Διπλωματική Εργασία του φοιτητή του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστημίου Πατρών

Transcript

1 ΠΑΝΕΠΙΣΤΗΜΙΟ ΠΑΤΡΩΝ ΤΜΗΜΑ ΗΛΕΚΤΡΟΛΟΓΩΝ ΜΗΧΑΝΙΚΩΝ ΚΑΙ ΤΕΧΝΟΛΟΓΙΑΣ ΥΠΟΛΟΓΙΣΤΩΝ ΤΟΜΕΑΣ: ΣΥΣΤΗΜΑΤΩΝ ΗΛΕΚΤΡΙΚΗΣ ΕΝΕΡΓΕΙΑΣ ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΟ ΠΑΡΑΓΩΓΗΣ, ΜΕΤΑΦΟΡΑΣ ΔΙΑΝΟΜΗΣ ΚΑΙ ΧΡΗΣΙΜΟΠΟΙΗΣΕΩΣ ΗΛΕΚΤΡΙΚΗΣ ΕΝΕΡΓΕΙΑΣ Διπλωματική Εργασία του φοιτητή του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστημίου Πατρών Κωστούλα Στέφανου του Κωνσταντίνου Αριθμός Μητρώου: 6156 Θέμα «Μεταφορά εξομοιωμένου συστήματος ελέγχου σε μικροεπεξεργαστή για τροφοδότηση φορτίου από φωτοβολταϊκή γεννήτρια» Επιβλέπων Καθηγητής Νικόλαος Βοβός Αριθμός Διπλωματικής Εργασίας: Πάτρα, Σεπτέμβριος 2012

2

3 ΠΙΣΤΟΠΟΙΗΣΗ Πιστοποιείται ότι η Διπλωματική Εργασία με θέμα: «Μεταφορά εξομοιωμένου συστήματος ελέγχου σε μικροεπεξεργαστή για τροφοδότηση φορτίου από φωτοβολταϊκή γεννήτρια» Του φοιτητή του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών Κωστούλα Στέφανου του Κωνσταντίνου Αριθμός Μητρώου: 6156 Παρουσιάστηκε δημόσια και εξετάστηκε στο Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών στις.../../ Ο Επιβλέπων Νικόλαος Βοβός Καθηγητής Ο Διευθυντής του Τομέα Αντώνιος Αλεξανδρίδης Καθηγητής

4

5 Αριθμός Διπλωματικής εργασίας: Θέμα: Φοιτητής: Στέφανος Κωστούλας Επιβλέπων: Νικόλαος Βοβός Περίληψη Στόχος της παρούσας διπλωματικής εργασίας είναι η τροφοδοσία ενός μεταβαλλόμενου RL φορτίου από μια φωτοβολταϊκή γεννήτρια, επιδιώκοντας η τάση σε αυτό να είναι σταθερή κατά μέτρο και συχνότητα. Η επίτευξη του στόχου προϋποθέτει την χρήση μιας σειράς διατάξεων, προκειμένου να δημιουργήσουμε ένα πειραματικό σύστημα πάνω στο οποίο θα αναπτύξουμε την εφαρμογή μας. Έτσι η πειραματική μας διάταξη εκτός από την πηγή (φωτοβολταϊκή γεννήτρια) και το φορτίο αποτελείται και απο έναν τριφασικό αντιστροφέα πηγής τάσης, έναν τριφασικό μετασχηματιστή, ένα βαθυπερατό φίλτρο LC, μια συσκευή βηματικής μεταβολής του φορτίου και έναν μικροεπεξεργαστή με την βοήθεια του οποίου θα υλοποιήσουμε τους απαραίτητους ελέγχους. Το πρώτο επίπεδο ελέγχου αφορά τον τριφασικό αντιστροφέα και συγκεκριμένα την παλμοδότηση την διακοπτικών του στοιχείων. Με την βοήθεια του μικροεπεξεργαστή πετυχαίνουμε την υλοποίηση του κυκλώματος παλμοδότησης εφαρμόζοντας την μέθοδο της ημιτονοειδούς διαμόρφωσης εύρους παλμών (Sinusoidal Pulse Width Modulation, SPWM). Σε δεύτερο επίπεδο ελέγχου υλοποιούμε έναν PI ελεγκτή ο οποίος σε συνεργασία με το κύκλωμα παλμοδότησης εξασφαλίζει την σταθεροποίηση της τάσης στο φορτίο, συνεπώς και την αδιάλειπτη τροφοδοσία του. Πραγματοποιώντας βηματικές αλλαγές στο φορτίο, καταγράφουμε τις μεταβολές στα μεγέθη εκείνα που επιβεβαιώνουν την λειτουργία και αποδοτικότητα του συνολικού συστήματος ελέγχου. Ιδιαίτερη αξία έχει ο τρόπος με τον οποίο παράγουμε τον κώδικα που υλοποιεί, μέσω του μικροεπεξεργαστή, το κύκλωμα ελέγχου. Η διαδικασία περιλαμβάνει αρχικά την μοντελοποίηση του κυκλώματος στο Simulink και στην συνέχεια την χρήση των κατάλληλων εργαλείων, οπότε μέσω μιας αυτόματης διαδικασίας παράγεται ο επιθυμητός κώδικας. i

6 Η διπλωματική εργασία διαρθρώνεται με τον εξής τρόπο: Στο κεφάλαιο 1 γίνεται μια σύντομη αναφορά στον σημαντικό ρόλο που καλούνται να διαδραματίσουν οι ανανεώσιμες πηγές ενέργειας, στις σημερινές και μελλοντικές ανάγκες του τομέα της ηλεκτρικής ενέργειας. Ακολουθεί μια συνοπτική παρουσίαση της φωτοβολταϊκής τεχνολογίας και του τρόπου αξιοποίησής της. Στο κεφάλαιο 2 γίνεται η πλήρης ανάπτυξη της μεθόδου ημιτονοειδούς διαμόρφωσης εύρους παλμών για την αξιοποίησή της σε μετατροπέα DC/AC (αντιστροφέα), ενός σκέλους και τριφασικού. Παρουσιάζονται αναλυτικά τα χαρακτηριστικά της μεθόδου και ο τρόπος εφαρμογής της σε ψηφιακά συστήματα. Στο κεφάλαιο 3 γίνεται η περιγραφή και ανάλυση της πειραματικής μας διάταξης. Διαχωρίζοντας το συνολικό σύστημα στα επιμέρους κυκλώματα ισχύος και ελέγχου, περιγράφουμε την κάθε διάταξη ξεχωριστά, αναλύοντας το αντίστοιχο θεωρητικό υπόβαθρο. Ιδιαίτερα, όσον αφορά το κύκλωμα ελέγχου, αναπτύσσουμε συνοπτικά την θεωρία του PI ελέγχου, στον βαθμό που κρίνεται απαραίτητο για την εφαρμογή μας. Στο κεφάλαιο 4 παρουσιάζεται το σύστημα ezdsp TM F Το σύστημα αυτό περιλαμβάνει τον επεξεργαστή ψηφιακού σήματος F28335, με την βοήθεια του οποίου υλοποιούμε το κύκλωμα ελέγχου. Γίνεται αναφορά στις δυνατότητες του συστήματος και περιγράφονται τα περιφερειακά του που χρησιμοποιούνται στην παρούσα εφαρμογή. Στο κεφάλαιο 5 γίνεται η ανάλυση του μοντέλου Simulink που υλοποιεί το κύκλωμα ελέγχου. Αρχικά, παρουσιάζεται συνοπτικά η διαδικασία ταχείας προτυποποίησης και ο τρόπος με τον οποίο επιτυγχάνουμε την αυτόματη παραγωγή κώδικα μέσω των μοντέλων του Simulink. Στη συνέχεια περιγράφουμε αναλυτικά τα μπλόκ που συνιστούν το μοντέλο της εφαρμογής μας. Στο κεφάλαιο 6 γίνεται η παρουσίαση των πειραματικών αποτελεσμάτων που προέκυψαν κατά την διάρκεια των μετρήσεων. Συγκεκριμένα παρατίθενται μετρήσεις και γραφήματα που έχουν στόχο να αναδείξουν την λειτουργία του ελέγχου και τον τρόπο με τον οποίο επιδρά στο σύστημά μας. Στο κεφάλαιο 7 παρουσιάζονται τα τελικά συμπεράσματα και οι πιθανές μελλοντικές προοπτικές της εφαρμογής. ii

7 Λέξεις κλειδιά φωτοβολταϊκή γεννήτρια, τριφασικός αντιστροφέας πηγής τάσης (VSI), ημιτονοειδής διαμόρφωση εύρους παλμών (SPWM), αδιάλειπτη παροχή ισχύος, PI ελεγκτής, επεξεργαστής ψηφιακού σήματος (DSP), ταχεία προτυποποίηση, Simulink iii

8 Abstract The objective of this thesis is the power supply of a variable RL load, by the use of a photovoltaic generator as our energy source, aiming to a load voltage with constant rms value and frequency. To achieve this objective, involves the use of several devices, in order to create an experimental system on which we will develop our application. Thus, our total system, other than the source (photovoltaic generator) and the load, is composed of a three-phase voltage source inverter (VSI), a three-phase transformer, a low pass LC filter, a device that electronically chooses the value of the load and a microprocessor which implements the necessary control system. The first part of the control system refers to the generation of the signals that control the switching elements of the three-phase voltage source inverter. With the help of the microprocessor we achieve the implementation of the appropriate pulse generator circuit using a method called sinusoidal pulse width modulation (SPWM). In the second part of the control system we implement a PI controller which, in collaboration with the above circuit, ensures the stabilization of the voltage on the load, therefore the uninterrupted power supply. Making step load changes, we record the variation of those parameters that confirm the operation and efficiency of the entire control system. Of great importance is the way we produce the code that implements the control circuit, when executed by the microprocessor. The procedure begins with the modeling of the circuit in Simulink, followed by the use of the appropriate development tools that result in an automatic process of production of the desired code. The thesis is organized in the following way: In Chapter 1 we give a brief reference to the importance of the renewable energy sources, regarding the present and future needs of the electricity sector. We continue with a summary of the photovoltaic technology and it s means of exploitation. In Chapter 2 we make a thorough description of the method called sinusoidal pulse width modulation and we discuss it s use for the DC/AC converter (inverter), both single-leg and threephase. We give a full presentation on the characteristics of the method and the manner to be implemented in digital systems. In Chapter 3 we make the description and analysis of our experimental system. By separating the overall system to two individual parts, the power circuit and the control circuit, we describe each device separately and analyze the relevant theory. In particular, with respect to the control circuit, we summarize the theory of PI controller, to the necessary extent for our application. In Chapter 4 we introduce the system ezdsp TM F This system includes the digital signal processor F28335, which undertakes the implementation of the control circuit. Reference is made to the overall capabilities of the system and especially to the peripherals used in this application. iv

9 In Chapter 5 we give the analysis of the Simulink model which implements the control circuit. Initially, we outline the procedure of rapid prototyping and describe the way in which we achieve the automatic production of our executable code through the Simulink models. Then we describe in detail the blocks that form the model of our application. In Chapter 6 we present the results obtained during the experimental phase. In particular there are listed measurements and graphs that aim to highlight the function of the control system and the manner in which it influences our system. In Chapter 7 we present our final conclusions and possible future prospects of the application. v

10 Key words photovoltaic generator, three phase voltage source inverter (VSI), sinusoidal pulse width modulation (SPWM), uninterruptible power supply (UPS), PI controller, digital signal processor (DSP), rapid prototyping, Simulink vi

11 vii

12 Ευχαριστίες Θα ήθελα να ευχαριστήσω τον επιβλέποντα καθηγητή μου κ. Νικόλαο Βοβό, ο οποίος μου έδωσε την ευκαιρία να ασχοληθώ με ένα σύγχονο επιστημονικό πεδίο, όπως είναι αυτό των ανανεώσιμων πηγών ενέργειας, σε ένα πλήρως εξοπλισμένο εργαστηριακό περιβάλλον. Ιδιαίτερες ευχαριστίες ανήκουν στο λέκτορα κ. Παναγή Βοβό για την καθοριστική συμβολή του κατά την εκπόνηση της διπλωματικής εργασίας, καθώς και στον τεχνικό του εργαστηρίου κ. Κωνσταντίνο Πέτρου για την άμεση τεχνική υποστήριξη. Επίσης, θα ήθελα να ευχαριστήσω τον διδάκτορα κ. Κωνσταντίνο Γεωργάκα καθώς και του υποψήφιους διδάκτορες του Εργαστηρίου Παραγωγής, Μετατροπής, Διανομής και Χρησιμοποιήσεως Ηλεκτρικής ενέργειας για τις πολύτιμες συμβουλές τους. Τέλος, οι μεγαλύτερες ευχαριστίες ανήκουν στην οικογένειά μου για την συνολική στήριξη που μου παρείχε κατά τη διάρκεια των προπτυχιακών σπουδών μου. viii

13 ix

14 Περιεχόμενα ΚΕΦΑΛΑΙΟ 1 ο : Εισαγωγή στην φωτοβολταϊκή τεχνολογία και την αξιοποίησή της 1.1 Εισαγωγή Ηλιακή ενέργεια Φωτοβολταϊκό φαινόμενο Ηλεκτρικά χαρακτηριστικά ηλιακών κυττάρων Ισοδύναμο ηλεκτρικό κύκλωμα ηλιακού κυττάρου Χαρακτηριστικές καμπύλες ηλιακού κυττάρου Εξάρτηση κυττάρου απο ακτινοβολία-θερμοκρασία Ηλεκτρική σύνδεση ηλιακών κυττάρων Συστοιχίες κυττάρων Τρόποι αξιοποίησης φωτοβολταϊκής ενέργειας Διασύνδεση με το δίκτυο Αυτόνομο σύστημα Έλεγχος αντιστροφέα ΚΕΦΑΛΑΙΟ 2 ο : Διαμόρφωση εύρους παλμών σε διάταξη μετατροπέα ισχύος DC/AC 2.1 Εισαγωγή Διαμόρφωση εύρους παλμών σε αντιστροφέα ενός σκέλους Ανάπτυξη μεθόδου και ορισμός μεγεθών Ανάλυση αρμονικού περιεχομένου Υπερδιαμόρφωση Ψηφιακή υλοποίηση διαμόρφωσης PWM Διαμόρφωση εύρους παλμών σε τριφασικό αντιστροφέα πηγής τάσης Ανάπτυξη μεθόδου Ανάλυση αρμονικού περιεχομένου Υπερδιαμόρφωση σε τριφασικό αντιστροφέα Ψηφιακή υλοποίηση διαμόρφωσης PWM 44 x

15 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 3 ο : Περιγραφή και ανάλυση της πειραματικής διάταξης 3.1 Εισαγωγή Κύκλωμα ισχύος Φωτοβολταϊκή γεννήτρια Τριφασικός αντιστροφέας πηγής τάσης Φίλτρο πυκνωτή εισόδου Επίδραση νεκρού χρόνου σε αντιστροφείς με διαμόρφωση PWM Φίλτρο LC εξόδου αντιστροφέα Εισαγωγή Φίλτρο LC Φίλτρο πειραματικής διάταξης Μετασχηματιστής ισχυος Μονοφασικός μετασχηματιστής Τριφασικός μετασχηματιστής Μετασχηματιστής πειραματικής διάταξης Μεταβλητό τριφασικό φορτίο Κύκλωμα ελέγχου Εισαγωγή Αναλογικός-ολοκληρωτικός έλεγχος Εισαγωγή Αναλογικός Έλεγχος Ολοκληρωτικός Έλεγχος Φαινόμενο Integrator Windup Μέτρηση τάσης φορτίου και είσοδός της στο σύστημα ελέγχου ΚΕΦΑΛΑΙΟ 4 ο : Περιγραφή του συστήματος ezdsptmf Εισαγωγή Μετατροπέας αναλογικού σε ψηφιακό (ADC) Μονάδα διαμόρφωσης εύρους παλμών (epwm) Υπομονάδα χρόνου TB (Time-Base module) Υπομονάδα απαρίθμησης-σύγκρισης CC (Counter-Compare module) Υπομονάδα προσδιορισμού δράσης ΑQ (Action-Qualifier module) Υπομονάδα παραγωγής νεκρής ζώνης DB (Dead-Band Generator module 110 xi

16 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 5 ο : Ανάλυση μοντέλου υλοποίησης κυκλώματος ελέγχου 5.1 Εισαγωγή Ανάλυση Simulink μοντέλου Εισαγωγή Ρύθμιση μονάδας epwm για εφαρμογή μεθόδου SPWM Ρύθμιση υπομονάδας TB για την παραγωγή τριγωνικής κυματομορφής Ρύθμιση υπομονάδας CC και AQ για καθορισμό του εύρους παλμών Ρύθμιση υπομονάδας DB για την εισαγωγή νεκρού χρόνου Παραγωγή ημιτόνων αναφοράς Υλοποίηση PI ελεγκτή Μέτρηση ενεργού τιμής φασικής τάσης φορτίου Καταγραφή δεδομένων με σειριακή επικοινωνία Μετάδοση δεδομένων Λήψη δεδομένων ΚΕΦΑΛΑΙΟ 6 ο : Πειραματικές μετρήσεις-συμπεράσματα 6.1 Εισαγωγή Πειραματικές μετρήσεις Βηματική μεταβολή φορτίου χωρίς έλεγχο Βηματική μεταβολή φορτίου με έλεγχο Μεταβολή τάσης στην είσοδο του αντιστροφέα Μικρή μεταβολή τάσης Μεγάλη μεταβολή τάσης ΚΕΦΑΛΑΙΟ 7 ο : Συμπεράσματα-Μελλοντικές προοπτικές 7.1 Συμπεράσματα Μελλοντικές Προοπτικές. 175 ΒΙΒΛΙΟΓΡΑΦΙΑ ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ xii

17 xiii

18 xiv

19 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 1 ΕΙΣΑΓΩΓΗ ΣΤΗ ΦΩΤΟΒΟΛΤΑΪΚΗ ΤΕΧΝΟΛΟΓΙΑ ΚΑΙ ΤΗΝ ΑΞΙΟΠΟΙΗΣΗ ΤΗΣ 1.1 ΕΙΣΑΓΩΓΗ [1] Ζούμε σε μιά εποχή όπου η ποιότητα της ζωής των ανθρώπων βρίσκεται σε υψηλό επίπεδο. Καθώς η τεχνολογία εξελίσσεται με ιδιαίτερα γοργούς ρυθμούς, οι αυξημένες δυνατότητες που παρέχονται δημιουργούν ολοένα και περισσότερες ανάγκες στην καθημερινότητα. Σημαντικό ρόλο στην κάλυψη των αναγκών αυτών καλείται να διαδραματίσει ο τομέας της ηλεκτρικής ενέργειας. Η ενέργεια αποτελεί θεμελιώδη ανάγκη και παράγοντα κοινωνικής και οικονομικής ανάπτυξης. Σήμερα, είναι ένας τομέας που γεννά έντονες ανησυχίες όσον αφορά την παραγωγή, τη διαχείριση και την υπευθυνότητα. Απο την δεκαετία του 90 έχουν αρχίσει να γίνονται σημαντικές αλλαγές, με βασικότερη την απελευθέρωση στην αγορά ηλεκτρικής ενέργειας, η οποία οδηγεί σταδιακά στον διαχωρισμό των επιμέρους τομέων της παραγωγής, της μεταφοράς της διανομής και της παροχής. Οι δραματικές αλλαγές στην οργάνωση της αγοράς ενέργειας έχουν σημαντικό αντίκτυπο στην λειτουργία και τον έλεγχο του διασυνδεδεμένου δικτύου. Ταυτόχρονα, οι περιβαλλοντικές ευαισθησίες σε παγκόσμιο επίπεδο σε συνδυασμό με τις τεχνολογικές εξελίξεις, έχουν θέσει τις προϋποθέσεις ώστε η παραγωγή απο ανανεώσιμες μορφές (φωτοβολταϊκά, ανεμογεννήτριες, βιομάζα, υδροηλεκτρικά, γεωθερμία,) να αποτελεί ένα σημαντικό και συνεχώς αναπτυσσόμενο κομμάτι στην παροχή ηλεκτρικής ενέργειας. Χαρακτηριστικό παράδειγμα οι κοινοτικές οδηγίες της Ευρωπαϊκής Ένωσης, οι οποίες απο το 2001 είχαν θέσει ως στόχο την αύξηση του ποσοστού της ηλεκτρικής παραγωγής απο ανανεώσιμες πηγές ενέργειας (ΑΠΕ) απο το 14% του 1997 στο 22% το 2010, σε ευρωπαϊκό επίπεδο. Επιπλέον, μελέτες που έχουν εκπονηθεί απο το Ευρωπαϊκό Συμβούλιο Ανανεώσιμης Eνέργειας (EREC), προβλέπουν η συνεισφορά τους εως το 2020 να προσεγγίζει το 34% της συνολικής παραγωγής, ενώ ένα πιο μακροπρόθεσμο σενάριο προτείνει η παγκόσμια παροχή ηλεκτρικής ενέργειας απο ΑΠΕ το 2040 να φτάνει το 82% της συνολικής. Η καταγραφή των παραπάνω στόχων γίνεται στο σχήμα

20 Σχήμα 1.1 Στόχοι για την συνεισφορά των ΑΠΕ στην ευρωπαϊκή και παγκόσμια ηλεκτρική παραγωγή Η διείσδυση των ΑΠΕ έχει ως αποτέλεσμα η συγκεντρωτική δομή του παρόντος συστήματος παραγωγής ηλεκτρικής ενέργειας να τίθεται σε αμφισβήτηση, ανοίγοντας τον δρόμο προς την κατανεμημένη παραγωγή και τα μικροδίκτυα. Σαν κατανεμημένη θα μπορούσαμε να ορίσουμε την παραγωγή ηλεκτρικής ενέργειας απο διεσπαρμένους σταθμους παραγωγής, κατα κύριο λόγο αποτελούμενους απο ανανεωσιμές πηγές ενέργειας, με σύνδεση απευθείας στο δίκτυο διανομής. Μακροπρόθεμα η τάση αυτή μπορεί να συμπληρωθεί απο την ανάπτυξη τοπικών μικροδικτύων με αυτόνομη λειτουργία, τα οποία σε κανονικές συνθήκες είναι συνδεδεμένα με το κεντρικό δίκτυο, ενώ μπορούν να αποσυνδεθούν απο αυτό σε περίπτωση προβλήματος, αυξάνοντας έτσι συνολικά την αξιοπιστία. Ορισμένοι παράγοντες που συμβάλλουν στην ανάπτυξη της κατανεμημένης παραγωγής είναι οι παρακάτω: Δυνατότητα εκμετάλλευσης με σημαντικά χαμηλότερο κόστος κάθε είδους τοπικά διαθέσιμων πόρων, είτε πρόκειται για συμβατικά καύσιμα (μικρές μονάδες συμπαραγωγής), είτε για ανανεώσιμη πηγή ενέργειας Αυξημένο κόστος και τεχνική δυσκολία για ανάπτυξη περαιτέρω υποδομής για το σύστημα μεταφοράς και διανομής ισχύος Απαίτηση για αδιάλειπτη παροχή ισχύος υψηλής ποιότητας που προκύπτει απο την συνεχώς αυξανόμενη διείσδυση στην καθημερινότητα εφαρμογών με ηλεκτρονικά στοιχεία 2

21 Σύμφωνα με το σχήμα 1.1, μια απο τις ΑΠΕ με σημαντικό δυναμικό, που καλείται να παίξει ρυθμιστικό ρόλο στην παραγωγή ηλεκτρικής ενέργειας είναι η ηλιακή ενέργεια και η αξιοποίησή της μέσω της φωτοβολταϊκής τεχνολογίας. Η εγκατάσταση φωτοβολταϊκών έχει αυξηθεί δραματικά τις τελευταίες δεκαετίες όπως μπορούμε να δούμε στο σχήμα 1.2. Σχήμα 1.2 Χρονική εξέλιξη παγκόσμιας εγκατεστημένης φωτοβολταϊκή ισχύς Σημαντικό ρόλο στην αύξηση της συνολικής εγκατεστημένης φωτοβολταϊκής ισχύος έπαιξε η μείωση στο κόστος παραγωγής των φωτοβολταϊκών πλαισίων, όπως φαίνεται στο σχήμα 1.3, που προέκυψε μετά την έναρξη μαζικής παραγωγής τους. Με την έρευνα να επικεντρώνεται στην αύξηση της απόδοσης των φωτοβολταϊκών κυττάρων, αναμένεται μείωση στο κόστος παραγωγής ηλεκτρικής ενέργειας, κάνοντας την φωτοβολταϊκή τεχνολογία ιδιαίτερα ανταγωνιστική, παρόλο που σε απομακρυσμένες περιοχές η αξιοποίησή της είναι ήδη επικερδής. Σχήμα 1.3 Χρονική εξέλιξη κόστους φωτοβολταϊκών πλαισίων σε συνάρτηση με την συνολικά εγκατεστημένη ισχύ 3

22 1.2 ΗΛΙΑΚΗ ΕΝΕΡΓΕΙΑ ΦΩΤΟΒΟΛΤΑΪΚΟ ΦΑΙΝΟΜΕΝΟ [2] Ηλιακή ενέργεια χαρακτηρίζεται το σύνολο των διαφόρων μορφών ενέργειας που προέρχονται από τον Ήλιο. Τέτοιες είναι το φως ή φωτεινή ενέργεια, η θερμότητα ή θερμική ενέργεια καθώς και διάφορες ακτινοβολίες ή ενέργεια ακτινοβολίας. Η ηλιακή ενέργεια στο σύνολό της είναι πρακτικά ανεξάντλητη, αφού προέρχεται από τον ήλιο, και ως εκ τούτου δεν υπάρχουν περιορισμοί χώρου και χρόνου για την εκμετάλλευσή της. Όσον αφορά την εκμετάλλευση της ηλιακής ενέργειας, όπως φαίνεται στο σχήμα 1.4, θα μπορούσαμε να πούμε ότι χωρίζεται σε τρεις κατηγορίες εφαρμογών: τα παθητικά ηλιακά συστήματα, τα ενεργητικά ηλιακά συστήματα, και τα φωτοβολταϊκά συστήματα. Τα παθητικά και τα ενεργητικά ηλιακά συστήματα εκμεταλλεύονται τη θερμότητα που εκπέμπεται μέσω της ηλιακής ακτινοβολίας, ενώ τα φωτοβολταϊκά συστήματα στηρίζονται στη μετατροπή της ηλιακής ακτινοβολίας σε ηλεκτρικό ρεύμα μέσω του φωτοβολταϊκού φαινομένου. Σχήμα 1.4 Κατηγοριοποίηση εφαρμογών ηλιακής ενέργειας Όταν η ηλιακή ακτινοβολία, υπο την μορφή φωτός, προσπίπτει σε μια επιφάνεια είτε ανακλάται, είτε την διαπερνά, είτε απορροφάται από το υλικό της επιφάνειας. Η απορρόφηση του φωτός, σύμφωνα με την αρχή διατήρησης της ενέργειας, σημαίνει την μετατροπή του σε μια άλλη μορφή ενέργειας η οποία συνήθως είναι η θερμότητα. Υπάρχουν ωστόσο ορισμένα υλικά τα οποία έχουν την ιδιότητα να μετατρέπουν την ενέργεια των φωτονίων που απορροφούν σε ηλεκτρική ενέργεια και συγκεκριμένα υπο μορφή συνεχούς ηλεκτρικού ρεύματος. Τέτοια υλικά είναι οι ημιαγωγοί, των οποίων οι φυσικές και χημικές ιδιότητες παρέχουν την παραπάνω δυνατότητα. Το φωτοβολταϊκό φαινόμενο στηρίζεται στις ιδιότητα αυτή των ημιαγωγικών υλικών. Χαρακτηριστική περίπτωση ημιαγωγού που χρησιμοποιείται σε εφαρμογές είναι το πυρίτιο ( Si ), το οποίο έχει κρυσταλλική μορφή δομημένη με ομοιοπολικούς δεσμούς μεταξύ των γειτονικών ατόμων. 4

23 Στοιχειώδης μονάδα για την μετατροπή της ηλιακής ενέργειας σε ηλεκτρική αποτελεί το ηλιακό κύτταρο. Το ηλιακό κύτταρο είναι μια επαφή p-n (δίοδος), η οποία σχηματίζεται με την εισαγωγή κατάλληλων προσμίξεων στην κρυσταλλική δομή του ημιαγωγού. Προσθέτοντας τις προσμίξεις δημιουργούνται στο εσωτερικό του υλικού δύο διακριτές περιοχές, η περιοχή-n όπου υπάρχει αυξημένη συγκέντρωση ελεύθερων ηλεκτρονίων και η περιοχή-p με αυξημένη συγκέντρωση οπών, δηλαδή κενών θέσεων των ομοιοπολικών δεσμών απο τις οποίες έχουν αποσπαστεί ηλεκτρόνια, τα οποία πλέον είναι ελεύθερα για αγωγή. Σχήμα 1.5 Δομή και λειτουργία ηλιακού κυττάρου Τις δύο αυτές περιοχές διαχωρίζει η περιοχή αραίωσης (p-n Junction). Με το πέρας των φαινομένων διάχυσης (ελεύθερα ηλεκτρόνια κινούνται απο την περιοχή-n προς την περιοχή-p και οι οπές αντίστροφα) που συμβαίνουν στο εσωτερικό του υλικού, εξαιτίας των διαφορετικών συγκεντρώσεων φορέων φορτίου που δημιουργούν οι προσμίξεις, η περιοχή αράιωσης λειτουργεί σαν φράγμα δυναμικού αποτρέποντας οποιαδήποτε περαιτέρω διάχυση φορέων και αποκαθιστώντας συνθήκες ισορροπίας. Πλέον οι φορείς φορτίου θα πρέπει να έχουν αρκετή ενέργεια προκειμένου να υπερνικήσουν το φράγμα δυναμικού, το οποίο ουσιαστικά είναι ένα ηλεκτροστατικό πεδίο, ώστε να εισέλθουν στην άλλη περιοχή. Το συμπέρασμα αυτό σε συνδυασμό με το φωτοβολταϊκό φαινόμενο εξηγούν τον άμεσο τρόπο μετατροπής της ηλιακής ενέργειας σε ηλεκτρική. Η ηλιακή ακτινοβολία έρχεται με την μορφή πακέτων ενέργειας ή φωτονίων. Τα φωτόνια, τα οποία επι της ουσίας είναι ηλεκτρομαγνητικά κύματα, έχουν ενέργεια ίση με:, όπου h : είναι η σταθερά του Plank f : είναι η συχνότητα του ηλεκτρομαγνητικού κύματος p : είναι η ορμή του φωτονίου c : είναι η ταχύτητα του φωτός 5

24 Η ενέργεια κάθε φωτονίου εξαρτάται απο την συχνότητά του αντίστοιχου κύματος. Κάθε φωτόνιο της ακτινοβολίας με ενέργεια ίση ή μεγαλύτερη απο το ενεργειακό διάκενο (διαφορά της ελάχιστης ενέργειας της ζώνης αγωγιμότητας απο την μέγιστη ενέργεια της ζώνης σθένους) του ημιαγωγού, έχει τη δυνατότητα να απορροφηθεί σε ένα χημικό δεσμό και να ελευθερώσει ένα ηλεκτρόνιο. Δημιουργείται έτσι, όσο διαρκεί η ακτινοβόληση, μια περίσσεια απο ζεύγη φορέων πέρα απο τις συγκεντρώσεις που αντιστοιχούν στις συνθήκες ισορροπίας. Οι φορείς αυτοί, καθώς κυκλοφορούν στο στερεό και εφόσον δεν επανασυνδεθούν (ελεύθερα ηλεκτρόνια να ανακαταλάβουν κενές θέσεις στο κρυσταλλικό πλέγμα ) μπορεί να βρεθούν κοντά στην περιοχή αραίωσης οπότε θα δεχθούν την επίδραση του ηλεκτροστατικού πεδίου. Η πιθανότητα να γίνει αυτό εξαρτάται απο κατασκευαστικά χαρακτηριστικά. Έτσι, τα ελεύθερα ηλεκτρόνια εκτρέπονται προς την περιοχή-n και οι οπές εκτρέπονται προς την περιοχή-p, με αποτέλεσμα να δημιουργηθεί μια διαφορά δυναμικού ανάμεσα στους ακροδέκτες των δύο τμημάτων της διόδου. Δηλαδή, η διάταξη αποτελεί μια πηγή ηλεκτρικού ρεύματος, που διατηρείται όσο διαρκεί η πρόσπτωση του ηλιακού φωτός πάνω στην επιφάνεια του στοιχείου. Η εκδήλωση της διαφοράς δυναμικού στους ακροδέκτες του ηλιακού κυττάρου, η οποία αντιστοιχεί σε ορθή πόλωση της διόδου, αποτελεί το φωτοβολταϊκό φαινόμενο. Η αποδοτική λειτουργία των ηλιακών φωτοβολταϊκών στοιχείων παραγωγής ηλεκτρικής ενέργειας στηρίζεται στην πρακτική εκμετάλλευση του παραπάνω φαινομένου. 6

25 1.3 ΗΛΕΚΤΡΙΚΑ ΧΑΡΑΚΤΗΡΙΣΤΙΚΑ ΗΛΙΑΚΩΝ ΚΥΤΤΑΡΩΝ [2,3] ΙΣΟΔΥΝΑΜΟ ΗΛΕΚΤΡΙΚΟ ΚΥΚΛΩΜΑ ΗΛΙΑΚΟΥ ΚΥΤΤΑΡΟΥ Για να περιγράψουμε την ηλεκτρική συμπεριφορά του ιδανικού ηλιακού κυττάρου, παραθέτουμε το ηλεκτρικό ισοδύναμό του που φαίνεται στο σχήμα 1.6. Σχήμα 1.6 Ηλεκτρικό ισοδύναμο ιδανικού ηλιακού κυττάρου Όταν το κύτταρο δεν δέχεται ακτινοβολία, δεν είναι τίποτε άλλο απο μία δίοδο που δεν παράγει ούτε ρεύμα ούτε τάση οπότε δεν μπορεί να δώσει ισχύ. Όταν το κύτταρο δέχεται ηλιακή ακτινοβολία λειτουργεί σαν πηγή ρεύματος που παράγει το φωτόρευμα Ι φ και ελέγχεται απο μία δίοδο. Το παραγόμενο φωτόρευμα είναι ανάλογο της έντασης της ακτινοβολίας που δέχεται. Σε συνθήκες ανοιχτού κυκλώματος, θα αποκατασταθεί μια ισορροπία όταν η τάση που θα αναπτυχθεί ανάμεσα στις δύο όψεις του κυττάρου, προκαλεί ένα αντίθετο ρεύμα που θα αντισταθμίζει το φωτόρευμα οπότε και θα ισχύει : [ ( ) ] όπου, Ιο : το ρεύμα κορεσμού του στοιχείου που αποτελεί χαρακτηριστικό του μέγεθος V : η τάση στα άκρα του κυττάρου e : το φορτίο του ηλεκτρονίου k : η σταθερά του Boltzmann T : η απόλυτη θερμοκρασία του κυττάρου (Kelvin) n : σταθερά που εξαρτάται απο κατασκευαστικά χαρακτηριστικά Απο τον παραπάνω τύπο προκύπτει και η τιμή της τάσης ανοιχτού κυκλώματος του στοιχείου: ( ) 7

26 Στην περίπτωση βραχυκυκλώματος των δύο όψεων του κυττάρου, όπως φαίνεται στο σχήμα 1.4, όλο το παραγόμενο φωτόρευμα ρέει μέσω του βραχυκυκλώματος και ισχύει : Σχήμα 1.7 Ηλεκτρικό ισοδύναμο βραχυκυκλωμένου ιδανικού ηλιακού κυττάρου Στην περίπτωση που το κύκλωμα του κυττάρου κλείσει μέσω εξωτερικής αντίστασης R L, όπως φαίνεται στο σχήμα 1.8, το ρεύμα προκύπτει απο την εξίσωση : Σχήμα 1.8 Ηλεκτρικό ισοδύναμο ιδανικού ηλιακού κυττάρου υπο φορτίο Τα παραπάνω ισχύουν για ιδανικά ηλιακά κύτταρα. Στα πραγματικά κύτταρα προστίθενται δύο αντιστάσεις, R s και R sh, όπως φαίνεται στο ισοδύναμο ηλεκτρικό κύκλωμα του σχήματος 1.9 Σχήμα 1.9 Ηλεκτρικό ισοδύναμο πραγματικού ηλιακού κυττάρου Η R s (series resistance) εκφράζει σε συγκεντρωμένη μορφή όλα τα κατανεμημένα στοιχεία αντίστασης κατά την ροή των φορέων στον κυρίως ημιαγωγό, την επιφανειακή ροή στον ημιαγωγό που βρίσκεται στην πλευρά που προσπίπτει το φώς και την ενδοεπιφάνεια μεταξύ ημιαγωγού-ωμικής επαφής και την ωμική επαφή. Η R sh (shunt resistance) οφείλεται σε διαρροές των φορέων που συμβαίνουν είτε στην επαφή p-n (επανασύνδεση φορέων), είτε στην εξωτερική παράπλευρη επιφάνεια του κυττάρου (επιφανειακή διαρροή), είτε σε άλλες ανωμαλίες του κρυστάλλου και δεν είναι ομοιόμορφα κατανεμημένες σε όλη την επιφάνεια του κυττάρου. 8

27 Για το ρεύμα του πραγματικού κυττάρου ισχύει η παρακάτω σχέση: [ ( ( ) ) ] ( ) ΧΑΡΑΚΤΗΡΙΣΤΙΚΕΣ ΚΑΜΠΥΛΕΣ ΗΛΙΑΚΟΥ ΚΥΤΤΑΡΟΥ Στο σχήμα 1.10 παρατίθεται η χαρακτηριστική I-V του ηλιακού κυττάρου, για συγκεκριμένη ένταση ηλιακής ακτινοβολίας και θερμοκρασία, με τα χαρακτηριστικά σημεία του ρεύματος βραχυκυκλώσεως I sc και της τάσης ανοιχτού κυκλώματος V oc. Στα δύο αυτά σημεία η ισχύς που παρέχει του κύτταρο ( ) είναι μηδέν. Σχήμα 1.10 Χαρακτηριστική καμπύλη I-V ηλιακού κυττάρου Σε όλα τα ενδιάμεσα σημεία η ισχύς που παράγεται είναι μεγαλύτερη του μηδενός. Παρατηρούμε ότι το σημείο της χαρακτηριστικής στο οποίο λειτουργεί το κύτταρο, άρα και η ισχύς που δίνει, εξαρτάται απο το φορτίο που τροφοδοτεί. Τα σημεία I max και V max, είναι αυτά στα οποία το κύτταρο αποδίδει την μέγιστη ισχύ για το συγκεκριμένο φορτίο R opt. Για οποιοδήποτε άλλο φορτίο, μικρότερο ή μεγαλύτερο απο το R opt, η ισχύς που παίρνουμε είναι μικρότερη. Το συμπέρασμα αυτό φαίνεται καλύτερα στην P-V χαρακτηριστική, του σχήματος 1.11, που δείχνει την ισχύ που δίνει το κύτταρο συναρτήσει της τάσης λειτουργίας του. Σχήμα 1.11 Χαρακτηριστική καμπύλη P-V ηλιακού κυττάρου 9

28 1.3.3 ΕΞΑΡΤΗΣΗ ΚΥΤΤΑΡΟΥ ΑΠΟ ΑΚΤΙΝΟΒΟΛΙΑ-ΘΕΡΜΟΚΡΑΣΙΑ Με την βοήθεια της χαρακτηριστικής I-V μπορούμε να κατανοήσουμε ποιοτικά την εξάρτηση της ηλεκτρικής συμπεριφοράς του κυττάρου, απο την ένταση της ηλιακής ακτινοβολίας που δέχεται και την θερμοκρασία του. Η αύξηση της έντασης της ακτινοβολίας έχει σαν συνέπεια να δημιουργούνται περισσότεροι φορείς φορτίου, αυξάνοντας έτσι το παραγόμενο φωτόρευμα. Η εξάρτηση του ρεύματος βραχυκυκλώσεως απο την ακτινοβολία είναι γραμμική, σε αντίθεση με την τάση ανοιχτοκυκλώσεως η εξάρτηση της οποίας είναι λογαριθμική οπότε η μεταβολή της είναι σχετικά μικρή. Το παρακάτω σχήμα 1.12 είναι ενδεικτικό : Σχήμα 1.12 Επίδραση της ακτινοβολίας στην χαρακτηριστική καμπύλη I-V Η αύξηση της θερμοκρασίας του κυττάρου προκαλεί αύξηση της ενδογενούς συγκέντρωσης των φορέων του ημιαγωγού, με αποτέλεσμα να πραγματοποιούνται περισσότερες επανασυνδέσεις φορέων. Έτσι, εκδηλώνεται ισχυρότερο ρεύμα διαρροής μέσω της διόδου, που συνεπάγεται γραμμική μείωση της τάσης ανοιχτοκυκλώσεως και παράλληλη μείωση της απόδοσης του κυττάρου. Το ρεύμα αυξάνεται ελαφρά όπως φαίνεται στο σχήμα Σχήμα 1.13 Επίδραση της θερμοκρασίας κυττάρου στην χαρακτηριστική καμπύλη I-V 10

29 Η μεταβολή της έντασης της ακτινοβολίας και της θερμοκρασίας του κυττάρου έχει σαν αποτέλεσμα να μεταβάλλεται και το σημείο μέγιστης ισχύος του, οπότε για δεδομένο φορτίο το κύτταρο θα δίνει ισχύ μικρότερη απο την μέγιστη που μπορεί να παράγει. Από πρακτική άποψη το φορτίο θα πρέπει να προσαρμοστεί κατάλληλα ώστε το κύτταρο να λειτουργει στο σημείο μέγιστης ισχύος του ΗΛΕΚΤΡΙΚΗ ΣΥΝΔΕΣΗ ΗΛΙΑΚΩΝ ΚΥΤΤΑΡΩΝ Όπως είδαμε όταν ένα κύτταρο δέχεται ηλιακή ακτινοβολία παράγει το φωτόρευμα, ενώ στα άκρα του εμφανίζεται τάση. Όταν δύο ή περισσότερες ιδανικές πηγές τάσης συνδέονται σε σειρά το άθροισμά τους δίνει την συνολική τάση, ενώ όταν δύο ή περισσότερες ιδανικές πηγές ρεύματος συνδέονται παράλληλα το άθροισμά τους δίνει το συνολικό ρεύμα. Αντίστοιχα όταν δύο ίδια κύτταρα συνδέονται σε σειρά, στα άκρα τους εμφανίζεται τάση ίση με το άθροισμα των τάσεων του καθε κυττάρου ενώ το ρεύμα που τα διαρρέει είναι το ίδιο και ίσο με του ενός. Σχήμα 1.11 Αποτέλεσμα ηλεκτρικής σύνδεσης ηλιακών κυττάρων σε σειρά Αντίθετα όταν δύο ίδια κύτταρα συνδέονται παράλληλα στον κοινό τους κόμβο εμφανίζεται ρεύμα ίσο με το άθροισμα των ρευμάτων του καθε κυττάρου ενώ η τάση στα άκρα τους είναι ίδια και ίση με του ενός. Σχήμα 1.12 Αποτέλεσμα ηλεκτρικής σύνδεσης ηλιακών κυττάρων παράλληλα 11

30 1.4 ΣΥΣΤΟΙΧΙΕΣ ΚΥΤΤΑΡΩΝ [2,3] Το ηλιακό κύτταρο αποτελεί την στοιχειώδη μονάδα παραγωγής ηλεκτρικής ενέργειας απο ηλιακή ενέργεια. Σχήμα 1.13 Ηλιακά κύτταρα Η ισχύς στην έξοδο ενός ηλιακού κυττάρου, ακόμα και υπο τις καλύτερες συνθήκες ακτινοβολίας και θερμοκρασίας, είναι σχετικά μικρή της τάξης 0.5 Watt. Κατά συνέπεια για να ικανοποιήσουμε τις ενεργειακές ανάγκες κάποιας εφαρμογής σημαντικής ισχύος απαιτείται ένας αριθμός ηλιακών κυττάρων να συνδεθούν κατάλληλα, σε σειρά ή παράλληλα, ώστε να φτάσουμε τα απαραίτητα επίπεδα ρεύματος και τάσης. Η μικρότερη δομική μονάδα ομαδοποιημένων ηλιακών κυττάρων είναι το πλαίσιο (module). Το πλαίσιο είναι ένα σύνολο ηλιακών κυττάρων ηλεκτρικά συνδεδεμένων, συνήθως σε σειρά, και συσκευασμένων σε στεγανή κατασκευή με κοινή ηλεκτρική έξοδο. Αποτελεί την βασική μονάδα βιομηχανικής παραγωγής αφού μπορεί να χρησιμοποιηθεί αυτοτελώς σε εφαρμογές χαμηλής ισχύος καθώς και συνδυασμένα με άλλα πλαίσια για εφαρμογές μεγάλης ισχύος. Σχήμα 1.14 Φωτοβολταϊκά πλαίσια 12

31 Ο συνδυασμός πλαισίων μας οδηγεί στην αμέσως επόμενη βαθμίδα που είναι η συστοιχία (array). Η συστοιχία είναι ένα μηχανικά ολοκληρωμένο σύνολο απο πλαίσια, με ηλεκτρική αλληλοσύνδεση, τοποθετημένα σε κοινή κατασκευή στήριξης μαζί με όλες τις απαραίτητες διατάξεις προκειμένου να αποτελέσει μία ανεξάρτητη μονάδα φωτοβολταϊκής παραγωγής ισχύος. Σχήμα 1.15 Φωτοβολταϊκές συστοιχίες Σε εφαρμογές μεγάλης ισχύος της τάξης των MW, όπως είναι η παραγωγή ισχύος για διασύνδεση με το δίκτυο, μπορεί να σχηματιστεί ένα συγκρότημα συστοιχιών που αποτελούν το φωτοβολταϊκό πάρκο. Σχήμα 1.16 Φωτοβολταϊκό πάρκο 13

