ΔΙΠΛΩΜΑΤΙΚΗ ΕΡΓΑΣΙΑ. του Φοιτητή του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστημίου Πατρών

Transcript

1 ΠΑΝΕΠΙΣΤΗΜΙΟ ΠΑΤΡΩΝ ΤΜΗΜΑ ΗΛΕΚΤΡΟΛΟΓΩΝ ΜΗΧΑΝΙΚΩΝ ΚΑΙ ΤΕΧΝΟΛΟΓΙΑΣ ΥΠΟΛΟΓΙΣΤΩΝ ΤΟΜΕΑΣ ΣΥΣΤΗΜΑΤΩΝ ΗΛΕΚΤΡΙΚΗΣ ΕΝΕΡΓΕΙΑΣ ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΟ ΗΛΕΚΤΡΟΜΗΧΑΝΙΚΗΣ ΜΕΤΑΤΡΟΠΗΣ ΕΝΕΡΓΕΙΑΣ ΔΙΠΛΩΜΑΤΙΚΗ ΕΡΓΑΣΙΑ του Φοιτητή του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστημίου Πατρών ΑΧΙΛΛΕΑ ΑΓΓΕΛΟΥ ΣΤΥΛΟΓΙΑΝΝΗ Α.Μ.: ΜΕΛΕΤΗ ΚΑΙ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΔΙΑΤΑΞΗΣ ΦΟΡΤΙΣΗΣ ΗΛΕΚΤΡΟΧΗΜΙΚΩΝ ΣΥΣΣΩΡΕΥΤΩΝ ΓΙΑ ΗΛΕΚΤΡOKINHTΟ ΟΧΗΜΑ Επιβλέπων: Δρ.-Μηχ. Επαμεινώνδας Μητρονίκας, Επίκουρος Καθηγητής Ν ο 363 Πάτρα, Οκτώβριος 2013 ΠΑΝΕΠΙΣΤΗΜΙΟΥΠΟΛΗ ΠΑΤΡΑΣ ΡΙΟ - ΠΑΤΡΑ Τηλ: Τηλ: Τηλ: Fax: e.c.tatakis@ece.upatras.gr

2

3 ΠΑΝΕΠΙΣΤΗΜΙΟ ΠΑΤΡΩΝ ΤΜΗΜΑ ΗΛΕΚΤΡΟΛΟΓΩΝ ΜΗΧΑΝΙΚΩΝ ΚΑΙ ΤΕΧΝΟΛΟΓΙΑΣ ΥΠΟΛΟΓΙΣΤΩΝ ΤΟΜΕΑΣ ΣΥΣΤΗΜΑΤΩΝ ΗΛΕΚΤΡΙΚΗΣ ΕΝΕΡΓΕΙΑΣ ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΟ ΗΛΕΚΤΡΟΜΗΧΑΝΙΚΗΣ ΜΕΤΑΤΡΟΠΗΣ ΕΝΕΡΓΕΙΑΣ ΔΙΠΛΩΜΑΤΙΚΗ ΕΡΓΑΣΙΑ του Φοιτητή του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστημίου Πατρών ΑΧΙΛΛΕΑ ΑΓΓΕΛΟΥ ΣΤΥΛΟΓΙΑΝΝΗ Α.Μ.: ΜΕΛΕΤΗ ΚΑΙ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΔΙΑΤΑΞΗΣ ΦΟΡΤΙΣΗΣ ΗΛΕΚΤΡΟΧΗΜΙΚΩΝ ΣΥΣΣΩΡΕΥΤΩΝ ΓΙΑ ΗΛΕΚΤΡOKINHTΟ ΟΧΗΜΑ Επιβλέπων: Δρ.-Μηχ. Επαμεινώνδας Μητρονίκας, Επίκουρος Καθηγητής Ν ο /2013 Πάτρα, Οκτώβριος 2013

4

5 ΠΙΣΤΟΠΟΙΗΣΗ Πιστοποιείται ότι η διπλωματική εργασία με θέμα: "ΜΕΛΕΤΗ ΚΑΙ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΔΙΑΤΑΞΗΣ ΦΟΡΤΙΣΗΣ ΗΛΕΚΤΡΟΧΗΜΙΚΩΝ ΣΥΣΣΩΡΕΥΤΩΝ ΓΙΑ ΗΛΕΚΤΡOKINHTΟ ΟΧΗΜΑ " του φοιτητή του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστημίου Πατρών: ΑΧΙΛΛΕΑΣ ΑΓΓΕΛΟΥ ΣΤΥΛΟΓΙΑΝΝΗ (Α.Μ ) Παρουσιάστηκε δημόσια και εξετάστηκε στο Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών στις 10/10/2013 Ο Επιβλέπων Ο Διευθυντής του Τομέα Επαμεινώνδας Μητρονίκας Επίκουρος Καθηγητής Αντώνιος Αλεξανδρίδης Καθηγητής

6

7 Αριθμός Διπλωματικής Εργασίας: /2013 ΤΙΤΛΟΣ: «ΜΕΛΕΤΗ ΚΑΙ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΔΙΑΤΑΞΗΣ ΦΟΡΤΙΣΗΣ ΗΛΕΚΤΡΟΧΗΜΙΚΩΝ ΣΥΣΣΩΡΕΥΤΩΝ ΓΙΑ ΗΛΕΚΤΡOKINHTΟ ΟΧΗΜΑ» Φοιτητής: Επιβλέπων: Αχιλλέας Στυλογιάννης του Άγγελου Δρ.-Μηχ. Επαμεινώνδας Μητρονίκας, Επίκουρος Καθηγητής Περίληψη Η παρούσα διπλωματική εργασία πραγματεύεται τη θεωρητική ανάλυση και προσομοίωση διάταξης φόρτισης ηλεκτροχημικών συσσωρευτών για ηλεκτροκίνητο όχημα καθώς και την κατασκευή της για την πειραματική απόδειξη της ορθής λειτουργίας της. Η εργασία αυτή εκπονήθηκε στο Εργαστήριο Ηλεκτρομηχανικής Μετατροπής Ενέργειας του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστημίου Πατρών. Αρχικά, έγινε μια βιβλιογραφική αναζήτηση για τα ηλεκτροκίνητα οχήματα και αναφέρθηκαν μερικές κατηγορίες συσσωρευτών. Ακολούθησε, η περιγραφή ορισμένων υπαρχουσών τοπολογιών φόρτισης συσσωρευτών και η επιλογή της διάταξης που θα αποτελέσει το φορτιστή της συγκεκριμένης διπλωματικής εργασίας. Στη συνέχεια, πραγματοποιήθηκε η θεωρητική ανάλυση του μετατροπέα της διάταξης και ακολούθησε η θεωρητική ανάλυση του κυκλώματος καταστολής υπερτάσεων του μετατροπέα. Επίσης, παρουσιάστηκαν κάποιες τεχνικές διόρθωσης του συντελεστή ισχύος καταλήγοντας στην πιο κατάλληλη για την εφαρμογή της στον μετατροπέα της συγκεκριμένης διπλωματικής εργασίας. Το επόμενο βήμα ήταν η προσομοίωση της διάταξης στο Matlab/Simulink. Στόχος, των προσομοιώσεων ήταν η εξαγωγή αποτελεσμάτων για τη σύγκρισή τους με τη θεωρητική ανάλυση που είχε προηγηθεί και η καλύτερη κατανόηση της λειτουργίας της διάταξης. Τέλος, μελετήθηκε και κατασκευάστηκε η πειραματική διάταξη και πραγματοποιήθηκαν κάποιες πειραματικές μετρήσεις. Με βάση τις πειραματικές μετρήσεις εξήχθησαν ορισμένα συμπεράσματα σχετικά με τη λειτουργία της διάταξης.

8

9 Πρόλογος ΠΡΟΛΟΓΟΣ Η παρούσα διπλωματική εργασία πραγματοποιήθηκε στο εργαστήριο Ηλεκτρομηχανικής Μετατροπής Ενέργειας του τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστημίου Πατρών. Σκοπός της είναι η μελέτη, προσομοίωση και κατασκευή διάταξης φόρτισης ηλεκτροχημικών συσσωρευτών για ηλεκτροκίνητο όχημα. Συγκεκριμένα έγινε βιβλιογραφική αναζήτηση για τα ηλεκτροκίνητα οχήματα και για διάφορους τύπους συσσωρευτών. Ακολούθησε επιλογή και θεωρητική ανάλυση του μετατροπέα και προσομοίωση της διάταξης στο Matlab/Simulink. Τέλος, έγινε σχεδιασμός και κατασκευή της διάταξης στο εργαστήριο για την εξαγωγή πειραματικών αποτελεσμάτων. Αναλυτικά, στο κεφάλαιο 1 αναφέρεται στο ενεργειακό και περιβαλλοντολογικό πρόβλημα και πως αυτό συνδέεται με το ηλεκτροκίνητο όχημα. Στη συνέχεια γίνεται μια ιστορική αναδρομή στα ηλεκτροκίνητα οχήματα. Τέλος, αναλύονται τα τεχνικά χαρακτηριστικά του. Στο κεφάλαιο 2 γίνεται αρχικά μια αναφορά στις υπάρχουσες τοπολογίες φορτιστών. Στη συνέχεια, επιλέγεται ο τύπος του μετατροπέα που θα χρησιμοποιηθεί για την κατασκευή της διάταξης φόρτισης και ακολουθεί η θεωρητική ανάλυσή του. Επιπλέον, γίνεται επιλογή και ανάλυση του κυκλώματος καταστολής υπερτάσεων του μετατροπέα. Τέλος, περιγράφονται διάφορες τεχνικές διόρθωσης του συντελεστή ισχύος και επιλέγεται η κατάλληλη για το μετατροπέα. Στο κεφάλαιο 3 αρχικά υπολογίζονται οι επαγωγές μαγνήτισης των δυο μετασχηματιστών και ο λόγος μετασχηματισμού του κυρίως μετασχηματιστή. Πραγματοποιείται προσομοίωση της διάταξης στο Matlab/Simulink για σταθερή είσοδο, εναλλασσόμενη είσοδο και για εναλλασσόμενη είσοδο με διόρθωση του συντελεστή ισχύος και ανάλυση των αποτελεσμάτων. Στο κεφάλαιο 4 πραγματοποιείται η επιλογή των στοιχείων που απαρτίζουν τον μετατροπέα FLYBACK και αυτών που απαρτίζουν το κύκλωμα καταστολής υπερτάσεων. Στη συνέχεια, αναλύονται το κύκλωμα παλμοδότησης, το κύκλωμα μέτρησης και το κύκλωμα τροφοδοσίας. Τέλος, γίνεται ανάλυση του μικροελεγκτή dspic30f4011 και παρουσίαση διάφορων δυνατοτήτων του. - I -

10 Πρόλογος Στο κεφάλαιο 5 παρουσιάζεται η πειραματική διάταξη που κατασκευάστηκε στο εργαστήριο και τα πειραματικά αποτελέσματα που προέκυψαν από τη λειτουργία της καθώς και ανάλυση αυτών. Επίσης, αναφέρονται τα συμπεράσματα που εξήχθησαν από την μελέτη και την κατασκευή της διάταξης και οι προοπτικές της παρούσας διπλωματικής εργασίας. Τέλος, καταγράφεται η βιβλιογραφία που χρησιμοποιήθηκε και στα παραρτήματα ενσωματώνονται τα φυλλάδια των κατασκευαστών των στοιχείων που χρησιμοποιήθηκαν, τα σχηματικά και τα σχέδια PCB των πλακετών που κατασκευάστηκαν και οι κώδικες των μεθόδων παλμοδότησης για τον μικροελεγκτή. Στο σημείο αυτό θα ήθελα να ευχαριστήσω θερμά τον επιβλέποντα Καθηγητή της διπλωματικής μου εργασίας κ. Επαμεινώνδα Μητρονίκα για την πολύτιμη καθοδήγησή του και τη συμβολή στην ορθή εκπόνηση της διπλωματικής εργασίας. Επίσης, ιδιαίτερες ευχαριστίες απευθύνονται στον υποψήφιο διδάκτορα Διονύση Σπυρόπουλο για την πολύτιμη βοήθειά του και τις χρήσιμες συμβουλές του. Τελειώνοντας, θα ήθελα να ευχαριστήσω την οικογένεια μου και του φίλους μου για την ενεργό και αμέριστη συμπαράσταση τους σε όλη τη διάρκεια των σπουδών μου. - II -

11 ΠΙΝΑΚΑΣ ΠΕΡΙΕΧΟΜΕΝΩΝ Πίνακας Περιεχομένων ΚΕΦΑΛΑΙΟ 1 Ηλεκτροκίνητα οχήματα 1.1. Το ενεργειακό και περιβαλλοντολογικό πρόβλημα Ιστορική αναδρομή στα ηλεκτροκίνητα οχήματα Το πρώτο ηλεκτροκίνητο όχημα Η εξέλιξη των ηλεκτροκίνητων οχημάτων Το ηλεκτροκίνητο όχημα σήμερα Το ηλεκτροκίνητο όχημα στην Ελλάδα Τεχνικά χαρακτηριστικά των ηλεκτροκίνητων οχημάτων Καθαρά ηλεκτροκίνητα οχήματα Υβριδικά οχήματα Συσσωρευτές ΚΕΦΑΛΑΙΟ 2 Θεωρητική ανάλυση της διάταξης 2.1. Γενικά 2.2. Υπάρχουσες τοπολογίες συσσωρευτών Διακοπτικά Τροφοδοτικά 2.4. Επιλογή του DC-DC μετατροπέα Ο μετατροπέας τύπου FLYBACK Λειτουργία Συνεχούς αγωγής (CCM) Οριακή κατάσταση Συνεχούς-Ασυνεχούς αγωγής (CCM-DCM Boundary) Λειτουργία Ασυνεχούς αγωγής (DCM) Χαρακτηριστικές καμπύλες εξόδου για σταθερή είσοδο Κύκλωμα καταστολής υπερτάσεων Τεχνική διόρθωσης του συντελεστή ισχύος ΚΕΦΑΛΑΙΟ 3 Προσομοίωση της υπό μελέτης διάταξης 3.1. Υπολογισμός του λόγου μετασχηματισμού του κυρίως μετασχηματιστή Υπολογισμός της επαγωγής μαγνήτισης του κυρίως μετασχηματιστή 3.3. Υπολογισμός της επαγωγής μαγνήτισης του βοηθητικού μετασχηματιστή Προσομοίωση της διάταξης για σταθερή είσοδο 200 V Προσομοίωση της διάταξης για σταθερή είσοδο 150 V Προσομοίωση της διάταξης για εναλλασσόμενη είσοδο Προσομοίωση της διάταξης για εναλλασσόμενη είσοδο και διόρθωση του συντελεστή ισχύος III -

12 Πίνακας Περιεχομένων ΚΕΦΑΛΑΙΟ 4 Μελέτη και κατασκευή της διάταξης 4.1. Γενικά 4.2. Επιλογή στοιχείων του μετατροπέα FLYBACK Επιλογή του ημιαγωγικού στοιχείου Επιλογή της διόδου ισχύος Επιλογή του ψυκτικού για το MOSFET Επιλογή ψυκτικού για τη δίοδο ισχύος Υπολογισμός και κατασκευή του κυρίως μετασχηματιστή Επιλογή στοιχείων του κυκλώματος καταστολής υπερτάσεων Επιλογή του ημιαγωγικού στοιχείου Επιλογή της διόδου ισχύος Επιλογή ψυκτικού για το MOSFET Υπολογισμός και κατασκευή του βοηθητικού μετασχηματιστή Επιλογή της διόδου του κλάδου C-D Κύκλωμα παλμοδότησης του ημιαγωγικού στοιχείου Κύκλωμα μέτρησης 4.6. Κύκλωμα τροφοδοσίας Μικροελεγκτής dspic30f Ανάλυση του μικροελεγκτή dspic30f Μετατροπέας σήματος από αναλογικό σε ψηφιακό Γεννήτριες PWM ΚΕΦΑΛΑΙΟ 5 Πειραματική διάταξη και μετρήσεις 5.1. Γενικά 5.2. Παρουσίαση της πειραματικής διάταξης Παρουσίαση πειραματικών μετρήσεων Λειτουργία του μετατροπέα χωρίς κύκλωμα καταστολής υπερτάσεων Λειτουργία του μετατροπέα με κύκλωμα καταστολής υπερτάσεων Συμπεράσματα ΒΙΒΛΙΟΓΡΑΦΙΑ ΠΑΡΑΤΗΜΑΤΑ ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Α ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Β ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Γ Σχηματικά και τυπωμένα κυκλώματα από το KICAD.. Φυλλάδια κατασκευαστών Κώδικες των μεθόδων παλμοδότησης για τον μικροελεγκτή IV -

13 - V - Πίνακας Περιεχομένων

14

15 Κεφάλαιο 1 ο ΚΕΦΑΛΑΙΟ 1 ΗΛΕΚΤΡΟΚΙΝΗΤΑ ΟΧΗΜΑΤΑ 1.1 Το ενεργειακό και περιβαλλοντολογικό πρόβλημα Το ενεργειακό πρόβλημα εμφανίζεται στις μέρες μας οξύτερο από ποτέ. Μπορούμε να πούμε ότι η ουσία του ενεργειακού προβλήματος βρίσκεται στη συσχέτιση των ενεργειακών αποθεμάτων που διαρκώς μειώνονται με τις απαιτήσεις για κατανάλωση ενέργειας που συνεχώς αυξάνονται [1]. Αυτή η απαίτηση για την αύξηση της κατανάλωσης ενέργειας αποτυπώνεται στην ιστορική εξέλιξη του μέσου όρου της κατά κεφαλήν κατανάλωσης ενέργειας η οποία φαίνεται στο σχήμα 1.1. Σχήμα 1.1: Μέσος όρος της κατά κεφαλήν κατανάλωσης ενέργειας σε kwh [2] Από το σχήμα παρατηρούμε ότι ένα μεγάλο τμήμα της ενέργειας που δαπανάται προέρχεται από το πετρέλαιο. Το πετρέλαιο αποτελεί το καύσιμο των συμβατικών οχημάτων. Μείωση αυτού του τμήματος μπορεί να επιτευχθεί με τη χρήση ηλεκτροκίνητων οχημάτων. Σύμφωνα με υπολογισμούς, τα ηλεκτρικά οχήματα είναι μέχρι και τέσσερις φορές πιο αποδοτικά από - 7 -

16 Κεφάλαιο 1 ο εκείνα με μηχανές εσωτερικής καύσης. Το ηλεκτροκίνητο όχημα επιτυγχάνει αποδόσεις από 80%-90%. Η εξάπλωση των οχημάτων με μηχανές εσωτερικής καύσης, εκτός από το ενεργειακό πρόβλημα, έχει συντελέσει σε μεγάλο βαθμό και στη μόλυνση του περιβάλλοντος. Σήμερα, οι μεταφορές προκαλούν το 20% των εκπομπών αερίων του θερμοκηπίου στην Ευρωπαϊκή Ένωση. Τα ηλεκτροκίνητα οχήματα υπολογίζεται ότι έχουν τις μισές εκπομπές από τα συμβατικά. Ο στόχος περιορισμού των εκπομπών περισσότερο από 50% δεν μπορεί να ικανοποιηθεί από τα συμβατικά οχήματα όσες βελτιώσεις και να πετύχουν στις μηχανές εσωτερικής καύσης [3]. Η ανάγκη για περιορισμό του ενεργειακού και του περιβαλλοντολογικού προβλήματος σε συνδυασμό με τη σημαντική βελτίωση στην ποιότητα των μπαταριών, τα νέα υλικά και τη συνεχή εξέλιξη των ηλεκτρονικών ισχύος επαναφέρουν στο προσκήνιο τα ηλεκτροκίνητα οχήματα. 1.2 Ιστορική αναδρομή στα ηλεκτροκίνητα οχήματα Το πρώτο ηλεκτροκίνητο όχημα Τα ηλεκτροκίνητα οχήματα έχουν μια μακρόχρονη ιστορία που ξεκινάει στα μέσα του 19 ου αιώνα. Γενεσιουργός αιτία για τη δημιουργία των πρώτων ηλεκτροκίνητων οχημάτων ήταν η ανακάλυψη των νόμων της ηλεκτρομαγνητικής επαγωγής το Η συγκεκριμένη ανακάλυψη επέτρεψε τη δημιουργία ηλεκτρικών κινητήρων και γεννητριών που ήταν απαραίτητα στοιχεία για την ανάπτυξη των ηλεκτροκίνητων οχημάτων. Το πρώτο ηλεκτρικό όχημα κατασκευάστηκε το 1881 από το Γάλλο Gustave Trouvé. Επρόκειτο για ένα τρίκυκλο που προωθούνταν από ένα κινητήρα συνεχούς ρεύματος ισχύος 0.1 hp με ηλεκτρική τροφοδοσία από συσσωρευτές μολύβδου-οξέος. Όμως, οι μικρές ταχύτητες (15 km/h) και η μικρή δυνατότητα αυτονομίας είχαν ως αποτέλεσμα να μην προσελκύσουν το ενδιαφέρον του κοινού. Αν το θέμα ήταν μόνο η απόδοση του οχήματος τότε το ηλεκτρικό όχημα θα κέρδιζε σίγουρα την αγορά. Είναι σημαντικό να αναφερθεί ότι το πρώτο όχημα που έσπασε το φράγμα των 100 km/h ήταν ηλεκτρικό, ταχύτητα εξωπραγματική για την εποχή (1899). Το όχημα αυτό που φαίνεται στο σχήμα 1.2 κατασκευάστηκε από το Βέλγο μηχανικό Camille Jenatzy [4]

17 Κεφάλαιο 1 ο Σχήμα 1.2: Το όχημα La jamais contente που έσπασε το φράγμα των 100 km/h [4] Η εξέλιξη των ηλεκτροκίνητων οχημάτων Όσο αξιόπιστο και χωρίς προβλήματα εκκίνησης και αν ήταν το ηλεκτρικό όχημα, άρχισε να παραγκωνίζεται από τις αρχές του 20 ου αιώνα όταν τα οχήματα με μηχανές εσωτερικής καύσης έγιναν περισσότερο ευέλικτα, αξιόπιστα και φθηνότερα. Συγκεκριμένα, οι λόγοι που οδήγησαν στο παραγκωνισμό των ηλεκτροκίνητων οχημάτων είναι οι ακόλουθοι: Η πρωτόγονη μορφή στην οποία ακόμα βρίσκονταν ακόμη η τεχνολογία των συσσωρευτών. Οι συσσωρευτές εκείνης της εποχής χαρακτηρίζονταν από την ιδιαίτερα χαμηλή ειδική ενέργεια, δηλαδή αποδιδόμενη ενέργεια ανά μονάδα βάρους ή όγκου του στοιχείου σε kwh/kg ή kwh/lt αντίστοιχα. Για την παραγωγή της ίδιας ποσότητας ενέργειας από μια μηχανή εσωτερικής καύσης και έναν ηλεκτροκινητήρα απαιτούνταν συσσωρευτής 67.5 φορές μεγαλύτερου βάρους και 30 φορές μεγαλύτερου όγκου από τα αντίστοιχα μεγέθη της δεξαμενής που θα φιλοξενούσε το απαραίτητο καύσιμο πετρέλαιο. Το γεγονός αυτό περιόριζε σημαντικά την απόσταση αυτονομίας ενός ηλεκτροκίνητου οχήματος σε σύγκριση με ένα όχημα με μηχανή εσωτερικής καύσης. Οι βελτιώσεις στον τρόπο μαζικής παραγωγής οχημάτων με μηχανές εσωτερικής καύσης οδήγησαν σε σημαντική μείωση της τιμής πώλησής τους. Παράλληλα, το - 9 -

