπτωση συνεχούς αγωγής, πρέπει ελάχιστο ρεύμα κάθε πηνίου να είναι μεγαλύτερο από το οριακό ρεύμα Ι ΟΒ δηλαδή Ι Οmin Ι ΟΒ. Το οριακό ρεύμα δίνεται από την παρακάτω σχέση: I OB (1- ) VT i s (5.7) 2 L Η παραπάνω σχέση έχει μέγιστο για δ=0,5. Αντικαθιστώντας όλες τις γνωστές ποσότητες και λύνοντας ως προς L, βρίσκουμε L 0,73mH. 2. Περίπτωση γεννήτρια-αντίσταση: Σε αυτήν την περίπτωση η μηχανή λειτουργεί ως πηγή και το φορτίο είναι μια αντίσταση ισχύος R out =10Ω. Ο υπολογισμός της επαγωγής γίνεται λαμβάνοντας υπόψη ότι για πολύ

92 Κεφάλαιο 5 ο μικρό λόγο κατάτμησης (δ 0) ο μετατροπέας πρέπει να εξακολουθεί να βρίσκεται στη συνεχή αγωγή. Επειδή το φορτίο είναι καθαρά ωμικό, το ρεύμα εξόδου υπολογίζεται από τη σχέση: I V V O i O (5.8) Rout Rout Για να βρίσκεται ο μετατροπέας στην περιοχή συνεχούς αγωγής, πρέπει Ι Ο Ι ΟΒ. Αντικαθιστώντας τις σχέσεις (5.7), (5.8) στην παραπάνω ανισότητα, απλοποιούνται τα δ και V i και λύνοντας ως προς L έχουμε: V (1- ) VT (1 ) T R IO IOB L R 2 L 2 out i i s s out Έπειτα από αντικατάσταση των τιμών προκύπτει ότι L 0,1mH. Επομένως, διαπιστώνουμε ότι η πρώτη περίπτωση καθορίζει την επαγωγή του πηνίου, δηλαδή L=0,73mH. Πριν προχωρήσουμε στη διαδικασία κατασκευής, είναι σημαντικό να υπολογιστεί η αιχμή του ρεύματος δηλαδή το Ι peak ούτως ώστε να αποφευχθεί η λειτουργία του πηνίου στον κόρο. Η αιχμή ρεύματος στην περίπτωση δίκτυο-κινητήρας, υπολογίζεται χρησιμοποιώντας τον τύπο της κυμάτωσης του ρεύματος στο πηνίο, δηλαδή: I V (1- ) V(1- ) L f O i Lmax - ILmin L fs s (5.9) Η μέγιστη κυμάτωση peak-to-peak δίνεται για δ=0,5. Αντικαθιστώντας όλες τις γνωστές ποσότητες βρίσκουμε: I Lmax -I Lmin =1,5A. Η αιχμή ρεύματος υπολογίζεται από τον ακόλουθο τύπο: I I - I 2 Lmax Lmin peak Iavg (5.10) όπου I avg είναι η μέση τιμή του ρεύματος που περνά από κάθε πηνίο στην ονομαστική κατάσταση λειτουργίας δηλαδή ίσο με 7,6A. Άρα, Ι peak =8,35A. Στην δεύτερη περίπτωση (γεννήτρια-αντίσταση), το μέσο ρεύμα του πηνίου ισούται με το ρεύμα που διαρρέει την αντίσταση ισχύος. Από τη σχέση (5.8), διαπιστώνουμε ότι το μέγιστο ρεύμα εξόδου καθορίζεται από την τιμή του λόγου κατάτμησης. Επομένως, για μέγιστο επιτρεπόμενο λόγο κατάτμησης δ=0,9, το ρεύμα εξόδου είναι ίσο με I o =I avg =16,2A ή 8,1A ανά κλάδο

93 Κεφάλαιο 5 ο Η κυμάτωση peak-to-peak του ρεύματος του πηνίου είναι ίση με I Lmax -I Lmin =0,44A και υπολογίζεται από τη σχέση (5.9) αντικαθιστώντας δ=0,9. Συνεπώς, το ρεύμα αιχμής του πηνίου στην περίπτωση γεννήτρια-αντίσταση ισούται με I peak =8,32A. Άρα, το μέγιστο ρεύμα αιχμής καθορίζεται από την περίπτωση δίκτυο-κινητήρας και είναι ίσο με I peak(max) =8,35A. Λόγω της υψηλής διακοπτικής συχνότητας της εφαρμογής μας (50kHz) επιλέγεται πυρήνας από φερρίτη E65 της εταιρείας EPCOS [28]. Η γεωμετρία του πυρήνα και τα μαγνητικά χαρακτηριστικά του απεικονίζονται στο ακόλουθο σχήμα. Σχήμα 5.6: Γεωμετρία και μαγνητικά χαρακτηριστικά του πυρήνα Ε65 [28] Το παράθυρο πυρήνα του Ε65 είναι σχετικά μεγάλο και με ευκολία θα μπορούσε να χωρέσει ένα πηνίο επαγωγής 0,73mH. Έτσι, για λόγους ασφαλείας αλλά και για να πάμε σε χαμηλότερες συχνότητες λειτουργίας, αποφασίστηκε να εκμεταλλευτούμε σχεδόν όλο τον διαθέσιμο χώρο φτιάχνοντας ένα πηνίο επαγωγής 1,15mH. Με βάση τη σχέση (5.6) οι σπείρες του πηνίου υπολογίζονται: LI N BA όπου Α e η ενεργός διατομή του υλικού και B 0 το μαγνητικό πεδίο κορεσμού του πυρήνα, μεγέθη που δίνονται στο φυλλάδιο κατασκευαστή. Στους C το B 0 παίρνει την τιμή 410mT όπως φαίνεται στο Σχήμα 5.7. Για λόγους ασφαλείας επιλέγεται μια τιμή στο 70% της καμπύλης δηλαδή στα 287mT. Λαμβάνοντας υπόψη τα παραπάνω, ο αριθμός των σπειρών είναι Ν=63. Στη συνέχεια, υπολογίζεται το διάκενο το οποίο πρέπει να προστεθεί στο ενεργό μήκος του αγωγού. Λύνοντας τη σχέση (5.1) ως προς g προκύπτει: peak e