32 1.5 ΤΡΟΠΟΙ ΑΞΙΟΠΟΙΗΣΗΣ ΦΩΤΟΒΟΛΤΑΪΚΗΣ ΕΝΕΡΓΕΙΑΣ [2,3] Όπως είδαμε η φωτοβολταϊκή συστοιχία ως γεννήτρια λειτουργεί σαν πηγή συνεχούς ρεύματος (DC), σε συγκεκριμένα επίπεδα συνεχούς τάσης που εξαρτώνται απο τον αριθμό των πλαισίων απο τα οποία αποτελείται. Ωστόσο οι κοινές οικιακές και βιομηχανικές εφαρμογές, λειτουργούν με εναλλασσόμενο ρεύμα (AC) σε επίπεδο τάσης 230 V φασική (400 V πολική). Για την αξιοποίηση της φωτοβολταϊκής ενέργειας σε αυτές τις εφαρμογές είναι απαραίτητη η χρήση διατάξεων μετατροπέων που μετατρέπουν την συνεχή σε εναλλασσόμενη τάση ΔΙΑΣΥΝΔΕΣΗ ΜΕ ΤΟ ΔΙΚΤΥΟ (GRID-CONNECTED) Τα διασυνδεδεμένα φωτοβολταϊκά συστήματα είναι σχεδιασμένα ώστε να λειτουργούν παράλληλα με το ηλεκτρικό δίκτυο. Ένα μέρος της παραγόμενης ενέργειας μπορεί να καλύπτει καποια τοπικά AC φορτία, ενώ το υπόλοιπο δίνεται στο δίκτυο. Έχουν την δυνατότητα τόσο να παρέχουν ισχύ στο δίκτυο σε συνθήκες αυξημένης ηλιακής ακτινοβολίας, όσο και να λαμβάνουν ισχύ απο το δίκτυο σε περιόδους χαμηλής ηλιοφάνειας, προκειμένου να καλύφθούν τα τοπικά φορτία. Συνεπώς το ίδιο το ηλεκτρικό δίκτυο λειτουργεί σαν συσσωρευτής της παραγόμενης ενέργειας καθιστώντας την χρήση μπαταριών περιττή. Σχήμα 1.17 Διασυνδεδεμένο φωτοβολταϊκό σύστημα Το βασικό συστατικό του συγκεκριμένου τρόπου λειτουργίας είναι ο αντιστροφέας, ο οποίος μετατρέπει την συνεχή σε εναλλασσόμενη ισχύ, σε συνέπεια με τις απαιτήσεις για ποιότητα τάσης και ισχύος που επιβάλει το δίκτυο. Συχνά κρίνεται απαραίτητη η χρήση ενός κατωδιαβατού φίλτρου L-C καθώς και ενός μετασχηματιστή, ο οποίος ανυψώνει τη τάση εξόδου του φίλτρου στην τάση του δικτύου διανομής ηλεκτρικής ενέργειας. 14

33 1.5.2 ΑΥΤΟΝΟΜΟ ΣΥΣΤΗΜΑ (STAND-ALONE) Τα αυτόνομα φωτοβολταϊκά συστήματα βρίσκουν εφαρμογή κυρίως σε απομακρυσμένες περιοχές, για παράδειγμα νησιωτικές περιοχές, όπου η πρόσβαση στο ηλεκτρικό δίκτυο συνεπάγεται τεχνικές δυσκολίες και υποδομή υψηλού κόστους που συχνά καθιστούν το εγχείρημα οικονομικά ασύμφορο. Η ανεξαρτησία του συστήματος απο το ηλεκτρικό δίκτυο καθιστά αναγκαία την χρήση μπαταριών για την αποθήκευση της παραγόμενης ενέργειας. Σχήμα 1.18 Αυτόνομο φωτοβολταϊκό σύστημα Ένα τυπικό αυτόνομο φωτοβολταϊκό σύστημα αποτελείται απο την συστοιχία που παράγει την ηλεκτρική ενέργεια, την μπαταρία όπου αποθηκεύεται η ενέργεια και τον ελεγκτή φόρτισης της μπαταρίας. Ο ελεγκτής καθορίζει τον ρυθμό με τον οποίο προστίθεται ή αφαιρείται ενέργεια απο την μπαταρία, προστατεύοντάς την απο υπερφορτίσεις αλλά και βαθιές εκφορτίσεις και πετυχαίνει έτσι την αποδοτική λειτουργία της καθώς και την άυξηση του χρόνου ζωής της. Επιπλέον καθώς οι πιο συνηθισμένες εφαρμογές λειτουργούν με εναλλασσόμενη ισχύ ένας αντιστροφέας προστίθεται στην συνολική διάταξη, η οποία πλέον μπορεί να τροφοδοτήσει AC και DC φορτία. 15

34 1.6 ΕΛΕΓΧΟΣ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑ Η περιγραφή των τρόπων αξιοποίησης της φωτοβολταϊκής ενέργειας αναδεικνύει τον σημαντικό ρόλο του αντιστροφέα. Ο αντιστροφέας είναι μια διάταξη που αποτελείται από ημιαγωγικά στοιχεία ισχύος (IGBTs, MOSFETs) καθώς και ηλεκτρονικά κυκλώματα ελέγχου. Η λειτουργία του είναι να μετατρέπει μια συνεχή τάση τροφοδοσίας, όπως αυτή ενός φωτοβολταϊκού συστήματος, σε εναλλασσόμενη τάση εξόδου με επιθυμητό πλάτος και συχνότητα. Μια μεταβολή στο πλάτος της AC τάσης εξόδου μπορεί να επιτευχθεί με αντίστοιχη μεταβολή στο πλάτος της DC τάσης εισόδου. Σε περίπτωση σταθερής και μη ελεγχόμενης τάσης εισόδου μπορούμε να πετύχουμε ελεγχόμενο πλάτος τάσης εξόδου εφαρμόζοντας την τεχνική διαμόρφωσης εύρους παλμού (PWM). Η τεχνική αυτή καθορίζει την διάρκεια αγωγής των ημιαγωγικών στοιχείων του αντιστροφέα, μέσω κατάλληλα διαμορφωμένων παλμών μεταβαλλόμενου εύρους, παρέχοντας έτσι στην έξοδο του μία μορφή τάσης της οποίας η ανάλυση κατα Fourier δείχνει ότι αποτελείται απο την επιθυμητή κατα πλάτος και συχνότητα AC τάση, καθώς και απο ένα πλήθος ανώτερων αρμονικών της. Η τεχνική PWM θα περιγραφεί διεξοδικά στο κεφάλαιο 2. Η δημιουργία των παλμών γίνεται στο κύκλωμα παλμοδότησης. Στο κύκλωμα αυτό γίνεται η επεξεργασία των κατάλληλων σημάτων που θα οδηγήσουν στην παραγωγή της επιθυμητής παλμοσειράς. Τα σήματα μπορεί να είναι είτε αναλογικά είτε ψηφιακά. Όταν είναι αναλογικά η επεξεργασία τους γίνεται με χρήση παθητικών στοιχείων όπως πηνία, πυκνωτές και αντιστάσεις καθώς και αναλογικών ηλεκτρονικών στοιχείων όπως τελεστικοί ενισχυτές. Όταν είναι ψηφιακά κρίνεται απαραίτητη η χρήση μικροεπεξεργαστή καθώς και άλλων ψηφιακών διατάξεων όπως μετατροπέας απο αναλογικό σε ψηφιακό σήμα. Στα αναλογικά σήματα η πληροφορία έχει την μορφή ηλεκτρικού σήματος τάσης ή ρεύματος με συνεχείς τιμές, ενώ στα ψηφιακά μετατρέπεται σε λέξεις δυαδικών στοιχείων (bits) που παίρνουν διακριτές τιμές 0 ή 1. Η ψηφιακή επεξεργασία σήματος παρουσιάζει σημαντικά πλεονεκτήματα σε σύγκριση με την αναλογική. Συγκεκριμένα: Στα αναλογικά κυκλώματα, ο σχεδιασμός και η υλοποίηση τους γίνεται με στόχο την εφαρμογή μιας συσκεκριμένης τεχνικής, η οποία προϋποθέτει την παραγωγή και επεξεργασία συγκεκριμένων σημάτων. Εάν χρειαστεί να γίνει μια τροποποίηση αυτής ή να εφαρμοσθεί μια διαφορετική τεχνική, θα πρέπει να γίνει αλλαγή του κυκλώματος σε επίπεδο υλικού, τοποθετώντας στην θέση των ήδη υπαρχόντων στοιχείων νέα με τα μεγέθη που επιβάλει η καινούργια μέθοδος ή ακόμα και να γίνει επανασχεδιασμός του συνολικού κυκλώματος, σε περίπτωση που ο αρχικός σχεδιασμός θέτει περιορισμούς σε αλλαγές των στοιχείων του. Απο την άλλη ο σχεδιασμός και η υλοποίηση των ψηφιακών κυκλωμάτων γίνεται μέσω λογισμικού, όπου μια τεχνική μπορεί να αποδοθεί σε μορφή αλγόριθμου ο οποίος εφαρμόζεται στον επεξεργαστή. Το πλεονέκτημα είναι προφανές καθώς μπορούμε πλέον να τροποποιήσουμε την τεχνική μεταβάλλοντας απλά κάποιον αριθμό ή καποιο μέρος κώδικα χωρίς να χρειάζεται να παρέμβουμε στο φυσικό σύστημα, ενώ διαφορετικοί αλγόριθμοι που αντιστοιχούν σε διαφορετικές τεχνικές μπορούν να φορτωθούν και να τρέξουν στον ίδιο επεξεργαστή. 16

35 Μεγαλύτερη ακρίβεια και μικρότερη ευαισθησία σε ανοχές στοιχείων και περιβαλλοντικές μεταβολές. Τα στοιχεία που χρησιμοποιούνται για αναλογική επεξεργασία σήματος έχουν καθορισμένο ποσοστό ακρίβειας και τα μεγέθη τους (επαγωγή, χωρητικότητα, αντίσταση) επηρεάζονται σημαντικά απο τις περιβαλλοντικές συνθήκες καθώς και απο γειτονικές πηγές θορύβου. Αυτό μπορεί να οδηγήσει σε μεταβολή της συμπεριφοράς και της απόδοσης του κυκλώματος. Στην ψηφιακή επεξεργασία σήματος, όπου η πληροφορία είναι σε μορφή bit δηλαδή διακριτών επιπέδων τάσης,η επίδραση των παραπάνω παραγόντων είναι πολύ μικρή, καθώς οι όποιες αντίστοιχες μεταβολές καλύπτονται απο τα περιθώρια θορύβου των ηλεκτρονικών στοιχείων, κάνοντας έτσι δύσκολή την αλλοίωση του σήματος. Επιπλέον η αύξηση στην ακρίβεια μπορεί να γίνει με αύξηση του αριθμού των bits της ψηφιακής λέξης. Μεγαλύτερο δυναμικό εύρος (Dynamic Range). Ως δυναμικό εύρος ορίζεται η αναλογία ανάμεσα στην μεγαλύτερη προς την μικρότερη τιμή που μπορεί να πάρει μια ποσότητα. Στα αναλογικά κυκλώματα οι τιμές που μπορούν να πάρουν τα σήματα περιορίζονται απο την τροφοδοσία των αναλογικών ηλεκτρονικών στοιχείων. Για παράδειγμα ο τελεστικός ενισχυτής, ένα στοιχείο που χρησιμοποιείται κατα κόρον για την υλοποίηση πράξεων, εάν δεχτεί στη είσοδό του σήμα τάσης μεγαλύτερο απο την τάση τροφοδοσίας του οδηγείται στον κορεσμό, με αποτέλεσμα την εσφαλμένη λειτουργία του συνεπώς και της συνολικής συμπεριφοράς του κυκλώματος. Στην ψηφιακή επεξεργασία, οι δυαδικές λέξεις που αναπαριστούν τα σήματα μεταφράζονται σε αριθμούς. Ανάλογα με τον αριθμό των bits που σχηματίζουν την κάθε λέξη καθώς και τον τύπο αριθμητικής αναπαράστασης αυτής, γίνεται εφικτό ένα εξαιρετικά μεγαλο εύρος αριθμών, το οποίο παρέχει μεγάλη ευχρηστία κατα την φάση σχεδίασης καθώς και αυξημένη ακρίβεια. Στην παρούσα εργασία η υλοποίηση του κυκλώματος παλμοδότησης γίνεται με ψηφιακή επεξεργασία σήματος. Χρησιμοποιούμε το board ezdsp F28335 της εταιρίας Spectrum Digital, το οποίο έχει ενσωματωμένο τον επεξεργαστή F28335 της εταιρίας Texas Instruments καθώς και διάφορες διατάξεις όπως μετατροπέα απο αναλογικό σε ψηφιακό σήμα (ADC), ψηφιακές εισόδους και εξόδους, διατάξεις επικοινωνίας για ανταλλαγή δεδομένων αποτελώντας έτσι μια ολοκληρωμένη πλατφόρμα ανάπτυξης και αξιολόγησης εφαρμογών πραγματικού χρόνου. 17

36 18

37 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 2 ΔΙΑΜΟΡΦΩΣΗ ΕΥΡΟΥΣ ΠΑΛΜΩΝ ΣΕ ΔΙΑΤΑΞΗ ΜΕΤΑΤΡΟΠΕΑ ΙΣΧΥΟΣ DC/AC 2.1 ΕΙΣΑΓΩΓΗ [4] Οι ηλεκτρονικοί μετατροπείς ισχύος είναι μια κατηγορία ηλεκτρικών κυκλωμάτων που μετατρέπουν την ηλεκτρική ενέργεια απο ένα επίπεδο τάσης, ρεύματος και συχνότητας σε ένα άλλο επίπεδο, με την χρήση ημιαγωγικών στοιχείων ισχύος. Με την εξέλιξη της βιομηχανίας ηλεκτρονικών στοιχείων ισχύος, διάφορες οικογένειες ηλεκτρονικών μετατροπέων ισχύος αναπτύχθηκαν, οι οποίες διαφοροποιούνται ως προς την λειτουργία μετατροπής, το επίπεδο ισχύος που καλούνται να διαχειριστούν καθώς και τις διακοπτικές διατάξεις που χρησιμοποιούν. Στην σχήμα 2.1 γίνεται μια πρώτη κατηγοριοποίηση των μετατροπέων ισχύος σύμφωνα με την λειτουργία μετατροπής τους. Σχήμα 2.1 Οικογένειες μετατροπέων ισχύος κατηγοριοποιημένες σύμφωνα με την λειτουργία μετατροπής τους 19

38 Διακρίνουμε, σύμφωνα με το σχήμα 2.1, τις παρακάτω περιπτώσεις: AC/AC, απευθείας μετατροπέας εναλλασσόμενης τάσης κατά πλάτος (V 1 V 2 ) και συχνότητα (f 1 f 2 ) AC/DC, μετατροπέας εναλλασσόμενης τάσης V 1 σε συνεχή V dc1 (ανορθωτής) DC/AC, μετατροπέας συνεχούς τάσης V dc1 σε εναλλασσόμενη V 2 (αντιστροφέας) DC/DC, μετατροπέας συνεχούς τάσης ((V dc1 V dc2 ) απο ένα επίπεδο σε άλλο, μικρότερο ή μεγαλύτερο ανάλογα με την τοπολογία του μετατροπέα. AC/AC με DC Link, μετατροπέας εναλλασσόμενης τάσης κατά πλάτος (V 1 V 2 ) και συχνότητα (f 1 f 2 ), όπου η εναλλασσόμενη τάση αρχικά υφίσταται ανόρθωση (V 1 V dc1 ) και ακολούθως αντιστροφή (V dc1 V 2 ). Το βασικό χαρακτηριστικό των μετατροπέων αυτών είναι ότι τα στοιχεία τους λειτουργούν σαν διακόπτες, δηλαδή σε δύο ακραίες καταστάσεις ON και OFF, σε αντίθεση με άλλα κυκλώματα μετατροπέων ισχύος των οποίων τα στοιχεία ελέγχου λειτουργούν στην γραμμική περιοχή και συμπεριφέρονται ως ρυθμιζόμενη αντίσταση. Όταν το ηλεκτρονικό στοιχείο λειτουργεί ως διακόπτης εμφανίζει απώλειες κατά την μετάβασή του απο την κατάσταση αγωγιμότητας στην κατάσταση αποκοπής, συνεπώς οι διακοπτικές απώλειές του είναι ανάλογες με την συχνότητα μετάβασης του. Οι διακοπτικές απώλειες είναι πολύ μικρότερες απο τις απώλειες που εκδηλώνονται στα στοιχεία των μετατροπέων που λειτουργούν στην γραμμική περιοχή. Η λειτουργία των ηλεκτρονικών στοιχείων ως διακόπτες, σε μια υψηλή συχνότητα μετάβασης, μειώνει τον όγκο, το βάρος και το κόστος των διατάξεων αυτών κάνοντας το συνολικό σύστημα πιο αποδοτικό. Η εναλλαγή ανάμεσα στις δυο καταστάσεις των διακοπτικών ηλεκτρονικών στοιχείων προκύπτει απο μια διαδικασία που ονομάζεται διαμόρφωση. Η ανάπτυξη βέλτιστων στρατηγικών διαμόρφωσης αποτελεί εκτεταμένο αντικείμενο έρευνας τις τελευταίες δεκαετίες. Για κάθε οικογένεια μετατροπέων ισχύος υπάρχουν συγκεκριμένες στρατηγικές διαμόρφωσης, οι οποίες οδηγούν στην επιθυμητή λειτουργία μετατροπής με βέλτιστο τρόπο για την κυκλωματική συμπεριφορά του εκάστοτε μετατροπέα. Τυπικές παράμετροι που λαμβάνονται υπόψιν για την ανάπτυξη και την εφαρμογή μιας στρατηγικής διαμόρφωσης είναι η διακοπτική συχνότητα, οι διακοπτικές απώλειες, η δημιουργία ανώτερων αρμονικών, ο συνολικός βαθμός αρμονικής παραμόρφωσης καθώς και η ταχύτητα απόκρισής τους. Στην παρούσα διπλωματική εργασία, όπως αναφέρθηκε και στο προηγούμενο κεφάλαιο, γίνεται χρήση του διακοπτικού μετατροπέα ισχύος DC/AC ή αντιστροφέα. Η βασική του λειτουργία περιγράφεται στο σχήμα

39 Σχήμα 2.2 Λειτουργικό διάγραμμα αντιστροφέα διακοπτικού τύπου Ώς είσοδος των αντιστροφέων διακοπτικού τύπου θεωρείται μια πηγή DC τάσης. Τέτοιοι αντιστροφείς αναφέρονται ως αντιστροφείς πηγής τάσης (Voltage Source Inverters, VSI). Υπάρχει και ένα αλλο είδος αντιστροφέων, οι οποίοι αναφέρονται ως αντιστροφείς πηγής ρεύματος (Current Source Inverters, CSI), όπου η DC είσοδος του αντιστροφέα είναι μια πηγή DC ρεύματος. Οι CSI έχουν περιορισμένο πεδίο εφαρμογών, κυρίως για AC κινητήρια συστήματα, οπότε στην ανάλυση που θα ακολουθήσει θα αναφερόμαστε αποκλειστικά σε VSI αντιστροφείς. Οι αντιστροφείς πηγής τάσης μπορούν να χωριστούν, βάσει της μεθόδου παλμοδότησης, στις παρακάτω γενικές κατηγορίες: Αντιστροφείς με διαμόρφωση εύρους παλμών (PWM). Στους αντιστροφείς αυτούς η DC τάση εισόδου έχει ουσιαστικά σταθερό πλάτος. Ο αντιστροφέας πρέπει να ελέγχει το πλάτος και την συχνότητα των AC τάσεων εξόδου. Αυτό επιτυγχάνεται με την διαμόρφωση του εύρους των παλμών των διακοπτών του αντιστροφεά και έτσι τέτοιοι αντιστροφείς ονομάζονται αντιστροφείς με διαμόρφωση εύρους παλμών. Υπάρχουν διάφορες μέθοδοι διαμόρφωσης PWM των διακοπτών του αντιστροφέα με σκοπό την επίτευξη AC τάσεων εξόδου που να πλησιάζουν την ημιτονοειδή κυματομορφή. Από τις διάφορες αυτές μεθόδους διαμόρφωσης PWM, θα εξεταστεί λεπτομερώς αυτή που ονομάζεται ημιτονοειδής διαμόρφωση PWM (Sine PWM, SPWM) και η οποία χρησιμοποιείται στην παρούσα διπλωματική εργασία. Αντιστροφείς με τετραγωνική κυματομορφή. Στους αντιστροφείς αυτούς, για τον έλεγχο του πλάτους της AC τάσης εξόδου, ελέγχεται το πλάτος της DC τάσης εισόδου. Έτσι, ο αντιστροφέας πρέπει να ελέγξει μόνο την συχνότητα της τάσης εξόδου. Η AC τάση εξόδου έχει μια κυματομορφή παρόμοια με τετραγωνική, από όπου προκύπτει και η ονομασία. 21

40 2.2 ΔΙΑΜΟΡΦΩΣΗ ΕΥΡΟΥΣ ΠΑΛΜΩΝ ΣΕ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑ ΕΝΟΣ ΣΚΕΛΟΥΣ ΑΝΑΠΤΥΞΗ ΜΕΘΟΔΟΥ ΚΑΙ ΟΡΙΣΜΟΣ ΜΕΓΕΘΩΝ [5] Το σχήμα 2.3 που ακολουθεί είναι το κυκλωματικό διάγραμμα του αντιστροφέα διακοπτικού τύπου ενός σκέλους, ο οποίος αποτελεί την βασική μονάδα απο την οποία προκύπτουν οι υπόλοιπες διατάξεις αντιστροφέων, όπως ο μονοφασικός και ο τριφασικός αντιστροφέας. Για λόγους ευκολίας, υποθέτουμε ότι στο κύκλωμα του σχήματος, το σημείο ο της DC τάσης εισόδου είναι διαθέσιμο, αν και στους περισσότερους αντιστροφείς δεν χρειάζεται και δεν είναι απαραίτητο. Σχήμα 2.3 Αντιστροφέας ενός σκέλους Η βασική ιδέα της διαμόρφωσης εύρους παλμών ενός αντιστροφέα ισχύος είναι η σύγκριση ενός σήματος χαμηλής συχνότητας, το οποίο ονομάζουμε σήμα αναφοράς και η συχνότητά του αποτελεί την επιθυμητή συχνότητα της τάσης εξόδου, με ένα υψίσυχνο σήμα το οποίο ονομάζουμε σήμα φορέα. Το αποτέλεσμα της σύγκρισης χρησιμοποιείται για τον έλεγχο της κατάστασης των διακοπτικών στοιχείων. Για την παραγωγή μιας ημιτονοειδούς τάσης εξόδου σε μια επιθυμητή συχνότητα, συγκρίνεται ένα ημιτονοειδές σήμα, το οποίο αποτελεί το σήμα αναφοράς, με μια τριγωνική κυματομορφή που αποτελεί το σήμα φορέα. Η συχνότητα της τριγωνικής κυματομορφής καθορίζει την συχνότητα μετάβασης του αντιστροφέα και διατηρείται γενικά σταθερή, όπως και το πλάτος της. Στο σχήμα 2.4.α φαίνονται το σήμα αναφοράς που συμβολίζεται με u control και το σήμα φορέα που συμβολίζεται με u tri, ενώ στο σχήμα 2.4.β φαίνεται το αποτέλεσμα που προκύπτει απο την σύγκρισή τους. Όταν το ημίτονο είναι μεγαλύτερο απο το τρίγωνο τοτε προκύπτει λογική στάθμη High, ενώ όταν είναι μικρότερο προκύπτει λογική στάθμη Low. 22

41 Σχήμα 2.4 Διαμόρφωση εύρους παλμών Πρίν απο την εξέταση της συμπεριφοράς της διαμόρφωσης PWM, είναι απαραίτητο να οριστούν μερικοί όροι. Ορίζουμε ως συχνότητα μετάβασης ή φέρουσα συχνότητα f s (switching / carrier frequency) την συχνότητα της τριγωνικής κυματομορφής u tri, η οποία καθορίζει την συχνότητα με την οποία αλλάζουν κατάσταση οι διακόπτες του αντιστροφέα. Το σήμα αναφοράς u control χρησιμοποιείται για τη διαμόρφωση της σχετικής διάρκειας αγωγής και έχει την επιθυμητή συχνότητα f 1, την οποία ονομάζουμε συχνότητα διαμόρφωσης. Η τάση εξόδου του αντιστροφέα δεν θα είναι μια τέλεια ημιτονοειδής κυματομορφή, αλλά θα περιέχει ανώτερες αρμονικές της f 1. Ορίζουμε τον συντελεστή διαμόρφωσης πλάτους (amplitude modulation ratio) m a ως : m a ˆv ˆv control tri όπου ˆv control είναι το πλάτος του σήματος αναφοράς. Το πλάτος ˆv tri του τριγωνικού σήματος διατηρείται γενικά σταθερό. Ορίζουμε τον συντελεστή διαμόρφωσης συχνότητας (frequency modulation ratio) m f ως : όπου f s και f 1 ορίστηκαν προηγουμένως. s m f f f 1 23

42 Στον αντιστροφέα ενός σκέλους του σχήματος 2.3 οι διακόπτες Τ Α+ και Τ Α-, ελέγχονται με βάση την σύγκριση των u control και u tri και προκύπτει η τάση εξόδου U Ao ανεξάρτητα απο την φορά του ρεύματος εξόδου i o : 1 Για u control > u tri TA+ είναι on, U Ao= Vd 2 1 Για u control < u tri TA- είναι on, U Ao= Vd 2 Εφόσον οι δύο διακόπτες δεν είναι ποτέ ταυτόχρονα ανοιχτοί, η τάση εξόδου U Ao κυμαίνεται μεταξύ δύο τιμών, V d /2 και V d /2. Στο σχήμα 2.4.γ φαίνεται η τάση εξόδου U Ao η οποία προκύπτει για m a =0.8 και m f =15. Στο ίδιο σχήμα φαίνεται με διακεκομμένη γραμμή η θεμελιώδης συχνότητά της. 24

43 2.2.2 ΑΝΑΛΥΣΗ ΑΡΜΟΝΙΚΟΥ ΠΕΡΙΕΧΟΜΕΝΟΥ [4,5] Στο σχήμα 2.5 φαίνεται το φάσμα συχνοτήτων της τάσης εξόδου U Ao, όπου σχεδιάζονται οι αρμονικές τάσεις, κανονικοποιημένες ως προς V d /2, οι οποίες έχουν σημαντικά πλάτη. Σχήμα 2.5 Αρμονικό περιεχόμενο τάσης εξόδου U Ao αντιστροφέα ενός σκέλους (m a =0.8, m f =15) Στο σχήμα 2.6 φαίνεται το φάσμα συχνοτήτων της τάσης εξόδου U Ao, για διαφορετικούς συντελεστές διαμόρφωσης, όπου σχεδιάζονται όλες οι αρμονικές τάσεις κανονικοποιημένες ως προς V d /2, ανεξαρτήτως πλάτους, σε λογαριθμική κλίμακα. Σχήμα 2.6 Αρμονικό περιεχόμενο τάσης εξόδου αντιστροφέα ενός σκέλους (m a =0.9, m f =21) 25

44 Τα παραπάνω σχήματα, για m a 1, αναδεικνύουν τρία σημαντικά σημεία: 1. Το πλάτος της θεμελιώδους συχνότητας (U ˆ Ao) 1 είναι m a φορές το Εάν θεωρήσουμε ότι ο συντελεστής m f είναι πολύ μεγάλος, δηλαδή η συχνότητα του τριγωνικού σήματος είναι πολύ μεγαλύτερη απο την συχνότητα του ημιτονοειδούς σήματος αναφοράς, τότε μπορούμε με αρκετή ακρίβεια να υποθέσουμε ότι η τιμή του ημιτόνου μεταβάλλεται πολύ λίγο κατα την διάρκεια μιας περιόδου μετάβασης, έτσι ώστε να μπορεί να θεωρηθεί σταθερή. Αυτό φαίνεται και στο παρακάτω σχήμα: Vd 2. Σχήμα 2.7 Ημιτονοειδής διαμόρφωση PWM με μεγάλο m f Θεωρώντας σταθερή την τιμή του u control κατά την διάρκεια μιας περιόδου μετάβασης Τ s =1/f s, μπορεί να αποδειχθεί ότι η μέση τάση εξόδου U Ao στο διάστημα της περιόδου αυτής εξαρτάται απο τον λόγο του u control προς τη ˆV tri για δεδομένη V d σύμφωνα με τον παρακάτω τύπο: control d V u V Ao =, ucontrol V ˆ tri (2.1) ˆV tri 2 Η σχέση 2.1 δείχνει το πως η «στιγμιαία» μέση τιμή της U Ao, δηλαδή στην διάρκεια μιας περιόδου μετάβασης, μεταβάλλεται απο μια περίοδο μετάβασης στην επόμενη. Αυτή η «στιγμιαία» μέση τιμή είναι ίδια με την θεμελιώδη συνιστώσα της U Ao. Με το επιχείρημα αυτό μπορούμε να καταλάβουμε τον λόγο για τον οποίο το σήμα αναφοράς u control επιλέγεται ημιτονοειδές, ώστε να παράγεται ημιτονοειδής τάση εξόδου με λιγότερες αρμονικές. 26

45 Αν θεωρήσουμε ότι η ημιτονοειδής μεταβολή της τάσης ελέγχου στην συχνότητα f 1 =ω 1 /2π, η οποία είναι η επιθυμητή θεμελιώδης συχνότητα της εξόδου του αντιστροφέα: u = Uˆ sinω t, όπου Uˆ Vˆ control control 1 control tri Χρησιμοποιώντας την παραπάνω σχέση σε συνδυασμό με την σχέση 2.1 και τα προηγούμενα επιχειρήματα που δείχνουν ότι η θεμελιώδης συνιστώσα (u Aο ) 1 μεταβάλλεται ημιτονοειδώς και σε φάση με το u control προκύπτει: control (u Ao) Û V 1 = sin( 1t) ˆV 2 tri V 2 d d ma sin( 1t) (2.2) Επομένως το πλάτος της θεμελιώδους συνιστώσας προκύπτει απο την παρακάτω σχέση: ˆ (U Ao) 1=m a Vd (2.3) Η σχέση αυτή δείχνει ότι σε μια ημιτονοειδή διαμόρφωση PWM το πλάτος της θεμελιώδους συνιστώσας της τάσης εξόδου μεταβάλλεται γραμμικά με τον m a, υπο την προϋπόθεση ότι m a 1. Για τον λόγο αυτό, η περιοχή του m a απο 0 έως 1 αναφέρεται ως γραμμική περιοχή Οι αρμονικές της τάσης εξόδου του αντιστροφέα εμφανίζονται ως πλευρικές ζώνες, με κέντρο την συχνότητα μετάβασης και τις πολλαπλάσιές της. Θεωρητικά, οι συχνότητες στις οποίες εμφανίζονται οι αρμονικές μπορούν να εκφραστούν ως: f h (jmf k)f 1 (2.4) δηλαδή η αρμονική τάξη h αντιστοιχεί στην k-τάξης πλευρική ζώνη της, j-φορές το συντελεστή διαμόρφωσης συχνότητας m f : h j(m f) k, όπου η θεμελιώδης συχνότητα αντιστοιχεί στο h=1. Για περιττές τιμές του j, οι αρμονικές υπάρχουν μόνο για άρτιες τιμές του k. Για άρτιες τιμές του j, οι αρμονικές υπάρχουν μόνο για περιττές τιμές του k. Στον πίνακα του σχήματος 2.8 καταγράφονται οι κανονικοποιημένες αρμονικές (U ˆ Ao) h/(v d / 2) ως συνάρτηση του συντελεστή διαμόρφωσης m a, θεωρώντας m f 9. Για ένα συντελεστή διαμόρφωσης συχνότητας m f 9, που συμβαίνει σχεδόν πάντα εκτός απο πολύ υψηλές απαιτήσεις ισχύος, τα πλάτη των αρμονικών είναι σχεδόν ανεξάρτητα απο το m f, αν και ο m f καθορίζει τις συχνότητες στις οποίες εμφανίζονται. Στον πινακα φαίνονται μόνο εκείνες οι αρμονικές με σημαντικά πλάτη, για τιμές του j μέχρι j=4. 27

46 Σχήμα 2.8 Γενικευμένες αρμονικές της u Ao για μεγάλο m f 3. Ο συντελεστής m f πρέπει να είναι περιττός ακέραιος. Όπως αναφέρθηκε και προηγουμένως καθώς και φαίνεται στα σχήματα 2.5 και 2.6, όπου ο συντελεστής m f είναι περιττός, οι περιττές πλευρικές αρμονικές γύρω απο περιττά πολλαπλάσια του m f καθώς και οι άρτιες πλευρικές αρμονικές γύρω απο άρτια πολλαπλάσια του m f είναι μηδενικές. Η επιλογή μιάς περιττής ακέραιας τιμής για τον m f έχει ως αποτέλεσμα μια περιττή συμμετρία [f(-t) = -f(t)], όπως επίσης μια συμμετρία μισού κύματος με την αρχή του χρόνου [f(t) = -f(t+t s /2)]. Επομένως, υπάρχουν μόνο περιττές αρμονικές, ενώ οι άρτιες αρμονικές εξαφανίζονται απο την κυματομορφή U Ao. Το γεγονός αυτό στην ανάλυση Fourier ερμηνεύεται ως ότι, μόνο οι συντελεστές της σειράς των ημιτόνων είναι διάφοροι του μηδενός, ενώ αυτοί της σειράς των συνημιτόνων είναι μηδενικοί. Η επιλογή της συχνότητας μετάβασης επομένως και του συντελεστή διαμόρφωσης συχνότητας m f είναι ένα αρκετά κρίσιμο ζήτημα οπότε απαιτείται περαιτέρω εξέταση. Οι αρμονικές με υψηλή συχνότητα φιλτράρονται σχετικά ευκολότερα απο τις αρμονικές με χαμηλή συχνότητα. Άρα, είναι επιθυμητή η χρήση όσο το δυνατό υψηλότερων συχνοτήτων μετάβασης. Απο την άλλη μεριά οι απώλειες μετάβασης στους διακόπτες του αντιστροφέα αυξάνουν ανάλογα προς την συχνότητα μετάβασης f s. Επομένως, στις περισσότερες εφαρμογές, η συχνότητα μετάβασης επιλέγεται είτε χαμηλότερη των 6 khz είτε υψηλότερη των 20 khz, ώστε να είναι πάνω απο την ακουστική περιοχή συχνοτήτων. Αν η βέλτιστη συχνότητα μετάβασης (με βάση τη συνολική απόδοση του συστήματος) προκύψει κάπου στην περιοχή απο 6 έως 20 khz, τότε τα μειονεκτήματα της αύξησής της στα 20 khz αντισταθμίζονται συχνά απο το πλεονέκτημα ότι δεν υπάρχει ακουστικός θόρυβος για f s των 20 khz ή μεγαλύτερη. Επομένως, σε εφαρμογές των 28

47 50 ή 60 Hz, όπως είναι τα ac-κινητήρια συστήματα (όπου η θεμελιώδης συχνότητα εξόδου του μετατροπέα μπορεί να απαιτείται να είναι μέχρι 200 Hz), ο συντελεστής διαμόρφωσης συχνότητας m f μπορεί να είναι 9 ή ακόμη μικρότερος για συχνότητες μετάβασης μικρότερες των 2 khz. Απο την άλλη μεριά, ο m f θα είναι μεγαλύτερος απο 100 για συχνότητες μετάβασης μεγαλύτερες των 20 khz. Οι επιθυμητές σχέσεις μεταξύ του σήματος τριγωνικής κυματομορφής και του σήματος της τάσης αναφοράς καθορίζονται απο το πόσο μεγάλος είναι ο m f. Στην εξέταση που γίνεται εδώ, η τιμή m f =21 αντιμετωπίζεται ως όριο μεταξύ μεγάλων και μικρών τιμών του, αν και η επιλογή της είναι κάπως αυθαίρετη. Επιπλέον θεωρείται ότι ο συντελεστής διαμόρφωσης πλάτους m a βρίσκεται στην γραμμική περιοχή. Μικρός m f (m f 21) 1. Συγχρονισμένη διαμόρφωση PWM. Για μικρές τιμές του m f, το σήμα της τριγωνικής κυματομορφής και το σήμα ελέγχου πρέπει να είναι συγχρονισμένα μεταξύ τους. Η συγχρονισμένη διαμόρφωση PWM απαιτεί ακέραια τιμή του m f. Ο λόγος για τον οποίο χρησιμοποιείται η συγχρονισμένη διαμόρφωση PWM είναι ότι η ασύγχρονη διαμόρφωση PWM (όπου ο m f δεν είναι ακέραιος) έχει ως αποτέλεσμα υποαρμονικές της θεμελιώδους συχνότητας, οι οποίες είναι τελείως ανεπιθύμητες στις περισσότερες εφαρμογές. Αυτό σημαίνει ότι η συχνότητα της τριγωνικής κυματομορφής μεταβάλλεται με την επιθυμητή συχνότητα του αντιστροφέα, για παράδειγμα αν η συχνότητα εξόδου του αντιστροφέα και συνεπώς η συχνότητα του u control είναι Hz και m f =15, η συχνότητα της τριγωνικής κυματομορφής θα πρέπει να είναι ακριβώς 15x65.42=981.3 Hz. 2. Ο συντελεστής m f πρέπει να είναι περιττός ακέραιος. Μεγάλος m f (m f 21) Τα πλάτη των υποαρμονικών που οφείλονται σε ασύγχρονη διαμόρφωση PWM είναι μικρά, όταν οι τιμές του m f είναι μεγάλες. Επομένως, σε μεγάλες τιμές του m f, μπορεί να χρησιμοποιηθεί η ασύγχρονη διαμόρφωση PWM, όπου η συχνότητα της τριγωνικής κυματομορφής διατηρείται σταθερή, ενώ η συχνότητα του u control μεταβάλλεται, έχοντας ως αποτέλεσμα μη ακέραιες τιμές του m f (εφόσον αυτές είναι μεγάλες). Ωστόσο, αν ο αντιστροφέας τροφοδοτεί ένα φορτίο, όπως ο ac κινητήρας, οι υποαρμονικές στη μηδενική ή κοντά στη μηδενική συχνότητα, παρά το ότι έχουν μικρό πλάτος, θα έχουν ως αποτέλεσμα μεγάλα ρεύματα, τα οποία είναι τελείως ανεπιθύμητα. Επομένως η ασύγχρονη διαμόρφωση PWM πρέπει να αποφεύγεται. 29

48 2.2.3 ΥΠΕΡΔΙΑΜΟΡΦΩΣΗ [5] Η ανάλυση που προηγήθηκε είχε ως βασική προϋπόθεση την λειτουργία της μεθόδου SPWM στην γραμμική περιοχή, δηλαδή για συντελεστή διαμόρφωσης πλάτους m a 1, όπου το πλάτος της θεμελιώδους συνιστώσας της τάσης εξόδου μεταβάλλεται γραμμικά με τον m a και οι αρμονικές ωθούνται σε μια περιοχή υψηλών συχνοτήτων γύρω απο την συχνότητα μετάβασης και τις πολλαπλάσιές της. Τα χαρακτηριστικά αυτά είναι ιδιαίτερα επιθυμητά, ωστόσο προκύπτει το μειονέκτημα ότι το μέγιστο δυνατό πλάτος της θεμελιώδους συνιστώσας δεν είναι τόσο υψηλό όσο είναι επιθυμητό. Η περαιτέρω αύξηση του πλάτους της θεμελιώδους συνιστώσας της τάσης εξόδου προϋποθέτει ο m a να αυξηθεί πέρα απο την τιμή 1, οδηγώντας σε αυτό που ονομάζεται υπερδιαμόρφωση. Η εφαρμογή της μεθόδου SPWM με υπερδιαμόρφωση έχει τις παρακάτω συνέπειες: Η τάση εξόδου περιέχει περισσότερες αρμονικές στις πλευρικές ζώνες σε σύγκριση με την γραμμική περιοχή, ενώ οι αρμονικές που υπερισχύουν στην γραμμική περιοχή μπορεί να μην υπερισχύουν κατά την υπερδιαμόρφωση Το πλάτος της θεμελιώδους συνιστώσας της τάσης εξόδου δεν μεταβάλλεται γραμμικά με τον συντελεστή διαμόρφωσης m a. Επιπλέον, ακόμα και για λογικές τιμές του συντελεστή διαμόρφωσης m f, το πλάτος εξαρτάται απο τον m f, σε αντίθεση με την γραμμική περιοχή όπου το πλάτος μεταβάλλεται γραμμικά με τον m a και ανεξάρτητα απο τον m f. Στο σχήμα 2.9 φαίνεται το φάσμα συχνοτήτων της τάσης εξόδου U Ao, για λειτουργία στην περιοχή της υπερδιαμόρφωσης, όπου σχεδιάζονται οι αρμονικές τάσεις, κανονικοποιημένες ως προς V d /2. Παρατηρούμε την έντονη παρουσία αρμονικών σε αρκετά χαμηλές συχνότητες με αποτέλεσμα την αύξηση του συνολικού αρμονικού περιεχομένου της τάσης εξόδου. Σχήμα 2.9 Αρμονικό περιεχόμενο τάσης εξόδου U Ao με υπερδιαμόρφωση (m a =2.5, m f =15) 30

49 Στο σχήμα 2.10 παρουσιάζεται η εξάρτηση του πλάτους της θεμελιώδους συνιστώσας της τάσης εξόδου απο τον συντελεστή διαμόρφωσης πλάτους m a για τις διάφορες περιοχές λειτουργίας. Σχήμα 2.10 Μεταβολή του πλάτους της θεμελιώδους συνιστώσας με τον m a για αντιστροφέα ενός σκέλους (m f =15) Το παραπάνω σχήμα κάνει εμφανή την διάκριση των περιοχών λειτουργίας της μεθόδου SPWM και την μη γραμμικότητα της περιοχής της υπερδιαμόρφωσης. Για επαρκώς μεγάλες τιμές του m a, η κυματομορφή της τάσης του αντιστροφέα εκφυλίζεται απο κυματομορφή με διαμόρφωση PWM σε τετραγωνική κυματομορφή. Σύμφωνα με το σχήμα προκύπτει το συμπέρασμα ότι στην περιοχή υπερδιαμόρφωσης ισχύει η σχέση: Vd 4 V 2 2 d (V Ao) 1, για 1 ma

50 2.2.4 ΨΗΦΙΑΚΗ ΥΛΟΠΟΙΗΣΗ ΔΙΑΜΟΡΦΩΣΗΣ PWM [4] Ιστορικά, η ανάπτυξη στρατηγικών διαμόρφωσης εύρους παλμών ακολούθησε την τεχνολογική εξέλιξη, απο την αναλογική επεξεργασία με την χρήση διακριτών στοιχείων μέχρι και την ψηφιακή επεξεργασία με την χρήση μικροεπεξεργαστών. Κατα την ανάλυση που προηγήθηκε έγινε η ανάπτυξη της μεθόδου διαμόρφωσης εύρους παλμών για αντιστροφέα ενός σκέλους, η βασική ιδέα της οποίας όπως είδαμε είναι η σύγκριση δυο αναλογικών σημάτων. Ένας σημαντικός περιορισμός της μεθόδου αυτής είναι η δυσκολία υλοποίησής της σε ψηφιακά συστήματα διαμόρφωσης. Η σύγχρονη εναλλακτική αντιμετώπιση στο πρόβλημα αυτό είναι η υλοποίηση του συστήματος διαμόρφωσης με την χρήση μιας στρατηγικής ανα τακτά διαστήματα δειγματοληπτούμενης διαμόρφωσης εύρους παλμών (regular sampled PWM), όπου το σήμα αναφοράς υφίστασται δειγματοληψία και κρατείται σταθερό για κάθε περίοδο του σήματος φορέα. Πλέον η τιμή του κάθε δείγματος συγκρίνεται με την τριγωνική κυματομορφή φορέα για τον έλεγχο της διακοπτικής διαδικασίας του αντιστροφέα ενός σκέλους, αντί του ημιτονοειδώς μεταβαλλόμενου αναλογικού σήματος αναφοράς. Η δειγματοληψία της κυματομορφή αναφοράς, αναλόγως με την στρατηγική που χρησιμοποιείται, μπορεί να συμβαίνει στην θετική ή αρνητική κορυφή του σήματος φορέα οπότε προκύπτει η μέθοδος της ανα τακτά διαστήματα συμμετρικώς δειγματοληπτούμενης διαμόρφωσης εύρους παλμών (Symmetrical Regular Sampled PWM), είτε στη θετική και την αρνητική κορυφή του σήματος φορέα οπότε έχουμε την μέθοδο της ανα τακτά διαστήματα ασύμμετρα δειγματοληπτούμενης διαμόρφωσης εύρους παλμών (Asymmetrical Regular Sampled PWM). Η χρήση μίας εκ των δύο μεθόδων κρίνεται αναγκαία, καθώς μας εξασφαλίζει την αποφυγή στιγμιαίων μεταβολών του σήματος αναφοράς κατά την διάρκεια μιας περιόδου μετάβασης, αποτρέποντας με τον τρόπο αυτό πολλαπλή μετάβαση των διακοπτικών στοιχείων. Οι δύο παραπάνω εναλλακτικές παρουσιάζονται στο σχήμα 2.11 όπου φαίνεται η διαδικασία της δειγματοληψίας που υφίσταται το σήμα αναφοράς. Με βάση το σχήμα αυτό μπορούμε να διαπιστώσουμε ότι η διαδικασία δειγματοληψίας δημιουργεί μιά βηματικά μεταβαλλόμενη ημιτονοειδή κυματομορφή αναφοράς, η οποία παρουσιάζει καθυστέρηση φάσης ως προς το αρχικό ημίτονο αναφοράς κατά μία ημιπερίοδο του σήματος φορέα για την συμμετρική δειγματοληψία και κατά το ένα τέταρτο της περιόδου του σήματος φορέα για την ασύμμετρη. Αυτή η καθυστέρηση στην φάση μπορεί να αντισταθμιστεί είτε με προπόρευση της φάσης του ημιτόνου αναφοράς είτε με καθυστέρηση στην φάση του σημείου δειγματοληψίας. Η αντιστάθμιση αυτή θα έχει επίδραση στην φάση των αρμονικών της τάσης εξόδου, ωστόσο θα αφήσει ανεπηρέαστα τα πλάτη τους. Η ανά τακτά διαστήματα δειγματοληψία σήματος αναφοράς με μετατοπισμένη φάση φαίνεται στο σχήμα

51 Σχήμα 2.11 Ανα τακτά διαστήματα δειγματοληψία σήματος αναφοράς: α) συμμετρικά ως προς τριγωνικό φορέα (στην θετική κορυφή του φορέα) β) ασύμμετρα ως πρός τριγωνικό φορέα Σχήμα 2.12 Ανα τακτά διαστήματα δειγματοληψία σήματος αναφοράς με μετατοπισμένη φάση α) συμμετρικά ως προς τριγωνικό φορέα β) ασύμμετρα ως πρός τριγωνικό φορέα 33

