ΜΕΛΕΤΗ ΑΕΡΓΟΥ ΙΣΧΥΟΣ ΚΑΙ ΜΕΘΟ ΟΙ ΒΕΛΤΙΩΣΗΣ ΣΥΝΤΕΛΕΣΤΗ ΙΣΧΥΟΣ ΚΑΙ ΒΑΘΜΟΥ ΑΠΟ ΟΣΗΣ ΣΥΣΤΗΜΑΤΩΝ ΜΕΤΑΤΡΟΠΗΣ ΕΝΕΡΓΕΙΑΣ

Μέγεθος: px
Εμφάνιση ξεκινά από τη σελίδα:

Download "ΜΕΛΕΤΗ ΑΕΡΓΟΥ ΙΣΧΥΟΣ ΚΑΙ ΜΕΘΟ ΟΙ ΒΕΛΤΙΩΣΗΣ ΣΥΝΤΕΛΕΣΤΗ ΙΣΧΥΟΣ ΚΑΙ ΒΑΘΜΟΥ ΑΠΟ ΟΣΗΣ ΣΥΣΤΗΜΑΤΩΝ ΜΕΤΑΤΡΟΠΗΣ ΕΝΕΡΓΕΙΑΣ"

Transcript

1 ΜΕΛΕΤΗ ΑΕΡΓΟΥ ΙΣΧΥΟΣ ΚΑΙ ΜΕΘΟ ΟΙ ΒΕΛΤΙΩΣΗΣ ΣΥΝΤΕΛΕΣΤΗ ΙΣΧΥΟΣ ΚΑΙ ΒΑΘΜΟΥ ΑΠΟ ΟΣΗΣ ΣΥΣΤΗΜΑΤΩΝ ΜΕΤΑΤΡΟΠΗΣ ΕΝΕΡΓΕΙΑΣ ΑΠΟΤΕΛΟΥΜΕΝΑ ΑΠΟ ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΟΥΣ ΜΕΤΑΤΡΟΠΕΙΣ ΕΞΑΝΑΓΚΑΣΜΕΝΗΣ ΜΕΤΑΒΑΣΗΣ Ι ΑΚΤΟΡΙΚΗ ΙΑΤΡΙΒΗ ΚΩΝΣΤΑΝΤΙΝΟΥ ΓΕΩΡΓΑΚΑ ΙΠΛΩΜΑΤΟΥΧΟΥ ΗΛΕΚΤΡΟΛΟΓΟΥ ΜΗΧΑΝΙΚΟΥ ΑΡΙΘΜΟΣ ΙΑΤΡΙΒΗΣ: 220 ΠΑΝΕΠΙΣΤΗΜΙΟ ΠΑΤΡΩΝ ΤΜΗΜΑ ΗΛΕΚΤΡΟΛΟΓΩΝ ΜΗΧΑΝΙΚΩΝ ΚΑΙ ΤΕΧΝΟΛΟΓΙΑΣ ΥΠΟΛΟΓΙΣΤΩΝ ΠΑΤΡΑ 2009

2 ΠΡΟΟΙΜΙΟ Η παρούσα διδακτορική διατριβή εκπονήθηκε στο Εργαστήριο Ηλεκτρο- µηχανικής Μετατροπής Ενέργειας του Τµήµατος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών του Πανεπιστηµίου Πατρών. Η διατριβή αυτή πραγµατεύεται τη µείωση της αέργου ισχύος και των απωλειών σε συστήµατα µετατροπής ηλεκτρικής ενέργειας, τα οποία περιλαµβάνουν ηλεκτρονικούς µετατροπείς ισχύος. Για να επιτευχθεί µείωση της αέργου ισχύος και συνεπώς υψηλός συντελεστής ισχύος, σε συστήµατα που αποτελούνται από ελεγχόµενους ηλεκτρονικούς µετατροπείς ισχύος, πολύ συχνά, χρησιµοποιούνται τεχνικές παλµοδότησης των ηµιαγωγικών στοιχείων του εκάστοτε µετατροπέα, οι οποίες λειτουργούν µε υψηλή διακοπτική συχνότητα. Όταν µειώνεται η άεργος ισχύς µειώνεται και το συνολικό ρεύµα που ρέει από το δίκτυο παροχής ηλεκτρικής ενέργειας, οπότε µειώνονται µεν οι απώλειες του δικτύου. Όµως, όταν αυξάνεται η διακοπτική συχνότητα των ηµιαγωγικών στοιχείων ισχύος αυξάνονται οι απώλειες του ηλεκτρονικού µετατροπέα και έτσι επηρεάζεται ο βαθµός απόδοσης. Στην εργασία αυτή µελετάται η επίδραση της διακοπτικής συχνότητας επί του συντελεστή ισχύος στην έξοδο της πηγής τροφοδοσίας και επί του βαθµού απόδοσης. Προσδιορίζεται η διακοπτική συχνότητα, για την οποία επιτυγχάνεται ταυτόχρονα ο υψηλότερος δυνατός συντελεστής ισχύος και βαθµός απόδοσης. Η διερεύνηση για τον προσδιορισµό αυτής της διακοπτικής συχνότητας πραγµατοποιείται για ένα µονοφασικό µετατροπέα εναλλασσόµενης τάσης σε συνεχή µε διπλή κατεύθυνση ρεύµατος. Αυτός ο µετατροπέας αποτελείται από µειωµένο αριθµό ηµιαγωγικών στοιχείων συγκριτικά µε τους συνήθως χρησιµοποιούµενους µετατροπείς διπλής κατεύθυνσης, ενώ ταυτόχρονα ο συντελεστής ισχύος και ο βαθµός απόδοσης λαµβάνουν πολύ υψηλές τιµές. Σε συστήµατα που περιέχουν δίκτυο εναλλασσόµενης τάσης και ελεγχόµενους ηλεκτρονικούς µετατροπείς ισχύος, λόγω της επαγωγικής φύσεως του φορτίου (π.χ ηλεκτρική µηχανή) δηµιουργείται καθυστέρηση του ρεύµατος ως προς την τάση του δικτύου. Στην παρούσα διδακτορική διατριβή µελετάται η αναίρεση αυτής της καθυστέρησης. Για το σκοπό αυτό προτείνεται µία τεχνική παλµοδότησης των I

3 ηµιαγωγικών στοιχείων του χρησιµοποιούµενου µετατροπέα, η οποία αποτελεί προέκταση της γνωστής µεθόδου spwm. Η αποτελεσµατικότητα αυτής της τεχνικής παλµοδότησης εξετάζεται τόσο για την περίπτωση ενός µετατροπέα εναλλασσόµενης τάσης σε συνεχή τάση, όσο και για έναν ελεγχόµενο µετατροπέα εναλλασσόµενης τάσης σε εναλλασσόµενη σταθερής συχνότητας λειτουργίας και µεταβλητής ενεργού τιµής, οι οποίοι αποτελούν χαρακτηριστικές τοπολογίες µετατροπέων. Τα αποτελέσµατα οδήγησαν σε αισθητή βελτίωση του συντελεστή ισχύος συγκριτικά µε την γνωστή µέθοδο spwm. Κατά τον έλεγχο της ισχύος διαφόρων φορτίων µέσω ηλεκτρονικών µετατροπέων ισχύος, στο ρεύµα του δικτύου εναλλασσόµενης τάσης εµφανίζονται ανώτερες αρµονικές µε χαµηλές συχνότητες (π.χ. 150 Hz), ακόµη και αν χρησιµοποιείται τεχνική παλµοδότησης µε υψηλή διακοπτική συχνότητα, όπως στην περίπτωση της τεχνικής παλµοδότησης spwm. Τέτοιες αρµονικές εµφανίζονται και µέσω της προτεινόµενης τεχνικής παλµοδότησης α-spwm σ αυτή την εργασία, οι οποίες είναι δύσκολο να µειωθούν µε τη χρήση παθητικών φίλτρων λόγω του µεγάλου µεγέθους αυτών. Στη διατριβή αυτή µελετάται η µείωση αυτών των αρµονικών µέσω έγχυσης ανώτερων αρµονικών στο σήµα που αποτελεί τη βάση της δηµιουργίας των παλµών έναυσης των ηµιαγωγικών στοιχείων του µετατροπέα. Μ αυτό τον τρόπο αυξάνεται περαιτέρω ο συντελεστής ισχύος του µετατροπέα, πέραν της αύξησης µέσω της προτεινόµενης τεχνικής παλµοδότησης α-spwm. Η µελέτη των προβληµάτων που αναφέρθηκαν πραγµατοποιείται τόσο µέσω προσοµοίωσης µε τη χρήση του λογισµικού Matlab/Simulink, όσο και µέσω πειραµατικών µετρήσεων. Οι ηλεκτρονικοί µετατροπείς ισχύος καθώς και τα κυκλώµατα ελέγχου αυτών σχεδιάστηκαν και κατασκευάστηκαν στο Εργαστήριο από τον υποψήφιο. Στο σηµείο αυτό θα ήθελα να ευχαριστήσω τον Καθηγητή κ ο Αθανάσιο Σαφάκα, Πρόεδρο της τριµελούς Συµβουλευτικής Επιτροπής, για τη δυνατότητα που µου έδωσε να εκπονήσω τη διδακτορική διατριβή στο Εργαστήριο Ηλεκτροµηχανικής Ενέργειας, για την επιστηµονική καθοδήγησή του και γενικότερα για όλη τη σηµαντική συµβολή του στην περάτωση αυτής της διατριβής. Ευχαριστώ τον Αναπληρωτή Καθηγητή κ ο Εµµανουήλ Τατάκη µέλος της τριµελούς συµβουλευτικής επιτροπής για την καθοδήγηση και τις χρήσιµες II

4 παρατηρήσεις του. Επίσης, ευχαριστώ την Λέκτορα κ α Τζόγια Καππάτου, µέλος της τριµελούς συµβουλευτικής επιτροπής για την παρότρυνση και τις εύστοχες παρατηρήσεις της. Επίσης, ευχαριστώ την οικογένεια µου και κυρίως τον Πατέρα µου για την ηθική και οικονοµική στήριξη που µου παρείχε κατά τις προπτυχιακές και µεταπτυχιακές µου σπουδές. Κυρίως ευχαριστώ την σύζυγο και σύντροφο µου Ντεϊάνα. Χωρίς τη στήριξη αυτής η παρούσα διατριβή θα ήταν αδύνατον να περατωθεί. Στη µνήµη της Μητέρας µου Αγγελικής III

5 IV

6 Περιεχόµενα ΚΕΦΑΛΑΙΟ 1 Εισαγωγή Στόχοι της διατριβής. Το πρόβληµα της αέργου ισχύος Στόχοι της παρούσας διατριβής ΚΕΦΑΛΑΙΟ 2 Άεργος ισχύς - Συντελεστής ισχύος Βαθµός απόδοσης. Λόγοι ύπαρξης της αέργου ισχύος. Συντελεστής ισχύος και βαθµός απόδοσης ΚΕΦΑΛΑΙΟ 3 Τεχνικές διόρθωσης του συντελεστή ισχύος και τοπολογίες µετατροπέων εναλλασσόµενης τάσης σε συνεχή. Τεχνικές Παλµοδότησης και Συντελεστής Ισχύος Τεχνικές παλµοδότησης µε διακοπτική συχνότητα ίση µε τη συχνότητα του δικτύου Τεχνικές παλµοδότησης µε διακοπτική συχνότητα υψηλότερη της συχνότητας του δικτύου Τοπολογίες µετατροπέων εναλλασσόµενης τάσης σε συνεχή.. Περιγραφή τυπικών τοπολογιών... Σύγκριση της λειτουργίας των τοπολογιών µέσω προσοµοίωσης Περιγραφή των παραµετρικών στοιχείων του συστήµατος κατά την προσοµοίωση. Αποτελέσµατα προσοµοίωσης και σχολιασµός αυτών..... Τοπολογίες µετατροπέων διπλής κατεύθυνσης ισχύος... Οι βασικότεροι µετατροπείς διπλής κατεύθυνσης Ο µετατροπέας µε οκτώ ηµιαγωγικά στοιχεία IGBT Ο µετατροπέας µε δεκαέξι ηµιαγωγικά στοιχεία.. Ο µετατροπέας µε δύο ελεγχόµενα ηµιαγωγικά στοιχεία στην πλευρά εναλλασσοµένου ρεύµατος και µια γέφυρα µε ελεγχόµενα ηµιαγωγικά στοιχεία V

7 Μετατροπέας διπλής κατεύθυνσης µε µειωµένο αριθµό στοιχείων ΚΕΦΑΛΑΙΟ 4 ιερεύνηση της καταλληλότερης τεχνικής παλµοδότησης για τη βελτιστοποίηση του συντελεστή ισχύος και του βαθµού απόδοσης µέσω προσοµοίωσης... Τεχνικές παλµοδότησης µε διακοπτική συχνότητα ίση µε τη συχνότητα του δικτύου Η τεχνική παλµοδότησης µε γωνία καθυστέρησης.. Η τεχνική παλµοδότησης µε γωνία προήγησης... Η τεχνική παλµοδότησης µε συνδυασµό των τεχνικών καθυστέρησης και προήγησης... Σύγκριση των τεχνικών παλµοδότησης που λειτουργούν µε διακοπτική συχνότητα ίση µε του δικτύου... Τεχνικές Παλµοδότησης µε διακοπτική συχνότητα υψηλότερη της συχνότητας του δικτύου Η τεχνική παλµοδότησης µε έλεγχο βρόχου υστέρησης του ρεύµατος Η τεχνική παλµοδότησης µε ηµιτονοειδή διαµόρφωση εύρους παλµών Επιλογή της καταλληλότερης τεχνικής παλµοδότησης ΚΕΦΑΛΑΙΟ 5 Μελέτη των επιδράσεων της διακοπτικής συχνότητας στο συντελεστή ισχύος και στο βαθµό απόδοσης και προσδιορισµός της καταλληλότερης τιµής αυτής µέσω προσοµοίωσης.. Οι επιδράσεις της διακοπτικής συχνότητας στο συντελεστή ισχύος και στο βαθµό απόδοσης Προσδιορισµός της κατάλληλης διακοπτικής συχνότητας µέσω προσοµοίωσης.. Προσοµοίωση χωρίς φίλτρο εισόδου L φ C φ.. Το µοντέλο της προσοµοίωσης σε περιβάλλον Matlab/Simulink Αποτελέσµατα προσοµοίωσης.. Προσοµοίωση µε φίλτρο εισόδου L φ C φ VI

8 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 6 Πειραµατική διερεύνηση των επιδράσεων της διακοπτικής συχνότητας επί του συντελεστή ισχύος και του βαθµού απόδοσης Περιγραφή της εργαστηριακής διάταξης. Τα παθητικά φίλτρα.. Ο ηλεκτρονικός µετατροπέας ισχύος Μέτρηση ηλεκτρικών µεγεθών. Πειραµατικά αποτελέσµατα.. Συµπεράσµατα από την επιλογή της διακοπτικής συχνότητας και τη χρήση της τεχνικής παλµοδότησης spwm ΚΕΦΑΛΑΙΟ 7 Νέα τεχνική παλµοδότησης βασισµένη στην γνωστή µέθοδο spwm για την περαιτέρω βελτίωση του συντελεστή ισχύος... Η τεχνική παλµοδότησης spwm και το µειονέκτηµα αυτής Η προτεινόµενη τεχνική παλµοδότησης α-spwm.. Προσοµοίωση συστήµατος κατά τη λειτουργία µε την προτεινόµενη τεχνική παλµοδότησης α-spwm.. Προσοµοίωση χωρίς φίλτρο εισόδου Προσοµοίωση µε φίλτρο εισόδου. Πειραµατική διερεύνηση της λειτουργίας ενός συστήµατος µε ελεγχόµενη ανορθωτική διάταξη χρησιµοποιώντας την προτεινόµενη τεχνική παλµοδότηση α-spwm Προγραµµατισµός του µικροεπεξεργαστή για τη λήψη των παλµών α-spwm.. Πειραµατικά αποτελέσµατα ΚΕΦΑΛΑΙΟ 8 Εφαρµογή της προτεινόµενης τεχνικής παλµοδότησης α-spwm σε σύστηµα µε διακοπτικό µετατροπέα εναλλασσόµενης τάσης σε ελεγχόµενη εναλλασσόµενη τάση.... Άεργος ισχύς σε σύστηµα µετατροπής εναλλασσόµενης τάσης σε εναλλασσόµενη τάση VII

9 Μετατροπέας Ε.Ρ. σε Ε.Ρ µε εφαρµογή της τεχνικής α-spwm. Αρχή λειτουργίας του µετατροπέα Η εφαρµογή της τεχνικής παλµοδότησης α-spwm στο µετατροπέα Ε.Ρ. Προσοµοίωση συστήµατος µετατροπής εναλλασσόµενης τάσης σε ελεγχόµενη εναλλασσόµενη τάση µέσω του λογισµικού Simulink /Matlab.. Το µοντέλο της προσοµοίωσης. Αποτελέσµατα της προσοµοίωσης Συµπεράσµατα από την προσοµοίωση συστήµατος µε µετατροπέα εναλλασσόµενης τάσης σε ελεγχόµενη εναλλασσόµενη τάση µε τη χρήση της τεχνικής α-spwm ΚΕΦΑΛΑΙΟ 9 Πειραµατική διερεύνηση της λειτουργίας της τεχνικής παλµοδότησης α-spwm σε σύστηµα µε διακοπτικό µετατροπέα εναλλασσόµενης τάσης σε ελεγχόµενη εναλλασσόµενη τάση. Περιγραφή της εργαστηριακής διάταξης.. Πειραµατικά αποτελέσµατα. Συµπεράσµατα από τις πειραµατικές µετρήσεις ΚΕΦΑΛΑΙΟ 10 Βελτίωση του συντελεστή ισχύος µέσω έγχυσης ανώτερων αρµονικών Περιγραφή της τεχνικής παλµοδότησης... Προσοµοίωση συστήµατος µε χρήση της τεχνικής α-spwm µε έγχυση ανώτερων αρµονικών Το µοντέλο έγχυσης ανώτερων αρµονικών. Προσοµοίωση συστήµατος µε µετατροπέα εναλλασσόµενης τάσης σε ελεγχόµενη εναλλασσόµενη τάση. Προσοµοίωση συστήµατος µε µετατροπέα εναλλασσόµενης τάσης σε ελεγχόµενη συνεχή τάση.. Αυτόµατη µείωση των ανώτερων αρµονικών του ρεύµατος VIII

10 Υπολογισµός των εκάστοτε προς µείωση αρµονικών του ρεύµατος Πραγµατοποίηση αυτόµατης µείωσης αρµονικών του ρεύµατος ΚΕΦΑΛΑΙΟ 11 Συµπεράσµατα Συµβολή.... Συµπεράσµατα Συµβολή της διατριβής ΚΕΦΑΛΑΙΟ 12 Βιβλιογραφία ΚΕΦΑΛΑΙΟ 13 Περίληψη Summary. 206 IX

11 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 1 Εισαγωγή Στόχοι της διατριβής 1.1. Το πρόβληµα της αέργου ισχύος Σύµφωνα µε µελέτη του Εθνικού Κέντρου Τεχνολογίας και Ανάπτυξης [75] προβλέπεται αύξηση στην καταναλισκόµενη ενέργεια κατά 60% µέχρι το Το µεγαλύτερο ποσοστό αυτής της ενέργειας θα συνεχίσει να παράγεται από την καύση άνθρακα και πετρελαίου. Αποτέλεσµα αυτού είναι η µείωση των ενεργειακών αποθεµάτων και η αύξηση των εκποµπών βλαβερών αερίων (CO 2, CO, CH 4 κ.α.). Είναι γνωστό επίσης ότι το µεγαλύτερο µέρος της συνολικής ενέργειας καταναλώνεται µε τη µορφή ηλεκτρικής ενέργειας. Στη χώρα µας η κατανάλωση ηλεκτρικής ενέργειας αυξήθηκε από GWh το 1985 σε GWh το 2003, σηµειώνοντας µέσο ετήσιο ρυθµό µεγέθυνσης 4% την περίοδο [74]. Η συνολική κατανάλωση το 2003 κατανεµήθηκε για οικιακή χρήση (33,8%), για εµπόριο και υπηρεσίες (30,8%), για τη βιοµηχανία (29,1%), για τον αγροτικό τοµέα (5,7%) και για µεταφορές (0,5%). Από αυτά τα ενδεικτικά στοιχεία γίνεται κατανοητό ότι, είναι απαραίτητη η υψηλή απόδοση του συστήµατος ηλεκτρικής ενέργειας (γεννήτριες δίκτυο µεταφοράς µετατροπείς ηλεκτρικής ενέργειας φορτία), ώστε οι απώλειες ισχύος να ελαχιστοποιούνται και έτσι να γίνεται οικονοµία στα καύσιµα, µε συνέπεια να µειώνονται οι εκποµπές των ρύπων. Σηµαντικό ρόλο στην απόδοση του συστήµατος µεταφοράς, διανοµής και κατανάλωσης ηλεκτρικής ενέργειας διαδραµατίζει και η άεργος ισχύς. Η αύξηση της αέργου ισχύος σε ένα δίκτυο µεταφοράς ηλεκτρικής ενέργειας συνεπάγεται αύξηση του συνολικού ρεύµατος που διαρρέει τις γραµµές του δικτύου, τους µετασχηµατιστές, τους καταναλωτές και γενικά όλα τα συνιστώντα ρευµατοφόρα στοιχεία ενός δικτύου ηλεκτρικής ενέργειας. Όµως καθώς αυξάνεται η τιµή του ρεύµατος, αυξάνονται και οι απώλειες στις ωµικές αντιστάσεις των συνιστωσών του δικτύου. 1

12 Επίσης, λόγω της αύξησης του ρεύµατος οι διαστάσεις των εγκαταστάσεων του δικτύου (π.χ. η διατοµή των αγωγών, η ονοµαστική ισχύς των µετασχηµατιστών κ.λ.π.), πρέπει να λαµβάνουν υψηλότερες τιµές µε αποτέλεσµα την αύξηση του κόστους της εγκατάστασης. Συνήθως η προσφορά της αέργου ισχύος από το φορέα του δικτύου πραγµατοποιείται είτε από τις γεννήτριες ηλεκτρικής ενέργειας [30-32, 51], είτε από «τράπεζες» αντισταθµιστών αέργου ισχύος στο δίκτυο [33-37], οι οποίες αποτελούνται από πυκνωτές. Προφανώς, καθώς αυξάνεται η ζήτηση αέργου ισχύος από τους καταναλωτές, αυξάνεται η ονοµαστική ισχύς των γεννητριών και το πλήθος των πυκνωτών αντιστάθµισης µε αποτέλεσµα την αύξηση του κόστους της εγκατάστασης και της συντήρησης. Όταν µάλιστα χρησιµοποιούνται πυκνωτές αντιστάθµισης, είναι απαραίτητη η αντικατάστασή τους στο πλαίσιο της συντήρησης. Στην περίπτωση που δεν έχει γίνει πρόβλεψη για γεννήτριες µεγαλύτερης εγκατεστηµένης ισχύος, θα υπάρχουν περιπτώσεις όπου το δίκτυο λειτουργεί άνω των ονοµαστικών τιµών του µε κίνδυνο είτε τη διακοπή του είτε ακόµη και την καταστροφή του (βλάβη της γεννήτριας ή κάποιου µετασχηµατιστή κ.λ.π.). Σε τέτοιες οριακές καταστάσεις υποβάλλονται συχνά πολλά δίκτυα ηλεκτρικής ενέργειας σε όλο τον κόσµο. Στην Ελλάδα π.χ. τις ζεστές µέρες κάθε καλοκαιριού µε τη χρήση των κλιµατιστικών αυξάνεται η ζήτηση της ενεργού ισχύος. Όµως τα κλιµατιστικά περιέχουν ηλεκτρικούς κινητήρες, οι περισσότεροι από τους οποίους ελέγχονται από µετατροπείς ισχύος, που πολλές φορές κατά τη λειτουργία τους απαιτούν υψηλά ποσοστά αέργου ισχύος. Έτσι, το δίκτυο εκτός από την υψηλή ζήτηση ενεργού ισχύος υποχρεούται συγχρόνως να καλύψει και υψηλά ποσοστά αέργου ισχύος. Για το λόγο αυτό πολλά δίκτυα ηλεκτρικής ενέργειας, αναγκάζονται να λειτουργούν σε οριακές καταστάσεις και έτσι η µείωση της αέργου ισχύος απότελεί βασική προτεραιότητα. Μάλιστα λόγω των ηλεκτρονικών µετατροπέων ισχύος, οι οποίοι αναπόφευκτα χρησιµοποιούνται στις µέρες µας, εκτός από την παραγωγή αέργου ισχύος, µειώνεται και η ποιότητα της τάσης του δικτύου δυσχεραίνοντας τη λειτουργία πολλών καταναλωτών. Μία σύγχρονη λύση στο πρόβληµα της αέργου ισχύος και της ποιότητας της τάσης είναι η χρησιµοποίηση των FACTS (Flexible AC Transmission Systems) [16, 38-41]. Με τη χρήση αυτών, µειώνεται το πλήθος των πυκνωτών αντιστάθµισης, όµως αυξάνεται το αρχικό κόστος και οι απώλειες λόγω της χρήσης ηµιαγωγικών στοιχείων, τα οποία λειτουργούν σε υψηλές συχνότητες. Επίσης αυτά τα συστήµατα βρίσκονται συνήθως σε αρκετά µεγάλες αποστάσεις από τους καταναλωτές, µε αποτέλεσµα η ταλάντωση της αέργου ισχύος να 2

13 λαµβάνει χώρα µέσα από αρκετά χιλιόµετρα αγωγών, µε αποτέλεσµα ακόµη και σ αυτή την περίπτωση να δηµιουργείται πτώση τάσης και συνεπώς απώλειες ενεργού ισχύος. Η σηµαντικότερη λύση στο πρόβληµα είναι, να µειώνεται η άεργος ισχύς στο σηµείο όπου εµφανίζεται (δηλαδή κοντά στους καταναλωτές). Στις µέρες µας αυτή η µείωση της αέργου ισχύος συχνά πραγµατοποιείται µε τη χρήση ηλεκτρονικών µετατροπέων ισχύος οι οποίοι λειτουργούν µε υψηλή διακοπτική συχνότητα. Συνήθως, καθώς αυξάνεται η διακοπτική συχνότητα, µειώνεται η άεργος ισχύς. Όµως µε την αύξηση της διακοπτικής συχνότητας αυξάνονται οι διακοπτικές απώλειες των ηµιαγωγικών στοιχείων των µετατροπέων. Συνοψίζοντας τα όσα αναφέρθηκαν, µε την αύξηση της αέργου ισχύος αυξάνεται το αρχικό κόστος του δικτύου ηλεκτρικής ενέργειας, το κόστος συντήρησης αυτού, οι απώλειες ενεργού ισχύος και δηµιουργείται πρόβληµα στην ποιότητα της τάσης. Στις µέρες µας δε, όπου η τιµή του πετρελαίου ολοένα αυξάνεται και τα αποθέµατα των καύσιµων υλών (για την παραγωγή ηλεκτρικής ενέργειας) µειώνονται [63, 64, 65, 67], γίνεται επιτακτική η αύξηση της απόδοσης ενός δικτύου ηλεκτρικής ενέργειας, άρα και η µείωση της αέργου ισχύος. Για το λόγο αυτό τα δίκτυα ηλεκτρικής ενέργειας θεσπίζουν κανονισµούς σχετικά µε τα όρια της επιτρεπόµενης «κατανάλωσης» αέργου ισχύος [66], επιβάλλοντας πρόστιµα στους µεγάλους καταναλωτές, όταν δεν συµµορφώνονται µε αυτούς τους κανονισµούς. Επίσης απαγορεύουν τις εισαγωγές συσκευών οικιακής χρήσης, οι οποίες δεν τηρούν τους κανονισµούς. Όµως, συχνά, µε τη µείωση της αέργου ισχύος µειώνονται µεν οι απώλειες ενεργού ισχύος του συστήµατος, αυξάνονται όµως οι απώλειες των µετατροπέων (οι οποίοι συµβάλλουν στη µείωση αυτής). ηλαδή, γίνεται κατανοητό ότι η άεργος ισχύς και οι απώλειες ισχύος είναι συχνά αλληλοεξαρτώµενα και πολλές φορές βελτιώνοντας το ένα χειροτερεύει το άλλο. Στην παρούσα εργασία µελετάται διεξοδικά αυτή η αλληλεξάρτηση, για ένα σύστηµα αποτελούµενο από έναν ηλεκτρονικό µετατροπέα ισχύος ο οποίος τροφοδοτεί έναν ηλεκτρικό κινητήρα συνεχούς ρεύµατος Στόχοι της παρούσας διατριβής Η παρούσα διδακτορική διατριβή στοχεύει στη διεξοδική µελέτη της αέργου ισχύος, του συντελεστή ισχύος και του βαθµού απόδοσης σε µετατροπείς µονοφασικής εναλλασσόµενης τάσης σε συνεχή για τον έλεγχο ισχύος παθητικών και ενεργητικών 3

14 φορτίων καθώς και σε διατάξεις µετατροπής µονοφασικής εναλλασσόµενης τάσης σε µονοφασική εναλλασσόµενη τάση µεταβλητής ενεργού τιµής. Στις περισσότερες εφαρµογές ηλεκτρικής ενέργειας χρησιµοποιούνται ελεγχόµενοι µετατροπείς ισχύος. Πολλοί απ αυτούς αποτελούνται από µια ελεγχόµενη ανορθωτική διάταξη, η οποία είτε τροφοδοτεί έναν καταναλωτή Σ.Ρ. (π.χ. κινητήρα Σ.Ρ., συσσωρευτή, λαµπτήρα κ.α.), είτε κάποιον αντιστροφέα µέσω του οποίου ελέγχεται η συχνότητα και η τάση ενός φορτίου Ε.Ρ. (π.χ. ασύγχρονος κινητήρας). Τέτοιοι µετατροπείς (µονοφασικοί ή τριφασικοί) χρησιµοποιούνται συχνά στη βιοµηχανία αλλά και στην ηλεκτροκίνηση για την τροφοδοσία φορτίων µέσης και υψηλής ισχύος. Στην παρούσα διατριβή συγκρίνονται τυπικοί µετατροπείς µονοφασικής εναλλασσόµενης τάσης σε συνεχή, µεταβλητής µέσης τιµής, που καθιστά δυνατό τον έλεγχο της ισχύος. Στη συνέχεια προτείνεται η χρήση ενός µετατροπέα εναλλασσόµενης τάσης σε συνεχή διπλής κατεύθυνσης ρεύµατος, ο οποίος περιέχει µειωµένο αριθµό ηµιαγωγικών στοιχείων σε σύγκριση µε εκείνους που αναφέρονται και αναλύονται στη διεθνή βιβλιογραφία, έτσι ώστε να επιτυγχάνεται µείωση της αέργου ισχύος και των απωλειών. Στη συνέχεια συγκρίνονται οι βασικότερες τεχνικές παλµοδότησης, µέσω των οποίων πραγµατοποιείται ο έλεγχος της ισχύος του φορτίου παλµοδοτώντας τα ηµιαγωγικά στοιχεία του εκάστοτε ηλεκτρονικού µετατροπέα ισχύος. Από αυτή τη σύγκριση επιλέγεται η κατάλληλη τεχνική παλµοδότησης, έτσι ώστε να επιτυγχάνονται χαµηλή άεργος ισχύς και µειωµένες απώλειες. Για το µετατροπέα που προτείνεται στην παρούσα εργασία, χρησιµοποιώντας συγχρόνως την τεχνική παλµοδότησης που επιλέχθηκε ως καλύτερη µεταξύ των συνήθως προτεινόµενων, αναζητείται η κατάλληλη διακοπτική συχνότητα, µέσω της οποίας η άεργος ισχύς και οι απώλειες ισχύος λαµβάνουν τις χαµηλότερες δυνατές τιµές. Αυτή η συχνότητα προσδιορίζεται µέσω µίας κατάλληλης µεθοδολογίας η οποία είναι δυνατόν να χρησιµοποιείται για κάθε µετατροπέα. Επίσης, προτείνεται µία τεχνική παλµοδότησης, η οποία έχει ως στόχο τη µείωση της διαφοράς φάσης µεταξύ της βασικής αρµονικής της κυµατοµορφής του ρεύµατος και της τάσης του δικτύου, χωρίς να χρησιµοποιούνται πυκνωτές, όπως συµβαίνει συνήθως. Αυτή η τεχνική χρησιµοποιείται για την παλµοδότηση του προτεινόµενου µετατροπέα έτσι 4

15 ώστε, να αναιρεθεί η καθυστέρηση του ρεύµατος που δηµιουργεί το ωµικό-επαγωγικό φορτίο. Η χρήση αυτής της τεχνικής παλµοδότησης πραγµατοποιείται, επίσης, για ένα διακοπτικό µετατροπέα Ε.Ρ. Ε.Ρ. (AC chopper), έτσι ώστε να αναδειχθεί και να γενικευθεί η εφαρµογή της. Στη συνέχεια προτείνεται µια τεχνική έγχυσης ανώτερων αρµονικών στο ρεύµα εισόδου στην πλευρά του δικτύου. Με την τεχνική αυτή αναιρούνται οι ανώτερες αρµονικές του ρεύµατος που συνήθως υφίστανται µε επακόλουθο την περαιτέρω αύξηση του συντελεστή ισχύος. Τέλος, παρατίθενται τα συµπεράσµατα της διατριβής. Στην παρούσα διατριβή εξάγονται συµπεράσµατα αξιολογώντας τα αποτελέσµατα της προσοµοίωσης, η οποία πραγµατοποιήθηκε µέσω του λογισµικού Simulink/Matlab. Τα αποτελέσµατα της διεξοδικής προσοµοίωσης επιβεβαιώνονται µέσω της πειραµατικής διερεύνησης, χρησιµοποιώντας πειραµατικές διατάξεις που σχεδιάστηκαν και κατάσκευάσθηκαν στα πλαίσια της παρούσας διατριβής στο Εργαστήριο Ηλεκτροµηχανικής Μετατροπής Ενέργειας. 5

16 6

17 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 2 Άεργος ισχύς - Συντελεστής ισχύος Βαθµός απόδοσης 2.1. Λόγοι ύπαρξης της αέργου ισχύος Οι «καταναλωτές» αέργου ισχύος µπορούν να ταξινοµηθούν σε δύο κατηγορίες: α) αυτούς που αναγκάζουν το ρεύµα να καθυστερεί ως προς την τάση, β) αυτούς που παραµορφώνουν την κυµατοµορφή του ρεύµατος. Στην πρώτη κατηγορία κατατάσσονται οι γραµµές µεταφοράς ηλεκτρικής ενέργειας, οι µετασχηµατιστές του δικτύου, οι καταναλωτές που περιέχουν επαγωγές (π.χ. ηλεκτρικοί κινητήρες, ηλεκτροµαγνήτες, λαµπτήρες µε ballast, παθητικά φίλτρα κ.λ.π.). Βέβαια τα δίκτυα µε τους καταναλωτές σχεδόν πάντοτε έχουν επαγωγική συµπεριφορά [73] και για τον λόγο αυτό συνήθως οι χωρητικότητες επηρεάζουν θετικά (µειώνουν) την άεργο ισχύ. Στη δεύτερη κατηγορία κατατάσσονται σχεδόν όλοι οι ηλεκτρονικοί µετατροπείς ισχύος, οι οποίοι χρησιµοποιούνται είτε για τον έλεγχο των ηλεκτροµηχανικών µεγεθών των καταναλωτών (π.χ. έλεγχος της τάσης κάποιου φορτίου, έλεγχος της ισχύος, της ροπής και της ταχύτητας ηλεκτρικών µηχανών κ.λ.π.), είτε για τη διασύνδεση ανεµογεννητριών και φωτοβολταϊκών συστηµάτων µε το δίκτυο [1,18]. Τις περισσότερες φορές η εµφάνιση αέργου ισχύος οφείλεται στον συνδυασµό των δύο περιπτώσεων (α) και (β). Χαρακτηριστικά παραδείγµατα είναι τα κινητήρια συστήµατα αποτελούµενα από µετατροπείς εναλλασσόµενου ρεύµατος σε εναλλασσόµενο (Ε.Ρ. Ε.Ρ.), οι οποίοι ελέγχουν π.χ. την τάση ενός ασύγχρονου κινητήρα [4,5], οι ανορθωτικές διατάξεις για τον έλεγχο της ισχύος ενός κινητήρα συνεχούς ρεύµατος, οι αντιστροφείς κάποιου διασυνδεδεµένου φωτοβολταϊκού συστήµατος µε το δίκτυο Ε.Ρ. που τροφοδοτούν το δίκτυο Ε.Ρ. κ.λ.π. Στη συνέχεια παρουσιάζονται γενικά παραδείγµατα καταναλωτών αέργου ισχύος. Με τη βοήθεια αυτών των παραδειγµάτων εκφράζονται οι µαθηµατικές σχέσεις οι οποίες χρησιµοποιούνται για τους υπολογισµούς στην παρούσα διδακτορική διατριβή. Στο σχήµα 2.1 παρουσιάζονται οι ηµιτονοειδείς κυµατοµορφές του ρεύµατος και της τάσης του δικτύου για την περίπτωση ωµικού φορτίου (σχ.2.1α) και για την περίπτωση ωµικού-επαγωγικού φορτίου (σχ.2.1β), οι οποίες περιγράφονται από τις γνωστές σχέσεις, 7

18 u(t) = Uo sinω t (2.1) U o i(t) = sin( ω t +φ) 2 2 R + ( ωl) (2.2) όπου u(t), i(t) οι στιγµιαίες τιµές της τάσης και του ρεύµατος του εναλλασσόµενου δικτύου, U o το πλάτος της τάσης, ω η κυκλική συχνότητα, φ η διαφορά φάσης µεταξύ τάσης και ρεύµατος, R η ωµική αντίσταση του φορτίου και L η επαγωγή του φορτίου. Ως γνωστόν για την περίπτωση του ωµικού φορτίου ισχύει φ = 0 (σχ. 2.1α). 300 u ( t ) 300 u ( t ) u ( t ) ( V ), i ( t ) ( A ) i ( t ) 0 0,00 0,01 0,02 0,03 0,04 t ( s ) u ( t ) ( V ), i ( t ) ( A ) i ( t ) 0 0,00 0,01 0,02 0,03 0,04 t ( s ) p ( t ) ( VA ), P ( W ) p ( t ) P p ( t ) ( VA ), P ( W ) p ( t ) P 0 0,0 0 0,0 1 0,02 0,03 0,0 4 t ( s ) 0 0,03 0,0 4 0,0 5 0,0 6 0,0 7 t ( s ) p ( t ) 6000 p ( t ) p ( t ) ( VA ), S ( VA ) S p ( t ) ( VA ), S ( VA ) S 0 0,00 0,01 0,02 0,03 0,04 t ( s ) 0 0,03 0,04 0,05 0,06 0,07 (α) (β) Σχήµα 2.1: Κυµατοµορφές της τάσης u(t), του ρεύµατος i(t), οι τιµές της ενεργού και της φαινόµενης ισχύος (P, S) του δικτύου όταν χρησιµοποιείται: (α) καθαρά ωµικό φορτίο και (β) ωµικό επαγωγικό φορτίο. t ( s ) Στο σχήµα 2.1. (α) σχεδιάζονται επίσης η στιγµιαία τιµή της ισχύος p(t)=i(t)*u(t) η ενεργός ισχύς P και η φαινόµενη ισχύς S που αποδίδονται από το δίκτυο στο φορτίο και εκφράζονται µε τις σχέσεις (2.3) και (2.4). T 0 1 P = u( t) i( t) dt (2.3) T T T Urms I rms ( ) ( ) T T 0 0 S = = u t dt i t dt (2.4) 8

19 Είναι αυτονόητο ότι για ωµικό φορτίο η φαινόµενη ισχύς ισούται µε την ενεργό ισχύ S = P και συνεπώς η άεργος ισχύς σύµφωνα µε τη σχέση (2.5) είναι µηδενική. 2 2 Q= S P (2.5) Αντίθετα στο σχήµα 2.1. (β) το φορτίο είναι ωµικό επαγωγικό (R L) και για το λόγο αυτό η γωνία φ > 0. Φαίνεται ότι στην περίπτωση αυτή η φαινόµενη ισχύς είναι µεγαλύτερη της ενεργού ισχύος (S > P) και για το λόγο αυτό υπάρχει άεργος ισχύς Q. Γενικά, όταν η τάση ενός φορτίου ελέγχεται µέσω ενός µετατροπέα όπως δείχνει το σχήµα 2.2, τότε προφανώς προκύπτει µία κυµατοµορφή ρεύµατος, η οποία είναι µη ηµιτονοειδής και µετατοπισµένη ως προς την ηµιτονοειδή τάση της πηγής. Έτσι, ως παράδειγµα στο σχήµα 2.2 (α) φαίνονται οι κυµατοµορφές της τάσης και του ρεύµατος του δικτύου εναλλασσόµενου ρεύµατος, όταν µε έναν ελεγχόµενο µετατροπέα κατάλληλης τοπολογίας (σχ. 2.2 β) µεταβάλλεται η τάση στα άκρα ενός ωµικού φορτίου µεταβάλλοντας τη γωνία έναυσης. Επίσης, αποτυπώνονται η στιγµιαία, η ενεργός και η φαινόµενη ισχύς. Φαίνεται ότι η ενεργός ισχύς P λαµβάνει µικρότερη τιµή από την φαινόµενη ισχύ S και έτσι από τη σχέση (2.5) διαπιστώνεται η εµφάνιση αέργου ισχύος στο σύστηµα µετατροπέας φορτίο. Η εµφάνιση αυτής της αέργου ισχύος οφείλεται σε δύο παράγοντες. Ο πρώτος είναι η µετατόπιση της βασικής αρµονικής του ρεύµατος ως προς την τάση του δικτύου [6,42]. Ο δεύτερος είναι η απόκλιση της κυµατοµορφής του ρεύµατος u ( t ) i ( t ) α 0 0,0 4 0, 0 5 0,0 6 0,0 7 0, 0 8 t ( s ) p(t) S P 0 0,040 0,045 0,050 0,055 0,060 0,065 0,070 0,075 0,080 t ( s ) (α) (β) Σχήµα 2.2: Κυµατοµορφές της τάσης u(t), του ρεύµατος i(t), της ισχύος p(t) καθώς και η ενεργός και φαινόµενη ισχύς (P, S) για ωµικό φορτίο για γωνία έναυσης α κατά τη µετατροπή εναλλασσόµενης τάσης σε συνεχή. 9

20 από την ηµιτονοειδή κυµατοµορφή. Τα σχήµατα αυτά προέκυψαν από προσοµοίωση συστήµατος που είχε τη γενική δοµή του σχήµατος 2.2. (β) και αφορά σε µετατροπέα της µονοφασικής εναλλασσόµενης τάσης σε συνεχή µεταβαλλόµενης τιµής. Σύµφωνα µε την ανάλυση Fourier µία περιοδική µη ηµιτονοειδής κυµατοµορφή αναλύεται σε άθροισµα άπειρων ηµιτονοειδών κυµατοµορφών σύµφωνα µε τη σχέση (2.6). Οι συχνότητες αυτών των κυµατοµορφών (hωt) είναι ακέραια πολλαπλάσια (h =1,2,3,, ) της συχνότητας της αρχικής µη ηµιτονοειδούς κυµατοµορφής [6,43]. i(t) = I + i (t) = I + { α cos(hω t) +β sin(hωt)} DC h DC h h h= 1 h= 1 h εφφ h = α h 1 2π α h = i(t)cos(hωt)d( ω t) h= 1,..., π 0 1 2π β h = i(t)sin(hωt)d( ω t) h= 1,..., π 0 1 2π 1 T IDC = i(t) d( ω t) = i(t) d(t) 2π 0 T 0 (b ) (2.6) Αν θεωρηθεί ότι η κυµατοµορφή της πηγής είναι συµµετρική (π.χ. σχ.2.2), τότε ο όρος I DC είναι µηδέν (I DC =0). Επίσης, για περιττές συναρτήσεις (f(-t)=-f(t)) ο παράγοντας α h λαµβάνει µηδενική τιµή. Έτσι το ρεύµα περιγράφεται από τη σχέση, (2.7) i(t) = i (t) + i (t) = 2I sin( ω t +φ ) + i (t) 1 h h h= 2 h= 2 όπου ω 1 είναι η κυκλική συχνότητα της πρώτης αρµονικής (π.χ. συχνότητα 50Hz), φ 1 η διαφορά φάσης µεταξύ της τάσης του δικτύου και της πρώτης αρµονικής του ρεύµατος, i(t) η στιγµιαία τιµή του ρεύµατος του δικτύου και i h (t) το άθροισµα των ανώτερων h 1 αρµονικών. Από τη σχέση (2.7) διαπιστώνεται ότι λόγω της κυµατοµορφής του ρεύµατος του σχ.2.2 εµφανίζεται άεργος ισχύς στο δίκτυο, η οποία οφείλεται, α) στην καθυστέρηση της βασικής αρµονικής του ρεύµατος ως προς την τάση και β) στις ανώτερες αρµονικές του ρεύµατος, µε τη θεώρηση ότι η τάση του δικτύου είναι τέλειο ηµίτονο, δηλαδή δεν επηρεάζεται από τις ανώτερες αρµονικές του ρεύµατος. Στο σχήµα 2.3. φαίνονται η τάση και η δεύτερη αρµονική του ρεύµατος του δικτύου, καθώς και η στιγµιαία τιµή της ισχύος p(t) που αντιστοιχεί στην αρµονική αυτή, όπως προέκυψε από εξοµοίωση. Είναι προφανές 10

21 9 0 0 u ( t ) p ( t ) / 5 i ( t ) * 5 0 0, 0 4 0, 0 6 0, 0 8 t ( s ) Σχήµα 2.3: Κυµατοµορφές τάσης δικτύου u(t) της δεύτερης αρµονικής του ρεύµατος i(t) και της στιγµιαίας τιµής της ισχύος p(t). ότι η µέση τιµή της στιγµιαίας ισχύος, δηλαδή η ενεργός ισχύς P, ισούται µε µηδέν, και καθώς η φαινόµενη ισχύς λαµβάνει τιµή S = I rms *U rms, προκύπτει ότι η άεργος ισχύς είναι Q = S. Συµπεραίνεται, δηλαδή, ότι οι ανώτερες αρµονικές του ρεύµατος είναι υπεύθυνες για την εµφάνιση µόνο αέργου ισχύος. Στην πραγµατικότητα η τάση του δικτύου επηρεάζεται από τις ανώτερες αρµονικές του ρεύµατος. Σ αυτή την περίπτωση οι ανώτερες αρµονικές του ρεύµατος διαδραµατίζουν κάποιο ρόλο στην τελική τιµή της ενεργού ισχύος Ρ. Στο σχήµα 2.4. δίνεται ένα παράδειγµα για τις δύο περιπτώσεις, όταν δηλαδή η τάση του δικτύου εναλλασσόµενου u ( t ) u ( t ) ,02 0,04 t ( s ) ,02 0,04 t ( s ) i ( t )* i ( t )* (α) (β) Σχήµα 2.4: Οι κυµατοµορφές της τάσης u(t) και του ρεύµατος i(t) όταν η τάση εισόδου (α) δεν επηρεάζεται και (β) επηρεάζεται από το ρεύµα του φορτίου. ρεύµατος u(t), α) δεν επηρεάζεται από τις ανώτερες αρµονικές του ρεύµατος (σχ.2.4α) και β) επηρεάζεται (σχ.2.4β). Η ενεργός ισχύς που καταναλώνει το φορτίο (P o, P o) επιλέγεται ίση και στις δύο περιπτώσεις P o = P o = 1560 W. Η επιλογή αυτή επιτυγχάνεται µέσω του λόγου κατάτµησης των ηµιαγωγικών στοιχείων του µετατροπέα. Στην πρώτη περίπτωση (σχ.2.4α) η φαινόµενη ισχύς λαµβάνει τη συγκεκριµένη τιµή S = 1612,2 VA, η ενεργός

22 ισχύς στην είσοδο είναι P = 1595,58 W και η άεργος ισχύς είναι Q = 230 Var. Στη δεύτερη περίπτωση (σχ.2.4β) η φαινόµενη ισχύς λαµβάνει την τιµή S = 1611,81 VA, η ενεργός ισχύς P = 1594,3 W και η άεργος ισχύς την τιµή Q = 238 Var. Συνήθως, στην πράξη η τάση του δικτύου επηρεάζεται αρκετά λιγότερο από ό,τι φαίνεται στο παράδειγµα. Όµως, ακόµη και στην περίπτωση του παραδείγµατος όπως φαίνεται, οι διαφορές είναι πολύ µικρές (S S και P P). Έτσι, στην εργασία αυτή σε ελάχιστες περιπτώσεις η παραµόρφωση της τάσης δεν λαµβάνεται υπ όψιν στους υπολογισµούς, καθόσον η επιρροή της προκαλεί ασήµαντες επιπτώσεις Συντελεστής ισχύος και βαθµός απόδοσης Ως συντελεστής ισχύος (PF) ορίζεται ο λόγος της ενεργού ισχύος προς την φαινόµενη ισχύ όπως φαίνεται από τη σχέση (2.8) και καθορίζει το ποσοστό της φαινόµενης ισχύος το οποίο µετατράπηκε σε ωφέλιµο έργο. Προφανώς όσο µικρότερος είναι αυτός, τόσο µεγαλύτερη είναι η άεργος ισχύς. P P 0 PF= = = S U T T rms I rms T T 1 u(t)i(t)dt T u (t)dt T 0 0 i (t)dt (2.8) Συµβολίζονται µε: P η ενεργός ισχύς στην πλευρά του δικτύου, S η φαινόµενη ισχύς του δικτύου, u(t) η στιγµιαία τιµή της τάσης του δικτύου, i(t) η στιγµιαία τιµή του ρεύµατος στην πλευρά του δικτύου και Τ η περίοδος της κυµατοµορφής της τάσης του δικτύου. Στην περίπτωση όπου η τάση του δικτύου µπορεί να θεωρηθεί καθαρό ηµίτονο, ισχύει P= Urms I1rms cosφ 1, (2.9) καθώς, όπως αναφέρθηκε µόνο η πρώτη αρµονική του ρεύµατος είναι υπεύθυνη για την εµφάνιση ενεργού ισχύος. Για τον συντελεστή ισχύος διατυπώνεται η σχέση PF U I cosφ I rms 1rms 1 1rms = = cosφ1 Urms Irms Irms, (2.10) όπου Ι 1rms είναι η ενεργός τιµή της πρώτης αρµονικής του ρεύµατος και Ι rms η ενεργός τιµή του συνόλου των αρµονικών η οποία περιγράφεται µε τη µαθηµατική σχέση: 12