94 Κεφάλαιο 5 ο g B 0 NI peak Όλα τα μεγέθη είναι γνωστά. Επομένως, το μήκος διακένου είναι ίσο με g 2,3mm. 0 Σχήμα 5.7: Καμπύλη μαγνήτισης του φερρίτη [28] Πριν τον υπολογισμό του αριθμό των κλώνων που χρησιμοποιούνται για τη δημιουργία του αγωγού, πρέπει να τονιστεί η σημαντικότητα χρήσης ενός πολύκλωνου αγωγού έναντι ενός μονόκλωνου στην κατασκευή των πηνίων. Η πραγματική αντίσταση ενός αγωγού είναι πάντα υψηλότερη στο εναλλασσόμενο ρεύμα απ ότι στο συνεχές. Η εναλλασσόμενη μαγνητική ροή που δημιουργείται από το εναλλασσόμενο ρεύμα που διαρρέει έναν αγωγό, αλληλεπιδρά με τον ίδιο τον αγωγό, παράγοντας ένα αντίστροφο ηλεκτρομαγνητικό πεδίο, το οποίο αντιστέκεται στην διέλευση του ρεύματος. Αυτό έχει σαν αποτέλεσμα το ρεύμα να μην μπορεί να εκμεταλλευτεί όλη την ωφέλιμη διατομή του αγωγού για την διέλευσή του, αλλά ένα μικρό μόνο μέρος στην εξωτερική επιφάνεια. Το φαινόμενο αυτό είναι γνωστό ως «επιδερμικό» φαινόμενο. Η προκύπτουσα ανομοιόμορφη πυκνότητα ρεύματος έχει ως αποτέλεσμα την μεγάλη αύξηση της πραγματικής αντίστασης του αγωγού και κατά συνέπεια των απωλειών [13]. Έτσι, η μείωση της διατομής του αγωγού μειώνει δραματικά και τις

95 Κεφάλαιο 5 ο επιπτώσεις του επιδερμικού φαινομένου. Επιπρόσθετα, ένας πολύκλωνος αγωγός είναι περισσότερο εύκαμπτος από έναν συμπαγή μονόκλωνο ίδιας διατομής. Είναι γνωστό ότι ένας αγωγός Cu διατομής 1mm 2 αντέχει μέχρι και 5A ρεύματος. Στη συγκεκριμένη εφαρμογή χρησιμοποιήθηκαν αγωγοί διαμέτρου d=0,54mm και με δεδομένο ότι το μέσο ρεύμα του πηνίου είναι 7,6A, ο αριθμός των κλώνων ισούται με k=9. Στη συνέχεια πρέπει να υπολογιστεί το παράθυρο του πυρήνα και να συγκριθεί με το συνολικό εμβαδό που καταλαμβάνουν οι σπείρες ώστε να διαπιστωθεί αν ο διαθέσιμος χώρος είναι επαρκής για το τύλιγμα του πηνίου. Το παράθυρο πυρήνα υπολογίζεται από τις διαστάσεις που φαίνονται στο Σχήμα 5.6 ως εξής: A (44, 2 20) mm 22, 2mm 537, 24mm w Διατομή του πολύκλωνου αγωγού ύστερα από την περιέλιξη των κλώνων: d Acon k 2,06mm 2 Το συνολικό εμβαδό που καταλαμβάνουν οι σπείρες είναι: A 63 2,06mm 129,78mm tot Στο σημείο αυτό πρέπει να λάβουμε υπόψη και έναν συντελεστή διόρθωσης ίσο με 0,4 διότι η περιέλιξη των σπειρών γίνεται με το χέρι και είναι πιθανό να δημιουργηθούν κενά. Επομένως, αφού το συνολικό εμβαδό που καταλαμβάνουν οι σπείρες είναι 324,45mm 2, δηλαδή πολύ μικρότερο του παραθύρου του πυρήνα, το πηνίο μπορεί να τυλιχθεί χωρίς πρόβλημα Επιλογή ψυκτικού σώματος Στις εφαρμογές ισχύος είναι απαραίτητο να ληφθεί μέριμνα για την ψύξη των ημιαγωγικών στοιχείων. Οι απώλειες που εμφανίζουν τα ημιαγωγικά στοιχεία είναι δύο ειδών: Απώλειες αγωγής, δηλαδή ωμικές απώλειες κατά τη λειτουργία των στοιχείων οι οποίες εξαρτώνται από την αντίσταση που εμφανίζουν τα στοιχεία. Διακοπτικές απώλειες, δηλαδή απώλειες που εμφανίζονται στην έναυση και στη σβέση των στοιχείων και εξαρτώνται άμεσα από τη διακοπτική συχνότητα λειτουργίας

96 Κεφάλαιο 5 ο Για τον υπολογισμό του απαιτούμενου από την εφαρμογή ψυκτικού σώματος χρησιμοποιείται ο ακόλουθος τύπος: T T R ( R R ) (5.11) j a, sa, jc, cs PLOSStotal όπου R Θ,sa η θερμική αντίσταση του ψυκτικού σώματος, T j η μέγιστη επιτρεπόμενη θερμοκρασία λειτουργίας του στοιχείου, T a η θερμοκρασίας περιβάλλοντος, P loss το ποσό της εκλυόμενης θερμότητας, R Θ,jc η θερμική αντίσταση μεταξύ επαφής και συσκευασίας του ημιαγωγικού στοιχείου, και R Θ,cs η θερμική αντίσταση μεταξύ θήκης και ψυκτικού. Οι απώλειες κάθε MOSFET υπολογίζονται από το άθροισμα των απωλειών αγωγής, των απωλειών έναυσης και των απωλειών σβέσης, σύμφωνα με τον τύπο: VI VI P I R t f t f min max MOSFET rms DSon on s off s όπου I rms η ενεργός τιμή του ρεύματος του στοιχείου κατά την αγωγή, R DSon η αντίσταση αγωγής του στοιχείου, V η μέγιστη τιμή της τάσης στο στοιχείο, I min η τιμή του ρεύματος κατά την έναυση του στοιχείου, I max η τιμή του ρεύματος κατά τη σβέση του στοιχείου, f s η διακοπτική συχνότητα, t on και t off ο χρόνος έναυσης και σβέσης του στοιχείου αντίστοιχα. Αντικαθιστώντας στην παραπάνω σχέση τις τιμές: I rms =7,6A, R DSon =0,19Ω, V=180V, I min =6,85A, I max =8,35A, t on =145ns, t off =160ns, f s =50kHz, οι απώλειες σε κάθε MOSFET κατά την ονομαστική λειτουργία ισούνται με P MOSFET =21,45W. Ομοίως με το MOSFET, οι απώλειες αγωγής κάθε διόδου ισούνται με το άθροισμα των απωλειών αγωγής και των διακοπτικών απωλειών, και υπολογίζονται από τον ακόλουθο τύπο: V I V I P V I t f t f 2 2 inv max inv min Diode F d on s off s όπου V F πτώση τάσης στη δίοδο κατά την αγωγή, I d το μέσο ρεύμα της διόδου κατά την αγωγή, V inv η ανάστροφη τάση στη δίοδο κατά την αποκοπή, I max η τιμή του ρεύματος κατά την έναυση της διόδου, I min η τιμή του ρεύματος κατά τη σβέση της διόδου, f s η συχνότητα λειτουργίας, t on και t off ο χρόνος έναυσης και σβέσης της διόδου αντίστοιχα. Για τη δίοδο κατά την ονομαστική λειτουργία ισχύουν: V F =1,53V, I d =7,6A, V inv =180V, I max =8,35A, I min =6,85A, t on =100ns, t off =125ns και f s =50kHz. Επομένως, οι απώλειες σε κάθε δίοδο ισούνται με P Diode =19,22W