52 Στο σχήμα 2.13 φαίνεται η επίδραση στο εύρος και την θέση του παλμού, που προκύπτει ως αποτέλεσμα της σύγκρισης των σημάτων που ορίζει η κάθε μέθοδος. Η διαδικασία της δειγματοληψίας του σήματος αναφοράς έχει ως αποτέλεσμα την μεταβολή των θέσεων μετάβασης του παλμού, σε σχέση με αυτές του αναλογικού σήματος, κατά συνέπεια και του εύρους και της θέσης του στην διάρκεια μιας περιόδου μετάβασης. Η μεταβολή αυτή επιδρά στο αρμονικό περιεχόμενο της τάσης εξόδου. Σχήμα 2.13 Προκύπτοντες παλμοί απο τις εναλλακτικές μεθόδους PWM Στο σχήμα 2.14 φαίνεται το φάσμα συχνοτήτων της τάσης εξόδου u Ao του αντιστροφέα ενός σκέλους, για συμμετρικά δειγματοληπτούμενη διαμόρφωση εύρους παλμών, με συντελεστές m f =21 και m a =0.9. Σχήμα 2.14 Αρμονικό περιεχόμενο τάσης εξόδου αντιστροφέα ενός σκέλους συμμετρικά δειγματοληπτούμενης PWM 34

53 Απο το παραπάνω σχήμα, συγκριτικά με το σχήμα 2.6, μπορούμε να κάνουμε τις παρακάτω παρατηρήσεις: Δημιουργούνται χαμηλής τάξης αρμονικές κοντά στην επιθυμητή συχνότητα. Οι αρμονικές αυτές είναι αποτέλεσμα της διαδικασίας δειγματοληψίας και προκύπτουν για όλες τις στρατηγικές PWM που βασίζονται σε αυτήν. Το πλάτος τους εξαρτάται σημαντικά απο τον συντελεστή διαμόρφωσης συχνότητας m f καθώς και απο την μέθοδο διαμόρφωσης. Όσο μεγαλώνει ο m f τόσο μειώνεται το πλάτος τους. Για την συγκεκριμένη μέθοδο το πλάτος των αρμονικών αυτών είναι πολύ μικρό. Προκύπτει μια μικρή «μετατόπιση» ενέργειας μεταξύ των συχνοτήτων των πλευρικών ζωνών. Αυτό μπορεί να γίνει αντιληπτό παρατηρώντας στο παραπάνω σχήμα ότι έχει παραμορφωθεί η συμμετρία ως προς το πλάτος, των αρμονικών της τάσης εξόδου γύρω απο την συχνότητα μετάβασης και τις πολλαπλάσιές της, σε αντίθεση με την περίπτωση του αναλογικού σήματος αναφοράς στο σχήμα 2.6. Η παραμόρφωση διαφέρει, ανάλογα με την μέθοδο που ακολουθείται, ωστόσο παραμένει χαρακτηριστικό που εισάγει η διαδικασία δειγματοληψίας. Η εξάλειψη των περιττών πλευρικών αρμονικών γύρω απο τα περιττά πολλαπλάσια του m f καθώς και των άρτιων πλευρικών αρμονικών γύρω απο τα άρτια πολλαπλάσια του m f, δεν ισχύει για αυτή την μέθοδο διαμόρφωσης. Όπως παρατηρούμε στο παραπάνω σχήμα τα πλάτη τους εμφανίζονται μειωμένα, ωστόσο η ύπαρξή τους έχει σημαντικές επιπτώσεις στις αρμονικές που δημιουργούνται απο διατάξεις που προκύπτουν απο τον αντιστροφέα ενός σκέλους, όπως είναι ο μονοφασικός και ο τριφασικός αντιστροφέας. Στο σχήμα 2.15 φαίνεται το φάσμα συχνοτήτων της τάσης εξόδου u Ao του αντιστροφέα ενός σκέλους, για ασύμμετρα δειγματοληπτούμενη διαμόρφωση εύρους παλμών, με συντελεστές m f =21 και m a =0.9. Με βάση το σχήμα αυτό διαπιστώνουμε σημαντική βελτίωση του αρμονικού περιεχομένου συγκριτικά με την συμμετρική μέθοδο. Συγκεκριμένα οι περιττές πλευρικές αρμονικές γύρω απο περιττά πολλαπλάσια του m f καθώς και οι άρτιες πλευρικές αρμονικές γύρω απο άρτια πολλαπλάσια του m f έχουν εξαλειφθεί, παρά την διαδικασία δειγματοληψίας. Επιπλέον δεν υπάρχουν οι άρτιες αρμονικές χαμηλής τάξης. Αυτά τα ενδογενή χαρακτηριστικά της ασύμμετρης μεθόδου την καθιστούν πλεονεκτική έναντι της συμμετρικής όσον αφορά την ακύρωση αρμονικών μεταξύ των σκελών αντιστροφέα για τις πιο σύνθετες διατάξεις. 35

54 Σχήμα 2.15 Αρμονικό περιεχόμενο τάσης εξόδου αντιστροφέα ενός σκέλους ασύμμετρα δειγματοληπτούμενης PWM 36

55 2.3 ΔΙΑΜΟΡΦΩΣΗ ΕΥΡΟΥΣ ΠΑΛΜΩΝ ΣΕ ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΥΣ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΙΣ ΠΗΓΗΣ ΤΑΣΗΣ ΑΝΑΠΤΥΞΗ ΜΕΘΟΔΟΥ [5] Σε εφαρμογές μικρής ισχύος είναι συνηθισμένη η χρήση μονοφασικών αντιστροφέων, ενώ αντίθετα σε εφαρμογές μέσης και μεγάλης ισχύος προτιμούνται τριφασικοί αντιστροφείς. Είναι δυνατή η τροφοδοσία ενός τριφασικού φορτίου μέσω τριών ξεχωριστών μονοφασικών αντιστροφέων, όπου ο κάθε αντιστροφέας παράγει μια έξοδο, στην θεμελιώδη συχνότητα, μετατοπισμένη κατά 120 ο σε σχέση με τις άλλες. Υπό συνθήκες η διάταξη αυτή μπορεί να είναι προτιμότερη, ωστόσο απαιτείται ξεχωριστή πρόσβαση σε καθεμία απο τις τρεις φάσεις του φορτίου η οποία στην πράξη δεν είναι, γενικά, δυνατή. Επιπρόσθετα, για μονοφασικούς αντιστροφείς πλήρους γέφυρας απαιτούνται συνολικά δώδεκα διακόπτες σε αντίθεση με τους έξι διακόπτες του τριφασικού αντιστροφέα. Σχήμα 2.16 Κυκλωματικό διάγραμμα τριφασικού αντιστροφέα Το κυκλωματικό διάγραμμα του τριφασικού αντιστροφέα φαίνεται στο σχήμα Απο την τοπολογία του κυκλώματος συμπεραίνουμε ότι ο τριφασικός αντιστροφέας προκύπτει απο την βασική μονάδα αντιστροφέα ενός σκέλους, στον οποίον έχουν προστεθεί άλλα δύο σκέλη. Το καθένα απο τα τρία σκέλη αντιστοιχεί σε μία απο τις τρείς φάσεις του. Η έξοδος του κάθε σκέλους, ως προς τον αγωγό που φέρει την αρνητική dc τάση, εξαρτάται απο την dc τάση εισόδου V d και την κατάσταση των διακοπτών. Όπως με τον αντιστροφέα ενός σκέλους, έτσι και με τον τριφασικό αντιστροφέα με διαμόρφωση εύρους παλμών στόχος είναι η μορφοποίηση και ο έλεγχος των τριφασικών τάσεων εξόδου κατά πλάτος και συχνότητα, με μια ουσιαστικά σταθερή τάση εισόδου V d. Ακολουθώντας την βασική ιδέα της διαμόρφωσης PWM για αντιστροφείς, η επίτευξη συμμετρικών τριφασικών τάσεων εξόδου σε έναν τριφασικό αντιστροφέα με ημιτονοειδή διαμόρφωση SPWM, προϋποθέτει την σύγκριση του ίδιου σήματος φορέα, δηλαδή της υψίσυχνης τριγωνικής κυματομορφής, με τρία ημιτονοειδή σήματα ελέγχου, τα οποία χαρακτηρίζονται απο διαφορά φάσης 120 ο μεταξύ τους. Τα σήματα αυτά φαίνονται στο σχήμα 2.17.α. 37

56 Σχήμα 2.17 α) Σήματα για την εφαρμογή διαμόρφωσης PWM σε τριφασικό αντιστροφέα β) Τάση εξόδου σε καθένα απο τα σκέλη του αντιστροφέα ως προς N γ) Πολική τάση εξόδου τριφασικού αντιστροφέα με διαμόρφωση PWM 38

57 Στο σχήμα 2.17.β φαίνεται η τάση εξόδου σε καθένα απο τα σκέλη του αντιστροφέα U AN, U BN και U CN στις οποίες παρατηρούμε ότι έχει προστεθεί μια dc συνιστώσα, ως αποτέλεσμα της μέτρησης των τάσεων αυτών σε σχέση με τον αγωγό που φέρει την αρνητική dc τάση. Η πολική τάση εξόδου που προκύπτει απο την διαφορά των παραπάνω τάσεων έχει ως αποτέλεσμα την απαλοιφή της dc συνιστώσας όπως φαίνεται στο σχήμα 2.17.γ. Αγνοώντας την dc συνιστώσα, που όπως είδαμε απαλείφεται στην πολική τάση εξόδου, σύμφωνα με την ανάλυση που έγινε για το πλάτος της θεμελιώδους συνιστώσας της τάσης εξόδου για τον αντιστροφέα ενός σκέλους στην γραμμική περιοχή λειτουργίας (m a 1), η θεμελιώδης συνιστώσα της τάσης εξόδου σε κάθε σκέλος του τριφασικού αντιστροφέα θα έχει την παρακάτω μορφή: u u u ˆ V (U ) sin( t) m sin( t) 2 (2.5.α) ˆ 2 V 2 (U ) sin( t ) m sin( t ) (2.5.β) ˆ 2 V 2 (U ) sin( t ) m sin( t ) (2.5.γ) d AN AN 1 1 a 1 d BN BN 1 * 1 a 1 d CN CN 1 * 1 a 1 Με βάση τα παραπάνω η θεμελιώδης συνιστώσα των πολικών τάσεων στην έξοδο του τριφασικού αντιστροφέα προκύπτει ως εξής: V 2 6 V 2 2 V (2.6.γ) u u u d AB AN BN 3ma sin( 1t ) (2.6.α) u u u d BC BN CN 3ma sin( 1t ) (2.6.β) u u u d CA CN AN 3ma sin( 1t ) Επομένως, η rms τιμή της πολικής τάσης εξόδου στην θεμελιώδη συχνότητα μπορεί να γραφεί ως εξής: U 1 3 m V 2 2 LL a d mv a d 0.612maV d (ma 1) (2.7) 39

58 2.3.2 ΑΝΑΛΥΣΗ ΑΡΜΟΝΙΚΟΥ ΠΕΡΙΕΧΟΜΕΝΟΥ [4,5] Στο σχήμα 2.18 φαίνεται το φάσμα συχνοτήτων της πολικής τάσης εξόδου U LL, όπου σχεδιάζονται οι αρμονικές τάσεις, κανονικοποιημένες ως προς V d, οι οποίες έχουν σημαντικά πλάτη. Σχήμα 2.18 Αρμονικό περιεχόμενο πολικής τάσης εξόδου τριφασικού αντιστροφέα (m a =0.8, m f =15) Στο σχήμα 2.19 φαίνεται και πάλι το φάσμα συχνοτήτων της πολικής τάσης εξόδου U LL, για διαφορετικούς συντελεστές διαμόρφωσης, όπου σχεδιάζονται όλες οι αρμονικές τάσεις κανονικοποιημένες ως προς V d, ανεξαρτήτως πλάτους, σε λογαριθμική κλίμακα. Σχήμα 2.19 Αρμονικό περιεχόμενο πολικής τάσης εξόδου τριφασικού αντιστροφέα (m a =0.9, m f =21) 40

59 Απο τα παραπάνω σχήματα μπορούμε εύκολα να διακρίνουμε ότι κάποιες απο τις κύριες αρμονικές στην έξοδο του αντιστροφέα ενός σκέλους έχουν εξαλειφθεί απο την πολική τάση του τριφασικού αντιστροφέα. Συγκεκριμένα προκύπτει: Εξάλειψη της αρμονικής στην συχνότητα του σήματος φορέα, δηλαδή για συντελεστή διαμόρφωσης συχνότητας m f, καθώς και των αρμονικών στα περιττά πολλαπλάσιά του m f. Σύμφωνα με την ανάλυση που έγινε για τον αντιστροφέα ενός σκέλους, στην έξοδο οποιουδήποτε σκέλους του τριφασικού αντιστροφέα εμφανίζονται μόνο οι περιττές αρμονικές ως πλευρικές ζώνες, με κέντρο τον m f και τα πολλαπλάσιά του, με την προϋπόθεση ότι ο m f είναι περιττός. Θεωρώντας την αρμονική στο m f, η διαφορά φάσης αυτής μεταξύ των U AN και U BN είναι (120*m f ) o. Για m f περιττό και πολλαπλάσιο του 3, αυτή η διαφορά φάσης θα ισοδυναμεί με μηδέν ή πιο συγκεκριμένα με ένα πολλαπλάσιο των 360 ο (2π). Επειδή U AB = U AN U BN, η διαφορά αυτή έχει ως αποτέλεσμα την εξάλειψη της αρμονικής αυτής, η οποία κατά συνέπεια δεν εμφανίζεται στην πολική ταση εξόδου U AB. Το ίδιο ισχύει για τις αρμονικές στα περιττά πολλαπλάσια του m f. Πέρα απο την μαθηματική ερμηνεία, με την βοήθεια του σχήματος 2.20 μπορούμε διαισθητικά να κατανοήσουμε την εξάλειψη των αρμονικών στο m f και τα περιττά του πολλαπλάσια. Στο σχήμα αυτό βλέπουμε τα αποτελέσματα της διαμόρφωσης εύρους παλμών στον τριφασικό αντιστροφέα, στην διάρκεια μιας περιόδου μετάβασης. Παρατηρούμε ότι σε κάθε περίοδο του σήματος φορέα, συμβαίνουν δύο εναλλαγές παλμών στην πολική τάση εξόδου. Ξεκάθαρα λοιπόν η διακοπτική συχνότητα της πολικής τάσης εξόδου είναι διπλάσια αυτής του σήματος φορέα, οπότε είναι αναμενόμενη η καταστολή των αρμονικών στα περιττά πολλαπλάσια του m f. Σχήμα 2.20 Αποτελέσματα διαμόρφωσης εύρους παλμών στη διάρκεια μιας περιόδου μετάβασης 41

60 Εξάλειψη των αρμονικών των πλευρικών ζωνών οι οποίες αντιστοιχούν σε πολλαπλάσια του 3. Η εξήγηση ακολουθεί τον προηγούμενο συλλογισμό, δηλαδή οι φασικές γωνίες των αρμονικών αυτών περιστρέφονται με πολλαπλάσια του 2π για όλα τα σκέλη, συνεπώς είναι οι ίδιες για όλα τα σκέλη, οπότε εξαλείφονται και δεν εμφανίζονται στην πολική τάση εξόδου. Όπως μπορούμε να παρατηρήσουμε στα παραπάνω σχήματα, εμφανίζονται οι αρμονικές m f 2 και m f 4 στην πρώτη ομάδα αρμονικών ενώ στην ίδια ομάδα οι αρμονικές m f 6 δεν υπάρχουν επειδή το 6 είναι πολλαπλάσιο του 3. Παρόμοια στην δεύτερη ομάδα αρμονικών εμφανίζονται οι αρμονικές 2m f 1, 2m f 5 και 2m f 7. Στον πίνακα του σχήματος 2.21 καταγράφονται οι κανονικοποιημένες αρμονικές (U LL ) h /V d ως συνάρτηση του συντελεστή διαμόρφωσης m a, όπου (U LL ) h είναι οι ενεργές τιμές των αρμονικών τάσεων. Συγκεκριμένα καταγράφονται οι αρμονικές με σημαντικό πλάτος εως και το τέταρτο πολλαπλάσιο του συντελεστή διαμόρφωσης συχνότητας. Σχήμα 2.21 Γενικευμένες αρμονικές της U LL για m f μεγάλο, περιττό και πολλαπλάσιο του 3 42

61 2.3.3 ΥΠΕΡΔΙΑΜΟΡΦΩΣΗ ΣΕ ΤΡΙΦΑΣΙΚΟ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑ [5] Η εφαρμογή της μεθόδου SPWM με υπερδιαμόρφωση για τον τριφασικό αντιστροφέα, έχει παρόμοια χαρακτηριστικά με την εφαρμογή της για τον αντιστροφέα ενός σκέλους. Έτσι και στην περίπτωση του τριφασικού αντιστροφέα το πλάτος της τάσης της θεμελιώδους συνιστώσας της πολικής τάσης εξόδου δεν μεταβάλλεται γραμμικά με τον συντελεστή διαμόρφωσης m a, ενώ για αρκετά μεγάλες τιμές του m a η κυματομορφή της τάσης εξόδου εκφυλίζεται απο κυματομορφή με διαμόρφωση PWM σε τετραγωνική κυματομορφή. Τα παραπάνω φαίνονται στο σχήμα 2.22, όπου σχεδιάζεται η ενεργός τιμή της θεμελιώδους συνιστώσας της πολικής τάσης εξόδου του τριφασικού αντιστροφέα (V LL ) 1, κανονικοποιημένη ως προς την DC τάση V d, ως συνάρτηση του m a. Σχήμα 2.22 Μεταβολή της rms τιμής της (V LL ) 1 συναρτήσει του m a (m f =15) Απο το παραπάνω σχήμα προκύπτει το συμπέρασμα ότι στην περιοχή υπερδιαμόρφωσης ισχύει η σχέση: (V LL) , για 1 ma 3.24 Επιπλέον στην περιοχή υπερδιαμόρφωσης σε σχέση με την γραμμική περιοχή, εμφανίζονται περισσότερες αρμονικές πλευρικών ζωνών με κέντρο τις συχνότητες των αρμονικών του m f και των πολλαπλασίων του. Ωστόσο, οι κύριες αρμονικές μπορεί να μην έχουν τόσο μεγάλο πλάτος, όσο στην γραμμική περιοχή. Για τον λόγο αυτό, η απώλεια ισχύος στο φορτίο εξαιτίας των αρμονικών συχνοτήτων μπορεί να μην είναι τόσο υψηλή στην περιοχή υπερδιαμόρφωσης όσο υποδηλώνεται απο την παρουσία πρόσθετων αρμονικών πλευρικών ζωνών. Ανάλογα με την φύση του φορτίου και τη συχνότητα μετάβασης, οι απώλειες που οφείλονται σ αυτές τις αρμονικές στην υπερδιαμόρφωση μπορεί να είναι αρκετά μικρότερες απο εκείνες της γραμμικής περιοχής. 43

62 2.3.4 ΨΗΦΙΑΚΗ ΥΛΟΠΟΙΗΣΗ ΔΙΑΜΟΡΦΩΣΗΣ PWM [4] Καθώς είναι αναμενόμενο, η υλοποίηση της διαμόρφωσης PWM για τριφασικό αντιστροφέα σε ψηφιακά συστήματα, ακολουθεί την ίδια ακριβώς λογική με αυτή του αντιστροφέα ενός σκέλους. Πλέον έχουμε τρία ημίτονα αναφοράς, με διαφορά φάσης 120 ο μεταξύ τους, τα οποία δειγματοληπτούνται ταυτόχρονα. Η σύγκριση των τιμών τών σημάτων γίνεται με την ίδια κυματομορφή φορέα. Μπορεί να εφαρμοστεί είτε συμμετρικά είτε ασύμμετρα δειγματοληπτούμενη διαμόρφωση εύρους παλμών. Στο σχήμα 2.23 φαίνεται το αρμονικό περιεχόμενο της πολικής τάσης εξόδου του τριφασικού αντιστροφέα για συμμετρικά δειγματοληπτούμενη PWM. Σχήμα 2.23 Αρμονικό περιεχόμενο πολικής τάσης εξόδου τριφασικού αντιστροφέα για συμμετρικά δειγματοληπτούμενη PWM Απο την ανάλυση που προηγήθηκε για τον αντιστροφέα ενός σκέλους, είχαμε παρατηρήσει ότι η εφαρμογή της μεθόδου αυτής είχε ως αποτέλεσμα την μη εξάλειψη των περιττών πλευρικών αρμονικών γύρω απο τα περιττά πολλαπλάσια του m f και των άρτιων πλευρικών αρμονικών γύρω απο τα άρτια πολλαπλάσια του m f. Στο σχήμα 2.19 φαίνεται η επίδραση της εφαρμογής της μεθόδου αυτής στο αρμονικό περιεχόμενο της πολικής τάσης του τριφασικού αντιστροφέα. Συγκεκριμένα ενώ συμβαίνει η ακύρωση των αρμονικών στον m f και τα περιττά πολλαπλάσιά του, καθώς και των αρμονικών των πλευρικών ζωνών που αντιστοιχούν σε πολλαπλάσια του 3, για m f περιττό και πολλαπλάσιο του 3, ωστόσο παραμένουν κάποιες απο τις αρμονικές που προκύπτουν στην έξοδο κάθε σκέλους του αντιστροφέα, οδηγώντας τελικά σε μεγαλύτερη παραμόρφωση του συνολικού αρμονικού περιεχομένου της πολικής τάσης εξόδου. 44

63 Απο την άλλη, η εξάλειψη που συμβαίνει στις αρμονικές των πλευρικών ζωνών που αντιστοιχούν σε πολλαπλάσια του 3, έχει ως αποτέλεσμα την εξάλειψη της τρίτης αρμονικής της θεμελιώδους συνιστώσας, η οποία όπως είδαμε, προέκυψε ως αποτέλεσμα της διαδικασίας της δειγματοληψίας. Στο σχήμα 2.24 φαίνεται το αρμονικό περιεχόμενο της πολικής τάσης εξόδου του τριφασικού αντιστροφέα για ασύμμετρα δειγματοληπτούμενη PWM. Σχήμα 2.24 Αρμονικό περιεχόμενο πολικής τάσης εξόδου τριφασικού αντιστροφέα για ασύμμετρα δειγματοληπτούμενη PWM Απο το σχήμα αυτό μπορούμε να αντιληφθούμε το πλεονέκτημα της ασύμμετρης έναντι της συμμετρικής μεθόδου καθώς το παραπάνω πρόβλημα των επιπλεόν αρμονικών δεν υπάρχει στην ασύμμετρη μέθοδο, οπότε το συνολικό αρμονικό περιεχόμενο είναι τελικά μικρότερο. 45

64 46

65 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 3 ΠΕΡΙΓΡΑΦΗ ΚΑΙ ΑΝΑΛΥΣΗ ΤΗΣ ΠΕΙΡΑΜΑΤΙΚΗΣ ΔΙΑΤΑΞΗΣ 3.1 ΕΙΣΑΓΩΓΗ Στο σχήμα 3.1 φαίνεται το κυκλωματικό διάγραμμα της πειραματικής μας διάταξης. Μπορούμε να κάνουμε διαχωρισμό του συνολικού συστήματος σε δυο κυκλώματα, το κύκλωμα ισχύος και το κύκλωμα ελέγχου. Σχήμα 3.1 Κυκλωματικό διάγραμμα πειραματικής διάταξης Το κύκλωμα ισχύος αποτελείται απο τα παρακάτω στοιχεία: Φωτοβολταϊκή γεννήτρια, η οποία αποτελεί την πηγή ενέργειας Φίλτρο πυκνωτή, το οποίο εξομαλύνει την τάση και σταθεροποιεί το ρεύμα της φωτοβολταϊκής γεννήτριας Τριφασικός αντιστροφέας πηγής τάσης, ο οποίος όπως είδαμε μετατρέπει την DC τάση στην είσοδό του σε τριφασική AC τάση στην έξοδό του Φίλτρο LC αρμονικών, το οποίο φιλτράρει τις ανώτερες αρμονικές στην έξοδο του αντιστροφέα που προκύπτουν ως αποτέλεσμα της εφαρμογής της μεθόδου SPWM. Τριφασικός μετασχηματιστής ισχύος, ο οποίος ανυψώνει την τάση στο επιθυμητό επίπεδο Μεταβαλλόμενο ωμικό-επαγωγικό τριφασικό φορτίο με ονομαστικά χαρακτηριστικά 220 Volt φασική τάση και συχνότητα 50 Hz. 47

66 Το κύκλωμα ελέγχου αποτελείται απο τα παρακάτω στοιχεία: Μικροεπεξεργαστής, με τον οποίο επιτυγχάνεται η ψηφιακή υλοποίηση της διαμόρφωσης SPWM και ο έλεγχος, με ψηφιακή επεξεργασία σήματος Διάταξη υποβιβασμού τάσης, η οποία υποβιβάζει την φασική τάση του φορτίου σε χαμηλότερο επίπεδο ώστε να είναι εντός των προδιαγραφών του μετατροπέα αναλογικού σήματος σε ψηφιακό (ADC) του μικροεπεξεργαστή, επομένως να είναι διαθέσιμη σαν πληροφορία, χρήσιμη για την εφαρμογή του ελέγχου. Στο σχήμα 3.2 φαίνεται μια εικόνα απο την πραγματική πειραματική διάταξη. Σχήμα 3.2 Εικόνα πειραματικής διάταξης 48

67 3.2 ΚΥΚΛΩΜΑ ΙΣΧΥΟΣ Στις παραγράφους της ενότητας αυτής γίνεται η περιγραφή και ανάλυση των διατάξεων που αποτελούν το κύκλωμα ισχύος του συστήματός μας ΦΩΤΟΒΟΛΤΑΪΚΗ ΓΕΝΝΗΤΡΙΑ Στο κεφάλαιο 1 έγινε μια συνοπτική παρουσίαση της αρχής λειτουργίας των ηλιακών κυττάρων καθώς και του τρόπου με τον οποίο αυτά συγκροτούνται σε συστοιχίες προκείμένου να μπορούν να αποδόσουν αξιοποιήσιμα ποσά ισχύος. Περιγράψαμε την μικρότερη δομική μονάδα ομαδοποιημένων κυττάρων, το πλαίσιο, το οποίο αποτελεί την βάση πάνω στην οποία σχηματίζονται φωτοβολταϊκες συστοιχίες και πάρκα. Ορισμένα τεχνικά χαρακτηριστικά του φωτοβολταϊκού πλαισίου που πρέπει να είναι γνωστά, ώστε να έχουμε εικόνα της συμπεριφοράς του είναι τα παρακάτω: Ισχύς αιχμής (P max ), σε συμβατική θερμοκρασία (25 o C) και ακτινοβολία (1kW/m 2 ). Η ισχύς αιχμής αντιστοιχεί στην μέγιστη παραγόμενη ηλεκτρική ισχύ όταν το πλαίσιο δεχτεί ηλιακή ακτινοβολία με πυκνότητα ισχύος 1 kw/m 2. Οι μονάδες ισχύος, που εκφράζουν την ισχύ αιχμής ενός πλαισίου, ονομάζονται βατ αιχμής και συμβολίζονται W p (peak watts) Ανοιχτοκυκλωμένη τάση (V oc ), σε συμβατική θερμοκρασία και ακτινοβολία Βραχυκυκλωμένη ένταση ρεύματος (I sc ), σε συμβατική θερμοκρασία και ακτινοβολία Τάση στις συνθήκες μέγιστης απόδοσης ισχύος (V mpp ), σε συμβατική θερμοκρασία και ακτινοβολία Έντάση ρεύματος στις συνθήκες μέγιστης απόδοσης ισχύος (Ι mpp ), σε συμβατική θερμοκρασία και ακτινοβολία Στον εξοπλισμό του εργαστηρίου υπάρχουν διαθέσιμα 30 πλαίσια Sunmodule SW 80 mono/r5e της εταιρίας SolarWorld. Αναλυτικά τα τεχνικά χαρακτηριστικά των πλαισίων αυτών που αποτελούν την πηγή ενέργειας της διάταξή μας παρουσιάζονται στο παράρτημα. Στον πίνακα 3.1 συνοψίζονται τα βασικά χαρακτηριστικά. P max 80 Wp V mpp 17.4 V I mpp 4.6 A V oc 21.9 V I sc 5 A Πίνακας 3.1 Τεχνικά χαρακτηριστικά φωτοβολταϊκού πλαισίου διάταξης 49

68 Στην παρακάτω φωτογραφία του σχήματος 3.3 φαίνεται η φωτοβολταϊκή συστοιχία της διάταξής μας. Αποτελείται απο 18 πλαίσια ηλεκτρικά συνδεδεμένα σε σειρά, συνεπώς η ανοιχτοκυκλωμένη τάση της συστοιχίας είναι V oc,array =18*V oc,module =394.2 V και το ρεύμα βραχυκυκλώσεως I sc,array =5 A. Αντίστοιχα προκύπτουν η τάση και το ρεύμα σε συνθήκες μέγιστης απόδοσης V mpp =313.2 V, I mpp =4.6 A επομένως η ισχύς αιχμής είναι P max =1.44 kw. Σχήμα 3.3 Φωτοβολταϊκή συστοιχία πειραματικής διάταξης Στα σχήματα που ακολουθούν παρουσιάζονται οι χαρακτηριστικές καμπύλες της φωτοβολταϊκής συστοιχίας της διάταξης, για συμβατική θερμοκρασία και ακτινοβολία, όπως σχηματίστηκαν με την βοήθεια του προγράμματος PVSYST V5.2. Σχήμα 3.4 Χαρακτηριστική καμπύλη I-V φωτοβολταϊκής συστοιχίας της διάταξης 50

69 Σχήμα 3.5 Χαρακτηριστική καμπύλη P-V φωτοβολταϊκής συστοιχίας της διάταξης Η επιλογή του συγκεκριμένου αριθμού πλαισίων, που δίνει στην συστοιχία τα συγκεκριμένα ηλεκτρικά χαρακτηριστικά, έγινε λόγω περιορισμού στην επιτρεπόμενη DC τάση εισόδου στον αντιστροφέα, στον οποίο η μέγιστη προτεινόμενη τάση είναι V PN =400 V. Ο περιορισμός αυτός μας επέβαλε την χρήση μετασχηματιστή ανύψωσης τάσης προκειμένου να φτάσουμε το επιθυμητό επίπεδο τάσης στο φορτίο. 51

70 3.2.2 ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΣ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑΣ ΠΗΓΗΣ ΤΑΣΗΣ Στο κεφάλαιο 2 έγινε η παρουσίαση του τριφασικού αντιστροφέα πηγής τάσης και η ανάλυση της λειτουργίας του με την μέθοδο διαμόρφωσης SPWM. Ο αντιστροφέας που χρησιμοποιήσαμε στο σύστημά μας είναι το μοντέλο PS12017A της εταιρίας Powerex. Το κυκλωματικό διάγραμμα με όλα τα υποσυστήματά του παρουσιάζεται στο σχήμα 3.6. Σχήμα 3.6 Κυκλωματικό διάγραμμα τριφασικού αντιστροφέα διάταξης Το συγκεκριμένο μοντέλο αποτελεί ένα ολοκληρωμένο σύστημα με τα απαραίτητα κυκλώματα προστασίας (υπέρτασης, βραχυκυκλώματος κλπ.), που μας παρέχει ωστόσο την δυνατότητα εξωτερικής πρόσβασης στο κύκλωμα οδήγησης των διακοπτικών του στοιχείων τεχνολογίας IGBT. Μπορούμε έτσι να εφαρμόσουμε την μέθοδο διαμόρφωσης SPWM με το δικό μας κύκλωμα παλμοδότησης προσαρμόζοντας τα επιθυμητά χαρακτηριστικά, όπως η συχνότητα διαμόρφωσης. Επιπλέον περιέχει ένα κύκλωμα αναγνώρισης σφάλματος το οποίο μας παρέχει εξωτερικά καποιο σήμα σε περίπτωση εσφαλμένης λειτουργίας, καθώς και έναν αισθητήρα ρεύματος που μετατρέπει το ρεύμα εξόδου στα στοιχεία της N πλευράς στο σήμα τάσης V (amp). Τα σήματα αυτά μπορούν να αξιοποιηθούν για την εφαρμογή διαφόρων ελέγχων στον αντιστροφέα καθιστώντας το σύστημα πιο αποδοτικό. Αναλυτικά τα τεχνικά χαρακτηριστικά του αντιστροφέα φαίνονται στο datasheet στο παράρτημα. 52

71 Στο σχήμα 3.7 φαίνεται η πρόσοψη του αντιστροφέα όπου διακρίνονται οι ακροδέκτες του. Διακρίνουμε το τμήμα ελέγχου και το τμήμα ισχύος. Στο τμήμα ελέγχου υπάρχουν οι ακροδέκτες παλμοδότησης των στοιχείων (UP, VP, WP, UN, VN, WN), οι ακρoδέκτες τροφοδοσίας των κυκλωμάτων ελέγχου (VD, GND), οι ακροδέκτες σύνδεσης πυκνωτών χωρητικότητας 20 μf (CBU, CBV, CBW ) οι οποίοι είναι απαραίτητοι για την ορθή λειτουργία των στοιχείων της άνω σειράς του αντιστροφέα, ο ακροδέκτης σήματος σφάλματος και ο ακροδέκτης του αναλογικού σήματος τάσης του αισθητήρα ρεύματος. Στο τμήμα ισχύος υπάρχουν οι ακροδέκτες σύνδεσης της DC τροφοδοσίας εισόδου (P, N) και ακροδέκτες της τριφασικής AC εξόδου (U,V,W). Σχήμα 3.7 Πρόσοψη τριφασικού αντιστροφέα Στην συνέχεια θα αναλυθούν δύο ζητήματα που αφορούν την ορθή λειτουργία του αντιστροφέα συνεπώς και την γενική συμπεριφορά του συστήματος και τα οποία έχουν να κάνουν: α) με το DC ρεύμα στην είσοδο του αντιστροφέα και το φιλτράρισμά του και β) με την δημιουργία νεκρού χρόνου μεταξύ των παλμών που οδηγούν τα στοιχεία του κάθε σκέλους του τριφασικού αντιστροφέα και την επίδρασή του στην τάση εξόδου του αντιστροφέα. 53

72 ΦΙΛΤΡΟ ΠΥΚΝΩΤΗ ΕΙΣΟΔΟΥ [5] Η χρησιμότητα του φίλτρου πυκνωτή στην είσοδο του αντιστροφέα μπορεί να γίνει κατανοητή εξετάζοντας την κυματομορφή του ρεύματος στην DC πλευρά του, το οποίο εξαιτίας της διακοπτικής διαδικασίας παρουσιάζει απότομες μεταβολές οι οποίες, σύμφωνα με την ανάλυση Fourier, αντιστοιχούν στην παρουσία όρων υψηλής συχνότητας. Θεωρούμε το κύκλωμα του σχήματος 3.8 στο οποίο έχουν τοποθετηθεί πλασματικά φίλτρα, συγκεκριμένα το πλασματικό φίλτρο πυκνωτή C in στην είσοδο του αντιστροφέα και το πλασματικό LC φίλτρο (L out, C out ) στην έξοδό του. Η συχνότητα μετάβασης θεωρείται πολύ υψηλή και υποτίθεται ότι προσεγγίζει το άπειρο, επομένως, για την αποκοπή των υψίσυχνων συχνοτήτων τα στοιχεία των φίλτρων έχουν σχεδόν μηδενικές τιμές. Εφόσον ο ίδιος ο μετατροπέας δεν έχει στοιχεία που αποθηκεύουν ενέργεια, η στιγμιαία ισχύς εισόδου πρέπει κάθε χρονική στιγμή να είναι ίση με την στιγμιαίας ισχύ εξόδου. Η τάση εισόδου V d θεωρείται DC χωρίς κυμάτωση, ενώ λόγω του πλασματικού LC φίλτρου το ρεύμα στην έξοδο του αντιστροφέα θα είναι ημιτονοειδές χωρίς κυμάτωση. Σχήμα 3.8 Αντιστροφέας με πλασματικά φίλτρα Εξαιτίας της υπόθεσης μη αποθήκευσης ενέργειας στα πλασματικά φίλτρα η στιγμιαία DC ισχύς εισόδου μπορεί να εκφραστεί ως συνάρτηση της τάσης της πηγής V d και του φιλτραρισμένου, απο υψίσυχνες συχνότητες, DC ρεύματος i d *, ενώ η στιγμιαία AC ισχύς εξόδου μπορεί να εκφραστεί ως συνάρτηση των θεμελιωδών συνιστωσών των τάσεων και των ρευμάτων εξόδου. Εξισώνοντας την στιγμιαία ισχύ εισόδου με την στιγμιαία ισχύ εξόδου προκύπτει: Vdi d* v An(t)i A(t) v Bn(t)i B(t) v Cn(t)i C(t) (3.1) 54

73 Σε συμμετρική μόνιμη κατάσταση ισορροπίας οι ποσότητες των τριών φάσεων είναι μετατοπισμένες κατά 120 ο μεταξύ τους. Υποθέτοντας ότι φ είναι η γωνία φάσης κατά την οποία ένα φασικό ρεύμα καθυστερεί σε σχέση με την φασική τάση του αντιστροφέα και ότι 2 V o και 2 Ι o είναι τα πλάτη των φασικών τάσεων και ρευμάτων αντίστοιχα απο την (3.1) προκύπτει: 2V I V o o o o i d* [cos t cos( t ) cos( t 120 ) cos( t 120 ) d o o cos( t 120 ) cos( t 120 )] 3VoIo cos I d (3.2) d V Απο τα παραπάνω συμπεραίνουμε ότι το ρεύμα της πηγής i d * είναι μια σταθερή DC ποσότητα. Ωστόσο το ρεύμα i d, στην είσοδο του αντιστροφέα αποτελείται απο όρους υψηλής συχνότητας μετάβασης που υπερτίθενται στο i d *, όπως φαίνεται στο σχήμα 3.9. Αυτοί οι όροι, εξαιτίας των υψηλών συχνοτήτων τους, θα έχουν αμελητέα επίδραση στην τάση V d του φίλτρου πυκνωτή. Σχήμα 3.9 DC ρεύμα εισόδου σε τριφασικό αντιστροφέα με διαμόρφωση PWM Όπως είδαμε στο σχήμα 1.7 της παραγράφου 1.3.2, η τροφοδότηση ενός συγκεκριμένου φορτίου απο φωτοβολταϊκή συστοιχία αντιστοιχεί σε ένα χαρακτηριστικό σημείο πάνω στην καμπύλη I-V αυτής. Η μη ύπαρξη φίλτρου πυκνωτή θα είχε ως συνέπεια το χαρακτηριστικό σημείο λειτουργίας να μεταβάλλεται συνεχώς ακολουθώντας τις απότομες μεταβολές του ρεύματος, αποτέλεσμα της διακοπτικής διαδικασίας του αντιστροφέα, επηρεάζοντας έτσι την απόδοση της συστοιχίας. Επιπλέον η χρήση του πυκνωτή, σαν στοιχείο αδράνειας, εμποδίζει τις απότομες μεταβολές στην DC τάση εισόδου του αντιστροφέα, ενώ παράλληλα παρέχει εξομάλυνση στις κυματώσεις αυτής. 55

74 Στο σχήμα 3.10 φαίνονται οι πυκνωτές που χρησιμοποιούνται για φίλτρο εισόδου στην πειραματική μας διάταξη. Με την βοήθεια της αναφοράς [6] υπολογίσαμε ότι η χωρητικότητα του φίλτρου πυκνωτή της εφαρμογής μας πρέπει να είναι περίπου 2.4mF. Για τον λόγο αυτό χρησιμοποιήσαμε του δύο πυκνωτές του σχήματος με ονομαστική τάση 400 Volt και χωρητικότητα 4.7mF. Οι δύο πυκνωτές είναι συνδεδεμένοι σε σειρά οπότε η συνολική χωρητικότητα του φίλτρου πυκνωτή στην είσοδο του αντιστροφέα είναι 2.35mF, σχεδόν ίση με αυτή που επιθυμούμε και η ονομαστική του τάση 800 V. Σχήμα 3.10 Πυκνωτές φίλτρου εισόδου 56

75 ΕΠΙΔΡΑΣΗ ΝΕΚΡΟΥ ΧΡΟΝΟΥ ΣΕ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΙΣ ΜΕ ΔΙΑΜΟΡΦΩΣΗ PWM [5] Ο τριφασικός αντιστροφέας, όπως είδαμε και στο κεφάλαιο 2, αποτελείται απο τρία σκέλη, που αντιστοιχούν στις τρεις φάσεις του, με κάθε σκέλος να περιλαμβάνει δύο διακοπτικά στοιχεία. Μπορούμε να διακρίνουμε τα στοιχεία σε αυτά της άνω και της κάτω πλευράς, όπως φαίνεται στο σχήμα Κατα την λειτουργία του αντιστροφέα, ένα ρεύμα φάσης ρέει απο τον θετικό πόλο της DC πηγής, μέσω ενός στοιχείου της άνω πλευράς, προς το φορτίο είτε επιστρέφει, μέσω ενός στοιχείου της κάτω πλευράς, στον αρνητικό πόλο της πηγής. Σε καμία περίπτωση δεν πρέπει να άγουν ταυτόχρονα τα δύο στοιχεία του ίδιου σκέλους καθώς θα προέκυπτε βραχυκύκλωση αυτού, με αποτέλεσμα την ροή μεγάλων ρευμάτων που θα οδηγούσαν σε υπερθέρμανση και καταπόνηση των διακοπτικών στοιχείων του. Σχήμα 3.11 Διάκριση στοιχείων τριφασικού αντιστροφέα Κατά την ανάλυση που προηγήθηκε στο κεφάλαιο 2, οι διακόπτες θεωρήθηκαν ιδανικοί, γεγονός το οποίο επέτρεπε κατά την εφαρμογή της μεθόδου SPWM, την ταυτόχρονη αλλαγή της κατάστασης δύο διακοπτών σε ένα σκέλος απο κλειστούς σε ανοιχτούς και αντίστροφα, στέλνοντας στο στοιχείο της κάτω πλευράς τον αντιστραμένο παλμό του στοιχείου της άνω πλευράς. Στην πράξη ο χρόνος σβέσης των ημιαγωγικών διακοπτικών στοιχείων είναι μεγαλύτερος απο τον χρόνο έναυσής τους. Επομένως η εφαρμογή μιας παλμοσειράς στο ένα στοιχείο του σκέλους και μιας όμοιας αλλά ανεστραμένης παλμοσειράς στο άλλο θα είχε ως αποτέλεσμα την βραχυκύκλωση του σκέλους για μικρά χρονικά διαστήματα σε κάθε μετάβαση των στοιχείων. Η αντιμετώπιση του παραπάνω προβλήματος γίνεται με την εισαγωγή νεκρού χρόνου στους παλμούς οδήγησης των στοιχείων. 57

76 Για την κατανόηση της έννοιας του νεκρού χρόνου και της επίδρασης του στην τάση εξόδου αντιστροφέα με διαμόρφωση PWM θεωρούμε το κύκλωμα του αντιστροφέα ενός σκέλους. Σχήμα 3.12 Αντιστροφέας ενός σκέλους Εξετάζοντας μια χρονική περίοδο μετάβασης, το u control είναι μια σταθερή DC τάση. Η σύγκρισή του με την τριγωνική κυματομορφή u tri καθορίζει τις χρονικές στιγμές μετάβασης και τα ιδανικά σήματα ελέγχου των διακοπτών όπως φαίνεται στο σχήμα 3.13.α, θεωρώντας ιδανικούς διακόπτες. Σχήμα 3.13 Επίδραση του νεκρού χρόνου t Δ στην τάση εξόδου U AN 58

77 Στην πράξη, εξαιτίας των πεπερασμένων χρόνων μετάβασης που σχετίζονται με οποιοδήποτε είδος διακόπτη, ο διακόπτης Τ Α + ανοίγει κατά τη χρονική στιγμή μετάβασης που καθορίζεται στο σχήμα 3.13.α. Ωστόσο, το κλείσιμο του διακόπτη Τ Α - καθυστερείται κατά τον νεκρό χρόνο t Δ, όπως φαίνεται στο σχήμα 3.13.β, για την αποφυγή της βραχυκύκλωσης του σκέλους. Παρόμοια το άνοιγμα του διακόπτη Τ Α - ακολουθεί μια καθυστέρηση κατά t Δ, πριν κλείσει και αρχίσει να άγει και πάλι ο διακόπτης Τ Α +. Ο νεκρός χρόνος επιλέγεται συντηρητικά να είναι της τάξης των μερικών μsec για γρήγορα διακοπτικά στοιχεία και μεγαλύτερος για αργά. Στην περίπτωσή μας τα ημιαγωγικά διακοπτικά στοιχεία είναι τεχνολογίας IGBT και ο ελάχιστος νεκρός χρόνος είναι 4 μsec. Εφόσον κατά τον νεκρό χρόνο και οι δυο διακόπτες είναι ανοιχτοί, η τάση εξόδου u AN κατά αυτό το χρονικό διάστημα εξαρτάται απο την φορά του ρεύματος i A, όπως φαίνεται στο σχήμα 3.13.γ για i A >0 και στο σχήμα 3.13.δ για i A <0 στα οποία οι ιδανικές κυματομορφές, δηλαδή χωρίς τον νεκρό χρόνο, σημειώνονται με διακεκομμένη γραμμή. Συγκρίνοντας την ιδανική με την πραγματική κυματομορφή, η διαφορά μεταξύ της ιδανικής και της πραγματικής τάσης εξόδου είναι: v (v AN) ό (v AN) ό Παίρνοντας το μέσο όρο της v ε στην διάρκεια μιας περιόδου μετάβαση, μπορεί να βρεθεί η μεταβολή της τάσης εξόδου που οφείλεται στον νεκρό χρόνο t Δ : t Vd i A>0 TS V AN (3.3) t Vd i A<0 T S Απο την εξίσωση 3.3 φαίνεται ότι η μεταβολή της τάσης ΔV AN δεν εξαρτάται απο το πλάτος του ρεύματος, αλλά η πολικότητά της εξαρτάται απο την φορά του. Επίσης η ΔV AN είναι ανάλογη προς τον νεκρό χρόνο t Δ και τη συχνότητα μετάβασης f s (=1/T s ), που σημαίνει ότι σε υψηλότερες συχνότητες, πρέπει να χρησιμοποιούνται ταχύτερα διακοπτικά στοιχεία, που επιτρέπουν μικρότερο t Δ. 59