18 Κεφάλαιο 1 ο φθηνό πετρέλαιο ήταν ευρέως διαθέσιμο και παρείχε μια φθηνή και εύκολα προσβάσιμη πηγή ενέργειας. Η εφεύρεση του ηλεκτρικού εκκινητή της μηχανής εσωτερικής καύσης από τον F.C. Kettering το 1911 είχε ως αποτέλεσμα την αντικατάσταση του χειροκίνητου εκκινητή (μανιβέλα) και έκανε τα οχήματα με μηχανή εσωτερικής καύσης πιο εύχρηστα [5]. Οι παραπάνω παράγοντες είχαν ως αποτέλεσμα τη παρακμή των ηλεκτροκίνητων οχημάτων μέχρι τη δεκαετία του Μέχρι το 1960 τα μόνα ηλεκτροκίνητα οχήματα που πωλούνταν ήταν μικρά οχήματα μεταφορών και αμαξίδια για γκολφ. Οι ανησυχίες για το περιβάλλον και τις επιδράσεις των συμβατικών οχημάτων, κατά τη διάρκεια των δεκαετιών 1960 και 1970, επανέφεραν στο προσκήνιο τα ηλεκτροκίνητα οχήματα. Πανεπιστήμια και μεγάλοι κατασκευαστές συμβατικών οχημάτων, όπως η General Motors, η Ford και η PSA Peugeot έδωσαν μεγάλο βάρος στην έρευνα και στην ανάπτυξη ηλεκτροκίνητων οχημάτων. Αποτέλεσμα αυτής της έρευνας και ανάπτυξης ήταν η κατασκευή ηλεκτροκίνητων οχημάτων με ικανοποιητικές επιδόσεις, όμως το μεγάλο μειονέκτημα εξακολουθούσε να είναι ο συσσωρευτής. Τέτοια ηλεκτροκίνητα μοντέλα ήταν το Electrovair και το Electrovan της General Motors που φαίνονται στο σχήμα 1.3 και 1.4. Σχήμα 1.3: Το ηλεκτροκίνητο όχημα Electrovair [4]

19 Κεφάλαιο 1 ο Σχήμα 1.4: Το ηλεκτροκίνητο όχημα Electrovan [4] Παράλληλα με την κατασκευή των αμιγώς ηλεκτρικών οχημάτων, την εποχή εκείνη, παρουσιάστηκαν από τις βιομηχανίες και ορισμένα υβριδικά οχήματα. Τα υβριδικά οχήματα ήταν συνδυασμός των πλεονεκτημάτων των ηλεκτροκίνητων και των συμβατικών οχημάτων. Ένα τέτοιο όχημα ήταν το διθέσιο GM512 της General Motors που φαίνεται στο σχήμα 1.5. Σχήμα 1.5: Το ηλεκτροκίνητο όχημα GM512 [4]

20 Κεφάλαιο 1 ο Το ηλεκτροκίνητο όχημα σήμερα Είναι φανερό ότι τα τελευταία χρόνια έχει αυξηθεί κατακόρυφα το ενδιαφέρον για την ανάπτυξη των ηλεκτροκίνητων οχημάτων. Σήμερα, ένα μέσο ηλεκτροκίνητο όχημα όπως το Nissan Leaf του Σχήματος 1.6 μπορεί να διανύσει 120 με 135 χιλιόμετρα με μια φόρτιση. Πάντως, τεχνικά τουλάχιστον, ο υπερδιπλασιασμός της αυτονομίας είναι εφικτός, καθώς ακριβότερα οχήματα μπορούν να διανύσουν μεγαλύτερη απόσταση. Σχήμα 1.6: Το ηλεκτροκίνητο όχημα Nissan Leaf [6] Το Model S της Tesla του Σχήματος 1.7 για παράδειγμα διαθέτει αυτονομία περίπου 420 χιλιομέτρων. Σχήμα 1.7: Το ηλεκτροκίνητο όχημα Model S [7] Όμως, ακόμα και στις μέρες μας το ηλεκτροκίνητο όχημα έχει και πρέπει να ξεπεράσει αρκετά εμπόδια, όσο αφορά τη διείσδυση του στην αγορά. Ένα και από τα κυριότερα είναι η

21 Κεφάλαιο 1 ο υψηλή τιμή αγοράς τους κυρίως λόγου του υψηλού κόστους της μπαταρίας και των άλλων συστημάτων. Επίσης, η ανυπαρξία εξειδικευμένου δικτύου φορτιστών και η μικρότερη συγκριτικά με τα συμβατικά οχήματα αυτονομία, έχουν ως αποτέλεσμα το ηλεκτροκίνητο όχημα να μην είναι ακόμα σε θέση να διανύει μεγάλες αποστάσεις. 1.3 Το ηλεκτροκίνητο όχημα στην Ελλάδα Η ύπαρξη του ηλεκτροκίνητου οχήματος στην Ελλάδα δεν είναι κάτι πρόσφατο. Σαράντα χρόνια πριν, η τεχνολογία αυτή υπήρξε στην Ελλάδα και μάλιστα στη Σύρο. Δημιουργός του πρώτου ηλεκτροκίνητου οχήματος ήταν ο Γιώργος Μιχαήλ αρχιτέκτονας και βιομηχανικός σχεδιαστής αυτοκινήτων. Το συγκεκριμένο ηλεκτροκίνητο όχημα φαίνεται στο σχήμα 1.8. Σχήμα 1.8: Το πρώτο ηλεκτροκίνητο όχημα στην Ελλάδα [8] Επίσης μελέτες και κατασκευές ηλεκτροκίνητων οχημάτων έχουν λάβει χώρα και σε εργαστήρια των Ελληνικών Πανεπιστημιακών Ιδρυμάτων. Μερικές από αυτές τις εργασίες αναφέρονται παρακάτω: Στο εργαστήριο αεροδυναμικής του Εθνικού Μετσόβιου Πολυτεχνείου σχεδιάστηκε ένα τρίτροχο ηλεκτρικό όχημα. Το όχημα αυτό που φαίνεται στο σχήμα 1.9 είναι υβριδικό και σχεδιάστηκε με τη βοήθεια ηλεκτρονικού υπολογιστή. Το βάρος του οχήματος είναι 700 kg και έχει μήκος 2.5 m. Για την κίνηση του διαθέτει δυο ηλεκτρικούς κινητήρες εναλλασσόμενου ρεύματος ισχύος 7.5 kw ο καθένας και ονομαστικής τάσης 140 V. Τέλος, διαθέτει συσσωρευτές οξέος-μολύβδου ονομαστικής τάσης 12 V και χωρητικότητας 66 Ah ο καθένας

22 Κεφάλαιο 1 ο Σχήμα 1.9: Το υβριδικό όχημα του Εργαστηρίου Αεροδυναμικής του Ε.Μ.Π. [9] Στο Εθνικό Μετσόβιο Πολυτεχνείο, στο τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών, κατασκευάστηκε ακόμα ένα ηλεκτροκίνητο όχημα (Σχήμα 1.10). Το όχημα αυτό κινείται με τη χρήση ενός τριφασικού ασύγχρονου κινητήρα βραχυκυκλωμένου κλωβού. Επίσης, το συγκεκριμένο όχημα περιέχει σύστημα πέδησης με ανάκτηση ενέργειας. Ο φορτιστής των συσσωρευτών του συγκεκριμένου οχήματος είναι μια διάταξη μέγιστης ισχύος 3 kw που αποτελείται από δυο βαθμίδες. Η πρώτη βαθμίδα είναι ένας μετατροπέας ανύψωσης τάσης και η δεύτερη ένας μετατροπέας πλήρους γέφυρας. Οι δυο βαθμίδες είναι συνδεδεμένες σε σειρά. Οι συσσωρευτές του οχήματος είναι μολύβδου-οξέως συνολικής τάσεως 312 V (26 συσσωρευτές των 12 V) και χωρητικότητα 40 Ah

23 Κεφάλαιο 1 ο Σχήμα 1.10: Το ηλεκτροκίνητο όχημα του Ε.Μ.Π. [10] Τέλος, ακόμα μια μελέτη και κατασκευή που έλαβε χώρα σε εργαστήρια Ελληνικών Πανεπιστημιακών Ιδρυμάτων ήταν το ηλεκτροκίνητο όχημα Electra. Το όχημα αυτό προέκυψε από τη μετατροπή ενός βενζινοκίνητου οχήματος τύπου Fiat Fiorino. Στο έργο αυτό συμμετείχαν το Εργαστήριο Ηλεκτρομηχανικής Μετατροπής Ενέργειας του Πανεπιστημίου Πατρών, το Τμήμα Μηχανολογικών Κατασκευών και Αυτομάτου Ελέγχου του Ε.Μ.Π., το Κέντρο Ανανεώσιμων Πηγών Ενέργειας και οι εταιρείες TEOCAR, GERMANOS, PROTECH και YALOS. Το Electra διαθέτει ένα ηλεκτροκινητήριο σύστημα που αποτελείται από κινητήρα τύπου Brushless DC με μόνιμο μαγνήτη. Οι συσσωρευτές είναι Νικελίου-Καδμίου που αποτελούνται από 160 εν σειρά συνδεδεμένα στοιχεία. Η τάση της συστοιχίας αυτής είναι 192 V και χωρητικότητας 67 Ah. Το Electra έχει συνολικό βάρος 1500 kg, μέγιστη ταχύτητα 120 km/h και αυτονομία τα 100 χιλιόμετρα. Το συγκεκριμένο όχημα φαίνεται στο σχήμα

24 Κεφάλαιο 1 ο Σχήμα 1.11: Το ηλεκτρικό όχημα Electra [11] 1.4 Τεχνικά χαρακτηριστικά των ηλεκτροκίνητων οχημάτων Καθαρά ηλεκτροκίνητα οχήματα Το κύριο στοιχείο που διαφοροποιεί τα καθαρά ηλεκτροκίνητα οχήματα από τα υβριδικά είναι η απουσία βενζινοκινητήρα. Τα καθαρά ηλεκτροκίνητα οχήματα χρησιμοποιούν για την κίνησή τους έναν ηλεκτρικό κινητήρα, ο οποίος ελέγχεται από ένα μετατροπέα ισχύος. Στο σχήμα 1.12 φαίνεται η κυρίως δομή ενός ηλεκτροκίνητου οχήματος

25 Κεφάλαιο 1 ο Σχήμα 1.12: Σχηματικό διάγραμμα ενός ηλεκτροκίνητου οχήματος [12] Στο παραπάνω διάγραμμα διακρίνουμε τέσσερα βασικά μέρη τα οποία είναι: Πηγή Ηλεκτρικής Ενέργειας : Είναι το τμήμα πού είναι υπεύθυνο για την τροφοδοσία του οχήματος με ηλεκτρική ενέργεια. Η απαραίτητη ηλεκτρική ενέργεια παρέχεται από συστοιχίες συσσωρευτών ή και από κυψέλες καυσίμων (fuel cells). Ηλεκτρικός Κινητήρας : Ο κινητήρας μετατρέπει την ηλεκτρική ενέργεια σε μηχανική για την κίνηση του οχήματος. Οι πιο συνηθισμένοι τύποι κινητήρων ηλεκτροκίνητων οχημάτων είναι ο brushless μόνιμου μαγνήτη ή ο τριφασικός επαγωγικός κινητήρας. Ο μετατροπέας είναι υπεύθυνος για την κατάλληλη μετατροπή της τάσης της πηγής για την τροφοδοσία του ηλεκτρικού κινητήρα. Ηλεκτρονικός Μετατροπέας Ισχύος : Ανάλογα με τον τύπο του κινητήρα χρησιμοποιείται και αντίστοιχος μετατροπέας για τον έλεγχό του. Σύστημα Μετάδοσης Κίνησης : Είναι το μηχανολογικό τμήμα του οχήματος που οδηγεί την παραγόμενη ισχύ του κινητήρα στους τροχούς [12]. Εκτός από τα παραπάνω τέσσερα μέρη διακρίνουμε και το φορτιστή. Ο φορτιστής είναι η διάταξη η οποία είναι υπεύθυνη για τη φόρτιση των συσσωρευτών. Η διάταξη αυτή αποτελεί αντικείμενο μελέτης της συγκεκριμένης διπλωματικής εργασίας και θα αναλυθεί διεξοδικά στα επόμενα κεφάλαια

26 Κεφάλαιο 1 ο Υβριδικά οχήματα Τα υβριδικά οχήματα σε μορφή πολύ κοντινή με τη σημερινή τους, πρωτοεμφανίστηκαν το 2007 με το Toyota Prius και ακολούθησε η Honda με το Insight του Τα πρώτα χρόνια ήταν καθαρά μια δοκιμαστική φάση της υβριδικής τεχνολογίας, ενώ το πρώτο Prius πουλήθηκε στην Ελλάδα μόλις το Σχήμα 1.13: Υβριδικό όχημα της εταιρίας Honda [13] Η αρχή λειτουργίας των υβριδικών οχημάτων είναι απλή. Σε ένα τυπικό μοντέλο με κινητήρα εσωτερικής καύσεως (βενζίνης συνήθως, αλλά και πετρελαίου), μειώνονται τα κυβικά και την ιπποδύναμή του, ενώ παράλληλα προσθέτουμε έναν ηλεκτροκινητήρα, μαζί με την κατάλληλη τροφοδοσία και χώρο αποθήκευσης της ηλεκτρικής ενέργειάς (συσσωρευτές) του. Οι δύο κινητήρες συνδέονται στο τυπικό σύστημα μετάδοσης (σασμάν) του αυτοκινήτου και μπορούν να το κινούν ταυτόχρονα, όταν απαιτείται. Το όχημα κινείται σε γενικές γραμμές από τον κινητήρα εσωτερική καύσης, ο οποίος όμως μπορεί να υποβοηθάτε από τον ηλεκτροκινητήρα σε μεγάλο βαθμό, χάρη στη μεγάλη ροπή που παράγει στα χαμηλά ο δεύτερος. Με τον τρόπο αυτό, η κατανάλωση μειώνεται σε σημαντικό βαθμό,

27 Κεφάλαιο 1 ο ειδικά σε συνθήκες χαμηλού φορτίου μέσα στην πόλη, σε μικρές ή μεσαίας απόστασης διαδρομές, χωρίς ανάγκη για μεγάλη επιτάχυνση. Οι συσσωρευτές του οχήματος επαναφορτίζονται κατά το φρενάρισμα του οχήματος, μετατρέποντας την κινητική ενέργεια του οχήματος σε ηλεκτρική, ενώ και ο ίδιος ο κινητήρας εσωτερικής καύσης μπορεί να βοηθήσει στην επαναφόρτισή τους. Τα μοντέλα αυτά είναι σχετικά οικονομικά λόγω της μικρής μπαταρίας και του μικρού ηλεκτροκινητήρα, όμως σε συνθήκες αυτοκινητοδρόμου (ταχύτητες 100+ Km/h), το πλεονέκτημα της μειωμένης κατανάλωσής τους γνωρίζει μεγάλο πλήγμα, αφού ο κινητήρας «ζορίζεται» περισσότερο και ο ηλεκτροκινητήρας δε μπορεί να το βοηθήσει σε μεγάλο βαθμό. Αυτά και είναι τα λεγόμενα parallel-hybrids. Άλλη κατηγορία υβριδικών αποτελούν οι σειριακές διατάξεις, στις οποίες το όχημα κινείται αποκλειστικά από τον ηλεκτροκινητήρα. Έτσι, πρέπει να είναι αρκετά πιο ισχυρός και φυσικά το υβριδικό όχημα να διαθέτει μεγαλύτερου μεγέθους συσσωρευτές, κάτι που αυξάνει το συνολικό κόστος αγοράς του οχήματος, αλλά και το βάρος του (αυξάνοντας έτσι την κατανάλωση). Κινητήρας εσωτερικής καύσης υπάρχει, όμως μπαίνει σε λειτουργία μόνο για λόγους επαναφόρτισης των συσσωρευτών του οχήματος. Μπορεί να ακούγεται περίεργη σαν ιδέα, η ύπαρξη δύο κινητήρων σε ένα όχημα που κινείται εν τέλει από τον ένα μόνο, όμως η πραγματικότητα είναι πως η αποδοτικότητα που επιτυγχάνουν αυτού του είδους τα υβριδικά, είναι μια συμφέρουσα επιλογή. Και εδώ αποθηκεύεται ενέργεια κατά το φρενάρισμα του οχήματος, για να προστεθεί στη μπαταρία, τυπικό παράδειγμα είναι το Chevrolet Volt. Το θετικό στην περίπτωση των «σειριακών υβριδικών» είναι ότι χρειάζεται ακόμα μικρότερος κινητήρας εσωτερικής καύσης, αφού μόνο καθήκον του είναι να φορτίζει τη μπαταρία, όμως το μειονέκτημά τους είναι η μικρή απόδοση συνολικά. Αυτός ο τύπος υβριδικών δεν είναι αρκετά διαδεδομένος. Η αρχή λειτουργίας των δυο κατηγοριών υβριδικών οχημάτων παρουσιάζονται στο σχήμα που ακολουθεί

28 Κεφάλαιο 1 ο Σχήμα 1.14: Σχηματικό διάγραμμα των δυο κατηγοριών υβριδικών οχημάτων [13] Συσσωρευτές Όπως αναφέρθηκε και προηγουμένως η απαραίτητη ηλεκτρική ενέργεια παρέχεται από συστοιχίες συσσωρευτών. Οι συσσωρευτές αποτελούν ένα από τα πιο σημαντικά τμήματα του ηλεκτροκίνητου οχήματος αλλά και ένα από τα κύρια μειονεκτήματα του. Το πρόβλημά τους είναι ο χαμηλός λόγος ενέργειας προς βάρος αλλά και ο μεγάλος χρόνος φόρτισής τους. Αυτό έχει ως αποτέλεσμα τα τελευταία χρόνια να έχει αυξηθεί κατακόρυφα η έρευνα στον τομέα των συσσωρευτών. Στη συνέχεια, παρουσιάζονται μερικοί από τους πιο διαδεδομένους τύπους συσσωρευτών [14]. Συσσωρευτές Νικελίου-Καδμίου (Ni-Cd) : Οι συσσωρευτές Νικελίου-Καδμίου είναι από τους πιο παλιούς τύπος επαναφορτιζόμενων συσσωρευτών που κυκλοφορούν στο εμπόριο. Οι Ni-Cd επαναφορτίζονται εύκολα, μπορούν να δώσουν μεγάλα ρεύματα εκφόρτισης, είναι αρκετά φθηνές και αντέχουν την κακομεταχείριση πιο εύκολα από άλλους τύπους συσσωρευτών. Μερικά από τα μειονεκτήματα των συγκεκριμένων συσσωρευτών είναι ότι έχουν χαμηλή πυκνότητα ενέργειας, είναι πολύ τοξικές και υποφέρουν από το φαινόμενο μνήμης. Συσσωρευτές Νικελίου Μετάλλων Υδριδίου (Ni-MH) : Οι συσσωρευτές Νικελίου Μετάλλων Υδριδίου αποτελούν τους πιο δημοφιλείς επαναφορτιζόμενους συσσωρευτές. Οι Ni-MH έχουν μεγαλύτερο λόγο χωρητικότητας βάρους από τις Ni- Cd, λιγότερα τοξικά στοιχεία και φορτίζουν εύκολα. Όμως, ο ρυθμός αποφόρτισης τους σε κατάσταση ηρεμίας είναι διπλάσιος και τριπλάσιος από αυτόν των Ni-Cd, έχουν μικρό κύκλο ζωής και είναι ευαίσθητη στη ζέστη. Τέλος, υποφέρουν και αυτές από το

29 Κεφάλαιο 1 ο φαινόμενο μνήμης. Λόγω της αξιοπιστίας και της αντοχής τους αποτελούν την αγαπημένη λύση των υβριδικών Toyota και Honda. Συσσωρευτές Οξειδίου-Μολύβδου (Lead Acid) : Οι συσσωρευτές Οξειδίου- Μολύβδου είναι το είδος που χρησιμοποιείται ευρέος στη βιομηχανία. Είναι αξιόπιστες και φτηνές αλλά με μεγάλο βάρος, μικρή ενεργειακή πυκνότητα και μικρό κύκλο ζωής. Συσσωρευτές Λιθίου Ιόντων (Li-on) : Οι συσσωρευτές λιθίου ιόντων είναι ο τύπος συσσωρευτών που υιοθετούν όλο και περισσότεροι κατασκευαστές χάρη στην υψηλή ενεργειακή τους πυκνότητα. Τα προβλήματα υπερθέρμανσης που παρουσιάζουν στις έντονες αυξομειώσεις τάσεις έχουν περιορισθεί με διάφορες μεθόδους. Υπάρχουν διάφορες παραλλαγές με προσθήκες στοιχείων όπως κοβάλτιο, μαγγάνιο και νικέλιο για τη βελτίωση των χαρακτηριστικών

30 - 22 -

31 Κεφάλαιο 2 ο ΚΕΦΑΛΑΙΟ 2 ΘΕΩΡΗΤΙΚΗ ΑΝΑΛΥΣΗ ΤΗΣ ΔΙΑΤΑΞΗΣ 2.1 Γενικά Στο προηγούμενο κεφάλαιο αναφέρθηκε ότι μέρος του ηλεκτροκίνητου οχήματος είναι και ο φορτιστής (τροφοδοτικό). Ο φορτιστής είναι ένα ιδιαίτερα σημαντικό τμήμα του ηλεκτρικού οχήματος, γιατί είναι η διάταξη αυτή που είναι υπεύθυνη για τη διασύνδεση του οχήματος με το ηλεκτρικό δίκτυο. Απαραίτητες προδιαγραφές για ένα τροφοδοτικό είναι η εξασφάλιση της ανθρώπινης ασφάλειας, ο μεγάλος βαθμός απόδοσης και ο υψηλός συντελεστής ισχύος. Στο συγκεκριμένο κεφάλαιο γίνεται η επιλογή του είδους του τροφοδοτικού καθώς και του μετατροπέα αυτού και ακολουθεί η θεωρητική ανάλυσή του. Η επιλογή γίνεται με βάση την όσο το δυνατόν καλύτερη κάλυψη των προδιαγραφών που αναφέρθηκαν προηγουμένως. 2.2 Υπάρχουσες τοπολογίες φορτιστών συσσωρευτών Πριν από την επιλογή και την ανάλυση της διάταξης που θα αποτελέσει το φορτιστή της συγκεκριμένης διπλωματικής εργασίας θα γίνει μια σύντομη παρουσίαση των υπαρχουσών τοπολογιών συσσωρευτών. Οι σπουδαιότερες διατάξεις που χρησιμοποιούνται γι αυτό το σκοπό είναι η μονοφασική πλήρως και μερικώς ελεγχόμενη γέφυρα και η τριφασική γέφυρα έξι παλμών. Οι τρεις αυτές διατάξεις απεικονίζονται στα παρακάτω σχήματα. Σχήμα 2.1: Μονοφασική πλήρως ελεγχόμενη γέφυρα [15]