23 2 2 rms 1rms hrms h= 2 I = I + I (2.11) Στην παρούσα εργασία η διαφορά φάσης φ 1 υπολογίζεται από τη σχέση (2.10) καθώς αυτή ισχύει µε αρκετά µεγάλη ακρίβεια, όπως φάνηκε στο τέλος της προηγούµενης ενότητας. Ορίζεται ως THD (total harmonic distortion) ή ολική αρµονική παραµόρφωση ο λόγος THD= 2 Ihrms h= 2 I 1rms, (2.12) ο οποίος καθορίζει το ποσοστό των ανώτερων αρµονικών ως προς τη βασική αρµονική. Είναι προφανές ότι όσο µικρότερος είναι ο λόγος THD, τόσο η κυµατοµορφή του ρεύµατος πλησιάζει στην ηµιτονοειδή µορφή. Ισχύει για τον συντελεστή ισχύος PF= cosφ (THD) 2, (2.13) που σηµαίνει ότι ο συντελεστής ισχύος εξαρτάται από τη µετατόπιση της βασικής αρµονικής του ρεύµατος ως προς την τάση (cosφ 1 ), καθώς και από το περιεχόµενο των ανώτερων αρµονικών. Εκτός από το συντελεστή ισχύος, ένα από τα σηµαντικότερα ενεργειακά µεγέθη είναι και ο βαθµός απόδοσης η. Αυτός καθορίζει το ποσοστό των απωλειών µεταξύ δύο σηµείων ενός συστήµατος π.χ. στο σχ.2.4 ο βαθµός απόδοσης του µετατροπέα είναι ο λόγος της ενεργού ισχύος εξόδου P o προς την ισχύ εισόδου P. T 1 u o (t)i o (t)dt P T ο 0 η= = T P 1 u(t)i(t)dt T 0 (2.14) P o ενεργός ισχύς στην έξοδο του συστήµατος Ρ ενεργός ισχύς στην είσοδο του συστήµατος u(t), u o (t), στιγµιαία τιµή της τάσης στην είσοδο και στην έξοδο αντίστοιχα ι(t), ι o (t), στιγµιαία τιµή του ρεύµατος στην είσοδο και στην έξοδο αντίστοιχα. 13

24 Στην εργασία αυτή η µέγιστη τιµή του συντελεστή ισχύος και του βαθµού απόδοσης θεωρείται µείζον ζήτηµα και ο υπολογισµός τους θα πραγµατοποιείται από τις σχέσεις (2.8) και (2.14), που είναι οι γενικές σχέσεις και ισχύουν σε κάθε περίπτωση και αποτελούν τον ορισµό των δύο αυτών µεγεθών. 14

25 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 3 Τεχνικές διόρθωσης του συντελεστή ισχύος και τοπολογίες µετατροπέων εναλλασσόµενης τάσης σε συνεχή 3.1. Τεχνικές Παλµοδότησης και Συντελεστής Ισχύος Για τον έλεγχο ενός µετατροπέα ισχύος και την επίτευξη υψηλού συντελεστή ισχύος (PF), η τεχνική παλµοδότησης διαδραµατίζει το σηµαντικότερο ρόλο. Πλήθος τεχνικών παλµοδότησης συναντώνται στη βιβλιογραφία. Η απόφαση ποια από αυτές θα χρησιµοποιηθεί στην εκάστοτε περίπτωση, εξαρτάται κυρίως από τη δοµή του µετατροπέα, από την ισχύ που µεταφέρεται, από την εκάστοτε εφαρµογή, από το απαιτούµενο κόστος, τον όγκο της συσκευής, την αξιοπιστία και από άλλους ακόµη παράγοντες. Γενικά όµως οι τεχνικές παλµοδότησης µπορούν να ταξινοµηθούν σε δύο κατηγορίες. Στην πρώτη κατηγορία κατατάσσονται οι τεχνικές παλµοδότησης των ηµιαγωγικών στοιχείων µε διακοπτική συχνότητα ίση µε τη συχνότητα του δικτύου (π.χ. 50 Hz). Στη δεύτερη κατηγορία κατατάσσονται οι τεχνικές παλµοδότησης των ηµιαγωγικών στοιχείων µε διακοπτική συχνότητα υψηλότερη του δικτύου (π.χ. 2 khz, 10 khz κ.λ.π.) Τεχνικές παλµοδότησης µε διακοπτική συχνότητα ίση µε τη συχνότητα του δικτύου Στις τεχνικές αυτές ανήκει η γνωστή παλµοδότηση των θυρίστορ µε καθυστέρηση της γωνίας έναυσης κατά γωνία α. Ως γνωστό, µε τη χρήση του θυρίστορ δεν µπορεί να ελεγχθεί από το ηλεκτρόδιο πύλης, η χρονική στιγµή σβέσης του ηµιαγωγικού στοιχείου. Όµως, οι περισσότερες τεχνικές παλµοδότησης που επιτυγχάνουν υψηλό συντελεστή ισχύος στηρίζονται στον έλεγχο της σβέσης των ηµιαγωγικών στοιχείων και για το λόγο αυτό χρησιµοποιούνται στοιχεία µε ελεγχόµενη σβέση όπως τα IGBT, τα MOSFET, τα GTO, τα IGCT κ.ά. Οι τεχνικές παλµοδότησης µε τη συχνότητα του δικτύου είναι τρεις και περιγράφονται παρακάτω: 15

26 α) Ο παλµός έναυσης καθυστερεί κατά γωνία α ως προς την τάση του δικτύου σχ.3.1 [6,42]. Επισηµαίνεται ότι µε τα στοιχεία όπως τα IGBT κ.α. ελέγχεται και η διακοπή του ρεύµατος κατά το µηδενισµό της τάσης. Με την τεχνική αυτή η πρώτη αρµονική του ρεύµατος καθυστερεί της τάσης του δικτύου, µε αποτέλεσµα καθώς αυξάνεται η γωνία έναυσης να µειώνεται ο συντελεστής ισχύος. Επίσης, καθώς αυξάνεται η γωνία έναυσης α, η κυµατοµορφή του ρεύµατος αποκλίνει ολοένα και περισσότερο από την ηµιτονοειδή, µε αποτέλεσµα να αυξάνονται οι ανώτερες αρµονικές και έτσι να µειώνεται ο συντελεστής ισχύος. Παρατηρούµε στο σχήµα 3.1 ότι το ρεύµα αυξάνεται απότοµα και τούτο οφείλεται στη δοµή και λειτουργία του συστήµατος που προσοµοιώθηκε και το οποίο αναλύεται διεξοδικά στο επόµενο κεφάλαιο. u ( t ) ( V ), i ( t )*10 ( A ) u ( t ) i ( t ) * 1 0 0, 0 0 0, 0 2 α Σχήµα 3.1: Τεχνική παλµοδότησης µε διακοπτική συχνότητα ίση µε τη συχνότητα του δικτύου και µε γωνία καθυστέρησης α. β) Η σβέση του παλµού προηγείται του µηδενισµού της τάσης του δικτύου κατά γωνία β σχ.3.2 [52], ενώ η έναυση πραγµατοποιείται κατά το µηδενισµό της τάσης. Με την τεχνική αυτή η πρώτη αρµονική του ρεύµατος προηγείται της τάσης του δικτύου, µε αποτέλεσµα καθώς αυξάνεται η γωνία β να µειώνεται ο συντελεστής ισχύος λόγω της µετατόπισης της γωνίας µεταξύ τάσης και ρεύµατος (-φ), αλλά και λόγω της αύξησης των ανώτερων αρµονικών. Το χαρακτηριστικό αυτής της τεχνικής παλµοδότησης είναι ότι, η u ( t ) ( V ), i ( t )*10 ( A ) u ( t ) i ( t ) t ( s e c ) β Σχήµα 3.2: Τεχνική παλµοδότησης µε διακοπτική συχνότητα ίση µε τη συχνότητα του δικτύου και γωνία προήγησης β. 16

27 βασική αρµονική του ρεύµατος προηγείται της τάσης πράγµα, το οποίο είναι επιθυµητό από την πλευρά του δικτύου, το οποίο είναι επαγωγικής φύσεως. Επίσης, οι ανώτερες αρµονικές λαµβάνουν υψηλές τιµές, µε αποτέλεσµα συνολικά να εµφανίζεται υψηλή τιµή και στην άεργο ισχύ όπως θα φανεί στο επόµενο κεφάλαιο. γ) Συνδυασµός των δύο τεχνικών έναυσης α) και β) σχ.3.3 [2]. Με αυτή την τεχνική η πρώτη αρµονική του ρεύµατος µπορεί να γίνει συµφασική της τάσης του δικτύου. Όµως και σ αυτή την περίπτωση οι ανώτερες αρµονικές του ρεύµατος λαµβάνουν υψηλές τιµές, µε αποτέλεσµα η άεργος ισχύς να είναι επίσης υψηλή, όπως θα δείξει η ανάλυση στο επόµενο κεφάλαιο. u ( t ) ( V ), i ( t )*10 ( A ) , 0 2 t ( s e c ) α i ( t ) u ( t ) β Σχήµα 3.3: Τεχνική παλµοδότησης µε διακοπτική συχνότητα ίση µε τη συχνότητα του δικτύου µε συνδυασµό των τεχνικών α) και β). Χρησιµοποιώντας αυτές τις τρεις τεχνικές αποκτάται το πλεονέκτηµα ότι, οι διακοπτικές απώλειες είναι πολύ µικρές. Όµως ο συντελεστής ισχύος µειώνεται µονότονα µε τη µείωση της ισχύος και αυτό είναι σηµαντικό µειονέκτηµα Τεχνικές παλµοδότησης µε διακοπτική συχνότητα υψηλότερη της συχνότητας του δικτύου Οι τεχνικές µε διακοπτική συχνότητα µεγαλύτερης της συχνότητας του δικτύου κατατάσσονται σε τρεις µεγάλες κατηγορίες. α) HCC - µε έλεγχο βρόχου υστέρησης (Hysteresis Current Control) [10,26]. Όπως είναι γνωστό, σύµφωνα µε αυτή την τεχνική παλµοδότησης δηµιουργούνται δύο αναφορές ρεύµατος, οι οποίες είναι ανάλογες της τάσης εισόδου (άνω και κάτω όριο σχ.3.4). Η στιγµιαία τιµή του ρεύµατος συγκρίνεται µε τις τιµές των ορίων της αναφοράς περιορίζοντάς το εντός αυτών. 17

28 Σχήµα 3.4: Η τεχνική παλµοδότησης µε έλεγχο του βρόχου υστέρησης. Είναι προφανές ότι χρησιµοποιώντας αυτή την τεχνική παλµοδότησης, η διακοπτική συχνότητα δεν είναι σταθερή και ποικίλει ανάλογα µε τα επιλεγµένα όρια του βρόχου υστέρησης, την τιµή του φίλτρου εισόδου ακόµη και από το είδος του φορτίου. Τα πλεονεκτήµατα αυτής της τεχνικής είναι ο υψηλός συντελεστής ισχύος και η αξιοπιστία που παρέχει κατά τις µεταβατικές καταστάσεις. Τα µειονεκτήµατα αυτής είναι, i) η δυσκολία σχεδιασµού παθητικού φίλτρου εισόδου (αναγκαίου για τη µείωση των ανώτερων αρµονικών), ii) η διακοπτική συχνότητα είναι υψηλότερη από ό,τι στις άλλες τεχνικές µε αποτέλεσµα να είναι επέρχεται µείωση του βαθµού απόδοσης, iii) απαιτείται αισθητήρας του ρεύµατος εισόδου µεγάλης ακρίβειας. Ο αισθητήρας αυτός είναι ευαίσθητος στο θόρυβο [1,4,5,11,26]. β) Απλή τεχνική διαµόρφωσης εύρους παλµών PWM. Σύµφωνα µε αυτή την τεχνική παλµοδότησης µία τριγωνική κυµατοµορφή συγκρίνεται µε κάποιο σήµα συνεχούς ρεύµατος. Από τη σύγκριση αυτών προκύπτουν κάποιοι παλµοί (σχ. 3.5). Εφόσον το συνεχές σήµα είναι σταθερό, τότε η παλµοσειρά έχει παλµούς µε σταθερό εύρος για ολόκληρη την περίοδο της τάσης του δικτύου U tr U DC t ( s ) Σχήµα 3.5: ηµιουργία παλµών κατά την απλή τεχνική παλµοδότησης PWM. 18

29 Ένα χαρακτηριστικό αυτής της µεθόδου είναι το γεγονός ότι το σύστηµα το οποίο εφαρµόζεται δεν είναι ευαίσθητο στο θόρυβο στο βαθµό που συµβαίνει µε τη µέθοδο HCC. Η διακοπτική συχνότητα είναι σταθερή, πράγµα που σηµαίνει ότι ο σχεδιασµός του φίλτρου εισόδου είναι εύκολος. Όµως ο συντελεστής ισχύος λαµβάνει αρκετά χαµηλότερες τιµές σε σύγκριση µε την HCC. Για το λόγο αυτό χρησιµοποιούνται κάποιες άλλες τεχνικές PWM, όπως η τεχνική οριακού ρεύµατος [26,53] (σχ. 3.6). Χρησιµοποιώντας αυτή την τεχνική παλµοδότησης, το ρεύµα εισόδου συγκρίνεται µε µία ηµιτονοειδή κυµατοµορφή το εύρος της οποίας είναι προκαθορισµένο και ίσο µε τη οριακή (µέγιστη) τιµή του ρεύµατος που επιθυµείται. Όταν το ρεύµα είναι µικρότερο από την επιλεγµένη οριακή τιµή αναφοράς, τότε αποκτάται ένα συνεχές σήµα, το οποίο συγκρίνεται µε ένα τριγωνικό σήµα και το αποτέλεσµα της σύγκρισης δίνεται ως παλµός στην πύλη των ηµιαγωγικών στοιχείων. ηλαδή, δύο συνθήκες πρέπει να ισχύουν ώστε να δηµιουργηθεί παλµός: α) το σήµα Σ.Ρ. να υπερβαίνει την εκάστοτε στιγµιαία τιµή του τριγωνικού σήµατος και β) το ρεύµα που µετράει ο αισθητήρας να είναι µικρότερο από το ρεύµα αναφοράς. Προφανώς, η διακοπτική συχνότητα λαµβάνει τιµές υψηλότερες από τις προεπιλεγµένες, λόγω της δεύτερης συνθήκης που πρέπει να ισχύει. Πάντως, η διακοπτική συχνότητα είναι χαµηλότερη συγκριτικά µε την τεχνική παλµοδότησης HCC. Σχήµα 3.6: Η τεχνική παλµοδότησης µε την µέθοδο οριακού ρεύµατος. Τα πλεονεκτήµατα αυτής της τεχνικής παλµοδότησης είναι ο υψηλότερος συντελεστής ισχύος σε σύγκριση µε την απλή τεχνική PWM και όπου η διακοπτική συχνότητα είναι χαµηλότερη από µία προεπιλεγµένη τιµή [26]. Βασικά µειονεκτήµατα είναι η ευαισθησία του αισθητήρα ρεύµατος στο θόρυβο (καθώς αυτός µετράει τη στιγµιαία τιµή του ρεύµατος µε υψηλή ακρίβεια) και η υψηλότερη διακοπτική συχνότητα σε σύγκριση µε την απλή µέθοδο PWM και την ηµιτονοειδή spwm, η οποία θα παρουσιασθεί αµέσως µετά. 19

30 γ) spwm Η ηµιτονοειδής διαµόρφωση εύρους παλµών (sinusoidal pulse width modulation) [6] είναι µία από τις σηµαντικότερες τεχνικές παλµοδότησης. Ο παλµός στην έξοδο λαµβάνεται ύστερα από τη σύγκριση µιας τριγωνικής κυµατοµορφής µε ένα ηµίτονο ανάλογο της τάσης του δικτύου εναλλασσόµενου ρεύµατος (σχ. 3.7). Η σύγκριση αυτή παράγει µία παλµοσειρά, στην οποία η διάρκεια των επιµέρους παλµών µεταβάλλεται ηµιτονοειδώς κατά τη διάρκεια µιας περιόδου. 1,0 0,8 U tr 0,6 0,4 0,2 U sin 0,0 0,000 0,005 0,010 t ( s ) pulses 1,0 0,8 0,6 0,4 0,2 0,0 0,000 0,005 0,010 t ( s ) Σχήµα 3.7: Λήψη των παλµών κατά την ηµιτονοειδή διαµόρφωση εύρους παλµών (spwm). Με την παλµοδότηση αυτή επιτυγχάνεται υψηλός συντελεστής ισχύος διατηρώντας σταθερή διακοπτική συχνότητα. Επειδή ο αισθητήρας ρεύµατος χρησιµοποιείται µόνο για τον έλεγχο της ισχύος δεν απαιτείται να έχει µεγάλη ακρίβεια, µε αποτέλεσµα το σύστηµα να µην είναι ευαίσθητο στο θόρυβο. ηλαδή, η τυχόν ευαισθησία του στο θόρυβο δεν συνεπάγεται και ευαισθησία του συστήµατος. Τούτο είναι θετικό διότι κατά αυτό τον τρόπο δεν προκύπτουν διαταράξεις κατά την εµφάνιση παρασιτικών σηµάτων. Στο σηµείο αυτό πρέπει να τονισθεί ότι υπάρχουν πλήθος άλλων τεχνικών παλµοδότησης, οι οποίες ποικίλουν ανάλογα µε την εφαρµογή [18,68,1]. Παραδείγµατος χάρη, συχνά χρησιµοποιούνται τεχνικές παλµοδότησης PWM, οι οποίες ακολουθούν µία προκαθορισµένη εξίσωση που είναι αποθηκευµένη στη µνήµη ενός µικροϋπολογιστή. Οι περισσότερες όµως βασίζονται στις τεχνικές που προαναφέρθηκαν και µ αυτό το σκεπτικό αυτές θεωρήθηκαν ως βασικότερες στην παρούσα εργασία. Αυτές θα µελετηθούν και θα συγκριθούν µεταξύ τους σε επόµενο κεφάλαιο µέσω προσοµοίωσης. Με κριτήρια [69] το συντελεστή ισχύος και το βαθµό απόδοσης θα επιλεχθεί η καταλληλότερη τεχνική παλµοδότησης η οποία θα αποτελέσει τη βάση στην παρούσα διατριβή για περαιτέρω βελτιώσεις. 20

31 3.2. Τοπολογίες µετατροπέων εναλλασσόµενης τάσης σε συνεχή Περιγραφή τυπικών τοπολογιών Όταν απαιτείται ανόρθωση της τάσης ενός δικτύου εναλλασσόµενου ρεύµατος και έλεγχος της τάσης ενός φορτίου συνεχούς ρεύµατος µέσης και υψηλής ισχύος, επιτυγχάνοντας ταυτόχρονα υψηλό συντελεστή ισχύος, οι βασικότερες τοπολογίες που χρησιµοποιούνται είναι οι εξής [7, 72]: α) Η γέφυρα µε δύο διόδους και δύο διακοπτικά στοιχεία (σχ. 3.8). Τα διακοπτικά στοιχεία µπορεί να είναι MOSFET, IGBT, IGCT κ.τ.λ. [71]. Η επιλογή του στοιχείου πραγµατοποιείται ανάλογα µε την ισχύ, την τάση, το ρεύµα και τη διακοπτική συχνότητα που πρέπει να επιλεγεί. Το φίλτρο στην είσοδο είναι απαραίτητο όταν απαιτείται υψηλός συντελεστής ισχύος. Τα διακοπτικά στοιχεία (στο παράδειγµα είναι IGBT) καθορίζουν το λόγο κατάτµησης (Duty Cycle) και κατ επέκταση την τάση του φορτίου. Η ροή του ρεύµατος σε κάθε ηµιπερίοδο της τάσης της πηγής Ε.Ρ. πραγµατοποιείται µέσω ενός ελεγχόµενου ηµιαγωγικού στοιχείου και µιας διόδου. Η δίοδος D o χρησιµοποιείται για την ελεύθερη διέλευση του ρεύµατος όταν τα ελεγχόµενα ηµιαγωγικά στοιχεία δεν παλµοδοτούνται.. Π η γή Ε.Ρ. L φ C φ.. I G B T 1 I G B T 2 D o φορτίο φ ίλτρ ο D 1 D 2. Σχήµα 3.8: Τοπολογία γέφυρας µε δύο διόδους και δύο ελεγχόµενα ηµιαγωγικά στοιχεία. β) Ανορθωτική γέφυρα µε τέσσερις διόδους και ένα ελεγχόµενο ηµιαγωγικό στοιχείο στην έξοδο της γέφυρας (σχ. 3.9). Το στοιχείο διαχειρίζεται το σύνολο του ρεύµατος φορτίου, σε αντίθεση µε την προηγούµενη περίπτωση όπου κάθε ελεγχόµενο ηµιαγωγικό στοιχείο είναι ενεργό για µισή περίοδο του δικτύου. Η ροή του ρεύµατος πραγµατοποιείται µέσω δύο διόδων και ενός ελεγχόµενου ηµιαγωγικού στοιχείου. Μέσω του λόγου κατάτµησης του ελεγχόµενου ηµιαγωγικού στοιχείου µεταβάλλεται η τάση στο φορτίο και κατά συνέπεια η ισχύς. Σε σύγκριση µε την τοπολογία του σχ. 3.8 η τοπολογία αυτή µειονεκτεί ως προς τη ροή 21

32 D 1 D 3 I G B T L φ D o Π η γή Ε.Ρ. C φ φορτίο Φ ίλτρ ο D 4 D 2 Σχήµα 3.9: Τοπολογία ανορθωτικής γέφυρας µε ένα ελεγχόµενο στοιχείο στην έξοδο της. του ρεύµατος µέσα από µία επιπλέον δίοδο, πλεονεκτεί όµως ως προς την απλότητα του κυκλώµατος παλµοδότησης καθώς απαιτείται ένας παλµός αντί για δύο. γ) Γέφυρα µε διόδους και επιπρόσθετα αντιπαράλληλα ελεγχόµενα διακοπτικά στοιχεία. Στο σχήµα 3.10 παρουσιάζεται µια ανορθωτική γέφυρα µε διόδους και µε δύο αντιπαράλληλα ηµιαγωγικά στοιχεία στην είσοδο. Μέσω των δύο ελεγχόµενων στοιχείων πραγµατοποιείται ο έλεγχος της τάσης στην είσοδο της ανορθωτικής γέφυρας µε τις διόδους και έτσι πραγµατοποιείται έµµεσα έλεγχος της ισχύος. I G B T 1 D 1 D 3 L φ Πηγή Ε.Ρ. C φ I G B T 2 φορτίο φίλτρο D 4 D 2 Σχήµα 3.10: Τοπολογία ανορθωτικής γέφυρας µε δύο ελεγχόµενα στοιχεία στην είσοδό της. Η ροή του ρεύµατος σε κάθε ηµιπερίοδο πραγµατοποιείται µέσω δύο διόδων και ενός ελεγχόµενου ηµιαγωγικού στοιχείου όπως και στην τοπολογία του σχήµατος 3.9. Από τις τρεις τοπολογίες που παρουσιάσθηκαν στην ενότητα αυτή, δεν είναι προφανές ποιά από αυτές είναι βέλτιστη όσον αφορά τα δύο σηµαντικά ενεργειακά µεγέθη, τον συντελεστή ισχύος και το βαθµό απόδοσης. Στην προσπάθεια να επιλεγεί η κατάλληλη τοπολογία συγκρίνονται οι τρεις µετατροπείς µέσω προσοµοίωσης µε τη βοήθεια του λογισµικού Simulink/Matlab Σύγκριση της λειτουργίας των τοπολογιών µέσω προσοµοίωσης Περιγραφή των παραµετρικών στοιχείων του συστήµατος κατά την προσοµοίωση Στο σχήµα 3.11 παρουσιάζονται οι τρεις τοπολογίες για τη µετατροπή εναλλασσόµενης τάσης σε συνεχή µε σκοπό τον έλεγχο των στροφών ενός κινητήρα συνεχούς ρεύµατος. 22

33 L o Μηχανικό φορτίο IG BT1 IG B T2 R κ L κ L φ Πηγή Ε.Ρ. C φ Φίλτρο D1 D2 D o C o M Μηχανή Σ.Ρ. (α) D 1 D 3 IG B T L o Μηχανικό φορτίο R κ L κ L φ D o Πηγή Ε.Ρ. C φ C o M Μηχανή Σ.Ρ. (β) Φίλτρο D 4 D 2 IG BT1 D1 L o D3 Μηχανικό φορτίο R κ L κ L φ (γ) Πηγή Ε.Ρ. C φ IG BT2 C o M Μηχανή Σ.Ρ. Φίλτρο D4 D2 Σχήµα 3.11: Οι τρεις τοπολογίες προς σύγκριση. Οι τιµές των παθητικών στοιχείων L ο και C ο, που χρησιµοποιούνται για την εξοµάλυνση του συνεχούς ρεύµατος και της συνεχούς τάσης, καθώς και του φίλτρου εισόδου µε στοιχεία L φ και C φ για την αποµάκρυνση των ανωτέρων αρµονικών είναι ακριβώς οι ίδιες για τις τρεις τοπολογίες µετατροπέων. Επίσης τα στοιχεία R κ και L κ είναι ίδια και συµβολίζουν την αντίσταση βραχυκύκλωσης και την επαγωγή σκέδασης του µετασχηµατιστή, ο οποίος π.χ. τροφοδοτεί το εσωτερικό δίκτυο µιας βιοµηχανίας. Επίσης, κατά την προσοµοίωση λήφθηκαν υπόψη και κάποιες ωµικές απώλειες µεταξύ του προαναφερόµενου µετασχηµατιστή και του φίλτρου εισόδου του µετατροπέα. Αυτές οι απώλειες συµβολίζονται µε R ε στον πίνακα 3.1. Για τους υπολογισµούς που διεξάγονται 23

34 στο πλαίσιο της προσοµοίωσης επιλέχθηκαν οι τιµές των παραµετρικών στοιχείων του συστήµατος δίκτυο φίλτρο - µετατροπέας φορτίο που παρουσιάζονται στον πίνακα 3.1. Παραµετρικές επαγωγές και αντιστάσεις Στοιχεία IGBT Μηχανή Συνεχούς Ρεύµατος L κ =30 [µh] V F =3 [V] R α =1,05 [Ω] U N =220V R κ =0,0262[Ω] t f =0,2 [µs], L α =10 [mh] P N =2500 W R ε =0,05[Ω] t tt =0,2 [µs] R f = 380 [Ω] n=1500/min L φ = 6 [mh], R L =0,05[Ω] t r =0,03 [µs] L αf =1,4 [H] U f =220 V C φ =2 [µf], R C =0,05[Ω] L 0 =50 [mh] ίοδοι V f =0,4 [V] J=0,001 kgm^2 Ι f =0,76 A Ι Ν =12,5 A C 0 =200 [µf] R =0,01[Ω] Πίνακας 3.1: Τιµές παραµετρικών στοιχείων. Η παλµοδότηση των ηµιαγωγικών στοιχείων IGBT πραγµατοποιείται ακριβώς µε τον ίδιο τρόπο και για τις τρεις τοπολογίες, έτσι ώστε να µπορεί να πραγµατοποιηθεί αντικειµενική σύγκριση των αποτελεσµάτων της λειτουργίας των τριών µετατροπέων. Για τη διακοπτική τους λειτουργία χρησιµοποιείται η ηµιτονοειδής τεχνική διαµόρφωσης εύρους παλµών spwm (sinusoidal Pulse Width Modulation). Ο λόγος που επιλέχθηκε αυτή η τεχνική παλµοδότησης είναι, ότι επιτυγχάνεται υψηλός συντελεστής ισχύος, ενώ η διακοπτική συχνότητα παραµένει σταθερή ώστε να πραγµατοποιείται η µελέτη και για τους τρεις µετατροπείς ισοδύναµα µε τα ίδια κριτήρια. Για τη συγκριτική µελέτη των τριών µετατροπέων πραγµατοποιήθηκαν προσοµοιώσεις για διαφορετικές ισχύς φορτίου. Σε όλες τις περιπτώσεις η µεταβολή της ισχύος του φορτίου επιτυγχάνεται µε µεταβολή των στροφών της µηχανής, µεταβάλλοντας την τάση του τυµπάνου αυτής, ενώ η ροπή του µηχανικού φορτίου διατηρείται σταθερή (συνεπώς το ρεύµα του τυµπάνου παραµένει σταθερό). Η µεταβολή της τάσης στο τύµπανο της µηχανής επιτυγχάνεται µεταβάλλοντας το λόγο κατάτµησης των παλµών των ελεγχόµενων ηµιαγωγικών στοιχείων ισχύος. Η προσοµοίωση πραγµατοποιήθηκε µε τη βοήθεια του λογισµικού Simulink/Matlab, µέσω του οποίου είναι δυνατόν να πραγµατοποιηθεί εύκολα οποιοσδήποτε έλεγχος ηλεκτρικών ή µηχανικών µεγεθών. Στο Simulink/Matlab υπάρχει ένας γενικός πίνακας για κάθε ηµιαγωγικό στοιχείο µε κάποιο αριθµό µεταβλητών. Οι µεταβλητές αυτές δεν 24

35 αντιστοιχούν όλες απόλυτα σε εκείνες των καταλόγων των κατασκευαστών και για το λόγο αυτό πρέπει να επιλεχθούν εκµαιεύοντας τις τιµές µέσα από αυτούς. Για να ενισχυθεί η αξιοπιστία τις επιλογής των παραµετρικών στοιχείων των ηµιαγωγών πραγµατοποιήθηκαν κάποιες κοινές προσοµοιώσεις µέσω των προγραµµάτων Simulink/Matlab και PSpice, για διάφορες συχνότητες µε γνώµονα το βαθµό απόδοσης. Το PSpice περιέχει έτοιµες βιβλιοθήκες µε τα µοντέλα αρκετών ηµιαγωγικών στοιχείων Σχήµα 3.12: Το σύστηµα της προσοµοίωσης σε περιβάλλον Simulink/Matlab. 25

36 των καταλόγων των κατασκευαστών και για το λόγο αυτό χρησιµοποιείται για την επαλήθευση της επιλογής των παραµέτρων των ηµιαγωγικών στοιχείων του Simulink/Matlab. Μ αυτό τον τρόπο επιλέχθηκαν οι παράµετροι σε περιβάλλον Simulink και ύστερα µε τη χρήση αυτών των παραµετρικών στοιχείων πραγµατοποιήθηκε προσοµοίωση, κατά την οποία υπολογίσθηκαν οι θερµικές απώλειες των ηµιαγωγικών στοιχείων. Αυτές οι θερµικές απώλειες συγκρίθηκαν µε αυτές των καταλόγων των κατασκευαστών, ώστε να λαµβάνουν όσο το δυνατόν πιο κοντινές τιµές. Το σηµαντικότερο µειονέκτηµα του PSpice είναι η δυσκολία στον αυτόµατο έλεγχο και στην προσοµοίωση ηλεκτροµηχανικών συστηµάτων. Επίσης, ο χρόνος πραγµατοποίησης της προσοµοίωσης είναι πολύ µικρότερος στο Simulink/Matlab συγκριτικά µε το PSpice. I c Περιοχή Αρνητικής αποκοπής V f V C E (α) Περιοχή Θετικής αποκοπής (β) (γ) (δ) Σχήµα 3.13: Το ηµιαγωγικό στοιχείο IGBT κατά την προσοµοίωση [45]. 26

37 Το χονδρικό διάγραµµα του δεύτερου συστήµατος (σχ. 3.11β) σε περιβάλλον Simulink φαίνεται στο σχήµα ιακρίνονται χωρίς γραµµοσκίαση το κύκλωµα ισχύος και το κύκλωµα παλµοδότησης. Όσα είναι γραµµοσκιασµένα χρησιµοποιούνται για την πραγµατοποίηση των µετρήσεων και την αποθήκευση των αποτελεσµάτων στον υπολογιστή σε µορφή ASCII. Η χαρακτηριστική ρεύµατος συλλέκτη (Ι C ) - τάσης συλλέκτη εκποµπού (V CE ) του ηµιαγωγικού στοιχείου IGBT, που χρησιµοποιείται κατά την προσοµοίωση, φαίνεται στο σχήµα 3.13 (α). Αυτή η χαρακτηριστική αποτελεί προσέγγιση της πραγµατικής χαρακτηριστικής, η οποία παρουσιάζει γραµµική περιοχή και περιοχή κόρου. Για τη µοντελοποίηση του στοιχείου θεωρούµε ότι λειτουργεί στην περιοχή κόρου, όπως ισχύει για τους ηλεκτρονικούς µετατροπείς ισχύος, ενώ η γραµµική περιοχή (περιοχή κορεσµού του ρεύµατος) δεν λαµβάνεται υπόψη στο χρησιµοποιούµενο µοντέλο σύµφωνα µε το λογισµικό Simulink. Στο σχήµα 3.13 (β) φαίνεται το ισοδύναµο κύκλωµα του IGBT κατά την προσοµοίωση, ενώ στο σχήµα 3.13 (γ) παρουσιάζεται ο πίνακας του στοιχείου (IGBT) µέσω του οποίου εισάγονται οι παραµετρικές µεταβλητές του κάθε στοιχείου. Τέλος στο σχήµα 3.13 (δ) φαίνεται η διαδικασία σβέσης του στοιχείου IGBT κατά την προσοµοίωση. I A Περιοχή διέλευσης Περιοχή Αρνητικής αποκοπής V f V AK (α) (β) Σχήµα 3.14: Η δίοδος κατά την προσοµοίωση. (γ) 27

38 Στο σχήµα 3.14 (α) φαίνεται η χαρακτηριστική ανόδου-καθόδου της διόδου κατά την προσοµοίωση, ενώ στο σχήµα 3.14 (β) το ισοδύναµο κύκλωµα της διόδου. Τέλος στο σχήµα 3.14 (γ) ο πίνακας σύµφωνα µε τον οποίο καθορίζονται οι παραµετρικές µεταβλητές της διόδου. Στο σχήµα 3.15 φαίνεται το χονδρικό διάγραµµα µε τις εξισώσεις µεταφοράς της µηχανής συνεχούς ρεύµατος που χρησιµοποιείται κατά την προσοµοίωση. Αναλύοντας το χονδρικό διάγραµµα µε µαθηµατικές εξισώσεις, προκύπτουν οι γνωστές εξισώσεις που περιγράφουν τη λειτουργία µιας µηχανής συνεχούς ρεύµατος γνωστές από τη βιβλιογραφία [54]. Στο σχήµα 3.16 φαίνεται ο πίνακας µε τα παραµετρικά στοιχεία της µηχανής συνεχούς ρεύµατος, για την οποία πραγµατοποιήθηκε προσοµοίωση. dit ut = R TiT + LT + et dt εξίσωση τάσεων (3.1) dif uf = R fif + Lf dt εξίσωση τάσεων διέγερσης (3.2) Lαf C Φ (s) = i 6 f (s) 20e s+ 1 et Εξίσωση µαγνητικής ροής (3.3) = CΦΩ τάση εξ επαγωγής (3.4) M = CΦ i ηλεκτροµαγνητική ροπή (3.5) e T dω Me = ML+ J + Mf εξίσωση ροπής (3.6) dt u T i Τ R T L T i f u f e T - Φ U A + A - Τάση τυµπάνου I a Ρεύµα τυµπάνου R a Ωµική αντίσταση τυµπάνου L a - Επαγωγική αντίδραση τυµπάνου Ρεύµα διέγερσης U F + F - τάση διέγερσης E_FCEM - τάση εξ επαγωγής Μαγνητική ροή Μ e M L M f Ω T e Ηλεκτροµαγνητική ροπή T L Ροπή φορτίου T f Ροπή τριβών w Ταχύτητα περιστροφής της µηχανής 28

39 Σχήµα 3.15: Οι εξισώσεις µεταφοράς της µηχανής συνεχούς ρεύµατος σε περιβάλλον Simulink. Σχήµα 3.16: Οι παράµετροι που επιλέχθηκαν για την προσοµοίωση της µηχανής συνεχούς ρεύµατος 29

40 Αποτελέσµατα προσοµοίωσης και σχολιασµός αυτών Με βάση τις εξισώσεις (3.1) (3.8) και τη βοήθεια των χονδρικών διαγραµµάτων όπως περιγράφηκε στην προηγούµενη ενότητα, προσοµοιώνονται οι τρεις µετατροπείς του σχήµατος 3.11 και τα αποτελέσµατα από την προσοµοίωση αποτυπώνονται στα σχήµατα 3.17, 318, 1.19, 3.22 και Στις χαρακτηριστικές καµπύλες των σχηµάτων 3.17, 3.22 και 3.23 παρουσιάζονται ο συντελεστής ισχύος και ο βαθµός απόδοσης στην είσοδο του φίλτρου L φ - C φ συναρτήσει της ισχύος του φορτίου, µε παράµετρο τη διακοπτική συχνότητα των ηµιαγωγικών στοιχείων. Στο σχήµα 3.17 παρουσιάζονται τα αποτελέσµατα της προσοµοίωσης του µετατροπέα του σχήµατος 3.11 (α), στο σχήµα 3.22 του µετατροπέα 3.11 (β), ενώ στο σχήµα 3.23 του µετατροπέα του σχήµατος 3.11 (γ). Χρησιµοποιώντας αυτά τα αποτελέσµατα θα επιλεχθεί ο κατάλληλος µετατροπέας, του οποίου ο συντελεστής ισχύος (PF) και ο βαθµός απόδοσης (η) θα λαµβάνουν τις υψηλότερες δυνατές τιµές. Επίσης θα εξαχθούν συµπεράσµατα για το πώς επηρεάζουν το συντελεστή ισχύος και το βαθµό απόδοσης, η ισχύς και η συχνότητα. α) Αποτελέσµατα προσοµοίωσης του µετατροπέα του σχήµατος 3.11α , PF [%] khz 10 khz 15 khz 20 khz η [%] 97, , khz 10 khz 15 khz 20 khz , Po [W] Po [W] (α) (β) Σχήµα 3.17: Συντελεστής ισχύος και βαθµός απόδοσης συναρτήσει της ισχύος του φορτίου µε παράµετρο τη διακοπτική συχνότητα κατά την προσοµοίωση του µετατροπέα του σχήµατος 15α (αποτελέσµατα προσοµοίωσης). Από τις κυµατοµορφές που προέκυψαν από την προσοµοίωση προκύπτουν τα ακόλουθα: Στο σχήµα 3.17 παρουσιάζεται ο συντελεστής ισχύος και ο βαθµός απόδοσης του µετατροπέα σχ (α). Φαίνεται ότι ο συντελεστής ισχύος αυξάνεται έως κάποια τιµή της ισχύος ενώ ύστερα µειώνεται ελάχιστα, όπως συµβαίνει και στη βιβλιογραφική αναφορά [70]. Τούτο οφείλεται στην τεχνική παλµοδότησης spwm, κατά την οποία µεταβάλλοντας την ισχύ του φορτίου Ρ ο, µεταβάλλεται η κυµατοµορφή του ρεύµατος και 30

41 επιτυγχάνεται σχεδόν ηµιτονοειδής κυµατοµορφή για κάποια ενδιάµεση τιµή ισχύος (0<Ρ ο <Ρ Ν ). Αναλυτικότερα το φαινόµενο αυτό µπορεί να εξηγηθεί έχοντας υπ όψη τις κυµατοµορφές του σχήµατος Για την υπό εξέταση περίπτωση από τα αποτελέσµατα της προσοµοίωσης παρατηρούµε ότι για την τιµή ισχύος Ρ ο = 1132 W ο συντελεστής ισχύος αποκτά µέγιστη τιµή. Αυτό είναι επόµενο εφ όσον η κυµατοµορφή του ρεύµατος πλησιάζει την ηµιτονοειδή (σχ.3.18β). Τούτο φαίνεται και από την FFT ανάλυση του ρεύµατος του u s (t) ( V ), i s (t)*20 ( A ) u(t) ( V ), i(t)*20 ( A ) u s (t) ( V ), i s (t)*20 ( A ) 350 u s (t) i 100 s (t) ,94 0,96 0, u s (t) ,94 0,96 0, i s (t) u s (t) ,94 0,96 0, i s (t) t ( s ) t (s) t (s) (α) (β) (γ) I s ( p.u. ) I s ( p.u. ) I s ( p.u. ) 1,0 0,8 0,6 0,4 0,2 0, f sw ( Hz ) 1,0 0,8 0,6 0,4 0,2 0, f sw ( Hz ) 1,0 0,8 0,6 0,4 0,2 0, f sw ( Hz ) Σχήµα 3.18: Κυµατοµορφές τάσης και ρεύµατος δικτύου και το περιεχόµενο ανωτέρων αρµονικών του ρεύµατος δικτύου όταν χρησιµοποιείται η τεχνική παλµοδότησης spwm και η ισχύς λαµβάνει τις παρακάτω τιµές, α) Ρ ο = 393 W, β) Ρ ο = 1132 W, και γ) Ρ ο = 1550 W. 31

42 δικτύου. Ο µηχανισµός για την αύξηση της ισχύος µέσω της τεχνικής παλµοδότησης spwm βασίζεται στην αύξηση του λόγου κατάτµησης (duty cycle) των παλµών έναυσης. Καθώς αυξάνεται, µέχρι κάποια τιµή, η κυµατοµορφή του ρεύµατος τείνει να γίνει ηµιτονοειδής. Τούτο οφείλεται στο γεγονός ότι, µε την αύξηση του λόγου κατάτµησης, η διαφορά µεταξύ των παλµών µιας παλµοσειράς σε µία ηµιπερίοδο αυξάνεται. Έτσι, όταν η ισχύς είναι µικρή, η διαφορά της διάρκειας των παλµών σε µια παλµοσειρά (µια ηµιπερίοδο), είναι µικρότερη (σχ. 3.19α) από την περίπτωση µεγαλύτερης ισχύος (3. 19β). Αυτός είναι ο λόγος για τον οποίο, καθώς µεταβάλλεται η ισχύς, οι ανώτερες αρµονικές επίσης µεταβάλλονται, λαµβάνοντας τη µικρότερη τους τιµή για µια ενδιάµεση ισχύ (σχ β). Προφανώς, αυτός είναι και ο λόγος για τον οποίο ο συντελεστής ισχύος λαµβάνει µέγιστη τιµή για αυτή την ενδιάµεση ισχύ. 1,0 1,0 παλµοί έναυσης 0,8 0,6 0,4 παλµοί έναυσης 0,8 0,6 0,4 0,2 0,2 0,0 0,010 0,012 0,014 0,016 0,018 0,020 (α) t ( s ) 0,0 0,010 0,015 0,020 Σχήµα 3.19: Οι παλµοί που λαµβάνονται κατά την εφαρµογή της τεχνικής spwm για α) µικρή τιµή ισχύος και β) µεγάλη τιµή ισχύος. (β) t ( s ) Από το σχήµα 3.17 φαίνεται ότι ο συντελεστής ισχύος αυξάνεται µε τη συχνότητα (σχ. 19). Τούτο ήταν αναµενόµενο από την θεωρία των φίλτρων [49,50] αφού µε την αύξηση της συχνότητας φιλτράρονται όλο και περισσότερο οι ανώτερες αρµονικές του ρεύµατος. Γενικά είναι γνωστό ότι, εάν η διακοπτική συχνότητα είναι δεκαπλάσια της συχνότητας 1 συντονισµού f = ενός L C κατωδιαβατού φίλτρου οι ανώτερες αρµονικές 2 π LC τείνουν να µηδενισθούν [76,77]. Εφ όσον το ρεύµα περιέχει µικρότερο αριθµό ανώτερων αρµονικών, η ενεργός τιµή του µειώνεται, µε αποτέλεσµα να έχουµε µείωση των απωλειών ενεργού ισχύος του συστήµατος. Έτσι, στο σύστηµα της προσοµοίωσης ο βαθµός απόδοσης αυξάνεται µε την αύξηση της διακοπτικής συχνότητας λόγω της βελτίωσης του συντελεστή ισχύος και λαµβάνει τις υψηλότερες τιµές του για διακοπτική συχνότητα f sw = 10 khz. Όµως µε την αύξηση της διακοπτικής συχνότητας αυξάνονται και οι διακοπτικές απώλειες. Για το λόγο αυτό για το συγκεκριµένο σύστηµα ο συνολικός βαθµός απόδοσης µειώνεται για τιµές συχνότητας µεγαλύτερες των 10 khz. Επίσης στο 32

43 σχ φαίνεται ότι ο βαθµός απόδοσης αυξάνεται µε την αύξηση της ισχύος. Η εξήγηση αυτού παρουσιάζεται εν συντοµία στη συνέχεια. Όταν το ηµιαγωγικό στοιχείο IGBT του κυκλώµατος (σχ. 3.20α) έρχεται σε έναυση, το ρεύµα του αυξάνεται από την τιµή µηδέν µέχρι την τιµή I M (σχ 3.20β) σε χρονικό διάστηµα t on,1 t on,0. Όταν το ρεύµα αυξηθεί η τάση στο στοιχείο από την τιµή U g /2 την οποία είχε (µισή τάση του δικτύου εναλλασσόµενου ρεύµατος), λαµβάνει την τιµή U f για το χρονικό διάστηµα t on2 t on1. Κατά τη σβέση αρχικά η τάση του δικτύου αυξάνεται από την τιµή U f µέχρι την τιµή U g /2 για χρονικό διάστηµα t off,1 t off,0. Στη συνέχεια το ρεύµα µειώνεται µέχρι το 1/10 του Ι Μ σε χρονικό διάστηµα t off,2 t off,1 και ύστερα µε άλλη κλίση (α) U g 2 (β) U f Σχήµα 3.20: α) Το κύκλωµα που χρησιµοποιείται για τον υπολογισµό των απωλειών των ηµιαγωγικών στοιχείων του µετατροπέα. β) Η τάση και το ρεύµα για τις καταστάσεις, έναυσης, σβέσης και αγωγής του IGBT. ως το µηδέν σε χρονικό διάστηµα t off,3 t off,2. Σύµφωνα µε τα παραπάνω σε µία περίοδο της τάσης του δικτύου οι διακοπτικές απώλειες του IGBT, που οφείλονται στο µεταβατικό φαινόµενο της έναυσης, προσεγγιστικά εκφράζονται ως εξής: ton,1 ton,2 n Ug Ug Pon = t dt IM t dt T α + 2 β = 2 ton,0 ton,1 2 n αugt on 2 2 = + IMU g (ton,2 t on,1) βi M (t on,2 t on,1) 2T 2 P on n t 25αU t I U βi t = + T on g on M g M on (3.7) 33

44 όπου Τ η περίοδος της τάσης του δικτύου, α ο ρυθµός αύξησης του ρεύµα-τος, β ο ρυθµός µείωσης της τάσης και n ο αριθµός των σβέσεων σε µία περίοδο Τ, t on,1 = 25 ns, t on,2 = 5 ns και t on = t on,1 + t on,2 = 30 ns. Παρόµοια µε τις απώλειες έναυσης υπολογίζονται και οι απώλειες σβέσης. toff,1 toff,2 toff,3 n Ug Ug I M Poff = IM t dt (IM t) dt ( t) dt T γ + δ + toff,0 t 2 ε = off,1 t 2 10 off,2 toff,1 toff,2 toff,3 n Ug Ug I M = IM t dt (IM t) dt ( t) dt T γ + δ + 0 t 2 ε = off,1 t 2 10 off,2 2 n I Mγ(t off,1) U I (t + T 2 t ) U δ(t t ) U I (t t ) U ε(t t ) + = g M off,2 off,1 g off,2 off,1 g M off,3 off,2 g off,3 off, nt off I Mγ(O 1 )t U gδ(o2 O 1 )t off off U gε(o3 O 2 )toff UgI M (O2 O 1) UgI M (O3 O 2 ) = + + T γ ρυθµός αύξησης της τάσης δ- ρυθµός µείωσης του ρεύµατος ε tail time. (3.8) 3 t off,1 = t off = O1t off 8 1 t off,2 = t off = O2t off 8 1 t off,3 = t off = O3t off 2 t = t + t + t = 400 ns off off,1 off,2 off,3 1 t t = t 2 off,3 off,2 off Οι απώλειες αγωγής του IGBT υπολογίζονται ως εξής: P αγ.igbt = Uf IMD (3.9) ton µε D συµβολίζεται ο λόγος κατάτµησης D=, που εκφράζει το λόγο του συνολικού T χρονικού διαστήµατος που άγει το ηµιαγωγικό στοιχείο IGBT στη διάρκεια µιας περιόδου Τ, προς το χρονικό διάστηµα αυτής της περιόδου Τ. Οι απώλειες αγωγής της διόδου εν σειρά µε το IGBT υπολογίζονται ως εξής: Pαγ = I R D+ I U D (3.10) 2.D2 M D2 M D2 Οι απώλειες αγωγής της διόδου ελεύθερης διέλευσης υπολογίζονται ως εξής: Pαγ = I R (1 D) + I U (1 D) (3.11) 2.Do M Do M Do 34

45 Η δίοδος ελεύθερης διέλευσης D o άγει για το χρονικό διάστηµα t off, για το οποίο είναι σβηστά τα ηµιαγωγικά στοιχεία IGBT1,2 και D1,2. Έτσι, η σχετική διάρκεια αγωγής της toff διόδου D o ισούται µε T t T on = 1 = 1 D. R Do = R D2 η παρασιτική ωµική αντίσταση των διόδων. U Do = U D2 η πτώση τάσης των διόδων. Μπορεί να θεωρηθεί ότι οι διακοπτικές απώλειες των διόδων είναι αµελητέες και για το λόγο αυτόν στους υπολογισµούς παραλείπονται. Έτσι, από το άθροισµα όλων των απωλειών υπολογίζονται οι συνολικές απώλειες του µετατροπέα ως εξής: P = P + P + P + P + P (3.12) απ on off αγ.igbt αγ.d 2 αγ.dο Βέβαια τα δύο πρώτα διαγώνια ηµιαγωγικά στοιχεία (IGBT1 και D1) άγουν στη µία ηµιπερίοδο της τάσης του δικτύου, ενώ στην άλλη ηµιπερίοδο άγουν τα άλλα δύο διαγώνια στοιχεία. Όµως, καθώς τα άλλα δύο είναι πανοµοιότυπα, οι απώλειές τους είναι ακριβώς οι ίδιες. Για το λόγο αυτό θεωρείται ότι άγουν τα δύο ηµιαγωγικά στοιχεία της γέφυρας για όλη την περίοδο. Έχοντας τις συνολικές απώλειες από τις σχέσεις (3.7) έως (3.12) µπορεί να υπολογισθεί ο βαθµός απόδοσης η του συστήµατος ως εξής: P P I U P P + P I U + P o o M M η= = = = o απ M M απ M M = = I Mγ(O 1 )t U gδ(o off 2 O 1 )toff U gε(o3 O 2)toff UgI M (O2 O 1) nt 25αU on gton IMU + + g βimt on nt off I MUM T T UgI M (O3 O 2 ) + I R (1 D) + I U (1 D) + I R D+ I U D+ U I D 2 2 M D M D M D M D f M o o 2 2 = nt 1+ T on + I U 20 1 = αUgt on Ug βt on nt off γ(o 1 )t U off gδ(o2 O 1 )toff U gε(o3 O 2)toff U g (O2 O 1) U g (O3 O 2) IMUM 3UM 3UM T 2UM 4IMUM 4IMUM 2UM 20UM U D+ I R + U + U f M D D 2 2 M (3.13) U M η µέση τιµή της τάσης του φορτίου και Ι Μ η µέση τιµή του ρεύµατος του φορτίου. Για απλοποίηση της έκφρασης (3.17) γίνεται η εξής θεώρηση για τους συντελεστές: γ = β = 1,5*10 9 V/s, ενώ για τους συντελεστές α = δ = ε = 10 7 A/s. Αυτοί οι αριθµοί επιλέχθηκαν έτσι ώστε να εκφράζουν το µέσο όρο των κλίσεων (γ + β)/2 και (α + δ + ε)/3. ηλαδή, θεωρείται ότι οι κλίσεις του ρεύµατος όλων των στοιχείων κατά τις µεταβατικές καταστάσεις (έναυση και σβέση) είναι ίσες, όπως είναι ίσες µεταξύ τους και οι κλήσεις των τάσεων. Κάνοντας αυτές τις θεωρήσεις λαµβάνεται για τις συνολικές απώλειες: 35