97 Κεφάλαιο 5 ο Στον υπολογισμό των ολικών απωλειών ανά κλάδο πρέπει να συμπεριληφθούν και οι απώλειες στην ανάστροφη δίοδο του δεύτερου MOSFET. Σύμφωνα με την τοπολογία του μετατροπέα και με δεδομένο ότι ο μετατροπέας βρίσκεται στην περιοχή συνεχούς αγωγής ρεύματος, η δίοδος αυτή δεν εμφανίζει διακοπτικές απώλειες παρά μόνο απώλειες αγωγής. Με βάση τα παραπάνω, οι απώλειες στην ανάστροφη δίοδο του MOSFET υπολογίζονται από τον ακόλουθο τύπο: PMOSinv Vdinv Id όπου V dinv είναι η πτώση τάσης στην δίοδο κατά την αγωγή και I d είναι το μέσο ρεύμα της διόδου. Αντικαθιστώντας στην παραπάνω σχέση: V dinv =1,2V, I d =7,6A, οι απώλειες ισούνται με P MOSinv =9,12W. Επομένως, οι συνολικές απώλειες ανά κλάδο είναι: P LOSStotal 50W και προκύπτουν από το άθροισμα των απωλειών στο MOSFET, στη δίοδο και στην ανάστροφη δίοδο του MOSFET. Από το φυλλάδιο κατασκευαστή προκύπτει ότι η μέγιστη θερμοκρασία λειτουργίας των ημιαγωγικών στοιχείων είναι T j =125 o C ενώ η θερμική αντίσταση μεταξύ επαφής και συσκευασίας του ημιαγωγικού στοιχείου R Θ,jc είναι 0,6 o C/W για το MOSFET και 0,75 o C/W για τη δίοδο. Για μια τυπική τιμή της θερμικής αντίστασης μεταξύ συσκευασίας και ψυκτικού (R Θ,cs =0,5 o C/W) και για θερμοκρασία περιβάλλοντος T a =25 o C, η θερμική αντίσταση του ψυκτικού ισούται με R Θ,sa =0,75 ο C/W. Είναι προφανές ότι η τιμή της θερμικής αντίστασης του ψυκτικού σώματος που θα επιλεχθεί πρέπει να είναι μικρότερη ή ίση της υπολογισθείσας τιμής. Για την εφαρμογή μας, επιλέξαμε το ψυκτικό σώμα OK278/B/200 της εταιρείας Aavid Thermalloy, διαστάσεων 200x200x25mm και θερμικής αντίστασης 0,5 ο C/W. Σχήμα 5.8: Το ψυκτικό σώμα της εφαρμογής

98 Κεφάλαιο 5 ο Σχήμα 5.9: Κάτοψη του μετατροπέα ισχύος Σχήμα 5.10: Άποψη του μετατροπέα ισχύος

99 Κεφάλαιο 5 ο Σχήμα 5.11: Άποψη του μετατροπέα ισχύος 5.4 Κατασκευή των κυκλωμάτων ελέγχου Στην ακόλουθη ενότητα παρουσιάζεται η διαδικασία επιλογής των στοιχείων για το κύκλωμα ελέγχου και παλμοδότησης Επιλογή μικροελεγκτή Ο μικροελεγκτής που επιλέχθηκε για την παλμοδότηση των ημιαγωγικών στοιχείων είναι ο dspic30f2020. Πρόκειται για έναν μικροελεγκτή χαμηλού κόστους που ενσωματώνει, όμως, όλα τα απαραίτητα περιφερειακά για την ορθή λειτουργία του μετατροπέα. Τα σημαντικότερα κριτήρια επιλογής του είναι τα ακόλουθα: Διαθέτει 4 γεννήτριες PWM, οι οποίες είναι απαραίτητες για τον ανεξάρτητο έλεγχο των τεσσάρων ημιαγωγικών στοιχείων. Παρέχει τη δυνατότητα δημιουργίας διαφοράς φάσης μεταξύ των παλμών, κάτι που είναι απαραίτητο σε έναν interleaved μετατροπέα

100 Κεφάλαιο 5 ο Διαθέτει έναν εξαιρετικά γρήγορο μετατροπέα αναλογικού σήματος σε ψηφιακό (A/D Converter), κάτι που επιτρέπει τον ταχύτατο έλεγχο του κυκλώματος ισχύος. Η λειτουργία του μικροελεγκτή και των περιφερειακών του αναλύεται λεπτομερώς στο επόμενο κεφάλαιο Επιλογή ενισχυτή 74HC541 Οι παλμοί που παράγονται από τον μικροελεγκτή δε μπορούν να οδηγήσουν οτιδήποτε, καθώς το ρεύμα εξόδου του μικροελεγκτή είναι πολύ μικρό. Επομένως, στις εξόδους του μικροελεγκτή τοποθετείται ο buffer 74HC541, δηλαδή ένας ενισχυτής ρεύματος 8 εισόδων-8 εξόδων ο οποίος δεν αντιστρέφει τους παλμούς του μικροελεγκτή. Για την ορθή λειτουργία του ενισχυτή πρέπει να τοποθετηθούν αντιστάσεις pull-down στις εισόδους του, διότι σε περίπτωση που ο μικροελεγκτής βρεθεί σε κατάσταση υψηλής εμπέδησης (z-state) ο επαγόμενος ηλεκτρομαγνητικός θόρυβος στις γραμμές μεταξύ μικροελεγκτή-ενισχυτή είναι ικανός να ενεργοποιήσει ανεξέλεγκτα τις εισόδους του ενισχυτή. Η τιμή των pull-down αντιστάσεων που επιλέχθηκαν είναι: R=10kΩ. Σχήμα 5.12: Λειτουργικό διάγραμμα και πίνακας αληθείας του buffer 74HC541[26] Επιλογή οπτοζεύκτη (optocoupler) Για λόγους προστασίας, το κύκλωμα ελέγχου και το κύκλωμα ισχύος επιβάλλεται να είναι γαλβανικά απομονωμένα. Αυτό μπορεί να γίνει με δύο τρόπους: οπτικό ή μαγνητικό. Στη συγκεκριμένη εφαρμογή επιλέχθηκε να γίνει οπτική απομόνωση με χρήση ενός οπτοζεύκτη (optocoupler), του 6N137[29]. Ο οπτοζεύκτης αποτελείται από μια φωτοδίοδο στην είσοδο και ένα τρανζίστορ με ελεγχόμενη βάση από φως στην έξοδο. Ο οπτοζεύκτης, εκτός από την

