ΔΙΠΛΩΜΑΤΙΚΗ ΕΡΓΑΣΙΑ. της Φοιτήτριας του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστημίου Πατρών

Transcript

1 ΠΑΝΕΠΙΣΤΗΜΙΟ ΠΑΤΡΩΝ ΤΜΗΜΑ ΗΛΕΚΤΡΟΛΟΓΩΝ ΜΗΧΑΝΙΚΩΝ ΚΑΙ ΤΕΧΝΟΛΟΓΙΑΣ ΥΠΟΛΟΓΙΣΤΩΝ ΤΟΜΕΑΣ ΣΥΣΤΗΜΑΤΩΝ ΗΛΕΚΤΡΙΚΗΣ ΕΝΕΡΓΕΙΑΣ ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΟ ΗΛΕΚΤΡΟΜΗΧΑΝΙΚΗΣ ΜΕΤΑΤΡΟΠΗΣ ΕΝΕΡΓΕΙΑΣ ΔΙΠΛΩΜΑΤΙΚΗ ΕΡΓΑΣΙΑ της Φοιτήτριας του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστημίου Πατρών ΙΩΑΝΝΑΣ - ΣΟΦΙΑΣ ΕΥΘΥΜΙΟΥ ΜΑΓΕΡΑΚΗ Α.Μ.: ΜΕΛΕΤΗ ΚΑΙ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΔΙΚΑΤΕΥΘΥΝΤΗΡΙΟΥ ΜΕΤΑΤΡΟΠΕΑ ΓΙΑ ΤΗ ΔΙΑΣΥΝΔΕΣΗ ΣΥΣΣΩΡΕΥΤΩΝ ΜΕ ΤΟ ΔΙΚΤΥΟ ΧΑΜΗΛΗΣ ΤΑΣΗΣ Επιβλέπων: Δρ.-Μηχ. Εμμανουήλ Τατάκης, Καθηγητής Ν ο 389 Πάτρα, Ιούλιος 2015 ΠΑΝΕΠΙΣΤΗΜΙΟΥΠΟΛΗ ΠΑΤΡΑΣ ΡΙΟ - ΠΑΤΡΑ Τηλ: Τηλ: Τηλ: Fax: e.c.tatakis@ece.upatras.gr

2

3 ΠΑΝΕΠΙΣΤΗΜΙΟ ΠΑΤΡΩΝ ΤΜΗΜΑ ΗΛΕΚΤΡΟΛΟΓΩΝ ΜΗΧΑΝΙΚΩΝ ΚΑΙ ΤΕΧΝΟΛΟΓΙΑΣ ΥΠΟΛΟΓΙΣΤΩΝ ΤΟΜΕΑΣ ΣΥΣΤΗΜΑΤΩΝ ΗΛΕΚΤΡΙΚΗΣ ΕΝΕΡΓΕΙΑΣ ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΟ ΗΛΕΚΤΡΟΜΗΧΑΝΙΚΗΣ ΜΕΤΑΤΡΟΠΗΣ ΕΝΕΡΓΕΙΑΣ ΔΙΠΛΩΜΑΤΙΚΗ ΕΡΓΑΣΙΑ της Φοιτήτριας του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστημίου Πατρών ΙΩΑΝΝΑΣ - ΣΟΦΙΑΣ ΕΥΘΥΜΙΟΥ ΜΑΓΕΡΑΚΗ Α.Μ.: ΜΕΛΕΤΗ ΚΑΙ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΔΙΚΑΤΕΥΘΥΝΤΗΡΙΟΥ ΜΕΤΑΤΡΟΠΕΑ ΓΙΑ ΤΗ ΔΙΑΣΥΝΔΕΣΗ ΣΥΣΣΩΡΕΥΤΩΝ ΜΕ ΤΟ ΔΙΚΤΥΟ ΧΑΜΗΛΗΣ ΤΑΣΗΣ Επιβλέπων: Δρ.-Μηχ. Εμμανουήλ Τατάκης, Καθηγητής Ν ο /2015 Πάτρα, Ιούλιος 2015

4

5 ΠΙΣΤΟΠΟΙΗΣΗ Πιστοποιείται ότι η διπλωματική εργασία με θέμα: "ΜΕΛΕΤΗ ΚΑΙ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΔΙΚΑΤΕΥΘΥΝΤΗΡΙΟΥ ΜΕΤΑΤΡΟΠΕΑ ΓΙΑ ΤΗ ΔΙΑΣΥΝΔΕΣΗ ΣΥΣΣΩΡΕΥΤΩΝ ΜΕ ΤΟ ΔΙΚΤΥΟ ΧΑΜΗΛΗΣ ΤΑΣΗΣ" της φοιτήτριας του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστημίου Πατρών: ΙΩΑΝΝΑΣ - ΣΟΦΙΑΣ ΕΥΘΥΜΙΟΥ ΜΑΓΕΡΑΚΗ (Α.Μ ) Παρουσιάστηκε δημόσια και εξετάστηκε στο Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών στις 08/07/2015 Ο Επιβλέπων Ο Διευθυντής του Τομέα Εμμανουήλ Τατάκης Καθηγητής Αντώνιος Αλεξανδρίδης Καθηγητής

6

7 Αριθμός Διπλωματικής Εργασίας: /2015 (γραμματείας) ΤΙΤΛΟΣ: "ΜΕΛΕΤΗ ΚΑΙ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΔΙΚΑΤΕΥΘΥΝΤΗΡΙΟΥ ΜΕΤΑΤΡΟΠΕΑ ΓΙΑ ΤΗ ΔΙΑΣΥΝΔΕΣΗ ΣΥΣΣΩΡΕΥΤΩΝ ΜΕ ΤΟ ΔΙΚΤΥΟ ΧΑΜΗΛΗΣ ΤΑΣΗΣ" Φοιτήτρια: Επιβλέπων: Ιωάννα - Σοφία Μαγεράκη του Ευθυμίου Δρ.-Μηχ. Εμμανουήλ Τατάκης, Καθηγητής Περίληψη Η παρούσα διπλωματική εργασία πραγματεύεται τη μελέτη και το σχεδιασμό μιας διάταξης ενός μονοφασικού αντιστροφέα πλήρους γέφυρας με την οποία επιτυγχάνεται δικατευθυντήρια μεταφορά ισχύος. Η εργασία αυτή εκπονήθηκε στο Εργαστήριο Ηλεκτρομηχανικής Μετατροπής Ενέργειας του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστημίου Πατρών. Κύριος σκοπός αυτής της διπλωματικής εργασίας είναι η κατασκευή ενός αντιστροφέα πλήρους γέφυρας για τη διασύνδεση μιας συστοιχίας συσσωρευτών ενός μικροδικτύου με το δίκτυο χαμηλής τάσης. Απώτερος σκοπός είναι η πειραματική επιβεβαίωση της θεωρίας, καθώς και της λειτουργίας του μετατροπέα τόσο ως αντιστροφέα για την παροχή ενέργειας από τους συσσωρευτές προς το δίκτυο, όσο και ως ανορθωτή για την επίτευξη αντίθετης ροής ισχύος από το δίκτυο χαμηλής τάσης προς τη συστοιχία συσσωρευτών. Το παραπάνω επιτυγχάνεται μέσω της ρύθμισης του μέτρου και της φάσης της βασικής αρμονικής της τάσης εξόδου του αντιστροφέα. Αρχικά γίνεται μια γενική αναφορά στα βασικά χαρακτηριστικά του μικροδικτύου, των βασικών τμημάτων που το αποτελούν, στη λειτουργία του μικροδικτύου σε διασύνδεση με το δίκτυο χαμηλής τάσης και στη λειτουργία των συσσωρευτών και των φωτοβολταϊκών συστοιχιών. Στη συνέχεια αναλύεται η θεωρητική λειτουργία του μετατροπέα που κατασκευάστηκε κατά τη διάρκεια αυτής της διπλωματικής εργασίας, δηλαδή του μονοφασικού αντιστροφέα πλήρους γέφυρας με τέσσερα διακοπτικά στοιχεία ισχύος. Ο μετατροπέας αυτός δέχεται μια συνεχή τάση στην είσοδό του 60V και παράγει μια εναλλασσόμενη τάση στην έξοδό του 230V. Η ανύψωση της τάσης επιτυγχάνεται με τη χρήση μετασχηματιστή τάσης που παρεμβάλλεται μεταξύ του αντιστροφέα και του δικτύου. Παράλληλα, το ρεύμα εξόδου έχει μικρό αρμονικό περιεχόμενο, ώστε κατά τη διασύνδεση του με το δίκτυο να υπάρχει χαμηλή έγχυση αρμονικών. Επόμενο βήμα αποτελεί η μοντελοποίηση και η προσομοίωση του μετατροπέα σε περιβάλλον Matlab/Simulink, έτσι ώστε να πιστοποιηθεί η θεωρητική ανάλυση, καθώς και για να καθοριστούν τα βασικά μεγέθη των στοιχείων που αποτελούν τη διάταξη ισχύος. Τέλος, πραγματοποιείται στο εργαστήριο η κατασκευή της πειραματικής διάταξης του μετατροπέα με την οποία διεξάγονται μετρήσεις για την επιβεβαίωση και την αξιολόγηση της θεωρητικής μελέτης που προηγήθηκε.

8

9 Πρόλογος ΠΡΟΛΟΓΟΣ Στην παρούσα διπλωματική εργασία μελετάται, σχεδιάζεται και κατασκευάζεται μια διάταξη ενός μονοφασικού αντιστροφέα πλήρους γέφυρας με την οποία επιτυγχάνεται δικατευθυντήρια μεταφορά ισχύος. Συγκεκριμένα, κύριος σκοπός αυτής της διπλωματικής εργασίας είναι η κατασκευή ενός αντιστροφέα πλήρους γέφυρας για τη διασύνδεση μιας συστοιχίας συσσωρευτών ενός μικροδικτύου με το δίκτυο χαμηλής τάσης. Απώτερος σκοπός είναι η πειραματική επιβεβαίωση της θεωρίας, καθώς και της λειτουργίας του μετατροπέα τόσο ως αντιστροφέα για την παροχή ενέργειας από τους συσσωρευτές προς το δίκτυο, όσο και ως ανορθωτή για την επίτευξη αντίθετης ροής ισχύος από το δίκτυο χαμηλής τάσης προς τη συστοιχία συσσωρευτών. Το παραπάνω επιτυγχάνεται μέσω της ρύθμισης του μέτρου και της φάσης της βασικής αρμονικής της τάσης εξόδου του αντιστροφέα. Αναλυτικά, στο κεφάλαιο 1 γίνεται αρχικά μια εισαγωγή στην κατανεμημένη παραγωγή ενέργειας και στις ανανεώσιμες πηγές ενέργειας. Στη συνέχεια περιγράφεται η λειτουργία ενός μικροδικτύου σε σύνδεση με το δίκτυο και αναλύονται τα επιμέρους τμήματα που το απαρτίζουν. Ιδιαίτερα, γίνεται ανάλυση της λειτουργίας μιας φωτοβολταϊκής συστοιχίας, η οποία συμπεριλαμβάνεται σε ένα μικροδίκτυο, ως πηγής παραγωγής ενέργειας και αναλύεται η λειτουργία των συσσωρευτών που αποτελούν τα βασικά μέσα αποθήκευσης ενέργειας ενός τέτοιου συστήματος. Στο κεφάλαιο 2 παρουσιάζεται η θεωρητική ανάλυση του αντιστροφέα πλήρους γέφυρας, ενώ αναλύονται και συγκρίνονται οι βασικές τεχνικές ελέγχου και παραγωγής παλμών της τοπολογίας. Έπειτα, παρουσιάζεται η θεωρητική ανάλυση του φίλτρου εξόδου του μετατροπέα που αποσκοπεί στην εξομάλυνση της τάσης εξόδου. Στην συνέχεια, αναλύεται ο μονοφασικός μετασχηματιστής ισχύος ο οποίος ανυψώνει την τάση εξόδου του αντιστροφέα, ενώ τέλος, αναλύονται οι βασικές τεχνικές ελέγχου του υπό μελέτη συστήματος, ώστε να επιτυγχάνεται μεταξύ συσσωρευτών και δικτύου αμφίδρομη ροή ισχύος. Στο κεφάλαιο 3 μοντελοποιείται και προσομοιώνεται η λειτουργία του μετατροπέα σε περιβάλλον Matlab/Simulink, αξιολογούνται και επιβεβαιώνονται τα αποτελέσματα της θεωρητικής ανάλυσης που προηγήθηκε και προσδιορίζονται οι τιμές των βασικών στοιχείων που αποτελούν την διάταξη. Στο κεφάλαιο 4 αναλύεται ο σχεδιασμός και η κατασκευή της πειραματικής διάταξης που κατασκευάστηκε στο εργαστήριο. Συγκεκριμένα, διαχωρίζονται και αναλύονται τα επιμέρους - I -

10 Πρόλογος τμήματα που την αποτελούν, το κύκλωμα ισχύος, το κύκλωμα παλμοδότησης και ελέγχου, καθώς και το κύκλωμα της τροφοδοσίας της διάταξης. Στο κεφάλαιο 5 αναλύεται η λειτουργία του μικροεπεξεργαστή dspic30f4011, ο οποίος χρησιμοποιήθηκε σε αυτή τη διπλωματική εργασία για την παραγωγή των PWM παλμών, καθώς και για τον έλεγχο του αντιστροφέα πλήρους γέφυρας. Στο κεφάλαιο 6 παρουσιάζονται τα πειραματικά αποτελέσματα και οι μετρήσεις που πραγματοποιήθηκαν κατά τη λειτουργία της πειραματικής διάταξης. Τέλος, καταγράφεται η βιβλιογραφία που χρησιμοποιήθηκε και στα παραρτήματα ενσωματώνονται ο κώδικας του μικροελεγκτή dspic30f4011 για τον έλεγχο της διάταξης σε γλώσσα C, τα σχηματικά και τυπωμένα κυκλώματα των πλακετών που κατασκευάστηκαν, καθώς και ορισμένα τεχνικά φυλλάδια των κατασκευαστών των στοιχείων που χρησιμοποιήθηκαν. Κλείνοντας, θα ήθελα ευχαριστήσω θερμά τον Καθηγητή του τμήματος και επιβλέποντα της διπλωματικής μου εργασίας, κ. Εμμανουήλ Τατάκη για το ενδιαφέρον που μου καλλιέργησε για τον κλάδο των ηλεκτρονικών ισχύος, καθώς και για την καθοδήγησή του καθ όλη τη διάρκεια εκπόνησης αυτής της εργασίας. Επίσης, θα ήθελα να ευχαριστήσω ιδιαίτερα τον υποψήφιο διδάκτορα του Τμήματος Ιωάννη Καρατζαφέρη, για τη πολύτιμη βοήθεια και γνώσεις που μου παρείχε. Τέλος, ευχαριστώ τον συμφοιτητή μου Ανδρέα Φέτση για την με κάθε τρόπο αμέριστη συμπαράσταση και βοήθεια που μου προσέφερε σε όλη τη διάρκεια της φοίτησής μας και την οικογένειά μου που πάντα υπήρξε βοηθός και φίλος σε κάθε προσπάθειά μου. - II -

11 ΠΙΝΑΚΑΣ ΠΕΡΙΕΧΟΜΕΝΩΝ Πίνακας Περιεχομένων ΚΕΦΑΛΑΙΟ 1 ΤΟ ΜΙΚΡΟΔΙΚΤΥΟ Εισαγωγή Μικροδίκτυα Ορισμός Τοποθεσία και μέγεθος εγκατάστασης Διασύνδεση με το δίκτυο Χαρακτηριστικά λειτουργίας Πλεονεκτήματα μικροδικτύου Μειονεκτήματα μικροδικτύου 1.2. Φωτοβολταϊκά Ηλιακή ενέργεια Το φωτοβολταϊκό φαινόμενο Κατασκευή ηλιακών κυττάρων Λειτουργία ηλιακών κυττάρων Το ισοδύναμο κύκλωμα Παράγοντες απόδοσης των ηλιακών κυττάρων Διατάξεις φωτοβολταϊκών πλαισίων Πλεονεκτήματα φωτοβολταϊκών πλαισίων Μειονεκτήματα φωτοβολταϊκών πλαισίων Μονάδες αποθήκευσης ενέργειας Συσσωρευτές Δομή και λειτουργία ηλεκτρικών συσσωρευτών Χαρακτηριστικά μεγέθη Παράγοντες που επηρεάζουν την χωρητικότητα Οι συσσωρευτές στα φωτοβολταϊκά συστήματα ΚΕΦΑΛΑΙΟ 2 ΑΝΑΛΥΣΗ ΤΟΥ ΥΠΟ ΜΕΛΕΤΗ ΣΥΣΤΗΜΑΤΟΣ 2.1. Αντιστροφείς (Inverters DC-AC) 2.2. Μονοφασικός αντιστροφέας ενός σκέλους (ημιγέφυρας) Μονοφασικός αντιστροφέας πλήρους γέφυρας Παλμοδότηση των ημιαγωγικών στοιχείων ισχύος με τετραγωνικούς παλμούς Ημιτονοειδής διαμόρφωση εύρους παλμών (SPWM) με διπολική τάση εξόδου Ημιτονοειδής διαμόρφωση εύρους παλμών (SPWM) με μονοπολική τάση εξόδου Τεχνική ελέγχου ρεύματος με σταθερή ζώνης υστέρησης (Hysteresis Band Current Controlled PWM, HBCC-PWM) Λειτουργία του αντιστροφέα πλήρους γέφυρας ως ανορθωτής

12 Πίνακας Περιεχομένων 2.5. Φίλτρο εξόδου Μονοφασικός μετασχηματιστής για σύνδεση του αντιστροφέα με το δίκτυο 2.7. Έλεγχος της μεταφοράς ισχύος μεταξύ αντιστροφέα και φορτίου/δικτύου Ρύθμιση ισχύος της διάταξης Τεχνική ελέγχου για ρύθμιση της ισχύος στη διάταξη ΚΕΦΑΛΑΙΟ 3 ΠΡΟΣΟΜΟΙΩΣΗ ΤΟΥ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑ ΣΕ ΠΕΡΙΒΑΛΛΟΝ MATLAB/SIMULINK 3.1. Προσομοίωση σε απομονωμένο φορτίο Προσομίωση με τεχνική SPWM διπολικής τάσης εξόδου Προσομίωση με τεχνική SPWM μονοπολικής τάσης εξόδου 3.2. Προσομοίωση σε σύνδεση με το δίκτυο με την τεχνική HBCC-PWM Προσομοίωση διάταξης σε σύνδεση με το δίκτυο μέσω μετασχηματιστή ΚΕΦΑΛΑΙΟ 4 ΣΧΕΔΙΑΣΜΟΣ ΚΑΙ ΥΛΟΠΟΙΗΣΗ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑ 4.1. Κύκλωμα ισχύος Επιλογή ημιαγωγκού διακοπτικού στοιχείου Φίλτρο εξόδου αντιστροφέα Κύκλωμα μέτρησης τάξης εξόδου Κύκλωμα μέτρησης τάξης εισόδου Κύκλωμα μέτρησης ρευμάτων Κύκλωμα ανίχνευσης μηδενός (Zero Crossing Detector) Απαγωγός θερμότητας 4.2. Κύκλωμα παλμοδότησης των Mosfet Επιλογή μικροελεγκτή Ενισχυτής 74HCT Οπτοζεύκτης 6Ν Driver IR Τεχνική Bootstrap Πλακέτα τροφοδοτικών ΚΕΦΑΛΑΙΟ 5 Ο ΜΙΚΡΟΕΛΕΓΚΤΗΣ dspic30f Εισαγωγή Ο μικροελεγκτής dspic30f Περιφερειακές μονάδες Ψηφιακές θύρες εισόδου εξόδου Χρονιστές Μετατροπέας σήματος από αναλογικό σε ψηφιακό (A/D Converter)

13 Πίνακας Περιεχομένων Γεννήτριες Pulse Width Modulation (PWM) Προγραμματισμός παλμοδότησης μονοπολικής SPWM και συγχρονισμός στο δίκτυο Προγραμματιστικό περιβάλλον MPLAB X IDE 5.6. Επικοινωνία με τον μικροελεγκτή Λογική του προγράμματος εκτέλεσης Διάγραμμα ροής ΚΕΦΑΛΑΙΟ 6 ΠΕΙΡΑΜΑΤΙΚΑ ΑΠΟΤΕΛΕΣΜΑΤΑ ΚΑΙ ΜΕΤΡΗΣΕΙΣ 6.1. Πειραματικά αποτελέσματα της διάταξης σε απομονωμένο φορτίο Μετρήσεις ισχύος για σύνδεση της διάταξης σε απομονωμένο φορτίο Πειραματικά αποτελέσματα σε σύνδεση της διάταξης με το δίκτυο Συμπεράσματα προοπτικές 158 ΒΙΒΛΙΟΓΡΑΦΙΑ ABSTRACT ΠΑΡΑΤΗΜΑΤΑ ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Α ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Β ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Γ ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Δ ΜΕΤΡΗΣΕΙΣ. ΚΩΔΙΚΑΣ ΜΙΚΡΟΕΛΕΓΚΤΗ. ΣΧΗΜΑΤΙΚΑ ΚΑΙ ΤΥΠΩΜΕΝΑ ΚΥΚΛΩΜΑΤΑ ΦΥΛΛΑΔΙΑ ΚΑΤΑΣΚΕΥΑΣΤΗ

14

15 Κεφάλαιο 1 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 1 Εισαγωγή ΤΟ ΜΙΚΡΟΔΙΚΤΥΟ Από τη δεκαετία του 1870, όταν ξεκίνησε η πρώτη εμπορική χρήση του ηλεκτρισμού για το φωτισμό οικιών και οδών μέσω λαμπτήρων τόξου, ο άνθρωπος βασίστηκε στη γη για την εύρεση καύσιμων υλών με σκοπό την παραγωγή ενέργειας. Ο πρώτος σταθμός παραγωγής ηλεκτρικής ενέργειας εγκαταστάθηκε από τον Thomas Edison στην πόλη της Νέας Υόρκης το 1882 [1] και αποτελούνταν από μια ατμομηχανή που κινούσε μια γεννήτρια συνεχούς ρεύματος. Από τότε και με δεδομένο ότι οι πρώτες καύσιμες ύλες του πλανήτη ολοένα και λιγοστεύουν, ο άνθρωπος κάνει προσπάθειες για να αντικαταστήσει τους γαιάνθρακες με νέες μορφές ενέργειας, οι οποίες θα είναι ανεξάντλητες αλλά και φιλικές προς το περιβάλλον. Σε αυτό συνέβαλαν προβλήματα τα οποία έκαναν την εμφάνισή τους και οφείλονταν στις εκπομπές αερίων από τις καύσεις πρώτων υλών για παραγωγή ηλεκτρικής ενέργειας. Ένα από αυτά τα προβλήματα είναι και το φαινόμενο του θερμοκηπίου, ένας όρος που χρησιμοποιείται για να περιγράψει την σταδιακή αύξηση της θερμοκρασίας της Γης λόγω της ρύπανσης της ατμόσφαιρας από ρύπους που οφείλονται κατά κύριο λόγο στο φαινόμενο της καύσης. Ένας μεγάλος αριθμός χωρών, αναγνωρίζοντας το παραπάνω πρόβλημα, θέσπισε το 1997 ένα νομικό εργαλείο, το πρωτόκολλο του Κιότο [2] για τον περιορισμό των εκπομπών αερίων όπως το διοξείδιο του άνθρακα, το μεθάνιο, το μονοξείδιο του αζώτου κ.α. Η παγκόσμια διάσκεψη για τις κλιματικές αλλαγές στην Κοπεγχάγη το 2009 ήταν ο επόμενος σταθμός στην ιστορία που επέδειξε την αναγκαιότητα ανάπτυξης των ανανεώσιμων πηγών ενέργειας για την επίτευξη των παγκόσμιων στόχων. Οι συνέπειες των κλιματολογικών αλλαγών δεν είναι ομοιόμορφα κατανεμημένες, αλλά εξαρτώνται άμεσα από τις εκπομπές καυσίμων για την παραγωγή ενέργειας της κάθε περιοχής. Τέτοιες συνέπειες είναι οι εξής [3]: o Μείωση των αποθεμάτων νερού o Απότομες μεταβολές της θερμοκρασίας o Αύξηση της στάθμης της θάλασσας o Ακραία καιρικά φαινόμενα (ξηρασίες, πλημμύρες, τυφώνες κ.α.) o Περισσότεροι από θάνατοι προκαλούνται εξαιτίας των κλιματικών αλλαγών

16 Κεφάλαιο 1 o Περισσότεροι από άνθρωποι επηρεάζονται καθημερινά με κάποιον τρόπο από τις κλιματικές αλλαγές o Περισσότερα από $ δαπανούνται ετησίως εξαιτίας των ζημιών που προκαλούνται από τις κλιματικές αλλαγές. Δεν θα ήταν συνεπώς υπερβολικό να πούμε ότι οι κλιματικές αλλαγές αποτελούν μια από τις μεγαλύτερες περιβαλλοντολογικές, οικονομικές και κοινωνικές κρίσεις στην ιστορία του ανθρώπου. Τα παραπάνω ανάγκασαν πολλές χώρες να κινηθούν σε άλλα μονοπάτια για την εύρεση λύσεων για την παραγωγή ενέργειας. Οι μορφές ενέργειας στις οποίες στράφηκε η παγκόσμια κοινότητα με σκοπό την επίλυση του ενεργειακού προβλήματος, αλλά και την προστασία του περιβάλλοντος ήταν η αιολική, η ηλιακή, η υδροηλεκτρική, η βιομάζα και η γεωθερμική. Με το ενδιαφέρον των κυβερνήσεων της Ευρωπαϊκής Ένωσης να στρέφεται προς την πράσινη ενέργεια, η συμμετοχή των ανανεώσιμων πηγών ενέργειας (ΑΠΕ) στην παραγωγή ηλεκτρικής ενέργειας το 2005 έφτασε το 15% [1], ενώ στόχος είναι η ολοένα και μεγαλύτερη αύξηση αυτού του ποσοστού. Το μεγαλύτερο τμήμα των ΑΠΕ καλύπτει η υδροηλεκτρική παραγωγή με ποσοστό 69% επί της συνολικής, ενώ έπειτα ακολουθούν η αιολική, η βιομάζα και η ηλιακή. Σχήμα 1.1: Τα συνολικά ποσοστά πόρων παραγωγής ενέργειας και ποσοστά των πόρων των ΑΠΕ [1] Επόμενο λογικό βήμα για την ένταξη των ΑΠΕ στα ηλεκτρικά δίκτυα υπήρξε η μελέτη της δομής των ηλεκτρικών δικτύων ως τώρα. Τα ηλεκτρικά δίκτυα δομούνται βάσει της λογικής ότι το κόστος της παραγόμενης ενέργειας μειώνεται με την αύξηση του μεγέθους των σταθμών παραγωγής. Ως αποτέλεσμα, έχουμε σταθμούς μεγάλης ισχύος και μεγάλα δίκτυα μεταφοράς ηλεκτρικής ενέργειας με γραμμές υψηλής και υπερυψηλής τάσης. Κάθε σύστημα ηλεκτρικού δικτύου απαρτίζεται από επιμέρους υποσυστήματα, καθένα από τα οποία εργάζονται σε διαφορετικά επίπεδα τάσης, έχουν διαφορετικό μέγεθος και η μεταξύ

17 Κεφάλαιο 1 τους σύνδεση γίνεται μέσω μετασχηματιστών. Κάθε κλασικό σύστημα ηλεκτρικής ενέργειας διαιρείται με βάση την τάση λειτουργίας του στα εξής τμήματα: o Το σύστημα μεταφοράς o Το σύστημα υπομεταφοράς o Το σύστημα διανομής Η επιλογή της θέσης εγκατάστασης των σταθμών παραγωγής γίνεται συνήθως κοντά στην πηγή ενέργειας καθώς το κόστος μεταφοράς του καυσίμου είναι μεγαλύτερο από το κόστος μεταφοράς της ηλεκτρικής ενέργειας μέσω γραμμών μεταφοράς. Με τη διανεμημένη παραγωγή όμως, που προσφέρουν οι ανανεώσιμες πηγές ενέργειας, η ζήτηση των καταναλώσεων καλύπτεται πλέον από την τοπική παραγωγή, ενώ ταυτόχρονα μειώνονται οι απώλειες λόγω μεταφοράς της ενέργειας μέσω γραμμών. Με αυτόν τον τρόπο, οι ηλεκτρικές γραμμές μεταφοράς και διανομής των μετασχηματιστών αποσυμφορούνται. Είναι εμφανής όμως η ανάγκη για αναβάθμιση των ηλεκτρικών δικτύων με διατάξεις και εξοπλισμό ώστε να μπορεί να γίνει επιτήρηση, έλεγχος και καταγραφή των συστημάτων αυτών. Ένα υποσύστημα μέσω του οποίου παρέχεται η δυνατότητα επιτυχούς σύνδεσης των ΑΠΕ με το κεντρικό σύστημα ηλεκτρικής ενέργειας είναι το μικροδίκτυο (Microgrid). Τα μικροδίκτυα αποτελούνται από ένα συνδυασμό μονάδων διεσπαρμένης παραγωγής, μονάδων αποθήκευσης και φορτίων που λειτουργούν ενιαία ως ένα υποσύστημα, το οποίο μπορεί να λειτουργήσει είτε αυτόνομα, είτε συνδεδεμένο με το δίκτυο διανομής. Τυπικές πηγές ενέργειας ενός μικροδικτύου είναι οι γεννήτριες ντίζελ ή φυσικού αερίου, οι ανεμογεννήτριες, τα φωτοβολταϊκά, οι κυψέλες καυσίμου, οι γεωθερμικοί και ηλιοθερμικοί σταθμοί, τα μικρά υδροηλεκτρικά, οι μονάδες που χρησιμοποιούν ως καύσιμη ύλη βιομάζα, βιοντίζελ ή οποιαδήποτε άλλη πηγή ενέργειας. Το σύστημα ενός μικροδικτύου διαθέτει ακόμη μονάδες αποθήκευσης της ηλεκτρικής ενέργειας, π.χ. συσσωρευτές, ώστε να καλύπτονται οι ενεργειακές ανάγκες των καταναλώσεων όταν δεν επαρκεί η ενέργεια από τις μονάδες παραγωγής του συστήματος. Ένα μικροδίκτυο μπορεί να έχει τη δυνατότητα διασύνδεσης με το κεντρικό δίκτυο ηλεκτρικής ενέργειας. Σε μια τέτοια λειτουργία είναι δυνατή η ανταλλαγή ηλεκτρικής ενέργειας, δηλαδή είτε η παροχή της πλεονάζουσας ενέργειας του μικροδικτύου στο δίκτυο, είτε η απορρόφηση ενέργειας από το δίκτυο όταν οι μονάδες του μικροδικτύου δεν επαρκούν για την κάλυψη τη ζήτηση των φορτίων. Συνεπώς, για να είναι αξιόπιστη η σύνδεση των δύο συστημάτων, πρέπει να γίνεται συνεχής έλεγχος για την κάλυψη των απαιτήσεων της ενεργού

18 Κεφάλαιο 1 και αέργου ισχύος, καθώς και συνεχής ρύθμιση του πλάτους και της συχνότητας της τάσης του μικροδικτύου ώστε να μην επέλθει αποσυγχρονισμός των δύο συστημάτων. Παράλληλα, το σύστημα του μικροδικτύου πρέπει να διαθέτει όλες τις απαραίτητες διατάξεις προστασίας από σφάλματα, βραχυκυκλώματα ή διαρροές. Ο πολύπλοκος αυτός έλεγχος ενός συστήματος όπως το μικροδίκτυο, απαιτεί τη χρήση ηλεκτρονικών μετατροπέων ισχύος για τη σύνδεση των πηγών ενέργειας του με το δίκτυο μεταφοράς ηλεκτρικής ενέργειας. Με τη χρήση μετατροπέων ισχύος είναι δυνατός ο έλεγχος των πιο σημαντικών μεγεθών του συστήματος, δηλαδή του πλάτους και της συχνότητας της τάσης, μέσω του ελέγχου της ροής της ενεργού και της αέργου ισχύος. Το βασικότερο τμήμα ενός μικροδικτύου αποτελεί συνήθως ένας αντιστροφέας ισχύος ο οποίος ελέγχει τη ροή ισχύος στο μικροδίκτυο, είτε μέσω μιας ελεγχόμενης γεννήτριας, είτε με τη διαχείριση συσσωρευτών ή μέσω του ελέγχου των ηλεκτρονικών ισχύος της διάταξης. Το παραπάνω σύστημα ενός μικροδικτύου το οποίο λειτουργεί με πηγή ενέργειας μια Φ/Β συστοιχία και στο οποίο χρησιμοποιούνται συσσωρευτές για την αποθήκευση της περίσσειας ενέργειας, ενώ είναι συνδεδεμένο μέσω ενός αντιστροφέα τόσο με το δίκτυο χαμηλής τάσης, όσο και με τα τοπικά φορτία που τροφοδοτεί, φαίνεται στο Σχήμα 1.2. Σχήμα 1.2: Μικροδίκτυο συνδεδεμένο με το δίκτυο τάσης, με πηγή ενέργειας μια Φ/Β συστοιχία και πηγή αποθήκευσης μια συστοιχία συσσωρευτών Στην παρούσα διπλωματική εργασία θα μελετηθεί και θα κατασκευασθεί το τμήμα του παραπάνω συστήματος το οποίο αφορά την διασύνδεση των συσσωρευτών της Φ/Β συστοιχίας μέσω του αντιστροφέα πλήρους γέφυρας, αρχικά με ένα απομονωμένο ωμικό φορτίο και στη συνέχεια με το δίκτυο χαμηλής τάσης. Ιδιαίτερη σημασία θα δοθεί στην λειτουργία του μετατροπέα με δικατευθυντήρια ροή ισχύος, δηλαδή στη λειτουργία του τόσο ως αντιστροφέα για την τροφοδοσία του ωμικού φορτίου και τη διασύνδεσή του με το δίκτυο, όσο και ως ανορθωτή για την φόρτιση των συσσωρευτών της Φ/Β συστοιχίας

19 Κεφάλαιο Μικροδίκτυα Ορισμός Ως μικροδίκτυο (Microgrid ή Mini-grid) ορίζεται ένα υποσύστημα του κεντρικού δικτύου συνδεδεμένο σε ένα σημείο με το σύστημα διανομής, το οποίο περιλαμβάνει μονάδες παραγωγής, φορτία και στοιχεία αποθήκευσης της παραγόμενης ενέργειας, ενώ μπορεί να λειτουργεί είτε συνδεδεμένο με το δημόσιο δίκτυο, είτε αυτόνομα [4]. Ο όρος του μικροδικτύου είναι πλέον συνδεδεμένος με την έννοια της αποκεντρωμένης παραγωγής. Ως τέτοια, θεωρείται η παραγωγή που γίνεται από μονάδες οι οποίες βρίσκονται πλησίον των θέσεων ζήτησης και αποσκοπούν στην τοπική εξυπηρέτηση των φορτίων κατανάλωσης και οι οποίες δεν ξεπερνούν σε ισχύ τα 1MW [4]. Τα μικροδίκτυα αποτελούν μικρογραφίες του κεντρικού δικτύου ηλεκτροδότησης και συμβάλουν στην κατανεμημένη παραγωγή, παρέχοντας την δυνατότητα σε απομακρυσμένους καταναλωτές να έχουν αδιάλειπτη, τοπική παροχή ηλεκτρικής ενέργειας. Τα παραπάνω σε συνδυασμό με το γεγονός ότι στα μικροδίκτυα χρησιμοποιούνται στην πλειονότητά τους ανανεώσιμες πηγές ενέργειας (ΑΠΕ), φέρνουν τα συστήματα αυτά στο επίκεντρο των τεχνολογικών εξελίξεων, τόσο στον ερευνητικό όσο και στον εμπορικό τομέα. Η δομή ενός τυπικού μικροδικτύου φαίνεται στο Σχήμα 1.3. Σχήμα 1.3: Τυπική δομή ενός μικροδικτύου [5]

20 Κεφάλαιο 1 Οι βασικές μονάδες από τις οποίες αποτελείται το μικροδίκτυο είναι οι μονάδες παραγωγής ενέργειας, οι μονάδες αποθήκευσης ενέργειας και οι μονάδες κατανάλωσης ενέργειας, δηλαδή τα φορτία. Με βάση το γεγονός ότι στην πλειονότητά τους οι μονάδες παραγωγής ενέργειας παράγουν συνεχή τάση και ρεύμα, είναι αντιληπτό ότι βασικό ρόλο σε ένα μικροδίκτυο έχουν οι αντιστροφείς (Inverters), οι οποίοι είναι υπεύθυνοι για την μετατροπή της τάσης και του ρεύματος στην εναλλασσόμενη μορφή τους, ώστε να είναι εκμεταλλεύσιμη από το δίκτυο. Οι μονάδες παραγωγής ενός μικροδικτύου μπορούν να είναι είτε κλασσικής μορφής, είτε από ήπιες μορφές ενέργειας, προσφέροντας ένα εύρος επιλογών ανάλογα με τους φυσικούς πόρους της τοποθεσίας που γίνεται η εγκατάσταση. Τυπικές πηγές ενέργειας ενός μικροδικτύου αποτελούν οι γεννήτριες ντίζελ ή φυσικού αερίου, συμπαραγωγής ηλεκτρικής ενέργειας και ζεστού νερού (γεννήτριες, μικροστρόβιλοι), οι ανεμογεννήτριες, τα φωτοβολταϊκά, οι κυψέλες καυσίμου, οι γεωθερμικοί και ηλιοθερμικοί σταθμοί, τα μικρά υδροηλεκτρικά, οι μονάδες που χρησιμοποιούν ως πρώτη ύλη βιομάζα, βιοντίζελ ή οποιαδήποτε άλλη μορφή ενέργειας. Η διάταξη που κατασκευάστηκε στην παρούσα διπλωματική εργασία μπορεί να ενσωματωθεί σε όλες τις παραπάνω πηγές παραγωγής ενέργειας ενός μικροδικτύου, όμως στη συνέχεια θα επικεντρωθούμε και θα μελετήσουμε τη λειτουργία ενός μικροδικτύου με πηγή ενέργειας μια φωτοβολταϊκή συστοιχία και συσσωρευτές ως μονάδα αποθήκευσης ενέργειας Τοποθεσία και μέγεθος εγκατάστασης Ένα μικροδίκτυο μπορεί να εγκατασταθεί εκεί όπου είναι διαθέσιμη κάποια από τις παραπάνω φυσικές πηγές ενέργειας και αναλαμβάνει να καλύψει τις απαιτήσεις κατανάλωσης της περιοχής στην οποία εγκαθίσταται. Η θέση των μονάδων παραγωγής στα μικροδίκτυα είναι συνήθως κοντά στην κατανάλωση έτσι ώστε να ελαχιστοποιείται το κόστος μεταφοράς και διανομής της ενέργειας, καθώς και οι απώλειες στις γραμμές μεταφοράς, αυξάνοντας έτσι την απόδοση του συστήματος. Το μέγεθος του μικροδικτύου μπορεί να ποικίλει ανάλογα με τις απαιτήσεις τις οποίες καλείται να καλύψει. Για ανάγκες μικρών καταναλωτών (πχ. οικιακή κατανάλωση) μπορεί να αποτελείται από ένα υβριδικό σύστημα φωτοβολταϊκών και γεννήτριας ντίζελ ή βιοκαυσίμων. Σε μεσαίους καταναλωτές (πχ. τροφοδότηση νοσοκομειακής μονάδας) στο μικροδίκτυο μπορεί να χρησιμοποιούνται κυψέλες καυσίμου για παραγωγή ενέργειας, ενώ σε μεγάλους (πχ. τροφοδότηση μιας ολόκληρης πόλης) το μικροδίκτυο μπορεί να διαθέτει ως μονάδες παραγωγής ενέργειας σταθμούς βιομάζας, γεννήτριες ντίζελ, αλλά και αιολικά πάρκα

21 Κεφάλαιο Διασύνδεση με το δίκτυο Κατά το σχεδιασμό ενός μικροδικτύου καθορίζεται το εάν θα έχει δυνατότητα διασύνδεσης με το κεντρικό δίκτυο ηλεκτρικής ενέργειας, ή εάν προορίζεται να λειτουργεί αυτόνομα για την τροφοδοσία ενός απομονωμένου φορτίου. Σε μια παραλληλισμένη λειτουργία με το δίκτυο είναι δυνατή η ανταλλαγή ενέργειας με αυτό. Μπορούμε συνεπώς, να έχουμε παροχή της πλεονάζουσας ενέργειας στο δίκτυο όταν η κατανάλωση του φορτίου είναι μικρότερη από την παραγωγή, ή αντίστοιχα να έχουμε απορρόφηση ενέργειας όταν οι μονάδες παραγωγής του μικροδικτύου δεν επαρκούν για την κάλυψη του των αναγκών ισχύος του φορτίου. Ακόμα, το μικροδίκτυο μπορεί να έχει αποκλειστικά βοηθητικό ρόλο για την αξιόπιστη τροφοδότηση ενός φορτίου που βρίσκεται σε σύνδεση με το δίκτυο, σε περίπτωση κατάρρευσης του τελευταίου. Το σημείο σύνδεσης των μονάδων με το κεντρικό δίκτυο εξαρτάται άμεσα από το μέγεθός τους. Οι μονάδες αυτές είναι συνήθως μικρότερες του 1MW και συνδέονται είτε σε δίκτυα Μέσης Τάσης ή ακόμα και Χαμηλής Τάσης όταν η ισχύς τους είναι μικρότερη των 100kW ή τόσο στην Υψηλή όσο και στη Μέση Τάση όταν οι εγκατεστημένοι ηλεκτροπαραγωγικοί σταθμοί έχουν ισχύ από 1 έως και 50MW [4]. Εφόσον η πλειονότητα των μονάδων παραγωγής ενός μικροδικτύου είναι μικρής ισχύος, η παραγωγή και διανομή της ηλεκτρικής ενέργειας προτιμάται να γίνεται στη χαμηλή τάση, καθώς αποφεύγεται με αυτόν τον τρόπο η μεταφορά της ηλεκτρικής ενέργειας σε μεγάλες αποστάσεις. Από την άλλη μεριά, ένα μικροδίκτυο μεγάλης ισχύος απαιτεί διασύνδεση στη μέση τάση με άμεσο αποτέλεσμα την αύξηση των απωλειών στις γραμμές μεταφοράς. Απαραίτητο στοιχείο για την σύνδεση μικρών μονάδων παραγωγής ενέργειας όπως τα φωτοβολταϊκά, οι συσσωρευτές και οι κυψέλες καυσίμου στο κεντρικό δίκτυο, είναι ο αντιστροφέας (Inverter). Ο μετατροπέας αυτός αναλαμβάνει την μετατροπή της συνεχούς τάσης και ρεύματος που παράγονται από τις παραπάνω πηγές ηλεκτρικής ενέργειας σε εναλλασσόμενη, ώστε να είναι δυνατή η διασύνδεση του συστήματος με το κεντρικό δίκτυο. Τα σύγχρονα ηλεκτρονικά ισχύος προσφέρουν διάφορες λύσεις για την μετατροπή της τάσης από συνεχή σε εναλλασσόμενη με την κατάλληλη συχνότητα και την παραγωγή της απαιτούμενης ενεργού και αέργου ισχύος. Τέτοιοι μετατροπείς παρέχουν ακόμη τη δυνατότητα ελέγχου της τάσης στο δίκτυο διανομής, των ποσών της ανταλλασσόμενης ισχύος μεταξύ του μικροδικτύου και του κεντρικού δικτύου, αφού με τη λειτουργία τους εξασφαλίζεται ότι η ποιότητα της παραγόμενης τάσης θα ανταποκρίνεται στις προδιαγραφές του δικτύου