46 Κατά την προσοµοίωση διατηρήθηκε η ροπή σταθερή και ίση µε την ονοµαστική. Σε µία µηχανή συνεχούς ρεύµατος ξένης διέγερσης µε σταθερή ροπή φορτίου το ρεύµα διατηρείται σταθερό και ίσο µε 10 Α. Μεταβάλλοντας το λόγο κατάτµησης, D έχει ως αποτέλεσµα να µεταβάλλεται η τάση του φορτίου U M. Στη σχέση (3.13) αντικαθιστώνται οι σταθερές α, β, γ, δ, ε, µε τις τιµές που προαναφέρθηκαν, το ρεύµα στην πλευρά συνεχούς ρεύµατος λαµβάνει τιµή Ι Μ = 10 Α, η πτώση τάσης στα ηµιαγωγικά στοιχεία IGBT λαµβάνει την τιµή U f = 3 V, η διακοπτική συχνότητα f sw = 10 khz (n = 200 επαναλήψεις σε µία περίοδο), R Do = 0,01 Ω, U Do = 0,4 V t on = 30 ns και t off = 400 ns. Έτσι, η σχέση (3.13) µπορεί να γραφεί ως εξής: 1 η= 0,549 3D 1+ + U U M M (3.14) και µε την προσέγγιση ότι ο λόγος κατάτµησης D = U M /U max η σχέση (3.14) διατυπώνεται ως εξής: 1 1 η= = UM 0, ,015+ 0,549 Umax UM 1+ + U U M M (3.15) Από τη σχέση αυτή φαίνεται εύκολα, ότι καθώς αυξάνεται η τάση του φορτίου U M αυξάνεται µονότονα και ο βαθµός απόδοσης. Στη συνέχεια γίνονται χαρακτηριστικοί υπολογισµοί για κάποιες τιµές των U M ως παραδείγµατα, έτσι ώστε να φανεί ότι οι διάφορες παραδοχές δεν αποφέρουν κάποιο µεγάλο σφάλµα στο αποτέλεσµα του βαθµού απόδοσης. Στους υπολογισµούς η τάση του φορτίου ισούται µε την ισχύ προς το ρεύµα και η µέγιστη τάση λαµβάνει την τιµή U max 210 V. Έτσι, όταν η ισχύς του φορτίου είναι P o = 1650 W η τάση του φορτίου λαµβάνει τιµή U M = 165 V κ.τ.λ. Για τη διακοπτική συχνότητα f sw = 10 khz, σχεδιάζεται η καµπύλη του σχήµατος 3.21 σε κοινούς άξονες µε την καµπύλη που λαµβάνεται από τα αποτελέσµατα της προσοµοίωσης. Από τη σύγκριση των δύο αυτών καµπυλών φαίνεται ότι υπάρχουν ανεπαίσθητες διαφορές µεταξύ του βαθµού απόδοσης ο οποίος λαµβάνεται από τα αποτελέσµατα της προσοµοίωσης και εκείνου που λαµβάνεται από τη σχέση (3.15). Για το λόγο αυτό µπορεί να θεωρηθεί ότι οι προσεγγίσεις που έγιναν δεν επιφέρουν κάποιο σηµαντικό σφάλµα και για το λόγο αυτό µε τη σχέση αυτή µπορεί να εξηγηθεί ο λόγος για τον οποίο αυξάνεται ο βαθµός απόδοσης µε την αύξηση της ισχύος. 36

47 99,0 η ( % ) 98,5 98,0 97,5 97,0 υπολογισµένο από προσοµοίωση 96, P o ( V ) Σχήµα.21: Βαθµός απόδοσης ως συνάρτηση της ηλεκτρικής ισχύος στην είσοδο της µηχανής Σ.Ρ. για διακοπτική συχνότητα 10 khz για αποτελέσµατα α) από την προσοµοίωση και β) από την αναλυτική σχέση (3.15). β) Αποτελέσµατα προσοµοίωσης του µετατροπέα του σχήµατος 3.11 β. Κατά την προσοµοίωση του µετατροπέα του σχήµατος 3.11β για το συντελεστή ισχύος και τον βαθµό απόδοσης λαµβάνονται όµοια αποτελέσµατα όπως και στον µετατροπέα του σχ.3.11α. ηλαδή, ο συντελεστής ισχύος αυξάνεται µέχρι κάποια τιµή ισχύος, ενώ ,5 PF [%] khz 10 khz 15 khz 20 khz η [%] 97 96, khz 10 khz 15 khz 20 khz 65 95, Po [W ] Po [W] (α) Σχήµα 3.22: Συντελεστής ισχύος και βαθµός απόδοσης από την προσοµοίωση του µετατροπέα του σχήµατος 3.11 β. µετά µειώνεται (σχ.3.22α). Ο βαθµός απόδοσης αυξάνεται µονοσήµαντα µε την αύξηση της ισχύος, ενώ τις υψηλότερες τιµές του τις αποκτά για διακοπτική συχνότητα 10 khz (σχ.3.22β). (β) 37

48 γ) Αποτελέσµατα προσοµοίωσης του µετατροπέα του σχήµατος 3.11 (γ). Παρόµοιες παρατηρήσεις που έγιναν για τους προηγούµενους δύο µετατροπείς, ισχύουν και για το µετατροπέα του σχήµατος 3.11(γ). Συγκρίνοντας τους τρεις µετατροπείς µε κριτήριο το συντελεστή ισχύος (PF) παρατηρούµε τα ακόλουθα: i) Με το µετατροπέα του σχήµατος 3.11 (β) ο συντελεστής ισχύος λαµβάνει τιµές από περίπου 86 % ως 99,2%. ii) Με το µετατροπέα του σχήµατος 3.11 (α) λαµβάνει τιµές από περίπου 80 % ως 99,2%. ii) Με το µετατροπέα του σχήµατος 3.11(γ) λαµβάνει τιµές περίπου από 82 % ως 99% ,5 PF [%] khz 10 khz 15 khz 20 khz η [%] 97 96, ,5 5 khz 10 khz 15 khz 20 khz , Po [W] Po [W] (α) (β) Σχήµα 3.23: Συντελεστής ισχύος και βαθµός απόδοσης κατά την προσοµοίωση του µετατροπέα του σχήµατος 3.11γ. Με δυσκολία εξάγεται κάποιο συµπέρασµα για το βέλτιστο συντελεστή ισχύος. Ίσως µπορεί να θεωρηθεί καλύτερη επιλογή ο µετατροπέας του σχήµατος 3.11 (β) (όταν κριτήριο είναι ο συντελεστής ισχύος), διότι λαµβάνει υψηλότερη τιµή για το µεγαλύτερο εύρος της ισχύος. Όσον αφορά το βαθµό απόδοσης η ο µετατροπέας του σχήµατος 3.11 (α) σε σύγκριση µε τους άλλους δύο λαµβάνει τις µέγιστες τιµές για όλο το φάσµα της ισχύος (97,5% ως 98,2%), ο µετατροπέας του σχήµατος 3.11 (β) λαµβάνει τιµές από 97,5% ως 97,9%, ενώ ο µετατροπέας του σχήµατος 3.11 (γ) λαµβάνει τιµές από 96,6% ως 97,6%. ηλαδή οι µετατροπείς των σχηµάτων 3.11 (α) και 3.11 (β) υπερτερούν λίγο έναντι εκείνου του σχήµατος 3.11 (γ). Βέβαια, πρέπει να τονισθεί ότι µε το λογισµικό Simulink/Matlab οι απώλειες των ηµιαγωγικών στοιχείων µπορούν να προσδιορισθούν κατά προσέγγιση. Μ αυτό το σκεπτικό και εφ όσον οι διαφορές στην τιµή του συντελεστή ισχύος είναι µικρές, 38

49 το συµπέρασµα για τις διαφορές µεταξύ των τριών µετατροπέων ως προς το βαθµό απόδοσης δεν µπορεί να είναι απόλυτο. Έτσι, µεταξύ των µετατροπέων των σχηµάτων 3.11 (α) και 3.11 (β) δεν υπάρχει προφανές προβάδισµα, διότι όσον αφορά το συντελεστή ισχύος υστερεί λίγο ο µετατροπέας του σχ (α), ενώ όσον αφορά το βαθµό απόδοσης υστερεί λίγο ο µετατροπέας του σχ (β). Εκείνο που διαδραµατίζει σηµαντικότερο ρόλο στις τιµές των µεγεθών PF και η, φαίνεται να είναι η διακοπτική συχνότητα των ηµιαγωγικών στοιχείων. Όµως, ως γνωστόν, η διακοπτική συχνότητα για την οποία επιτυγχάνεται ο µέγιστος συντελεστής ισχύος εξαρτάται άµεσα από την τιµή των παραµέτρων (L-C) του φίλτρου στην είσοδο του µετατροπέα. Έτσι, η επιλογή τις διακοπτικής συχνότητας και του κατάλληλου φίλτρου συχνά είναι αλληλένδετα και επηρεάζουν την τιµή του βαθµού απόδοσης. Ο προσδιορισµός της διακοπτικής συχνότητας, για την οποία ο συντελεστής ισχύος και ο βαθµός απόδοσης αποκτούν τις µέγιστες δυνατές τιµές, είναι από τα βασικότερα σηµεία που πραγµατεύεται η παρούσα διατριβή και θα διερευνηθεί λεπτοµερώς σε επόµενα κεφάλαια Τοπολογίες µετατροπέων διπλής κατεύθυνσης ισχύος Στα ηλεκτροκίνητα µέσα µεταφοράς (π.χ. ηλεκτροκίνητα τρένα), συνήθως, απαιτείται η ανόρθωση της τάσεως του δικτύου εναλλασσόµενου ρεύµατος, είτε για τον έλεγχο των στροφών µιας µηχανής συνεχούς ρεύµατος [47,60,61,62], είτε για τον έλεγχο των στροφών µίας ασύγχρονης µηχανής βραχυκυκλωµένου δροµέα, που τροφοδοτείται µέσω ενός αντιστροφέα. Και στις δύο περιπτώσεις, για τη βελτίωση του βαθµού απόδοσης του συνολικού συστήµατος χρειάζεται να πραγµατοποιηθεί αντιστροφή ισχύος, ώστε κατά την κίνηση σε κατηφορική κλίση η ισχύς να αποδίδεται στο δίκτυο µεταφοράς. Επίσης, µετατροπέας διπλής κατεύθυνσης ισχύος είναι απαραίτητος σε ηλεκτρικά ή υβριδικά επιβατικά οχήµατα που χρησιµοποιούν ηλεκτροκινητήρες εναλλασσόµενου ρεύµατος και περιέχουν συσσωρευτές, οι οποίοι επαναφορτίζονται κατά το φρενάρισµα και σε κατηφορικούς δρόµους, ή από το ηλεκτρικό δίκτυο όταν είναι σταθµευµένα [56,57,58,59,]. Με αυτό τον τρόπο ένα ποσοστό ενέργειας επιστρέφει στους συσσωρευτές µειώνοντας έτσι την κατανάλωση και κατά συνέπεια αυξάνεται η αυτονοµία του οχήµατος. Οι σηµαντικότεροι τύποι µετατροπέων διπλής κατεύθυνσης ισχύος που συναντώνται στη βιβλιογραφία [7,16,47] περιγράφονται παρακάτω. Στο σηµείο αυτό πρέπει να 39

50 τονισθεί ότι σε όλες τις περιπτώσεις µετατροπέων που αναφέρθηκαν θεωρείται απαραίτητη η ελαχιστοποίηση τις αέργου ισχύος στην είσοδο του µετατροπέα και συνεπώς η µεγιστοποίηση του συντελεστή ισχύος PF (κυρίως στις περιπτώσεις συνδεδεµένων µετατροπέων σε κάποιο δίκτυο εναλλασσόµενου ρεύµατος Ε.Ρ.). Για το λόγο αυτό οι τοπολογίες των µετατροπέων που περιγράφονται είναι κατάλληλες για την επίτευξη υψηλού συντελεστή ισχύος Οι βασικότεροι µετατροπείς διπλής κατεύθυνσης Ο µετατροπέας µε οκτώ ηµιαγωγικά στοιχεία IGBT Ένας τέτοιος µετατροπέας (σχ. 3.24) επιτρέπει τη διπλή κατεύθυνση του ρεύµατος και έτσι µία µηχανή Σ.Ρ. είναι δυνατόν να λειτουργήσει τόσο ως κινητήρας, όσο ως γεννήτρια. Επίσης, αν στη θέση της µηχανής Σ.Ρ. συνδεθεί ένας ηλεκτρονικός αντιστροφέας ισχύος µπορεί να δηµιουργήσει µία εναλλασσόµενη τριφασική τάση µεταβλητής συχνότητας και πλάτους. Για το λόγο αυτό ένας τέτοιος µετατροπέας σε συνδυασµό µε ένα ακόµη µετατροπέα µπορεί να χρησιµοποιηθεί για τον έλεγχο στροφών µιας ασύγχρονης µηχανής βραχυκυκλωµένου δροµέα. Το πλεονέκτηµα ενός τέτοιου µετατροπέα είναι ότι, στην κάθε κατεύθυνση του ρεύµατος άγουν δύο µόνο ηµιαγωγικά στοιχεία. Ένας τέτοιος µετατροπέας είναι δυνατόν να λειτουργήσει µόνο µε ειδικά IGBT, τα οποία περιέχουν εσωτερικά κατασκευασµένη δίοδο σε σειρά µε το transistor, ως ενιαία Σχήµα 3.24: Μετατροπέας διπλής κατεύθυνσης µε οκτώ ηµιαγωγικά στοιχεία IGBT 40

51 στοιχεία (IGBT Reverse Blocking). Όµως, χρησιµοποιώντας τέτοια στοιχεία παρουσιάζονται δύο σηµαντικά προβλήµατα: α) δεν υπάρχει ποικιλία στοιχείων και αδυνατούν να ελέγξουν µεγάλη ισχύ και β) όσα υπάρχουν κοστίζουν τρεις µε τέσσερις φορές περισσότερο από ό,τι τα κοινά IGBT Ο µετατροπέας µε δεκαέξι ηµιαγωγικά στοιχεία Αυτός ο µετατροπέας (σχ. 3.25) επιτρέπει τη διπλή κατεύθυνση του ρεύµατος όπως και ο προηγούµενος. Όµως ένας τέτοιος µετατροπέας έχει δύο βασικά µειονεκτήµατα, α) περιέχει δεκαέξι ηµιαγωγικά στοιχεία, άρα αυξάνεται το κόστος και β) εν σειρά άγουν Σχήµα 3.25: Μετατροπέας διπλής κατεύθυνσης µε δεκαέξι ηµιαγωγικά στοιχεία MOSFET στην κάθε κατεύθυνση τέσσερα ηµιαγωγικά στοιχεία, µε αποτέλεσµα να είναι υψηλές οι απώλειες και να σχετικά χαµηλός ο βαθµός απόδοσης. Εµφανίζεται η ανάγκη να τοποθετηθούν δίοδοι εν σειρά µε κάθε ελεγχόµενο ηµιαγωγικό στοιχείο, γιατί σε αντίθετη περίπτωση δηµιουργείται βραχυκύκλωµα µέσω των παρασιτικών διόδων Ο µετατροπέας µε δύο ελεγχόµενα ηµιαγωγικά στοιχεία στην πλευρά εναλλασσοµένου ρεύµατος και µια γέφυρα µε ελεγχόµενα ηµιαγωγικά στοιχεία Στο µετατροπέα αυτό (σχ. 3.26) τα εν σειρά στοιχεία στην είσοδο ελέγχουν την τιµή της τάσης στην πλευρά συνεχούς ρεύµατος κατά την ανόρθωση. Η ανόρθωση πραγµατοποιείται µέσω των παρασιτικών διόδων των ηµιαγωγικών στοιχείων της 41

52 γέφυρας ή εναλλακτικά από εξωτερικές διόδους αντιπαράλληλες µε αυτά. Η αντιστροφή του ρεύµατος πραγµατοποιείται µέσω των ελεγχόµενων διακοπτικών ηµιαγωγικών στοιχείων της γέφυρας και των δύο εν σειρά στοιχείων στην πλευρά εναλλασσόµενου ρεύµατος. Εναλλακτικά, είναι δυνατόν να χρησιµοποιηθούν αντί για τα εν σειρά στοιχεία µε παρασιτικές διόδους αντιπαράλληλα IGBT µε εσωτερική δίοδο (χαµηλών απωλειών) σε σειρά, τα οποία όπως προαναφέρθηκε είναι πολύ ακριβά και η ποικιλία τους είναι πολύ µικρή. Σχήµα 3.26: Μετατροπέας διπλής κατεύθυνσης µε δεκαέξι ηµιαγωγικά στοιχεία MOSFET Μετατροπέας διπλής κατεύθυνσης µε µειωµένο αριθµό στοιχείων Στην εργασία αυτή προτείνεται να χρησιµοποιηθεί ο µετατροπέας διπλής κατεύθυνσης ρεύµατος που φαίνεται στο σχήµα 3.27, ώστε να µειωθεί ο αριθµός των ηµιαγωγικών στοιχείων µε αποτέλεσµα τη µείωση των απωλειών ενέργειας και τη µείωση του συνολικού κόστους. Ο µετατροπέας αυτός αποτελείται από πέντε ελεγχόµενα ηµιαγωγικά στοιχεία (MOSFET ή IGBT) και µία δίοδο. Τα τέσσερα στοιχεία συνθέτουν µία ανορθωτική γέφυρα, το πέµπτο είναι τοποθετηµένο στην πλευρά συνεχούς ρεύµατος και η δίοδος χρησιµοποιείται ως δίοδος ελεύθερης διέλευσης. Κατά τη θετική ηµιπερίοδο της εναλλασσόµενης τάσης του δικτύου εναλλασσόµενου ρεύµατος, η ανόρθωση πραγµατοποιείται µέσω των παρασιτικών διόδων των MOSFET 1 και 4. Ο έλεγχος της τάσης του φορτίου πραγµατοποιείται µέσω του ηµιαγωγικού στοιχείου MOSFET 0. ηλαδή, στη θετική ηµιπερίοδο και κατά την ανόρθωση το ρεύµα 42

53 ρέει µέσω της παρασιτικής διόδου του MOSFET1, του διακοπτικού στοιχείου MOSFET0, του φορτίου και της παρασιτικής διόδου του MOSFET4 (σχ.3.28 α). Όταν το ηµιαγωγικό στοιχείο MOSFET 0 είναι σβηστό, το ρεύµα λόγω του ωµικού επαγωγικού χαρακτήρα Σχήµα 3.27: Ο προτεινόµενος µετατροπέας διπλής κατεύθυνσης (α) (β) (γ) Σχήµα 3.28: Η ροή του ρεύµατος κατά την ανόρθωση (α, γ) και την αντιστροφή (β, δ). (δ) 43

54 του φορτίου ρέει µέσα από την δίοδο ελεύθερης διέλευσης D o (σχ γ). Κατά την αρνητική ηµιπερίοδο αντίστοιχα η ροή του ρεύµατος επιτυγχάνεται µε τα στοιχεία MOSFET 2, MOSFET 3 και MOSFET 0. Κατά την αντιστροφή ισχύος όπως φαίνεται και από το σχήµα 3.28 (β), το ρεύµα ρέει µέσω του διακοπτικού ηµιαγωγικού στοιχείου MOSFET4, του φορτίου, της παρασιτικής διόδου του MOSFET0 και του διακοπτικού στοιχείου MOSFET1. Όταν κατά την αντιστροφή τα ηµιαγωγικά στοιχεία MOSFET4 και MOSFET1 είναι σβηστά, το ρεύµα µπορεί να βρει δυνατότητα ροής µέσα από την παρασιτική δίοδο του MOSFET 0 και τα διακοπτικά ηµιαγωγικά στοιχεία της γέφυρας π.χ. MOSFET2 και MOSFET4. Το δεύτερο πρέπει να παλµοδοτηθεί εκ νέου (σχ δ). Συγκρίνοντας το µετατροπέα του σχήµατος 3.24 µε τον προτεινόµενο µετατροπέα του σχήµατος 3.27 παρατηρούµε τα εξής: Ο µετατροπέας του σχ.3.24 περιέχει οκτώ ηµιαγωγικά στοιχεία υψηλού κόστους (σύµφωνα µε τους καταλόγους των κατασκευαστών), των οποίων η ποικιλία (ισχύς, τάση, ρεύµα κ.α.) είναι περιορισµένη. Αντιθέτως, ο προτεινόµενος µετατροπέας περιέχει έξι κοινά ηµιαγωγικά στοιχεία (αρκετά χαµηλότερου κόστους εκείνων του σχ. 3.24). Έτσι, το κόστος του µετατροπέα του σχήµατος 3.24 είναι σχεδόν τετραπλάσιο του προτεινόµενου, ενώ οι απώλειες είναι συγκρίσιµες. Ανάλογα µε την εφαρµογή, για τη λειτουργία του προτεινόµενου µετατροπέα (σχ. 3.27), είναι δυνατόν να επιλεχθούν ηµιαγωγικά στοιχεία MOSFET ή IGBT, πράγµα που δεν είναι δυνατόν για τον άλλο µετατροπέα (σχ. 3.24). Έτσι, χρησιµοποιώντας στον προτεινόµενο µετατροπέα ηµιαγωγικά στοιχεία MOSFET επιτυγχάνονται χαµηλότερες διακοπτικές απώλειες, ενώ οι απώλειες αγωγής είναι συγκρίσιµες. Λαµβάνοντας υπ όψιν τα παραπάνω γίνεται κατανοητό, ότι ο προτεινόµενος µετατροπέας υπερτερεί σε σύγκριση µε εκείνον του σχ Ο προτεινόµενος µετατροπέας πρέπει να συγκριθεί και µε το µετατροπέα του σχήµατος Από τη σύγκριση αυτή προκύπτουν τα εξής: α) στο µετατροπέα του σχ.3.25 χρησιµοποιούνται οκτώ διακοπτικά ηµιαγωγικά στοιχεία (MOSFET ή IGBT) και οκτώ δίοδοι, ενώ ο προτεινόµενος µετατροπέας αποτελείται από έξι µόνο στοιχεία και β) στο µετατροπέα του σχ.3.25 κατά την αγωγή το ρεύµα ρέει µέσα από δύο MOSFET και δύο διόδους, ενώ στον προτεινόµενο µετατροπέα, στη µεν ανόρθωση η ροή πραγµατοποιείται µέσα από δύο διόδους και ένα MOSFET (ένα MOSFET λιγότερο), στη δε αντιστροφή µέσα από δύο MOSFET και µία δίοδο (µία δίοδο 44

55 λιγότερη). ηλαδή, ο προτεινόµενος µετατροπέας περιέχει λιγότερα ηµιαγωγικά στοιχεία (χαµηλότερο κόστος) και έχει χαµηλότερες απώλειες, έτσι υπερτερεί έναντι του µετατροπέα του σχ Ακόµη, συγκρίνοντας τον προτεινόµενο µετατροπέα (σχ. 3.27) µε το µετατροπέα του σχήµατος 3.24 παρατηρούµε τα ακόλουθα: Ο µετατροπέας στο σχ.3.26 αποτελείται από έξι ελεγχόµενα ηµιαγωγικά στοιχεία, ενώ ο προτεινόµενος µετατροπέας αποτελείται από πέντε ελεγχόµενα και µία δίοδο. Επίσης, στο µετατροπέα του σχ.3.26 η ροή του ρεύµατος κατά την ανόρθωση πραγµατοποιείται µέσω ενός στοιχείου MOSFET και τριών διόδων, ενώ στον προτεινόµενο µέσω ενός MOSFET και δύο διόδων. Κατά την αντιστροφή στο µετατροπέα του σχήµατος 3.26 η ροή του ρεύµατος γίνεται µέσω τριών στοιχείων MOSFET και µίας διόδου, ενώ στον προτεινόµενο µέσω δύο MOSFET και µίας διόδου. Έτσι, ο προτεινόµενος µετατροπέας υπερτερεί έναντι και αυτού του µετατροπέα. Συνολικά, υπερτερεί έναντι και των τριών άλλων µετατροπέων. Για το λόγο αυτό προτείνεται να χρησιµοποιηθεί ως καταλληλότερος και βεβαίως θα αποτελέσει το µετατροπέα του συστήµατος που θα διερευνηθεί στην παρούσα διατριβή. Όλοι οι µετατροπείς που εξετάστηκαν παραπάνω (σχ εως 3.27), έχουν ένα µειονέκτηµα κατά την αντιστροφή του ρεύµατος. Για το χρονικό διάστηµα όπου στην πλευρά συνεχούς ρεύµατος η τάση (π.χ. 230 V) είναι µικρότερη από τη στιγµιαία τιµή της πλευράς εναλλασσόµενου ρεύµατος (π.χ sin( ω t) V), δεν είναι δυνατόν να υπάρχει ροή ρεύµατος από την πλευρά Σ.Ρ. προς την πλευρά Ε.Ρ. Αυτό σηµαίνει ότι, κατά την αντιστροφή του ρεύµατος στην κυµατοµορφή του εµφανίζονται κενά, µε αποτέλεσµα οι ανώτερες αρµονικές να λαµβάνουν υψηλότερες τιµές. Για το λόγο αυτό και στις τέσσερις τοπολογίες ο συντελεστής ισχύος λαµβάνει χαµηλές τιµές. Για να επιτευχθεί υψηλός συντελεστής ισχύος προτείνεται στην παρούσα εργασία µια µικρή τροποποίηση του µετατροπέα του σχήµατος Αυτή η τροποποίηση αφορά την αντικατάσταση της διόδου D o µε ένα ελεγχόµενο ηµιαγωγικό διακόπτη παράλληλα µε το φορτίο (σχήµα 3.29 MOSFET Μ6). Η παρασιτική του δίοδος λειτουργεί ως δίοδος ελεύθερης διέλευσης κατά τη διαδικασία ανόρθωσης. Κατά τη διαδικασία αντιστροφής του ρεύµατος, η επαγωγή L o, το ελεγχόµενο διακοπτικό ηµιαγωγικό στοιχείο M6, η ενδογενής δίοδος του Μ5 και ο πυκνωτής C συνθέτουν ένα µετατροπέα ανύψωσης της τάσης, που επικρατεί στην πλευρά συνεχούς ρεύµατος. Έτσι, για την αντιστροφή του ρεύµατος είναι δυνατή η επίτευξη υψηλότερης τάση στην πλευρά Σ.Ρ. από ό,τι στην 45

56 πλευρά Ε.Ρ. και για το λόγο αυτό είναι δυνατόν να υπάρχει συνεχής ροή του ρεύµατος. Αυτό έχει ως αποτέλεσµα, µε τη βοήθεια του ηµιαγωγικού στοιχείου Μ6, να εξασφαλίζεται συνεχής ροή ρεύµατος από το φορτίο προς το δίκτυο και έτσι να αποκτάται υψηλός συντελεστής ισχύος κατά τη διαδικασία αντιστροφής της ισχύος. Στο σχήµα 3.30 αποτυπώνονται χαρακτηριστικές κυµατοµορφές της τάσης και του ρεύµατος του δικτύου κατά τη λειτουργία του µετατροπέα ως αντιστροφέα. Αυτές οι κυµατοµορφές είναι αποτελέσµατα προερχόµενα από την προσοµοίωση του µετατροπέα του σχήµατος Πιο συγκεκριµένα, στο σχήµα 3.30 (α) σχεδιάζονται οι κυµατοµορφές για την περίπτωση που το διακοπτικό στοιχείο Μ6 δεν παλµοδοτείται, ενώ στο σχήµα 3.30 (β) για την περίπτωση που παλµοδοτείται και συνεπώς δηµιουργείται αντιστροφέας ανύψωσης τάσης. Από αυτές τις κυµατοµορφές είναι προφανές, γιατί στην περίπτωση του αντιστροφέα µε ανύψωση τάσης ο συντελεστής ισχύος αποκτά υψηλότερες τιµές από ό,τι στην περίπτωση χωρίς ανύψωση τάσης. Εύκολα διακρίνει κανείς ότι το ρεύµα εµπεριέχει µικρότερο περιεχόµενο ανώτερων αρµονικών, καθόσον δεν υπάρχουν χρονικά διαστήµατα µηδενισµού αυτού. Επί πλέον και η ενεργός τιµή αυτού είναι αρκετά µεγαλύτερη που σηµαίνει δυνατότητα αντιστροφής µεγαλύτερης ποσότητας ισχύος. Σχήµα 3.29: Ο προτεινόµενος µετατροπέας Ε.Τ. σε Σ.Τ. για αµφίδροµη συνεχή ροή ρεύµατος. Για να επιτευχθεί υψηλός συντελεστής ισχύος κατά την αντιστροφή του ρεύµατος και στις άλλες τοπολογίες (σχ ως 3.26), απαιτούνται δύο ελεγχόµενα ηµιαγωγικά στοιχεία στην πλευρά Σ.Ρ. Το ένα θα βρίσκεται σε σειρά µε το φορτίο και το άλλο παράλληλα µε αυτό (σχ. 3.31). Έτσι όµως αυξάνονται αρκετά οι απώλειες συγκριτικά µε τον προτεινόµενο µετατροπέα, τόσο κατά την ανορθωτική διαδικασία όσο και κατά την 46

57 αντιστροφή. Επίσης, αυξάνεται περαιτέρω ο αριθµός των ηµιαγωγικών στοιχείων των µετατροπέων αυτών, µε αποτέλεσµα να αυξάνεται το κόστος του µετατροπέα περαιτέρω. Από τα παραπάνω εξάγεται το συµπέρασµα, ότι για την επίτευξη υψηλού συντελεστή ισχύος, τόσο κατά την ανορθωτική διαδικασία όσο και κατά την αντιστροφή, ο προτεινόµενος µετατροπέας (σχ. 3.29) υπερέχει έναντι των υπολοίπων, διότι α) περιέχει µικρότερο αριθµό ηµιαγωγικών στοιχείων και β) έχει χαµηλότερες απώλειες. u ( t ) ( V ), i ( t ) * 50 ( A ) ,06 0,08 0, t ( s ) i u (α) u ( t ) ( V ), i ( t ) * 5 ( A ) ,48 0,50 Σχήµα 3.30: Κυµατοµορφές τάσης και ρεύµατος δικτύου για τη λειτουργία του µετατροπέα ως αντιστροφέας, για δύο περιπτώσεις: α) χωρίς παλµό στο στοιχείο Μ6 και β) µε παλµό στο στοιχείο Μ6 (αποτελέσµατα προσοµοίωσης). u (β) i t ( s ) (α) (γ) (β) Σχήµα 3.31: Τοπολογίες µετατροπέων διπλής κατεύθυνσης ρεύµατος µε δυνατότητα ανύψωσης τάσης κατά την αντιστροφή. 47

58 Όπως έχει προαναφερθεί, ο βασικός στόχος αυτής της εργασίας είναι η διερεύνηση δυνατότητας επίτευξης υψηλού συντελεστή ισχύος και βαθµού απόδοσης. Έτσι, στο επόµενο κεφάλαιο θα διερευνηθεί η δυνατότητα εφαρµογής κατάλληλης τεχνικής παλµοδότησης, ώστε ο συντελεστής ισχύος και ο βαθµός απόδοσης να λαµβάνουν ταυτόχρονα τις υψηλότερες δυνατές τιµές. Η διερεύνηση αυτή θα πραγµατοποιηθεί µέσω προσοµοίωσης χρησιµοποιώντας τον παραπάνω προτεινόµενο µετατροπέα (σχ. 3.29). 48

59 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 4 ιερεύνηση της καταλληλότερης τεχνικής παλµοδότησης για τη βελτιστοποίηση του συντελεστή ισχύος και του βαθµού απόδοσης µέσω προσοµοίωσης Όπως αναφέρθηκε στο προηγούµενο κεφάλαιο, υπάρχουν διάφορες τεχνικές παλµοδότησης των ηµιαγωγικών στοιχείων, µέσω των οποίων επιτυγχάνεται έλεγχος της τάσης, του ρεύµατος, της ισχύος και γενικά των ηλεκτροµηχανικών µεγεθών ενός συστήµατος. Στο κεφάλαιο αυτό θα διερευνηθεί ποσοτικά η επίδραση των κυριότερων τεχνικών παλµοδότησης στο συντελεστή ισχύος και στο βαθµό απόδοσης. Η διερεύνηση αυτή θα πραγµατοποιηθεί µε τη βοήθεια προσοµοίωσης χρησιµοποιώντας το λογισµικό Matlab/Simulink. Συγκεκριµένα, ο µετατροπέας που προτάθηκε να χρησιµοποιηθεί στην παρούσα εργασία (σχ. 3.25), θα παλµοδοτηθεί µέσω των πέντε σηµαντικότερων τεχνικών. Οι τρεις πρώτες λειτουργούν µε τη συχνότητα του δικτύου, ενώ οι δύο επόµενες µε υψηλότερη διακοπτική συχνότητα. Αρχικά θα αναζητηθεί η βέλτιστη τεχνική παλµοδότησης µεταξύ των τεχνικών που λειτουργούν µε τη συχνότητα του δικτύου. Ύστερα, αυτή θα συγκριθεί µε τις δύο τεχνικές παλµοδότησης που λειτουργούν µε υψηλότερη διακοπτική συχνότητα. Τελικά από αυτή τη σύγκριση θα επιλεγεί η πλέον κατάλληλη τεχνική παλµοδότησης µε βάση το κριτήριο της ευνοϊκότερης επίδρασης στο συντελεστή ισχύος και στο βαθµό απόδοσης Τεχνικές παλµοδότησης µε διακοπτική συχνότητα ίση µε τη συχνότητα του δικτύου Οι τεχνικές αυτές αναφέρθηκαν στο προηγούµενο κεφάλαιο και είναι οι εξής: Παλµοδότησης όταν έχουµε γωνία καθυστέρησης α (σχ. 3.1). Παλµοδότησης όταν έχουµε γωνία προήγησης β (σχ. 3.2). Παλµοδότησης όταν έχουµε συνδυασµό των τεχνικών (σχ. 3.3). 49

60 Από αυτές τις τεχνικές παλµοδότησης αναζητείται η βέλτιστη, όσον αφορά το συντελεστή ισχύος και το βαθµό απόδοσης Η τεχνική παλµοδότησης µε γωνία καθυστέρησης Αυτή είναι η πιο διαδεδοµένη τεχνική παλµοδότησης λόγω της χρήσης της για την παλµοδότηση των θυρίστορ. Σύµφωνα µε αυτή, καθυστερώντας την παλµοδότηση κατά γωνία α ως προς την τάση αναφοράς (π.χ. την τάση του δικτύου), καθυστερεί η έναυση του εκάστοτε ηµιαγωγικού στοιχείου, µε αποτέλεσµα να µειώνεται η διάρκεια αγωγής, που αυτόµατα συνεπάγεται τη µείωση της τάσης και της ισχύος του φορτίου. Στην περίπτωση που χρησιµοποιούνται ηµιαγωγικά στοιχεία ελεγχόµενης σβέσης, ο µηδενισµός του ρεύµατος µπορεί να πραγµατοποιείται συγχρόνως µε το µηδενισµό της τάσης του δικτύου, έτσι ώστε να επιτυγχάνεται υψηλότερος συντελεστής ισχύος συγκριτικά µε την περίπτωση που χρησιµοποιούνται θυρίστορ. Εδώ µελετάται η λειτουργία του µετατροπέα του σχήµατος 3.25 ως ανορθωτική διάταξη. Εφ όσον η διακοπτική συχνότητα είναι ίση µε τη συχνότητα του δικτύου, το παθητικό φίλτρο ανώτερων αρµονικών στην είσοδο του µετατροπέα πρέπει να έχει µεγάλο µέγεθος. Μεγάλο µέγεθος σηµαίνει µεγάλο όγκο, υψηλό κόστος και σχετικά υψηλές απώλειες. Για τους παραπάνω λόγους αποφεύγεται να χρησιµοποιηθούν παθητικά φίλτρα µεγάλων διαστάσεων. Στην ενότητα αυτή πραγµατοποιείται προσοµοίωση για την περίπτωση που η παλµοδότηση των ηµιαγωγικών στοιχείων του µετατροπέα επιτυγχάνεται µέσω της τεχνικής µε καθυστέρηση της έναυσης κατά γωνία α και σβέσης τη στιγµή ωt = 2π ή π. Από την προσοµοίωση λαµβάνονται αποτελέσµατα για το συντελεστή ισχύος PF και τον βαθµό απόδοσης η συναρτήσει της ηλεκτρικής ισχύος στην εισόδου του κινητήρα Ρ ο. Τα αποτελέσµατα αυτά αποτυπώνονται στις χαρακτηριστικές καµπύλες του σχήµατος 4.1. Στο σχήµα 4.3 φαίνονται οι κυµατοµορφές της τάσης του δικτύου u in (t) και του ρεύµατος του δικτύου i in (t) καθώς και η κυµατοµορφή της πρώτης αρµονικής του ρεύµατος i 1,in (t). Τέλος, στο σχήµα 4.4 παρουσιάζεται το αρµονικό περιεχόµενο του ρεύµατος εισόδου i in (t). Από το σχήµα 4.1 (α) φαίνεται ότι ο συντελεστής ισχύος PF αυξάνεται µε την αύξηση της ισχύος. Για να εξηγηθεί αυτό πρέπει να ληφθεί υπ όψιν, ότι καθώς µειώνεται η γωνία έναυσης α αυξάνεται η ισχύς. Όµως, καθώς µειώνεται η γωνία έναυσης συµβαίνουν τα εξής: 50

61 i) Η κυµατοµορφή του ρεύµατος τείνει να γίνει ηµιτονοειδής. Αυτό έχει ως αποτέλεσµα τη µείωση των ανώτερων αρµονικών του ρεύµατος µε αποτέλεσµα τη µείωση της ολικής αέργου ισχύος. ii) Μειώνεται η διαφορά φάσης µεταξύ της τάσης του δικτύου και της βασικής αρµονικής του ρεύµατος εισόδου (σχ.4.3 i 1,in ) µε αποτέλεσµα τη µείωση της αέργου ισχύος. ηλαδή, από τα (i) και (ii) γίνεται κατανοητό, ότι καθώς µειώνεται η γωνία έναυσης, µειώνεται και η άεργος ισχύς. Για το λόγο αυτό µε την αύξηση της ισχύος αυξάνεται ο συντελεστής ισχύος PF. P F ( % ) η ( % ) P o ( W ) P o ( W ) (α) Σχήµα 4.1: (α) Συντελεστής ισχύος και (β) βαθµός απόδοσης συναρτήσει της ισχύος Ρ ο, όταν χρησιµοποιείται η τεχνική παλµοδότησης µέσω της µεταβολής της γωνίας α (αποτελέσµατα προσοµοίωσης). Στο σχήµα 4.1 (β) σχεδιάζεται ο βαθµός απόδοσης η ως συνάρτηση της ισχύος. Από αυτή τη χαρακτηριστική καµπύλη φαίνεται ότι, ο βαθµός απόδοσης αυξάνεται µέχρι κάποια τιµή της ισχύος, ενώ ύστερα µειώνεται λίγο. Ο λόγος που συµβαίνει αυτό µπορεί να εξηγηθεί µε παρόµοιο τρόπο όπως και στην παράγραφο του προηγούµενου κεφαλαίου, όπου και εκεί ο βαθµός απόδοσης αυξάνεται µε την αύξηση της ισχύος. Στη συνέχεια η εξήγηση αυτού επιχειρείται και µε διαφορετικό τρόπο. Από τα αποτελέσµατα της προσοµοίωσης για το συντελεστή ισχύος PF (σχ. 4.1) πραγµατοποιείται «curve fitting» µε τη βοήθεια του λογισµικού Origin. Τα αποτελέσµατα του «curve fitting» εξάγουν για το συντελεστή ισχύος την ακόλουθη συνάρτηση: P 5 2 PF= = 1,88 10 Po + 0,073Po + 18, 4 U I rms rms (β) (4.1) 51

62 P o P U rms Ι rms - ενεργός ισχύς φορτίου (στο τύµπανο του κινητήρα) - ενεργός ισχύς δικτύου - ενεργός τιµή της τάσης του δικτύου - ενεργός τιµή του ρεύµατος του δικτύου Στο σχήµα 4.2 αποτυπώνονται οι τιµές της ενεργού τιµής του ρεύµατος του δικτύου συναρτήσει της ενεργού ισχύος Ρ ο στην είσοδο της µηχανής. Από το σχήµα αυτό φαίνεται I rms ( A ) P o ( W ) Σχήµα 4.2: Ενεργός τιµή του ρεύµατος εισόδου συναρτήσει της ισχύος, όταν χρησιµοποιείται η τεχνική παλµοδότησης µέσω της µεταβολής της γωνίας α (αποτελέσµατα προσοµοίωσης) ότι το ρεύµα αυξάνεται ανάλογα της ισχύος Ρ ο και από το «curve fitting» του λογισµικού Origin εξάγεται για το ρεύµα η ακόλουθη γραµµική σχέση: I = 0, P + 1, (4.2) rms Ο βαθµός απόδοσης µπορεί να εκφρασθεί µε τη σχέση (4.3) Pο η=, (4.1) P Από τις σχέσεις 4.1, 4.2 και 4.3 λαµβάνεται για το βαθµό απόδοσης η ακόλουθη µαθηµατική σχέση: o o η= U 5 2 rms ( 1,88 10 P o + 0,073P o + 18,4) (0,00465 P o + 1, 28052) P (4.4.) Η πρώτη παράγωγος του βαθµού απόδοσης ισούται µε µηδέν όταν η ισχύς λαµβάνει την τιµή P o = 1803,43 W, ενώ η δεύτερη παράγωγος για αυτή την ισχύ είναι αρνητική. ηλαδή, στο σηµείο αυτό εµφανίζεται τοπικό µέγιστο. 52

63 Στο σχήµα 4.3 φαίνεται η επίδραση της γωνίας α στη βασική αρµονική του ρεύµατος. Η ενεργός τιµή των αρµονικών του ρεύµατος λαµβάνονται από την ανάλυση του ρεύµατος εισόδου i in (t) κατά Fourier (σχ. 4.4). Η ανάλυση του ρεύµατος κατά Fourier πραγµατοποιήθηκε µε τη βοήθεια του λογισµικού Origin. Το λογισµικό αυτό παρέχει τη δυνατότητα να πραγµατοποιείται ο υπολογισµός των τιµών των ανώτερων αρµονικών µίας περιοδικής συνάρτησης. Τα δεδοµένα αυτής της συνάρτησης αποκτώνται από τα αποθηκευµένα αποτελέσµατα της προσοµοίωσης, τα οποία βρίσκονται στο σκληρό δίσκο του υπολογιστή. Τα δεδοµένα αυτά αποθηκεύονται στον υπολογιστή σε µορφή ASCII κατά τη διαδικασία της προσοµοίωσης. u ( t ) ( V), i ( t ) *30 ( A), i ( t ) *30 ( A) in in 1, in u i in (t) in (t) i 1, in (t) 0,42 0,43 0,44 t (s) α Σχήµα 4.3: Κυµατοµορφές της τάσης u in (t) και του ρεύµατος i in (t), όταν χρησιµοποιείται η τεχνική παλµοδότησης µέσω της µεταβολής της γωνίας α και η ισχύς του φορτίου λαµβάνει την τιµή P o = 1000 W. Επίσης, απεικονίζεται η κυµατοµορφή της πρώτης i 1,in (t) αρµονικής του ρεύµατος (αποτελέσµατα προσοµοίωσης). 8 I max ( A ) Frequency (Hz) Σχήµα 4.4: Το περιεχόµενο των ανώτερων αρµονικών του ρεύµατος, όταν η ισχύς του φορτίου λαµβάνει την τιµή P o = 1000 W και η τεχνική παλµοδότησης είναι αυτή µε καθυστέρηση της έναυσης κατά γωνία α. 53

64 Από το σχήµα 4.4 φαίνεται ότι υπάρχει µία υψηλή συνιστώσα του ρεύµατος στη συχνότητα του δικτύου f = 50 Hz. Αυτή είναι η πρώτη (βασική) αρµονική και όπως αναφέρθηκε στο κεφάλαιο 2 της εργασίας αυτής, είναι εκείνη η οποία διαδραµατίζει το σηµαντικότερο ρόλο στην παραγωγή ωφέλιµου έργου. Είναι προφανές, ότι όσο περισσότερο είναι µετατοπισµένη η πρώτη αρµονική του ρεύµατος ως προς την τάση του δικτύου, τόσο µεγαλύτερη είναι η άεργος ισχύς. Επίσης, εφ όσον η διακοπτική συχνότητα είναι ίση µε τη συχνότητα του δικτύου, εµφανίζονται και ανώτερες αρµονικές πολλαπλάσιες αυτής. Έτσι, παρατηρούµε ότι εµφανίζεται µία αρµονική στη συχνότητα 150 Hz (τρίτη αρµονική), στη συχνότητα 250 Hz (5 η αρµονική), στα 350 Hz (7 η αρµονική), 9 η, 11 η, κ.τ.λ. Αυτές οι ανώτερες αρµονικές είναι υπεύθυνες για την εµφάνιση αέργου ισχύος και για το λόγο αυτό πρέπει να αποµακρύνονται. Συνήθως, η αποµάκρυνση αυτών πραγµατοποιείται µε τη χρήση παθητικών φίλτρων. Όµως, η χρήση παθητικού φίλτρου στην περίπτωση όπου η διακοπτική συχνότητα είναι χαµηλή (π.χ. 50 Hz), καθίσταται απαγορευτική. Οι αιτίες είναι δύο: α) Οι διαστάσεις του παθητικού φίλτρου είναι αντιστρόφως ανάλογες της συχνότητας, µε αποτέλεσµα σε χαµηλές συχνότητες να είναι πολύ µεγάλες. Έτσι, και το κόστος είναι πολύ µεγάλο και ο όγκος συχνά προβληµατίζει και το βάρος περιορίζει τη χρήση του. β) Όσο αυξάνεται το µέγεθος της επαγωγής, αυξάνονται και οι απώλειες ενεργού ισχύος του συστήµατος. Τέλος πρέπει να σηµειωθεί, ότι όσο υψηλότερες είναι οι τιµές της χωρητικότητας του φίλτρου, τόσο ποιο πιθανό είναι να εµφανισθούν µεγάλες ταλαντώσεις του ρεύµατος. Αυτό αναφέρεται στη βιβλιογραφική αναφορά [78] και τονίζεται ότι κατά την επιλογή των τιµών του παθητικού φίλτρου L C, είναι καλό πριν την κατασκευή του, να πραγµατοποιείται προσοµοίωση Η τεχνική παλµοδότησης µε γωνία προήγησης Όπως αναφέρθηκε στο κεφάλαιο 3, συχνά εφαρµόζεται µία τεχνική παλµοδότησης, σύµφωνα µε την οποία ελέγχεται το χρονικό σηµείο της σβέσης των ηµιαγωγικών στοιχείων του εκάστοτε µετατροπέα (σχ. 3.2). Όσο καθυστερεί η σβέση των ηµιαγωγικών στοιχείων, τόσο µειώνεται η γωνία β, µε αποτέλεσµα να αυξάνεται η διάρκεια αγωγής και συνεπώς η τάση και η ισχύς του φορτίου. Όπως και στην περίπτωση της τεχνικής παλµοδότησης µέσω της γωνίας έναυσης α, έτσι και τώρα πραγµατοποιείται προσοµοίωση για τη λειτουργία του µετατροπέα του σχήµατος 3.25 ως ανορθωτική διάταξη. Η παλµοδότηση του επιτυγχάνεται µέσω της 54

65 τεχνικής µε προήγηση της σβέσης κατά γωνία β. Από την προσοµοίωση λαµβάνονται αποτελέσµατα για το συντελεστή ισχύος PF και τον βαθµό απόδοσης η συναρτήσει της ισχύος. Τα αποτελέσµατα αυτά αποτυπώνονται στις χαρακτηριστικές καµπύλες του σχήµατος 4.5. Στο σχήµα 4.6 φαίνονται οι κυµατοµορφές της τάσης του δικτύου u in (t) και του ρεύµατος του δικτύου i in (t). Επίσης στο σχήµα αυτό απεικονίζεται η πρώτη αρµονική του ρεύµατος i 1,in (t). Τέλος, στο σχήµα 4.7 παρουσιάζεται το αρµονικό περιεχόµενο του ρεύµατος εισόδου i in (t). Από το σχήµα 4.5 (α) φαίνεται ότι, ο συντελεστής ισχύος PF αυξάνεται µέχρι κάποια τιµή της ισχύος του φορτίου Ρ ο, ενώ ύστερα µειώνεται. Τούτο εξηγείται µε τη βοήθεια του σχήµατος 4.6. Στο σχήµα αυτό παρουσιάζεται η τάση του δικτύου u in (t), το ρεύµα του PF ( % ) η ( % ) P o ( W ) P o ( W ) (α) Σχήµα 4.5: (α) Συντελεστής ισχύος και (β) βαθµός απόδοσης ως συνάρτηση της ισχύος Ρ ο, όταν χρησιµοποιείται η τεχνική παλµοδότησης µέσω της µεταβολής της γωνίας β (αποτελέσµατα προσοµοίωσης). (β) δικτύου i in (t) και η βασική αρµονική του ρεύµατος του δικτύου i 1, in (t). Είναι προφανές ότι, µε την µείωση της γωνίας β, αυξάνεται η ισχύς και µειώνεται η προήγηση του ρεύµατος i in (t) ως προς την τάση u in (t). Εφ όσον το φορτίο είναι ωµικής επαγωγικής φύσης, το ρεύµα τείνει να καθυστερεί της τάσης. Όµως, για κάποια γωνία β, το ρεύµα αναγκάζεται να γίνει συµφασικό της τάσης. Για το λόγο αυτό ο συντελεστής ισχύος PF λαµβάνει µέγιστη τιµή για κάποια γωνία µεγαλύτερη από 0. Στο συγκεκριµένο παράδειγµα αυτή η γωνία β αντιστοιχεί σε ενεργό ισχύ φορτίου P o = 1750 W. Στο σχήµα 4.5 (β) φαίνεται ο βαθµός απόδοσης η συναρτήσει της ισχύος. Συµβαίνει ότι και στην περίπτωση του ελέγχου µέσω της γωνίας α. 55