32 Κεφάλαιο 2 ο Σχήμα 2.2: Μονοφασική μερικώς ελεγχόμενη γέφυρα [15] Σχήμα 2.3: Τριφασική γέφυρα έξι παλμών [15] Οι συγκεκριμένες διατάξεις είναι σχεδιασμένες να λειτουργούν σε μεγάλα επίπεδα ισχύος, όμως παρουσιάζουν κάποια σημαντικά μειονεκτήματα. Το πρώτο μειονέκτημα είναι η παραγωγή υψηλών αρμονικών ρεύματος προς την πλευρά του δικτύου. Οι αρμονικές αυτές εμφανίζονται σε χαμηλές συχνότητες και συνεπώς είναι δύσκολο να φιλτραριστούν. Η εμφάνιση αυτών των αρμονικών έχει ως άμεσο αποτέλεσμα την επιβάρυνση του δικτύου με άεργο ισχύ και την ηλεκτρομαγνητική παρενόχληση άλλων ηλεκτρικών συσκευών. Ένα δεύτερο σημαντικό μειονέκτημα είναι ότι εξ αιτίας των χαμηλών συχνοτήτων λειτουργίας τα παθητικά στοιχεία που χρησιμοποιούνται (μετασχηματιστές) έχουν μεγάλο όγκο και βάρος και συνεπώς υψηλό κόστος. Επίσης, διατάξεις σαν αυτή του σχήματος 3.3 προϋποθέτουν την ύπαρξη τριφασικής τροφοδοσίας γεγονός που καθιστά τις συγκεκριμένες τοπολογίες ακατάλληλες για χρήση σε οικιακό περιβάλλον

33 Κεφάλαιο 2 ο 2.3 Διακοπτικά τροφοδοτικά Μία μεγάλη κατηγορία τροφοδοτικών είναι τα διακοπτικά τροφοδοτικά (Switch-Mode Power Supplies, SMPS). Σε αντίθεση με τα γραμμικά τροφοδοτικά, στα διακοπτικά η μεταβολή της συνεχούς τάσης από μια στάθμη σε μια άλλη επιτυγχάνεται με τη χρήση Μετατροπέων Συνεχούς Τάσης σε Συνεχή Τάση (DC-DC Converters). Στα διακοπτικά τροφοδοτικά χρησιμοποιούνται ημιαγωγικά στοιχεία ισχύος (transistor, MOSFET) τα οποία λειτουργούν είτε σε κατάσταση αγωγής είτε σε κατάσταση αποκοπής, δηλαδή λειτουργούν ως διακόπτες. Αυτός ο τρόπος λειτουργίας προκαλεί πολύ μικρές απώλειες επειδή τα στοιχεία ισχύος δεν λειτουργούν στην ενεργό περιοχή. Η λειτουργία σε κατάσταση αγωγής ή κατάσταση αποκοπής έχει ως αποτέλεσμα το ημιαγωγικό στοιχείο να διαρρέεται από υψηλά ρεύματα έχοντας όμως μια χαμηλή πτώση τάσης στα άκρα του (την τάση αγωγής), είτε να αποκόπτει μια υψηλή τάση χωρίς να διαρρέεται από ρεύμα [16]. Γι αυτό το λόγο οι απώλειες σε ένα διακοπτικό τροφοδοτικό είναι πολύ χαμηλότερες από αυτές ενός γραμμικού τροφοδοτικού. Αυτό έχει ως αποτέλεσμα τα διακοπτικά τροφοδοτικά να έχουν συντελεστή απόδοσης που κυμαίνεται μεταξύ 70% και 90% [17]. Στο σχήμα 2.2 δίνεται ένα απλοποιημένο λειτουργικό διάγραμμα ενός διακοπτικού τροφοδοτικού με ηλεκτρική απομόνωση. Αρχικά η εναλλασσόμενη τάση εισόδου (συνήθως η τάση του δικτύου συχνότητας 50 Hz ή 60 Hz) ανορθώνεται σε μια σταθεροποιημένη συνεχή τάση, με τη χρήση μιας ανορθωτικής διάταξης, η οποία στη συνέχεια εξομαλύνεται μέσω του φίλτρου εισόδου, δηλαδή μέσω ενός ηλεκτρολυτικού πυκνωτή. Στη συνέχεια, ακολουθεί η βαθμίδα του DC-DC μετατροπέα που μεταβάλει τη συνεχή τάση από ένα επίπεδο σε ένα άλλο. Αυτό επιτυγχάνεται με τη διακοπτική λειτουργία υψηλής συχνότητας ενός ή περισσότερων ελεγχόμενων ημιαγωγικών στοιχείων με αποτέλεσμα η συνεχής τάση να μετατρέπεται σε εναλλασσόμενη καθιστώντας εύκολο τον υποβιβασμό ή την ανύψωσή της με τη χρήση ενός μετασχηματιστή. Η υψηλή διακοπτική συχνότητα λειτουργίας έχει ως αποτέλεσμα ο μετασχηματιστής να έχει μικρό όγκο και βάρος. Η έξοδος του δευτερεύοντος του μετασχηματιστή, που είναι μια εναλλασσόμενη υψίσυχνη τάση, ανορθώνεται και φιλτράρεται, ώστε να προκύψει η επιθυμητή τάση V o. Η έξοδος του DC τροφοδοτικού του σχήματος 2.2 σταθεροποιείται αυτόματα με την τεχνική ελέγχου της Διαμόρφωσης του Εύρους των Παλμών (Pulse Width Modulation, P.W.M.) [17]

34 Κεφάλαιο 2 ο Σχήμα 2.4: Λειτουργικό διάγραμμα ενός διακοπτικού τροφοδοτικού [17] Τα δυο κύρια πλεονεκτήματα των διακοπτικών τροφοδοτικών είναι πλέον εμφανή. Τα πλεονεκτήματα αυτά είναι [17]: Τα ημιαγωγικά στοιχεία (transistor ισχύος ή MOSFET) λειτουργούν ως διακόπτες, δηλαδή ανοικτά ή κλειστά. Αποφεύγοντας τη λειτουργία στην ενεργό περιοχή μειώνονται σημαντικά οι απώλειες, με αποτέλεσμα την χρήση μικρότερων ψυκτικών μέσων και αύξηση της απόδοσης στο 70-90%. Εφόσον η διακοπτική συχνότητα λειτουργίας είναι πολύ υψηλή μπορεί να χρησιμοποιηθεί μετασχηματιστής με πολύ μικρό όγκο και βάρος καθώς και φίλτρο εξόδου με μικρό μέγεθος. Γι αυτό το λόγο το τροφοδοτικό που κατασκευάστηκε ανήκει στη κατηγορία των διακοπτικών τροφοδοτικών. Το σημαντικότερο πρόβλημα των διακοπτικών τροφοδοτικών που ο μετατροπέας τους ελέγχεται με την τεχνική ελέγχου της Διαμόρφωσης του Εύρους των Παλμών είναι οι διακοπτικές απώλειες, που εμφανίζονται τόσο κατά την έναυση όσο και κατά τη σβέση των ημιαγωγικών στοιχείων και οι οποίες αυξάνουν γραμμικά με αύξηση της διακοπτικής συχνότητας λειτουργίας. Επιπλέον, ένα άλλο πρόβλημα είναι η υπέρταση που παρουσιάζεται στα άκρα του ημιαγωγικού διακόπτη κατά τη σβέση του και η οποία μπορεί να οδηγήσει στην καταστροφή του. Συνεπώς, κρίνεται απαραίτητη η χρήση ενός κυκλώματος καταστολής

35 Κεφάλαιο 2 ο υπερτάσεων. Επίσης, ένα ακόμα σημαντικό πρόβλημα είναι η ηλεκτρομαγνητική παρεμβολή(electro Magnetic Interference, EMI), που παράγεται λόγω των μεγάλων μεταβολών της τάσης και του ρεύματος κατά την αλλαγή κατάστασης των ημιαγωγικών διακοπτών και δημιουργεί προβλήματα στη λειτουργία των άλλων συσκευών. Τέλος, τα διακοπτικά τροφοδοτικά εμφανίζουν μεγαλύτερη πολυπλοκότητα. 2.4 Επιλογή του μετατροπέα DC-DC Στην προηγούμενη ενότητα αναφέρθηκε ότι κύριο κομμάτι των διακοπτικών τροφοδοτικών είναι ο μετατροπέας DC-DC. Συνεπώς, είναι ιδιαίτερα σημαντική η σωστή επιλογή του μετατροπέα. Υπάρχουν δύο βασικές κατηγορίες διακοπτικών μετατροπέων οι οποίες είναι: Οι μετατροπείς DC-DC χωρίς ηλεκτρική απομόνωση Οι μετατροπείς DC-DC με ηλεκτρική απομόνωση Όπως, αναφέρθηκε και πιο πάνω οι διεθνείς κανονισμοί επιβάλουν τη χρήση μετασχηματιστή απομόνωσης για την προστασία του χρήστη σε περίπτωση βλάβης του τροφοδοτικού. Γι αυτό το λόγο απορρίπτονται οι μετατροπείς DC-DC χωρίς ηλεκτρική απομόνωση. Οι βασικές τοπολογίες των διακοπτικών μετατρωπέων DC-DC με ηλεκτρική απομόνωση είναι: Ο μετατροπέας ΣΤ-ΣΤ υποβιβασμού της τάσης εξόδου σε σχέση με την ανηγμένη τάση εισόδου (FORWARD DC-DC Converter) Ο μετατροπέας ΣΤ-ΣΤ υποβιβασμού-ανύψωσης της τάσης εξόδου σε σχέση με την ανηγμένη τάση εισόδου (FLYBACK DC-DC Converter) Ο μετατροπέας ΣΤ-ΣΤ συμμετρικός (PUSH-PULL DC-DC Converter) Ο μετατροπέας ΣΤ-ΣΤ ημιγέφυρας (HALF-BRIDGE DC-DC Converter) Ο μετατροπέας ΣΤ-ΣΤ πλήρους γέφυρας (FULL BRIDGE DC-DC Converter) Από τους παραπάνω μετατροπείς καλούμαστε να επιλέξουμε τον πιο κατάλληλο για την εφαρμογή μας. Οι τρεις τελευταίοι μετατροπείς είναι αρκετά πολύπλοκοι στην κατασκευή τους και χρησιμοποιούνται για μεγάλα επίπεδα ισχύος, συνεπώς μας απομένουν οι δυο πρώτοι που είναι κατάλληλοι για την ισχύ της εφαρμογής μας (250 W), πιο απλοί στην κατασκευή τους και με μεγαλύτερη απόδοση συγκριτικά με τους υπόλοιπους τρεις. Τελικά επιλέγουμε τον μετατροπέα FLYBACK, γιατί έχει ένα λιγότερο στοιχείο άρα είναι πιο απλός,

36 Κεφάλαιο 2 ο έχει μικρότερο όγκο και βάρος και χαμηλότερο κόστος. Επίσης, μπορεί να κάνει και ανύψωση και υποβιβασμό καθιστώντας τον ικανό για την εφαρμογή κάποιας τεχνικής Διόρθωσης του Συντελεστή Ισχύος (Power Factor Correction, P.F.C.). 2.5 Ο μετατροπέας τύπου FLYBACK Ο μετατροπέας τύπου FLYBACK όπως αναφέρθηκε κατατάσσεται στους μετατροπείς συνεχούς τάσης σε συνεχή τύπου P.W.M. με ηλεκτρική απομόνωση. Η απλούστερη τοπολογία του μετατροπέα FLYBACK φαίνεται στο σχήμα 2.3 που ακολουθεί. Σχήμα 2.5: Κυκλωματικό διάγραμμα του μετατροπέα FLYBACK [16] Το κύκλωμα εισόδου αποτελείται από την πηγή που παρέχει τη συνεχή τάση, το πρωτεύον του μετασχηματιστή και το ημιαγωγικό διακόπτη τύπου Power MOSFET. Το κύκλωμα εξόδου αποτελείται από το δευτερεύον του μετασχηματιστή, μια δίοδο και τον πυκνωτή εξομάλυνσης, ο οποίος συνδέεται παράλληλα με το φορτίο. Ο μετατροπέας FLYBACK ανήκει στην κατηγορία των ασύμμετρων μετατροπέων ή μονοκατευθυντικής διέγερσης του πυρήνα του μετασχηματιστή. Ονομάζονται έτσι γιατί το σημείο μαγνητικής λειτουργίας του μετασχηματιστή βρίσκεται στο πρώτο τεταρτημόριο του βρόγχου υστέρησης B-H. Ο μετασχηματιστής εκτός από την ηλεκτρική απομόνωση που παρέχει συμβάλει και στα ακόλουθα [17]: Επιτρέπει την υποβάθμιση ή ανύψωση της τάσης Παρέχει τη δυνατότητα πολλαπλών εξόδων Ανάλογα με τον τρόπο περιέλιξης η τάση εξόδου μπορεί να είτε θετική είτε αρνητική

37 Κεφάλαιο 2 ο Στη συνέχεια, ορίζονται τα μεγέθη που είναι απαραίτητα για τη θεωρητική ανάλυση του μετατροπέα FLYBACK: V i : συνεχής τάση εισόδου V o : συνεχής τάση εξόδου I i : μέση τιμή του ρεύματος εισόδου I o : μέση τιμή του ρεύματος εξόδου L m : επαγωγή μαγνήτισης του μετασχηματιστή (κύρια αυτεπαγωγή πρωτεύοντος) δ : λόγος κατάτμησης (duty cycle) του ημιαγωγικού στοιχείου (δ=t on /T s ) n : λόγος μετασχηματισμού του μετασχηματιστή (n=n1/n2) C o : πυκνωτής εξομάλυνσης τις τάσης εξόδου R L : ωμική αντίσταση εξόδου Για να προχωρήσουμε στην ανάλυση του μετατροπέα χρειάζεται αρχικά να κάνουμε κάποιες παραδοχές. Υποθέτουμε ότι είμαστε σε μόνιμη κατάσταση λειτουργίας, τα ημιαγωγικά στοιχεία (Power MOSFET, Δίοδος) είναι ιδανικά, συνεπώς δεν υπάρχουν διακοπτικές απώλειες και απώλειες αγωγής. Επιπλέον, η τάση εισόδου σε μια διακοπτική περίοδο θεωρείται σταθερή, η εσωτερική παρασιτική χωρητικότητα τόσο του MOSFET όσο και τις διόδου θεωρείται μηδενική. Τέλος, η σκέδαση του μετασχηματιστή θεωρείται αμελητέα και γι αυτό το λόγο παραλείπεται. Για τη θεωρητική ανάλυση αντικαθιστούμε το μετασχηματιστή με το ισοδύναμο κύκλωμά του προκύπτοντας έτσι το παρακάτω κύκλωμα. Σχήμα 2.6: Ο μετατροπέας μετά την αντικατάσταση του μετασχηματιστή με το ισοδύναμο του κύκλωμα [16]

38 Κεφάλαιο 2 ο Στον μετατροπέα τύπου FLYBACK διακρίνουμε δυο καταστάσεις λειτουργίας, μια όταν το ημιαγωγικό στοιχείο βρίσκεται σε κατάσταση αγωγής και μια όταν είναι σε κατάσταση αποκοπής. Όταν ο διακόπτης είναι κλειστός, τότε η δίοδος είναι ανάστροφα πολωμένη και δεν άγει. Επομένως, δεν έχουμε ροή ρεύματος από την είσοδο του μετατροπέα στην έξοδο και η ενέργεια συσσωρεύεται στον πυρήνα του μετασχηματιστή. Στην έξοδο υπάρχει ροή ρεύματος από τον πυκνωτή εξομάλυνσης τις το φορτίο. Όταν ο διακόπτης είναι ανοιχτός η δίοδος πολώνεται ορθά και άγει με αποτέλεσμα η αποθηκευμένη στο μετασχηματιστή ενέργεια να διοχετεύεται στην έξοδο. Στη δεύτερη περίπτωση έχουμε πάλι ροή ρεύματος από τον πυκνωτή εξομάλυνσης τις το φορτίο. Η λειτουργία του μετατροπέα χωρίζεται σε δυο περιοχές. Τη περιοχή συνεχούς αγωγής ρεύματος (Continuous Current Mode, CCM) και τη περιοχή ασυνεχούς αγωγής ρεύματος (Discontinuous Current Mode, DCM) ανάλογα με την ατελή ή πλήρη απομαγνήτιση του πυρήνα του μετασχηματιστή κατά τη διάρκεια αποκοπής του ημιαγωγικού στοιχείου Λειτουργία Συνεχούς αγωγής (CCM) Λαμβάνοντας υπ όψιν τις παραδοχές που αναφέρθηκαν προηγουμένως παρουσιάζονται στο σχήμα 2.5 οι κυματομορφές των τάσεων των στοιχείων του μετατροπέα για τη λειτουργία στην περιοχή συνεχούς αγωγής. Σχήμα 2.7: Κυματομορφές τις τάσης παλμοδότησης V pulse, τις τάσης στα άκρα του ημιαγωγικού στοιχείου V SW, στα άκρα τις διόδου V Do και τις τάσης στο πρωτεύον του μετασχηματιστή V pr [16]

39 Κεφάλαιο 2 ο Διάστημα [0-δΤ]: Στο διάστημα αυτό το ημιαγωγικό στοιχείο βρίσκεται σε κατάσταση αγωγής, άρα η πτώση τάσης στα άκρα του είναι μηδενική V SW =0 V και η τάση εισόδου πέφτει πάνω στο πρωτεύον τύλιγμα του μετασχηματιστή V pr =V i με αποτέλεσμα τη συσσώρευση ενέργειας στον πυρήνα του μετασχηματιστή. Στο διάστημα αυτό η δίοδος είναι ανάστροφα πολωμένη και βρίσκεται στην αποκοπή. Η τάση στα άκρα τις διόδου είναι το άθροισμα τις τάσης που επάγεται από το πρωτεύον τύλιγμα του μετασχηματιστή, δηλαδή V i /n και τις τάσης εξόδου V o. Η κατάσταση λειτουργίας του μετατροπέα για το διάστημα 0-δΤ φαίνεται στο παρακάτω σχήμα. Σχήμα 2.8: Ισοδύναμο κύκλωμα όταν ο διακόπτης είναι κλειστός [18] Διάστημα [δτ-τις]: Στο διάστημα αυτό το ημιαγωγικό στοιχείο βρίσκεται σε κατάσταση αποκοπής και δεν άγει. Ο απότομος μηδενισμός του ρεύματος έχει ως αποτέλεσμα την αντιστροφή τις πολικότητας τις τάσης στο πρωτεύον τύλιγμα του μετασχηματιστή. Αυτό συμβαίνει γιατί ο μετασχηματιστής προσπαθεί να αντιστρέψει την αιτία που προκάλεσε τη μείωση του μαγνητικού πεδίου (κανόνας του Lentz). Συνεπώς, αλλάζει πολικότητα και το δευτερεύον τύλιγμα του μετασχηματιστή πολώνοντας έτσι ορθά τη δίοδο. Η δίοδος άγει άρα δεν έχουμε πτώση τάσης στα άκρα τις. Στα άκρα του πρωτεύοντος τυλίγματος του μετασχηματιστή επάγεται η τάση nv o (V o είναι η τάση στα άκρα του δευτερεύοντος). Τέλος, η τάση στα άκρα του ημιαγωγικού στοιχείου είναι το άθροισμα τις τάσης εισόδου και τις τάσης του πρωτεύοντος τυλίγματος του μετασχηματιστή, δηλαδή V SW =V i +nv o. Αυτή η κατάσταση λειτουργίας φαίνεται στο σχήμα

40 Κεφάλαιο 2 ο Σχήμα 2.9: Ισοδύναμο κύκλωμα όταν ο διακόπτης είναι ανοιχτός [18] Στη συνέχεια, θα υπολογιστεί η συνάρτηση μεταφοράς τάσης για τον μετατροπέα FLYBACK. Για τον υπολογισμό τις παίρνουμε τη μέση τιμή τις τάσης του πρωτεύοντος τυλίγματος του μετασχηματιστή σε μια περίοδο. Επειδή, είμαστε σε μόνιμη κατάσταση λειτουργίας η μέση τιμή τις τάσης στο πηνίο του πρωτεύοντος, σε μια περίοδο, θα είναι μηδέν. Σχήμα 2.10: Κυματομορφή τις τάσης στα άκρα του πρωτεύοντος [16] Με βάση την κυματομορφή τις τάσης στο πρωτεύον τύλιγμα του μετασχηματιστή ισχύει ότι: T V V t dt V V dt nv dt pr, AVG pr pr, AVG pr o T T T 0 o 1 1 Vpr, AVG Vi ( n Vo n Vo ) Vpr, AVG Vi n Vo ( 1) (2.1) T T Όμως, ισχύει V pr,avg =0 οπότε: nv V i o 1 (2.2)

41 Κεφάλαιο 2 ο Από τη σχέση 2.2 παρατηρούμε ότι στη συνάρτηση μεταφοράς της τάσης εκτός από το λόγο κατάτμησης εμφανίζεται και ο λόγος μετασχηματισμού του μετασχηματιστή. Επιλέγοντας κατάλληλα το λόγο μετασχηματισμού, δίνεται η δυνατότητα στο σχεδιαστή να βελτιστοποιήσει το λόγο κατάτμησης αποφεύγοντας έτσι ακραίες τιμές του με αποτέλεσμα να ελαχιστοποιούνται οι μέγιστες τιμές των ρευμάτων που διαρρέουν τα ημιαγωγικά στοιχεία. Το γεγονός αυτό αποτελεί ένα από τα πιο σημαντικά πλεονεκτήματα του μετατροπέα FLYBACK σε σχέση με μετατροπείς άλλου είδους [16]. Τέλος, στο σχήμα 2.9 παρουσιάζονται οι κυματομορφές ρεύματος και τάσης στο πρωτεύον τύλιγμα του μετασχηματιστή, του ρεύματος στο δευτερεύον καθώς και η τάση εξόδου και σε αυτή την περίπτωση έχουμε αμελήσει τις αντιστάσεις και τις επαγωγές σκέδασης του πρωτεύοντος και του δευτερεύοντος του μετασχηματιστή. Σχήμα 2.11: Κυματομορφές ρεύματος στο πρωτεύον I pri, ρεύματος στο δευτερεύον I sec, τάσης στο πρωτεύον V pri και τάσης εξόδου V load [18]