22 Κεφάλαιο Χαρακτηριστικά λειτουργίας Σε αυτήν την ενότητα θα αναλυθούν δύο βασικά χαρακτηριστικά των μικροδικτύων τα οποία προσφέρουν το πλεονέκτημα της άμεσης και εύκολης επέκτασής τους, ενώ παράλληλα τους δίνει τη δυνατότητα να προσαρμόζονται στις εκάστοτε καταστάσεις ζήτησης και τροφοδοσίας. Με αυτόν τον τρόπο, με μικρό κόστος και μηδενικές απώλειες στον τομέα της σταθερότητας και ασφάλειας του συστήματος, μπορούν να προστεθούν μονάδες παραγωγής και φορτία, όσο οι ανάγκες για ηλεκτρική ενέργεια αυξάνονται. o Ανεξαρτητοποίηση Μονάδων (Peer to Peer) [6]: Με βάση το πρώτο χαρακτηριστικό λειτουργίας των μικροδικτύων, οι μονάδες έχουν τη δυνατότητα να λειτουργούν ανεξάρτητα η μια από την άλλη, έχουν δηλαδή ομότιμη συμμετοχή στο εκάστοτε μικροδίκτυο. Η συγκεκριμένη λειτουργία ονομάζεται Peer to Peer, φράση που προέρχεται από την ορολογία των ηλεκτρονικών υπολογιστών. Με αυτή τη λειτουργία εξασφαλίζεται ότι δεν υπάρχουν μονάδες όπως ένας κεντρικός ελεγκτής ή μια κεντρική μονάδα αποθήκευσης που να έχουν κρίσιμο ρόλο στη λειτουργία του μικροδικτύου. Πρακτικά αυτό σημαίνει ότι το μικροδίκτυο μπορεί να λειτουργεί ανεξάρτητα από τις μονάδες που είναι συνδεδεμένες και κατά συνέπεια ανεξάρτητα από την απώλεια ορισμένων εξ αυτών. Συνεπώς, η ευθύνη της σταθερής λειτουργίας του μικροδικτύου δεν βαραίνει μια κεντρική μονάδα με τις άλλες να έχουν τον ρόλο υποστήριξης, αλλά διαμοιράζεται εξίσου, με αποτέλεσμα να υπάρχουν πολλές μονάδες οδηγοί χωρίς να είναι απαραίτητοι επιπλέον τρόποι επικοινωνίας. o Άμεση Διασύνδεση Μονάδων (Plug and Play) [7]: Το μικροδίκτυο έχει τη δυνατότητα να μην χρειάζεται επαναπροσδιορισμό των ελέγχων του σε περίπτωση που προστεθεί ή αφαιρεθεί κάποια από τις μονάδες του, είτε αυτή είναι μονάδα παραγωγής, αποθήκευσης ή κάποιο φορτίο. Με αυτόν τον τρόπο οι μονάδες μπορούν να συνδέονται και να αποσυνδέονται άφοβα σε οποιοδήποτε σημείο του μικροδικτύου. Καθοριστικό ρόλο για την επίτευξη της Plug and Play λειτουργίας φυσικά παίζουν οι μετατροπείς που διαθέτει το εκάστοτε μικροδίκτυο, οι οποίοι επωμίζονται τον έλεγχο της κάθε μονάδας και διασφαλίζουν ότι θα είναι σε θέση να ανταποκρίνεται στις αλλαγές του συστήματος, είτε των χαρακτηριστικών του δικτύου, είτε του φορτίου, χωρίς να απαιτείται η συγκέντρωση δεδομένων από άλλα φορτία ή μονάδες παραγωγής

23 Κεφάλαιο Πλεονεκτήματα μικροδικτύου Τα οφέλη που παρέχει η χρήση των μικροδικτύων είναι πολλαπλά, τόσο στην αύξηση της αξιοπιστίας στην παροχή ηλεκτρικής ενέργειας, όσο και περιβαλλοντικά. Τα σημαντικότερα από αυτά είναι τα εξής [8]: o Αύξηση της απόδοσης ενέργειας λόγω των εφαρμογών συμπαραγωγής. Ενώ μέχρι τη δημιουργία των μικροδικτύων η παραγωγή ηλεκτρικής ενέργειας γινόταν κεντρικά και η παραγωγή θερμότητας τοπικά, με την εισαγωγή των μικροδικτύων τόσο η παραγωγή ενέργειας όσο και θερμότητας γίνεται πλέον τοπικά. Αυτό είχε σαν αποτέλεσμα την μείωση της κατανάλωσης ενέργειας που βασίζεται σε ορυκτά καύσιμα στο 1/3. o Ελαχιστοποίηση της συνολικής κατανάλωσης ενέργειας. o Αύξηση της αξιοπιστίας και της προσαρμοστικότητας του συστήματος ενέργειας. o Μείωση των απωλειών μεταφοράς της ηλεκτρικής ενέργειας εφόσον πλέον η παραγωγή γίνεται τοπικά. o Οφέλη για το δίκτυο, όπως η δυνατότητα ελέγχου τάσης και συχνότητας. o Σε περιόδους αιχμής φορτίου αποτρέπεται η κατάρρευση μειώνοντας το φορτίο του δικτύου. o Το μικροδίκτυο μπορεί να ενεργήσει με τρόπο που να μειώνει το συνολικό κόστος παραγωγής ενέργειας για τους χρήστες. Αντίστοιχα, τα οφέλη στον περιβαλλοντικό τομέα είναι: o Σημαντική μείωση των εκπομπών του διοξειδίου του άνθρακα. o Ενίσχυση της χρήσης ανανεώσιμων πηγών ενέργειας (ΑΠΕ). o Αποφυγή στη χρήση μεγάλων γεωγραφικών εκτάσεων για την εγκατάσταση μεγάλων κεντρικών μονάδων παραγωγής ενέργειας Μειονεκτήματα μικροδικτύου Όπως κάθε νέα τεχνολογία που κάνει την εμφάνισή της, έτσι και το μικροδίκτυο έχει ορισμένα μειονεκτήματα, τα οποία όμως δεν είναι ικανά να το επισκιάσουν. Τέτοια είναι: o Πρέπει να γίνεται συνεχής έλεγχος της τάσης, της συχνότητας και της ισχύος, οι οποίες πρέπει να βρίσκονται σε αποδεκτά επίπεδα, ενώ παράλληλα πρέπει να διατηρείται το ισοζύγιο ενέργειας και ισχύος. o Ο επανασυγχρονισμός με το κεντρικό δίκτυο παρουσιάζει δυσκολία

24 Κεφάλαιο 1 o o o o Η ηλεκτρική ενέργεια πρέπει να αποθηκεύεται σε συστοιχίες συσσωρευτών, με αποτέλεσμα να αυξάνεται ο όγκος του συστήματος, καθώς και τα κόστη αγοράς και συντήρησης. Η τοποθέτηση κατάλληλων και αξιόπιστων διατάξεων προστασίας του συστήματος είναι αποτέλεσμα σημαντικής μελέτης του συστήματος του μικροδικτύου. Η ακριβής μέτρηση της παραγόμενης και λαμβανόμενης από το δίκτυο ενέργειας παρουσιάζει δυσκολία. Είναι απαραίτητη η ανάπτυξη προτύπων διασύνδεσης ώστε να εξασφαλίζεται συνοχή. (Ωστόσο το πρότυπο IEEE P1547 που προτείνεται από το Ινστιτούτο Ηλεκτρολόγων και Ηλεκτρονικών Μηχανικών καλύπτει, σε μεγάλο βαθμό, το παραπάνω κενό). 1.2 Φωτοβολταϊκά Ηλιακή Ενέργεια Στην κατανεμημένη παραγωγή υπάρχει μεγάλο εύρος τεχνολογιών οι οποίες μπορούν να εκμεταλλευτούν τόσο συμβατικές, όσο και ανανεώσιμες πηγές ενέργειας. Στην προηγούμενη ενότητα αναφέραμε τις πιο σημαντικές από αυτές, ενώ σε αυτήν θα αναλυθεί συγκεκριμένα η λειτουργία ενός μικροδικτύου με μονάδα παραγωγής μια φωτοβολταϊκή συστοιχία Το φωτοβολταϊκό φαινόμενο Με τη χρήση των φωτοβολταϊκών στοιχείων η ηλιακή ενέργεια μετατρέπεται σε ηλεκτρική. Το φαινόμενο πάνω στο οποίο βασίστηκε η λειτουργία τους είναι το φωτοβολταϊκό φαινόμενο. Πρώτος ο Γάλλος φυσικός Edmond Becquerel το 1839 [9] ήταν εκείνος που παρατήρησε την ανάπτυξη τάσεως μεταξύ δύο ηλεκτροδίων μέσα σε ηλεκτρολύτη, όταν σε ένα από αυτά προσπέσει ηλιακό φως. Το φωτοβολταϊκό φαινόμενο αποτελεί ένα μηχανισμό απ ευθείας μετατροπής της ηλιακής ενέργειας σε ηλεκτρική, χρησιμοποιώντας τη μεταφορά ενέργειας των προσπιπτόντων φωτονίων στα υπάρχοντα ηλεκτρόνια μέσα σε ένα ημιαγώγιμο υλικό. Τέτοιο υλικό το οποίο βρίσκεται σε αφθονία στη φύση και είναι το βασικό υλικό από το οποίο κατασκευάζονται τα φωτοβολταϊκά στοιχεία είναι το πυρίτιο Κατασκευή φωτοβολταϊκών στοιχείων Ηλιακό κελί ή φωτοβολταϊκό κελί ονομάζεται μια ηλεκτρονική συσκευή η οποία μετατρέπει την προσπίπτουσα ακτινοβολία του ήλιου σε ηλεκτρική ενέργεια μέσω του φωτοβολταϊκού

25 Κεφάλαιο 1 φαινουμένου. Τα φωτοβολταϊκά κύτταρα ή κυψέλες χωρίζονται ανάλογα με τον τρόπο κατασκευής τους σε τρεις βασικές κατηγορίες [10]: Μονοκρυσταλλικού Πυριτίου: Κατασκευάζονται από κυψέλες που έχουν κοπεί από ένα κυλινδρικό κρύσταλλο πυριτίου. Αποτελούν τα πιο αποδοτικά φωτοβολταϊκά με αποδόσεις της τάξεως του 15%. Η κατασκευή τους είναι πιο πολύπλοκη γιατί απαιτείται η κατασκευή μονοκρυσταλλικού πυριτίου, με αποτέλεσμα το υψηλότερο κόστος κατασκευής. Πολυκρυσταλλικού Πυριτίου: Τα πολυκρυσταλλικά φωτοβολταϊκά κατασκευάζονται από ράβδους λιωμένου και επανακρυσταλλομένου πυριτίου. Για την παραγωγή τους οι ράβδοι του πυριτίου κόβονται σε λεπτά τμήματα από τα οποία κατασκευάζεται η κυψέλη του φωτοβολταϊκού. Η διαδικασία κατασκευής τους είναι απλούστερη από εκείνη των μονοκρυσταλλικών φωτοβολταϊκών με αποτέλεσμα το φθηνότερο κόστος παραγωγής. Γενικά παρουσιάζουν μικρότερη απόδοση της τάξεως του 12%. Άμορφου Πυριτίου: Τα φωτοβολταϊκά αυτής της κατηγορίας αποτελούνται από ένα λεπτό στρώμα πυριτίου που έχει εναποτεθεί ομοιόμορφα σε κατάλληλο υπόβαθρο. Σαν υπόβαθρο μπορεί να χρησιμοποιηθεί μια μεγάλη γκάμα υλικών από δύσκαμπτα μέχρι ελαστικά με αποτέλεσμα να βρίσκει μεγαλύτερο εύρος εφαρμογών, ιδιαίτερα σε καμπύλες ή εύκαμπτες επιφάνειες. Η φωτοβολταϊκή απόδοση του άμορφου πυριτίου είναι μικρότερη των κρυσταλλικών, περίπου 6%. Το φθηνό όμως κόστος κατασκευής τους τα κάνει ιδανικά σε εφαρμογές όπου δεν απαιτείται υψηλή απόδοση. Άλλα είδη: Μια σειρά από νέα υλικά που μπορούν να παραχθούν με φθηνότερες διαδικασίες από το κρυσταλλικό πυρίτιο όπως το CdTe (Τελλουριούχο κάδμιο) και το CIGS (Copper Indium Gallium Selenide) έχουν αρχίσει να χρησιμοποιούνται σε φωτοβολταϊκά συστήματα. Σχήμα 1.4: Διαδικασία παραγωγής ηλιακών κελιών μονοκρυσταλλικού πυριτίου [11]

26 Κεφάλαιο Λειτουργία ηλιακών κυττάρων Τα ηλιακά κύτταρα λειτουργούν ως δίοδοι ημιαγωγού με τη μορφή ενός δίσκου που δέχεται ηλιακή ακτινοβολία. Όταν ηλιακό φως προσπέσει πάνω σε κρυσταλλικό πυρίτιο είναι δυνατόν να ανακλαστεί, να διαπεράσει τον κρύσταλλο ή να απορροφηθεί. Στην τελευταία περίπτωση, εάν το φως είναι χαμηλής ενέργειας τότε τα άτομα του πυριτίου ταλαντώνονται γύρω από τη θέση τους χωρίς να σπάνε τους δεσμούς τους, ενώ τα ηλεκτρόνια των δεσμών αποκτούν ορισμένη ενέργεια η οποία τα αναγκάζει να ανέβουν σε υψηλότερες ενεργειακές στάθμες, οι οποίες, επειδή δεν είναι ευσταθείς, αναγκάζουν τα ηλεκτρόνια να επιστρέψουν στις αρχικές τους στάθμες, αποδίδοντας την κερδισμένη ενέργεια υπό μορφή θερμότητας. Στην περίπτωση όμως που το φως είναι υψηλής ενέργειας, το ηλεκτρόνιο ενός δεσμού είναι ικανό να αποκτήσει αρκετή ενέργεια ώστε να αποχωρίσει από τη θέση του στον κρύσταλλο και να μετακινηθεί στην ζώνη αγωγιμότητας (Conduction Band) αφήνοντας πίσω του στη ζώνη σθένους (Valence Band) ένα δεσμό από τον οποίο λείπει ένα ηλεκτρόνιο σθένους, δηλαδή μια οπή. Οπές και ηλεκτρόνια είναι ελεύθερα να μετακινηθούν δια μέσω του κρυσταλλικού πλέγματος και παίζουν σημαντικό ρόλο στην ηλεκτρική συμπεριφορά των ηλιακών κυττάρων. Αυτά τα ζεύγη οπών-ηλεκτρονίων αποτελούν τη βασική διαδικασία του φωτοβολταϊκού φαινομένου, αλλά από μόνα τους δεν είναι σε θέση να παράγουν ρεύμα. Αν δεν υπήρχε και κάποιος άλλος μηχανισμός, τα ζεύγη οπών ηλεκτρονίων θα εκτελούσαν για σύντομο χρονικό διάστημα τυχαίους ελιγμούς και τελικά θα επανέρχονταν στις αρχικές τους θέσεις αποδίδοντας θερμική ενέργεια λόγω της κίνησής τους. Ο μηχανισμός αυτός ο οποίος είναι απαραίτητος για την παραγωγή ρεύματος ονομάζεται φράγμα δυναμικού (Potential Barrier). Κάθε ηλιακό κύτταρο περιέχει ένα φράγμα δυναμικού το οποίο διαχωρίζει τα παραγόμενα ζεύγη οπών ηλεκτρονίων στέλνοντας περισσότερες οπές στη μια πλευρά του κυττάρου και περισσότερα ηλεκτρόνια στην άλλη πλευρά, ώστε να υπάρχει μικρή πιθανότητα επανασύνδεσής τους. Αυτός ο διαχωρισμός δημιουργεί μια διαφορά δυναμικού η οποία είναι ικανή να δώσει ρεύμα σε ένα εξωτερικό κύκλωμα. Για να επιτύχουμε το φράγμα δυναμικού εφαρμόζουμε την ακόλουθη τακτική. Εισάγουμε στον κρύσταλλο πυριτίου μια πρόσμιξη (doping) η οποία αντικαθιστά ένα άτομο πυριτίου με ένα άτομο από την πέμπτη ομάδα (V) του περιοδικού πίνακα όπως πχ. το φώσφορο (P). Tα άτομα των στοιχείων της πέμπτης ομάδας έχουν πέντε ηλεκτρόνια σθένους στην εξωτερική τους στοιβάδα. Συνεπώς, το άτομο του φωσφόρου θα αντικαταστήσει ένα άτομο πυριτίου, προσφέροντας τέσσερα ηλεκτρόνια για να σχηματιστούν ομοιοπολικοί δεσμοί με

27 Κεφάλαιο 1 τέσσερα γειτονικά του άτομα πυριτίου και επιπλέον θα υπάρχει περίσσεια ενός ηλεκτρονίου που δεν θα ανήκει σε δεσμό. Έτσι ένας κρύσταλλος πυριτίου όπου ένας αριθμός ατόμων του έχει αντικατασταθεί με άτομα φωσφόρου θα έχει πολλά ελεύθερα ηλεκτρόνια στην ζώνη αγωγιμότητας. Έτσι ενώ το σύνολο του κρυστάλλου παραμένει ηλεκτρικά ουδέτερο, οι ηλεκτρικές του ιδιότητες έχουν αλλάξει δραστικά. Προσμίξεις τέτοιου τύπου που έχουν ένα επιπλέον ηλεκτρόνιο σθένους ονομάζονται δότες (donors) και ο αντίστοιχος κρύσταλλος ονομάζονται τύπου n (n type). Όμοια, εισάγουμε στον κρύσταλλο του πυριτίου ένα άτομο από την τρίτη ομάδα (ΙΙΙ) του περιοδικού συστήματος όπως πχ. το Βόριο. Τα άτομα των στοιχείων της τρίτης ομάδας έχουν συνολικά τρία ηλεκτρόνια σθένους στην εξωτερική τους στοιβάδα. Συνεπώς, το άτομο του Βορίου, θα αντικαταστήσει ένα άτομο πυριτίου προσφέροντας τρία ηλεκτρόνια τα οποία θα συνδεθούν με τρία γειτονικά άτομα πυριτίου, ενώ δεν θα επιτευχθεί σύνδεση με το τέταρτο γειτονικό άτομο πυριτίου αφήνοντας στην θέση του μια οπή. Έτσι ένας κρύσταλλος πυριτίου με πρόσμιξη Βορίου θα περιέχει πολλές οπές οι οποίες μπορούν να θεωρηθούν ως θετικά φορτία και να μετακινηθούν ελεύθερα μέσω του κρυσταλλικού πλέγματος. Προσμίξεις οι οποίες έχουν τρία ηλεκτρόνια σθένους ονομάζονται δέκτες (acceptors) διότι οι αντίστοιχες οπές τους δέχονται ηλεκτρόνια και ο αντίστοιχος κρύσταλλος καλείται τύπου p (p type). Στα υλικά τύπου n, τα ηλεκτρόνια αποτελούν τους φορείς πλειονότητας και οι οπές τους φορείς μειονότητας. Αντίθετα, στα υλικά τύπου p, τα ηλεκτρόνια αποτελούν τους φορείς μειονότητας και οι οπές τους φορείς πλειονότητας. Εάν τώρα φέρουμε σε επαφή ένα υλικό τύπου n και ένα υλικό τύπου p, η διαχωριστική γραμμή μεταξύ των δύο αυτών υλικών θα ονομάζεται επαφή (junction) και θα αποτελεί την εστία δημιουργίας του φράγματος δυναμικού. Με την επαφή αυτών των δύο υλικών, ελεύθερα ηλεκτρόνια από το υλικό τύπου n μεταπηδούν μέσω της επαφής με την διαδικασία της διάχυσης στο υλικό τύπου p και συνδέονται με τις αντίστοιχες οπές. Η διαδικασία αυτή δεν συνεχίζεται απεριόριστα. Οι φορτισμένοι φορείς που μεταφέρθηκαν στις δύο πλευρές της επαφής δημιουργούν ένα ηλεκτρικό πεδίο που ενεργεί σαν φράγμα και αντιτίθεται στην παραπέρα ροή των φορέων. Με άλλα λόγια, σε μια στενή περιοχή γύρω της επαφής δημιουργούνται φορτία χώρου που έχουν σαν συνέπεια τη δημιουργία ενός φράγματος δυναμικού που αντιτίθεται στην περαιτέρω διάχυση των φορέων πλειονότητας μέσω της επαφής, δηλαδή μειώνουν το ρεύμα διάχυσης. Ωστόσο, οι φορείς μειονότητας μπορούν να ολισθήσουν πέρα από το φράγμα δυναμικού δημιουργώντας το ρεύμα ολίσθησης

28 Κεφάλαιο 1 Σχήμα 1.5: Το φράγμα δυναμικού στην επαφή των δύο υλικών [12] Έτσι, σε συνθήκες ισορροπίας, όταν το κύτταρο δεν φωτίζεται λίγοι φορείς πλειονότητας που αποκτούν τυχαία λίγη ενέργεια ώστε να διασχίσουν το φράγμα δυναμικού, δημιουργούν ένα ρεύμα διάχυσης που αντισταθμίζεται από ένα ίσο και αντίθετο ρεύμα ολίσθησης το οποίο οφείλεται σε φορείς μειονότητας, οπότε τελικά δεν υπάρχει ρεύμα στον κρύσταλλο και επέρχεται ισορροπία. Όταν όμως το ηλιακό κύτταρο φωτίζεται, φωτόνια με ενέργεια μεγαλύτερη ή ίση από το ενεργειακό χάσμα Eg του ημιαγωγού, δημιουργούν ζεύγη ηλεκτρονίων οπών εκ των οποίων τα ηλεκτρόνια φθάνουν στην περιοχή της επαφής πριν τους δοθεί η ευκαιρία να επανασυνδεθούν. Από τη στιγμή που το ελεύθερο ηλεκτρόνιο φθάσει στο πεδίο της επαφής επιταχύνεται από το φράγμα δυναμικού στο υλικό τύπου n όπου υπάρχουν ελάχιστες οπές και δεν υπάρχει μεγάλος κίνδυνος επανασύνδεσης. Η διαδικασία αυτή διαχωρισμού των φορτίων που παράγονται σε ένα ηλιακό κύτταρο δημιουργεί πλεόνασμα αρνητικών φορτίων στο υλικό τύπου n και πλεόνασμα οπών στο υλικό τύπου p. Έτσι εάν συνδέσουμε τις δύο πλευρές εξωτερικά μέσω ενός ηλεκτρικού κυκλώματος θα έχουμε ροή ηλεκτρικού ρεύματος Το ισοδύναμο κύκλωμα Το ισοδύναμο κύκλωμα ενός ηλιακού κυττάρου παρουσιάζεται στο Σχήμα 1.6. Τα βασικά στοιχεία που το αποτελούν είναι: o Rs: η σε σειρά αντίσταση του ηλιακού κυττάρου που παριστάνει σε συγκεντρωμένη μορφή τα κατανεμημένα στοιχεία αντίστασης του κυττάρου. o Rsh: η παράλληλη αντίσταση του ηλιακού κυττάρου που οφείλεται σε διαρροές των φορέων που συμβαίνουν στην επαφή p-n

29 Κεφάλαιο 1 Σχήμα 1.6: Το ισοδύναμο κύκλωμα ενός ηλιακού κυττάρου Η βασική εξίσωση που περιγράφει την λειτουργία του ηλιακού κυττάρου είναι: όπου: o o o o o o I = I Ο (e qv KT 1) I L (1.1) IO: το ρεύμα κόρου της διόδου και εξαρτάται από τα χαρακτηριστικά του ημιαγωγικού υλικού. IL: το φωτόρευμα, δηλαδή το ρεύμα που παράγεται λόγω του προσπίπτοντος ηλιακού φωτός στο κύτταρο. q: το φορτίο του ηλεκτρονίου V: η τάση στην έξοδο του κυττάρου Κ: η σταθερά Boltzmann (1.38x10-23 J/K) T: η απόλυτη θερμοκρασία του κυττάρου Το φωτόρευμα IL δίνεται από την εξίσωση: όπου: o o W: το εύρος της επαφής (depletion region) G: ο ρυθμός παραγωγής Ι L = qag(l e + W + L h ) (1.2) o Le: το μήκος διάχυσης των ηλεκτρονίων = D e τ e o Lh: το μήκος διάχυσης των οπών = D h τ h Το ρεύμα βραχυκυκλώσεως ISC είναι το ρεύμα για V=0 και αν θεωρήσουμε την RS πολύ μικρή, είναι ίσο με το φωτόρευμα IL. Αντίστοιχα, η τάση ανοιχτού κυκλώματος VOC είναι η τάση για Ι=0 και αν θεωρήσουμε την RSH πολύ μεγάλη προκύπτει: V OC = AKT q ln(i L + 1) (1.3) I O όπου Α: o συντελεστής ποιότητας διόδου (τυπικές τιμές μεταξύ 1 και 2)

30 Κεφάλαιο 1 Φαινομενικά, το VOC αυξάνεται με την αύξηση του Α, όμως ουσιαστικά το IO αυξάνεται τόσο γρήγορα σε σχέση με το Α, που η μέγιστη τιμή για το VOC δίνεται για εκείνη την τιμή του IL όπου Α=1. Ο λόγος της μέγιστης ισχύος που μπορεί να παράγει το ηλιακό κύτταρο Imp*Vmp δια το γινόμενο της τάσης ανοιχτοκύκλωσης και του ρεύματος βραχυκύκλωσης VOC*ISC ονομάζεται συντελεστής πλήρωσης (Fill Factor) FF = V mp I mp V OC I SC (1.4) και αποτελεί ένα μέτρο του πόσο τετράγωνη είναι η Ι-V χαρακτηριστική καμπύλη του στοιχείου. Τυπικές τιμές του συντελεστή πληρώσεως βρίσκονται μεταξύ 0.7 και Η χαρακτηριστική καμπύλη I-V ενός Φ/Β κυττάρου όταν φωτίζεται και όταν δεν φωτίζεται παρουσιάζεται στο Σχήμα 1.7. Σχήμα 1.7: Χαρακτηριστική καμπύλη ενός ηλιακού κυττάρου [13] Παράγοντες απόδοσης των ηλιακών κυττάρων Δεδομένης της μικρής απόδοσης που έχουν τα ηλιακά κύτταρα έχει σημασία να γίνει πλήρης εκμετάλλευση της ηλιακής ακτινοβολίας στο μέρος όπου θα τοποθετηθεί το φωτοβολταϊκό πλαίσιο. Για αυτόν το σκοπό μελετώνται οι παράγοντες που επηρεάζουν την απόδοσή τους, ώστε να γίνει όσο το δυνατόν καλύτερη εκμετάλλευση του ήλιου και να επιτύχουμε τη βέλτιστη λειτουργία του φωτοβολταϊκού πλαισίου. Αυτοί οι παράγοντες είναι: o Γεωγραφική θέση: Η γωνία που σχηματίζεται πάνω στο οριζόντιο επίπεδο ανάμεσα στην προβολή της κατακόρυφου του ηλιακού συλλέκτη και στον τοπικό μεσημβρινό βορρά νότου ορίζεται ως αζιμούθια γωνία. Για να επιτύχουμε μέγιστη απορρόφηση της ηλιακής ακτινοβολίας η γωνία πρόσπτωσης πρέπει να είναι κάθετη στο συλλέκτη

31 Κεφάλαιο 1 οπότε η αζιμούθια γωνία μηδέν. Επίσης, η βέλτιστη κλίση του συλλέκτη, δηλαδή η γωνία που σχηματίζεται ανάμεσα στο επίπεδο του συλλέκτη και στον ορίζοντα, τίθεται ίση με το γεωγραφικό παράλληλο της περιοχής στην οποία βρίσκεται, π.χ. για την Αθήνα είναι ίση με 38 ο. Για ακόμα μεγαλύτερη απόδοση των φωτοβολταϊκών στοιχείων και λόγω του ότι η πορεία του ήλιου κατά τη διάρκεια του έτους μεταβάλλεται, είναι προτιμότερο η κλίση των συλλεκτών να αλλάζει κάθε εποχή. o Θερμοκρασία: Η αύξηση της θερμοκρασίας είναι ένας παράγοντας που επηρεάζει αρνητικά την απόδοση των φωτοβολταϊκών στοιχείων, καθώς προκαλεί αύξηση της ενδογενούς συγκέντρωσης των φορέων του ημιαγωγού, με αποτέλεσμα να προκαλούνται περισσότερες επανασυνδέσεις φορέων. Εάν ο συντελεστής απόδοσης ενός φωτοβολταϊκού στοιχείου σε συμβατική θερμοκρασία είναι n, τότε η τιμή του σε θερμοκρασία θ, θα δίνεται από την σχέση: n θ = n σ θ (1.5) όπου σθ είναι ο συντελεστής της θερμοκρασιακής διόρθωσης της απόδοσης. Σε συμβατική θερμοκρασία ο σθ είναι ίσος με τη μονάδα, ενώ μειώνεται κατά περίπου 0,005 για κάθε βαθμό αύξησης της θερμοκρασίας. Στο Σχήμα 1.8 παρουσιάζεται η μείωση της απόδοσης ενός φωτοβολταϊκού στοιχείου με την αύξηση της θερμοκρασίας του γραφικά. Σχήμα 1.8: Xαρακτηριστική απόδοσης θερμοκρασίας ενός ηλιακού κυττάρου [14] Διατάξεις φωτοβολταϊκών πλαισίων Πέραν των σταθερών φωτοβολταϊκών πλαισίων των οποίων η λειτουργία περιεγράφηκε σε προηγούμενη ενότητα, τα τελευταία χρόνια πολλές νέες τεχνολογίες έχουν εφαρμοστεί με

32 Κεφάλαιο 1 σκοπό την αύξηση της προσπίπτουσας ηλιακής ακτινοβολίας στους συλλέκτες και κατά συνέπεια την αύξηση της απόδοσής τους. Κάθε μια επιλέγεται με βάση τον επιθυμητό βαθμό πολυπλοκότητας του συστήματος, αλλά και το συνολικό του κόστος. Τέτοιες τεχνολογίες είναι: o Κινητά πλαίσια: Πιο περίπλοκες διατάξεις από αυτές των σταθερών πλαισίων είναι αυτές με κινητά πλαίσια, τα οποία περιστρέφονται αυτόματα και παρακολουθούν συνεχώς την πορεία του ήλιου (Solar tracker PV) ώστε τα στοιχεία να δέχονται καθ όλη τη διάρκεια της ημέρας κάθετα την ηλιακή ακτινοβολία και να έχουμε μέγιστη εκμετάλλευσή της. Με αυτά επιτυγχάνεται αύξηση της ηλεκτρικής ενέργειας που παράγει κάθε ηλιακό κύτταρο κατά 50%. Ο μηχανισμός κίνησης μπορεί να επιτρέπει την κίνηση του πλαισίου σε έναν ή και σε δύο άξονες. Τα πρώτα είναι σχεδιασμένα έτσι ώστε να ακολουθούν την κίνηση του ήλιου από την ανατολή στη δύση. Τα δεύτερα, εκτός από την πορεία του ήλιου κατά τη διάρκεια της ημέρας, παρακολουθούν την μεταβολή της απόκλισης του ήλιου κατά τη διάρκεια του έτους έτσι ώστε η ακτινοβολία να προσπίπτει πάντα κάθετα, ενώ είναι πιο πολύπλοκα στην κατασκευή τους και κοστίζουν περισσότερο. Μπορούμε γενικά να πούμε πως τα κινητά πλαίσια απαιτούν συντήρηση και επιβαρύνονται λόγω του επιπλέον κόστους αγοράς του μηχανισμού κίνησης. Επιπλέον, κατά την επιλογή του κατάλληλου πλαισίου πρέπει να ληφθεί υπόψιν αν το πρόσθετο βάρος λόγω του μηχανισμού κίνησης του είναι κατάλληλο για την εφαρμογή μας. Σχήμα 1.9: Κινητά περιστρεφόμενα πλαίσια που ακολουθούν την πορεία του ήλιου [15] o Κάτοπτρα και πύργοι: Μια ειδική κατηγορία διάταξης αποτελούν τα πλαίσια που κάνουν χρήση φακών ή κατόπτρων τα οποία συγκεντρώνουν την ηλιακή ακτινοβολία και την στέλνουν συμπυκνωμένη πάνω στα ηλιακά στοιχεία για αύξηση της παραγωγής ηλεκτρικής ενέργειας. Με τη χρήση τέτοιων κατόπτρων για την παραγωγή ίδιου ποσού ηλεκτρικής ενέργειας απαιτείται λιγότερος αριθμός ηλιακών κυττάρων. Εφόσον το κόστος του πλαισίου εξαρτάται κυρίως από τον αριθμό των κυττάρων που περιέχει, το

33 Κεφάλαιο 1 συνολικό κόστος του συστήματος έτσι μειώνεται. Από τα μειονεκτήματα των πλαισίων αυτών είναι ότι δεν έχουν δυνατότητα εκμετάλλευσης της διάχυτης ακτινοβολίας το οποίο σημαίνει ότι ακόμα και με καθαρό ουρανό, το 20%-30% της ηλιακής ακτινοβολίας δεν αξιοποιείται. Κατά συνέπεια, για να γίνουν πιο αποδοτικά χρησιμοποιούνται σε συνδυασμό με συστήματα περιστροφής που αναλύθηκαν πιο πάνω. Ένα άλλο πρόβλημα που εμφανίζουν είναι η υπερθέρμανση που προκαλείται από την μεγάλη συγκέντρωση ακτινοβολίας πάνω στα κύτταρα. Για αποφυγή υπερθέρμανσης των στοιχείων απαιτείται κάποιο είδος τεχνητής ψύξης τους είτε μέσω της σωστής κυκλοφορίας αέρα γύρω τους, είτε μέσω ψυκτικών υγρών. Σχήμα 1.10: Κάτοπτρα και ηλιακός πύργος [16] Πλεονεκτήματα χρήσης φωτοβολταϊκών στοιχείων Τα πλεονεκτήματα χρήσης των φωτοβολταϊκών στοιχείων είναι πολλά και λόγω αυτών η αγορά και χρήση τους από ιδιώτες αυξάνεται καθημερινά. Τα βασικότερα από αυτά τα πλεονεκτήματα είναι τα εξής [17]: Λειτουργούν αθόρυβα και είναι καθαρά, χωρίς να αφήνουν κατάλοιπα, αποφεύγοντας την μόλυνση του περιβάλλοντος. Δεν περιέχουν κινητά μέρη και απαιτούν ελάχιστη συντήρηση. Λειτουργούν χωρίς καύσιμα, αλλά με τον ήλιο ο οποίος αποτελεί ανεξάντλητη πηγή ενέργειας. Παράγουν ενέργεια ακόμα και υπό νεφελώδη ουρανό μέσω της διάχυτης ακτινοβολίας. Δεν χρησιμοποιηθούν υγρά ή αέρια σε αντίθεση με τα θερμικά συστήματα

34 Κεφάλαιο 1 Κατασκευάζονται από πυρίτιο, ένα από τα πλέον εν αφθονία στοιχεία. Αποδίδουν τη μέγιστη λειτουργία τους σε χαμηλές θερμοκρασίες. Έχουν άμεση απόκριση σε απότομες μεταβολές της ηλιοφάνειας. Εάν ένα κομμάτι του συστήματος πάθει βλάβη, το σύστημα συνεχίζει τη λειτουργία του μέχρι την αντικατάστασή του. Έχουν ισχυρές δυνατότητες σε μια ευρεία περιοχή ισχύων (από μερικά mw μέχρι MW). Έχουν μεγάλο λόγο ισχύος / βάρους επομένως είναι κατάλληλα για εγκατάσταση σε στέγες σπιτιών. Είναι κατάλληλα για απομακρυσμένες εφαρμογές όπου δεν υπάρχει ή δεν συμφέρει η επέκταση του ηλεκτρικού δικτύου, όπως κάποια απομονωμένα νησιά του Αιγαίου. Είναι δυνατόν να συναρμολογηθούν τυποποιημένα στοιχεία μαζικής παραγωγής σε σύστημα οποιουδήποτε μεγέθους για να καλύψουν μικρές, μεσαίες και μεγάλες ενεργειακές ανάγκες χωρίς να επηρεάζεται ο βαθμός απόδοσης του συνολικού συστήματος όσο μεγάλο και αν είναι. Έχουν μεγάλη διάρκεια ζωής (10 ~ 20 χρόνια) Μειονεκτήματα χρήσης φωτοβολταϊκών στοιχείων Όπως κάθε τεχνολογία έτσι και τα φωτοβολταϊκά συστήματα φέρνουν μαζί τους μια σειρά από μειονεκτήματα στη λειτουργία τους ή επιπτώσεις στον χώρο όπου εγκαθίστανται. Αυτές είναι [17]: Το πιο σημαντικό μειονέκτημα των φωτοβολταϊκών συστημάτων είναι το υψηλό αρχικό κόστος επένδυσης, κυρίως λόγω του υψηλού κόστους των υλικών που χρησιμοποιούνται για την παραγωγή τους. Τα επόμενα χρόνια όμως αναμένεται να γίνουν ανταγωνιστικά, λόγω του ρυθμού μείωσης του κόστους παραγωγής τους και της αύξησης του κόστους της ηλεκτρικής ενέργειας. Απαιτούν συνήθως μεγάλο χώρο για την εγκατάστασή τους προκειμένου να επιτευχθεί ικανοποιητικό επίπεδο παραγωγής ενέργειας. Η παραγωγή ενέργειας επηρεάζεται από πιθανές νεφώσεις και τη ρύπανση του αέρα. Κατά τις νυχτερινές ώρες δεν υπάρχει παραγωγή ενέργειας, επομένως για αυτόνομα συστήματα απαιτείται η χρήση συσσωρευτών

35 Κεφάλαιο 1 Τα φωτοβολταϊκά πλαίσια παράγουν συνεχή τάση η οποία πρέπει να μετατραπεί σε εναλλασσόμενη με τη χρήση αντιστροφέα. Αυτό έχει ως αποτέλεσμα την απώλεια ενέργειας κατά 4%-12%. Οι απόψεις για την αισθητική (οπτική) επίπτωση τους διίστανται, αν και σήμερα υπάρχει πληθώρα καινοτόμων υλικών που ικανοποιούν και τις πιο απαιτητικές αισθητικές παραμέτρους της βιοκλιματικής αρχιτεκτονικής. 1.3 Μονάδες αποθήκευσης ενέργειας - Συσσωρευτές Οι μονάδες αποθήκευσης ενέργειας παίζουν καθοριστικό ρόλο στη λειτουργία του μικροδικτύου, ειδικά όταν αυτό δεν είναι συνδεδεμένο με το κεντρικό δίκτυο, εφόσον υποκαθιστούν τις μονάδες παραγωγής ενέργειας. Η ενέργεια, ανάλογα με το μέσο που χρησιμοποείται για την αποθήκευσή της, μπορεί να αποθηκευτεί είτε έμμεσα είτε άμεσα. Μονάδες που αποθηκεύουν έμμεσα την ενέργεια είναι: Συστοιχίες συσσωρευτών Σφόνδυλοι Θερμότητα Αντλίες νερού Υδρογόνο Πεπιεσμένος αέρας Αντίστοιχα, μονάδες άμεσης αποθήκευσης ενέργειας αποτελούν τα: Υπεραγώγιμα πηνία Μεγάλης χωρητικότητας πυκνωτές Γενικά, οι μονάδες άμεσης αποθήκευσης ενέργειας έχουν μεγαλύτερη απόδοση, καθώς απαιτούν λιγότερες μετατροπές ενέργειας και λιγότερες συσκευές. Τα χαρακτηριστικά των μονάδων αποθήκευσης τα οποία εξετάζονται ώστε να αποφασιστεί ποιο μέσο αποθήκευσης θα χρησιμοποιηθεί για την εκάστοτε εφαρμογή ενός μικροδικτύου είναι: ο χρόνος εκφόρτισης, η απόδοση, ο χρόνος ζωής, το εύρος της θερμοκρασίας λειτουργίας, η συντήρηση και το πόσο φιλικά προς το περιβάλλον είναι. Σε αυτήν την ενότητα θα αναλυθεί η λειτουργία των συσσωρευτών ως μέσο αποθήκευσης ενέργειας, καθώς είναι το πιο κοινό μέσο αποθήκευσης σε μικροδίκτυα και εφόσον πάνω σε αυτούς βασίστηκε η λειτουργία της διάταξης του αντιστροφέα που κατασκευάστηκε στην παρούσα εργασία

36 Κεφάλαιο Δομή και λειτουργία ηλεκτρικών συσσωρευτών Οι ηλεκτρικοί συσσωρευτές είναι συσκευές που αποθηκεύουν την ηλεκτρική ενέργεια μετατρέποντάς την σε χημική ενέργεια. Οι συσσωρευτές μπορούν να διαχωριστούν σε δύο βασικές κατηγορίες: Πρωτογενείς Συσσωρευτές: Πρόκειται για συσσωρευτές μιας χρήσης οι οποίοι από τη στιγμή που εκφορτιστούν δεν υπάρχει δυνατότητα επαναφόρτισης. Συνήθως χρησιμοποιούνται σε συστήματα που ο απαιτούμενος ρυθμός εκφόρτισης είναι μικρός και το αρχικό κόστος είναι χαμηλό. Τέτοιοι συσσωρευτές είναι τα ξερά στοιχεία άνθρακα (Zinc - Carbon), τα αλκαλικά στοιχεία (Alkaline - Manganese) κλπ. Δευτερογενείς Συσσωρευτές: Πρόκειται για συσσωρευτές που έχουν τη δυνατότητα επαναφόρτισης όταν εκφορτιστούν και χρησιμοποιούνται σε εφαρμογές όπου απαιτούνται μεγάλες ποσότητες ισχύος. Οι βασικοί εκπρόσωποι αυτής της κατηγορίας είναι οι συσσωρευτές μόλυβδου (Lead - Acid), νικελίου - καδμίου (Nickel - Cadmium), ιόντων λιθίου (Li - Ion) και οι συσσωρευτές λιθίου πολυμερών (Li - Po). Στα φωτοβολταϊκά συστήματα και στα μικροδίκτυα, όπου η εκφόρτιση και επαναφόρτιση των συσσωρευτών γίνεται σχεδόν σε καθημερινή βάση είναι επιτακτική η χρήση δευτερογενών συσσωρευτών. Ειδικότερα, σε τέτοιου είδους συστήματα γίνεται ευρεία χρήση συσσωρευτών μόλυβδου, συνεπώς η ανάλυση θα επικεντρωθεί σε αυτό το είδος μπαταρίας, ωστόσο ορισμένα χαρακτηριστικά είναι κοινά σχεδόν σε όλους τους συσσωρευτές. Σχήμα 1.11: Τυπική δομή ενός συσσωρευτή μόλυβδου [18] Τα μέρη από τα οποία αποτελείται ένας κοινός συσσωρευτής παρουσιάζονται στο Σχήμα 1.12 και είναι:

37 Κεφάλαιο 1 o Ενεργό Υλικό (Active Material): Για τους συσσωρευτές τύπου μόλυβδου, το ενεργό υλικό που αποτελεί το αρνητικό ηλεκτρόδιο είναι ο σπογγώδης μόλυβδος (Pb) και παρέχει ηλεκτρόνια στο εξωτερικό κύκλωμα κατά τη διάρκεια της εκφόρτισης. Το θετικό ηλεκτρόδιο έχει ως ενεργό υλικό το διοξείδιο του μολύβδου (PbO2) και δέχεται τα ηλεκτρόνια από το εξωτερικό κύκλωμα κατά τη διάρκεια της εκφόρτισης. o Ηλεκτρολύτης (Electrolyte): Ο ηλεκτρολύτης είναι το υλικό μέσα στο οποίο εμβαπτίζονται τα δύο ηλεκτρόδια και στην περίπτωση του συσσωρευτή μόλυβδου είναι διάλυμα θειικού οξέος (H2SO4) σε νερό. Σκοπός του είναι να συμπληρώνει το κύκλωμα παρέχοντας τα ιόντα που απαιτούνται για την αγωγή μεταξύ των ηλεκτροδίων. o Πλέγμα (Grid): Το πλέγμα είναι ένα πλαίσιο κατασκευασμένο συνήθως από κράμα μολύβδου το οποίο υποστηρίζει το ενεργό υλικό πάνω στις πλάκες, ενώ είναι αγωγός του ηλεκτρικού ρεύματος. Συχνά στο πλέγμα χρησιμοποιούνται κράματα αντιμονίου (Sb) ή ασβεστίου (Ca) για να αυξηθεί η μηχανική αντοχή των πλακών. o Πλάκες (Plates): Οι πλάκες αποτελούνται από το πλέγμα και το ενεργό υλικό και αποτελούν το βασικότερο στοιχείο του συσσωρευτή, οι οποίες συχνά αναφέρονται και ως ηλεκτρόδια. Γενικά, υπάρχουν περισσότερες από μια θετική και μια αρνητική πλάκα, οι οποίες είναι μεταξύ τους συνδεδεμένες παράλληλα μέσα σε μια κυψελίδα. Το πάχος και η επιφάνειά τους επηρεάζει άμεσα τα χαρακτηριστικά της μπαταρίας. o Διαχωριστής (Seperator): Ο διαχωριστής είναι ένα μονωτικό υλικό το οποίο τοποθετείται μεταξύ των πλακών του συσσωρευτή για να εμποδίσει την αγώγιμη επαφή μεταξύ θετικού και αρνητικού ηλεκτροδίου και κατά συνέπεια την εμφάνιση κάποιου βραχυκυκλώματος. o Κιβώτιο και πόλοι: Το σύνολο των υλικών του συσσωρευτή τοποθετείται σε ελαστικό ή πλαστικό κιβώτιο. Η εξωτερική σύνδεση της μπαταρίας με το μικροδίκτυο και το φωτοβολταϊκό σύστημα γίνεται μέσω του θετικού και αρνητικού πόλου της που αποτελούν τις ηλεκτρικές συνδέσεις της. Οι δευτερογενείς συσσωρευτές εκτός από την παραγωγή ηλεκτρικής ενέργειας από χημική, επιτυγχάνουν και την αντίστροφη διαδικασία κατά την επαναφόρτιση. Όταν συμβαίνει αυτό, ηλεκτρόνια αφαιρούνται από το ενεργό υλικό του ενός ηλεκτροδίου με μια αντίδραση που ονομάζεται οξείδωση (oxidation) και ηλεκτρόνια προστίθενται στο ενεργό υλικό του άλλου ηλεκτροδίου με μια αντίδραση που ονομάζεται αναγωγή (reduction)

38 Κεφάλαιο Χαρακτηριστικά μεγέθη [9] Βασικότερο χαρακτηριστικό ενός συσσωρευτή αποτελεί η χωρητικότητά του και είναι το μέτρο της ποσότητας του ηλεκτρικού φορτίου το οποίο μπορεί να προσφερθεί από μία μπαταρία όταν αυτή εκφορτιστεί από κατάσταση πλήρους φορτίσεως στην ελάχιστη επιτρεπτή τάση. Η χωρητικότητα συμβολίζεται με C και έχει μονάδα μέτρησης το Ampere-hours (Ah). Οι ρυθμοί φόρτισης και εκφόρτισης του συσσωρευτή δίνονται από τον λόγο: Ρυθμός φόρτισης εκφόρτισης = C X (1.6) όπου C είναι η ονομαστική χωρητικότητα του συσσωρευτή και Χ είναι ο αριθμός των ωρών φόρτισης εκφόρτισης. Το ποσό της χωρητικότητας που έχει εκφορτιστεί καλείται βάθος εκφόρτισης (Depth of discharge, DOD) και εκφράζεται σε ποσοστό της ονομαστικής χωρητικότητας, ενώ αντίθετα, η διαθέσιμη ακόμη χωρητικότητα του συσσωρευτή ονομάζεται στάθμη φόρτισης (State of charge, SOC) και εκφράζεται επίσης ως ποσοστό της ονομαστικής χωρητικότητας. Έτσι, η σχέση που συνδέει τα δύο παραπάνω μεγέθη έχει τη μορφή: SOC = 100% DOD (1.7) Ως κύκλος (Cycle) αναφέρεται μια πλήρης εκφόρτιση μαζί με την επόμενη επαναφόρτιση. Δυστυχώς, κατά τη διάρκεια ενός κύκλου συμβαίνουν μη αναστρέψιμες μεταβολές που προκαλούν βαθμιαία μείωση της διαθέσιμης χωρητικότητας, ώσπου το στοιχείο δεν μπορεί πλέον να λειτουργήσει ικανοποιητικά και έχει εξαντλήσει τη διάρκεια ζωής του Παράγοντες που επηρεάζουν την χωρητικότητα Η ονομαστική χωρητικότητα ενός συσσωρευτή δίνεται για καθορισμένο ρυθμό εκφόρτισης, θερμοκρασία και τάση αποκοπής. Η διαθέσιμη χωρητικότητα ενός στοιχείου μεταβάλλεται και εξαρτάται από: o o Το ρυθμό εκφόρτισης. Την τάση αποκοπής. Η επιπλέον χωρητικότητα που μπορεί να αποδώσει ένα στοιχείο, αν εκφορτιστεί πέραν την καθορισμένης τάσης αποκοπής, είναι συνήθως αμελητέα σε σχέση με την ονομαστική χωρητικότητα. Πολλές φορές η τάση αποκοπής καθορίζεται από τους κατασκευαστές ως συνάρτηση του ρυθμού εκφόρτισης, με μικρότερες τάσεις αποκοπής για μεγαλύτερους ρυθμούς εκφόρτισης

39 Κεφάλαιο 1 o o o o Τη θερμοκρασία. Η διαθέσιμη χωρητικότητα ενός στοιχείου μειώνεται με τη μείωση της θερμοκρασίας, ενώ αύξηση της θερμοκρασίας πάνω από τους 25 ο C αυξάνει ελαφρά τη χωρητικότητα, αλλά μειώνει την διάρκεια ζωής του συσσωρευτή. Το ρυθμό αυτοεκφόρτισης. Ο ρυθμός αυτός αυξάνει με την αύξηση της θερμοκρασίας και αυξάνει επίσης με το χρόνο σε πλέγματα που περιέχουν αντιμόνιο (Sb), ενώ για πλέγματα που περιέχουν ασβέστιο (Ca), παραμένει σχετικά χαμηλός. Τη γήρανση. Η χωρητικότητα μεταβάλλεται κατά τη διάρκεια του χρόνου ζωής του στοιχείου με τρόπο που εξαρτάται από τον τύπο του στοιχείου και τις συνθήκες λειτουργίας, ενώ κατά τους πρώτους κύκλους λειτουργίας αυξάνεται λόγω ατελών αντιδράσεων. Τη θειΐκωση. Η χωρητικότητα μειώνεται από φαινόμενα θειΐκωσης, φαινόμενα που προκαλούν ελάττωση της τάσης εκφόρτισης, με συνέπεια η τάση αποκοπής να παρουσιάζεται σε υψηλότερες στάθμες φόρτισης (SOC) σε σχέση με ένα στοιχείο που δεν έχει υποστεί θεΐκωση Οι συσσωρευτές στα φωτοβολταϊκά συστήματα Η χρήση συσσωρευτών και όχι κάποιου άλλου μέσου αποθήκευσης στα μικροδίκτυα αποτέλεσε μονόδρομο για τους ενεργειακούς μελετητές εφόσον όλα τα υπόλοιπα μέσα αποθήκευσης ενέργειας, όπως η αποθήκευση νερού, ο συμπιεσμένος αέρας ή οι σφόνδυλοι, δεν αποτελούσαν αποδοτικά μέσα αποθήκευσης και ήταν οικονομικά ασύμφορα. Η αποθήκευση μέρους της παραγόμενης από τη φωτοβολταϊκή συστοιχία ενέργειας έγινε επιτακτική σε μερικές εφαρμογές για τους εξής λόγους: Παρέχουν χρήση της αποθηκευμένης στους συσσωρευτές ενέργειας κατά τη διάρκεια της νύχτας, όπου όπως είναι προφανές η φωτοβολταϊκή συστοιχία δεν παράγει πρόσθετη ενέργεια. Παρέχουν μέρος της αποθηκευμένης ενέργειας σε μέρες με νεφελώδη ουρανό όταν η απαίτηση για ηλεκτρική ενέργεια είναι μεγαλύτερη από την παραγόμενη από τη συστοιχία ή ακόμα και πλήρη χρήση των συσσωρευτών όταν διατρέχουμε συνεχείς μέρες με νεφελώδη ουρανό. Γενικότερα, τα πλεονεκτήματα που προσφέρονται από τη χρήση συσσωρευτών σε φωτοβολταϊκά συστήματα είναι:

40 Κεφάλαιο 1 Παρέχουν ενέργεια σε περιόδους που δεν υπάρχει ηλιακή ακτινοβολία. Καλύπτουν στιγμιαίες αιχμές του φορτίου, όταν δηλαδή η κατανάλωση ενέργειας ξεπερνά την παραγόμενη η διαφορά τους καλύπτεται από τους συσσωρευτές. Παρέχουν σταθερή τάση στο σύστημα. Παρέχουν την ικανότητα αποθήκευσης της επιπλέον παραγόμενης ενέργειας από αυτήν που καταναλώνεται με αποτέλεσμα να μειώνονται οι ενεργειακές απώλειες. Παρ όλα αυτά τα συστήματα που περιέχουν συσσωρευτές έχουν ορισμένα μειονεκτήματα, τα σημαντικότερα εκ των οποίων είναι: Αύξηση της πολυπλοκότητας του συστήματος Σημαντική αύξηση του αρχικού κόστος του συστήματος Αύξηση του χρόνου και του κόστους συντήρησης του συστήματος Μείωση της αξιοπιστίας του συνολικού συστήματος Ο χρόνος ζωής των συσσωρευτών είναι σημαντικά μικρότερος από αυτόν της συστοιχίας Για να γίνει επομένως σωστή επιλογή, σχεδίαση και λειτουργία του συσσωρευτή που θα χρησιμοποιηθεί στο φωτοβολταϊκό σύστημα υπό σχεδίαση πρέπει να ληφθούν υπόψιν κάποιες παράμετροι όπως: Τα χαρακτηριστικά της φωτοβολταϊκής συστοιχίας Οι συσκευές προσαρμογής και ελέγχου ισχύος Το φορτίο Οι μετεωρολογικές συνθήκες Ο τύπος του συσσωρευτή που θα χρησιμοποιηθεί στην εφαρμογή Κλείνοντας την ενότητα για τη μελέτη των συσσωρευτών αξίζει να τονισθεί ότι όσο τα φωτοβολταϊκά συστήματα, αλλά και γενικότερα τα μικροδίκτυα έχουν σημαντική επίδραση στο ενεργειακό ισοζύγιο, τότε η μελέτη και η ανάπτυξη των συσσωρευτών είναι εξίσου σημαντική με την ανάπτυξη των ηλιακών κυττάρων, των κυψελών καυσίμου κλπ. Υπάρχουν ακόμη πολλά χαρακτηριστικά των συσσωρευτών, όπως η διάρκεια ζωής, ο βαθμός απόδοσης, η αξιοπιστία και η συντήρηση τα οποία δεν εκπληρώνουν ικανοποιητικά τις απαιτήσεις του μικροδικτύου με χαμηλό κόστος. Είναι συνεπώς επικτακτική η ανάγκη για την έρευνα και την ανάπτυξη νέων συστημάτων συσσωρευτών ειδικά σχεδιασμένων για την αποθήκευση ηλεκτρικής ενέργειας που παράγεται από τις μονάδες παραγωγής ενέργειας του μικροδικτύου

41 Κεφάλαιο 2 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 2 ΑΝΑΛΥΣΗ ΤΟΥ ΥΠΟ ΜΕΛΕΤΗ ΣΥΣΤΗΜΑΤΟΣ Όπως έχει ήδη αναφερθεί, βασικό αντικείμενο μελέτης, κατασκευής και ελέγχου της παρούσας διπλωματικής εργασίας αποτελεί ένας μονοφασικός αντιστροφέας πλήρους γέφυρας. Ο έλεγχος του αντιστροφέα θα υλοποιηθεί έτσι ώστε να ικανοποιούνται δύο καταστάσεις λειτουργίας: 1. Όταν υπάρχει περίσσεια ενέργειας που παράγεται από την ΑΠΕ (τη Φ/Β συστοιχία στη συγκεκριμένη περίπτωση), η ενέργεια αυτή διοχετεύεται στους συσσωρευτές (φόρτιση συσσωρευτών) 2. Όταν υπάρχει έλλειμα ενέργειας, όταν δηλαδή η ενέργεια που παράγεται από την ΑΠΕ δεν επαρκεί για την τροφοδοσία του φορτίου, τότε η ενέργεια αυτή παρέχεται από τους συσσωρευτές (εκφόρτιση συσσωρευτών) Στο παρόν κεφάλαιο θα αναλυθεί η λειτουργία της συνολικής διάταξης ισχύος, η οποία περιλαμβάνει το μονοφασικό αντιστροφέα πλήρους γέφυρας, το φίλτρο εξόδου, καθώς και το μονοφασικό μετασχηματιστή ανύψωσης τάσης που χρησιμοποιήθηκε για τη σύνδεση του συστήματος με το δίκτυο. Τέλος, παρουσιάζονται οι βασικές τεχνικές που χρησιμοποιήθηκαν για τον έλεγχο της μεταφοράς ενεργού και αέργου ισχύος από τη διάταξη στο δίκτυο. 2.1 Αντιστροφείς (Inverters DC-AC) Οι αντιστροφείς αποτελούν ένα είδος μετατροπέων, οι οποίοι έχουν την ιδιότητα να μετατρέπουν μια πηγή συνεχούς τάσης ή ρεύματος σε εναλλασσόμενη μεταβλητής συχνότητας και μεταβλητής RMS τιμής. Οι αντιστροφείς βρίσκουν εφαρμογές στις ακόλουθες περιοχές: Συστήματα ελέγχου ηλεκτρικών μηχανών εναλλασσόμενου ρεύματος Συστήματα Ανανεώσιμων Πηγών Ενέργειας (ΑΠΕ) Συστήματα μεταφοράς ηλεκτρικής ενέργειας Συστήματα παραγωγής και αποθήκευσης ηλεκτρικής ενέργειας Ενεργά φίλτρα για μείωση αρμονικών για τη βελτίωση της ποιότητας ηλεκτρικής ισχύος (Active Filters) Ενεργά συστήματα αντιστάθμισης άεργου ισχύος (Static Var Compensators, SVC) Συστήματα Αδιάκοπης Παροχής Ισχύος (Uninterruptible Power Supplies, UPS)

42 Κεφάλαιο 2 Οι βασικές κατηγορίες στις οποίες διαιρούνται οι αντιστροφείς είναι κυρίως δυο: Στους αντιστροφείς οι οποίοι τροφοδοτούνται από πηγή συνεχούς τάσης (Voltage Source Inverters, VSI) Στους αντιστροφείς οι οποίοι τροφοδοτούνται από πηγή συνεχούς ρεύματος (Current Source Inverters, CSI) Κάθε μια από τις παραπάνω κατηγορίες αντιστροφέων μπορεί να υποδιαιρεθεί ανάλογα με την συνδεσμολογία της διάταξης στις εξής τρεις υποκατηγορίες: Μονοφασικοί αντιστροφείς σε συνδεσμολογία ημιγέφυρας (ενός σκέλους) Μονοφασικοί αντιστροφείς σε συνδεσμολογία πλήρους γέφυρας Τριφασικοί αντιστροφείς σε συνδεσμολογία πλήρους γέφυρας Όσον αφορά τον έλεγχο των ημαγωγικών στοιχείων ισχύος ενός αντιστροφέα, αυτός μπορεί να γίνει με χρήση των εξής μεθόδων: Αντιστροφείς με Τετραγωνική Κυματομορφή: Στους αντιστροφείς αυτούς, για τον έλεγχο του πλάτους της εναλλασσόμενης κυματομορφής ελέγχεται το πλάτος της συνεχούς τάσης εισόδου. Έτσι, ο αντιστροφέας πρέπει να ελέγχει μόνο τη συχνότητα της τάσης εξόδου. Η τάση εξόδου έχει κυματομορφή παρόμοια με την τετραγωνική και για αυτόν τον λόγο οι αντιστροφείς αυτοί ονομάζονται αντιστροφείς με τετραγωνική κυματομορφή. Αναφορά αυτής της μεθόδου γίνεται σε επόμενη υποενότητα. Μονοφασικοί Αντιστροφείς με Απαλοιφή Τάσης: Με αυτή τη μέθοδο, που εφαρμόζεται στους αντιστροφείς με μονοφασική έξοδο, είναι δυνατός ο έλεγχος του πλάτους και της συχνότητας της τάσης εξόδου του μετατροπέα, αν και η είσοδος του αντιστροφέα είναι μια συνεχής τάση και στους διακόπτες του μετατροπέα δεν επιβάλλεται διαμόρφωση PWM (ενώ η κυματομορφή της τάσης εξόδου είναι σχεδόν τετραγωνική). Αποτελεί βελτιωμένη έκδοση της πρώτης κατηγορίας (Τετραγωνικής Κυματομορφής) καθώς ρυθμίζεται και η τάση εξόδου. Να σημειωθεί ότι η τεχνική της απαλοιφής τάσης (voltage cancellation technique) λειτουργεί μόνο στους μονοφασικούς και όχι στους τριφασικούς αντιστροφείς. Αντιστροφείς με Διαμόρφωση Εύρους Παλμών (PWM): Σε αυτό το είδος ο αντιστροφέας πρέπει να ελέγχει το πλάτος και τη συχνότητα της εναλλασσόμενης τάσης εξόδου. Αυτό επιτυγχάνεται με τη διαμόρφωση του εύρους των παλμών των διακοπτικών στοιχείων του αντιστροφέα και για αυτόν το λόγο αυτοί οι αντιστροφείς

43 Κεφάλαιο 2 ονομάζονται αντιστροφείς με διαμόρφωση εύρους παλμών (PWM). Υπάρχουν διάφορες μέθοδοι διαμόρφωσης εύρους παλμών που σκοπό έχουν την επίτευξη εναλλασσόμενων τάσεων εξόδου που να πλησιάζουν την ημιτονοειδή κυματομορφή. Στις επόμενες υποενότητες θα εξεταστεί λεπτομερώς η μέθοδος ημιτονοειδούς διαμόρφωσης PWM (SPWM) με διπολική και μονοπολική τάση στην έξοδο. Στις επόμενες ενότητες, θα θεωρούμε ότι οι αντιστροφείς τροφοδοτούνται από πηγή συνεχούς τάσης (Voltage Source Inverters, VSI). Παρακάτω παρουσιάζεται επιγραμματικά η λειτουργία του μονοφασικού αντιστροφέα σε συνδεσμολογία ημιγέφυρας, ενώ η βασική ανάλυση επικεντρώνεται στους μονοφασικούς αντιστροφείς σε συνδεσμολογία πλήρους γέφυρας, οι οποίοι αποτελούν το βασικό αντικείμενο της υπό μελέτη διάταξης. 2.2 Μονοφασικός αντιστροφέας ενός σκέλους (ημιγέφυρας) Την πιο απλή μορφή αντιστροφέα αποτελεί ο αντιστροφέας διακοπτικού τύπου με ένα σκέλος ο οποίος φαίνεται στο Σχήμα 2.1. Αυτός ο τύπος μετατροπέα δέχεται μια συνεχή τάση τροφοδοσίας στην είσοδο και παράγει την επιθυμητή εναλλασσόμενη τάση στην έξοδο, ενώ αποτελεί έναν μετατροπέα με αναστρέψιμη ροή ισχύος. Ωστόσο, κατά το περισσότερο διάστημα η ροή ισχύος γίνεται από την πλευρά συνεχούς τάσης προς την πλευρά εναλλασσόμενης τάσης, οπότε ο μετατροπέας λειτουργεί ως αντιστροφέας. Κατά τη λειτουργία με αντίθετη ροή ισχύος, ο μετατροπέας συμπεριφέρεται ως ανορθωτής. Σχήμα 2.1: Μονοφασικός αντιστροφέας διακοπτικού τύπου ημιγέφυρας (με ένα σκέλος) [19] Η τάση εξόδου vo του αντιστροφέα ημιγέφυρας είναι ένας τετραγωνικός παλμός δύο επιπέδων, δηλ. έχει μόνο θετικές ή αρνητικές τιμές, του οποίου το πλάτος είναι ±Vin/2. O έλεγχος της τάσης εξόδου μπορεί να επιτευχθεί με την αυξομείωση των χρονικών διαστημάτων αγωγής των ημιαγωγικών διακοπτών S1 και S2 μέσω των παλμών οδήγησής τους. Όταν η τάση εξόδου πρέπει να αυξηθεί, τότε τα χρονικά διαστήματα αγωγής των S1 και S2 πρέπει να

44 Κεφάλαιο 2 αυξηθούν. Αντίστοιχα, όταν η τάση εξόδου πρέπει να ελαττωθεί, τότε τα χρονικά διαστήματα αγωγής των S1 και S2 πρέπει να ελαττωθούν. Με αυτόν τον τρόπο, η τάση εξόδου vo μπορεί να παραμείνει σταθερή στις διάφορες διακυμάνσεις της πηγής εισόδου. Ανάλογα με την παραγόμενη τάση εξόδου του αντιστροφέα και το ρεύμα εξόδου που δημιουργείται από το φορτίο, προκύπτουν οι ακόλουθες ενεργοποιημένες διαδρομές: Όταν η τάση εξόδου είναι θετική και το ρεύμα εξόδου θετικό (γινόμενο voio θετικό), τότε άγει ο ημιαγωγικός διακόπτης S1 και ηλεκτρική ενέργεια μεταφέρεται από την πηγή εισόδου προς το φορτίο. Όταν η τάση εξόδου είναι θετική και το ρεύμα εξόδου αρνητικό (γινόμενο voio αρνητικό), τότε άγει η δίοδος D1 και ηλεκτρική ενέργεια μεταφέρεται από το φορτίο προς την πηγή εισόδου. Η δίοδος D1, η οποία ονομάζεται δίοδος ελεύθερης διέλευσης, λόγω της πορείας του ρεύματος εξαναγκάζεται να πάει σε αγωγή ακόμη και αν υπάρχει παλμός οδήγησης στον S1. Όταν η τάση εξόδου είναι αρνητική και το ρεύμα εξόδου αρνητικό (γινόμενο voio θετικό), τότε άγει ο ημιαγωγικός διακόπτης S2 και ηλεκτρική ενέργεια μεταφέρεται από την πηγή εισόδου προς το φορτίο. Όταν η τάση εξόδου είναι αρνητική και το ρεύμα εξόδου θετικό (γινόμενο voio αρνητικό), τότε άγει η δίοδος D2 και ηλεκτρική ενέργεια μεταφέρεται από το φορτίο προς την πηγή εισόδου. Η δίοδος D2, η οποία ονομάζεται δίοδος ελεύθερης διέλευσης, λόγω της πορείας του ρεύματος εξαναγκάζεται να πάει σε αγωγή ακόμη και αν υπάρχει παλμός οδήγησης στον S2. Σχήμα 2.2: Παλμοί οδήγησης των διακοπτών S 1,S 2 και παραγόμενη τάση εξόδου δύο επιπέδων όταν το φορτίο είναι ωμικό [19]

45 Κεφάλαιο Μονοφασικός αντιστροφέας πλήρους γέφυρας Ο μονοφασικός αντιστροφέας πλήρους γέφυρας αποτελείται από δύο αντιστροφείς ενός σκέλους, διαθέτει συνεπώς τέσσερα ημιαγωγικά στοιχεία. Προτιμάται σε σχέση με τον μονοφασικό αντιστροφέα μισής γέφυρας καθώς με την ίδια συνεχή τάση εισόδου, με την τοπολογία αυτή επιτυγχάνεται διπλάσια μέγιστη εναλλασσόμενη τάση εξόδου. Πρακτικά, αυτό σημαίνει πως για την ίδια ισχύ, το ρεύμα εξόδου και τα ρεύματα που διαρρέουν τα ημιαγωγικά στοιχεία ισχύος είναι τα μισά σε σχέση με αυτά του αντιστροφέα μισής γέφυρας. Αυτό αποτελεί σπουδαίο πλεονέκτημα, καθώς απαιτούνται λιγότεροι παραλληλισμοί ημιαγωγικών στοιχείων ισχύος. Στο Σχήμα 2.3 παρουσιάζεται η συνδεσμολογία του μονοφασικού αντιστροφέα πλήρους γέφυρας. Σχήμα 2.3: Μονοφασικός αντιστροφέας με πλήρη γέφυρα [20] Στις επόμενες υποενότητες θα αναφερθεί η μέθοδος παλμοδότησης με τετραγωνικούς παλμούς, ενώ θα αναλυθούν οι δύο βασικότερες μέθοδοι παλμοδότησης ενός μονοφασικού αντιστροφέα πλήρους γέφυρας, η ημιτονοειδής Διαμόρφωση Εύρους Παλμών (SPWM) με διπολική τάση εξόδου και η ημιτονοειδής Διαμόρφωση Εύρους Παλμών (SPWM) με μονοπολική τάση εξόδου. Η τελευταία θα αποδειχθεί καταλληλότερη για την παλμοδότηση της διάταξης της παρούσας διπλωματικής εργασίας και θα χρησιμοποιηθεί για τον έλεγχο και των ημιαγωγικών στοιχείων ισχύος Παλμοδότηση των ημιαγωγικών στοιχείων με τετραγωνικούς παλμούς Παρ όλο που η παλμοδότηση των ημιαγωγικών στοιχείων ισχύος έγινε με τη μέθοδο Διαμόρφωσης Εύρους Παλμών (PWM), σκόπιμο κρίνεται να παρουσιαστεί αρχικά η μέθοδος παλμοδότησης των στοιχείων με τετραγωνικούς παλμούς για την καλύτερη κατανόηση της λειτουργίας του μονοφασικού αντιστροφέα πλήρους γέφυρας

46 Κεφάλαιο 2 Όπως φαίνεται στο Σχήμα 2.3 ο μονοφασικός αντιστροφέας πλήρους γέφυρας αποτελείται από τέσσερα ημιαγωγικά στοιχεία ισχύος και από τέσσερις αντιπαράλληλες διόδους. Τα ημιαγωγικά στοιχεία ισχύος, όπως γνωρίζουμε, επιτρέπουν κατά την αγωγή τους την διέλευση του ρεύματος κατά μια μόνο φορά. Η τοποθέτηση των αντιπαράλληλων διόδων είναι συνεπώς απαραίτητη για την ροή του ρεύματος κατά την αντίθετη κατεύθυνση όταν το φορτίο είναι επαγωγικής φύσης και συνεπώς η ενέργεια χρειάζεται έναν δρόμο επιστροφής από το φορτίο στην συνεχή τάση τροφοδοσίας στην είσοδο του αντιστροφέα. Σημειώνεται ότι αυτές οι αντιπαράλληλες δίοδοι είναι ενσωματωμένες στα ημαγωγικά στοιχεία ισχύος. Τα στοιχεία ισχύος στο μονοφασικό αντιστροφέα πλήρους γέφυρας λειτουργούν σε διαγώνια ζεύγη. Συνεπώς, όταν τα στοιχεία ΤΑ+ και ΤΒ- βρίσκονται σε αγωγή, τα στοιχεία ΤΑ- και ΤΒ+ βρίσκονται σε αποκοπή και αντιστρόφως. Έτσι στο φορτίο εμφανίζεται μια τετραγωνική τάση η οποία μεταβάλλεται από +Vd έως Vd, ενώ η μορφή της παρουσιάζεται στο Σχήμα 2.4(c). Στην περίπτωση κατά την οποία το φορτίο στην έξοδο του αντιστροφέα είναι ωμικής φύσης, το ρεύμα εξόδου έχει παρόμοια μορφή με την τάση εξόδου και οι αντιπαράλληλες δίοδοι δεν έχουν ενεργό ρόλο στην λειτουργία του κυκλώματος. Αντιθέτως, όταν το φορτίο είναι επαγωγικής φύσης, οι δίοδοι αποκτούν καθοριστικό ρόλο. Για παράδειγμα, ας θεωρήσουμε πως το ζεύγος διακοπτών TA+ και TB- βρίσκεται σε αγωγή. Τότε, η ροή του ρεύματος γίνεται διαμέσου του φορτίου από το σημείο Α προς το σημείο Β, όπως φαίνεται στο Σχήμα 2.3. Όταν όμως, το ζεύγος TA+ και TB- τεθεί σε αποκοπή και έρθει σε αγωγή το ζεύγος διακοπτών TA- και TB+, η πολικότητα της τάσης πάνω στο επαγωγικό φορτίο θα αλλάξει, όμως για ένα χρονικό διάστημα το ρεύμα θα συνεχίσει να ρέει με την ίδια φορά λόγω της καθυστέρησης που εισάγει το επαγωγικό φορτίο. Σε αυτό το χρονικό διάστημα, το ρεύμα θα ρέει μέσω των διόδων DA- και DB+ επιστρέφοντας ενέργεια στην συνεχή πηγή τροφοδοσίας. Οι κυματομορφές της τάσης και του ρεύματος στην έξοδο του αντιστροφέα καθώς και στην είσοδό του φαίνονται στο Σχήμα 2.4. Στη μέθοδο παλμοδότησης των ημιαγωγικών στοιχείων ισχύος με τετραγωνικούς παλμούς, το πλάτος της τάσης εξόδου είναι συνάρτηση της συνεχούς τάσης εισόδου όπως παρουσιάζεται από την εξίσωση V max out = 4 π V d (2.1)

47 Κεφάλαιο 2 Σχήμα 2.4: (a) Τάση μεταξύ σημείου Α και ουδετέρου σημείου Ο, (b) Τάση μεταξύ σημείου Β και ουδετέρου σημείου Ο, (c) Τάση εξόδου στο επαγωγικό φορτίο V AB, (d) Ρεύμα εξόδου στο επαγωγικό φορτίο i φ, (e) Ρεύμα εισόδου στην πηγή τροφοδοσίας i d [21] Όσον αφορά το αρμονικό περιεχόμενο στην τάση εξόδου του αντιστροφέα με τη μέθοδο παλμοδότητησης με τετραγωνικούς παλμούς, πέραν της βασικής αρμονικής συχνότητας η οποία εμφανίζεται στη συχνότητα της τετραγωνικής κυματομορφής, εμφανίζονται και ανώτερες αρμονικές σε συχνότητες που είναι περιττά ακέραια πολλαπλάσια της συχνότητας της βασικής αρμονικής. Συνεπώς, εάν επιτευχθεί τετραγωνικός παλμός συχνότητας f1, τότε η βασική αρμονική συχνότητα θα βρίσκεται στην f1, ενώ οι ανώτερες αρμονικές θα βρίσκονται στις συχνότητες 3f1, 5f1, 7f1 κοκ Ημιτονοειδής Διαμόρφωση Εύρους Παλμών (SPWM) με διπολική τάση εξόδου Βασικός στόχος κατά τη λειτουργία του αντιστροφέα αποτελεί η κατάλληλη ρύθμιση του πλάτους και της συχνότητας της τάσης εξόδου, ώστε να ανταποκρίνονται όσο το δυνατόν ιδανικότερα στις απαιτήσεις του συστήματος. Για να παραχθεί στην έξοδο μια ημιτονοειδής τάση στην επιθυμητή συχνότητα με τη μέθοδο της ημιτονοειδούς διαμόρφωσης εύρους παλμών (SPWM), ένα ημιτονοειδές σήμα ελέγχου συγκρίνεται με μια τριγωνική κυματομορφή, όπως φαίνεται στο Σχήμα 2.5(a). Η συχνότητα της τριγωνικής κυματομορφής fs, καθώς και το πλάτος

48 Κεφάλαιο 2 της Vtri διατηρούνται σταθερά. Συγκεκριμένα, η συχνότητα της τριγωνικής κυματομορφής καθορίζει τη συχνότητα μετάβασης του αντιστροφέα και ονομάζεται συχνότητα μετάβασης (switching frequency) ή φέρουσα συχνότητα (carrier frequency) ή διακοπτική συχνότητα. Αντίστοιχα, το ημιτονοειδές σήμα ελέγχου vcontrol έχει μια σταθερή συχνότητα f1 η οποία αποτελεί την επιθυμητή θεμελιώδη συχνότητα της τάσης εξόδου του αντιστροφέα και ονομάζεται συχνότητα διαμόρφωσης (modulating frequency), καθώς και ένα πλάτος Vcontrol που μεταβάλλεται ανάλογα με την επιθυμητή ενεργό (rms) τιμή της τάσης εξόδου. Το σήμα ελέγχου χρησιμοποιείται για την διαμόρφωση της σχετικής διάρκειας αγωγής των στοιχείων. Στο σημείο αυτό, ορίζονται δύο βασικοί συντελεστές για την μέθοδο διαμόρφωσης του εύρους παλμών. Ο συντελεστής διαμόρφωσης πλάτους (amplitude modulation ratio) mα, ο οποίος ορίζεται ως m a = V control V tri (2.2) όπου όπως αναφέρθηκε ήδη, Vcontrol είναι το πλάτος του ημιτόνου ελέγχου και Vtri το πλάτος της τριγωνικής κυματομορφής. Επίσης, ο συντελεστής διαμόρφωσης συχνότητας (frequency modulation ratio) mf, ορίζεται ως m f = f s f 1 (2.3) όπου fs η συχνότητα του τριγωνικού σήματος και f1 η συχνότητα του ημιτονοειδούς σήματος ελέγχου. Αναλυτικά, για τη μέθοδο παλμοδότησης με ημιτονοειδή διαμόρφωση του εύρους παλμών (SPWM) με διπολική τάση στην έξοδο, τα ζεύγη των διακοπτών (Τ Α+, ΤΒ-) και (ΤΑ-, ΤΒ+) όπως φαίνονται στο Σχήμα 2.3 αλλάζουν κατάσταση ταυτόχρονα, ως δύο ζεύγη διακοπτών. Με αυτό το είδος μετάβασης η κυματομορφή της τάσης εξόδου του σκέλους Α καθορίζεται, όπως ήδη εξηγήθηκε, με τη σύγκριση των σημάτων vcontrol και vtri και φαίνεται στο Σχήμα 2.5(a), ενώ η έξοδος του σκέλους Β είναι συμπληρωματική της εξόδου του σκέλους Α. Η σύγκριση των δύο σημάτων για την παραγωγή των παλμών έναυσης των ημιαγωγικών στοιχείων ακολουθεί την εξής λογική. o Όταν vcontrol > vtri, τότε η πρώτη ομάδα, δηλαδή το ζεύγος διακοπτών (Τ Α+, ΤΒ-) λαμβάνουν σήμα έναυσης και τίθενται σε αγωγή, ενώ η δεύτερη, δηλαδή το ζεύγος διακοπτών (ΤΑ-, ΤΒ+) βρίσκεται σε αποκοπή. Έτσι, στην έξοδο προκύπτει Vo = Vd

49 Κεφάλαιο 2 o Αντίστοιχα, όταν vcontrol < vtri, οι συνθήκες αντιστρέφονται. Η δεύτερη ομάδα, δηλαδή το ζεύγος (ΤΑ-, ΤΒ+) έρχεται σε αγωγή, ενώ η πρώτη, δηλαδή το ζεύγος (Τ Α+, ΤΒ-) βρίσκεται σε αποκοπή. Έτσι, στην έξοδο προκύπτει Vo = -Vd. Αναλυτικότερα, όταν για παράδειγμα το ζεύγος διακοπτών (Τ Α+, ΤΒ-) είναι κλειστό, τότε ισχύει πως V Ao = + Vd 2 και V Bo = Vd 2. Επομένως V Βo (t) = V Αo (t) (2.4) και κατά συνέπεια η τάση εξόδου του αντιστροφέα είναι V o (t) = V Αo (t) V Βo (t) = 2V Αo (t) (2.5) H σύγκριση του τριγωνικού σήματος με το ημιτονοειδές σήμα ελέγχου, καθώς και η κυματομορφή της τάσης εξόδουvo του αντιστροφέα φαίνονται στο Σχήμα 2.5. Σχήμα 2.5: (a) Σύγκριση του τριγωνικού σήματος και του ημιτονικού σήματος ελέγχου, (b) Κυματομορφή της τάσης εξόδου του αντιστροφέα V o [20] Σημειώνεται ότι ο υπολογισμός του πλάτους της θεμελιώδους συνιστώσας της τάσης εξόδου V o max, γίνεται από τις σχέσεις V max out = m a V d (m a 1.0, γραμμική περιοχή) (2.6) V d < V max out < 4 π V d (m a > 1.0, υπερδιαμόρφωση) (2.7) όπου ο συντελεστής διαμόρφωσης πλάτους mα ορίζεται στην εξίσωση (2.2) και Vd είναι η τάση εισόδου του αντιστροφέα. Από την εξίσωση 2.6 προκύπτει ότι, χρησιμοποιώντας την τεχνική SPWM και μεταβάλλοντας το συντελεστή διαμόρφωσης πλάτους ma μπορεί να επιτευχθεί

50 Κεφάλαιο 2 έλεγχος του πλάτους της τάσης εξόδου. Η μέγιστη τιμή του πλάτους της θεμελιώδους αρμονικής συνιστώσας της τάσης εξόδου προκύπτει για ma = 1 και δίνεται από την ακόλουθη εξίσωση: V max out = V d (2.8) Παρατηρώντας την κυματομορφή (b) του σχήματος 2.5 είναι εμφανές ότι η τάση εξόδου vo μεταβαίνει μεταξύ των επιπέδων τάσης +Vd και -Vd. Αυτός είναι και ο λόγος για τον οποίο αυτή η μορφή μετάβασης ονομάζεται διαμόρφωση SPWΜ με διπολική τάση εξόδου. Για την εύρεση των εξισώσεων του ρεύματος εισόδου και εξόδου του αντιστροφέα πλήρους γέφυρας, χρησιμοποιείται η τεχνική της διακοπτικής συνάρτησης του αντιστροφέα [19]. Σε αυτήν, η κυματομορφή του ρεύματος εισόδου προκύπτει ως το γινόμενο του ρεύματος εξόδου του αντιστροφέα και μιας συνάρτησης S(ωt), η οποία ονομάζεται διακοπτική συνάρτηση του αντιστροφέα. Η συνάρτηση αυτή, η οποία προσδιορίζει τους παλμούς οδήγησης των ημιαγωγικών διακοπτών του αντιστροφέα, έχει την ίδια μορφή με αυτή της επιθυμητής τάσης εξόδου, με τη διαφορά ότι τα πλάτη των SPWM παλμών έχουν τιμή ±1. Η τάση εξόδου και το ρεύμα εισόδου του αντιστροφέα σε συνάρτηση της διακοπτικής συνάρτησης S(ωt) δίνονται από τις ακόλουθες σχέσεις: v o = V in S(ωt) (2.9) i i = i o S(ωt) (2.10) όπου: S(ωt) = m a sin(ω ο t) + A n sin(nω ο t) = n=d ma = συντελεστής διαμόρφωσης πλάτους A n sin(nω ο t) n=1,3,5, (2.11) ωο = γωνιακή συχνότητα της θεμελιώδους συνιστώσας της τάσης εξόδου του αντιστροφέα Α1 = πλάτος της θεμελιώδους συνιστώσας της διακοπτικής συνάρτησης S(ωt) Αn = πλάτος της n-οστής αρμονικής συχνότητας της διακοπτικής συνάρτησης S(ωt) d = τάξη της κυριαρχούσας αρμονικής συνιστώσας της διακοπτικής συνάρτησης του αντιστροφέα Από τις εξισώσεις 2.9 και 2.11 προκύπτει για την τάση εξόδου η ακόλουθη σχέση: v o (ωt) = V in m a sin(ω ο t) + V in A n sin(nω ο t) (2.12) όπου Vin = τάση τροφοδοσίας και ma = συντελεστής διαμόρφωσης πλάτους. Επομένως, το ρεύμα εξόδου του αντιστροφέα προκύπτει αντίστοιχα από την ακόλουθη σχέση: n=d

51 όπου: i o (ωt) = v o(ωt) Z o = V inm a Z o,1 sin(ω οt + φ 1 ) + V in n=d A n = B 1 sin(ω ο t + φ 1 ) + Β n sin(nω ο t + φ n ) n=d Β1 = πλάτος της θεμελιώδους συνιστώσας του ρεύματος εξόδου Z o,n sin(nω οt + φ n ) Ζο,n = μέτρο της σύνθετης αντίστασης φορτίου στη n-οστή αρμονική συχνότητα Κεφάλαιο 2 (2.13) φ1 = διαφορά φάσης μεταξύ της θεμελιώδους συνιστώσας της τάσης εξόδου και της θεμελιώδους συνιστώσας του ρεύματος εξόδου φn = διαφορά φάσης μεταξύ των αντίστοιχων αρμονικών συνιστωσών τάσης και ρεύματος εξόδου της n-οστής συνιστώσας φn = tan 1 ( Im (Z o,n) Re (Z o,n ) ) Επομένως, χρησιμοποιώντας τις εξισώσεις 2.10 και 2.13 το ρεύμα εισόδου του αντιστροφέα πλήρους γέφυρας προκύπτει: i i (ωt) = m ab 1 2 cos(φ 1) + m ab 1 2 cos(2ω οt + φ 1 ) + B 1 sin(ω ο t + φ 1 ) A n sin(nω ο t) n=d + Β n A k sin(nω ο t + φ n ) sin(kω ο t) n=d k=d (2.14) Όσον αφορά την παρουσία αρμονικών συχνοτήτων στην τάση εξόδου του αντιστροφέα για λειτουργία στην γραμμική περιοχή (mα στην περιοχή από 0 έως 1) αυτές εμφανίζονται ως πλευρικές ζώνες οι οποίες έχουν ως κέντρο την συχνότητα μετάβασης του αντιστροφέα και τα πολλαπλάσιά της, δηλαδή παρουσιάζονται γύρω από τις συχνότητες mf, 2mf, 3mf κλπ. Στην πιο συνήθη περίπτωση δε, όπου ο συντελεστής διαμόρφωσης συχνότητας mf 9, οι συχνότητες στις οποίες εμφανίζονται οι αρμονικές εκφράζονται από την εξίσωση f h = (jm f ± k)f 1 (2.15) δηλαδή η αρμονική τάξη h αντιστοιχεί στην k-τάξης πλευρική ζώνη της, j-φορές το συντελεστή διαμόρφωσης συχνότητας mf h = jm f ± k (2.16)

52 Κεφάλαιο 2 ενώ η θεμελιώδης συχνότητα αντιστοιχεί στο h = 1. Για περιττές τιμές του j, υπάρχουν αρμονικές μόνο για άρτιες τιμές του k, ενώ για άρτιες τιμές του j, υπάρχουν αρμονικές μόνο για περιττές τιμές του k. Αξίζει να αναφερθεί ότι ενώ οι συχνότητες στις οποίες εμφανίζονται οι αρμονικές εξαρτώνται άμεσα από τον συντελεστή διαμόρφωσης πλάτους mf, τα πλάτη των αρμονικών είναι σχεδόν ανεξάρτητα από τον mf, όταν ισχύει mf 9. Σχήμα 2.6: Πλάτη και συχνότητες στις οποίες εμφανίζονται οι αρμονικές συνιστώσες σε διαμόρφωση SPWΜ με διπολική τάση εξόδου σε λειτουργία στην γραμμική περιοχή [20] Στο Σχήμα 2.6 παρουσιάζονται οι αρμονικές που εμφανίζονται στην τάση εξόδου όταν mα = 0,8 και mf = 15. Για λειτουργία του αντιστροφέα στην περιοχή υπερδιαμόρφωσης (mα > 1), η τάση εξόδου αποκτά περισσότερες αρμονικές και πλευρικές ζώνες συγκριτικά με τη γραμμική περιοχή, όπως φαίνεται στο Σχήμα 2.7. Πλέον, το πλάτος της θεμελιώδους αρμονικής της max τάσης εξόδου V o δεν μεταβάλλεται γραμμικά με τον συντελεστή διαμόρφωσης πλάτους mα, αλλά με τον συντελεστή διαμόρφωσης συχνότητας mf, από τον οποίο στην γραμμική περιοχή ήταν ανεξάρτητη. Στο σχήμα 2.7 παρουσιάζονται οι αρμονικές της τάσης εξόδου στην περιοχή υπερδιαμόρφωσης όταν mα = 2.5 και mf = 15. Σχήμα 2.7: Πλάτη και συχνότητες στις οποίες εμφανίζονται οι αρμονικές συνιστώσες για διαμόρφωση SPWM διπολικής τάσης εξόδου στην περιοχή υπερδιαμόρφωσης [20]