78 3.2.3 ΦΙΛΤΡΟ LC ΕΞΟΔΟΥ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑ ΕΙΣΑΓΩΓΗ [5] Ένα βασικό πρόβλημα που υφίσταται σχεδόν σε κάθε σύστημα ηλεκτρικής ενέργειας είναι η υποβάθμιση της ποιότητας της παρεχόμενης ηλεκτρικής ισχύος από την ύπαρξη αρμονικών συνιστωσών πέρα από την θεμελιώδη. Γενικά οι αρμονικές χωρίζονται σε δύο κατηγορίες: 1)αρμονικές τάσεως, 2)αρμονικές ρεύματος. Οι αρμονικές ρεύματος οφείλονται κατά κύριο λόγο στην ύπαρξη αρμονικών στην παρεχόμενη τάση. Ένας σημαντικός παράγοντας που επηρεάζει το αρμονικό περιεχόμενο του ρεύματος είναι το είδος του φορτίου. Δηλαδή το αρμονικό περιεχόμενο του ρεύματος μεταβάλλεται ανάλογα με το αν το φορτίο είναι ωμικό, επαγωγικό ή χωρητικό. Από την άλλη πλευρά οι αρμονικές τάσεως παράγονται κυρίως από τροφοδοτικά που παράγουν μη ημιτονοειδή κυματομορφή τάσεως. Στην πειραματική διάταξη της παρούσας διπλωματικής εργασίας οφείλονται κυρίως στη μη γραμμική λειτουργία των διατάξεων όπως του αντιστροφέα. Ορισμένες απο τις συνέπειες ύπαρξης αρμονικών είναι οι παρακάτω: Οι αρμονικές τάσεως μπορούν να προκαλέσουν επιπρόσθετη θέρμανση σε σύγχρονους κινητήρες και γεννήτριες. Οι αρμονικές τάσεως που παρουσιάζουν υψηλές αιχμές μπορούν να προκαλέσουν βλάβες στη μόνωση των καλωδίων και των πυκνωτών. Οι αρμονικές τάσεως μπορούν να προκαλέσουν τη δυσλειτουργία των ηλεκτρονικών διατάξεων ή κυκλωμάτων τα οποία χρησιμοποιούν τη κυματομορφή τάσεως για συγχρονισμό. Οι αρμονικές ρεύματος στα τυλίγματα του κινητήρα μπορούν να προκαλέσουν ηλεκτρομαγνητική παρενόχληση. Αυτό έχει ως συνέπεια να παράγονται αντιρροπές στον κινητήρα και ως εκ τούτου να επιβραδύνεται. Επίσης, οι αρμονικές ρεύματος προκαλούν επιπλέον θέρμανση των τυλιγμάτων του κινητήρα και αύξηση θερμικών απωλειών. Αποτέλεσμα είναι η μείωση της απόδοσης του κινητήρα. Οι αρμονικές ρεύματος που ρέουν διαμέσου των καλωδίων μπορούν να προκαλέσουν υψηλότερα επίπεδα θερμοκρασίας πέραν του κανονικού που δημιουργείται από την θεμελιώδη συνιστώσα του ρεύματος. Οι αρμονικές ρεύματος που ρέουν διαμέσου ενός μετασχηματιστή μπορούν να προκαλέσουν υψηλότερα επίπεδα θερμοκρασίας στον πυρήνα του από αυτά που θα δημιουργούσε μόνη της η θεμελιώδης συνιστώσα. Συντονισμένα ρεύματα τα οποία δημιουργούνται από αρμονικές ρεύματος και από τις διάφορες τοπολογίες φίλτρων σε κυκλώματα ισχύος μπορούν να προκαλέσουν αστάθεια τάσης πυκνωτών ή αστοχία ασφαλειών σε κάποιο ηλεκτρικό κύκλωμα. 60

79 Κάθε περιοδική κυματομορφή μπορεί μαθηματικά να χαρακτηρισθεί ως η υπέρθεση μιας θεμελιώδους συνιστώσας και μιας σειράς αρμονικών συνιστωσών. Οι συνιστώσες αυτές μπορούν να διαχωριστούν και να επεξεργαστούν ξεχωριστά αν εφαρμόσουμε τη θεωρία σειρών Fourier στη περιοδική αυτή κυματομορφή. Κάθε αρμονική συνιστώσα έχει συχνότητα που είναι ακέραιο πολλαπλάσιο της συχνότητας της θεμελιώδους συχνότητας. Σε κάθε διάταξη ισχύος είναι απαραίτητη η ποιοτική γνώση του αρμονικού περιεχομένου της τάσης και του ρεύματος. Υπάρχει μια πληθώρα κριτηρίων με τα οποία είναι δυνατόν να ποσοτικοποιηθεί το μέγεθος των αρμονικών συνιστωσών. Το πιο διαδεδομένο κριτήριο είναι το Total Harmonic Distortion γνωστό και ως THD. Πρόκειται για ένα συγκριτικό μέγεθος, το οποίο μας δίνει πληροφορίες για την έκταση του πλάτους των ανωτέρων αρμονικών συνιστωσών σε σχέση με το πλάτος της θεμελιώδους συνιστώσας. Τα παραπάνω περιγράφονται από τον τύπο: 2 H(n) THD n2 (3.4) H 1 όπου Η 1 είναι το πλάτος της θεμελιώδους αρμονικής συνιστώσας στη συχνότητα ω 1 και Η (n) είναι το πλάτος της εκάστοτε αρμονικής στη συχνότητα nω 1 (n είναι ακέραιος αριθμός). Έχει εκτιμηθεί ότι για την ορθή λειτουργία ενός συστήματος ηλεκτρικής ενέργειας, στην χαμηλή τάση, πρέπει το THD να είναι μικρότερο του 5%. 61

80 ΦΙΛΤΡΟ LC [5,7] Για τη μείωση των αρμονικών, οπότε και τη μείωση των αρνητικών επιδράσεών τους στο σύστημα, στην πειραματικής μας διάταξη χρησιμοποιούμε φίλτρο. Όπως αναφέρθηκε και παραπάνω βασική απαίτηση κατά τον σχεδιασμό των φίλτρων είναι οι κυματομορφές στην έξοδο του φίλτρου να παρουσιάζουν THD μικρότερο του 5%. Υπάρχουν πολλές κατηγορίες φίλτρων (πχ ενεργά και παθητικά) που μπορούν να χρησιμοποιηθούν ανάλογα με τις περιστάσεις. Ο πιο απλός και συνηθισμένος τύπος φίλτρου που στην διάταξη μας τοποθετείται στην έξοδο του αντιστροφέα είναι το βαθυπερατό φίλτρο ή φίλτρο LC. Η τοπολογία ενός βαθυπερατού φίλτρου φαίνεται στο σχήμα Πρόκειται για μια εντελώς απλή τοπολογία η οποία περιλαμβάνει μια αυτεπαγωγή L και μια χωρητικότητα C. Σχήμα 3.14 Τοπολογία βαθυπερατού φίλτρου Η λειτουργία του βαθυπερατού φίλτρου στηρίζεται στο γεγονός ότι επιτρέπει την διέλευση των χαμηλών συχνοτήτων και αποτρέπει την διέλευση των υψηλών συχνοτήτων κάτι που φαίνεται από την συνάρτηση μεταφοράς του φίλτρου στο σχήμα Σε επίπεδα τάσης αυτό σημαίνει ότι το φίλτρο LC επιτρέπει τη διέλευση της βασικής αρμονικής συνιστώσας και ένα μικρό μέρος των ανώτερων αρμονικών, με αποτέλεσμα να μειώνεται ο συντελεστής THD. Σχήμα 3.15 Διάγραμμα συνάρτησης μεταφοράς Στο παραπάνω σχήμα παρατηρούμε πως η συχνότητα αποκοπής του βαθυπερατού φίλτρου συμβολίζεται με f 3dB. Το φίλτρο ουσιαστικά αποκόπτει κάθε συχνότητα η οποία είναι μεγαλύτερη από την συχνότητα αποκοπής. Ο τύπος από τον οποίο υπολογίζεται η συχνότητα αποκοπής είναι: 1 f 3dB (3.5) 2 LC 62

81 Στο σχήμα 3.16 παρακάτω, παρουσιάζεται ένα βαθυπερατό φίλτρο. Υποθέτουμε ότι η σύνθετη αντίσταση που παρουσιάζουν ο μετασχηματιστής και το φορτίο στην πειραματική μας διάταξη είναι ίση με Ζ L. Σχήμα 3.16 Διάταξη χρησιμοποίησης βαθυπερατού φίλτρου. Εφαρμόζοντας το νόμο τάσεων του Κirchhoff για την έξοδο του αντιστροφέα θα πάρουμε την παρακάτω συνάρτηση μεταφοράς: U 1 U 1 U o o 1 f f 2 Lf 1 j U f ( j f ) 1 LfCf j ZL ZL (3.6) Με την βοήθεια της σχέσης 3.4 μπορούμε να συμπεράνουμε ότι για τη n-οστή αρμονική συνιστώσα της τάσης εξόδου θα ισχύει η παρακάτω σχέση: Ûo,n 1 Uˆ jnl f,n 1 n L C 2 2 f f f ZL,n (3.7) Κρατώντας αμετάβλητες τις τιμές της χωρητικότητας και της αυτεπαγωγής στην σχέση 3.7, για Ζ L,n (δηλαδή για λειτουργία εν κενώ) ο λόγος παίρνει τη μεγαλύτερη τιμή του, συνεπώς έχουμε τη χειρότερη περίπτωση ανώτερων αρμονικών τάσης στο φορτίο. Επομένως, θέτοντας 1 0 η σχέση 3.7 παίρνει την μορφή: Z L,n Û 1 U o,n ˆ n L f,n fcf (3.8) 63

82 Αποδεικνύεται ότι εάν η κυριαρχούσα ανώτερη αρμονική συνιστώσα της τάσης εξόδου του αντιστροφέα μειωθεί στο 3% της βασικής αρμονικής συνιστώσας από το φίλτρο εξόδου, τότε επιτυγχάνεται συντελεστής THD μικρότερος του 5% για λειτουργία εν κενώ που αποτελεί και τη χειρότερη περίπτωση λειτουργίας ΦΙΛΤΡΟ ΠΕΙΡΑΜΑΤΙΚΗΣ ΔΙΑΤΑΞΗΣ Στην υποενότητα έγινε μια πλήρης θεωρητική περιγραφή του φίλτρου LC και της ανάγκης παρουσίασης του στην πειραματική μας διάταξη. Όπως φαίνεται στο κυκλωματικό διάγραμμα τους σχήματος 3.1 για την υλοποίηση του φίλτρου χρειάζονται τρία πηνία (ένα για κάθε φάση) καθώς και τρείς πυκνωτές οι οποίοι συνδέονται σε συνδεσμολογία τριγώνου. Με βάση τον διαθέσιμο εξοπλισμό του εργαστήριο χρησιμοποιήσαμε πηνία επαγωγής L=5mH και ονομαστικού ρεύματος Ι=7Α το καθένα και πυκνωτές χωρητικότητας C=21μF ο καθένας. Το φίλτρο της πειραματικής διάταξης φαίνεται στο σχήμα Σχήμα 3.17: Τριφασικό φίλτρο LC πειραματικής διάταξης Σύμφωνα με τον τύπο 3.5 υπολογίζουμε την συχνότητα αποκοπής του βαθυπερατού φίλτρου, η οποία είναι: f 3dB Hz LC 2 5*10 *21*10 64

83 3.2.4 ΜΕΤΑΣΧΗΜΑΤΙΣΤΗΣ ΙΣΧΥΟΣ ΜΟΝΟΦΑΣΙΚΟΣ ΜΕΤΑΣΧΗΜΑΤΙΣΤΗΣ [8] Ο μετασχηματιστής είναι μια ηλεκτρική διάταξη που μετατρέπει εναλλασσόμενη ηλεκτρική ενέργεια ενός επιπέδου τάσης σε εναλλασσόμενη ηλεκτρική ενέργεια διαφορετικού επιπέδου τάσης μέσω της επίδρασης ενός μαγνητικού πεδίου. Η λειτουργία του βασίζεται στις δύο παρακάτω αρχές: Ένας ρευματοφόρος αγωγός παράγει γύρω του μαγνητικό πεδίο (νόμος Ampere) Ένα χρονικά μεταβαλλόμενο μαγνητικό πεδίο του οποίου οι δυναμικές γραμμές διέρχονται μέσα απο κάποιο πηνίο, επάγει τάση στα άκρα του πηνίου (νόμος επαγωγής Faraday). Η δομή ενός μονοφασικού μετασχηματιστή φαίνεται στο παρακάτω σχήμα: Σχήμα 3.18 Δομή μονοφασικού μετασχηματιστή Η διάταξη αυτή αποτελείται απο δύο πηνία, μη ηλεκτρικά συνδεδεμένα μεταξύ τους, τα οποία τυλίγονται γύρω απο έναν κοινό σιδηρομαγνητικό πυρήνα. Το ένα απο τα δύο πηνία συνδέεται με μια πηγή εναλλασσόμενης τάσης και ονομάζεται πρωτεύον τύλιγμα του μετασχηματιστή, ενώ το άλλο συνδέεται με το φορτίο και ονομάζεται δευτερεύον τύλιγμα. Η εφαρμογή τάσης σε κάποιο απο τα τυλίγματα προκαλεί την ροή ρεύματος σε αυτό, με αποτέλεσμα την δημιουργία μαγνητικού πεδίου το οποίο συγκεντρώνεται, ως επί το πλείστον, στο εσωτερικό του σιδηρομαγνητικού πυρήνα χάρη στις μαγνητικές του ιδιότητες. Η μαγνητική ροή του πεδίου φ είναι ανάλογη πρός την μαγνητεγερτική δύναμη F=Ni που την παράγει, με συντελεστή αναλογίας την μαγνητική αγωγιμότητα του πυρήνα P ακολουθώντας την σχέση: PF PNi (3.9) 65

84 Σύμφωνα με τα παραπάνω, όταν το ρεύμα i 1 δρα μόνο του, έχουμε μαγνητεγερτική δύναμη F 1 =N 1 i 1 η οποία παράγει μαγνητική ροή φ 11 που αποτελείται απο δυο συνιστώσες: μία συνιστώσα αμοιβαίας ροής φ m1 που βρίσκεται εξ ολοκλήρου εντός του πυρήνα και συνδέει μαγνητικά τα δυο τυλίγματα και μια μικρή συνιστώσα ροής σκέδασης φ l1 που εμπλέκει μόνο το τύλιγμα 1, δηλαδή 11 l1 m1 (3.10) Παρόμοια όταν το i 2 δρα μόνο του η μαγνητεγερτική δύναμη F 2 παράγει μαγνητική ροή φ 22 που έχει δύο συνιστώσες, τη συνιστώσα αμοιβαίας ροής φ m2 που εμπλέκει αμφότερα τα τυλίγματα και τη συνιστώσα ροής σκέδασης φ l2 που εμπλέκει μόνο το τύλιγμα 2, οπότε 22 l2 m2 (3.11) Στο σχήμα 3.8 η φορά των ρευμάτων έχει επιλεγεί έτσι ώστε όταν αυτά δρούν ταυτόχρονα, να παράγουν αμοιβαίες ροές που είναι της ίδιας φοράς και συνεπώς να προστίθενται. Επομένως η συνολική μαγνητεγερτική δύναμη P m F N1i1 N2i 2 (3.12) m έχει ως αποτέλεσμα η συνολική ροή εντός του πυρήνα να είναι: m m1 m2 (3.13) Η συνολική ροή που εμπλέκει τα τυλίγματα 1 και 2 είναι: 1 11 m2 l1 m1 m2 l1 m (3.14) και 2 22 m1 l2 m2 m1 l2 m (3.15) 66

85 Η ροή φ που εμπλέκει και τις N σπείρες του πηνίου ονομάζεται πεπλεγμένη ροή λ και είναι ανάλογη προς το ρεύμα i με συντελεστή αναλογίας την αυτεπαγωγή L σύμφωνα με την σχέση: N NPNi i i 2 N Li L PN (3.16) Αν θεωρήσουμε ότι οι ροές σκέδασης φ l1 και φ l2 είναι ισοδύναμες ροές που εμπλέκουν το σύνολο των σπειρών των αντίστοιχων τυλιγμάτων, τότε οι πεπλεγμένες ροές των δύο τυλιγμάτων είναι: 1 N1 1 N1 l1 N1 m Ll1i 1 N 1m (3.17) 2 N22 N2l2 N2m Ll2i 2 N 2m (3.18) όπου L l1, L l2 οι αυτεπαγωγές σκέδασης. Οι τερματικές εξισώσεις τάσης, συνεπώς, προκύπτουν d d d v1 r1i1 r1i1 N1 N1 dt dt dt di d dt dt 1 l1 m 1 m r1i 1 Ll1 N 1 (3.19) d d d v2 r 2i2 r 2i2 N2 N2 dt dt dt di d dt dt 2 l2 m 2 m r 2i 2 Ll2 N 2 (3.20) d όπου r 1, r 2 οι αντιστάσεις των δύο τυλιγμάτων και η τάση που επάγεται στα πηνία λόγω dt μεταβολής της πεπλεγμένης ροής λ, σύμφωνα με τον νόμο του Faraday. Λαμβάνοντας υπόψιν τα μαγνητικά χαρακτηριστικά του πυρήνα, δηλαδή την πεπερασμένη διαπερατότητα συνεπώς και την πεπερασμένη μαγνητική αγωγιμότητα P m, σύμφωνα με την σχέση 3.12 προκύπτει: N2 m m m P (N i N i ) P N (i i ) (3.21) N1 67

86 Η επαγόμενη τάση στο πρωτεύον τύλιγμα λόγω μεταβολής της αμοιβαίας ροής φ m προκύπτει ως εξής: d d N dt dt N d N dt N1 m 2 2 N1 PmN 1 (i1 i 2) 1 2 L m1 (i1 i 2) (3.22) 2 όπου σύμφωνα με την σχέση 3.16 αναγνωρίζουμε την αυτεπαγωγή μαγνήτισης Lm1 PmN1.Η σχέση 3.22 μας λέει ότι απο κυκλωματική άποψη η επίδραση του πυρήνα είναι ισοδύναμη με N2 αυτεπαγωγή L m1, που διαρέεται απο το ρεύμα μαγνήτισης im i1 i2, το οποίο αποτελείται N1 απο το άθροισμα του ρεύματος του πρωτεύοντος τυλίγματος και του ρεύματος του δευτερεύοντος τυλίγματος αναγόμενο στο πρωτεύον μέσω του λόγου αναγωγής N 2 /N 1. Σύμφωνα με τα παραπάνω και τις τερματικές εξισώσεις τάσης προκύπτει το κυκλωματικό ισοδύναμο του μονοφασικού μετασχηματιστή με το δευτερεύον τύλιγμα ανηγμένο στο πρωτεύον που φαίνεται στο παρακάτω σχήμα: Σχήμα 3.19 Κυκλωματικό ισοδύναμο μονοφασικού μετασχηματιστή Για λόγους πληρότητας έχει συμπεριληφθεί και η αντίσταση R c παράλληλα με την αυτεπαγωγή μαγνήτισης. Η αντίσταση αυτή αντιστοιχεί στις ωμικές απώλειες του πυρήνα, δηλαδή τις απώλειες λόγω υστέρησης και δινορρευμάτων. Οι απώλειες υστέρησης έχουν να κάνουν με την αναδιάταξη των μαγνητικών τμημάτων στο εσωτερικό του πυρήνα η οποία συμβαίνει σε κάθε ημιπερίοδο της τάσης εισόδου. Οι απώλειες δινορρευμάτων είναι θερμικές απώλειες που καταναλώνονται στην αντίσταση του μετάλλου του πυρήνα και είναι ανάλογες με το τετράγωνο της τάσης στην είσοδο του μετασχηματιστή. Στην ανάλυση που προηγήθηκε δεν λάβαμε υπόψιν τις απώλειες αυτές καθώς, ενώ είναι αναγκαίες για κάποιου είδους μελέτες, το μοντέλο που αναπτύχθηκε είναι επαρκές για την παρούσα εργασία. 68

87 ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΣ ΜΕΤΑΣΧΗΜΑΤΙΣΤΗΣ [8, 9] Το ενεργό μέρος των τριφασικών μετασχηματιστών αποτελείται, όπως και στους μονοφασικούς, από τον πυρήνα και τα τυλίγματα. Στο παρακάτω σχήμα 3.20 φαίνεται η μορφή του πυρήνα ενός τριφασικού μετασχηματιστή με τρεις όμοιους κορμούς, σε καθένα από τους οποίους τοποθετείται ένα τύλιγμα χαμηλής τάσης και ένα υψηλής τάσης με αποτέλεσμα τρία τυλίγματα φάσεων χαμηλής και τρία τυλίγματα φάσεων υψηλής τάσης και δώδεκα άκρα συνολικά που συνδέονται τόσο μεταξύ τους όσο και στους ακροδέκτες του μετασχηματιστή. Σχήμα 3.20 Πυρήνας και τυλίγματα τριφασικού μετασχηματιστή. Τα προβλήματα που προκύπτουν από τις συνδέσεις των τριφασικών μετασχηματιστών αφορούν τις σχέσεις τάσεων, ρευμάτων, σύνθετων αντιστάσεων και ονομαστικής ισχύος των μετασχηματιστών. Οι συνθήκες που πρέπει να υπάρχουν όταν πραγματοποιούνται οι συνδέσεις αυτές είναι: Όταν τρεις μονοφασικοί μετασχηματιστές συνδέονται τριφασικά, πρέπει να είναι όμοιοι. Οι συνθήκες τροφοδότησης και φόρτισης τους να είναι συμμετρικές. Εφόσον οι διατάξεις είναι συμμετρικές, οι τρεις φάσεις έχουν την ίδια συμπεριφορά (ίδια τάση, ίδιο ρεύμα, κτλ). Η μόνη διαφορά που υπάρχει είναι η διαφορά φάσεων κατά 120 ο στις τάσεις και τα ρεύματα. Το φορτίο πρέπει να είναι τριφασικό και συμμετρικό, συνεπώς ο κάθε μονοφασικός μετασχηματιστής τα παρέχει το 1/3 του τριφασικού φορτίου. Η ακολουθία φάσεων για το πρωτεύων και το δευτερεύων πρέπει να είναι η ίδια. 69

88 Οι τριφασικοί μετασχηματιστές μπορούν να συνδεθούν με τέσσερις διαφορετικούς τρόπους που φαίνονται στο παρακάτω σχήμα: Σχήμα 3.21 Συνδεσμολογίες τριφασικών μετασχηματιστών. Έχοντας θεωρήσει ότι έχουμε ιδανικούς μετασχηματιστές και επειδή τα μονοφασικά ισοδύναμα αναφέρονται σε φασικές ποσότητες (τάσεις ως προς τον ουδέτερο και φασικά ρεύματα), η ανάπτυξη που ακολουθεί γίνεται με βάση την Υ-Υ συνδεσμολογία. Οι Υ-Δ, Δ-Υ και Δ-Δ συνδεσμολογίες, συνεπώς, θα πρέπει να μετατραπούν σε ισοδύναμες Υ-Υ συνδεσμολογίες με κατάλληλους ενεργούς λόγους σπειρών ανά φάση. Για την Δ-Υ συνδεσμολογία, η οποία θα χρησιμοποιηθεί στην πειραματική μας διάταξη, ισχύει: N N N V V (V V ) 3e V (3.23) o a 2 ab 2 a b 2 j30 a N1 N1 N1 Παρατηρούμε πως η τάση στο δευτερεύον του μετασχηματιστή παρουσιάζει μια στροφή 30 ο (συγκεκριμένα προπορεύεται), σε σχέση με την τάση του πρωτεύοντος, καθώς γίνεται φανερό o j30 από την παρουσία του όρου e στη σχέση Αντίστοιχες σχέσεις ισχύουν και για τις φάσεις b και c. Οι τάσεις πρωτεύοντος-δευτερεύοντος σε κάθε φάση της ισοδύναμης Υ-Υ συνδεσμολογίας, σχετίζονται με το λόγο a V o o 1 N1 j30 j30 a e e t (3.24) V2 N2 3 3 όπου α=ν 1 /Ν 2 ο λόγος σπειρών μεταξύ των συζευγμένων τυλιγμάτων του τριφασικού μετασχηματιστή. 70

89 Για τα ρεύματα ισχύει η σχέση: N N ( ) 3e (3.25) o b c 2 c 2 j N1 N1 Αντίστοιχες σχέσεις ισχύουν και για τις φάσεις b και c. Tα ρεύματα πρωτεύοντος - δευτερεύοντος σε κάθε φάση της ισοδύναμης Υ-Υ συνδεσμολογίας, δηλαδή, σχετίζονται ως εξής I o 1 N2 j30 1 3e (3.26) * I N t 2 1 Οι λόγοι των φασικών τάσεων πρωτεύοντος-δευτερεύοντος, V 1 / V 2, για όλες τις συνδεσμολογίες του Σχήματος 3.21 συνοψίζονται στον πίνακα 3.2. Πίνακας 3.2 Λόγος φασικών τάσεων, t, ισοδύναμων Υ-Υ συνδεσμολογιών. Παρατηρούμε, λοιπόν, ότι όσον αφορά τους Υ-Υ και Δ-Δ μετασχηματιστές, οι φασικές τάσεις σχετίζονται με το λόγο σπειρών α=ν 1 /Ν 2. Όσον αφορά, όμως, τους Υ-Δ και Δ-Υ μετασχηματιστές, οι φασικές τάσεις σχετίζονται με το μιγαδικό λόγο Υ-Δ και t a / 3 για Δ-Υ ). o t t e j30 ( όπου t 3a για Ας εξετάσουμε τώρα αναλυτικά την σύνδεση ενός τριφασικού μετασχηματιστή σε συνδεσμολογία Δ-Υ η οποία θυμίζουμε χρησιμοποιείται στην πειραματική διάταξη της παρούσας διπλωματικής εργασίας. Οι λόγοι που μας οδήγησαν στην επιλογή του Δ-Υ μετασχηματιστή είναι τόσο η γαλβανική απομόνωση που προσφέρει όσο και η μείωση των ανώτερων αρμονικών συνιστωσών της τάσης. Άλλωστε και στα συστήματα μεταφοράς ηλεκτρικής ενέργειας μεγάλης κλίμακας στα σημεία όπου απαιτείται ανύψωση τάσης (για παράδειγμα από την γεννήτρια στην γραμμή μεταφοράς) χρησιμοποιείται μετασχηματιστής με σύνδεση Δ-Υ. 71

90 Στο σχήμα 3.22 φαίνεται ένας μετασχηματιστής με σύνδεση Δ-Υ όπου ο κοινός κόμβος n του δευτερεύοντος γειώνεται μέσω μιας αντίστασης R n. Όταν τα τυλίγματα συνδέονται με τον τρόπο αυτό, η σχέση αναφοράς από το δευτερεύον στον πρωτεύον είναι 3N 1/ N 2, και η τάση του δευτερεύοντος είναι μετατοπισμένη κατά 30 ο προς την ωρολογιακή φορά σε σχέση με την τάση του πρωτεύοντος. Σχήμα 3.22 Πηγή και σύνδεση μετασχηματιστή. Με τα τυλίγματα του πρωτεύοντος ενός μετασχηματιστή να συνδέονται όπως φαίνονται στο σχήμα 3.22 οι τάσεις εισόδου των τυλιγμάτων του πρωτεύοντος μπορούν να υπολογιστούν άμεσα από τις τάσεις των πηγών: VAB VAO V BO (3.27.α) VBC VBO V CO (3.27.β) VCA VCO V AO (3.27.γ) Οι τάσεις εξόδου των τυλιγμάτων του δευτερεύοντος συνάρτηση του κοινού κόμβου του δευτερεύοντος με τη γη είναι: Van Van V ng (3.28.α) Vbn Vbn V ng (3.28.β) V V V (3.28.γ) cn cn ng όπου V ng (ia ib i c)r n (3.29) 72

91 Τα ρεύματα γραμμής από την πλευρά του πρωτεύοντος μπορούν να υπολογιστούν από τα ρεύματα των τυλιγμάτων του πρωτεύοντος από τις σχέσεις: ia iab i CA (3.30.α) ib ibc i AB (3.30.β) ic ica i BC (3.30.γ) Με την βοήθεια των εξισώσεων και με την θεώρηση ότι ο μετασχηματιστής με σύνδεση Δ-Υ σχηματίζεται από τρία ξεχωριστά μονοφασικά κυκλώματα μπορούμε να αναπαραστήσουμε τον μετασχηματιστή με το ισοδύναμο του κυκλώματος όπως φαίνεται στο παρακάτω σχήμα: R s X s R P X p R c R P Σχήμα 3.23 Ισοδύναμη αναπαράσταση κυκλώματος τριφασικού μετασχηματιστή με σύνδεση Δ-Υ Εξετάζοντας το παραπάνω ισοδύναμο του τριφασικού μετασχηματιστή με σύνδεση Δ-Υ παρατηρούμε πως το μοντέλο του έχει χτιστεί με βάση αυτό του ιδανικού, χωρίς απώλειες, μετασχηματιστή. Η απώλεια ισχύος στα τυλίγματα εξαρτάται από το ρεύμα και αναπαρίσταται με τις σε σειρά συνδεδεμένες αντιστάσεις R P και R s. Η απώλεια ροής οδηγεί στην πτώση κλάσματος της εφαρμοζόμενης τάσης, πτώση η οποία δεν συνεισφέρει στην αμοιβαία σύζευξη και, κατά συνέπεια, μπορεί να μοντελοποιηθεί με τις επαγωγικές αντιδράσεις X P και X s, συνδεδεμένες σε σειρά με την τέλεια συζευγμένη περιοχή. Σε αυτό το σημείο να τονίσουμε πως τόσο η R s όσο και η X s είναι η αντίσταση και η αντίδραση του δευτερεύοντος αφού πρώτα έχουν αναχθεί στο πρωτεύον. Δηλαδή: N R R ( ) 1 2 S S και N2 N 1 2 XS X S( ) N2 όπου R s και X s μετασχηματιστή. είναι η αντίσταση και η αντίδραση αντίστοιχα στο δευτερεύων του 73

92 ΜΕΤΑΣΧΗΜΑΤΙΣΤΗΣ ΠΕΙΡΑΜΑΤΙΚΗΣ ΔΙΑΤΑΞΗΣ Ο τριφασικός μετασχηματιστής συνδεσμολογίας Δ-Υ της πειραματικής μας διάταξης φαίνεται στο σχήμα Σχήμα 3.24 Άποψη τριφασικού μετασχηματιστή Η ονομαστική ισχύς του είναι 1.5KW και ο λόγος μετασχηματισμού του είναι: V V Όπως αναφέρθηκε προηγουμένως ένας περιορισμός στην μέγιστη επιτρεπόμενη DC τάση στην είσοδο του αντιστροφέα (400 Volt) έκρινε απαραίτητη την χρήση του μετασχηματιστή για την ανύψωση του επιπέδου της τάσης. Θεωρώντας σαν οριακή κατάσταση την ελάχιστη τάση στην είσοδο του αντιστροφέα να κυμαίνεται κοντά στα 250 Volt και τον συντελεστή διαμόρφωσης πλάτους της μεθόδου SPWM στην γραμμική περιοχή να είναι ίσος με m a =1, απο την σχέση 2.7, προκύπτει η ενεργός τιμή της πολικής τάσης της θεμελιώδους συνιστώσας στην έξοδο του αντιστροφέα: ULL 0.612m avd V Επιθυμούμε η πολική τάση στο φορτίο να φτάσει τα 400 Volt, επομένως ο παραπάνω μετασχηματιστής κρίνεται επαρκής, με αρκετό περιθώριο ασφάλειας, εφόσον μπορεί να καλύψει την οριακή κατάσταση λειτουργίας για την ελάχιστη DC τάση άρα και οποιαδήποτε άλλη κατάσταση με μεγαλύτερη τάση και τον ανάλογο συντελεστή διαμόρφωσης πλάτους. 74

93 3.2.5 ΜΕΤΑΒΛΗΤΟ ΤΡΙΦΑΣΙΚΟ ΦΟΡΤΙΟ Κατά την διάρκεια εκτέλεσης των μετρήσεων κρίθηκε σκόπιμο να μπορούμε να μεταβάλλουμε τόσο την τιμή του ωμικοεπαγωγικού φορτίου όσο και να μας παρέχεται η δυνατότητα να περνάμε από την κατάσταση συμμετρικού φορτίου σε αυτή του ασύμμετρου ώστε να είμαστε σε θέση να μελετήσουμε και την μεταβατική συμπεριφορά του συνόλου της πειραματικής μας διάταξης. Όπως είναι κατανοητό θα ήταν θεμιτό αυτή η δυνατότητα να μας δίνεται κατά την διάρκεια εκτέλεσης των πειραμάτων και όχι να είμαστε αναγκασμένοι να σταματάμε την διαδικασία ώστε να αλλάξουμε την τιμή του τριφασικού μας φορτίου. Αυτό έγινε εφικτό κατασκευάζοντας στο εργαστήριο την κατάλληλη συσκευή, που παρουσιάζεται στο σχήμα Σχήμα 3.25 Συσκευή επιλογής φορτίου Παρατηρώντας το σχήμα 3.25 γίνεται σαφές το πλήθος επιλογών που μας παρέχει η συγκεκριμένη συσκευή. Στην άλλη όψη της συσκευής έχουμε την δυνατότητα να συνδέσουμε σε κάθε φάση 2 διαφορετικά φορτία (φορτίο Α και φορτίο Β). Η συσκευή επιτρέπει, όπως βλέπουμε, για κάθε φάση να επιλέγουμε αν τα φορτία θα συνδέονται παράλληλα ή σε σειρά η εναλλακτικά αν θα είναι συνδεδεμένο μόνο το φορτίο Α, μόνο το φορτίο Β ή τέλος να μην έχουμε κανένα συνδεδεμένο φορτίο στην αντίστοιχη φάση. Αυτή η επιλογή γίνεται απλά με το πάτημα του αντίστοιχου κουμπιού σε κάθε φάση και το αντίστοιχο λαμπάκι μας ενημερώνει για την επιλογή μας. Πάνω δεξιά στην συσκευή μας παρατηρούμε ένα κουμπί με το οποίο μπορούμε να μετατρέψουμε το φορτίο μας άμεσα σε συμμετρικό. Το ποιες αντιστάσεις θα χρησιμοποιηθούν και με ποιο είδος σύνδεσης (σε σειρά ή παράλληλα) το καθορίζει ο επιλογέας που βρίσκεται ακριβώς από κάτω. 75

94 3.3 ΚΥΚΛΩΜΑ ΕΛΕΓΧΟΥ ΕΙΣΑΓΩΓΗ Η βασική ιδέα του ελέγχου της πειραματικής διάταξης φαίνεται στο σχήμα Επιθυμούμε η φασική τάση στο φορτίο να είναι σταθερή 220 Volt / 50 Hz. Μία μεταβολή στο φορτίο έχει ως αποτέλεσμα να μεταβάλλεται η τιμή της τάσης του. Στο σημείο αυτό επιδρά ο έλεγχος επαναφέροντας την τιμή της τάσης στην επιθυμητή, όπου και σταθεροποιείται. Σχήμα 3.26 Διάγραμμα εφαρμοζόμενου ελέγχου Ο έλεγχος που εφαρμόζεται είναι ένας PI έλεγχος, με ελεγχόμενη μεταβλητή τον συντελεστή διαμόρφωσης πλάτους m a της μεθόδου διαμόρφωσης εύρους παλμών. Απο την ανάλυση που προηγήθηκε στο κεφάλαιο 2, είδαμε ότι για εφαρμογή της μεθόδου στην γραμμική περιοχή η θεμελιώδης συνιστώσα της πολικής, συνεπώς και της φασικής, τάσης εξόδου του αντιστροφέα μεταβάλλεται γραμμικά με τον συντελεστή m a σύμφωνα με την σχέση 2. Συνεπώς η μεταβολή της φασικής τάσης του φορτίου μπορεί να αντισταθμιστεί με κατάλληλη μεταβολή του m a. Σύμφωνα με το σχήμα 3.26, ο αλγόριθμος που υλοποιείται με την βοήθεια του μικροεπεξεργαστή είναι ο εξής: Μέτρηση της rms τιμής της φασικής τάσης του φορτίου και αφαίρεση αυτής απο την επιθυμητή τιμή τάσης, οπότε προκύπτει ένα σφάλμα e. Το σφάλμα περνά μέσα απο έναν PI ελεγκτή, ο οποίος ελέγχει τον συντελεστή m a. Ο m a που προκύπτει χρησιμοποιείται για την εφαρμογή της μεθόδου SPWM για τον έλεγχο των διακοπτικών στοιχείων του τριφασικού αντιστροφέα, επηρεάζοντας την τιμή της τάσης εξόδου του. Στην ενότητα που ακολουθεί γίνεται μια συνοπτική ανάπτυξη της θεωρίας του PI ελεγκτή. Η περιγραφή της μικροϋπολογιστικής μονάδας του κυκλώματος ελέγχου γίνεται στο κεφάλαιο 4. 76

95 3.3.2 ΑΝΑΛΟΓΙΚΟΣ-ΟΛΟΚΛΗΡΩΤΙΚΟΣ ΕΛΕΓΧΟΣ [10, 11, 12] ΕΙΣΑΓΩΓΗ Σε όλα τα σύγχρονα συστήματα είναι απαραίτητη η παρουσία ενός ελεγκτή, στόχος του οποίου είναι η εξασφάλιση της επιθυμητής απόκρισης. Τα συστήματα ελέγχου μπορεί να είναι είτε ανοιχτού είτε κλειστού βρόχου. Σε ένα σύστημα ανοιχτού βρόχου ο ελεγκτής ελέγχει το σήμα στην είσοδο της διεργασίας, την μεταβλητή ελέγχου, βασισμένος σε ένα σήμα διέγερσης στην είσοδό του. Η δομή ενός συστήματος ανοιχτού βρόχου φαίνεται στο σχήμα 3.27, όπου μπορούμε να διακρίνουμε το σήμα διέγερσης στην εισόδο του ελεγκτή x, την μεταβλητή ελέγχου u και το σήμα y στην έξοδο της διεργασίας, δηλαδή την απόκρισή του συστήματος. Σχήμα 3.27 Δομή συστήματος ανοιχτού βρόχου Αντίθετα ένα σύστημα κλειστού βρόχου λειτουργεί με ανάδραση, δηλαδή με την αξιοποίηση ενός σήματος που προκύπτει απο μέτρηση της εξόδου της διεργασίας. Στην περίπτωση αυτή ο ελεγκτής ελέγχει την μεταβλητή ελέγχου στην είσοδο της διεργασίας βασισμένος σε ένα σήμα σφάλματος που προκύπτει απο την διαφορά ενός σήματος αναφοράς και του σήματος ανάδρασης. Η δομή ενός συστήματος κλειστού βρόχου φαίνεται στο σχήμα 3.28, όπου διακρίνουμε επιπλέον το σήμα αναφοράς x, το σήμα ανάδρασης r και το σήμα σφάλματος e που προκύπτει απο την διαφορά τους. Σχήμα 3.28 Δομή συστήματος κλειστού βρόχου 77

96 Η υλοποίηση του ελεγκτή μπορεί να γίνει απο διάφορους αλγόριθμους, ο καθένας με τα ιδιαίτερα χαρακτηριστικά του. Ένας απο τους πιο διαδεδομένους ελεγκτές είναι o αναλογικόςολοκληρωτικός (Proportional-Integral, PI) ελεγκτής που χρησιμοποιείται σε μεγάλο βαθμό τις τελευταίες δεκαετίες σε βιομηχανικές διεργασίες. Με τον PI ελεγκτή μπορούμε να πετύχουμε την αυτόματη ρύθμιση της διεργασίας μας μέσω της παρακάτω διαδικασίας: Μέτρηση της απόκρισης του συστήματος y, απο την οποία προκύπτει το σήμα ανάδρασης r Αφαίρεση του σήματος ανάδρασης r απο το σήμα αναφοράς x. Απο την διαφορά τους προκύπτει το σήμα σφάλματος e Ρύθμιση της μεταβλητής ελέγχου u στη έξοδο του ελεγκτή, αξιοποιώντας το σήμα σφάλματος e. Ακολουθώντας την παραπάνω διαδικασία, απώτερος στόχος του PI ελεγκτή είναι η απόκριση του συστήματος να γίνεται και να παραμένει ίση με το επιθυμητό σήμα αναφοράς. Στο σχήμα 3.29 φαίνεται η δομή ενός συστήματος κλειστού βρόχου με χρήση PI ελεγκτή. Η υλοποίησή του ελεγκτή γίνεται με την βοήθεια δύο όρων, του αναλογικού P και του ολοκληρωτικού I, οι οποίοι επιδρούν επί του σφάλματος προκειμένου να ρυθμίσουν την μεταβλητή ελέγχου στην είσοδο του συστήματος. Η μεταβλητή ελέγχου u επιδρά στο σύστημα με τέτοιο τρόπο, ώστε η έξοδος του y να ακολουθεί κάθε φορά την τιμή του σήματος αναφοράς x που επιβάλουμε στην είσοδο και να διατηρείται σε αυτή όταν κάποια εξωτερική διαταραχή τείνει να την αλλάξει, οδηγώντας τελικά σε μηδενισμό του σφάλματος. Σχήμα 3.29 Υλοποίηση PI ελεγκτή Στις επόμενες παραγράφους γίνεται η περιγραφή της λειτουργίας των όρων του PI ελεγκτή καθώς και ορισμένων χαρακτηριστικών του. 78

97 ΑΝΑΛΟΓΙΚΟΣ ΕΛΕΓΧΟΣ Ο αναλογικός όρος του PI ελεγκτή παράγει μία τιμή στην έξοδό του, που είναι αναλογική ως προς την παρούσα τιμή του σφάλματος. Η αντίδρασή του είναι άμμεση και συνεισφέρει κατά τον μεγαλύτερο βαθμό στην μεταβολή της μεταβλητής ελέγχου, επηρεάζει συνεπώς σημαντικά την ταχύτητα απόκρισης του συστήματος ελέγχου. Η ρύθμισή του γίνεται με την βοήθεια μιας σταθεράς, του αναλογικού κέρδους K P, σύμφωνα με την παρακάτω σχέση: P u(t) KPe(t) K P(x(t) r(t)) (3.31) Η υλοποίηση ενός αναλογικού ελεγκτή, δηλαδή ενός συστήματος ελέγχου που υφίσταται την δράση μόνο του αναλογικού όρου, φαίνεται στο παρακάτω σχήμα: Σχήμα 3.30 Υλοποίηση αναλογικού ελεγκτή Μια μεγάλη τιμή του αναλογικού κέρδους οδηγεί σε μεγάλη μεταβολή της μεταβλητή ελέγχου, για δεδομένη μεταβολή στο σφάλμα, προσδίδοντας στην απόκριση του συστήματος ταλαντωτική συμπεριφορά. Σε περίπτωση που το κέρδος είναι πολύ μεγάλο, το σύστημά μπορεί να γίνει ασταθές. Αντίθετα για μικρές τιμές του κέρδους, η μεταβλητή ελέγχου μεταβάλλεται με μικρό ρυθμό, ακόμα και για μεγάλες τιμές σφάλματος, κάνοντας την απόκριση του συστήματος πιο αργή. Τα παραπάνω φαίνονται στο σχήμα 3.31, όπου παρουσιάζεται ένα τυπικό παράδειγμα της απόκρισης ενός συστήματος που ελέγχεται απο έναν αναλογικό ελεγκτή σε μια μοναδιαία βηματική μεταβολή του σήματος αναφοράς. Στο παράδειγμα αυτό καταγράφονται τρείς διαφορετικές αποκρίσεις του συστήματος για τρία διαφορετικά αναλογικά κέρδη (K P1,K P2,K P3 ). Σχήμα 3.31 Απόκριση συστήματος με αναλογικό ελεγκτή σε μοναδιαία βηματική διέγερση 79

98 Παρατηρούμε την αύξηση στην ταχύτητα απόκρισης που συμβαίνει με την αύξηση του κέρδους, καθώς και την ταλαντωτική συμπεριφορά, με υπερύψωση πάνω απο την μονάδα, για κέρδος K 3. Ένα πολύ σημαντικό συμπέρασμα που μπορούμε να βγάλουμε, με την βοήθεια του σχήματος, είναι ότι η τελική τιμή της εξόδου του συστήματος παρουσιάζει απόκλιση απο την επιθυμητή τιμή του σήματος αναφοράς, συνεπώς και το τελικό σφάλμα στην είσοδο του ελεγκτή είναι μη μηδενικό. Η δημιουργία σφάλματος μόνιμης κατάστασης αποτελεί το βασικό μειονέκτημα του αναλογικού ελεγκτή, ο οποίος δεν μπορεί να οδηγήσει σε μηδενισμό του σφάλματος, καθώς όπως είναι λογικό αυτό θα μηδένιζε και την μεταβλητή ελέγχου. Παρατηρούμε ωστόσο ότι η αύξηση του αναλογικού κέρδους οδηγεί σε μείωση του σφάλματος μόνιμης κατάστασης. 80

99 ΟΛΟΚΛΗΡΩΤΙΚΟΣ ΕΛΕΓΧΟΣ Ο ολοκληρωτικός όρος του PI ελεγκτή παράγει μία τιμή στην έξοδό του, που είναι αναλογική ως προς όλες τις προηγούμενες τιμές του σφάλματος. Η βασική του λειτουργία είναι η εξασφάλιση της ισότητας μεταξύ της εξόδου της διεργασίας και της τιμής του σήματος αναφοράς στην μόνιμη κατάσταση, δηλαδή η μεταβολή της μεταβλητής ελέγχου κατά τέτοιον τρόπο ώστε το σφάλμα μόνιμης κατάστασης, που δημιουργείται απο τον αναλογικό όρο, να οδηγείται σε μηδενισμό. Με τον ολοκληρωτικό έλεγχο, ένα θετικό σφάλμα θα οδηγεί συνεχώς στην αύξηση της μεταβλητής ελέγχου, ενώ ένα αρνητικό σφάλμα θα οδηγεί συνεχώς στην μείωση της μεταβλητής ελέγχου, εώς τον τελικό μηδενισμό του. Η ρύθμισή του ολοκληρωτικού όρου γίνεται με την βοήθεια επίσης μιας σταθεράς, του ολοκληρωτικού κέρδους K Ι, η οποία σχετίζεται αναλογικά με το ολοκλήρωμα του σήματος σφάλματος σύμφωνα με την παρακάτω σχέση: T I KI e(t)dt (3.32) 0 Μια ολοκληρωμένη μαθηματική διατύπωση του PI ελεγκτή είναι η παρακάτω: T u(t) KPe(t) KI e(t)dt 0 1 T T KP e(t) e(t)dt (3.33) I 0 KP όπου το Τ Ι ονομάζεται σταθερά χρόνου ολοκλήρωσης και ισχύει KI. T I Στο σχήμα που ακολουθεί βλέπουμε την συμπεριφορά του ολοκληρωτικού όρου σε μια βηματική αλλαγή του σήματος αναφοράς, η οποία δημιουργεί και το αντίστοιχο σφάλμα. Σχήμα 3.32 Λειτουργία ολοκληρωτικού όρου υπό την παρουσία σφάλματος 81