42 Κεφάλαιο 2 ο Οριακή κατάσταση Συνεχούς-Ασυνεχούς αγωγής (CCM-DCM Boundary) Εκτός από τις περιοχές συνεχούς αγωγής ρεύματος και ασυνεχούς αγωγής ρεύματος υπάρχει και μια οριακή κατάσταση λειτουργίας του μετατροπέα. Η συνεχής και η ασυνεχής κατάσταση λειτουργίας εξαρτάται από το μηδενισμό ή μη του ρεύματος που διαρρέει το δευτερεύον τύλιγμα του μετασχηματιστή κατά το διάστημα που το ημιαγωγικό στοιχείο βρίσκεται σε κατάσταση αποκοπής. Η οριακή κατάσταση συμβαίνει όταν το ρεύμα που διαρρέει το δευτερεύον μηδενιστεί ακριβώς τη στιγμή που ανάβει το ημιαγωγικό στοιχείο. Στο σχήμα 2.10 φαίνεται η οριακή κατάσταση λειτουργίας του μετατροπέα. Σχήμα 2.12: Οριακή κατάσταση λειτουργίας για δυο ακραίες τιμές του λόγου κατάτμησης [18] Σημαντικό μέγεθος το οποίο πρέπει να γνωρίζουμε κατά τη σχεδίαση του μετατροπέα είναι το ρεύμα εξόδου στο όριο των δυο περιοχών λειτουργίας. Ο υπολογισμός του συγκεκριμένου ρεύματος γίνεται με τη βοήθεια της κυματομορφής του ρεύματος του δευτερεύοντος τυλίγματος του μετασχηματιστή. Το ρεύμα αυτό είναι ίσο με το ρεύμα της επαγωγής μαγνήτισης κατά την περίοδο αποκοπής του ημιαγωγικού στοιχείου. Δεδομένου ότι η μέση τιμή του ρεύματος στη μόνιμη κατάσταση είναι μηδέν και με βάση τα σχήματα 2.4 και 2.8 ισχύει ότι: 1 1 io ( t) ic ( t) i ( ) ( ) ( ) o D t I o o ic t dt i o D t dt o T T

43 Κεφάλαιο 2 ο T 1 1 Vo Io id ( t) dt I ( ) o ob T t dt T T L T m 2 n 2 2 T 2 t o ob m 2 2 T m 1 Vo n V n Iob T t I T (1 ) T L L 2 (2.3) Λειτουργία Ασυνεχούς αγωγής (DCM) Στην περιοχή ασυνεχούς λειτουργίας η επαγωγή μαγνήτισης του μετασχηματιστή έχει απομαγνητιστεί πλήρως πριν το τέλος της περιόδου λειτουργίας του μετατροπέα. Αυτό φαίνεται χαρακτηριστικά στο σχήμα 2.11 που ακολουθεί. Σχήμα 2.13: Κυματομορφές ρεύματος πρωτεύοντος και δευτερεύοντος στην ασυνεχή αγωγή [19]

44 Κεφάλαιο 2 ο Στη συνέχεια, παρουσιάζονται στο σχήμα 2.12 οι κυματομορφές των τάσεων των στοιχείων του μετατροπέα. Σχήμα 2.14: Κυματομορφές τάσεων των στοιχείων του μετατροπέα στην ασυνεχή αγωγή [19] Διάστημα [0-δΤ]: Στο διάστημα αυτό το ημιαγωγικό στοιχείο βρίσκεται σε κατάσταση αγωγής, ενώ η δίοδος σε κατάσταση αποκοπής και ο μετατροπέας περιγράφεται από το κύκλωμα του σχήματος 2.6. Για τις κυματομορφές τάσεων των στοιχείων ισχύουν τα ίδια με τη συνεχή αγωγή. Το ρεύμα της επαγωγής μαγνήτισης είναι:

45 Κεφάλαιο 2 ο V i V t dt V dt t t t 1 1 i L () m Lm i Lm L 0 m L 0 m (2.4) Συνεπώς, η μέγιστη τιμή του ρεύματος μαγνήτισης είναι: i max L m Vi f L s m (2.5) Η ελάχιστη τιμή είναι: min i L m 0 (2.6) Διάστημα [δτ-(δ+δ1)τ]: Έστω δ1 η χρονική στιγμή που μηδενίζεται το ρεύμα που διαρρέει το δευτερεύον τύλιγμα του μετασχηματιστή. Το ισοδύναμο κύκλωμα του μετατροπέα για το συγκεκριμένο χρονικό διάστημα είναι ίδιο με αυτό του σχήματος 2.6. Επίσης, σε αυτό το διάστημα οι τάσεις στα άκρα των στοιχείων είναι ίσες με αυτές της συνεχής αγωγής. t 1 1 il V ( ) ( ) ( ) ( ) m L t dt i m L n V m o dt il m L L i L m m t m n Vo Vi ( t ) (2.7) L L m m

46 Κεφάλαιο 2 ο Διάστημα [(δ+δ1)τ-τ]: Σε αυτό το διάστημα και ο ημιαγωγοκός διακόπτης και η δίοδος βρίσκονται σε κατάσταση αποκοπής. Το ισοδύναμο κύκλωμα του μετατροπέα για το διάστημα αυτό φαίνεται στο σχήμα Σχήμα 2.15: Το ισοδύναμο κύκλωμα όταν και η δίοδος και ο διακόπτης είναι σε αποκοπή [18] Σε αυτό το διάστημα της περιόδου το ρεύμα και του πρωτεύοντος και του δευτερεύοντος του μετασχηματιστή είναι μηδέν. Η τάση πάνω στο διακόπτη είναι ίση με τη τάση εισόδου και η τάση πάνω στη δίοδο είναι ίση με την τάση εξόδου κατά απόλυτη τιμή Χαρακτηριστικές καμπύλες εξόδου για σταθερή είσοδο Οι χαρακτηριστικές καμπύλες εξόδου του μετατροπέα FLYBACK, για σταθερή τάση εισόδου, είναι ίδιες με αυτές του μετατροπέα BUCK-BOOST με μόνη διαφορά την ύπαρξη του λόγου μετασχηματισμού του μετασχηματιστή. Οι χαρακτηριστικές καμπύλες φαίνονται στο σχήμα

47 Κεφάλαιο 2 ο Σχήμα 2.16: Χαρακτηριστικές καμπύλες εξόδου του μετατροπέα για σταθερή τάση στην είσοδο [16] Το V N συμβολίζει το κέρδος τάσης του μετατροπέα και το I N το ρεύμα εξόδου κανονικοποιημένο ως προς το μέγεθος ΤV i /L f. Η κόκκινη καμπύλη αναφέρεται στην οριακή κατάσταση λειτουργίας του μετατροπέα μεταξύ συνεχούς και ασυνεχούς αγωγής. Το παραπάνω διάγραμμα είναι ιδιαίτερα χρήσιμο κατά το σχεδιασμό του μετατροπέα. 2.6 Κύκλωμα καταστολής υπερτάσεων Ένα από τα σημαντικότερα προβλήματα του μετατροπέα FLYBACK είναι αυτό των υπερτάσεων που εμφανίζονται κατά τη σβέση του ημιαγωγικού στοιχείου. Οι υπερτάσεις εμφανίζονται λόγω της επαγωγής σκέδασης του πρωτεύοντος τυλίγματος. Για την καλύτερη εξήγηση των υπερτάσεων θα στηριχτούμε στο παρακάτω σχήμα

48 Κεφάλαιο 2 ο Σχήμα 2.17: Εμφάνιση υπερτάσεων στο μετατροπέα FLYBACK λόγω σκέδασης του μετασχηματιστή [15] Όταν ο διακόπτης είναι κλειστός έχουμε ροή ρεύματος μέσω του πρωτεύοντος του μετασχηματιστή και του διακόπτη. Το μεγαλύτερο μέρος της ενέργειας συσσωρεύεται στην επαγωγή μαγνήτισης του μετασχηματιστή και ένα μικρότερο μέρος στην επαγωγή σκέδασης L σ. Συγκεκριμένα, τη στιγμή που ο διακόπτης ανοίγει η ενέργεια που έχει συσσωρευτεί στην επαγωγή μαγνήτισης βρίσκει διέξοδο στο δευτερεύον, όμως αυτό δε γίνεται με την ενέργεια της σκέδασης. Με το άνοιγμα του διακόπτη το ρεύμα που διαρρέει την επαγωγή μαγνήτισης μηδενίζεται απότομα με άμεσο αποτέλεσμα την ανάπτυξη μιας θεωρητικά άπειρης τάσης στα άκρα του πρωτεύοντος και κατά συνέπεια στα άκρα του ημιαγωγικού στοιχείου, σύμφωνα με τη σχέση: di in V L dt (2.8)

49 Κεφάλαιο 2 ο Στην πραγματικότητα όμως εξ αιτίας της παρασιτικής χωρητικότητας C DS (χωρητικότητα μεταξύ των ακροδεκτών Drain και Source) που υπάρχει στο ημιαγωγικό στοιχείο MOSFET η τάση που αναπτύσσεται θα κάνει ταλάντωση γύρω από μια μόνιμη τιμή. Το μέγιστο πλάτος αυτής της ταλάντωσης είναι μια τάση αρκετές φορές μεγαλύτερη από αυτή που μπορεί να αντέξει το ημιαγωγικό στοιχείο με αποτέλεσμα ακόμα και την καταστροφή του. Το μέγιστο πλάτος αυτής της ταλάντωσης δίνεται από τη σχέση: V p I p L C DS (2.9) Η σχέση είναι προσεγγιστική γιατί δεν έχουμε λάβει υπ όψιν μας τις ωμικές αντιστάσεις που υπάρχουν στο βρόγχο που εκτελείται η ταλάντωση. Ενώ, η συχνότητα αυτής της ταλάντωσης δίνεται από τη σχέση: f 1 2 LC DS (2.10) Όπως, αναφέρθηκε προηγουμένως υπάρχει η ενέργεια που συσσωρεύεται στην επαγωγή μαγνήτισης και μπορούμε να τη χαρακτηρίσουμε ως ωφέλιμη και η ενέργεια της σκέδασης. Οι δύο αυτές ενέργειες δίνονται από τις σχέσεις: E 1 2 L i 2 m in (2.11) 1 2 E L i in (2.12) 2 όπου Ε ωφ είναι η ενέργεια της αμοιβαίας επαγωγής, Ε σ είναι η ενέργεια της σκέαδασης, i in είναι η τιμή του στιγμιαίου ρεύματος εισόδου, L m η επαγωγή πρωτεύοντος και L σ η σκέδαση πρωτεύοντος. Αν διαιρέσουμε κατά μέλη τις σχέσεις 2.11 και 2.12 προκύπτει ότι: L L m (2.13)

50 Κεφάλαιο 2 ο Από τη σχέση 2.13 καταλαβαίνουμε ότι υπάρχει αναλογία μεταξύ των δυο ενεργειών που εξαρτάται από τις τιμές των επαγωγών. Συνεπώς, όσο μικρότερη είναι η τιμή της επαγωγής σκέδασης ως προς την κύρια επαγωγή μαγνήτισης τόσο μικρότερη είναι και η ανεκμετάλλευτη ενέργεια της σκέδασης. Στην πραγματικότητα η σκέδαση στους μετασχηματιστές είναι μικρότερη από 5% (ποσοστό ως προς την κύρια επαγωγή) με αποτέλεσμα η ενέργεια της σκέδασης να έχει μικρές τιμές. Όμως, επειδή το ρεύμα που διαρρέει το πρωτεύον τύλιγμα του μετασχηματιστή μηδενίζεται απότομα αρκεί και μια μικρή τιμή της επαγωγής σκέδασης για την ανάπτυξη μεγάλων τιμών υπερτάσεων [15]. Για την αντιμετώπιση του προβλήματος των υπερτάσεων έχουν σχεδιαστεί διάφορες τοπολογίες. Τα κυκλώματα καταστολής των υπερτάσεων (snubber) χωρίζονται σε δυο μεγάλες κατηγορίες τα παθητικά και τα ενεργητικά. Ο διαχωρισμός αυτός γίνεται με βάση τον τρόπο διαχείρισης της ενέργειας της σκέδασης. Στα παθητικά κυκλώματα καταναλώνεται η ενέργεια της σκέδασης υπό τη μορφή θερμότητας πάνω σε παθητικά στοιχεία όπως είναι οι αντιστάσεις και οι δίοδοι Zener. Στα ενεργητικά κυκλώματα γίνεται διοχέτευση της ενέργειας στην έξοδο ή επιστροφή της στην είσοδο. Στη συγκεκριμένη διπλωματική εργασία επιλέχτηκε ενεργητικό κύκλωμα καταστολής υπερτάσεων με στόχο την εξάλειψη των απωλειών που υπάρχουν στα παθητικά κυκλώματα με άμεσο αποτέλεσμα την αύξηση του βαθμού απόδοσης. Το κύκλωμα καταστολής των υπερτάσεων που χρησιμοποιήθηκε φαίνεται στο παρακάτω σχήμα. Σχήμα 2.18: Το κύκλωμα snubber σε συνδυασμό με το κυρίως κύκλωμα [15]

51 Κεφάλαιο 2 ο Στο σχήμα 2.16 φαίνεται η πλήρης διάταξη του τροφοδοτικού. Αριστερά βλέπουμε την πηγή εναλλασσόμενης τάσης, που είναι το ηλεκτρικό δίκτυο. Στη συνέχεια ακολουθεί μια ανορθωτική γέφυρα με διόδους η οποία ανορθώνει την εναλλασσόμενη τάση του δικτύου. Τέλος, συνδέεται ο μετατροπέας FLYBACK σε συνδυασμό με το κύκλωμα καταστολής υπερτάσεων. Παρατηρούμε την απουσία ύπαρξης ενός ηλεκτρολυτικού πυκνωτή στην είσοδο για εξομάλυνση της τάσης. Αυτό συμβαίνει διότι θα εφαρμοστεί μια μέθοδος διόρθωσης του συντελεστή ισχύος και ο πυκνωτής επηρεάζει σημαντικά το συντελεστή ισχύος. Στη συνέχεια, ακολουθεί η ανάλυση του τρόπου λειτουργίας του ενεργητικού κυκλώματος καταστολής των υπερτάσεων. Μπορούμε να χωρίσουμε το κύκλωμα απόσβεσης σε δυο ανεξάρτητα τμήματα που το ένα αποτελείται από τον κλάδο διόδου-πυκνωτή (D D και C D ) και το άλλο από το βοηθητικό μετασχηματιστή, το ημιαγωγικό στοιχείο (T S ) και τη δίοδο D S. Όταν, ανοίγει ο κυρίως διακόπτης Τ P η ενέργεια της επαγωγής σκέδασης βρίσκει διέξοδο στον κλάδο διόδου-πυκνωτή, αφού η δίοδος είναι πολωμένη ορθά(όταν ανοίγει ο διακόπτης αλλάζει πολικότητα το πρωτεύον) και αποθηκεύεται στον πυκνωτή. Αυτή η κατάσταση λειτουργίας παρουσιάζεται στο σχήμα Σχήμα 2.19: Λειτουργία του κλάδου D D -C D μετά το άνοιγμα του διακόπτη [15]

52 Το άλλο τμήμα του κυκλώματος απόσβεσης έχει δύο καταστάσεις λειτουργίας. Κεφάλαιο 2 ο Σχήμα 2.20 : Πρώτη κατάσταση λειτουργίας του κυκλώματος απόσβεσης [15] Όπως φαίνεται στο σχήμα 2.18 στην πρώτη κατάσταση λειτουργίας ο διακόπτης είναι κλειστός και η ενέργεια που έχει αποθηκευτεί στο πυκνωτή C d διοχετεύεται στο πρωτεύον τύλιγμα του βοηθητικού μετασχηματιστή μέσω του βρόγχου που σχηματίζεται από τον πυκνωτή C d, το πρωτεύον του βοηθητικού μετασχηματιστή, το ημιαγωγικό στοιχείο Τ s, την ανορθωτική γέφυρα και την πηγή της εναλλασσόμενης τάσης. Με αυτό τον τρόπο επιτυγχάνεται η μεταφορά της ενέργειας της σκέδασης, από τον πυκνωτή που ήταν αποθηκευμένη, στον πυρήνα του βοηθητικού μετασχηματιστή όπου και συσσωρεύεται. Σχήμα 2.21: Δεύτερη κατάσταση λειτουργίας του κυκλώματος απόσβεσης [15] Στη δεύτερη κατάσταση λειτουργίας το ημιαγωγικό στοιχείο T s είναι σε αποκοπή ενώ η δίοδος D s βρίσκεται σε κατάσταση αγωγής με άμεσο αποτέλεσμα η συσσωρευμένη ενέργεια

53 Κεφάλαιο 2 ο να μεταφέρεται στην έξοδο. Συμπερασματικά η ενέργεια της σκέδασης μεταφέρεται στην έξοδο με αποτέλεσμα την εκμετάλλευσή της και την αύξηση του βαθμού απόδοσης. 2.7 Τεχνική διόρθωσης του συντελεστή ισχύος Ως συντελεστή ισχύος (power factor) ορίζουμε το πηλίκο της ενεργού προς τη φαινόμενη ισχύ και αποτελεί δίκτυ αποτελεσματικής εκμετάλλευσης της ενέργειας του δικτύου. Ο συντελεστής ισχύος δίνεται από τη σχέση: pf P P P cos S VI 2 2 P Q (2.14) όπου: P : η ενεργός ισχύς Q: η άεργος ισχύς S: η φαινόμενη ισχύς φ: η γωνία μεταξύ τάσης και ρεύματος Επιπλέον, παραθέτουμε έναν διαφορετικό ορισμό του συντελεστή ισχύος που θα μας βοηθήσει στην καλύτερη κατανόηση κάποιων φαινομένων των διακοπτικών τροφοδοτικών. pf P V I cos I s s1 1 s1 cos (2.15) 1 S VsI s Is όπου: V s : η τάση εισόδου I s : το ενεργό ρεύμα εισόδου I s1 : η πρώτη αρμονική του ενεργού ρεύματος εισόδου φ 1 : η γωνία μεταξύ της πρώτης αρμονικής του ρεύματος εισόδου και της τάσης εισόδου Από τη σχέση 2.15 καταλαβαίνουμε ότι η ενεργός ισχύς είναι συνδεδεμένη με την τιμή της πρώτης αρμονικής του ρεύματος εισόδου. Ο όρος cosφ 1 ονομάζεται συντελεστής μετατόπισης (Displacement Power Factor) και ταυτίζεται με το συντελεστή ισχύος στα γραμμικά

54 Κεφάλαιο 2 ο κυκλώματα με ημιτονοειδής τάσεις και ρεύματα. Ο παραπάνω ορισμός γίνεται σαφής στο παρακάτω σχήμα. Σχήμα 2.22: Κυματομορφή τάσης και ρεύματος σε έναν μετατροπέα [17] Όπως, προκύπτει και από τη σχέση 2.14 η συνολική παρεχόμενη από το δίκτυο ισχύς αποτελείται από δυο όρους, την ενεργό και την άεργο ισχύ. Η εκμεταλλεύσιμη ισχύς είναι η ενεργός ενώ η άεργος ταλαντεύεται μεταξύ δικτύου και φορτίου με αποτέλεσμα να αποτελεί μέρος των απωλειών του συστήματος. Η ιδανική περίπτωση είναι να είναι η ενεργός ισχύς ίση με την φαινόμενη, δηλαδή cosφ=1. Στην πραγματικότητα, αυτό είναι αδύνατο αλλά έχουν αναπτυχθεί κάποιες τεχνικές με σκοπό τη μείωση της αέργου ισχύος. Αυτές οι τεχνικές είναι γνωστές ως διόρθωση του συντελεστή ισχύος (Power Factor Correction, PFC). Στη συνέχεια, παρουσιάζονται διάφορες τεχνικές διόρθωσης του συντελεστή ισχύος για διακοπτικούς μετατροπείς συνεχούς τάσης σε συνεχή. Στα σχήματα απεικονίζεται ο μετατροπέας τύπου Boost, αλλά οι τεχνικές μπορούν να εφαρμοστούν και σε άλλου τύπου μετατροπείς. Peak Current Control Το βασικό κυκλωματικό διάγραμμα και η κυματομορφή του ρεύματος εισόδου της τεχνικής αυτής απεικονίζονται στο σχήμα Όπως, φαίνεται και από το σχήμα ο διακόπτης ανοίγει με μια σταθερή συχνότητα, ενώ κλείνει όταν το άθροισμα του ρεύματος που διαρρέει το πηνίο και της παραγόμενης ράμπας γίνει ίσο με την ημιτονοειδή αναφορά του ρεύματος. Η ημιτονοειδής αναφορά του ρεύματος προκύπτει από την ανορθωμένη τάση της εισόδου με αποτέλεσμα να είναι συγχρονισμένες. Με αυτό τον τρόπο η κυματομορφή της μέσης τιμής του ρεύματος εισόδου τείνει να γίνει συμφασική με αυτή της τάσης εισόδου. Με αποτέλεσμα την επίτευξη συντελεστή ισχύος κοντά στη μονάδα

55 Κεφάλαιο 2 ο Σχήμα 2.23: Σχήμα της τεχνικής Peak Current Control [19] Πλεονεκτήματα: Σταθερή διακοπτική συχνότητα λειτουργίας Μόνο το ρεύμα του διακόπτη χρειάζεται να ανιχνεύεται και αυτό μπορεί να επιτευχθεί με ένα μετασχηματιστή ρεύματος Δε χρειάζεται ενισχυτής σφάλματος για το ρεύμα Υπάρχει δυνατότητα για έλεγχο της μέγιστης τιμής του ρεύματος Μειονεκτήματα: Παρουσία υποαρμονικών ταλαντώσεων για τιμές του κύκλου κατάτμησης μεγαλύτερες του 50%. Η παραμόρφωση του ρεύματος για μεγάλες τιμές της τάσης εισόδου Ευαισθησία του κυκλώματος σε θορύβους

56 Κεφάλαιο 2 ο Average Current Control Μια άλλη τεχνική διόρθωσης του συντελεστή ισχύος είναι η τεχνική του ελέγχου του μέσου ρεύματος. Αυτή η τεχνική επιτυγχάνει καλύτερη κυματομορφή του ρεύματος εισόδου. Το ρεύμα του πηνίου ανιχνεύεται και φιλτράρεται με τη βοήθεια ενός ενισχυτή σφάλματος του οποίου η έξοδος οδηγεί έναν ρυθμιστή PWM. Με αυτόν τον τρόπο ο βρόγχος ελέγχου του ρεύματος τείνει να μηδενίσει το σφάλμα μεταξύ του ρεύματος εισόδου και της ημιτονοειδούς αναφοράς του ρεύματος. Το κυκλωματικό διάγραμμα τη συγκεκριμένης τεχνικής φαίνεται στο παρακάτω σχήμα. Σχήμα 2.24: Σχήμα της τεχνικής Average Current Control [19] Πλεονεκτήματα: Σταθερή διακοπτική συχνότητα λειτουργίας Δε χρειάζεται η χρήση παραγόμενης ράμπας Καλύτερη κυματομορφή του ρεύματος εισόδου συγκριτικά με την τεχνική Peak Current για τιμές κοντά στο μηδέν για την τάση εισόδου Μειονεκτήματα: Χρειάζεται να ανιχνευτεί το ρεύμα που διαρρέει το πηνίο Είναι απαραίτητη η χρήση ενός ενισχυτή σφάλματος για το ρεύμα