53 Κεφάλαιο 2 Για τον λόγο ότι στην περιοχή υπερδιαμόρφωσης παρουσιάζονται αρμονικές σε ιδιαίτερα χαμηλές συχνότητες, είναι λογικό ότι για να φιλτραριστούν απαιτούν ιδιαίτερα ογκώδη και ακριβά φίλτρα. Αυτός είναι ο λόγος για τον οποίο σε συνήθεις εφαρμογές αποφεύγεται η λειτουργία του αντιστροφέα στην περιοχή της υπερδιαμόρφωσης Ημιτονοειδής Διαμόρφωση Εύρους Παλμών (SPWM) με μονοπολική τάση εξόδου Στην μέθοδο ημιτονοειδούς Διαμόρφωσης Εύρους Παλμών (SPWM) με μονοπολική τάση εξόδου, τα δύο σκέλη του αντιστροφέα πλήρους γέφυρας Α και Β, δεν αλλάζουν κατάσταση ταυτόχρονα όπως στην προηγούμενη μέθοδο που εξετάστηκε. Εδώ, τα δύο σκέλη του αντιστροφέα ελέγχονται ξεχωριστά, μέσω της σύγκρισης της τριγωνικής κυματομορφής utri με τα δύο πλέον ημιτονικά σήματα ελέγχου vcontrol και -vcontrol, αντίστοιχα. Η παραπάνω σύγκριση φαίνεται στο Σχήμα 2.8(a). Αναλύοντας το σχήμα, παρατηρούμε ότι από την σύγκριση των σημάτων vtri και vcontrol, προκύπτουν για τον έλεγχο των ημιαγωγικών στοιχείων ισχύος του σκέλους Α τα ακόλουθα λογικά σήματα: Εάν vcontrol > vtri τότε προκαλείται έναυση του TA+ και VAN = Vd (2.17) Εάν vcontrol < vtri τότε προκαλείται έναυση του TA- και VAN = 0 (2.18) Ομοίως, από την σύγκριση των σημάτων utri και ucontrol, προκύπτουν τα εξής σήματα ελέγχου για τα ημιαγωγικά στοιχεία ισχύος του σκέλους Β: Εάν -vcontrol > vtri τότε προκαλείται έναυση του TΒ+ και VΒN = Vd (2.19) Εάν -vcontrol < vtri τότε προκαλείται έναυση του TΒ- και VΒN = 0 (2.20) Από τα παραπάνω γίνεται αντιληπτό ότι υπάρχουν τέσσερις δυνατοί συνδυασμοί κλειστών ημιαγωγικών στοιχείων ισχύος και επιπέδων τάσεως, αντίστοιχα: o ΤΑ+, ΤΒ- κλειστοί: VAN = Vd, VBN = 0, Vo = Vd o ΤΑ-, ΤΒ+ κλειστοί: VAN = 0, VBN = Vd, Vo = -Vd o ΤΑ+, ΤΒ+ κλειστοί: VAN = Vd, VBN = Vd, Vo = 0 o ΤΑ-, ΤΒ- κλειστοί: VAN = 0, VBN = 0, Vo = 0 Στο Σχήμα 2.8(b) και (c) φαίνονται οι τάσεις εξόδου των σκελών Α και Β σε σχέση με το σημείο Ν, το οποίο αποτελεί τον αρνητικό πόλο της σταθερής τάσης τροφοδοσίας του αντιστροφέα πλήρους γεφυρας

54 Κεφάλαιο 2 Σχήμα 2.8: (a) Σύγκριση της τριγωνικής κυματομορφής v tri με τα σήματα ελέγχου για m f = 12, (b) Τάση εξόδου του σκέλους Α, (c) Τάση εξόδου του σκέλους Β, (d) Τάση εξόδου στο φορτίο και ημιτονοειδής μορφή της βασικής της αρμονικής [20] Παρατηρούμε πως, όταν οι δύο πάνω διακόπτες TA+ και ΤΒ+ είναι κλειστοί, η τάση εξόδου είναι μηδέν. Το ρεύμα εξόδου σε αυτή τη περίπτωση ρέει στον βρόχο που σχηματίζεται μέσω των (TA+ και DB+ ) ή (DA+ και TB+), ανάλογα με τη φορά του ρεύματος εξόδου, io. Όσο ισχύουν τα παραπάνω, το ρεύμα εισόδου id μηδενίζεται. Παρόμοια είναι η κατάσταση που επικρατεί όταν είναι κλειστοί οι δύο κάτω διακόπτες TA- και TB-. Για το πλάτος της θεμελιώδους συνιστώσας της τάσης εξόδου του αντιστροφέα ισχύει ότι ίσχυε και στην μέθοδο SPWM με διπολική τάση εξόδου: V max out = m a V d (m a 1.0, γραμμική περιοχή) (2.21) V d < V max out < 4 π V d (m a > 1.0, υπερδιαμόρφωση) (2.22) Παρατηρώντας το Σχήμα 2.8(d), γίνεται εμφανές ότι όταν συμβαίνει μια μετάβαση, η τάση εξόδου αλλάζει μεταξύ των επιπέδων τάσης 0 και +Vd ή μεταξύ των 0 και Vd. Για αυτόν τον

55 Κεφάλαιο 2 λόγο, η μέθοδος που παρουσιάστηκε παραπάνω ονομάζεται ημιτονοειδής Διαμόρφωση Εύρους Παλμών (SPWM) με μονοπολική τάση εξόδου. Με αυτόν τον τρόπο τα άλματα της τάσης στην έξοδο σε κάθε μετάβαση μειώνονται σε Vd από 2Vd που παρουσιάζονταν στην περίπτωση της διπολικής τάσης εξόδου. Το πλεονέκτημα του διπλασιασμού της συχνότητας μετάβασης γίνεται εμφανές στο φάσμα της τάσης εξόδου, όπου οι χαμηλότερες αρμονικές εμφανίζονται ως πλευρικές ζώνες σε συχνότητα διπλάσιας της θεμελιώδους. Αυτό γίνεται πιο εύκολα κατανοητό σε ένα μονοφασικό αντιστροφέα, εάν επιλεγεί άρτιος συντελεστής διαμόρφωσης συχνότητας mf. Οι κυματομορφές των τάσεων van και vbn τότε μετατοπίζονται κατά 180 ο από την θεμελιώδη συχνότητα f1, η μια σε σχέση με την άλλη. Επομένως, οι αρμονικοί όροι στη συχνότητα μετάβασης στις τάσεις van και vbn έχουν την ίδια φάση (φαν φβν = 180 ο, mf = 0, εφόσον οι κυματομορφές είναι κατά 180 ο μετατοπισμένες και ο mf θεωρείται άρτιος). Αυτό έχει ως αποτέλεσμα την απαλοιφή του αρμονικού όρου στη συχνότητα μετάβασης στην τάση εξόδου vo = van vbn. Επίσης, εξαλείφονται οι πλευρικές ζώνες των αρμονικών της συχνότητας μετάβασης. Κατά παρόμοιο τρόπο, εξαλείφεται η άλλη κύρια αρμονική με συχνότητα διπλάσια της θεμελιώδους, ενώ οι πλευρικές ζώνες της παραμένουν. Η συχνότητα των αρμονικών τάξης h, στην μέθοδο SPWM με μονοπολική τάση εξόδου δίνεται από τη σχέση: f h = [j(2m f ) ± k]f 1 (2.8) όπου οι αρμονικές υπάρχουν ως πλευρικές ζώνες γύρω από το 2mf και τα πολλαπλάσια του 2mf. Από την εξίσωση 2.23 φαίνεται ότι στην SPWM με μονοπολική τάση εξόδου ο συντελεστής διαμόρφωσης συχνότητας mf παίρνει μόνο άρτιες τιμές. Έτσι στην τάση εξόδου περιλαμβάνονται αποκλειστικά περιττές αρμονικές, ενώ ο συντελεστής k στην εξίσωση 2.23 λαμβάνει περιττές τιμές. Σχήμα 2.9: Το αρμονικό περιεχόμενο της τάσης εξόδου με τη μέθοδο ημιτονοειδούς Διαμόρφωσης Εύρους Παλμών (SPWM) με μονοπολική τάση εξόδου για m α = 0,8 [20]

56 Κεφάλαιο 2 Στο Σχήμα 2.9 φαίνεται το αρμονικό περιεχόμενο της τάσης εξόδου του αντιστροφέα με την μέθοδο ημιτονοειδούς Διαμόρφωσης Εύρους Παλμών (SPWM) με μονοπολική τάση εξόδου, όταν ο συντελεστής διαμόρφωσης πλάτους έχει τεθεί ίσος με mα = 0.8. Παρατηρούμε πως, σε σχέση με το αρμονικό περιεχόμενο της τάσης εξόδου στη μέθοδο SPWM με διπολική τάση εξόδου που φαίνεται στο Σχήμα 2.6, στην μέθοδο SPWM με μονοπολική τάση εξόδου έχουμε απαλοιφή του αρμονικού όρου στη συχνότητα μετάβασης, καθώς και των αρμονικών που εμφανίζονται ως πλευρικές ζώνες στη συχνότητα μετάβασης. Παρόμοια, υπάρχει απαλοιφή του αρμονικού όρου και των αρμονικών που εμφανίζονται ως πλευρικές ζώνες σε συχνότητες που είναι περιττά πολλαπλάσια της συχνότητας μετάβασης. Τα παραπάνω συντελούν στη μείωση της συνολικής αρμονικής παραμόρφωσης της τάσης εξόδου κατά την υλοποίηση της τεχνικής SPWM με μονοπολική τάση εξόδου. Κατά συνέπεια, η τεχνική αυτή θεωρήθηκε προτιμότερη σε σχέση με τις προηγούμενες PWM τεχνικές που παρουσιάστηκαν και είναι αυτή που θα υλοποιηθεί κατά τον προγραμματισμό του ελέγχου του συστήματος Τεχνική ελέγχου ρεύματος με σταθερή ζώνη υστέρησης (Hysteresis Band Current Controlled PWM, HBCC-PWM) Η τεχνική ελέγχου ρεύματος με σταθερή ζώνη υστέρησης αποτελεί μια μέθοδο ελέγχου με στιγμιαία ανάδραση ρεύματος, όπου το ρεύμα φορτίου ακολουθεί την κυματομορφή του ρεύματος αναφοράς εντός μιας της ζώνης υστέρησης. Το κύκλωμα ελέγχου παράγει την κυματομορφή του ρεύματος αναφοράς με το επιθυμητό εύρος και συχνότητα. Με αυτό το ρεύμα αναφοράς συγκρίνεται διαρκώς το πραγματικό ρεύμα φορτίου. Όταν η τιμή του ρεύματος φορτίου ξεπεράσει την άνω ζώνη υστέρησης, τότε η δεύτερη ομάδα διακοπτών (ΤΑ-,ΤΒ+) κλείνει, και η πρώτη ομάδα σταματά να άγει. Έτσι, η τάση εξόδου του αντιστροφέα μεταβαίνει από την τιμή +Vd στην τιμή -Vd και το ρεύμα εξόδου αρχίζει να μειώνεται. Όταν αντίστοιχα, το ρεύμα εξόδου φθάσει το κάτω όριο της ζώνης υστέρησης, η ομάδα (ΤΑ-,ΤΒ+) τίθεται σε αποκοπή και η πρώτη ομάδα διακοπτών (ΤΑ+,ΤΒ-) αρχίζει να άγει. Τότε, η πολικότητα της τάσης εξόδου αλλάζει και γίνεται θετική, ενώ το ρεύμα εξόδου αρχίζει να αυξάνεται. Με αυτό τον τρόπο το ρεύμα εξόδου του αντιστροφέα αναγκάζεται να ακολουθεί συνεχώς την κυματομορφή του ρεύματος αναφοράς εντός της ζώνης υστέρησης. Η τεχνική ελέγχου ρεύματος με ζώνη υστέρησης, καθώς και οι παραγόμενοι παλμοί από την σύγκριση των σημάτων για μια φάση ενός τριφασικού αντιστροφέα φαίνεται στο Σχήμα 2.10, ενώ στο

57 Κεφάλαιο 2 Σχήμα 2.11 παρουσιάζεται η λογική υλοποίησης ελέγχου της τεχνικής υστέρησης HBCC- PWM. Σχήμα 2.10: Αρχή λειτουργίας του ελέγχου ρεύματος με την τεχνική της ζώνης υστέρησης για μια φάση τριφασικού αντιστροφέα [19] Η κυμάτωση του ρεύματος και η διακοπτική συχνότητα καθορίζονται από το εύρος της ζώνης υστέρησης. Μείωση του εύρους της ζώνης υστέρησης οδηγεί σε μείωση της κυμάτωσης του ρεύματος εξόδου, αλλά ταυτόχρονα και σε αύξηση της διακοπτικής συχνότητας. Το βέλτιστο εύρος ζώνης καθορίζεται έτσι ώστε να εξασφαλίζεται ότι η ποιότητα ισχύος δεν θα μειωθεί υπερβολικά λόγω της κυμάτωσης του ρεύματος, αλλά και ότι οι διακοπτικές απώλειες δεν θα υπερβαίνουν ένα ανώτατο όριο. Ο έλεγχος PWM με ζώνη υστέρησης χρησιμοποιείται ευρέως λόγω του απλού συστήματος ελέγχου, της ταχύτητας απόκρισής του συστήματος, του άμεσου περιορισμού της μέγιστης τιμής του ρεύματος φορτίου και διότι το σύστημα μένει ανεπηρέαστο από τυχόν κυμάτωση της συνεχούς τάσης τροφοδοσίας του αντιστροφέα. Σχήμα 2.11: Κύκλωμα ελέγχου το οποίο παράγει τους παλμούς οδήγησης ενός μονοφασικού αντιστροφέα πλήρους γέφυρας με την τεχνική HBCC-PWM

58 Κεφάλαιο 2 Τα πλεονεκτήματα της τεχνικής ελέγχου ρεύματος με σταθερή ζώνη υστέρησης HBCC- PWM, είναι: Πολύ καλή δυναμική απόκριση Αναισθησία του κυκλώματος σε μεταβολές της τάσης τροφοδοσίας και του φορτίου Αντίστοιχα, τα μειονεκτήματα που παρουσιάζει η τεχνική αυτή είναι: Παρουσιάζει δύσκολη υλοποίηση, καθώς απαιτεί στιγμιαίες μετρήσεις του ρεύματος εξόδου και μεγάλο ρυθμό δειγματοληψίας Μεγάλη κυμάτωση ρεύματος στη μόνιμη κατάσταση Μεταβλητή διακοπτική συχνότητα και κατά συνέπεια προβλήματα ηλεκτρομαγνητικής παρεμβολής ΕΜΙ Η διαδικασία της διαμόρφωσης δημιουργεί υποαρμονικές συνιστώσες Από τα παραπάνω, το μεγαλύτερο μειονέκτημα της μεθόδου είναι ότι η διακοπτική συχνότητα PWM δεν είναι σταθερή, αλλά μεταβάλλεται εντός της ζώνης υστέρησης. Το παραπάνω πρόβλημα μπορεί να περιοριστεί με κατάλληλη επιλογή του εύρους της ζώνης υστέρησης. 2.4 Λειτουργία του αντιστροφέα πλήρους γέφυρας ως ανορθωτής Σε προηγούμενη ενότητα αναφέρθηκε ότι ο μονοφασικός μετατροπέας που εξετάστηκε έχει την δυνατότητα αναστροφής της ροής ισχύος, παρόλο που ως επί τω πλείστον λειτουργεί ως αντιστροφέας. Μπορεί δηλαδή να πραγματοποιήσει μια ομαλή μετάβαση από τη λειτουργία αντιστροφής στη λειτουργία ανόρθωσης. Η λειτουργία ανόρθωσης είναι ουσιώδους σημασίας για την πραγματοποίηση της παρούσας κατασκευής, εφόσον ένας από τους βασικούς στόχους της διάταξης είναι η ροή ισχύος προς την αντίθετη κατεύθυνση, έτσι ώστε η συστοιχία των συσσωρευτών να έχει τη δυνατότητα φόρτισης από την έξοδο της πηγής παροχής ενέργειας (ΑΠΕ) ή από το δίκτυο χαμηλής τάσης. Αυτός ο τρόπος λειτουργίας θα εξεταστεί σύντομα σε αυτήν την ενότητα. Για να εξηγηθεί η λειτουργία ανόρθωσης σε έναν αντιστροφέα, θεωρούμε το σύστημα του Σχήματος 2.12(a) και θεωρούμε μόνο τη θεμελιώδη συχνότητα (παραλείποντας τον δείκτη 1), αγνοώντας τις αρμονικές στη συχνότητα μετάβασης. Στο Σχήμα 2.12(b) η τάση εξόδου του μετατροπέα VΑn, προηγείται της ΕΑ κατά μια γωνία ισχύος δ. Με άλλα λόγια έχουμε ροή ισχύος από τον αντιστροφέα προς το δίκτυο. Η ενεργός (πραγματική) συνιστώσα του ρεύματος εξόδου ΙΑ είναι σε φάση με την τάση EA και επομένως ο μετατροπέας λειτουργεί ως αντιστροφέας

59 Κεφάλαιο 2 Σχήμα 2.12: (a) Κύκλωμα, (b) Λειτουργία αντιστροφής, (c) Λειτουργία ανόρθωσης, (d) Γεωμετρικός τόπος της τάσης V An ώστε να διατηρείται σταθερό το ρεύμα εξόδου I A [20] Η γωνία φάσης όμως, όπως και το πλάτος, της εναλλασσόμενης τάσης εξόδου που παράγεται από τον μετατροπέα, μπορεί να ελέγχεται. Αν συνεπώς, αναγκάσουμε την τάση εξόδου VΑn να υστερεί της ΕΑ κατά την ίδια γωνία ισχύος δ (διατηρώντας τα μέτρα των τάσεων σταθερά), η ενεργός (πραγματική) συνιστώσα του ΙΑ έχει τώρα διαφορά φάσης 180 ο από την τάση ΕΑ, έχοντας ως αποτέλεσμα την ροή ισχύος προς την αντίθετη κατεύθυνση, δηλαδή από το δίκτυο προς τη συνεχή τάση εισόδου Vd. Επομένως, ο μετατροπέας λειτουργεί πλέον ως ανορθωτής. Τα παραπάνω διανύσματα τάσεων και ρευμάτων φαίνονται στο Σχήμα 2.12(c). Αναφορικά με τα παραπάνω, ελέγχοντας το πλάτος της ημιτονοειδούς κυματομορφής αναφοράς vcontrol, μπορεί να μεταβάλλεται η VAn. Παρόμοια, μετατοπίζοντας τη φάση του vcontrol σε σχέση με την ΕΑ, μπορεί να μεταβάλλεται η γωνία φάσης της τάσης εξόδου VAn. Αυτός ο έλεγχος που μπορεί να γίνει κατά πλάτος και κατά φάση στην τάση εξόδου του μετατροπέα VAn επιτρέπει τον έλεγχο του πλάτους του ρεύματος και του επιπέδου ισχύος. Εφόσον το πλάτος της τάσης του δικτύου EA είναι αμετάβλητο, στο Σχήμα 2.12(d) φαίνεται ο γεωμετρικός τόπος του διανύσματος VAn που θα κρατούσε το πλάτος του ρεύματος σταθερό. 2.5 Φίλτρο εξόδου Η τετραγωνική κυματομορφή που έχει η τάση στην έξοδο του αντιστροφέα δεν είναι κατάλληλη για τη σύνδεση στο δίκτυο, του οποίου η τάση έχει ημιτονοειδή κυματομορφή

60 Κεφάλαιο 2 Ακόμη, η τετραγωνική αυτή τάση, όπως και το ρεύμα εξόδου του αντιστροφέα, περιέχει ανώτερες αρμονικές οι οποίες δημιουργούν μια σειρά από προβλήματα και είναι ιδιαίτερα ανεπιθύμητες καθώς: o Συνεισφέρουν στην αύξηση της αέργου ισχύος με αποτέλεσμα την αύξηση του ρεύματος για μια δεδομένη ενεργό ισχύ. Αποτέλεσμα αυτού είναι η αύξηση των απωλειών Joule στα καλώδια και το μετασχηματιστή. o Οι αρμονικές του ρεύματος εξόδου δημιουργούν αντίστοιχες πτώσεις τάσης. Εάν μάλιστα η σύνθετη αντίδραση των καλωδίων είναι μεγάλη, τότε δημιουργείται παραμόρφωση της τάσης με αρμονικές. o Ορισμένες φορές η παραμόρφωση της τάσης μπορεί να επεκταθεί μέχρι το σημείο σύνδεσης με το δίκτυο ηλεκτροδότησης, με αποτέλεσμα η ΔΕΗ να προβαίνει σε κυρώσεις για μόλυνση του δικτύου. Γενικά, η ανοχή στην παραμόρφωση της τάσης που επιτρέπεται σύμφωνα με την Οδηγία Διανομής 120 της ΔΕΗ είναι 0,5% ~ 6%, ανάλογα με το μέγεθος της αρμονικής. o Οι αρμονικές υψηλής συχνότητας δημιουργούν ηλεκτρομαγνητικές παρεμβολές σε δίκτυα τηλεπικοινωνιών καθώς και σε ηλεκτρονικά συστήματα και συστήματα ελέγχου. Αυτό συνεπάγεται τη δυσλειτουργία των ηλεκτρονικών συστημάτων και κατά συνέπεια το κόστος συντήρησής τους. Τα παραπάνω κάνουν αναγκαία τη χρήση ενός κατωδιαβατού φίλτρου στην έξοδο του αντιστροφέα, το οποίο θα επιτρέπει τη διέλευση της βασικής αρμονικής της τάσης εξόδου και θα εμποδίζει την διέλευση των ανώτερων αρμονικών. Όπως αναφέρθηκε, η μέθοδος παλμοδότησης των ημιαγωγικών στοιχείων ισχύος που επιλέχθηκε είναι η Διαμόρφωση Εύρους Παλμών (SPWM) με μονοπολική τάση εξόδου. Σε αυτήν, η βασική αρμονική της τάσης εξόδου του αντιστροφέα είναι η συχνότητα του ημιτόνου αναφοράς ucontrol. Συνεπώς, για να είναι δυνατή η σύνδεση του αντιστροφέα με το δίκτυο ηλεκτροδότησης, το ημίτονο αναφοράς θα πρέπει να έχει την συχνότητα του δικτύου και το φίλτρο εξόδου να αποκόπτει τις ανώτερες αρμονικές. Οι πρώτες πλευρικές αρμονικές που εμφανίζονται και έχουν σημαντικό πλάτος ώστε να πρέπει να αποκοπούν προκύπτουν από την Εξίσωση 2.23 για j = 1. Γνωρίζοντας αυτές, κατασκευάζουμε το κατωδιαβατό φίλτρο με συχνότητα αποκοπής η οποία υπολογίζεται από την σχέση: f cut off = ω ο 2π = 1 2π LC (2.24)

61 Κεφάλαιο 2 Με βάση το γενικό πρακτικό κανόνα, η συχνότητα αποκοπής του κατωδιαβατού LC φίλτρου επιλέγεται να είναι τουλάχιστον 10 φορές μικρότερη από την πρώτη συχνότητα που πρέπει να αποκοπεί. Η μορφή του LC κατωδιαβατού φίλτρου φαίνεται στο Σχήμα Σχήμα 2.13: Κύκλωμα κατωδιαβατού LC φίλτρου Η λογική με την οποία το φίλτρο εξόδου αποκόπτει συχνότητες είναι η εξής. Η αντίδραση που παρουσιάζει το πηνίο L σε κάθε αρμονική συχνότητα fh είναι: ενώ αντίστοιχα η αντίδραση του πυκνωτή C είναι: X L = ω L L = 2πf h L (2.25) Χ C = 1 ω h C = 1 2πf h C (2.26) Κατά συνέπεια, όσο αυξάνεται η συχνότητα των αρμονικών fh, τόσο αυξάνεται και η αντίδραση του πηνίου, ενώ αντίθετα τόσο μειώνεται η αντίδραση του πυκνωτή. Συνεπώς, οι υψηλές συχνότητες περνούν στον πυκνωτή και όχι στην τάση εξόδου. Με βάση τα παραπάνω, όσο μεγαλύτερο είναι το πηνίο εξόδου, τόσο πιο χαμηλές θα είναι οι αρμονικές συχνότητες τις οποίες αποκόπτει. Το μέγεθος του πηνίου όμως, συνεπάγεται δυσκολία στην κατασκευή του, καθώς και την αύξηση του όγκου και του κόστους της διάταξης. Γενικά, ως φίλτρο εξόδου θα μπορούσε να λειτουργήσει μόνο του ένα πηνίο L. Παρ όλα αυτά το φίλτρο LC μας παρέχει τη δυνατότητα μικρότερου πηνίου εξόδου και κατά συνέπεια τη μείωση του όγκου και του κόστους της κατασκευής, καθώς και τη μείωση των απωλειών. Με την παραπάνω λογική, επιλέχθηκε στην παρούσα κατασκευή το φίλτρο εξόδου να τοποθετηθεί μετά το μετασχηματιστή ανύψωσης της τάσης εξόδου έτσι ώστε η επαγωγή του μετασχηματιστή να λειτουργήσει προσθετικά στην τιμή της επαγωγής του πηνίου του φίλτρου εξόδου και κατά συνέπεια να επιτευχθεί το βέλτιστο δυνατό κόστος και όγκος της κατασκευής

62 Κεφάλαιο Μονοφασικός μετασχηματιστής για σύνδεση του αντιστροφέα με το δίκτυο Το τελευταίο απαραίτητο στοιχείο για τη σύνδεση του αντιστροφέα με το δίκτυο παραγωγής ενέργειας, είναι ο μονοφασικός μετασχηματιστής ανύψωσης τάσης. Για τον παραλληλισμό της τάσης εξόδου του αντιστροφέα με την τάση του δικτύου, είναι απαραίτητο να διαθέτουν ίση συχνότητα και ίσο πλάτος. Το τελευταίο επιτυγχάνεται με τη χρήση του μετασχηματιστή ανύψωσης τάσης. Ακόμη, το όφελος χρήσης του μονοφασικού μετασχηματιστή είναι διπλό, καθώς προσφέρει στο σύστημα γαλβανική απομόνωση. Παρακάτω ορίζουμε το κυκλωματικό ισοδύναμο του μονοφασικού μετασχηματιστή, καθώς και τις βασικές σχέσεις των μεγεθών που διέπουν την λειτουργία του. Ο δείκτης 1 αναφέρεται στα μεγέθη του πρωτεύοντος του μετασχηματιστή, ενώ ο δείκτης 2 χαρακτηρίζει τα μεγέθη του δευτερεύοντος. όπου: Σχήμα 2.14: Ισοδύναμο κύκλωμα μονοφασικού μετασχηματιστή [22] o R1: ωμική αντίσταση πρωτεύοντος o Lσ1: αυτεπαγωγή σκέδασης πρωτεύοντος o RFe: αντίσταση σιδήρου (εκφράζει τις απώλειες δινορρευμάτων και υστέρησης) o Lh1: κύρια αυτεπαγωγή πρωτεύοντος o R 2: ωμική αντίσταση δευτερεύοντος (ανηγμένη στο πρωτεύον) o L σ2: αυτεπαγωγή σκέδασης δευτερεύοντος (ανηγμένη στο πρωτεύον) Τα τονούμενα μεγέθη στο δευτερεύον του μετασχηματιστή είναι ανηγμένα στο πρωτεύον βάσει των σχέσεων: u 2 = n u 2 (2.27) i 2 = i 2 n (2.28) R 2 = n 2 R 2 (2.29) L σ2 = n 2 L σ2 (2.30)

63 Κεφάλαιο 2 όπου n είναι ο λόγος μετασχηματισμού των τάσεων, δηλαδή ο λόγος σπειρών μεταξύ πρωτεύοντος (πλευρά μονοφασικού αντιστροφέα πλήρους γέφυρας) και δευτερεύοντος (πλευρά δικτύου), οποίος δίνεται από τη σχέση: n = u 1 u 2 (2.31) Αντίστοιχα, για τα ρεύματα πρωτεύοντος και δευτερεύοντος ισχύει: i 1 i 2 = 1 n (2.32) Καθώς ήταν επιθυμητό για την κατασκευή της διάταξης ο μετασχηματιστής ανύψωσης τάσης να έχει λόγο μετασχηματισμού 1:10, χρησιμοποιήθηκε τελικά ένας υπάρχων μετασχηματιστής του εργαστηρίου ηλεκτρομηχανικής μετατροπής ενέργειας, ο οποίος είχε χαρακτηριστικά: L h1 = 15,3mH L σ = 0,6mH R s = 0,5Ω f = 50Hz Ονομαστική ισχύς: 1000VA Ονομαστική τάση πρωτεύοντος: 36V Ονομαστική τάση δευτερεύοντος: 360V Λόγος Μετασχηματισμού: Ν 1 Ν 2 = Έλεγχος της μεταφοράς ισχύος μεταξύ αντιστροφέα και φορτίου/δικτύου Ρύθμιση ισχύος της διάταξης Σε δύο διασυνδεδεμένα, μέσω επαγωγής Χ, συστήματα, στα οποία ως VS ορίζεται η τάση του συστήματος το οποίο στέλνει ισχύ και ως VR ορίζεται η τάση του συστήματος το οποίο λαμβάνει ισχύ, η ανταλλαγή ενεργού και αέργου ισχύος μεταξύ τους, δίνεται σύμφωνα με τη θεωρία [1], από τους γενικούς τύπους: P = P S = P R = V S V R sinδ (2.33) X Q S = V S 2 X V S V R X cosδ (2.34) Q R = V R 2 X + V S V R cosδ (2.35) X

64 Κεφάλαιο 2 όπου δ είναι η διαφορά φάσης της τάσης αναχώρησης της ισχύος VS και της τάσης άφιξης της ισχύος VR και ονομάζεται γωνία ισχύος. Το υπό μελέτη σύστημα της εργασίας περιλαμβάνει τον αντιστροφέα πλήρους γέφυρας, τον μετασχηματιστή ανύψωσης τάσης με λόγο μετασχηματισμού n:1, το φίλτρο εξόδου με πυκνωτή Cf και πηνίο Lf και το δίκτυο χαμηλής τάσης. Ως τάση VS θεωρούμε την τάση εξόδου του αντιστροφέα στο πρωτεύον του μετασχηματιστή ανύψωσης τάσης και ως τάση VR την τάση του δικτύου. Όσον αφορά την συνολική επαγωγή Χ του συστήματος, θεωρούμε ότι καθώς η αντίδραση XCf του πυκνωτή Cf είναι πολύ μεγάλη συγκριτικά με την αντίδραση XLf του πηνίου Lf, τότε μπορεί να αμεληθεί για την παρακάτω μελέτη. Συνεπώς, η συνολική αντίδραση Χ του συστήματος είναι το άθροισμα των σκεδάσεων του πρωτεύοντος και του δευτερεύοντος του μετασχηματιστή και της επαγωγής του πηνίου Lf. Έπειτα, λαμβάνεται υπόψιν ο λόγος μετασχηματισμού n:1 του μετασχηματιστή, ώστε τα μεγέθη της εξίσωσης 2.33 να ανηχθούν είτε ως προς το πρωτεύον, είτε ως προς το δευτερεύον του μετασχηματιστή. Κατά συνέπεια, για αναφορά των μεγεθών του συστήματος στο πρωτεύον, προκύπτει ότι η μεταφερόμενη ενεργός ισχύς είναι: P = V S V R n X σ1 + X σ2 n 2 sinδ (2.36) + X L n2 Αντίστοιχα, για αναφορά των μεγεθών του συστήματος στο δευτερεύον του μετασχηματιστή, προκύπτει: P = V S n V R sinδ (2.37) X σ1 n 2 + X σ2 + X L Οι εξισώσεις 2.36 και 2.37 είναι ισοδύναμες και υποδεικνύουν ότι εφόσον δεν έχουμε ωμικές απώλειες μεταξύ των δύο τάσεων, τότε η ισχύς που παράγεται από τον αντιστροφέα είναι ίση με την ισχύ που καταναλώνεται από το φορτίο ή που εγχέεται στο δίκτυο. Για την άεργο ισχύ λαμβάνοντας υπόψιν τον λόγο μετασχηματισμού n:1, οι εξισώσεις 2.34 και 2.35 για αναφορά των μεγεθών του συστήματος στο πρωτεύον, προκύπτουν: Q S = V S 2 X σ1 + X σ2 n 2 + X L n 2 V S V R n X σ1 + X σ2 n 2 cosδ (2.38) + X L n2 V R 2 n 2 Q R = X σ1 + X σ2 n 2 + X L n 2 + V S V R n X σ1 + X σ2 n 2 cosδ (2.39) + X L n2 και για αναφορά των μεγεθών του συστήματος στο δευτερεύον:

65 Q S = Q R = X σ1 n 2 V S 2 n 2 + X σ2 + X L V R 2 + X σ1 n 2 + X σ2 + X L V S n V R Κεφάλαιο 2 X σ1 n 2 + X σ2 + X L cosδ (2.40) V S n V R X σ1 n 2 + X σ2 + X L cosδ (2.41) Οι παραπάνω εξισώσεις για αναφορά των μεγεθών στο πρωτεύον και στο δευτερεύον αντίστοιχα, είναι μεταξύ τους ισοδύναμες. Παρατηρούμε πως, ενώ η πραγματική ισχύς είναι ίδια και στους δύο κόμβους του συστήματος, δεν συμβαίνει το ίδιο και με την άεργο ισχύ. Η διαφορά οφείλεται στις ενδιάμεσες άεργες απώλειες που προκαλούνται λόγω των σκεδάσεων Xσ1 και Χσ2 των τυλιγμάτων του μετασχηματιστή και της επαγωγής του πηνίου Lf. Ακόμη προκύπτει πως τόσο η ενεργός, όσο και η άεργος ισχύς εξαρτώνται από τα μέτρα των τάσεων αναχώρησης και άφιξης, καθώς και από τη διαφορά φάσης τους. Συγκεκριμένα, παρατηρούμε ότι μια μικρή μεταβολή της γωνίας ισχύος, δ, επηρεάζει πολύ την ενεργό ισχύ, ενώ μια μικρή μεταβολή της τάσης άφιξης, VR, επηρεάζει πολύ την άεργο ισχύ. Κατά συνέπεια, επιλέχθηκε για τη παρούσα διάταξη, ένα σύστημα ελέγχου της μεταφερόμενης ισχύος μέσω της ρύθμισης του μέτρου της τάσης εξόδου του αντιστροφέα, καθώς και της διαφοράς φάσης των δύο τάσεων με τη βοήθεια δύο ποτενσιόμετρων. Η λειτουργία του ελέγχου αυτού μέσω του μικροελεγκτή αναλύεται στο Κεφάλαιο Τεχνική ελέγχου για ρύθμιση της ισχύος στη διάταξη Κατά την προσομοίωση της διάταξης του αντιστροφέα σε προγραμματιστικό περιβάλλον Matlab/Simulink, δοκιμάστηκε η ακόλουθη τεχνική ελέγχου για τη ρύθμιση της ενεργού και της αέργου ισχύος που εγχέει ο μετατροπέας στο δίκτυο. Για την υλοποίηση απαιτούνται δυο PI ελεγκτές, ένας για το βρόχο ελέγχου της ενεργού ισχύος και ένας για τον βρόχο ελέγχου της αέργου ισχύος. Στο βρόχο της αέργου ισχύος τέθηκε ως αναφορά η τιμή μηδέν, καθώς ήταν επιθυμητό να μην έχουμε έγχυση αέργου ισχύος στο δίκτυο, ώστε να επιτευχθεί μοναδιαίος συντελεστής ισχύος στο σύστημα. Ως αρνητική είσοδος τέθηκε η ανάδραση του συστήματος, δηλαδή η μετρούμενη άεργος ισχύς που μεταφέρει ο μετατροπέας στο δίκτυο. Στο βρόχο της ενεργού ισχύος δίνεται η δυνατότητα στο χρήστη να εισάγει ως θετική είσοδο την τιμή της ενεργού ισχύος που επιθυμεί να μεταφέρει ο μετατροπέας στο δίκτυο, ενώ αντίστοιχα ως αρνητική είσοδος θέτεται η πραγματική μετρούμενη ενεργός ισχύς που μεταφέρεται

66 Κεφάλαιο 2 Για τη λειτουργία κατά την οποία είναι επιθυμητό να μεταφέρεται ισχύς από το δίκτυο προς την είσοδο του αντιστροφέα (φόρτιση συσσωρευτών), η αναφορά της τιμής της ενεργού ισχύος τίθεται αρνητική. Σχήμα 2.15: Έλεγχος συστήματος με ανατροφοδότηση της ενεργού και αέργου ισχύος Η έξοδος του PI βρόχου για τον έλεγχο της ενεργού ισχύος αποτελεί τη μεταβλητή μιας ημιτονοειδούς συνάρτησης με μοναδιαίο πλάτος και συχνότητα ίση με τη συχνότητα δικτύου, ώστε να είναι συγχρονισμένο με την τάση του δικτύου. Οι δύο έξοδοι των PI βρόχων ελέγχου έπειτα πολλαπλασιάζονται και αποτελούν την ημιτονοειδή τάση αναφοράς της μονοπολικής SPWM παλμοδότησης. Ουσιαστικά, με τον έλεγχο αυτό, ο ένας βρόχος καθίσταται υπεύθυνος για τη ρύθμιση του πλάτους της τάσης εξόδου του αντιστροφέα και ο δεύτερος βρόχος για τη ρύθμιση της γωνίας της τάσης εξόδου. Κατ αυτόν τον τρόπο ρυθμίζονται οι βασικές παράμετροι των εξισώσεων 2.36 έως 2.41 για τη μεταφορά των επιθυμητών ποσοτήτων ισχύος. Για την μέτρηση της ενεργού και της αέργου ισχύος στην έξοδο του αντιστροφέα σε περιβάλλον Matlab/Simulink χρησιμοποιήθηκε το block διάγραμμα Active & Reactive Power, που ως ορίσματα δέχεται το ρεύμα και την τάση στα σημεία υπολογισμού της ισχύος

67 Κεφάλαιο 3 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 3 ΠΡΟΣΟΜΟΙΩΣΗ ΤΟΥ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑ ΣΕ ΠΕΡΙΒΑΛΛΟΝ MATLAB/SIMULINK Στο παρόν κεφάλαιο παρουσιάζονται τα αποτελέσματα των προσομοιώσεων του μονοφασικού αντιστροφέα πλήρους γέφυρας, αρχικά σε απομονωμένο ωμικό φορτίο, με τις τεχνικές Διαμόρφωσης Εύρους Παλμών (SPWM) διπολικής και μονοπολικής τάσης εξόδου. Στη συνέχεια παρουσιάζεται η προσομοίωση του συστήματος συνδεδεμένο στο δίκτυο, αρχικά χωρίς μετασχηματιστή ανύψωσης τάσης με την τεχνική του ρεύματος υστέρησης HBCC- PWM. Τέλος, προσομοιώθηκε το συνολικό σύστημα σε σύνδεση με το δίκτυο χαμηλής τάσης, αποτελούμενο από το Μ/Σ ανύψωσης τάσης και το φίλτρο εξόδου, χρησιμοποιώντας τον έλεγχο ρύθμισης ενεργού και αέργου ισχύος και τη τεχνική Διαμόρφωσης Εύρους Παλμών (SPWM) με μονοπολική τάση εξόδου. Για τις προσομοιώσεις χρησιμοποιήθηκε το λογισμικό Matlab/Simulink με επαναληπτική μέθοδο υπολογισμών την ode23tb μεταβλητού βήματος. 3.1 Προσομοίωση σε απομονωμένο φορτίο Προσομοίωση με τεχνική SPWM διπολικής τάσης εξόδου Στο παρακάτω σχήμα φαίνεται η διάταξη του αντιστροφέα χωρίς μετασχηματιστή με χρήση αντίστασης ως φορτίο. Σχήμα 3.1: Τεχνική διπολικής SPWM σε απομονωμένο φορτίο

68 Κεφάλαιο 3 Ως είσοδος χρησιμοποιήθηκε μια πηγή τάσης 60V και ως φορτίο μια αντίσταση 10Ω. Ως κατωδιαβατό φίλτρο εξόδου LC χρησιμοποιήθηκε πηνίο μεγέθους 2mH και πυκνωτής 3,125μF ώστε να επιτευχθεί συχνότητα αποκοπής 2kHz. Για την παλμοδότηση των ημιαγωγικών στοιχείων χρησιμοποιήθηκε το PWM Generator block του Matlab, το οποίο παράγει παλμούς για SPWM παλμοδότηση και στο οποίο τέθηκε διακοπτική συχνότητα 30kHz, συντελεστής διαμόρφωσης πλάτους ma = 0.8 και συχνότητα τάσης εξόδου 50Hz. Στην τεχνική της διπολικής SPWM, οι παλμοί παράγονται μετά από τη σύγκριση ενός ημιτόνου αναφοράς με μια τριγωνική κυματομορφή. Ο παλμός που προκύπτει από αυτή τη σύγκριση δίνεται στην πρώτη ομάδα Mosfet 1,4 ενώ η δεύτερη ομάδα Mosfet 2,3 παλμοδοτείται με συμπληρωματικούς παλμούς. Σχήμα 3.2: Παλμοί διπολικής PWM Ο παλμός 1 παλμοδοτεί την ομάδα Mosfet 1,4 ενώ ο παλμός 2 την ομάδα Mosfet 2,3. Η τάση εξόδου πριν το φίλτρο, έχει τη μορφή τετραγωνικών παλμών που μεταβάλλονται από -60V μέχρι 60V, γεγονός που επιβεβαιώνει την μελέτη που προηγήθηκε στην τεχνική της Διαμόρφωσης Εύρους Παλμών (SPWM) με διπολική τάση εξόδου. Επειδή η μετάβαση της τάσης γίνεται από τη μέγιστη στην ελάχιστη τιμή της τάσης εισόδου Vin και αντίστροφα, άρα κατά συνέπεια εκτελεί μεταβάσεις τάσης διπλάσιες της τάσης εισόδου, η τάση στην έξοδο ονομάζεται διπολική. Η μορφή της φαίνεται στο Σχήμα

69 Κεφάλαιο 3 Σχήμα 3.3: Τάση εξόδου του αντιστροφέα πριν το φίλτρο εξομάλυνσης Μετά το φίλτρο αποκοπής υψηλών συχνοτήτων, η τάση και το ρεύμα που εμφανίζονται στο ωμικό φορτίο έχουν ημιτονοειδή μορφή, συχνότητας 50Hz και είναι συμφασικά. Η μέγιστη τάση εξόδου όπως μετρήθηκε από το πρόγραμμα ήταν Vmax = 47,13V και η ενεργός τιμή της VRMS = 33,33V. Τα αποτελέσματα αυτά ανταποκρίνονται καλά στην μελέτη, καθώς με συντελεστή ma = 0.8 αναμέναμε από τη θεωρία μέγιστη τάση εξόδου Vmax = 60*0.8 = 48V. Η μικρή αυτή διαφορά στα αποτελέσματα οφείλεται στην πτώση τάσης στην αντίσταση των Mosfet που τέθηκε ίση με Rds,on = 0.1Ω. Η μορφή της τάσης, αλλά και του ρεύματος εξόδου στο ωμικό φορτίο φαίνονται στο Σχήμα 3.4. Σχήμα 3.4: Τάση και ρεύμα εξόδου στο ωμικό φορτίο

70 Κεφάλαιο 3 Στα Σχήματα 3.5 και 3.6 παρουσιάζεται το φάσμα αρμονικών συχνοτήτων της τάσης εξόδου πριν το φίλτρο εξομάλυνσης και της τάσης στο ωμικό φορτίο αντίστοιχα, όπως υπολογίστηκε βάσει της ανάλυσης FFT (Fast Fourier Transform), που παρέχεται από το Matlab/Simulink. Να σημειωθεί, ότι η κλίμακα που χρησιμοποιήθηκε για την προβολή του φάσματος των αρμονικών συχνοτήτων είναι εκθετική, με σκοπό να είναι ευδιάκριτα τα πλάτη όλων των συχνοτήτων. Σχήμα 3.5: Φάσμα αρμονικών συχνοτήτων της τάσης εξόδου πριν το φίλτρο Σχήμα 3.6: Φάσμα αρμονικών συχνοτήτων της τάσης εξόδου στο ωμικό φορτίο Όπως παρατηρούμε η συμβολή του φίλτρου εξομάλυνσης στη μείωση των αρμονικών συχνοτήτων είναι καθοριστική, καθώς η ολική αρμονική παραμόρφωση μειώνεται από το 145,67% πριν το φίλτρο στο μόλις 0,51% στο ωμικό φορτίο. Όπως εξηγήθηκε ήδη και στη θεωρητική ανάλυση του Κεφαλαίου 2, οι αρμονικές της τάσης εξόδου πριν το φίλτρο εξομάλυνσης, εμφανίζονται στα περιττά πολλαπλάσια της διακοπτικής συχνότητας και ως