66 Από το σχήµα 4.7 διαπιστώνεται ότι και σ αυτή την περίπτωση (γωνία β) οι ανώτερες αρµονικές λαµβάνουν αρκετά υψηλές τιµές όπως και στην περίπτωση της «γωνίας α». u in ( t ) ( V), i in ( t ) * 3 0 ( A), i 1, in ( t ) * 3 0 ( A) i in (t) u in (t) i 1, in (t) 0,72 0,73 0,74 β Σχήµα 4.6: Κυµατοµορφές της τάσης u in (t) και του ρεύµατος i in (t) όταν, χρησιµοποιείται η τεχνική παλµοδότησης µέσω της µεταβολής της γωνίας β και η ισχύς του φορτίου λαµβάνει την τιµή P o = 1000 W. Επίσης, απεικονίζεται η κυµατοµορφή της πρώτης αρµονικής του ρεύµατος i 1,in (t) (αποτελέσµατα προσοµοίωσης). 8 I max ( A ) Frequency (Hz) Σχήµα 4.7: Το περιεχόµενο των ανώτερων αρµονικών του ρεύµατος όταν η ισχύς του φορτίου λαµβάνει την τιµή P o = 1000 W και η τεχνική παλµοδότησης είναι µε προήγηση της σβέσης κατά γωνία β Η τεχνική παλµοδότησης µε συνδυασµό των τεχνικών καθυστέρησης και προήγησης Όταν χρησιµοποιούνται οι τεχνικές παλµοδότησης µέσω της µεταβολής της γωνίας α ή µέσω της µεταβολής της γωνίας β, συνήθως η βασική αρµονική του ρεύµατος καθυστερεί ή προηγείται της τάσης. Αυτό σηµαίνει ότι ο αριθµητής της µαθηµατικής σχέσης 2.13 λαµβάνει χαµηλές τιµές, άρα ο συντελεστής ισχύος PF είναι µικρός. Για να επιτυγχάνεται ρεύµα ακόµη και συµφασικό µε την τάση του δικτύου, για κάθε τιµή της ισχύος, η τεχνική 56

67 παλµοδότησης µε συνδυασµό των δύο τεχνικών α και β είναι η καταλληλότερη. Σύµφωνα µε αυτή την τεχνική παλµοδότησης, για να µειωθεί η ισχύς του φορτίου καθυστερεί η παλµοδότηση των ηµιαγωγικών στοιχείων κατά γωνία α, ενώ συγχρόνως προηγείται η σβέση τους κατά γωνία β ως προς την τάση του δικτύου. Όπως και στις δύο προηγούµενες περιπτώσεις έτσι και τώρα πραγµατοποιείται προσοµοίωση για τη λειτουργία του µετατροπέα του σχήµατος 3.25 ως ανορθωτική διάταξη. Από την προσοµοίωση λαµβάνονται αποτελέσµατα για το συντελεστή ισχύος PF και τον βαθµό απόδοσης η συναρτήσει της ισχύος P o. Τα αποτελέσµατα αυτά αποτυπώνονται στις χαρακτηριστικές καµπύλες του σχήµατος 4.8. Στο σχήµα 4.9 φαίνονται οι κυµατοµορφές της τάσης του δικτύου u in (t) και του ρεύµατος του δικτύου i in (t). Επίσης, απεικονίζεται η κυµατοµορφή της πρώτης αρµονικής του ρεύµατος i 1,in (t). Τέλος, στο σχήµα 4.10 παρουσιάζεται το αρµονικό περιεχόµενο του ρεύµατος εισόδου i in (t). PF ( % ) P o ( W ) (α) η ( % ) P o ( W ) Σχήµα 4.8: (α) Συντελεστής ισχύος και (β) βαθµός απόδοσης, συναρτήσει της ισχύος όταν χρησιµοποιείται η τεχνική παλµοδότησης µέσω της µεταβολής των γωνιών α και β (αποτελέσµατα προσοµοίωσης). (β) Από το σχήµα 4.8 (α) φαίνεται ότι ο συντελεστής ισχύος αυξάνεται µε την αύξηση της ισχύος του φορτίου P o. Τούτο συµβαίνει, κυρίως διότι η πρώτη αρµονική του ρεύµατος είναι σχεδόν συµφασική µε την τάση, και διότι οι ανώτερες αρµονικές λαµβάνουν χαµηλότερες τιµές όσο αυξάνεται η ισχύς. Ο λόγος που συµβαίνει αυτό είναι, επειδή όσο αυξάνεται η ισχύς τόσο το ρεύµα πλησιάζει όλο και περισσότερο την ηµιτονοειδή κυµατοµορφή. Στο σχήµα 4.8 (β) φαίνεται ότι ο βαθµός απόδοσης αυξάνεται µέχρι κάποια τιµή ενώ πέραν αυτής µειώνεται λίγο, δηλαδή συµβαίνει το ίδιο όπως ακριβώς και στην περίπτωση των τεχνικών που έχουµε µεταβολή της ισχύος µέσω της γωνίας α ή µέσω της γωνίας β. 57

68 u in ( t ) ( V ), i in ( t ) * 3 0 ( A), i 1, in ( t ) * 3 0 ( A) i u in (t) in (t) 0,00 0,01 0,02 i 1, in (t) Σχήµα 4.9: Κυµατοµορφές της τάσης και του ρεύµατος όταν, χρησιµοποιείται η τεχνική παλµοδότησης µέσω της ταυτόχρονης µεταβολής των γωνιών α και β και η ισχύς του φορτίου λαµβάνει την τιµή P o = 1000 W. Επίσης, απεικονίζεται η κυµατοµορφή της πρώτης αρµονικής του ρεύµατος (αποτελέσµατα προσοµοίωσης). I max ( A ) Frequency (Hz) Σχήµα 4.10: Το περιεχόµενο των ανώτερων αρµονικών του ρεύµατος όταν, η ισχύς του φορτίου λαµβάνει την τιµή P o = 1000 W και η τεχνική παλµοδότησης βασίζεται στην ταυτόχρονη µεταβολή των γωνιών α και β (αποτελέσµατα προσοµοίωσης) Σύγκριση των τεχνικών παλµοδότησης που λειτουργούν µε διακοπτική συχνότητα ίση µε του δικτύου. Στην ενότητα αυτή συγκρίνονται οι τρεις τεχνικές παλµοδότησης, οι οποίες λειτουργούν µε τη συχνότητα του δικτύου. Τα αποτελέσµατα για το συντελεστή ισχύος και το βαθµό απόδοσης αποτυπώνονται στις χαρακτηριστικές καµπύλες του σχήµατος

69 P F ( % ) 'α' 'β' 'α και β' η ( % ) 'α' 'β' 'α και β' P o ( W ) P o ( W ) (α) Σχήµα 4.11: (α) Συντελεστής ισχύος και (β) βαθµός απόδοσης, συναρτήσει της ισχύος. όταν, χρησιµοποιούνται τεχνικές παλµοδότησης οι οποίες λειτουργούν µε τη συχνότητα του δικτύου (αποτελέσµατα προσοµοίωσης). Από το σχήµα 4.11 (α) φαίνεται ότι στην περίπτωση της τεχνικής παλµοδότησης µε συνδυασµό των γωνιών α και β ο συντελεστής ισχύος είναι πάντα υψηλότερος. Όπως αναφέρθηκε, ο λόγος που συµβαίνει αυτό είναι, διότι το ρεύµα τείνει να είναι συµφασικό µε την τάση του δικτύου άρα ο συντελεστής ισχύος εξαρτάται κατά βάση από τις ανώτερες αρµονικές. Αυτό µπορεί να παρατηρηθεί και από τη σύγκριση των σχηµάτων 4.4, 4.7 και Στα σχήµατα αυτά παρουσιάζεται το αρµονικό περιεχόµενο του ρεύµατος, όταν η ισχύς του φορτίου είναι 1000 W. Από αυτά τα σχήµατα φαίνεται καθαρά, ότι το πλάτος της πρώτης αρµονικής του ρεύµατος εισόδου είναι µικρότερο για την περίπτωση της τεχνικής παλµοδότησης όπου έχουµε συνδυασµό των γωνιών α και β. Εφ όσον ο συντελεστής ισχύος είναι υψηλότερος στην περίπτωση µε γωνία α και β, τούτο σηµαίνει ότι, η ενεργός τιµή του ρεύµατος I rms είναι χαµηλότερη και συνεπώς οι απώλειες αγωγής είναι χαµηλότερες. Έτσι ο βαθµός απόδοσης η είναι πάντα υψηλότερος για την περίπτωση της τεχνικής παλµοδότησης µε συνδυασµό των γωνιών α και β. (β) 4.2. Τεχνικές Παλµοδότησης µε διακοπτική συχνότητα υψηλότερη της συχνότητας του δικτύου Όπως αναφέρθηκε και στο κεφάλαιο 3, οι τεχνικές παλµοδότησης µε διακοπτική συχνότητα υψηλότερη της συχνότητας του δικτύου, οι οποίες χρησιµοποιούνται επί το πλείστον, κατατάσσονται σε δύο µεγάλες κατηγορίες. 59

70 Αυτές που λειτουργούν µε έλεγχο βρόχου υστέρησης (HCC) Αυτές που λειτουργούν µε διαµόρφωση εύρους παλµών (PWM}. Πιο συγκεκριµένα, στην παρούσα ενότητα θα συγκριθούν µεταξύ τους οι τεχνικές παλµοδότησης µε ηµιτονοειδή διαµόρφωση εύρους παλµών (spwm) και η HCC, µε ζητούµενο την τεχνική παλµοδότησης µέσω της οποίας ο συντελεστής ισχύος και ο βαθµός απόδοσης αποκτούν τις υψηλότερες δυνατές τιµές τους Η τεχνική παλµοδότησης µε έλεγχο βρόχου υστέρησης του ρεύµατος. Όπως αναλύθηκε σε προηγούµενο κεφάλαιο, η τεχνική αυτή (Hysteresys Current Control HCC) βασίζεται στη λεπτοµερή δειγµατοληψία του ρεύµατος εισόδου. Ύστερα, αυτό το ρεύµα συγκρίνεται µε ένα ανώτερο και ένα κατώτερο όριο αναφοράς. Αν το ρεύµα είναι µεγαλύτερο του άνω ορίου αναφοράς, τότε σταµατάει η παλµοδότηση των ηµιαγωγικών στοιχείων, µε αποτέλεσµα τη σβέση αυτών. Αν το ρεύµα είναι µικρότερο από το κάτω όριο αναφοράς, τότε τα ηµιαγωγικά στοιχεία µπαίνουν σε αγωγή. Βασικό µειονέκτηµα αυτής της τεχνικής παλµοδότησης είναι η δυσκολία σχεδιασµού του παθητικού φίλτρου για την αποµάκρυνση των ανώτερων αρµονικών. Ο λόγος είναι, ότι η διακοπτική συχνότητα δεν είναι ούτε σταθερή ούτε προκαθορισµένη. Η διακοπτική συχνότητα εξαρτάται από διάφορους παράγοντες, όπως είναι η φύση του φορτίου και τα όρια του βρόχου υστέρησης. Επίσης µειονέκτηµα αυτής είναι η ευαισθησία του αισθητήρα (άρα και ολόκληρης της συσκευής) στο θόρυβο. Στην παράγραφο αυτή, όπως και νωρίτερα, πραγµατοποιείται προσοµοίωση για το µετατροπέα του σχήµατος 3.25 ως ανορθωτική διάταξη. Κατά την προσοµοίωση, η µοναδική διαφορά σε σχέση µε τον µετατροπέα που χρησιµοποιήθηκε στις τεχνικές παλµοδότησης που λειτουργούν µε τη συχνότητα του δικτύου είναι, ότι στην είσοδο του µετατροπέα είναι τοποθετηµένο παθητικό φίλτρο για τη µείωση των ανώτερων αρµονικών. Η χρήση ενός τέτοιου φίλτρου είναι αποδεκτή, εφ όσον η διακοπτική συχνότητα είναι υψηλή. Τα αποτελέσµατα της προσοµοίωσης φαίνονται στα σχήµατα Συγκεκριµένα, στο σχήµα 4.12 φαίνονται οι καµπύλες του συντελεστή ισχύος και του βαθµού απόδοσης συναρτήσει της ισχύος P o του φορτίου. Στο σχήµα 4.13 παρουσιάζονται οι κυµατοµορφές της τάσης και του ρεύµατος του δικτύου όταν η ισχύς του φορτίου λαµβάνει την τιµή P o = 1000 W. Τέλος στο σχήµα 4.14 φαίνεται το αρµονικό περιεχόµενο του ρεύµατος όταν, η κυµατοµορφή του έχει τη µορφή του σχήµατος

71 PF ( % ) η ( % ) P o ( W ) P o ( W ) (α) (β) Σχήµα 4.12: (α) Συντελεστής ισχύος και (β) βαθµός απόδοσης συναρτήσει της ισχύος, όταν χρησιµοποιείται η τεχνική παλµοδότησης HCC (αποτελέσµατα προσοµοίωσης). Στο σχήµα 4.12 (α) φαίνεται ότι ο συντελεστής ισχύος αυξάνεται µε την αύξηση της ισχύος. Τούτο µπορεί να εξηγηθεί από τη σύγκριση των κυµατοµορφών των σχηµάτων 4.13 και Φαίνεται ότι, ενώ τα όρια του βρόχου υστέρησης είναι τα ίδια, το ρεύµα για ισχύ φορτίου P o = 1500 W (σχ.4.15) πλησιάζει περισσότερο την ηµιτονοειδή κυµατοµορφή από ό,τι στην περίπτωση του σχήµατος 4.13, όπου η ισχύς λαµβάνει την τιµή P o = 1000 W. Αυτό µπορεί να παρατηρηθεί και στα σχήµατα 4.14 και 4.16, στα οποία παρουσιάζεται το αρµονικό περιεχόµενο του ρεύµατος για δύο περιπτώσεις (για ισχύ 1000 W και 1500 W). Εφ όσον για την ισχύ 1500 W το περιεχόµενο των ανώτερων αρµονικών είναι χαµηλότερο από ό,τι στην περίπτωση P o = 1000 W, ο συντελεστής ισχύος λαµβάνει υψηλότερες τιµές. Επίσης, ο βαθµός απόδοσης αυξάνεται µε την αύξηση της ισχύος Ρ ο. Τούτο αιτιολογήθηκε νωρίτερα στις ενότητες και Από τα σχήµατα 4.17 και 4.18 προκύπτει, ότι όταν τα όρια του βρόχου υστέρησης είναι πολύ στενά, τότε το ρεύµα περιέχει πολύ µικρό ποσό ανώτερων αρµονικών. Όµως, από τα αποτελέσµατα της προσοµοίωσης εξάγεται το συµπέρασµα ότι σ αυτή την περίπτωση ο βαθµός απόδοσης είναι πολύ χαµηλός (η = 80% για P o = 1000 W), εφ όσον η διακοπτική συχνότητα είναι πολύ υψηλή. 61

72 u in ( t ) / 2 0 ( V ), i in ( t ) ( A ) u in i in t (s) Σχήµα 4.13: Κυµατοµορφές της τάσης του δικτύου και του ρεύµατος του δικτύου για ισχύ φορτίου Ρ ο = 1000W όταν χρησιµοποιείται η τεχνική παλµοδότησης HCC (αποτελέσµατα προσοµοίωσης). 1,0 I in ( p.u ) 0,8 0,6 0,4 0,2 0, Frequency (Hz) Σχήµα 4.14: Το αρµονικό περιεχόµενο του ρεύµατος όταν η ισχύς του φορτίου λαµβάνει την τιµή Ρ ο = 1000W και χρησιµοποιείται η τεχνική παλµοδότησης HCC (αποτελέσµατα προσοµοίωσης). 62

73 u in ( t ) / 2 0 ( V ), i in ( t ) ( A ) u in 0,50 0,52 t (s) i in Σχήµα 4.15: Κυµατοµορφές της τάσης και του ρεύµατος του δικτύου για ισχύ φορτίου Ρ ο = 1500W όταν χρησιµοποιείται η τεχνική παλµοδότησης HCC (αποτελέσµατα προσοµοίωσης). 1,0 I in ( p.u. ) 0,8 0,6 0,4 0,2 0, Frequency (Hz) Σχήµα 4.16: Το αρµονικό περιεχόµενο του ρεύµατος i in όταν η ισχύς του φορτίου λαµβάνει την τιµή Ρ ο = 1500W και χρησιµοποιείται η τεχνική παλµοδότησης HCC (αποτελέσµατα προσοµοίωσης). 63

74 u in u in ( t ) / 2 0 ( V ), i in ( t ) ( A ) i in 0,48 0,50 t (s) Σχήµα 4.17: Κυµατοµορφές της τάσης του δικτύου και του ρεύµατος του δικτύου για ισχύ φορτίου Ρ ο = 1000W όταν χρησιµοποιείται η τεχνική παλµοδότησης HCC και τα όρια του βρόχου υστέρησης είναι πολύ στενά (αποτελέσµατα προσοµοίωσης). 1,0 I in ( p.u. ) 0,8 0,6 0,4 0,2 0, Frequency (Hz) Σχήµα 4.18: Το αρµονικό περιεχόµενο του ρεύµατος όταν το ρεύµα εισόδου του µετατροπέα έχει τη µορφή που παρουσιάζεται στο σχήµα 4.17 (αποτελέσµατα προσοµοίωσης) Η τεχνική παλµοδότησης µε ηµιτονοειδή διαµόρφωση εύρους παλµών. Σύµφωνα µε την τεχνική αυτή (sinusoidal pulse width modulation spwm), συγκρίνεται ένα ηµίτονο (συνήθως συµφασικό της τάσης του δικτύου) µε ένα τριγωνικό 64

75 παλµό (σχ.3.7). Το αποτέλεσµα είναι η λήψη µίας παλµοσειράς, στην οποία η διάρκεια των παλµών µεταβάλλεται εντός µίας ηµιπεριόδου (της τάσης του δικτύου). Καθώς µεταβάλλεται ο λόγος κατάτµησης (duty cycle), µεταβάλλεται η τάση στην έξοδο του εκάστοτε µετατροπέα. Με τον τρόπο αυτό µπορεί να ελεγχθούν διάφορα µεγέθη όπως η ισχύς, οι στροφές ενός κινητήρα κ.α. Όπως και για τις άλλες τεχνικές παλµοδότησης, πραγµατοποιήθηκε προσοµοίωση για την λειτουργία της διάταξης του µετατροπέα του σχήµατος 3.25 ως ανορθωτή. Όπως και στην τεχνική παλµοδότησης HCC έτσι και στην spwm, κατά την προσοµοίωση χρησιµοποιείται παθητικό φίλτρο ανώτερων αρµονικών. Στα σχήµατα παρουσιάζονται τα αποτελέσµατα της προσοµοίωσης ,0 PF ( % ) η ( % ) 97,8 97, , ,2 97, P o ( W ) 96, P o ( W ) (α) (β) Σχήµα 4.19: (α) Συντελεστής ισχύος και (β) βαθµός απόδοσης, συναρτήσει της ισχύος. όταν, χρησιµοποιείται η τεχνική παλµοδότησης spwm (αποτελέσµατα προσοµοίωσης). Από το σχήµα 4.19 (α) προκύπτει ότι ο συντελεστής ισχύος αυξάνεται έως κάποια τιµή της ισχύος του φορτίου Ρ ο, ενώ ύστερα µειώνεται. Αυτό οφείλεται στην ιδιότητα που έχει η τεχνική παλµοδότησης spwm, καθώς µεταβάλλεται ο λόγος κατάτµησης, να µεταβάλλονται τόσο οι ανώτερες αρµονικές του ρεύµατος, όσο και η γωνία µεταξύ της βασικής αρµονικής του ρεύµατος και της τάσης του δικτύου φ 1. Έτσι, από το σχήµα 4.22(β) φαίνεται, ότι καθώς αυξάνεται το ρεύµα, µειώνεται το ποσοστό των ανώτερων αρµονικών στη διακοπτική συχνότητα, όµως αυξάνεται η 3 η αρµονική του. Από υπολογισµούς προέκυψε ότι, για ισχύ 900 W ο συντελεστής cosφ 1 = 0,977, για ισχύ 1400 W ο συντελεστής cosφ 1 = 0,98, ενώ για ισχύ 1900 W ο συντελεστής cosφ 1 = 0,974. ηλαδή, παρατηρούµε, ότι καθώς µεταβάλλεται η ισχύς, παρουσιάζεται ένα µέγιστο στον συντελεστή cosφ 1. Τόσο ο συντελεστής cosφ 1, όσο και οι ανώτερες αρµονικές καθορίζουν 65

76 το συντελεστή ισχύος PF ο οποίος για µια ενδιάµεση τιµή της ισχύος αποκτά µέγιστη τιµή. Στο σχήµα 4.19 (β) φαίνεται ότι ο βαθµός απόδοσης αυξάνεται µε την αύξηση της ισχύος του φορτίου Ρ ο όπως ακριβώς και στις ενότητες και u in ( t ) / 2 0 ( V ), i in ( t ) ( A ) u in (t) i in (t) 0,16 0,18 t (s) -12 Σχήµα 4.20: Κυµατοµορφές της τάσης του δικτύου και του ρεύµατος του δικτύου για ισχύ φορτίου Ρ ο = 1000W όταν χρησιµοποιείται η τεχνική παλµοδότησης spwm (αποτελέσµατα προσοµοίωσης). 1,0 I in ( p.u. ) 0,8 0,6 0,4 0,2 0, Frequency (Hz) Σχήµα 4.21: Το αρµονικό περιεχόµενο του ρεύµατος όταν η ισχύς του φορτίου λαµβάνει την τιµή Ρ ο = 1000W και χρησιµοποιείται η τεχνική παλµοδότησης spwm (αποτελέσµατα προσοµοίωσης). 66

77 Στο σχήµα 4.20 φαίνονται οι κυµατοµορφές της τάσης u in (t) και του ρεύµατος i in (t) και στο σχήµα 4.21 το αρµονικό περιεχόµενο του ρεύµατος, για ισχύ φορτίου Ρ ο = 1000 W. Συγκρίνοντας την κυµατοµορφή του ρεύµατος σ αυτή την περίπτωση µε την περίπτωσητης τεχνικής παλµοδότησης HCC (σχ. 4.13) φαίνεται, ότι υπερτερεί η τεχνική παλµοδότησης spwm. Όµως για κάποιες άλλες τιµές της ισχύος ο συντελεστής ισχύος κατά την HCC είναι υψηλότερος (σχ. 4.23). Από την άλλη, ο βαθµός απόδοσης κατά την τεχνική spwm είναι πάντοτε υψηλότερος από την HCC. ηλαδή, δεν είναι εύκολο να απαντηθεί, ποια από τις δύο τεχνικές παλµοδότησης υπερτερεί. Επίσης, ο συντελεστής ισχύος κατά τις τεχνικές παλµοδότησης µε υψηλή διακοπτική συχνότητα είναι υψηλότερος από ό,τι σε εκείνες µε διακοπτική συχνότητα ίση µε τη συχνότητα του δικτύου. u in ( t ) / 20 ( V ), i in ( A ) i 1600 W 15 i 1100 W 10 i 800 W 5 u in 0 0,00 0, t ( s ) (α) -15 I max ( p.u ) 1,0 0,8 0, W 1100 W 800 W (β) 0,4 0,2 0, Harmonic order Σχήµα 4.22: Οι κυµατοµορφές του ρεύµατος για τρεις διαφορετικές τιµές της ισχύος Ρ ο όταν χρησιµοποιείται η τεχνική παλµοδότησης spwm (αποτελέσµατα προσοµοίωσης). 67

78 PF ( % ) HCC spwm P o ( W ) P o ( W ) (α) (β) Σχήµα 4.23: (α) Συντελεστής ισχύος και (β) βαθµός απόδοσης, συναρτήσει της ισχύος όταν, χρησιµοποιούνται τεχνικές παλµοδότησης οι οποίες λειτουργούν µε διακοπτική συχνότητα µεγαλύτερη της συχνότητας του δικτύου (αποτελέσµατα προσοµοίωσης). η ( % ) spwm Αντίθετα, ο βαθµός απόδοσης είναι υψηλότερος όταν η διακοπτική συχνότητα είναι ίση µε εκείνη του δικτύου. Γίνεται λοιπόν κατανοητό, ότι είναι δύσκολο να επιλεχθεί η κατάλληλη τεχνική παλµοδότησης, µέσω της οποίας ο συντελεστής ισχύος και ο βαθµός απόδοσης αποκτούν τις υψηλότερες δυνατές τιµές τους. Η επιλογή της κατάλληλης τεχνικής παλµοδότησης πραγµατοποιείται στην επόµενη παράγραφο. HCC 4.3. Επιλογή της καταλληλότερης τεχνικής παλµοδότησης Σε προηγούµενη ενότητα επιλέχθηκε ως προτιµότερη, µεταξύ των τεχνικών παλµοδότησης µε τη συχνότητα του δικτύου, εκείνη µε την οποία µεταβάλλεται η τάση του φορτίου συγχρόνως µέσω των γωνιών α και β. Όπως φαίνεται από το σχήµα 4.24, η τεχνική αυτή έχει το πλεονέκτηµα του υψηλού βαθµού απόδοσης έναντι των τεχνικών παλµοδότησης µε υψηλή διακοπτική συχνότητα. Όµως, ο συντελεστής ισχύος είναι χαµηλότερος έναντι αυτών. Το ερώτηµα που τίθεται είναι, ποια τεχνική µπορεί να συνδυάζει τις υψηλότερες δυνατές τιµές του συντελεστή ισχύος και του βαθµού απόδοσης. Στην συγκεκριµένη εργασία η απάντηση σε αυτό το ερώτηµα δίνεται µέσω της µελέτης της συνάρτησης 4.2, η οποία αποτελείται από το ηµιάθροισµα των δύο µεγεθών (η και PF). η(p o)+pf(p o) A(P o)= (4.2) 2 Είναι προφανές ότι στη συνάρτηση Α η σηµασία των µεγεθών η και PF είναι η ίδια. Έτσι, µ αυτό τον τρόπο, από τα αποτελέσµατα της προσοµοίωσης τα οποία αποτυπώνονται στο σχήµα 4.24, λαµβάνονται οι καµπύλες του σχήµατος

79 PF ( % ) HCC spwm α & β η ( % ) α & β spwm HCC (α) P o ( W ) (β) P o ( W ) Σχήµα 4.24: Συντελεστής ισχύος και βαθµός απόδοσης των τριών ευνοϊκότερων τεχνικών παλµοδότησης (αποτελέσµατα προσοµοίωσης). Από τις καµπύλες του σχήµατος 4.25 φαίνεται ότι, η τεχνική παλµοδότησης spwm, υπερτερεί έναντι των υπολοίπων για όλες σχεδόν τις τιµές της ισχύος. Έτσι, επιλέγεται η χρήση αυτής της τεχνικής για την παλµοδότηση των ηµιαγωγικών στοιχείων της τοπολογίας του σχήµατος 3.25 ως η προτιµότερη. Επίσης, όταν απαιτούνται ταυτόχρονα οι µέγιστες δυνατές τιµές των µεγεθών η και PF, για την επιλογή της καταλληλότερης τεχνικής παλµοδότησης, αντί της συνάρτησης Α(Ρ ο ) µπορεί να χρησιµοποιηθεί η συνάρτηση Β(Ρ ο ) P B(P )=η(p ) PF(P )= S o o o o (4.2) in η οποία εκφράζει το λόγο της ενεργού ισχύος του φορτίου προς τη φαινόµενη ισχύ ,95 A ( % ) 95 B ( % ) 0,90 0, , spwm HCC α και β 0,75 0,70 0,65 0,60 spwm HCC α & β P o ( W ) Σχήµα 4.25: Η συνάρτηση Α(Ρ ο ) που χρησιµοποιείται για την επιλογή της κατάλληλης τεχνικής παλµοδότησης (αποτελέσµατα προσοµοίωσης). 0, P o ( W ) Σχήµα 4.26: Η συνάρτηση Β(Ρ ο ) που χρησιµοποιείται για την επιλογή της κατάλληλης τεχνικής παλµοδότησης (αποτελέσµατα προσοµοίωσης). 69

80 Προφανώς αυτός ο λόγος πρέπει να είναι όσο το δυνατόν υψηλότερος ώστε η απαιτούµενη ωφέλιµη ισχύς, να αποδίδεται µε όσο το δυνατόν χαµηλότερες τιµές ρεύµατος. Από τη σύγκριση των σχηµάτων 4.25 και 4.26 φαίνεται ότι τα αποτελέσµατα που λαµβάνονται είναι όµοια και αυτό ενισχύει την απόφαση να επιλεχθεί η spwm ως καταλληλότερης τεχνικής παλµοδότησης µεταξύ εκείνων που διερευνήθηκαν. Όπως αναφέρθηκε και σε προηγούµενο κεφάλαιο, µε την αύξηση της διακοπτικής συχνότητας αυξάνεται ο συντελεστής ισχύος, γεγονός που οδηγεί σε µείωση της ενεργού τιµής του ρεύµατος που προσφέρει το δίκτυο. Με τον τρόπο αυτό µειώνονται οι απώλειες που οφείλονται σ αυτό το ρεύµα, το οποίο διερχόµενο σε οποιαδήποτε ωµική αντίσταση παράγει θερµικές απώλειες. Όµως, µε την αύξηση της διακοπτικής συχνότητας αυξάνονται οι διακοπτικές απώλειες, γεγονός που έχει επιπτώσεις στο βαθµό απόδοσης. Στα επόµενα δύο κεφάλαια χρησιµοποιώντας την τεχνική παλµοδότησης spwm για τη λειτουργία του µετατροπέα του σχήµατος 3.25 θα αναζητηθεί η τιµή της διακοπτικής συχνότητας, κατά την οποία ο βαθµός απόδοσης και ο συντελεστής ισχύος αποκτούν ταυτόχρονα τις µέγιστες δυνατές τιµές τους. 70

81 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 5 Μελέτη των επιδράσεων της διακοπτικής συχνότητας στο συντελεστή ισχύος και στο βαθµό απόδοσης και προσδιορισµός της καταλληλότερης τιµής αυτής µέσω προσοµοίωσης 5.1. Οι επιδράσεις της διακοπτικής συχνότητας στο συντελεστή ισχύος και στο βαθµό απόδοσης Στο προηγούµενο κεφάλαιο επιλέχθηκε ως προτιµότερη η τεχνική παλµοδότησης της ηµιτονοειδούς διαµόρφωσης εύρους παλµών, γνωστή από τη βιβλιογραφία ως spwm (sinusoidal pulse width modulation). Αυτή η τεχνική παλµοδότησης λειτουργεί µε διακοπτική συχνότητα πολύ υψηλότερη της συχνότητας του δικτύου (f sw >>50 Hz). Αν η διακοπτική συχνότητα της spwm είναι σχετικά χαµηλή (π.χ. 1 khz), τότε οι διακοπτικές απώλειες συγκριτικά είναι χαµηλές, όµως οι ανώτερες αρµονικές λαµβάνουν υψηλές τιµές, µε αποτέλεσµα ο συντελεστής ισχύος να είναι χαµηλός. Εφ όσον οι ανώτερες αρµονικές λαµβάνουν υψηλές τιµές, η ενεργός τιµή του ρεύµατος I rms λαµβάνει επίσης υψηλές τιµές. Αποτέλεσµα αυτού είναι να αυξάνονται οι απώλειες αγωγής των ηµιαγωγικών στοιχείων του µετατροπέα, καθώς και οι απώλειες στις ωµικές αντιστάσεις δια των οποίων διέρχεται το ρεύµα (π.χ. µετασχηµατιστές, καλοδιώσεις κ.α). Επίσης, η διαφορά φάσης µεταξύ της βασικής αρµονικής του ρεύµατος και της τάσης του δικτύου επηρεάζει το συντελεστή ισχύος και προφανώς και το συνολικό βαθµό απόδοσης. Αυτή η εξάρτηση θα µελετηθεί σε επόµενο κεφάλαιο. Εν συντοµία, αν η διακοπτική συχνότητα είναι σχετικά χαµηλή, ο συντελεστής ισχύος λαµβάνει χαµηλές τιµές, οι διακοπτικές απώλειες είναι σχετικά χαµηλές, όµως οι απώλειες αγωγής είναι αυξηµένες. Στην αντίθετη περίπτωση, όταν δηλαδή η διακοπτική συχνότητα είναι υψηλή (π.χ. 50 khz), οι ανώτερες αρµονικές του ρεύµατος έχουν σχετικά χαµηλή ενεργό τιµή. Τούτο συµβαίνει καθόσον οι ανώτερες αρµονικές µε πολύ υψηλή συχνότητα προφανώς φιλτράρονται από 71

82 τις παρασιτικές επαγωγές του συστήµατος (π.χ. σκέδαση µετασχηµατιστή, επαγωγιµότητα γραµµών, κ.τ.λ.). Για το λόγο αυτό, όταν η διακοπτική συχνότητα είναι πολύ υψηλή, ο συντελεστής ισχύος λαµβάνει υψηλότερες τιµές συγκριτικά µε τις χαµηλότερες διακοπτικές συχνότητες. Με τη µείωση του εύρους των ανώτερων αρµονικών, η συνολική ενεργός τιµή του ρεύµατος εισόδου, λαµβάνει επίσης σχετικά χαµηλές τιµές. Έτσι, οι απώλειες αγωγής του συστήµατος λαµβάνουν σχετικά χαµηλές τιµές. Όµως, οι διακοπτικές απώλειες είναι πολύ υψηλές. Άρα δεν είναι προφανές, τι συµβαίνει µε το βαθµό απόδοσης. Έχοντας υπ όψη τα παραπάνω γίνεται κατανοητό, ότι η διακοπτική συχνότητα των ηµιαγωγικών στοιχείων ενός µετατροπέα είναι ένας βασικός παράγοντας, ο οποίος καθορίζει το συντελεστή ισχύος και το βαθµό απόδοσης. Ο προσδιορισµός της συχνότητας αυτής για την οποία ο συντελεστής ισχύος και ο βαθµός απόδοσης αποκτούν τις υψηλότερες δυνατές τιµές, είναι το µείζον ζήτηµα στη διατριβή αυτή. Ο προσδιορισµός αυτής της συχνότητας δεν είναι εύκολος, καθώς είναι εξαιρετικά δύσκολο να γραφούν αναλυτικές µαθηµατικές σχέσεις, οι οποίες να εκφράζουν το ρεύµα συναρτήσει του χρόνου και της συχνότητας κατά την εφαρµογή της µεθόδου spwm. Για το λόγο αυτό ο προσδιορισµός αυτής της συχνότητας πραγµατοποιείται µε τη βοήθεια προσοµοίωσης. Μ αυτό τον τρόπο λαµβάνονται πλήθος αποτελεσµάτων για το συντελεστή ισχύος και το βαθµό απόδοσης συναρτήσει της ισχύος και της συχνότητας. Αυτά τα αποτελέσµατα µας οδηγούν στην επιλογή της κατάλληλης διακοπτικής συχνότητας. Στο επόµενο κεφάλαιο τα αποτελέσµατα της προσοµοίωσης θα επιβεβαιωθούν πειραµατικά Προσδιορισµός της κατάλληλης διακοπτικής συχνότητας µέσω προσοµοίωσης Όπως αναφέρθηκε νωρίτερα, στο συγκεκριµένο κεφάλαιο θα πραγµατοποιηθεί προσοµοίωση για το µετατροπέα, η δοµή του οποίου παρουσιάσθηκε στο τρίτο κεφάλαιο (σχ. 3.29) και φαίνεται στο σχήµα 5.1. Η διαφορά του από το µετατροπέα του σχήµατος 3.25 είναι ότι τοποθετείται ένας ελεγχόµενος ηµιαγωγικός διακόπτης (MOSFET Μ6) παράλληλα µε το φορτίο. Η παρασιτική του δίοδος λειτουργεί σαν δίοδος ελεύθερης διέλευσης κατά την διαδικασία ανόρθωσης. Το διακοπτικό στοιχείο Μ6 είναι 72

83 επιθυµητό για τη διαδικασία αντιστροφής του ρεύµατος στο εναλλασσόµενο δίκτυο, καθώς η τάση του δικτύου λαµβάνει τιµές έως V, ενώ η µηχανή συνεχούς ρεύµατος λειτουργεί µε τάση 220 V. Έτσι, για να υπάρχει ροή ρεύµατος από την πλευρά συνεχούς ρεύµατος (Σ.Ρ.) προς την πλευρά εναλλασσόµενου ρεύµατος (Ε.Ρ), η τάση της πλευράς Σ.Ρ. πρέπει να είναι υψηλότερη εκείνης του Ε.Ρ. Σε αντίθετη περίπτωση θα υπήρχαν διαστήµατα διακοπής του ρεύµατος µε αρνητικές επιδράσεις επί του συντελεστή ισχύος. Σχήµα 5.1: Η δοµή του µετατροπέα διπλής κατεύθυνσης. Αρχικά, πραγµατοποιείται προσοµοίωση (µε τη βοήθεια του λογισµικού Matlab/Simulink), χωρίς φίλτρο ανώτερων αρµονικών L φ -C φ στην είσοδο. Η προσοµοίωση πραγµατοποιείται µε παραµέτρους την ισχύ του φορτίου P o και τη διακοπτική συχνότητα των ηµιαγωγικών στοιχείων f sw. Τα όρια των διακοπτικών συχνοτήτων που χρησιµοποιήθηκαν κατά την προσοµοίωση είναι µεταξύ khz. Οι τιµές αυτών των συχνοτήτων επιλέχθηκαν µε τη λογική ότι για διακοπτικές συχνότητες µεγαλύτερες των 100 khz παρουσιάζεται σχετικά µεγάλη µείωση, όπως διαπιστώθηκε κατά την προσοµοίωση. Επίσης, από την προσοµοίωση φάνηκε, ότι για χαµηλότερες τιµές της διακοπτικής συχνότητας (f sw <2 khz) ο συντελεστής ισχύος λαµβάνει πολύ χαµηλές τιµές και για το λόγο αυτό θεωρήθηκε, ότι δεν έχει νόηµα η µελέτη της λειτουργίας του µετατροπέα για τέτοιες συχνότητες. Το ανώτερο όριο της διακοπτικής συχνότητας το οποίο επιλέχθηκε είναι 100 khz, καθώς πάνω από αυτή την τιµή οι διακοπτικές απώλειες είναι τόσο υψηλές έτσι ώστε να µην έχει πρακτικό νόηµα η λειτουργία των ηµιαγωγικών 73

84 στοιχείων σε τέτοιες διακοπτικές συχνότητες. Η τεχνική παλµοδότησης που χρησιµοποιήθηκε είναι η µέθοδος spwm, καθώς αυτή επιλέχθηκε στο προηγούµενο κεφάλαιο ως η καταλληλότερη από τις συνήθως χρησιµοποιούµενες. Από τα αποτελέσµατα της προσοµοίωσης προσδιορίζεται η διακοπτική συχνότητα, για την οποία ο συντελεστής ισχύος και ο βαθµός απόδοσης αποκτούν τις µέγιστες δυνατές τιµές (για την περίπτωση χωρίς φίλτρο). Ύστερα τοποθετείται κατάλληλο φίλτρο ανώτερων αρµονικών, ώστε να επιτευχθεί ο υψηλότερος δυνατός συντελεστής ισχύος και πραγµατοποιείται προσοµοίωση µε τοποθετηµένο αυτό το φίλτρο. Μ αυτό τον τρόπο επιβεβαιώνεται η επιλογή της διακοπτικής συχνότητας και η επιλογή του φίλτρου Προσοµοίωση χωρίς φίλτρο εισόδου L φ C φ Όπως αναφέρθηκε, για να επιλεχθεί το παθητικό φίλτρο ανώτερων αρµονικών στην είσοδο, το πρώτο βήµα είναι να πραγµατοποιηθεί προσοµοίωση χωρίς φίλτρο. Μ αυτό τον τρόπο επιλέγεται κάποια διακοπτική συχνότητα ως βέλτιστη. Όµως, χωρίς φίλτρο ανώτερων αρµονικών ο συντελεστής ισχύος είναι σχετικά χαµηλός. Για το λόγο αυτό πρέπει να επιλεχθεί κατάλληλο φίλτρο µε τη χρήση του οποίου επιτυγχάνεται ο υψηλότερος δυνατός συντελεστής ισχύος. Εφ όσον είναι γνωστή η κατάλληλη διακοπτική συχνότητα, είναι εύκολο να προσδιορισθεί αυτό το παθητικό φίλτρο [76-78]. Με τον τρόπο αυτό επιλέγεται συχνότητα και φίλτρο, µε σκοπό να επιτευχθούν οι µέγιστες δυνατές τιµές του συντελεστή ισχύος και του βαθµού απόδοσης Το µοντέλο της προσοµοίωσης σε περιβάλλον Matlab/Simulink Όπως έχει αναφερθεί, στην παρούσα διατριβή η προσοµοίωση πραγµατοποιείται µε τη βοήθεια του λογισµικού Matlab/Simulink. Ο µετατροπέας, του οποίου η λειτουργία προσοµοιώνεται, είναι ο µετατροπέας του σχήµατος 5.1 µε τη διαφορά ότι δεν υπάρχει το φίλτρο ανώτερων αρµονικών στην είσοδο του µετατροπέα. Το µοντέλο του συστήµατος και του µετατροπέα κατά την προσοµοίωση σε περιβάλλον Simulink φαίνονται στα σχήµατα 5.2 και 5.3. Το δίκτυο θεωρείται ότι αποτελείται από µία ιδανική πηγή εναλλασσόµενης τάσης και τη σκέδαση ενός µετασχηµατιστή µε στοιχεία οι τιµές των οποίων παρουσιάζονται στον πίνακα 5.1. Επίσης, στον πίνακα 5.1 παρουσιάζονται οι παράµετροι του συστήµατος δίκτυο µετατροπέας φορτίο. Ως φορτίο χρησιµοποιείται µία µηχανή συνεχούς ρεύµατος ξένης διέγερσης, όπως και στην προσοµοίωση που πραγµατοποιήθηκε στο προηγούµενο κεφάλαιο. Η παλµοδότηση του µετατροπέα 74

85 πραγµατοποιήθηκε µέσω της τεχνικής spwm, η οποία σε περιβάλλον Simulink υλοποιείται όπως φαίνεται στο σχήµα 5.4. Τα ηµιαγωγικά στοιχεία MOSFET τα οποία χρησιµοποιήθηκαν κατά την προσοµοίωση, καθορίζονται από τις παραµέτρους του πίνακα του σχήµατος 5.5. Παραµετρικές επαγωγές και αντιστάσεις Στοιχεία MOSFET Μηχανή Συνεχούς Ρεύµατος L κ =30 µh R DSon = 0,4 Ω R α =1,05 Ω U N =220V R κ =0,0262 Ω t f =0,1 µs L α =10 mh P N =2500 W R εισ =0,05 Ω t r =0,03 µs R f = 380 Ω n=1500/min L φ = 3,3 mh, R Lφ =0,05 Ω L αf =1,4 H U f =220 V C φ = 3,3 µf, R Cφ =0,05 Ω L 0 =62 mh Παρασιτικές δίοδοι V SD =1 V, R =0,01[Ω] J=0,001 kgm^2 Ι f =0,76 A Ι Ν =12,5 A C 0 =0,5 mf Πίνακας 5.1: Τιµές παραµετρικών στοιχείων. Σχήµα 5.2: Το µοντέλο του συστήµατος σε περιβάλλον Simulink. 75

86 Σχήµα 5.3: Το µοντέλο του µετατροπέα σε περιβάλλον Simulink. Σχήµα 5.4: Η υλοποίηση της τεχνικής spwm σε περιβάλλον Simulink. 76

87 Σχήµα 5.5: Οι παραµετρικές τιµές των ηµιαγωγικών στοιχείων στην προσοµοίωση. Στο σχήµα 5.3 φαίνεται ότι χρησιµοποιείται ηµιαγωγικό στοιχείο IGBT. Ο λόγος για τον οποίο πραγµατοποιήθηκε η προσοµοίωση µε IGBT και όχι MOSFET είναι, επειδή το µοντέλο του MOSFET σε περιβάλλον Simulink είχε αρκετές ελλείψεις συγκριτικά µε το IGBT όσον αφορά, α) το χρόνο σβέσης του ηµιαγωγικού στοιχείου και β) την παρασιτική δίοδο του µοντέλου, η οποία (από το µοντέλο το MOSFET στο Simulink) προσοµοιώνεται ως ιδανικός διακόπτης µόνο µε αντίσταση αγωγής. ηλαδή, στο λογισµικό δεν περιγράφεται ο χρόνος έναυσης και σβέσης της διόδου. Έτσι, αφού κατά την προσοµοίωση χρησιµοποιείται το µοντέλο του IGBT, για να εξοµοιωθεί πλήρως η λειτουργία του MOSFET πρέπει να τοποθετηθεί εξωτερική δίοδος αντιπαράλληλα µε το IGBT. Τα παραµετρικά στοιχεία αυτής της διόδου προσεγγίζονται κατά την προσοµοίωση σύµφωνα µε τα δεδοµένα των παρασιτικών διόδων του MOSFET από τους καταλόγους των κατασκευαστών Αποτελέσµατα προσοµοίωσης Κατά την προσοµοίωση, τα αποτελέσµατα των διαφόρων µεγεθών (κυµατοµορφές ρεύ- µατος και τάσης του δικτύου, της ενεργού ισχύος του συντελεστή ισχύος του βαθµού απόδοσης κ.λ.π.), αποθηκεύτηκαν σε µορφή ASCII στο σκληρό δίσκο του υπολογιστή. Η αποτύπωσή τους σε µορφή πραγµατικών τιµών πραγµατοποιήθηκε µε τη βοήθεια του 77

88 λογισµικού Origin όπως και στο προηγούµενο κεφάλαιο. Ο υπολογισµός του συντελεστή ισχύος και του βαθµού απόδοσης έγινε από τις σχέσεις 2.8 και 2.14, οι οποίες είναι και οι µαθηµατικοί ορισµοί των µεγεθών αυτών. Τα ολοκληρώµατα που προσδιορίζουν τις τιµές της ενεργού ισχύος δικτύου - φορτίου και των ενεργών τιµών της τάσης και του ρεύµατος πραγµατοποιήθηκε σε περιβάλλον Simulink, όπως φαίνεται στο σχήµα 5.6. (α) (β) Σχήµα 5.6: Ο υπολογισµός, α) της µέσης τιµής και β) της ενεργού τιµής, σε περιβάλλον Simulink. Με τον τρόπο που περιγράφηκε λαµβάνονται αποτελέσµατα, οι τιµές των οποίων αποτυπώνονται στα σχήµατα 5.7 έως Για την εξοικονόµιση υπολογιστηκού χρόνου έχει επιλεγεί ένας περιορισµένος αριθµός τιµών της ισχύος Ρ ο, εκτιµόντας ότι είναι επαρκής για την εξαγωγή ασφαλών συµπερασµάτων. Στο σχήµα 5.7 σχεδιάζονται ο συντελεστής ισχύος και ο βαθµός απόδοσης, συναρτήσει της ηλεκτρικής ισχύος του φορτίου Ρ ο (στην είσοδο της µηχανής συνεχούς ρεύµατος) µε παράµετρο τη διακοπτική συχνότητα. Κατά την προσοµοίωση η µηχανική ροπή διατηρήθηκε σταθερή και ίση µε την ονοµαστική ροπή. Η µεταβολή της ισχύος πραγµατοποιήθηκε µέσω του λόγου κατάτµησης και προφανώς µ αυτό τον τρόπο µεταβλήθηκε και ο αριθµός στροφών του κινητήρα. Από το σχήµα 5.7 (α) φαίνεται, ότι ο συντελεστής ισχύος PF αυξάνεται µε την αύξηση της ισχύος. Ένας βασικός λόγος που συµβαίνει αυτό είναι ότι, το ποσοστό των ανώτερων αρµονικών είναι χαµηλότερο για την περίπτωση που η ισχύς είναι υψηλότερη. Ένας άλλος λόγος είναι η µεταβολή του cosφ 1, η επίδραση του οποίου θα αναλυθεί σε επόµενο κεφάλαιο. Η επίδραση της ισχύος στο περιεχόµενο των ανώτερων αρµονικών φαίνεται από την παρατήρηση του σχήµατος 5.9. Στο σχήµα αυτό παριστάνεται το φάσµα των αρµονικών του ρεύµατος για δύο τιµές της 78

89 ισχύος (σχ.5.9α Ρ ο = 200W και σχ.5.9β P o = 1000 W) και διακοπτική συχνότητα f sw = 5 khz. Πράγµατι το ποσοστό των ανώτερων αρµονικών για ισχύ P o = 1000 W είναι αρκετά χαµηλότερο από την περίπτωση P o = 200 W. Επίσης, στο σχήµα αυτό φαίνεται το περιεχόµενο των ανώτερων αρµονικών για ισχύ Ρ ο = 1000 W και διακοπτική συχνότητα f sw = 15 khz. Στο σχήµα 5.8 παρουσιάζονται οι κυµατοµορφές της τάσης και του ρεύµατος στην είσοδο του µετατροπέα, όταν η ισχύς του φορτίου είναι Ρ ο = 200 W µε διακοπτική συχνότητα f sw = 5 khz (σχ. 5.8 α), όταν η ισχύς του φορτίου είναι Ρ ο = 1000 W µε f sw = 5 khz και όταν η ισχύς του φορτίου είναι Ρ ο = 1000 W µε f sw = 15 khz (σχ. 5.8 γ). 85 PF ( % ) khz 5 khz 8 khz 10 khz 15 khz 20 khz 25 khz 30 khz 40 khz 50 khz 100 khz (α) P o ( W ) 97,6 η ( % ) 97,4 97,2 97,0 96,8 2 khz 5 khz 8 khz 10 khz 15 khz 20 khz 25 khz 30 khz 40 khz 50 khz 100 khz (β) 95, P o ( W ) Σχήµα 5.7: Ο συντελεστής ισχύος και ο βαθµός απόδοσης συναρτήσει της ισχύος του φορτίου Ρ ο για την περίπτωση χωρίς φίλτρο L φ - C φ στην είσοδο του µετατροπέα (αποτελέσµατα προσοµοίωσης). 79