101 Κεφάλαιο 5 ο οπτική απομόνωση, αντιστρέφει και τον παλμό που παράγεται από τον μικροελεγκτή. Αυτό αντιμετωπίζεται είτε με την εξαρχής παραγωγή αντίστροφων παλμών στον μικροελεγκτή είτε με την επιλογή ενός οδηγού παλμών (driver) που θα αντιστρέφει κι αυτός τους παλμούς (βλ. ενότητα 5.2.4). Η τοπολογία του οπτοζεύκτη είναι τοπολογία ανοιχτού συλλέκτη. Επομένως, πρέπει να τοποθετήσουμε μια αντίσταση μεταξύ των ακροδεκτών V O (pin 6) και V CC (pin 8) του ολοκληρωμένου. Από τα φυλλάδια κατασκευαστών βρίσκουμε ότι η αντίσταση αυτή πρέπει να κυμαίνεται μεταξύ 330Ω και 4kΩ. Για την εφαρμογή μας επιλέξαμε R out =1kΩ. Επιπρόσθετα, για τον περιορισμό του ρεύματος εισόδου, πρέπει να τοποθετηθεί μια αντίσταση στη είσοδο του optocoupler. Σύμφωνα με τον κατασκευαστή, η βέλτιστη λειτουργία του οπτοζεύκτη είναι όταν για τάση εισόδου V H =5V, το ρεύμα εισόδου κυμαίνεται μεταξύ των τιμών 6,3mA και 10mA. Επομένως, η αντίσταση εισόδου μπορεί να λάβει τιμές από 793Ω έως 500Ω. Για την εφαρμογή μας επιλέξαμε R in = 650Ω. Σχήμα 5.13: Σχηματικό του οπτοζεύκτη 6N137[29] Σχήμα 5.14: Λειτουργικό διάγραμμα και πίνακας αληθείας του οπτοζεύκτη 6N137[29]

102 Κεφάλαιο 5 ο Επιλογή οδηγού παλμών (driver) Ο οδηγός παλμών (driver) είναι ένα ολοκληρωμένο που διαμορφώνει τους παλμούς στην απαιτούμενη από την πύλη του ημιαγωγικού διακοπτικού στοιχείου στάθμη, ώστε να τίθεται το στοιχείο σε αγωγή. Στην εφαρμογή μας, για να ενεργοποιηθεί η πύλη του MOSFET απαιτούνται παλμοί τάσης 15V. Επομένως, επιλέξαμε τον ICL 7667, έναν driver δύο καναλιών τα οποία μπορούν να λειτουργήσουν ανεξάρτητα ή να γεφυρωθούν σε ένα, όπως επιλέχθηκε στην περίπτωσή μας. Το συγκεκριμένο ολοκληρωμένο αντιστρέφει τους παλμούς εισόδου και σε συνδυασμό με τον optocoupler της προηγούμενης ενότητας, το τελικό σήμα στην έξοδο του driver θα είναι το ενισχυμένο αρχικό σήμα του μικροελεγκτή. Σχήμα 5.15: Σχηματικό και λειτουργικό διάγραμμα του Driver ICL7667[30] Επιλογή ενισχυτή ULN2004 (Darlington) Η ενεργοποίηση των ρελέ που τοποθετήθηκαν στην πλακέτα του μετατροπέα απαιτεί μεγάλη ποσότητα ρεύματος. Πιο συγκεκριμένα, μετά από δοκιμή βρήκαμε ότι χρειάζονται 110mA για να ενεργοποιηθεί ένα ρελέ, ποσότητα που ο μικροελεγκτής αδυνατεί να προσφέρει. Επομένως, η προσθήκη ενός ενισχυτή ρεύματος είναι επιβεβλημένη. Ο ULN2004 είναι ένας ενισχυτής Darlington 7 εισόδων-7 εξόδων που μπορεί να τραβήξει μεγάλες ποσότητες ρεύματος από την τροφοδοσία και να οδηγήσει φορτία μέχρι και 500mA ανά ζεύγος εισόδου-εξόδου. Σε περίπτωση που το απαιτούμενο φορτίο είναι μεγαλύτερο από αυτήν την τιμή, προσφέρεται η δυνατότητα γεφύρωσης των εισόδων και των αντίστοιχων εξόδων ώστε να καλυφθούν οι ανάγκες του φορτίου. Ο συγκεκριμένος ενισχυτής είναι ιδανικός για την οδήγηση επαγωγικών φορτίων όπως τα πηνία ενεργοποίησης των ρελέ

103 Κεφάλαιο 5 ο Σχήμα 5.16: Σχηματικό και λειτουργικό διάγραμμα του ULN2004[31] Επιλογή μετρητικών ρεύματος Τα μετρητικά ρεύματος είναι απαραίτητα για την υλοποίηση κλειστού βρόχου ελέγχου στον μετατροπέα. Στην εφαρμογή μας, επιλέχθηκαν τα LEM LTS 25-NP με δυνατότητα μέτρησης ρεύματος 25Α. Τα συγκεκριμένα μετρητικά προσφέρουν γαλβανική απομόνωση ενώ η λειτουργία τους βασίζεται στο φαινόμενο Hall. Κάθε μέτρηση ρεύματος αντιστοιχίζεται σε μια στάθμη τάσης μεταξύ των ορίων (0,5V, 2,5V) για αρνητικό ρεύμα και (2,5V, 4,5V) για θετικό ρεύμα [32]. Σχήμα 5.17: Το μετρητικό LTS 25-NP και το σχηματικό του διάγραμμα

104 Κεφάλαιο 5 ο Σχήμα 5.18: Κάτοψη της πλακέτας του μικροελεγκτή Σχήμα 5.19: Άποψη της πλακέτας του μικροελεγκτή