71 Κεφάλαιο 3 ομάδες αρμονικών που εκτείνονται γύρω από τα ακέραια πολλαπλάσια της διακοπτικής συχνότητας των ημιαγωγικών στοιχείων, δηλαδή των fs = 30 khz. Όσον αφορά το φάσμα συχνοτήτων της τάσης μετά το φίλτρο, παρατηρούμε πως οι αρμονικές δευτέρας και τρίτης τάξης είναι χαμηλότερες του 0,05%, ενώ οι ανώτερες αρμονικές έχουν πρακτικά εξαλειφθεί. Στο Σχήμα 3.7 παρουσιάζεται το ρεύμα εισόδου του αντιστροφέα πλήρους γέφυρας στη σταθερή πηγή τάσης Iin. Σχήμα 3.7: Ρεύμα εισόδου αντιστροφέα Σχήμα 3.8: Ρεύμα εισόδου του αντιστροφέα σε μεγέθυνση Όπως παρατηρούμε, στην τεχνική SPWM με διπολική τάση εξόδου, το ρεύμα εισόδου του αντιστροφέα παρουσιάζει τόσο θετικές, όσο και αρνητικές τιμές. Συνολικά όμως, η μέση τιμή που παρουσιάζει το ρεύμα εισόδου του ήταν θετικό, ενώ υπολογίστηκε από το λογισμικό μέσω του block Mean, στα Iin,mean = 1,88Α και απεικονίζεται στο Σχήμα

72 Κεφάλαιο 3 Σχήμα 3.9: Μέση τιμή ρεύματος εισόδου του αντιστροφέα Παρατηρούμε πως το ρεύμα εισόδου παρουσιάζει θετικές, αλλά και αρνητικές τιμές λόγω της ύπαρξης του πηνίου του φίλτρου εξόδου. Όταν κάθε νέα ομάδα Mosfet ξεκινήσει να άγει, το ρεύμα θα συνεχίσει να ρέει με την ίδια πολικότητα λόγω της αδράνειας που παρουσιάζει το πηνίο δια μέσου των διόδων ελεύθερης διέλευσης μέχρι την πηγή εισόδου προκαλώντας την εμφάνιση των αρνητικών τιμών ρεύματος. Από το Σχήμα 3.9 όμως, παρατηρούμε πως η μέση τιμή του ρεύματος εισόδου έχει θετική τιμή, συνεπώς τα διαστήματα αγωγής των Mosfet είναι μεγαλύτερα των διαστημάτων αγωγής των ανάστροφων διόδων τους. Η ανάλυση του φάσματος των αρμονικών συχνοτήτων του ρεύματος εισόδου του αντιστροφέα παρουσιάζεται στο Σχήμα Σχήμα 3.10: Ανάλυση αρμονικών συχνοτήτων του ρεύματος εισόδου

73 Κεφάλαιο 3 Παρατηρούμε πως το ρεύμα εισόδου έχει μεγάλη ολική αρμονική παραμόρφωση με έντονο αρμονικό περιεχόμενο το οποίο παρουσιάζεται κυρίως ως πλευρικές αρμονικές στα ακέραια πολλαπλάσια της διακοπτικής συχνότητας λειτουργίας των Mosfet, δηλαδή των 30kHz Προσομοίωση με τεχνική SPWM μονοπολικής τάσης εξόδου Στο υποκεφάλαιο αυτό παρουσιάζεται η διάταξη του μονοφασικού αντιστροφέα πλήρους γέφυρας που ελέγχεται με την τεχνική της μονοπολικής SPWM παλμοδότησης. Κατά την τεχνική αυτή συγκρίνονται δύο αντίθετα ημίτονα αναφοράς με μια τριγωνική κυματομορφή και κάθε σύγκριση αποφέρει δύο παλμούς, τον παραγόμενο και τον συμπληρωματικό του. Όπως έχει ήδη εξηγηθεί στη θεωρία της μονοπολικής Διαμόρφωσης Εύρους Παλμών (SPWM), οι παλμοί που προκύπτουν από τη σύγκριση του θετικού ημιτόνου παλμοδοτούν τα Mosfet 1 και συμπληρωματικά το Mosfet 2, ενώ αντίστοιχα από τη σύγκριση του αρνητικού ημιτόνου παλμοδοτείται το Mosfet 3 και συμπληρωματικά με αυτό το Mosfet 4. Η παραπάνω διάταξη παρουσιάζεται στο Σχήμα Σχήμα 3.11: Διάταξη αντιστροφέα με την τεχνική της μονοπολικής SPWM Η μορφή των παλμών που ελέγχουν τα τέσσερα ημιαγωγικά στοιχεία παρουσιάζεται στο Σχήμα

74 Κεφάλαιο 3 Σχήμα 3.12: Παλμοί ελέγχου των ημιαγωγικών στοιχείων του αντιστροφέα Παρατηρούμε ότι σε αντίθεση με την διπολική SPWM παλμοδότηση, τώρα οι τέσσερις παλμοί είναι ξεχωριστοί για κάθε ημιαγωγικό στοιχείο. Συγκεκριμένα, οι παλμοί έναυσης των άνω στοιχείων (Mosfet 1,3) του κάθε κλάδου είναι συμπληρωματικοί με τους παλμούς των αντίστοιχων κάτω στοιχείων του αντίστοιχου κλάδου (Mosfet 2,4). Στο Σχήμα 3.13 φαίνεται η τάση εξόδου του αντιστροφέα πριν το φίλτρο εξομάλυνσης, ενώ στο Σχήμα 3.14 παρουσιάζεται σε μεγέθυνση γύρω από την αλλαγή της πολικότητας της τάσης. Σχήμα 3.13: Μονοπολική τάση εξόδου πριν το φίλτρο εξομάλυνσης

75 Κεφάλαιο 3 Σχήμα 3.14: Τάση εξόδου πριν το φίλτρο εξομάλυνσης γύρω από την αλλαγή πολικότητας (μεγέθυνση) Όπως και στην προηγούμενη τεχνική, η τάση εξόδου έχει τη μορφή τετραγωνικών παλμών, που μεταβάλλονται από -60V έως 60V. Τώρα όμως η τάση εξόδου αλλάζει μεταξύ των επιπέδων τάσης 0V και 60V, ή μεταξύ των 0V και -60V και για αυτόν το λόγο αυτή η μορφή διαμόρφωσης PWM ονομάζεται διαμόρφωση εύρους παλμών με μονοπολική τάση εξόδου. Ομοίως με πριν, η τάση και το ρεύμα εξόδου στο φορτίο είναι συμφασικά. Η μέγιστη θεωρητική τιμή της τάσης είναι 48V καθώς έχει τεθεί ma = 0,8 και η συχνότητα είναι 50Hz. Σχήμα 3.15: Μορφή τάσης και ρεύματος εξόδου στο απομονωμένο φορτίο

76 Κεφάλαιο 3 Η τιμή της ενεργού τιμής της τάσης εξόδου υπολογίστηκε από το λογισμικό, όπως και πριν, VRMS = 33.33V και η μέγιστη τιμή της, VMAX = 47.13V. H μικρή απόκλιση μεταξύ της θεωρητικής τιμής και της τιμής που προέκυψε από την προσομοίωση οφείλεται στην πτώση τάσης στην αντίσταση των Mosfet που τέθηκε ίση με Rds,on = 0.1Ω. Το φάσμα των αρμονικών συχνοτήτων της τάσης εξόδου πριν το φίλτρο εξομάλυνσης και στο ωμικό φορτίο φαίνονται στα Σχήματα 3.16 και Σχήμα 3.16: Φάσμα συχνοτήτων της τάσης εξόδου πριν το φίλτρο εξομάλυνσης Σχήμα 3.17: Φάσμα συχνοτήτων της τάσης εξόδου μετά το φίλτρο εξομάλυνσης Παρατηρούμε ότι στην τεχνική της μονοπολικής SPWΜ παλμοδότησης, δεν εμφανίζονται αρμονικές στην διακοπτική συχνότητα (fs = 30kHz), ούτε πλευρικές αρμονικές γύρω από την διακοπτική συχνότητα (όπως εμφανίζονταν στην τεχνική SPWM με διπολική τάση εξόδου), αλλά εμφανίζονται μόνο ως πλευρικές αρμονικές στα άρτια πολλαπλάσια της διακοπτικής συχνότητας λειτουργίας, δηλαδή στα 2 * 30kHz = 60kHz, 4 * 30kHz = 120kHz, κλπ. Με αυτόν

77 Κεφάλαιο 3 τον τρόπο μειώνεται σημαντικά το φάσμα αρμονικών συχνοτήτων, με αποτέλεσμα τη μείωση της ολικής αρμονικής παραμόρφωσης στο μόλις 0,14% για την τάση εξόδου μετά το φίλτρο εξομάλυνσης. Συμπεραίνουμε επομένως, πως στην τεχνική της παλμοδότησης με μονοπολική τάση εξόδου μπορούμε με το ίδιο φίλτρο εξομάλυνσης να πετύχουμε ομαλότερη καμπύλη της τάσης εξόδου. Στα Σχήματα 3.18 και 3.19 παρουσιάζεται η μορφή του ρεύματος εισόδου του αντιστροφέα. Σχήμα 3.18: Ρεύμα εισόδου αντιστροφέα Σχήμα 3.19: Ρεύμα εισόδου σε μεγέθυνση σε ένα μέγιστο Παρατηρούμε πως το ρεύμα που επιστρέφει στην είσοδο του αντιστροφέα, στην τεχνική SPWM με μονοπολική τάση εξόδου κλείνει βρόχο μηδενικής τάσης και κατά συνέπεια δεν παρατηρούνται αρνητικά ρεύματα όπως στην περίπτωση της τεχνικής SPWM με διπολική τάση εξόδου. Αντίστοιχα, η μέση τιμή του ρεύματος εισόδου για τη συχνότητα εξόδου των 50Hz, έχει τη μορφή του Σχήματος Όπως ήταν αναμενόμενο, οι μέσες τιμές των ρευμάτων

78 Κεφάλαιο 3 εισόδου και στις δύο τεχνικές παλμοδότησης είναι ίσες στα 1,88Α καθώς τα φορτία που χρησιμοποιήθηκαν είναι ίδια. Σχήμα 3.20: Μέση τιμή ρεύματος εισόδου Το φάσμα αρμονικών συχνοτήτων του ρεύματος εισόδου του αντιστροφέα φαίνεται στο Σχήμα Σχήμα 3.21: Φάσμα αρμονικών συχνοτήτων του ρεύματος εισόδου Όπως και στην τεχνική της SPWM παλμοδότησης με διπολική τάση εξόδου που μελετήθηκε πριν, παρατηρούμε και εδώ μεγάλη ολική αρμονική παραμόρφωση (THD), όμως όπως και στην τάση εξόδου του αντιστροφέα, οι αρμονικές του ρεύματος εισόδου τώρα παρουσιάζονται ως πλευρικές αρμονικές συχνότητες γύρω από τα άρτια πολλαπλάσια της διακοπτικής συχνότητας λειτουργίας

79 Κεφάλαιο Προσομοίωση σε σύνδεση με το δίκτυο με την τεχνική HBCC-PWM Σε αυτό το κεφάλαιο παρουσιάζεται η προσομοίωση της διάταξης του αντιστροφέα πλήρους γέφυρας σε σύνδεση με το δίκτυο, ενώ η μέθοδος που χρησιμοποιήθηκε για την παραγωγή των παλμών ελέγχου των τεσσάρων ημιαγωγικών στοιχείων είναι η υστέρηση ρεύματος. Ως συνεχής τάση εισόδου τέθηκε Vin = 36V, ως φίλτρου εξόδου διατηρήθηκε το ίδιο με τις προηγούμενες προσομοιώσεις, L = 2mH και C = 3,125μF, ενώ ως τάση δικτύου τέθηκε Vgrid = 20V. Η διάταξη παρουσιάζεται στο Σχήμα Σχήμα 3.22: Διάταξη αντιστροφέα σε σύνδεση με το δίκτυο Αυτό που επιδιώκεται στην τεχνική HBCC-PWM είναι το ρεύμα εξόδου του αντιστροφέα να ακολουθεί την κυματομορφή του ρεύματος αναφοράς εντός μιας ζώνης υστέρησης. Αυτό στην προσομοίωση επετεύχθη θεωρώντας δύο ημίτονα μετατοπισμένα ως προς το ημίτονο αναφοράς, τα οποία αποτελούν τη ζώνη μέσα στην οποία ταλαντώνεται το ρεύμα εξόδου. Στο βρόχο ελέγχου, το ρεύμα εξόδου συγκρίνεται με τα δύο αυτά ημίτονα. Όταν η τιμή του ξεπεράσει την τιμή του άνω ημιτόνου, τα Mosfet 2,3 παλμοδοτούνται και το ρεύμα εξόδου αρχίζει να μειώνεται. Αντίστοιχα, όταν η τιμή του ρεύματος γίνει μικρότερη από το κάτω ημίτονο αναφοράς, ο βρόχος ελέγχου παλμοδοτεί τα Mosfet 1,4 και το ρεύμα εξόδου αρχίζει και πάλι να αυξάνεται. Ο έλεγχος πραγματοποιήθηκε με τη βοήθεια ενός SR flip-flop το οποίο φροντίζει οι δύο παλμοί των τεσσάρων Mosfet να είναι συμπληρωματικοί. Το ημίτονο αναφοράς που χρησιμοποιήθηκε ήταν η τάση του δικτύου Vgrid, - καθώς σκοπός είναι το ρεύμα εξόδου να είναι συμφασικό με την τάση δικτύου - στην οποία αφαιρέθηκε και προστέθηκε μια σταθερά ώστε να δημιουργηθεί η ζώνη υστέρησης. Είναι λογικό πως, όσο μικρότερη είναι η

80 Κεφάλαιο 3 σταθερά που προσθαφαιρούμε στο ημίτονο αναφοράς, τόσο πιο καθαρό θα είναι το τελικό ημίτονο του ρεύματος εξόδου. Στην παρούσα διάταξη η σταθερά αυτή τέθηκε ίση με 0,1V. Οι παλμοί ελέγχου των ημιαγωγικών στοιχείων παρουσιάζονται στο Σχήμα Σχήμα 3.23: Παλμοί ελέγχου των ημιαγωγικών στοιχείων Παρατηρούμε πως στην τεχνική ελέγχου ρεύματος με σταθερή ζώνη υστέρησης, το διάστημα αγωγής των ημιαγωγικών στοιχείων ισχύος δεν παραμένει σταθερό, αλλά μεταβάλλεται στη διάρκεια μιας περιόδου. Ακόμη, στο Σχήμα 3.23 είναι εμφανές ότι οι παλμοί έναυσης των δύο ομάδων είναι συμπληρωματικοί. Το ρεύμα εξόδου μαζί με τα δύο ημίτονα που αποτελούν την ζώνη υστέρησης παρουσιάζονται στα Σχήματα 3.24 έως Σχήμα 3.24: Ρεύμα εξόδου και ημίτονα ζώνης υστέρησης για σταθερά 3V

81 Κεφάλαιο 3 Σχήμα 3.25: Ρεύμα εξόδου σε μεγέθυνση με μπλε φαίνεται το άνω όριο της ζώνης υστέρησης και με ροζ το κάτω όριο της ζώνη υστέρησης Σχήμα 3.26: Ρεύμα εξόδου και ημίτονα ζώνης υστέρησης για σταθερά 0,1V Τα ημίτονα που αποτελούν τα όρια για την ζώνη υστέρησης έχουν επιλεχθεί αρχικά για μετατόπιση 3V ως προς το ημίτονο αναφοράς, δηλαδή ως προς την τάση του δικτύου, ώστε να είναι ευδιάκριτη η πορεία του ρεύματος εξόδου και έπειτα για μετατόπιση 0,1V ώστε να επιτευχθεί μείωση των αρμονικών συχνοτήτων που εμφανίζονται στο ρεύμα εξόδου. Συγκεκριμένα, στο Σχήμα 3.25 διακρίνονται με μπλε το άνω όριο της ζώνη υστέρησης, που προέκυψε προσθέτοντας στο ημίτονο αναφοράς μια μετατόπιση 3V και με ροζ το κάτω όριο της ζώνης υστέρησης που προέκυψε αντίστοιχα αφαιρώντας 3V από το ημίτονο αναφοράς. Με γαλάζιο διακρίνεται το ρεύμα εξόδου του αντιστροφέα το οποίο εκτελεί μια κυμάτωση εντός της ζώνης υστέρησης

82 Κεφάλαιο 3 Στο Σχήμα 3.27 παρουσιάζεται το φάσμα των αρμονικών συχνοτήτων του ρεύματος εξόδου. Σχήμα 3.27: Φάσμα αρμονικών συχνοτήτων ρεύματος εξόδου Παρατηρούμε πως οι αρμονικές είναι διασκορπισμένες σε όλο το φάσμα των συχνοτήτων, καθώς στην τεχνική παλμοδότησης με ζώνη του ρεύματος υστέρησης, HBCC-PWM, δεν υπάρχει συγκεκριμένη διακοπτική συχνότητα, αλλά μεταβάλλεται συνεχώς. Όπως προκύπτει από το σχήμα, η ολική αρμονική παραμόρφωση είναι ικανοποιητικά χαμηλή, THD = 0,41%. Για να επιτευχθεί ορθή διασύνδεση του αντιστροφέα με το δίκτυο, απαραίτητη προϋπόθεση είναι το ρεύμα εξόδου να έχει THD < 6% και να είναι συμφασικό με την τάση, γεγονός που σύμφωνα με τα παραπάνω δεδομένα επιτυγχάνεται. Η μορφή του ρεύματος εισόδου φαίνεται στα Σχήμα 3.28 και Σχήμα 3.28: Ρεύμα εισόδου του αντιστροφέα

83 Κεφάλαιο 3 Σχήμα 3.29: Ρεύμα εισόδου του αντιστροφέα σε μεγέθυνση γύρω από ένα μέγιστο Όπως μπορούμε να παρατηρήσουμε από το Σχήμα 3.29, το ρεύμα εισόδου έχει τόσο θετικά όσο και αρνητικά τμήματα, τα οποία οφείλονται στο πηνίο που βρίσκεται στην έξοδο του αντιστροφέα το οποίο αναγκάζει το ρεύμα να επιστρέφει μέσω των διόδων ελεύθερης διέλευσης των Mosfet. Η μέση τιμή του ρεύματος εισόδου όπως περιμέναμε είναι θετική στα Ιin,mean = 6,42A και παρουσιάζεται στο Σχήμα Σχήμα 3.30: Μέση τιμή ρεύματος εισόδου Το φάσμα αρμονικών συχνοτήτων του ρεύματος εισόδου παρουσιάζεται στο Σχήμα Παρατηρούμε πως υπάρχει μεγάλη αρμονική παραμόρφωση THD = 149,86% και έντονο αρμονικό περιεχόμενο που παρουσιάζεται κυρίως στην συχνότητα της τάσης εξόδου του μετατροπέα, στα 50Hz

84 Κεφάλαιο 3 Σχήμα 3.31: Φάσμα αρμονικών συχνοτήτων ρεύματος εισόδου 3.3 Προσομοίωση διάταξης σε σύνδεση με το δίκτυο μέσω μετασχηματιστή Στην τελευταία ενότητα αυτού του κεφαλαίου παρουσιάζεται η προσομοίωση της διάταξης που κατασκευάστηκε, δηλαδή του μονοφασικού αντιστροφέα πλήρους γέφυρας σε σύνδεση με το δίκτυο μέσω μετασχηματιστή με τεχνική ελέγχου την SPWM με μονοπολική τάση εξόδου. Σχήμα 3.32: Διάταξη μονοφασικού αντιστροφέα σύνδεσης στο δίκτυο μέσω μετασχηματιστή Ως είσοδος έχει θεωρηθεί μια πηγή συνεχούς τάσης Vin = 60V, τα Mosfet έχει επιλεχθεί να έχουν αντίσταση αγωγής Rds,on = 0.1Ω, ο μετασχηματιστής τάσης έχει λόγο μετασχηματισμού 1:10, το LC φίλτρο εξόδου έχει τιμές C = 1.5μF και L = 1mH, ενώ η διακοπτική συχνότητα

85 Κεφάλαιο 3 λειτουργίας που έχει επιλεγεί είναι fs = 20kΗz ώστε τα αποτελέσματα της προσομοίωσης να είναι όσο το δυνατόν πιο πιστά σε αυτά της κατασκευής. Η υλοποίηση του ελέγχου της διάταξης, καθώς και η παραγωγή των παλμών έναυσης των ημιαγωγικών στοιχείων ισχύος έγινε μέσω του ελέγχου της ενεργού και αέργου ισχύος που ανταλλάσσεται μεταξύ αντιστροφέα και δικτύου. Η μέτρηση των ισχύων πραγματοποιήθηκε μέσω του block διαγράμματος Active & Reactive Power του Matlab/Simulink, το οποίο ως εισόδους δέχεται την τάση και το ρεύμα εξόδου του αντιστροφέα. Η παραπάνω μέτρηση πραγματοποιείται έτσι ώστε να δημιουργηθεί μια ανατροφοδότηση, στην οποία οι μετρήσεις συγκρίνονται με την επιθυμητή τιμή της ενεργού και αέργου ισχύος αντίστοιχα. Κάθε αποτέλεσμα περνάει από έναν PI ελεγκτή, εκ των οποίων ο ένας καθορίζει το πλάτος και ο άλλος τη φάση των ημιτόνων αναφοράς που κατασκευάζονται από τον βρόχο ελέγχου. Έπειτα, με βάση τη λογική της SPWM παλμοδότησης, τα ημίτονα αναφοράς που δημιουργούνται, συγκρίνονται με την τριγωνική κυματομορφή συχνότητας 20kHz, με σκοπό την παραγωγή των παλμών έναυσης των τεσσάρων ημιαγωγικών στοιχείων. Οι τιμές των PI ελεγκτών του κλειστού βρόχου του αντιστροφέα επιλέχθηκαν μέσω δοκιμών και προσδιορίστηκαν για τον ελεγκτή ενεργού ισχύος στα Kp = 0 και Ki = , ενώ για τον ελεγκτή αέργου ισχύος στα Kp = 0 και Ki = 0.1. Σχήμα 3.33: Παλμοί έναυσης των Mosfet ισχύος

86 Κεφάλαιο 3 Το αποτέλεσμα των παραπάνω συγκρίσεων είναι οι παλμοί έναυσης των Mosfet, οι οποίοι παρουσιάζονται στο Σχήμα Παρατηρούμε πως, οι παλμοί των ημιαγωγικών στοιχείων ισχύος του ίδιου κλάδου είναι μεταξύ τους συμπληρωματικοί, καθώς και ότι όπως ήταν αναμενόμενο η διάρκεια αγωγής των στοιχείων μεταβάλλεται ημιτονοειδώς. Η τάση εξόδου του αντιστροφέα πριν και μετά τον μετασχηματιστή παρουσιάζεται στα Σχήματα 3.34 και Σχήμα 3.34: Τάση εξόδου του αντιστροφέα στο πρωτεύον του μετασχηματιστή γύρω από μια αλλαγή της πολικότητας της τάσης Σχήμα 3.35: Τάση εξόδου του αντιστροφέα στο δευτερεύον του μετασχηματιστή (1-1.2 sec) Παρατηρούμε πως η τάση εξόδου του αντιστροφέα στο πρωτεύον του μετασχηματιστή μεταβάλλεται μεταξύ των τιμών 0 έως Vin και 0 έως Vin, γεγονός που επιβεβαιώνει τη θεωρία της SPWM παλμοδότησης με μονοπολική τάση εξόδου. Στο δευτερεύον του μετασχηματιστή παρατηρούμε πως η τάση έχει καθαρά ημιτονοειδή μορφή με τιμές που προκύπτουν ίσες με

87 Κεφάλαιο 3 Vrms = 230V και Vpeak = 324V. Αυτό εξηγείται, εφόσον ο μετασχηματιστής διαθέτει σκέδαση η οποία λειτουργεί σαν φίλτρο εξόδου L και εξομαλύνει την τάση. Με αυτόν τον τρόπο, η τιμή της επαγωγής του πηνίου εξόδου μειώνεται και κατά συνέπεια μειώνεται αντίστοιχα ο όγκος και το κόστος της διάταξης. Όπως είναι λογικό η τάση εξόδου μετά το LC φίλτρο είναι η τάση του δικτύου με συχνότητα 50Ηz και ενεργό τιμή Vgrid = 230V, η οποία παρουσιάζεται στο Σχήμα 3.36, ενώ στο Σχήμα 3.37 φαίνεται η μορφή της τάσης που δέχονται τα Mosfet ισχύος. Σχήμα 3.36: Τάση εξόδου τάση δικτύου μετά το LC φίλτρο (1-1.2 sec) Σχήμα 3.37: Τάση στα διακοπτικά στοιχεία ισχύος (μεγέθυνση) Παρατηρούμε πως όταν τα διακοπτικά στοιχεία βρίσκονται σε αποκοπή η τάση στα άκρα τους είναι ίση με την τάση εισόδου, Vin = 60V. Αντίστοιχα, όταν τα στοιχεία άγουν, η τάση στα άκρα τους πρακτικά είναι μηδενική, ενώ ουσιαστικά λόγω της παρουσίας μιας μικρής αντίστασης αγωγής της τάξης των Rds,on = 0.1Ω, παρουσιάζεται μια μικρή πτώση τάσης

88 Κεφάλαιο 3 Η ανάλυση Fourier των κυματομορφών των τάσεων εξόδου στο πρωτεύον και στο δευτερεύον του μετασχηματιστή παρουσιάζονται στα Σχήματα 3.38 και 3.39 αντίστοιχα. Σχήμα 3.38: Φάσμα αρμονικών συχνοτήτων τάσης στο πρωτεύον του μετασχηματιστή Παρατηρούμε έντονο αρμονικό περιεχόμενο THD = 87,62% το οποίο παρουσιάζεται ιδιαίτερα ως πλευρικές αρμονικές γύρω από τα άρτια πολλαπλάσια της διακοπτικής συχνότητας του αντιστροφέα, fs = 20kHz, γεγονός που επιβεβαιώνει τη θεωρητική μελέτη της τεχνικής SPWM με μονοπολική τάση εξόδου. Σχήμα 3.39: Φάσμα αρμονικών συχνοτήτων τάσης στο δευτερεύον του μετασχηματιστή Αντιθέτως, το αρμονικό περιεχόμενο της τάσης εξόδου του αντιστροφέα στο δευτερεύον του μετασχηματιστή έχει μειωθεί δραστικά στο μόλις THD = 0.15%. Όπως εξηγήθηκε ήδη, αυτό οφείλεται στην λειτουργία της επαγωγής του μετασχηματιστή εν μέρει ως φίλτρο εξόδου του αντιστροφέα. Οι αρμονικές που κυριαρχούν εξακολουθούν να παρουσιάζονται ως πλευρικές αρμονικές γύρω από τα άρτια πολλαπλάσια της συχνότητας λειτουργίας του αντιστροφέα

89 Κεφάλαιο 3 Επόμενο βήμα ήταν να λάβουμε μετρήσεις και τις κυματομορφές των ρευμάτων στα πιο σημαντικά τμήματα της διάταξης. Στο Σχήμα 3.40 παρουσιάζεται το ρεύμα στην έξοδο του αντιστροφέα, μετά το φίλτρο εξομάλυνσης. Από μετρήσεις προέκυψε ότι η ενεργός τιμή του ρεύματος εξόδου είναι Igrid,rms = 4,353A και η μέγιστη Igrid,peak = 6,137A. Σχήμα 3.40: Ρεύμα εξόδου του αντιστροφέα μετά το φίλτρο εξομάλυνσης ρεύμα δικτύου (1-1.2 sec) Το ρεύμα αυτό οφείλει να είναι ημιτονοειδές με ολική αρμονική παραμόρφωση THD 6% ώστε η σύνδεση με το δίκτυο να είναι εφικτή. Στο Σχήμα 3.41 φαίνεται το φάσμα αρμονικών συχνοτήτων του ρεύματος που εισέρχεται στο δίκτυο. Παρατηρούμε ότι παρουσιάζει THD = 5,07%, συνεπώς η παραμόρφωση του ημιτόνου είναι ανεκτή για την σύνδεση του αντιστροφέα. Σχήμα 3.41: Φάσμα αρμονικών συχνοτήτων του ρεύματος εξόδου στο δίκτυο

90 Κεφάλαιο 3 Αντίστοιχα, το ρεύμα εξόδου του αντιστροφέα στο πρωτεύον του μετασχηματιστή φαίνεται στο Σχήμα Έπειτα από μετρήσεις του λογισμικού, προέκυψαν για το ρεύμα οι τιμές Itrans,rms = 43,93A και Itrans,peak = 61,94A. Παρατηρούμε όπως περιμέναμε, ότι το ρεύμα στο πρωτεύον και στο δευτερεύον του μετασχηματιστή εμφανίζει λόγο 10:1, όπως παρουσιάζει η εξίσωση (2.32): i 1 i 2 = 1 n Σχήμα 3.42: Ρεύμα εξόδου στο πρωτεύον του μετασχηματιστή (1-1.2 sec) Το ρεύμα στα ημιαγωγικά στοιχεία ισχύος παρουσιάζεται στα Σχήμα 3.43 και Για το ρεύμα αυτό προέκυψαν από το λογισμικό μετρήσεις για την ενεργό τιμή του ρεύματος Imos,rms = 30,92A και για την μέση τιμή Imos,mean = 11,96A. Σχήμα 3.43: Ρεύμα στα Mosfet (1-1.1 sec)

91 Κεφάλαιο 3 Σχήμα 3.44: Ρεύμα στα Mosfet σε μεγέθυνση γύρω από ένα μέγιστο Τέλος, στα Σχήματα 3.45 έως 3.47 παρουσιάζεται το ρεύμα στην πηγή συνεχούς τάσης εισόδου, καθώς και η μέση τιμή του, η οποία υπολογίστηκε στην τιμή Iin,mean = 25,4A. Σχήμα 3.45: Ρεύμα εισόδου στην πηγή συνεχούς τάσης ( sec) Σχήμα 3.46: Ρεύμα εισόδου στην πηγή συνεχούς τάσης σε μεγέθυνση γύρω από ένα μέγιστο

92 Κεφάλαιο 3 Σχήμα 3.47: Μέση τιμή ρεύματος στην πηγή συνεχή τάση Ι in Τέλος, για να επιβεβαιωθεί η ορθή λειτουργία του κλειστού βρόχου ελέγχου και οι τιμές των PI ελεγκτών που επιλέχθηκαν, παλμογραφήθηκαν οι τιμές που λαμβάνει η ενεργός και άεργος ισχύς που ανταλλάσσεται μεταξύ αντιστροφέα και δικτύου. Αρχικά τέθηκε ως αναφορά ενεργός ισχύς P = 1000W και άεργος Q = 0Var. Να σημειωθεί πως με θετικό πρόσημο εννοείται η μεταφορά ισχύος από την πηγή τάσης εισόδου προς το δίκτυο και με αρνητικό η αντίθετη κατεύθυνση. Όπως φαίνεται στο Σχήμα 3.48 ο PI ελεγκτής δημιουργεί μικρή υπερύψωση, ανταποκρίνεται γρήγορα και φθάνει στην τελική τιμή της ισχύος σε χρόνο t = 0,5sec. Σχήμα 3.48: Απόκριση (α) ενεργού και (β) αέργου ισχύος που τροφοδοτεί το δίκτυο

93 Κεφάλαιο 3 Αντίστοιχα, καθώς ο ρόλος του αντιστροφέα είναι να λειτουργεί δικατευθυντήρια, πρέπει να είναι δυνατή η μεταφορά ενεργού ισχύος από το δίκτυο προς την πηγή τάσης εισόδου του αντιστροφέα, που στην πραγματικότητα θα αποτελείται από μια συστοιχία συσσωρευτών. Συνεπώς, θέτοντας στον PI ελεγκτή της ενεργού ισχύος αρνητική αναφορά, P = -1000W και στον ελεγκτή της αέργου ισχύος αναφορά Q = 0Var, λάβαμε τα ακόλουθα αποτελέσματα. Σχήμα 3.49: Απόκριση (α) ενεργού και (β) αέργου ισχύος που τροφοδοτεί την πηγή εισόδου Παρατηρούμε πως η απόκριση της αέργου ισχύος για τις τιμές του PI ελεγκτή που επιλέχθηκαν εξακολουθούν να είναι ικανοποιητική και η τιμή της σταθεροποιείται σχεδόν για t = 0,8sec. Αντιθέτως, η απόκριση της ενεργού ισχύος πλέον γίνεται αρκετά αργή με την τιμή της να σταθεροποιείται σε χρόνο t = 2sec. Ακόμη, το πρώτο δευτερόλεπτο ο PI ελεγκτής δημιουργεί μια σημαντική υπερύψωση η οποία αναγκάζει την στιγμιαία μεταφορά ενεργού ισχύος από τον αντιστροφέα προς το δίκτυο. Παρ όλα αυτά, για μικρότερες αρνητικές τιμές αναφοράς η απόκριση της ενεργού ισχύος ήταν πιο γρήγορη, συνεπώς η συμπεριφορά του ελεγκτή με αυτές τις τιμές κερδών κρίθηκε ικανοποιητική

94 Κεφάλαιο 3

95 Κεφάλαιο 4 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 4 ΣΧΕΔΙΑΣΜΟΣ ΚΑΙ ΥΛΟΠΟΙΗΣΗ ΤΟΥ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑ Στο παρόν κεφάλαιο παρουσιάζεται η διαδικασία σχεδιασμού και κατασκευής των επιμέρους διατάξεων που απαρτίζουν το κύκλωμα του αντιστροφέα ισχύος. Τα τμήματα που κατασκευάστηκαν είναι η διάταξη του αντιστροφέα πλήρους γέφυρας σε κοινή πλακέτα με τα μετρητικά τάσεως και ρεύματος, το κυκλώμα παλμοδότησης των ημιαγωγικών στοιχείων ισχύος και η πλακέτα των τροφοδοτικών ισχύος. Η σχεδίασή τους έγινε με τη χρήση του ελεύθερου λογισμικού KiCad και τα τυπωμένα κυκλώματα παρατίθενται στο Παράρτημα Γ. Κάθε μονάδα από τις παραπάνω υλοποιήθηκε σε φωτοευαίσθητες πλακέτες από το ηλεκτροτεχνείο του Πανεπιστημίου Πατρών. Στο Παράρτημα Δ δίδονται τα τεχνικά φυλλάδια των σημαντικότερων στοιχείων που χρησιμοποιήθηκαν για την κατασκευή της διάταξης. 4.1 Κύκλωμα ισχύος Το κύκλωμα ισχύος του αντιστροφέα απαρτίζεται από τα τέσσερα ημιαγωγικά στοιχεία ισχύος, καθώς και από το πηνίο και τον πυκνωτή που αποτελούν το φίλτρο εξόδου του. Για τον συγχρονισμό του αντιστροφέα στο δίκτυο χρησιμοποιήθηκε ως φορτίο στην έξοδο μια αντίσταση 4,7kΩ και ένας διακόπτης ισχύος ο οποίος κλείνει όταν το πλάτος και η φάση του ημιτόνου εξόδου ταυτιστεί με αυτή του δικτύου. Ακόμη, στην είσοδο του αντιστροφέα και παράλληλα με τη συνεχή τάση εισόδου Vd συνδέθηκαν δύο ηλεκτρολυτικοί πυνκωτές 3.900μF, 160V ως πυκνωτές εξομάλυνσης της τάσης εισόδου. Στο υποκεφάλαιο αυτό εξετάζεται η συνδεσμολογία του κυκλώματος ισχύος και γίνεται η επιλογή του κατάλληλου ψυκτικού σώματος για την πλακέτα ισχύος. Σημειώνεται ότι το τμήμα της πλακέτας του αντιστροφέα που αποτελεί κομμάτι του κυκλώματος παλμοδότησης εξετάζεται παρακάτω ξεχωριστά Επιλογή ημιαγωγικού διακοπτικού στοιχείου Η επιλογή των ημιαγωγικών διακοπτικών στοιχείων ισχύος του αντιστροφέα έγινε αφού λάβαμε υπόψιν δύο κύρια χαρακτηριστικά τους: την μέγιστη τάση που εμφανίζεται στα άκρα τους και την ενεργό τιμή του ρεύματος που τα διαρρέει κατά τη λειτουργία τους

96 Κεφάλαιο 4 Άλλα χαρακτηριστικά που παίζουν σημαντικό ρόλο στην επιλογή αυτή είναι η αντίσταση αγωγής των στοιχείων Rds,on και οι χρόνοι έναυσης και σβέσης τους. Τα δύο παραπάνω χαρακτηριστικά είναι πάντα επιθυμητό να είναι όσο το δυνατόν μικρότερα, ώστε να ελαχιστοποιούνται οι απώλειες αγωγής και οι διακοπτικές απώλειες αντίστοιχα. Με βάση την θεωρητική ανάλυση του μετατροπέα καθώς και τις προσομοιώσεις που προηγήθηκαν, προέκυψε ότι η μέγιστη τάση που εμφανίζεται στα άκρα των τεσσάρων ημιαγωγικών στοιχείων ήταν ίση με την τάση εισόδου, δηλαδή 60V. Λαμβάνοντας έναν συντελεστή ασφαλείας της τάξης του 20%, η μέγιστη τάση που θα πρέπει να μπορεί να αντέξει το διακοπτικό στοιχείο είναι 72V. Αντίστοιχα, το ενεργό ρεύμα που διαρρέει το κάθε στοιχείο στη μέγιστη ισχύ λειτουργίας (δηλαδή στα 1000W) βρέθηκε 31Α. Και πάλι λαμβάνοντας έναν συντελεστή ασφαλείας 20%, προκύπτει ότι το διακοπτικό στοιχείο θα πρέπει να αντέχει τιμή ενεργού ρεύματος 37,2Α. Ένα θέμα το οποίο μας απασχολεί είναι η κατηγορία του στοιχείου το οποίο θα επιλέξουμε. Για την συγκεκριμένη εφαρμογή αποφασίστηκε να χρησιμοποιηθούν MOSFET για τους εξής λόγους: Σε αντίθεση με άλλα ημιαγωγικά στοιχεία (πχ IGBT), στο εμπόριο κυκλοφορούν MOSFET σχεδιασμένα για χαμηλές τάσεις, όπως αυτής της εφαρμογής. Αυτό μας προσφέρει το πλεονέκτημα ότι όσο μικρότερη είναι η μέγιστη τάση του στοιχείου, τόσο μικραίνει και η αντίσταση Rds,on. Είναι στοιχεία ελεγχόμενα από τάση, με μικρούς χρόνους έναυσης και σβέσης, γεγονός που μειώνει τις διακοπτικές τους απώλειες. Είναι κατάλληλα για λειτουργία σε υψηλές διακοπτικές συχνότητες, πχ. εδώ στα 20kHz Η σβέση τους επιτυγχάνεται μηδενίζοντας τον παλμό έναυσης, οπότε δεν είναι απαραίτητη η χρήση κυκλωμάτων σβέσης όπως σε άλλα ημιαγωγικά στοιχεία. Λαμβάνοντας υπόψιν τις παραπάνω απαιτήσεις, το στοιχείο που επιλέχθηκε είναι το IRFB4110PbF της εταιρίας International Rectifiers με τύπο περιβλήματος ΤΟ-220ΑΒ, το οποίο έχει χαρακτηριστικά λειτουργίας: Μέγιστη τάση λειτουργίας Vds = 100V Ενεργό ρεύμα λειτουργίας Id = 180A Αντίσταση αγωγής Rds,on = 45mΩ

97 Κεφάλαιο 4 Σχήμα 4.1: Το MOSFET ισχύος IRFB4110PbF της εταιρίας International Rectifiers [23] Σκόπιμο είναι να αναφέρουμε ότι το παραπάνω MOSFET ισχύος περιέχει εσωτερικά αντιπαράλληλες διόδους όπως φαίνεται στο Σχήμα 4.1, οι οποίες επιτρέπουν την διέλευση του ρεύματος προς την αντίθετη κατεύθυνση για την περίπτωση που το φορτίο είναι επαγωγικό και ειδικότερα στην παρούσα εφαρμογή για τη φόρτιση των συσσωρευτών εισόδου από το δίκτυο Φίλτρο εξόδου αντιστροφέα Σε αυτήν την ενότητα γίνεται η περιγραφή της διαδικασίας που ακολουθήθηκε για την κατασκευή του φίλτρου εξόδου του αντιστροφέα. Πρόκειται για ένα κατωδιαβατό LC φίλτρο, επομένως έπρεπε να προσδιοριστούν τα χαρακτηριστικά του πυκνωτή και του πηνίου που το αποτελούν. Ο πυκνωτής που επιλέχθηκε είναι πολυπροπυλενίου (MKP) της εταιρίας RIFA με κωδικό PHE 844R και διαθέτει τιμή χωρητικότητας 1,5μF και τάση αντοχής 440V. Στην κατασκευή του πηνίου το πρώτο χαρακτηριστικό το οποίο πρέπει να καθορίσουμε είναι το υλικό του πυρήνα. Η επιλογή του υλικού γίνεται με κριτήριο τις απώλειες που εμφανίζονται στον πυρήνα και τη μέγιστη τιμή της μαγνητικής επαγωγής B ώστε να μην εισέρχεται ο πυρήνας στον κόρο. Οι απώλειες που μπορούν να εμφανιστούν στον πυρήνα του πηνίου είναι: Απώλειες υστέρησης: πρόκειται για το έργο που δαπανάται ώστε να διατρέξουμε τον βρόχο υστέρησης του υλικού B H. Απώλειες δινορρευμάτων: πρόκειται για τις θερμικές απώλειες (απώλειες Joule) που προκαλούνται λόγω της χρονικά μεταβαλλόμενης μαγνητικής ροής η οποία δημιουργεί κυκλικά ρεύματα στο αγώγιμο υλικό του πυρήνα