100 Μπορούμε να διακρίνουμε την αντίδραση του ολοκληρωτικού όρου, η οποία οδηγεί σε μια βαθμιαία μεταβολή της μεταβλητής ελέγχου, καθώς και την εξάρτηση της μεταβολής αυτής απο την τιμή της σταθεράς χρόνου ολοκλήρωσης. Όσο μικραίνει η σταθερά T I, άρα μεγαλώνει το ολοκληρωτικό κέρδος Κ Ι, τόσο πιο έντονα τείνει να μεταβληθεί η μεταβλητή ελέγχου και αντίστροφα. Η υλοποίηση του PI ελεγκτή, με τις μαθηματικές εκφράσεις των όρων του, φαίνεται στο παρακάτω σχήμα: Σχήμα 3.33 Υλοποίηση PI ελεγκτή Στο σχήμα 3.34 παρουσιάζεται ένα τυπικό παράδειγμα απόκρισης ενός συστήματος, ελεγχόμενο από PI ελεγκτή, σε μια μοναδιαία βηματική μεταβολή του σήματος αναφοράς. Στο σχήμα καταγράφεται η απόκριση για τρία διαφορετικά κέρδη του ολοκληρωτικού όρου, θεωρώντας το κέρδος του αναλογικού όρου σταθερό. Σχήμα 3.34 Απόκριση συστήματος με PI ελεγκτή σε μοναδιαία βηματική διέγερση Παρατηρώντας το σχήμα διαπιστώνουμε την βασική λειτουργία του ολοκληρωτικού όρου, δηλαδή τον μηδενισμό του σφάλματος, καθώς η απόκριση του συστήματος τείνει στην μονάδα για τις διάφορες τιμές του ολοκληρωτικού κέρδους. Επιπλέον, συγκρίνοντας με το σχήμα 3.31, παρατηρούμε μια συνολική μείωση στην ταχύτητα απόκρισης, σαν συνέπεια της βαθμιαίας μεταβολής της μεταβλητής ελέγχου που εισάγει ο ολοκληρωτικός όρος. Η αύξηση της τιμής του ολοκληρωτικού κέρδους αυξάνει και την ταχύτητά απόκρισης, προσδίδει ωστόσο στην έξοδο του συστήματος μια πιο ταλαντωτική συμπεριφορά. 82

101 ΦΑΙΝΟΜΕΝΟ INTEGRATOR WINDUP Μια απο τις τις βασικές αιτίες που οδηγούν σε υποβάθμιση της απόδοσης του PI ελεγκτή είναι το φαινόμενο που σχετίζεται με τον ολοκληρωτικό όρο του και αναφέρεται στην βιβλιογραφία ως integrator windup phenomenon. Όπως είδαμε στην προηγούμενη παράγραφο, ο ολοκληρωτικός όρος δρά επί του αθροιστικού σφάλματος στην διάρκεια μιας χρονικής περίοδου, επηρεάζοντας την μεταβλητή ελέγχου με τέτοιον τρόπο, ώστε τελικά να οδηγεί στον μηδενισμό του. Όταν συμβεί μια μεγάλη μεταβολή στο σήμα αναφοράς ή μια μεγάλη εξωτερική διαταραχή, ο ολοκληρωτικός όρος αθροίζει ένα σημαντικό σφάλμα, το οποίο προκαλεί μια μεγάλη μεταβολή στην μεταβλητή ελέγχου. Σε πολλά συστήματα υπάρχουν φυσικοί περιορισμοί, για παράδειγμα η ταχύτητα ενός κινητήρα δεν μπορεί να πάρει οποιαδήποτε τιμή ή μια βαλβίδα μπορεί να είναι απο τελείως ανοικτή έως τελείως κλειστή. Το αποτέλεσμα είναι ότι ο έλεγχος μπορεί να δίνει οσοδήποτε μεγάλη τιμή στην μεταβλητή ελέγχου που επιδρά στα αντίστοιχα μεγέθη τέτοιων συστημάτων, στην πράξη όμως αυτή περιορίζεται σε ένα εύρος που καθορίζεται απο τα όρια του εκάστοτε συστήματος. Αυτό μπορεί να μοντελοποιηθεί με τον ενεργοποιητή του συστήματος, όπως φαίνεται στο σχήμα 3.35, όπου ενώ στην είσοδό του δέχεται οποιαδήποτε τιμή u του στείλει ο ελεγκτής, στην έξοδό του περνούν αυτούσιες οι εντός ορίων του συστήματος τιμές u. Οι εκτός ορίων τιμές εξισώνονται με τις οριακές, δηλαδή όταν u > u max τότε u =u max ενώ όταν u < u min τότε u =u min. Σχήμα 3.35 Μοντελοποίηση φυσικών περιορισμών κατά τον έλεγχο συστημάτων Οι οριακές τιμές της μεταβλητής ελέγχου αναφέρονται ως τιμές κορεσμού αυτής. Όταν η μεταβλητή ελέγχου φτάσει την τιμή κορεσμού της, παραμένει σε αυτή χωρίς να μπορεί να επηρεάσει την έξοδο του συστήματος, συνεπώς ο έλεγχος παρακάμπτεται και το σύστημα λειτουργεί σαν σύστημα ανοιχτού βρόχου, με αποτέλεσμα τον μη μηδενισμό του σφάλματος. Ο ολοκλητωρικός όρος του ελεγκτή συνεχίζει να αθροίζει το σφάλμα που παραμένει, οδηγώντας την έξοδό του σε μεγάλες τιμές (winds up). Για να επιστρέψει σε φυσιολογικά επίπεδα, οπότε μπορεί να αρχίσει και πάλι να λειτουργεί ο έλεγχος, απαιτείται αρκετό χρονικό διάστημα όπου το σφάλμα θα έχει αντίθετο πρόσημο. 83

102 Τα παραπάνω γίνονται περισσότερο κατανοητά με την βοήθεια του παρακάτω παραδείγματος, που αντιστοιχεί στον έλεγχο, με την χρήση PI ελεγκτή, ενός συστήματος ολοκληρωτή με περιορισμένο εύρος τιμών εισόδου. Σχήμα 3.36 Σύστημα ολοκληρωτή με PI ελεγκτή Η μεταβολή του σήματος αναφοράς (y sp ) είναι αρκετά μεγάλη ώστε η μεταβλητή ελέγχου (u) φτάνει στην μέγιστη τιμή κορεσμού της (u max ), όπως φαίνεται στο σχήμα Ο ολοκληρωτικός όρος του ελεγκτή αρχικά αυξάνει καθως το σφάλμα (y sp -y) είναι θετικό και φτάνει στην μέγιστη τιμή του, όταν περίπου t=10, όπου το σφάλμα μηδενίζει στιγμιαία κατά την μεταβατική απόκριση. Στο σημείο αυτό η μεταβλητή ελέγχου παραμένει στην μέγιστη τιμή κορεσμού της εξαιτίας της μεγάλης τιμής του ολοκληρωτικού όρου και μεταβάλλεται αφού περάσει αρκετό χρονικό διάστημα (όταν t=19) όπου το σφάλμα θα είναι αρνητικό, ώστε η τιμή του ολοκληρωτικού όρου να φτάσει σε μικρότερο επίπεδο. Σχήμα 3.37 Επίδραση φαινομένου integral windup σε σύστημα ολοκληρωτή με PI έλεγχο 84

103 Κατά την αλλαγή της τιμής της μεταβλητής ελέγχου η έξοδος του συστήματος (y) έχει τιμή μεγαλύτερη απο αυτή του σήματος αναφοράς, συνεπώς υπάρχει ένα σημαντικό αρνητικό σφάλμα που οδηγεί την μεταβλητή ελέγχου στην ελάχιστη τιμή κορεσμού της (u min ) ενώ ο ολοκληρωτικός όρος γίνεται αρνητικός και αρχίζει να αυξάνεται κατά απόλυτη τιμή. Αντίστοιχα με πρίν όταν ο ολοκληρωτικός όρος φτάσει στην μέγιστη απόλυτη τιμή του, όπου το σφάλμα μηδενίζεται και πάλι στιγμιαία, η μεταβλητή ελέγχου διατηρείται στην τιμή αυτή για το απαραίτητο χρονικό διάστημα με θετικό σφάλμα, προκειμένου ο ολοκληρωτικός όρος να πάρει μικρή απόλυτη τιμή. Παρατηρούμε ότι η συμπεριφορά αυτή επαναλαμβάνεται κάποιες φορές μέχρι το σύστημα να φτάσει σε ισορροπία. Το αποτέλεσμα είναι η σημαντική υπερύψωση της εξόδου του συστήματος και η τελική προσέγγιση της τιμής αναφοράς μέσω μιας αποσβεννύμενης ταλάντωσης, ενώ η τιμή της μεταβλητής ελέγχου εναλλάσεται μεταξύ των δύο ακραίων τιμών της μέχρι να σταθεροποιηθεί στη μηδενική τιμή οπότε και το σύστημα ολοκληρωτή θα διατηρήσει στην έξοδό του την επιθυμητή τιμή αναφοράς. Για την αντιμετώπιση του φαινομένου integrator windup έχουν αναπτυχθεί διάφορες μέθοδοι, γνωστές με τον αγγλικό όρο antiwindup. Μία απο τις μεθόδους αυτές, η οποία και θα χρησιμοποιηθεί στην παρούσα εργασία, ονομάζεται μέθοδος back-calculation. Η βασική ιδέα της μεθόδου είναι ο επαναπροσδιορισμός του ολοκληρωτικού όρου του ελεγκτή, όταν η μεταβλητή ελέγχου φτάσει την τιμή κορεσμού της, έτσι ώστε απο την νέα τιμή του να προκύπτει στην έξοδο του ελεγκτή μια τιμή κοντά σε αυτή του κορεσμού. Στο σχήμα 3.38 φαίνεται η δομή του PI ελεγκτή με την εφαρμογή της μεθόδου back-calculation. Παρατηρούμε ότι υπάρχει ένας επιπλεόν βρόχος ανάδρασης που επηρεάζει τον ολοκληρωτή του ολοκληρωτικού όρου του ελεγκτή. Συγκεκριμένα η έξοδος του ελεγκτή u αφαιρείται απο την έξοδο του ενεργοποιητή u και προκύπτει το σήμα σφάλματος e s το οποίο, αφού πολλαπλασιασθεί με το κέρδος K b, προστίθεται στο πολλαπλασιασμένο με το ολοκληρωτικό κέρδος Κ Ι εξωτερικό σφάλμα και τροφοδοτείται στην είσοδο του ολοκληρωτή. Σχήμα 3.38 Διάγραμμα PI ελεγκτή με εφαρμογή της μεθόδου back-calculation 85

104 Όταν η μεταβλητή ελέγχου δεν είναι κορεσμένη (δηλαδή u=u ), τότε το σήμα σφάλματος e s είναι μηδέν και δεν επηρεάζει τον έλεγχο, ο οποίος βρίσκεται στην κανονική του λειτουργία. Όταν η μεταβλητή ελέγχου φτάσει την τιμή κορεσμού της (δηλαδή u > u ή u < u ) το σήμα σφάλματος e s γίνεται διάφορο του μηδενός. Ο έλεγχος παρακάμπτεται καθώς η μεταβλητή ελέγχου στην έξοδο του ενεργοποιητή, συνεπώς στην είσοδο του συστήματος, παραμένει σταθερή στην τιμή κορεσμού της. Υπάρχει ωστόσο ο βρόχος ανάδρασης που σχετίζεται με τον ολοκληρωτή, ο οποίος δρά με τέτοιο τρόπο που οδηγεί την έξοδο του ελεγκτή σε μια τιμή που θα έχει ως αποτέλεσμα η τιμή στην είσοδό του ολοκληρωτή να μηδενίζεται. Η τιμή στην είσοδο του ολοκληρωτή είναι: Kb es KI e (3.34) Επομένως στην μόνιμη κατάσταση ισχύει: K K I Kb es KI e 0 es e b Όμως e s =u -u οπότε η τιμή στην έξοδο του ελεγκτή u προκύπτει ως εξής: KI u ' u e Kb KI u u ' e (3.35) Kb Εφόσον η μεταβλητή ελέγχου έχει φτάσει την τιμή κορεσμού, η τιμή στην έξοδο του ελεγκτή θα είναι πάντα μεγαλύτερη κατά απόλυτη τιμή απο αυτή στην είσοδο του συστήματος. Με την παραπάνω μέθοδο πετυχαίνουμε τον συνεχή επαναπροσδιορισμό της τιμής στην έξοδο του ολοκληρωτή για το χρονικό διάστημα που η μεταβλητή ελέγχου παραμένει κορεσμένη, επιδιώκοντας τον μηδενισμό της τιμής στην είσοδό του προκειμένου στο διάστημα αυτό να μην δρά επι της ουσίας και να μην συσσωρεύει το σφάλμα που παραμένει λόγω της παράκαμψης λειτουργίας του ελέγχου, αποφεύγοντας με αυτόν τον τρόπο το windup φαινόμενο. Τα αποτελέσματα της εφαρμογής της μεθόδου back-calculation στον PI ελεγκτή του παραπάνω παραδείγματος με το σύστημα ολοκληρωτή φαίνονται στο σχήμα Όπως και πρίν η μεταβολή του σήματος αναφοράς είναι αρκετά μεγάλη ώστε να στέλνει άμεσα την μεταβλητή ελέγχου στον κορεσμό. 86

105 Σχήμα 3.39 Απόκριση συστήματος ολοκληρωτή με εφαρμογή της μεθόδου back-calculation Η βασική διαφορά φαίνεται στην εξέλιξη της τιμής του ολοκληρωτή I. Παρόλο που το αρχικό σφάλμα ελέγχου e είναι μεγάλο και θετικό, ο επαναπροσδιορισμός της τιμής του ολοκληρωτή γίνεται άμεσα με αποτέλεσμα αυτός να παίρνει αρνητική τιμή κατά την αρχική φάση του κορεσμού, ως συνέπεια του σημαντικού σφάλματος e s που προκύπτει στον βρόχο ανάδρασης της μεθόδου back-calculation. Η βελτίωση της απόδοσης του ελεγκτή με την εφαρμογή της μεθόδου γίνεται εμφανής παρατηρώντας την απόκριση του συστήματος. Πλέον δεν υπάρχει σημαντική υπερύψωση στην έξοδο y, η οποία προσεγγίζει την τιμή αναφοράς χωρίς ταλαντώσεις και πολύ πιο γρήγορα (περίπου όταν t=15). Επίσης η έξοδος της μεταβλητής ελέγχου απο την κατάσταση κορεσμού της γίνεται πιο ομαλά χωρίς τις μεγάλες καθυστερήσεις και διακυμάνσεις που δημιουργούσε προηγουμένως το windup φαινόμενο στον ολοκληρωτή. 87

106 3.3.3 ΜΕΤΡΗΣΗ ΤΑΣΗΣ ΕΞΟΔΟΥ ΚΑΙ ΕΙΣΟΔΟΣ ΤΗΣ ΣΤΟ ΣΥΣΤΗΜΑ ΕΛΕΓΧΟΥ Όπως είδαμε στις προηγούμενες ενότητες η ορθή λειτουργία του ελέγχου προϋποθέτει την μέτρηση της ενεργού τιμής της φασικής τάσης στο φορτίο. Αυτό το πετυχαίνουμε με την χρήση του υποβιβαστή τάσης που φαίνεται στο σχήμα Η συσκευή αυτή δέχεται στην είσοδό της την φασική τάση του φορτίου και στην έξοδό της βγάζει ένα σήμα τάσης υποβιβασμένο κατά έναν συντελεστή. Ο συντελεστής υποβιβασμού καθορίζεται εξωτερικά με την βοήθεια του ποτενσιόμετρου που φαίνεται στο σχήμα Η υλοποίηση της συσκευής περιλαμβάνει την χρήση μετασχηματιστή παρέχοντας έτσι απομόνωση μεταξύ του κυκλώματος ισχύος και του κυκλώματος ελέγχου. Σχήμα 3.40 Συσκευή υποβιβασμού φασικής τάσης Το υποβιβασμένο σήμα τροφοδοτείται στον μετατροπέα αναλογικού σήματος σε ψηφιακό της μικροϋπολογιστικής μονάδας, με την βοήθεια της οποίας γίνεται η μέτρηση της ενεργού τιμής της τάσης στο φορτίο. Όπως θα δούμε στο επόμενο κεφάλαιο ο μετατροπέας αναλογικού σε ψηφιακό του συστήματός μας δέχεται ένα εύρος τιμών 0-3 Volt, συνεπώς εάν δεχτεί οποιαδήποτε αρνητική τιμή την εξισώνει με την ελάχιστη δυνατή δηλαδή τα 0 Volt, οδηγώντας σε απώλεια πληροφορίας. Για τον λόγο αυτό η παραπάνω συσκευή προσθέτει στο υποβιβασμένο σήμα μια dc συνιστώσα 1.5 Volt, γύρω απο την οποία διαμορφώνεται η AC τάση. Με την κατάλληλη ρύθμιση του ποτενσιομέτρου παρέχεται ένα ικανοποιητικό εύρος, προκειμένου να μην χαθεί η ακρίβεια της καταγραφής της τάσης κατά την μετατροπή του σήματος σε ψηφιακό. 88

107 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 4 ΠΕΡΙΓΡΑΦΗ ΤΟΥ ΣΥΣΤΗΜΑΤΟΣ ezdsptmf ΕΙΣΑΓΩΓΗ [13] Στην παρούσα διπλωματική εργασία η υλοποίηση του κυκλώματος ελέγχου γίνεται με ψηφιακή επεξεργασία σήματος, κρίνοντας έτσι απαραίτητη την χρήση μικροεπεξεργαστή. Χρησιμοποιείται λοιπόν το ολοκληρωμένο σύστημα ezdsptm F28335, το οποίο περιλαμβάνει τον επεξεργαστή TMS320F28335 καθώς και μια σειρά απο περιφερειακά συστήματα, που το καθιστούν πλήρες για την ανάπτυξη εφαρμογών ελέγχου. Σχήμα 4.1 Το board του συστήματος ezdsptm F28335 Ορισμένα απο τα κύρια χαρακτηριστικά του ezdsptm F28335 είναι τα παρακάτω: Επεξεργαστής ψηφιακού σήματος TMS320F28335 Κύριο ρολόι με συχνότητα λειτουργίας 150 MHz Ενσωματωμένη στον επεξεργαστή (on-chip) μονάδα επεξεργασίας αριθμών κινούμενης υποδιαστολής (floating point) 32-bit. On-chip μνήμη RAM 68K bytes Οn-chip μνήμη Flash 512K bytes Off-chip μνήμη SRAM 256K bytes Εσωτερικό ρολόι με συχνότητα λειτουργίας 30 MHz Ενσωματωμένος προσομοιωτής (JTAG emulator) με δυνατότητα επικοινωνίας με υπολογιστή μεσω USB. 89

108 Τα πιο χαρακτηριστικά περιφερειακά του είναι τα παρακάτω: On-chip μετατροπέας αναλογικού σε ψηφιακό (Analog to Digital, ADC) ακρίβειας 12 bit με 16 κανάλια εισόδου Μονάδα υλοποίησης διαμόρφωσης εύρους παλμών (epwm) Ψηφιακές εισόδους/εξόδους γενικού σκοπού (GPIO) Διατάξεις επικοινωνίας με τις παρακάτω δυνατότητες: Επικοινωνία με σειριακή μετάδοση δεδομένων SCI (Serial Communication Interface) Επικοινωνία με το πρωτόκολλο CAN (Controller Area Network) Στην συνέχεια γίνεται η περιγραφή των βασικών περιφερειακών μονάδων που χρησιμοποιούνται στην παρούσα εργασία. 90

109 4.2 ΜΕΤΑΤΡΟΠΕΑΣ ΑΝΑΛΟΓΙΚΟΥ ΣΕ ΨΗΦΙΑΚΟ (ADC) [14] Μια απο τις πιο σημαντικές περιφερειακές μονάδες σε έναν μικροελεγκτή είναι ο μετατροπέας αναλογικού σήματος σε ψηφιακό. Η μονάδα αυτή παρέχει μια διεπαφή ανάμεσα στον ελεγκτή και τον πραγματικό κόσμο. Τα περισσότερα σήματα στην φύση (π.χ. θερμοκρασία, ταχύτητα, πίεση, ηλεκτρικό ρεύμα) είναι αναλογικά σήματα. Με την βοήθεια του κατάλληλου αισθητήρα τα σήματα αυτά μπορούν να μετατραπούν σε σήματα τάσης, υποβιβασμένα και σε αναλογία ως προς τα πραγματικά. Ο σκοπός του ADC είναι να μετατρέψει αυτό το αναλογικό σήμα τάσης σε ψηφιακό, δηλαδή σε ένα σύνολο ψηφιακών αριθμών, το οποίο υφίσταται περαιτέρω επεξεργασία μέσω απλών αριθμητικών πράξεων. Η σχέση μεταξύ της αναλογικής τάσης εισόδου V in, του αριθμού των δυαδικών ψηφίων που χρησιμοποιούνται για την ψηφιακή αναπαράσταση n και του ψηφιακού αριθμού D είναι η παρακάτω: D *(VREF+ V REF ) Vin V REF (4.1) n 2 1 όπου V REF+, V REF- είναι τάσεις αναφοράς και αντιστοιχούν στο, επιτρεπόμενο απο τον μετατροπέα, εύρος του αναλογικού σήματος εισόδου. Ο ADC μετατροπέας του F28335 έχει τάσεις αναφοράς V REF+ = +3.0 Volt και V REF- = 0 Volt, ενώ η ακρίβειά του είναι n=12 bit. Έτσι σύμφωνα με την παραπάνω σχέση προκύπτει η σχέση μετατροπής για την περίπτωσή μας ως εξής: D3.0 D V in Vin D (4.2) 12 οδηγώντας σε ακρίβεια σήματος 3.0 mv bit Σε πολλές εφαρμογές ο έλεγχος επιβάλει την παρακολούθηση περισσοτέρων απο μια μεταβλητές. Ο μετατροπέας του F28335 παρέχει την δυνατότητα μέτρησης και μετατροπής 16 αναλογικών σημάτων, τα οποία πολυπλέκονται εσωτερικά, συνεπώς η επεξεργασία τους γίνεται διαδοχικά. Για να εκτελέσει μια μετατροπή, ο μετατροπέας πρέπει να διασφαλίσει ότι κατα την διαδικασία μετατροπής το αναλογικό σήμα εισόδου δεν μεταβάλλεται, γεγονός που θα μπορούσε να οδηγήσει σε λανθασμένο ψηφιακό αριθμό. Το πρόβλημα αυτό το λύνει η μονάδα sample and hold (s&h), η οποία αμέσως μετά την δειγματοληψία του σήματος, διατηρεί την τιμή που μετρήθηκε σταθερή για ικανό χρονικό διάστημα, ώστε να εκτελεστεί η μετατροπή με ορθό τρόπο και να αποθηκευτεί η προκύπτουσα τιμή προς περαιτέρω επεξεργασία. Ο F28335 είναι εξοπλισμένος με δύο s&h μονάδες οι οποίες μπορούν να λειτουργήσουν παράλληλα επιτρέποντας έτσι την ταυτόχρονη μετατροπή (simultaneous sampling) δύο σημάτων εισόδου 91

110 (π.χ. δύο ρεύματα ενός τριφασικού συστήματος). Το αποτέλεσμα απο την μετατροπή κάθε σήματος αποθηκεύεται σε κάποιον απο τους 16 καταχωρητές αποτελέσματος, που περιλαμβάνει ο μετατροπέας του F28335, αντίστοιχο με το κανάλι εισόδου που έχει καθοριστεί να εκτελέσει την μετατροπή. Τέλος για την εκκίνηση της διαδικασίας μετατροπής (Start Of Convertion, SOC) ενός σήματος απο τον μετατροπέα του συστήματός μας υπάρχουν τρεις επιλογές: Άμμεση εκκίνηση μέσω του προγράμματος που τρέχει στον επεξεργαστή Εκκίνηση με βάση κάποιο εξωτερικό σήμα Εκκίνηση με βάση κάποιο γεγονός (event) σε κάποια απο τις μονάδες διαμόρφωσης εύρους παλμών (epwm1-epwm6). 92

111 4.3 ΜΟΝΑΔΑ ΔΙΑΜΟΡΦΩΣΗΣ ΕΥΡΟΥΣ ΠΑΛΜΩΝ (epwm) [15] Η μονάδα διαμόρφωσης εύρους παλμών (enhanced Pulse Width Modulator) αποτελεί ένα πολύ σημαντικό κομμάτι του υλικού του συστήματος ezdsptm F Συγκεκριμένα μας παρέχει την δυνατότητα να παράγουμε με απλό τρόπο ποικίλες μορφές παλμοσειρών, οι οποίες βασίζονται σε διάφορες μαθηματικές μεθόδους, προκειμένου να ελέγξουμε τα ηλεκτρονικά στοιχεία ισχύος σε εφαρμογές ισχύος όπως η αδιάλειπτη παροχή ισχύος και ο ψηφιακός έλεγχος μηχανών. Κάθε περιφερειακή μονάδα epwm αποτελεί ένα ολοκληρωμένο κανάλι δύο εξόδων. Το ezdsptm F28335 έχει έξι μονάδες epwm οι οποίες είναι συνδεδεμένες μεταξύ τους, όπως φαίνεται στο σχήμα 4.2, και μπορούν να λειτουργούν είτε αυτόνομα ή σαν ενιαίο σύστημα. Σχήμα 4.2 Διάγραμμα μονάδων epwm στον F

112 Ορισμένα απο τα χαρακτηριστικά των μονάδων είναι τα παρακάτω: Δυνατότητα επιλογής του αριθμού των εξόδων τους (EPWMA, EPWMB) Δυνατότητα συγχρονισμένης λειτουργίας μεταξύ τους (SYNCI, SYNCO) Δυνατότητα ελέγχου της περιόδου/συχνότητας με χρήση απαριθμητή 16 bit Δυνατότητα ελέγχου της φάσης για λειτουργία προπόρευσης ή καθυστέρησης σε σχέση με άλλες μονάδες Δημιουργία νεκρού χρόνου με ανεξάρτητο έλεγχο της καθυστέρησης της ανερχόμενης και κατερχόμενης παρυφής. Προγραμματιζόμενα σήματα ελέγχου (Trip-Zone signals TZ) για προστασία κατά την διάρκεια καταστάσεων σφάλματος στο κύκλωμα ισχύος. Δυνατότητα συσχέτισης των γεγονότων (events) των μονάδων με διακοπές (interrupts INT) της CPU, για εκτέλεση κάποιας υπορουτίνας, καθώς και με εκκίνηση μετατροπής του ADC (SOC) Ενσωματωμένη λειτουργία διαμόρφωσης εύρους παλμών για DC-DC μετατροπέα (PWM chopper). Κάθε περιφερειακή μονάδα epwm αποτελείται απο εφτά υπομονάδες και αλληλεπιδρά με το υπόλοιπο σύστημα μέσω σημάτων. Οι υπομονάδες με τα σήματα αλληλεπίδρασης φαίνονται στο σχήμα 4.3. Σχήμα 4.3 Υπομονάδες και σήματα αλληλεπίδρασης της μονάδας epwm 94

113 Μια πιο αναλυτική εικόνα της εσωτερικής διασύνδεσης των υπομονάδων της μονάδας epwm φαίνεται στο σχήμα 4.4. Η συγκεκριμένη δομή επιτρέπει την αυτόματη παραγωγή παλμών με βάση διάφορα χρονικά και λογικά γεγονότα, παρέχοντας ένα μεγάλο εύρος διαφορετικών συνθηκών λειτουργίας. Η χρήση ορισμένων εκ των υπομονάδων είναι προαιρετική, παρέχοντας έτσι ευελιξία ως προς την αξιοποίησή τους, ανάλογα με τις απαιτήσεις της εκάστοτε εφαρμογής. Σχήμα 4.4 Διάγραμμα διασύνδεσης υπομονάδων της μονάδας epwm Στην συνέχεια γίνεται μια σύντομη περιγραφή των υπομονάδων που θα χρησιμοποιήσουμε για την εφαρμογή της μεθόδου SPWM στην πειραματική μας διάταξη. 95

114 4.3.1 ΥΠΟΜΟΝΑΔΑ ΧΡΟΝΟΥ TB (TIME-BASED MODULE) Η υπομονάδα TB καθορίζει όλα τα γεγονότα χρονισμού για την μονάδα epwm. Με την βοήθειά της πετυχαίνουμε την παραγωγή της τριγωνικής κυματομορφής που αποτελεί το σήμα φορέα της μεθόδου SPWM. Συγκεκριμένα η ρύθμιση της συγκεκριμένης υπομονάδας μας παρέχει τις παρακάτω δυνατότητες: Έλεγχο της συχνότητας/περιόδου των παραγόμενων κυματομορφών που προκύπτουν με την βοήθεια του απαριθμητή Καθορισμό του τρόπου απαρίθμησης Συγχρονισμό μιας μονάδας epwm με άλλες που προηγούνται ή έπονται Δημιουργία διαφοράς φάσης ανάμεσα στις μονάδες epwm Παραγωγή γεγονότων σε συγκεκριμένες χρονικές στιγμές Διαίρεση του κύριου ρολογιού, επιτρέποντας στην μονάδα epwm την λειτουργία σε χαμηλότερες ταχύτητες Η ρύθμιση γίνεται με την βοήθεια καταχωρητών. Τα βασικά σήματα και οι καταχωρητές της υπομονάδας TB φαίνονται στο διάγραμμα του σχήματος 4.5. Σχήμα 4.5 Σήματα και καταχωρητές της υπομονάδας TB 96

115 Στον πίνακα 4.1 γίνεται η περιγραφή των σημάτων της υπομονάδας TB, ενώ στο πίνακα 4.2 καταγράφονται οι καταχωρητές της. Σήμα EPWMxSYNCI EPWMxSYNCO CTR=PRD CTR=ZERO CTR_dir CTR_max TBCLK CTR=CMPB Περιγραφή Σήμα εισόδου για τον συγχρονισμό του απαριθμητή της υπομονάδας με μια μονάδα epwm που προηγείται Σήμα εξόδου για τον συγχρονισμό του απαριθμητή της υπομονάδας με μια μονάδα epwm που έπεται Παραγόμενο γεγονός όταν η τιμή του απαριθμητή είναι ίση με την τιμή του καταχωρητή περιόδου Παραγόμενο γεγονός όταν η τιμή του απαριθμητή είναι ίση με μηδέν Σήμα ένδειξης της φοράς μέτρησης του απαριθμητή. High=μέτρηση προς τα πάνω, Low=μέτρηση προς τα κάτω Παραγόμενο γεγονός όταν η τιμή του απαριθμητή φτάνει την μέγιστη τιμή Υποδιαίρεση του κύριου ρολογιού. Οδηγεί όλες τις υπομονάδες της μονάδας epwm Παραγόμενο γεγονός όταν η τιμή του απαριθμητή είναι ίση με την τιμή του καταχωρητή σύγκρισης Πίνακας 4.1 Περιγραφή σημάτων υπομονάδας TB Καταχωρητής Περιγραφή Shadowed TBCTL TB Control Register No TBSTS TB Status Register No TBPHS TB Phase Register No TBCTR TB Counter Register No TBPRD TB Period Register Yes Πίνακας 4.2 Καταχωρητές της υπομονάδας TB 97

116 Ο καταχωρητής TBCTL περιέχει κάποιες απο τις βασικές ρυθμίσεις που καθορίζουν την γενική συμπεριφορά της μονάδας epwm. Ορισμένες απο τις ρυθμίσεις παρουσιάζονται παρακάτω: Καθορισμός τρόπου λειτουργίας του απαριθμητή: Αρίθμηση προς τα πάνω Αρίθμηση προς τα κάτω Αρίθμηση πάνω-κάτω Σχήμα 4.6 Τρόποι λειτουργίας απαριθμητή Επιλογή της πηγής για το σήμα συγχρονισμού της μονάδας (SYNCO) με άλλες μονάδες, η οποία μπορεί να είναι κάποιο σήμα στην είσοδο της (EPWMxSYNCI) ή κάποιο γεγονός όπως ο μηδενισμός του απαριθμητή, ενώ παρέχεται και η δυνατότητα απενεργοποίησης, οπότε η μονάδα δουλεύει αυτόνομα Επιλογή της φοράς απαρίθμησης αμέσως μετά τον συγχρονισμό της μονάδας, με αφετηρία την τιμή που καθορίζεται απο τον καταχωρητή φάσης Επιλογή της συχνότητας λειτουργίας του ρολογιού, το οποίο χρησιμοποιείται για τον χρονισμό του απαριθμητή (TBCLK). Η συχνότητα λειτουργίας μπορεί να είναι η μέγιστη δυνατή, δηλαδή στα 150 MHz του κύριου ρολογιού (SYSCLKOUT), ή κάποια υποδιαίρεσή της, η οποία επιτυγχάνεται με την βοήθεια ενός prescaler. Η ρύθμιση που αποθηκεύεται σαν πληροφορία στον καταχωρητή είναι η υποδιαίρεση του prescaler 98

117 Ο καταχωρητής φάσης TBPHS έχει μέγεθος 16 bit και η τιμή του καθορίζει την διαφορά φάσης της μονάδας epwm ως πρός άλλες μονάδες. Ο καταχωρητής περιόδου TBCTR αποτελεί την μονάδα μνήμης του βασικού μπλοκ της μονάδας epwm που είναι ο απαριθμητής των 16 bit. Ο απαριθμητής, όπως γίνεται κατανοητό απο το σχήμα 4.6, είναι αυτός που σχηματίζει την κυματομορφή του σήματος φορέα για την εφαρμογή της μεθόδου διαμόρφωσης παλμών SPWM. Η κυματομορφή μπορεί να είναι είτε πριονωτή (πάνω ή κάτω απαρίθμηση) είτε τριγωνική (πάνω-κάτω απαρίθμηση). Η βάση χρόνου του απαριθμητή, όπως είδαμε, είναι το σήμα SYSCLKOUT του κύριου ρολογιού. Οι υποδιαιρέσεις της συχνότητας του κύριου ρολογιού, που είναι εφικτές μέσω της ρύθμισης του prescaler, σε συνδυασμό με το πεπερασμένο του μέγιστου αριθμού απαρίθμησης (2 16-1=65535) μας παρέχουν ένα μεγάλο εύρος συχνοτήτων παραγόμενων κυματομορφών απο μερικές δεκάδες Hz εως και την τάξη των MHz. Στον καταχωρητή TBPRD αποθηκεύεται η πληροφορία που καθορίζει την περίοδο, άρα και την συχνότητα, της παραγόμενης κυματομορφής. Ο καταχωρητής TBPRD έχει μέγεθος 16 bit και η τιμή που αποθηκεύεται σε αυτόν αντιστοιχεί στην τιμή μέχρι την οποία θα μετρήσει ο απαριθμητής. Στο σχήμα 4.7 παρουσιάζεται ένα παράδειγμα λειτουργίας του απαριθμητή, για τους διάφορους τρόπους απαρίθμησης, όπου καταγράφονται οι σχέσεις που συνδέουν την επιθυμητή συχνότητα της παραγόμενης κυματομορφής με την τιμή του καταχωρητή και την συχνότητα του ρολογιού που παρέχει τον χρονισμό. Για τον καταχωρητή ισχύει TBPRD = 4. Σχήμα 4.7 Λειτουργία του απαριθμητή για TBPRD = 4 99

118 Συγκεκριμένα για την περίπτωση της τριγωνικής κυματομορφής του σήματος φορέα της μεθόδου SPWM, που μας ενδιαφέρει, η τιμή του καταχωρητή TBPRD προκύπτει απο την παρακάτω σχέση: 1 TPWM 1 TPWM 2 TTBCLK 2 TSYSCLKOUT CLKDIV TBPRD (4.3) όπου T PWM είναι η περίοδος της τριγωνικής κυματομορφής, T SYSCLKOUT είναι η περίοδος του κύριου ρολογιού 1/150 MHz = nsec και CLKDIV είναι ο συντελεστής διαίρεσης της συχνότητας του κύριου ρολογιού. Μια αρκετά κατανοητή εικόνα της λειτουργίας της υπομονάδας TB δίνεται μέσα απο τα δύο παραδείγματα που ακολουθούν. Στο πρώτο παράδειγμα, στο σχήμα 4.8, ο απαριθμητής έχει ρυθμιστεί να λειτουργεί με απαρίθμηση προς τα πάνω, σχηματίζοντας πριονωτή κυματομορφή. Παρατηρούμε ότι με την ρύθμιση αυτή, τα γεγονότα μηδενισμού του απαριθμητή και ισότητάς του με το περιεχόμενο του καταχωρητή περιόδου εμφανίζονται την ίδια χρονική στιγμή, καθώς ο απαριθμητής μηδενίζει αφού φτάσει την τιμή περιόδου, οπότε και αρχίζει ξανά να μετράει προς τα πάνω. Κατα συνέπεια το σήμα ένδειξης φοράς μέτρησης του απαριθμητή (CTR_dir) είναι σταθερά High. Όταν εφαρμοστεί ένα σήμα συγχρονισμού (EPWMxSYNCI) στην είσοδο της υπομονάδας, ο απαριθμητής, ανεξαρτήτως της κατάστασης στην οποία βρίσκεται, άμεσα παίρνει την τιμή του καταχωρητή φάσης, απο την οποία και συνεχίζει την απαρίθμηση προς τα πανω. Σχήμα 4.8 Παράδειγμα λειτουργίας της υπομονάδας TB με απαρίθμηση προς τα πάνω 100

119 Στο δεύτερο παράδειγμα, στο σχήμα 4.9, ο απαριθμητής έχει ρυθμιστεί να μετράει πάνωκάτω, σχηματίζοντας τριγωνική κυματομορφή. Στην περίπτωση αυτή, τα γεγονότα μηδενισμού του απαριθμητή και ισότητάς του με το περιεχόμενο του καταχωρητή περιόδου TBPRD εμφανίζονται σε διαφορετικές χρονικές στιγμές και υπο φυσιολογικές συνθήκες, δηλαδή χωρίς την εφαρμογή κάποιου σήματος συγχρονισμού, απέχουν χρονικά κατα μια ημιπερίοδο της κυματομορφής. Το σήμα ένδειξης φοράς μέτρησης, επίσης σε φυσιολογικές συνθήκες, γίνεται High μετά απο τον μηδενισμό του απαριθμητή και Low αφού φτάσει την τιμή του TBPRD. Ωστόσο όπως παρατηρούμε στο σχήμα, η ρύθμιση που έχει γίνει στο συγκεκριμένο παράδειγμα είναι μετά απο την εφαρμογή ενός σήματος συγχρονισμού, ο απαριθμητής να ξεκινά με μέτρηση προς τα πάνω. Αυτό φαίνεται χαρακτηριστικά στο σημείο όπου, ενώ ο απαριθμητής έχει ξεκινήσει την μέτρηση προς τα κάτω, δέχεται ένα σήμα συγχρονισμού με αποτέλεσμα να παίρνει άμεσα την τιμή του καταχωρητή φάσης TBPHS και να συνεχίζει με μέτρηση προς τα πάνω. Σχήμα 4.9 Παράδειγμα λειτουργίας της υπομονάδας TB με απαρίθμηση πάνω-κάτω 101

120 4.3.2 ΥΠΟΜΟΝΑΔΑ ΑΠΑΡΙΘΜΗΣΗΣ-ΣΥΓΚΡΙΣΗΣ CC (COUNTER-COMPARE MODULE) Ο ρόλος της υπομονάδας απαρίθμησης σύγκρισης CC είναι : Η παραγωγή γεγονότων, βασισμένη σε προγραμματιζόμενη χρονική σήμανση, με την χρήση των καταχωρητών σύγκρισης CMPA και CMPB. Ο έλεγχος του εύρους των παραγόμενων παλμών, για την εφαρμογή της μεθόδου διαμόρφωσης SPWM, σε συνεργασία με την υπομονάδα προσδιορισμού δράσης (AQ module), όπως θα περιγραφεί στην επόμενη ενότητα. Στο σχήμα 4.8 φαίνεται μια λεπτομερειακή εικόνα της δομής της υπομονάδας. Σχήμα 4.10 Δομή της υπομονάδας CC Παρατηρούμε ότι παίρνει σαν είσοδο την τιμή του καταχωρητή απαρίθμησης TBCTR, μέσω ενός διαδρόμου (bus) μεγέθους 16 bit. Η τιμή αυτή συγκρίνεται συνεχώς με την τιμή που βρίσκεται στους δυο καταχωρητές σύγκρισης CMPA και CMPB μεγέθους 16 bit. Όταν η τιμή του απαριθμητή γίνεται ίση με αυτή κάποιου απο τους δυο καταχωρητές σύγκρισης, η υπομονάδα CC παράγει ένα γεγονός (event). 102

121 Ένα απο τα σημαντικά χαρακτηριστικά της μονάδας epwm του F28335 είναι η δυνατότητα της σκιώδους (shadowed) λειτουργίας ορισμένων καταχωρητών των υπομονάδων της, όπως είναι οι καταχωρητές σύγκρισης CMPA και CMPB και ο καταχωρητής περιόδου TBPRD. Σε ορισμένες εφαρμογές είναι απαραίτητο η ανανέωση των τιμών σε κάποιους καταχωρητές να συμβαίνει με συγχρονισμένο τρόπο. Για παράδειγμα στην εφαρμογή μας επιθυμούμε, προκειμένου να εφαρμόσουμε την συμμετρικά ή ασύμμετρα δειγματολειπτούμενη διαμόρφωση SPWM, η ανανέωση των τιμών στους καταχωρητές σύγκρισης, στους οποίους αποθηκεύονται οι τιμές των ημιτόνων αναφοράς, να συμβαίνει σε συγκεκριμένες χρονικές στιγμές. Συγκεκριμένα επιθυμούμε να συμβαίνει είτε στον μηδενισμό του απαριθμητή, ο οποίος σχηματίζει την τριγωνική κυματομορφή του σήματος φορέα, είτε όταν αυτός φτάσει την τιμή περιόδου του TBPRD είτε και στις δύο αυτές χρονικές στιγμές. Το πλεονέκτημα που μας παρέχει η σκιώδης λειτουργία είναι ότι οι τιμές για την επόμενη ανανέωση των καταχωρητών σύγκρισης, προετοιμάζονται στο παρασκήνιο χωρίς να επηρεάζουν τις παρούσες τιμές τους και φορτώνονται άμεσα με την επιβολή του κατάλληλου σήματος. O έλεγχος της υπομονάδας CC γίνεται μέσω των καταχωρητών που καταγράφονται στον πίνακα 4.3 και των σημάτων που περιγράφονται στον πίνακα 4.4. Καταχωρητής Περιγραφή Shadowed CMPCTL CC Control Register No CMPA Counter-Compare A Register Yes CMPB Counter-Compare B Register Yes Πίνακας 4.3 Καταχωρητές της υπομονάδας Σήμα CTR=CMPA TR= MPΒ CTR=PRD CTR=0 Περιγραφή Παραγόμενο γεγονός όταν η τιμή του απαριθμητή είναι ίση με τον ενεργό καταχωρητή CMPA Παραγόμενο γεγονός όταν η τιμή του απαριθμητή είναι ίση με τον ενεργό καταχωρητή CMPΒ Σήμα φόρτωσης τιμής απο τον σκιώδη στον ενεργό καταχωρητή CMPx Σήμα φόρτωσης τιμής απο τον σκιώδη στον ενεργό καταχωρητή CMPx Πίνακας 4.4 Περιγραφή σημάτων της υπομονάδας CC 103

122 Η υπομονάδα CC είναι υπεύθυνη για την παραγωγή δύο ανεξάρτητων γεγονότων, που προκυπτουν μετά απο σύγκριση με τους δύο ανεξάρτητους καταχωρητές σύγκρισης σύμφωνα με την παρακάτω λογική: To περιεχόμενο του καταχωρητή απαριθμητή ισούται με το περιεχόμενο του καταχωρητή σύγκρισης A (TBCTR=CMPA) To περιεχόμενο του καταχωρητή απαριθμητή ισούται με το περιεχόμενο του καταχωρητή σύγκρισης B (TBCTR=CMPB) Για μέτρηση του απαριθμητή με πριονωτή μορφή, κάθε γεγονός συμβαίνει μία φορά για κάθε περίοδο της κυματομορφής, η οποία είδαμε ότι καθορίζεται απο την υπομονάδα TB. Για μέτρηση του απαριθμητή με τριγωνική μορφή, κάθε γεγονός συμβαίνει δύο φορές για κάθε περίοδο της κυματομορφής, μία κατά την μέτρηση προς τα πάνω και μία κατά την μέτρηση προς τα κάτω, εφόσον η τιμή των καταχωρητών είναι 0<CMPx<TBPRD, ενώ συμβαίνουν μία φορά εάν CMPx=0 ή CMPx=TBPRD. Τα γεγονότα αυτά τροφοδοτούνται στην υπομονάδα προσδιορισμού δράσης, στην οποία αναλόγως τις ρυθμίσεις που έχουν γίνει, συμβαίνουν οι αντίστοιχες δράσεις που καθορίζουν το εύρος των παραγόμενων παλμών. Απο το σχήμα 4.10 μπορούμε να παρατηρήσουμε τον σχηματισμό των καταχωρητών σύγκρισης απο τον ενεργό καταχωρητή (Active Register) και τον αντίστοιχο σκιώδη καταχωρητή (Shadowed Register). Η ενεργοποίηση της σκιώδους λειτουργίας των καταχωρητών γίνεται με την κατάλληλη ρύθμιση του καταχωρητή ελέγχου CMPCTL. Εφόσον ενεργοποιηθεί η σκιώδης λειτουργία, στον ίδιο καταχωρητή ρυθμίζουμε ποιο θα είναι το γεγονός το οποίο θα οδηγήσει στο φόρτωμα της τιμής του σκιώδη καταχωρητή σύγκρισης στον ενεργό. Τα πιθανά γεγονότα είναι τα παρακάτω: CTR=PRD CTR=0 TR=0 και TR=PRD Εάν δεν ενεργοποιηθεί η σκιώδης λειτουργία, τότε η ανανέωση των τιμών στους καταχωρητές σύγκρισης γίνεται άμεσα μετά τον υπολογισμό τους απο το πρόγραμμα που τις καθορίζει. Σε κάθε περίπτωση μόνο οι τιμές των ενεργών καταχωρητών σύγκρισης χρησιμοποιούνται για την παραγωγή γεγονότων που οδηγούν την υπομονάδα προσδιορισμού δράσης. 104