57 Κεφάλαιο 2 ο Hysteresis Control Στο σχήμα 2.23 παρουσιάζεται η τεχνική διαμόρφωσης του συντελεστή ισχύος Hysteresis Control. Σχήμα 2.25: Σχήμα της τεχνικής Hysteresis Control [19] Στη συγκεκριμένη τεχνική, παράγονται δυο ημιτονοειδής αναφορές η I P,ref και η I V,ref. Ο διακόπτης ανοίγει όταν το ρεύμα που διαρρέει το πηνίο τείνει να γίνει μικρότερο από την I V,ref και κλείνει όταν το ρεύμα τείνει να γίνει μεγαλύτερο από την I P,ref. Με αυτό τον τρόπο η κυματομορφή του ρεύματος εισόδου παίρνει τη μορφή του παραπάνω σχήματος και η κυματομορφή της μέση τιμής τείνει να γίνει συμφασική με αυτή της τάσης εισόδου. Πλεονεκτήματα: Δε χρειάζεται η χρήση παραγόμενης ράμπας Χαμηλή παραμόρφωση της κυματομορφής του ρεύματος εισόδου Μειονεκτήματα: Μεταβαλλόμενη διακοπτική συχνότητα λειτουργίας Χρειάζεται να ανιχνευτεί το ρεύμα που διαρρέει το πηνίο

58 Κεφάλαιο 2 ο Borderline Control Στο σχήμα 2.24 παρουσιάζεται η τεχνική διαμόρφωσης του συντελεστή ισχύος Borderline Control. Σχήμα 2.26: Σχήμα της τεχνικής Borderline Control [19] Η συγκεκριμένη τεχνική είναι παρόμοια με την Hysteresis Control με διαφορά ότι τώρα το κάτω όριο είναι ίσο με το μηδέν. Σε αυτή την τεχνική διόρθωσης του συντελεστή ισχύος ο μετατροπέας δουλεύει στο όριο μεταξύ συνεχούς και ασυνεχούς αγωγής. Πλεονεκτήματα: Δε χρειάζεται η χρήση παραγόμενης ράμπας Δεν είναι απαραίτητη η χρήση ενός ενισχυτή σφάλματος για το ρεύμα Μειονεκτήματα: Μεταβαλλόμενη διακοπτική συχνότητα λειτουργίας Είναι απαραίτητη η ανίχνευση της τάσης του πηνίου έτσι ώστε να γνωρίζουμε πότε μηδενίζεται το ρεύμα του πηνίου. Επειδή, ανιχνεύεται το ρεύμα το κύκλωμα ελέγχου είναι ευαίσθητο στο θόρυβο

59 Κεφάλαιο 2 ο Discontinuous Current PWM Control Στο σχήμα 2.25 απεικονίζεται η τεχνική διαμόρφωσης του συντελεστή ισχύος Discontinuous Current PWM Control. Σχήμα 2.27: Σχήμα της τεχνικής Discontinuous Current PWM Control [19] Πλεονεκτήματα: Σταθερή διακοπτική συχνότητα λειτουργίας Δε χρειάζεται ανίχνευση του ρεύματος Απλός έλεγχος με την τεχνική PWM Μειονεκτήματα: Μεγάλες τιμές του ρεύματος εισόδου γιατί λειτουργεί σε ασυνεχή αγωγή ο μετατροπέας

60 Κεφάλαιο 2 ο Charge Control Στο παρακάτω σχήμα φαίνεται μια τεχνική διαμόρφωσης του συντελεστή ισχύος για τον μετατροπέα FLYBACK. Σχήμα 2.28: Τεχνική διαμόρφωσης του συντελεστή ισχύος για τον μετατροπέα FLYBACK [19] Η τεχνική που ακολουθήσαμε είναι παρόμοια με του παραπάνω σχήματος και βασίζεται στη λογική ότι ο διακόπτης κλείνει με την ανερχόμενη ακμή μιας παραγόμενης παλμοσειράς και ανοίγει όταν το ρεύμα της εισόδου τείνει να ξεπεράσει την ημιτονοειδή αναφορά του ρεύματος. Με αυτόν τον τρόπο η κυματομορφή της μέσης τιμής του ρεύματος εισόδου τείνει να ακολουθήσει την ημιτονοειδή αναφορά και συνεπώς την τάση εισόδου με αποτέλεσμα ο συντελεστής ισχύος να πλησιάζει τη μονάδα

61 Κεφάλαιο 3 ο ΚΕΦΑΛΑΙΟ 3 ΠΡΟΣΟΜΟΙΩΣΗ ΤΗΣ ΥΠΟ ΜΕΛΕΤΗΣ ΔΙΑΤΑΞΗΣ 3.1 Υπολογισμός του λόγου μετασχηματισμού του κυρίως μετασχηματιστή Η σωστός υπολογισμός του λόγου μετασχηματισμού του μετασχηματιστή απομόνωσης είναι ιδιαίτερα σημαντικός για τον μετατροπέα FLYBACK και συνδέεται άμεσα με τρεις λόγους. Πρώτον, ο υπολογισμός του πρέπει να γίνει έτσι ώστε κατά τη λειτουργία του μετατροπέα να μην απαιτούνται μεγάλες τιμές του λόγου κατάτμησης. Δεν επιθυμούμε μεγάλες τιμές του λόγου κατάτμησης γιατί τότε θα είχαμε μεγάλες τιμές του ρεύματος που διαρρέει το ημιαγωγικό στοιχείο με αποτέλεσμα μεγάλες απώλειες αγωγής. Δεύτερον, ο λόγος μετασχηματισμού δεν πρέπει να έχει πολύ μεγάλες τιμές για την αποφυγή μεγάλης πτώσης τάσης στα άκρα του ημιαγωγικού στοιχείου όταν αυτό βρίσκεται σε κατάσταση αποκοπής, επειδή τότε η τάση στα άκρα του είναι ίση με V i +nv o. Καθώς και πολύ μικρές τιμές γιατί όταν η δίοδος είναι σε κατάσταση αποκοπής η τάση στα άκρα της είναι ίση με V i /n+v o. Τρίτον, ο λόγος μετασχηματισμού δεν πρέπει επίσης να πάρει μεγάλες τιμές για λόγους οικονομικής σχεδίασης γιατί όσο μικρότερος είναι τόσο λιγότερες στροφές θα έχει το δευτερεύον. Από τη σχέση 2.2 προκύπτει ότι: nv V i o 1 nvo Vi nvo 1 V i (3.1) Επιλέγουμε ο λόγος κατάτμησης του μετατροπέα να έχει τιμή ίση με 0.5. nvo Vi 0.5 Vi 0.5 n nvo Vo V i (3.2)

62 Κεφάλαιο 3 ο Για τάση εισόδου επιλέγουμε τη μέση τιμής της ανορθωμένης εναλλασσόμενης τάσης του δικτύου που είναι 200 V και για τάση εξόδου τα 25 V(επιθυμητή τάση εξόδου). Συνεπώς, προκύπτει: n (3.3) Τελικά, η τιμή που επιλέχτηκε είναι n=n1/n2= Υπολογισμός της επαγωγής μαγνήτισης του κυρίως μετασχηματιστή Η επαγωγή μαγνήτισης καθορίζει αν ο μετατροπέας θα λειτουργεί στην περιοχή συνεχούς αγωγής ή στην περιοχή της ασυνεχούς. Η περιοχή που επιθυμούμε να λειτουργεί ο μετατροπέας είναι αυτή της συνεχούς αγωγής γιατί έχουμε μικρότερες τιμές μέγιστων ρευμάτων σε σύγκριση με αυτή της ασυνεχούς, για το ίδιο επίπεδο ισχύος. Αρχικά, θα υπολογίσουμε την επαγωγή μαγνήτισης για την οριακή κατάσταση λειτουργίας CCM-DCM. Ο υπολογισμός θα γίνει με βάση τη σχέση 2.3. Vo n V n Iob T L T (3.4) 2L o 2 (1 ) m (1 ) m Iob Το επιθυμητό ρεύμα εξόδου είναι 10 Α και η διακοπτική συχνότητα λειτουργίας του μετατροπέα είναι 50 khz. Συνεπώς, έχουμε: (1 0.5) 2 m 306 Lm L 2 10 (3.5) Τελικά, η τιμή της επαγωγής μαγνήτισης που επιλέχτηκε είναι L m =700 μη. Η τιμή αυτή επιλέχτηκε με βάση τις προσομοιώσεις όπου και παρατηρήθηκε καλύτερη συμπεριφορά του μετατροπέα και μας εξασφάλιζε τη λειτουργία σε συνεχή αγωγή για το μεγαλύτερο διάστημα της περιόδου για εναλλασσόμενη είσοδο

63 Κεφάλαιο 3 ο 3.3 Υπολογισμός της επαγωγής μαγνήτισης του βοηθητικού μετασχηματιστή Η ισχύς της σκέδασης του μετασχηματιστή απομόνωσης του μετατροπέα δίνεται από τη σχέση: P 1 2 L I f 2 ip s (3.6) Παρ όλα αυτά η ισχύς που απορροφάται από τον πυκνωτή C D είναι πάντα μεγαλύτερη από την ισχύ της σκέδασης P σ και τούτο διότι τμήμα που αποθηκεύεται στην επαγωγή μαγνήτισης του κυρίως μετασχηματιστή επιστρέφει στον πυκνωτή αντί να μεταφερθεί στην έξοδο. Συγκεκριμένα, η σχέση που συνδέει την ισχύ που διοχετεύεται στον πυκνωτή C D (P s ) με την ισχύ της σκέδασης είναι [15]: Ps P k k 1 (3.7) Η σχέση 3.7 αποδεικνύει ότι η ισχύς που διοχετεύεται στον πυκνωτή C D είναι πάντα μεγαλύτερη από την ισχύ της σκέδασης. Όπου για την ποσότητα k ισχύει: k Vc nv o (3.8) V c : η τάση στα άκρα του πυκνωτή C D n : ο λόγος μετασχηματισμού του κυρίως μετασχηματιστή

64 Κεφάλαιο 3 ο Η συνάρτηση της σχέσης 3.8 είναι μια υπερβολή η οποία απεικονίζεται στο σχήμα 3.1 [15]. Σχήμα 3.1: Η ισχύς που απορροφάται από το κύκλωμα απόσβεσης ως συνάρτηση του λόγου k [15] Από το σχήμα 3.1 διαπιστώνουμε ότι η βέλτιστη λειτουργία επιτυγχάνεται στο γόνατο της καμπύλης, δηλαδή για k περίπου ίσο με Θεωρούμε ότι είναι η βέλτιστη γιατί από τη μια δεν οδηγούμαστε σε μεγάλες τιμές ισχύος του κυκλώματος απόσβεσης και από την άλλη δεν οδηγούμαστε σε μεγάλες τιμές του k και συνεπώς σε μεγάλες τιμές της τάσης του πυκνωτή σύμφωνα με τη σχέση 3.8. Αντικαθιστώντας στη σχέση 3.8 το k ίσο με 1.41 προκύπτει [15]: Vc k Vc k nvo Vc V (3.9) nv o Η οποία είναι η επιθυμητή τάση στα άκρα του πυκνωτή. Στη συνέχεια, θα υπολογίσουμε την ισχύ της σκέδασης για να υπολογίσουμε την ισχύ που θα διοχετεύεται στον πυκνωτή C D για k=1.41. Η ισχύς της σκέδασης υπολογίζεται με βάση τη σχέση ip s 8.4 P L I f P P W (3.10) 2 2 Η επαγωγή σκέδασης θεωρήθηκε ότι είναι το 3% της επαγωγής μαγνήτισης και η μέγιστη τιμή του ρεύματος βρέθηκε με τη βοήθεια του Simulink του Matlab. Συνεπώς, η ισχύς που διοχετεύεται στον πυκνωτή σύμφωνα με τη σχέση 3.7 θα είναι ίση με:

65 Κεφάλαιο 3 ο Ps k k 1.41 Ps P Ps 8.4 Ps 28.9W P k 1 k (3.11) Η ισχύς των 28.9 W είναι τελικά και η ισχύς που καλείται να τραβήξει το κύκλωμα απόσβεσης. Θεωρώντας ότι ο βοηθητικός μετασχηματιστής είναι ιδανικός η ισχύς εξόδου του θα είναι 28.9 W. Επειδή, ο κυρίως μετατροπέας και το κύκλωμα απόσβεσης έχουν κοινή έξοδο η τάση εξόδου του κυκλώματος απόσβεσης θα είναι και αυτή 25 V (επιθυμητή τάση εξόδου του τροφοδοτικού). Άρα, το ρεύμα εξόδου του κυκλώματος απόσβεσης θα είναι ίσο με: Ps 28.9 Ios Ios Ios 1.2A (3.12) V 25 o Επιθυμούμε το κύκλωμα απόσβεσης, που στην ουσία είναι ακόμα ένας FLYBACK μετατροπέας, να λειτουργεί στην περιοχή ασυνεχούς αγωγής. Η επιλογή αυτή γίνεται για δυο λόγους. Πρώτον, το επίπεδο ισχύος του κυκλώματος καταστολής υπερτάσεων είναι αρκετά χαμηλό και δεν υπάρχει πρόβλημα μεγάλων τιμών ρεύματος και δεύτερον η ασυνεχής αγωγή οδηγεί σε χαμηλή επαγωγή μαγνήτισης. Για τον υπολογισμό της επαγωγής μαγνήτισης θα υπολογίσουμε αρχικά την επαγωγή μαγνήτισης για την οριακή κατάσταση λειτουργίας (CCM-DCM). Ο υπολογισμός θα γίνει με βάση τη σχέση 2.3. V n V n I T L T (3.13) osb 2 2 o s 2 o s 2 (1 ) ms (1 ) 2Lms 2Iobs Το επιθυμητό ρεύμα εξόδου είναι 10 Α και η διακοπτική συχνότητα λειτουργίας του μετατροπέα είναι 50 khz. Συνεπώς, έχουμε: (1 0.5) 2 ms 1.9 Lms L m (3.14)

66 Κεφάλαιο 3 ο Ο λόγος μετασχηματισμού του βοηθητικού μετασχηματιστή επιλέχτηκε εμπειρικά ίσος με 6. Και σε αυτή την περίπτωση θέλουμε λειτουργία με λόγο κατάτμησης 0.5 και η διακοπτική συχνότητα λειτουργίας επιλέχτηκε να είναι 50 khz. Η τελική τιμή της επαγωγής μαγνήτισης του βοηθητικού μετασχηματιστή επιλέχτηκε ίση με 1.5 mh, έτσι ώστε να είμαστε στην περιοχή της ασυνεχούς λειτουργίας. 3.4 Προσομοίωση της διάταξης για σταθερή είσοδο 200 V Αρχικά, οι προσομοιώσεις πραγματοποιήθηκαν για σταθερή τάση εισόδου ίση με τη μέση τιμή της ανορθωμένης, που είναι τα 200 V και ωμικό φορτίο στην έξοδο για να διαπιστωθεί η ορθή λειτουργία της διάταξης. Σχήμα 3.2: Μοντέλο προσομοίωσης της διάταξης στο Matlab/Simulink Στο σχήμα 3.2 απεικονίζεται το μοντέλο προσομοίωσης της διάταξης, δηλαδή ο μετατροπέας FLYBACK σε συνδυασμό με το κύκλωμα καταστολής υπερτάσεων

67 Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3.3: Κυματομορφή της τάσης στα άκρα του κυρίως ημιαγωγικού στοιχείου Στο σχήμα 3.3 φαίνεται η κυματομορφή της τάσης στα άκρα του κυρίως ημιαγωγικού στοιχείου. Στην αρχή παρατηρούμε ότι δεν αναπτύσσεται αρχική υπέρταση στα άκρα του διακόπτη και η μέγιστη τιμή της τάσης έχει περιοριστεί κάτω από τα 450 V γεγονός που μας αποδεικνύει την ορθή λειτουργία του κυκλώματος καταστολής υπερτάσεων. Στη συνέχεια, η τάση σταθεροποιείται περίπου στα 375 V πολύ κοντά δηλαδή στη θεωρητική τιμή (V i +nv o =200 +7*25= 375 V). Σχήμα 3.4: Κυματομορφή του ρεύματος του πρωτεύοντος τυλίγματος του κυρίως μετασχηματιστή

68 Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3.5: Κυματομορφή του ρεύματος του δευτερεύοντος τυλίγματος του κυρίως μετασχηματιστή Στο σχήμα 3.4 παρουσιάζεται το ρεύμα που διαρρέει το πρωτεύον τύλιγμα του κυρίως μετασχηματιστή και στο σχήμα 3.5 το ρεύμα που διαρρέει το δευτερεύον τύλιγμα. Από την κυματομορφή του ρεύματος καταλαβαίνουμε ότι βρισκόμαστε στην περιοχή της συνεχούς αγωγής. Σχήμα 3.6: Κυματομορφή της τάσης του πρωτεύοντος τυλίγματος του κυρίως μετασχηματιστή

69 Κεφάλαιο 3 ο Στο σχήμα 3.6 απεικονίζεται η τάση στο πρωτεύον τύλιγμα του κυρίως μετασχηματιστή που κατά τη διάρκεια αγωγής του ημιαγωγικού στοιχείου είναι ίση με την τάση εισόδου 200 V και κατά την αποκοπή του είναι ίση με 175 V, που είναι η τάση εξόδου πολλαπλασιασμένη με το λόγο μετασχηματισμού. Στο σχήμα 3.7 που ακολουθεί φαίνεται η τάση στο δευτερεύον τύλιγμα του κυρίως μετασχηματιστή. Όταν άγει το ημιαγωγικό στοιχείο η τάση είναι ίση με την τάση εισόδου διαιρεμένη με το λόγο μετασχηματισμού και όταν δεν άγει είναι ίση με την τάση εξόδου. Παρατηρούμε από την κυματομορφή του σχήματος 3.7 ότι και οι δύο τιμές είναι ακριβώς ίδιες με αυτές των θεωρητικών υπολογισμών γεγονός που αποδεικνύει την ορθή λειτουργία της διάταξης. Σχήμα 3.7: Κυματομορφή της τάσης του δευτερεύοντος τυλίγματος του κυρίως μετασχηματιστή

70 Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3.8: Κυματομορφή της τάσης της διόδου D o Στο σχήμα 3.8 φαίνεται η τάση στα άκρα της διόδου D o. Όταν η δίοδος άγει παρατηρούμε μια μικρή πτώση τάσης κοντά στο 1 V, που είναι η πτώση τάσης αγωγής της διόδου. Όταν η δίοδος δεν άγει η τάση στα άκρα της είναι περίπου 54 V αρκετά κοντά με τη θεωρητική τιμή. Σχήμα 3.9: Κυματομορφή της τάσης εξόδου της διάταξης

71 Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3.10: Κυματομορφή του ρεύματος εξόδου της διάταξης Στα σχήματα 3.9 και 3.10 παρουσιάζονται η τάση και το ρεύμα εξόδου της διάταξης. Η τάση εξόδου είναι ίση με 25 V και το ρεύμα με 10 A που είναι και οι επιθυμητές τιμές. Τιμές οι οποίες έχουν καθοριστεί από τα χαρακτηριστικά των συσσωρευτών. Σχήμα 3.11: Κυματομορφή της τάσης του πυκνωτή C D

72 Κεφάλαιο 3 ο Στο σχήμα 3.11 απεικονίζεται η τάση στα άκρα του πυκνωτή του κυκλώματος απόσβεσης η οποία σταθεροποιείται πολύ κοντά στη θεωρητική τιμή V. Η τιμή της τάσης του πυκνωτή είναι ιδιαίτερα σημαντική για τη σωστή λειτουργία του κυκλώματος απόσβεσης. Στο σχήμα 3.12 παρατηρούμε το ρεύμα του πυκνωτή C D. Στο θετικό κομμάτι της κυματομορφής παρατηρούμε το ρεύμα να μειώνεται. Είναι το ρεύμα του πρωτεύοντος τυλίγματος του κυρίως μετασχηματιστή το οποίο βρίσκει διέξοδο στον κλάδο C D -D D. Σχήμα 3.12: Κυματομορφή του ρεύματος του πυκνωτή C D Σχήμα 3.13: Κυματομορφή του ρεύματος του πρωτεύοντος τυλίγματος του βοηθητικού μετασχηματιστή

73 Κεφάλαιο 3 ο Στο σχήμα 3.13 απεικονίζεται το ρεύμα του πρωτεύοντος τυλίγματος του βοηθητικού μετασχηματιστή. Από την κυματομορφή του παρατηρούμε ότι ο βοηθητικός μετατροπέας λειτουργεί στην περιοχή της ασυνεχούς αγωγής. Οι παραπάνω προσομοιώσεις πραγματοποιήθηκαν με ωμικό φορτίο στην έξοδο. Στην πραγματικότητα, όμως στην έξοδο θα υπάρχει μια συστοιχία συσσωρευτών. Στο Matlab τη συστοιχία την προσομοιώσαμε με την μπαταρία που φαίνεται στο σχήμα Σχήμα 3.14: Μοντέλο προσομοίωσης της διάταξης με μπαταρία στην έξοδό της Σχήμα 3.15: Η κυματομορφή της τάσης εξόδου

74 Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3.16: Η κυματομορφή του ρεύματος εξόδου Στο σχήμα 3.16 απεικονίζεται το ρεύμα εξόδου. Παρατηρούμε ότι η κυματομορφή παρουσιάζει μια κυμάτωση κοντά στα 2 A εξ αιτίας της μικρής εσωτερικής αντίστασης της μπαταρίας. Αυτή η κυμάτωση πρέπει να είναι όσο το δυνατόν μικρότερη γιατί η έξοδος ενός τροφοδοτικού πρέπει να είναι σταθερή για την ορθή φόρτιση των συσσωρευτών. 3.5 Προσομοίωση της διάταξης για σταθερή είσοδο 150 V Σε αυτή την ενότητα θα παρουσιαστούν τα αποτελέσματα της προσομοίωσης για σταθερή είσοδο 150 V και ωμικό φορτίο στην έξοδο 11 Ω. Κατά την εκτέλεση του πειράματος στο χώρο του εργαστηρίου είχαμε 150 V σταθερή τάση στην είσοδο και την ίδια φόρτιση. Παρουσιάζονται παρακάτω τα αποτελέσματα της προσομοίωσης ώστε να συγκριθούν με τα πειραματικά. Στο σχήμα 3.17 απεικονίζεται η τάση στα άκρα του κυρίως ημιαγωγικού στοιχείου. Αρχικά, παρατηρούμε την απουσία υπέρτασης στα άκρα του ημιαγωγικού στοιχείου κατά το σβήσιμο του διακόπτη γεγονός που αποδεικνύει τη λειτουργία του κυκλώματος καταστολής υπερτάσεων. Στη συνέχεια, η τάση παρουσιάζει μια ταλάντωση γύρω από την τιμή 320 V πολύ κοντά στη θεωρητικά αναμενόμενη. Τέλος, παρατηρούμε μια βύθιση της τάσης στα 175 V

75 Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3.17: Κυματομορφή της τάσης στα άκρα του κυρίως ημιαγωγικού στοιχείου Στο σχήμα 3.18 παρουσιάζεται το ρεύμα που διαρρέει το πρωτεύον τύλιγμα του κυρίως μετασχηματιστή. Η κυματομορφή του ρεύματος έχει μορφή η οποία είναι παρόμοια με αυτή της ασυνεχούς αγωγής. Η διάταξη παρουσιάζει αυτή τη συμπεριφορά γιατί η προσομοίωση γίνεται για φόρτιση αρκετά μικρότερη από την ονομαστική. Σχήμα 3.18: Κυματομορφή του ρεύματος του πρωτεύοντος τυλίγματος του κυρίως μετασχηματιστή