98 Κεφάλαιο 4 Γενικά, οι πυρήνες χωρίζονται σε δύο κατηγορίες: πυρήνες που κατασκευάζονται από φερρίτη (μαλακά σιδηρομαγνητικά υλικά) και πυρήνες κατασκευασμένοι με βασικό στοιχείο τον σίδηρο που ονομάζονται σιδηροπυρήνες (σκληρά σιδηρομαγνητικά υλικά). Οι πρώτοι παρουσιάζουν μεγάλη ειδική ηλεκτρική αντίσταση, επομένως εμφανίζουν μειωμένες απώλειες δινορρευμάτων. Για το λόγο αυτό προτιμώνται σε εφαρμογές υψηλών συχνοτήτων. Ωστόσο, η μέγιστη τιμή της μαγνητικής επαγωγής τους Β κυμαίνεται στα Βmax = 0,3 Tesla, συνεπώς είναι εύκολο να οδηγηθούν στον κόρο. Ο κορεσμός είναι μια κατάσταση στην οποία ο πυρήνας δεν μπορεί να αποθηκεύσει περισσότερη ενέργεια από την ήδη αποθηκευμένη με αποτέλεσμα την συνεχή αύξηση του ρεύματος στα τυλίγματα του πηνίου. Αυτό οδηγεί σε αύξηση της θερμοκρασίας των τυλιγμάτων και κατά συνέπεια στην αύξηση των απωλειών, ενώ το πηνίο αρχίζει να συμπεριφέρεται ως βραχυκύκλωμα. Από την άλλη πλευρά, οι σιδηροπυρήνες εμφανίζουν χαμηλή ειδική ηλεκτρική αντίσταση με αποτέλεσμα την αύξηση των απωλειών δινορρευμάτων. Για τον περιορισμό τους, κατασκευάζονται σε μορφή ελασμάτων μονωμένων μεταξύ τους ώστε τα δινορρεύματα να περιορίζονται σε κάθε έλασμα ξεχωριστά. Καθώς οι απώλειες δινορρευμάτων εξαρτώνται από την συχνότητα λειτουργίας, αυτή περιορίζεται στους σιδηροπυρήνες στα 2kHz. Από την άλλη, θετικό είναι ότι η μέγιστη τιμή της μαγνητικής επαγωγής που παρουσιάζουν είναι μεγάλη, περίπου Bmax = 1.8 Tesla, συνεπώς δύσκολα έρχονται στον κορεσμό. Τέλος τα δύο υλικά παρουσιάζουν διαφορές στον βρόχο υστέρησης, καθώς τα μαλακά σιδηρομαγνητικά υλικά έχουν στενό βρόχο υστέρησης και μικρή παραμένουσα μαγνήτιση, ενώ αντίθετα τα σκληρά σιδηρομαγνητικά υλικά έχουν ευρύ βρόχο υστέρησης και απομαγνητίζονται δύσκολα από εξωτερικά μαγνητικά πεδία. Από τα παραπάνω, και εφόσον η διακοπτική συχνότητα λειτουργίας που έχει επιλεχθεί για τον αντιστροφέα είναι 20kHz, το υλικό το οποίο επιλέχθηκε να χρησιμοποιηθεί ήταν φερρίτης. Η διαδικασία που ακολουθήθηκε για την κατασκευή του πηνίου είναι η εξής: o Προσδιορισμός της τιμής της αυτεπαγωγής του πηνίου: Αυτός έγινε αρχικά θεωρητικά με βάση τη θεωρία του φίλτρου εξόδου του αντιστροφέα όπως περιεγράφηκε στο Κεφάλαιο 3 και έπειτα προσδιορίστηκε μέσω της προσομοίωσης και συγκεκριμένα για την τιμή του πυκνωτή του φίλτρου εξόδου που ήταν διαθέσιμος στο εργαστήριο. Η τιμή αυτή καθορίστηκε στο L = 1mH. o Επιλογή του πυρήνα: Ο πυρήνας που επιλέχθηκε είναι σχήματος διπλού Ε και συγκεκριμένα διαστάσεων , ενώ ο το υλικό του πυρήνα είναι φερρίτης Ν87 της εταιρίας EPCOS. Με βάση το φυλλάδιο του κατασκευαστή η τιμή της πυκνότητας

99 Κεφάλαιο 4 μαγνητικής ροής κορεσμού είναι Bsat = 0.49 T για 25 ο C και Bsat = 0.39 T για 100 ο C. Λαμβάνοντας υπόψιν την δεύτερη τιμή, η τιμή της μέγιστης πυκνότητας μαγνητικής ροής για έναν συντελεστή ασφαλείας της τάξης του 75% της τιμής του Bsat, προκύπτει Bmax = 0.3 T. o Για τον καθορισμό των σπειρών του πηνίου του φίλτρου εξόδου συνδυάζουμε την σχέση που δίνει το μαγνητικό πεδίο, N Ipk Β = μο μe le και την σχέση που δίνει την επαγωγή του πηνίου, όπου: le: το μήκος της διαδρομής L = μο μe N2 Ae le μe: η σχετική μαγνητική διαπερατότητα με βάση το φυλλάδιο του κατασκευαστή Αe: η ενεργός διατομή Ν: ο αριθμός των σπειρών και λαμβάνουμε τελικά τη σχέση Ν = Ipk L Bo Ae (4.1) (4.2) (4.3) η οποία μας δίνει τον απαιτούμενο αριθμό σπειρών για να επιτευχθεί η συγκεκριμένη τιμή επαγωγής που έχει καθοριστεί. Επομένως για τις τιμές της εφαρμογής μας: Ιpeak = 6 A L = 1 mh Ae = 353 mm 2 Bo = 0.3 T (περίπου το 75% της μέγιστης τιμής για λόγους ασφαλείας) προκύπτουν 53,11 σπείρες, δηλαδή 53 σπείρες. Όντως, με την κατασκευή του πηνίου και τη μέτρηση της επαγωγής του, προέκυψε ότι για να επιτευχθεί η τιμή του 1mH χρειάζονται πράγματι 53 σπείρες. o Επόμενο βήμα είναι η επιλογή του αριθμού των κλώνων του χαλκού. Η χρήση πολλών κλώνων και όχι μόνο ενός αγωγού γίνεται έτσι ώστε να μειώσουμε το επιδερμικό φαινόμενο το οποίο γίνεται πιο έντονο στις υψηλές συχνότητες. Θεωρώντας ότι διατομή χαλκού 1mm 2 μπορεί να αντέξει μια τιμή ενεργού ρεύματος 5A rms, τότε στην

100 Κεφάλαιο 4 παρούσα εφαρμογή εφόσον η ενεργός τιμή που διαρρέει το πηνίο είναι περίπου Irms = 4.35A θα χρειαστούμε χαλκό διατομής περίπου 0.87mm 2. Χρησιμοποιώντας αγωγό διαμέτρου 0.5mm, υπολογίζουμε την διατομή του από την σχέση o Αcu = π d2 4 = mm2 (4.4) Ο αριθμός των κλώνων που θα χρησιμοποιηθούν είναι το πηλίκο της θεωρητικής διατομής που θα χρειαζόμασταν εάν χρησιμοποιούσαμε μόνο έναν κλώνο προς την πραγματική διατομή του αγωγού που θα χρησιμοποιηθεί. Επομένως οι κλώνοι που θα χρησιμοποιηθούν είναι Αριθμός κλώνων = = 4 Στη συνέχεια απαραίτητος είναι ο καθορισμός του διακένου του πυρήνα, ο οποίος γίνεται με την βοήθεια του νόμου του Ampere. Σχήμα 4.2: Ο νόμος του Ampère σε τετραγωνοειδή πυρήνα με διάκενο l g Η dl = N I Ηc le + Hg lg = N I Bc Bg le + lg = N I μο μο (4.5) όπου, Bc και Bg είναι η ένταση του μαγνητικού πεδίου στο εσωτερικό του πυρήνα και στο διάκενο αντίστοιχα, le η μαγνητική διαδρομή στο εσωτερικό του πυρήνα και lg το μήκος του διακένου. Τα παραπάνω γεωμετρικά μεγέθη γίνονται περισσότερο κατανοητά παρατηρώντας το Σχήμα 4.2. Κάνοντας τη θεώρηση πως η ένταση του μαγνητικού πεδίου στο διάκενο του πυρήνα είναι πολύ μεγαλύτερη από την ένταση στο εσωτερικό του, δηλαδή Hg >> Hc τότε η παραπάνω σχέση απλοποιείται ως εξής:

101 Κεφάλαιο 4 Bg lg = N I (4.6) μο από την οποία ο μόνος μας άγνωστος είναι το διάκενο lg το οποίο μπορούμε να το υπολογίσουμε. Για τις τιμές της συγκεκριμένης εφαρμογής Ιpeak = 6 A N = 53 σπείρες Βο = 0,32 Τ μο = 1,256 * 10-6 Τ m /A το διάκενο του πυρήνα προκύπτει o lg = μο Ν Ipeak Bo = 1.251mm (4.7) Τελικό βήμα πριν την κατασκευή του πηνίου εξόδου του αντιστροφέα είναι να υπολογίσουμε αν ο αριθμός των σπειρών που υπολογίσαμε χωράει στο παράθυρο του πυρήνα που επιλέξαμε. Αυτό γίνεται υπολογίζοντας τον μέγιστο αριθμό σπειρών που θεωρητικά χωράει ο πυρήνας. Ο αριθμός αυτός θα δίνεται από το πηλίκο της ελεύθερης επιφάνειας του παραθύρου επί έναν συντελεστή χρησιμοποίησης της τάξης του 40%, προς τον αριθμό των κλώνων επί τη διατομή τους, όπως φαίνεται από την παρακάτω σχέση Νθ = 0.4 Aw Aρ. κλώνων διατομή κλώνου Και συγκεκριμένα, ο θεωρητικά μέγιστος αριθμός σπειρών που χωράει το παράθυρο του πυρήνα με τα χαρακτηριστικά που αναφέραμε, είναι (4.8) Νθ = mm2 = 142 σπείρες mm2 Κατά συνέπεια, οι 53 σπείρες που υπολογίσαμε χωρούν στο παράθυρο του πυρήνα Ε65 τον οποίο επιλέξαμε. Μετρώντας την επαγωγή του πηνίου μετά την κατασκευή του επιβεβαιώθηκε πως η τιμή του προσεγγίζει με ακρίβεια την τιμή του L = 1mH για τα παραπάνω χαρακτηριστικά. Το πηνίο, καθώς και ο πυκνωτής του φίλτρου εξόδου, διακρίνονται στη πλακέτα του κυκλώματος ισχύος στο Σχήμα

102 Κεφάλαιο Κύκλωμα μέτρησης τάσης εξόδου Για τη μέτρηση της εναλλασσόμενης τάσης του δικτύου, χρησιμοποιήθηκε το μετρητικό τάσης LV 25-P της εταιρίας LEM το οποίο παρουσιάζεται στο Σχήμα 4.3. Το LV 25-P είναι ένας αισθητήρας τάσης ο οποίος χρησιμοποιεί το φαινόμενο Hall και παρέχει γαλβανική απομόνωση ανάμεσα στο πρωτεύον (κύκλωμα ισχύος) και στο δευτερεύον τύλιγμα (ηλεκτρονικό κύκλωμα). Σχήμα 4.3 : Το μετρητικό τάσης LV 25-P και το κύκλωμα λειτουργίας του [24] Για τη λειτουργία του απαιτούνται ±15V και ανάμεσα στους ακροδέκτες τροφοδοσίας έχουν τοποθετηθεί ΜΚΤ πυκνωτές 0,12μF για σταθεροποίηση της τάσης. Το πρωτεύον τύλιγμα συνδέεται στα σημεία των οποίων την τάση θέλουμε να μετρήσουμε και παρεμβάλλουμε στην είσοδο του μετρητικού αντιστάσεις, ώστε το ονομαστικό ρεύμα εισόδου του να μην ξεπερνά τα 10mA. Η ονομαστική τάση μέτρησης του δικτύου είναι 230V, συνεπώς η συνολική αντίσταση εισόδου προκύπτει 23kΩ. Επειδή με αυτές τις τιμές η ισχύς που περνά από την αντίσταση εισόδου είναι 2,3Watt και καθώς διαθέταμε αντιστάσεις των 0,25Watt, κρίθηκε απαραίτητο να χρησιμοποιηθούν πέντε αντιστάσεις των 220kΩ και πέντε αντιστάσεις των 240kΩ σε παράλληλο συνδυασμό, για καταμερισμό της ισχύος. Στην έξοδο του δευτερεύοντος τυλίγματος, προκύπτει ένα ρεύμα 2,5 φορές μεγαλύτερο από το ρεύμα εισόδου, δηλαδή 25mA. Προκειμένου να πάρουμε τάση στην έξοδο η οποία να έχει μέγιστη τιμή 2V, συνδέουμε ανάμεσα στην έξοδο του μετρητικού και τη γείωση μια αντίσταση 80Ω. Εφόσον η μετρούμενη τάση στο δίκτυο είναι εναλλασσόμενη, η τάση εξόδου του μετρητικού θα έχει εύρος από -2V έως +2V. Καθώς όμως η επιτρεπόμενη τάση στην είσοδο του μικροελεγκτή βρίσκεται από 0V έως 5V, είναι απαραίτητη η αύξηση της τάσης εξόδου κατά 2,5V. Για τον λόγο αυτό, χρησιμοποιήθηκε το ολοκληρωμένο AD580, το οποίο έχει τροφοδοσία +15V και στην έξοδό του δίνει μια σταθερή τάση 2,5V

103 Κεφάλαιο 4 Σχήμα 4.4: Το ολοκληρωμένο AD580 και το κύκλωμα λειτουργίας του [25] Η πρόσθεση των δύο αυτών τάσεων γίνεται στο ολοκληρωμένο AD622, το οποίο λειτουργεί ως ενισχυτής τάσης. Το AD622 απαιτεί τροφοδοσία ±15V για τη λειτουργία του και ανάμεσα στους ακροδέκτες της τροφοδοσίας του, τοποθετούνται πυκνωτές ΜΚΤ 0,12μF για σταθεροποίηση της τάσης. Στους δύο ακροδέκτες εισόδου του εισέρχεται η τάση εξόδου από το μετρητικό LV 25-P, ενώ στον ακροδέκτη Reference, ο οποίος αποτελεί τον ακροδέκτη της τάσης αναφοράς η οποία προστίθεται στην τάση των ακροδεκτών εισόδου, εισέρχεται το σήμα σταθερής τάσης από το ολοκληρωμένο AD580. Οι ακροδέκτες που ρυθμίζουν το κέρδος ενίσχυσης της τάσης αφήνονται κενοί και κατά συνέπεια το κέρδος έχει τιμή 1. Η έξοδος του ολοκληρωμένου AD622, μετά την πρόσθεση σημάτων έχει εύρος από 0,5V έως 4,5V και μπορεί πλέον να εισαχθεί σε αναλογική είσοδο του μικροελεγκτή. Στα Σχήματα 4.4 και 4.5 παρουσιάζονται τα ολοκληρωμένα AD580 και AD622, αντίστοιχα. Σχήμα 4.5: Το ολοκληρωμένο AD622 [25] Κύκλωμα μέτρησης τάσης εισόδου Για τη μέτρηση της συνεχούς τάσης εισόδου του αντιστροφέα χρησιμοποιήθηκε o γραμμικός optocoupler IL300 της εταιρίας Vishay, ο οποίος παρουσιάζεται στο Σχήμα 4.6. Το συγκεκριμένο ολοκληρωμένο αποτελείται από τρεις φωτοδιόδους για τη λειτουργία του. Η φωτοδίοδος εισόδου είναι συζευγμένη με αυτήν της εξόδου, έτσι ώστε μια μεταβολή του ρεύματος εισόδου να μεταβάλλει γραμμικά το ρεύμα της διόδου στην έξοδο του μετρητικού

104 Κεφάλαιο 4 Ακόμη, η φωτοδίοδος εισόδου είναι συζευγμένη με μια τρίτη φωτοδίοδο, η οποία λειτουργεί ως ανάδραση στην είσοδο ώστε να αποφεύγονται τυχόν μη γραμμικότητες. Για την τροφοδοσία του, το ολοκληρωμένο IL300 απαιτεί +5V, τα οποία συνδέονται στον ακροδέκτη 6, με τη γείωση να συνδέεται στον ακροδέκτη 5. Όπως έχει ήδη αναφερθεί η μέγιστη αναμενόμενη μετρούμενη τάση στην είσοδο του αντιστροφέα είναι 60V. Από το φυλλάδιο του κατασκευαστή γνωρίζουμε ότι το μέγιστο ρεύμα εισόδου του ολοκληρωμένου IL300 μπορεί να είναι 60mA. Για να επιτύχουμε ένα ρεύμα εισόδου 20mA, συνδέουμε σε σειρά με την είσοδο του ολοκληρωμένου στον ακροδέκτη 2, μια αντίσταση 60V 20mΑ = 3kΩ. Επειδή η ισχύς που θα δεχθεί αυτή η αντίσταση υπολογίζεται να είναι P = V I = 60V 20mA = 1,2Watt, και επειδή οι αντιστάσεις που διαθέτουμε αντέχουν έως 0,25 Watt, χρησιμοποιήθηκαν έξι αντιστάσεις των 18kΩ παράλληλα. Με τον τρόπο αυτό η συνολική αντίσταση εισόδου παραμένει ίδια, ενώ ταυτόχρονα επιτυγχάνουμε καταμερισμό ισχύος. Η έξοδος του ολοκληρωμένου από τον ακροδέκτη 5, πρέπει να είναι κατάλληλη ώστε να μπορεί να εισαχθεί στην είσοδο του μικροελεγκτή, δηλαδή τα 60V της εισόδου πρέπει να υποβιβαστούν σε 5V. Για το λόγο αυτό, και με βάση τη σχέση V o = I F K 2 R 2 του φυλλαδίου και για κέρδος Κ2 = 1, συνδέουμε μεταξύ του ακροδέκτη 5 και της γείωσης μια αντίσταση R 2 = 5V 20mA 1 = 250Ω. Στη συγκεκριμένη εφαρμογή δεν κρίθηκε απαραίτητη η χρήση της φωτοδιόδου ανάδρασης, καθώς η μετρούμενη τάση δεν ήταν κοντά στο μηδέν και κατά συνέπεια οι ακροδέκτες 3 και 4 παρέμειναν μη συνδεδεμένοι. Σχήμα 4.6: Το ολοκληρωμένο IL300 [26] Κύκλωμα μέτρησης ρευμάτων Για τη μέτρηση του ρεύματος δικτύου χρησιμοποιήθηκε το μετρητικό ρεύματος LTS 6-NP της εταιρίας LEM, το οποίο έχει δυνατότητα μέτρησης έως 19,2 A, ενώ για τη μέτρηση του

105 Κεφάλαιο 4 ρεύματος στο πρωτεύον του μετασχηματιστή χρησιμοποιήθηκε το μετρητικό ρεύματος LTS 25-NP, το οποίο έχει δυνατότητα μέτρησης έως 80 Α. Σχήμα 4.7: Τα μετρητικά ρεύματος LTS 6-NP και LTS 25-NP και το κύκλωμα λειτουργίας τους [24] Τα μετρητικά ρεύματος απαιτούν συνεχή τροφοδοσία +5V για τη λειτουργία τους και ανάμεσα στους ακροδέκτες τροφοδοσίας συνδέεται πυκνωτής ΜΚΤ 0,12μF για σταθεροποίηση της τάσης. Λόγω του ότι λειτουργούν ως μετασχηματιστές ρεύματος, τα μετρητικά αυτά προσφέρουν ηλεκτρική απομόνωση από το κύκλωμα ισχύος, συνεπώς η τροφοδοσία τους είναι η ίδια με αυτή του κυκλώματος του μικροελεγκτή. Ο λόγος μετασχηματισμού του ρεύματος στο μετρητικό καθορίζεται μέσω της συνδεσμολογίας που επιλέγεται και σύμφωνα με το αναμενόμενο ονομαστικό ρεύμα στο πρωτεύον τύλιγμα. Η επιλογή της συνδεσμολογίας αυτής γίνεται με σκοπό η τάση εξόδου να βρίσκεται σε τέτοιο εύρος, ώστε να είναι κατάλληλη για την είσοδό της στον μικροελεγκτή, όπως θα εξηγηθεί στη συνέχεια. Ο πίνακας των προτεινόμενων από τον κατασκευαστή συνδεσμολογιών για το μετρητικό ρεύματος LTS 6-NP παρουσιάζεται στο Σχήμα 4.8 και για το μετρητικό ρεύματος LTS 25-NP στο Σχήμα 4.9, αντίστοιχα. Σχήμα 4.8: Προτεινόμενες συνδεσμολογίες του μετρητικού ρεύματος LTS 6-NP [24]

106 Κεφάλαιο 4 όπου Σχήμα 4.9: Προτεινόμενες συνδεσμολογίες του μετρητικού ρεύματος LTS 25-NP [24] Η έξοδος που δίνουν τα συγκεκριμένα μετρητικά ρεύματος, καθορίζεται από τη σχέση ΙP : μετρούμενο ρεύμα στο πρωτεύον τύλιγμα Vout = 2,5 ± 0,625 Ι P I PN (4.9) IPN: ονομαστικό ρεύμα του πρωτεύοντος τυλίγματος του μετρητικού Το ονομαστικό ρεύμα του μετρητικού καθορίζεται από τον τρόπο σύνδεσης μεταξύ των ακίδων εισόδου και εξόδου. Συνεπώς ανάλογα με τη συνδεσμολογία, καθορίζεται η τάση εξόδου από το μετρητικό ρεύματος. Για να αποφασιστεί ο τρόπος σύνδεσης μεταξύ των ακίδων εισόδου και εξόδου, λαμβάνουμε υπόψιν τα μέγιστα ρεύματα που έχουν προκύψει από την προσομοίωση του αντιστροφέα. Αυτά είναι Ιtrans = 43,5A για το πρωτεύον του μετασχηματιστή και Igrid = 4,35A για το ρεύμα στο δίκτυο. Στόχος είναι να επιλεγεί κατάλληλη συνδεσμολογία έτσι ώστε η τάση εξόδου των μετρητικών ρεύματος να βρίσκεται στο εύρος από 0V εώς +5V ώστε να μπορεί να εισαχθεί ως αναλογική είσοδος στον μικροελεγκτή. Με την παραπάνω λογική, για τη μέτρηση του ρεύματος στο πρωτεύον του μετασχηματιστή με το μετρητικό LTS 25-NP, επιλέχθηκε η συνδεσμολογία τύπου 2. Σε αυτή τη περίπτωση το ονομαστικό ρεύμα πρωτεύοντος του μετρητικού προκύπτει ±12Α και συνεπώς η μέγιστη τάση εξόδου του μετρητικού θα είναι V max out = 2,5 + 0,625 43,5Α 12Α = 4,76V Αντίστοιχα, η ελάχιστη τάση εξόδου προκύπτει V min out = 2,5 0,625 43,5Α 12Α = 0,23V

107 Κεφάλαιο 4 Με τον ίδιο τρόπο, για τη μέτρηση του ρεύματος στο δίκτυο με το μετρητικό ρεύματος LTS 6- NP, επιλέχθηκε η συνδεσμολογία τύπου 3, ώστε το ονομαστικό ρεύμα πρωτεύοντος του μετρητικού να είναι ±2Α. Συνεπώς, η μέγιστη τάση εξόδου του μετρητικού προκύπτει Αντίστοιχα, η ελάχιστη τάση εξόδου θα είναι V max out = 2,5 + 0,625 4,35Α 2Α = 3,86V V min out = 2,5 0,625 4,35Α 2Α = 1,14V Τα παραπάνω όρια τάσης των δύο μετρητικών βρίσκονται εντός του επιθυμητού εύρους (0V 5V), συνεπώς η εισαγωγή των σημάτων μέτρησης ρεύματος στο μικροελεγκτή είναι δυνατή Κύκλωμα ανίχνευσης μηδενός (Zero Crossing Detector) Για να επιτευχθεί ορθή σύνδεση της διάταξης ισχύος με το δίκτυο, θα πρέπει η τάση εξόδου που παράγει ο αντιστροφέας και η τάση του δικτύου να είναι συμφασικές. Για τον παραπάνω συγχρονισμό, απαραίτητη είναι η γνώση της γωνίας της τάσης του δικτύου η οποία γίνεται μέσω ενός κυκλώματος το οποίο σκοπό έχει να ανιχνεύσει πότε το ημίτονο της τάσης του δικτύου μηδενίζεται. Για τη δημιουργία του κυκλώματος ανίχνευσης του μηδενός χρησιμοποιήθηκε ο τελεστικός ενισχυτής LM358, ο οποίος παρουσιάζεται στο Σχήμα Η λογική του κυκλώματος είναι ότι στην είσοδο του το ολοκληρωμένο λαμβάνει ένα ημιτονοειδές σήμα τάσης, και στην έξοδό του παράγει έναν παλμό στάθμης ίσης με την τάση τροφοδοσίας +5V όταν η είσοδος είναι θετική, ενώ ο παλμός μηδενίζεται όταν η είσοδος γίνεται αρνητική. Κάθε φορά δηλαδή, που έχουμε έναν ανερχόμενο ή κατερχόμενο παλμό, η τάση του δικτύου μηδενίζεται και έχουμε ανίχνευση του μηδενικού σημείου. Η κυκλωματική λογική του Zero Crossing Detector παρουσιάζεται στο Σχήμα Για την τροφοδοσία του το LM358 απαιτεί +5V τα οποία συνδέονται στον ακροδέκτη 8, με τον ακροδέκτη 4 να γειώνεται. Μεταξύ τους συνδέεται ΜΚΤ πυκνωτής 0,12μF για σταθεροποίηση της τάσης τροφοδοσίας. Το σήμα τάσης εισόδου λαμβάνεται από την έξοδο του μετρητικού τάσης εξόδου LV 25-P στον ακροδέκτη 3 και ο ακροδέκτης 2 του ολοκληρωμένου γειώνεται. Η έξοδος του κυκλώματος ανίχνευσης του μηδενός λαμβάνεται από τον ακροδέκτη 1 και μπορεί να εισαχθεί απευθείας σε ψηφιακή είσοδο του μικροελεγκτή

108 Κεφάλαιο 4 Σχήμα 4.10: Το ολοκληρωμένο LM358 [27] Σχήμα 4.11: Η κυκλωματική λογική του Zero Crossing Detector Απαγωγός θερμότητας Ένα από τα προβλήματα τα οποία παρουσιάζονται και πρέπει να επιλυθούν κατά την λειτουργία του αντιστροφέα είναι η αύξηση της θερμοκρασίας των ημιαγωγικών στοιχείων ισχύος που δημιουργείται λόγω των διακοπτικών απωλειών και απωλειών αγωγής τους. Για την αντιμετώπιση του παραπάνω προβλήματος, τοποθετούμε τα ημιαγωγικά στοιχεία πάνω σε κατάλληλη μεταλλική επιφάνεια, συνήθως από αλουμίνιο, η οποία είναι διαμορφωμένη κατάλληλα ώστε να απάγει μεγάλα ποσά θερμότητας σε σχέση με το μέγεθός της. Σε αυτό συμβάλουν οι πτυχώσεις του υλικού, οι οποίες μεγιστοποιούν την επιφάνειά του, αλλά όχι τον όγκο του. Τα υλικά αυτά ονομάζονται απαγωγοί θερμότητας ή ψυκτικά σώματα. Οι συνολικές απώλειες κάθε ημιαγωγικού στοιχείου αποτελούν το άθροισμα των απωλειών αγωγής του και των διακοπτικών απωλειών του:

109 Συνεπώς, οι συνολικές απώλειες ισχύος και στα τέσσερα ημιαγωγικά στοιχεία είναι Κεφάλαιο 4 P loss = P on + P sw (4.10) Αναλυτικά, οι απώλειες αγωγής του στοιχείου αποτελούνται από το άθροισμα των απωλειών αγωγής του Mosfet, οι οποίες ορίζονται ως: 2 P on,mosfet = I rms,mos R ds,on (4.11) και των απωλειών αγωγής της διόδου, οι οποίες ορίζονται ως: P on,diode = V on I avg,d (4.12) Κατά συνέπεια, οι συνολικές απώλειες αγωγής και οι διακοπτικές απώλειες του στοιχείου προκύπτουν αντίστοιχα: όπου: 2 P on = V on I avg + I rms R ds,on (4.13) P sw = 1 2 (t on + t off ) f s V max I max (4.14) Von : πτώση τάσης στην αντιπαράλληλη δίοδο όταν αυτή άγει (= 1,3V) Iavg : μέσο ρεύμα που διέρχεται από την αντιπαράλληλη δίοδο (= 11,96Α) Ιrms : ενεργός τιμή του ρεύματος που διέρχεται από το Mosfet (= 30.92Α) Rds,on : αντίσταση αγωγής του διακοπτικού στοιχείου Mosfet (= 4,5mΩ) ton : χρόνος έναυσης του στοιχείου (= ~25ns) toff : χρόνος σβέσης του στοιχείου (= ~78ns) fs : διακοπτική συχνότητα λειτουργίας του αντιστροφέα (= 20kHz) Vmax : μέγιστη τάση στο στοιχείο (= 60V) Imax : μέγιστο ρεύμα στο στοιχείο (= 61Α) Η τιμή της πτώσης τάσης του στοιχείου ενώ άγει, οι χρόνοι έναυσης και σβέσης καθώς και η αντίσταση αγωγής του στοιχείου, προέκυψαν από το φυλλάδιο του κατασκευαστή το οποίο παρατίθεται στο παράρτημα. Όλα τα υπόλοιπα μεγέθη έχουν προκύψει από την προσομοίωση του συστήματος για μεταφορά 1000W προς το δίκτυο. Αντικαθιστώντας τις παραπάνω τιμές στις σχέσεις που μας δίνουν τις απώλειες ισχύος σε κάθε ημιαγωγικό στοιχείο, προκύπτουν οι απώλειες αγωγής P on = 20,83 Watt ενώ αντίστοιχα οι διακοπτικές απώλειες σε κάθε ημιαγωγικό στοιχείο προκύπτουν P sw = 3,78 Watt

110 Κεφάλαιο 4 P loss,total = 4 (P on + P sw ) = 98,49 Watt (4.15) Η μέγιστη τιμή της θερμικής αντίστασης του απαιτούμενου ψυκτικού σώματος είναι: όπου: Rθ,jc : θερμική αντίσταση στοιχείου (= 0,402 o C/W) R θ,sa = T j,max T a P loss (R θ,jc + R θ,cs ) (4.16) Rθ,cs : θερμική αντίσταση μονωτικού (τυπική τιμή = 0,5 o C/W) Τj,max : μέγιστη επιτρεπόμενη θερμοκρασία στοιχείου (= 175 o C) Τα : θερμοκρασία περιβάλλοντος (= 20 o C) Οι παραπάνω τιμές προκύπτουν από το φυλλάδιο του κατασκευαστή των ημιαγωγικών στοιχείων ισχύος. Κατά την αντικατάσταση λάβαμε υπόψιν έναν συντελεστή ασφαλείας της τάξης του 80% της μέγιστης επιτρεπόμενης θερμοκρασίας του στοιχείου. Έπειτα από αντικατάσταση των τιμών στην ανωτέρω σχέση προέκυψε η μέγιστη τιμή θερμικής αντίστασης του ψυκτικού ίση με R θ,sa = 0,316 o C/W Ο απαγωγός θερμότητας που επιλέχθηκε τελικά είναι ο EM/B/100 της εταιρίας Aavid Thermalloy και έχει θερμική αντίσταση 0,6 ο C/W. Σχήμα 4.12: Το ψυκτικό σώμα που χρησιμοποιήθηκε στην πλακέτα του αντιστροφέα [28] Στο Σχήμα 4.14 διακρίνεται το ψυκτικό σώμα ενσωματωμένο στην πλακέτα ισχύος της διάταξης. Παρακάτω παρατίθενται φωτογραφίες του κυκλώματος ισχύος με όλα τα επιμέρους κυκλώματα που περιεγράφηκαν στο παρόν υποκεφάλαιο

111 Κεφάλαιο 4 Σχήμα 4.13: Πλακέτα ισχύος (πάνω όψη) Από αριστερά προς τα δεξιά: Είσοδος παλμών έναυσης των Mosfet, τμήμα του κυκλώματος παλμοδότησης, είσοδος συσσωρευτών και μετασχηματιστή, μετρητικά ρεύματος και τάσης, φίλτρο εξόδου, σύνδεση με το δίκτυο. Σχήμα 4.14: Πλακέτα ισχύος (πλάγια όψη) Διακρίνεται το ψυκτικό σώμα που έχει τοποθετηθεί στο κάτω μέρος της πλακέτας ισχύος

112 Κεφάλαιο Κύκλωμα παλμοδότησης των Mosfet Το κύκλωμα παλμοδότησης των ημιαγωγικών στοιχείων ισχύος χωρίζεται σε δύο τμήματα, εκ των οποίων το πρώτο βρίσκεται στην πλακέτα του μικροελεγκτή και το δεύτερο στην πλακέτα ισχύος του αντιστροφέα. Η παραγωγή των παλμών έναυσης των στοιχείων ισχύος γίνεται στον μικροελεγκτή dspic30f4011 και εξέρχονται από τα pins 35 έως 38. Τα τέσσερα σήματα ελέγχου οδηγούνται έπειτα στο ολοκληρωμένο buffer 74HCT540 με σκοπό την ενίσχυση των παλμών. Ακόμα, το συγκεκριμένο ολοκληρωμένο μας προσφέρει στην έξοδό του το λογικό αντίστροφο της εισόδου του, δηλαδή σε αυτό το σημείο γίνεται η πρώτη αντιστροφή των σημάτων ελέγχου των στοιχείων. Έπειτα τα τέσσερα σήματα οδηγούνται στο ολοκληρωμένο 6N137 το οποίο είναι ένας optocoupler ο οποίος προσφέρει ηλεκτρική απομόνωση μεταξύ του κυκλώματος παραγωγής παλμών και του κυκλώματος ισχύος. Επιπρόσθετα, ο optocoupler στην έξοδό του αντιστρέφει το σήμα εισόδου του, επομένως στην έξοδο του ολοκληρωμένου 6Ν137 έχουμε το αρχικό ενισχυμένο σήμα ελέγχου. Σκόπιμο είναι να τονίσουμε ότι το δυναμικό αναφοράς του σήματος εισόδου και του σήματος εξόδου είναι διαφορετικό, ώστε να επιτυγχάνεται πράγματι ηλεκτρική απομόνωση. Στο σημείο αυτό τα σήματα ελέγχου οδηγούνται στους drivers ΙR2113 για να αποκτήσουν το κατάλληλο πλάτος ώστε να προκαλέσουν την έναυση των ημιαγωγικών στοιχείων ισχύος. Στην είσοδο του ημιαγωγικού στοιχείου έχει συνδεθεί σε σειρά με το Gate του Mosfet μια μικρή αντίσταση 1,8Ω. Σκοπός της είναι να δημιουργήσει ένα κύκλωμα RC με τη χωρητικότητα του στοιχείου που βρίσκεται μεταξύ Gate και Source, ώστε να επιτυγχάνεται υψηλό ρεύμα και να είναι βέβαιη η έναυση του στοιχείου. Ακόμη, μεταξύ του Gate και του Source έχουν συνδεθεί παράλληλα μια αντίσταση 1,5kΩ καθώς και μια δίοδος Zener 16V η οποία σκοπό έχει την προστασία του στοιχείου σε περίπτωση που η τάση του παλμού έναυσης ξεπεράσει το αναμενόμενο. Παρακάτω αναλύεται κάθε κομμάτι του κυκλώματος παλμοδότησης ξεχωριστά. Η ανάλυση του προγραμματισμού του μικροελεγκτή dspic30f4011 γίνεται στο Κεφάλαιο Επιλογή μικροελεγκτή Για τη δημιουργία των παλμών ελέγχου των ημιαγωγικών στοιχείων ισχύος επιλέχθηκε ο μικροελεγκτής dspic30f4011 της εταιρίας Microchip. Η χρήση μικροελεγκτή σε σχέση με διακριτά αναλογικά ή ψηφιακά στοιχεία προτιμήθηκε, εφόσον κάνει το κύκλωμα ελέγχου απλούστερο, πιο ευέλικτο αλλά και μικρότερο. Μας δίνει δηλαδή τη δυνατότητα να κάνουμε

113 Κεφάλαιο 4 όποιες αλλαγές θέλουμε στο κύκλωμα ελέγχου απλά αλλάζοντας τον κώδικα του μικροελεγκτή. Καθώς η λειτουργία του είναι πολύπλοκη, αφιερώθηκε το επόμενο κεφάλαιο στην ανάλυσή του. Σχήμα 4.15 Ο μικροελεγκτής dspic30f4011 [29] Για τη λειτουργία του, ο μικροελεγκτής dspic30f4011 απαιτεί +5V τα οποία συνδέονται με τους ακροδέκτες 11, 21, 30 και 40, ενώ οι ακροδέκτες 12, 20, 30 και 39 γειώνονται. Ανάμεσα στις τροφοδοσίες συνδέονται πυκνωτές MKT 1μF για σταθεροποίηση της τάσης. Ακόμη, παράλληλα με την τροφοδοσία τοποθετήθηκε ενδεικτική LED λυχνία και αντίσταση 330Ω σε σειρά μαζί της, για ένδειξη παροχής ισχύος από την τροφοδοσία. Αξίζει να τονισθεί ότι η γείωση της τροφοδοσίας της πλακέτας του μικροελεγκτή, καθώς και της τροφοδοσίας των μετρητικών στην πλακέτα ισχύος είναι κοινή, έτσι ώστε τα αναλογικά σήματα να έχουν κοινή γείωση στις δύο πλακέτες. Στους ακροδέκτες εισόδου του μικροελεγκτή εισάγονται τα σήματα που έρχονται από τα μετρητικά της πλακέτας ισχύος. Συγκεκριμένα στην αναλογική είσοδο ΑΝ0 (ακροδέκτης 2), φθάνει το σήμα του ρεύματος μετά τον μετασχηματιστή, στην ΑΝ1 (ακροδέκτης 3) βρίσκεται το σήμα τάσης εξόδου του αντιστροφέα στο δίκτυο, στην ΑΝ2 (ακροδέκτης 4) το σήμα του ρεύματος πριν τον μετασχηματιστή και στην ΑΝ3 (ακροδέκτης 5) το σήμα τάσης εισόδου του αντιστροφέα στις μπαταρίες. Στη ψηφιακή είσοδο του μικροελεγκτή INT0 (ακροδέκτης 17) εισάγεται το σήμα του κυκλώματος ανίχνευσης του μηδενός (Zero Crossing Detector), ενώ στις ψηφιακές εισόδους INT1 (ακροδέκτης 21) και ΙΝΤ2 (ακροδέκτης 18) έχουν παρεμβληθεί διακόπτες δύο θέσεων για την εκτέλεση ορισμένων εντολών όπως η εναλλαγή της φοράς του ρεύματος από και προς το δίκτυο. Στις αναλογικές εισόδους ΑΝ5 (ακροδέκτης 7) και ΑΝ7 (ακροδέκτης 9) έχουν συνδεθεί δύο πολύστροφα trimmer παράλληλα με την τροφοδοσία των +5V τα οποία μας παρέχουν ένα αναλογικό μεταβλητό σήμα που χρησιμεύει στη χειροκίνητη αλλαγή του συντελεστή διαμόρφωσης πλάτους ma ή την αλλαγή της αναφοράς της ενεργού ή

114 Κεφάλαιο 4 της αέργου ισχύος. Τέλος, στο MCLR (ακροδέκτης 1) του ολοκληρωμένου, έχει συνδεθεί παράλληλα με την τροφοδοσία ένας διακόπτης μπουτόν, ο οποίος χρησιμοποιείται ως reset για την επανεκκίνηση του μικροελεγκτή. Όταν το μπουτόν δεν είναι πατημένο ο ακροδέκτης 1 βρίσκεται σε δυναμικό +5V και ο μικροελεγκτής μπορεί να προγραμματιστεί και να τρέξει το εκτελέσιμο, ενώ όταν το μπουτόν πατηθεί, το δυναμικό μηδενίζεται και ο μικροελεγκτής επανεκκινεί. Τα σήματα ελέγχου των ημιαγωγικών στοιχείων παράγονται και εξέρχονται από τους ακροδέκτες PWM1L (ακροδέκτης 38), PWM1H (ακροδέκτης 37), PWM2L (ακροδέκτης 36) και PWM2H (ακροδέκτης 35) και εισάγονται στο ολοκληρωμένο 74HCT540 για ενίσχυση όπου η λειτουργία του έχει ήδη αναλυθεί στο κύκλωμα παραγωγής παλμών. Τα παραπάνω παρουσιάζονται για ευκολία στον πίνακα του Σχήματος 4.16, ενώ σχηματικά οι ακίδες του μικροελεγκτή που αναφέρονται παραπάνω παρουσιάζονται στο Σχήμα Ακροδέκτης Σήμα Εισόδου/Εξόδου MCRL - ακροδέκτης 1 Μπουτόν για reset AN0 - ακροδέκτης 2 Ρεύμα δευτερεύοντος ΑΝ1 - ακροδέκτης 3 Τάση εξόδου ΑΝ2 - ακροδέκτης 4 Ρεύμα πρωτεύοντος ΑΝ3 - ακροδέκτης 5 Τάση συσσωρευτών ΑΝ5 - ακροδέκτης 7 Πολύστροφο trimmer ΑΝ7 - ακροδέκτης 9 Πολύστροφο trimmer ΙΝΤ0 - ακροδέκτης 17 Σήμα zero crossing detector ΙΝΤ1 - ακροδέκτης 21 Διακόπτης δύο θέσεων ΙΝΤ2 - ακροδέκτης 18 Διακόπτης δύο θέσεων PWM1L - ακροδέκτης 38 Σήμα ελέγχου PWM1Η - ακροδέκτης 37 Σήμα ελέγχου PWM2L - ακροδέκτης 36 Σήμα ελέγχου PWM2L - ακροδέκτης 35 Σήμα ελέγχου Σχήμα 4.16: Πίνακας αντιστοιχίας ακροδεκτών του μικροελεγκτή σε σήματα ειδόδου/εξόδου Σχήμα 4.16: Τα pins του μικροελεγκτή dspic30f4011 [29]

115 Κεφάλαιο Ενισχυτής 74HCT540 Ο ενισχυτής 74HCT540 συνδέεται ακριβώς μετά το μικροελεγκτή για ενίσχυση του ρεύματος των σημάτων ελέγχου και για αντιστροφή. Διαθέτει 20 ακροδέκτες εκ των οποίων τα pins 2 έως 9 χρησιμεύουν ως είσοδοι και τα pins 11 έως 18 ως έξοδοι. Ο ακροδέκτης 20 συνδέεται στην τροφοδοσία των +5V ενώ ο ακροδέκτης 10 γειώνεται και μεταξύ τους συνδέεται ένας MKT πυκνωτής 1μF για σταθεροποίηση της τάσης τροφοδοσίας. Οι ακροδέκτες 1 και 19 καθορίζουν το λογικό αποτέλεσμα της εξόδου του ολοκληρωμένου ανάλογα με τον τρόπο σύνδεσής τους, όπως φαίνεται στον πίνακα αληθείας του Σχήματος Για να επιτύχουμε την επιθυμητή αντιστροφή των σημάτων ελέγχου τα pins 1 και 19 πρέπει να βρίσκονται σε χαμηλό δυναμικό, επομένως γειώνονται. Να σημειωθεί πως στις τέσσερις εισόδους που χρησιμοποιήθηκαν, τοποθετήθηκαν αντιστάσεις pull-down 100kΩ, ώστε η είσοδος να οδηγηθεί σε λογικό μηδέν στην περίπτωση που η έξοδος του μικροελεγκτή βρεθεί σε υψηλή εμπέδηση. Έτσι όταν δημιουργείται κάποια ηλεκτρομαγνητική παρεμβολή μεταξύ του μικροελεγκτή και του ενισχυτή είμαστε σίγουροι ότι οι είσοδοί του δεν θα ενεργοποιηθούν. Σχήμα 4.18: Ο ενισχυτής 74HCT540, το λογικό διάγραμμα και ο πίνακας αληθείας του [27] Οπτοζεύκτης 6Ν137 Ο οπτοζεύκτης 6N137 χρησιμοποιήθηκε με σκοπό την ηλεκτρική απομόνωση του κυκλώματος ελέγχου και του κυκλώματος ισχύος. Καθώς κάθε ολοκληρωμένο μπορεί να απομονώσει μόνο ένα σήμα ελέγχου, χρησιμοποιήθηκαν τέσσερα ολοκληρωμένα 6Ν137 για κάθε ένα σήμα ξεχωριστά. Διαθέτει 8 ακροδέκτες. Για την τροφοδοσία του, το 6Ν137 απαιτεί +5V τα οποία συνδέονται με τον ακροδέκτη 8, ενώ ο ακροδέκτης 5 γειώνεται. Μεταξύ τους