90 Από το σχήµα 5.7 (β) φαίνεται ότι ο βαθµός απόδοσης αυξάνεται µε την αύξηση της ισχύος Ρ ο. Τούτο οφείλεται σε δύο παράγοντες: α) η αύξηση του συντελεστή ισχύος συνεπάγεται τη µείωση της ενεργού τιµής του ρεύµατος άρα και των απωλειών αγωγής του συστήµατος δίκτυο φίλτρο µετατροπέας φορτίο και β) οι διακοπτικές απώλειες των ηµιαγωγικών στοιχείων του µετατροπέα εξαρτώνται από τη διακοπτική συχνότητα, η οποία παραµένει σταθερή. Αξιοσηµείωτο είναι ότι, η βασική αρµονική του ρεύµατος καθυστερεί της τάσης του δικτύου κατά µία γωνία φ 1. Αυτή η γωνία υπολογίζεται ως εξής: Ο συντελεστής ισχύος PF υπολογίζεται µέσω της προσοµοίωσης από τη γενική µαθηµατική σχέση 2.8. Η ενεργός τιµή του συνολικού ρεύµατος του δικτύου υπολογίζεται επίσης µέσω της προσοµοίωσης από το γενικό ορισµό της ενεργού τιµής όπως φαίνεται στη µαθηµατική σχέση 2.4. Η ενεργός τιµή της βασικής αρµονικής του ρεύµατος λαµβάνεται από την ανάλυση FFT του ρεύµατος του δικτύου. Τούτο πραγµατοποιείται µε τη βοήθεια του λογισµικού Origin, όπως περιγράφηκε νωρίτερα σε αυτή την εργασία. Γνωρίζοντας τα τρία παραπάνω µεγέθη, από τη σχέση 2.10 είναι δυνατόν να υπολογισθεί η γωνία φ 1. Η αιτία αυτής της καθυστέρησης θα αναλυθεί στο κεφάλαιο 7. Άρα, για τη βελτίωση του συντελεστή ισχύος πρέπει να ληφθούν υπ όψιν και οι ανώτερες αρµονικές και η γωνία µεταξύ της βασικής αρµονικής του ρεύµατος και της τάσης του δικτύου. Σαν ένα αριθµητικό παράδειγµα παρουσιάζεται ο προσδιορισµός της γωνίας φ 1 στην περίπτωση του ρεύµατος του σχήµατος 5.9 (β). Στην περίπτωση αυτή η ενεργός ισχύς του φορτίου λαµβάνει την τιµή P o =1000 W και τα υπόλοιπα αναγκαία στοιχεία για τον υπολογισµό της γωνίας φ 1 είναι τα εξής: PF =0,78, I rms =5,96 Α, I rms1 =5 Α. Από αυτά υπολογίζεται η γωνία φ 1 21,5 (cosφ 1 0,93). Από την παρατήρηση του σχήµατος 5.9 µπορεί να διαπιστωθεί ακόµη και εµπειρικά ότι το ρεύµα καθυστερεί της τάσης του δικτύου. Η µείωση της γωνίας φ 1 µεταξύ της βασικής αρµονικής του ρεύµατος και της τάσης του δικτύου, συνήθως, πραγµατοποιείται µε τη χρήση πυκνωτών αντιστάθµισης. Οι πυκνωτές αυτοί είναι ογκώδεις, ακριβοί και συχνά απαιτείται η αντικατάστασή τους στο πλαίσιο της συντήρησης. Επίσης, µερικές φορές λόγω αυτών των πυκνωτών είναι πιθανό 80

91 u in ( t ) / 20 ( V ), i in ( t ) ( A ) t ( s ) (α) u in ( t ) / 20 ( V ), i in ( t ) ( A ) t ( s ) (β) 15 u in ( t ) / 20 ( V ), i in ( t ) ( A ) t ( s ) (γ) -15 Σχήµα 5.8: Οι κυµατοµορφές του ρεύµατος και της τάσης του δικτύου για τις εξής περιπτώσεις: α) διακοπτική συχνότητα f sw = 5 khz και ισχύ φορτίου Ρ ο = 200 W, β) διακοπτική συχνότητα f sw = 5 khz και ισχύ φορτίου Ρ ο = 1000 W και γ) διακοπτική συχνότητα f sw = 15 khz και ισχύ φορτίου Ρ ο = 1000 W (αποτελέσµατα προσοµοίωσης). να δηµιουργηθούν ταλαντώσεις µεταξύ αυτών και των επαγωγών του δικτύου µεταφοράς ηλεκτρικής ενέργειας, η τιµή των οποίων είναι συνήθως απροσδιόριστη. Η µείωση της γωνίας φ 1, χωρίς τη χρήση πυκνωτών αντιστάθµισης, είναι ένας από τους σηµαντικότερους στόχους της παρούσας διατριβής και θα εξεταστεί σε επόµενα κεφάλαια. 81

92 1,0 I in ( p.u. ) 0,8 0,6 0,4 (α) 0,2 I in ( p.u. ) 0,0 1,0 0,8 0, Frequency (Hz) (β) 0,4 0,2 I in ( p.u. ) 0, Frequency (Hz) 1,0 0,8 0,6 (γ) 0,4 0,2 0, Frequency (Hz) Σχήµα 5.9: Η ανάλυση FFT του ρεύµατος για τις εξής περιπτώσεις: α) διακοπτική συχνότητα f sw = 5 khz και ισχύ φορτίου Ρ ο = 200 W, β) f sw = 5 khz και Ρ ο = 1000 W και γ) f sw = 15 khz και Ρ ο = 1000 W (αποτελέσµατα προσοµοίωσης). Στο σχήµα 5.10 φαίνεται ο συντελεστής ισχύος και ο βαθµός απόδοσης συναρτήσει της διακοπτικής συχνότητας f sw, µε παράµετρο την ισχύ του φορτίου Ρ ο. Από το σχήµα 5.10 (α) παρατηρείται ότι, ο συντελεστής ισχύος αυξάνεται µονότονα µε την αύξηση της 82

93 διακοπτικής συχνότητας. Τούτο ήταν αναµενόµενο λόγω της ύπαρξης των παρασιτικών επαγωγών του δικτύου (σκέδαση µετασχηµατιστών, επαγωγική αντίσταση των γραµµών κ.α.), οι οποίες λειτουργούν σαν φίλτρο για τις ανώτερες αρµονικές. Η τιµή των επαγωγών αυτών δεν είναι πολύ υψηλή και για το λόγο αυτό φιλτράρονται µόνο οι PF ( % ) 85,0 84,5 84,0 83,5 83,0 82,5 82,0 81,5 81,0 80,5 80,0 79,5 79,0 78,5 78,0 98,0 97, ( W ) 1700 ( W ) 1500 ( W ) 1350 ( W ) 1150 ( W ) f sw ( khz ) (α) η ( % ) 97,6 97,4 97,2 97,0 96,8 96,6 96,4 96,2 96,0 95,8 95, ( W ) 1350 ( W ) 1500 ( W ) 1700 ( W ) 1850 ( W ) (β) 95, f sw ( khz ) Σχήµα 5.10: Ο συντελεστής ισχύος και ο βαθµός απόδοσης συναρτήσει της διακοπτικής συχνότητας f sw, για την περίπτωση χωρίς φίλτρο L φ - C φ στην είσοδο του µετατροπέα (αποτελέσµατα προσοµοίωσης). 83

94 ανώτερες αρµονικές πολύ υψηλής συχνότητας. Συνεπώς, για να φιλτραριστούν οι ανώτερες αρµονικές, πρέπει τα διακοπτικά στοιχεία να λειτουργούν σε πολύ υψηλές συχνότητες. ηλαδή, όσο πιο υψηλή είναι η διακοπτική συχνότητα, τόσο µεγαλύτερο µέρος από τις ανώτερες αρµονικές µπορεί να φιλτραριστεί και για το λόγο αυτό ο συντελεστής ισχύος αυξάνεται µε την αύξηση της συχνότητας. Από το σχήµα 5.10 (β) φαίνεται ότι ο βαθµός απόδοσης µειώνεται καθώς αυξάνεται η διακοπτική συχνότητα. Τούτο οφείλεται στις διακοπτικές απώλειες, οι οποίες αυξάνονται µε την αύξηση της διακοπτικής συχνότητας. Σε ένα σύστηµα ηλεκτρικής ενέργειας, όπως αναφέρθηκε στα πρώτα κεφάλαια, από τις σηµαντικότερες απαιτήσεις είναι ο συντελεστής ισχύος να είναι υψηλός. Υψηλός συντελεστής ισχύος σηµαίνει οικονοµικότερη εγκατάσταση και υψηλότερος βαθµός απόδοσης του συστήµατος ηλεκτρικής ενέργειας. Όµως, όπως φαίνεται και από το σχήµα 5.10, µε την αύξηση της διακοπτικής συχνότητας αυξάνεται ο συντελεστής ισχύος µειώνεται όµως ο βαθµός απόδοσης του µετατροπέα. ηλαδή, αυτά τα δύο θεµελιώδη ενεργειακά µεγέθη τα οποία αλληλοεπηρεάζονται είναι εξίσου σηµαντικά και συνεπώς µπορεί να θεωρηθεί ότι έχουν τον ίδιο συντελεστή βαρύτητας. Όµως, από το σχήµα 5.10 δεν είναι εύκολο να επιλεχθεί άµεσα κάποια διακοπτική συχνότητα, για την οποία ο συντελεστής ισχύος και ο βαθµός απόδοσης συγχρόνως αποκτούν τις µέγιστες τιµές τους. Στην προσπάθεια να προσδιορισθεί η διακοπτική συχνότητα για την οποία ο συντελεστής ισχύος και ο βαθµός απόδοσης αποκτούν τις µέγιστες δυνατές τιµές, προτείνεται η ακόλουθη διαχείριση των αποτελεσµάτων από την προσοµοίωση που αποτυπώνονται στο σχήµα 5.10 και προκύπτουν οι καµπύλες PF(f sw ) και η(f sw ). Αν αθροιστούν αυτές οι δύο σχέσεις, τότε η συχνότητα στην οποία εµφανίζεται το τοπικό µέγιστο του αθροίσµατος (Α), είναι η ζητούµενη. Για να παρασταθεί αυτή η συνάρτηση (Α) σε ποσοστά επί τοις εκατό, διαιρείται δια δύο και έτσι αποκτά την τελική της µορφή: η(f sw )+PF(f sw ) A(f sw )= 2 (5.1.). Το αποτέλεσµα της σχέσης (5.1) αποτυπώνεται στις καµπύλες του σχήµατος Από αυτές τις καµπύλες παρατηρούµε, ότι η συνάρτηση αυτή αποκτά ένα τοπικό µέγιστο σε συχνότητες κοντά στα 14 khz. 84

95 89,0 A ( % ) 88,5 88,0 87,5 87, W 1700 W 1500 W 1350 W 1150 W 86, f sw ( khz ) Σχήµα 5.11: Η συνάρτηση Α(f sw ) για την περίπτωση χωρίς φίλτρο L φ - C φ στην είσοδο του µετατροπέα (αποτελέσµατα προσοµοίωσης). Επίσης, όταν απαιτούνται ταυτόχρονα οι µέγιστες δυνατές τιµές των µεγεθών η και PF, για την επιλογή της καταλληλότερης τεχνικής παλµοδότησης, αντί της συνάρτησης Α(f sw ) µπορεί να χρησιµοποιηθεί η συνάρτηση Β(f sw ) P B(P )=η(f ) PF(f )= S o o sw sw (5.2) in η οποία εκφράζει το λόγο της ενεργού ισχύος του φορτίου προς τη φαινόµενη ισχύ. Προφανώς αυτός ο λόγος πρέπει να είναι όσο το δυνατόν υψηλότερος ώστε η απαιτούµενη ωφέλιµη ισχύς, να αποδίδεται µε όσο το δυνατόν χαµηλότερες τιµές ρεύµατος. Από την παρατήρηση των σχηµάτων 5.11 και 5.12 µπορεί να διαπιστωθεί, ότι οι διακοπτικές συχνότητες για τις οποίες τόσο η σχέση Α(f sw ) όσο και η B(f sw ) λαµβάνουν µέγιστες τιµές είναι ακριβώς οι ίδιες. Αν θεωρηθεί ότι αυτή είναι η κατάλληλη διακοπτική συχνότητα, όπου ο βαθµός απόδοσης η και ο συντελεστής ισχύος PF αποκτούν τις µέγιστες δυνατές τιµές τους, τότε είναι δυνατόν να επιλεχθεί το κατάλληλο παθητικό φίλτρο στη είσοδο, ώστε να επιτευχθεί υψηλός συντελεστής ισχύος [78]. Αν η επιλογή και η τοποθέτηση αυτού του 85

96 φίλτρου επιφέρει το βέλτιστο συντελεστή ισχύος και βαθµό απόδοσης στη συχνότητα αυτή, τότε η επιλογή της συχνότητας (µέσω αυτής της µεθοδολογίας) µπορεί να θεωρηθεί επιτυχής. Β ( % ) ( W ) 1700 ( W ) 1500 ( W ) 1350 ( W ) 1150 ( W ) f sw ( khz ) Σχήµα 5.12: Η συνάρτηση Β(f sw ) για την περίπτωση χωρίς φίλτρο L φ - C φ στην είσοδο του µετατροπέα (αποτελέσµατα προσοµοίωσης) Προσοµοίωση µε φίλτρο εισόδου L φ C φ Εφ όσον έχει προσδιορισθεί το φίλτρο ανώτερων αρµονικών, πραγµατοποιείται προσοµοίωση µε τοποθετηµένο αυτό το φίλτρο. Το µοντέλο της προσοµοίωση είναι ακριβώς το ίδιο όπως και στην προηγούµενη παράγραφο ( ), µε τη µόνη διαφορά ότι είναι τοποθετηµένο φίλτρο ανώτερων αρµονικών µε παραµετρικές τιµές, L φ = 3,3 mh και C φ = 3,3 µf. Τοποθετώντας αυτό το κατωδιαβατό φίλτρο πραγµατοποιείται προσοµοίωση, από την οποία κάποια χαρακτηριστικά αποτελέσµατα παρουσιάζονται στα σχήµατα Στην περίπτωση των αποτελεσµάτων των σχηµάτων 5.13 έως 5.16 η ροπή του φορτίου λαµβάνει τιµή M = 5 Nm και η ισχύς Ρ ο του φορτίου µεταβάλλεται µέσω του λόγου κατάτµησης των παλµών των ηµιαγωγικών στοιχείων του µετατροπέα. Στο σχήµα 5.13 (α) παρατηρείται ότι ο συντελεστής ισχύος αποκτά µία µέγιστη τιµή σε κάποια ισχύ χαµηλότερη από την ονοµαστική. Τούτο είναι χαρακτηριστικό της τεχνικής παλµο- 86

97 δότησης spwm και εξηγήθηκε µε τη βοήθεια του σχήµατος 4.22 της παραγράφου Επίσης, στις παραγράφους και εξηγείται ο λόγος για τον οποίο αυξάνεται ο βαθµός απόδοσης µε την αύξηση της ισχύος, όπως φαίνεται και από το σχήµα 5.13 (β). Για σύγκριση έχουν σχεδιασθεί τα σχήµατα 5.3 (γ) και (δ), στα οποία παρουσιάζονται σε κοινούς άξονες οι καµπύλες του συντελεστή ισχύος PF και του βαθµού απόδοσης η ως συνάρτηση της ισχύος Ρ ο, για να συγκριθούν τα αποτελέσµατα µε και χωρίς φίλτρο. PF ( % ) η ( % ) 96,8 96, khz 10 khz 15 khz 20 khz 25 khz 30 khz 40 khz 50 khz 96,4 96,2 96,0 95,8 8 khz 10 khz 15 khz 20 khz 25 khz 30 khz 40 khz 50 khz P P o ( W ) o ( W ) (α) (β) Σχήµα 5.13: α), β) Συντελεστής ισχύος και βαθµός απόδοσης συναρτήσει της ισχύος του φορτίου Ρ ο, για την περίπτωση µε φίλτρο L φ - C φ στην είσοδο του µετατροπέα µε παράµετρο τη διακοπτική συχνότητα (αποτελέσµατα προσοµοίωσης) G7 F6 E5 µε φίλτρο 97,6 Χωρίς φίλτρο PF ( % ) H8 D4 3 2 η ( % ) 97,4 97,2 97, ,8 Με φίλτρο ,6 80 Χωρίς φίλτρο 96, P o ( W ) 96, P o ( W ) (γ) Σχήµα 5.13: γ) Συντελεστής ισχύος ως συνάρτηση της ισχύος µε και χωρίς φίλτρο και δ) βαθµός απόδοσης ως συνάρτηση της ισχύος µε και χωρίς φίλτρο (αποτελέσµατα προσοµοίωσης) (δ) 87

98 Στο σχήµα 5.14 (α) φαίνονται οι κυµατοµορφές του ρεύµατος και της τάσης του δικτύου για συχνότητα 5 khz και ενεργό ισχύ φορτίου Ρ o = 1000 W, ενώ στο σχ (β) για διακοπτική συχνότητα 15 khz. Από αυτές τις κυµατοµορφές γίνεται κατανοητό, ότι για διακοπτική συχνότητα 5 khz το ρεύµα εισόδου είναι πολύ παραµορφωµένο συγκριτικά µε την περίπτωση που η διακοπτική συχνότητα είναι 15 khz. Επίσης, φαίνεται ότι το ρεύµα είναι µετατοπισµένο ως προς την τάση του δικτύου. Οι δύο αυτοί παράγοντες διαδραµατίζουν ρόλο στην τιµή του συντελεστή ισχύος. 20 u in ( t ) / 20 ( V ), i in ( t ) ( A ) t ( s ) (α) u in ( t ) / 20 ( V ), i in ( t ) ( A ) t ( s ) (β) -20 Σχήµα 5.14: Οι κυµατοµορφές της τάσης και του ρεύµατος στην είσοδο του µετατροπέα, για την περίπτωση µε φίλτρο L φ - C φ για δύο τιµές της διακοπτικής συχνότητας, α) f sw = 5 khz και β) f sw = 15 khz, όταν η ισχύς του φορτίου λαµβάνει τιµή Ρ ο = 1000 W (αποτελέσµατα προσοµοίωσης). Από το σχήµα 5.14 γίνεται κατανοητό, ότι για χαµηλές συχνότητες (5 khz) η κυµατο- µορφή του ρεύµατος απέχει αρκετά από την ηµιτονοειδή και για το λόγο αυτό ο 88

99 συντελεστής ισχύος αυξάνεται µέχρι κάποια τιµή συχνότητας (σχήµα 5.14 β). Τούτο οφείλεται στη µείωση των ανώτερων αρµονικών, οι οποίες απορροφώνται όλο και περισσότερο καθώς αυξάνεται η διακοπτική συχνότητα. Όµως, πάνω από κάποια τιµή της διακοπτικής συχνότητας (π.χ. 15 khz), οι ανώτερες αρµονικές έχουν σχεδόν απορροφηθεί και για το λόγο αυτό ο συντελεστής ισχύος πρακτικά δεν παρουσιάζει σηµαντικές µεταβολές. Από το σχήµα 5.15 (α) φαίνεται ότι, η αύξηση του συντελεστή ισχύος λαµβάνει χώρα για συχνότητες στο διάστηµα µεταξύ 11 khz και 15 khz. Από το σχήµα 5.15 (β) παρατηρείται ότι ο βαθµός απόδοσης λαµβάνει µέγιστο για διακοπτική συχνότητα περίπου 11 khz. ηλαδή, για το συντελεστή ισχύος και το βαθµό απόδοσης εντοπίζεται κάποια περιοχή συχνοτήτων (10 khz 14 khz), κοντά στη συχνότητα που επιλέχθηκε µε τη βοήθεια της µαθηµατικής έκφρασης 5.1. Στην παρούσα εργασία αυτή η περιοχή θεωρείται ως η καταλληλότερη. Τη θεώρηση αυτή την ενισχύει το µέγιστο του βαθµού απόδοσης που εµφανίζεται στα 11 khz. Η απόφαση να επιλεχθεί κάποια περιοχή διακοπτικών συχνοτήτων, ενισχύεται επίσης από τις καµπύλες του σχήµατος 5.16 (α) οι οποίες αποτυπώνουν τη µαθηµατική έκφραση Α(f sw ) για την περίπτωση µε φίλτρο στην είσοδο. Οι τιµές των η και PF, οι οποίες είναι αναγκαίες για την αποτύπωση της συνάρτησης Α, λαµβάνονται από τα αποτελέσµατα του σχήµατος Από το σχήµα 5.16 (α) φαίνεται ότι το Α(f sw ) αποκτά µέγιστο για διακοπτικές συχνότητες µεταξύ 10 και 14 khz. Επίσης, η σχέση Β(f sw ) (σχ β) καταδεικνύει τα ίδια όρια συχνοτήτων µε τη συνάρτηση Α(f sw ). Στη συνέχεια πραγµατοποιείται προσοµοίωση µε δύο διαφορετικά φίλτρα (L φ = 20 mh, C φ = 5 µf και L φ = 0,5 mh, C φ = 0,5 µf), ώστε να διερευνηθεί η καταλληλότητα της επιλογής της διακοπτικής συχνότητας και συνεπώς του φίλτρου. Οι τιµές των φίλτρων επιλέχθηκαν έτσι, ώστε το ένα να λαµβάνει υψηλότερες τιµές από αυτό που επιλέχθηκε ως καταλληλότερο και το άλλο χαµηλότερες. Τα αποτελέσµατα της προσοµοίωσης φαίνονται στο σχήµα Από το σχήµα αυτό παρατηρούµε ότι στην περίπτωση του µικρότερου φίλτρου ο συντελεστής ισχύος αποκτά µεν υψηλή τιµή, όµως την τιµή αυτή την αποκτά σε πολύ υψηλή συχνότητα και έτσι ο βαθµός απόδοσης είναι αρκετά µικρός. Αντίθετα, όταν χρησιµοποιείται µεγαλύτερο φίλτρο η µέγιστη τιµή του συντελεστή ισχύος αποκτάται σε χαµηλότερη συχνότητα, αλλά είναι χαµηλότερη από ό,τι στην περίπτωση του επιλεγµένου φίλτρου. Όµως, σ αυτή την περίπτωση ο βαθµός απόδοσης είναι υψηλότερος. Για το λόγο αυτό χρησιµοποιείται η σχέση Α, έτσι ώστε να συγκριθούν µεταξύ τους οι τιµές των παραµέτρων των φίλτρων. Από το σχήµα 5.17 (γ) διαπιστώνεται, 89

100 ότι η επιλογή των παραµέτρων L φ - C φ µπορεί να θεωρηθεί ως βέλτιστη για τη σχέση Α(f sw ) και κατ επέκταση όσον αφορά την περιοχή συχνοτήτων, όπου ο συντελεστής ισχύος και ο βαθµός απόδοσης αποκτούν συγχρόνως τις υψηλότερες δυνατές τιµές. 100 PF ( % ) W 1660 W 1480 W 1350 W 1200 W 1030 W 800 W (α) f sw ( khz ) η ( % ) 96,9 96,8 96,7 96,6 96,5 96,4 96,3 96, W 1660 W 1480 W 1350 W 1200 W 1030 W 800 W (β) 96,1 96,0 95,9 95,8 95, f sw ( khz ) Σχήµα 5.15: Ο συντελεστής ισχύος και ο βαθµός απόδοσης συναρτήσει της διακοπτικής συχνότητας f sw, για την περίπτωση µε φίλτρο L φ - C φ στην είσοδο του µετατροπέα (αποτελέσµατα προσοµοίωσης). 90

101 A ( % ) B 0,94 0,92 0, , , W 1660 W 1480 W 1350 W 1200 W 1030 W 800 W f sw ( khz ) 0,84 0,82 0,80 0,78 0,76 0, W 1660 W 1480 W 1350 W 1200 W 1030 W 800 W f sw ( khz ) Σχήµα 5.16: Η συνάρτηση Α(f sw ), για την περίπτωση χωρίς φίλτρο L φ - C φ στην είσοδο του µετατροπέα (αποτελέσµατα προσοµοίωσης). PF ( % ) 97,0 96,5 η ( % ) 97,0 96,8 96,6 96,4 L=20mH, C=5µF L=3,3mH, C=3,3µF L=0,5mH, C=0.5µF 96,0 96,2 95,5 95,0 L=20mH, C=5µF L=3,3mH, C=3,3µF L=0,5mH, C=0.5µF 96,0 95,8 95,6 95, (α) f sw ( khz ) 95, (β) f sw ( khz ) 96,8 A ( % ) 96,6 96,4 96,2 96,0 95,8 L=20mH, C=5µF L=3,3mH, C=3,3µF L=0,5mH, C=0.5µF (γ) f sw ( khz ) Σχήµα 5.17: α) Συντελεστής ισχύος, β) βαθµός απόδοσης και γ) Α(f sw ) για τρεις διαφορετικές τιµές φίλτρου L φ - C φ στην είσοδο του µετατροπέα (αποτελέσµατα προσοµοίωσης). 91

102 Στο σχήµα 5.18 παρουσιάζονται αποτελέσµατα προσοµοίωσης για σταθερό λόγο κατάτµησης. Σ αυτή την περίπτωση µεταβάλλεται η µηχανική ροπή του φορτίου. Από αυτό το σχήµα φαίνεται, ότι οι διακοπτικές συχνότητες για τις οποίες αποκτούν µέγιστες τιµές ο συντελεστής ισχύος και ο βαθµός απόδοσης, βρίσκονται στην ίδια περιοχή µε την περίπτωση που µεταβάλλεται η ισχύς Ρ ο (σχ. 5.15). Στο σχήµα 5.19 παρουσιάζονται αποτελέσµατα προσοµοίωσης για τις κυµατοµορφές της τάσης και του ρεύµατος δικτύου όταν η µηχανική ροπή του φορτίου λαµβάνει τιµή Μ = 2 Nm και ο λόγος κατάτµησης είναι σταθερός. Όπως και στο σχήµα 5.14 φαίνεται ότι καθώς αυξάνεται η διακοπτική συχνότητα των ηµιαγωγικών στοιχείων, µειώνεται η παραµόρφωση του ρεύµατος και συνεπώς αυξάνεται ο συντελεστής ισχύος. Επίσης, η κυµατοµορφή του ρεύµατος καθυστερεί της τάσης του δικτύου. Τούτο επενεργεί στο συντελεστή ισχύος µειώνοντας την τιµή του. Στο σχήµα 5.20 αποτυπώνονται τα αποτελέσµατα από την προσοµοίωση των κυµατοµορφών της τάσης και του ρεύµατος δικτύου, όταν η µηχανική ροπή λαµβάνει την τιµή M = 1 Nm. Μπορεί να διαπιστωθεί, ότι υπάρχουν χρονικά διαστήµατα όπου το ρεύµα σχεδόν µηδενίζεται. Αυτός είναι ο λόγος για τον οποίο ο συντελεστής ισχύος µειώνεται καθώς µειώνεται η µηχανική ροπή. P F ( % ) η ( % ) Nm 4 Nm 3 Nm 2 Nm 1 Nm Nm 4 Nm 3 Nm 2 Nm 1 Nm f sw ( khz ) f sw ( khz ) (α) (β) Σχήµα 5.18: Συντελεστής ισχύος και βαθµός απόδοσης συναρτήσει της διακοπτικής συχνότητας (αποτελέσµατα προσοµοίωσης). 92

103 15 u in ( t ) / 20 ( V ), i in ( t ) ( A ) t ( s ) (α) u in ( t ) / 20 ( V ), i in ( t ) ( A ) t ( s ) (β) -20 Σχήµα 5.19: Οι κυµατοµορφές της τάσης και του ρεύµατος στην είσοδο του µετατροπέα, για την περίπτωση µε φίλτρο L φ - C φ για δύο τιµές της διακοπτικής συχνότητας, α) f sw = 6 khz και β) f sw = 15 khz, όταν η µηχανική ροπή λαµβάνει τιµή Μ = 2 Nm (αποτελέσµατα προσοµοίωσης). u in ( t ) / 18 ( V ), i in ( t ) ( A ) t ( s ) u in ( t ) i in ( t ) (α) u in ( t ) i in ( t ) t ( s ) Σχήµα 5.20: Οι κυµατοµορφές της τάσης και του ρεύµατος στην είσοδο του µετατροπέα, για την περίπτωση µε φίλτρο L φ - C φ για δύο τιµές της διακοπτικής συχνότητας, α) f sw = 6 khz και β) f sw = 15 khz, µε µηχανική ροπή Μ = 1 Nm (αποτελέσµατα προσοµοίωσης). u in ( t ) / 20 ( V ), i in ( t ) ( A ) (β) 93

104 94

105 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 6 Πειραµατική διερεύνηση των επιδράσεων της διακοπτικής συχνότητας επί του συντελεστή ισχύος και του βαθµού απόδοσης 6.1. Περιγραφή της εργαστηριακής διάταξης Για να επιβεβαιωθούν τα αποτελέσµατα της προσοµοίωσης, υλοποιήθηκε στο Εργαστήριο κατάλληλη πειραµατική διάταξη. Η δοµή της εργαστηριακής διάταξης φαίνεται στο σχήµα 6.1 και φωτογραφία της φαίνεται στο σχήµα 6.2. Αυτή αποτελείται από ένα µεταβλητό µετασχηµατιστή, ως δίκτυο εναλλασσόµενης τάσης, ένα παθητικό φίλτρο ανώτερων αρµονικών µε L φ = 3,3 mh, C φ = 3,3 µf, το µετατροπέα διπλής κατεύθυνσης ρεύµατος ο οποίος περιγράφηκε στο προηγούµενο κεφάλαιο (σχ. 5.1), έναν πυκνωτή µετά την ανορθωτική διάταξη για τη σταθεροποίηση της τάσης και την αποφυγή υπερτάσεων στην πλευρά συνεχούς ρεύµατος C = 3 µf, ένα πηνίο εξοµάλυνσης του ρεύµατος του φορτίου L o = 12 mh, έναν πυκνωτή C o = 0,5 mf για τη σταθεροποίηση της τάσης του φορτίου και τέλος το φορτίο. Το φορτίο αποτελείται από µία µηχανή συνεχούς ρεύµατος ξένης διέγερσης (U N =220V, I N =17 A, U f =220V, P N =3500W, n=1500/min), η οποία στρέφει µία τριφασική σύγχρονη µηχανή έκτυπων πόλων ως µηχανικό φορτίο, η οποία µε τη σειρά της τροφοδοτεί ένα τριφασικό ωµικό φορτίο. Η παλµοδότηση του µετατροπέα πραγµατοποιήθηκε µέσω του µικροεπεξεργαστή 80C196MC, ο οποίος είναι τοποθετηµένος σε evaluation board. Η δειγµατοληψία του ηµιτόνου της τάσης του δικτύου (τάση συγχρονισµού) πραγµατοποιήθηκε µέσω κατάλληλης αναλογικής ηλεκτρονικής διάταξης αποτελούµενης από τελεστικούς ενισχυτές. Μέσω αυτής της διάταξης λήφθηκε µια τάση ανάλογη της τάσης δικτύου και συµφασική µε αυτή. Σ αυτή την τάση προστέθηκε µία συνιστώσα συνεχούς ρεύµατος έτσι ώστε στην είσοδο του µικροεπεξεργαστή να λαµβάνονται µόνο θετικές τιµές. Οι µε- 95

106 Σχήµα 6.1: Η δοµή της εργαστηριακής διάταξης 96

107 τρήσεις πραγµατοποιήθηκαν µέσω αναλογικών οργάνων, αλλά και µέσω του ψηφιακού παλµογράφου Hewlett Packard Ιnfinium 500 MHz 2GSa/s. Στη συνέχεια οι συνιστώσες της πειραµατικής διάταξης περιγράφονται µε περισσότερες λεπτοµέρειες. Σχήµα 6.2: Φωτογραφία της εργαστηριακής διάταξης Τα παθητικά φίλτρα Όπως αναφέρθηκε νωρίτερα, στην είσοδο του µετατροπέα είναι τοποθετηµένο ένα φίλτρο για τη µείωση των ανώτερων αρµονικών του ρεύµατος. Οι παράµετροι του φίλτρου αυτού λαµβάνουν τιµές L φ = 3,3 mh, C φ = 3,3 µf που µας δίνουν µία συχνότητα αποκοπής περίπου f φ = 1,5 khz. Ο πυκνωτής που χρησιµοποιείται στην πλευρά εναλλασσόµενου ρεύµατος είναι πυκνωτής πολυπροπυλενίου (Metallized Polypropylene MKP). Η επαγωγή κατασκευάσθηκε στο εργαστήριο από συνεστραµµένους αγωγούς, ώστε να αποφεύγεται το επιδερµικό φαινόµενο. Το µέγιστο ρεύµα του πηνίου υπολογίσθηκε περίπου 15 Α. Στο σχήµα 6.3 φαίνεται το φίλτρο εισόδου. Στην πλευρά του συνεχούς ρεύµατος είναι τοποθετηµένο πηνίο εξοµάλυνσης του ρεύµατος και πυκνωτής σταθεροποίησης της τάσης µε στοιχεία L o = 62 mh, C o = 0,5 mf καθώς και πυκνωτής για τη µείωση των υπερτάσεων C = 3 µf, ο οποίος είναι επίσης απαραίτητος για τη διαδικασία ανύψωσης της τάσης (όταν απαιτείται), κατά την αντι- 97

108 Σχήµα 6.3: Φωτογραφία του φίλτρου εισόδου L φ, C φ. Σχήµα 6.4: Φωτογραφία του πηνίου L ο. στροφή του ρεύµατος. Οι πυκνωτές είναι πολυπροπυλενίου για τον απλό λόγο, ότι λειτουργούν σωστά όταν υπάρχουν µεταβολές υψηλής συχνότητας, εκτός του C o ο οποίος είναι ηλεκτρολυτικός. Το πηνίο L o κατασκευάσθηκε και αυτό µε τον ίδιο τρόπο όπως το L φ στο Εργαστήριο [79]. Φωτογραφία του πηνίου αυτού φαίνεται στο σχήµα Ο ηλεκτρονικός µετατροπέας ισχύος Στο σχήµα 6.5 µπορεί κάποιος να δει φωτογραφία του ηλεκτρονικού µετατροπέα ισχύος, η τοπολογία του οποίου παρουσιάσθηκε στο σχήµα 5.1. Τα ηλεκτρονικά στοιχεία του µετατροπέα τα οποία χρησιµοποιήθηκαν είναι MOSFET IXFH20N80Q µε παρα- µετρικές τιµές V DSS = 800 V, I D25 = 20 A, R DSon = 400 mω, t on =28 ns, t off =74 ns. Η παλµοδότηση των ηµιαγωγικών στοιχείων αυτού του µετατροπέα πραγµατοποιήθηκε από µικροεπεξεργαστή µέσω κατάλληλου κυκλώµατος οδήγησης. Το κύκλωµα οδήγησης αποτελείται από δύο οδηγούς (drivers) ICL7667 για την παλµοδότηση των στοιχείων MOSFET 5, 6 και δύο οδηγούς IR2113 για την παλµοδότηση των MOSFET 1-4 κατά την αντιστροφή του ρεύµατος. Οι παλµοί από τον µικροεπεξεργαστή αρχικά οδηγούνται σε έναν αποµονωτή (buffer). Στη διάταξή µας ως αποµονωτής χρησιµοποιείται το ολοκληρωµένο MC74HC08AN, το οποίο αποτελείται στην ουσία από 4 λογικές πύλες 98

109 Σχήµα 6.5: Φωτογραφία του ηλεκτρονικού µετατροπέα µαζί µε τη διάταξη της παλµοδότησης. (α) (β) Σχήµα 6.6: α) Φωτογραφία του evaluation board µε τον µικροεπεξεργαστή και β) των δύο αποµονωτών µε τους πέντε οπτοαποζεύκτες. AND µε δύο εισόδους η κάθε µία. Στην έξοδο του αποµονωτή µεταξύ αυτού και του οδηγού (driver) παρεµβάλλεται ο οπτοαποζεύκτης 6Ν137 για την ηλεκτρική απόζευξη 99

110 µεταξύ του κυκλώµατος ισχύος και του µικροεπεξεργαστή. Η πλακέτα η οποία περιέχει τον οπτοαποζεύκτη και τον αποµονωτή φαίνεται στο σχήµα 6.6 (β). Στο µικροεπεξεργαστή εισάγεται το σήµα του ανυψωµένου ηµιτόνου της τάσης του δικτύου, ώστε να συγχρονισθεί η παλµοδότηση µε το δίκτυο. Η διαδικασία περιγράφηκε νωρίτερα και αποτυπώνεται στο σχήµα 6.7. Στη φωτογραφία του σχήµατος 6.6 (α) φαίνεται το αναλογικό κύκλωµα µέσω του οποίου πραγµατοποιείται η δειγµατοληψία της τάσης του δικτύου. Από το σήµα του ανυψωµένου ηµιτόνου αφαιρείται η συνιστώσα συνεχούς ρεύµατος. Το ηµίτονο ανορθώνεται και συγκρίνεται µε ένα τριγωνικό σήµα το οποίο δηµιουργείται εσωτερικά από το µικροεπεξεργαστή. Η διαφορά µεταξύ αυτών των δύο σηµάτων αποτυπώνεται ως παλµός στη έξοδο του µικροεπεξεργαστή από την παλµογεννήτρια. Σχήµα 6.7: Αναλογικός αθροιστής Μέτρηση ηλεκτρικών µεγεθών Η µέτρηση των ηλεκτρικών µεγεθών πραγµατοποιήθηκε µε αναλογικά όργανα αλλά και µέσω ψηφιακών µετρήσεων µε τη βοήθεια του παλµογράφου «Infinium». Αυτός ο παλµογράφος είναι δυνατόν να δειγµατοπληπτεί µε ρυθµό της τάξης µερικών ns και για το λόγο αυτό οι µετρήσεις που πραγµατοποιούνται µέσω αυτού µπορούν να θεωρηθούν αρκετά αξιόπιστες. Επίσης, ο παλµογράφος αυτός περιέχει µικροεπεξεργαστή και µνήµη, συνθέτοντας έτσι ένα υπολογιστικό σύστηµα το οποίο είναι δυνατό να εκτελέσει σύνθετες µαθηµατικές πράξεις. Έτσι, µπορούν να υπολογισθούν µεγέθη όπως η ενεργός ισχύς, ο συντελεστής ισχύος κ.α. Βέβαια αυτός ο παλµογράφος έχει δύο µόνο κανάλια και έτσι δεν είναι δυνατόν να διαβαστούν ταυτόχρονα όλα τα ηλεκτρικά µεγέθη. Έτσι, για τον υπολογισµό του συντελεστή ισχύος διαβάζονται η τάση και το ρεύµα εισόδου και έτσι 100

111 υπολογίζονται ο συντελεστής ισχύος και η ισχύς στην είσοδο. Όµως, για τον υπολογισµό του βαθµού απόδοσης χρησιµοποιήθηκαν αναλογικά βατόµετρα, τα οποία κατά τις µετρήσεις ήταν τοποθετηµένα στην είσοδο του φίλτρου (L φ C φ ) και στην είσοδο της µηχανής συνεχούς ρεύµατος. Τα αναλογικά βατόµετρα που χρησιµοποιήθηκαν στις µετρήσεις είναι αρκετά µεγάλης ακρίβειας. Η ακρίβεια των οργάνων αυτών κατά τη διαδικασία των µετρήσεων ελεγχόταν αρκετά συχνά, καθώς συγκρινόταν η τιµή του βατόµετρου στην είσοδο, µε την τιµή της ισχύος που έδειχνε ο παλµογράφος στο ίδιο σηµείο. ειγµατοληπτικά, πραγµατοποιούνταν µετρήσεις ισχύος µε τον παλµογράφο και στην πλευρά συνεχούς ρεύµατος Πειραµατικά αποτελέσµατα Μέσω της πειραµατικής διάταξης η οποία περιγράφηκε στην προηγούµενη ενότητα πραγµατοποιήθηκαν µετρήσεις για την τοπολογία του µετατροπέα του σχήµατος 5.1. Τα όρια των διακοπτικών συχνοτήτων για τα οποία πραγµατοποιήθηκαν µετρήσεις είναι από 2 khz έως 25 khz. Για υψηλότερες συχνότητες δεν πραγµατοποιήθηκαν µετρήσεις καθώς δεν υπήρχε νόηµα. Ο λόγος είναι η χρήση του προεπιλεγµένου φίλτρου στην είσοδο του µετατροπέα. Εφ όσον δηλαδή υπήρχε παθητικό φίλτρο ανώτερων αρµονικών στην είσοδο, πέρα από κάποια τιµή συχνοτήτων δεν υπήρχε περαιτέρω βελτίωση του συντελεστή ισχύος. Όµως, οι διακοπτικές απώλειες αυξάνονταν αρκετά, µε αποτέλεσµα ο βαθµός απόδοσης, πάνω από κάποια τιµή της διακοπτικής συχνότητας, να λαµβάνει αρκετά χαµηλές τιµές, τέτοιες ώστε η διερεύνηση να θεωρηθεί χωρίς νόηµα. Στο σηµείο αυτό πρέπει να τονισθεί ότι δεν πραγµατοποιήθηκαν µετρήσεις χωρίς φίλτρο ανώτερων αρµονικών. Χωρίς τη χρήση φίλτρου στην είσοδο, υπήρχαν έντονα παράσιτα, τα οποία επενέβαιναν ακόµη και στο κύκλωµα παλµοδότησης, καθιστώντας αδύνατη τη λειτουργία του µετατροπέα. Για την αποφυγή αυτών των παρασίτων ήταν απαραίτητη η χρήση τουλάχιστον πυκνωτών στην είσοδο. Με τη χρήση αυτών των πυκνωτών, αυτοµάτως δηµιουργούταν στην είσοδο ένα κατωδιαβατό φίλτρο. Εφ όσον ούτως ή άλλως υπήρχε φίλτρο, επιλέχθηκε ως προτιµότερο να τοποθετηθεί εκείνο το οποίο ήταν υπολογισµένο από την προσοµοίωση. 101

112 PF ( % ) 95,0 94,5 94,0 93,5 93, W 900 W 800 W 700 W 600 W 500 W 92,5 92,0 (α) 91,5 91,0 90,5 90,0 89,5 89, f sw ( khz ) η ( % ) 96,5 96,0 95,5 95,0 94,5 94,0 93,5 93,0 92,5 92,0 91,5 91,0 90,5 90, W 900 W 800 W 700 W 600 W 500 W f sw ( khz ) Σχήµα 6.8: (α) Συντελεστής ισχύος και (β) βαθµός απόδοσης συναρτήσει της διακοπτικής συχνότητας, µε παράµετρο την ισχύ στην είσοδο της µηχανής συνεχούς ρεύµατος Ρ ο (πειραµατικά αποτελέσµατα). Στα σχήµατα 6.8 και 6.9 είναι αποτυπωµένα τα αποτελέσµατα από τις µετρήσεις. Συγκεκριµένα, στο σχήµα 6.8 (α) παρουσιάζεται ο συντελεστής ισχύος συναρτήσει της διακοπτικής συχνότητας για διάφορες τιµές της ισχύος στην είσοδο της µηχανής συνεχούς (β) 102

113 ρεύµατος Ρ ο. Στο σχήµα 6.8 (β) παρουσιάζεται ο βαθµός απόδοσης συναρτήσει της διακοπτικής συχνότητας για διάφορες τιµές της ισχύος στην είσοδο της µηχανής συνεχούς ρεύµατος Ρ ο A ( % ) 94,0 93,8 93,6 93,4 93,2 93,0 92,8 92,6 92,4 92,2 92,0 91,8 91, W 900 W 800 W 700 W 600 W 500 W f sw ( khz ) B ( % ) 0,88 0, W 900 W 800 W 700 W 600 W 500 W 0,86 0,85 0, f sw ( khz ) Σχήµα 6.9: Οι συναρτήσεις Α(f sw ) και Β(f sw ) µε παράµετρο την ισχύ στην είσοδο της µηχανής συνεχούς ρεύµατος Ρ ο (πειραµατικά αποτελέσµατα). Από τα πειραµατικά αποτελέσµατα συµπεραίνεται ότι ο συντελεστής ισχύος αποκτά µέγιστες τιµές για συχνότητες µεταξύ 10 khz και 13 khz, παρόµοια δηλαδή µε τα 103

114 αποτελέσµατα της προσοµοίωσης (10 khz < f sw < 14 khz). Επίσης, από τα πειραµατικά αποτελέσµατα φαίνεται ότι ο βαθµός απόδοσης αποκτά µέγιστες τιµές κοντά στα 10 khz, όπως συµβαίνει και στην προσοµοίωση. Κάποιες αποκλίσεις στις απόλυτες τιµές κυρίως του βαθµού απόδοσης, οφείλονται στις αποκλίσεις των αναλογικών βατοµέτρων, των οποίων η κλίµακα είναι δυσανάγνωστη και η ακρίβεια στις υψηλότερες συχνότητες είναι µικρότερη. Επίσης, όπως ήταν αναµενόµενο, οι παραµετρικές τιµές των µοντέλων των ηµιαγωγικών στοιχείων κατά την προσοµοίωση παρουσιάζουν κάποιες αποκλίσεις σε σχέση µε την πράξη, αν και επιλέχθηκαν µε προσοχή. Τέλος, πρέπει να αναφερθεί, ότι κάποια φαινόµενα ηλεκτρικού θορύβου επιδρούσαν επί των απωλειών των ηµιαγωγικών PF ( % ) W 800 W Sim 1030 W Sim 800 W Sim 1800 W Σχήµα 6.10: Χαρακτηριστικά αποτελέσµατα προσοµοίωσης και πειραµάτων για το συντελεστή ισχύος και το βαθµό απόδοσης η ( % ) f sw ( Hz ) (α) Sim 1660 W Sim 1030 W Sim 800 W W 1000 W f sw ( Hz ) (β) 104

115 στοιχείων του µετατροπέα. Αυτά τα φαινόµενα οφείλονται κυρίως σε κατασκευαστικές ατέλειες και δεν θα υπήρχαν σε µία βιοµηχανική κατασκευή. Από την προσοµοίωση αλλά και από τα πειραµατικά αποτελέσµατα φαίνεται, ότι υπάρχει µία περιοχή συχνοτήτων όπου ο συντελεστής ισχύος και ο βαθµός απόδοσης αποκτούν µέγιστες τιµές. Αυτή η περιοχή εντοπίζεται µεταξύ 9 khz και 14 khz. Αυτό το συµπέρασµα ενισχύεται και από τις καµπύλες των σχηµάτων 6.9 και 6.10, οι οποίες παριστάνουν τα αποτελέσµατα των συναρτήσεων Α(f sw ) και Β(f sw ) που αποκτούν τοπικό µέγιστο σε συχνότητες µεταξύ αυτών των ορίων. 6.3 Συµπεράσµατα από την επιλογή της διακοπτικής συχνότητας και τη χρήση της τεχνικής παλµοδότησης spwm Από την προσοµοίωση αλλά και από τα πειραµατικά αποτελέσµατα γίνεται κατανοητό ότι η διακοπτική συχνότητα επιδρά στο συντελεστή ισχύος και το βαθµό απόδοσης του ηλεκτρικού συστήµατος. Επίσης, επιδρά στο µέγεθος του παθητικού φίλτρου ανώτερων αρµονικών στην είσοδο του µετατροπέα. Το µέγεθος αυτού του φίλτρου διαδραµατίζει σηµαντικό ρόλο στο κόστος και στο συνολικό όγκο της συσκευής. Είναι σηµαντικό να τονισθεί ότι ένα παθητικό φίλτρο, του οποίου η χωρητικότητα λαµβάνει υψηλές τιµές, είναι πιθανότερο να δηµιουργήσει µεγαλύτερες ταλαντώσεις στο ρεύµα του δικτύου ηλεκτρικής ενέργειας συγκριτικά µε την περίπτωση που χρησιµοποιείται ένα φίλτρο µικρών διαστάσεων. Τούτο επιβεβαιώθηκε κατά την προσοµοίωση του συστήµατος, όπου είχαν επιλεχθεί διάφορες παραµετρικές τιµές για τα στοιχεία του φίλτρου L φ C φ και αντίστοιχα υπολογίστηκε το ρεύµα στην είσοδο του φίλτρου. Όταν χρησιµοποιείται ως τεχνική παλµοδότησης η µέθοδος spwm, τότε είναι δυνατόν να επιτευχθεί αρκετά υψηλός συντελεστής ισχύος. Ένα πρόβληµα το οποίο δεν µπορεί να επιλύσει εντελώς η τεχνική παλµοδότησης spwm, είναι η αναίρεση της καθυστέρησης του ρεύµατος του δικτύου. Στο σχήµα 6.11 φαίνεται η κυµατοµορφή του ρεύµατος στην περίπτωση µε φίλτρο στην είσοδο του µετατροπέα, για διακοπτική συχνότητα 4 khz και µηχανή συνεχούς ρεύµατος, όταν το πηνίο εξοµάλυνσης λαµβάνει την τιµή L ο = 62 mh. 105

116 Σχήµα 6.11: Η κυµατοµορφή του ρεύµατος στην είσοδο του φίλτρου L φ - C φ για φορτίο µε µηχανή συνεχούς ρεύµατος και πηνίο εξοµάλυνσης L ο = 62 mh (πειραµατικά αποτελέσµατα). Σχήµα 6.12: Οι κυµατοµορφές της τάσης και του ρεύµατος στην είσοδο του φίλτρου L φ - C φ για φορτίο µε ωµική αντίσταση R (πειραµατικά αποτελέσµατα). Στο σχήµα 6.12 φαίνονται οι κυµατοµορφές της τάσης και του ρεύµατος στην περίπτωση µε ωµική αντίσταση ως φορτίο. Από τις κυµατοµορφές αυτές γίνεται φανερό, ότι το ρεύµα καθυστερεί για την περίπτωση του σχήµατος ηλαδή, η επαγωγή διαδραµατίζει κάποιο ρόλο στην καθυστέρηση του ρεύµατος. Αυτή η καθυστέρηση πρέπει να αναιρεθεί για την περαιτέρω βελτίωση του συντελεστή ισχύος. Στο επόµενο κεφάλαιο η αναίρεση αυτή επιτυγχάνεται µέσω µίας τεχνικής παλµοδότησης χωρίς τη χρήση πυκνωτή αντιστάθµισης. 106

117 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 7 Νέα τεχνική παλµοδότησης βασισµένη στη γνωστή µέθοδο spwm για την περαιτέρω βελτίωση του συντελεστή ισχύος 7.1. Η τεχνική παλµοδότησης spwm και το µειονέκτηµα αυτής Όταν ένας ελεγχόµενος ανορθωτής τροφοδοτεί ένα φορτίο συνεχούς ρεύµατος ωµικού επαγωγικού χαρακτήρα (σχ. 7.1), τότε το ρεύµα στην έξοδο του µετατροπέα εκφράζεται µέσω της σχέσης (7.3) [42], η οποία προκύπτει από την επίλυση της διαφορικής εξίσωσης (7.1) χρησιµοποιώντας τη σχέση (7.2). did ud = ul + ut = Lo + Rid + Uq (7.1) dt ud = u in (t) = Uin sinω t (7.2) Για το χρονικό διάστηµα της αγωγής προκύπτει η ακόλουθη χρονική συνάρτηση του ρεύµατος: R 2U ( t t n ) in 2U ω ω in X i d ( ω t) = sin( ωt φ ) + sin( φ ωt n ) e Z Z R R Uq ( ωt ωt n ) ( ωt ωt n ) 1 e X i X + on e R (7.3) X=ω L, Z = R + X o R X cos φ=, tan φ=, Z R (7.4) όπου i on η αρχική τιµή του ρεύµατος και t n οι χρονικές στιγµές για τις οποίες τα διακοπτικά στοιχεία του µετατροπέα καθίστανται αγώγιµα. 107