76 Κεφάλαιο 3 ο Παρακάτω παρατηρούμε την τάση εξόδου, την τάση στα άκρα του πυκνωτή C D και τη κυματομορφή του ρεύματος που διαρρέει το πρωτεύον τύλιγμα του βοηθητικού μετασχηματιστή. Σχήμα 3.19: Κυματομορφή της τάσης εξόδου της διάταξης Σχήμα 3.20: Κυματομορφή της τάσης του πυκνωτή C D

77 Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3.21: Κυματομορφή του ρεύματος του πρωτεύοντος τυλίγματος του βοηθητικού μετασχηματιστή 3.6 Προσομοίωση της διάταξης για εναλλασσόμενη είσοδο Στο σχήμα 3.22 φαίνεται το μοντέλο προσομοίωσης της διάταξης για εναλλασσόμενη τάση εισόδου 220 V. Στη συνέχεια, απεικονίζονται η τάση στα άκρα του κυρίως ημιαγωγικού στοιχείου για μια περίοδο της τάσης εισόδου (περίοδος του δικτύου), η τάση στα άκρα του πυκνωτή C D, η τάση στο πρωτεύον τύλιγμα του κυρίως μετασχηματιστή και το ρεύμα που διαρρέει το πρωτεύον τύλιγμα του κυρίως μετασχηματιστή. Από το σχήμα 3.27, στο οποίο παρουσιάζεται η ανορθωμένη κυματομορφή της τάσης εισόδου σε συνδυασμό με το ρεύμα εισόδου, παρατηρούμε ότι η κυματομορφή του ρεύματος είναι μετατοπισμένη προς τα αριστερά και δεν έχει ημιτονοειδή μορφή. Αυτό συμβαίνει, γιατί δεν έχει εφαρμοστεί κάποια τεχνική διόρθωσης του συντελεστή ισχύος. Επίσης, είναι σημαντικό να τονιστεί ότι η κυματομορφή της ανορθωμένης τάσης εισόδου έχει διαιρεθεί με μια σταθερά για την καλύτερη παρατήρηση της μετατόπισης

78 Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3.22: Μοντέλο προσομοίωσης της διάταξης για εναλλασσόμενη τάση εισόδου στο Matlab/Simulink Σχήμα 3.23: Κυματομορφή της τάσης στα άκρα του κυρίως ημιαγωγικού στοιχείου

79 Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3.24: Κυματομορφή της τάσης του πυκνωτή C D Σχήμα 3.25: Κυματομορφή της τάσης του πρωτεύοντος τυλίγματος του κυρίως μετασχηματιστή

80 Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3.26: Κυματομορφή του ρεύματος του πρωτεύοντος τυλίγματος του κυρίως μετασχηματιστή Σχήμα 3.27: Κυματομορφή του ρεύματος εισόδου σε συνδυασμό με την ανορθωμένη τάση εισόδου(έχουμε διαιρέσει την τάση εισόδου με μια σταθερά για καλύτερη απεικόνιση) Τέλος, παρουσιάζονται οι κυματομορφές της τάσης εξόδου και του ρεύματος εξόδου. Όπως, παρατηρούμε από τα παρακάτω σχήματα οι κυματομορφές παρουσιάζουν μεγάλη κυμάτωση, αυτό οφείλεται στο γεγονός ότι πλέον έχουμε εναλλασσόμενη είσοδο και όχι σταθερή

81 Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3.28: Η κυματομορφή της τάσης εξόδου Σχήμα 3.29: Η κυματομορφή του ρεύματος εξόδου

82 Κεφάλαιο 3 ο Για τη μείωση της κυμάτωσης τοποθετήθηκε στην έξοδο της διάταξης ένα φίλτρο LC. Στα παρακάτω σχήματα απεικονίζονται η διάταξη με το φίλτρο LC στην έξοδο καθώς και η τάση και το ρεύμα εξόδου. Παρατηρούμε ότι υπάρχει σημαντική μείωση της κυμάτωσης σε σύγκριση με πριν. Σχήμα 3.30: Μοντέλο προσομοίωσης της διάταξης για εναλλασσόμενη τάση εισόδου και φίλτρο LC στην έξοδο Σχήμα 3.31: Η κυματομορφή της τάσης εξόδου

83 Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3.32: Η κυματομορφή του ρεύματος εξόδου 3.7 Προσομοίωση της διάταξης για εναλλασσόμενη είσοδο και διόρθωση του συντελεστή ισχύος Στο σχήμα 3.33 φαίνεται το μοντέλο προσομοίωσης της διάταξης εφαρμόζοντας μια τεχνική διόρθωσης του συντελεστή ισχύος. Στο σχήμα 3.34 απεικονίζεται το ρεύμα εισόδου σε συνδυασμό με την τάση εισόδου και παρατηρούμε ότι πλέον έχει αποκτήσει ημιτονοειδή μορφή και δεν υπάρχει μετατόπιση. Επίσης, η τεχνική διόρθωσης του συντελεστή ισχύος που εφαρμόσαμε μας δίνει τη δυνατότητα ελέγχου της μέγιστης τιμής του ρεύματος, η οποία έχει μειωθεί σημαντικά συγκριτικά με την προηγούμενη περίπτωση. Στο σχήμα 3.35 παρουσιάζεται το αρμονικό περιεχόμενο του ρεύματος εισόδου. Από την ανάλυση Fourier παρατηρούμε ότι το ρεύμα εισόδου έχει μια βασική αρμονική στη συχνότητα του δικτύου και ανώτερες αρμονικές στα 50 khz (διακοπτική συχνότητα) και στα πολλαπλάσιά της. Επίσης, τα πλάτη των ανώτερων αρμονικών είναι αρκετά χαμηλά σε σχέση με τη βασική. Τέλος, παρουσιάζονται η τάση εξόδου και το ρεύμα εξόδου της διάταξης

84 Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3.33: Μοντέλο προσομοίωσης της διάταξης για εναλλασσόμενη τάση εισόδου και διόρθωση του συντελεστή ισχύος Σχήμα 3.34: Κυματομορφή του ρεύματος εισόδου σε συνδυασμό με την ανορθωμένη τάση εισόδου(έχουμε διαιρέσει την τάση εισόδου με μια σταθερά για καλύτερη απεικόνιση)

85 Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3.35: Αρμονικό περιεχόμενο του ρεύματος εισόδου Σχήμα 3.36: Η κυματομορφή της τάσης εξόδου

86 Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3.37: Η κυματομορφή του ρεύματος εξόδου

87 Κεφάλαιο 4 ο ΚΕΦΑΛΑΙΟ 4 ΜΕΛΕΤΗ ΚΑΙ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΤΗΣ ΔΙΑΤΑΞΗΣ 4.1 Γενικά Στο κεφάλαιο αυτό αρχικά θα αναλυθεί ο τρόπος με τον οποίον επιλέχθηκαν τα διάφορα στοιχεία που απαρτίζουν τη διάταξη, καθώς και ο υπολογισμός αυτών, ώστε να επιτύχουμε την επιθυμητή λειτουργία. Στη συνέχεια, θα παρουσιαστεί το κύκλωμα οδήγησης και το κύκλωμα παλμοδότησης του ημιαγωγικού στοιχείου. Τέλος, θα περιγραφεί ο τρόπος σχεδιασμού του κυκλώματος της πλακέτας του τροφοδοτικού, έτσι όπως κατασκευάστηκε με τη βοήθεια του προγράμματος Kicad. 4.2 Επιλογή στοιχείων του μετατροπέα FLYBACK Όπως έχει αναφερθεί, ο μετατροπέας που θα κατασκευαστεί στη συγκεκριμένη διπλωματική, θα λειτουργεί ως τροφοδοτικό συσσωρευτών ηλεκτροκίνητου αυτοκινήτου. Ο μετατροπέας θα έχει ως είσοδο την τάση του δικτύου και ως έξοδο επιθυμούμε ρεύμα τιμής 10 Α και τάσης 25 V, που θα ελέγχονται ανάλογα με τον τρόπο φόρτισης της μπαταρίας. Συγκεκριμένα στην έξοδο απαιτείται μια ισχύς που η μέγιστη τιμή της θα είναι τα 250 W Επιλογή του ημιαγωγικού στοιχείου Υπάρχουν διάφορες κατηγορίες ημιαγωγικών στοιχείων, με πιο σημαντικές από αυτές, τα BJT, τα IGBT και τα MOSFET ισχύος. Επιλέξαμε ως ημιαγωγικό στοιχείο το MOSFET γιατί η υψηλή συχνότητα λειτουργίας του το καθιστά κατάλληλο για εφαρμογές διακοπτικών τροφοδοτικών. Επίσης οι χρόνοι έναυσης και σβέσης είναι μικρότεροι σε σχέση με άλλα ημιαγωγικά στοιχεία. Ένα από τα πιο σημαντικά μειονεκτήματα του MOSFET είναι ότι συγκριτικά με τα BJT και IGBT έχει την μεγαλύτερη αντίσταση αγωγής. Όμως, επειδή η διακοπτική συχνότητα λειτουργίας είναι συνήθως πολύ υψηλή, οι απώλειες αγωγής είναι πολύ μικρότερες από τις διακοπτικές απώλειες. Τέλος, το MOSFET αποτελεί την πιο συμφέρουσα λύση από άποψη επιδόσεων και κόστους [16]. Το ημιαγωγικό στοιχείο που επιλέχτηκε είναι το SPP17N80C3 με χαρακτηριστικά, I max =17 A (Tc=25 C) V DS =800 V και R DS(on) =0.29 Ω. Οι πιο κρίσιμες προδιαγραφές με βάση

88 Κεφάλαιο 4 ο τις οποίες έγινε η επιλογή του MOSFET είναι η μέγιστη τάση την οποία μπορεί να αποκόψει (τάση διάσπασης ορθής πόλωσης) V DSS, καθώς και η ενεργός τιμή του ρεύματος που το διαρρέει σε κατάσταση αγωγής. Στην εφαρμογή μας η τάση V DS, που εμφανίζεται στα άκρα του ημιαγωγικού στοιχείου όταν αυτό δεν άγει, υπολογίστηκε (σύμφωνα με την προσομοίωση στο Matlab/Simulink) περίπου 600 V λαμβάνοντας υπ όψιν και τις υπερτάσεις. Το συγκεκριμένο στοιχείο είναι πολύ σημαντικό για τη λειτουργία του μετατροπέα και στην πράξη μπορεί να εμφανιστούν μεγαλύτερες υπερτάσεις από αυτές της προσομοίωσης. Για το λόγο αυτό η επιλογή του MOSFET έγινε με βάση ένα συντελεστή ασφαλείας, καταλήγοντας έτσι στην τιμή των 800 V. Η ενεργός τιμή του ρεύματος που το διαρρέει σε κατάσταση αγωγής είναι περίπου 2,7 Α αρκετά μικρότερη από τα 11 Α που αναγράφονται στο φυλλάδιο του κατασκευαστή για θερμοκρασία λειτουργίας 100 C. Επιπλέον, σημαντικό ρόλο στην επιλογή του συγκεκριμένου MOSFET έπαιξε και η χαμηλή αντίσταση αγωγής Επιλογή της διόδου ισχύος Τα σημαντικότερα κριτήρια με βάση τα οποία γίνεται η επιλογή της διόδου ισχύος του μετατροπέα FLYBACK είναι η τάση διάσπασης ανάστροφης πόλωσης V RRM, η οποία είναι η μέγιστη ανάστροφη τάση που μπορεί να αποκόψει η δίοδος χωρίς να οδηγηθεί σε ανάστροφη αγωγή, η μέση τιμή του ρεύματος που τη διαρρέει σε κατάσταση αγωγής I F(AV) και η χαμηλότερη δυνατή πτώση τάσης κατά την αγωγή. Στον μετατροπέα FLYBACK η δίοδος βρίσκεται στο βρόγχο εξόδου και άγει όταν το κύριο ημιαγωγικό στοιχείο (MOSFET) είναι σε κατάσταση αποκοπής. Όταν η δίοδος δεν άγει εμφανίζει τάση στα άκρα της ίση με: VIN VRRM VOUT 100V (4.1) n Η μέση τιμή του ρεύματος που διαρρέει τη δίοδο είναι το ρεύμα εξόδου του μετατροπέα που επιθυμούμε να έχει τιμή 10 Α

89 Κεφάλαιο 4 ο Συνεπώς, λαμβάνοντας υπ όψιν τις παραπάνω τιμές και έναν συντελεστή ασφαλείας επιλέξαμε για δίοδο ισχύος την 15ETH03PbF. Η συγκεκριμένη δίοδος έχει χαρακτηριστικά I F(AV) =15 Α, V RRM =300 V, V F =1.05 V Επιλογή ψυκτικού για το MOSFET Το ημιαγωγικό στοιχείο MOSFET κατά τη λειτουργία του παρουσιάζει κάποιες απώλειες οι οποίες χωρίζονται σε 5 κατηγορίες: α) διακοπτικές απώλειες β) απώλειες αγωγής γ) απώλειες στην πύλη του στοιχείου δ) απώλειες εξ αιτίας του ρεύματος διαρροής κατά τη σβέση του στοιχείου δ) απώλειες από ανάστροφη αγωγή της εσωτερικής διόδου Για τον μετατροπέα FLYBACK οι σημαντικότερες είναι οι διακοπτικές απώλειες και οι απώλειες αγωγής και με βάση αυτές θα γίνει ο υπολογισμός του ψυκτικού. Οι απώλειες αυτές μετατρέπονται σε θερμότητα και έχουν ως αποτέλεσμα τη μείωση της απόδοσης του μετατροπέα ακόμα και την καταστροφή του στοιχείου. Για το λόγο αυτό είναι απαραίτητη η χρήση ενός ψυκτικού σώματος. Για τον υπολογισμό του ψυκτικού σώματος αρχικά θα υπολογίσουμε τις διακοπτικές απώλειες και τις απώλειες αγωγής. Οι διακοπτικές απώλειες υπολογίζονται με βάση τον τύπο: V max I 2 max t f (4.2) SW s όπου: V max : η μέγιστη τιμή της τάσης στα άκρα του MOSFET I max : η μέγιστη τιμή του ρεύματος που διαρρέει το MOSFET t SW : το άθροισμα των χρόνων έναυσης και σβέσης του στοιχείου f S : η διακοπτική συχνότητα λειτουργίας Με βάση τα παραπάνω οι διακοπτικές απώλειες είναι ίσες με: V I t f 2 2 W (4.3) max max SW s 15

90 Κεφάλαιο 4 ο Οι απώλειες αγωγής υπολογίζονται από τη σχέση: I R R (4.4) 2 Drms ds(25 C) DSN όπου: I Drms : η ενεργός τιμή του ρεύματος που διαρρέει το MOSFET R ds(25 C) : η αντίσταση αγωγής του ημιαγωγου στους 25 C R DSN : είναι ο λόγος της αντίστασης του ημιαγωγού σε μια οποιαδήποτε θερμοκρασία προς την αντίσταση σε θερμοκρασία 25 C Η R DSN υπολογίστηκε ίση με 0.4 Ω από το σχήμα 7 του φυλλαδίου του κατασκευαστή και για Τ j =80 C. Οι απώλειες αγωγής υπολογίστηκαν ίσες με: I 2 2 Drms R R W ds(25 C) DSN (4.5) Συνεπώς, οι συνολικές απώλειες πάνω στο ημιαγωγικό στοιχείο είναι περίπου 16 W. Έχοντας υπολογίσει τις συνολικές απώλειες, από τον τύπο: R th( j a) Tj T P tot a (4.6) και αντικαθιστώντας όπου R th(j-a) (θερμική αντίσταση από την επαφή του στοιχείου ως το περιβάλλον) την ποσότητα R th(j-c) +R th(c-s) +R th(s-a) προκύπτει η σχέση: T T R R R (4.7) j a th( s a) th( j c) th( c s ) Ptot ο μόνος άγνωστος είναι η R th(s-a) που είναι η θερμική αντίσταση του ψυκτικού σώματος. Έχουμε T j =80 C και συμβολίζει τη μέγιστη επιτρεπτή θερμοκρασία στοιχείων, T a =35 C που είναι η θερμοκρασία περιβάλλοντος και P tot =16 W οι συνολικές απώλειες του στοιχείου

91 Κεφάλαιο 4 ο Επιπλέον, όπου R th(j-c) είναι μια θερμική αντίσταση υπολογισμένη από την επαφή του στοιχείου ως την εξωτερική επιφάνεια του (junction-case) και τέλος R th(c-s) είναι μια άλλη θερμική αντίσταση από την επιφάνεια του στοιχείου ως την ψύκτρα (case-sink). Οι τιμές των θερμικών αντιστάσεων δίνονται από τους κατασκευαστές. Αντικαθιστώντας τις παραπάνω τιμές στη σχέση 4.7 προκύπτει R th(s-a) =2.26 C/W. Τελικά, επιλέξαμε ψυκτικό με θερμική αντίσταση 3.2 C/W το οποίο υπήρχε διαθέσιμο στο εργαστήριο Επιλογή ψυκτικού για τη δίοδο ισχύος Η δίοδος είναι ένα μη ελεγχόμενο διακοπτικό στοιχείο και παρουσιάζει και αυτή, όπως και το MOSFET, απώλειες. Οι απώλειες στη δίοδο ισχύος είναι ίσες με: AVG P V I W (4.8) D F D Χρησιμοποιώντας και πάλι τη σχέση 4.7 υπολογίζουμε τη θερμική αντίσταση του ψυκτικού ίση με: T T R R R j a th( s a) th( j c) th( c s ) Ptot C/W (4.9) 10.5 Τελικά επιλέξαμε ψυκτικό με θερμική αντίσταση 8.1 C/W το οποίο υπήρχε διαθέσιμο στην αγορά Υπολογισμός και κατασκευή του κυρίως μετασχηματιστή Ο μετασχηματιστής, στον μετατροπέα FLYBACK, στην πραγματικότητα είναι ένα πηνίο με δύο τυλίγματα. Το πηνίο έχει διττό ρόλο. Αφ ενός αποθηκεύει ενέργεια και αφ ετέρου παρέχει ηλεκτρική απομόνωση [17]. Επιπλέον, ένας άλλος ρόλος του μετασχηματιστή είναι να καθορίζει τον τρόπο λειτουργίας του μετατροπέα, αν έχουμε συνεχή ή ασυνεχή αγωγή. Το πρώτο βήμα για την κατασκευή του μετασχηματιστή είναι η επιλογή του σιδηρομαγνητικού υλικού του πυρήνα. Για το μετασχηματιστή της συγκεκριμένης

92 Κεφάλαιο 4 ο διπλωματικής εργασίας επιλέχθηκε πυρήνας από φερίτη τύπου 3F3. Οι φερίτες είναι βασικά μίγματα οξειδίων του σιδήρου και άλλων μαγνητικών υλικών. Εξαιτίας της υψηλής ειδικής τους αντίστασης αποτρέπεται η εμφάνιση σημαντικών απωλειών λόγω δινορρευμάτων. Γι αυτόν τον λόγο, οι φερίτες επιλέγονται για την κατασκευή πυρήνων που θα λειτουργούν σε υψηλές συχνότητες, όπως είναι τα 50 khz στη δική μας περίπτωση. Οι φερίτες έχουν αρκετά χαμηλή τιμή πυκνότητας κορεσμού, τυπικά γύρω στα 0.3 Τ. Για λόγους ασφαλείας θα θεωρήσουμε Β max =0.28 Τ [17]. Το δεύτερο βήμα είναι ο σχεδιασμός του πυρήνα. Ο σχεδιασμός του πυρήνα θα γίνει με βάση τη μέθοδο Area Product. Η μέγιστη τιμή της πυκνότητας της μαγνητικής ροής εξαρτάται, είτε από τον κορεσμό, είτε από τις απώλειες του πυρήνα. Για κάθε περίπτωση υπολογίζεται το Area Product που είναι στην ουσία το μέγεθος του πυρήνα. Α) Περιορισμός από κορεσμό L I pk IFL AP AW Ae ( ) ( ) 17.6cm 420 K B max (4.10) όπου: A W : η επιφάνεια σε τετραγωνικά χιλιοστά του παραθύρου του πυρήνα Α e : η επιφάνεια του μεσαίου στελέχους του πυρήνα L : η αυτεπαγωγή του πρωτεύοντος I pk : η μέγιστη τιμή του ρεύματος που διαρρέει το πρωτεύον τύλιγμα του μετασχηματιστή, η οποία υπολογίστηκε με βάση την προσομοίωση στο SIMULINK I FL : η ενεργός τιμή του ρεύματος που διαρρέει το πρωτεύον τύλιγμα του μετασχηματιστή K : K=K u *K p =0.4*0.5=0.2 για τον μετατροπέα FLYBACK με K u συντελεστή χρησιμοποίησης του παραθύρου του πυρήνα και K P συντελεστή της περιοχής του πρωτεύοντος τυλίγματος

93 Κεφάλαιο 4 ο Β) Περιορισμός από απώλειες πυρήνα 4 L Im IFL AP Aw Ae ( ) ( kh fs ke fs ) 130 K ( ) (50 10 ) 8.34cm (4.11) όπου: ΔI m : η κυμάτωση του ρεύματος μαγνήτισης, η οποία υπολογίστηκε με βάση την προσομοίωση του μετατροπέα με τη βοήθεια του προγράμματος Matlab/Simulink. f s : η διακοπτική συχνότητα λειτουργίας του μετατροπέα k H : ο συντελεστής των απωλειών υστέρησης k E : ο συντελεστής των απωλειών δινορρευμάτων Έχοντας υπολογίσει το AP και για τις δύο περιπτώσεις διαπιστώνουμε πως η μέγιστη μαγνητική ροή του πυρήνα θα περιορίζεται από τον κορεσμό. Συνεπώς, θέλουμε έναν πυρήνα με επιφάνεια μεγαλύτερη από 17.6 cm 4. Στην περίπτωση μας χρησιμοποιήσαμε τον Ε65/32/27 με AP=29.44 cm 4, που είναι μεγαλύτερο από το 17,6 cm 4 και υπήρχε και διαθέσιμος στο εργαστήριο. Το επόμενο βήμα είναι η επιλογή του είδους του αγωγού της περιέλιξης. Για την περιέλιξη χρησιμοποιήσαμε σύρμα Litz. Η επιλογή του τύπου του αγωγού εξαρτάται από τη συχνότητα λειτουργίας και τη σημασία των απωλειών δινορρευμάτων στα τυλίγματα. Για σύρματα Litz έχουμε συντελεστή πληρώσεως επιφάνειας χαλκού k Cu =0.3. Η διατομή του σύρματος υπολογίζεται από τον τύπο A Cu =I rms /J rms. Η ποσότητα J rms είναι η πυκνότητα ρεύματος και ισούται με 5 Α/mm 2 [17]. Για το πρωτεύον τύλιγμα του μετασχηματιστή ισχύει A Cu =I rms /J rms =3/5=0.6 mm 2. Επειδή, ο μετατροπέας δουλεύει σε συχνότητα 50 khz χρησιμοποιήθηκαν κλώνοι διαμέτρου 0.5 mm [17]. Η διατομή του ενός κλώνου είναι π* = mm 2,άρα απαιτούνται 3 κλώνοι. Για το δευτερεύον τύλιγμα του μετασχηματιστή ισχύει A Cu =I rms /J rms =23/5=4.6 mm 2. Συνεπώς, για το δευτερεύον τύλιγμα απαιτούνται 23 κλώνοι