105 Κεφάλαιο 6 ο ΚΕΦΑΛΑΙΟ 6 Ο ΜΙΚΡΟΕΛΕΓΚΤΗΣ DSPIC30F Εισαγωγή Ο μικροελεγκτής είναι ένας τύπος μικροεπεξεργαστή στον οποίο έχουν ενσωματωθεί διάφορες περιφερειακές μονάδες με συνέπεια να είναι περισσότερο αυτάρκης από έναν απλό μικροεπεξεργαστή γενικού σκοπού. Εκτός από την αριθμητική και λογική μονάδα (ALU), τη μονάδα ελέγχου (CU) και τους καταχωρητές μνήμης (memory registers), στον μικροελεγκτή είναι ενσωματωμένα το ρολόι, μνήμη RAM για αποθήκευση δεδομένων, μνήμη ROM ή Flash memory για αποθήκευση του προγράμματος, μετατροπείς αναλογικού σήματος σε ψηφιακό και αντίστροφα (A/D Converters), εξειδικευμένα περιφερειακά όπως γεννήτρια PWM κλπ. Επομένως, πρόκειται για ένα ολοκληρωμένο υψηλού βαθμού ολοκλήρωσης που εκτελεί αριθμητικές και λογικές λειτουργίες, καθώς και τις απαραίτητες λειτουργίες ελέγχου. Ενσωματώνοντας τη μνήμη και τα υπόλοιπα περιφερειακά σε ένα πακέτο μειώνεται η υπολογιστική ισχύς. Υπάρχουν, όμως, και σημαντικά πλεονεκτήματα του ενσωματωμένου συστήματος, τα κυριότερα από τα οποία είναι: Μειωμένο κόστος συστήματος, σε σχέση με την υλοποίηση του από ανεξάρτητες μονάδες. Μικρό μέγεθος. Ανθεκτικότητα στην ηλεκτρομαγνητική παρεμβολή, καθώς οι διασυνδέσεις με τα περιφερειακά είναι εσωτερικές του chip. Αυτάρκεια-Αυτονομία, λόγω της ενσωμάτωσης όλων των απαραίτητων περιφερειακών. 6.2 Ο μικροελεγκτής DSPIC30F2020 Στην παρούσα διπλωματική εργασία χρησιμοποιήθηκε ο μικροελεγκτής DSPIC30F2020 της εταιρείας Microchip. Πρόκειται για έναν μικροελεγκτή με δυνατότητες DSP (Digital Signal Processing), ο οποίος διαθέτει τα απαραίτητα περιφερειακά για τον έλεγχο μετατροπέων ισχύος. Τα κυριότερα χαρακτηριστικά του είναι:

106 Κεφάλαιο 6 ο Προγραμματίζεται σε γλώσσα C. Διαθέτει ένα σετ 83 εντολών με ευέλικτη διευθυνσιοδότηση. 512 bytes μνήμης RAM. 12 Kbytes Flash memory για τα προγράμματα. 16 x 16 bits πίνακες καταχωρητών εργασίας. Ταχύτητα εκτέλεσης εντολών έως και 30 MIPS. 32 πηγές διακοπών (interrupt sources). 3 εξωτερικές πηγές διακοπών (external interrupt sources). 4 διακοπές trap στον επεξεργαστή. 8 επίπεδα προτεραιότητας, επιλεγόμενα από το χρήστη, για κάθε πηγή διακοπών. Σχήμα 6.1: Ο μικροελεγκτής DSPIC30F2020 [33] Τα σημαντικότερα περιφερειακά που ενσωματώνονται στον μικροελεγκτή είναι τα ακόλουθα: 4 Γεννήτριες PWM. 1 Χρονιστής (Timer) των 16 bits. 1 Χρονιστής Γενικού Σκοπού (General Purpose Timer) των 32 bits, ο οποίος μπορεί να χρησιμοποιηθεί και σαν 2 χρονιστές των 16 bits. Ένας 10 bit A/D Μετατροπέας με 5 κανάλια S/H και μέγιστο ρυθμό μετατροπής στα 2 Msps. 2 μονάδες Ασύγχρονης Επικοινωνίας (UART). Άλλες μονάδες επικοινωνίας βασισμένες στα πρωτόκολλα SPI και I 2 C

107 Κεφάλαιο 6 ο Στο Σχήμα 6.2 απεικονίζεται το block διάγραμμα του μικροελεγκτή ενώ στα Σχήματα 6.3 και 6.4 περιγράφονται οι λειτουργίες όλων των ακροδεκτών (pins) του μικροελεγκτή. Σχήμα 6.2: Το block διάγραμμα του μικροελεγκτή [33]

108 Κεφάλαιο 6 ο Σχήμα 6.3: Περιγραφή λειτουργιών των ακροδεκτών του μικροελεγκτή [33]

109 Κεφάλαιο 6 ο Σχήμα 6.4: Περιγραφή λειτουργιών των ακροδεκτών του μικροελεγκτή [33] 6.3 Περιφερειακά του μικροελεγκτή DSPIC30F Χρονιστές (Timers) Ο μικροελεγκτής διαθέτει έναν χρονιστή των 16 bits (timer 1) και έναν χρονιστή των 32 bits (timer 2/3), ο οποίος μπορεί να χωριστεί σε 2 ανεξάρτητους χρονιστές των 16 bits (timer 2 και timer 3). Ο χρονιστής 1 καθώς και οι 16-bits χρονιστές 2 και 3 μπορούν να λειτουργήσουν με τρεις διαφορετικούς τρόπους:

110 Κεφάλαιο 6 ο Ως απλοί χρονιστές, η τιμή των οποίων αυξάνεται σε κάθε κύκλο του εσωτερικού ρολογιού μέχρι μια προκαθορισμένη τιμή. Όταν φτάσουν αυτήν την τιμή μηδενίζονται και συνεχίζουν ξανά την απαρίθμηση. Ως ασύγχρονοι απαριθμητές, η τιμή των οποίων αυξάνεται σε κάθε παλμό που προέρχεται από εξωτερικό ρολόι, μέχρι μια προκαθορισμένη τιμή όπου μηδενίζονται και συνεχίζουν ξανά την απαρίθμηση. Ως σύγχρονοι απαριθμητές, η τιμή των οποίων αυξάνεται σε κάθε παλμό που προέρχεται από εξωτερικό ρολόι που είναι πλήρως συγχρονισμένο με το εσωτερικό ρολόι, μέχρι μια προκαθορισμένη τιμή. Φτάνοντας σε αυτήν την τιμή, οι timers μηδενίζονται και ξεκινούν πάλι την απαρίθμηση. Ο 32-bits χρονιστής 2/3 υποστηρίζει τις ανωτέρω λειτουργίες, με εξαίρεση την ασύγχρονη λειτουργία. Για να επιτευχθεί η επιθυμητή λειτουργία των χρονιστών πρέπει να ρυθμιστούν κατάλληλα τα bits των ακόλουθων καταχωρητών: TMRx: Καταχωρητής που περιέχει την τρέχουσα τιμή του χρονιστή (Ένας για κάθε χρονιστή). PRx: Καταχωρητής που ρυθμίζει την περίοδο του κάθε χρονιστή. TxCON: Καταχωρητής ο οποίος ρυθμίζει τις παραμέτρους του κάθε χρονιστή (πχ αν ο timer είναι ΟΝ ή OFF). Στην 32-bit λειτουργία υπάρχει κι ο καταχωρητής TMR3HLD, ένας holding καταχωρητής που λειτουργεί σε συνεργασία με τους TMR2 και TMR Μετατροπέας Αναλογικού σήματος σε Ψηφιακό (A/D Converter) Στον μικροελεγκτή βρίσκεται ενσωματωμένος ένας A/D μετατροπέας που επιτρέπει τη δειγματοληψία και μετατροπή ενός αναλογικού σήματος σε ψηφιακό, εύρους 10 bits, με πολύ υψηλές ταχύτητες και υψηλή ακρίβεια (±1 LSB). Η συχνότητα δειγματοληψίας εξαρτάται από την τροφοδοσία του A/D και κυμαίνεται από το 1 Msps στα 3V έως τα 2 Msps στα 5V, που είναι και ο μέγιστος ρυθμός δειγματοληψίας. Η τάση-επίπεδο αναφοράς του A/D μπορεί να είναι ίδια με την τάση τροφοδοσίας του μικροελεγκτή ή διαφορετική