123 Ακολουθούν δύο παραδείγματα που κάνουν πιο κατανοητή την λειτουργία της υπομονάδας CC. Στο παράδειγμα του σχήματος 4.11 ο απαριθμητής έχει ρυθμιστεί σε λειτουργία μέτρησης προς τα πάνω και η τιμή των καταχωρητών σύγκρισης είναι σταθερή. Παρατηρούμε ότι στην διάρκεια μίας περιόδου παράγεται ένα γεγονός για καθέναν απο τους καταχωρητές. Όπως και στην περίπτωση της υπομονάδας TB, ένα εξωτερικό γεγονός συγχρονισμού προκαλεί μια ασυνέχεια στην λειτουργία του απαριθμητή, η οποία μπορεί να οδηγήσει στην παράκαμψη κάποιου γεγονότος. Αυτό πρέπει να λαμβάνεται υπόψιν κατά την ρύθμιση της μονάδας για την προσαρμογή της σε μια εφαρμογή. Σχήμα 4.11 Παράδειγμα λειτουργίας υπομονάδας CC Στο παράδειγμα του σχήματος 4.12 ο απαριθμητής έχει ρυθμιστεί σε λειτουργία μέτρησης πάνω-κάτω με σταθερές τιμές καταχωρητών σύγκρισης. Παρατηρούμε την βασική διαφορά στην περίπτωση αυτή, που είναι η παραγωγή δύο γεγονότων για κάθε καταχωρητή σύγκρισης στην διάρκεια μιας περιόδου. Σχήμα 4.12 Παράδειγμα λειτουργίας υπομονάδας CC 105

124 4.3.3 ΥΠΟΜΟΝΑΔΑ ΠΡΟΣΔΙΟΡΙΣΜΟΥ ΔΡΑΣΗΣ AQ (ACTION-QUALIFIER MODULE) Η υπομονάδα προσδιορισμού δράσης έχει τον πιο σημαντικό ρόλο στην παραγωγή παλμών και στον καθορισμό του εύρους τους. Συγκεκριμένα αποφασίζει ποια γεγονότα θα μετατραπούν στις αντίστοιχες δράσεις, παράγοντας έτσι τις επιθυμητές παλμοσειρές στις εξόδους της EPWMxA και EPWMxB. Συνοπτικά οι δυνατότητες της υπομονάδας AQ είναι: Η παραγωγή δράσεων, οι οποίες προσδιορίζονται με βάση τις ρυθμίσεις της και τα γεγονότα εισόδου : CTR = PRD CTR = 0 CTR = CMPA CTR = CMPB Η ανεξάρτητη αξιολόγηση των γεγονότων, τα οποία προσδιορίζουν την αντίστοιχη δράση, κατά την αύξηση και την μείωση του απαριθμητή. Στο διάγραμμα του σχήματος 4.9 παρουσιάζεται η υπομονάδα με τις εισόδους, τις εξόδους και τους καταχωρητές της. Σχήμα 4.9 Σήματα και καταχωρητές της υπομονάδας AQ 106

125 Στον πίνακα 4.5 καταγράφονται οι καταχωρητές της υπομονάδας AQ. Ο προσδιορισμός των δράσεων στα αντίστοιχα γεγονότα γίνεται με την ρύθμιση των καταχωρητών AQCTLA και AQCTLB. Παρέχεται επιπλέον η δυνατότητα της επιβολής μέσω του προγράμματός μας ενός γεγονότος, με την αντίστοιχη δράση, με ασύγχρονο τρόπο μέσω των καταχωρητών AQSFRC και AQCSFRC. Καταχωρητής Περιγραφή Shadowed AQCTLA AQ Control Register for Output A No AQCTLB AQ Control Register for Output B No AQSFRC AQ Software Force Register No AQCSFRC AQ Continuous S/W Force Register Yes Πίνακας 4.5 Καταχωρητές της υπομονάδας AQ Στον πίνακα 4.6 παρουσιάζονται οι τύποι των δράσεων της υπομονάδας AQ. Αυτοί οι τύποι δράσεων μπορούν να συμβούν ανεξάρτητα, σε οποιαδήποτε απο τις δύο εξόδους. Επιπρόσθετα με τα γεγονότα στην είσοδο της υπομονάδας λαμβάνεται υπόψιν και ο τρόπος λειτουργίας του απαριθμητή στον τελικό προσδιορισμό κάποιας δράσης. Τύπος Δράσης Set Clear Toggle Do nothing Περιγραφή Θέση της εξόδου A/B απο Low σε High Μηδενισμός της εξόδου A/B απο High σε Low Αντιστροφή της εξόδου A/B σε σχέση με την παρούσα κατάσταση Διατήρηση της εξόδου A/B στην παρούσα κατάσταση Πίνακας 4.6 Δράσεις της υπομονάδας AQ 107

126 Στα παρακάτω σχήματα φαίνονται δύο παραδείγματα της λειτουργίας της υπομονάδας AQ. Στο σχήμα 4.10 δίνεται η αντιστοιχία των συμβολισμών, που χρησιμοποιείται στα σχήματα, με τις δράσεις. Σχήμα 4.10 Αντιστοιχία συμβολισμών με δράσεις Στο σχήμα 4.11 φαίνεται το πρώτο παράδειγμα όπου η λειτουργία του απαριθμητή αντιστοιχεί στην τριγωνική μορφή. Στο παράδειγμα αυτό τα γεγονότα που προσδιορίζουν τις δράσεις και για τις δύο εξόδους, προκύπτουν απο την σύγκριση του απαριθμητή με το περιεχόμενο των καταχωρητών σύγκρισης της υπομονάδας CC. Συγκεκριμένα η ρύθμιση έχει γίνει έτσι ώστε το αποτέλεσμα στην έξοδο EPWMxA να προκύπτει απο τον καταχωρητή σύγκρισης CMPA, ενώ στην έξοδο EPWMxB απο τον CMPB. Παρατηρούμε την δράση Set που συμβαίνει στην έξοδο EPWMxA, κατά την μέτρηση προς τα πάνω του απαριθμητή, για το γεγονός CTR=CMPA, και την δράση Clear, κατά την μέτρηση προς τα κάτω, για το ίδιο γεγονός. Τα αντίστοιχα συμβαίνουν στην έξοδο EPWMxB για το γεγονός CTR=CMPB. Σχήμα 4.11 Παράδειγμα λειτουργίας υπομονάδας AQ 108

127 Στο σχήμα 4.12 φαίνεται το δεύτερο παράδειγμα όπου η λειτουργία του απαριθμητή αντιστοιχεί και πάλι στην τριγωνική μορφή. Στο παράδειγμα αυτό οι δράσεις που οδηγούν την έξοδο EPWMxA προκύπτουν απο τα γεγονότα σύγκρισης του απαριθμητή με το περιεχόμενο των καταχωρητών σύγκρισης, ενώ οι παλμοί στην έξοδο EPWMxB διαμορφώνονται με βάση τον μηδενιμό (CTR=0) και την περίοδο (CTR=TBPRD) του απαριθμητή. Παρατηρούμε ότι για την έξοδο EPWMxA χρησιμοποιούνται και οι δύο καταχωρητές σύγκρισης της υπομονάδας CC, καθώς γίνεται Set για CTR=CMPA και Clear για CTR=CMPB. Διαπιστώνουμε την ευελιξία που παρέχεται ως προς την αξιοποίηση των διάφορων γεγονότων για την παραγωγή δράσεων. Η έξοδος EPWMxB γίνεται Set στην περίοδο (CTR=TBPRD) και Clear στον μηδενισμό (CTR=0) του απαριθμητή. Σχήμα 4.12 Παράδειγμα λειτουργίας υπομονάδας AQ 109

128 4.3.4 ΥΠΟΜΟΝΑΔΑ ΠΑΡΑΓΩΓΗΣ ΝΕΚΡΗΣ ΖΩΝΗΣ DB (DEAD-BAND GENERATOR MODULE) Στο κεφάλαιο 3 αναλύθηκε η ανάγκη δημιουργίας νεκρού χρόνου στους παλμούς που οδηγούν τα δύο διακοπτικά στοιχεία κάθε σκέλους του τριφασικού αντιστροφέα. Η μονάδα epwm του F28335, μέσω της υπομονάδας παραγωγής νεκρής ζώνης DB, μας επιτρέπει την εισαγωγή νεκρού χρόνου με σχετικά απλό και αρκετά ευέλικτο τρόπο. Οι δυνατότητες της υπομονάδας παραγωγής νεκρής ζώνης DB είναι: Δημιουργία ενός ζεύγους σημάτων με νεκρό χρόνο (EPWMxA και EPWMxB) στην έξοδό της, βασισμένη σε ένα σήμα στην είσοδό της (EPWMxA in ή EPWMxΒ in) Προγραμματιζόμενη πολικότητα των σημάτων στην έξοδό της Προγραμματιζόμενη καθυστέρηση στις ανιούσες παρυφές των παλμών εισόδου (Rising Edges Delay, RED) Προγραμματιζόμενη καθυστέρηση στις κατιούσες παρυφές των παλμών εισόδου (Falling Edges Delay, FED) Προαιρετική χρήση με δυνατότητα παράκαμψής της Η λειτουργία της υπομονάδας περιγράφεται στο κυκλωματικό διάγραμμα του σχήματος 4.13 όπου φαίνονται τα σήματα εισόδου και εξόδου, οι καταχωρητές της, οι οποίοι καταγράφονται και στον πίνακα 4.7, καθώς και οι δυνατές ρυθμίσεις. Σχήμα 4.13 Κυκλωματικό διάγραμμα της υπομονάδας DB 110

129 Καταχωρητής Περιγραφή Shadowed DBCTL DB Control Register No DBRED DB Rising Edge Delay Count Register No DBFED DB Falling Edge Delay Count Register No Πίνακας 4.7 Καταχωρητές της υπομονάδας DB Η υπομονάδα DB παρέχει την δυνατότητα για ανεξάρτητο έλεγχο της καθυστέρησης στην ανιούσα και την κατιούσα παρυφή των παλμών. Η χρονική καθυστέρηση στην εναλλαγή των παλμών, κατά την εισαγωγή νεκρού χρόνου, καθορίζεται μέσω των καταχωρητών DBRED και DBFED. Οι καταχωρητές αυτοί είναι μεγέθους 10 bit ( παίρνουν τιμές απο 0 εως =1024-1=1023) και η τιμή τους αντιστοιχεί στον αριθμό των κύκλων ρολογιού, που καθορίζουν την επιθυμητή χρονική καθυστέρηση κάθε άκρου σύμφωνα με τους παρακάτω τύπους: FED DBFED T TBCLK (4.4) RED DBRED T TBCLK (4.5) SYSCLKOUT όπου, TTBCLK η περίοδος της υποδιαιρεσης του κύριου ρολογιού. CLKDIV Όλες οι υπόλοιπες ρυθμίσεις που καθορίζουν την λειτουργία της υπομονάδας γίνονται μέσω του καταχωρητή DBCTL. Συγκεκριμένα: Επιλογή σήματος εισόδου: Τα σήματα εισόδου στην υπομονάδα DB, όπως φαίνεται και στο σχήμα 4.4, είναι τα σήματα εξόδου EPWMxA και EPWMxB της υπομονάδας AQ. Τα σήματα αυτά στο σχήμα 4.13 φέρουν το χαρακτηριστικό in. Με την ρύθμιση του καταχωρητή DBCTL (IN_MODE) μπορούμε να πετύχουμε τις παρακάτω επιλογές: EPWMxA in σαν πηγή για την καθυστέρηση και της ανιούσας και της κατιούσας παρυφής EPWMxB in σαν πηγή για την καθυστέρηση και της ανιούσας και της κατιούσας παρυφής EPWMxA in σαν πηγή για την καθυστέρηση της ανιούσας παρυφής και EPWMxB in για την καθυστέρηση της κατιούσας παρυφής EPWMxΒ in σαν πηγή για την καθυστέρηση της ανιούσας παρυφής και EPWMxΑ in για την καθυστέρηση της κατιούσας παρυφής 111

130 Επιλογή λειτουργίας εξόδου: Η ρύθμιση του καταχωρητή DBCTL (OUT_MODE) καθορίζει την μορφή του νεκρού χρόνου που εισάγεται, δηλαδή εάν θα υπάρξει καθυστέρηση ανιούσας παρυφή, κατιούσας παρυφής, καμία απο τις δύο ή και οι δύο στο σήμα εξόδου Έλεγχος πολικότητας: Με τον έλεγχο της πολικότητας (POLSEL), καθορίζουμε εάν τα σήματα στην έξοδο της υπομονάδας DB, μετά την εισαγωγή νεκρού χρόνου, θα παραμείνουν στην ίδια κατάσταση ή θα αντιστραφούν. Στο σχήμα 4.14 παρουσιάζεται το αποτέλεσμα της υπομονάδας DB για κάποιες τυπικές ρυθμίσεις της. Σαν σήμα εισόδου έχει καθοριστεί η είσοδος EPWMxA in. Έχουμε επιλέξει να υπάρχει τόσο καθυστέρηση ανιούσας παρυφής (RED) όσο και κατιούσας (FED). Οι έξοδοι της υπομονάδας για τις διάφορες επιλογές πολικότητας φαίνονται στα υπόλοιπα σχήματα. Άξιες σχολιασμού είναι οι περιπτώσεις συμπληρωματικών εξόδων AHC και ALC, τις οποίες θα χρησιμοποιήσουμε για την αποφυγή βραχυκύκλωσης των στοιχείων του κάθε σκέλους του τριφασικού αντιστροφέα. Στην περίπτωση πολικότητας AHC, η έξοδος EPWMxA της υπομονάδας DB διατηρεί την πολικότητα της εισόδου EPWMxA in ενώ η έξοδος EPWMxB παίρνει την αντίστροφή της. Το ακριβώς αντίθετο συμβαίνει για την πολικότητα ALC. Σχήμα 4.14 Έξοδοι υπομονάδας DB για τυπικές ρυθμίσεις 112

131 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 5 ΑΝΑΛΥΣΗ ΜΟΝΤΕΛΟΥ ΥΛΟΠΟΙΗΣΗΣ ΚΥΚΛΩΜΑΤΟΣ ΕΛΕΓΧΟΥ 5.1 ΕΙΣΑΓΩΓΗ [16,17] Η ανάπτυξη του μοντέλου, το οποίο υλοποιεί το κύκλωμα ελέγχου, έγινε με την βοήθεια του γραφικού περιβάλλοντος μοντελοποίησης Simulink της εταιρίας Mathworks. Το Simulink είναι ένα περιβάλλον ανάπτυξης με το οποίο πετυχαίνουμε την μοντελοποίηση, την προσομοίωση και την ανάλυση συστημάτων. Το γραφικό περιβάλλον διεπαφής του, επιτρέπει την ανάπτυξη μοντέλων σε μορφή μπλοκ διαγράμματος. Τα μπλοκ υλοποιούν τις απαραίτητες συναρτήσεις, εξισώσεις και μαθηματικές πράξεις, καθιστώντας την χρήση μιας γλώσσας προγραμματισμού, για τον ίδιο λόγο, μη αναγκαία. Με τον τρόπο αυτό μπορούμε να επικεντρωθούμε στην ανάπτυξη της εφαρμογής μας απαλλασόμενοι απο την επίπονη διαδικασία που αφορά το γράψιμο κώδικα. Το Simulink περιλαμβάνει μία ιδιαίτερα πλήρη βιβλιοθήκη με μπλόκ, που υλοποιούν απο απλές μαθηματικές πράξεις μέχρι πολύπλοκα συστήματα για εξειδικευμένες εφαρμογές. Μιά εικόνα της βιβλιοθήκης φαίνεται στο σχήμα 5.1. Σχήμα 5.1 Βιβλιοθήκη του Simulink 113

132 Ιδιαίτερη σημασία παρουσιάζει ο τρόπος με τον οποίο δημιουργείται το εκτελέσιμο πρόγραμμα για τον επεξεργαστή, καθώς ακολουθείται μία διαδικασία αυτόματης παραγωγής κώδικα με την βοήθεια των κατάλληλων εργαλείων ανάπτυξης λογισμικού. Συγκεκριμένα, το αρχικό στάδιο περιλαμβάνει τον σχεδιασμό και την αξιολόγηση του μοντέλου που εξομοιώνει την συμπεριφορά του επιθυμητού κυκλώματος, στο γραφικό περιβάλλον Simulink. Η εταιρία Mathworks παρέχει επιπλέον το πακέτο λογισμικού Real Time Workshop (RTW), το οποίο καθιστά δυνατή την παραγωγή πηγαίου κώδικα σε γλώσσα C/C++ απευθείας απο μοντέλα του Simulink, καθώς και το Embedded Link for CC, το οποίο συνδέει τον πηγαίο κώδικα με το ολοκληρωμένο περιβάλλον ανάπτυξης Code Composer Studio της Texas Instruments, μια εικόνα του οποίου φαίνεται στο σχήμα 5.2. Σχήμα 5.2 Εικόνα απο το περιβάλλον του Code Composer Studio v3.3 Το Code Composer αναλαμβάνει να κάνει την μεταγλώτισση (compile) του πηγαίου κώδικα σε κώδικα μηχανής, την σύνδεση (linking) των διάφορων αρχείων για να παραχθεί το εκτελέσιμο, το φόρτωμα (loading) του εκτελέσιμου στον επεξεργαστή καθώς και την αποσφαλμάτωση (debugging) σε πραγματικό χρόνο. Η διαδικασία παραγωγής κώδικα συνοψίζεται στο σχήμα 5.3. Σχήμα 5.3 Διαδικασία παραγωγής εκτελέσιμου κώδικα 114

133 Οι δυνατότητες που μας δίνουν τα παραπάνω εργαλεία, μας επιτρέπουν την εφαρμογή της διαδικασίας της ταχείας προτυποποίησης (rapid prototyping). Ακολουθώντας την διαδικασία αυτή μπορούμε να αναζητήσουμε λύσεις σε προβλήματα πραγματικού χρόνου μέσω σχεδιασμού συστημάτων σε περιβάλλον μοντελοποίησης μπλοκ διαγραμμάτων, όπως αυτό του Simulink, όπου ο επανακαθορισμός της συμπεριφοράς τους επιτυγχάνεται με μεταβολή παραμέτρων σε διάφορα μπλόκ ή με προσθήκη νέων, μέχρι να πετύχουμε την επιθυμητή, χωρίς να χρειαστεί να προχωρήσουμε σε πρόωρη κατασκευή υλικού ή συγγραφή κώδικα σε χαμηλό επίπεδο. Το κλειδί στην διαδικασία ταχείας προτυποποίησης είναι η αυτόματη παραγωγή κώδικα, δηλαδή η αυτοματοποίηση της μετάφρασης του μοντέλου μποκ διαγραμμάτων σε γλώσσα χαμηλού επιπέδου, η σύνδεση και το φόρτωμα στον επεξεργαστή. Η αυτοματοποίηση αυτή επιτρέπει οι όποιες σχεδιαστικές αλλαγές να γίνονται απευθείας πάνω στο μπλοκ διάγραμμα όπως περιγράφεται στο σχήμα 5.4. Σχήμα 5.4 Υλοποίηση εφαρμογών πραγματικού χρόνου με παραδοσιακή προσέγγιση και με διαδικασία ταχείας προτυποποίησης Η παραδοσιακή προσέγγιση κατα την σχεδίαση και υλοποίηση εφαρμογών πραγματικού χρόνου προϋποθέτει διάφορες ομάδες μηχανικών όπως ομάδα σχεδιασμού αλγόριθμου, ομάδα σχεδιασμού λογισμικού, ομάδα σχεδιασμού υλικού και ομάδα υλοποίησης συστήματος. Όταν η ομάδα σχεδίασης αλγορίθμου έχει ολοκληρώσει την εργασία της, η ομάδα σχεδίασης λογισμικού υλοποιεί τον αλγόριθμο σε ένα περιβάλλον προσομοίωσης και καθορίζει της απαιτήσεις υλικού. Η ομάδα σχεδίασης υλικού δημιουργεί το υλικό με τις απαραίτητες προδιαγραφές και τελικά η ομάδα υλοποίησης συστήματος ολοκληρώνει την διαδικασία συγκεντρώνοντας τα επιμέρους κομμάτια σε ένα συνολικό σύστημα. Αυτή η προσέγγιση οδηγεί σε μακρές διαδικασίες ανάπτυξης εφαρμογών, καθώς η ομάδα σχεδιασμού αλγορίθμου δεν έχει πρόσβαση πάνω στο πραγματικό υλικό. Απο την άλλη η διαδικασία ταχείας προτυποποίησης συνδυάζει τις φάσεις σχεδίασης αλγορίθμου, λογισμικού και υλικού, επιτρέποντας την άμεση εποπτεία των αποτελεσμάτων και επανασχεδιασμού του συστήματος, μειώνοντας έτσι σημαντικά την διάρκεια ανάπτυξης εφαρμογών. 115

134 5.2 ΑΝΑΛΥΣΗ SIMULINK ΜΟΝΤΕΛΟΥ ΕΙΣΑΓΩΓΗ Στο σχήμα 5.5 παρουσιάζεται μια γενική εικόνα του Simulink μοντέλου, το οποίο υλοποιεί τόσο το κύκλωμα έλεγχου της ενεργού τιμής της φασικής τάσης στο φορτίο, όσο και το κύκλωμα παλμοδότησης των ημιαγωγικών διακοπτικών στοιχείων του τριφασικού αντιστροφέα. Σχήμα 5.5 Γενική εικόνα μοντέλου κυκλώματος ελέγχου και παλμοδότησης στο Simulink Το μοντέλο είναι διακριτού χρόνου, καθώς ο παραγόμενος κώδικας που θα προκύψει απο αυτό θα πρέπει να εκτελεστεί στο μικροϋπολογιστικό σύστημα που περιγράψαμε στο προηγούμενο κεφάλαιο. Μία πολύ βασική έννοια των μοντέλων διακριτού χρόνου στο Simulink είναι το sample time. Το sample time είναι μία παράμετρος των μπλόκ του μοντέλου, που καθορίζει το χρονικό διάστημα στο οποίο γίνονται οι ενημερώσεις στις τιμές των μεταβλητών των μπλόκ, μετά την απαραίτητη επεξεργασία, καθώς και το κάθε πότε παράγεται η έξοδός τους. Ουσιαστικά το sample time καθορίζει τον ρυθμό εκτέλεσης του μπλόκ. Το Simulink επιτρέπει τόσο την δημιουργία μοντέλων όπου όλα τα μπλόκ έχουν το ίδιο sample time (single rate), όσο και την ύπαρξη διαφορετικών sample time στο ίδιο μοντέλο (multirate), αλλά με μια σχέση μεταξύ τους. Στο δικό μας μοντέλο όλα τα μπλόκ έχουν το ίδιο sample time, επομένως το συνολικό σύστημα έχει έναν συγκεκριμένο ρυθμό εκτέλεσης. Επιλέξαμε για sample time την τιμή 1/3750 sec, με κριτήριο την εφαρμογή της μέθοδου ανα τακτά διαστήματα συμμετρικώς δειγματοληπτούμενη διαμόρφωση εύρους παλμών (Symmetrical Regular Sampled PWM) όπως θα φανεί πιο αναλυτικά παρακάτω, με την οποία θα υλοποιήσουμε ψηφιακά την συγχρονισμένη SPWM. Το χρονικό αυτό διάστημα του sample time είναι αρκετά μεγάλο ώστε να μπορεί να εκτελεστεί ο κώδικας 116

135 που προκύπτει απο το μοντέλο, για τον δεδομένο βαθμό πολυπλοκότητάς του, χωρίς προβλήματα. Στις ενότητες που ακολουθούν γίνεται η αναλυτική περιγραφή του μοντέλου του σχήματος 5.5. Πρίν προχωρήσουμε στην περιγραφή του μοντέλου παρουσιάζουμε το μπλόκ στο σχήμα 5.6, το οποίο περιλαμβάνεται στο πακέτο Target Support Package της βιβλιοθήκης του Simulink. Στο πακέτο αυτό υπάρχει το απαραίτητο υποστηρικτικό υλικό για την διεπαφή του Simulink με μια πληθώρα οικογενειών επεξεργαστών απο διάφορες εταιρίες. Η παρουσία του συγκεκριμένου μπλόκ στο μοντέλο είναι απαραίτητη καθώς μέσω αυτού γίνονται μια σειρά απο ρυθμίσεις που αφορούν το περιβάλλον ανάπτυξης του κώδικα καθώς και το board και τον επεξεργαστή στα οποία πρόκειται να εκτελεστεί. Οι ρυθμίσεις αυτές είναι χρήσιμες για το Real Time Workshop και το Embedded Link for CC, προκειμένου να παραχθεί και να εκτελεσθεί ορθά ο κώδικας. Σχήμα 5.6 Μπλόκ γενικών ρυθμίσεων διεπαφής Στο σχήμα 5.7 φαίνονται δύο εικόνες απο τις ιδιότητες του μπλόκ του σχήματος 5.6. Στην πρώτη εικόνα καθορίζονται το Code Composer Studio σαν το περιβάλλον ανάπτυξης και το board ezdsp με τον επεξεργαστή F28335, σαν το σύστημα που θα εκτελεστεί ο κώδικας. Στην δεύτερη εικόνα καθορίζονται οι ιδιότητες των περιφερειακών του board, ανάλογα με τις προτιμήσεις μας. Για το δικό μας μοντέλο χρησιμοποιούνται οι default ρυθμίσεις για τα περιφερειακά εκτός απο την περίπτωση της σειριακής επικοινωνίας όπως θα δούμε στη συνέχεια. Σχήμα 5.7 Ιδιότητες του μπλόκ Target Preferences 117

136 5.2.2 ΡΥΘΜΙΣΗ ΜΟΝΑΔΑΣ epwm ΓΙΑ ΕΦΑΡΜΟΓΗ ΜΕΘΟΔΟΥ SPWM Στο κεφάλαιο 4 περιγράψαμε την δομή της μονάδας epwm και τον τρόπο με τον οποίο, ρυθμίζοντας τους καταχωρητές της, μπορούμε να πετύχουμε την παραγωγή διάφορων μορφών παλμοσειρών. Στην ενότητα αυτή παρουσιάζουμε τις ρυθμίσεις που έγιναν, μέσω του μοντέλου μας, προκειμένου να εφαρμόσουμε την μέθοδο SPWM για την παλμοδότηση του τριφασικού αντιστροφέα. Το μπλόκ του Simulink με το οποίο αποκτούμε πρόσβαση στην μονάδα epwm φαίνεται στο σχήμα 5.8. Σχήμα 5.8 Μπλόκ μονάδας epwm Με την βοήθεια του παραπάνω μπλόκ πετυχαίνουμε την παλμοδότηση των δύο στοιχείων του κάθε σκέλους του αντιστροφέα. Για τον λόγο αυτό, όπως φαίνεται και στο σχήμα 5.5, κάνουμε χρήση τριών τέτοιων μπλόκ προκειμένου να παλμοδοτήσουμε τα τρία σκέλη του τριφασικού αντιστροφέα. Η εφαρμογή της μεθόδου SPWM προϋποθέτει την σύγκριση τριών ημιτόνων αναφοράς, με διαφορά φάσης 120 ο μεταξύ τους, με την ίδια τριγωνική κυματομορφή. Καθώς η κάθε μονάδα epwm έχει τον δικό της απαριθμητή, με τον οποίο σχηματίζει την τριγωνική κυματομορφή, θα πρέπει οι ρυθμίσεις και στα τρία μπλόκ να είναι ίδιες, όσον αφορά τα χαρακτηριστικά του σήματος φορέα και επιπλέον να είναι συγχρονισμένα ώστε τελικά να αντιστοιχούν στην ίδια ακριβώς κυματομορφή. 118

137 ΡΥΘΜΙΣΗ ΥΠΟΜΟΝΑΔΑΣ TB ΓΙΑ ΤΗΝ ΠΑΡΑΓΩΓΗ ΤΡΙΓΩΝΙΚΗΣ ΚΥΜΑΤΟΜΟΡΦΗΣ ΣΗΜΑΤΟΣ ΦΟΡΕΑ Οι ρυθμίσεις που καθορίζουν την συχνότητα και το πλάτος του σήματος φορέα γίνονται μέσω της υπομονάδας TB. Στο σχήμα 5.9 παρουσιάζεται μια εικόνα απο τις ιδιότητες του μπλόκ epwm1 με τις ρυθμίσεις της υπομονάδας TB, οι οποίες είναι κατα βάση ίδιες για όλες τις μονάδες του μοντέλου μας, δηλαδή την epwm2 και epwm3, με ελάχιστες εξαιρέσεις που αναφέρονται στη συνέχεια. Σχήμα 5.9 Ρυθμίσεις υπομονάδας TB στις ιδιότητες του μπλόκ της μoνάδας epwm1 Συγκεκριμένα έχουν γίνει οι παρακάτω ρυθμίσεις: Ενεργοποίηση της μονάδας epwm1 απο τις 6 δυνατές (Module: epwm1) Καθορισμός της συχνότητας λειτουργίας του ρολογιού που χρονίζει τον απαριθμητή και τις υπόλοιπες υπομονάδες σε μια υποδιαίρεση του κύριου ρολογιού κατά 4 φορές (TB clock prescaler divider: 4). Καθορισμός μονάδας μέτρησης της περιόδου της τριγωνικής κυματομορφής σε κύκλους ρολογιού (Timer period units: Clock cycles) 119

138 Καθορισμός της τιμής του καταχωρητή TBPRD της περιόδου της τριγωνικής κυματομορφής μέσα απο τις ιδιότητες του μπλόκ (Specify timer period via: Specify via Dialog). Μας παρέχεται επιπλέον η δυνατότητα να καθορίζουμε την τιμή της περιόδου μέσω του μοντέλου μας και να την εισάγουμε σαν πληροφορία στο μπλόκ (Input port). Επιλέξαμε να εισάγουμε απευθείας την τιμή της περιόδου στις ιδιότητες του μπλόκ, καθορίζοντας έτσι μια σταθερή τιμή για την συχνότητα του σήματος φορέα στα 3.75 KHz Καθορισμός του τρόπου απαρίθμησης σε μορφή πάνω-κάτω, προκειμένου ο απαριθμητής να σχηματίσει την επιθυμητή τριγωνική κυματομορφή (Counting mode: up-down) Επιλογή τιμής της περιόδου της τριγωνικής κυματομορφή. Για να υπολογίσουμε τον αριθμό των κύκλων ρολογιού της περιόδου του σήματος φορέα χρησιμοποιήσαμε τον τύπο 4.3, σύμφωνα με τον οποίο 1 TPWM 1 TPWM TTBCLK 2 TSYSCLKOUT CLKDIV TBPRD TBPRD Προσθήκη υποδοχής για σήμα συγχρονισμού στην είσοδο μόνο της μονάδας epwm1 (Add S/W sync input port). Με βάση αυτό το σήμα συγχρονισμού στην είσοδο της epwm1 επιτυγχάνεται ο συγχρονισμός μεταξύ όλων των μονάδων, μέσω εσωτερικών διασυνδέσεων. Η υποδοχή αυτή φαίνεται στο σχήμα 5.8 (SYNC) και αποτελεί την μόνη διαφορά στις ρυθμίσεις μεταξύ των μονάδων epwm που χρησιμοποιούνται, καθώς οι υπόλοιπες δέχονται το σήμα συγχρονισμού απο την προηγούμενή τους μονάδα (η epwm2 απο την epwm1 και η epwm3 απο την epwm2) βάσει της ρύθμισης τους για πέρασμα του σήματος συγχρονισμού εισόδου στην έξοδο (Sync output selection: EPWMxSYNCI or SWFSYNC). Καθορισμός της φοράς μέτρησης, μετά τον συγχρονισμό των μονάδων, προς τα πάνω (Counting direction after phase synchronization: Count up after sync) και με εκκίνηση την τιμή μηδέν (Phase offset value: 0), οδηγώντας με αυτό τον τρόπο σε μηδενική διαφορά φάσης μεταξύ τους. 4 Συνοψίζοντας, σύμφωνα με όλες τις παραπάνω ρυθμίσεις, καταλήγουμε σε τριγωνική κυματομορφή σήματος φορέα με συχνότητα 3.75 KHz που αντιστοιχεί σε συντελεστή διαμόρφωσης συχνότητας m f = 75. Ο απαριθμητής της κάθε μονάδας epwm ξεκινάει να μετράει προς τα πάνω μέχρι την τιμή 5000 και συνεχίζει με μέτρημα προς τα κάτω μέχρι την μηδενική τιμή, μέσα σε ένα χρονικό διάστημα 1/3.75KHz = msec. Όταν προκύψει σήμα συγχρονισμού στην είσοδο της μονάδας epwm1 τότε αυτό διαχέεται και στις υπόλοιπες, οπότε οι απαριθμητές όλων των μονάδων ταυτόχρονα μηδενίζονται και αρχίζουν και πάλι να αυξάνουν προς την τιμή του καταχωρητή περιόδου TBPRD. 120

139 ΡΥΘΜΙΣΗ ΥΠΟΜΟΝΑΔΩΝ CC ΚΑΙ AQ ΓΙΑ ΤΟΝ ΚΑΘΟΡΙΣΜΟ ΤΟΥ ΕΥΡΟΥΣ ΤΩΝ ΠΑΛΜΩΝ Οι ρυθμίσεις εκείνες που αφορούν την παραγωγή των γεγονότων και των αντίστοιχων δράσεων, που καθορίζουν το εύρος των παραγόμενων παλμών, γίνονται μέσω των υπομονάδων απαρίθμησης-σύγκρισης CC και προσδιορισμού δράσης AQ. Οι ρυθμίσεις στις υπομονάδες αυτές είναι ίδιες για όλες τις μονάδες epwm. Στο σχήμα 5.10 παρουσιάζεται μια εικόνα απο τις ιδιότητες του μπλόκ epwm1 με τις ρυθμίσεις των υπομονάδων αυτών. Σχήμα 5.10 Ρυθμίσεις υπομονάδων CC και AQ στις ιδιότητες του μπλόκ της μoνάδας epwm1 Συγκεκριμένα έχουν γίνει οι παρακάτω ρυθμίσεις: Ενεργοποίηση της εξόδου EPWM1A (Enable EPWM1A) Καθορισμός των μονάδων μέτρησης του περιεχομένου του καταχωρητή CMPA σε κύκλους ρολογιού (CMPA units: Clock cycles) Καθορισμός του περιεχομένου του καταχωρητή CMPA μέσω του μοντέλου (Specify CMPA via: Input port). Η υποδοχή του μπλόκ μέσα απο την οποία παίρνει τιμές ο καταχωρητής CMPA φαίνεται στο σχήμα 5.8 (WA). Στον καταχωρητή αυτό αποθη- 121

140 κεύονται οι τιμές των δειγμάτων των ημιτόνων αναφοράς, οι οποίες αξιοποιούνται για την παραγωγή γεγονότων απο την υπομονάδα CC για τον προσδιορισμό δράσεων απο την AQ. Ωστόσο την τιμή του CMPA, κατά την εκκίνηση του προγράμματος, την καθορίζουμε απο τις ιδιότητες του μπλόκ να είναι μηδέν (CMPA initial value: 0). Επιλογή ώστε η ανανέωση των τιμών του καταχωρητή CMPA, δηλαδή των ημιτόνων αναφοράς, να γίνεται όταν ο απαριθμητής της μονάδας, που σχηματίζει την τριγωνική κυματομορφή, γίνει ίσος με το μηδέν (Compare value reload condition: Load on CTR=Zero). Είναι προφανές πως με αυτή την επιλογή επιδιώκουμε να εφαρμόσουμε την ανά τακτά διαστήματα συμμετρικώς δειγματοληπτούμενη διαμόρφωση εύρους παλμών, στην οποία το ημίτονο αναφοράς δειγματοληπτείται κατά τον μηδενισμό του τριγώνου Προσδιορισμός της δράσης Clear (High Low για τον παλμό στην έξοδο epwm1a) για το παραγόμενο γεγονός ισότητας του απαριθμητή με το περιεχόμενο του CMPA, κατά το μέτρημά του προς τα πάνω (Action when counter=cmpa on CAU: Clear) Προσδιορισμός της δράσης Set (Low High για τον παλμό στην έξοδο epwm1a) για το παραγόμενο γεγονός ισότητας του απαριθμητή με το περιεχόμενο του CMPA, κατά το μέτρημά του προς τα κάτω (Action when counter=cmpa on CAD: Set) 122

141 ΡΥΘΜΙΣΗ ΥΠΟΜΟΝΑΔΑΣ DB ΓΙΑ ΤΗΝ ΕΙΣΑΓΩΓΗ ΝΕΚΡΟΥ ΧΡΟΝΟΥ Στην παράγραφο αναλύσαμε τον λόγο για τον οποίο είναι απαραίτητη η εισαγωγή νεκρού χρόνου μεταξύ των παλμών που οδηγούν τα δύο διακοπτικά στοιχεία του καθε σκέλους του τριφασικού αντιστροφέα, ενώ στην παράγραφο περιγράψαμε τον τρόπο με τον οποίο μπορούμε να πετύχουμε τον επιθυμητό νεκρό χρόνο, μέσω της κατάλληλης ρύθμισης της υπομονάδας παραγωγής νεκρής ζώνης DB των μονάδων epwm. Στο σχήμα 5.11 παρουσιάζεται μια εικόνα απο τις ιδιότητες του μπλόκ epwm1 με τις ρυθμίσεις της υπομονάδας για την εφαρμογή μας. Σχήμα 5.11 Ρυθμίσεις υπομονάδας DB στις ιδιότητες του μπλόκ της μoνάδας epwm1 Συγκεκριμένα έχουν γίνει οι παρακάτω ρυθμίσεις: Επιλογή εισαγωγής νεκρού χρόνου και στις δύο εξόδους της μονάδας epwm1 (Use deadband for EPWM1A / EPWM1B) Επιλογή του σήματος εξόδου EPWMxA της υπομονάδας AQ, ως το σήμα εισόδου της υπομονάδα DB, με βάση το οποίο θα γίνεται η εισαγωγή της καθυστέρησης τόσο της ανιούσας παρυφής (RED) στην έξοδο EPWM1A της μονάδας όσο και της κατιούσας παρυφής (FED) στην έξοδο EPWM1B Καθορισμός της πολικότητας των παλμών στις δύο εξόδους της μονάδας ως Active High Complementary (Deadband polarity: AHC). Με την επιλογή αυτή η έξοδος EPWM1A της μονάδας θα έχει πάντα την πολικότητα του σήματος στην είσοδο της υπομονάδας DB, ενώ η έξοδος EPWM1B θα έχει πάντα την αντίστροφη πολικότητα, με αποτέλεσμα τα διακοπτικά στοιχεία που οδηγούν οι δύο αυτές έξοδοι να μην άγουν ποτέ ταυτόχρονα 123

142 Καθορισμός της χρονικής καθυστέρησης, σε κύκλους ρολογιού, μέσα απο τις ιδιότητες του μπλόκ και όχι μέσω του μοντέλου (Deadband period source: Specify via dialog) Επιλογή του αριθμού των κύκλων ρολογιού που θα αντιστοιχούν στην επιθυμητή καθυστέρηση. Σύμφωνα με το datasheet του αντιστροφέα στο παράρτημα, ο ελάχιστος νεκρός χρόνος μεταξύ των παλμών οδήγησης των δυο διακοπτικών στοιχείων του κάθε σκέλους είναι 4μsec. Κάνοντας χρήση των σχέσεων 4.4 και 4.5 και καθορίζοντας την καθυστέρηση και για την ανιούσα και για την κατιούσα παρυφή στους 200 κύκλους ρολογιού (RED/FED deadband period (0-1023): 200) προκύπτουν τα παρακάτω: FED DBFED TSYSCLKOUT CLKDIV μsec RED DBREDTSYSCLKOUT CLKDIV μsec Πετυχαίνουμε έτσι την εισαγωγή νεκρού χρόνου, λίγο μεγαλύτερου απο την ελάχιστη επιτρεπόμη τιμή απο τις προδιαγραφές παλμοδότησης του αντιστροφέα, στα μsec. 124

143 5.2.3 ΠΑΡΑΓΩΓΗ ΗΜΙΤΟΝΩΝ ΑΝΑΦΟΡΑΣ Η παραγωγή των ημιτόνων αναφοράς, για την εφαρμογή της μεθόδου SPWM, γίνεται με την βοήθεια του μπλόκ που φαίνεται στο σχήμα 5.12 και το οποίο βρίσκουμε στην βιβλιοθήκη του Simulink στο πακέτο Signal Processing Blockset. Όπως φαίνεται και στο σχήμα 5.5 χρησιμοποιούμε τρία τέτοια μπλόκ στο μοντέλο μας για την δημιουργία τριών ημιτόνων με διαφορά φάσης 120 ο μεταξύ τους. Σχήμα 5.12 Μπλόκ παραγωγής ημιτόνου αναφοράς Στο σχήμα 5.13 φαίνεται η εικόνα απο τις ιδιότητες του συγκεκριμένου μπλόκ με τις ρυθμίσεις που έχουν γίνει. Οι ρυθμίσεις είναι ίδιες και για τα τρία μπλόκ εκτός απο αυτή της αρχικής φάσης. Σχήμα 5.13 Ιδιότητες μπλόκ παραγωγής ημιτόνου αναφοράς 125

144 Συγκεκριμένα έχουν γίνει οι παρακάτω ρυθμίσεις: Καθορισμός πλάτους του ημιτόνου στην τιμή 2500 (Amplitude: 2500). Ο λόγος για τον οποίο επιλέξαμε το πλάτος του ημιτόνου να παίρνει την τιμή 2500, δηλαδή μέγιστη τιμή και ελάχιστη -2500, σχετίζεται άμεσα με το πλάτος της τριγωνικής κυματομορφής. Όπως είδαμε στην προηγούμενη ενότητα, προκειμένου η τριγωνική κυματομορφή να έχει συχνότητα 3.75 KHz προέκυψε ότι θα παίρνει τιμές απο το 0 εώς και το 5000 που αποτελεί το πλάτος, σύμφωνα με τους κύκλους ρολογιού που θα πρέπει να μετρήσει ο απαριθμητής. Για την ορθή εφαρμογή της μεθόδου SPWM θα πρέπει, για συντελεστή διαμόρφωσης πλάτους m a =1, οι ακραίες τιμές των ημιτόνων και του τριγώνου να είναι ίσες. Για τον λόγο αυτό προστίθεται στα ημίτονα, προτού σταλούν στον καταχωρητή CMPA για σύγκριση με το τρίγωνο, μια σταθερά 2500 που πετυχαίνει την εξίσωση των ακραίων τιμών τους. Στο σχήμα 5.15 φαίνονται τα μπλόκ που υλοποιούν αυτή την επεξεργασία. Σχήμα 5.15 Επεξεργασία ημιτόνου για ορθή εφαρμογή της μεθόδου SPWM Όπως παρατηρούμε στο σχήμα αυτό το ημίτονο αρχικά πολλαπλασιάζεται με τον συντελεστή διαμόρφωσης πλάτους m a (κόκκινη γραμμή), ο οποίος προκύπτει απο τον PI ελεγκτή όπως θα δούμε σε επόμενη ενότητα. Στο αποτέλεσμα προστίθεται η τιμή 2500 και στη συνέχεια στέλνεται σε ένα μπλόκ μετατροπής του τύπου δεδομένων σε μη προσημασμένο ακέραιο των 16 bit, όση είναι δηλαδή και χωρητικότητα του καταχωρητή CMPA. Την επεξεργασία αυτή υφίστανται και τα τρία ημίτονα αναφοράς όπως φαίνεται στο σχήμα 5.5. Καθορισμός συχνότητας του ημιτόνου στην επιθυμητή τιμή των 50 Hz (Frequency (Hz): 50) Καθορισμός αρχικής φάσης του ημιτόνου στις 0 ο (Phase offset (rad): 0). Στα άλλα δύο μπλόκ η αρχική φάση έχει καθοριστεί στα 2π/3 και 4π/3 αντίστοιχα. Καθορισμός διακριτών πραγματικών τιμών στην έξοδο του μπλόκ (Sample mode: Discrete / Output complexity: real). Το διακριτό σήμα του ημιτόνου προκύπτει μέσα απο μιά διαδικασία δειγματοληψίας της συνεχούς συνάρτησης y=asin(2πft+φ), όπου το πλάτος A και η συχνότητα f έχουν καθοριστεί προηγουμένως (Computation method: Trigonometric fcn). Η περίοδος δειγματοληψίας είναι το sample time. 126