94 Κεφάλαιο 4 ο Στη συνέχεια, θα υπολογιστεί ο αριθμός των στροφών τόσο για το πρωτεύον, όσο και για το δευτερεύον τύλιγμα. Ο υπολογισμός για το πρωτεύον θα γίνει σύμφωνα με τη σχέση: N min L I A e pk B 10 max στροφές (4.12) Επομένως, στο πρωτεύον τύλιγμα θα έχουμε 46 στροφές. Για το δευτερεύον τύλιγμα, επειδή έχουμε λόγο μετασχηματισμού ίσο με 7, θα έχουμε 46/7=6.57 δηλαδή 7 στροφές. Τέλος, θα γίνει ο υπολογισμός του διακένου του μετασχηματιστή. Για να αποφευχθεί ο κορεσμός του πυρήνα από το ρεύμα μαγνήτισης, το οποίο ακόμα και σε πολύ μικρή ισχύ εξόδου έχει υψηλή τιμή, απαιτείται η χρήση διακένου. Στην περίπτωση μας έχουμε πυρήνα διπλού Ε και συνεπώς ισχύει: 2 Ae g 2.1mm Ae Bmax a d I 0 pk 2 ( ) ( ) 7 Ng (4.13) όπου Α e, (a+d) διαστάσεις του πυρήνα και N g ο αριθμός των κατανεμημένων διακένων, που για τον πυρήνα διπλού Ε είναι N g =2. Συνεπώς, το μήκος διακένου θα είναι ίσο με g=σg/n g =1.05 mm. 4.3 Επιλογή στοιχείων του κυκλώματος καταστολής υπερτάσεων Όπως αναφέρθηκε και σε προηγούμενο κεφάλαιο στον μετατροπέα FLYBACK εμφανίζονται σημαντικές υπερτάσεις στον διακόπτη κατά τη σβέση του. Οι υπερτάσεις αυτές εμφανίζονται λόγω της επαγωγής σκέδασης του πρωτεύοντος τυλίγματος. Συνεπώς, κρίνεται απαραίτητη η χρήση ενός κυκλώματος καταστολής των υπερτάσεων που μπορούμε να πούμε ότι είναι ακόμη ένας FLYBACK μετατροπέας

95 Κεφάλαιο 4 ο Επιλογή του ημιαγωγικού στοιχείου Το ημιαγωγικό στοιχείο για το κύκλωμα καταστολής υπερτάσεων που επιλέξαμε είναι το MOSFET. Οι λόγοι που μας οδήγησαν σε αυτή την επιλογή είναι ίδιοι με αυτούς που αναφέραμε στην υποενότητα Τα κριτήρια για την επιλογή του μοντέλου MOSFET είναι πάλι η μέγιστη τάση την οποία μπορεί να αποκόψει (τάση διάσπασης ορθής πόλωσης) V DSS, καθώς και η ενεργός τιμή του ρεύματος που το διαρρέει σε κατάσταση αγωγής. Σύμφωνα με προσομοιώσεις στο Matlab/Simulink υπολογίσαμε V DSS =680 V και Ι rms =0.18 A. Το ημιαγωγικό στοιχείο που επιλέχτηκε είναι το SPP17N80C3 με χαρακτηριστικά, I max =17 A (Tc=25 C) V DS =800 V και R DS(on) =0.29 Ω. Είναι ίδιο με το ημιαγωγικό στοιχείο του κυρίως μετατροπέα, γιατί τα χαρακτηριστικά του πληρούν τα κριτήρια μας και είναι οικονομικότερη η παραγγελία ενός στοιχείου σε πολλά τεμάχια από ότι σε ένα Επιλογή της διόδου ισχύος Όπως αναφέρθηκε και στην υποενότητα τα κριτήρια για την επιλογή της διόδου ισχύος είναι η τάση διάσπασης ανάστροφης πόλωσης V RRM, η μέση τιμή του ρεύματος που τη διαρρέει σε κατάσταση αγωγής I F(AV) και η χαμηλότερη δυνατή πτώση τάσης κατά την αγωγή. Στο κύκλωμα καταστολής υπερτάσεων η δίοδος βρίσκεται στο βρόγχο εξόδου όπως και στον κυρίως μετατροπέα. Η τάση διάσπασης ανάστροφης πόλωσης ισούται με: VPRI Vin VCD VRRM VOUT VOUT 140V (4.14) n n Η μέση τιμή του ρεύματος που διαρρέει τη δίοδο είναι ίση με 1 Α σύμφωνα με προσομοίωση στο Matlab/Simulink. Συνεπώς, επιλέξαμε για δίοδο ισχύος την 15ETH03PbF. Η συγκεκριμένη δίοδος έχει χαρακτηριστικά I F(AV) =15 Α, V RRM =300 V, V F =1.05 V και είναι ίδια με αυτή του κυρίως κυκλώματος

96 Κεφάλαιο 4 ο Επιλογή ψυκτικού για το MOSFET Για τον υπολογισμό του ψυκτικού θα λάβουμε υπ όψιν μόνο τις διακοπτικές απώλειες γιατί οι απώλειες αγωγής είναι αμελητέες. Οι διακοπτικές απώλειες είναι ίσες με: V I t f W (4.15) 2 2 max max SW s 1.65 Έχοντας υπολογίσει τις συνολικές απώλειες χρησιμοποιώντας τη σχέση: T T R R R (4.16) j a th( s a) th( j c) th( c s) Ptot υπολογίζουμε τη θερμική αντίσταση του ψυκτικού ίση με 26 C/W. Τελικά, επιλέξαμε ψυκτικό με θερμική αντίσταση 11 C/W το οποίο υπήρχε διαθέσιμο στο εργαστήριο Υπολογισμός και κατασκευή του βοηθητικού μετασχηματιστή Για την κατασκευή του επικουρικού μετασχηματιστή χρησιμοποιήσαμε πυρήνα από φερίτη τύπου 3F3 γιατί και αυτός θα λειτουργεί σε συχνότητα 50 khz. Το μέγεθος του πυρήνα θα υπολογιστεί και πάλι με βάση το Area Product. Α) Περιορισμός από κορεσμό L I pk IFL AP AW Ae ( ) ( ) 0.12cm 420 K B max (4.17) Β) Περιορισμός από απώλειες πυρήνα 4 L Im IFL AP Aw Ae ( ) ( kh fs ke fs ) 130 K ( ) (50 10 ) 0.14cm (4.18)

97 Κεφάλαιο 4 ο Συνεπώς, θέλουμε πυρήνα με επιφάνεια μεγαλύτερη από 0.14 cm 4. Στην περίπτωση μας χρησιμοποιήσαμε τον Ε20/10/5 με AP= cm 4, που υπήρχε διαθέσιμος στο εργαστήριο. Για το πρωτεύον τύλιγμα του μετασχηματιστή ισχύει A Cu =I rms /J rms =0.3/5=0.06 mm 2. Επειδή, ο μετατροπέας δουλεύει σε συχνότητα 50 khz χρησιμοποιήθηκε ένας κλώνος διαμέτρου 0.5 mm. Για το δευτερεύον τύλιγμα του μετασχηματιστή ισχύει A Cu =I rms /J rms =2/5=0.4 mm 2. Η διατομή του ενός κλώνου είναι π* = mm 2,άρα απαιτούνται 3 κλώνοι. Στη συνέχεια, θα υπολογιστεί ο αριθμός των στροφών τόσο για το πρωτεύον, όσο και για το δευτερεύον τύλιγμα. Ο υπολογισμός για το πρωτεύον θα γίνει σύμφωνα με τη σχέση: N min L I A e pk B 10 max στροφές (4.19) Επομένως, στο πρωτεύον τύλιγμα θα έχουμε 10 στροφές. Για το δευτερεύον τύλιγμα, επειδή έχουμε λόγο μετασχηματισμού ίσο με 6, θα έχουμε 10/6=1.66 δηλαδή 2 στροφές Επιλογή της διόδου του κλάδου C-D Στη συγκεκριμένη δίοδο έχουμε τάση ανάστροφης πόλωσης V RRM =650 V. Η τιμή της μέσης τιμής του ρεύματος που τη διαρρέει σε κατάσταση αγωγής είναι 0.1 Α. Με βάση τα παραπάνω επιλέξαμε τη δίοδο RHRP8120 με χαρακτηριστικά V RRM =1200 V και I F(AV) =8 Α. 4.4 Κύκλωμα παλμοδότησης του ημιαγωγικού στοιχείου Μέχρι στιγμής έχουμε αναφερθεί στον υπολογισμό και στην επιλογή των στοιχείων που απαρτίζουν το κύκλωμα ισχύος. Στην ενότητα αυτή θα περιγραφεί το κύκλωμα παλμοδότησης του ημιαγωγικού στοιχείου και θα γίνει και η επιλογή των στοιχείων του. Η παραγωγή των σημάτων ελέγχου και των δύο ημιαγωγικών στοιχείων της διάταξης επιτυγχάνεται με τη χρήση του μικροελεγκτή dspic30f4011. Η παραγωγή των παλμών γίνεται με τη μέθοδο διαμόρφωσης εύρους των παλμών (PWM). Ο παλμός που παράγεται από τη μονάδα PWM του μικροεπεξεργαστή δεν είναι ικανός να οδηγήσει το MOSFET. Για το λόγο αυτό ο παλμός πριν καταλήξει στην πύλη του MOSFET οδηγείται σε αυτή μέσω

98 Κεφάλαιο 4 ο διάφορων ολοκληρωμένων κυκλωμάτων, ώστε να καταστεί ικανός να ελέγξει το ημιαγωγικό στοιχείο. Αρχικά, ο παλμός από την έξοδο του μικροελεγκτή οδηγείται στο ολοκληρωμένο 74HC04. Το ολοκληρωμένο 74HC04 είναι ένας buffer ο οποίος ενισχύει και αντιστρέφει τους παλμούς. Η ενίσχυση είναι απαραίτητη γιατί το ρεύμα στην έξοδο του μικροελεγκτή είναι πολύ μικρό. Ο συγκεκριμένος buffer έχει 14 pin από τα οποία τα 12 είναι για τις 6 πύλες NOT και τα άλλα δυο για τη γείωση και την τροφοδοσία (συνεχή τάση 5 V). Στη συνέχεια, ο παλμός οδηγείται στο ολοκληρωμένο 6N137. Ο 6N137 είναι ένας οπτοζεύκτης (optocoupler) ο οποίος με τη χρήση μιας φωτοδιόδου και ενός φωτοτρανζίστορ επιτυγχάνει τη γαλβανική απομόνωση των δυο σημάτων ελέγχου. Το ολοκληρωμένο διαθέτει 8 pins, τροφοδοτείται με συνεχή τάση 5 V και ενισχύει και αντιστρέφει τον παλμό. Στην είσοδο του οπτοζεύκτη τοποθετείται μια αντίσταση για τον περιορισμό του ρεύματος. Σημαντικό είναι να τονιστεί ότι για να πετύχουμε ηλεκτρική απομόνωση είναι απαραίτητο να έχουμε διαφορετική τάση αναφοράς στην είσοδο και στην έξοδο. Τέλος, πριν το σήμα φτάσει στην πύλη του ημιαγωγικού στοιχείου περνάει από τον οδηγό παλμών (driver). Ο driver ενισχύει τον παλμό από τα 5 V στα 15 V καθιστώντας τον ικανό να οδηγήσει το MOSFET. Ο οδηγός παλμών που χρησιμοποιήθηκε είναι ο UCC37324P. Στην έξοδο του driver τοποθετείται σε σειρά μια πολύ μικρή αντίσταση των 5 Ω για τον περιορισμό του ρεύματος που τραβάει το MOSFET κατά την έναυσή του. Επίσης, μια αντίσταση της τάξεως των 5Κ τοποθετείται παράλληλα στην έξοδο του ολοκληρωμένου παρέχοντας έτσι ένα δρόμο για την εκφόρτιση του πυκνωτή εισόδου του ημιαγωγού. Επιπλέον, παράλληλα στην αντίσταση των 5Κ τοποθετείται μια δίοδος zener, που αποκόπτει τις τάσεις άνω των 18 V προστατεύοντας έτσι τη πύλη του MOSFET. Στο παρακάτω σχήμα φαίνεται η συνδεσμολογία μεταξύ του optocoupler και του driver:

99 Κεφάλαιο 4 ο Σχήμα 4.1: Σχηματικό της συνδεσμολογίας μεταξύ optocoupler και driver 4.5 Κύκλωμα μέτρησης Στη διάταξη μας χρησιμοποιήθηκαν 2 μετρητικά τάσης και 2 μετρητικά ρεύματος. Το ένα μετρητικό τάσης και το ένα μετρητικό ρεύματος τοποθετήθηκαν στην είσοδο για τη μέτρηση της τάσης και του ρεύματος εισόδου αντίστοιχα, μεγέθη απαραίτητα για τη εφαρμογή της μεθόδου διόρθωσης του συντελεστή ισχύος. Το άλλο μετρητικό τάσης μετράει την τάση του πυκνωτή του κυκλώματος καταστολής των υπερτάσεων με στόχο την κατασκευή κλειστού βρόγχου ελέγχου και το δεύτερο μετρητικό ρεύματος το ρεύμα εξόδου, πάλι για την υλοποίηση κλειστού βρόγχου ελέγχου. Το μετρητικό τάσης που χρησιμοποιήθηκε είναι το LV25-P της εταιρίας LEM. ΤΟ μετρητικό τάσης LV25-P τροφοδοτείται με διπλή τάση +/- 15 V. Στην πραγματικότητα είναι ένας μετασχηματιστής ρεύματος, όπου στην είσοδό του έχουμε ένα ονομαστικό ρεύμα 10 ma και στην έξοδό του ένα σήμα ρεύματος ονομαστικής τιμής 25 ma. Για να ρυθμίσουμε την ενεργό τιμή του ρεύματος στην είσοδο του μετρητικού και συνεπώς το εύρος της τάσης που θα είναι ικανό να μετρήσει, τοποθετούμε στην είσοδό του ένα συνδυασμό αντιστάσεων. Στην εφαρμογή μας, η μέγιστη τάση στα άκρα του πυκνωτή είναι 400 V, συνεπώς χρειάζεται να χρησιμοποιήσουμε αντίσταση R=400V/10mA=40kΩ. Η ισχύς της αντίστασης θα είναι P=I 2 R=(10mA) 2 40kΩ=4W. Όμως, στο εργαστήριο είχαμε στη διάθεσή μας αντιστάσεις ισχύος 0.25 W. Γι αυτό το λόγο τοποθετήσαμε στην είσοδο του μετρητικού 16 αντιστάσεις παράλληλα των 640 kω. Αντίστοιχα για το μετρητικό τάσης της εισόδου έχουμε μέγιστη

100 Κεφάλαιο 4 ο τάση 360 V, οπότε θα χρησιμοποιήσουμε συστοιχία 15 αντιστάσεων 540 kω. Στην έξοδο του μετατροπέα για τη μέτρηση της τάσης χρησιμοποιήθηκαν 2 αντιστάσεις σε σειρά, ως διαιρέτης τάσης, για τον υποβιβασμό της τάσης σε 0-5 V. Τα μετρητικά ρεύματος που χρησιμοποιήθηκαν ήταν το LTS 6NP και το LTS 15NP της LEM. Το πρώτο με ικανότητα μέτρησης από -6 έως 6 Α (ενεργός τιμή) και το δεύτερο από - 15 έως +15 Α. Για την καλύτερη μετάδοση των σημάτων τόσο των μετρητικών ρεύματος όσο και αυτών της τάσης χρησιμοποιήθηκαν τελεστικοί ενισχυτές LM358 σε συνδεσμολογία buffer. 4.6 Κύκλωμα τροφοδοσίας Για την τροφοδοσία των ολοκληρωμένων και των μετρητικών ήταν απαραίτητη η κατασκευή μιας πλακέτας τροφοδοσίας. Τα τροφοδοτικά που κατασκευάστηκαν ανήκουν στην κατηγορία των γραμμικών τροφοδοτικών. Το διάγραμμα ενός τέτοιου τροφοδοτικού, με έξοδο 15 V συνεχής τάσης, φαίνεται στο παρακάτω σχήμα: Σχήμα 4.2: Σχηματικό διάγραμμα γραμμικού τροφοδοτικού με έξοδο 15 V Το διάγραμμα περιλαμβάνει αρχικά ένα μετασχηματιστή που υποβιβάζει την τάση στην επιθυμητή τιμή και ακολουθεί μια ανορθωτική γέφυρα που μετατρέπει την εναλλασσόμενη τάση της εξόδου του μετασχηματιστή σε συνεχή. Στη συνέχεια, χρησιμοποιείτε ένας ηλεκτρολυτικός πυκνωτής παράλληλα με έναν πυκνωτή πολυεστέρα με στόχο την εξομάλυνση της τάσης. Για να έχουμε σταθερή τάση χρησιμοποιείται ένας σταθεροποιητής τάσης τύπου LM και τέλος στην έξοδό του πάλι ένας ηλεκτρολυτικός πυκνωτής παράλληλα με έναν πυκνωτή πολυεστέρα. Στην πλακέτα τροφοδοσίας υπάρχουν τρία αποζευγμένα κυκλώματα. Τα πρώτα δυο είναι αυτά των MOSFET που απαιτούν δυο διαφορετικές τάσεις, μια των 5 V για τους οπτοζεύκτες

101 Κεφάλαιο 4 ο και μια των 15 V για τους drivers. Το τρίτο περιέχει όλα τα υπόλοιπα στοιχεία της πλακέτας ισχύος και όλη την πλακέτα ελέγχου. Οι απαραίτητες τάσεις για το τρίτο κύκλωμα είναι τα 5, τα 15 και τα -15 V. Επίσης για το σχεδιασμό της πλακέτας τροφοδοσίας πρέπει να γίνει και ο υπολογισμός της απαιτούμενης ισχύος. Ο μικροελεγκτής απαιτεί μέγιστο ρεύμα 300 ma υπό τάση 5 V άρα απαιτούμενη ισχύ 1.5 W, τα μετρητικά ρεύματος είναι δυο με απαιτούμενη συνολική ισχύ 250 mw, τα LM358 θέλουν 15 mw το κάθε ένα συνεπώς τα τρία 45 mw και τα μετρητικά τάσης είναι δυο με ισχύ 250 mw. Συνολικά για το τρίτο κύκλωμα απαιτούνται 2.45 W. Παρακάτω φαίνεται το σχηματικό του τρίτου αποζευγμένου κυκλώματος της πλακέτας των τροφοδοτικών: Σχήμα 4.3: Σχηματικό στο Kicad του τροφοδοτικού με εξόδους +5, +15, -15 V Το παραπάνω κύκλωμα έχει σαν έξοδο 5, 15 και -15 V συνεχούς τάσης. Ως σταθεροποιητές τάσεις χρησιμοποιήθηκαν τα LM7815 και LM7805 για τα 15 και 5 V αντίστοιχα, ενώ για τα - 15 V χρησιμοποιήθηκε το LM

102 Κεφάλαιο 4 ο 4.7 Μικροελεγκτής dspic30f4011 Σε διατάξεις μετατροπής της ηλεκτρικής ισχύος είναι απαραίτητη η χρήση ενός μικροϋπολογιστικού συστήματος, αφ ενός για την παραγωγή των σημάτων παλμοδότησης των ημιαγωγικών στοιχείων και αφ ετέρου για την υλοποίηση κάποιας μεθόδου ελέγχου. Ένα τέτοιο μικροϋπολογιστικό σύστημα είναι ο μικροελεγκτής. Ο μικροελεγκτής διαθέτει μια μονάδα κεντρικής επεξεργασίας (CPU) και διάφορα περιφερειακά κυκλώματα. Ο μικροελεγκτής που χρησιμοποιήθηκε στην παρούσα διπλωματική εργασία είναι ο dispic30f Ανάλυση του μικροελεγκτή dspic30f4011 Ο μικροελεγκτής dspic30f4011 διαθέτει 40 pins όπως φαίνεται στο σχήμα 4.4: Σχήμα 4.4: Σχηματικό διάγραμμα του μικροελεγκτή dspic30f4011 [20] Στους πίνακες 4.1 και 4.2 αναγράφονται το είδος του κάθε pin (εισόδου-εξόδου) καθώς και το είδος λειτουργιών που αντιστοιχούν σε αυτά

103 Κεφάλαιο 4 ο Πίνακας 4.1: Περιγραφή των ακροδεκτών του μικροελεγκτή [20]

104 Κεφάλαιο 4 ο Πίνακας 4.2: Περιγραφή των ακροδεκτών του μικροελεγκτή [20]

105 Κεφάλαιο 4 ο Σε αυτό το σημείο θα γίνει μια αναφορά στις δυνατότητες και τα χαρακτηριστικά του μικροελεγκτή και της κεντρικής μονάδας επεξεργασίας. Πιο συγκεκριμένα τα χαρακτηριστικά και οι δυνατότητες του είναι: Ψηφιακές θύρες εισόδου-εξόδου Αναλογικές θύρες εισόδου 5 Χρονιστές (Timers) Μετατροπέα από αναλογικό σε ψηφιακό σήμα 3 Γεννήτριες PWM Ταχύτητα εκτέλεσης εντολών έως και 30MIPS Ενσωματωμένη μνήμη δεδομένων RAM Μνήμη EEPROM 30 πηγές διακοπών (interrupts) Χαμηλό κόστος Μικρό μέγεθος Μετατροπέας σήματος από αναλογικό σε ψηφιακό Η μονάδα μετατροπής σήματος από αναλογικό σε ψηφιακό (A/D Converter) χρησιμοποιήθηκε για τη ρύθμιση των σημάτων παλμοδότησης μέσω αναλογικής εισόδου (trimmer) καθώς και για την υλοποίηση ψηφιακού ελέγχου που περιέχει αναλογικά μεγέθη. Η μονάδα μετατροπής σήματος από αναλογικό σε ψηφιακό απεικονίζεται στο σχήμα 4.5. Όπως μπορούμε να διακρίνουμε και από το σχήμα ο A/D Converter διαθέτει 9 ακίδες εισόδου οι οποίες συνδέονται σε 4 κανάλια δειγματοληψίας και αποθήκευσης (Sample and Hold-S/H). Η δειγματοληψία μπορεί να γίνει σειριακά η παράλληλα αλλά η μετατροπή σε ψηφιακό σήμα μόνο σειριακά. Η μονάδα μετατρέπει οποιοδήποτε αναλογικό σήμα από 0-5 V σε ψηφιακό σήμα εύρους 10 bit. Η αρχικοποίηση και ο προγραμματισμός του A/D Converter γίνεται μέσω των καταχωρητών ειδικής λειτουργίας: ADCON1 : Καταχωρητής ελέγχου λειτουργίας ADCON2 : Καταχωρητής ελέγχου λειτουργίας ADCON3 : Καταχωρητής ελέγχου λειτουργίας

106 Κεφάλαιο 4 ο ADCHS : Συνδέει τις επιθυμητές εισόδους στα κανάλια δειγματοληψίας και αποθήκευσης ADPCFG : Επιλέγει αν οι ακίδες θα χρησιμοποιηθούν σαν αναλογικές είσοδοι ή σαν ψηφιακές είσοδοι-έξοδοι γενικού σκοπού. ADCSSL : Επιλέγει σε ποιες εισόδους θα γίνει ακολουθιακή δειγματοληψία Σχήμα 4.5: Block διάγραμμα του A/D converter [20]