111 Κεφάλαιο 6 ο Σχήμα 6.5: Το σχηματικό διάγραμμα του A/D μετατροπέα [33] Όπως φαίνεται και στο Σχήμα 6.5, ο μετατροπέας αναλογικού σε ψηφιακό υποστηρίζει μέχρι και 12 αναλογικές εισόδους. Οι είσοδοι, μετά τη δειγματοληψία, πολυπλέκονται και συνδέονται με τον μετατροπέα ώστε να γίνει η ολοκλήρωση της μετατροπής σε ψηφιακό σήμα. Οι καταχωρητές που ρυθμίζουν τη λειτουργία του συγκεκριμένου περιφερειακού, είναι οι ακόλουθοι:

112 Κεφάλαιο 6 ο ADCBUFx: Καταχωρητής μόνο ανάγνωσης στον οποίο αποθηκεύονται οι ακολουθίες των bits μετά τη μετατροπή. Υπάρχουν, συνολικά, 9 τέτοιοι καταχωρητές. ADCON: Καταχωρητής ελέγχου του A/D, ο οποίος ρυθμίζει αν είναι ενεργοποιημένος, τα interrupts του A/D κλπ. ADSTAT: Καταχωρητής που δείχνει αν τα δεδομένα που αποθηκεύονται στον buffer είναι έτοιμα προς χρήση. ADBASE: Καταχωρητής που περιέχει τη διεύθυνση της ρουτίνας των interrupts για τον A/D, η οποία έχει οριστεί από τον χρήστη. ADPCFG: Καταχωρητής ελέγχου λειτουργίας των ports του A/D. ADCPCx: Καταχωρητής που ελέγχει τη μετατροπή ανά ζεύγη στον A/D. Συνολικά, υπάρχουν 3 τέτοιοι καταχωρητές Μονάδα Ασύγχρονης Επικοινωνίας (UART) Στον μικροελεγκτή υπάρχουν 2 θύρες ασύγχρονης επικοινωνίας UART. Οι καταχωρητές που ελέγχουν το συγκεκριμένο περιφερειακό είναι οι ακόλουθοι: U1MODE: Καταχωρητής ρύθμισης του τρόπου επικοινωνίας της ασύγχρονης μονάδας (πχ ρύθμιση της ισοτιμίας). U1STA: Καταχωρητής κατάστασης και ελέγχου του περιφερειακού. Φέρει τα σήματα που παράγονται κατά την ασύγχρονη επικοινωνία, δηλαδή περιέχονται bits κατάστασης όπως Parity Error Status Bit, Framing Error Status Bit κλπ. U1BRG: Καταχωρητής που ρυθμίζει το ρυθμό μετάδοσης (Baud Rate). U1TXREG: Καταχωρητής στον οποίο τοποθετούνται τα δεδομένα προς αποστολή. U1RXREG: Καταχωρητής από τον οποίο διαβάζονται τα ληφθέντα δεδομένα Γεννήτριες PWM Ο μικροελεγκτής DSPIC30F2020 έχει 4 γεννήτριες PWM. Κάθε γεννήτρια μπορεί να παράγει 2 σήματα στους αντίστοιχους ακροδέκτες της High και Low, τα οποία μπορούν να είναι ανεξάρτητα ή συμπληρωματικά. Λόγω του μεγάλου αριθμού των γεννητριών PWM και της ευρείας γκάμας μεθόδων PWM που υποστηρίζουν οι γεννήτριες, ο μικροελεγκτής μπορεί

113 Κεφάλαιο 6 ο να χρησιμοποιηθεί για την παλμοδότηση και τον έλεγχο μονοφασικών και τριφασικών διατάξεων, καθώς και σε εφαρμογές μετατροπέων συνεχούς ρεύματος. Η παραγωγή των επιθυμητών παλμών PWM πραγματοποιείται με κατάλληλη ρύθμιση των bits των Καταχωρητών Ειδικής Λειτουργίας (Special Function Registers SFRs). Οι σημαντικότεροι καταχωρητές για την εφαρμογή μας είναι οι ακόλουθοι: PTCON: Καταχωρητής που ελέγχει τον χρονισμό της PWM (πχ. Ενεργοποίηση της PWM). PTPER: Καταχωρητής ρύθμισης περιόδου. PWMCONx: Καταχωρητής ελέγχου της x PWM. Υπάρχουν 4 καταχωρητές, ένας για κάθε PWM. PDCx: Καταχωρητής ελέγχου του λόγου κατάτμησης (duty cycle) της x PWM (Συνολικά 4 καταχωρητές). MDC: Καταχωρητής που ελέγχει τον λόγο κατάτμησης όλων των γεννητριών PWM. Χρησιμοποιείται στην περίπτωση που όλες οι γεννήτριες έχουν τον ίδιο λόγο κατάτμησης ώστε να εξοικονομηθεί χρόνος επεξεργασίας. PHASEx: Καταχωρητής ολίσθησης παλμών της x PWM. Χρησιμοποιείται για τη δημιουργία διαφοράς φάσης μεταξύ των καναλιών. IOCONx: Καταχωρητής ελέγχου εισόδου/εξόδου (I/O) της x PWM. Στον Σχήμα 6.6 παρατίθεται ένα απλοποιημένο block διάγραμμα των γεννητριών παλμών PWM

114 Κεφάλαιο 6 ο Σχήμα 6.6: Απλοποιημένο block διάγραμμα των γεννητριών παλμών PWM [33] 6.4 Προγραμματισμός του μικροελεγκτή DSPIC30F2020 Η ανάπτυξη κώδικα για τον προγραμματισμό του μικροελεγκτή έγινε χρησιμοποιώντας ένα αναπτυξιακό εργαλείο που προσφέρει η Microchip, το MPLAB IDE v7.50. Το συγκεκριμένο λογισμικό τρέχει σε Windows και Linux, είναι εύχρηστο και περιλαμβάνει βιβλιοθήκες με έτοιμες ρουτίνες για ανάπτυξη εφαρμογών και γρήγορη εύρεση σφαλμάτων