145 Καθορισμός του sample time στην τιμή 1/3750. Σύμφωνα με την διαδικασία υπολογισμού του ημιτόνου και με το συγκεκριμένο sample time, θα έχουμε νέο δείγμα του ημιτόνου κάθε 1/3750 sec. Επομένως μία πλήρης περίοδος του ημιτόνου στα 50 Hz (20 msec) θα αποτελείται απο: δείγματα Όπως αναφέρθηκε και στην εισαγωγή, ένα κριτήριο με βάση το οποίο επιλέξαμε την τιμή του sample time είναι η εφαρμογή της συμμετρικώς δειγματοληπτούμενης διαμόρφωσης εύρους παλμών. Κατά την ρύθμιση της τριγωνικής κυματομορφής προέκυψε ότι για την συχνότητα 3.75 KHz ο συντελεστής διαμόρφωσης συχνότητας m f =75, δηλαδή μέσα σε μία περίοδο του σήματος αναφοράς το σήμα φορέα επαναλαμβάνεται 75 φορές. Καθώς ο αριθμός αυτός είναι ίσος με τον αριθμό των δειγμάτων του ημιτόνου αναφοράς της εφαρμογής μας, σε μια περίοδό του, ουσιαστικά αντιστοιχεί ένα δείγμα του ημιτόνου για κάθε περίοδο της τριγωνικής κυματομορφής. Αυτό που απομένει για την ορθή εφαρμογή της μεθόδου είναι ο απαραίτητος συγχρονισμός, προκειμένου κάθε νέο δείγμα του ημιτόνου να προκύπτει κατά τον μηδενισμό του τριγώνου, δηλαδή κατά τον μηδενισμό του απαριθμητή, οπότε και έχουμε όρισει προηγουμένως να γίνεται η ανανέωση στο περιεχόμενο του καταχωρητή CMPA. Τον συγχρονισμό αυτό τον πετυχαίνουμε με το μπλόκ Hit Crossing όπως φαίνεται στο σχήμα 5.14, που το χρησιμοποιούμε μόνο για το ημίτονο αναφοράς με μηδενική αρχική φάση. Σχήμα 5.14 Εύρεση μηδενισμού ημιτόνου για παραγωγή σήματος συγχρονισμού Συγκεκριμένα το μπλόκ αυτό χρησιμοποιεί την τεχνική zero crossing και παράγει ένα σήμα όταν το ημίτονο περνά απο την τιμή μηδέν, κατά την ανερχόμενη φορά του μόνο. Το σήμα αυτό, όπως φαίνεται και στο σχήμα 5.5, οδηγείται στην είσοδο SYNC της μονάδας epwm1 και με βάση αυτό συγχρονίζονται όλες οι μονάδες, συνεπώς και οι παραγόμενες απο αυτές τριγωνικές κυματομορφές. Πετυχαίνουμε επομένως κατά τον μηδενισμό του ημιτόνου το τρίγωνο να ξεκινά απο την τιμή μηδέν, οπότε αναπόφευκτα κάθε νέο δείγμα του ημιτόνου που θα προκύπτει, θα ανανεώνει άμεσα τον καταχωρητή CMPA, καθώς θα συμπίπτει χρονικά με τον μηδενισμό του τριγώνου. Αυτό εξασφαλίζεται με την επιλογή του συγκεκριμένου sample time, καθώς η διατήρηση της τιμής του δείγματος και η περίοδος του τριγώνου διαρκούν το ίδιο χρονικό διάστημα (1/3750 sec). 127

146 5.2.4 ΥΛΟΠΟΙΗΣΗ PI ΕΛΕΓΚΤΗ Κατά την περιγραφή του κυκλώματος ελέγχου αναλύσαμε τον τρόπο λειτουργίας του PI ελεγκτή και καθορίσαμε τον ρόλο του ως προς τον έλεγχο του συντελεστή διαμόρφωσης πλάτους m a, προκειμένου να σταθεροποιείται η ενεργός τιμή της φασικής τάσης στο φορτίο. Ο PI ελεγκτής με το σήμα σφάλματος στην είσοδό του υλοποιούνται στο μοντέλο μας απο τα μπλόκ του σχήματος Σχήμα 5.16 Υλοποίηση PI ελεγκτή και σήματος σφάλματος Με βάση το σχήμα παρατηρούμε ότι το σήμα σφάλματος προκύπτει απο την αφαίρεση του σήματος μέτρησης της ενεργού τιμής της τάσης (κόκκινη γραμμή) απο την επιθυμητή τιμή της τάσης αναφοράς που είναι τα 220 V. Το σήμα σφάλματος οδηγείται στην είσοδο του PI ελεγκτή. Το μπλόκ του PI ελεγκτή το πήραμε έτοιμο απο το πακέτο Discrete της βιβλιοθήκης του Simulink και μέσω των ιδιοτήτων του ρυθμίσαμε τα χαρακτηριστικά του. Στο σχήμα 5.17 φαίνεται μια εικόνα απο τις ιδιότητες του μπλόκ με τις γενικές ρυθμίσεις του ελεγκτή. Σχήμα 5.17 Γενικές ρυθμίσεις στο μπλόκ του PI ελεγκτή 128

147 Συγκεκριμένα έχουν γίνει οι παρακάτω γενικές ρυθμίσεις: Καθορισμός του τύπου ελεγκτή να είναι PI (Controller: PI) Καθορισμός λειτουργίας του σαν σύστημα διακριτού χρόνου (Time Domain: Discrete time), καθώς ο κώδικας που θα υλοποιεί τον ελεγκτή θα εκτελεστεί στον μικροεπεξεργαστή. Το sample time του κληρονομείται απο το υπόλοιπο μοντέλο (sample time (-1 for inherited): -1), είναι δηλαδή 1/3750 sec Καθορισμός υπολογισμού του ολοκληρωτικού όρου με την μέθοδο Forward Euler [18] (Integrator method: Forward Euler) Καθορισμός του σχηματισμού του ελεγκτή σε παράλληλη μορφή που είναι η μορφή που περιγράψαμε στην ενότητα (Controller form: Parallel) Καθορισμός τιμών του αναλογικού κέρδους K P (Proportional (P): ) και του ολοκληρωτικού κέρδους K I (Integral (I): 0.01) του ελεγκτή. Οι τιμές αυτές προέκυψαν με την μέθοδο trial and error. Κατά το αρχικό στάδιο έγινε εφαρμογή μόνο του αναλογικού όρου, οδηγώντας σε λειτουργία P ελεγκτή, προκειμένου να βρούμε μία τιμή για το αναλογικό κέρδος που θα εξασφαλίσει σχετικά γρήγορη ταχύτητα απόκρισης και μικρό σφάλμα μόνιμης κατάστασης. Μετά τον εντοπισμό αυτής της αρχικής τιμής του κέρδους K P προστέθηκε και ο ολοκληρωτικός όρος, οδηγώντας στην επιθυμητή λειτουργία του PI ελεγκτή, προκειμένου να μηδενιστεί το σφάλμα μόνιμης κατάστασης. Οι τελικές τιμές προέκυψαν μετά απο αρκετές δοκιμές, επιδιώκοντας έναν συμβιβασμό (tradeoff) των χαρακτηριστικών του ελεγκτή με στόχο την ικανοποιητική απόδοσή του. Συγκεκριμένα, δοκιμάζοντας μεγαλύτερες τιμές για το αναλογικό κέρδος K P παρατηρήθηκαν ταλαντώσεις στην ενεργό τιμή της φασικής τάσης του φορτίου, χωρίς κάποια ιδιαίτερη βελτίωση στην ταχύτητα απόκρισης του ελεγκτή. Για αρκετά μεγαλύτερες τιμές του κέρδους K P οι ταλαντώσεις ήταν σημαντικές και παρέμενεναν στην μόνιμη κατάσταση λειτουργίας, οδηγώντας σε ασταθή συμπεριφορά του συστήματος, ενώ αντιθετα οι λίγο μεγαλύτερες τιμές είχαν σαν αποτέλεσμα την εμφάνιση ταλαντώσεων μόνο κατά το μεταβατικό στάδιο, στην αλλαγή του φορτίου, οδηγώντας σε μόνιμη κατάσταση ισορροπίας. Για μικρότερες τιμές του αναλογικού κέρδους η απόκριση του συστήματος γινόταν πιο αργή, ακολουθώντας μια αναλογική σχέση, δηλαδή όσο μικρότερη τιμή δοκιμάζαμε για το K P τόσο πιο αργή γινόταν η απόκριση. Αντίστοιχα αποτελέσματα προέκυψαν και κατά τις δοκιμές διάφορων τιμών για το ολοκληρωτικό κέρδος K I. Έτσι η εφαρμογή μεγαλύτερων τιμών προσέδιδε στο σύστημα την αντίστοιχη ταλαντωτική συμπεριφορά, ενώ οι μικρότερες τιμές είχαν σαν αποτέλεσμα την πιο αργή απόκριση του συστήματος. Με τις τελικές τιμές των κερδών πετύχαμε μια αρκετά γρήγορη απόκριση του συστήματος χωρίς ταλαντωτική συμπεριφορά, όπως θα φανεί κατά την παρουσίαση των πειραματικών αποτελεσμάτων σε επόμενο κεφάλαιο. 129

148 Στο σχήμα 5.18 φαίνεται μια εικόνα απο τις ιδιότητες του μπλόκ με προχωρημένες ρυθμίσεις του ελεγκτή, που αφορούν την εφαρμογή της antiwindup μεθόδου. Σχήμα 5.18 Προχωρημένες ρυθμίσεις στο μπλόκ του PI ελεγκτή Συγκεκριμένα έχουν γίνει οι παρακάτω προχωρημένες ρυθμίσεις: Καθορισμός ορίων για την μεταβλητή ελέγχου, δηλαδή τον συντελεστή διαμόρφωσης πλάτους m a. Ως άνω όριο κορεσμού έχει καθοριστεί το m a =1 (Upper saturation limit: 1), με κριτήριο την εφαρμογή της μεθόδου SPWM στην γραμμική περιοχή και προκειμένου να αποφύγουμε την λειτουργία με υπερδιαμόρφωση. Το κάτω όριο έχει καθοριστεί στο m a =0.6 (Lower saturation limit: 0.6), ως μια αρκετά χαμηλή τιμή του συντελεστή διαμόρφωσης για την αποδοτική λειτουργία της μεθόδου, κυρίως όσον αφορά το αρμονικό περιεχόμενο της τάσης εξόδου του αντιστροφέα Επιλογή της antiwindup μεθόδου (Anti-windup method: back-calculation) Καθορισμός του κέρδους K b (Back-calculation coefficient (K b ): 1). Η τιμή αυτή προέκυψε, παρόμοια με τις τιμές των κερδών του ελεγκτή, μετά απο αρκετές δοκιμές. Αρχικά δοκιμάσαμε την εφαρμογή του ελέγχου χωρίς antiwindup προστασία, οπότε παρατηρήσαμε ότι η επαναφορά της ορθής λειτουργίας του ελεγκτή γινόταν μετά απο χρονικό διάστημα περίπου ίσο με αυτό κατά το οποίο ο ολοκληρωτικός όρος παρέμενε στον κορεσμό. Με την εφαρμογή της μεθόδου back-calculation, παρατηρήθηκε ότι η αύξηση της τιμής του κέρδους K b οδηγούσε σε αντίστοιχη μείωση αυτού του χρονικού διαστή- 130

149 ματος. Η τιμή που επιλέχθηκε τελικά έχει σαν αποτέλεσμα την άμεση επαναφορά της λειτουργίας του ελέγχου, μόλις το επιτρέψουν οι συνθήκες που εξαρχής οδήγησαν την μεταβλητή ελέγχου στον κορεσμό. Η τιμή αυτή λειτούργησε σαν οριακή τιμή, καθώς για μεγαλύτερες απο αυτήν δεν διαπιστώθηκε κάποια περαιτέρω βελτίωση στην ταχύτητα επαναφοράς του ελεγκτή. Στο σχήμα 5.19 φαίνεται το σχηματικό διάγραμμα υλοποίησης του PI ελεγκτή, με την εφαρμογή της μεθόδου back-calculation, όπως προκύπτει απο το έτοιμο μπλόκ που μας παρέχει το Simulink. Παρατηρούμε ότι είναι ακριβώς ίδιο με αυτό του σχήματος 3.38 που προέκυψε κατά την θεωρητική ανάλυση. Σχήμα 5.19 Σχηματικό διάγραμμα υλοποίησης PI ελεγκτή στο Simulink Όπως είδαμε και παραπάνω στο σχήμα 5.15, ο συντελεστής διαμόρφωσης πλάτους m a που προκύπτει απο τον ελεγκτή οδηγείται για πολλαπλασιασμό με τα ημίτονα αναφοράς. Λόγω του καθορισμένου sample time ο ελεγκτής θα παράγει νέα τιμή στην έξοδό του κάθε 1/3750 sec, οπότε κατά την αντίδρασή του σε μια μεταβολή, ο συντελεστής m a θα μεταβάλλεται αρκετές φορές στην διάρκεια μιας περιόδου του ημιτόνου. Για να αποφύγουμε αυτή την κατάσταση, ο συντελεστής διαμόρφωσης περνά πρώτα απο το μπλόκ του σχήματος 5.20, το οποίο διατηρεί την τιμή του σταθερή για διάρκεια μιας περιόδου του ημιτόνου, προτού σταλεί για πολλαπλασιασμό με τα ημίτονα αναφοράς. Σχήμα 5.20 Μπλόκ αποθήκευσης τιμής συντελεστή m a 131

150 Το μπλόκ αυτό αποτελεί ένα υποσύστημα του Simulink, το οποίο δημιουργήσαμε απο στοιχειώδη μπλόκ. Παρατηρούμε ότι αποτελείται απο δύο εισόδους και μία έξοδο. Η υλοποίησή του φαίνεται στο σχήμα Σχήμα 5.21 Υλοποίηση μπλόκ αποθήκευσης τιμής του m a Το βασικό μπλόκ της παραπάνω υλοποίησης είναι αυτό του διακόπτη (Switch). Ο διακόπτης αυτός έχει δύο εισόδους δεδομένων και μία τρίτη είσοδο ελέγχου που καθορίζει, βάσει κάποιας συνθήκης, ποιά απο τις δύο εισόδους δεδομένων θα περάσει στην έξοδο. Στην είσοδο δεδομένων 1 στέλνεται η μεταβλητή ελέγχου, δηλαδή ο συντελεστής m a απο την έξοδο του ελεγκτή, ενώ στην είσοδο δεδομένων 2 στέλνεται η ίδια η έξοδος του διακόπτη καθυστερημένη κατά ένα δείγμα. Το σήμα που καθορίζει την είσοδο δεδομένων που θα περάσει στην έξοδο προέρχεται απο το μπλόκ Hit Crossing και προκύπτει στον μηδενισμό του ημιτόνου αναφοράς με μηδενική αρχική φάση, μόνο κατά την ανοδική φορά του. Η συνθήκη επιλογής της εισόδου δεδομένων είναι η τιμή του σήματος στην είσοδο ελέγχου σε σχέση με μια τιμή κατωφλίου. Συγκεκριμένα, κατά τον μηδενισμό του ημιτόνου αναφοράς, το μπλόκ Hit Crossing βγάζει στην έξοδό του ένα μοναδιαίο παλμό, χρονικής διάρκειας ενός sample time, ο οποίος στέλνεται στην είσοδο ελέγχου. Η τιμή στην είσοδο ελέγχου γίνεται μεγαλύτερη απο 0.5, που είναι η τιμή κατωφλίου, οπότε στην έξοδο περνά η είσοδος δεδομένων 1 του m a. Το αμέσως επόμενο δείγμα ο παλμός του Hit crossing μηδενίζεται, οπότε η τιμή στην είσοδο ελέγχου γίνεται μικρότερη απο 0.5 και στην έξοδο περνά η είσοδος δεδομένων 2. Την χρονική αυτή στιγμή η τιμή της εισόδου δεδομένων 2 είναι η τιμή εξόδου του προηγούμενου δείγματος, δηλαδή η τελευταία τιμή του συντελεστή διαμόρφωσης που περάσε, καθυστερημένη κατά ένα δείγμα. Όσο η τιμή στην είσοδο ελέγχου παραμένει μικρότερη του 0.5, στην έξοδο περνά η σταθερή τιμή της εισόδου δεδομένων 2. Με τον τρόπο αυτό η τιμή στην έξοδο του υποσυστήματος παραμένει σταθερή μέχρι τον επόμενο παλμό απο το Hit Crossing, δηλαδή στον επόμενο μηδενισμό του ημιτόνου αναφοράς, με το περάσμα μιας περιόδου του. Πετυχαίνουμε έτσι την σταθεροποίηση του συντελεστή διαμόρφωσης πλάτους m a κατά τον πολλαπλασιασμό του με τα ημίτονα αναφοράς και την ανανέωση της τιμής ανά μια περίοδο ημιτόνου. 132

151 5.2.5 ΜΕΤΡΗΣΗ ΕΝΕΡΓΟΥ ΤΙΜΗΣ ΦΑΣΙΚΗΣ ΤΑΣΗΣ ΦΟΡΤΙΟΥ Η ορθή λειτουργία ενός συστήματος ελέγχου κλειστού βρόχου απαιτεί την παρουσία ενός σήματος ανάδρασης, που προκύπτει απο την μέτρηση της εξόδου του συστήματος. Στην περίπτωσή μας το σήμα ανάδρασης προέρχεται απο την μέτρηση της ενεργού τιμής της τάσης στο φορτίο. Το σήμα αυτό, όπως είδαμε και στο σχήμα 5.16 αφαιρείται απο την επιθυμητή τιμή της τάσης, με αποτέλεσμα την δημιουργία του σήματος σφάλματος που καλείται να διαχειριστεί ο PI ελεγκτής. Για την μέτρηση της ενεργού τιμής της τάσης, με την βοήθεια του μικροεπεξεργαστή, κάνουμε χρήση του μετατροπέα αναλογικού σήματος σε ψηφιακό (ADC). Το μπλόκ του Simulink με το οποίο αποκτούμε πρόσβαση στην μονάδα ADC του συστήματος ezdsptm F28335 φαίνεται στο σχήμα Σχήμα 5.22 Μπλόκ μετατροπέα αναλογικού σήματος σε ψηφιακό Στα σχήματα 5.23 και 5.24 φαίνονται εικόνες απο τις ιδιότητες του μπλόκ και τις αντίστοιχες ρυθμίσεις που έχουν γίνει. Σχήμα 5.23 Ρυθμίσεις μονάδας AD 133

152 Σχήμα 5.24 Ρυθμίσεις μονάδας ADC Συγκεκριμένα έχουν γίνει οι παρακάτω ρυθμίσεις: Επιλογή καναλιού απο την ομάδα Α (Module: A), μέσω του οποίου θα γίνει η διαδικασία μετατροπής του αναλογικού σήματος σε ψηφιακό. Όπως αναφέραμε και στην παράγραφο 4.2, η μονάδα ADC του συστήματος περιλαμβάνει 16 κανάλια για μετατροπή, απο τα οποία τα 8 σχηματίζουν την ομάδα A και τα υπόλοιπα 8 την ομάδα B. H ύπαρξη δύο ομάδων καναλιών σχετίζεται με την παρουσία δύο μονάδων sample and hold, οπότε τα κανάλια της κάθε ομάδας οδηγούνται στην αντίστοιχη μονάδα sample and hold. Η συγκεκριμένη δομή της μονάδας μας παρέχει ευελιξία σε περίπτωση που θέλουμε να κάνουμε ταυτόχρονη μετατροπή δύο σημάτων. Καθορισμός της διαδικασίας μετατροπής απο την ομάδα A με διαδοχικό τρόπο (Conversion mode: Sequential). Η εναλλακτική επιλογή είναι η διαδικασία μετατροπής με ταυτόχρονο (simultaneous) τρόπο και προϋποθέτει την ενεργοποίηση και της ομάδας B κάτι που θεωρήθηκε περιττό καθώς η εφαρμογή μας επιβάλει την μετατροπή ενός μόνο σήματος. Εκκίνηση της διαδικασίας μετατροπής μέσω του προγράμματος (Start of conversion: Software). Με την ρύθμιση αυτή η διαδικασία μετατροπής ξεκινά, με την εφαρμογή ενός σήματος που παράγεται αυτόματα κατά την εκκίνηση εκτέλεσης του κωδικα, και δεν σταματά παρά μόνο εάν παρέμβουμε εμείς εξωτερικά και σταματήσουμε την εκτέλεση του κώδικα μέσω του Code Composer. 134

153 Καθορισμός του sample time (Sample time: 1/3750). Η ανανέωση των τιμών στην έξοδο της μονάδας γίνεται σε κάθε sample time, καθορίζοντας έτσι την συχνότητα δειγματοληψίας του αναλογικού σήματος στα 3.75 KHz. Όπως υπολογίσαμε και προηγουμένως, με αυτή την συχνότητα δειγματοληψίας, θα αντιστοιχούν 75 δείγματα για κάθε περίοδο της μετρούμενης τάσης πάνω στο φορτίο. Καθορισμός του τύπου των δεδομένων στην έξοδο της μονάδας στην μορφή double (Data type: double). Καθορισμός του αριθμού των μετατροπών (Number of conversions: 1) Επιλογή του καναλιού το οποίο αναλαμβάνει την διαδικασία μετατροπής (Conversion no. 1: ADCINA2). Το αναλογικό σήμα, που οδηγείται στην είσοδο του ADC, προέρχεται απο την συσκευή υποβιβασμού τάσης που περιγράψαμε στην παράγραφο Οι τιμές του ψηφιακού σήματος στην έξοδο του ADC προκύπτουν απο την σχέση 4.2. Για το εύρος τιμών (0-3 V) του υποβιβασμένου σήματος ημιτόνου στην είσοδο του μετατροπέα, προκύπτει στην έξοδό του ένα αντίστοιχο ψηφιακό σήμα ημιτόνου το οποίο, δεδομένης της ακρίβειας των 12 bit, παίρνει τιμές απο Για την ορθή μέτρηση της ενεργού τιμής της φασικής τάσης στο φορτίο πρέπει να γίνει αναγωγή των τιμών του ψηφιακου σήματος στην έξοδο του ADC σε αυτές της πραγματικής τάσης. Την λειτουργία αυτή, μαζί με την μέτρηση της ενεργού τιμής, την πετυχαίνουμε με το υποσύστημα που φαίνεται στο σχήμα 5.25 μαζί με την υλοποίηση του. α) Σχήμα 5.25 β) α) Μπλόκ αναγωγής σήματος και μέτρησης rms τιμής και β) η υλοποίησή του 135

154 Το παραπάνω υποσύστημα δέχεται σαν είσοδο το ψηφιακό σήμα ημιτόνου απο την έξοδο του ADC και βγάζει σαν έξοδο την ενεργό τιμή της φασικής τάσης στο φορτίο. Όπως είδαμε στην παράγραφο η συσκευή υποβιβασμού τάσης προσθέτει στο υποβιβασμένο σήμα μια dc συνιστώσα 1.5 V λόγω περιορισμού στο εύρος τιμών εισόδου του ADC. Η αφαίρεση της συνιστώσας αυτής γίνεται μέσω του προγράμματος και συγκεκριμένα αφαιρώντας απο το ψηφιακό σήμα την τιμή που φαίνεται στο σχήμα 5.25.β και προκύπτει απο την σχέση 4.2: D Το αποτέλεσμα είναι το ψηφιακό σήμα ημιτόνου να διαμορφώνεται πλεόν γύρω απο την μηδέν, όπως συμβαίνει και με την πραγματική τάση στο φορτίο. Στην συνέχεια το σήμα διαιρείται με μια τιμή που προκύπτει με βάση τον συντελεστή υποβιβασμού της συσκευής. Συγκεκριμένα έχουμε ρυθμίσει το ποτενσιόμετρο της συσκευής ώστε ο συντελεστής υποβιβασμού να αντιστοιχεί στην μέγιστη τιμή της φασικής τάσης στο φορτίο V την τιμή 2.8 V. Ο ψηφιακός αριθμός που αντιστοιχεί στην τάση αυτή προκύπτει και πάλι απο την σχέση 4.2: D Μετά την αφαίρεση της dc συνιστώσας προκύπτει η μέγιστη τιμή του ψηφιακου σήματος ημιτόνου = Διαιρώντας την τιμή αυτή με την μέγιστη τιμή της τάσης στο φορτίο προκύπτει ο συντελεστής αναγωγής, όπως φαίνεται στο σχήμα 5.25.β, δηλαδή 1775/ = 5.7. Παρατηρούμε ότι ο υπολογισμός αυτός έγινε σύμφωνα με την μέγιστη τιμή, αλλά ισχύει και για όλες τις υπόλοιπες τιμές. Η εφαρμογή της διαδικασίας αυτής έχει ως αποτέλεσμα ένα ψηφιακό σήμα ημιτόνου με τιμές αντίστοιχες της πραγματικής τάσης στο φορτίο. Ο υπολογισμός της ενεργού τιμής γίνεται με βάση το ψηφιακό σήμα μετά την αναγωγή απο τα τελευταία τρία μπλοκ του υποσυστήματος. Σε έναν buffer χωρητικότητας 75 θέσεων αποθηκεύουμε τα δείγματα του ψηφιακού σήματος ημιτόνου, αριθμός που αντιστοιχεί στα δείγματα μιας περιόδου. Μόλις ο buffer γεμίσει στέλνει τα δείγματα στο μπλόκ RMS [17], του πακέτου Signal Processing Blockset της βιβλιοθήκης του Simulink, το οποίο παρέχει την δυνατότητα υπολογισμού της ενεργού τιμής του σήματος στην είσοδό του, με βάση και τα 75 δείγματα, σε ένα μόνο sample time. Η αξιοποίηση του buffer προϋποθέτει και την χρήση του μπλόκ unbuffer, στην έξοδο του μπλόκ Rms, για την ορθή λειτουργία του υποσυστήματος, λόγω του τρόπου διαχείρισης των δεδομένων απο το Simulink[19,20]. Το αποτέλεσμα είναι ο υπολογισμός και η ανανέωση της ενεργού τιμής στην έξοδο του υποσυστήματος σε κάθε περίοδο της τάσης του φορτίου. 136

155 5.2.6 ΚΑΤΑΓΡΑΦΗ ΔΕΔΟΜΕΝΩΝ ΜΕ ΣΕΙΡΙΑΚΗ ΕΠΙΚΟΙΝΩΝΙΑ Για την επιβεβαίωση της λειτουργίας του μοντέλου καταγράψαμε ορισμένα χαρακτηριστικά μεγέθη, με την χρήση των μονάδων σειριακής επικοινωνίας (SCI) του συστήματος ezdsp TM F Το σύστημα περιλαμβάνει δύο μονάδες σειριακής επικοινωνίας, τις SCI A και SCI Β, θέτοντας έτσι τον περιορισμό της ταυτόχρονης καταγραφής σε πραγματικό χρόνο μέχρι δύο μεταβλητών. Για τον λόγο αυτό επιλέξαμε την καταγραφή της μεταβολής της ενεργού τιμής της τάσης V rms ταυτόχρονα με την μεταβολή του συντελεστή διαμόρφωσης πλάτους m a, προκειμένου να παρατηρήσουμε την λειτουργία του ελέγχου σε πραγματικό χρόνο. Η σειριακή επικοινωνία γίνεται βάσει του πρωτοκόλλου RS232 [21,22]. Μία απο τις μεταβολές στις ρυθμίσεις του γενικού μπλόκ ρυθμίσεων, που αφορά το κομμάτι της σειριακής επικοινωνίας φαίνεται στο σχήμα Σχήμα 5.26 Ρυθμίσεις μονάδας σειριακής επικοινωνίας Συγκεκριμένα ο ρυθμός μετάδοσης και λήψης δεδομένων (Baud rate) άλλαξε απο την default τιμή του bit/sec στην μικρότερη τιμή bit/sec, όπως προέκυψε μετά απο δοκιμές, για την ορθότερη μετάδοση των δεδομένων. Όπως παρατηρούμε στην παραπάνω εικόνα των ρυθμίσεων το μέγεθος των δεδομένων καθορίζεται στην μέγιστη τιμή των 8 bit, επιτρέποντάς μας συνολικά την μετάδοση ενός εύρους τιμών απο το 0 εώς το 2 8-1=255. Η μετάδοση των δεδομένων απο τον μικροεπεξεργαστή καθορίζεται απο το κύριο μοντέλο του σχήματος 5.5. Η λήψη τους γίνεται απο υπολογιστή μέσω θυρών RS232 και η καταγραφή τους μέσω διαφορετικού μοντέλου Simulink. Στις επόμενες ενότητες γίνεται η περιγραφή της διαδικασίας καταγραφής. 137

156 ΜΕΤΑΔΟΣΗ ΔΕΔΟΜΕΝΩΝ Το μπλόκ του Simulink μέσω του οποίου αποκτούμε πρόσβαση στις μονάδες σειριακής επικοινωνίας του συστήματος ezdsp TM F28335 φαίνεται στο σχήμα Παρατηρώντας το σχήμα 5.5 του γενικού μοντέλου διακρίνουμε ότι υπάρχουν δύο μπλόκ για την μετάδοση των δεδομένων δύο μεγεθών, της μετρούμενης ενεργού τιμής της τάσης και του συντελεστή διαμόρφωσης πλάτους m a. Σχήμα 5.27 Μπλόκ σειριακής επικοινωνίας Μέσω των ιδιοτήτων του μπλόκ καθορίζουμε την μονάδα μέσω της οποίας θα μεταδοθούν τα δεδομένα, όπως φαίνεται στο σχήμα 5.28 (SCI module: B). Σχήμα 5.28 Ρυθμίσεις μονάδας σειριακής επικοινωνίας Ιδιαίτερη σημασία έχει ο τρόπος με τον οποίο διαμορφώνονται τα δεδομένα, προτού σταλούν στις μονάδες επικοινωνίας, προκειμένου να πετύχουμε την καταγραφή του επιθυμητού εύρους τιμών των μεγεθών με την μεγαλύτερη δυνατή ακρίβεια. 138

157 Συγκεκριμένα, λόγω του περιορισμού των 2 8 =256 διαφορετικών τιμών που μπορούμε να μεταδόσουμε, επιλέψαμε να καταγράψουμε την ενεργό τιμή της τάσης σε ένα εύρος απο V, με ακρίβεια 0.4 (δηλαδή 190, 190.4, 190.8,..., 291.6, 292). Αυτό το καταφέραμε ακολουθώντας τον παρακάτω αλγόριθμο: Αφαίρεση της μικρότερης τιμής του εύρους (190) απο το μετρούμενο μέγεθος Πολλαπλασιασμό του υπολοίπου με μια σταθερά που προκύπτει απο την αντιστροφή του αριθμού της ακρίβειας (1/0.4=2.5). Με τον τρόπο αυτό πετυχαίνουμε την αντιστοίχιση κάθε αριθμού του επιθυμητού εύρους (190, 190.4, 190.8,..., 292) με τον αντίστοιχο του επιτρεπόμενου εύρους (0, 1, 2,..., 255) Μετάδοση των δεδομένων, μέσω του SCI Λήψη δεδομένων, απο υπολογιστή μέσω θυρών RS232 Διαίρεση με την σταθερά που χρησιμοποιήσαμε για πολλαπλασιασμό (2.5) πρίν την μετάδοση των δεδομένων Πρόσθεση της μικρότερης τιμής του εύρους (190) που χρησιμοποιήσαμε για αφαίρεση πρίν την μετάδοση των δεδομένων Η υλοποίηση του μέρους της παραπάνω διαδικασίας που αφορά την διαμόρφωση, πρίν την μετάδοση, των δεδομένων της ενεργού τιμής της τάσης φαίνεται στο σχήμα Παρατηρούμε ότι το αποτέλεσμα πριν σταλεί στην μονάδα επικοινωνίας περνά απο ένα μετατροπέα τύπου δεδομένων σε μη προσημασμένο ακέραιο ακρίβειας 8 bit. Σχήμα 5.29 Διαμόρφωση ενεργού τιμής τάσης πρίν την μετάδοση Η αντίστοιχη διαδικασία για τον συντελεστή διαμόρφωσης m a, πρίν την μετάδοση, φαίνεται στο σχήμα 5.30 οπότε πετυχαίνουμε ακρίβεια σε ένα εύρος Εάν επιθυμούμε ένα μεγαλύτερο εύρος τιμών μετάδοσης (π.χ. μέχρι m a =1), μπορούμε απλά να μειώσουμε την ακρίβεια. Σχήμα 5.30 Διαμόρφωση συντελεστή διαμόρφωσης m a πρίν την μετάδοση 139

158 ΛΗΨΗ ΔΕΔΟΜΕΝΩΝ Κατά την εκτέλεση του κώδικα ο μικροεπεξεργαστής μεταδίδει τα δεδομένα, όπως έχει καθοριστεί απο το κύριο μοντέλο μας. Με την χρήση καλωδίων RS232 συνδέσαμε τις μονάδες σειριακής επικοινωνίας του συστήματος ezdsp TM F28335 στις σειριακές θύρες του υπολογιστή. Στην συνέχεια αναπτύξαμε το μοντέλο που φαίνεται στο σχήμα 5.31, με το οποίο πετύχαμε την καταγραφή των μεγεθών. Σχήμα 5.31 Μοντέλο λήψης και καταγραφής δεδομένων Για την λήψη των δεδομένων χρησιμοποιήσαμε το μπλόκ Serial Receive του πακέτου Instrument Control Toolbox της βιβλιοθήκης του Simulink. Η αξιοποίηση του συγκεκριμένου μπλόκ προϋποθέτει την χρήση του μπλόκ Serial Configuration, του ίδιου πακέτου, με το οποίο ρυθμίζουμε τις βασικές παραμέτρους της επικοινωνίας. Οι ρυθμίσεις του μπλόκ Serial Configuration φαίνονται στο σχήμα Σχήμα 5.32 Ρυθμίσεις του μπλόκ Serial Configuration 140

159 Παρατηρούμε ότι, εκτός απο τον καθορισμό της συγκεκριμένης θύρας επικοινωνίας μέσω της οποίας θα γίνει η λήψη των δεδομένων (Communication port: COM1), οι υπόλοιπες ρυθμίσεις είναι ίδιες με αυτές που έγιναν στο μπλόκ γενικών ρυθμίσεων, για την σειριακή επικοινωνία, όπως φαίνεται στο σχήμα Στο σχήμα 5.33 φαίνονται οι ρυθμίσεις του μπλόκ Serial Receive, όπου καθορίζεται η σύνδεσή του με συγκεκριμένη θύρα επικοινωνίας καθώς και ο τύπος δεδομένων στην έξοδό του (Data type: uint8) και το sample time λειτουργίας του (Block sample time: 1/3750), το οποίο είναι ίδιο με αυτό του κύριου μοντέλου. Σχήμα 5.33 Ρυθμίσεις του μπλόκ Serial Receive Απο το σχήμα 5.31 παρατηρούμε ότι τα δεδομένα στην έξοδο του μπλόκ Serial Receive, υφίστανται την αντίστροφη διαδικασία διαμόρφωσης, που περιγράφηκε στην προηγούμενη ενότητα, προκειμένου να γίνει η ορθή καταγραφή τους. Τα τελικά δεδομένα που προκύπτουν οδηγούνται στο μπλόκ Scope του Simulink με την βοήθεια του οποίου καταγράφονται και αποθηκεύονται στο Workspace του Matlab. Απο εκεί προκύπτουν τα γραφήματα με τις πειραματικές μετρήσεις που παρουσιάζονται στο επόμενο κεφάλαιο. 141

160 142

161 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 6 ΠΕΙΡΑΜΑΤΙΚΕΣ ΜΕΤΡΗΣΕΙΣ - ΣΥΜΠΕΡΑΣΜΑΤΑ 6.1 ΕΙΣΑΓΩΓΗ Στα κεφάλαια που προηγήθηκαν έγινε η πλήρης περιγραφή του συστήματός μας καθώς και του εξοπλισμού που χρησιμοποιήσαμε. Αναπτύξαμε την απαραίτητη θεωρία και αναλύσαμε το πρόγραμμα με την βοήθεια του οποίου καλούμαστε να την εφαρμόσουμε. Στο παρόν κεφάλαιο παρουσιάζονται τα αποτελέσματα που προέκυψαν κατά την πειραματική διαδικασία. Κατά την ανάλυση του κυκλώματος ελέγχου στο κεφάλαιο 3 αναφέραμε τον στόχο μας, ο οποίος είναι η σταθεροποίηση της τάσης στο φορτίο υλοποιώντας ουσιαστικά μια εφαρμογή αδιάλειπτης παροχής ισχύος. Καθώς η διάταξή μας βρίσκεται στην μόνιμη κατάσταση λειτουργίας μια μεταβολή στο φορτίο θα έχει ως αποτέλεσμα την μεταβολή της τάσης του. Παρόμοιο αποτέλεσμα θα έχει και η εμφάνιση μιας διαταραχής, για παράδειγμα η μεταβολή της τάσης στην έξοδο της φωτοβολταϊκής γεννήτριας εξαιτίας κάποιου μη ελεγχόμενου περιβαλλοντικού παράγοντα ή ακόμη και λόγω της φυσιολογικής μεταβολή της ακτινοβολίας κατά την διάρκεια της ημέρας ή του χρόνου. Σε κάθε περίπτωση μέσω του ελέγχου μας επιδιώκουμε να επαναφέρουμε και να σταθεροποιήσουμε την τάση στο φορτίο, επηρεάζοντας τον συντελεστή διαμόρφωσης πλάτους m a της μεθόδου SPWM. Εξαιτίας του περιορισμού που μας επιβάλει την καταγραφή σε πραγματικό χρόνο, μέχρι δύο μεταβλητών ταυτόχρονα, επιλέξαμε οι μεταβλητές αυτές να είναι η ενεργός τιμή της φασικής τάσης του φορτίου και ο συντελεστής διαμόρφωσης πλάτους m a, παρακολουθώντας με τον τρόπο αυτό την λειτουργία του ελέγχου κατά την διάρκεια μεταβολών στην τάση. Η καταγραφή των μεγεθών σε πραγματικό χρόνο έγινε μέσω του Workspace του Matlab όπως αναλύθηκε στο προηγούμενο κεφάλαιο. Με την χρήση πολυμέτρων καταγράψαμε τις τιμές των τάσεων και των ρευμάτων στην έξοδο της φωτοβολταϊκής γεννήτριας και στο φορτίο. Τέλος με την βοήθεια του διαφορικού παλμογράφου (Tektronix TPS2024) πήραμε μια σειρά απο παλμογραφήματα τα οποία παρατίθενται στις αντίστοιχες παραγράφους. Ο συγκεκριμένος παλμογράφος παρέχει την δυνατότητα ανάλυσης του αρμονικού περιεχομένου και υπολογισμού της συνολικής αρμονικής παραμόρφωσης (THD) της μετρούμενης κυματομορφής. Τα δεδομένα αυτά αποθηκεύονται σε δισκέτα για την μεταφορά τους σε υπολογιστή για περαιτέρω επεξεργασία. 143

162 6.2 ΠΕΙΡΑΜΑΤΙΚΕΣ ΜΕΤΡΗΣΕΙΣ Στις παραγράφους που ακολουθούν παρατίθενται τα αποτελέσματα που προέκυψαν κατά την διεξαγωγή της πειραματικής διαδικασίας ΒΗΜΑΤΙΚΗ ΜΕΤΑΒΟΛΗ ΦΟΡΤΙΟΥ ΧΩΡΙΣ ΕΛΕΓΧΟ Με την εκτέλεση του συγκεκριμένου πειράματος αποσκοπούμε στην καταγραφή της μεταβολής στην ενεργό τιμή της φασικής τάσης του φορτίου όταν αυτό μεταβάλλεται. Ο συντελεστής διαμόρφωσης πλάτους m a διατηρείται σταθερός κατά την μεταβολή του φορτίου, έτσι ώστε να παρατηρήσουμε την εξέλιξη της μεταβολής της τάσης του φορτίου όταν δεν επιδρά ο έλεγχος. Το φορτίο που τροφοδοτούμε είναι ωμικό-επαγωγικό και φαίνεται στο σχήμα 6.1 για την μια φάση. Οι αντιστάσεις εμφανίζονται κατ αυτόν τον τρόπο καθώς πρόκειται για ξεχωριστές συσκευές. Ο λόγος για τον οποίο το πηνίο βρίσκεται εντός διακεκομμένων γραμμών είναι για να δείξουμε ότι αποτελεί το τμήμα του φορτίου που προκαλεί την μεταβολή του, με τη διασύνδεση ή την βραχυκύκλωσή του με το υπόλοιπο φορτίο. Σχήμα 6.1 Ωμικό-επαγωγικό φορτίο μίας φάσης Προκύπτουν συνεπώς το ωμικό-επαγωγικό φορτίο A που αποτελείται απο την αντίσταση 330Ω σε σειρά με την αντίσταση 4.4 Κ//2.2 Κ//1.1Κ=630Ω και το πηνίο επαγωγής 14H καθώς και το ωμικό φορτίο B στο οποίο το πηνίο αντικαθίσταται απο βραχυκύκλωμα, οπότε παραμένουν μόνο οι αντιστάσεις. Αντικαθιστώντας τα επιμέρους στοιχεία με τα αντίστοιχα κυκλωματικά τους ισοδύναμα προκύπτει το τελικό τριφασικό φορτίο της πειραματικής μας διάταξης στο σχήμα 6.2. Σχήμα 6.2 Τριφασικό φορτίο πειραματικής διάταξης 144

163 Ο συντελεστής διαμόρφωσης πλάτους m a υπολογίστηκε προκειμένου η τάση στο φορτίο Α να είναι 220 Volt. Η τιμή του φαίνεται στον πίνακα 6.1, όπου παρουσιάζονται και οι τιμές των τάσεων και ρευμάτων, στην έξοδο της φωτοβολταϊκής γεννήτριας και στο φορτίο, που μετρήθηκαν κατα την διάρκεια του πειράματος. Φορτίο Α Φορτίο Β Φωτοβολταϊκή Γεννήτρια Vdc (Volt) Idc (A) 0,18 0,55 Φορτίο Vph (Volt) Iph (A) 0,072 0,222 Συντελεστής m a 0,648 0,648 Πίνακας 6.1 Τάσεις και ρεύματα για τα φορτία Α και Β Στο σχήμα 6.3 παρουσιάζεται η μεταβολή της ενεργού τιμής της φασικής τάσης στο φορτίο, όταν αυτό μεταβάλλεται. Για το φορτίο Α η τάση είναι στα 220 V ενώ μετά την βηματική μεταβολή φορτίου, με την βοήθεια του επιλογέα φορτίου, μεταβάλλεται απότομα οπότε και μειώνεται στα 206 V για το φορτίο Β. Στη συνέχεια επανερχόμενοι στο φορτίο Α η τάση επιστρέφει βηματικά και σταθεροποιείται ξανα στα 220 V. Όπως φαίνεται στο σχήμα η παραπάνω διαδικασία επαναλαμβάνεται δύο φορές. Σχήμα 6.3 Μεταβολή της rms της φασικής τάσης του φορτίου ως αποτέλεσμα της μεταβολή του 145

164 Με την βοήθεια του παλμογράφου καταγράψαμε την κυματομορφή της τάσης στο φορτίο καθώς και το αρμονικό περιεχόμενο αυτής. Στο σχήμα 6.4 φαίνεται η φασική τάση στο φορτίο Α Σχήμα 6.4 Κυματομορφή φασικής τάσης στο φορτίο Α Στο σχήμα 6.5 παρουσιάζεται μια εικόνα απο τον παλμογράφο που δείχνει την ανάλυση του αρμονικού περιεχομένου της φασικής τάσης στο φορτίο Α. Παρατηρούμε ότι η συνολική αρμονική παραμόρφωση της τάσης είναι αρκετά μικρή στο 1.47%, κάτι που ποιοτικά φαίνεται ξεκάθαρα διακρίνοντας το σημαντικά μικρό πλάτος των ανώτερων αρμονικών, εώς και την 13 η, συγκριτικά με αυτό της θεμελιώδους συνιστώσας. Σχήμα 6.5 Αρμονικό περιεχόμενο φασικής τάσης στο φορτίο Α 146

165 Percentage (%) Voltage (rms) Μια πιο αναλυτική εικόνα των ανώτερων αρμονικών φαίνεται στα παρακάτω σχήματα. Τα γραφήματα αυτά προέκυψαν μετά απο επεξεργασία με το πρόγραμμα Origin, πάνω στα δεδομένα που αποθηκεύτηκαν στον παλμογράφο. Στο σχήμα 6.6 παρουσιάζεται η ενεργός τιμή των ανώτερων αρμονικών, απο την 2 η εως την 30 η. Οι αρμονικές με το μεγαλύτερο πλάτος είναι αυτές που είναι πιο κοντά στην θεμελιώδη συχνότητα, ωστόσο το πλάτος τους είναι πολύ μικρότερο απο αυτό της θεμελιώδους Harmonics Σχήμα 6.6 Ενεργός τιμή των ανώτερων αρμονικών της φασικής τάσης φορτίου Α Στο σχήμα 6.7 παρουσιάζεται η ενεργός τιμή των ανώτερων αρμονικών ως ποσοστό επί της ε- νεργούς τιμής της θεμελιώδους συνιστώσας. Η μεγαλύτερη ποσοστιαία τιμή δεν ξεπερνά το 1%. 2,0 1,5 1,0 0,5 0, Harmonics Σχήμα 6.7 Ποσοστό ενεργού τιμής ανώτερων αρμονικών επί της θεμελιώδους για φορτίο Α 147

166 Τα αντίστοιχα σχήματα παρατίθενται παρακάτω και για το φορτίο Β. Στο σχήμα 6.8 φαίνεται η κυματομορφή της φασικής τάσης στο φορτίο Β με μικρότερη rms τιμή. Σχήμα 6.8 Κυματομορφή φασικής τάσης στο φορτίο Β Στο σχήμα 6.9 φαίνεται η ανάλυση του αρμονικού περιεχομένου, απο τον παλμογράφο, της φασικής τάσης του φορτίου Β. Παρατηρούμε ότι για το φορτίο Β η συνολική αρμονική παραμόρφωση έχει αυξηθεί στο 2%. Σχήμα 6.9 Αρμονικό περιεχόμενο φασικής τάσης στο φορτίο Β 148

167 Percentage (%) Voltage (rms) Από τα παρακάτω γραφήματα γίνεται κατανοητή αυτή η σημαντική αύξηση της συνολικής αρμονικής παραμόρφωσης. Η αρμονική παραμόρφωση ωστόσο παραμένει αρκετά χαμηλή ως απόλυτη τιμή. Το πλάτος των χαμηλών αρμονικών, κοντά στην θεμελιώδη, αυξάνεται για το φορτίο Β. Σύμφωνα με τον τύπο υπολογισμού της THD (σχέση 3.4) η επίδραση των αρμονικών αυτών είναι μεγαλύτερη απο αυτή των υψηλών, οδηγώντας τελικά σε αύξηση της συνολικής αρμονικής παραμόρφωσης Harmonics Σχήμα 6.10 Ενεργός τιμή των ανώτερων αρμονικών της φασικής τάσης φορτίου Β Στο σχήμα 6.11 παρουσιάζεται η ενεργός τιμή των ανώτερων αρμονικών ως ποσοστό επί της ενεργούς τιμής της θεμελιώδους συνιστώσας για το φορτίο Β. Παρατηρούμε κι εδώ το αυξημένο ποσοστό των χαμηλών αρμονικών που φτάνει μέχρι το 1.5% για την 3 η αρμονική. 2,0 1,5 1,0 0,5 0, Harmonics Σχήμα 6.11 Ποσοστό ενεργού τιμής ανώτερων αρμονικών επί της θεμελιώδους για φορτίο Β 149