107 Κεφάλαιο 4 ο Γεννήτριες PWM Ο μικροελεγκτής dspic30f4011 διαθέτει 3 γεννήτριες διαμόρφωσης εύρους των παλμών. Η κάθε μια από αυτές έχει τη δυνατότητα παραγωγής δυο σημάτων, το σήμα HIGH και το σήμα LOW. Τα δυο αυτά σήματα μπορούν να είναι είτε συμπληρωματικά είτε ανεξάρτητα μεταξύ τους ανάλογα με την τιμή ενός καταχωρητή. Αυτή η δυνατότητα καθιστά τον μικροελεγκτή ικανό να ελέγχει μονοφασικές ή τριφασικές διατάξεις ηλεκτρονικών ισχύος. Επίσης, υπάρχει και η δυνατότητα να αλλάζει ο λόγος κατάτμησης και δυο φορές σε μια περίοδο. Ο έλεγχος των γεννητριών PWM γίνεται μέσω των παρακάτω καταχωρητών ειδικής λειτουργίας: PTCON : Καταχωρητής ελέγχου χρονισμού PTMR : Καταχωρητής χρονισμού PTPER : Καταχωρητής ρύθμισης περιόδου PWMCON1: Καταχωρητής ελέγχου της PWM PWMCON2: Καταχωρητής ελέγχου της PWM DTCON1 : Καταχωρητής ελέγχου νεκρού χρόνου DTCON2 : Καταχωρητής ελέγχου νεκρού χρόνου PDC1 : Καταχωρητής ελέγχου του λόγου κατάτμησης της 1 ης PWM PDC2 : Καταχωρητής ελέγχου του λόγου κατάτμησης της 2 ης PWM PDC3 : Καταχωρητής ελέγχου του λόγου κατάτμησης της 3 ης PWM Η βάση χρόνου (time base) της PWM παρέχεται από ένα χρονιστή των 15 bit μαζί με έναν prescaler και έναν postscaler. Μπορούμε να ρυθμίζουμε τη βάση χρόνου μέσω του PTMR καταχωρητή. Ο καταχωρητής PTPER θέτει την περίοδο μέτρησης του PTMR. Ο χρήστης πρέπει να τοποθετήσει μια 15bit τιμή στον PTPER. Όταν η τιμή του PTMR γίνει ίση με την τιμή του PTPER, τότε η χρονική βάση αρχικοποιείται στο μηδέν. Το block διάγραμμα της μονάδας PWM φαίνεται στο σχήμα

108 Κεφάλαιο 4 ο Σχήμα 4.6: Block διάγραμμα της μονάδας PWM [20]

109 Κεφάλαιο 5 ο ΚΕΦΑΛΑΙΟ 5 ΠΕΙΡΑΜΑΤΙΚΗ ΔΙΑΤΑΞΗ ΚΑΙ ΜΕΤΡΗΣΕΙΣ 5.1 Γενικά Στο κεφάλαιο αυτό θα γίνει η παρουσίαση της κατασκευής της διάταξης που πραγματοποιήθηκε στο εργαστήριο Ηλεκτρομηχανικής Μετατροπής Ενέργειας του Πανεπιστημίου Πατρών. Στη συνέχεια θα παρουσιαστούν οι διάφορες πειραματικές μετρήσεις που με βάση αυτές θα αναλυθεί η λειτουργία της διάταξης. Είναι σημαντικό να τονιστεί ότι η διάταξη δοκιμάστηκε μόνο για σταθερή είσοδο και όχι για εναλλασσόμενη. 5.2 Παρουσίαση της πειραματικής διάταξης Στο σχήμα 5.1 απεικονίζεται η πλακέτα τροφοδοσίας η οποία χρησιμοποιήθηκε για τη τροφοδοσία των στοιχείων της διάταξης. Σχήμα 5.1: Εικόνα πλακέτας τροφοδοσίας

110 Κεφάλαιο 5 ο Όπως φαίνεται και από την εικόνα η πλακέτα τροφοδοσίας αποτελείται από τρία αποσυζευγμένα κυκλώματα όπως είχε αναφερθεί και στο 4 ο κεφάλαιο. Οι δυο κάτω κλάδοι είναι υπεύθυνοι για την τροφοδοσία των κυκλωμάτων παλμοδότησης των δυο ημιαγωγικών στοιχείων, ενώ ο τρίτος είναι υπεύθυνος για την τροφοδοσία της πλακέτας του μικροελεγκτή και των υπολοίπων στοιχείων της πλακέτας ισχύος. Στο σχήμα 5.2 παρουσιάζεται η πλακέτα του μικροελεγκτή η οποία χρησημοποιήθηκε για την παραγωγή των σημάτων παλμοδότησης των ημιαγωγικών στοιχείων. Σχήμα 5.2: Εικόνα της πλακέτας του μικροελεγκτή Από την παραπάνω εικόνα παρατηρούμε στη μέση της πλακέτας τον μικροελεγκτή dspic30f4011 και δεξιά και λίγο πιο κάτω το ολοκληρωμένο 74HC04 το οποίο είναι υπεύθυνο για την ενίσχυση των σημάτων που θα οδηγήσουν τα MOSFET της πλακέτας ισχύος. Στην αριστερή πλευρά της πλακέτας βρίσκονται 4 μεταβλητές αντιστάσεις για τη ρύθμιση τεσσάρων διαφορετικών παραμέτρων μέσω των αναλογικών εισόδων του μετατροπέα. Είναι απαραίτητες για την εφαρμογή κάποιας τεχνικής διόρθωση του

111 Κεφάλαιο 5 ο συντελεστή ισχύος. Οι δυο από αυτές χρησιμοποιήθηκαν για τη ρύθμιση του λόγου κατάτμησης των ημιαγωγικών στοιχείων. Στο πάνω μέρος της πλακέτας διακρίνουμε την ύπαρξη ενός button το οποίο είναι υπεύθυνο για την ενεργοποίηση της διακοπής INTO. Ακόμα, υπάρχει και ένας διακόπτης τεσσάρων καταστάσεων για τη δυνατότητα επιλογής μεταξύ διαφορετικών λειτουργιών του μικροελεγκτή. Επίσης, στο πάνω μέρος της πλακέτας φαίνονται ο εξαπλός κονέκτορας που χρησιμοποιείται για τη σύνδεση της πλακέτας με τον ICD2 και ένας τριπλός και ένας τετραπλός μέσω των οποίων έρχονται τα σήματα των μετρητικών από την πλακέτα ισχύος. Τέλος, στη δεξιά και πάνω πλευρά της πλακέτας βλέπουμε την αναλογική τροφοδοσία του μικροελεγκτή και στο κάτω μέρος την ψηφιακή τροφοδοσία του. Στο σχήμα 5.3 φαίνεται η πλακέτα ισχύος, δηλαδή ο μεταροπέας FLYBACK και το κύκλωμα καταστολής υπερτάσεων. Σχήμα 5.3: Εικόνα πλακέτας του μετατροπέα FLYBACK και του κυκλώματος καταστολής των υπερτάσεων Από την παραπάνω εικόνα παρατηρούμε στο πάνω μέρος το κυρίως ημιαγωγικό στοιχείο και τη δίοδο του κλάδου C-D που έχουν τοποθετηθεί στο ίδιο ψυκτικό σώμα. Δεξιά και στην

112 Κεφάλαιο 5 ο άκρη της πλακέτας φαίνεται ο κυρίως μετασχηματιστής, ενώ στο κάτω μέρος και κάτω από την πλακέτα ο βοηθητικός μετασχηματιστής. Στην αριστερή και στη δεξιά πλευρά της πλακέτας βρίσκονται οι μπόρνες για τη σύνδεση του κυκλώματος ισχύος, αριστερά η είσοδος και δεξιά η έξοδος του μετατροπέα. Στη μέση της πλακέτας και προς την πάνω πλευρά φαίνονται τα δυο ολοκληρωμένα που είναι υπεύθυνα για την παλμοδότηση του κυρίως ημιαγωγικού στοιχείου, ενώ από κάτω αυτά που είναι υπεύθυνα για την παλμοδότηση του βοηθητικού ημιαγωγικού στοιχείου. Επιπλέον, στην αριστερή πλευρά παρατηρούμε τους πυκνωτές του κυκλώματος καταστολής των υπερτάσεων και δεξιά τον πυκνωτή εξόδου. Τέλος, στην εικόνα μπορούμε να διακρίνουμε τα δυο μετρητικά ρεύματος, ένα δίπλα από το κυρίως ημιαγωγικό στοιχείο και τη δίοδο του κλάδου C-D και το άλλο στην έξοδο και το μετρητικό τάσης ακριβώς κάτω από τις μπορνες στην είσοδο. Στην παρακάτω εικόνα φαίνονται και οι τρεις πλακέτες σε πλήρη συνδεσμολογία. Σχήμα 5.4: Οι τρεις πλακέτες συνδεδεμένες μεταξύ τους

113 Κεφάλαιο 5 ο 5.3 Παρουσίαση πειραματικών μετρήσεων Λειτουργία του μετατροπέα χωρίς κύκλωμα καταστολής υπερτάσεων Αρχικά, ο μετατροπέας δοκιμάστηκε χωρίς τη χρήση κυκλώματος καταστολής υπερτάσεων και για σταθερή τάση εισόδου 5 V. Στο σχήμα 5.5 το οποίο αποτελεί εικόνα από την οθόνη του ψηφιακού παλμογράφου απεικονίζονται οι παλμοί στην πύλη του ημιαγωγικού στοιχείου MOSFET. Οι παλμοί όπως φαίνεται έχουν μέγιστο πλάτος τα 15 V και συχνότητα 50 khz, ενώ ο λόγος κατάτμησης είναι 50%. Σχήμα 5.5: Κυματομορφή των παλμών στην πύλη του κυρίως ημιαγωγικού στοιχείου Στο παρακάτω σχήμα φαίνεται η κυματομορφή της τάσης στα άκρα του ημιαγωγικού στοιχείου (τάση υποδοχής-πηγής) ακόμα και τα 5 V της εισόδου προκαλούν μια μεγάλη υπέρταση πάνω στο ημιαγωγικό στοιχείο κατά τη σβέση του. Αυτό είχε ως αποτέλεσμα να

114 Κεφάλαιο 5 ο κριθεί αναγκαία η χρήση του κυκλώματος καταστολής των υπερτάσεων για την περαιτέρω αύξηση της τάσης εισόδου. Σχήμα 5.6: Κυματομορφή της τάσης μεταξύ υποδοχής-πηγής του κυρίως ημιαγωγικού στοιχείου Λειτουργία του μετατροπέα με κύκλωμα καταστολής υπερτάσεων Στη συνέχεια, ο μετατροπέας δοκιμάστηκε με τη χρήση κυκλώματος καταστολής υπερτάσεων και για είσοδο 150 V. Αρχικά, στο σχήμα 5.7 απεικονίζεται η κυματομορφή της αναπτυσσόμενης τάσης στα άκρα του κυρίως ημιαγωγικού στοιχείου. Παρατηρούμε ότι έχει περιοριστεί η αρχική υπέρταση που εμφανίζεται κατά τη σβέση του. Η τιμή της τάσης στα άκρα του στοιχείου κατά τη σβέση είναι κοντά στα 325 V (η μέτρηση έχει γίνει με διαφορικό probe στην κλίμακα x1000) τιμή πολύ κοντά με αυτή του αποτελέσματος της προσομοίωσης της ενότητας 3.5. Στη συνέχεια, όμως παρατηρούμε μια αρκετά μεγαλύτερη βύθιση της τάσης συγκριτικά με αυτή της προσομοίωσης. Αρκετά μικρότερη από τα 150 V που είναι η θεωρητικά αναμενόμενη για την περίπτωση της ασυνεχούς λειτουργίας. Αυτό οδηγεί στο

115 Κεφάλαιο 5 ο συμπέρασμα ότι το κύκλωμα καταστολής υπερτάσεων αποκόπτει την υπέρταση κατά τη σβέση του ημιαγωγικού στοιχείου αλλά η διάταξη δεν παρουσιάζει την αναμενόμενη συμπεριφορά. Επίσης, από το σχήμα 5.7 μπορούμε να παρατηρήσουμε ότι η κυματομορφή κατά τη σβέση και την έναυση του στοιχείου παρουσιάζει μια ταλάντωση αυτή οφείλεται της παρασιτικές επαγωγιμότητες του κυκλώματος και τη χωρητικότητα του στοιχείου. Σχήμα 5.7: Κυματομορφή της τάσης μεταξύ υποδοχής-πηγής του κυρίως ημιαγωγικού στοιχείου (η μέτρηση έχει γίνει με διαφορικό probe στην κλίμακα x1000) Στο σχήμα 5.8 παρουσιάζεται η κυματομορφή της τάσης εξόδου της διάταξης. Από την παρακάτω εικόνα παρατηρούμε ότι η τιμή της τάσης εξόδου είναι 20 V. Η τιμή αυτή είναι πολύ κοντά στην αναμενόμενη αν σκεφτούμε ότι ο μετατροπέας FLYBACK λειτουργεί με λόγο κατάτμησης 50%, συνεπώς ο υποβιβασμός της τάσης γίνεται μόνο από το μετασχηματιστή που στην πραγματικότητα έχει λόγο μετασχηματισμού υπολογισμένο κοντά στο 6.6. Άρα, 150 V/6.6=22.7 V. Η μικρή απόκλιση που υπάρχει οφείλεται της απώλειες που υπάρχουν στο κύκλωμα

116 Κεφάλαιο 5 ο Σχήμα 5.8: Κυματομορφή της τάσης εξόδου της διάταξης Στο σχήμα 5.9 φαίνονται η κυματομορφή της τάσης στα άκρα του κυρίως ημιαγωγικού στοιχείου και η κυματομορφή του ρεύματος που διαρρέει το πρωτεύον τύλιγμα του κυρίως μετασχηματιστή. Από την κυματομορφή του ρεύματος μπορούμε να καταλάβουμε ότι ο μετατροπέας δε λειτουργεί στην περιοχή της συνεχούς αγωγής. Η κυματομορφή του ρεύματος δεν είναι ακριβώς ίδια με αυτή της ασυνεχούς αγωγής, όμως προσεγγίζει εν μέρη αυτή της προσομοίωσης στην ενότητα 3.5. Αυτό συμβαίνει γιατί ο μετατροπέας λειτουργεί σε χαμηλότερο επίπεδο ισχύος από το ονομαστικό και συνεπώς το ρεύμα που διαρρέει το πρωτεύον τύλιγμα του μετασχηματιστή είναι αρκετά μικρό

117 Κεφάλαιο 5 ο Σχήμα 5.9: Κυματομορφή της τάσης μεταξύ υποδοχής-πηγής του κυρίως ημιαγωγικού στοιχείου (πάνω κυματομορφή και η μέτρηση έχει γίνει με διαφορικό probe στην κλίμακα x1000) και κυματομορφή του ρεύματος που διαρρέει το πρωτεύον τύλιγμα του κυρίως μετασχηματιστή (κάτω κυματομορφή) Στο σχήμα 5.10 απεικονίζεται η κυματομορφή της τάσης στα άκρα του πυκνωτή C D. Η συγκεκριμένη τάση έχει τιμή περίπου ίση με 180 V. Σε αυτή την περίπτωση το probe του ψηφιακού παλμογράφου ρυθμίστηκε στην κλίμακα x10. Τιμή λογική αν αναλογιστούμε ότι στη προσομοιώση για τάση εισόδου 150 V η τιμή της τάσης του πυκνωτή ήταν κοντά στα 190 V

118 Κεφάλαιο 5 ο Σχήμα 5.10: Κυματομορφή της τάσης στα άκρα του πυκνωτή C D (η μέτρηση έχει γίνει με διαφορικό probe στην κλίμακα x10) Στο σχήμα 5.11 παρατηρούμε την κυματομορφή της τάσης που αναπτύσσεται μεταξύ υποδοχής και πηγής του βοηθητικού ημιαγωγικού στοιχείου και την κυματομορφή του ρεύματος που διαρρέει το βοηθητικό μετασχηματιστή. Από την κυματομορφή του ρεύματος καταλαβαίνουμε ότι ο βοηθητικός μετατροπέας λειτουργεί στην περιοχή της ασυνεχούς αγωγής, όπως είχε αναφερθεί και κατά το σχεδιασμό του

119 Κεφάλαιο 5 ο Σχήμα 5.11: Κυματομορφή της τάσης μεταξύ υποδοχής-πηγής του βοηθητικού ημιαγωγικού στοιχείου (πάνω κυματομορφή και η μέτρηση έχει γίνει με διαφορικό probe στην κλίμακα x1000) και κυματομορφή του ρεύματος που διαρρέει το πρωτεύον τύλιγμα του βοηθητικού μετασχηματιστή (κάτω κυματομορφή)

120 Κεφάλαιο 5 ο 5.4 Συμπεράσματα Στο σημείο αυτό και αφού έχει προηγηθεί η θεωρητική ανάλυση της διάταξης, η προσομοίωσή της στο Matlab/Simulink, και η πειραματική διαδικασία μπορούμε να οδηγηθούμε στην εξαγωγή κάποιων συμπερασμάτων. Πρώτον, από τη λειτουργία χωρίς κύκλωμα καταστολής υπερτάσεων αντιλαμβανόμαστε ότι υπάρχει μεγάλος κίνδυνος καταστροφής του ημιαγωγικού στοιχείου ακόμα και για χαμηλές τιμές της τάσης εισόδου. Δεύτερον, παρατηρήθηκε ότι το κύκλωμα καταστολής υπερτάσεων περιορίζει την εμφάνιση υπέρτασης κατά τη σβέση του στοιχείου. Για την επιβεβαίωση της ορθής λειτουργίας της διάταξης θα πρέπει να ληφθούν μετρήσεις για λειτουργία στην ονομαστική ισχύ της διάταξης. Τρίτον, η τιμή της εξόδου της διάταξης για λειτουργία με τη χρήση κυκλώματος καταστολής των υπερτάσεων ήταν πολύ κοντά στη θεωρητικά αναμενόμενη και η απόκλιση οφείλεται στην ύπαρξη πτώσης τάσεων και συνεπώς απωλειών ισχύος. Τέλος, επόμενο βήμα θα μπορούσε να είναι η εφαρμογή κάποιας τεχνικής διόρθωσης του συντελεστή ισχύος καθώς και η εφαρμογή κάποιας μεθόδου ελέγχου της διάταξης για την ορθή φόρτιση των συσσωρευτών

121 Βιβλιογραφία Βιβλιογραφία [1] What is energy exactly? : [2] ΕΝΕΡΓΕΙΑ : [3] Το ηλεκτρικό αυτοκίνητο επιστρέφει : [4] S.R. Shacket The Complete Book of Electric Vehicles, Domus Books, New York 1981 [5] Μοτσιόπουλος Ευάγγελος-Τσιμπούκας Ιωάννης : Αξιοποίηση Στόλου Ηλεκτρικών Οχημάτων στην Αγορά Ηλεκτρικής Ενέργειας, Διπλωματική Εργασία, Θεσσαλονίκη 2011 [6] Nissan American website : [7] Model S Tesla Motors website : [8] Το πρώτο ηλεκτρικό αυτοκίνητο στην Ελλάδα : [9] Ν. Μαρτίνος, Ε. Τατάκης, Δ. Κωτσοβόλης, Γ. Κωστάκης, Σ. Μανιάς, Δ. Μερτινός, Τεχνολογία Δυνατότητες και Προοπτικές του Ηλεκτροκίνητου Οχήματος, Τεχνικό Επιμελητήριο Ελλάδας, Τεχνική Έκθεση, Αθήνα Απρίλιος 1993 [10] Σ. Μανιάς, Ανώτερα Κεφάλαια Ηλεκτρονικών Ισχύος, Εκδόσεις Παπασωτηρίου Ε.Π.Ι.Σ.Ε.Υ./Ε.Μ.Π. Αθήνα 1997 [11] Tatakis E., Safacas A., Spentzas C. N., Korakas C., Korakas A., Viaginis A., Development of a high performance electric vehicle, Electromotion, vol 2, No 4, 1995 pp

122 Βιβλιογραφία [12] C.C. Chan, K.T. Chau, An Overview of Power Electronics in Electric Vehicles, IEEE Transactions on Industrial Electronics, February 1997, vol 44, no 1,pp 3-15 [13] Αλήθειες και ψέματα για τα υβριδικά αυτοκίνητα : [14] Στα απόκρυφα μιας μπαταρίας : [15] Ε.Ι. Ρίκος : Μέθοδοι Εξοικονόμησης Ενέργειας σε Ηλεκτρικά Οχήματα, Διδακτορική διατριβή, Αρ. Δ. 160 Πάτρα 2005 [16] Εμμανουήλ Κ. Τατάκης, Ηλεκτρονικά Στοιχεία Ισχύος και Βιομηχανικές Εφαρμογές, Διαλέξεις του μαθήματος από το eclass.upatras.gr [17] N. Mohan et.al., Power Electronics-Converter, Applications and Design. New York : Wiley, 1995 [18] Marian K. Kazimierczuk, Pulse Width Modulated DC-DC Power Converters, Wright state University, Datyon, Ohio, USA [19] L. Rossetto, G. Spiazzi, P.Tenti, Control Techniques For Power Factor Correction Converters, Department of Electrical Engineering, Department of Electronics and Informatics Univeristy of Padova [20] Microchip, dspic30f4011 datasheet

123 Παράρτημα Α ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Α Σχηματικά και τυπωμένα κυκλώματα από το Kicad Σχήμα Α.1: Σχηματικό πλακέτας τροφοδοτικών

124 Παράρτημα Α Σχήμα Α.2: Σχέδιο PCB της πλακέτας των τροφοδοτικών άνω όψη

125 Παράρτημα Α Σχήμα Α.3: Σχέδιο PCB της πλακέτας των τροφοδοτικών κάτω όψη

126 Παράρτημα Α Σχήμα Α.4: Σχηματικό πλακέτας μικροελεγκτή

127 Παράρτημα Α Σχήμα Α.5: Σχέδιο PCB της πλακέτας του μικροελεγκτή άνω όψη Σχήμα Α.6: Σχέδιο PCB της πλακέτας του μικροελεγκτή κάτω όψη

128 Παράρτημα Α Σχήμα Α.7: Σχηματικό της πλακέτας ισχύος

129 Παράρτημα Α Σχήμα Α.8: Σχέδιο PCB της πλακέτας ισχύος άνω όψη

130 Παράρτημα Α Σχήμα Α.9: Σχέδιο PCB της πλακέτας ισχύος κάτω όψη

131 Παράρτημα Β ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Β Φυλλάδια κατασκευαστών

132 Παράρτημα Β

133 Παράρτημα Β

134 Παράρτημα Β

135 Παράρτημα Β

136 Παράρτημα Β

137 Παράρτημα Β

138 Παράρτημα Β

139 Παράρτημα Β

140 Παράρτημα Β

141 Παράρτημα Β

142 Παράρτημα Β

143 Παράρτημα Β

144 Παράρτημα Β