118 Σχήµα 7.1: Άποψη του συστήµατος αποτελούµενο από ιδανική πηγή Ε.Ρ., ελεγχόµενη ανορθωτική διάταξη, πηνίο L o, ωµική αντίσταση R και εσωτερική τάση εξ επαγωγής u q. Από τις σχέσεις (7.1) ως (7.4) συµπεραίνεται, ότι το ρεύµα i in, του οποίου η κυµατοµορφή εξαρτάται από την κυµατοµορφή του ρεύµατος i d, σε κάθε χρονικό διάστηµα αγωγής καθυστερεί της τάσης κατά ένα χρονικό διάστηµα το οποίο εξαρτάται από την τιµή των στοιχείων R και L o. Επειδή το πηνίο εξοµάλυνσης L o επιλέγεται ως ένα από τα παραµετρικά µεγέθη του συστήµατος και παίζει αυξηµένο ρόλο για την κυµατοµορφή του ρεύµατος εισόδου, θεωρήθηκε σκόπιµο να γίνει µία εκτενέστερη διερεύνηση των επιδράσεων της τιµής του µέσω προσοµοίωσης. Έτσι, πραγµατοποιείται προσοµοίωση του µετατροπέα του σχήµατος 7.1, έχοντας στην είσοδο ιδανική πηγή εναλλασσόµενου ρεύµατος, χωρίς φίλτρο εισόδου L φ -C φ. Η τεχνική παλµοδότησης του ελεγχόµενου ανορθωτή πραγµατοποιείται µέσω της απλής µεθόδου PWM (σύγκριση τριγωνικού σήµατος µε ένα συνεχές και σταθερό σήµα σχ. 3.5). Ο λόγος, για τον οποίο επιλέγεται στην παρούσα µελέτη αυτή η τεχνική παλµοδότησης, είναι διότι µέσω αυτής δεν επηρεάζεται η γωνία φ µεταξύ τάσης και της βασικής αρµονικής του ρεύµατος η οποία οφείλεται στα παραµετρικά στοιχεία του κυκλώµατος (ισοδύναµες επαγωγές και αντιστάσεις). Κατά την προσοµοίωση διατηρήθηκε ο λόγος κατάτµησης σταθερός και άλλαξαν µόνο τα παραµετρικά στοιχεία του φορτίου. Κατά την προσοµοίωση ως φορτίο χρησιµοποιείται, α) αντίσταση R και πηνίο L o και β) µηχανή Σ.Ρ. τα στοιχεία της οποίας φαίνονται στον πίνακα 5.1 µε διάφορες τιµές του πηνίου L o. Τα αποτελέσµατα της προσοµοίωσης φαίνονται στα σχήµατα 7.2 και 7.3. Η αρµονική ανάλυση του ρεύµατος πραγµατοποιείται µέσω του λογισµικού Origin ακολουθώντας την ίδια διαδικασία όπως 108

119 και στα προηγούµενα κεφάλαια, από την οποία λαµβάνονται οι τιµές της βασικής αρµονικής του ρεύµατος, καθώς και της διαφοράς φάσης του ρεύµατος από την τάση. Από τα αποτελέσµατα της προσοµοίωσης προέκυψαν οι τιµές για το συντελεστή ισχύος, την ενεργό τιµή του συνολικού ρεύµατος και την ισχύ στην είσοδο της µηχανής συνεχούς ρεύµατος, τα οποία παρουσιάζονται στον πίνακα 7.1. Πρέπει να τονισθεί, ότι ο λόγος κατάτµησης (duty cycle) διατηρήθηκε σταθερός και άλλαξαν παραµετρικά οι τιµές του L και του R έτσι, ώστε να διατηρείται σταθερή η τάση u d στην έξοδο του µετατροπέα. µόνο R-L φορτίο L o R (Ω) P o (W) PF I εν 1 (A) Ι εν (A) cosφ , ,39 18,3 1 1mH , ,27 14,82 0, mH ,816 10,97 13,17 0, mH , ,71 104,19 0,999 Μηχανή Σ.Ρ. 10 mh ,72 7,1 0, mh ,7246 5,74 7,08 0, mh ,7939 3,38 4,0 0, H ,8147 2,134 2,59 0,9894 Πίνακας 7.1: Αποτελέσµατα προσοµοίωσης για τον προσδιορισµό του συντελεστή cosφ 1 συναρτήσει των L o R. Ο υπολογισµός του συντελεστή cosφ 1 πραγµατοποιείται µε τη βοήθεια της µαθηµατικής έκφρασης 2.10, όπου η πηγή κατά την προσοµοίωση επιλέγεται ως ιδανική χωρίς εσωτερική αντίσταση. Αυξάνοντας την τιµή της επαγωγηµότητας L o, ο συντελεστής cosφ 1 µειώνεται και η γωνία φ 1 αυξάνεται. Από την παρατήρηση αυτή θα µπορούσε κανείς να διατυπώσει την άποψη ότι, το µέγεθος του L ο επηρεάζει αφ ενός την κυµάτωση του συνεχούς ρεύµατος και συνεπώς την κυµατοµορφή του ρεύµατος i in, και αφ εταίρου την καθυστέρηση της βασικής αρµονικής του ρεύµατος ως προς την τάση. Παρόµοια συµπεράσµατα εξάγονται και από την προσοµοίωση µε µηχανή συνεχούς ρεύµατος. Η ελάχιστη επαγωγή στην περίπτωση της µηχανής συνεχούς ρεύµατος είναι η εσωτερική επαγωγή (L o = 10mH) των τυλιγµάτων της µηχανής. Η εσωτερική τάση u q της µηχανής σύµφωνα και µε τις σχέσεις (2.3) εώς (2.5) επηρεάζει το συντελεστή ισχύος cosφ 1 της βασικής αρµονικής. 109

120 u in ( t ) / 5 ( V ), i in ( t ) ( A ) u in ( t ) / 10 ( V ), i in ( t ) ( A ) u in ( t ) / 10 ( V ), i in ( t ) ( A ) u in ( t ) ( V ), i in ( t ) ( A ) ,12 0,14 0,16-10 t ( s ) i in u in u in i in 0,12 0,14 0,16 i in u in (α) t ( s ) (β) 0,10 0,12 0,14 t ( s ) i in u in 0,04 0,06 0,08 t ( s ) (γ) I m ax ( p.u. ) I max ( p.u. ) I max ( p.u. ) 1,0 0,8 0,6 0,4 0,2 0, ,0 0,8 0,6 0,4 0,2 Frequency (Hz) 0, ,0 0,8 0,6 0,4 0,2 Frequency (Hz) 0, Frequency (Hz) 0, (δ) Σχήµα 7.2: Κυµατοµορφές τάσης u in και ρεύµατος i in καθώς και ανάλυση FFT για φορτίο R, L µε τις εξής τιµές: α) R = 10 Ω L = 0 mh, β) R = 10 Ω L = 1 mh, γ) R = 10 Ω L = 100 mh και δ) R = 1 Ω L = 100 mh (αποτελέσµατα προσοµοίωσης). I max ( p.u. ) 1,0 0,8 0,6 0,4 0,2 Frequency (Hz) 110

121 u in ( t ) / 20 ( V ), i in ( t ) ( A ) u in ( t ) / 20 ( V ), i in ( t ) ( A ) u in ( t ) / 20 ( V ), i in ( t ) ( A ) ,20 0,22 0,24 t ( s ) u in i in i in u in 0,36 0,38 0,40 (α) t ( s ) 3,08 3,10 3,12 (β) t ( s ) I max ( p.u. ) I max ( p.u. ) 1,0 0,8 0,6 0,4 0,2 0, Frequency (Hz) 1,0 0,8 0,6 0,4 0,2 0, Frequency (Hz) 0, (γ) Σχήµα 7.3: Κυµατοµορφές τάσης u in και ρεύµατος i in καθώς και ανάλυση FFT για µηχανή συνεχούς ρεύµατος ως φορτίο µε επαγωγή L o : α) L ο = 11 mh, β) L ο = 100 mh και γ) L ο = 100 H (αποτελέσµατα προσοµοίωσης). I max ( p.u. ) 1,0 0,8 0,6 0,4 0,2 Frequency (Hz) Όταν χρησιµοποιείται η τεχνική παλµοδότησης spwm τότε µειώνεται η καθυστέρηση της βασικής αρµονικής του ρεύµατος (γωνίας φ 1 ) σε σύγκριση µε την εφαρµογή της απλής PWM, αλλά δεν εξαφανίζεται. Ως παράδειγµα αναφέρεται η περίπτωση του σχήµατος 5.8 (β). Ο µετατροπέας παλµοδοτείται µε τη µέθοδο spwm και υπολογίζεται η τιµή της γωνίας φ 1 21,5. Αυτό συνεπάγεται την εµφάνιση αέργου ισχύς λόγω της καθυστέρησης της βασικής αρµονικής του ρεύµατος εισόδου ως προς την τάση του δικτύου. Στο σχήµα 7.4 παρουσιάζονται χαρακτηριστικά αποτελέσµατα προσοµοίωσης για την ανορθωτική διάταξη του σχήµατος 7.1, για δύο περιπτώσεις: α) όταν ως φορτίο χρησιµοποιείται µία καθαρά ωµική αντίσταση (σχ. 7.4α) και β) όταν ως φορτίο χρησιµοποιείται ωµική αντίσταση και πηνίο (σχ. 7.4 β). 111

122 Η καθυστέρηση του ρεύµατος είναι προφανής και είναι δυνατόν και να υπολογισθεί. Ο υπολογισµός πραγµατοποιείται ως εξής: α) Εφ όσον οι τιµές του ρεύµατος και της τάσης είναι αποθηκευµένες, µε τη βοήθεια των προγραµµάτων Excel και Origin υπολογίζεται ο συντελεστής ισχύος από τη µαθηµατική σχέση 2.8 (PF = 0,789). β) Επίσης µέσω των ίδιων λογισµικών υπολογίζεται η ενεργός τιµή του συνολικού ρεύµατος (I rms, in = 5,72 A). γ) Με τη βοήθεια του λογισµικού Origin πραγµατοποιείται ανάλυση FFT της κυµατοµορφής του ρεύµατος του σχήµατος 7.4 (β), τα αποτελέσµατα της οποίας φαίνονται στο σχήµα 7.5. Από το σχήµα 7.5 λαµβάνεται το πλάτος Ι 1max της βασικής αρµονικής του ρεύµατος και προφανώς η ενεργός τιµή της βασικής αρµονικής του ρεύµατος I = I / 2= 4,65 A. 1 rms, in 1 max, in δ) Από τη σχέση 2.10 υπολογίζεται η γωνία φ 1 =φ L 14. u in ( t ) ( V ), i in ( t ) * 10 ( A) u in i in 0,00 0,02 t ( s ) (α) u in ( t ) ( V ), i in ( t )*10 ( A) u in i in 0,20 0,21 0,22 t ( s ) (β) Σχήµα 7.4: Κυµατοµορφές τάσης και ρεύµατος στην είσοδο του µετατροπέα όταν ως φορτίο χρησιµοποιείται, α) καθαρή αντίσταση και β) αντίσταση και επαγωγή (αποτελέσµατα προσοµοίωσης). 112

123 6,6 6,5 6,4 I max ( A ) 6,3 6,2 6,1 2,0 1,5 1,0 0,5 0, Frequency (Hz) Σχήµα 7.5: Ανάλυση της κυµατοµορφής του ρεύµατος του σχήµατος 7.4 (b) µε τη µέθοδο FFT. Η ύπαρξη της γωνίας φ 1 είναι το µειονέκτηµα της µεθόδου spwm και για το λόγο αυτό προτείνεται να χρησιµοποιηθεί µία άλλη τεχνική παλµοδότησης, η οποία βασίζεται στη µέθοδο spwm. Η προτεινόµενη τεχνική παλµοδότησης είναι µία τροποποιηµένη έκδοση της spwm και σκοπό έχει τη µετατόπιση της βασικής αρµονικής του ρεύµατος ως προς την τάση. Με τη χρήση αυτής της τεχνικής παλµοδότησης είναι δυνατόν να βελτιωθεί περαιτέρω ο συντελεστής ισχύος. Αυτή η τεχνική παλµοδότησης στην εργασία αυτή ονοµάζεται α-spwm και θα παρουσιασθεί αναλυτικά στην επόµενη ενότητα Η προτεινόµενη τεχνική παλµοδότησης α-spwm Στην εργασία αυτή προτείνεται να χρησιµοποιηθεί µία τεχνική παλµοδότησης µέσω της οποίας είναι δυνατόν να αναιρεθεί η καθυστέρηση της κυµατοµορφής του ρεύµατος ως προς την τάση. Αυτή η τεχνική παλµοδότησης ονοµάζεται α-spwm και η λειτουργία της απεικονίζεται στο σχήµα 7.6. Σύµφωνα µ αυτήν, ένα ηµιτονοειδές σήµα u cα συγκρίνεται µε ένα τριγωνικό σήµα u tr όπως στην «κλασική» spwm. Η διαφορά της α- spwm είναι, ότι το ηµιτονοειδές σήµα u cα επιλέγεται έτσι, ώστε να προηγείται της τάσης συγχρονισµού (τάση του δικτύου) κατά µία γωνία α. Λόγω αυτής της προήγησης οι παλµοί είναι µετατοπισµένοι κατά γωνία α. Εφαρµόζοντας παλµούς που έχουν τη µορφή εκείνων που απεικονίζονται στο σχήµα 7.6, η βασική αρµονική του ρεύµατος γίνεται συµφασική µε την τάση του δικτύου (σχ. 7.7α), πράγµα το οποίο δεν ισχύει στο παρά- 113

124 Σχήµα 7.6: Οι παλµοί κατά την τεχνική παλµοδότησης α-spwm. u(t) ( V ), i(t)*10 ( A ) u in i in 0,06 0,07 0,08 t ( s ) (α) -200 I max ( A ) ,6 6,5 6,4 6,3 6,2 6,1 2,0 1,5 (β) 1,0 0,5 0, Frequency (Hz) Σχήµα 7.7: α) Κυµατοµορφές τάσης και ρεύµατος στην πλευρά του δικτύου και β) ανάλυση FFT του ρεύµατος κατά την εφαρµογή της τεχνικής α-spwm. 114

125 δειγµα του σχήµατος 7.4 που εφαρµόζεται η κλασική spwm. Στο σχήµα 7.7 (β) φαίνεται το αποτέλεσµα της ανάλυσης FFT της κυµατοµορφής του ρεύµατος δικτύου του σχήµατος 7.7 (α). Συγκρίνοντας τα αποτελέσµατα της ανάλυσης FFT της κλασικής τεχνικής spwm (σχ. 7.5) µε αυτά της τεχνικής α-spwm (σχ. 7.7 β) παρατηρούµε ότι, στην α-spwm η 3 η αρµονική είναι λίγο υψηλότερη, ενώ η αρµονική του ρεύµατος που εµφανίζεται στη συχνότητα 5 khz είναι χαµηλότερη. Αυτή η αύξηση της τρίτης αρµονικής είναι µικρή, καθώς η γωνία α = 30 είναι σχετικά µικρή, πράγµα που δεν συµβαίνει για µεγαλύτερες τιµές της γωνίας α. Τα αποτελέσµατα των σχηµάτων 7.4, 7.5 και 7.7 προέρχονται από προσοµοίωση. Για την καλύτερη εξήγηση της τεχνικής παλµοδότησης α-spwm παρουσιάζονται (σχ. 7.8) µερικά ακόµη χαρακτηριστικά αποτελέσµατα προσοµοίωσης του µετατροπέα του σχήµατος 5.1. Συγκεκριµένα, στο σχήµα 7.8 παρουσιάζεται η κυµατοµορφή της τάσης 10 i PWM u in t ( s ) -10 i α-spwm i spwm Σχήµα 7.8: Οι κυµατοµορφές της τάσης και του ρεύµατος στην είσοδο του φίλτρου για τρεις τεχνικές παλµοδότησης: α) PWM, β) spwm και γ) α-spwm (αποτελέσµατα προσοµοίωσης). u in (t) και του ρεύµατος στην είσοδο του φίλτρου L φ C φ για ισχύ φορτίου 1000 W, διακοπτική συχνότητα 5 khz, για τρεις περιπτώσεις: α) i PWM όταν χρησιµοποιείται η τεχνική παλµοδότησης PWM, β) i SPWM όταν χρησιµοποιείται η τεχνική παλµοδότησης spwm και γ) i α-spwm όταν χρησιµοποιείται η τεχνική παλµοδότησης α-spwm. Στην PWM η καθυστέρηση του ρεύµατος ως προς την τάση η οποία οφείλεται στη φύση του φορτίου, είναι µεγάλη. Αν εφαρµοσθεί η τεχνική παλµοδότησης spwm, τότε µειώνεται η γωνία µεταξύ της τάσης και της βασικής αρµονικής του ρεύµατος. Τέλος, αν εφαρµοσθεί η 115

126 τεχνική παλµοδότησης α-spwm µπορεί να µηδενισθεί η καθυστέρηση της βασικής αρµονικής του ρεύµατος Προσοµοίωση συστήµατος κατά τη λειτουργία µε την προτεινόµενη τεχνική παλµοδότησης α-spwm Στην παράγραφο αυτή προσοµοιώνεται η λειτουργία του µετατροπέα του σχήµατος 5.1, όταν εφαρµόζεται η τεχνική παλµοδότησης α-spwm και τα αποτελέσµατα συγκρίνονται µε εκείνα της «κλασικής» spwm που αναλύθηκε στο κεφαλαίο 5. Σκοπός είναι η ανάδειξη της προτεινόµενης τεχνικής ως καταλληλότερης, όταν το ρεύµα καθυστερεί της τάσης του δικτύου. Κατά την προσοµοίωση, το µοντέλο του συνολικού συστήµατος το οποίο χρησιµοποιείται κατά την εφαρµογή της τεχνικής α-spwm, είναι ακριβώς το ίδιο µε εκείνο που χρησιµοποιήθηκε κατά την «κλασική» spwm. Η µοναδική διαφορά είναι, ότι η τάση αναφοράς u c (σχ. 7.6) είναι µετατοπισµένη και προηγείται της τάσης του δικτύου κατά γωνία α (u cα ). Κατά την προσοµοίωση µελετάται η επίδραση της γωνίας αυτής επί του συντελεστή ισχύος και επί του βαθµού απόδοσης για διάφορες τιµές της ισχύος Ρ ο του φορτίου (ισχύς στην είσοδο της µηχανής συνεχούς ρεύµατος) και της διακοπτικής συχνότητας των ηµιαγωγικών στοιχείων (f sw ). Στη συνέχεια πραγµατοποιείται προσοµοίωση αρχικά χωρίς φίλτρο ανώτερων αρµονικών και ύστερα µε τη χρήση του κατάλληλου φίλτρου L φ - C φ στην είσοδο του µετατροπέα Προσοµοίωση χωρίς φίλτρο εισόδου Για την προσοµοίωση χρησιµοποιείται το λογισµικό Matlab/Simulink και στα σχήµατα 7.9 ως 7.11 παρουσιάζονται τα αποτελέσµατα της προσοµοίωσης χωρίς φίλτρο ανώτερων αρµονικών. Στο σχήµα 7.9 (α) αποτυπώνονται οι τιµές του συντελεστή ισχύος συναρτήσει της ενεργού ισχύος που εισέρχεται στην είσοδο της µηχανής συνεχούς ρεύµατος µε παράµετρο τη διακοπτική συχνότητα f sw. Από το σχήµα αυτό φαίνεται, ότι ο συντελεστής ισχύος αυξάνεται µονοσήµαντα µε την αύξηση της ισχύος. Αυτό είναι χαρακτηριστικό γνώρισµα της τεχνικής παλµοδότησης spwm, όπως αναφέρθηκε και στο 5 ο κεφάλαιο. Επίσης, από το σχήµα 7.9 (β) φαίνεται µία µικρή αύξηση του βαθµού απόδοσης, ακριβώς όπως και στην κλασική τεχνική spwm (5 ο κεφάλαιο). Στο σχήµα 7.10 παρουσιάζονται ο 116

127 συντελεστής ισχύος και ο βαθµός απόδοσης συναρτήσει της διακοπτικής συχνότητας µε παράµετρο την ισχύ Ρ ο. Από το σχήµα 7.10 (α) φαίνεται, ότι ο συντελεστής ισχύος αυξάνεται µονότονα µε τη διακοπτική συχνότητα, ενώ από το σχήµα 7.10 (β) φαίνεται ότι ο βαθµός απόδοσης P F ( % ) khz 5 khz 8 khz 10 khz 15 khz 20 khz 25 khz 30 khz 40 khz 50 khz 100 khz η ( % ) 98,0 97,8 97,6 97,4 97,2 97,0 96,8 96,0 95,8 2 khz 5 khz 8 khz 10 khz 15 khz 20 khz 25 khz 30 khz 40 khz 50 khz 100 khz (α) P o ( W ) 95, (β) P o ( W ) Σχήµα 7.9: α) Συντελεστής ισχύος και β) βαθµός απόδοσης, συναρτήσει της ισχύος Ρ ο, µε παράµετρο τη διακοπτική συχνότητα f sw, στην περίπτωση χωρίς φίλτρο εισόδου (αποτελέσµατα προσοµοίωσης). µειώνεται µονοσήµαντα, όπως και στην περίπτωση της κλασικής τεχνικής spwm. Όπως στην κλασική spwm έτσι και στην α-spwm, δεν είναι δυνατόν να επιλεχθεί κάποια συχνότητα για την οποία ο συντελεστής ισχύος και ο βαθµός απόδοσης αποκτούν συγχρόνως τις µέγιστές δυνατές τιµές τους. Για το λόγο αυτό όπως και στην κλασική spwm χρησιµοποιούνται οι συναρτήσεις Α(f sw ) και Β(f sw ), για να προσδιορισθεί η κατάλληλη διακοπτική συχνότητα και συνεπώς το κατάλληλο φίλτρο. Έτσι, από το σχήµα 7.11 φαίνεται ότι η κατάλληλη περιοχή συχνοτήτων είναι ακριβώς ίδια µε την περίπτωση της κλασικής τεχνικής spwm και έτσι επιλέγεται το ίδιο φίλτρο και στην τεχνική α- spwm. Επίσης, από τη σύγκριση των αποτελεσµάτων των σχηµάτων 7.9 και 7.10 µε τα 5.7 και 5.10 φαίνεται ότι κατά την τεχνική α-spwm ο συντελεστής ισχύος είναι υψηλότερος περίπου κατά 3%, ενώ ο βαθµός απόδοσης κατά πολύ λίγο υψηλότερος (περίπου 0,2%). 117

128 PF ( % ) 89,0 88,5 88,0 87,5 87,0 86,5 86,0 (α) 85,5 85,0 84,5 84,0 83,5 83, W 1700 W 1500 W 1350 W 1150 W f ( khz ) η ( % ) 98,2 98,0 97,8 97,6 97,4 97,2 97,0 96,8 96,6 96,4 96,2 96,0 95, W 1350 W 1500 W 1700 W 1850 W (β) 95, f ( khz ) Σχήµα 7.10: α) Συντελεστής ισχύος και β) βαθµός απόδοσης, συναρτήσει της διακοπτικής συχνότητας f sw, µε παράµετρο την ισχύ Ρ ο στην περίπτωση χωρίς φίλτρο εισόδου (αποτελέσµατα προσοµοίωσης). 118

129 A ( % ) 93,0 92,5 B 0,860 0,855 0,850 92,0 91,5 91, W 1700 W 1500 W 1350 W 1150 W 0,845 0,840 0,835 0,830 0,825 0, W 1700 W 1500 W 1350 W 1150 W 90,5 0, f sw ( khz ) 0, f ( khz ) (α) (β) Σχήµα 7.11: Η συναρτήσεις Α(f sw ) και Β(f sw ) µε παράµετρο την ισχύ Ρ ο στην περίπτωση χωρίς φίλτρο εισόδου (αποτελέσµατα προσοµοίωσης) Προσοµοίωση µε φίλτρο εισόδου Τοποθετώντας το φίλτρο το οποίο επιλέχθηκε µε ίδιες τιµές όπως και στην περίπτωση της κλασικής spwm, πραγµατοποιείται προσοµοίωση τα αποτελέσµατα της οποίας παρουσιάζονται στα σχήµατα 7.12 έως Η µηχανική ροπή διατηρείται σταθερή και η ισχύς του φορτίου Ρ ο µεταβάλλεται µέσω του λόγου κατάτµησης των παλµών των ηµιαγωγικών στοιχείων. Όπως στην περίπτωση της κλασικής spwm έτσι και στην α-spwm, καθώς αυξάνεται η ισχύς Ρ ο επιτυγχάνεται ένα µέγιστο στο συντελεστή ισχύος, µετά από αυτή την ισχύ ο συντελεστής ισχύος µειώνεται. Τούτο είναι χαρακτηριστικό της τεχνικής παλµοδότησης spwm και εξηγήθηκε στις ενότητες και Επίσης, στην παράγραφο εξηγείται ο λόγος, για τον οποίο αυξάνεται ο βαθµός απόδοσης µε την αύξηση της ισχύος, όπως φαίνεται και από το σχήµα 5.14 (β). Αυτό ισχύει τόσο για την κλασική spwm όσο και για την α-spwm. Όµως, από τη σύγκριση των καµπυλών των σχηµάτων 5.14 και 7.12 φαίνεται ότι, ο συντελεστής ισχύος κατά την α-spwm είναι πάντα υψηλότερος κατά περίπου 3%. Επίσης, από τα ίδια σχήµατα φαίνεται ότι ο βαθµός απόδοσης κατά την α-spwm είναι υψηλότερος περίπου κατά 1%. Από τις καµπύλες του σχήµατος 7.13 (α) φαίνεται ότι, ο συντελεστής ισχύος αποκτά ένα µέγιστο για διακοπτικές συχνότητες µεταξύ 10 khz και 15 khz. Από το σχήµα 7.13 (β) φαίνεται ότι ο βαθµός απόδοσης αποκτά µέγιστο για συχνότητες µεταξύ 10 khz και 11 khz. ιαπιστώνεται 119

130 δηλαδή ότι ο συντελεστής ισχύος και ο βαθµός απόδοσης αποκτούν µέγιστες τιµές για συχνότητες κοντά σ αυτές για τις οποίες επιλέχθηκε το φίλτρο. PF ( % ) (α) khz 10 khz 15 khz 20 khz 25 khz 30 khz 40 khz 50 khz P o ( W ) η ( % ) 97,8 97,6 8 khz 10 khz 15 khz 97,4 97,2 97,0 20 khz 25 khz 30 khz 40 khz 50 khz (β) 96, P o ( W ) Σχήµα 7.12: α) Συντελεστής ισχύος και β) βαθµός απόδοσης, συναρτήσει της ισχύος Ρ ο, µε παράµετρο τη διακοπτική συχνότητα f sw, στην περίπτωση µε φίλτρο εισόδου (αποτελέσµατα προσοµοίωσης). 120

131 100 PF ( % ) W 1660 W 1480 W 1350 W 1200 W 1030 W 800 W (α) f sw ( khz ) η ( % ) 97,9 97,8 97,7 97,6 97,5 97,4 97, W 1660 W 1480 W 1350 W 1200 W 1030 W 800 W 97,2 97,1 (β) 97,0 96,9 96,8 96, f sw ( khz ) Σχήµα 7.13: α) Συντελεστής ισχύος και β) βαθµός απόδοσης, συναρτήσει της διακοπτικής συχνότητας f sw, µε παράµετρο την ισχύ Ρ ο στην περίπτωση µε φίλτρο εισόδου (αποτελέσµατα προσοµοίωσης). 121

132 Επίσης, από τη σύγκριση του σχήµατος 7.13 µε το σχήµα 5.15 φαίνεται, ότι ο συντελεστής ισχύος αποκτά υψηλότερες τιµές στην α-spwm κατά 3%, ενώ ο βαθµός απόδοσης κατά 1%. Η καταλληλότητα της επιλογής της περιοχής συχνοτήτων ενισχύεται και από τα απότελέσµατα των συναρτήσεων Α(f sw ) και Β(f sw ) (σχ. 7.14). Από αυτές τις καµπύλες φαίνεται, ότι Α(f sw ) και Α(f sw ) αποκτούν τοπικό µέγιστο για συχνότητες από 10 khz εώς 14 khz. 99 A ( % ) ,95 0, W 1600 W 1480 W 1350 W 1200 W 1030 W 800 W B 0,85 0, W 1600 W 1480 W 1350 W 1200 W 1030 W 800 W f sw ( khz ) 0, f sw ( khz ) (α) (β) Σχήµα 7.14: Η συναρτήσεις Α(f sw ) και Β(f sw ) µε παράµετρο την ισχύ Ρ ο στην περίπτωση µε φίλτρο εισόδου (αποτελέσµατα προσοµοίωσης). Στο σχήµα 7.15 φαίνονται οι κυµατοµορφές της τάσης και του ρεύµατος εισόδου όταν η µηχανική ροπή του φορτίου ισούται µε 5 Nm, η ισχύς του φορτίου είναι 1000 W και η διακοπτική συχνότητα λαµβάνει τιµές, α) f sw = 5 khz και β) f sw = 15 khz. Συγκρινόµενες µε τις αντίστοιχες κυµατοµορφές της κλασικής spwm (σχ. 5.14), παρατηρούµε ότι το ρεύµα είναι µετατοπισµένο µε κατεύθυνση προς την τάση του δικτύου. Το ίδιο συµπέρασµα εξάγεται από τη σύγκριση των σχηµάτων 7.16 και ηλαδή, φαίνεται ότι η βασική αρµονική του ρεύµατος γίνεται σχεδόν συµφασική µε την τάση του δικτύου. 122

133 20 u in ( t ) / 20 ( V ), i in ( t ) ( A ) t ( s ) (α) u in ( t ) / 20 ( V ), i in ( t ) ( A ) t ( s ) (β) -20 Σχήµα 7.15: Οι κυµατοµορφές της τάσης και του ρεύµατος στην είσοδο του µετατροπέα, για την περίπτωση µε φίλτρο L φ - C φ για δύο τιµές της διακοπτικής συχνότητας, α) f sw = 5 khz και β) f sw = 15 khz, όταν η ισχύς του φορτίου λαµβάνει τιµή Ρ ο = 1000 W (αποτελέσµατα προσοµοίωσης). u in ( t ) / 20 ( V ), i in ( t ) ( A ) ,66 0,67 0,68 0,69 0, i in u in t ( s ) 0 0,34 0,35 0,36 0,37 0, (α) (β) Σχήµα 7.16: Οι κυµατοµορφές της τάσης και του ρεύµατος στην είσοδο του µετατροπέα, για την περίπτωση µε φίλτρο L φ - C φ για δύο τιµές της διακοπτικής συχνότητας, α) f sw = 8 khz και β) f sw = 15 khz, µε µηχανική ροπή Μ = 1 Nm (αποτελέσµατα προσοµοίωσης). u in ( t ) / 20 ( V ), i in ( t ) ( A ) i in u in t ( s ) 123

134 Q ( Var ) spwm α-spwm f sw ( khz ) Σχήµα 7.17: Η άεργος ισχύς συναρτήσει της διακοπτικής συχνότητας στην περίπτωση όπου η ισχύς του φορτίου λαµβάνει την τιµή 1350W, για τις δύο τεχνικές παλµοδότησης, spwm και α-spwm (αποτελέσµατα προσοµοίωσης). Στο σχήµα 7.17 παρατίθεται ένα ποσοτικό παράδειγµα της αέργου ισχύος (από τα αποτελέσµατα της προσοµοίωσης) ως συνάρτηση της διακοπτικής συχνότητας για τη σύγκριση των τεχνικών παλµοδότησης α-spwm και spwm. Από το σχήµα αυτό φαίνεται, µία σηµαντική µείωση της αέργου ισχύς. Χαρακτηριστικά, αναφέρεται ότι για την περίπτωση που η διακοπτική συχνότητα λαµβάνει τιµή 15 khz, ο συντελεστής ισχύος, α) στην τεχνική παλµοδότησης spwm είναι περίπου 0,95 και η άεργος ισχύς λαµβάνει την τιµή Q = 443 Var, β) στην τεχνική παλµοδότησης α-spwm είναι περίπου 0,98 και η άεργος ισχύς λαµβάνει την τιµή Q = 275 Var. Τούτο σηµαίνει ότι η άεργος ισχύς µειώνεται περίπου 170 Var ή 46%. Αυτό αιτιολογείται ως ακολούθως: P P (1 PF ) 1 PF= P = (P + Q ) PF Q = Q= P 1 (7.5) 2 2 S PF PF PF - S - Συντελεστής ισχύος Φαινόµενη ισχύς στην πλευρά του δικτύου 124

135 P - Q - Ενεργός ισχύς στην πλευρά του δικτύου Άεργος ισχύ στην πλευρά του δικτύου Αν Q = 443 var είναι η άεργος ισχύς στην περίπτωση όπου ο συντελεστής ισχύος λαµβάνει τιµή PF = 0,95 ενώ, Q = 275 var είναι η άεργος ισχύς όταν ο συντελεστής ισχύος PF = 0,98 τότε, ο λόγος Q / Q διατυπώνεται ως εξής: 1 1 ' 1 1 ' 2 2 Q (PF ) (0,98) = = 0,62 Q (PF) (0,95) (76) Όµως ο λόγος των δύο τιµών της αέργου ισχύος υπολογίζεται ίσος µε την τιµή που προκύπτει από τη σχέση (7.7) ' Q 275 = = 0,62 (7.7) Q 443 ηλαδή, αν και η βελτίωση του συντελεστή ισχύος είναι µόνο 3%, η µείωση της αέργου ισχύος φθάνει το 48%. Αυτή η µείωση της αέργου ισχύος είναι πολύ σηµαντική και το παράδειγµα µπορεί να θεωρηθεί πολύ διαφωτιστικό Πειραµατική διερεύνηση της λειτουργίας ενός συστήµατος µε ελεγχόµενη ανορθωτική διάταξη χρησιµοποιώντας την προτεινό- µενη τεχνική παλµοδότησης α-spwm Ο µετατροπέας ο οποίος χρησιµοποιήθηκε στις πειραµατικές µετρήσεις του προηγούµενου κεφαλαίου (6 ο κεφάλαιο) και περιγράφηκε λεπτοµερώς, στο παρόν κεφάλαιο παλµοδοτείται µέσω της τεχνικής παλµοδότησης α-spwm. Τα παραµετρικά στοιχεία του συστήµατος (π.χ. φίλτρο εισόδου, όργανα µετρήσεων κ.α.) είναι ακριβώς ίδια µε εκείνα που περιγράφονται στο έκτο κεφάλαιο. Το µόνο που διαφέρει είναι η τεχνική παλµοδότησης, όπου χρησιµοποιείται η α-spwm αντί της κλασικής spwm (που χρησιµοποιήθηκε στο κεφάλαιο 6). Σκοπός είναι να επιβεβαιωθούν πειραµατικά τα αποτελέσµατα της προσοµοίωσης και να συγκριθούν µε εκείνα της κλασικής spwm. 125

136 Προγραµµατισµός του µικροεπεξεργαστή για τη λήψη των παλµών α-spwm Κατά την προσοµοίωση η απόκτηση των παλµών α-spwm ήταν πολύ απλή, καθώς χρησιµοποιούταν ένα σήµα u cα, το οποίο προηγούνταν κατά γωνία α της τάσης του δικτύου. Όµως στην πράξη αυτή η διαδικασία είναι πιο περίπλοκη. Τούτο οφείλεται στην αδυναµία να ληφθεί ένα σήµα το οποίο να προηγείται του σήµατος συγχρονισµού u c (u c συµφασικό της τάσης του δικτύου). Για το λόγο αυτό αντί να χρησιµοποιηθεί ένα σήµα το οποίο να προηγείται της τάσης συγχρονισµού κατά γωνία α, είναι πιο εύκολο να χρησιµοποιηθεί ένα σήµα το οποίο να καθυστερεί κατά γωνία 360 -α (σχ. 7.18). Τούτο είναι ταυτόσηµο µε ένα σήµα το οποίο προηγείται κατά γωνία α της τάσης αναφοράς. u cα (t) u c (t) 0,94 0,95 0,96 0,97 0,98 t ( s ) Σχήµα 7.18: Απόκτηση της γωνίας α κατά τις πειραµατικές µετρήσεις Αυτό επιτυγχάνεται µέσω κατάλληλου προγραµµατισµού του µικροεπεξεργαστή. Ο αλγόριθµος προγραµµατισµού του µικροεπεξεργαστή παρουσιάζεται στο σχήµα Αρχικά δειγµατολειπτείται το σήµα συγχρονισµού u c. Ύστερα ενισχύεται και αποθηκεύεται ταυτόχρονα σε δύο διαφορετικές θέσεις µνήµης RAM (1.n = n+1 n+n = 600 θέσεις). Με αυτό τον τρόπο γράφονται στη µνήµη οι τιµές δύο περιόδων του σήµατος συγχρονισµού. Έχοντας δύο περιόδους είναι δυνατόν οποιαδήποτε χρονική στιγµή να πραγµατοποιηθεί µετάβαση για ανάγνωση οποιασδήποτε τιµής της µνήµης (εντός αυτών των περιόδων). Αν συνεχιστεί η εγράφη των τιµών του σήµατος συγχρονισµού σε διαφορετική θέση µνήµης (νωρίτερα) από εκείνη για την οποία πραγµατοποιείται ανάγνωση, τότε αυτόµατα πραγµατοποιείται ανάγνωση ενός µελλοντι- 126

137 Σχήµα 7.19: Ο αλγόριθµος µέσω του οποίου επιτυγχάνεται η καθυστέρηση των παλµών κατά γωνία α. κού σήµατος. Αυτό σηµαίνει ότι έχει επιτευχθεί καθυστέρηση κατά α θέσεις µνήµης. Όµως, όπως εξηγήθηκε παραπάνω (σχ. 7.18), η καθυστέρηση 360 -α σηµαίνει προήγηση κατά α. Μ αυτό τον τρόπο λαµβάνονται οι παλµοί για την τεχνική α-spwm. Αναλυτικά το πρόγραµµα σε κώδικα παρατίθεται στο σχήµα Π3 του παραρτήµατος Πειραµατικά αποτελέσµατα Με φορτίο µία µηχανή συνεχούς ρεύµατος, η οποία χρησιµοποιήθηκε στις πειραµατικές µετρήσεις του 6 ου κεφαλαίου, στην προσοµοίωση του 5 ου κεφαλαίου, καθώς και στην προσοµοίωση του παρόντος κεφαλαίου, ο µετατροπέας (σχ.6.5) παλµοδοτείται µέσω της τεχνικής α-spwm. Τα αποτελέσµατα των µετρήσεων για το συντελεστή ισχύος 127

138 98,0 PF ( % ) 97,5 97,0 96,5 96,0 95,5 95,0 94,5 94,0 93, W 900 W 800 W 700 W 600 W 500 W η ( % ) 93,0 92,5 92,0 97,5 97,0 96,5 96,0 95,5 95, f sw ( khz ) (α) 1000 W 94,5 900 W 94,0 800 W 93,5 700 W 93,0 600 W Σχήµα 7.20: (α) Συντελεστής ισχύος και (β) βαθµός 500 W 92,5 απόδοσης συναρτήσει της 92,0 διακοπτικής συχνότητας µε 91,5 παράµετρο την ισχύ στην 91,0 είσοδο της µηχανής συνεχούς ρεύµατος Ρ ο (πειραµα f sw ( khz ) τικά αποτελέσµατα). (β) και το βαθµό απόδοσης παρουσιάζονται στο σχήµα Από τα πειραµατικά αποτελέσµατα (σχ. 7.20α) συµπεραίνεται ότι, ο συντελεστής ισχύος αποκτά µέγιστες τιµές για συχνότητες µεταξύ 10 khz και 13 khz, παρόµοια δηλαδή µε τα αποτελέσµατα της προσοµοίωσης (10 khz < f sw < 14 khz). Επίσης, από τα πειραµατικά αποτελέσµατα (σχ. 7.20β) φαίνεται, ότι ο βαθµός απόδοσης αποκτά µέγιστες τιµές κοντά στα 10 khz, όπως συµβαίνει και στην προσοµοίωση. ηλαδή, η επιλογή της περιοχής συχνοτήτων της προσοµοίωσης ταιριάζουν µε εκείνη των πειραµατικών µετρήσεων και για το λόγο αυτό οι πειραµατικές µετρήσεις επιβεβαιώνουν τα αποτελέσµατα της προσοµοίωσης καθώς αυτός είναι ο πρωταρχικός σκοπός. Όπως αναφέρθηκε και σε προηγούµενο κεφάλαιο έτσι και τώρα κάποιες αποκλίσεις στις απόλυτες τιµές κυρίως του βαθµού απόδοσης, 128

139 οφείλονται στις αποκλίσεις των αναλογικών βατοµέτρων, των οποίων η κλίµακα είναι δυσανάγνωστη και η ακρίβεια στις υψηλότερες συχνότητες είναι µικρότερη. Επίσης, όπως ήταν αναµενόµενο, οι παραµετρικές τιµές των µοντέλων των ηµιαγωγικών στοιχείων κατά την προσοµοίωση παρουσιάζουν κάποιες αποκλίσεις σε σχέση µε την πράξη, αν και επιλέχθηκαν µε προσοχή. Τέλος, πρέπει να αναφερθεί, ότι κάποια φαινόµενα ηλεκτρικού θορύβου επιδρούσαν επί των απωλειών των ηµιαγωγικών στοιχείων του µετατροπέα. Αυτά τα φαινόµενα οφείλονται κυρίως σε κατασκευαστικές ατέλειες και δεν θα υπήρχαν σε µία βιοµηχανική κατασκευή. Η επιλογή της περιοχής των συχνοτήτων κατά την α- spwm, συµβαδίζει µε εκείνα της κλασικής spwm (σχ. 6.8). Μόνο που στην α-spwm ο συντελεστής ισχύος υπερτερεί της spwm κατά περίπου 3%, ενώ ο βαθµός απόδοσης κατά περίπου 1%. A ( % ) 96,0 95,8 95,6 95,4 95,2 95,0 94,8 94,6 94,4 94,2 94,0 93,8 93, W 900 W 800 W 700 W 600 W 500 W f sw ( khz ) (α) (β) Σχήµα 7.21: Η συναρτήσεις Α(f sw ) και Β(f sw ) µε παράµετρο την ισχύ στην είσοδο της µηχανής συνεχούς ρεύµατος Ρ ο (πειραµατικά αποτελέσµατα). B 0,920 0,915 0,910 0,905 0,900 0,895 0,890 0,885 0,880 0, W 900 W 800 W 700 W 600 W 500 W f sw ( khz ) Στο σχήµα 7.21 παρουσιάζονται τα πειραµατικά αποτελέσµατα για τις συναρτήσεις A(f sw ) και Β(f sw ). Από τις καµπύλες αυτές φαίνεται ότι οι συναρτήσεις αυτές αποκτούν τοπικό µέγιστο για συχνότητες κοντά στα 10 khz. ηλαδή, στην περιοχή συχνοτήτων που επιλέχθηκε ως καταλληλότερη στην εργασία αυτή (κεφάλαιο 5). Στο σχήµα 7.22 φαίνονται χαρακτηριστικά αποτελέσµατα για τις συναρτήσεις PF(f sw ) και η(f sw ) που σχεδιάσθηκαν στο ίδιο διάγραµµα προερχόµενα από την προσοµοίωση και τις πειραµατικές µετρήσεις. Από αυτές τις καµπύλες παρατηρούµε, ότι τόσο τα αποτελέσµατα της προσοµοίωσης όσο και εκείνα των πειραµατικών µετρήσεων συγκλίνουν. Η περιοχή συχνοτήτων, για την οποία εµφανίζεται η υψηλότερη τιµή των µεγεθών η και PF, στα πειραµατικά αποτελέσµατα είναι παρόµοια µε εκείνη που προκύπτει από την προσοµοίωση. 129

140 PF ( % ) W 800 W η ( % ) 98 sim1800 sim1030 sim Sim 1800 W Sim 1030 W Sim 800 W W 800 W f sw ( Hz ) f sw ( Hz ) (α) (β) Σχήµα 7.22: Χαρακτηριστικά αποτελέσµατα προσοµοίωσης και πειραµάτων για το συντελεστή ισχύος και το βαθµό απόδοσης Q ( Var ) spwm α-spwm Σχήµα 7.23: Η άεργος ισχύς συναρτήσει της διακοπτικής συχνότητας στην περίπτωση όπου η ισχύς του φορτίου λαµβάνει την τιµή 800W, για τις δύο τεχνικές παλµοδότησης, spwm και α-spwm (πειραµατικά f sw ( khz ) αποτελέσµατα). Στο σχήµα 7.23 παρατίθεται ένα ποσοτικό παράδειγµα της αέργου ισχύος (από τα πειραµατικά αποτελέσµατα) ως συνάρτηση της διακοπτικής συχνότητας για τη σύγκριση των τεχνικών παλµοδότησης α-spwm και spwm. Από το σχήµα αυτό φαίνεται, ότι η άεργος ισχύς µειώνεται κατά περίπου 90 Var ή 30%. ηλαδή, αν και η βελτίωση του συντελεστή ισχύος είναι µόνο 3%, η µείωση της αέργου ισχύος φθάνει το 30%. Μια τόσο µεγάλη µείωση της αέργου ισχύος είναι πάντοτε επιθυµητή. Συνοψίζοντας τα αποτελέσµατα αυτού του κεφαλαίου συµπεραίνεται ότι, όταν σε ένα µετατροπέα εναλλασσόµενης τάσης σε συνεχή υφίσταται καθυστέρηση της βασικής αρµονικής του ρεύµατος ως προς την τάση του δικτύου, αυτή η καθυστέρηση είναι δυνατόν να αναιρεθεί µέσω του σήµατος το οποίο παλµοδοτεί τα ηµιαγωγικά στοιχεία του 130

141 µετατροπέα. Τούτο επιτυγχάνεται µέσω µίας τεχνικής παλµοδότησης η οποία προτάθηκε στο κεφάλαιο αυτό να χρησιµοποιηθεί. Αυτή η τεχνική παλµοδότησης είναι µία παραλλαγή της γνωστής τεχνικής spwm. Τόσο τα αποτελέσµατα της προσοµοίωσης όσο και τα πειραµατικά αποτελέσµατα έδειξαν ότι, χρησιµοποιώντας την τεχνική α-spwm η βελτίωση η οποία επιτυγχάνεται συγκριτικά µε την κλασική spwm, είναι της τάξης του 3%. Αυτή η µικρή βελτίωση του συντελεστή ισχύος, του συστήµατος που µελετήθηκε, οδηγεί σε αρκετά µεγάλη µείωση της αέργου ισχύος. Επίσης, στο κεφάλαιο αυτό διερευνήθηκε η επίδραση της διακοπτικής συχνότητας επί του συντελεστή ισχύος και του βαθµού απόδοσης. Χρησιµοποιήθηκε η µεθοδολογία που προτάθηκε σε προηγούµενο κεφάλαιο της παρούσας διατριβής ώστε να επιλεχθεί η διακοπτική συχνότητα µε κριτήριο τις µέγιστες δυνατές τιµές του συντελεστή ισχύος και του βαθµού απόδοσης. ιαπιστώθηκε, ότι υπάρχουν κάποια στενά όρια διακοπτικών συχνοτήτων για τα οποία µπορεί να προσδιορισθεί η τιµή ενός παθητικού φίλτρου, µέσω του οποίου ο συντελεστής ισχύος και ο βαθµός απόδοσης αποκτούν ταυτόχρονα τις µέγιστες δυνατές τιµές τους. Τα όρια αυτά είναι ακριβώς τα ίδια τόσο κατά τη χρήση της µεθόδου spwm, όσο και της µεθόδου α-spwm. 131

142 132

143 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 8 Εφαρµογή της προτεινόµενης τεχνικής παλµοδότησης α-spwm σε σύστηµα µε διακοπτικό µετατροπέα εναλλασσόµενης τάσης σε ελεγχόµενη εναλλασσόµενη τάση 8.1. Άεργος ισχύς σε σύστηµα µετατροπής εναλλασσόµενης τάσης σε εναλλασσόµενη τάση Όταν το φορτίο είναι εναλλασσοµένου ρεύµατος, τότε η καθυστέρηση του ρεύµατος ως προς την τάση είναι γνωστή και ισούται µε τη φασική γωνία φ L = arctan(ωl/r). ω = 2πf η κυκλική συχνότητα f - η συχνότητα του δικτύου Ε.Ρ. L - η επαγωγή του φορτίου R - η ωµική αντίσταση του φορτίου. Αν η διακοπτική συχνότητα του µετατροπέα είναι ίση µε τη συχνότητα του δικτύου Ε.Ρ. (π.χ. 50 Hz), τότε ως τεχνικές παλµοδότησης χρησιµοποιούνται οι τρεις τεχνικές που παρουσιάστηκαν στο 4 ο κεφάλαιο (καθυστέρηση της έναυσης κατά γωνία α, προήγηση της σβέσης κατά γωνία β και συνδυασµός α & β ). Χρησιµοποιώντας αυτές τις τεχνικές παλµοδότησης για τον έλεγχο της τάσης του φορτίου, τότε όσο µειώνεται η τάση στο φορτίο, τόσο αυξάνονται οι ανώτερες αρµονικές του ρεύµατος του δικτύου. Αν χρησιµοποιηθεί ως τεχνική παλµοδότησης η τεχνική µε καθυστέρηση της έναυσης κατά γωνία α, τότε µε τη µείωση της τάσης του φορτίου το ρεύµα καθυστερεί ολοένα και περισσότερο ως προς την τάση του δικτύου. Αν πάλι χρησιµοποιηθεί η τεχνική µε προήγηση της σβέσης κατά γωνία β τότε µε τη µείωση της τάσης µέχρι µία συγκεκριµένη τιµή, τότε η βασική αρµονική του ρεύµατος πλησιάζει την τάση του δικτύου. Ενώ µειώνοντας περαιτέρω την τάση του φορτίου, η βασική αρµονική του ρεύµατος προηγείται ολοένα και περισσότερο της τάσης του δικτύου. Στην περίπτωση που χρησιµοποιούνται τεχνικές παλµοδότησης µε διακοπτική συχνότητα υψηλότερη του δικτύου Ε.Ρ., τότε καθώς µειώνεται η τάση του φορτίου, η καθυστέρηση της βασικής αρµονικής του ρεύµατος ως προς την τάση του δικτύου δεν 133

144 επηρεάζεται τόσο έντονα όσο µε τη χρήση των τεχνικών µε τις γωνίες α και β. Όµως, υφίσταται καθυστέρηση της βασικής αρµονικής του ρεύµατος ως προς την τάση του δικτύου, η οποία εξαρτάται από τη γωνία φ L, που καθορίζεται από την ισοδύναµη επαγωγική και ωµική αντίσταση του φορτίου. Για να αναιρεθεί αυτή η καθυστέρηση, συνήθως τοποθετούνται πυκνωτές αντιστάθµισης στο δίκτυο ή παράλληλα µε το φορτίο, οι οποίοι έχουν τα γνωστά µειονεκτήµατα (µέγεθος, επιπλέον κόστος, ταλαντώσεις µε το δίκτυο Ε.Ρ. κ.ά.). Για την αποφυγή αυτών των πυκνωτών χρησιµοποιείται η τεχνική παλµοδότησης α-spwm σε ένα µετατροπέα εναλλασσοµένου ρεύµατος σε εναλλασσόµενο ρεύµα διακοπτικού τύπου. Αυτός τροφοδοτείται µέσω της α-spwm µε στόχο να επιτευχθεί υψηλός συντελεστής ισχύος. Η λειτουργία αυτού του µετατροπέα αναλύεται σε επόµενη παράγραφο αυτού του κεφαλαίου Μετατροπέας Ε.Ρ. σε Ε.Ρ µε εφαρµογή της τεχνικής α-spwm Αρχή λειτουργίας του µετατροπέα Όπως αναφέρεται και στη βιβλιογραφία [4,6,17,18,27,28], οι µετατροπείς Ε.Ρ. σε Ε.Ρ. σταθερής συχνότητας λειτουργίας µε δυνατότητα µεταβολής της τάσης ενός φορτίου Ε.Ρ. χρησιµοποιούνται σε εφαρµογές, στις οποίες είναι αναγκαίος ο έλεγχος στροφών µονοφασικών ασύγχρονων κινητήρων στην περιοχή της ευστάθειας, οι οποίοι στρέφουν ανεµιστήρες, αντλίες κ.ά. Στην παρούσα εργασία χρησιµοποιείται ο µετατροπέας του σχήµατος 8.1 για την τροφοδοσία ενός ωµικού επαγωγικού φορτίου. Αυτός ο µετατροπέας αποτελείται από τέσσερα στοιχεία IGBT και τέσσερις διόδους. Τα ηµιαγωγικά στοιχεία IGBT είναι συνδεδεµένα ανά δύο µε κοινό εκποµπό, ενώ αντιπαράλληλα µε κάθε στοιχείο είναι τοποθετηµένη µία δίοδος. Το ένα ζεύγος IGBT 1-2 (µε τις αντιπαράλληλες διόδους) συνδεδεµένο εν σειρά µε το φορτίο και λειτουργεί ως διακόπτης του ρεύµατος φορτίου, ενώ το άλλο ζεύγος IGBT 3-4 (µε τις αντιπαράλληλες διόδους) συνδέεται παράλληλα µε το φορτίο, έτσι ώστε να επιτρέπει την ελεύθερη διέλευση του ρεύµατος, όταν τα στοιχεία IGBT 1-2 είναι σβηστά. Αναλυτικότερα, κατά τη θετική ηµιπερίοδο της τάσης του δικτύου Ε.Ρ. λειτουργεί διακοπτικά το στοιχείο IGBT 1. Όταν αυτό παλµοδοτείται, τότε το ρεύµα ρέει µέσω του στοιχείου IGBT 1, της διόδου D2 και του φορτίου (σχ. 8.1β) εφαρµόζοντας την τάση του 134