168 6.2.2 ΒΗΜΑΤΙΚΗ ΜΕΤΑΒΟΛΗ ΦΟΡΤΙΟΥ ΜΕ ΕΛΕΓΧΟ Με την εκτέλεση του συγκεκριμένου πειράματος αποσκοπούμε στην καταγραφή της λειτουργίας του ελέγχου και της επίδρασής του στην απόκριση του συστήματός μας, δηλαδή στην φασική τάση του φορτίου. Όπως και προηγουμένως έχουμε μεταβολή του φορτίου, απο το φορτίο Α στο φορτίο Β και αντίστροφα, μόνο που σε αυτή την περίπτωση ο έλεγχος μεταβάλλει τον συντελεστή διαμόρφωσης πλάτους m a της μεθόδου SPWM με τέτοιο τρόπο ώστε η ενεργός τιμή της τάσης στο φορτίο να σταθεροποιείται στα 220 V. Στον πίνακα 6.2, παρουσιάζονται οι τιμές των τάσεων και ρευμάτων, που μετρήθηκαν κατα την διάρκεια του πειράματος. Φορτίο Α Φορτίο Β Φωτοβολταϊκή Γεννήτρια Vdc (Volt) Idc (A) 0,18 0,63 Φορτίο Vph (Volt) Iph (A) 0,072 0,24 Συντελεστής m a 0,648 0,7 Πίνακας 6.2 Τάσεις και ρεύματα για τα φορτία Α και Β Στο σχήμα 6.12 παρουσιάζεται μια γενική εικόνα των μεταβολών στην ενεργό τιμή της φασικής τάσης του φορτίου και τον συντελεστή διαμόρφωσης m a, κατά την μεταβολή του φορτίου. Σχήμα 6.12 Ενεργός τιμή φασικής τάσης φορτίου και συντελεστής m a για μεταβαλλόμενο φορτίο 150

169 Μιά πιο αναλυτική εικόνα φαίνεται στο σχήμα Εδώ παρατηρούμε τις μεταβολές κατά την μετάβαση απο το φορτίο Α στο φορτίο Β. Αρχικά η τάση είναι σταθεροποιημένη στα 220 V και ο συντελεστής διαμόρφωσης στην τιμή Την στιγμή της μεταβολής του φορτίου η τάση πέφτει κατά 10 V περίπου, καθώς ο συντελεστής m a έχει ακόμη την αρχική χαμηλή τιμή του. Άμεσα ο έλεγχος αρχίζει να αυξάνει τον συντελεστή διαμόρφωσης, αυξάνοντας παράλληλα και την ενεργό τιμή της τάσης. Τελικά η ενεργός τιμή σταθεροποιείται και πάλι στα 220 V και ο συντελεστής m a την νέα του αυξημένη τιμή περίπου 0.7. Σχήμα 6.13 Μεταβολή τάσης και συντελεστή m a κατά την μεταβολή απο το φορτίο Α στο Β Τα αποτελέσματα της αντίθετης διαδικασίας, δηλαδή της μετάβασης απο το φορτίο Β στο φορτίο Α, φαίνονται στο σχήμα Σχήμα 6.14 Μεταβολή τάσης και συντελεστή m a κατά την μεταβολή απο το φορτίο Β στο Α 151

170 Η αύξηση της τάσης σε συνδυασμό με την μείωση του ρεύματος στην έξοδο της φωτοβολταϊκής γεννήτριας έχει ως αποτέλεσμα, την στιγμή της μεταβολής του φορτίου, η ενεργός τιμής της φασικής τάσης να αυξάνεται κατά 10 V περίπου, καθώς ο συντελεστής m a έχει ακόμη την μεγάλη τιμή του. Και πάλι άμεσα ο έλεγχος αρχίζει να μειώνει τον συντελεστή διαμόρφωσης, μειώνοντας παράλληλα και την ενεργό τιμή της τάσης, οπότε τελικά η ενεργός τιμή σταθεροποιείται στα 220 V και ο συντελεστής m a κοντά στην προηγούμενη τιμή του δηλαδή περίπου στο Παρατηρούμε ότι και στις δύο περιπτώσεις το χρονικό διάστημα επαναφοράς της ενεργού τιμής της τάσης φορτίου είναι αρκετά μικρό, συνεπώς η ταχύτητα απόκρισης του ελεγκτή είναι ιδιαίτερα ικανοποιητική. Συγκεκριμένα, όπως βλέπουμε στο σχήμα 6.13, κατά την μεταβολή απο το φορτίο Α στο φορτίο Β το χρονικό διάστημα επαναφοράς της τάσης είναι περίπου 190 msec. Αντίστοιχα, κατά την μεταβολή απο το φορτίο B στο φορτίο Α, όπως φαίνεται στο σχήμα 6.14, η τάση επανέρχεται στην επιθυμητή τιμή σε χρονικό διάστημα περίπου 170 msec. Στην συνέχεια παρατίθενται οι διάφορες κυματομορφές που πήραμε με την βοήθεια του παλμογράφου καθώς και η ανάλυση του αρμονικού περιεχομένου της φασικής τάσης για τα φορτία Α και Β, με τα μεγέθη σταθεροποιημένα μετά την δράση του ελέγχου. Στο σχήμα 6.15 φαίνεται η κυματομορφή της φασικής τάσης στο φορτίο Α η οποία όπως βλέπουμε έχει σταθεροποιηθεί στα 220 V. Σχήμα 6.15 Κυματομορφή φασικής τάσης στο φορτίο Α 152

171 Voltage (rms) Στο σχήμα 6.16 φαίνεται εικόνα απο τον παλμογράφο που παρουσιάζει την ανάλυση του αρμονικού περιεχομένου της φασικής τάσης στο φορτίο Α. Παρατηρούμε την μικρή τιμή της συνολικής αρμονικής παραμόρφωσης THD στο 1.29%. Σχήμα 6.16 Αρμονικό περιεχόμενο φασικής τάσης στο φορτίο Α Στο σχήμα 6.17 παρουσιάζεται η ενεργός τιμή των ανώτερων αρμονικών, απο την 2 η εώς την 30 η, της φασικής τάσης φορτίου. Παρατηρούμε ότι η ενεργός τιμή των χαμηλής τάξης αρμονικών, ιδιαίτερα της 3 ης και 5 ης, παρόλο που δεν ξεπερνά τα 2 V, είναι αρκετά μεγαλύτερη απο αυτή των αρμονικών απο την 10 η και μετά, που δεν ξεπερνά τα 0.5 V. Αυτό συμβαίνει λόγω της επίδρασης του φίλτρου, το οποίο εξαιτίας της συχνότητας αποκοπής του περίπου στα 500Hz δεν μπορεί να αποκόψει τις αρμονικές κοντά στην θεμελιώδη Harmonics Σχήμα 6.17 Ενεργός τιμή των ανώτερων αρμονικών της φασικής τάσης φορτίου Α 153

172 Percentage (%) Στο σχήμα 6.18 φαίνεται η ενεργός τιμή των ανώτερων αρμονικών ως ποσοστό επί της ενεργούς τιμής της θεμελιώδους συνιστώσας για το φορτίο Α. Παρατηρούμε την μικρή ποσοστιαία τιμής τους επί της θεμελιώδους, όπου η μεγαλύτερη δεν ξεπερνα το 1%, οδηγώντας τελικά στην χαμηλή τιμή της THD. 2,0 1,5 1,0 0,5 0, Harmonics Σχήμα 6.18 Ποσοστό ενεργού τιμής ανώτερων αρμονικών επί της θεμελιώδους για φορτίο Α Τα αντίστοιχα σχήματα παρατίθενται παρακάτω και για το φορτίο Β. Στο σχήμα 6.19 φαίνεται η κυματομορφή της φασικής τάσης στο φορτίο Β. Παρατηρούμε ότι σε αυτή την περίπτωση, λόγω της λειτουργίας του ελέγχου, η ενεργός τιμή της τάσης έχει επανέλθει και σταθεροποιείται στα 220 V, όπως καταγράψαμε και σε προηγούμενο σχήμα. Σχήμα 6.19 Κυματομορφή φασικής τάσης στο φορτίο Β 154

173 Voltage (rms) Στο σχήμα 6.20 φαίνεται η εικόνα απο τον παλμογράφο που παρουσιάζει την ανάλυση του αρμονικού περιεχομένου της φασικής τάσης στο φορτίο Α. Παρατηρούμε ότι η συνολική αρμονική παραμόρφωση THD βρίσκεται στο 2.03% και παρουσιάζεται αυξημένη συγκριτικά με αυτή του φορτίου Α, ωστόσο συνολικά παραμένει αρκετά χαμηλή. Σχήμα 6.20 Αρμονικό περιεχόμενο φασικής τάσης στο φορτίο Β Πιο αναλυτικά, με την βοήθεια των σχημάτων 6.21 και 6.22 παρατηρούμε την σημαντική αύξηση, σε σύγκριση με το φορτίο Α, ιδιαίτερα της 3 ης και της 5 ης αρμονικής οι οποίες αντιστοιχούν πλέον στο 1.56% και 1% αντίστοιχα της θεμελιώδους συνιστώσας Harmonics Σχήμα 6.21 Ενεργός τιμή των ανώτερων αρμονικών της φασικής τάσης φορτίου Β 155

174 Percentage (%) Αντίστοιχη αύξηση παρατηρούμε και στις υπολοιπες χαμηλές αρμονικές, εώς την 10 η, ενώ αντίθετα στις υψηλότερες αρμονικές, η ποσοστιαία τιμή επί της θεμελιώδους διατηρείται στο ίδιο πολύ χαμηλό επίπεδο, λόγω της επίδρασης του βαθυπεροατού φίλτρου. 2,0 1,5 1,0 0,5 0, Harmonics Σχήμα 6.22 Ποσοστό rms τιμής ανώτερων αρμονικών επί της θεμελιώδους για φορτίο Β Για λόγους πληρότητας και επαλήθευσης της θεωρίας καταγράψαμε την πολική τάση στην έξοδο του αντιστροφέα που φαίνεται στο σχήμα Σχήμα 6.23 Πολική τάση στην έξοδο του αντιστροφέα 156

175 Στο σχήμα 6.24 φαίνεται το αρμονικό περιεχόμενο της πολικής τάσης εξόδου του αντιστροφέα όπως υπολογίσθηκε απο την λειτουργία FFT του παλμογράφου. Το πλάτος των αρμονικών μετριέται σε λογαριθμική κλίμακα. Παρατηρούμε ότι οι αρμονικές με το μεγαλύτερο πλάτος είναι αυτές που αποτελούν τις πλευρικές ζώνες γύρω απο τις πολλαπλάσιες του σήματος φορέα. Σχήμα 6.24 Αρμονικό περιεχόμενο πολικής τάσης εξόδου αντιστροφέα Στο σχήμα 6.25 φαίνονται πιο συγκεκριμένα η θεμελιώδης συχνότητα καθώς και οι πλευρικές αρμονικές στην συχνότητα του σήματος φορέα (3.75 ΚHz). Το πλάτος της τάσης στην συχνότητα του σήματος φορέα έχει πολύ μικρή τιμή, γεγονός που συμφωνεί με την θεωρία σύμφωνα με την οποία η εφαρμογή της μεθόδου SPWM έχει ως αποτέλεσμα την εξάλειψη των πολλαπλάσιων αρμονικών του σήματος φορέα. Σχήμα 6.25 Αρμονικό περιεχόμενο πολικής τάσης εξόδου αντιστροφέα 157

176 Η, ουσιαστικά, εξάλειψη του 2 ου και 3 ου πολλαπλάσιου της αρμονικής του σήματος φορέα καταγράφεται στο σχήμα Σχήμα 6.26 Αρμονικό περιεχόμενο πολικής τάσης εξόδου αντιστροφέα 158

177 6.2.3 ΜΕΤΑΒΟΛΗ ΤΑΣΗΣ ΣΤΗΝ ΕΙΣΟΔΟ ΤΟΥ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑ Με την εκτέλεση του συγκεκριμένου πειράματος αποσκοπούμε στην καταγραφή της λειτουργίας του ελέγχου κατά την εμφάνιση μιας διαταραχής, όπως είναι η ξαφνική μεταβολή της DC τάσης στην είσοδο του αντιστροφέα. Καθώς δεν υπήρχε δυνατότητα ελέγχου της τάσης στην έξοδο της φωτοβολταϊκής γεννήτριας, ώστε να δημιουργήσουμε την επιθυμητή διαταραχή, καταφύγαμε στην λύση της χρησιμοποίησης καταμεριστή τάσης όπως φαίνεται στο διάγραμμα του σχήματος Σχήμα 6.27 Κυκλωματικό διάγραμμα καταμεριστή τάσης για μεταβολή της τάσης στην είσοδο του αντιστροφέα Σύμφωνα με τον τύπο του καταμεριστή τάσης, η τάση στην είσοδο του αντιστροφέα θα είναι: Rinv Vinv Vph R 1 Rinv όπου Rinv είναι η συνολική αντίσταση του συστήματος που φαίνεται απο την είσοδο του αντιστροφέα και R 1 η αντίσταση που προσθέτουμε εξωτερικά για να παράγουμε τον επιθυμητό λόγο καταμερισμού. Μεταβάλλοντας την αντίσταση R 1, μεταβάλλουμε την τελική τάση στην είσοδο του αντιστροφέα. Στο σχήμα 6.28 φαίνεται το κυκλωματικό διάγραμμα που περιγράφει τον τρόπο με τον οποίο υλοποιούμε τον καταμεριστή τάσης στην πειραματική μας διάταξη. Σχήμα 6.28 Κυκλωματικό διάγραμμα υλοποίησης του καταμεριστή τάσης της πειραματικής διάταξης 159

178 Επιλέξαμε να μεταβάλλουμε βηματικά την τάση στην είσοδο του αντιστροφέα μεταξύ δύο επιπέδων, την πλήρη τάση του φωτοβολταϊκού και μία μικρότερη τιμή που καθορίζεται απο την αντίσταση R 1. Αυτός είναι και ο λόγος για τον οποίο η R 1 βρίσκεται εντός διακεκομμένων γραμμών, δηλώνοντας έτσι την παρουσία της κατά την λειτουργία του καταμεριστή και την αντικατάστασή της απο βραχυκύκλωμα όταν θέλουμε την πλήρη τάση της φωτοβολταϊκής γεννήτριας. Για να πετύχουμε την παραπάνω λειτουργία χρησιμοποιήσαμε την συσκευή του σχήματος Η συγκεκριμένη συσκευή μας επιτρέπει να παρεμβάλλουμε στο κύκλωμά μας μέχρι δύο αντιστάσεις (πράσινοι ακροδέκτες) οι οποίες μπορούν να αντικατασταθούν απο βραχυκύκλωμα, ανεξάρτητα η μια απο την άλλη, ανάλογα με την θέση του αντίστοιχου διακόπτη. Σχήμα 6.29 Συσκευή καταμεριστή τάσης Κατά την πειραματική διαδικασία πραγματοποιήσαμε δύο σειρές δοκιμών, με την χρήση δύο διαφορετικών τιμών για την αντίσταση R 1, πετυχαίνοντας με αυτό τον τρόπο την μεταβολή της τάσης στην είσοδο του αντιστροφέα κατά δύο διαφορετικά βήματα, ένα μικρό και ένα μεγάλο. Συγκεκριμένα η διαδικασία περιλαμβάνει την βηματική μεταβολή της τάσης εισόδου, διατηρώντας το φορτίο σταθερό. Οι δοκιμές έγιναν ξεχωριστά για το φορτίο Α και το φορτίο Β. Καθώς οι μεταβολές των μεγεθών για το φορτίο Α δεν ήταν ιδιαίτερα μεγάλες, στις ενότητες που ακολουθούν παρουσιάζονται τα αποτελέσματα των μετρήσεων μόνο για το φορτίο Β, όπου οι μεταβολές ήταν σημαντικές και η λειτουργία του ελέγχου φαίνεται πιο έντονα. 160

179 ΜΙΚΡΗ ΜΕΤΑΒΟΛΗ ΤΑΣΗΣ Στην περίπτωση αυτή η τιμή της αντίστασης είναι R 1 =94 Ω. Τα μεγέθη όπως μετρήθηκαν πρίν και μετά την μεταβολή της τάσης εισόδου στον αντιστροφέα καταγράφονται στον πίνακα 6.3. Στον πίνακα έχει καταγραφεί επιπλέον η τάση στη είσοδο του αντιστροφέα. Χωρίς μεταβολή Με μεταβολή Φωτοβολταϊκή Γεννήτρια Vdc (Volt) Idc (A) 0,63 0,78 Είσοδος Αντιστροφέα Vinv (Volt) Φορτίο Vph (Volt) Iph (A) 0,24 0,24 Συντελεστής m a 0,69 0,88 Πίνακας 6.3 Τάσεις και ρεύματα πρίν και μετά την μεταβολή της τάσης για το φορτίο Β Στο σχήμα 6.30 παρουσιάζεται η γενική εικόνα των μεταβολών στην ενεργό τιμή της φασικής τάσης του φορτίου και τον συντελεστή διαμόρφωσης m a, κατά την μικρή μεταβολή της τάσης εισόδου. Σχήμα 6.30 Ενεργός τιμή τάσης φορτίου και συντελεστής m a για μεταβαλλόμενη τάση εισόδου 161

180 Στο σχήμα 6.31 φαίνεται πιο αναλυτικά η συμπεριφορά κατά την μεταβολή της τάσης εισόδου απο την πλήρη τιμή στην μειωμένη. Η ενεργός τιμή της τάσης στο φορτίο πέφτει απο τα 220 V κατά περίπου 15 V την στιγμή της μεταβολής. Ο έλεγχος επεμβαίνει άμεσα και επαναφέρει την τάση στα 220 V αυξάνοντας τον συντελεστή διαμόρφωσης μέχρι την νέα τελική τιμή του στο Σχήμα 6.31 Μεταβολή απο την πλήρη στην μειωμένη τάση εισόδου του αντιστροφέα Τα αποτελέσματα της αντίθετης διαδικασίας, δηλαδή κατά την επαναφορά της πλήρους τάσης, φαίνονται στο σχήμα Παρατηρούμε την σημαντική υπερύψωση της ενεργού τιμής της τάσης περίπου στα 253 V, κατά την στιγμή της μεταβολής, λόγω της επιβολής της πλήρους τάσης σε συνδυασμό με την μεγάλη τιμή του συντελεστή διαμόρφωσης. Ο έλεγχος επιδρά γρήγορα και την επαναφέρει στην επιθυμητή τιμή. Σχήμα 6.32 Μεταβολή απο την μειωμένη στην πλήρη τάση εισόδου του αντιστροφέα 162

181 Απο το σχήμα 6.31 παρατηρούμε ότι ο χρόνος επαναφοράς και σταθεροποίησης της ενεργού τιμής της τάσης φορτίου, μετά την μεταβολή της τάσης εισόδου του αντιστροφέα απο την πλήρη στην μειωμένη τιμή, είναι περίπου 400 msec. Αντίστοιχα μετά την επαναφορά της πλήρους τάσης στην είσοδο του αντιστροφέα, όπως φαίνεται στο σχήμα 6.32, η ενεργός τιμή της τάσης φορτίου επανέρχεται και σταθεροποιείται στην επιθυμητή τιμή μετά απο χρονικό διάστημα περίπου 300 msec. Διαπιστώνουμε ότι στην περίπτωση της μεταβολής της τάσης εισόδου στον αντιστροφέα, ο έλεγχος χρειάζεται μεγαλύτερο χρονικό διάστημα για να επαναφέρει την έξοδο του συστήματος στην επιθυμητή τιμή, σε σύγκριση με την περίπτωση της μεταβολής φορτίου. Το γεγονός αυτό συμβαίνει λόγω της δυναμικής συμπεριφοράς της τάσης εισόδου του αντιστροφέα, η μεταβολή της οποίας δεν μπορεί να είναι απόλυτα βηματική. Αυτό οφείλεται στην παρουσία του φίλτρου πυκνωτή μεταξύ της φωτοβολταϊκής γεννήτριας και του αντιστροφέα. Ο πυκνωτής, ως στοιχείο αδράνειας, εμποδίζει τις απότομες μεταβολές της τάσης στα άκρα του, δηλαδή της τάσης εισόδου του αντιστροφέα, οδηγώντας με τον τρόπο αυτό σε βαθμιαία μεταβολή. Παρά το γεγονός αυτο, η ταχύτητα απόκρισης του συστήματος ελέγχου παραμένει αρκετά ικανοποιητική, της τάξης μεγέθους των μερικών εκατοντάδων msec. Ακολουθούν οι κυματομορφές και η ανάλυση του αρμονικού περιεχομένου της φασικής τάσης του φορτίου Β που πήραμε με την βοήθεια του παλμογράφου, μόνο με την μειωμένη τάση εισόδου στον αντιστροφέα, καθώς τα αντίστοιχα για την πλήρη τάση έχουν καταγραφεί κατά την πειραματική διαδικασία με μεταβαλλόμενο φορτίο. Στο σχήμα 6.33 φαίνεται η κυματομορφή της φασικής τάσης στο φορτίο Β σταθεροποιημένη στα 220 V. Σχήμα 6.33 Κυματομορφή φασικής τάσης στο φορτίο Β 163

182 Voltage (rms) Στο σχήμα 6.34 παρουσιάζεται η ανάλυση του αρμονικού περιεχομένου της φασικής τάσης στο φορτίο Β. Παρατηρούμε σημαντική αύξηση στην τιμή της συνολικής αρμονικής παραμόρφωσης THD στο 2.55%. Σχήμα 6.34 Αρμονικό περιεχόμενο φασικής τάσης στο φορτίο Β Πιο αναλυτικά παρατηρούμε ότι, σε σχέση με τις προηγούμενες περιπτώσεις, είναι περισσότερες οι χαμηλές αρμονικές που αυξάνονται κατά απόλυτη τιμή, όπως φαίνεται στο σχήμα 6.35, συνεπώς και σαν ποσοστό επί της θεμελιώδους, όπως φαίνεται στο σχήμα Το αποτέλεσμα είναι να έχουμε αυξημένη συνολική αρμονική παραμόρφωση THD Harmonics Σχήμα 6.35 Ενεργός τιμή των ανώτερων αρμονικών της φασικής τάσης φορτίου Β 164

183 Percentage (%) 2,0 1,5 1,0 0,5 0, Harmonics Σχήμα 6.36 Ποσοστό ενεργού τιμής ανώτερων αρμονικών επί της θεμελιώδους για φορτίο B Η συγκεκριμένη πειραματική διαδικασία, λόγω της σημαντικής μεταβολής του συντελεστή διαμόρφωσης πλάτους m a, μας έδωσε την δυνατότητα να καταγράψουμε την μεταβολή στο εύρος των παλμών που οδηγούν τα διακοπτικά στοιχεία του αντιστροφέα. Στο σχήμα 6.37 φαίνονται οι παλμοί οδήγησης ενός απο τα διακοπτικά στοιχεία για συντελεστή διαμόρφωσης m a =0.69. Με την συγκεκριμένη κλίμακα χρόνου δεν είναι ιδιαίτερα διακριτό το εύρος των παλμών λόγω της μεγάλης συχνότητας του σήματος φορέα. Σχήμα 6.37 Παλμοσειρά οδήγησης διακοπτικού στοιχείου για m a =

184 Στο σχήμα 6.38 φαίνονται οι παλμοί οδήγησης του ίδιου διακοπτικού στοιχείου, αλλά για συντελεστή διαμόρφωσης m a =0.88. Η διαφορά είναι εμφανής, με το εύρος των παλμών να γίνεται πλέον διακριτό. Η αύξηση του συντελεστή m a έχει ως αποτέλεσμα την αύξηση του εύρους των παλμών, που οδηγεί τελικά σε αύξηση της ενεργού τιμής της τάσης της θεμελιώδους συνιστώσας στην έξοδο του αντιστροφέα, όπως αναλύσαμε στο κεφάλαιο 2, ως αντιστάθμισμα στην μείωση της DC τάσης εισόδου του. Σχήμα 6.38 Παλμοσειρά οδήγησης διακοπτικού στοιχείου για m a =

185 ΜΕΓΑΛΗ ΜΕΤΑΒΟΛΗ ΤΑΣΗΣ Στην περίπτωση αυτή η τιμή της αντίστασης είναι R 1 =141 Ω. Η αύξηση της αντίστασης αντιστοιχεί σε μεγαλύτερη πτώση τάσης πάνω σε αυτή, συνεπώς σε περαιτέρω μείωση της τάσης στην είσοδο του αντιστροφέα. Στην συγκεκριμένη περίπτωση η τάση εισόδου μειώνεται τόσο πολύ ώστε η μεταβλητή ελέγχου, ο συντελεστής m a, φτάνει στον κορεσμό, δηλαδή στα όριο της γραμμικής περιοχής της μεθόδου SPWM που είναι η μονάδα. Τα μεγέθη όπως μετρήθηκαν πρίν και μετά την μεταβολή της τάσης εισόδου στον αντιστροφέα καταγράφονται στον πίνακα 6.4. Χωρίς μεταβολή Με μεταβολή Φωτοβολταϊκή Γεννήτρια Vdc (Volt) Idc (A) 0,61 0,85 Είσοδος Αντιστροφέα Vinv (Volt) Φορτίο Vph (Volt) Iph (A) 0,24 0,232 Συντελεστής m a 0,68 1 Πίνακας 6.4 Τάσεις και ρεύματα πρίν και μετά την μεταβολή της τάσης για το φορτίο Β Στο σχήμα 6.39 παρουσιάζεται η γενική εικόνα των μεταβολών στην ενεργό τιμή της φασικής τάσης του φορτίου και τον συντελεστή διαμόρφωσης m a, κατά την μεγάλη μεταβολή της τάσης εισόδου. Σχήμα 6.39 Ενεργός τιμή τάσης φορτίου και συντελεστής m a για μεταβαλλόμενη τάση εισόδου 167

186 Όπως φαίνεται, τόσο απο τις μετρήσεις του πίνακα όσο και απο την εικόνα του σχήματος 6.39, η ενεργός τιμή της φασικής τάσης του φορτίου, μετά την μεταβολή της τάσης εισόδου, δεν σταθεροποιείται στην επιθυμητή τιμή, παρά την λειτουργία του ελέγχου. Αυτό φαίνεται πιο ξεκάθαρα στο σχήμα Σχήμα 6.40 Μεταβολή απο την πλήρη στην μειωμένη τάση εισόδου του αντιστροφέα Αρχικά ο έλεγχος έχει σταθεροποιήσει την ενεργό τιμή της τάσης στα 220 V και τον συντελεστή διαμόρφωσης m a στο Η μεγάλη μεταβολή της τάσης εισόδου, απο τα 350 V στα 230 V, έχει ως αποτέλεσμα ο έλεγχος να αυξάνει, σε χρονικό διάστημα περίπου 410 msec, τον συντελεστή m a μέχρι την μονάδα, που αποτελεί και το όριο κορεσμού που έχει καθοριστεί μέσω του προγράμματος για να αποφύγουμε την εφαρμογή της μεθόδου SPWM με υπερδιαμόρφωση. Η δεδομένη τάση εισόδου σε συνδυασμό με τον συντελεστή διαμόρφωσης m a =1, παρατηρούμε ότι δεν είναι ικανή να επαναφέρει την τάση στο επιθυμητό επίπεδο, η ενεργός τιμή της οποίας σταθεροποιείται περίπου στα 214 V. Εφόσον ο έλεγχος δεν μπορεί να αυξήσει περαιτέρω την μεταβλητή ελέγχου το σύστημα ουσιαστικά λειτουργεί σαν σύστημα ανοιχτού βρόχου. Ο κορεσμός της μεταβλητής ελέγχου έχει ως αποτέλεσμα την εμφάνιση του φαινομένου integrator windup του PI ελεγκτή που περιγράψαμε στο κεφάλαιο 3. Η εφαρμογή της antiwindup μεθόδου back-calculation, που εφαρμόσαμε μέσω του προγράμματός μας, έχει ως αποτέλεσμα την ορθή αντιμετώπιση του φαινομένου. Μετά την επαναφορά της πλήρους τάσης στην είσοδο του αντιστροφέα, όπως παρατηρούμε στο σχήμα 6.39, έχουμε στιγμιαία μια σημαντική υπερύψωση της ενεργού τιμής της φασικής τάσης, λόγω του μοναδιαίου m a, η οποία αντιμετωπίζεται χωρίς κάποια καθυστέρηση. Ο έλεγχος ξαναμπαίνει άμεσα σε λειτουργία, κάνοντας το σύστημα και πάλι κλειστού βρόχου, και σταθεροποιεί τον συντελεστή διαμόρφωσης σε μια χαμηλή τιμή κοντά στην αρχική και την ενεργό τιμή της τάσης στην επιθυμητή στα 220 V, σε χρονικό διάστημα περίπου 300 msec. 168

187 Στο σχήμα 6.41 φαίνεται η κυματομορφή της φασικής τάσης στο φορτίο Β, μετά την μεταβολή της τάσης εισόδου του αντιστροφέα και με τον συντελεστή διαμόρφωσης στον κορεσμό. Παρατηρούμε την ενεργό τιμή της που είναι σταθεροποιημένη περίπου στα 214 V. Σχήμα 6.41 Κυματομορφή φασικής τάσης στο φορτίο Β Στο σχήμα 6.42 παρουσιάζεται η ανάλυση του αρμονικού περιεχομένου της φασικής τάσης στο φορτίο Β. Παρατηρούμε ότι η τιμή της συνολικής αρμονικής παραμόρφωσης THD παραμένει στο ίδιο επίπεδο με πριν στο 2.54%. Σχήμα 6.42 Αρμονικό περιεχόμενο φασικής τάσης στο φορτίο Β 169

188 Percentage (%) Voltage (rms) Το αναλυτικό αρμονικό περιεχόμενο, για τις αρμονικές απο την 2 η εώς την 30 η, παρουσιάζεται στα σχήματα 6.43 και 6.44, σε απόλυτη τιμή και σε ποσοστό επί της θεμελιώδους. Παρατηρούμε και σε αυτή την περίπτωση ότι η THD οφείλεται στις χαμηλές αρμονικές κοντά στην θεμελιώδη Harmonics Σχήμα 6.43 Ενεργός τιμή των ανώτερων αρμονικών της φασικής τάσης φορτίου Β 2,0 1,5 1,0 0,5 0, Harmonics Σχήμα 6.44 Ποσοστό ενεργού τιμής ανώτερων αρμονικών επί της θεμελιώδους για φορτίο B 170

189 Λόγω και πάλι της μεγάλης μεταβολής του συντελεστή διαμόρφωσης πλάτους m a, καταγράψαμε την μεταβολή στο εύρος των παλμών που οδηγούν τα διακοπτικά στοιχεία του αντιστροφέα, για τις δύο ακραίες τιμές. Στο σχήμα 6.37 φαίνονται οι παλμοί οδήγησης ενός απο τα διακοπτικά στοιχεία για συντελεστή διαμόρφωσης m a =0.68. Αντίστοιχα με πρίν το εύρος των παλμών είναι σχετικά μικρό με αποτέλεσμα να μην μπορούμε να το διακρίνουμε εύκολα. Σχήμα 6.45 Παλμοσειρά οδήγησης διακοπτικού στοιχείου για m a =0.68 Αντίθετα στο σχήμα 6.46, με συντελεστή διαμόρφωσης m a =1, τα πράγματα είναι πολύ ξεκάθαρα καθώς στην θέση αυτή οι παλμοί παίρνουν το μεγαλύτερο εύρος τους, για την γραμμική περιοχή της SPWM. Σχήμα 6.46 Παλμοσειρά οδήγησης διακοπτικού στοιχείου για m a =1 171

190 172

191 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 7 ΣΥΜΠΕΡΑΣΜΑΤΑ ΜΕΛΛΟΝΤΙΚΕΣ ΠΡΟΟΠΤΙΚΕΣ 7.1 ΣΥΜΠΕΡΑΣΜΑΤΑ Κατά την εξέλιξη της διπλωματικής εργασίας θέσαμε τους στόχους μας και αναπτύξαμε εκτενώς την ανάλυση της θεωρίας με την οποία επιδιώξαμε να τους εκπληρώσουμε. Περιγράψαμε διεξοδικά τα επιμέρους στοιχεία που αποτελούν την πειραματική μας διάταξη και εξηγήσαμε τον τρόπο με τον οποίο, συνεργαζόμενα σαν ενιαίο σύνολο, θα δώσουν το επιθυμητό αποτέλεσμα. Στο κεφάλαιο 6 παρουσιάσαμε τα αποτελέσματα που προέκυψαν κατά την πειραματική διαδικασία. Έγιναν δοκιμές με βηματική μεταβολή φορτίου καθώς και με βηματική μεταβολή της τάσης στην είσοδο του αντιστροφέα. Σε κάθε περίπτωση τα πειραματικά αποτελέσματα κρίνονται ικανοποιητικά, καθιστώντας την λειτουργία της πειραματικής διάταξης ορθή και αποδοτική. Συγκεκριμένα, η ορθή λειτουργία του PI ελέγχου σε συνδυασμό με την επιτυχή εφαρμογή της μεθόδου SPWM, έχουν ως αποτέλεσμα η φασική τάση του φορτίου να έχει τα επιθυμητά χαρακτηριστικά στην μόνιμη κατάσταση λειτουργίας, δηλαδή σταθερή ενεργό τιμή και συχνότητα. Ακόμη και για την ακραία περίπτωση της μεγάλης μεταβολής της τάσης εισόδου στον αντιστροφέα, καθώς στην πράξη η φωτοβολταϊκή γεννήτρια δεν παρουσιάζει τόσο μεγάλες και απότομες μεταβολές, παρόλο που η τιμή της τάσης στο φορτίο δεν κατάφερε να φτάσει την επιθυμητή τιμή, ο έλεγχος την σταθεροποίησε χωρίς να προκαλέσει καποια ανωμαλία στο υπόλοιπο σύστημα και την επανέφερε στην σωστή τιμή όταν αυτό κατέστει δυνατό απο το εύρος ρύθμισης του συντελεστή m a, χωρίς κάποιο ιδιαίτερο πρόβλημα. Αξιοσημείωτη είναι η αρκετά γρήγορη ταχύτητα απόκρισης του συστήματος ελέγχου, το οποίο κατορθώνει την επαναφορά και σταθεροποίηση της ενεργού τιμής της τάσης φορτίου σε σύντομο χρονικό διάστημα, της τάξης των μερικών εκατοντάδων msec, ανεξάρτητα αν πρόκειται για μεταβολή φορτίου ή για διαταραχή της DC τάσης εισόδου. Τέλος, με την επιλογή του κατάλληλου φίλτρου, καταφέραμε να πετύχουμε ένα αρκετά χαμηλό αρμονικό περιεχομένο της τάσης του φορτίου, που βρίσκεται εντός των περιορισμών που θέτουν οι κανονισμοί (συνολική αρμονική παραμόρφωση THD<5% και ποσοστό κάθε αρμονικής επί της θεμελιώδους μικρότερο απο 3%). Η ανάπτυξη της εφαρμογής, με την αξιοποίηση του ολοκληρωμένου μικροϋπολογιστικού συστήματος ezdsp TM F28335 σε συνεργασία με το γραφικό περιβάλλον ανάπτυξης Simulink και το περιβάλλον ανάπτυξης Code Composer Studio για την υλοποίηση της διαδικασίας ταχείας προτυποποίησης, κρίνεται ιδιαίτερα άμεση, ευέλικτη και αποδοτική. Οι αυξημένες δυνατότητες του συστήματος, που δεν χρησιμοποιήθηκαν στον πλήρη βαθμό τους στην παρούσα εργασία, σε 173

192 συνδυασμό με την συνεχή ανάπτυξη πακέτων λογισμικού απο το Simulink, το καθιστούν χρήσιμο εργαλείο για την περαιτέρω εξέλιξη αυτής της διπλωματικής εργασίας. Τελικά αξίζει να αναφερθεί το ιδιαίτερο ενδιαφέρον που παρουσιάζει η ενασχόληση με την πειραματική έρευνα. Η προστριβή, σε εργαστηριακό περιβάλλον, με σύγχρονα ζητήματα όπως η αξιοποίηση των ανανεώσιμων πηγών ενέργειας και η εμπειρία της μεταφοράς της θεωρίας στην πράξη αποτελούν μεγάλη πρόκληση, που παρέχει σημαντικά εφόδια σε κάθε φοιτητή για την μετέπειτα πορεία του. Σε διάφορα στάδια, κατά την εξέλιξη της εργασίας, συναντήσαμε αρκετά προβλήματα με λύσεις διαβαθμισμένης δυσκολίας. Πέρα απο την αποκτηθείσα τεχνική γνώση, η αντιμετώπισή τους έδειξε τον καθοριστικό ρόλο της υπομονής και της επιμονής, ως χαρίσματα με τα οποία οφείλει να λειτουργεί ο νέος μηχανικός στις ιδιαίτερα αυξημένες απαιτήσεις της ε- ποχής μας. 174

193 7.2 ΜΕΛΛΟΝΤΙΚΕΣ ΠΡΟΟΠΤΙΚΕΣ Η παρούσα εργασία αποτελεί ένα υπόβαθρο, με βάση το οποίο μπορούμε να εμβαθύνουμε, όσον αφορά το κομμάτι ανανεώσιμες μορφές ενέργειας. Μια σειρά απο ζητήματα που σχετίζονται με την αξιοποίηση της ενέργειας απο ΑΠΕ απαιτούν αντιμετώπιση αυξημένης πολυπλοκότητας, θέτοντας με αυτό τον τρόπο νέους στόχους και προκλήσεις. Συγκεκριμένα, ορισμένες μελλοντικές προοπτικές παρουσιάζονται παρακάτω: Εφαρμογή διαφορετικών ελέγχων (π.χ. ασαφής έλεγχος, βέλτιστος έλεγχος, διανυσματικός έλεγχος) στην θέση του PI ελεγκτή και σύγκριση ως προς την συμπεριφορά και την αποδοτικότητά τους. Εφαρμογή, αντί της SPWM, εναλλακτικών και πιο σύγχρονων μεθόδων διαμόρφωσης εύρους παλμού, με βελτιωμένα χαρακτηριστικά αλλά και αυξημένη πολυπλοκότητα υλοποίησης. Ανάπτυξη και υλοποίηση αλγόριθμου ανίχνευσης σημείου μέγιστης ισχύος (MPPT). Η συγκεκριμένη τεχνική έχει ως αποτέλεσμα η φωτοβολταϊκή διάταξη να λειτουργεί συνεχώς στο σημείο μέγιστης ισχύος και να αποδίδει το μεγαλύτερο δυνατό ποσό ενέργειας για τις εκάστοτε περιβαλλοντικές συνθήκες, αυξάνοντας με τον τρόπο αυτό την συνολική απόδοση. Διασύνδεση της πειραματικής διάταξης με το δίκτυο. Η εφαρμογή αυτή απαιτεί την ικανοποίηση μιας σειράς περιορισμών που θέτουν συγκεκριμένοι κανονισμοί. Έτσι, εκτός απο τον έλεγχο της τιμής της τάσης, είναι απαραίτητος και ο έλεγχος για την συχνότητά της καθώς και για την ακολουθία των φάσεων. Ανάπτυξη και λειτουργία μικροδικτύου, βασισμένο σε ανανεώσιμες πηγές ενέργειας. Ο διαθέσιμος εξοπλισμός του εργαστηρίου περιλαμβάνει, εκτός απο την φωτοβολταϊκή γεννήτρια, μία ανεμογεννήτρια και μία διάταξη παραγωγής ενέργειας με βάση την τεχνολογία κυττάρου καυσίμου (fuel cell). Ο παραλληλισμός και η ταυτόχρονη λειτουργία των πηγών αυτών, στα πλαίσια μιας εργαστηριακής εφαρμογής, θα απαιτούσε επέκταση του ελέγχου σε όλα τα σημεία ενός τέτοιου μικροδικτύου και συνεργασία μεταξύ τους μέσω δικτύου επικοινωνίας, ώστε να επιτυγχάνεται η βέλτιστη απόδοση και η ορθότερη αντιμετώπιση μεταβατικών φαινομένων (απότομη αύξηση ζητούμενης ισχύος, αποσύνδεση κάποιος πηγής κοκ). 175

194 ΒΙΒΛΙΟΓΡΑΦΙΑ-ΠΑΡΑΠΟΜΠΕΣ [1] Karel De Brandere: Voltage and Frequency Droop ontrol In Low Voltage Grids by Distributed Generators with Inverter Front-End (2006) [2] Κ. Καγκαράκη: Φωτοβολταϊκή Τεχνολογία, Εκδόσεις Συμμετρία (1992) [3] Θ. Ζαχαρίας: Ήπιες Μορφές Ενέργειας ΙΙ, Εκδόσεις Πανεπιστημίου Πατρών (2009) [4] D. Grahame Holmes - Thomas A. Lipo: Pulse Width Modulation for Power onverters, IEEE Press, Wiley Editions (2003) [5] Mohan / Undeland / Robbins: Ηλεκτρονικά Ισχύος Β Έκδοση, Εκδόσεις Τζιόλα (1996) [6] S. B. Kjaer, J. K, Pedersen and F. Blaabjerg: A Review of Single-Phase Grid-Connected Inverters for Photovoltaic Modules, IEEE Trans. on Industry Applications, Vol. 41, No. 5, pp , September/October 2005 [7] [8] Νικόλαος Βοβός, Γαβριήλ Γιαννακόπουλος: Εισαγωγή στα συστήματα Ηλεκτρικής ενέργειας, Εκδόσεις Ζήτη (2008) [9] Αθανάσιος Σαφάκας, Ηλεκτρικές Μηχανές Α, Εκδόσεις Πανεπιστημίου Πατρών (2008) [10] [11] K. Astrom, T. Hagglund: PID ontrollers: Theory, Design and Tuning, (1995) [12] Antonio Visioli: Practical PID ontrol, Springer (2006) [13] ezdsp TM F28335, Technical Reference (2007) [14] TMS320x2833x Analog to Digital Converter (ADC) Module Reference Guide (2007), Literature number: spru812a [15] TMS320x2833x Enhanced Pulse Width Modulator (epwm) Module Reference Guide (2004), Literature number: sprug04a [16] Real-Time Workshop for Use with Simulink, User s Guide version 5, Mathworks, [17] R. Duma, P. Dobra, M. Abrudean, M. Dobra: Rapid Prototyping of Control Systems using Embedded Target for TI C2000 DSP, Proceedings of the 15 th Mediterranean Conference on Control & Automation, July 27-29, 2007, Athens-Greece [18] [19] [20] [21] [22] i

195 ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ ii

196 SW 80 mono/r5e The Sunmodule SW 80 mono/r5e by SolarWorld offers an innovative module concept with designs created specifically for off-grid applications. High efficiency crystalline silicon cell technology leads to an expectional performance. Easy installation is assured through the field-accessible junction box and 4 mounting holes. This top-quality product represents the ideal solution for every application. Module Length: Width: Height: Frame: Weight: 1200 mm 527 mm 34 mm Aluminium 7.6 kg Edition: December 2006 SolarWorld AG Kurt-Schumacher-Straße Bonn/Germany Tel.: service@solarworld.de

197 SW 80 mono/r5e Performance under standard test conditions (STC) Peak power P max 80 Wp Maximum power point voltage V mpp 17.4 V Maximum power point current I mpp 4.6 A Open circuit voltage V oc 21.9 V Short circuit current I sc 5.0 A Minor reduction in efficiency under partial load conditions at 25 C: at 200 W/m 2, 95 % (+/- 10 %) of the STC efficiency (1000 W/m 2 ) is achieved. Component materials Cells per module 36 Solar cells monocrystalline silicon Cell dimensions 125 x 125 mm 2 Thermal characteristics NOCT 46 C Thermal coefficient I sc %/K Thermal coefficient V oc %/K System design characteristics Maximum system voltage 715 V Rated power and maximum tolerance Rated power 80 Wp +/- 5 % front view SW 80 mono/r5e rear view SW 80 mono/r5e Modules certified according to: IEC protection class II SolarWorld AG reserves the right to make specification changes.

198 PRELIMINARY Notice: This is not a final specification. Some parametric limits are subject to change. MITSUBISHI SEMICONDUCTOR <Application Specific Specific Intelligent Power Power Module> PS12017-A PS12017-A FLAT-BASE TYPE TYPE INSULATED TYPE TYPE PS12017-A INTEGRATED FUNCTIONS AND FEATURES 3-Phase IGBT inverter bridge configured by the latest 3rd. generation IGBT and diode technologies. Circuit for dynamic braking of motor regenerative energy. Inverter output current capability Io (Note 1) : Type Name PS12017-A 100% load 7.2A (rms) 150% over load 10.8A (rms), 1min (Note 1) : The inverter output current is assumed to be sinusoidal and the peak current value of each of the above loading cases is defined as : Iop = Io 2 INTEGRATED DRIVE, PROTECTION AND SYSTEM CONTROL FUNCTIONS: For P-Side IGBTs : Drive circuit, High-speed photo-couplers, Short circuit protection (SC), Bootstrap circuit supply scheme (Single drive power supply ) and Under-voltage protection (UV). For N-Side IGBTs : Drive circuit, Short-circuit protection (SC), Control supply Under voltage and Over voltage protection (OV/UV), System Over temperature protection (OT), Fault output signaling circuit (Fo), and Current-Limit warning signal output (CL). For Brake circuit IGBT : Drive circuit. Warning and Fault signaling : FO1 : Short circuit protection for lower-leg IGBTs and Input interlocking against spurious arm shoot-through. FO2 : N-side control supply abnormality locking (OV/UV) FO3 : System over-temperature protection (OT). CL : Warning for inverter current overload condition For system feedback control : Analogue signal feedback reproducing actual inverter output phase current (3φ). Input Interface : 5V CMOS/TTL compatible, Schmitt trigger input, and Arm-Shoot-Through interlock protection. APPLICATION Acoustic noise-less 3.0kW/AC400V Class 3 Phase inverter and other motor control applications. PACKAGE OUTLINES 76 ± ± ± ± 0.3 (102) 12.7 ± ± ± ± ± φ ± 1 MOUNTING HOLE (22) φ ± R2 1 ± ± R5 4-φ ± 0.8 Terminals Assignment: 1 CBU+ 2 CBU 3 CBV+ 4 CBV 5 CBW+ 6 CBW 7 GND 8 VDL 9 VDH 10 CL 11 FO1 12 FO2 13 FO3 14 CU 15 CV 16 CW 17 UP 18 VP 19 WP 20 UN 21 VN 22 WN 23 Br 31 P 32 B 33 N 34 U 35 V 36 W LABEL (Fig. 1) Jan. 2000