116 Κεφάλαιο 4 συνδέεται πυκνωτής ΜΚΤ 1μF για σταθεροποίηση της τάσης. Τα σήματα εισέρχονται από τον ενισχυτή 74HCT540 στον ακροδέκτη 2 του οπτοζεύκτη και ο ακροδέκτης 3 γειώνεται ως το αρνητικό του σήματος εισόδου. Στην είσοδό του, το 6Ν137 μπορεί να δεχθεί μέγιστο ρεύμα 15mA, συνεπώς για να επιτευχθεί αυτό, συνδέουμε σε σειρά με την είσοδο μια αντίσταση μεγέθους 5V 15mA ~ 330Ω. Ο ακροδέκτης 7 βραχυκυκλώνεται με τον ακροδέκτη 8 και στον ακροδέκτη 6 παίρνουμε την αντεστραμμένη έξοδο του οπτοζεύκτη βάσει του πίνακα αληθείας που φαίνεται στο Σχήμα Μεταξύ του ακροδέκτη 6 και της τροφοδοσίας συνδέεται μια αντίσταση 1kΩ ώστε η έξοδός του να βρίσκεται πάντα σε κατάσταση υψηλού δυναμικού. Σχήμα 4.19: Ο οπτοζεύκτης 6N137 και ο πίνακας αληθείας του [26] Driver IR2113 Τα σήματα ελέγχου των ημαγωγικών στοιχείων ισχύος που εξέρχονται από τους οπτοζεύκτες, εισέρχονται στο ολοκληρωμένο IR2113, όπως φαίνεται στο Σχήμα 4.20, για ενίσχυση και οδήγηση στις πύλες των Mosfet. Κάθε driver οδηγεί δύο σήματα ελέγχου, ένα για το άνω και ένα για το κάτω Mosfet του κάθε κλάδου της γέφυρας. Συνεπώς για την οδήγηση των παλμών ελέγχου της συγκεκριμένης εφαρμογής, απαιτούνται δύο ολοκληρωμένα IR2113. Για την τροφοδοσία του το IR2113 απαιτεί +15V στον ακροδέκτη 3, ενώ ο ακροδέκτης 2 γειώνεται, καθώς επίσης και +5V στον ακροδέκτη 9, με τον ακροδέκτη 13 να γειώνεται. Παράλληλα με τις δύο τροφοδοσίες συνδέονται πυκνωτές ΜΚΤ 1μF για σταθεροποίηση της τάσης. Τα σήματα που εισάγονται στο IR2113 προέρχονται από τις εξόδους των οπτοζευκτών 6N137. Πιο συγκεκριμένα, σε κάθε driver εισάγεται στον ακροδέκτη 10 το σήμα που θα οδηγηθεί στο Mosfet του άνω κλάδου της γέφυρας και στον ακροδέκτη 12 εισάγεται το σήμα

117 Κεφάλαιο 4 ελέγχου του κάτω Mosfet του κλάδου, αντίστοιχα. Για την ορθή λειτουργία της τεχνικής bootstrap που θα εξηγηθεί παρακάτω, πρέπει ανάμεσα στους ακροδέκτες 3 και 6 των driver να συνδεθούν δίοδοι ΒΥΤ56Μ, οι οποίες έχουν πολύ γρήγορους χρόνους απόκρισης (100ns) και αντέχουν μεγάλη τιμή ανάστροφης τάσης (1000V). Σημαντικό στοιχείο της λογικής bootstrap είναι ο πυκνωτής τανταλίου Bootstrap, ο οποίος συνδέεται σε κάθε driver μεταξύ των ακροδεκτών 5 και 6 και η τιμή του υπολογίζεται σε επόμενη παράγραφο. Τα ενισχυμένα πλέον σήματα εξέρχονται από το ολοκληρωμένο IR2113 από τον ακροδέκτη 7 για το άνω Mosfet και τον ακροδέκτη 1 για το κάτω. Από εκεί στέλνονται απευθείας στις πύλες των ημιαγωγικών στοιχείων για την έναυσή τους. Ο ακροδέκτης 11 ελέγχει τη λειτουργία του ολοκληρωμένου IR2113 και συνδέεται στη γείωση για μόνιμη λειτουργία. Τέλος, οι ακροδέκτες 5 και 2 συνδέονται με τις πηγές των άνω και κάτω στοιχείων αντίστοιχα, ώστε να επιτυγχάνεται σωστά η έναυση και σβέση τους. Οι περαιτέρω δίοδοι και αντιστάσεις που συνδέονται στις εισόδους των πυλών των Mosfet, έχουν εξηγηθεί αναλυτικά στην εισαγωγή της ενότητας. Σχήμα 4.20: Το ολοκληρωμένο IR2113 [23] Σχήμα 4.21: Τυπική συνδεσμολογία του ενισχυτή IR2113 [23]

118 Κεφάλαιο Τεχνική Bootstrap Ο λόγος που γίνεται χρήση της τεχνικής Bootstrap στον αντιστροφέα έγκειται στο γεγονός ότι οι πηγές των άνω στοιχείων της γέφυρας, βρίσκονται σε διαφορετικό δυναμικό από τις πηγές των κάτω στοιχείων ισχύος. Συνεπώς πρέπει να λάβουμε ορισμένα μέτρα για τη σωστή εφαρμογή των +15V μεταξύ των πυλών - πηγών των στοιχείων. Η έναυση των κάτω στοιχείων του κάθε κλάδου γίνεται απευθείας από το σήμα εξόδου του ενισχυτή IR2113 που πλέον έχει αποκτήσει την τάση τροφοδοσίας +15V. Για την έναυση του άνω στοιχείου, είναι απαραίτητη η χρήση του πυκνωτή Bootstrap ο οποίος φορτίζεται μέσω της διόδου Bootstrap, όσο το κάτω στοιχείο του κλάδου άγει. Προκειμένου ο πυκνωτής να προλαβαίνει να φορτίζεται και παράλληλα να σβήνει γρήγορα το στοιχείο, η δίοδος πρέπει να έχει πολύ μικρό χρόνο απόκρισης. Απαιτείται επομένως κατάλληλη επιλογή της διόδου και του πυκνωτή Bootstrap, βάσει των παρακάτω υπολογισμών. Σχήμα 4.22: Η κυκλωματική λειτουργία της τεχνικής Bootstrap [23] Η ελάχιστη τιμή που πρέπει να έχει ο πυκνωτής Bootstrap καθορίζεται από την εξίσωση[30]: όπου: [2Q g + I Qbs(max) + Q f ls + I Cbs(leak) ] f C min 2 (4.17) V cc V f V Ls V min Qg: φορτίο πύλης του διακοπτικού στοιχείου υψηλού δυναμικού (άνω στοιχείο) (= 210nC) IQBS(max): ρεύμα παροχής για σταθερή τάση VBS (= 230μΑ από το datasheet του IR2113)

119 Κεφάλαιο 4 ICBS(leak): ρεύμα διαρροής πυκνωτή Bootstrap (μηδενικό λόγω χρήσης πυκνωτή τανταλίου) Qls: 5nC για ολοκληρωμένα των 500V και 600V, 20nC για ολοκληρωμένα των 1200V f: διακοπτική συχνότητα λειτουργίας του αντιστροφέα (= 20kHz) Vcc: τροφοδοσία ολοκληρωμένου (= +15V) Vf: πτώση τάσης κατά την αγωγή της διόδου Bootstrap (= 1,4V) VLS: πτώση τάσης στο διακοπτικό στοιχείο χαμηλού δυναμικού (κάτω στοιχείο) (= 1,3V) Vmin: ελάχιστη τάση μεταξύ VB και VS (= 10V από το datasheet του IR2113) Αντικαθιστώντας τις τιμές αυτές στην αρχική εξίσωση, παίρνουμε ως ελάχιστη τιμή του πυκνωτή Bootstrap C min = μf Ακολουθώντας την ασφαλή πλευρά χρησιμοποιήθηκε πυκνωτής αρκετές τάξεις μεγαλύτερος από αυτόν που υπολογίστηκε. Ο πυκνωτής Bootstrap που ήταν διαθέσιμος και τελικώς επιλέχθηκε για την συγκεκριμένη εφαρμογή είχε τιμή: C = 4,7μF Σχήμα 4.23: Πλακέτα μικροελεγκτή Διακρίνεται η είσοδος των μετρητικών, το ολοκληρωμένο του μικροελεγκτή και η έξοδος των παλμών προς την πλακέτα ισχύος

120 Κεφάλαιο Πλακέτα Τροφοδοτικών Για την ορθή λειτουργία των επιμέρους ολοκληρωμένων κυκλωμάτων και μετρητικών που χρησιμοποιήθηκαν στις πλακέτες ισχύος και μικροελεγκτή, ήταν απαραίτητη η κατασκευή γραμμικών τροφοδοτικών με συνεχή τάση εξόδου, το διάγραμμα λειτουργίας των οποίων παρουσιάζεται στο Σχήμα Για την κατασκευή ενός γραμμικού τροφοδοτικού απαιτείται αρχικά υποβιβασμός της τάσης δικτύου σε μια τάση όσο το δυνατόν πιο κοντά στην επιθυμητή τάση εξόδου ώστε να ελαχιστοποιούνται οι απώλειες του ολοκληρωμένου. Έπειτα, η υποβιβασμένη εναλλασσόμενη τάση εισέρχεται σε μια ανορθωτική γέφυρα ώστε να ανορθωθεί και τέλος, η ανορθωμένη τάση περνάει από ένα ολοκληρωμένο που μας δίνει στην έξοδο μια τάση προεπιλεγμένης τιμής. Από την έξοδο του αυτή, παίρνουμε τη συνεχή τάση για την τροφοδοσία των στοιχείων. Με σκοπό την εξομάλυνση της τάσης τόσο στην είσοδο, αλλά και στην έξοδο των τροφοδοτικών, χρησιμοποιούνται ένας ηλεκτρολυτικός πυκνωτής και ένας πυκνωτής πολυεστέρα (MKT) παράλληλα. Σχήμα 4.23 : Διάγραμμα λειτουργίας γραμμικού τροφοδοτικού [31] Απαιτήθηκε η κατασκευή τριών τροφοδοτικών συνεχούς τάσης εκ των οποίων, το πρώτο έχει δύο τάσεις εξόδου στα +5V και στα +15V και τροφοδοτεί τους δύο drivers IR2113 που για τη λειτουργία τους απαιτείται συνεχής τάση +5V και +15V, καθώς και τους τέσσερις optocouplers 6N137, οι οποίοι χρησιμοποιούν +5V. Το δεύτερο τροφοδοτικό έχει συνεχή τάση εξόδου +5V και τροφοδοτεί την πλακέτα του μικροελεγκτή, δηλαδή τον dspic30f4011 και τον buffer 74HCT540, καθώς και τμήμα της πλακέτα ισχύος, δηλαδή τα δύο μετρητικά ρεύματος LTS 6-ΝP και LTS 25-ΝP, το ολοκληρωμένο LM358, καθώς και το μετρητικό IL300. Τέλος, το τρίτο τροφοδοτικό δίνει στην έξοδό του δύο συνεχείς τάσεις +15V και -15V, οι οποίες είναι απαραίτητες για τη λειτουργία του μετρητικού τάσης δικτύου LV 25-P. Σημαντικό είναι να σημειώσουμε πως για την ορθή λειτουργία των στοιχείων, είναι απαραίτητο ο μικροελεγκτής και οι optocouplers να μην έχουν κοινή γείωση τροφοδοσίας, ενώ για την τροφοδοσία των

121 Κεφάλαιο 4 μετρητικών απαιτείται κοινή γείωση ώστε να γίνεται σωστή μεταφορά των σημάτων τους στην είσοδο του μικροελεγκτή. Η λογική της κατασκευής των τριών τροφοδοτικών είναι κοινή. Ως πυκνωτές εξομάλυνσης της τάσης, χρησιμοποιήθηκαν ηλεκτρολυτικοί πυκνωτές χωρητικότητας 2200μF και πυκνωτές (MKT) 820nF. Στο πρώτο τροφοδοτικό με εξόδους +15V και +5V, χρησιμοποιήθηκε μετασχηματιστής υποβιβασμού 220V/15V, και δύο ολοκληρωμένα LM7815 και LM7805 που δίνουν τις δύο συνεχείς τάσεις εξόδου αντίστοιχα. Για το δεύτερο τροφοδοτικό με έξοδο +5V, χρησιμοποιήθηκε μετασχηματιστής υποβιβασμού 220V/6V και ολοκληρωμένο LM7805. Τέλος, για το τρίτο τροφοδοτικό με συνεχείς εξόδους +15V και -15V, χρησιμοποιήθηκε μετασχηματιστής 220V/15V δύο εξόδων, και ολοκληρωμένα LM7815 για την θετική τάση εξόδου και LM7915 για την αρνητική τάση εξόδου. Παράλληλα με την έξοδο συνδέθηκαν φωτεινές ενδείξεις LED για τη λειτουργία των τροφοδοτικών, σε σειρά με μια αντίσταση για τον περιορισμό του ρεύματος μέσω των LED. Με βάση το φυλλάδιο του κατασκευαστή, το μέγιστο ρεύμα που μπορεί να διέρχεται από το LED είναι 20mA. Έτσι, θέτοντας ως επιθυμητό ρεύμα 15mΑ, προκύπτουν αντιστάσεις 1kΩ για τις τάσεις των 15V και αντιστάσεις 330Ω για τις τάσεις των 5V. Σχήμα 4.24: Γραμμικά τροφοδοτικά Από αριστερά προς τα δεξιά: Είσοδος 230V, μετασχηματιστές, ανορθωτική γέφυρα, σταθεροποιητικό, πυκνωτές εξομάλυνσης

122 Κεφάλαιο 4

123 Κεφάλαιο 5 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 5 Ο ΜΙΚΡΟΕΛΕΓΚΤΗΣ dspic30f Εισαγωγή Σε κάθε διάταξη μετατροπής ηλεκτρικής ισχύος, είναι απαραίτητη η χρήση ορισμένων μικροϋπολογιστικών συστημάτων τα οποία λαμβάνουν τις μετρήσεις ενός ή περισσότερων μεγεθών της διάταξης, όπως πχ. το ρεύμα ή την τάση και εκτελούν τους κατάλληλους αλγορίθμους για να παραχθούν τα κατάλληλα σήματα που θα παλμοδοτήσουν τα ημιαγωγικά στοιχεία ισχύος. Τέτοια μικροϋπολογιστικά συστήματα τα οποία περιλαμβάνουν τα κατάλληλα περιφερειακά για την υλοποίηση μεθόδων ελέγχου είναι οι μικροελεγκτές. Ουσιαστικά, πρόκειται για μικροεπεξεργαστές οι οποίοι εκτός από την αριθμητική και λογική μονάδα (ALU), τη μονάδα ελέγχου (CU) και τη μνήμη (Memory Registers), διαθέτουν ενσωματωμένα ένα πλήθος υποσυστημάτων τα οποία με τον κατάλληλο προγραμματισμό μπορούν να εκτελέσουν ορισμένες λειτουργίες. Τέτοια υποσυστήματα είναι: o Θύρες εισόδου και εξόδου o Μνήμες RAM και ROM για αποθήκευση δεδομένων o ROM, EPROM, EEPROM, FLASH MEMORY για την αποθήκευση του προγράμματος o Μετατροπείς από αναλογικό σε ψηφιακό και αντίστροφα (A/D Converter) o Γεννήτρια ρολογιού o Μονάδες σύγκρισης o Θύρες επικοινωνίας o Ειδικά περιφερειακά, όπως η γεννήτρια PWM στην συγκεκριμένη εφαρμογή Η ενσωμάτωση των περιφερειακών αυτών σε μια ενιαία δομή, έχει ως αποτέλεσμα την αύξηση του κόστους του ολοκληρωμένου, το οποίο όμως είναι μικρότερο από το συνολικό κόστος που θα προέκυπτε αν για την υλοποίηση είχε γίνει χρήση ανεξάρτητων μονάδων. Ακόμη, αυτή η συμπαγής δομή έχει ως πλεονέκτημα τη μείωση του χώρου που καταλαμβάνει το σύστημα στη συνολική διάταξη, καθώς και τη μείωση των παρασιτικών τάσεων στα σήματα. Οι μικροεπεξεργαστές σήμερα χρησιμοποιούνται σε μια πληθώρα ψηφιακών εφαρμογών που απαιτούν για τη λειτουργία τους κάποια μορφή ελέγχου, όπως είναι οι φωτογραφικές μηχανές, τα κινητά τηλέφωνα, τα GPS και άλλα

124 Κεφάλαιο Ο μικροελεγκτής dspic30f4011 Στην παρούσα διπλωματική εργασία επιλέχθηκε να γίνει χρήση του μικροελεγκτή dspic30f4011 της οικογένειας dspic30f, της εταιρείας Microchip για τον έλεγχο του αντιστροφέα. Πρόκειται για έναν μικροελεγκτή που παρέχει τη δυνατότητα ψηφιακής επεξεργασίας σήματος DSP (Digital Signal Processing). Διαθέτει συνολικά 40 ακροδέκτες και για το λόγο αυτό απαιτείται να γίνεται πολύπλεξη των σημάτων των περιφερειακών μεταξύ τους. Με αυτόν τον τρόπο, παρέχεται η δυνατότητα ένας ακροδέκτης να αντιστοιχεί σε περισσότερα του ενός περιφερειακά, ενώ παράλληλα το εκάστοτε περιφερειακό δύναται να λειτουργήσει δίχως να χρησιμοποιεί όλους του τους ακροδέκτες, απελευθερώνοντάς τους για άλλη λειτουργία. Χρησιμοποιεί τεχνολογία CMOS, ενώ για τη λειτουργία του απαιτεί τροφοδοσία +5V. Τα βασικά χαρακτηριστικά του είναι: o Μπορεί να προγραμματιστεί είτε σε C είτε σε Assembly o Διαθέτει 83 βασικές εντολές o Διαθέτει εντολές μεγέθους 24bit με 16bit θέσεις μνήμης o Διαθέτει 48KΒ μνήμης προγράμματος Flash, 2kΒ μνήμης δεδομένων RAM και 1kB μνήμης EEPROM o Παρέχει ταχύτητα εκτέλεσης εντολών έως 30MIPS (Million Instructions Per Second) o Διαθέτει εξωτερικό ρολόι έως 40MHz o Διαθέτει εσωτερικό ταλαντωτή 4MHz έως 10ΜΗz με ενεργό PLL (4x,8x,16x) o Παρέχει 30 πηγές διακοπών. Από αυτές τρεις είναι εξωτερικές πηγές διακοπής και τέσσερις διακοπές Trap στον επεξεργαστή. Παρέχεται δυνατότητα προτεραιότητας των διακοπών οκτώ επιπέδων τα οποία καθορίζονται από τον χρήστη. o Διαθέτει πίνακα 16x16 καταχωρητών εργασίας Εικόνα 5.1: Ο μικροελεγκτής dspic30f4011 [32]

125 Κεφάλαιο Περιφερειακές μονάδες Όπως αναφέρθηκε ήδη, ο μικροελεγκτής διαθέτει ένα πλήθος περιφερειακών για την εκτέλεση διάφορων λειτουργιών. Συνοπτικά, τα περιφερειακά που διαθέτει ο dspic30f4011 είναι τα εξής: o Ψηφιακές θύρες εισόδου και εξόδου o 1 χρονιστής των 16bit και δύο χρονιστές των 32bit που μπορούν να λειτουργήσουν ως δύο χρονιστές των 16bit ο καθένας o Μονάδα εύρεσης αποτύπωσης χρονικής στιγμής συμβάντος (Input Capture Module) o Μονάδα προγραμματιζόμενης εξόδου (Output Compare Module) o Μετατροπέας αναλογικού σήματος σε ψηφιακό (A/D Converter) των 10bit, με 4 κανάλια sample/hold, 9 εισόδους και μέγιστη ταχύτητα μετατροπής 1MSPS o Θύρα ασύγχρονης επικοινωνίας RS-232 UART o 3 παλμογεννήτριες PWM με συνολικά 6 εξόδους o Μονάδες σειριακής επικοινωνίας με βάση τα πρωτόκολλα SPI, I2C και CAN Εικόνα 5.2: Το Block διάγραμμα του μικροελεγκτή dspic30f4011 [32]

126 Κεφάλαιο 5 Το παραπάνω σχεδιάγραμμα δείχνει το μικροελεγκτή σε επικοινωνία με τα περιφερειακά του. Επειδή όπως έχει εξηγηθεί είναι αναγκαίο να γίνεται πολύπλεξη των σημάτων των περιφερειακών, η ενεργοποίηση κάθε ακίδας γίνεται μέσω ειδικών καταχωρητών λειτουργίας (SFR). Όποια ακίδα δεν χρησιμοποιείται από κάποιο περιφερειακό μπορεί να χρησιμοποιηθεί ως επιπλέον θύρα εισόδου ή εξόδου. Παρακάτω αναλύονται τα βασικά περιφερειακά που χρησιμοποιήθηκαν για τον έλεγχο της διάταξης καθώς και για την παλμοδότηση των διακοπτικών στοιχείων ισχύος Ψηφιακές θύρες εισόδου εξόδου Στον dspic30f4011 υπάρχουν 5 θύρες ψηφιακών εισόδων εξόδων και για τον περιορισμό του αριθμού των ακίδων του μικροελεγκτή, έχει γίνει πολύπλεξη των σημάτων αυτών με τα σήματα των εξόδων των υπόλοιπων περιφερειακών. Στο Σχήμα 5.3 φαίνεται το Block διάγραμμα μιας τέτοιας ψηφιακής θύρας εισόδου εξόδου. Όταν ένα περιφερειακό είναι ενεργοποιημένο και χρησιμοποιεί κάποια έξοδο, τότε η αντίστοιχη ακίδα παύει να αποτελεί ψηφιακή είσοδο έξοδο γενικού σκοπού. Παρ όλα αυτά, υπάρχει περίπτωση το ενεργοποιημένο περιφερειακό να μη χρησιμοποιεί όλες τις ακίδες που του αντιστοιχούν. Τότε οι αδρανείς ακίδες μπορούν να χρησιμοποιηθούν ως ψηφιακές είσοδοι έξοδοι γενικού σκοπού. Σχήμα 5.3 Το Block διάγραμμα μιας ψηφιακής εισόδου εξόδου [32]

127 Κεφάλαιο 5 Η ενεργοποίηση κάθε ακίδας ως είσοδος ή έξοδος γίνεται από τον κώδικα μέσω τριών καταχωρητών ειδικής λειτουργίας: TRISx LATx PORTx όπου x = B, C, D, E, F ανάλογα με την ψηφιακή θύρα στην οποία θέλουμε να αναφερθούμε. Συγκεκριμένα, ο καταχωρητής TRISx, είναι υπεύθυνος για την ενεργοποίηση της κάθε ακίδας ως ψηφιακή είσοδο έξοδο. Ο καταχωρητής LATx παρέχει δεδομένα στις εξόδους, ενώ τέλος, διαβάζοντας τον καταχωρητή PORTx ενημερωνόμαστε για την κατάσταση των εισόδων Χρονιστές Όπως ήδη αναφέρθηκε, ο dspic30f4011 διαθέτει ένα πλήθος χρονιστών για την εκτέλεση ορισμένων τμημάτων του κώδικα όταν παρέρχεται ένα συγκεκριμένο χρονικό διάστημα. Ο συγκεκριμένος μικροελεγκτής διαθέτει έναν χρονιστή των 16-bit (Timer 1) και δύο χρονιστές των 32-bit (Timer 2/3 και Timer 3/4) οι οποίοι όμως μπορούν να χρησιμοποιηθούν και ο καθένας ως δύο χρονιστές των 16-bit (Timer 2, Timer 3, Timer 4 και Timer 5). Οι παραπάνω χρονιστές ελέγχονται από συγκεκριμένους καταχωρητές, οι οποίοι είναι: TMRx: Ρυθμίζει το 16-bit περιεχόμενο του Timer x. PRx: Ρυθμίζει την 16-bit περίοδο του Timer x. ΤxCON: Αποτελεί τον καταχωρητή ελέγχου της λειτουργίας του Timer x. όπου x = 1, 2, 3, 4, 5 ανάλογα με τον χρονιστή στον οποίο αναφερόμαστε. Ειδικότερα, για τον Timer 1, υπάρχουν τρεις διαφορετικοί τρόποι λειτουργίας του: 1. Λειτουργία ως χρονιστής, δηλαδή ως ένα ψηφιακό ρολόι το οποίο αυξάνει την τιμή του σε κάθε κύκλο του εσωτερικού ρολογιού του επεξεργαστή μέχρι μια προκαθορισμένη τιμή την οποία εισάγει μέσω του προγράμματος ο χρήστης. 2. Λειτουργία ως σύγχρονος μετρητής παλμών, ο οποίος αυξάνει την τιμή του για κάθε παλμό που προέρχεται από εξωτερική πηγή και που είναι συγχρονισμένος με το εσωτερικό ρολόι του επεξεργαστή. 3. Λειτουργία ως ασύγχρονος μετρητής παλμών, ο οποίος αυξάνει την τιμή του για κάθε παλμό που προέρχεται από εξωτερική πηγή

128 Κεφάλαιο 5 Εικόνα 5.4: Το Block διάγραμμα του χρονιστή Timer 1 [32] Ανεξάρτητα από τον τρόπο λειτουργίας του Timer 1, στόχος του χρονιστή αποτελεί η ρύθμιση και η μέτρηση του επιθυμητού χρονικού διαστήματος το οποίο όταν επιτευχθεί, ο μικροελεγκτής διακόπτει την κανονική λειτουργία του κυρίου προγράμματος του χρήστη και εξυπηρετεί το χρονιστή. Οι χρονιστές Timer 2/3 και Timer 4/5 υποστηρίζουν όλες τις παραπάνω λειτουργίες που περιεγράφηκαν για τον Timer 1, εκτός από τη λειτουργία ως ασύγχρονος μετρητής παλμών. Ακόμη να σημειωθεί ότι ο Timer 2/3 μπορεί να χρησιμοποιηθεί και από ένα άλλο περιφερειακό, το μετατροπέα σήματος από αναλογικό σε ψηφιακό (A/D converter), ο οποίος θα αναλυθεί στην επόμενη παράγραφο Μετατροπέας σήματος από αναλογικό σε ψηφιακό (A/D Converter) H μονάδα μετατροπής σήματος από αναλογικό σε ψηφιακό είναι υπεύθυνη να μετατρέψει τις τάσεις με εύρος 0-5V που φθάνουν στις εισόδους του μικροελεγκτή από τα μετρητικά τάσης και ρεύματος, σε ψηφιακά σήματα εύρους των 10bit. Ο μετατροπέας διαθέτει 16 ακίδες εισόδου, οι οποίες συνδέονται σε 4 κανάλια δειγματοληψίας και αποθήκευσης (Sample and Hold S/H, CH0 CH4) πριν μετατραπούν σε ψηφιακές. Η δειγματοληψία των σημάτων μπορεί να είναι σειριακή ή παράλληλη και ρυθμίζεται από το χρήστη μέσω του κώδικα του προγράμματος, ενώ η μετατροπή σε ψηφιακό σήμα είναι σειριακή. Ο μέγιστος ρυθμός δειγματοληψίας μπορεί να φθάσει τα 1MSPS (1 Million Samples Per Second) για ένα σήμα ρυθμίζοντας κατάλληλα τις παραμέτρους. Το αποτέλεσμα της μετατροπής αποθηκεύεται σε 16 buffer των 10bit (ADCBUF0 ADCBUFF). Η σωστή λειτουργία του μετατροπέα σήματος από

129 Κεφάλαιο 5 αναλογικό σε ψηφιακό επιτυγχάνεται μέσω της παραμετροποίησης των έξι καταχωρητών ειδικού σκοπού του περιφερειακού. Παρακάτω αναφέρονται οι καταχωρητές αυτοί καθώς και τα σημαντικότερα bits τους. o ADCON1 (A/D Control Register 1) : Καταχωρητής ελέγχου λειτουργίας 1 ADON: Θέτει σε λειτουργία τον A/D Converter FORM: Επιλογή του τύπου του παραγόμενου ψηφιακού σήματος (προσημασμένος δεκαδικός, δεκαδικός, προσημασμένος ακέραιος, ακέραιος) SIMSAM: Επιλογή του τρόπου δειγματοληψίας των καναλιών (σειριακή ή παράλληλη) ASAM: Καθορίζει πότε θα ξεκινήσει νέα δειγματοληψία DONE: Flag bit που δείχνει πότε η δειγματοληψία εκτελέστηκε με επιτυχία o ADCON2 (A/D Control Register 2): Καταχωρητής ελέγχου λειτουργίας 2 VCFG: Επιλογή της τάσης αναφοράς του προς μετατροπή σήματος CHPS: Επιλογή ενός ή περισσότερων καναλιών προς μετατροπή (CH0 ή CH0 και CH1 ή CH0 και CH1 και CH2 και CH3) SMPI: Επιλογή του αριθμού των μετατροπών που θα γίνουν πριν πάρουμε διακοπή από τον επεξεργαστή ώστε τα δεδομένα να γίνουν προσβάσιμα στους buffer που έχουμε ορίσει o ADCON3 (A/D Control Register 3): Καταχωρητής ελέγχου λειτουργίας 3 SAMC ADCS: καθορίζουν το ρυθμό με τον οποίο γίνεται η δειγματοληψία o ADCHS (Α/D Input Select Register): Σύνδεση εισόδων με τα κανάλια δειγματοληψίας CH0NA: Καθορίζει την αρνητική είσοδο του CH0 (ΑΝ1 ή VREF-) CH0SA: Καθορίζει τη θετική είσοδο του CH0 (AN0 έως AN15) o ADPCFG (A/D Port Configuration Register): Καθορίζει αν οι ακίδες θα χρησιμοποιηθούν ως αναλογικές είσοδοι ή ψηφιακοί είσοδοι έξοδοι γενικού σκοπού PCFG: Επιλέγει αν το προς μετατροπή σήμα είναι αναλογικό ή ψηφιακό (1 = ψηφιακό, 0 = αναλογικό) o ADCSSL (A/D Input Scan Select Register): Επιλέγει σε ποιες εισόδους θα γίνει η ακολουθιακή δειγματοληψία CSSL: Επιλογή εισόδων για δειγματοληψία (1 = η είσοδος δειγματοληπτείται, 0 = η είσοδος δεν δειγματοληπτείται)

130 Κεφάλαιο 5 Αξίζει βέβαια να δοθεί ιδιαίτερη σημασία στον τρόπο επιλογής της τιμής των bits του καταχωρητή ελέγχου λειτουργίας 3 (ADCON3). Όπως ήδη αναφέρθηκε, ο καταχωρητής αυτός καθορίζει τον ρυθμό με τον οποίο γίνεται η δειγματοληψία του αναλογικού σήματος. Για τη σωστή μετατροπή του σήματος από αναλογικό σε ψηφιακό, απαιτούνται 12 κύκλοι ρολογιού TAD. Η τιμή του ρολογιού αυτού καθορίζεται από τον καταχωρητή SAMC του ADCON3. Για την επίτευξη του επιθυμητού ρυθμού δειγματοληψίας ανάλογα με το χρόνο TAD που έχουμε επιλέξει και την περίοδο του ρολογιού του επεξεργαστή TCY (fcy = 7.37MHz), θέτουμε τον καταχωρητή ADCS ίσο με τη τιμή που προκύπτει από την εξίσωση (6.2). Τ AD = T CY (ADCS+1) 2 (5.1) ADCS = 2Τ AD T CY 1 (5.2) Εικόνα 5.5: Το περιφερειακό μετατροπής σήματος από αναλογικό σε ψηφιακό [32]

131 Κεφάλαιο 5 Παρακάτω περιγράφονται τα βασικά βήματα που πρέπει να ακολουθηθούν για το σωστό προγραμματισμό του μετατροπέα σήματος από αναλογικό σε ψηφιακό: 1. Επιλογή των ακίδων ως αναλογικές είσοδοι ADPCFG<15:0> 2. Επιλογή της τάσης αναφοράς ώστε να ταιριάζει με το εύρος της τάσης εισόδου ADCON2<15:13> 3. Επιλογή του ρολογιού μετατροπής TAD ώστε να ταιριάζει ο επιθυμητός ρυθμός δειγματοληψίας με το ρολόι του επεξεργαστή TCY ADCON3<5:0> 4. Προσδιορισμός του αριθμού των S/H καναλιών που θα χρησιμοποιηθούν ADCON<9:8> και ADPCFG<8:0> 5. Προσδιορισμός του είδους της επιθυμητής δειγματοληψίας (σειριακή ή παράλληλη) ADCON1<3> και ADCSSL<8:0> 6. Προσδιορισμός της διασύνδεσης μεταξύ των αναλογικών εισόδων και των καναλιών δειγματοληψίας και αποθήκευσης ADCHS<15:0> 7. Επιλογή της κατάλληλης ακολουθίας δειγματοληψίας μετατροπής ADCON1<7:0> και ADCON3<12:8> 8. Επιλογή της μορφής του ψηφιακού αποτελέσματος προς αποθήκευση ADCON1<9:8> 9. Επιλογή του ρυθμού των διακοπών (Interrupts) ADCON2<5:2> 10. Ενεργοποίηση της μονάδας A/D Converter ADCON1<15> Εικόνα 5.6: Ο χρόνος που απαιτείται για να ολοκληρωθεί μια μετατροπή A/D [32] Γεννήτριες Pulse Width Modulation (PWM) Όπως αναφέρθηκε ήδη, ο μικροελεγκτής dspic30f4011 διαθέτει τρεις γεννήτριες διαμόρφωσης παλμών PWM, η κάθε μία εκ των οποίων στην έξοδό της παράγει δύο σήματα,

132 Κεφάλαιο 5 το σήμα High και το σήμα Low, στις αντίστοιχες ακίδες PWMxH PWMxL, όπου x = 1, 2, 3. Αυτά τα σήματα μπορούν να είναι είτε ανεξάρτητα, είτε συμπληρωματικά. Η επιλογή αυτή γίνεται από τον χρήστη μέσω των ειδικών καταχωρητών λειτουργίας που θα αναλυθούν παρακάτω. Η ύπαρξη τριών PWM γεννητριών καθιστά τον μικροελεγκτή dspic30f4011 κατάλληλο για εφαρμογές ελέγχου τόσο μονοφασικών αλλά και τριφασικών διατάξεων ηλεκτρονικών ισχύος. Ακόμα, παρέχεται η δυνατότητα επιλογής για τον έλεγχο της παλμοδότησης των στοιχείων ισχύος μέσω ράμπας ή μέσω τριγωνικής κυματομορφής, ενώ ακόμη η μονάδα PWM παρέχει τη δυνατότητα εισαγωγής νεκρού χρόνου για την αποφυγή βραχυκυκλωμάτων όπως θα αναλυθεί στη συνέχεια. Η ανάλυση φτάνει τα 16-bit ενώ επιτρέπονται αλλαγές στον λόγο κατάτμησης μέχρι και δύο φορές σε μια περίοδο. Τέλος, ο μικροελεγκτής dspic30f4011 διαθέτει ακίδες ανίχνευσης σφαλμάτων οι οποίες οδηγούν την έξοδο της PWM σε κάποιες συγκεκριμένες προεπιλεγμένες καταστάσεις. Σχήμα 5.7: Το Block διάγραμμα της μονάδας PWM [32] Παρακάτω αναφέρεται η λειτουργία των πέντε καταχωρητών ειδικής λειτουργίας του περιφερειακού PWM καθώς και των σημαντικότερων bits τους

133 Κεφάλαιο 5 o PTCON (PWM Time Base Control Register): Καταχωρητής ελέγχου χρονισμού PTEN: Θέτει σε λειτουργία τη μονάδα των χρονιστών PTCKPS: Επιλογή του πολλαπλασιαστή της περιόδου του ρολογιού του επεξεργαστή (1:1 prescale, 1:4 prescale, 1:16 prescale ή 1:64 prescale) PTMOD: Επιλογή του τρόπου λειτουργίας της PWM παλμοδότησης (Free - running mode, Single - shot mode, Continuous Up/Down mode, Continuous Up/Down mode with interrupts for double updates) o PTMR (PWM Time Base Register): Καταχωρητής χρονισμού o PTPER (PWM Time Base Period Register): Καταχωρητής ρύθμισης περιόδου o PWMCON1 (PWM Control Register 1): Καταχωρητής ελέγχου της PWM PEN4H PEN1H: Ενεργοποίηση των επιθυμητών High σημάτων των γεννητριών PWM PEN4L PEN1H: Ενεργοποίηση των επιθυμητών Low σημάτων των γεννητριών PWM o PWMCON2 (PWM Control Register 2): Καταχωρητής ελέγχου της PWM IUE: Επιλογή του τρόπου ανανέωσης της τιμής των καταχωρητών PDC o DTCON1 (Dead Time Control Register 1): Καταχωρητής ελέγχου νεκρού χρόνου o DTCON2 (Dead Time Control Register 2): Καταχωρητής ελέγχου νεκρού χρόνου o OVDCON (Override Control Register): POVD4H POVD1L: Επιλογή ελέγχου των ακίδων εξόδου από τις γεννήτριες PWM o PDC1 (PWM Duty Cycle Register 1): Καταχωρητής ελέγχου του λόγου κατάτμησης της 1 ης PWM o PDC2 (PWM Duty Cycle Register 2): Καταχωρητής ελέγχου του λόγου κατάτμησης της 2 ης PWM o PDC3 (PWM Duty Cycle Register 3): Καταχωρητής ελέγχου του λόγου κατάτμησης της 3 ης PWM Η χρονική βάση του PWM παρέχεται από έναν χρονιστή των 15-bit μαζί με έναν prescaler για την επίτευξη της επιθυμητή περιόδου ανάλογα με την περίοδο ρολογιού. Ο καταχωρητής PTPER λαμβάνει μια σταθερή τιμή 15-bit, η οποία καθορίζει την περίοδο μέτρησης του PTMR. Όταν η τιμή του καταχωρητή PTMR γίνει ίση με την τιμή του PTPER,

134 Κεφάλαιο 5 υπάρχουν τέσσερις διαφορετικοί τρόποι λειτουργίας για την δημιουργία παλμών. Η επιλογή της επιθυμητής λειτουργίας καθορίζεται όπως ήδη αναφέρθηκε από τα bits PTMOD<1:0> του καταχωρητή PTCON. Αυτοί οι τρόποι λειτουργίας είναι: 1. Free running mode Για να επιλεγεί αυτή η κατάσταση λειτουργίας για τη δημιουργία παλμών, πρέπει ο καταχωρητής PTCON να τεθεί στα bits PTMOD<1:0> = 00. Σε αυτή την περίπτωση, ο μετρητής PTMR αυξάνει προς μια κατεύθυνση μέχρι η τιμή του να γίνει ίση με την τιμή του PTPER που έχει καθοριστεί από τον χρήστη. Όταν αυτό επιτευχθεί, ο καταχωρητής PTMR αρχικοποιείται και μηδενίζεται. Ο παλμός ανέρχεται στην αρχή της κάθε νέας περιόδου και σβήνει όταν ο μετρητής PTMR γίνει ίσος με τον καταχωρητή PDCx,η τιμή του οποίου ρυθμίζεται από τον χρήση. Τα αντίθετα φυσικά ισχύουν για το συμπληρωματικό παλμό που παράγεται. Αυτός ο τρόπος λειτουργίας προσφέρεται για δημιουργία PWM μέσω ράμπας (edge aligned). Σχήμα 5.8: Λειτουργία σε free running mode [32] Η εύρεση της κατάλληλης τιμής του PTPER γίνεται μέσω της εξίσωσης 5.3. Το TCY είναι η περίοδος του ρολογιού του επεξεργαστή, το TPWM η διακοπτική περίοδος των στοιχείων ισχύος, ενώ το PTMR Prescale Value είναι ο πολλαπλασιαστής του χρονιστή της PWM, ο οποίος ρυθμίζεται από τα bits PTCKPS<1:0> του καταχωρητή PTCON και μπορεί να πάρει τις τιμές 1:1, 1:4, 1:16 ή 1:64. PTPER = f CY f PWM (PTMR Prescale Value) 1 (5.3)

135 Κεφάλαιο 5 2. Single shot mode Αυτή η κατάσταση λειτουργίας επιλέγεται θέτοντας στον καταχωρητή PTCON, τα bits PTMOD<1:0>=01. Σε αυτή τη περίπτωση έχουμε την παραγωγή ενός μόνο παλμού. Σχήμα 5.9: Λειτουργία σε single shot mode [32] 3. Continuous up/down mode Για την κατάσταση αυτή θέτουμε τα PTMOD<1:0>=10. Ο μετρητής PTMR αυξάνει μέχρις ότου η τιμή του γίνει ίση με την τιμή του καταχωρητή PTPER που ρυθμίζεται από το χρήστη. Όταν αυτό επιτευχθεί, ο μετρητής PTMR ξεκινάει να μετράει ανάποδα μέχρι να φτάσει στην τιμή 0, όπου η διαδικασία ξεκινά από την αρχή. Τώρα, ο παλμός έναυσης ανέρχεται όταν η τιμή του μετρητή PTMR γίνει μικρότερη από την τιμή του PDCx και κατέρχεται όταν γίνει μεγαλύτερη. Τα ακριβώς αντίθετα φυσικά ισχύουν για το συμπληρωματικό παλμό που παράγει η PWM. Αυτός ο τρόπος λειτουργίας προσφέρεται για τη δημιουργία PWM μέσω τριγώνου (center aligned) και παρουσιάζεται στο σχήμα Σχήμα 5.10: Λειτουργία σε Continuous up/down mode [32]

136 Κεφάλαιο 5 Η εύρεση της τιμής του καταχωρητή PTPER γίνεται μέσω της εξίσωσης (5.4), όπου TCY είναι η περίοδος του ρολογιού του επεξεργαστή, TPWM η διακοπτική περίοδος των στοιχείων ισχύος και PTMR Prescaler Value ο πολλαπλασιαστής του χρονιστή της PWM όπως ορίστηκε πιο πάνω. PTPER = f CY f PWM (PTMR Prescale Value) 2 1 (5.4) 4. Continuous up/down mode with interrupts for double updates Η λειτουργία αυτή επιλέγεται θέτοντας τα PTMOD<1:0>=11. Σε αυτή την περίπτωση ακολουθείται η ίδια διαδικασία με την προηγούμενη με τη διαφορά ότι επιτρέπεται αλλαγή του λόγου κατάτμησης δύο φορές μέσα σε μια περίοδο. Αυτό πρακτικά σημαίνει ότι ενώ στις παραπάνω λειτουργίες η τιμή του καταχωρητή PDCx μπορούσε να ανανεωθεί κάθε φορά που το PTMR γινόταν reset στην τιμή 0, πλέον η τιμή του μπορεί να αλλάξει και όταν η τιμή του PTMR γίνει ίση με την τιμή του PTPER. Σχήμα 5.11: Λειτουργία σε continuous up/down mode with interrupts for double updates [32] Όπως είναι γνωστό, ο καταχωρητής PDCx είναι υπεύθυνος για τον καθορισμό του λόγου κατάτμησης των ημιαγωγικών στοιχείων ισχύος. Η τιμή του είναι σταθερή και καθορίζεται από την εξίσωση: Desired Duty Cycle = PDCx (PTPER + 1) 2 (5.5) Στο επόμενο υποκεφάλαιο θα μιλήσουμε για την περίπτωση της παραγωγής παλμών των ημιαγωγικών στοιχείων ισχύος μέσω της μεθόδου της μονοπολικής SPWM. Όπως θα δούμε, σε αυτή την περίπτωση η τιμή του καταχωρητή PDCx δεν είναι σταθερή, αλλά μεταβάλλεται ημιτονοειδώς.