145 δικτύου στο φορτίο. Στο σχήµα 8.2 παρατίθεται ένα παράδειγµα από προσοµοίωση του µετατροπέα του σχήµατος 8.1. Εκτεταµένη αναφορά στο µοντέλο της προσοµοίωσης πραγµατοποιείται στην ενότητα του κεφαλαίου αυτού. Όταν το στοιχείο IGBT1 δεν άγει, παλµοδοτείται το στοιχείο IGBT 4. Τότε, όπως φαίνεται στο σχήµα 8.1 (γ), το ρεύµα του φορτίου ρέει µέσα από το IGBT 4 και τη δίοδο D3. Σ αυτή την περίπτωση η τάση του φορτίου ισούται µε µηδέν (σχ. 8.2). (α) (β) (δ) (γ) (ε) Σχήµα 8.1: Ο µετατροπέας Ε.Ρ. σε Ε.Ρ. και οι φάσεις αγωγής των ηµιαγωγικών στοιχείων του. Κατά την αρνητική ηµιπερίοδο της τάσης του δικτύου, αντίστοιχα, παλµοδοτούνται τα ηµιαγωγικά στοιχεία IGBT 2 και IGBT 3. Όταν στην αρνητική ηµιπερίοδο παλµοδοτείται το στοιχείο IGBT 2, το ρεύµα ρέει µέσω αυτού, της διόδου D1, και του φορτίου (σχ. 8.1δ). Ενώ (στην αρνητική ηµιπερίοδο), όταν το στοιχείο IGBT 2 είναι σβηστό, τότε το 135

146 IGBT 3 παλµοδοτείται ώστε να εκφορτισθεί η επαγωγή του φορτίου µέσα από τα στοιχεία IGBT 3 και D4 (σχ. 8.1ε). u L (t) (V) αγωγή του IGBT 1 αγωγή του IGBT (α) ,00 0,01 t (s) 400 u L (t) (V) (β) ,00 0,02 t (s) Σχήµα 8.2: Η τάση του φορτίου, α) θετική ηµιπερίοδο της τάσης και β) πλήρης περίοδος (αποτελέσµατα προσοµοίωσης). Αυτός ο µετατροπέας έχει το πλεονέκτηµα, ότι λόγω του κοινού εκποµπού των ηµιαγωγικών στοιχείων (ανά δύο), το κύκλωµα παλµοδότησης είναι απλούστερο σε σύγκριση µε την περίπτωση µε αντιπαράλληλα στοιχεία. Έτσι, το µήκος των δρόµων του κυκλώµατος παλµοδότησης µικραίνει. Επίσης, λόγω του µικρότερου κυκλώµατος παλµοδότησης (χρησιµοποιείται ο µισός αριθµός οπτοαποζευκτών και οδηγών µε τα αντίστοιχα τροφοδοτικά τους) µειώνεται ο συνολικός όγκος της συσκευής. Για ακόµη µικρότερο όγκο της συσκευής, είναι δυνατόν να χρησιµοποιηθούν οι εσωτερικές δίοδοι των ηµιαγωγικών στοιχείων αντί εξωτερικών διόδων. 136

147 Η εφαρµογή της τεχνικής παλµοδότησης α-spwm στο µετατροπέα Ε.Ρ. Όπως επισηµάνθηκε παραπάνω, λόγω του ωµικού επαγωγικού φορτίου το ρεύµα καθυστερεί της τάσης του δικτύου κατά γωνία φ L (σχ.8.3α). Στην περίπτωση που εφαρµόζεται η «κλασική» τεχνική spwm, οι παλµοί που εφαρµόζονται στα ηµιαγωγικά στοιχεία IGBT 1 και 2 έχουν τη µορφή του σχήµατος 8.3 (β) και λόγω αυτών των παλµών η κυµα- 20 u g (t)/20 ( V ), i g (t) ( A ) u 15 g 10 5 i g 0 0,02 0,03 0,04 0, t ( s ) (α) ,0 0,8 0,6 0,4 0,2 0,0 0,04 0,05 1,0 (β) 0,5 0,0 0,04 0,05 u g (t)/20 ( V ), i spwm (t) ( A ) u g 10 5 i spwm 0 0,02 0,03 0,04 0, t ( s ) (γ) -20 Σχήµα 8.3: α) Οι κυµατοµορφές της τάσης και του ρεύµατος για την περίπτωση της τροφοδοσίας του φορτίου απευθείας από την πηγή, β) η συνοπτική διαδικασία λήψης των παλµών στην κλασική spwm, για το χρονικό διάστηµα 0,04s t 0,05s γ) οι κυµατοµορφές της τάσης και του ρεύµατος του δικτύου για την περίπτωση της κλασικής spwm. (αποτελέσµατα προσοµοίωσης) 137

148 τοµορφή του ρεύµατος λαµβάνει τη µορφή του σχήµατος 8.3 (γ). Όπως φαίνεται και από το σχήµα 8.3 (γ) το ρεύµα εξακολουθεί να καθυστερεί της τάσης. Αυτή ακριβώς η καθυστέρηση αναιρείται µε τη χρήση της τεχνικής α-spwm. Στο σχήµα 8.4 (α) φαίνεται η 1 (α) u g (t) / 30 (V), i g (t) (A) 4 u g 3 2 i 1 g t ( s ) (β) (γ) u g (t) / 30 (V), i g (t) (A) i g u g t ( s ) Σχήµα 8.4: α) Η συνοπτική διαδικασία λήψης των παλµών στην κλασική τεχνική spwm, β) οι κυµατοµορφές της τάσης και του ρεύµατος του δικτύου για την περίπτωση της κλασικής spwm, γ) η συνοπτική διαδικασία λήψης των παλµών στην τεχνική α-spwm, δ) οι κυµατοµορφές της τάσης και του ρεύµατος του δικτύου για την περίπτωση της α-spwm (αποτελέσµατα προσοµοίωσης). (δ) 138

149 διαδικασία λήψης των παλµών κατά την κλασική spwm, ενώ στο σχήµα 8.4 (γ) κατά την α-spwm. Εφαρµόζοντας αυτούς τους παλµούς στα ηµιαγωγικά στοιχεία του µετατροπέα λαµβάνονται οι κυµατοµορφές του ρεύµατος που απεικονίζονται στο σχήµα 8.4 (β) για την κλασική spwm και οι κυµατοµορφές του σχήµατος 8.4 (δ) για την τεχνική α-spwm. Φαίνεται ότι για την περίπτωση της α-spwm το ρεύµα προηγείται εκείνου της κλασικής spwm και είναι σχεδόν συµφασικό µε την τάση του δικτύου u AB. Τα σχήµατα 8.2 και 8.3 προέρχονται από αποτελέσµατα της προσοµοίωσης η οποία περιγράφεται αµέσως µετά στην ενότητα Προσοµοίωση συστήµατος µετατροπής εναλλασσόµενης τάσης σε ελεγχόµενη εναλλασσόµενη τάση µέσω του λογισµικού Simulink /Matlab Όταν εφαρµόζονται οι παλµοί έναυσης στις τεχνικές παλµοδότησης spwm και α-spwm, είναι δύσκολο να διατυπωθούν αναλυτικές µαθηµατικές σχέσεις, οι οποίες να περιγράφουν τη λειτουργία του συστήµατος (δίκτυο φίλτρο µετατροπέας φορτίο). Μια γενικευµένη εξίσωση σειρών (για την spwm και τυχαίες συχνότητες) µοιάζει σχεδόν αδύνατη (στην αναζήτηση στη βιβλιογραφία διαπιστώνεται ότι δεν επιχειρείται πουθενά). Για το λόγο αυτό η ανάλυση του συστήµατος γίνεται µέσω προσοµοίωσης. Εν συνεχεία, πραγµατοποιούνται εργαστηριακές µετρήσεις για την επαλήθευση των αποτελεσµάτων της προσοµοίωσης Το µοντέλο της προσοµοίωσης Με τη βοήθεια του λογισµικού Simulink/Matlab πραγµατοποιήθηκε προσοµοίωση της λειτουργίας του µετατροπέα του σχήµατος 8.1. Τόσο κατά την προσοµοίωση όσο και κατά την πειραµατική διερεύνηση, χρησιµοποιήθηκαν τα παραµετρικά στοιχεία του πίνακα 8.1. Το µοντέλο του µετατροπέα σε περιβάλλον Simulink φαίνεται στο σχήµα 8.5. Στο σχήµα 8.5 (α) φαίνεται το µοντέλο του συνολικού συστήµατος. Στο σχ. 8.5 (β) παρουσιάζεται το block των ζευγών των ηµιαγωγικών στοιχείων IGBT και στο σχ. 8.5 (γ) παρουσιάζεται το µοντέλο της παλµοδότησης. 139

150 Επαγωγές και αντιστάσεις L g =30 µh, R g =0,0262 Ω R εισ =0,05 Ω L φ = 3,3 mh, R Lφ =0,05 Ω C φ = 3,3 µf, R Cφ =0,05 Ω Στοιχεία IGBT IRG4PH40U V F =2,43 V, t f =0,22 µs, t tt =0,3 µs, V CES = 1200 V, I C = 21 A ίοδοι IR20ETF V AK =1,5 V, t rr =95 ns I AK =20 A Φορτίο R= 40 Ω L= 90 mh Πίνακας 8.1: Τιµές παραµετρικών στοιχείων (α) (β) (γ) Σχήµα 8.5: α) Το µοντέλο του συστήµατος (σχ. 8.1), β) το Block των ζευγών IGBT και γ) το µοντέλο της παλµοδότησης 140

151 Στο σχήµα 8.6 φαίνεται ο πίνακας των παραµετρικών τιµών των ηµιαγωγικών στοιχείων που χρησιµοποιήθηκαν κατά την προσοµοίωση. Υπενθυµίζεται ότι στο λογισµικό Simulink δεν υπάρχουν οι παράµετροι των ηµιαγωγικών στοιχείων των κατάλόγων (π.χ. t on ) και για το λόγο αυτό πρέπει να επιλεγούν οι παραµετρικές τιµές των ηµιαγωγικών στοιχείων (σχ. 8.6), ώστε να προσοµοιωθούν µε όσο το δυνατόν µεγαλύτερη ακρίβεια. ηλαδή, µέσω της προσοµοίωσης επιχειρήθηκε, οι παράµετροι των στοιχείων να λάβουν τέτοιες τιµές ώστε οι θερµικές τους απώλειες να προσεγγίσουν αυτές των καταλόγων των κατασκευαστών (π.χ. σχ.8.6, U CE = 2,5 V). Σχήµα 8.6: Οι παραµετρικές τιµές των ηµιαγωγικών στοιχείων που επιλέχθηκαν για την προσοµοίωση Αποτελέσµατα της προσοµοίωσης Χρησιµοποιώντας το µοντέλο του συστήµατος του σχήµατος 8.5 πραγµατοποιήθηκε προσοµοίωση και λήφθηκαν αποτελέσµατα, κυρίως, για το συντελεστή ισχύος και το βαθµό απόδοσης συναρτήσει της ισχύος και της διακοπτικής συχνότητας των ηµιαγωγικών στοιχείων του µετατροπέα. Τα αποτελέσµατα της προσοµοίωσης 141

Τµήµα Βιοµηχανικής Πληροφορικής Σηµειώσεις Ηλεκτρονικών Ισχύος Παράρτηµα

Τµήµα Βιοµηχανικής Πληροφορικής Σηµειώσεις Ηλεκτρονικών Ισχύος Παράρτηµα ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Ηµιτονοειδές Ρεύµα και Τάση Τριφασικά Εναλλασσόµενα ρεύµατα Ισχύς και Ενέργεια Ενεργός τιµή περιοδικών µη ηµιτονικών κυµατοµορφών 1. Ηµιτονοειδές Ρεύµα και Τάση Οταν οι νόµοι του Kirchoff εφαρµόζονται

Διαβάστε περισσότερα

Ηλεκτρονικά Ισχύος II

Ηλεκτρονικά Ισχύος II Ηλεκτρονικά Ισχύος II Ενότητα 2: Μετατροπείς Συνεχούς Τάσης σε Εναλλασσόμενη Τάση (DC-AC Converters ή Inverters) Δρ.-Μηχ. Εμμανουήλ Τατάκης, Καθηγητής Πολυτεχνική Σχολή Τμ. Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας

Διαβάστε περισσότερα

Ηλεκτρονικά Ισχύος II

Ηλεκτρονικά Ισχύος II Ηλεκτρονικά Ισχύος II Ενότητα 2: Μετατροπείς Συνεχούς Τάσης σε Εναλλασσόμενη Τάση (DC-AC Converters ή Inverters) Δρ.-Μηχ. Εμμανουήλ Τατάκης, Καθηγητής Πολυτεχνική Σχολή Τμ. Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας

Διαβάστε περισσότερα

Ηλεκτρονικά Ισχύος II

Ηλεκτρονικά Ισχύος II Ηλεκτρονικά Ισχύος II Ενότητα 2: Μετατροπείς Συνεχούς Τάσης σε Εναλλασσόμενη Τάση (DC-AC Converers ή Inverers) Δρ.-Μηχ. Εμμανουήλ Τατάκης, Καθηγητής Πολυτεχνική Σχολή Τμ. Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας

Διαβάστε περισσότερα

6 ΤΡΙΦΑΣΙΚΑ ΣΥΣΤΗΜΑΤΑ

6 ΤΡΙΦΑΣΙΚΑ ΣΥΣΤΗΜΑΤΑ 6 ΤΡΙΦΑΣΙΚΑ ΣΥΣΤΗΜΑΤΑ Η ηλεκτρική ισχύς παράγεται, µεταφέρεται και διανέµεται σχεδόν αποκλειστικά µε τριφασικά συστήµατα ρευµάτων και τάσεων. Μόνον οικιακοί και άλλοι µικρής ισχύος καταναλωτές είναι µονοφασικοί.

Διαβάστε περισσότερα

Ποιότητα Ηλεκτρικής Ενέργειας. Φίλτρα Αρµονικών Ρεύµατος

Ποιότητα Ηλεκτρικής Ενέργειας. Φίλτρα Αρµονικών Ρεύµατος Ποιότητα Ηλεκτρικής Ενέργειας Φίλτρα Αρµονικών Ρεύµατος Γενικά Προβλήµατα που δηµιουργούν οι αρµονικές Μείωση του cosφ Αυξηµένες απώλειες στα καλώδια Συντονισµός-Καταστροφή πυκνωτών και µετασχηµατιστών

Διαβάστε περισσότερα

Περιεχόμενα. Πρόλογος...13

Περιεχόμενα. Πρόλογος...13 Περιεχόμενα Πρόλογος...3 Κεφάλαιο : Στοιχεία ηλεκτρικών κυκλωμάτων...5. Βασικά ηλεκτρικά μεγέθη...5.. Ηλεκτρικό φορτίο...5.. Ηλεκτρικό ρεύμα...5..3 Τάση...6..4 Ενέργεια...6..5 Ισχύς...6..6 Σύνοψη...7.

Διαβάστε περισσότερα

7 ΑΝΤΙΣΤΑΘΜΙΣΗ ΒΕΛΤΙΩΣΗ ΤΟΥ ΣΥΝΗΜΙΤΟΝΟΥ φ

7 ΑΝΤΙΣΤΑΘΜΙΣΗ ΒΕΛΤΙΩΣΗ ΤΟΥ ΣΥΝΗΜΙΤΟΝΟΥ φ 7 ΑΝΤΙΣΤΑΘΜΙΣΗ ΒΕΛΤΙΩΣΗ ΤΟΥ ΣΥΝΗΜΙΤΟΝΟΥ φ Το µεγαλύτερο µέρος των ηλεκτρικών κινητήρων που χρησιµοποιούνται στην βιοµηχανία, αποτελείται από επαγωγικούς κινητήρες βραχυκυκλωµένου κλωβού. Ο κινητήρας αυτός

Διαβάστε περισσότερα

Περιεχόμενα. Πρόλογος...13

Περιεχόμενα. Πρόλογος...13 Περιεχόμενα Πρόλογος...3 Κεφάλαιο : Στοιχεία ηλεκτρικών κυκλωμάτων...5. Βασικά ηλεκτρικά μεγέθη...5.. Ηλεκτρικό φορτίο...5.. Ηλεκτρικό ρεύμα...5..3 Τάση...6..4 Ενέργεια...6..5 Ισχύς...6..6 Σύνοψη...7.

Διαβάστε περισσότερα

Ηλεκτρονικοί Μετατροπείς με IGBT PWM:

Ηλεκτρονικοί Μετατροπείς με IGBT PWM: Σεμινάριο ΤΕΕ Ανανεώσιμες μςπηγές Ενέργειας Ηλεκτρονικοί Μετατροπείς με IGBT PWM: Αντιστροφείς και Μέθοδοι Ελέγχου Εισηγητής: Δρ.-Μηχ. Εμμανουήλ Τατάκης Αναπληρωτής Καθηγητής Πανεπιστημίου Πατρών Πάτρα,

Διαβάστε περισσότερα

ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΑ ΙΣΧΥΟΣ ΗΜΥ 444

ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΑ ΙΣΧΥΟΣ ΗΜΥ 444 ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΑ ΙΣΧΥΟΣ ΗΜΥ 444 ΣΥΝΘΕΣΗ DC ΚΑΙ ΧΑΜΗΛΗΣ ΣΥΧΝΟΤΗΤΑΣ AC Δρ Ανδρέας Σταύρου ΤΜΗΜΑ ΗΛΕΚΤΡΟΛΟΓΩΝ ΜΗΧΑΝΙΚΩΝ ΚΑΙ ΜΗΧΑΝΙΚΩΝ ΥΠΟΛΟΓΙΣΤΩΝ ΠΟΛΥΤΕΧΝΙΚΗ ΣΧΟΛΗ ΠΑΝΕΠΙΣΤΗΜΙΟ ΚΥΠΡΟΥ 1 Τα Θέματα Διακοπτικός πόλος

Διαβάστε περισσότερα

Μέθοδοι Ελέγχου Ηλεκτρικών Κινητήρων Σ.Ρ.

Μέθοδοι Ελέγχου Ηλεκτρικών Κινητήρων Σ.Ρ. Μέθοδοι Ελέγχου Ηλεκτρικών Κινητήρων Σ.Ρ. Ευθυμίου Σωτήρης Δέδες Παναγιώτης 26/06/2014 Εισαγωγή Σκοπός αυτής της παρουσίασης είναι η συνοπτική περιγραφή τριών διαφορετικών μεθόδων ελέγχου κινητήρων Σ.Ρ.

Διαβάστε περισσότερα

2012 : (307) : , 29 2012 : 11.00 13.30

2012  : (307) : , 29 2012 : 11.00 13.30 ΥΠΟΥΡΓΕΙΟ ΠΑΙ ΕΙΑΣ ΚΑΙ ΠΟΛΙΤΙΣΜΟΥ ΙΕΥΘΥΝΣΗ ΑΝΩΤΕΡΗΣ ΚΑΙ ΑΝΩΤΑΤΗΣ ΕΚΠΑΙ ΕΥΣΗΣ ΥΠΗΡΕΣΙΑ ΕΞΕΤΑΣΕΩΝ ΠΑΓΚΥΠΡΙΕΣ ΕΞΕΤΑΣΕΙΣ 2012 ΤΕΧΝΟΛΟΓΙΑ (ΙΙ) ΤΕΧΝΙΚΩΝ ΣΧΟΛΩΝ ΠΡΑΚΤΙΚΗΣ ΚΑΤΕΥΘΥΝΣΗΣ ΜΑΘΗΜΑ : Εφαρµοσµένη Ηλεκτρολογία

Διαβάστε περισσότερα

Απαντήσεις των Θεμάτων Ενδιάμεσης Αξιολόγησης στο Μάθημα «Ηλεκτροτεχνία Ηλεκτρικές Μηχανές» Ημερομηνία: 29/04/2014. i S (ωt)

Απαντήσεις των Θεμάτων Ενδιάμεσης Αξιολόγησης στο Μάθημα «Ηλεκτροτεχνία Ηλεκτρικές Μηχανές» Ημερομηνία: 29/04/2014. i S (ωt) Θέμα 1 ο Απαντήσεις των Θεμάτων Ενδιάμεσης Αξιολόγησης στο Μάθημα «Ηλεκτροτεχνία Ηλεκτρικές Μηχανές» Ημερομηνία: 29/04/2014 Για το κύκλωμα ΕΡ του διπλανού σχήματος δίνονται τα εξής: v ( ωt 2 230 sin (

Διαβάστε περισσότερα

ΚΕΦΑΛΑΙΟ 3 Ο : ΙΣΧΥΣ ΚΥΚΛΩΜΑΤΩΝ ΣΤΟ ΕΝΑΛΛΑΣΣΟΜΕΝΟ ΡΕΥΜΑ

ΚΕΦΑΛΑΙΟ 3 Ο : ΙΣΧΥΣ ΚΥΚΛΩΜΑΤΩΝ ΣΤΟ ΕΝΑΛΛΑΣΣΟΜΕΝΟ ΡΕΥΜΑ ΚΕΦΑΛΑΙΟ 3 Ο : ΙΣΧΥΣ ΚΥΚΛΩΜΑΤΩΝ ΣΤΟ ΕΝΑΛΛΑΣΣΟΜΕΝΟ ΡΕΥΜΑ 1 Ως ισχύς ορίζεται ο ρυθμός παροχής ή κατανάλωσης ενέργειας. Η ηλεκτρική ισχύς ορίζεται ως το γινόμενο της τάσης επί το ρεύμα: p u i Ιδανικό πηνίο

Διαβάστε περισσότερα

ΕΥΕΛΙΚΤΑ ΣΥΣΤΗΜΑΤΑ ΜΕΤΑΦΟΡΑΣ ΗΜΥ 499

ΕΥΕΛΙΚΤΑ ΣΥΣΤΗΜΑΤΑ ΜΕΤΑΦΟΡΑΣ ΗΜΥ 499 ΕΥΕΛΙΚΤΑ ΣΥΣΤΗΜΑΤΑ ΜΕΤΑΦΟΡΑΣ ΗΜΥ 499 ΟΜΗ ΙΑΚΟΠΤΙΚΩΝ ΜΕΤΑΤΡΟΠΕΩΝ ρ Ανδρέας Σταύρου ΤΜΗΜΑ ΗΛΕΚΤΡΟΛΟΓΩΝ ΜΗΧΑΝΙΚΩΝ ΚΑΙ ΜΗΧΑΝΙΚΩΝ ΥΠΟΛΟΓΙΣΤΩΝ ΠΟΛΥΤΕΧΝΙΚΗ ΣΧΟΛΗ ΠΑΝΕΠΙΣΤΗΜΙΟ ΚΥΠΡΟΥ Τα Θέµατα Επιλογή διακοπτών

Διαβάστε περισσότερα

3η Εργαστηριακή Άσκηση: Εύρεση χαρακτηριστικής και συντελεστή απόδοσης κινητήρα συνεχούς ρεύµατος

3η Εργαστηριακή Άσκηση: Εύρεση χαρακτηριστικής και συντελεστή απόδοσης κινητήρα συνεχούς ρεύµατος Ονοµατεπώνυµο: Αριθµός Μητρώου: Εξάµηνο: Υπογραφή Εργαστήριο Ηλεκτροµηχανικών Συστηµάτων Μετατροπής Ενέργειας 3η Εργαστηριακή Άσκηση: Εύρεση χαρακτηριστικής και συντελεστή απόδοσης κινητήρα συνεχούς ρεύµατος

Διαβάστε περισσότερα

Το εξεταστικό δοκίµιο µαζί µε το τυπολόγιο αποτελείται από εννιά (9) σελίδες. Τα µέρη του εξεταστικού δοκιµίου είναι τρία (Α, Β και Γ ).

Το εξεταστικό δοκίµιο µαζί µε το τυπολόγιο αποτελείται από εννιά (9) σελίδες. Τα µέρη του εξεταστικού δοκιµίου είναι τρία (Α, Β και Γ ). ΥΠΟΥΡΓΕΙΟ ΠΑΙ ΕΙΑΣ ΚΑΙ ΠΟΛΙΤΙΣΜΟΥ ΙΕΥΘΥΝΣΗ ΑΝΩΤΕΡΗΣ ΚΑΙ ΑΝΩΤΑΤΗΣ ΕΚΠΑΙ ΕΥΣΗΣ ΥΠΗΡΕΣΙΑ ΕΞΕΤΑΣΕΩΝ ΠΑΓΚΥΠΡΙΕΣ ΕΞΕΤΑΣΕΙΣ 2012 ΤΕΧΝΟΛΟΓΙΑ (ΙI) ΤΕΧΝΙΚΩΝ ΣΧΟΛΩΝ ΠΡΑΚΤΙΚΗΣ ΚΑΤΕΥΘΥΝΣΗΣ ΜΑΘΗΜΑ : ΕΦΑΡΜΟΣΜΕΝΗ ΗΛΕΚΤΡΟΛΟΓΙΑ

Διαβάστε περισσότερα

C (3) (4) R 3 R 4 (2)

C (3) (4) R 3 R 4 (2) Πανεπιστήμιο Θεσσαλίας Βόλος, 29/03/2016 Τμήμα: Μηχανολόγων Μηχανικών Συντελεστής Βαρύτητας: 40%/ Χρόνος Εξέτασης: 3 Ώρες Γραπτή Ενδιάμεση Εξέταση στο Μάθημα: «ΜΜ604, Ηλεκτροτεχνία Ηλεκτρικές Μηχανές»

Διαβάστε περισσότερα

Ανάλυση Ηλεκτρικών Κυκλωμάτων

Ανάλυση Ηλεκτρικών Κυκλωμάτων Ανάλυση Ηλεκτρικών Κυκλωμάτων Κεφάλαιο 13: Ισχύς σε κυκλώματα ημιτονοειδούς διέγερσης Οι διαφάνειες ακολουθούν το βιβλίο του Κων/νου Παπαδόπουλου «Ανάλυση Ηλεκτρικών Κυκλωμάτων» ISBN: 9789609371100 κωδ.

Διαβάστε περισσότερα

3η Εργαστηριακή Άσκηση: Εύρεση χαρακτηριστικής και συντελεστή απόδοσης κινητήρα συνεχούς ρεύµατος

3η Εργαστηριακή Άσκηση: Εύρεση χαρακτηριστικής και συντελεστή απόδοσης κινητήρα συνεχούς ρεύµατος Ονοµατεπώνυµο: Αριθµός Μητρώου: Εξάµηνο: Υπογραφή Εργαστήριο Ηλεκτροµηχανικών Συστηµάτων Μετατροπής Ενέργειας 3η Εργαστηριακή Άσκηση: Εύρεση χαρακτηριστικής και συντελεστή απόδοσης κινητήρα συνεχούς ρεύµατος

Διαβάστε περισσότερα

ΚΕΦΑΛΑΙΟ 8 Ο : ΤΡΙΦΑΣΙΚΑ ΔΙΚΤΥΑ

ΚΕΦΑΛΑΙΟ 8 Ο : ΤΡΙΦΑΣΙΚΑ ΔΙΚΤΥΑ ΚΕΦΑΛΑΙΟ 8 Ο : ΤΡΙΦΑΣΙΚΑ ΔΙΚΤΥΑ 1 Τα τριφασικά δίκτυα χρησιμοποιούνται στην παραγωγή και μεταφορά ηλεκτρικής ενέργειας για τους εξής λόγους: 1. Οικονομία στο αγώγιμο υλικό (25% λιγότερος χαλκός). 2. Η

Διαβάστε περισσότερα

ΠΡΟΣ ΙΟΡΙΣΜΟΣ ΒΕΛΤΙΣΤΗΣ ΙΑΚΟΠΤΙΚΗΣ ΣΥΧΝΟΤΗΤΑΣ ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΩΝ ΜΕΤΑΤΡΟΠΕΩΝ ΙΣΧΥΟΣ ΣΕ ΚΙΝΗΤΗΡΙΟ ΣΥΣΤΗΜΑ ΜΕ ΜΗΧΑΝΕΣ ΣΥΝΕΧΟΥΣ ΡΕΥΜΑΤΟΣ.

ΠΡΟΣ ΙΟΡΙΣΜΟΣ ΒΕΛΤΙΣΤΗΣ ΙΑΚΟΠΤΙΚΗΣ ΣΥΧΝΟΤΗΤΑΣ ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΩΝ ΜΕΤΑΤΡΟΠΕΩΝ ΙΣΧΥΟΣ ΣΕ ΚΙΝΗΤΗΡΙΟ ΣΥΣΤΗΜΑ ΜΕ ΜΗΧΑΝΕΣ ΣΥΝΕΧΟΥΣ ΡΕΥΜΑΤΟΣ. ΠΡΟΣ ΙΟΡΙΣΜΟΣ ΒΕΛΤΙΣΤΗΣ ΙΑΚΟΠΤΙΚΗΣ ΣΥΧΝΟΤΗΤΑΣ ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΩΝ ΜΕΤΑΤΡΟΠΕΩΝ ΙΣΧΥΟΣ ΣΕ ΚΙΝΗΤΗΡΙΟ ΣΥΣΤΗΜΑ ΜΕ ΜΗΧΑΝΕΣ ΣΥΝΕΧΟΥΣ ΡΕΥΜΑΤΟΣ. Κωνσταντίνος Γεωργάκας Ηλεκτρολόγος Μηχανικός Υποψήφιος ιδάκτορας Αθανάσιος

Διαβάστε περισσότερα

PWM (Pulse Width Modulation) Διαμόρφωση εύρους παλμών

PWM (Pulse Width Modulation) Διαμόρφωση εύρους παλμών PWM (Pulse Width Modulation) Διαμόρφωση εύρους παλμών Μία PWM κυματομορφή στην πραγματικότητα αποτελεί μία περιοδική κυματομορφή η οποία έχει δύο τμήματα. Το τμήμα ΟΝ στο οποίο η κυματομορφή έχει την μέγιστη

Διαβάστε περισσότερα

ΕΥΕΛΙΚΤΑ ΣΥΣΤΗΜΑΤΑ ΜΕΤΑΦΟΡΑΣ ΗΜΥ 499

ΕΥΕΛΙΚΤΑ ΣΥΣΤΗΜΑΤΑ ΜΕΤΑΦΟΡΑΣ ΗΜΥ 499 ΕΥΕΛΙΚΤΑ ΣΥΣΤΗΜΑΤΑ ΜΕΤΑΦΟΡΑΣ ΗΜΥ 499 ΣΤΑΤΑ ΣΥΣΤΗΜΑΤΑ ΕΛΕΓΧΟΥ ΑΕΡΓΟΥ ΙΣΧΥΟΣ (S) ρ Ανρέας Σταύρου ΤΜΗΜΑ ΗΛΕΚΤΡΟΛΟΓΩΝ ΜΗΧΑΝΙΚΩΝ ΚΑΙ ΜΗΧΑΝΙΚΩΝ ΥΠΟΛΟΓΙΣΤΩΝ ΠΟΛΥΤΕΧΝΙΚΗ ΣΧΟΛΗ ΠΑΝΕΠΙΣΤΗΜΙΟ ΚΥΠΡΟΥ Τα Θέµατα Βαθµίες

Διαβάστε περισσότερα

Ηλεκτρονικά Ισχύος II

Ηλεκτρονικά Ισχύος II Ηλεκτρονικά Ισχύος II Ενότητα 1: (DCDC Converters) Δρ.Μηχ. Εμμανουήλ Τατάκης, Καθηγητής Πολυτεχνική Σχολή Τμ. Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών Σκοποί ενότητας Παρουσίαση και επεξήγηση

Διαβάστε περισσότερα

ΤΡΙΦΑΣΙΚΑ ΚΥΚΛΩΜΑΤΑ ΕΝΑΛΛΑΣΣΟΜΕΝΟΥ ΡΕΥΜΑΤΟΣ

ΤΡΙΦΑΣΙΚΑ ΚΥΚΛΩΜΑΤΑ ΕΝΑΛΛΑΣΣΟΜΕΝΟΥ ΡΕΥΜΑΤΟΣ Εργαστήριο Ηλεκτρικών Μηχανών Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών & Μηχανικών Υπολογιστών Πανεπιστήμιο Θεσσαλίας ΤΡΙΦΑΣΙΚΑ ΚΥΚΛΩΜΑΤΑ ΕΝΑΛΛΑΣΣΟΜΕΝΟΥ ΡΕΥΜΑΤΟΣ Εισαγωγή Τα τριφασικά κυκλώματα Ε.Ρ. αποτελούν τη σπουδαιότερη

Διαβάστε περισσότερα

β. Ο συντελεστής ποιότητας Q π δείχνει ότι η τάση U L =U C είναι Q π φορές µεγαλύτερη από την τάση τροφοδοσίας. Σ

β. Ο συντελεστής ποιότητας Q π δείχνει ότι η τάση U L =U C είναι Q π φορές µεγαλύτερη από την τάση τροφοδοσίας. Σ ΑΡΧΗ ΗΣ ΣΕΛΙ ΑΣ Γ ΤΑΞΗ ΕΠΑΛ (ΟΜΑ Α Α ) & ΜΑΘΗΜΑΤΩΝ ΕΙ ΙΚΟΤΗΤΑΣ ΕΠΑΛ (ΟΜΑ Α Β ) ΣΑΒΒΑΤΟ 6/04/06 - ΕΞΕΤΑΖΟΜΕΝΟ ΜΑΘΗΜΑ: ΗΛΕΚΤΡΟΤΕΧΝΙΑ ΙΙ ΣΥΝΟΛΟ ΣΕΛΙ ΩΝ: ΠΕΝΤΕ (5) ΕΝ ΕΙΚΤΙΚΕΣ ΑΠΑΝΤΗΣΕΙΣ ΘΕΜΑ ο ) Να χαρακτηρίσετε

Διαβάστε περισσότερα

Ανάλυση Ηλεκτρικών Κυκλωμάτων

Ανάλυση Ηλεκτρικών Κυκλωμάτων Ανάλυση Ηλεκτρικών Κυκλωμάτων Κεφάλαιο 13: Ισχύς σε κυκλώματα ημιτονοειδούς διέγερσης Οι διαφάνειες ακολουθούν το βιβλίο του Κων/νου Παπαδόπουλου «Ανάλυση Ηλεκτρικών Κυκλωμάτων» ISBN: 9789609371100 κωδ.

Διαβάστε περισσότερα

() { ( ) ( )} ( ) () ( )

() { ( ) ( )} ( ) () ( ) Ηλεκτρική Ισχύς σε Μονοφασικά και Τριφασικά Συστήματα. Μονοφασικά Συστήματα Έστω ότι σε ένα μονοφασικό καταναλωτή η τάση και το ρεύμα περιγράφονται από τις παρακάτω δύο χρονικές συναρτήσεις: ( t cos( ω

Διαβάστε περισσότερα

ΥΠΟΥΡΓΕΙΟ ΠΑΙ ΕΙΑΣ ΚΑΙ ΠΟΛΙΤΙΣΜΟΥ ΙΕΥΘΥΝΣΗ ΑΝΩΤΕΡΗΣ ΚΑΙ ΑΝΩΤΑΤΗΣ ΕΚΠΑΙ ΕΥΣΗΣ ΥΠΗΡΕΣΙΑ ΕΞΕΤΑΣΕΩΝ ΠΑΓΚΥΠΡΙΕΣ ΕΞΕΤΑΣΕΙΣ 2014

ΥΠΟΥΡΓΕΙΟ ΠΑΙ ΕΙΑΣ ΚΑΙ ΠΟΛΙΤΙΣΜΟΥ ΙΕΥΘΥΝΣΗ ΑΝΩΤΕΡΗΣ ΚΑΙ ΑΝΩΤΑΤΗΣ ΕΚΠΑΙ ΕΥΣΗΣ ΥΠΗΡΕΣΙΑ ΕΞΕΤΑΣΕΩΝ ΠΑΓΚΥΠΡΙΕΣ ΕΞΕΤΑΣΕΙΣ 2014 ΥΠΟΥΡΓΕΙΟ ΠΑΙ ΕΙΑΣ ΚΑΙ ΠΟΛΙΤΙΣΜΟΥ ΙΕΥΘΥΝΣΗ ΑΝΩΤΕΡΗΣ ΚΑΙ ΑΝΩΤΑΤΗΣ ΕΚΠΑΙ ΕΥΣΗΣ ΥΠΗΡΕΣΙΑ ΕΞΕΤΑΣΕΩΝ ΠΑΓΚΥΠΡΙΕΣ ΕΞΕΤΑΣΕΙΣ 014 ΤΕΧΝΟΛΟΓΙΑ (ΙΙ) ΤΕΧΝΙΚΩΝ ΣΧΟΛΩΝ ΘΕΩΡΗΤΙΚΗΣ ΚΑΤΕΥΘΥΝΣΗΣ ΜΑΘΗΜΑ : Εφαρμοσμένη Ηλεκτρολογία

Διαβάστε περισσότερα

ΑΣΚΗΣΗ 4 η ΕΙΣΑΓΩΓΗ ΣΤΙΣ ΜΗΧΑΝΕΣ ΣΥΝΕΧΟΥΣ ΡΕΥΜΑΤΟΣ

ΑΣΚΗΣΗ 4 η ΕΙΣΑΓΩΓΗ ΣΤΙΣ ΜΗΧΑΝΕΣ ΣΥΝΕΧΟΥΣ ΡΕΥΜΑΤΟΣ ΑΣΚΗΣΗ 4 η ΕΙΣΑΓΩΓΗ ΣΤΙΣ ΜΗΧΑΝΕΣ ΣΥΝΕΧΟΥΣ ΡΕΥΜΑΤΟΣ Σκοπός της Άσκησης: Σκοπός της εργαστηριακής άσκησης είναι α) η κατανόηση της αρχής λειτουργίας των μηχανών συνεχούς ρεύματος, β) η ανάλυση της κατασκευαστικών

Διαβάστε περισσότερα

5. ΜΟΝΟΦΑΣΙΚΟΙ ΚΑΙ ΑΛΛΟΙ ΚΙΝΗΤΗΡΕΣ

5. ΜΟΝΟΦΑΣΙΚΟΙ ΚΑΙ ΑΛΛΟΙ ΚΙΝΗΤΗΡΕΣ 73 5. ΜΟΝΟΦΑΣΙΚΟΙ ΚΑΙ ΑΛΛΟΙ ΚΙΝΗΤΗΡΕΣ Στην συνέχεια εξετάζονται οι µονοφασικοί επαγωγικοί κινητήρες αλλά και ορισµένοι άλλοι όπως οι τριφασικοί σύγχρονοι κινητήρες που υπάρχουν σε µικρό ποσοστό σε βιοµηχανικές

Διαβάστε περισσότερα

ΠΑΝΕΠΙΣΤΗΜΙΟ ΘΕΣΣΑΛΙΑΣ ΤΜΗΜΑ ΜΗΧΑΝΟΛΟΓΩΝ ΜΗΧΑΝΙΚΩΝ ΒΙΟΜΗΧΑΝΙΑΣ

ΠΑΝΕΠΙΣΤΗΜΙΟ ΘΕΣΣΑΛΙΑΣ ΤΜΗΜΑ ΜΗΧΑΝΟΛΟΓΩΝ ΜΗΧΑΝΙΚΩΝ ΒΙΟΜΗΧΑΝΙΑΣ ΠΑΝΕΠΙΣΤΗΜΙΟ ΘΕΣΣΑΛΙΑΣ ΤΜΗΜΑ ΜΗΧΑΝΟΛΟΓΩΝ ΜΗΧΑΝΙΚΩΝ ΒΙΟΜΗΧΑΝΙΑΣ MM505 ΗΛΕΚΤΡΙΚΕΣ ΜΗΧΑΝΕΣ ΒΙΟΜΗΧΑΝΙΚΟΙ ΑΥΤΟΜΑΤΙΣΜΟΙ Εργαστήριο ο - Θεωρητικό Μέρος Βασικές ηλεκτρικές μετρήσεις σε συνεχές και εναλλασσόμενο

Διαβάστε περισσότερα

ΜΕΤΑΤΡΟΠΕΙΣ ΣΥΝΕΧΟΥΣ ΡΕΥΜΑΤΟΣ

ΜΕΤΑΤΡΟΠΕΙΣ ΣΥΝΕΧΟΥΣ ΡΕΥΜΑΤΟΣ ΜΑΘ.. 12 ΕΙΣΑΓΩΓΗ ΣΤΟΥΣ ΜΕΤΑΤΡΟΠΕΙΣ ΣΥΝΕΧΟΥΣ ΡΕΥΜΑΤΟΣ 1. ΓΕΝΙΚΑ Οι μετατροπείς συνεχούς ρεύματος επιτελούν τη μετατροπή μιας τάσης συνεχούς μορφής, σε συνεχή τάση με ρυθμιζόμενο σταθερό πλάτος ή και πολικότητα.

Διαβάστε περισσότερα

N 1 :N 2. i i 1 v 1 L 1 - L 2 -

N 1 :N 2. i i 1 v 1 L 1 - L 2 - ΕΝΟΤΗΤΑ V ΙΣΧΥΣ - ΤΡΙΦΑΣΙΚΑ ΣΥΣΤΗΜΑΤΑ 34 Μετασχηµατιστής Ο µετασχηµατιστής είναι µια διάταξη που αποτελείται από δύο πηνία τυλιγµένα σε έναν κοινό πυρήνα από σιδηροµαγνητικό υλικό. Το πηνίο εισόδου λέγεται

Διαβάστε περισσότερα

ΑΡΧΗ 1ΗΣ ΣΕΛΙ ΑΣ ΝΕΟ ΚΑΙ ΠΑΛΑΙΟ ΣΥΣΤΗΜΑ

ΑΡΧΗ 1ΗΣ ΣΕΛΙ ΑΣ ΝΕΟ ΚΑΙ ΠΑΛΑΙΟ ΣΥΣΤΗΜΑ ΑΡΧΗ 1ΗΣ ΣΕΛΙ ΑΣ ΝΕΟ ΚΑΙ ΠΑΛΑΙΟ ΣΥΣΤΗΜΑ ΕΠΑΝΑΛΗΠΤΙΚΕΣ ΠΑΝΕΛΛΑ ΙΚΕΣ ΕΞΕΤΑΣΕΙΣ ΗΜΕΡΗΣΙΩΝ ΕΠΑΓΓΕΛΜΑΤΙΚΩΝ ΛΥΚΕΙΩΝ ΚΑΙ HMEΡΗΣΙΩΝ ΚΑΙ ΕΣΠΕΡΙΝΩΝ ΕΠΑΓΓΕΛΜΑΤΙΚΩΝ ΛΥΚΕΙΩΝ (ΟΜΑ Α A ΚΑΙ ΜΑΘΗΜΑΤΩΝ ΕΙ ΙΚΟΤΗΤΑΣ ΟΜΑ Α

Διαβάστε περισσότερα

3. Κύκλωμα R-L σειράς έχει R=10Ω, L=10mH και διαρρέεται από ρεύμα i = 10 2ηµ

3. Κύκλωμα R-L σειράς έχει R=10Ω, L=10mH και διαρρέεται από ρεύμα i = 10 2ηµ 1. *Εάν η επαγωγική αντίσταση ενός πηνίου είναι X L =50Ω σε συχνότητα f = 200Hz, να υπολογιστεί η τιμή αυτής σε συχνότητα f=100 Hz. 2. Εάν η χωρητική αντίσταση ενός πυκνωτή είναι X C =50Ω σε συχνότητα

Διαβάστε περισσότερα

DC-DC ΜΕΤΑΤΡΟΠΕΙΣ ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΩΝ ΙΣΧΥΟΣ ΠΟΛΛΑΠΛΩΝ ΕΠΙΠΕΔΩΝ

DC-DC ΜΕΤΑΤΡΟΠΕΙΣ ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΩΝ ΙΣΧΥΟΣ ΠΟΛΛΑΠΛΩΝ ΕΠΙΠΕΔΩΝ DC-DC ΜΕΤΑΤΡΟΠΕΙΣ ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΩΝ ΙΣΧΥΟΣ ΠΟΛΛΑΠΛΩΝ ΕΠΙΠΕΔΩΝ Ε. Καρφόπουλος, Π. Πάχος, Π. Παναγής, Κ. Παύλου, Στ. Μανιάς Εθνικό Μετσόβιο Πολυτεχνείο Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Μηχανικών Υπολογιστών Τομέας

Διαβάστε περισσότερα

Κινητήρας παράλληλης διέγερσης

Κινητήρας παράλληλης διέγερσης Κινητήρας παράλληλης διέγερσης Ισοδύναμο κύκλωμα V = E + I T V = I I T = I F L R F I F R Η διέγερση τοποθετείται παράλληλα με το κύκλωμα οπλισμού Χαρακτηριστική φορτίου Έλεγχος ταχύτητας Μεταβολή τάσης

Διαβάστε περισσότερα

2. Όλες οι απαντήσεις να δοθούν στο εξεταστικό δοκίμιο το οποίο θα επιστραφεί.

2. Όλες οι απαντήσεις να δοθούν στο εξεταστικό δοκίμιο το οποίο θα επιστραφεί. ΥΠΟΥΡΓΕΙΟ ΠΑΙΔΕΙΑΣ ΚΑΙ ΠΟΛΙΤΙΣΜΟΥ ΔΙΕΥΘΥΝΣΗ ΑΝΩΤΕΡΗΣ ΚΑΙ ΑΝΩΤΑΤΗΣ ΕΚΠΑΙΔΕΥΣΗΣ ΥΠΗΡΕΣΙΑ ΕΞΕΤΑΣΕΩΝ ΠΑΓΚΥΠΡΙΕΣ ΕΞΕΤΑΣΕΙΣ 2015 ΤΕΧΝΟΛΟΓΙΑ (ΙΙ) ΤΕΧΝΙΚΩΝ ΣΧΟΛΩΝ ΘΕΩΡΗΤΙΚΗΣ ΚΑΤΕΥΘΥΝΣΗΣ ΜΑΘΗΜΑ : Εφαρμοσμένη Ηλεκτρολογία

Διαβάστε περισσότερα

Εργαστήριο Ηλεκτροτεχνικών Εφαρμογών

Εργαστήριο Ηλεκτροτεχνικών Εφαρμογών ΕΛΛΗΝΙΚΗ ΔΗΜΟΚΡΑΤΙΑ Ανώτατο Εκπαιδευτικό Ίδρυμα Πειραιά Τεχνολογικού Τομέα Εργαστήριο Ηλεκτροτεχνικών Εφαρμογών Ενότητα: Χωρητική Αντιστάθμιση Ισχύος Γεώργιος Χ. Ιωαννίδης Τμήμα Ηλεκτρολογίας Άδειες Χρήσης

Διαβάστε περισσότερα

Σύστημα εποπτείας-καταγραφής και ανάλυσης ποιότητας ισχύος

Σύστημα εποπτείας-καταγραφής και ανάλυσης ποιότητας ισχύος «ΔιερΕΥνηση Και Aντιμετώπιση προβλημάτων ποιότητας ηλεκτρικής Ισχύος σε Συστήματα Ηλεκτρικής Ενέργειας (ΣΗΕ) πλοίων» (ΔΕΥ.Κ.Α.Λ.Ι.ΩΝ) πράξη ΘΑΛΗΣ-ΕΜΠ, πράξη ένταξης 11012/9.7.2012, MIS: 380164, Κωδ.ΕΔΕΙΛ/ΕΜΠ:

Διαβάστε περισσότερα

Ηλεκτρονικά Ισχύος II

Ηλεκτρονικά Ισχύος II Ηλεκτρονικά Ισχύος II Ενότητα : Μετατροπείς Συνεχούς Τάσης σε Εναλλασσόμενη Τάση (DCAC Converers ή Inverers) Δρ.Μηχ. Εμμανουήλ Τατάκης, Καθηγητής Πολυτεχνική Σχολή Τμ. Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας

Διαβάστε περισσότερα

ΣΗΕ Ι ΘΕΩΡΙΑ. ΕΙΣΑΓΩΓΙΚΑ ΚΕΦΑΛΑΙΑ ΣΤΑ ΣΗΕ Μονοφασικά εναλλασσόµενα ρεύµατα

ΣΗΕ Ι ΘΕΩΡΙΑ. ΕΙΣΑΓΩΓΙΚΑ ΚΕΦΑΛΑΙΑ ΣΤΑ ΣΗΕ Μονοφασικά εναλλασσόµενα ρεύµατα ΣΗΕ Ι ΘΕΩΡΙΑ ΕΙΣΑΓΩΓΙΚΑ ΚΕΦΑΛΑΙΑ ΣΤΑ ΣΗΕ Μονοφασικά εναλλασσόµενα ρεύµατα 1. Αναφέρατε περιπτώσεις που πρέπει να λαµβάνονται υπόψη οι υψηλές αρµονικές στη µελέτη συστήµατος ηλεκτρικής ενέργειας. 2. Ποια

Διαβάστε περισσότερα

Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών. L d D F

Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών. L d D F Ηλεκτρονικά Ισχύος Ι 3 η Θεματική Ενότητα: Μετατροπείς Εναλλασσόμενης Τάσης σε Συνεχή Τάση Δρ. Μηχ. Εμμανουήλ Τατάκης, Καθηγητής Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών Ασκήσεις Προς Επίλυση

Διαβάστε περισσότερα

Στατικοί μετατροπείς συχνότητας μεγάλης ισχύος

Στατικοί μετατροπείς συχνότητας μεγάλης ισχύος Στατικοί μετατροπείς συχνότητας μεγάλης ισχύος Οι στατικοί μετατροπείς συχνότητας χρησιμοποιούνται κατά κύριο λόγο για τη μετατροπή μίας εναλλασσόμενης τάσης σε μία τάση άλλης συχνότητας και σε μεγάλες

Διαβάστε περισσότερα

Αντικείμενο. Σύντομη παρουσίαση ορισμών που σχετίζονται με την αντιστάθμιση αέργου ισχύος. Περιγραφή μεθόδων αντιστάθμισης.