115 Κεφάλαιο 6 ο Το σημαντικότερο, όμως, πλεονέκτημα του λογισμικού είναι ότι ο κώδικας μπορεί να αναπτυχθεί σε Assembly και C, και επιτρέπει τον συνδιασμό των γλωσσών σε ένα πρόγραμμα. Για παράδειγμα, είναι δυνατόν ένα κομμάτι του κώδικα μας να είναι γραμμένο σε C και ένα άλλο σε Assembly [6]. Στην περίπτωσή μας, τα προγράμματα μας αναπτύχθηκαν σε γλώσσα C. Για τον προγραμματισμό και το debugging χρησιμοποιήθηκε το ICD2, ένας programmer και debugger πραγματικού χρόνου που προσφέρει η εταιρεία Microchip. Οι κώδικες προγραμμάτων που αναπτύχθηκαν για τη συγκεκριμένη διπλωματική βρίσκονται στο Παράρτημα

116 Κεφάλαιο 6 ο

117 Κεφάλαιο 7 ο ΚΕΦΑΛΑΙΟ 7 ΠΕΙΡΑΜΑΤΙΚΕΣ ΜΕΤΡΗΣΕΙΣ-ΑΠΟΤΕΛΕΣΜΑΤΑ 7.1 Εισαγωγή Στο παρόν κεφάλαιο, παρουσιάζονται οι πειραματικές μετρήσεις που πραγματοποιήθηκαν προς επιβεβαίωση της θεωρητικής ανάλυσης. Στην Εικόνα 7.1 απεικονίζεται η διάταξη του συστήματος, η οποία αποτελείται από τον αμφίδρομο μετατροπέα υποβιβασμού τάσης, την πλακέτα του μικροελεγκτή, ένα τροφοδοτικό συνεχούς τάσης, ένα γραμμικό τροφοδοτικό και ένα ωμικό φορτίο. Σχήμα 7.1: Η διάταξη των μετρήσεων

118 Κεφάλαιο 7 ο 7.2 Μετρήσεις με καθαρά ωμικό φορτίο Παλμογραφήματα μεγεθών Για την εξακρίβωση της ορθής λειτουργίας του μετατροπέα γίνεται δοκιμή με καθαρά ωμικό φορτίο. Έτσι, στη μία πλευρά του μετατροπέα συνδέθηκε ένα τροφοδοτικό συνεχούς τάσης και στην άλλη πλευρά μια αντίσταση 8,3Ω με ικανότητα διαχείρισης ισχύος μεγαλύτερη από 2kW. Στο Σχήμα 7.2 παρουσιάζονται οι βασικές κυματομορφές ενός κλάδου του μετατροπέα για τάση εισόδου 200V και λόγο κατάτμησης δ=0,4 ενώ στα Σχήματα παρουσιάζονται τα παλμογραφήματα των παλμών έναυσης και τα ρεύματα των πηνίων του μετατροπέα στην interleaved λειτουργία για διάφορες τιμές του λόγου κατάτμησης. Σχήμα 7.2: Η οθόνη του παλμογράφου για δ=0,4. Τα μετρούμενα μεγέθη είναι (με σειρά από πάνω προς τα κάτω): Τάση ελέγχου, τάση διακοπτικού στοιχείου, τάση πηνίου, ρεύμα πηνίου

119 Κεφάλαιο 7 ο Σχήμα 7.3: Η εναλλάξ παλμοδότηση (με ολίσθηση μισής διακοπτικής περιόδου) των MOSFET του interleaved μετατροπέα σε αντιπαραβολή με τα ρεύματα των πηνίων για τάση εισόδου 200V και δ=0,3 Σχήμα 7.4: Η εναλλάξ παλμοδότηση (με ολίσθηση μισής διακοπτικής περιόδου) των MOSFET του interleaved μετατροπέα σε αντιπαραβολή με τα ρεύματα των πηνίων για τάση εισόδου 200V και δ=0,

120 Κεφάλαιο 7 ο Σχήμα 7.5: Η εναλλάξ παλμοδότηση (με ολίσθηση μισής διακοπτικής περιόδου) των MOSFET του interleaved μετατροπέα σε αντιπαραβολή με τα ρεύματα των πηνίων για τάση εισόδου 160V και δ=0,7 Από τα Σχήματα παρατηρούμε ότι όσο αυξάνεται το ρεύμα εξόδου του μετατροπέα, τα ρεύματα των δύο πηνίων παρουσιάζουν μια μικρή απόκλιση. Αυτή οφείλεται σε κάποια ασυμμετρία των πηνίων καθότι είναι μη ιδανικά στοιχεία και επομένως είναι αδύνατο να έχουν ακριβώς την ίδια αντίσταση αγωγής Υπολογισμός βαθμού απόδοσης Στη συνέχεια, μεταβάλλοντας το λόγο κατάτμησης ελήφθησαν μετρήσεις της ισχύος στην είσοδο και στην έξοδο του μετατροπέα ώστε να υπολογιστεί ο βαθμός απόδοσης του μετατροπέα για την interleaved λειτουργία αλλά και για την αγωγή ενός μόνο κλάδου. Στην είσοδο του μετατροπέα συνδέεται μια συνεχής τάση 200V ενώ στην έξοδο του μετατροπέα η αντίσταση ισχύος των 8,3Ω. Στα Σχήματα παρουσιάζονται τα διαγράμματα βαθμού απόδοσης συναρτήσει της ισχύος εξόδου. Οι πειραματικές μετρήσεις επισυνάπτονται στο Παράρτημα Α

121 Κεφάλαιο 7 ο Σχήμα 7.6: Βαθμός απόδοσης συναρτήσει της ισχύος εξόδου του μετατροπέα στην interleaved λειτουργία Σχήμα 7.7: Βαθμός απόδοσης συναρτήσει της ισχύος εξόδου για την αγωγή ενός μόνο κλάδου του μετατροπέα

122 Κεφάλαιο 7 ο Παρατηρώντας το διάγραμμα του Σχήματος 7.6, διαπιστώνουμε ότι ο μέγιστος βαθμός απόδοσης του μετατροπέα της εφαρμογής ισούται με 95% περίπου και εμφανίζεται στα 1400W. Επιπρόσθετα, από τη σύγκριση μεταξύ των διαγραμμάτων προκύπτει ότι για χαμηλή ισχύ εξόδου ο βαθμός απόδοσης είναι μεγαλύτερος όταν άγει ένας μόνο κλάδος του μετατροπέα ενώ για μεγαλύτερη ισχύ εξόδου συμφέρει να χρησιμοποιούνται και οι δύο κλάδοι το μετατροπέα. 7.3 Έλεγχος κλειστού βρόχου Ο έλεγχος κλειστού βρόχου υλοποιείται συγκρίνοντας το ρεύμα αναφοράς με την έξοδο των μετρητικών ρεύματος. Επειδή, όμως, παρατηρήθηκε πολύ υψηλός θόρυβος στις μετρήσεις των μετρητικών, η υλοποίηση του κλειστού βρόχου ήταν αδύνατον να υλοποιηθεί