137 Κεφάλαιο 5 Ένας ακόμη καταχωρητής ειδικής λειτουργίας που είναι άξιος προσοχής είναι ο DTCONx. Όπως έχει ήδη εξηγηθεί σε προηγούμενα κεφάλαια, με βάση την αρχή λειτουργίας του αντιστροφέα, οι παλμοί στις εξόδους των δύο γεννητριών PWM παράγονται με συμπληρωματικό τρόπο. Κατ αυτόν τον τρόπο η PWMxH θα παλμοδοτεί το άνω MOSFET του κλάδου, ενώ η PWMxL θα παλμοδοτεί το κάτω MOSFET του ίδιου κλάδου. Προκειμένου να εξασφαλίσουμε ότι τα MOSFET του ίδιου κλάδου δεν θα βρίσκονται ταυτόχρονα σε αγωγή κατά τις μεταβάσεις των στοιχείων μεταξύ της σβέσης και της έναυσης λόγω της καθυστέρησης στη σβέση ενός στοιχείου, εισάγουμε νεκρό χρόνο (Dead Time) ανάμεσα σε έναν κατερχόμενο και έναν ανερχόμενο παλμό, όπως φαίνεται στο Σχήμα 5.12, προκειμένου να αποφευχθεί τυχόν βραχυκύκλωμα. Σχήμα 5.12: Εισαγωγή νεκρού χρόνου μεταξύ των παλμών PWM [32] Ο μικροελεγκτής dspic30f4011, προσφέρει δύο καταχωρητές εισαγωγής νεκρού χρόνου των 6-bit, ώστε να έχουμε τη δυνατότητα καθορισμού δύο χρονικών τιμών για τον νεκρό χρόνο εισάγοντας την κατάλληλη τιμή στα DTCON1<13:8> ή DTCON<5:0>. Ωστόσο, για την παρούσα διάταξη η κατάλληλη ρύθμιση του καταχωρητή DTCON1 είναι επαρκής για την εισαγωγή νεκρού χρόνου και στις δύο γεννήτριες PWM. Ο καθορισμός της τιμής του καταχωρητή DTCON γίνεται από την εξίσωση (5.6), όπου ΤCY είναι η περίοδος του εσωτερικού ρολογιού του επεξεργαστή και Prescale Value είναι ένας πολλαπλασιαστής της περιόδου του ρολογιού του επεξεργαστή, ο οποίος καθορίζεται από τα bits DTAPS<1:0> και DTBPS<1:0> του καταχωρητή DTCON1 και μπορεί να πάρει τις τιμές TCY, 2TCY, 4TCY, 8TCY

138 DT = Κεφάλαιο 5 Dead Time Prescale Value T CY (5.6) 5.4 Προγραμματισμός παλμοδότησης μονοπολικής SPWM και συγχρονισμός με το δίκτυο Παραπάνω, εξηγήθηκαν αναλυτικά όλες εκείνες οι παράμετροι που πρέπει να ρυθμιστούν για τη σωστή παλμοδότηση των ημιαγωγικών στοιχείων ισχύος. Το μόνο που απομένει να καθοριστεί ώστε να παράγουμε μια ορθή διαμόρφωση κατά τα πρότυπα της μονοπολικής SPWM, είναι ο τρόπος με τον οποίο η τιμή του καταχωρητή του λόγου κατάτμησης PDCx θα μεταβάλλεται ημιτονοειδώς ανά διακοπτική περίοδο. Για να επιτευχθεί αυτό, δημιουργήθηκε ένας πίνακας ο οποίος περιέχει τιμές ημιτονοειδούς κυματομορφής. Σε κάθε διακοπτική περίοδο θα διαβάζεται η κατάλληλη τιμή του πίνακα, η οποία έπειτα από κατάλληλη μετατροπή για να προκύψει η τιμή του λόγου κατάτμησης με τρόπο που θα εξηγηθεί στην συνέχεια, θα εκχωρείται στον καταχωρητή PDCx. Ουσιαστικά, πρόκειται για μια αντιστοίχιση των τιμών του ημιτόνου αναφοράς (-VCONTROL, VCONTROL), με την τιμή του καταχωρητή PDCx. Συνεπώς, όταν το VCONTROL έχει τη μέγιστη θετική τιμή του, ο λόγος κατάτμησης γίνεται ίσος με 100%, όταν το VCONTROL μηδενιστεί ο λόγος κατάτμησης γίνεται 50% και όταν το ημίτονο αναφοράς πάρει την ελάχιστη αρνητική τιμή του VCONTROL, ο λόγος κατάτμησης γίνεται 0%. Κατά συνέπεια και με βάση την ανίσωση (5.7) στη θετική ημιπερίοδο η τιμή του καταχωρητή PDCx κυμαίνεται: Αντίστοιχα, για την αρνητική ημιπερίοδο ισχύει: (PTPER + 1) PDCx 2 (PTPER + 1) (5.7) 0 PDCx (PTPER + 1) (5.8) Πρακτικά, για την υλοποίηση των παραπάνω δημιουργήθηκε ένας πίνακας που περιέχει τιμές ημιτόνου πλάτους PTPER+1. Σε κάθε διακοπτική περίοδο, θα διαβάζεται η κατάλληλη τιμή ημιτόνου του πίνακα και θα προστίθεται στην σταθερή τιμή PTPER+1 ώστε να επιτύχουμε το επιθυμητό εύρος τιμών του καταχωρητή του λόγου κατάτμησης PDCx. Με αυτόν τον τρόπο προσδιορίζουμε την μεταβολή του PDCx, έτσι ώστε αυτή να αναπαριστά όσο το δυνατόν πιστότερα μια ημιτονοειδή μεταβολή. Εάν ακόμη, πριν προχωρήσουμε στο παραπάνω άθροισμα, πολλαπλασιάσουμε την τιμή του ημιτόνου με το συντελεστή διαμόρφωσης πλάτους ma, τότε επιτυγχάνουμε το επιθυμητό αποτέλεσμα, όπως παρουσιάζεται στο Σχήμα

139 Κεφάλαιο 5 Σχήμα 5.13: Αναπαράσταση της αλλαγής κλίμακας του ημιτόνου για την ορθή μεταβολή του PDCx Επόμενο ερώτημα το οποίο πρέπει να απαντηθεί είναι το πόσα στοιχεία θα πρέπει να περιέχει ο πίνακας ημιτόνων. Εάν τα σημεία που χρησιμοποιηθούν είναι λίγα, τότε το ρεύμα εξόδου του αντιστροφέα θα έχει έντονη αρμονική παραμόρφωση, ενώ εάν χρησιμοποιηθούν πολλά υπάρχει κίνδυνος να δεσμευτεί μεγάλο μέρος της μνήμης του μικροελεγκτή. Για να βρεθεί ο ελάχιστος αριθμός σημείων του πίνακα που απαιτούνται, αρκεί να διαιρέσουμε την διακοπτική συχνότητα του μετατροπέα με τη θεμελιώδη συχνότητα της τάσης εξόδου, δηλαδή Ελάχιστο Μέγεθος Πίνακα = f PWM f 1 = 20000Hz 50Hz = 400 (5.9) Επομένως, ο πίνακας ημιτόνων πρέπει να περιέχει τουλάχιστον 400 στοιχεία. Προκειμένου κατά τον έλεγχο να επιτύχουμε πολύ μικρά βήματα μετατόπισης του ημιτόνου, ώστε η ρύθμιση της ισχύος να γίνεται με μεγαλύτερη ακρίβεια κρίθηκε απαραίτητο ο πίνακας να περιέχει όσο το δυνατόν περισσότερα στοιχεία. Τελικώς, για τον κώδικα του προγράμματος επιλέχθηκε να κατασκευαστεί ένας πίνακας ο οποίος περιέχει 8000 στοιχεία τα οποία αναπαριστούν τιμές ημιτόνου στο εύρος από 0 έως 90 μοίρες. Οι τιμές αυτές επαρκούν για την αναπαράσταση ολόκληρης της περιόδου του ημιτόνου με τρόπο που παρουσιάζεται παρακάτω. Ουσιαστικά δηλαδή χρησιμοποιούνται στοιχεία για την αναπαράσταση και των 360 μοιρών του ημιτόνου δεσμεύοντας μόνο το ¼ της μνήμης που απαιτείται για την κατασκευή του πίνακα αυτού. Για να επιτευχθεί η αναπαράσταση ολόκληρης της περιόδου του ημιτόνου με τη χρήση τιμών μόνο από το πρώτο τεταρτημόριο, η περίοδος του ημιτόνου χωρίστηκε σε τέσσερις τομείς με τον τρόπο που φαίνεται στο Σχήμα Έπειτα, χρησιμοποιήθηκε ένας δείκτης m, ο οποίος παίρνει τιμές από 0 έως και ανάλογα με την τιμή του και τον τομέα στον οποίο βρίσκεται, γίνεται ο υπολογισμός της τιμής του στοιχείου για το συγκεκριμένο σημείο του

140 Κεφάλαιο 5 ημιτόνου. Όταν ο δείκτης m γίνει ίσος με 32000, τότε μηδενίζεται ώστε να ξεκινήσει η αναπαράσταση μιας νέας περιόδου ημιτόνου. Σχήμα 5.14: Διαχωρισμός του ημιτόνου σε τέσσερις τομείς και τιμές του δείκτη m Ειδικότερα, γνωρίζουμε ότι ο δείκτης m μεταβάλλεται από την τιμή 0 έως και ότι ο πίνακας περιέχει μόνο τις τιμές του Τομέα 1, δηλαδή για τις τιμές του δείκτη m από 0 έως Επομένως, με βάση την τιμή του δείκτη σε κάθε τομέα η αντιστοίχιση που γίνεται ώστε να προκύψει η σωστή τιμή ημιτόνου για την κάθε γωνία είναι αυτή που παρουσιάζεται στο Σχήμα Σχήμα 5.15: Αντιστοίχιση του δείκτη m στα υπάρχοντα σημεία του πίνακα ημιτόνων Ένα ακόμη ερώτημα το οποίο έπρεπε να απαντηθεί ήταν ο τρόπος με τον οποίο το ημίτονο της τάσης εξόδου θα είχε σταθερή συχνότητα των 50Hz. Γνωρίζοντας ότι η διακοπτική

141 Κεφάλαιο 5 συχνότητα που τέθηκε ήταν 20kHz και ότι η επιθυμητή συχνότητα εξόδου είναι 50Hz, θα έπρεπε ο καταχωρητής PDCx να μη λαμβάνει και τις τιμές που παράγονται από τον πίνακα ημιτόνων, αλλά μόνο τις 20kHz/50Hz = 400 από αυτές, δηλαδή ο δείκτης m πρέπει στο τέλος κάθε διακοπτικής περιόδου να αυξάνεται κατά 32000/400 = 80 στοιχεία. Πρακτικά, και μετά από δοκιμές στην διάταξη αυτή τη τιμή τέθηκε να είναι 81 στοιχεία, έτσι ώστε η τιμή του δείκτη του πίνακα στο τέλος κάθε περιόδου του δικτύου να επιστρέφει στην τιμή μηδέν και να μη δημιουργούνται άλματα τάσης. Έχοντας προσδιορίσει το στοιχείο του πίνακα στο οποίο αντιστοιχίζεται κάθε τιμή του δείκτη m, αυτό που απομένει είναι η εκχώρηση των τιμών τους στους καταχωρητές PDCx. Με βάση τη λογική της μονοπολικής SPWM παλμοδότησης, οι τιμές των δύο καταχωρητών PDCx προκύπτουν από τη σύγκριση μιας τριγωνικής κυματομορφής με δύο όμοια αλλά αντίθετου προσήμου ημίτονα. Πρακτικά αυτό στον κώδικα επιτεύχθηκε εκχωρώντας την τιμή του πίνακα ημιτόνου που προκύπτει σε κάθε σημείο στον καταχωρητή PDC1, και εκχωρώντας την αντίθετη τιμή του στον καταχωρητή PDC2. Στη συνέχεια, όπως εξηγήθηκε στο Σχήμα 5.13 στην τιμή αυτή προστίθεται η τιμή PTPER+1 και έπειτα το άθροισμα πολλαπλασιάζεται με το συντελεστή διαμόρφωσης πλάτους ma ώστε να προκύψει το επιθυμητό αποτέλεσμα. Σχήμα 5.16: Καθορισμός της τιμής του PDCx ανάλογα με την τιμή του δείκτη m Η ανανέωση των τιμών των καταχωρητών PDCx γίνεται σε κάθε διακοπτική περίοδο με τη χρήση του PWM Interrupt Service Routine. Για την ενεργοποίησή του αρκεί να τεθεί ο καταχωρητής IEC2bits.PWMIE ίσος με 1. Κάθε φορά που ο χρονιστής PTMR μηδενίζεται, το Interrupt flag του PWM Interrupt (IFS2bits.PWMIF), γίνεται ίσο με 1, με αποτέλεσμα η ροή του κύριου προγράμματος να σταματά ώστε να εκτελεστεί το PWM Interrupt. Αφού εκτελεστεί αυτό το τμήμα του προγράμματος το Interrupt flag μηδενίζεται μέσω του κώδικα (IFS2bits.PWMIF = 0;) και η ροή επιστρέφει στο κύριο πρόγραμμα και συγκεκριμένα στο σημείο που βρισκόταν πριν ενεργοποιηθεί το Interrupt. Για τον συγχρονισμό του παραγόμενου από τον αντιστροφέα ημιτόνου με την τάση του δικτύου χρησιμοποιήθηκαν οι παλμοί που παράγει το κύκλωμα ανίχνευσης του μηδενός (zero

142 Κεφάλαιο 5 crossing detector). Κάθε φορά που ένας ανερχόμενος παλμός από το κύκλωμα ανίχνευσης φτάσει στην αντίστοιχα ακίδα ψηφιακής εισόδου (INT0) του μικροελεγκτή, ενεργοποιείται το αντίστοιχο ΙΝΤ0 Interrupt. Μέσα στη συνάρτηση του Interrupt αρχικοποιείται ο δείκτης m έτσι ώστε το ημίτονο να είναι συγχρονισμένο με το δίκτυο. Γενικά, δύο παράμετροι οι οποίοι είναι υπεύθυνοι για το συγχρονισμό των δύο ημιτόνων είναι τα πλάτη τους και η διαφορά φάσης τους και καθορίζονται από το πρόγραμμα με τον τρόπο που περιγράφεται παρακάτω. Αρχικά, για τη ρύθμιση του πλάτους της τάσης εξόδου, διαβάζεται στην αναλογική είσοδο ΑΝ5 του μικροελεγκτή μια τάση στην οποία παρέχεται η δυνατότητα ρύθμισης της από τον χρήστη μέσω ενός ποτενσιόμετρου. Η αναλογική τάση αντιστοιχίζεται στη μεταβλητή του συντελεστή διαμόρφωσης πλάτους ma, ο οποίος ρυθμίζει το πλάτος της τάσης εξόδου. Καθώς η αναλογική είσοδος είναι 10-bit δηλαδή λαμβάνει τιμές από 0 έως 1024 και εφόσον επιθυμούμε να αντιστοιχίσουμε τις τιμές αυτές σε ma εύρους από 0 έως 1, η αντιστοίχιση που πραγματοποιείται είναι: m a = ADCBUF0/1024 (5.10) όπου ADCBUF0 είναι ο καταχωρητής στον οποίο αποθηκεύεται το αποτέλεσμα της μετατροπής της αναλογικής εισόδου AN5. Έπειτα, το αποτέλεσμα πολλαπλασιάζεται με τη τιμή του PDC που προκύπτει από τον πίνακα ημιτόνων, έτσι ώστε αυτό να πάρει τη τελική τιμή του. Επόμενο βήμα για να επιτευχθεί σωστά ο συγχρονισμός των δύο ημιτόνων είναι να ρυθμιστεί η επιθυμητή διαφορά φάσης τους, που στην περίπτωση του συγχρονισμού των ημιτόνων αυτή είναι μηδενική. Αυτό επιτυγχάνεται με τη ρύθμιση του δείκτη m ο οποίος καθορίζει από ποιο στοιχείο του πίνακα ημιτόνων θα ξεκινήσει η επόμενη περίοδος. Για το σκοπό αυτό, διαβάζεται μια τάση στην αναλογική είσοδο ΑΝ7 του μικροελεγκτή, στην οποία επίσης παρέχεται η δυνατότητα ρύθμισής της από το χρήστη μέσω ποτενσιόμετρου. Καθώς είναι επιθυμητό η διαφορά φάσης των δύο ημιτόνων να γίνεται και θετική και αρνητική, το εύρος των 10-bit χωρίζεται σε δύο τμήματα. Για τις τιμές από 0 έως 512 ο δείκτης m ορίζεται με βάση την αντιστοίχιση: m = (ADCBUF1 512)/512 (5.11) και προκαλεί θετική διαφορά φάσης μεταξύ των δύο ημιτόνων, ενώ για τις τιμές της τάσης εισόδου από 512 έως 1024, ο δείκτης m ορίζεται με βάση την αντιστοίχιση: m = (512 ADCBUF1)/512 (5.12)

143 Κεφάλαιο 5 και προκαλεί αρνητική διαφορά φάσης μεταξύ του ημιτόνου της τάσης εξόδου και της τάσης του δικτύου. Όπως είναι λογικό, από τη στιγμή που κλείσει ο διακόπτης και επιτευχθεί συγχρονισμός των τάσεων έχουμε μεταφορά ενεργού και αέργου ισχύος από και προς το δίκτυο η οποία εξαρτάται από το πλάτος και τη διαφορά φάσης των τάσεων με τον τρόπο που περιεγράφηκε στο Κεφάλαιο 2 και τις εξισώσεις 2.26 έως Συνεπώς πλέον, με τη μεταβολή των τάσεων στα ποτενσιόμετρα, γίνεται ρύθμιση των μεταβλητών ma και m και κατά συνέπεια ρυθμίζονται τα ποσά της ενεργού και αέργου ισχύος που επιθυμούμε να ανταλλάξουμε με το δίκτυο. 5.5 Προγραμματιστικό περιβάλλον MPLAB X IDE Για τον προγραμματισμό και για την εκτέλεση του κώδικα ελέγχου του μικροελεγκτή, είναι απαραίτητη η χρήση ενός προγραμματιστικού περιβάλλοντος το οποίο να μπορεί να παρέχει τα κατάλληλα εργαλεία για αυτή την εργασία. Για το σκοπό αυτό, η κατασκευαστική εταιρία του μικροελεγκτή, Microchip, παρέχει στους χρήστες ένα πλήρες προγραμματιστικό περιβάλλον για τη συγγραφή, τη διόρθωση, την εκτέλεση, αλλά και την προσομοίωση του κώδικα ελέγχου. Το περιβάλλον αυτό είναι το MPLAB X IDE και συγκεκριμένα για την παρούσα διπλωματική εργασία χρησιμοποιήθηκε η έκδοση v2.15. Το MPLAB X IDE επιτρέπει τον προγραμματισμό μιας πληθώρας οικογενειών μικροελεγκτών της εταιρίας Microchip, όπως οι PIC10/12/16/18, PIC24, PIC32 και dspic, στην οποία ανήκει και ο επεξεργαστής που χρησιμοποιήθηκε. Τέλος, χρησιμοποιήθηκε ο compiler XC16, ο οποίος αναφέρεται στην οικογένεια μικροελεγκτών dspic. Τα βασικά εργαλεία που παρέχονται από το προγραμματιστικό περιβάλλον MPLAB X IDE είναι: o Editor: Πρόκειται για το τμήμα στο οποίο γίνεται η συγγραφή του κώδικα. Παρέχει διαφορετικούς χρωματισμούς ανάλογα με το είδος της εντολής προκειμένου να γίνεται ευανάγνωστος ο κώδικας και διαθέτει σύστημα επισήμανσης συντακτικών λαθών. o Debugger: Επισημαίνει τυχόν συντακτικά ή λογικά λάθη του προγράμματος και επιτρέπει τη διακοπή εκτέλεσης των εντολών ή την εκτέλεση συγκεκριμένης εντολής. o Simulator: Ο εξομοιωτής λειτουργίας του επιλεγμένου dspic, δίνει τη δυνατότητα στον χρήστη να έχει μια σαφή εικόνα του αποτελέσματος του κώδικα εκτέλεσης, πριν φορτώσει το πρόγραμμα στον μικροελεγκτή. o Variables Section: Σε αυτό το τμήμα ο χρήστης αποκτά εποπτεία σχετικά με την τιμή και την θέση των δηλωμένων μεταβλητών ή καταχωρητών ελέγχου

144 Κεφάλαιο 5 o o o o Ι/Ο Pins Section: Στο τμήμα αυτό δίνεται εποπτεία στο χρήστη σχετικά με την ύπαρξη σήματος και της τιμής του πάνω στις ακίδες του μικροελεγκτή. Dashboard: Πρόκειται για το τμήμα το οποίο πληροφορεί σχετικά με τη χρήση της μνήμης RAΜ και Flash. Pic Memory Views: Προσφέρει τη δυνατότητα στο χρήστη να έχει πρόσβαση στο περιεχόμενο της μνήμης του μικροελεγκτή. Analyzer: Αποτελεί ένα είδος παλμογράφου για την αποτύπωση σημάτων και λειτουργεί με χρήση του plugin DMCI (Data Monitor and Control Interface). 5.6 Επικοινωνία με τον μικροελεγκτή Για τον προγραμματισμό του μικροελεγκτή και συνεπώς τον έλεγχο της διάταξης, απαραίτητη είναι η επικοινωνία του dspic30f4011 με τον υπολογιστή, ο οποίος μας παρέχει το προγραμματιστικό περιβάλλον συγγραφής του κατάλληλου κώδικα. Αυτή η επικοινωνία επιτυγχάνεται με τη χρήση ενός προγραμματιστή (Programmer). Στην παρούσα διπλωματική για τον προγραμματισμό του μικροελεγκτή χρησιμοποιήθηκε ο προγραμματιστής PICkit 3, ο οποίος συνδέεται με τον υπολογιστή μέσω θύρας USB και με την πλακέτα του μικροελεγκτή μέσω ειδικής θύρας ICD2. Σχήμα 5.17: Ο προγραμματιστής PICkit 3 [32] Η συνδεσμολογία της ειδικής θύρας ICD2, φαίνεται στο Σχήμα Όπως παρατηρούμε, ο προγραμματιστής διαθέτει έξι ακίδες εξόδου, εκ των οποίων όμως μόνο οι πέντε πρώτες χρησιμοποιούνται, ενώ η έκτη παραμένει μη συνδεδεμένη

145 Κεφάλαιο 5 Σχήμα 5.18: Συνδεσμολογία θύρας ICD2 με τις ακίδες του μικροελεγκτή [32] Πιο συγκεκριμένα, τα πέντε pins που συνδέουν τον προγραμματιστή με τον μικροελεγκτή είναι τα MCLR, VDD, VSS, PGD, PGC. Στην πλακέτα ελέγχου δημιουργήθηκε ειδική υποδοχή για τη θύρα ICD2 με πέντε ακίδες εφόσον η έκτη του PICkit 3 παραμένει ανενεργή. Τα pins της θύρας αντιστοιχίζονται στα pin 1 (MCLR), pin11 (VDD), pin 20 (VSS), pin 26 (PGC), και pin 25 (PGD) του μικροελεγκτή. Ακόμη, για να εξασφαλίσουμε ότι είναι δυνατό να επανεκκινήσουμε (reset) οποιαδήποτε στιγμή τον μικροελεγκτή, μεταξύ του pin MCLR και της γείωσης τοποθετήθηκε ένα μπουτόν. Το μπουτόν συνδέεται στη τροφοδοσία των +5V της πλακέτας του μικροελεγκτή στην κανονική του λειτουργία (normally open), ενώ κατά το reset συνδέεται στην γείωση και ο μικροελεγκτής επανεκκινεί. Μεταξύ της τροφοδοσίας +5V και του pin MCLR συνδέθηκε μια pull-up αντίσταση των 10kΩ για την ορθή λειτουργία του μπουτόν επανεκκίνησης. 5.7 Λογική του προγράμματος εκτέλεσης Διάγραμμα ροής Μέσω του μικροελεγκτή επιτυγχάνεται ο έλεγχος της ροής ενεργού και αέργου ισχύος που εκχύνεται είτε προς το δίκτυο, είτε προς την είσοδο του αντιστροφέα. Με την χρήση των δύο ποτενσιόμετρων που ρυθμίζουν το πλάτος και τη γωνία της τάσης εξόδου του αντιστροφέα, ο μικροελεγκτής αλλάζει σε πραγματικό χρόνο το λόγο κατάτμησης των στοιχείων ισχύος, έτσι ώστε να μπορούμε να αυξομειώνουμε τα ποσά ισχύος που μεταφέρονται κατά το επιθυμητό. Παρακάτω περιγράφεται η δομή του προγράμματος που χρησιμοποιήθηκε για την υλοποίηση του ελέγχου του μετατροπέα. Στο αρχείο TestTable.h εισάγεται ένας πίνακας που περιέχει 8000 τιμές ημιτόνου για γωνίες από 0 ο έως 90 ο και χρησιμοποιείται για τον καθορισμό των λόγων κατάτμησης PDC1 και PDC2. Έπειτα, αρχικοποιούνται όλες οι παράμετροι λειτουργίας του μικροελεγκτή, καθώς και οι σταθερές και μεταβλητές του κώδικα. Συγκεκριμένα, ορίζεται ως διακοπτική συχνότητα

146 Κεφάλαιο 5 τα fs = 20kHz, ως νεκρός χρόνος τα dead_time = 20μs, το PTPER, και αρχικοποιούνται οι μεταβλητές του προγράμματος ma και m. Με την έναρξη της main, καλούνται τρεις συναρτήσεις που στόχο έχουν να αρχικοποιήσουν τα bits των καταχωρητών της μονάδας Analog-to-Digital Conversion, της μονάδας PWM και του Interrupt που προκαλείται από την ψηφιακή είσοδο INT0 του κυκλώματος Zero Crossing Detector. Έπειτα, μέσα σε έναν ατέρμονα βρόχο διαβάζεται από την αναλογική είσοδο AN7 το σήμα που καθορίζει το συντελεστή διαμόρφωσης πλάτους ma, ενώ όταν συμβεί κάποιο από τα δύο Interrupts του προγράμματος, η ροή του κυρίου προγράμματος σταματά έτσι ώστε να εξυπηρετηθεί το Interrupt. Το Interrupt της μονάδας PWM γίνεται σε κάθε διακοπτική περίοδο, Τs = 50μs, με σκοπό να γίνει η παλμοδότηση των στοιχείων ισχύος. Ανάλογα με την τιμή του δείκτη του πίνακα, m, καθορίζονται (βλ. Σχ. 5.16) οι τιμές των λόγων κατάτμησης PDC1 και PDC2 των διακοπτικών στοιχείων και αυτά παλμοδοτούνται. Όταν η λειτουργία του Interrupt ολοκληρωθεί, η ροή εκτέλεσης επιστρέφει στο κυρίως πρόγραμμα. Σχήμα 5.19: Διάγραμμα ροής προγράμματος

147 Κεφάλαιο 5 Το Interrupt του Zero Crossing Detector, συμβαίνει σε κάθε νέα περίοδο του δικτύου, T = 20ms, με σκοπό τον συγχρονισμό του ημιτόνου τάσης εξόδου του αντιστροφέα με το ημίτονο της τάσης του δικτύου. Όταν αυτό συμβεί, ο μικροελεγκτής διαβάζει από την αναλογική είσοδο AN9 το σήμα που καθορίζει την τιμή του δείκτη m του πίνακα που περιέχει τις τιμές ημιτόνων και έπειτα η ροή εκτέλεσης επιστρέφει στο κυρίως πρόγραμμα. Το διάγραμμα ροής του προγράμματος παρουσιάζεται στο Σχ. 5.19, ενώ ο πλήρης κώδικας που υλοποιεί τον παραπάνω έλεγχο του αντιστροφέα παρουσιάζεται στο Παράρτημα Β

148 Κεφάλαιο 5

149 Κεφάλαιο 6 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 6 ΠΕΙΡΑΜΑΤΙΚΑ ΑΠΟΤΕΛΕΣΜΑΤΑ ΚΑΙ ΜΕΤΡΗΣΕΙΣ Ο έλεγχος για την επιβεβαίωση των χαρακτηριστικών λειτουργίας της πειραματικής διάταξης του αντιστροφέα πλήρους γέφυρας που κατασκευάστηκε έγινε στο Εργαστήριο Ηλεκτρομηχανικής Μετατροπής Ενέργειας του τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστημίου Πατρών. Οι δοκιμές χωρίστηκαν σε δύο στάδια τα οποία αφορούν την τρόπο λειτουργίας του αντιστροφέα. Αρχικά, θα παρουσιαστούν δοκιμές σε απομονωμένο ωμικό φορτίο και έπειτα η τελική διαμόρφωση της διάταξης με τη σύνδεσή της στο δίκτυο. 6.1 Πειραματικά αποτελέσματα της διάταξης σε απομονωμένο φορτίο Οι πρώτες δοκιμές πραγματοποιήθηκαν σε απομονωμένο φορτίο, χωρίς να γίνεται σύνδεση του αντιστροφέα με το δίκτυο, ώστε να επαληθευτεί η σωστή του λειτουργία. Στην έξοδο του αντιστροφέα και ως ωμικό φορτίο χρησιμοποιήθηκε μια μεταβλητή αντίσταση. Ως πηγή της σταθερής τάσης εισόδου του συστήματος χρησιμοποιήθηκε ένα τροφοδοτικό τάσης του οποίου την τιμή μεταβάλλαμε. Για τη λήψη των παλμογραφημάτων χρησιμοποιήθηκε ένας ψηφιακός παλμογράφος τεσσάρων καναλιών, ενώ για τη λήψη των μετρήσεων χρησιμοποιήθηκε ο power analyzer του εργαστηρίου. Για την παλμοδότηση των ημιαγωγικών στοιχείων ισχύος επιλέχθηκε η τεχνική της μονοπολικής SPWM με διακοπτική συχνότητα fs = 20kHz και συχνότητα τάσης εξόδου 50Hz, ενώ ο συντελεστής διαμόρφωσης πλάτους τέθηκε ίσος με ma = 0.9. Ως LC φίλτρο εξόδου χρησιμοποιήθηκε πυκνωτής Cf = 1,5μF και πηνίο Lf = 1mH. Στις επόμενες σελίδες παρουσιάζονται τα παλμογραφήματα των τάσεων και των ρευμάτων στα βασικότερα σημεία της διάταξης, ενώ επίσης παρατίθενται οι μετρήσεις που έγιναν μέσω του power analyzer. Τέλος, παρατίθενται ως γραφήματα το φάσμα αρμονικών συχνοτήτων (FFT) της τάσης εξόδου του αντιστροφέα καθώς και η απόδοση ισχύος του συστήματος. Στο Σχήμα 6.1 παρουσιάζεται η τάση εξόδου του αντιστροφέα μαζί με τους παλμούς έναυσης ενός από τα ημιαγωγικά στοιχεία ισχύος. Παρατηρούμε πως στο μέγιστο του ημιτόνου της τάσης εξόδου, οι παλμοί έχουν λόγο κατάτμησης 100%, όταν το ημίτονο μηδενίζεται 50%, ενώ όταν το ημίτονο γίνει ελάχιστο, ο λόγος κατάτμησης των διακοπτικών στοιχείων γίνεται 0%, όπως παρουσιάστηκε στις εξισώσεις 5.7 και

150 Κεφάλαιο 6 Σχήμα 6.1: (α) Τάση εξόδου (μπλε) και παλμοί έναυσης (μωβ) για λόγο κατάτμησης σχεδόν 100% (β) Τάση εξόδου (μπλε) και παλμοί έναυσης (μωβ) για λόγο κατάτμησης ίσο με 50% (γ) Τάση εξόδου (μπλε) και παλμοί έναυσης (μωβ) για λόγο κατάτμησης σχεδόν 0%

151 Κεφάλαιο 6 Στη συνέχεια παρουσιάζονται στα Σχήματα 6.2 και 6.3 οι παλμοί που εφαρμόζονται στα ημιαγωγικά στοιχεία ισχύος μεταξύ πύλης και πηγής, Vgs, σε δύο διακοπτικά στοιχεία του ίδιου κλάδου, όπου το ένα λειτουργεί ως high και το άλλο ως low. Σχήμα 6.2: Παλμοί έναυσης, V gs, σε δύο διακοπτικά στοιχεία του ίδιου κλάδου Σχήμα 6.3: Παλμοί έναυσης, V gs, σε δύο διακοπτικά στοιχεία του ίδιου κλάδου (μεγέθυνση) Παρατηρούμε ότι οι παλμοί έναυσης των στοιχείων έχουν το επιθυμητό πλάτος των 15V και πως μεταξύ τους οι παλμοί των δύο στοιχείων του ίδιου κλάδου είναι συμπληρωματικοί. Στο τελευταίο σχήμα γίνεται εμφανής ο νεκρός χρόνος που τέθηκε κατά τον προγραμματισμό μεταξύ της σβέσης του ενός στοιχείου και της έναυσης του δεύτερου του ίδιου κλάδου για την αποφυγή τυχόν βραχυκυκλώματος. Με τη βοήθεια των κάθετων αξόνων, ο χρόνος αυτός υπολογίστηκε από τον παλμογράφο ότι είναι ίσος με 1,3μs

152 Κεφάλαιο 6 Έπειτα, στο Σχήμα 6.4, παρουσιάζεται η τάση εξόδου του αντιστροφέα μαζί με το ρεύμα εισόδου στην πηγή τάσης. Σχήμα 6.4: Τάση εξόδου στο ωμικό φορτίο (μπλε) και ρεύμα εισόδου αντιστροφέα (πράσινο) Στα Σχήματα 6.5 έως 6.8 παρουσιάζεται το φάσμα συχνοτήτων του ρεύματος και της τάσης εξόδου μετά από ανάλυση Fourier στο ωμικό φορτίο. Τα γραφήματα αυτά κατασκευάστηκαν με βάση τις μετρήσεις που ελήφθησαν από τον Power Analyzer και αντιστοιχούν στις επί τοις εκατό τιμές πλάτους του ρεύματος και τάσης εξόδου σε σχέση με τη βασική αρμονική σε διάφορες ισχύεις που επιτεύχθηκαν. Οι μετρήσεις των πλατών των αρμονικών του ρεύματος και της τάσης παρατίθενται αναλυτικά στο Παράρτημα Α. Σχήμα 6.5: Αρμονικές της τάσης στο ωμικό φορτίο για ισχύ εξόδου 100W (THD = 2,10%)

153 Κεφάλαιο 6 Σχήμα 6.6: Αρμονικές της τάσης στο ωμικό φορτίο για ισχύ εξόδου 300W (THD = 1,54%) Σχήμα 6.7: Αρμονικές της τάσης στο ωμικό φορτίο για ισχύ εξόδου 650W (THD = 1,62%) Παρατηρούμε όπως αναμέναμε από την θεωρία της μονοπολικής SPWM παλμοδότησης στα Σχήματα 6.5 έως 6.7, ότι το κύριο εύρος της τάσης εξόδου του αντιστροφέα παρουσιάζεται στην βασική αρμονική, ενώ λόγω του LC φίλτρου εξόδου για την αποκοπή των αρμονικών συχνοτήτων, αυτές έχουν πρακτικά εξαλειφθεί. Ειδικότερα, σχετικά με τις ανώτερες αρμονικές μεγαλύτερες της δευτέρας τάξης, παρατηρούμε πιο έντονο αρμονικό περιεχόμενο στις συχνότητες περιττής τάξης. Καθώς το φορτίο που χρησιμοποιήθηκε ήταν ωμικό, το ρεύμα εξόδου ακολουθεί την τάση και κατά συνέπεια το φάσμα αρμονικών συχνοτήτων του ρεύματος έχει παρόμοια συμπεριφορά, όπως φαίνεται στα Σχήματα 6.8 έως Αξίζει να σημειωθεί ότι καθώς η ισχύς εξόδου του αντιστροφέα αυξάνεται, το πλάτος των ανώτερων αρμονικών της τάσης και του ρεύματος εξόδου στο ωμικό φορτίο, μειώνονται

154 Κεφάλαιο 6 Σχήμα 6.8: Αρμονικές ρεύματος στο ωμικό φορτίο για ισχύ εξόδου 100W (THD = 2,96%) Σχήμα 6.9: Αρμονικές ρεύματος στο ωμικό φορτίο για ισχύ εξόδου 300W (THD = 1,80%) Σχήμα 6.10: Αρμονικές ρεύματος στο ωμικό φορτίο για ισχύ εξόδου 650W (THD = 1,57%)

155 Κεφάλαιο 6 Στο Σχήμα 6.11 παρουσιάζεται η τάση του δικτύου καθώς και ο παλμός ο οποίος φθάνει στον μικροελεγκτή από το κύκλωμα ανίχνευσης του μηδενός (Zero crossing detector). Σχήμα 6.11: Τάση δικτύου (μπλε) και παλμός (πορτοκαλί) ο οποίος φθάνει στην ψηφιακή είσοδο INT0 του μικροελεγκτή από το κύκλωμα ανίχνευσης του μηδενός Παρατηρούμε πως τα δύο σήματα παρουσιάζουν μηδενική διαφορά φάσης, γεγονός που σημαίνει πως είναι δυνατόν η τάση εξόδου του αντιστροφέα και η τάση του δικτύου να είναι απόλυτα συμφασικές, οπότε και η σύνδεση του συστήματος με το δίκτυο να είναι επιτυχής, αντικείμενο που θα διαπιστωθεί στην επόμενη ενότητα Μετρήσεις ισχύος για σύνδεση της διάταξης σε απομονωμένο φορτίο Σε αυτή την ενότητα παρουσιάζονται οι μετρήσεις που πραγματοποιήθηκαν στο σύστημα κατά την σύνδεσή του με το ωμικό φορτίο μεταβλητής αντίστασης για τον υπολογισμό της απόδοσής του. Τα μεγέθη που μετρήθηκαν ήταν η μέση τιμή της τάσης εισόδου του αντιστροφέα, η μέση τιμή του ρεύματος εισόδου, η ενεργός τιμή της τάσης εξόδου στο ωμικό φορτίο και η ενεργός τιμή του ρεύματος εξόδου στο ωμικό φορτίο. Για τον υπολογισμό της απόδοσης του συστήματος ελήφθησαν μετρήσεις για την ισχύ εισόδου (στο τροφοδοτικό συνεχούς τάσης) και την ισχύ εξόδου του συστήματος (στο ωμικό φορτίο). Τα αποτελέσματα των μετρήσεων παρουσιάζονται στον Πίνακα 6.12, ενώ στο Παράρτημα Α παρατίθενται όλες οι μετρήσεις που ελήφθησαν στη διάταξη του αντιστροφέα. Στο Σχήμα 6.13 παρουσιάζεται το γράφημα της απόδοσης του συστήματος ως συνάρτηση της ισχύος εισόδου του αντιστροφέα και στο Σχήμα 6.14 παρουσιάζεται η ισχύς εξόδου σε σχέση με την ισχύ εισόδου

156 Κεφάλαιο 6 Πίνακας 6.12: Μετρήσεις για σύνδεση της διάταξης του αντιστροφέα με μεταβλητό φορτίο Σχήμα 6.13: Βαθμός απόδοσης του μετατροπέα συναρτήσει της ισχύος εισόδου Παρατηρούμε πως παρά τη χρήση μετασχηματιστή, ο βαθμός απόδοσης του μετατροπέα κυμαίνεται σε πολύ ικανοποιητικά επίπεδα με μέγιστο βαθμό απόδοσης 92% για ισχύ εξόδου 160W. Όπως φαίνεται στο Σχήμα 6.13 ο βαθμός απόδοσης του μετατροπέα αρχίζει να μειώνεται για τιμές μεγαλύτερες των 160W. Αυτό δικαιολογείται διότι η αύξηση της ισχύος εξόδου, συνοδεύεται από την αύξηση του ρεύματος εξόδου (βλ. Πίνακα 6.12) και κατά συνέπεια την αύξηση των απωλειών του συνολικού συστήματος, με αποτέλεσμα τη μείωση της απόδοσής του

157 Κεφάλαιο Πειραματικά αποτελέσματα σε σύνδεση της διάταξης με το δίκτυο Η διάταξη που χρησιμοποιήθηκε για τη σύνδεση του αντιστροφέα στο δίκτυο είναι η ίδια με της προηγούμενης διάταξης, με τη διαφορά ότι τώρα η έξοδος του μονοφασικού συστήματος έχει συνδεθεί και με το μονοφασικό δίκτυο μέσω ενός διακόπτη. Στην έξοδο του συστήματος έχει τοποθετηθεί ένα ωμικό φορτίο 4,7kΩ το οποίο χρησιμοποιείται ως φορτίο της διάταξης πριν κλείσει ο διακόπτης, ώστε να ρυθμιστεί το πλάτος και η φάση της τάσης εξόδου του αντιστροφέα και να επιτευχθεί ο συγχρονισμός των δύο ημιτόνων των τάσεων. Στην έξοδο του αντιστροφέα, ανάμεσα στον διακόπτη και το δίκτυο, συνδέθηκε για τις ανάγκες του πειράματος ένας μονοφασικός μετασχηματιστής μεταβλητής λήψης του Εργαστηρίου Ηλεκτρομηχανικής Μετατροπής Ενέργειας, ο οποίος μας επέτρεψε τη σύνδεση του μετατροπέα με το δίκτυο αρχικά με χαμηλή τάση στην έξοδο και έπειτα με σταδιακή αύξησή της έως ότου αυτή γίνει 230V και ο μετασχηματιστής λειτουργήσει πλέον με λόγο μετασχηματισμού 1:1. Και πάλι ως τεχνική παλμοδότησης των ημιαγωγικών στοιχείων ισχύος χρησιμοποιήθηκε η διαμόρφωση εύρους παλμών με μονοπολική τάση εξόδου με διακοπτική συχνότητα fs = 20kHz και συχνότητα της τάσης εξόδου 50Ηz ώστε να καταστεί δυνατή η σύνδεση του αντιστροφέα με το δίκτυο χαμηλής τάσης. Εικόνες παλμογράφου: Αρχικά, ο διακόπτης τέθηκε ανοιχτός και μέσω του κυκλώματος ανίχνευσης του μηδενός (zero-crossing) έγινε ο συγχρονισμός του ημιτόνου της τάσης εξόδου του αντιστροφέα και του ημιτόνου της τάσης δικτύου. Καθώς παρατηρήθηκε μικρή διαφορά φάσης μεταξύ των δύο ημιτόνων, μέσω του ποτενσιόμετρου της αναλογικής εισόδου του μικροελεγκτή ΑΝ7 και με βάση την λογική που περιεγράφηκε στο Κεφάλαιο 5, η διαφορά φάσης έγινε ίση με μηδέν. Ομοίως, από το ποτενσιόμετρο της αναλογικής εισόδου ΑΝ5 ο συντελεστής ma ρυθμίστηκε κατάλληλα ώστε τα δύο ημίτονα να αποκτήσουν το ίδιο πλάτος. Εφόσον πλέον οι προϋποθέσεις για συγχρονισμό πληρούνταν, ο διακόπτης έκλεισε και το σύστημα συνδέθηκε στο δίκτυο. Στο Σχήμα 6.14 φαίνονται οι τάσεις του δικτύου και της εξόδου του αντιστροφέα πριν τη ρύθμιση πλάτους και φάσης για τον συγχρονισμό του συστήματος. Στο Σχήμα 6.15 φαίνεται σε μεγέθυνση το ίδιο σχήμα ώστε να γίνει αντιληπτή η διαφορά φάσης των δύο ημιτόνων

158 Κεφάλαιο 6 Σχήμα 6.14: Τάση αντιστροφέα (μπλε) και δικτύου (ροζ) πριν την σύνδεση Σχήμα 6.15: Διαφορά φάσης της τάσης εξόδου του αντιστροφέα και της τάσης δικτύου πριν τον συγχρονισμό Στις παρακάτω εικόνες παρουσιάζονται παλμογραφήματα των τάσεων εξόδου και δικτύου, καθώς και του ρεύματος, μετά το συγχρονισμό όταν ο διακόπτης είναι κλειστός, για μεταφορά ισχύος τόσο από όσο και προς το δίκτυο. Σημειώνεται ότι η αλλαγή της κατεύθυνσης ισχύος γίνεται μέσω του ποτενσιόμετρου της εισόδου ΑΝ7 και συγκεκριμένα, όταν προπορεύεται η τάση εξόδου του αντιστροφέα έχουμε μεταφορά ισχύος προς το δίκτυο, ενώ όταν επιπορεύεται το αντίστροφο. Με πορτοκαλί παρουσιάζεται το ρεύμα στην έξοδο του αντιστροφέα, ενώ με κόκκινο και πράσινο χρώμα παρουσιάζεται η τάση του δικτύου. Αυτό συμβαίνει καθώς μετά το κλείσιμο του διακόπτη, οι ακροδέκτες του παλμογράφου που πριν έδειχναν την τάση εξόδου του αντιστροφέα, τώρα δείχνουν και αυτοί την τάση του δικτύου

159 Κεφάλαιο 6 Σχήμα 6.16: Τάση εξόδου του αντιστροφέα 150V, ισχύς προς την είσοδο του αντιστροφέα 300W Σχήμα 6.17: Τάση εξόδου του αντιστροφέα 150V, ισχύς προς το δίκτυο 310W Σχήμα 6.18: Τάση εξόδου του αντιστροφέα 200V, ισχύς προς το δίκτυο 360W

160 Κεφάλαιο 6 Σχήμα 6.19: Τάση εξόδου του αντιστροφέα 200V, ισχύς προς την είσοδο του αντιστροφέα 310W Σχήμα 6.20: Τάση εξόδου του αντιστροφέα 200V, ισχύς προς το δίκτυο 500W Σχήμα 6.21: Τάση εξόδου 200V, ισχύς προς την είσοδο του αντιστροφέα 400W