Αντικείμενο. Σύντομη παρουσίαση ορισμών που σχετίζονται με την αντιστάθμιση αέργου ισχύος. Περιγραφή μεθόδων αντιστάθμισης. Αντικείμενο Σύντομη παρουσίαση ορισμών που σχετίζονται με την αντιστάθμιση αέργου ισχύος. Περιγραφή μεθόδων αντιστάθμισης. Εισαγωγή Εισαγωγή Συντελεστής ισχύος Επομένως με μειωμένο συντελεστή ισχύος έχουμε:

Διαβάστε περισσότερα

ΜΟΝΟΦΑΣΙΚΟΣ ΡΥΘΜΙΖΟΜΕΝΟΣ ΔΙΑΚΟΠΤΗΣ Ε.Ρ. ΜΕ IGBT ΕΛΕΓΧΟΜΕΝΟΣ ΜΕΣΩ ΜΙΚΡΟΕΠΕΞΕΡΓΑΣΤΗ ARDUINO DUE

ΜΟΝΟΦΑΣΙΚΟΣ ΡΥΘΜΙΖΟΜΕΝΟΣ ΔΙΑΚΟΠΤΗΣ Ε.Ρ. ΜΕ IGBT ΕΛΕΓΧΟΜΕΝΟΣ ΜΕΣΩ ΜΙΚΡΟΕΠΕΞΕΡΓΑΣΤΗ ARDUINO DUE ΤΕΧΝΟΛΟΓΙΚΟ ΕΚΠΑΙΔΕΥΤΙΚΟ ΙΔΡΥΜΑ ΔΥΤΙΚΗΣ ΕΛΛΑΔΑΣ ΣΧΟΛΗ ΤΕΧΝΟΛΟΓΙΚΩΝ ΕΦΑΡΜΟΓΩΝ ΤΜΗΜΑ ΗΛΕΚΤΡΟΛΟΓΩΝ ΜΗΧΑΝΙΚΩΝ Τ.Ε. ΠΤΥΧΙΑΚΗ ΕΡΓΑΣΙΑ 1653 ΜΟΝΟΦΑΣΙΚΟΣ ΡΥΘΜΙΖΟΜΕΝΟΣ ΔΙΑΚΟΠΤΗΣ Ε.Ρ. ΜΕ IGBT ΕΛΕΓΧΟΜΕΝΟΣ ΜΕΣΩ ΜΙΚΡΟΕΠΕΞΕΡΓΑΣΤΗ

Διαβάστε περισσότερα

μετασχηματιστή. ΤΜΗΜΑ: ΜΗΧΑΝΟΛΟΓΩΝ ΜΗΧΑΝΙΚΩΝ ΤΕ ΘΕΜΑ: Περιγράψτε τον τρόπο λειτουργίας ενός μονοφασικού

μετασχηματιστή. ΤΜΗΜΑ: ΜΗΧΑΝΟΛΟΓΩΝ ΜΗΧΑΝΙΚΩΝ ΤΕ ΘΕΜΑ: Περιγράψτε τον τρόπο λειτουργίας ενός μονοφασικού ΤΜΗΜΑ: ΜΗΧΑΝΟΛΟΓΩΝ ΜΗΧΑΝΙΚΩΝ ΤΕ ΘΕΜΑ: Περιγράψτε τον τρόπο λειτουργίας ενός μονοφασικού μετασχηματιστή. ΕΠΙΒΛΕΠΩΝ ΚΑΘΗΓΗΤΗΣ: κ. Δημήτριος Καλπακτσόγλου ΕΡΓΑΣΙΑ ΤΗΣ: Αικατερίνης-Χρυσοβαλάντης Γιουσμά Α.Ε.Μ:

Διαβάστε περισσότερα

Ηλεκτρονικά Ισχύος II

Ηλεκτρονικά Ισχύος II Ηλεκτρονικά Ισχύος II Ενότητα 1: (DCDC Converters) Δρ.Μηχ. Εμμανουήλ Τατάκης, Καθηγητής Πολυτεχνική Σχολή Τμ. Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών Σκοποί ενότητας Παρουσίαση και επεξήγηση

Διαβάστε περισσότερα

DC-DC ΜΕΤΑΤΡΟΠΕΙΣ ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΩΝ ΙΣΧΥΟΣ ΠΟΛΛΑΠΛΩΝ ΕΠΙΠΕΔΩΝ

DC-DC ΜΕΤΑΤΡΟΠΕΙΣ ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΩΝ ΙΣΧΥΟΣ ΠΟΛΛΑΠΛΩΝ ΕΠΙΠΕΔΩΝ DC-DC ΜΕΤΑΤΡΟΠΕΙΣ ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΩΝ ΙΣΧΥΟΣ ΠΟΛΛΑΠΛΩΝ ΕΠΙΠΕΔΩΝ Ε. Καρφόπουλος, Π. Πάχος, Π. Παναγής, Κ. Παύλου, Στ. Μανιάς Εθνικό Μετσόβιο Πολυτεχνείο Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Μηχανικών Υπολογιστών Τομέας

Διαβάστε περισσότερα

ΥΠΟΥΡΓΕΙΟ ΠΑΙΔΕΙΑΣ ΚΑΙ ΠΟΛΙΤΙΣΜΟΥ ΔΙΕΥΘΥΝΣΗ ΑΝΩΤΕΡΗΣ ΚΑΙ ΑΝΩΤΑΤΗΣ ΕΚΠΑΙΔΕΥΣΗΣ ΥΠΗΡΕΣΙΑ ΕΞΕΤΑΣΕΩΝ ΠΑΓΚΥΠΡΙΕΣ ΕΞΕΤΑΣΕΙΣ 2009

ΥΠΟΥΡΓΕΙΟ ΠΑΙΔΕΙΑΣ ΚΑΙ ΠΟΛΙΤΙΣΜΟΥ ΔΙΕΥΘΥΝΣΗ ΑΝΩΤΕΡΗΣ ΚΑΙ ΑΝΩΤΑΤΗΣ ΕΚΠΑΙΔΕΥΣΗΣ ΥΠΗΡΕΣΙΑ ΕΞΕΤΑΣΕΩΝ ΠΑΓΚΥΠΡΙΕΣ ΕΞΕΤΑΣΕΙΣ 2009 ΥΠΟΥΡΓΕΙΟ ΠΑΙΔΕΙΑΣ ΚΑΙ ΠΟΛΙΤΙΣΜΟΥ ΔΙΕΥΘΥΝΣΗ ΑΝΩΤΕΡΗΣ ΚΑΙ ΑΝΩΤΑΤΗΣ ΕΚΠΑΙΔΕΥΣΗΣ ΥΠΗΡΕΣΙΑ ΕΞΕΤΑΣΕΩΝ ΠΑΓΚΥΠΡΙΕΣ ΕΞΕΤΑΣΕΙΣ 9 ΤΕΧΝΟΛΟΓΙΑ (ΙΙ) ΤΕΧΝΙΚΩΝ ΣΧΟΛΩΝ ΘΕΩΡΗΤΙΚΗΣ ΚΑΤΕΥΘΥΝΣΗΣ ΜΑΘΗΜΑ : Εφαρμοσμένη Ηλεκτρολογία

Διαβάστε περισσότερα

Ηλεκτρικές Μηχανές ΙΙ

Ηλεκτρικές Μηχανές ΙΙ Ηλεκτρικές Μηχανές ΙΙ Ενότητα 1: Εκκίνηση Ασύγχρονων Μηχανών Επ. Καθηγήτρια Τζόγια Χ. Καππάτου Πολυτεχνική Σχολή Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών Άδειες Χρήσης Το παρόν εκπαιδευτικό

Διαβάστε περισσότερα

2. Όλες οι απαντήσεις να δοθούν στο εξεταστικό δοκίμιο το οποίο θα επιστραφεί.

2. Όλες οι απαντήσεις να δοθούν στο εξεταστικό δοκίμιο το οποίο θα επιστραφεί. ΥΠΟΥΡΓΕΙΟ ΠΑΙΔΕΙΑΣ ΚΑΙ ΠΟΛΙΤΙΣΜΟΥ ΔΙΕΥΘΥΝΣΗ ΑΝΩΤΕΡΗΣ ΚΑΙ ΑΝΩΤΑΤΗΣ ΕΚΠΑΙΔΕΥΣΗΣ ΥΠΗΡΕΣΙΑ ΕΞΕΤΑΣΕΩΝ ΠΑΓΚΥΠΡΙΕΣ ΕΞΕΤΑΣΕΙΣ 2015 ΤΕΧΝΟΛΟΓΙΑ (ΙΙ) ΤΕΧΝΙΚΩΝ ΣΧΟΛΩΝ ΠΡΑΚΤΙΚΗΣ ΚΑΤΕΥΘΥΝΣΗΣ ΜΑΘΗΜΑ : Εφαρμοσμένη Ηλεκτρολογία

Διαβάστε περισσότερα

Εργαστήριο Ανάλυσης Συστημάτων Ηλεκτρικής Ενέργειας

Εργαστήριο Ανάλυσης Συστημάτων Ηλεκτρικής Ενέργειας Εργαστήριο Ανάλυσης Συστημάτων Ηλεκτρικής Ενέργειας Ενότητα: Άσκηση 6: Αντιστάθμιση γραμμών μεταφοράς με σύγχρονους αντισταθμιστές Νικόλαος Βοβός, Γαβριήλ Γιαννακόπουλος, Παναγής Βοβός Τμήμα Ηλεκτρολόγων

Διαβάστε περισσότερα

Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών ΜΕΤΑΒΑΤΙΚΑ ΦΑΙΝΟΜΕΝΑ ΚΑΤΆ ΤΗ ΛΕΙΤΟΥΡΓΙΑ ΣΓ

Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών ΜΕΤΑΒΑΤΙΚΑ ΦΑΙΝΟΜΕΝΑ ΚΑΤΆ ΤΗ ΛΕΙΤΟΥΡΓΙΑ ΣΓ Όταν κατά τη λειτουργία μιας ΣΓ η ροπή στον άξονα της ή το φορτίο της μεταβληθούν απότομα, η λειτουργία της παρουσιάζει κάποιο μεταβατικό φαινόμενο για κάποια χρονική διάρκεια μέχρι να επανέλθει στη στάσιμη

Διαβάστε περισσότερα

Χάρης Δημουλιάς Επίκουρος Καθηγητής, ΤΗΜΜΥ, ΑΠΘ

Χάρης Δημουλιάς Επίκουρος Καθηγητής, ΤΗΜΜΥ, ΑΠΘ Επιχειρησιακό Πρόγραμμα Εκπαίδευση και Δια Βίου Μάθηση Πρόγραμμα Δια Βίου Μάθησης ΑΕΙ για την Επικαιροποίηση Γνώσεων Αποφοίτων ΑΕΙ: Σύγχρονες Εξελίξεις στις Θαλάσσιες Κατασκευές Α.Π.Θ. Πολυτεχνείο Κρήτης

Διαβάστε περισσότερα

Δοκιμαστικό μοτίβο ευρείας οθόνης (16:9)

Δοκιμαστικό μοτίβο ευρείας οθόνης (16:9) Δοκιμαστικό μοτίβο ευρείας οθόνης (16:9) Δοκιμή αναλογιών εικόνας (Πρέπει να εμφανίζεται κυκλικό) 4x3 16x9 Α.Τ.Ε.Ι. ΠΕΙΡΑΙΑ ΣΧΟΛΗ ΤΕΧΝΟΛΟΓΙΚΩΝ ΕΦΑΡΜΟΓΩΝ ΤΜΗΜΑ ΗΛΕΚΤΡΟΛΟΓΩΝ ΜΗΧΑΝΙΚΩΝ Τ.Ε. Πτυχιακή εργασία

Διαβάστε περισσότερα

ΤΕΙ ΚΑΒΑΛΑΣ 2012. 1.1 Εισαγωγή Αντικείμενο πτυχιακής εργασίας.σελ. 2. 1.2 Περιεχόμενα εγχειριδίου Αναφοράς Προγραμμάτων.. σελ. 3

ΤΕΙ ΚΑΒΑΛΑΣ 2012. 1.1 Εισαγωγή Αντικείμενο πτυχιακής εργασίας.σελ. 2. 1.2 Περιεχόμενα εγχειριδίου Αναφοράς Προγραμμάτων.. σελ. 3 1 ΠΕΡΙΕΧΟΜΕΝΑ 1.1 Εισαγωγή Αντικείμενο πτυχιακής εργασίας.σελ. 2 1.2 Περιεχόμενα εγχειριδίου Αναφοράς Προγραμμάτων.. σελ. 3 1.3 Παράδειγμα τριφασικού επαγωγικού κινητήρα..σελ. 4-9 1.4 Σχεδίαση στο Visio

Διαβάστε περισσότερα

Ασκήσεις στο µάθηµα «Ευέλικτα Συστήµατα Μεταφοράς» του 7 ου εξαµήνου

Ασκήσεις στο µάθηµα «Ευέλικτα Συστήµατα Μεταφοράς» του 7 ου εξαµήνου EΘΝΙΚΟ MΕΤΣΟΒΙΟ ΠΟΛΥΤΕΧΝΕΙΟ ΤΜΗΜΑ ΗΛΕΚΤΡΟΛΟΓΩΝ ΜΗΧΑΝΙΚΩΝ ΚΑΙ ΜΗΧΑΝΙΚΩΝ ΥΠΟΛΟΓΙΣΤΏΝ ΤΟΜΕΑΣ ΗΛΕΚΤΡΙΚΗΣ ΙΣΧΥΟΣ Αναπλ. Καθηγητής Γ. Κορρές Άσκηση 1 Ασκήσεις στο µάθηµα «Ευέλικτα Συστήµατα Μεταφοράς» του 7

Διαβάστε περισσότερα

Ηλεκτρονικά Ισχύος II

Ηλεκτρονικά Ισχύος II Ηλεκτρονικά Ισχύος II Ενότητα 1: (DC-DC Cnverters) Δρ.-Μηχ. Εμμανουήλ Τατάκης, Καθηγητής Πολυτεχνική Σχολή Τμ. Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών Σκοποί ενότητας Παρουσίαση και επεξήγηση

Διαβάστε περισσότερα

Μάθημα 1 Πρώτα Βήματα στη Σχεδίαση μίας Εγκατάστασης: Απαιτούμενες Ηλεκτρικές Γραμμές και Υπολογισμοί

Μάθημα 1 Πρώτα Βήματα στη Σχεδίαση μίας Εγκατάστασης: Απαιτούμενες Ηλεκτρικές Γραμμές και Υπολογισμοί Μάθημα 1 Πρώτα Βήματα στη Σχεδίαση μίας Εγκατάστασης: Απαιτούμενες Ηλεκτρικές Γραμμές και Υπολογισμοί Φορτίων Περίληψη Πως σχεδιάζουμε μία ηλεκτρική εγκατάσταση? Ξεκινώντας από τα αρχιτεκτονικά σχέδια

Διαβάστε περισσότερα

ΑΣΚΗΣΗ 1 η ΜΕΤΑΣΧΗΜΑΤΙΣΤΕΣ ΙΣΧΥΟΣ ΕΙΣΑΓΩΓΗ. Στόχοι της εργαστηριακής άσκησης είναι η εξοικείωση των σπουδαστών με την:

ΑΣΚΗΣΗ 1 η ΜΕΤΑΣΧΗΜΑΤΙΣΤΕΣ ΙΣΧΥΟΣ ΕΙΣΑΓΩΓΗ. Στόχοι της εργαστηριακής άσκησης είναι η εξοικείωση των σπουδαστών με την: Σκοπός της Άσκησης: ΑΣΚΗΣΗ η ΜΕΤΑΣΧΗΜΑΤΙΣΤΕΣ ΙΣΧΥΟΣ ΕΙΣΑΓΩΓΗ Στόχοι της εργαστηριακής άσκησης είναι η εξοικείωση των σπουδαστών με την: α. Κατασκευή μετασχηματιστών. β. Αρχή λειτουργίας μετασχηματιστών.

Διαβάστε περισσότερα

ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΑ ΙΣΧΥΟΣ ΗΜΥ 444

ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΑ ΙΣΧΥΟΣ ΗΜΥ 444 ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΑ ΙΣΧΥΟΣ ΗΜΥ 444 ΑΝΟΡΘΩΤΕΣ ΤΑΣΗΣ ΑΡΜΟΝΙΚΕΣ ΗΛΕΚΤΡΙΚΗΣ ΙΣΧΥΟΣ Δρ Ανδρέας Σταύρου ΤΜΗΜΑ ΗΛΕΚΤΡΟΛΟΓΩΝ ΜΗΧΑΝΙΚΩΝ ΚΑΙ ΜΗΧΑΝΙΚΩΝ ΥΠΟΛΟΓΙΣΤΩΝ ΠΟΛΥΤΕΧΝΙΚΗ ΣΧΟΛΗ ΠΑΝΕΠΙΣΤΗΜΙΟ ΚΥΠΡΟΥ Τα Θέματα Μονοφασική

Διαβάστε περισσότερα

ΜΕΛΕΤΗ ΑΡΜΟΝΙΚΩΝ ΣΥΝΙΣΤΩΣΩΝ ΣΤΗΝ ΕΞΟΔΟ ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΩΝ ΔΙΑΤΑΞΕΩΝ ΜΕΤΑΤΡΟΠΗΣ ΣΥΧΝΟΤΗΤΑΣ

ΜΕΛΕΤΗ ΑΡΜΟΝΙΚΩΝ ΣΥΝΙΣΤΩΣΩΝ ΣΤΗΝ ΕΞΟΔΟ ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΩΝ ΔΙΑΤΑΞΕΩΝ ΜΕΤΑΤΡΟΠΗΣ ΣΥΧΝΟΤΗΤΑΣ ΤΕΧΝΙΚΑ ΧΡΟΝΙΚΑ ΜΑΡΤΙΟΣ-ΑΠΡΙΛΙΟΣ 28 1 ΜΕΛΕΤΗ ΑΡΜΟΝΙΚΩΝ ΣΥΝΙΣΤΩΣΩΝ ΣΤΗΝ ΕΞΟΔΟ ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΩΝ ΔΙΑΤΑΞΕΩΝ ΜΕΤΑΤΡΟΠΗΣ ΣΥΧΝΟΤΗΤΑΣ Θ. ΚΑΡΑΚΑΤΣΑΝΗΣ 1 ΚΑΙ Ν. ΗΛΙΟΠΟΥΛΟΣ 2 Τμήμα Μηχανικών Παραγωγής και Διοίκησης,

Διαβάστε περισσότερα

Περίληψη. 1. Εισαγωγή

Περίληψη. 1. Εισαγωγή Σχεδιασμός και κατασκευή ηλεκτρονικού μετατροπέα υποβιβασμού συνεχούς τάσης σε συνεχή με διαδοχική αγωγή τεσσάρων κλάδων για εφαρμογή σε ηλεκτροκίνητο σκάφος Νικόλαος Μπαϊραχτάρης*(nikolaosbairachtaris@gmail.com),

Διαβάστε περισσότερα

ΥΠΟΥΡΓΕΙΟ ΠΑΙΔΕΙΑΣ ΚΑΙ ΠΟΛΙΤΙΣΜΟΥ ΔΙΕΥΘΥΝΣΗ ΑΝΩΤΕΡΗΣ ΚΑΙ ΑΝΩΤΑΤΗΣ ΕΚΠΑΙΔΕΥΣΗΣ ΥΠΗΡΕΣΙΑ ΕΞΕΤΑΣΕΩΝ ΠΑΓΚΥΠΡΙΕΣ ΕΞΕΤΑΣΕΙΣ 2009

ΥΠΟΥΡΓΕΙΟ ΠΑΙΔΕΙΑΣ ΚΑΙ ΠΟΛΙΤΙΣΜΟΥ ΔΙΕΥΘΥΝΣΗ ΑΝΩΤΕΡΗΣ ΚΑΙ ΑΝΩΤΑΤΗΣ ΕΚΠΑΙΔΕΥΣΗΣ ΥΠΗΡΕΣΙΑ ΕΞΕΤΑΣΕΩΝ ΠΑΓΚΥΠΡΙΕΣ ΕΞΕΤΑΣΕΙΣ 2009 ΥΠΟΥΡΓΕΙΟ ΠΑΙΔΕΙΑΣ ΚΑΙ ΠΟΛΙΤΙΣΜΟΥ ΔΙΕΥΘΥΝΣΗ ΑΝΩΤΕΡΗΣ ΚΑΙ ΑΝΩΤΑΤΗΣ ΕΚΠΑΙΔΕΥΣΗΣ ΥΠΗΡΕΣΙΑ ΕΞΕΤΑΣΕΩΝ ΠΑΓΚΥΠΡΙΕΣ ΕΞΕΤΑΣΕΙΣ 009 ΤΕΧΝΟΛΟΓΙΑ (ΙΙ) ΤΕΧΝΙΚΩΝ ΣΧΟΛΩΝ ΠΡΑΚΤΙΚΗΣ ΚΑΤΕΥΘΥΝΣΗΣ ΜΑΘΗΜΑ : Εφαρμοσμένη Ηλεκτρολογία

Διαβάστε περισσότερα

Άσκηση 10 Στοιχεία ηλεκτρονικής τεχνολογίας

Άσκηση 10 Στοιχεία ηλεκτρονικής τεχνολογίας Άσκηση 10 Στοιχεία ηλεκτρονικής τεχνολογίας ΔΙΟΔΟΣ Οι περισσότερες ηλεκτρονικές συσκευές όπως οι τηλεοράσεις, τα στερεοφωνικά συγκροτήματα και οι υπολογιστές χρειάζονται τάση dc για να λειτουργήσουν σωστά.

Διαβάστε περισσότερα

2. Όλες οι απαντήσεις να δοθούν στο εξεταστικό δοκίμιο το οποίο θα επιστραφεί.

2. Όλες οι απαντήσεις να δοθούν στο εξεταστικό δοκίμιο το οποίο θα επιστραφεί. ΥΠΟΥΡΓΕΙΟ ΠΑΙΔΕΙΑΣ ΚΑΙ ΠΟΛΙΤΙΣΜΟΥ ΔΙΕΥΘΥΝΣΗ ΑΝΩΤΕΡΗΣ ΚΑΙ ΑΝΩΤΑΤΗΣ ΕΚΠΑΙΔΕΥΣΗΣ ΥΠΗΡΕΣΙΑ ΕΞΕΤΑΣΕΩΝ ΠΑΓΚΥΠΡΙΕΣ ΕΞΕΤΑΣΕΙΣ 2014 ΤΕΧΝΟΛΟΓΙΑ (ΙΙ) ΤΕΧΝΙΚΩΝ ΣΧΟΛΩΝ ΠΡΑΚΤΙΚΗΣ ΚΑΤΕΥΘΥΝΣΗΣ ΜΑΘΗΜΑ : Εφαρμοσμένη Ηλεκτρολογία

Διαβάστε περισσότερα

ΑΣΚΗΣΕΙΣ ΗΛΕΚΤΡΙΚΩΝ ΜΗΧΑΝΩΝ ΙΙ

ΑΣΚΗΣΕΙΣ ΗΛΕΚΤΡΙΚΩΝ ΜΗΧΑΝΩΝ ΙΙ ΑΣΚΗΣΕΙΣ ΗΛΕΚΤΡΙΚΩΝ ΜΗΧΑΝΩΝ ΙΙ ΣΥΓΧΡΟΝΕΣ ΜΗΧΑΝΕΣ Ε.Ρ. 1. Μια σύγχρονη γεννήτρια με ονομαστικά στοιχεία: 2300V, 1000kV, 60Hz, διπολική με συντελεστής ισχύος 0,8 επαγωγικό και σύνδεση σε αστέρα έχει σύγχρονη

Διαβάστε περισσότερα

ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΟ ΗΛΕΚΤΡΙΚΩΝ ΚΥΚΛΩΜΑΤΩΝ & ΣΥΣΤΗΜΑΤΩΝ

ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΟ ΗΛΕΚΤΡΙΚΩΝ ΚΥΚΛΩΜΑΤΩΝ & ΣΥΣΤΗΜΑΤΩΝ ΠΑΝΕΠΙΣΤΗΜΙΟ ΠΑΤΡΩΝ ΤΜΗΜΑ ΗΛΕΚΤΡΟΛΟΓΩΝ ΜΗΧΑΝΙΚΩΝ & ΤΕΧΝΟΛΟΓΙΑΣ ΥΠΟΛΟΓΙΣΤΩΝ ΤΟΜΕΑΣ ΣΥΣΤΗΜΑΤΩΝ & ΑΥΤΟΜΑΤΟΥ ΕΛΕΓΧΟΥ ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΟ ΗΛΕΚΤΡΙΚΩΝ ΚΥΚΛΩΜΑΤΩΝ & ΣΥΣΤΗΜΑΤΩΝ Διδάσκων : Δημήτρης Τσιπιανίτης Γεώργιος Μανδέλλος

Διαβάστε περισσότερα

ΑΡΙΣΤΟΤΕΛΕΙΟ ΠΑΝΕΠΙΣΤΗΜΙΟ ΘΕΣΣΑΛΟΝΙΚΗΣ ΤΜΗΜΑ ΗΛΕΚΤΡΟΛΟΓΩΝ ΜΗΧΑΝΙΚΩΝ ΚΑΙ ΜΗΧΑΝΙΚΩΝ ΥΠΟΛΟΓΙΣΤΩΝ ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΟ ΣΥΣΤΗΜΑΤΩΝ ΗΛΕΚΤΡΙΚΗΣ ΕΝΕΡΓΕΙΑΣ

ΑΡΙΣΤΟΤΕΛΕΙΟ ΠΑΝΕΠΙΣΤΗΜΙΟ ΘΕΣΣΑΛΟΝΙΚΗΣ ΤΜΗΜΑ ΗΛΕΚΤΡΟΛΟΓΩΝ ΜΗΧΑΝΙΚΩΝ ΚΑΙ ΜΗΧΑΝΙΚΩΝ ΥΠΟΛΟΓΙΣΤΩΝ ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΟ ΣΥΣΤΗΜΑΤΩΝ ΗΛΕΚΤΡΙΚΗΣ ΕΝΕΡΓΕΙΑΣ ΑΡΙΣΤΟΤΕΛΕΙΟ ΠΑΝΕΠΙΣΤΗΜΙΟ ΘΕΣΣΑΛΟΝΙΚΗΣ ΤΜΗΜΑ ΗΛΕΚΤΡΟΛΟΓΩΝ ΜΗΧΑΝΙΚΩΝ ΚΑΙ ΜΗΧΑΝΙΚΩΝ ΥΠΟΛΟΓΙΣΤΩΝ ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΟ ΣΥΣΤΗΜΑΤΩΝ ΗΛΕΚΤΡΙΚΗΣ ΕΝΕΡΓΕΙΑΣ ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΑΚΕΣ ΑΣΚΗΣΕΙΣ ΣΤΑ ΣΗΕ I ΣΥΓΧΡΟΝΗ ΓΕΝΝΗΤΡΙΑ ΘΕΣΣΑΛΟΝΙΚΗ

Διαβάστε περισσότερα

5. Τροφοδοτικά - Ι.Σ. ΧΑΛΚΙΑ ΗΣ διαφάνεια 1. Ανορθωµένη τάση Εξοµαλυµένη τάση Σταθεροποιηµένη τάση. Σχηµατικό διάγραµµα τροφοδοτικού

5. Τροφοδοτικά - Ι.Σ. ΧΑΛΚΙΑ ΗΣ διαφάνεια 1. Ανορθωµένη τάση Εξοµαλυµένη τάση Σταθεροποιηµένη τάση. Σχηµατικό διάγραµµα τροφοδοτικού 5. Τροφοδοτικά - Ι.Σ. ΧΑΛΚΙΑ ΗΣ διαφάνεια 1 5. ΤΡΟΦΟ ΟΤΙΚΑ 220 V, 50 Hz. 0 V Μετασχηµατιστής Ανορθωµένη τάση Εξοµαλυµένη τάση Σταθεροποιηµένη τάση 0 V 0 V Ανορθωτής Σχηµατικό διάγραµµα τροφοδοτικού Φίλτρο

Διαβάστε περισσότερα

2. ΓΕΝΝΗΤΡΙΕΣ ΕΝΑΛΛΑΣΣΟΜΕΝΟΥ ΡΕΥΜΑΤΟΣ

2. ΓΕΝΝΗΤΡΙΕΣ ΕΝΑΛΛΑΣΣΟΜΕΝΟΥ ΡΕΥΜΑΤΟΣ 28 2. ΓΕΝΝΗΤΡΙΕΣ ΕΝΑΛΛΑΣΣΟΜΕΝΟΥ ΡΕΥΜΑΤΟΣ Οι γεννήτριες εναλλασσόµενου ρεύµατος είναι δύο ειδών Α) οι σύγχρονες γεννήτριες ή εναλλακτήρες και Β) οι ασύγχρονες γεννήτριες Οι σύγχρονες γεννήτριες παράγουν

Διαβάστε περισσότερα

ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΑΚΗ ΑΣΚΗΣΗ: 2 η

ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΑΚΗ ΑΣΚΗΣΗ: 2 η ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΑΚΗ ΑΣΚΗΣΗ: 2 η Τίτλος Άσκησης: ΓΕΝΝΗΤΡΙΑ ΣΥΝΕΧΟΥΣ ΡΕΥΜΑΤΟΣ ΞΕΝΗΣ και ΠΑΡΑΛΛΗΛΗΣ ΔΙΕΓΕΡΣΗΣ «Λειτουργία Γεννήτριας Συνεχούς Ρεύματος Ξένης διέγερσης και σχεδίαση της χαρακτηριστικής φορτίου» «Λειτουργία

Διαβάστε περισσότερα

Ηλεκτρονικά Ισχύος. ίοδος

Ηλεκτρονικά Ισχύος. ίοδος Ηλεκτρονικά Ισχύος Πρόκειται για στοιχεία κατασκευασμένα από υλικά με συγκεκριμένες μη γραμμικές ηλεκτρικές ιδιότητες (ημιαγωγά στοιχεία) Τα κυριότερα από τα στοιχεία αυτά είναι: Η δίοδος Το thyristor

Διαβάστε περισσότερα

ΑΣΚΗΣΗ 5 η ΑΣΥΓΧΡΟΝΟΣ ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΣ ΚΙΝΗΤΗΡΑΣ. 1. Η μελέτη της δομής και της αρχής λειτουργίας ενός ασύγχρονου τριφασικού κινητήρα.

ΑΣΚΗΣΗ 5 η ΑΣΥΓΧΡΟΝΟΣ ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΣ ΚΙΝΗΤΗΡΑΣ. 1. Η μελέτη της δομής και της αρχής λειτουργίας ενός ασύγχρονου τριφασικού κινητήρα. Σκοπός της άσκησης: ΑΣΚΗΣΗ 5 η ΑΣΥΓΧΡΟΝΟΣ ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΣ ΚΙΝΗΤΗΡΑΣ Σκοπός της εργαστηριακής άσκησης είναι: 1. Η μελέτη της δομής και της αρχής λειτουργίας ενός ασύγχρονου τριφασικού κινητήρα. 1. Γενικά Οι

Διαβάστε περισσότερα

10 - ΗΛΕΚΤΡΙΚΕΣ ΜΗΧΑΝΕΣ

10 - ΗΛΕΚΤΡΙΚΕΣ ΜΗΧΑΝΕΣ 10 - ΗΛΕΚΤΡΙΚΕΣ ΜΗΧΑΝΕΣ Ηλεκτρική μηχανή ονομάζεται κάθε διάταξη η οποία μετατρέπει τη μηχανική ενεργεια σε ηλεκτρική ή αντίστροφα ή μετατρεπει τα χαρακτηριστικά του ηλεκτρικού ρεύματος. Οι ηλεκτρικες

Διαβάστε περισσότερα

Εισαγωγή στους Ταλαντωτές Οι ταλαντωτές είναι από τα βασικότερα κυκλώματα στα ηλεκτρονικά. Χρησιμοποιούνται κατά κόρον στα τηλεπικοινωνιακά συστήματα

Εισαγωγή στους Ταλαντωτές Οι ταλαντωτές είναι από τα βασικότερα κυκλώματα στα ηλεκτρονικά. Χρησιμοποιούνται κατά κόρον στα τηλεπικοινωνιακά συστήματα Πανεπιστήμιο Θεσσαλίας Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Μηχανικών Η/Υ Υλοποίηση και Εργαστηριακή Αναφορά Ring και Hartley Ταλαντωτών Φοιτητής: Ζωγραφόπουλος Γιάννης Επιβλέπων Καθηγητής: Πλέσσας Φώτιος

Διαβάστε περισσότερα

ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΟ ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΩΝ ΙΣΧΥΟΣ ΑΣΚΗΣΗ 1 ΕΙΣΑΓΩΓΗ ΣΤΙΣ ΔΙΟΔΟΥΣ & ΤΑ ΘΥΡΙΣΤΟΡ ΜΕΡΟΣ ΠΡΩΤΟ

ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΟ ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΩΝ ΙΣΧΥΟΣ ΑΣΚΗΣΗ 1 ΕΙΣΑΓΩΓΗ ΣΤΙΣ ΔΙΟΔΟΥΣ & ΤΑ ΘΥΡΙΣΤΟΡ ΜΕΡΟΣ ΠΡΩΤΟ ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΟ ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΩΝ ΙΣΧΥΟΣ ΑΣΚΗΣΗ 1 ΕΙΣΑΓΩΓΗ ΣΤΙΣ ΔΙΟΔΟΥΣ & ΤΑ ΘΥΡΙΣΤΟΡ ΜΕΡΟΣ ΠΡΩΤΟ ΤΕΙ ΑΝΑΤΟΛΙΚΗΣ ΜΑΚΕΔΟΝΙΑΣ & ΘΡΑΚΗΣ ΤΜΗΜΑ ΗΛΕΚΤΡΟΛΟΓΩΝ ΜΗΧΑΝΙΚΩΝ Τ.Ε. ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΟ ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΩΝ ΙΣΧΥΟΣ & ΚΙΝΗΤΗΡΙΩΝ

Διαβάστε περισσότερα

Εξεταστική περίοδος χειμερινού εξαμήνου

Εξεταστική περίοδος χειμερινού εξαμήνου Τ.Ε.Ι. ΠΕΙΡΑΙΑ ΣΧΟΛΗ ΤΕΧΝΟΛΟΓΙΚΩΝ ΕΦΑΡΜΟΓΩΝ ΤΜΗΜΑ ΗΛΕΚΤΡΟΛΟΓΙΑΣ Διδάσκων: Δρ. Π. Β. Μαλατέστας, Καθηγητής Ημερομηνία : 06/0/0 Διάρκεια: h 5in Ονοματεπώνυμο σπουδαστή: Αριθμός μητρώου: Μάθημα : Ηλεκτρική

Διαβάστε περισσότερα

ΗΛΕΚΤΡΙΚΕΣ ΕΓΚΑΤΑΣΤΑΣΕΙΣ 2

ΗΛΕΚΤΡΙΚΕΣ ΕΓΚΑΤΑΣΤΑΣΕΙΣ 2 ΘΕΩΡΙΑ Ν. Μαυρικάκης nmavrikakis@staff.teicrete.gr High Voltage Laboratory, Department of Electrical Engineering, Technological Educational, 71004 Heraklion, Greece ΘΕΩΡΙΑ ΚΑΛΩ ΙΑ Χ.Τ- Μ.Τ ΡΕΥΜΑΤΑ ΒΡΑΧΥΚΥΚΛΩΣΗΣ

Διαβάστε περισσότερα

οποία όταν συνδέονται µε µία πηγή τάσης ηµιτονοειδούς µορφής άγουν ρεύµα µη ηµιτονοειδούς µορφής. Το φαινόµενο αυτό έχει ως αποτέλεσµα

οποία όταν συνδέονται µε µία πηγή τάσης ηµιτονοειδούς µορφής άγουν ρεύµα µη ηµιτονοειδούς µορφής. Το φαινόµενο αυτό έχει ως αποτέλεσµα ΕΞΟΙΚΟΝΟΜΗΣΗ ΕΝΕΡΓΕΙΑΣ ΜΕ ΒΕΛΤΙΣΤΟΠΟΙΗΣΗ ΤΗΣ ΠΟΙΟΤΗΤΑΣ ΤΑΣΗΣ ΕΝΤΑΣΗΣ ΡΕΥΜΑΤΟΣ Η προσέγγιση βάσει της τεχνογνωσίας της SEMAN Α.Ε. Η µη γραµµική φύση των σύγχρονων ηλεκτρικών φορτίων καθιστά συχνά αναγκαία

Διαβάστε περισσότερα

ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΙ ΚΙΝΗΤΗΡΕΣ Ε.Ρ ΣΥΓΧΡΟΝΟΙ ΚΙΝΗΤΗΡΕΣ ΗΛΕΚΤΡΙΚΗ ΠΡΟΩΣΗ

ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΙ ΚΙΝΗΤΗΡΕΣ Ε.Ρ ΣΥΓΧΡΟΝΟΙ ΚΙΝΗΤΗΡΕΣ ΗΛΕΚΤΡΙΚΗ ΠΡΟΩΣΗ 1 ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΙ ΚΙΝΗΤΗΡΕΣ Ε.Ρ Έχουμε δύο είδη τριφασικών κινητήρων Ε.Ρ., τους σύγχρονους και τους ασύγχρονους. Ο στάτης των δύο αυτών ειδών είναι όμοιος με αυτόν των σύγχρονων γεννητριών. Έχει τριφασικό τύλιγμα,

Διαβάστε περισσότερα

Οι μηχανές ΕΡ είναι γεννήτριες που μετατρέπουν τη μηχανική ισχύ σε ηλεκτρική και κινητήρες που μετατρέπουν την ηλεκτρική σε μηχανική

Οι μηχανές ΕΡ είναι γεννήτριες που μετατρέπουν τη μηχανική ισχύ σε ηλεκτρική και κινητήρες που μετατρέπουν την ηλεκτρική σε μηχανική Οι μηχανές ΕΡ είναι γεννήτριες που μετατρέπουν τη μηχανική ισχύ σε ηλεκτρική και κινητήρες που μετατρέπουν την ηλεκτρική σε μηχανική Υπάρχουν 2 βασικές κατηγορίες μηχανών ΕΡ: οι σύγχρονες και οι επαγωγικές

Διαβάστε περισσότερα

ΕΝΑΛΛΑΣΣΟΜΕΝΑ ΡΕΥΜΑΤΑ

ΕΝΑΛΛΑΣΣΟΜΕΝΑ ΡΕΥΜΑΤΑ ΕΝΑΛΛΑΣΣΟΜΕΝΑ ΡΕΥΜΑΤΑ Ένα ρεύµα ονοµάζεται εναλλασσόµενο όταν το πλάτος του χαρακτηρίζεται από µια συνάρτηση του χρόνου, η οποία εµφανίζει κάποια περιοδικότητα. Το συνολικό ρεύµα που διέρχεται από µια

Διαβάστε περισσότερα

ΑΡΧΗ 1ΗΣ ΣΕΛΙ ΑΣ ΝΕΟ ΚΑΙ ΠΑΛΑΙΟ ΣΥΣΤΗΜΑ

ΑΡΧΗ 1ΗΣ ΣΕΛΙ ΑΣ ΝΕΟ ΚΑΙ ΠΑΛΑΙΟ ΣΥΣΤΗΜΑ ΑΡΧΗ 1ΗΣ ΣΕΛΙ ΑΣ ΝΕΟ ΚΑΙ ΠΑΛΑΙΟ ΣΥΣΤΗΜΑ ΠΑΝΕΛΛΑ ΙΚΕΣ ΕΞΕΤΑΣΕΙΣ ΗΜΕΡΗΣΙΩΝ ΕΠΑΓΓΕΛΜΑΤΙΚΩΝ ΛΥΚΕΙΩΝ ΚΑΙ HMEΡΗΣΙΩΝ ΚΑΙ ΕΣΠΕΡΙΝΩΝ ΕΠΑΓΓΕΛΜΑΤΙΚΩΝ ΛΥΚΕΙΩΝ (ΟΜΑ Α A ΚΑΙ ΜΑΘΗΜΑΤΩΝ ΕΙ ΙΚΟΤΗΤΑΣ ΟΜΑ Α Β ) ΣΑΒΒΑΤΟ 4

Διαβάστε περισσότερα

ΑΣΚΗΣΗ 1 ΜΟΝΟΦΑΣΙΚΟΣ ΜΕΤΑΣΧΗΜΑΤΙΣΤΗΣ

ΑΣΚΗΣΗ 1 ΜΟΝΟΦΑΣΙΚΟΣ ΜΕΤΑΣΧΗΜΑΤΙΣΤΗΣ ΑΣΚΗΣΗ 1 ΜΟΝΟΦΑΣΙΚΟΣ ΜΕΤΑΣΧΗΜΑΤΙΣΤΗΣ Α.1 ΘΕΩΡΗΤΙΚΗ ΕΙΣΑΓΩΓΗ ΣΤΟΝ ΜΟΝΟΦΑΣΙΚΟ ΜΕΤΑΣΧΗΜΑΤΙΣΤΗ Ο μετασχηματιστής είναι μια ηλεκτρική διάταξη που μετατρέπει εναλλασσόμενη ηλεκτρική ενέργεια ενός επιπέδου τάσης

Διαβάστε περισσότερα

Ηλεκτρονικά Ισχύος II

Ηλεκτρονικά Ισχύος II Ηλεκτρονικά Ισχύος II Ενότητα 1: (DC-DC Cnverers) Δρ.-Μηχ. Εμμανουήλ Τατάκης, Καθηγητής Πολυτεχνική Σχολή Τμ. Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών Σκοποί ενότητας Παρουσίαση και επεξήγηση

Διαβάστε περισσότερα

Ηλεκτρονικά Ισχύος II

Ηλεκτρονικά Ισχύος II Ηλεκτρονικά Ισχύος II Ενότητα 1: (DC-DC Cnverers) Δρ.-Μηχ. Εμμανουήλ Τατάκης, Καθηγητής Πολυτεχνική Σχολή Τμ. Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών Σκοποί ενότητας Παρουσίαση και επεξήγηση

Διαβάστε περισσότερα

3.1 Η δίοδος στο κύκλωμα. Στατική και δυναμική χαρακτηριστική

3.1 Η δίοδος στο κύκλωμα. Στατική και δυναμική χαρακτηριστική 1 3. Κυκλώματα διόδων 3.1 Η δίοδος στο κύκλωμα. Στατική και δυναμική χαρακτηριστική Στην πράξη η δίοδος προσεγγίζεται με τμηματική γραμμικοποίηση, όπως στο σχήμα 3-1, όπου η δυναμική αντίσταση της διόδου

Διαβάστε περισσότερα

Τεχνολογίες Ελέγχου στα Αιολικά Συστήματα

Τεχνολογίες Ελέγχου στα Αιολικά Συστήματα Τεχνολογίες Ελέγχου στα Αιολικά Συστήματα Ενότητα 4: Έλεγχος ισχύος που συνδέεται στο δίκτυο Καθηγητής Αντώνιος Αλεξανδρίδης Πολυτεχνική Σχολή Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών Σημείωμα

Διαβάστε περισσότερα

ΑΡΧΗ 1ΗΣ ΣΕΛΙ ΑΣ ΠΑΝΕΛΛΑ ΙΚΕΣ ΕΞΕΤΑΣΕΙΣ ΗΜΕΡΗΣΙΩΝ ΕΠΑΓΓΕΛΜΑΤΙΚΩΝ ΛΥΚΕΙΩΝ (ΟΜΑ Α Β ) ΚΑΙ ΜΑΘΗΜΑΤΩΝ ΕΙ ΙΚΟΤΗΤΑΣ

ΑΡΧΗ 1ΗΣ ΣΕΛΙ ΑΣ ΠΑΝΕΛΛΑ ΙΚΕΣ ΕΞΕΤΑΣΕΙΣ ΗΜΕΡΗΣΙΩΝ ΕΠΑΓΓΕΛΜΑΤΙΚΩΝ ΛΥΚΕΙΩΝ (ΟΜΑ Α Β ) ΚΑΙ ΜΑΘΗΜΑΤΩΝ ΕΙ ΙΚΟΤΗΤΑΣ ΑΡΧΗ 1ΗΣ ΣΕΛΙ ΑΣ ΠΑΝΕΛΛΑ ΙΚΕΣ ΕΞΕΤΑΣΕΙΣ ΗΜΕΡΗΣΙΩΝ ΕΠΑΓΓΕΛΜΑΤΙΚΩΝ ΛΥΚΕΙΩΝ (ΟΜΑ Α Α ) ΚΑΙ ΜΑΘΗΜΑΤΩΝ ΕΙ ΙΚΟΤΗΤΑΣ ΗΜΕΡΗΣΙΩΝ ΕΠΑΓΓΕΛΜΑΤΙΚΩΝ ΛΥΚΕΙΩΝ (ΟΜΑ Α Β ) ΤΡΙΤΗ 9 ΙΟΥΝΙΟΥ 2009 ΕΞΕΤΑΖΟΜΕΝΟ ΜΑΘΗΜΑ: ΗΛΕΚΤΡΟΤΕΧΝΙΑ

Διαβάστε περισσότερα

Θέµατα Φυσικής Θετικής & Τεχν. Κατ/νσης Γ Λυκείου 2000 ΕΚΦΩΝΗΣΕΙΣ

Θέµατα Φυσικής Θετικής & Τεχν. Κατ/νσης Γ Λυκείου 2000 ΕΚΦΩΝΗΣΕΙΣ Θέµατα Φυσικής Θετικής & Τεχν. Κατ/νσης Γ Λυκείου Ζήτηµα ο ΕΚΦΩΝΗΣΕΙΣ Στις ερωτήσεις -4 να γράψετε στο τετράδιό σας τον αριθµό της ερώτησης και δίπλα το γράµµα που αντιστοιχεί στη σωστή απάντηση.. Ο πρώτος

Διαβάστε περισσότερα

ΑΣΚΗΣΗ 6 η ΑΣΥΓΧΡΟΝΟΣ ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΣ ΚΙΝΗΤΗΡΑΣ ΒΡΑΧΥΚΥΚΛΩΜΕΝΟΥ ΔΡΟΜΕΑ

ΑΣΚΗΣΗ 6 η ΑΣΥΓΧΡΟΝΟΣ ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΣ ΚΙΝΗΤΗΡΑΣ ΒΡΑΧΥΚΥΚΛΩΜΕΝΟΥ ΔΡΟΜΕΑ ΑΣΚΗΣΗ 6 η ΑΣΥΓΧΡΟΝΟΣ ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΣ ΚΙΝΗΤΗΡΑΣ ΒΡΑΧΥΚΥΚΛΩΜΕΝΟΥ ΔΡΟΜΕΑ Σκοπός της άσκησης: Σκοπός της εργαστηριακής άσκησης είναι: 1. Ο πειραματικός προσδιορισμός των απωλειών σιδήρου και των μηχανικών απωλειών

Διαβάστε περισσότερα

Θέµατα Φυσικής Θετικής & Τεχν.Κατ/νσης Γ Λυκείου 2000 ÈÅÌÅËÉÏ

Θέµατα Φυσικής Θετικής & Τεχν.Κατ/νσης Γ Λυκείου 2000 ÈÅÌÅËÉÏ Ζήτηµα ο Θέµατα Φυσικής Θετικής & Τεχν.Κατ/νσης Γ Λυκείου Στις ερωτήσεις -4 να γράψετε στο τετράδιό σας τον αριθµό της ερώτησης και δίπλα το γράµµα που αντιστοιχεί στη σωστή απάντηση.. Ο πρώτος κανόνας

Διαβάστε περισσότερα

ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΑ ΙΣΧΥΟΣ ΗΜΥ 444

ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΑ ΙΣΧΥΟΣ ΗΜΥ 444 ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΑ ΙΣΧΥΟΣ ΗΜΥ 444 ΗΛΕΚΤΡΟΜΑΓΝΗΤΙΚΗ ΑΛΛΗΛΕΠΙΔΡΑΣΗ, ΕΛΕΓΧΟΣ ΘΕΡΜΟΚΡΑΣΙΑΣ, ΤΕΧΝΙΚΕΣ ΣΥΝΤΟΝΙΣΜΟΥ Δρ Ανδρέας Σταύρου ΤΜΗΜΑ ΗΛΕΚΤΡΟΛΟΓΩΝ ΜΗΧΑΝΙΚΩΝ ΚΑΙ ΜΗΧΑΝΙΚΩΝ ΥΠΟΛΟΓΙΣΤΩΝ ΠΟΛΥΤΕΧΝΙΚΗ ΣΧΟΛΗ ΠΑΝΕΠΙΣΤΗΜΙΟ

Διαβάστε περισσότερα

ΑΣΚΗΣΗ 8 η ΚΙΝΗΤΗΡΑΣ ΣΥΝΕΧΟΥΣ ΡΕΥΜΑΤΟΣ ΞΕΝΗΣ ΔΙΕΓΕΡΣΗΣ ΜΕΛΕΤΗ ΧΑΡΑΚΤΗΡΙΣΤΙΚΩΝ ΛΕΙΤΟΥΡΓΙΑΣ

ΑΣΚΗΣΗ 8 η ΚΙΝΗΤΗΡΑΣ ΣΥΝΕΧΟΥΣ ΡΕΥΜΑΤΟΣ ΞΕΝΗΣ ΔΙΕΓΕΡΣΗΣ ΜΕΛΕΤΗ ΧΑΡΑΚΤΗΡΙΣΤΙΚΩΝ ΛΕΙΤΟΥΡΓΙΑΣ ΑΣΚΗΣΗ 8 η ΚΙΝΗΤΗΡΑΣ ΣΥΝΕΧΟΥΣ ΡΕΥΜΑΤΟΣ ΞΕΝΗΣ ΔΙΕΓΕΡΣΗΣ ΜΕΛΕΤΗ ΧΑΡΑΚΤΗΡΙΣΤΙΚΩΝ ΛΕΙΤΟΥΡΓΙΑΣ Σκοπός της Άσκησης: Σκοπός της εργαστηριακής άσκησης είναι α) η κατανόηση της λειτουργίας του κινητήρα συνεχούς

Διαβάστε περισσότερα

ΑΣΚΗΣΗ 2 η : ΟΡΓΑΝΑ ΚΑΙ ΣΥΣΚΕΥΕΣ ΤΟΥ ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΟΥ

ΑΣΚΗΣΗ 2 η : ΟΡΓΑΝΑ ΚΑΙ ΣΥΣΚΕΥΕΣ ΤΟΥ ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΟΥ ΤΕΙ ΚΑΛΑΜΑΤΑΣ - ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ ΣΠΑΡΤΗΣ ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΟ ΑΝΑΛΟΓΙΚΩΝ ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΩΝ ΑΣΚΗΣΗ 2 η : ΟΡΓΑΝΑ ΚΑΙ ΣΥΣΚΕΥΕΣ ΤΟΥ ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΟΥ ΟΝΟΜΑΤΕΠΩΝΥΜΟ: ΑΡΙΘΜΟΣ ΜΗΤΡΩΟΥ:.. ΟΝΟΜΑΤΕΠΩΝΥΜΟ: ΑΡΙΘΜΟΣ ΜΗΤΡΩΟΥ:.. Α. ΜΕΤΡΗΣΗ ΣΥΝΕΧΟΥΣ

Διαβάστε περισσότερα