123 ΒΙΒΛΙΟΓΡΑΦΙΑ ΒΙΒΛΙΟΓΡΑΦΙΑ [1] N.Mohan/T.Undelan/W.Robbins, ΕΙΣΑΓΩΓΗ ΣΤΑ ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΑ ΙΣΧΥΟΣ, 3 η Έκδοση, Α,Τζιόλα Εκδόσεις, Θεσσαλονίκη, [2] Ε. Κ. Τατάκης, «Ηλεκτρονικά στοιχεία Ισχύος και Βιομηχανικές Εφαρμογές», Σημειώσεις ομότιτλου μαθήματος, Πάτρα [3] Αθανάσιος Ν. Σαφάκας «ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΑ ΙΣΧΥΟΣ», Εκδόσεις Πανεπιστημίου Πατρών, Πάτρα [4] Κ. Ν. Σπέντζας, «Κατασκευή Οχημάτων», Σημειώσεις ομότιτλου μαθήματος, Αθήνα [5] M. Rashid, Power Electronics Handbook, Academic Press, 2001 [6] Ε. Κ. Τατάκης, «Σημειώσεις εργαστηρίου ηλεκτρονικών ισχύος ΙΙ, Πάτρα, Φεβρουάριος [7] Na Su/ Dehong Xu/ Min Chen/ Junbing Tao, Study of Bi-Directional Buck-Boost Converter with Different Control Methods, in IEEE Vehicle Power and Propulsion Conference (VPPC), Harbin, China, September 3-5, [8] T. Beres/ M. Olejar/ L. Matis, Bi-directional DC/DC Converter controlled by UC3637, in SCYR th Scientific Conference of Young Researchers, FEI TU of Košice, Slovak Republic. [9] Vatche Vorperian, The charge-controlled PWM switch, in IEEE Power Electronics Specialists Conference, 1996, PESC 96 Record,, 27 th Annual IEEE, June [10] G. Spiazzi/P. Mattavelli/L. Rossetto Sliding Mode Control Of DC-DC converters, Dept. of Electronics and Informatics, Dept. of Electrical Engineering, University of Padova. [11] Ramanarayanan. Venkataramanan, Sliding mode control of power converters, Ph.D dissertation, California Institute of Technology, Pasadena California, May 6, [12] Seman SA, Ηλεκτρομαγνητικό πεδίο και απώλειες» [13] Power Electronics Technology: [14] Wikipedia: [15] ΕΞΠΡΕΣ Ημερήσια οικονομική εφημερίδα: [16] Εργαστήριο εκπαιδευτικής τεχνολογίας και πολυμέσων: [17] Ηλεκτρονικό περιοδικό αυτοκινήτου The art of cars : [18] Εργαστήριο ΜΕΚ και Τεχνολογίας Αυτοκινήτου:

124 ΒΙΒΛΙΟΓΡΑΦΙΑ [19] Ιστοσελίδα αυτοκινήτων: [20] Honda Insight Forum: [21] [22] Ιστοσελίδα ηλιακής ενέργειας: [23] Honda website: [24] Nissan American website: [25] Infineon Technologies website: [26] Fairchild Semiconductor website: [27] Finder website: [28] TDK EPCOS website: [29] Hewlett Packard website: [30] Intersil website: [31] Unisonic Technologies CO., LTD website: [32] LEM website: [33] Microchip, «dspic30f Family Reference Manual». [34] Διπλωματική Εργασία Ιωάννη Καρατζαφέρη, «Μελέτη και κατασκευή διάταξης για τον έλεγχο κινητήρα ενός ηλεκτρικού οχήματος με στόχο την εξοικονόμηση ενέργειας», Πανεπιστήμιο Πατρών, [35] Διπλωματική Εργασία Νικόλαου Γεωργίου, «Έλεγχος ηλεκτρομηχανικού συστήματος για την εξομοίωση του φορτίου του ηλεκτροκινητήρα ενός ηλεκτρικού οχήματος», Πανεπιστήμιο Πατρών,

125 ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Α ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Α Αποτελέσματα προσομοιώσεων Για n=n s /4=750rpm=78,54rad/s δ Ι Τ= Ι in (A) V T =V in (V) M el (Nm) I out (A) V out (V) 0,2 0,174 40,13 0,0891 0,737 7,373 0,3 0,378 40,05 0,1934 1,143 11,43 0,4 0,658 39,94 0,3366 1,546 15,46 0,5 1,013 39,81 0,5183 1,944 19,44 0,6 1,442 39,65 0,738 2,338 23,38 0,7 1,942 39,45 0,994 2,727 27,27 0,8 2,512 39,24 1,286 3,109 31,09 0,9 3,15 38,99 1,612 3,484 34,84 Για n=n s /2=1500rpm=157,08rad/s δ Ι Τ= Ι in (A) V T =V in (V) M el (Nm) I out (A) V out (V) 0,2 0,361 80,25 0,1847 1, ,3 0,771 80,09 0,395 2,342 23,42 0,4 1,334 79,87 0,683 3,139 31,39 0,5 2,045 79,61 1,046 3,928 39,28 0,6 2,902 79,28 1,485 4,708 47,08 0,7 3,901 78,91 1,996 5,477 54,77 0,8 5,037 78,47 2,578 6,233 62,33 0,9 6,306 77,99 3,227 6,976 69,

126 ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Α Για n=n s =3000rpm=314,15rad/s δ Ι Τ= Ι in (A) V T =V in (V) M el (Nm) I out (A) V out (V) 0,2 0, ,5 0,3755 3,14 31,4 0,3 1, ,2 0,7977 4,739 47,39 0,4 2, ,7 1,374 6,325 63,25 0,5 4, ,2 2,102 7,895 78,95 0,6 5, ,5 2,979 9,447 94,47 0,7 7, ,8 4 10,98 109,8 0,8 10,9 156,9 5,161 12,48 124,8 0,9 12, ,457 13,96 139,

127 ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Α Πειραματικές μετρήσεις Για τάση εισόδου V in =200V και αντίσταση εξόδου R out =8,3Ω στην interleaved λειτουργία P in P out n , , , , , , , , , , , , , , , , , , , ,

128 ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Α Για τάση εισόδου V in =200V και αντίσταση εξόδου R out =8,3Ω λειτουργία αγωγής ενός μόνο κλάδου `P in P out n , , , , , , , , , ,

129 ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Β ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Β Σχηματικά και τυπωμένα κυκλώματα Σχηματικό του αμφίδρομου interleaved buck μετατροπέα:

130 ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Β Τυπωμένο κύκλωμα του αμφίδρομου interleaved buck μετατροπέα:

131 ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Β Σχηματικό διάγραμμα της πλακέτας του μικροελεγκτή:

132 ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Β Τυπωμένο κύκλωμα της πλακέτας του μικροελεγκτή: