ΔΙΠΛΩΜΑΤΙΚΗ ΕΡΓΑΣΙΑ. του Φοιτητή του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστημίου Πατρών

Transcript

1 ΠΑΝΕΠΙΣΤΗΜΙΟ ΠΑΤΡΩΝ ΤΜΗΜΑ ΗΛΕΚΤΡΟΛΟΓΩΝ ΜΗΧΑΝΙΚΩΝ ΚΑΙ ΤΕΧΝΟΛΟΓΙΑΣ ΥΠΟΛΟΓΙΣΤΩΝ ΤΟΜΕΑΣ ΣΥΣΤΗΜΑΤΩΝ ΗΛΕΚΤΡΙΚΗΣ ΕΝΕΡΓΕΙΑΣ ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΟ ΗΛΕΚΤΡΟΜΗΧΑΝΙΚΗΣ ΜΕΤΑΤΡΟΠΗΣ ΕΝΕΡΓΕΙΑΣ ΔΙΠΛΩΜΑΤΙΚΗ ΕΡΓΑΣΙΑ του Φοιτητή του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστημίου Πατρών ΑΛΕΞΗ ΔΗΜΗΤΡΙΟΥ ΣΙΑΓΚΡΗ-ΛΕΚΚΟΥ Α.Μ.: ΜΕΛΕΤΗ ΚΑΙ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΚΥΚΛΩΜΑΤΟΣ ΟΔΗΓΗΣΗΣ ΣΥΓΧΡΟΝΟΥ ΚΙΝΗΤΗΡΑ ΜΟΝΙΜΟΥ ΜΑΓΝΗΤΗ ΓΙΑ ΜΙΚΡΟ ΗΛΕΚΤΡΟΚΙΝΗΤΟ ΟΧΗΜΑ Επιβλέπων: Δρ.-Μηχ. Εμμανουήλ Τατάκης, Καθηγητής Συνεπιβλέπων: Δρ.-Μηχ. Επαμεινώνδας Μητρονίκας, Επίκουρος Καθηγητής Ν ο 390 Πάτρα, Ιούλιος 2015 ΠΑΝΕΠΙΣΤΗΜΙΟΥΠΟΛΗ ΠΑΤΡΑΣ ΡΙΟ - ΠΑΤΡΑ Τηλ: Τηλ: Τηλ: Fax: e.c.tatakis@ece.upatras.gr

2

3 ΠΑΝΕΠΙΣΤΗΜΙΟ ΠΑΤΡΩΝ ΤΜΗΜΑ ΗΛΕΚΤΡΟΛΟΓΩΝ ΜΗΧΑΝΙΚΩΝ ΚΑΙ ΤΕΧΝΟΛΟΓΙΑΣ ΥΠΟΛΟΓΙΣΤΩΝ ΤΟΜΕΑΣ ΣΥΣΤΗΜΑΤΩΝ ΗΛΕΚΤΡΙΚΗΣ ΕΝΕΡΓΕΙΑΣ ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΟ ΗΛΕΚΤΡΟΜΗΧΑΝΙΚΗΣ ΜΕΤΑΤΡΟΠΗΣ ΕΝΕΡΓΕΙΑΣ ΔΙΠΛΩΜΑΤΙΚΗ ΕΡΓΑΣΙΑ του Φοιτητή του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστημίου Πατρών ΑΛΕΞΗ ΔΗΜΗΤΡΙΟΥ ΣΙΑΓΚΡΗ-ΛΕΚΚΟΥ Α.Μ.: ΜΕΛΕΤΗ ΚΑΙ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΚΥΚΛΩΜΑΤΟΣ ΟΔΗΓΗΣΗΣ ΣΥΓΧΡΟΝΟΥ ΚΙΝΗΤΗΡΑ ΜΟΝΙΜΟΥ ΜΑΓΝΗΤΗ ΓΙΑ ΜΙΚΡΟ ΗΛΕΚΤΡΟΚΙΝΗΤΟ ΟΧΗΜΑ Επιβλέπων: Δρ.-Μηχ. Εμμανουήλ Τατάκης, Καθηγητής Συνεπιβλέπων: Δρ.-Μηχ. Επαμεινώνδας Μητρονίκας, Επίκουρος Καθηγητής Ν ο /2015 Πάτρα, Ιούλιος 2015

4

5 ΠΙΣΤΟΠΟΙΗΣΗ Πιστοποιείται ότι η διπλωματική εργασία με θέμα: "ΜΕΛΕΤΗ ΚΑΙ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΚΥΚΛΩΜΑΤΟΣ ΟΔΗΓΗΣΗΣ ΣΥΓΧΡΟΝΟΥ ΚΙΝΗΤΗΡΑ ΜΟΝΙΜΟΥ ΜΑΓΝΗΤΗ ΓΙΑ ΜΙΚΡΟ ΗΛΕΚΤΡΟΚΙΝΗΤΟ ΟΧΗΜΑ" του φοιτητή του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστημίου Πατρών: ΑΛΕΞΗ ΔΗΜΗΤΡΙΟΥ ΣΙΑΓΚΡΗ-ΛΕΚΚΟΥ (Α.Μ ) Παρουσιάστηκε δημόσια και εξετάστηκε στο Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών στις 10/07/2015 Ο Επιβλέπων Ο Διευθυντής του Τομέα Εμμανουήλ Τατάκης Καθηγητής Αντώνιος Αλεξανδρίδης Καθηγητής

6

7 Αριθμός Διπλωματικής Εργασίας: /2015 ΤΙΤΛΟΣ: "ΜΕΛΕΤΗ ΚΑΙ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΚΥΚΛΩΜΑΤΟΣ ΟΔΗΓΗΣΗΣ ΣΥΓΧΡΟΝΟΥ ΚΙΝΗΤΗΡΑ ΜΟΝΙΜΟΥ ΜΑΓΝΗΤΗ ΓΙΑ ΜΙΚΡΟ ΗΛΕΚΤΡΟΚΙΝΗΤΟ ΟΧΗΜΑ" Φοιτητής: Επιβλέπων: Συνεπιβλέπων: Αλέξης Σιάγκρης-Λέκκος του Δημητρίου Δρ.-Μηχ. Εμμανουήλ Τατάκης, Καθηγητής Δρ.-Μηχ. Επαμεινώνδας Μητρονίκας, Επίκουρος Καθηγητής Περίληψη Η παρούσα διπλωματική εργασία πραγματεύεται τη μελέτη και την ανάλυση της μεθοδολογίας οδήγησης ενός σύγχρονου κινητήρα μόνιμου μαγνήτη (PMSM), με εφαρμογή σε μικρά ηλεκτροκίνητα οχήματα. Η εργασία αυτή εκπονήθηκε στο Εργαστήριο Ηλεκτρομηχανικής Μετατροπής Ενέργειας του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστημίου Πατρών. Σκοπός είναι η ανάπτυξη της τεχνικής ελέγχου ενός τριφασικού αντιστροφέα ισχύος, ο οποίος παρεμβάλλεται και ελέγχει τη ροή ισχύος μεταξύ των ηλεκτρικών συσσωρευτών και του ηλεκτρικού κινητήρα. Η τεχνική ελέγχου πρέπει είναι ακριβής και να οδηγεί σε καλή δυναμική απόκριση ώστε να ανταποκρίνεται στις γρήγορες μεταβολές που συνεπάγεται η λειτουργία ενός ηλεκτρικού οχήματος. Αρχικά, γίνεται μια ιστορική αναδρομή στην ηλεκτροκίνηση, παρατίθενται οι θεμελιώδεις έννοιες του μαγνητικού πεδίου καθώς και τα είδη κινητήρων μόνιμου μαγνήτη και τα χαρακτηριστικά τους. Στη συνέχεια, αναλύεται η μεθοδολογία ελέγχου που χρησιμοποιήθηκε για την οδήγηση του ηλεκτρικού κινητήρα. Η λειτουργία του συστήματος προσομοιώθηκε μέσω του προγράμματος Matlab/Simulink. Παρά το γεγονός ότι η αρχική τεχνική ελέγχου που επιλέχθηκε αποδείχτηκε αρκετά αποδοτική στη μόνιμη κατάσταση, εμφάνισε προβλήματα κατά τη διαδικασία εκκίνησης του κινητήρα. Έτσι, επιλέχθηκε τελικά μια παραλλαγή της τεχνικής αυτής, η οποία, σύμφωνα με την προσομοίωση, παρουσιάζει πολύ καλή συμπεριφορά τόσο κατά την εκκίνηση όσο και κατά τη μόνιμη κατάσταση λειτουργίας. Τα αποτελέσματα προσομοίωσης παρατίθενται και γίνεται η σύγκριση μεταξύ των δύο τεχνικών ελέγχου. Το επόμενο βήμα είναι μια σύντομη περιγραφή του μικροελεγκτή που χρησιμοποιήθηκε, των μονάδων του που αξιοποιήθηκαν και επεξηγείται η λογική του προγράμματος ελέγχου. Τέλος, παρουσιάζεται η διάταξη στην οποία αποφασίστηκε να υλοποιηθεί η εργαστηριακή δοκιμή της μεθόδου που επιλέχθηκε και να συγκριθούν τα αποτελέσματα της προσομοίωσης με τα πειραματικά αποτελέσματα. Ακολουθούν τα συμπεράσματα της μελέτης και οι προοπτικές για μελλοντική εργασία.

8

9 Πρόλογος ΠΡΟΛΟΓΟΣ Στη διπλωματική αυτή εργασία μελετάται και αναλύεται η μεθοδολογία οδήγησης ενός σύγχρονου κινητήρα μόνιμου μαγνήτη (PMSM), η οποία έχει εφαρμογή στην ηλεκτροκίνηση. Συγκεκριμένα, αναπτύσσεται η τεχνική ελέγχου ενός ηλεκτρονικού μετατροπέα ισχύος ο οποίος έχει ως έργο τη μεταφορά ηλεκτρικής ισχύος από τους ηλεκτρικούς συσσωρευτές, που είναι τοποθετημένοι σε ένα μικρό ηλεκτρικό όχημα, στον ηλεκτρικό κινητήρα του οχήματος, ο οποίος στην προκειμένη περίπτωση είναι κινητήρας μόνιμου μαγνήτη. Η μεταφορά ισχύος γίνεται με βάση τις ανάγκες του ηλεκτρικού οχήματος, οι οποίες μεταφράζονται σε ανάγκες σε ηλεκτρομαγνητική ροπή. Ιδιαίτερα, χρησιμοποιείται η τεχνική αμέσου ελέγχου ροπής (direct torque control, DTC) με μια παραλλαγή στον πυρήνα της, ώστε να προσαρμόζεται στις ανάγκες του σύγχρονου κινητήρα μόνιμου μαγνήτη. Με αυτόν τον τρόπο ελέγχεται ένας τριφασικός αντιστροφέας τάσης (DC-AC converter/inverter) ο οποίος οδηγεί τον ηλεκτρικό κινητήρα. Αναλυτικά, στο κεφάλαιο 1 παρατίθεται μια σύντομη ιστορική αναδρομή της ηλεκτροκίνησης από τις απαρχές της στο σήμερα. Επίσης, αναφέρονται οι πηγές τροφοδοσίας των ηλεκτρικών οχημάτων καθώς και τα πλεονεκτήματα και μειονεκτήματα τους. Στο κεφάλαιο 2, παρουσιάζονται οι θεμελιώδεις έννοιες του μαγνητικού πεδίου και γίνεται αναφορά στα υλικά και τις ιδιότητες των μόνιμων μαγνητών. Στη συνέχεια, αναλύονται οι τύποι των μηχανών μόνιμου μαγνήτη ως προς τα χαρακτηριστικά τους, την αρχή λειτουργίας τους και τις βασικές μαθηματικές εξισώσεις τους. Τέλος, αναφέρονται ονομαστικά οι εφαρμογές των κινητήρων μόνιμου μαγνήτη. Στο κεφάλαιο 3, μελετώνται οι ηλεκτρονικοί μετατροπείς ισχύος και συγκεκριμένα οι τριφασικοί αντιστροφείς. Επιπλέον παρουσιάζονται οι βασικές μεθοδολογίες ελέγχου των κινητήρων μόνιμου μαγνήτη και αναλύεται εκτενώς η πρώτη μέθοδος ελέγχου που επιλέχθηκε, δηλαδή η τεχνική αμέσου ελέγχου ροπής (DTC, direct torque control). Επίσης, παρατίθενται τα αποτελέσματα της προσομοίωσης του τριφασικού αντιστροφέα με την τεχνική DTC σε περιβάλλον Matlab/Simulink και επεξηγούνται οι λόγοι για τους οποίους η μεθοδολογία αυτή δεν αποδεικνύεται επαρκής στην περίπτωση της εκκίνησης του κινητήρα. Στο κεφάλαιο 4, παρουσιάζεται η μορφή της τεχνικής ελέγχου που επιλέχθηκε τελικά για την οδήγηση του αντιστροφέα, η οποία είναι μια παραλλαγή της DTC τεχνικής και αναλύονται οι βασικές διαφορές της με αυτήν. Στη συνέχεια, παρατίθενται τα νέα αποτελέσματα της προσομοίωσης του ελέγχου του αντιστροφέα με την προσαρμοσμένη -i-

10 Πρόλογος τεχνική και γίνεται σύγκριση μεταξύ αυτών και των αποτελεσμάτων της προηγούμενης τεχνικής. Στο κεφάλαιο 5, περιγράφεται περιληπτικά η αρχιτεκτονική του μικροελεγκτή dspic30f4011, ο οποίος χρησιμοποιείται για την υλοποίηση του ελέγχου του αντιστροφέα καθώς και τα ενσωματωμένα σε αυτόν περιφερειακά, τα οποία χρησιμοποιούνται στα πλαίσια αυτής της εργασίας. Επιπλέον, αναλύεται το πρόγραμμα ελέγχου με την παράθεση της διάταξης των θυρών του μικροελεγκτή καθώς και του διαγράμματος ροής. Στο κεφάλαιο 6, παρουσιάζεται η πειραματική διάταξη που επιλέχθηκε για να δοκιμαστεί στην πράξη η μεθοδολογία ελέγχου. Η ορθή λειτουργία του συστήματος δεν επιβεβαιώθηκε τελικά πειραματικά, λόγω τεχνικών προβλημάτων. Αναλύεται ο σχεδιασμός και η κατασκευή του τυπωμένου κυκλώματος των μετρητικών ρεύματος που κατασκευάστηκε στα πλαίσια αυτής της διπλωματικής εργασίας. Το κεφάλαιο κλείνει με την εξαγωγή των τελικών συμπερασμάτων και των προοπτικών για μελλοντική δουλειά. Τέλος, καταγράφεται η βιβλιογραφία που χρησιμοποιήθηκε και στα παραρτήματα ενσωματώνονται ο κώδικας του μικροελεγκτή σε γλώσσα C, το σχηματικό και το τυπωμένο κύκλωμα της πλακέτας των μετρητικών καθώς και τα τεχνικά φυλλάδια των κατασκευαστών των στοιχείων που χρησιμοποιήθηκαν. Στο σημείο αυτό θα ήθελα να αποδώσω ευχαριστίες στον επιβλέποντα Καθηγητή Εμμανουήλ Τατάκη για την καθοδήγηση και τη συνεργασία. Παράλληλα, θα ήθελα να ευχαριστήσω το συνεπιβλέποντα Επίκουρο Καθηγητή Επαμεινώνδα Μητρονίκα για τη βοήθεια που μου παρείχε κατά την εκπόνηση της διπλωματικής μου εργασίας. Ευχαριστίες αρμόζουν και στον υποψήφιο διδάκτορα του τμήματος Δημήτριο Παπαθανασόπουλο για τη συμβολή του στο εργαστηριακό σκέλος της διπλωματικής εργασίας. Επίσης, θέλω να ευχαριστήσω τους συμφοιτητές μου Νικόλαο Μήλα και Γιώργο Δημητρακάκη για το χρόνο που περάσαμε μαζί στο εργαστήριο. Τέλος, ευχαριστώ την οικογένειά μου και τους κοντινούς μου ανθρώπους μου για τη συμπαράστασή τους καθ όλη τη διάρκεια των σπουδών μου. -ii-

11 Πίνακας Περιεχομένων ΠΙΝΑΚΑΣ ΠΕΡΙΕΧΟΜΕΝΩΝ ΚΕΦΑΛΑΙΟ Ηλεκτροκίνηση 1.1 Ηλεκτρικά και υβριδικά οχήματα Ιστορική Αναδρομή Απαρχές ηλεκτροκίνησης Τα πρώτα πρακτικά ηλεκτρικά αυτοκίνητα Χρυσή Εποχή Παρακμή Δεκαετία 1990: Αναζωογόνηση ενδιαφέροντος Σήμερα: Σύγχρονα ηλεκτρικά οχήματα μακρινών αποστάσεων Πηγές τροφοδοσίας ηλεκτρικών οχημάτων Πειραματικές κατασκευές ηλεκτρικών οχημάτων στο Εργαστήριο Ηλεκτρομηχανικής Μετατροπής Ενέργειας (ΕΗΜΕ) Πλεονεκτήματα και μειονεκτήματα ηλεκτρικών οχημάτων ΚΕΦΑΛΑΙΟ Μηχανές μόνιμου μαγνήτη 2.1 Μαγνητικά υλικά Θεμελιώδεις έννοιες μαγνητικού πεδίου Επίδραση της θερμοκρασίας στη λειτουργία των μαγνητών Μόνιμοι μαγνήτες και ιδιότητες Κατασκευαστικά χαρακτηριστικά και τύποι μηχανών μόνιμου μαγνήτη Κατασκευαστικά χαρακτηριστικά Τύποι μηχανών μόνιμου μαγνήτη Κινητήρας του υπό μελέτη οχήματος Αισθητήρες Hall - Φαινόμενο Hall Αρχή λειτουργίας σύγχρονης μηχανής μόνιμου μαγνήτη (PMSM) Μετασχηματισμός Clarke-Park Βασικές εξισώσεις σύγχρονης μηχανής μόνιμου μαγνήτη (PMSM) Εξισώσεις στο στατικό τριφασικό σύστημα αναφοράς a-b-c Εξισώσεις στο στρεφόμενο διφασικό σύστημα αναφοράς d-q Βασικές εξισώσεις μηχανής μόνιμου μαγνήτη brushless dc Εφαρμογές των κινητήρων μόνιμου μαγνήτη ΚΕΦΑΛΑΙΟ Τριφασικοί αντιστροφείς - Αρχική μορφή ελέγχου κινητήρα μόνιμου μαγνήτη -iii-

12 Πίνακας Περιεχομένων 3.1 Ηλεκτρονικοί Μετατροπείς Ισχύος Αντιστροφείς Μέθοδοι ελέγχου Βαθμωτός Έλεγχος Διανυσματικός έλεγχος Άμεσος έλεγχος ροπής Έλεγχος αντιστροφέα με χρήση της τεχνικής DTC Υπολογισμός τάσεων στο σύστημα α-β Υπολογισμός ρευμάτων στο σύστημα α-β Υπολογισμός μαγνητικής ροής του στάτη Υπολογισμός ηλεκτρομαγνητικής ροπής Υπολογισμός τομέα μαγνητικής ροής Υπολογισμός σφαλμάτων μαγνητικής ροής και ροπής Επιλογή κατάλληλου νόμου ελέγχου Προσομοίωση του συστήματος ελέγχου του κινητήρα μόνιμου μαγνήτη με την DTC τεχνική Προσομοίωση συστήματος στο Simulink/Matlab Πρόβλημα μεθοδολογίας ελέγχου Αποτελέσματα της προσομοίωσης της λειτουργίας του κινητήρα για Τref=8 Nm 89 ΚΕΦΑΛΑΙΟ Τελική μορφή ελέγχου κινητήρα μόνιμου μαγνήτη 4.1 Παρουσίαση της τελικής μεθόδου ελέγχου Υπολογισμός γωνιακής θέσης δρομέα Υπολογισμός μαγνητικής ροής του στάτη Υπολογισμός ηλεκτρομαγνητικής ροπής Υπολογισμός τομέα μαγνητικής ροής Προσομοίωση του συστήματος ελέγχου του κινητήρα μόνιμου μαγνήτη με την τελική μέθοδο ελέγχου Προσομοίωση συστήματος στο Simulink/Matlab Αποτελέσματα της προσομοίωσης της λειτουργίας του κινητήρα για Tref=8 Nm Αποτελέσματα της προσομοίωσης της λειτουργίας του κινητήρα για Tref=4 Nm Αποτελέσματα της προσομοίωσης της λειτουργίας του κινητήρα για μεταβατικές καταστάσεις (Τref μεταβλητό) ΚΕΦΑΛΑΙΟ Περιγραφή μικροελεγκτή - Λογική του προγράμματος ελέγχου 5.1 Εισαγωγή στους μικροελεγκτές iv-

13 Πίνακας Περιεχομένων 5.2 Ο μικροελεγκτής dspic30f Χρησιμοποιούμενες περιφερειακές μονάδες Θύρες εισόδου-εξόδου (I/O ports) Χρονιστές (Timers) Ο μετατροπέας σήματος από αναλογικό σε ψηφιακό (A/D Converter) Η μονάδα εύρεσης και αποτύπωσης χρονικής στιγμής συμβάντος (Input Capture module) Η μονάδα δημιουργίας τετραγωνικών παλμών (PWM module) Τα αναπτυξιακά εργαλεία του μικροελεγκτή Λογική προγράμματος ελέγχου Ανάθεση εισόδων και εξόδων του μικροελεγκτή Διάγραμμα ροής του κώδικα ΚΕΦΑΛΑΙΟ Πειραματική διάταξη - Συμπεράσματα 6.1 Πειραματική διάταξη Διάταξη αντιστροφέα και κυκλώματος ελέγχου Κινητήρας μόνιμου μαγνήτη Διάταξη μετρητικών ρεύματος Διάταξη τροφοδοτικών συνεχούς τάσης Συνολική διάταξη Συμπεράσματα-Προοπτικές για μελλοντική δουλειά ΒΙΒΛΙΟΓΡΑΦΙΑ ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Α ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Β ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Γ v-

14

15 Κεφάλαιο 1 ο ΚΕΦΑΛΑΙΟ 1 ΗΛΕΚΤΡΟΚΙΝΗΣΗ 1.1 Ηλεκτρικά και υβριδικά οχήματα Ηλεκτρικό Όχημα (Electric Vehicle) ονομάζεται το όχημα που καταναλώνει ηλεκτρική ενέργεια για να κινηθεί [1], [2]. Τα ηλεκτρικά οχήματα χρησιμοποιούν ηλεκτρικούς κινητήρες αντί των μηχανών εσωτερικής καύσης (internal combustion engine). Αντίθετα, τα οχήματα που χρησιμοποιούν και ηλεκτρικούς κινητήρες και μηχανές εσωτερικής καύσης καλούνται Yβριδικά Oχήματα (Hybrid Vehicles) και συνήθως δεν θεωρούνται καθαρά ηλεκτρικά οχήματα. Μια επίσης ενδιάμεση εκδοχή είναι τα λεγόμενα Υβριδικό-Ηλεκτρικά Οχήματα (Hybrid Electric Vehicles) τα οποία χρησιμοποιούν ηλεκτρικό κινητήρα και μηχανή εσωτερικής καύσης αλλά διαφέρουν από τα υβριδικά οχήματα σε μια σημαντική λεπτομέρεια. Τα υβριδικά οχήματα βασίζονται κατά κύριο λόγο στη μηχανή εσωτερικής καύσης, ενώ η ηλεκτρική μηχανή ενεργοποιείται μόνο σε χαμηλές ταχύτητες μέσα στην πόλη ή συμπληρωματικά με τη μηχανή εσωτερικής καύσης σε έντονη επιτάχυνση, για την παροχή επιπλέον ισχύος. Αντίθετα, τα υβριδικό-ηλεκτρικά οχήματα λειτουργούν ως καθαρά ηλεκτρικά σε σύντομες διαδρομές και χρησιμοποιούν τη μηχανή εσωτερικής καύσης μόνο για παραγωγή ηλεκτρικής ενέργειας, όταν απαιτείται αύξηση της αυτονομίας. Τα ηλεκτρικά οχήματα περιλαμβάνουν οχήματα δρόμου και οχήματα πάνω σε ράγες (τρένα, τραμ), οχήματα εδάφους και υποβρύχια οχήματα, ηλεκτρικά αεροσκάφη και διαστημικά οχήματα τροδοφοτούμενα από ηλεκτρισμό. Ορισμένα παραδείγματα ηλεκτρικών οχημάτων παρουσιάζονται στο Σχήμα

16 Κεφάλαιο 1 ο Σχήμα 1.1 Ηλεκτρικά οχήματα ανά τον κόσμο [1] 1.2 Ιστορική Αναδρομή Απαρχές ηλεκτροκίνησης Τα στοιχεία αυτού του υποκεφαλαίου αντλήθηκαν κατά κύριο λόγο από τις αναφορές [3], [4]. Η δημιουργία του πρώτου μοντέλου ηλεκτρικού οχήματος αποδίδεται σε διάφορα άτομα. Το 1828, ο Ούγγρος Ányos Jedlik, που δημιούργησε έναν αρχικό τύπο ηλεκτρικού κινητήρα, δημιούργησε ένα μικρό μοντέλο οχήματος το οποίο στρεφόταν από το νέο κινητήρα του (Σχήμα 1.2). Στη συνέχεια το 1834, ένα σιδηρουργός από το Βερμόντ ονόματι Thomas Davenport έφτιαξε μια παρόμοια συσκευή, η οποία λειτουργούσε πάνω σε μια μικρή κυκλική ηλεκτροδοτούμενη γραμμή. Ένας ολλανδός καθηγητής, ονόματι Sibranus Stratingh, έμελλε να είναι ο τρίτος άνθρωπος που προσέγγισε το ηλεκτρικό όχημα. Το 1835 κατασκεύασε ένα -8-

17 Κεφάλαιο 1 ο ηλεκτρικό όχημα μικρής κλίμακας, του οποίου η τροφοδοσία προερχόταν από μηεπαναφορτιζόμενους συσσωρευτές (Σχήμα 1.3). Σχήμα 1.2: Το μοντέλο οχήματος του Jedlik [4] Σχήμα 1.3: Το ηλεκτρικό τρίκυκλο του Stratingh [4] Το πρώτο γνωστό ηλεκτρικό αυτοκίνητο κατασκευάστηκε το 1837 από το χημικό Robert Davidson και η τροφοδοσία του προερχόταν από γαλβανικούς συσσωρευτές. Ο Davidson αργότερα κατασκεύασε μια μηχανή τρένου την οποία την ονόμασε Galvani και την οποία εξέθεσε στην έκθεση Royal Scottish Society of Arts το Το όχημα 7 τόνων είχε δύο κινητήρες μαγνητικής αντίδρασης, με σταθερούς ηλεκτρομαγνήτες να επενεργούν πάνω σε σιδερένιες ράβδους οι οποίες ήταν προσκολλημένες σε ένα ξύλινο κύλινδρο σε κάθε άξονα και απλούς μετατροπείς. Το Σεπτέμβρη του ίδιου έτους δοκιμάστηκε στο σιδηρόδρομο που συνδέει τη Γλασκώβη και το Εδιμβούργο αλλά η περιορισμένη ισχύς των συσσωρευτών του απέτρεψαν τη γενική χρήση του. Τελικά, το όχημα καταστράφηκε από εργάτες του σιδηρόδρομου, που έβλεπαν αυτή την κατασκευή ως απειλή για τη θέση εργασίας τους. Μεταξύ του 1832 και 1839, ο Βρετανός Robert Anderson επίσης κατασκεύασε μια χοντροκομμένη ηλεκτρική άμαξα. Η πατέντα για τη χρήση των σιδηροδρομικών τροχιών ως -9-

18 Κεφάλαιο 1 ο αγωγούς του ηλεκτρικού ρεύματος πιστοποιήθηκε το 1840 στην Αγγλία και παρόμοιες πατέντες χορηγήθηκαν στις Ηνωμένες Πολιτείες το Τα πρώτα πρακτικά ηλεκτρικά αυτοκίνητα Οι επαναφορτιζόμενοι συσσωρευτές, που προσέφεραν ένα βιώσιμο τρόπο για να αποθηκεύεται ενέργεια σε ένα όχημα, κατέφθασαν το 1859, με την εφεύρεση του συσσωρευτή μολύβδου-οξέος από το Γάλλο φυσικό Gaston Planté. Ο συσσωρευτής αυτός βελτιώθηκε σε μεγάλο βαθμό από το Γάλλο επίσης Camille Alphonse Faure, του οποίου οι βελτιώσεις αύξησαν κατά πολύ τη χωρητικότητά του και αυτό οδήγησε στη μαζική παραγωγή του σε βιομηχανική κλίμακα. Ένα πρώτο ηλεκτρικό δίκυκλο παρουσιάστηκε στην παγκόσμια έκθεση του 1867 στο Παρίσι από τον Αυστριακό Franz Kravogl και το 1881 παρουσιάστηκε από το Γάλλο εφευρέτη Gustave Trouvé ένα ηλεκτρικό τρίκυκλο στη διεθνή έκθεση ηλεκτρισμού στην ίδια πόλη. Το πρώτο ηλεκτρικό αυτοκίνητο που μπήκε στην παραγωγή ήταν το όχημα που κατασκεύασε ο Βρετανός Thomas Parker το 1884, χρησιμοποιώντας τους ειδικά σχεδιασμένους από τον ίδιο επαναφορτιζόμενους συσσωρευτές μεγάλης χωρητικότητας (Σχήμα 1.4). Η εταιρία Elwell-Parker Company ανέλαβε την παραγωγή του αυτοκινήτου και στη συνέχεια ενώθηκε με άλλους ανταγωνιστές για να σχηματίσουν τη Electric Construction Corporation η οποία αποτελούσε το μονοπώλιο στη Βρετανική αγορά ηλεκτρικών οχημάτων στη δεκαετία του Σχήμα 1.4: Το ηλεκτρικό αυτοκίνητο του Thomas Parker [3] Η Γαλλία και το Ηνωμένο Βασίλειο ήταν τα πρώτα κράτη που υποστήριξαν την ευρεία ανάπτυξη των ηλεκτρικών οχημάτων. Το πρώτο ηλεκτρικό αυτοκίνητο στη Γερμανία -10-

19 Κεφάλαιο 1 ο κατασκευάστηκε από το μηχανικό Andreas Flocken το Πριν την εμφάνιση των μηχανών εσωτερικής καύσης, τα ηλεκτρικά αυτοκίνητα είχαν τα πρωτεία σε πολλά ρεκόρ ταχύτητας και απόστασης. Ανάμεσα στα πιο σημαντικά είναι το σπάσιμο του φράγματος των 100 km/h από τον Βέλγο Camille Jenatzy το 1899 και η επίτευξη των km/h με το όχημα του σε σχήμα ρουκέτας Jamais Contente (Σχήμα 1.5). Σχήμα 1.5: Ο Camille Jenatzy πάνω στο όχημα του Jamais Contente [4] Οι Αμερικανοί άργησαν να μπουν στην κούρσα της ηλεκτροκίνησης με το πρώτο ηλεκτρικό αυτοκίνητο να κατασκευάζεται το από τον William Morrison, το οποίο ήταν ένα κάρο έξι ατόμων ικανό να φτάσει την ταχύτητα των 23 km/h Χρυσή Εποχή Το ενδιαφέρον στα κινητήρια οχήματα αυξήθηκε σε πολύ μεγάλο βαθμό στα τέλη του 19 ου αιώνα και στις αρχές του 20 ου. Το 1897 ο Walter Bersey σχεδίασε ένα στόλο από ηλεκτρικά ταξί και τα εισήγαγε στους δρόμους του Λονδίνου, τα λεγόμενα Hummingbirds. Το 1911 το πρώτο υβριδικό αυτοκίνητο έκανε την εμφάνισή του από την εταιρία Woods Motor Vehicle στο Σικάγο. Το όχημα αυτό ήταν όμως μια εμπορική αποτυχία, όντας πολύ αργό για την τιμή του και πολύ δύσκολο να συντηρηθεί. Λόγω τεχνικών δυσκολιών και της έλλειψης ηλεκτρικής τεχνολογίας βασισμένη στα τρανζίστορ, η μέγιστη ταχύτητα που επιτύγχαναν τα πρώτα αυτά ηλεκτρικά αυτοκίνητα ήταν 32 km/h. Παρ όλ αυτά είχαν ένα αριθμό πλεονεκτημάτων έναντι των βενζινοκίνητων οχημάτων. Δεν είχαν δονήσεις, δυσοσμία και θόρυβο που ήταν άμεσα συνδεδεμένα με τα βενζινοκίνητα και δεν απαιτούσαν αλλαγή ταχυτήτων ούτε χειροκίνητο κόπο για να ξεκινήσει η μηχανή (μανιβέλα). Τα ατμοκίνητα από την άλλη μπορεί να μην απαιτούσαν αλλαγή -11-

20 Κεφάλαιο 1 ο ταχυτήτων αλλά είχαν το μειονέκτημα του μεγάλου χρόνου εκκίνησης, ο οποίος στα κρύα πρωινά έφτανε και τα 45 λεπτά. Η δημοτικότητα των ηλεκτρικών αυτοκινήτων ανέβηκε με τη χρήση τους ως αυτοκίνητα πόλης και συχνά διαφημίζονταν ως οχήματα κατάλληλα για γυναίκες οδηγούς λόγω της ευκολίας τους στο χειρισμό (Σχήμα 1.6). Το Detroit Electric που βγήκε στην αγορά το 1907 έφτανε μέγιστη ταχύτητα τα 32 km/h, είχε κόστος $ και αυτονομία 130 km. Σχήμα 1.6: Διαφήμιση της Detroit Electric του 1912 [3] Κατά το 1912 πολλά σπίτια ηλεκτροδοτήθηκαν, γεγονός το οποίο αποτέλεσε εφαλτήριο για τη ραγδαία αύξηση στη δημοτικότητα των ηλεκτρικών αυτοκινήτων. Εκείνη την περίοδο 40% των οχημάτων ήταν ατμοκίνητα, 38% ήταν ηλεκτρικά και το 22% μόνο χρησιμοποιούσε κινητήρα εσωτερικής καύσης. Η Αμερική έγινε η χώρα όπου τα ηλεκτρικά αυτοκίνητα είχαν τη μεγαλύτερη αποδοχή με τέτοια οχήματα να έχουν καταχωρηθεί στις Ηνωμένες Πολιτείες. Οι πωλήσεις των ηλεκτρικών αυτοκινήτων έφτασαν το αποκορύφωμα στις αρχές της δεκαετίας του Παρακμή Μετά την ακμή που γνώρισε στις αρχές του 20 ου αιώνα, το ηλεκτρικό αυτοκίνητο άρχισε να χάνει τη θέση του στην αγορά αυτοκινήτων. Ένας αριθμός παραγόντων οδήγησαν σε αυτό. Η βελτίωση του υπεραστικού οδικού δικτύου περί το 1920 οδήγησε στην απαίτηση για οχήματα που είχαν τη δυνατότητα να διανύσουν μεγάλες αποστάσεις, ένα κριτήριο που δεν πληρούταν από τα ηλεκτρικά αυτοκίνητα. Τα ηλεκτρικά αυτοκίνητα περιορίζονταν στην αστική χρήση μόνο, λόγω της χαμηλής ταχύτητάς τους (24-32 km/h) και της μικρής τους αυτονομίας (50-65 km). Επίσης, η ανακάλυψη μεγάλων αποθεμάτων πετρελαίου παγκοσμίως -12-

21 Κεφάλαιο 1 ο οδήγησε στην ευρεία διαθεσιμότητα φτηνού καυσίμου, με αποτέλεσμα τα βενζινοκίνητα αυτοκίνητα να είναι φτηνότερα για μεγάλες αποστάσεις. Τα βενζινοκίνητα αυτοκίνητα έγιναν ακόμα πιο χρηστικά χάρη στον ηλεκτρικό εκκινητή (μίζα) τον οποίο εφήυρε ο Charles Kettering το 1912, που εξάλειψε την ανάγκη της μανιβέλας για την εκκίνηση της μηχανής και ο δυνατός θόρυβος που παραγόταν από τα οχήματα αυτά έγινε πιο ανεκτός χάρη στη χρήση του σιλανσιέ, το οποίο εφευρέθηκε από τον Hiram Percy Maxim το Τέλος, η εκκίνηση της μαζικής παραγωγής βενζινοκίνητων αυτοκινήτων από τον Henry Ford μείωσε πολύ το κόστος αγοράς τους. Αντίθετα το κόστος των παρόμοιων ηλεκτρικών αυτοκινήτων συνέχισε να αυξάνεται, με την τιμή αγοράς ενός ηλεκτρικού αυτοκινήτου το 1912 να είναι σχεδόν η διπλάσια από ένα βενζινοκίνητο. Οι περισσότεροι κατασκευαστές ηλεκτρικών αυτοκινήτων σταμάτησαν την παραγωγή μέσα στη δεκαετία του Τα ηλεκτρικά οχήματα έγιναν πια δημοφιλή για συγκεκριμένες εφαρμογές, όπως οι περονοφόροι ανυψωτές, τα αμαξάκια του γκολφ και ειδικά στην Αγγλία τα φορτηγά μεταφοράς γάλακτος. Η ηλεκτρική αυτοκινητοβιομηχανία έμεινε στάσιμη στις επόμενες δεκαετίες και κατά τη διάρκεια του 2 ου Παγκοσμίου Πολέμου μόνο έγιναν κάποιοι πειραματισμοί με ηλεκτρικά οχήματα από χώρες που είχαν σοβαρή έλλειψη πετρελαίου. Προς το τέλος της δεκαετίας του 1950, οι εταιρίες Henney Coachworks και National Union Electric Company ενώθηκαν σε μια κοινή προσπάθεια να βγάλουν στην παραγωγή ένα νέο ηλεκτρικό αυτοκίνητο, το Henney Kilowatt (Σχήμα 1.7). Το αυτοκίνητο αυτό παραγόταν με δύο επίπεδα τάσης των συσσωρευτών του, 36 και 72 V, με το δεύτερο να προσεγγίζει τα 96km/h και να μπορεί να ταξιδέψει για περίπου μια ώρα με μια φόρτιση. Παρά τη βελτιωμένη απόδοση σε σχέση με άλλα ηλεκτρικά οχήματα, το αγοραστικό κοινό θεώρησε το όχημα πολύ ακριβό, με αποτέλεσμα η παραγωγή να σταματήσει το Στις επόμενες δεκαετίες κατασκευάστηκαν κι άλλα ηλεκτρικά αυτοκίνητα με καλύτερα χαρακτηριστικά όπως το Amitron που προήλθε από τη συνεργασία της AMC και της Gulton to 1967 καθώς και τα Electrovair (1966) και Electrovette (1976) της General Motors. Όμως κανένα από αυτά τα αυτοκίνητα δεν μπήκε στην παραγωγή. -13-

22 Κεφάλαιο 1 ο Σχήμα 1.7: Το Henney Kilowatt του 1961[3] Στις 31 Ιουλίου του 1971, ένα ηλεκτρικό αυτοκίνητο έλαβε τη μοναδική διάκριση να είναι το πρώτο επανδρωμένο όχημα στο φεγγάρι και αυτό το όχημα λεγόταν Lunar rover και χρησιμοποιήθηκε για πρώτη φορά στην αποστολή του Apollo 15 (Σχήμα 1.8). Το επίσης λεγόμενο moon-buggy αναπτύχθηκε από την Boeing και τη θυγατρική της General Motors Delco Electronics και περιείχε ένα κινητήρα συνεχούς ρεύματος στο κάθε τροχό και ένα ζεύγος μη-επαναφορτιζόμενων συσσωρευτών 36 V κατασκευασμένων από ασήμι, ψευδάργυρο και υδροξείδιο του καλίου. Σχήμα 1.8: Το Lunar rover πάνω στην επιφάνεια της σελήνης [3] Δεκαετία 1990: Αναζωογόνηση ενδιαφέροντος Οι ενεργειακές κρίσεις του 1970 και 1980 επανέφεραν στο προσκήνιο την ηλεκτροκίνηση. Σε ένα σόου αυτοκινήτων στο Λος Άντζελες το 1990, ο πρόεδρος της General Motors αποκάλυψε το ηλεκτρικό GM Impact, καθώς και ότι η General Motors θα κατασκεύαζε στο άμεσο μέλλον ηλεκτρικά αυτοκίνητα για πώληση στο ευρύ κοινό. Στις αρχές της δεκαετίας του 1990, η κυβέρνηση της Καλιφόρνια μέσω της California Air Resources (CARB) ξεκίνησε μια κίνηση για τη δημιουργία οχημάτων με μειωμένες εκπομπές, -14-

23 Κεφάλαιο 1 ο με απώτερο σκοπό να προχωρήσει σε οχήματα με μηδενικές εκπομπές, όπως τα ηλεκτρικά. Πολλές εταιρίες ανταποκρίθηκαν στην κίνηση κατασκευάζοντας ηλεκτρικά αυτοκίνητα όπως το Chrysler TEVan, το Ford Ranger EV, το GM EV1, το Honda EV Plus, το Nissan Altra EV και το Toyota RAV4 EV. Έπειτα όμως από ένα σκάνδαλο που αφορούσε τις κατασκευάστριες εταιρίες, οι οποίες συμμορφώνονταν με τις επιταγές της CARB ώστε να πουλήσουν τα μοντέλα τους στην κερδοφόρα αγορά της Καλιφόρνιας, η πρωτοβουλία αυτή άρχισε να φθίνει. Το πρόγραμμα της General Motors τέθηκε υπό εξονυχιστική εξέταση και σε μια ξαφνική κίνηση, οι πελάτες δεν επιτρέπονταν να αγοράζουν πλέον τα EV1s αλλά μπορούσαν να τα νοικιάζουν μόνο για περιορισμένο διάστημα. Τέλος η Chrysler, η Toyota και μερικοί αντιπρόσωποι της General Motor μήνυσαν τη CARB στο ομοσπονδιακό δικαστήριο, το οποίο οδήγησε στην τελική λήξη της πρωτοβουλίας της CARB για οχήματα μηδενικών εκπομπών. Μετά από απαίτηση των αγοραστών, η Toyota πρόσφερε τα τελευταία 328 RAV4-EVs προς πώληση μέχρι και το Νοέμβρη του Σχεδόν όλα τα υπόλοιπα μοντέλα αποσύρθηκαν από την αγορά και σε ορισμένες περιπτώσεις δόθηκαν σε μουσεία ή καταστράφηκαν από τους κατασκευαστές τους. Ενδεικτικά, το EV1 της General Motors έπιανε μέγιστη ταχύτητα τα 129 km/h, κόστιζε $ και είχε αυτονομία 257 km. Το Honda EV Plus (Σχήμα 1.9) είχε ως μέγιστη ταχύτητα τα 130 km/h, κόστος $ και μικρότερη αυτονομία, km. Ακόμη το Toyota RAV4 έφτανε μέχρι τα 125 km/h, κόστιζε $ και είχε αυτονομία τα 140 km. Σχήμα 1.9: Το Honda EV Plus [3] Μέσα στη δεκαετία του 1990, το ενδιαφέρον για οχήματα φιλικά στο περιβάλλον έπεσε στις Ηνωμένες Πολιτείες και το ενδιαφέρον στράφηκε στα υβριδικά αυτοκίνητα γιατί το αγοραστικό κοινό έδειχνε προτίμηση στα οχήματα τύπου SUV (sport utility vehicle) σε αντίθεση με την Ευρώπη και την Ιαπωνία όπου υπήρχε μεγαλύτερη προτίμηση στα μικρότερα -15-

24 Κεφάλαιο 1 ο αυτοκίνητα. Τα υβριδικά οχήματα που διέθεταν συνδυασμένες τροφοδοσίες από βενζίνη και συσσωρευτές, θεωρούνταν ως μια ισορροπία, προσφέροντας ένα προφίλ φιλικό προς το περιβάλλον, χωρίς να περιορίζονται από τη μικρή αυτονομία των ηλεκτρικών αυτοκινήτων αν και είχαν μια πιο ακριβή τιμή από τα αντίστοιχα βενζινοκίνητα. Το 1999 το Honda Insight hybrid ήταν το πρώτο υβριδικό αυτοκίνητο που πουλήθηκε στη Βόρεια Αμερική έπειτα από το ελάχιστα γνωστό μοντέλο του Woods στη δεκαετία του Αρχικά οι πωλήσεις των υβριδικών οχημάτων ήταν χαμηλές αλλά η ενεργειακή κρίση της δεκαετίας του 2000 έφερε ένα ανανεωμένο ενδιαφέρον στην αγορά τους. Στην Αμερική οι πωλήσεις του Toyota Prius, που ήταν στην αγορά από το 1999, εκτοξεύθηκαν (Σχήμα 1.10). Σχήμα 1.10: Η πρώτη γενιά του Toyota Prius εμφανίστηκε στην Ιαπωνία το 1997 [3] Σε αντιδιαστολή με τη μικρή συμμετοχή μεγάλων κατασκευαστών στη βιομηχανία ηλεκτρικών αυτοκινήτων, δημιουργήθηκε ένας σημαντικός αριθμός μικρών εταιριών. Το 1994 δημιουργήθηκε η εταιρία REVA Electric Car Company στην Ινδία, η οποία προώθησε το REVAi στην αγορά το Το αυτοκίνητο αυτό τροφοδοτούνταν από συσσωρευτές λιθίου-οξέος και το 2009 αντικαταστάθηκε από το REVA L-ion, που η βασική του διαφορά ήταν οι συσσωρευτές που είναι λιθίου-ιόντος. Το αυτοκίνητο αυτό είχε τελική ταχύτητα 72 km/h κόστιζε $ και η αυτονομία του ήταν τα 80 km. Πουλήθηκαν περισσότερα από τέτοια οχήματα και το 2012 σταμάτησε η παραγωγή του. Το αυτοκίνητο αυτό εμπίπτει στην κατηγορία των ηλεκτρικών οχημάτων γειτονιάς (NEV=Neighborhood Electric Vehicle), που είναι και η πολυπληθέστερη κατηγορία ηλεκτρικών οχημάτων, καθώς πρόκειται για όχημα μικρής ταχύτητας και μικρής αυτονομίας. Τον Ιούλιο του 2006 υπήρχαν ηλεκτρικά οχήματα μικρής ταχύτητας στις Ηνωμένες Πολιτείες. Τα αυτοκίνητα αυτής της κατηγορίας με τις μεγαλύτερες πωλήσεις στην Αμερική είναι τα οχήματα GEM (Global Electric Motorcars) με πωλήσεις μονάδων παγκοσμίως το 2004 (Σχήμα 1.11). Οι δύο -16-

25 Κεφάλαιο 1 ο μεγαλύτερες αγορές οχημάτων τύπου NEV ήταν το 2011 οι Ηνωμένες πολιτείες και η Γαλλία, με τις πωλήσεις να ανέρχονται αντίστοιχα στις και μονάδες. Σχήμα 1.11: Το ηλεκτρικό αυτοκίνητο γειτονιάς GEM [3] Άλλα μικρά οχήματα της ίδιας κατηγορίας που πουλήθηκαν στην Ευρώπη είναι τα Buddy και Th!nk City που εμφανίστηκαν το 2008 (Σχήμα 1.12). Έπειτα από κάποιες δυσκολίες το Th!nk City βγήκε στην παραγωγή και μέχρι το Μάρτη του 2011 είχε πουλήσει κομμάτια. Το μοντέλο αυτό της Think Global είχε αυτονομία 160 km και κόστιζε περίπου $ Τέλος, το 2013 πουλήθηκαν στην Κίνα συνολικά μικρά ηλεκτρικά οχήματα χαμηλής ταχύτητας, τα περισσότερα από τα οποία τροφοδοτούνται από συσσωρευτές μολύβδου-οξέος. Σχήμα 1.12: Τα Th!nk City και Buddy στο Όσλο, Νορβηγία [3] Σήμερα: Σύγχρονα ηλεκτρικά οχήματα μακρινών αποστάσεων Η παγκόσμια οικονομική ύφεση στο τέλος της δεκαετίας του 2000 οδήγησε σε ακόμα μεγαλύτερη ανάγκη για τους κατασκευαστές να εγκαταλείψουν τα τελείως ασύμφορα SUVs έναντι των μικρών, υβριδικών και ηλεκτρικών αυτοκινήτων [3], [5]. Η Tesla Motors ξεκίνησε -17-

26 Κεφάλαιο 1 ο το 2004 την ανάπτυξη του Tesla Roadster και το 2008 παραδόθηκε για πρώτη φορά στο αγοραστικό κοινό (Σχήμα 1.13). Το Tesla Roadster ήταν το πρώτο ηλεκτρικό αυτοκίνητο μεγάλων αποστάσεων που μπήκε στην παραγωγή στις Ηνωμένες Πολιτείες. Με τελική ταχύτητα τα 210 km/h, αυτονομία 350 km και κόστος $ , το Tesla Roadster πούλησε περισσότερα από οχήματα μέχρι το Δεκέμβρη του Το μοντέλο αυτό ήταν επίσης το πρώτο που χρησιμοποίησε κελιά λιθίου-ιόντος. Το Tesla Roadster σταμάτησε να παράγεται το 2011 και το 2012 ξεκίνησε το μοντέλο νέας γενιάς, το Model S το οποίο είναι πιο φθηνό και έχει μεγαλύτερη αυτονομία. Επίσης μέσα στο 2015 αναμένεται να ξεκινήσει η πώληση ενός τρίτου μοντέλου του Model X. Τα μοντέλα αυτά ανήκουν στην κατηγορία των plug-in οχημάτων γιατί οι συσσωρευτές τους φορτίζονται με σύνδεσή τους στην πρίζα. Σχήμα 1.13: Το Tesla Roadster, το οποίο φορτίζεται από μια κοινή πρίζα [3] Το 2009 κατέφθασε το Mitsubishi i-miev (Σχήμα 1.14) του οποίου τα χαρακτηριστικά είναι τα εξής: μέγιστη ταχύτητα 130 km/h, αυτονομία 160 km και κόστος $ Το μοντέλο αυτό πούλησε αυτοκίνητα μέχρι το Δεκέμβρη του 2012 και πολλά από τα οχήματα αυτά, έπειτα από κατάλληλη τροποποίηση, πουλήθηκαν ως Peugeot ion και Citroën C-Zero στην Ευρωπαϊκή αγορά. Στα πρότυπα του GM EV1 που προαναφέραμε, η General Motors έβγαλε στην παραγωγή το Chevrolet Volt το 2010, ένα plug-in υβριδικό-ηλεκτρικό αυτοκίνητο (Σχήμα 1.15). Το αυτοκίνητο αυτό μπορεί να ταξιδέψει μέχρι και 64 km με ενέργεια από τους συσσωρευτές μόνο πριν ενεργοποιηθεί η μηχανή εσωτερικής καύσης, η οποία κινεί μια γεννήτρια που επαναφορτίζει τους συσσωρευτές. Ακόμη, το Nissan Leaf το 2010 έγινε το πρώτο σύγχρονο ηλεκτρικό πεντάθυρο όχημα το οποίο κατασκευάστηκε για μαζική παραγωγή από ένα μεγάλο κατασκευαστή (Σχήμα 1.16). Έχει μέγιστη ταχύτητα τα -18-

27 Κεφάλαιο 1 ο 150 km/h, φθηνό κόστος για ηλεκτρικό αυτοκίνητο που φτάνει στα $ και αυτονομία 175 km. Σχήμα 1.14: Το Mitsubishi i-miev βγήκε στην αγορά της Ιαπωνίας το 2009 [3] Σχήμα 1.15: Το υβριδικό-ηλεκτρικό Chevrolet Volt της General Motors [3] Σχήμα 1.16: Το Nissan Leaf [3] Το δίκτυο της Better Place ήταν η πρώτη σύγχρονη εμπορική ανάπτυξη του μοντέλου ανταλλαγής συσσωρευτών (battery swapping model). Σύμφωνα με αυτό, όταν το αυτοκίνητο φτάνει σε ένα σταθμό αλλαγής συσσωρευτών, ο οποίος είναι διαφορετικός από ένα σταθμό φόρτισης, ανταλλάσει τους αποφορτισμένους συσσωρευτές του με φορτισμένους, -19-

28 Κεφάλαιο 1 ο εξοικονομώντας έτσι το χρόνο φόρτισης του συσσωρευτή του αυτοκινήτου. Το Renault Fluence Z.E. ήταν το πρώτο αυτοκίνητο μαζικής παραγωγής που στηρίχθηκε σε αυτό το μοντέλο και πουλήθηκε στο Ισραήλ και στη Δανία. Ενώ στο Ισραήλ το εγχείρημα αυτό κατέληξε σε χρεοκοπία, στη Δανία στο τέλος του 2012 υπήρχαν 17 σταθμοί αλλαγής συσσωρευτών, επιτρέποντας έτσι στους πελάτες να ταξιδέψουν οπουδήποτε μέσα στη χώρα με ένα ηλεκτρικό αυτοκίνητο. Άλλα ηλεκτρικά μοντέλα περιλαμβάνουν τα: Volvo C30, Ford Focus Electric τα οποία βγήκαν στην αγορά το 2011 καθώς και τα: BMW Active E, Renault Zoe, Chevrolet Spark EV, Mercedes-Benz SLS AMG, Fiat 500e και το Volkswagen e-up!, τα οποία βγήκαν στην αγορά το 2012 και το Το Φεβρουάριο του 2011 το Mitsubishi i-miev έγινε το πρώτο ηλεκτρικό αυτοκίνητο που πούλησε περισσότερες από μονάδες αυτοκινήτων αλλά μερικούς μήνες αργότερα το ρεκόρ αυτό καταρρίφθηκε από το Nissan Leaf, του οποίου οι πωλήσεις έφτασαν τα αυτοκίνητα παγκοσμίως το Φεβρουάριο του Μέχρι και το Νοέμβρη του 2014, το πρωτοπόρο ηλεκτρικό αυτοκίνητο είναι το Nissan Leaf με πωλήσεις και ακολουθεί το Renault Zoe με πωλήσεις. Μέχρι τον Ιούνιο του 2014, υπήρχαν παραπάνω από plug-in επιβατηγά αυτοκίνητα και βαν στον κόσμο, με τις Ηνωμένες Πολιτείες πρώτες με 45% του παγκόσμιου μεριδίου των πωλήσεων. Στο Σχήμα 1.17 απεικονίζεται η ανοδικότατη αύξηση των μηνιαίων πωλήσεων ηλεκτρικών και υβριδικών οχημάτων τα τελευταία χρόνια στις Ηνωμένες Πολιτείες. Σχήμα 1.17: Διάγραμμα συνολικών πωλήσεων plug-in ηλεκτρικών οχημάτων [3] -20-

29 Κεφάλαιο 1 ο Πέρα από ηλεκτρικά αυτοκίνητα, υπάρχουν και ηλεκτρικές μοτοσυκλέτες στην αγορά των ηλεκτρικών οχημάτων. Συγκεκριμένα η εταιρία Brammo Motorcycles παράγει τα μοντέλα Enertia και Empulse. Το Enertia (Σχήμα 1.18) έχει αυτονομία 140 km και μέγιστη ταχύτητα τα 95 km/h ενώ το Empulse (Σχήμα 1.19) έχει αυτονομία 160 km και μέγιστη ταχύτητα τα 160 km/h. [5] Σχήμα 1.18: Το μοντέλο Brammo Enertia [5] Σχήμα 1.19: Το μοντέλο Brammo Empulse [5] Η εταιρία Zero Motorcycles παράγει το ηλεκτροκίνητο ZeroS που έχει αυτονομία 100 km και μέγιστη ταχύτητα τα 142 km/h. Ακόμη, η εταιρία Aptera Motors κατασκευάζει το εντυπωσιακό Aptera (Σχήμα 1.20), το οποίο έχει εξελιχθεί σήμερα στο Aptera e. Το κύριο χαρακτηριστικό του είναι ότι έχει πολύ χαμηλό συντελεστή αεροδυναμικής, κοντά στο Γι αυτό το λόγο μπορεί να διανύσει με μια φόρτιση 190 km και να αναπτύξει ταχύτητα έως 140 km/h. [5] -21-

30 Κεφάλαιο 1 ο Σχήμα 1.20: Το μοντέλο Aptera [5] 1.3 Πηγές τροφοδοσίας ηλεκτρικών οχημάτων Υπάρχουν πολλοί τρόποι για να παραχθεί η απαραίτητη ηλεκτρική ενέργεια για τα ηλεκτρικά και υβριδικά οχήματα. Οι χρησιμοποιούμενες πηγές τροφοδοσίας παρατίθενται περιληπτικά [2]: Σύνδεση σε σταθμούς ηλεκτρικής ενέργειας (generator plants): - Η απευθείας σύνδεση σε σταθμούς είναι μια μέθοδος που χρησιμοποιείται κατά κόρον για ηλεκτρικά τρένα, τρόλεϊ είτε μέσω υπέργειων γραμμών είτε μέσω μιας τρίτης σιδηροδρομικής γραμμής που παρέχει την τροφοδοσία στα οχήματα αυτά - Ασύρματη σύνδεση, σύμφωνα με την οποία το όχημα φορτίζεται από λωρίδες που βρίσκονται κάτω από την επιφάνεια του δρόμου που μεταφέρουν την ηλεκτρική ισχύ (electric power strips), μέσω ηλεκτρομαγνητικής επαγωγής (online electric vehicle) Παραγωγή ηλεκτρικής ενέργειας κατά την κίνηση (onboard generators) και υβριδικά ηλεκτρικά αυτοκίνητα: - Παραγωγή ηλεκτρικής ενέργειας μέσω μηχανής diesel (diesel-electric lomotive) - Χρήση κυψελών καυσίμου (fuel cell vehicle) - Χρήση πυρηνικής ενέργειας πχ. σε πυρηνικά υποβρύχια και σε αεροπλανοφόρα - Χρήση ανανεώσιμων πηγών ενέργειας όπως ηλιακή ενέργεια (solar vehicle) -22-

31 Κεφάλαιο 1 ο - Συνδυασμός συστήματος επαναφορτιζόμενων συσσωρευτών και μηχανής εσωτερικής καύσης (plug-in hybrid) Αποθήκευση ενέργειας πάνω στο όχημα (onboard storage) μέσω επαναφορτιζόμενου συστήματος αποθήκευσης ηλεκτρικής ενέργειας (rechargeable electricity storage system, RESS). Οι μέθοδοι αποθήκευσης ενέργειας είναι: - Μέσω χημικής ενέργειας αποθηκευμένη σε συσσωρευτές (Battery electric vehicle) - Μέσω κινητικής ενέργειας που προέρχεται από σφόνδυλο (flywheels) - Μέσω στατικής ενέργειας αποθηκευμένη στο όχημα σε ηλεκτρικούς πυκνωτές διπλής στρώσης. 1.4 Πειραματικές κατασκευές ηλεκτρικών οχημάτων στο Εργαστήριο Ηλεκτρομηχανικής Μετατροπής Ενέργειας (ΕΗΜΕ) Στον ελληνικό χώρο έχουν γίνει σημαντικές προσπάθειες για την ανάπτυξη πειραματικών ηλεκτροκίνητων οχημάτων κάθε είδους. Το Εργαστήριο Ηλεκτρομηχανικής Μετατροπής Ενέργειας του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών, της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστημίου Πατρών ασχολείται με τα ηλεκτροκίνητα οχήματα για περισσότερα από είκοσι χρόνια. Αξιοποιώντας τα αποτελέσματα της έρευνας που έχει εξάγει σχετικά με τα ηλεκτρικά κινητήρια συστήματα, έχει προχωρήσει σε πειραματικές κατασκευές διαφόρων ηλεκτροκίνητων οχημάτων με αξιοσημείωτες επιδόσεις [4], [6]. Μια σημαντική προσπάθεια μετατροπής οχήματος σε ηλεκτροκίνητο έγινε στο μοντέλο pick-up Fiorino της εταιρίας Fiat. Πιο συγκεκριμένα, το Electra (Σχήμα 1.21) έχει μέγιστη ισχύ 32 kw, η μέγιστη συνεχής ροπή του φτάνει τα 51 Nm και η τελική του ταχύτητα είναι τα 100 km/h. -23-

32 Κεφάλαιο 1 ο Σχήμα 1.21: Το ηλεκτροκίνητο αυτοκίνητο Electra του ΕΗΜΕ [4] Στα πλαίσια του διαγωνισμού ηλιακών οχημάτων Φαέθων 2004 το ΕΗΜΕ σε συνεργασία με άλλα εργαστήρια του Πανεπιστημίου Πατρών (Τμήμα Μηχανολόγων Μηχανικών και Αεροναυπηγών Μηχανικών, Τμήμα Φυσικής) συμμετείχε με το ηλιακό όχημα Ερμής (Σχήμα 1.22). Σχήμα 1.22: Το ηλιακό όχημα Ερμής του ΕΗΜΕ [4] Το υβριδικό Fiat Panda (Σχήμα 1.23) ήταν η πρώτη προσπάθεια κατασκευής υβριδικού οχήματος στο ΕΗΜΕ, χρησιμοποιώντας συσσωρευτές μολύβδου-οξέος για την αποθήκευση της ηλεκτρικής ενέργειας. Ο κινητήρας εσωτερικής καύσης αναλαμβάνει να κινήσει τον εμπρός κινητήριο άξονα, ενώ ο πίσω άξονας λαμβάνει μηχανική ροπή από ένα ηλεκτροκινητήριο σύστημα ισχύος 12 kw. -24-

33 Κεφάλαιο 1 ο Σχήμα 1.23: Το πρώτο υβριδικό όχημα του ΕΗΜΕ [4] Η δεύτερη προσπάθεια κατασκευής υβριδικού οχήματος στο ΕΗΜΕ με ανάκτηση ηλεκτρικής ενέργειας έγινε πάνω σε ένα Chevrolet Blazer S-10 (Σχήμα 1.24). Το σύστημα αυτό χρησιμοποιεί έναν ηλεκτροκινητήρα ισχύος 14 kw που συνδέεται παράλληλα με τον άξονα μεταφοράς της μηχανικής ροπής από το κιβώτιο ταχυτήτων στον άξονα κίνησης. Σχήμα 1.24: Το δεύτερο υβριδικό όχημα του ΕΗΜΕ [4] Ακόμη, μια ηλεκτροκίνητη βάρκα με το όνομα Πρωτέας (Σχήμα 1.25) κατασκευάστηκε στο ΕΗΜΕ, η οποία διαθέτει κινητήρα συνεχούς ρεύματος ισχύος 1,5 kw και τελική ταχύτητα 3.5 knots ενώ η αυτονομία της ανέρχεται στις 2h για κίνηση με τη μέγιστη ταχύτητα. -25-

34 Κεφάλαιο 1 ο Σχήμα 1.25: Η ηλεκτροκίνητη βάρκα Πρωτέας, έτοιμη για δοκιμή [4] Το τελευταίο ηλεκτροκίνητο αυτοκίνητο που κατασκευάστηκε στο ΕΗΜΕ ήταν ένα όχημα τύπου buggy που μετατράπηκε από συμβατικό σε ηλεκτροκίνητο το 2012 (Σχήμα 1.26). Στο όχημα αυτό χρησιμοποιήθηκαν δύο ηλεκτροκινητήρες μόνιμου μαγνήτη, ισχύος 5kW ο καθένας, τοποθετημένοι στον οπίσθιο άξονα και ο έλεγχός τους πραγματοποιήθηκε μέσω ηλεκτρονικού διαφορικού. Η μελέτη και η ανάπτυξη της μεθοδολογίας ελέγχου του ηλεκτροκινητήριου συστήματος του buggy αποτελεί το αντικείμενο μελέτης της παρούσας διπλωματικής εργασίας. Σχήμα 1.26: Το Buggy του ΕΗΜΕ [4] Το τελευταίο ηλεκτρικό όχημα που κατασκευάστηκε στο εργαστήριο ήταν ένα ηλεκτρικό ποδήλατο που μετατράπηκε από συμβατικό σε ηλεκτροκίνητο με την εγκατάσταση ενός κινητήρα μόνιμου μαγνήτη ισχύος 500 W στο πίσω τροχό το 2013 (Σχήμα 1.27). -26-

35 Κεφάλαιο 1 ο Σχήμα 1.27: Το ηλεκτρικό ποδήλατο του ΕΗΜΕ [6] 1.5 Πλεονεκτήματα και μειονεκτήματα ηλεκτρικών οχημάτων Σε σύγκριση με τα βενζινοκίνητα οχήματα, τα ηλεκτρικά οχήματα παρουσιάζουν πολλά εμφανή σημεία υπεροχής, αλλά και σημαντικούς περιορισμούς [1], [4]. Τα πλεονεκτήματα είναι τα εξής: Δεν παράγουν κανενός είδους ρύπους εξάτμισης. Κατά τη στάση δεν δαπανάται ενέργεια. Προκαλούν την ελάχιστη δυνατή ρύπανση σε μακροχρόνια βάση, υπό τον όρο ότι χρησιμοποιούν ηλεκτρική ενέργεια από ανανεώσιμες πηγές ενέργειας. Υπό αυτή την προϋπόθεση, μπορεί να μετριαστεί η παγκόσμια θέρμανση που προκαλείται από το φαινόμενο του θερμοκηπίου και να μειωθεί η εξάρτηση από το πετρέλαιο. Ο ηλεκτροκινητήρας είναι αποδοτικότερος από τη μηχανή εσωτερικής καύσης, με το βαθμό απόδοσης να πλησιάζει το 90% έναντι του 30% των βενζινοκινητήρων και 50% των κινητήρων πετρελαίου. Επίσης είναι μικρός σε όγκο και απλός στην κατασκευή. Είναι πιο αθόρυβα από τα οχήματα εσωτερικής καύσης. Επιτυγχάνεται σχεδόν σταθερή ροπή από την ακινησία έως το μέγιστο όριο στροφών λειτουργίας, με αποτέλεσμα να μην απαιτείται πια το κιβώτιο ταχυτήτων, γεγονός το οποίο καθιστά την οδήγηση πιο άνετη. Καταργείται ο μηχανισμός της μίζας και έτσι ενισχύεται η απλότητα του οχήματος. Έχουν ευχέρεια να λειτουργούν σε πιο υψηλές στροφές από τους συμβατικούς κινητήρες, συχνά ακόμα και ως τις στροφές/λεπτό. -27-

36 Κεφάλαιο 1 ο Έχουν χαμηλότερο κόστος σε βάθος χρόνου, καθώς δεν επηρεάζονται από την κάθε τόσο αύξηση της τιμής της βενζίνης και του πετρελαίου, αλλά και λόγω του χαμηλότερου κόστους σέρβις και συντήρησης. Τα ηλεκτρικά οχήματα χρειάζονται πολύ λιγότερο σέρβις και συντήρηση επειδή: - Δεν απαιτούν τις τακτικές αλλαγές λαδιών - Δεν εκπέμπουν ρύπους, δεν έχουν σύστημα εξαγωγής καυσαερίων και διάταξη εξάτμισης, ούτε σιγαστήρα (σιλανσιέ) προ της εξάτμισης, ούτε καταλύτη ή φίλτρο καπνού. - Δεν απαιτούν αντικατάσταση ή έστω συντήρηση σε μηχανικά μέρη, όπως σύστημα ανάφλεξης, πιστόνια, βαλβίδες ή εκκεντροφόρους, διότι στα ηλεκτρικά οχήματα δεν υπάρχουν, ενώ οι μηχανές εσωτερικής καύσης έχουν πάνω από 100 κινούμενα μέρη. - Μπορούν να σχεδιαστούν έτσι ώστε να ανακτούν μέρος της κινητικής τους ενέργειας κατά τις επιβραδύνσεις του οχήματος (regenerative braking) και κατά την κίνηση σε κατηφόρα, βελτιώνοντας έτσι το δείκτη κατανάλωσης. Από την άλλη τα μειονεκτήματα των ηλεκτρικών οχημάτων είναι: Υψηλές δαπάνες κατασκευής, με αποτέλεσμα την υψηλή τιμή πώλησης. Περιορισμένη απόσταση ταξιδιού μεταξύ κάθε επαναφόρτισης του συσσωρευτή. Στο παρελθόν κάθε 100 km χρειάζονταν φόρτιση αλλά τα σύγχρονα μοντέλα επιτυγχάνουν αυτονομίες που ξεκινούν από km και φτάνουν στα 300 km, με ορισμένα μοντέλα να ξεπερνούν και αυτό το όριο. Αυτό οφείλεται φυσικά στη χαμηλή πυκνότητα ενέργειας των συσσωρευτών έναντι των υδρογονανθράκων των συμβατικών οχημάτων. Μεγάλος χρόνος επαναφόρτισης, συνήθως έξι ώρες για πλήρη επαναφόρτιση. Ωστόσο, αρκετά σύγχρονα μοντέλα μπορούν να φορτιστούν κατά 80% σε χρόνο λιγότερο της μίας ώρας. Περιορισμένη διάρκεια ζωής συσσωρευτών, συνήθως τρία με πέντε χρόνια. Στην περίπτωση που η ηλεκτρική ενέργεια δεν προέρχεται από ανανεώσιμες πηγές, η εξάρτηση από τα ορυκτά καύσιμα και το πρόβλημα παραγωγής διοξειδίου του άνθρακα δεν εξαλείφεται. Αυτό συμβαίνει γιατί στις περισσότερες περιπτώσεις, η ηλεκτρική ενέργεια παράγεται σε κεντρικούς σταθμούς παραγωγής το οποίο συνεπάγεται χρήση καυσίμου για την παραγωγή της. Βέβαια, ένα ηλεκτρικό όχημα απαιτεί σημαντικά μικρότερη ποσότητα ενέργειας από ένα συμβατικό παρόμοιου -28-

37 Κεφάλαιο 1 ο μεγέθους, οπότε η επίπτωση αυτού του μειονεκτήματος περιορίζεται σε ένα βαθμό. Επίσης στα θετικά προσμετράται ότι η παραγωγή διοξειδίου του άνθρακα είναι πλέον συγκεντρωμένη σε επιλεγμένα σημεία και άρα πιο ελεγχόμενη. Ένας άλλος τρόπος αποθήκευσης ενέργειας είναι τα κελιά καυσίμου, που μετατρέπουν τη χημική ενέργεια σε ηλεκτρική. Το υδρογόνο των κελιών καυσίμου αν και έχει υψηλή πυκνότητα ενέργειας, είναι ακριβό στην παραγωγή και η τοποθέτησή του στο όχημα εγκυμονεί κίνδυνο σε περίπτωση ατυχήματος. -29-

38 -30-

39 Κεφάλαιο 2 ο ΚΕΦΑΛΑΙΟ 2 ΜΗΧΑΝΕΣ ΜΟΝΙΜΟΥ ΜΑΓΝΗΤΗ 2.1 Μαγνητικά υλικά Ένα απαραίτητο κομμάτι του ηλεκτρικού οχήματος είναι ο ηλεκτρικός κινητήρας. Στην ηλεκτροκίνηση χρησιμοποιούνται διάφορα είδη κινητήρων όπως ο κινητήρας συνεχούς ρεύματος, ο ασύγχρονος κινητήρας και ο κινητήρας μόνιμου μαγνήτη. Στην προκειμένη περίπτωση οι κινητήρες που υπάρχουν στο ηλεκτρικό buggy είναι κινητήρες μόνιμου μαγνήτη. Το ηλεκτρικό αυτό όχημα είναι αποτέλεσμα της διπλωματικής εργασίας με τίτλο Μελέτη και κατασκευή οχήματος πόλης με διαφορικό ηλεκτροκινητήριο σύστημα που πραγματοποιήθηκε από τους φοιτητές Δ. Βιδιαδάκη και Ν. Τσιάρα. Για αυτό το λόγο, κρίνεται σκόπιμο να γίνει αρχικά αναφορά στα θεμελιώδη μεγέθη της θεωρίας του μαγνητικού πεδίου, στα μαγνητικά υλικά και στη συνέχεια ακολουθεί η ανάλυση της λειτουργίας του κινητήρα Θεμελιώδεις έννοιες μαγνητικού πεδίου Μαγνητικό πεδίο ονομάζεται ο χώρος μέσα στον οποίο αναπτύσσονται μαγνητικές δυνάμεις και παρατηρούνται ηλεκτρικά φαινόμενα [7], [8], [9]. Ένα μαγνητικό πεδίο περιγράφεται από δύο διανυσματικά μεγέθη, τη μαγνητική επαγωγή ή πυκνότητα της μαγνητικής ροής (magnetic flux density) B [T] και τη μαγνητική πεδιακή ένταση (field intensity) H [A/m]. Για τα υλικά που χρησιμοποιούνται στο σχεδιασμό των μηχανών μόνιμου μαγνήτη, τα δύο μεγέθη συνδέονται με την παρακάτω σχέση: Β=μΗ (2.1) όπου μ είναι η απόλυτη μαγνητική διαπερατότητα του μαγνητικού χώρου (magnetic permeability) και εκφράζει την ικανότητα ενός μέσου να υποστηρίξει το σχηματισμό ενός μαγνητικού πεδίου στο εσωτερικό του. Η μαγνητική διαπερατότητα εκφράζεται από τη σχέση: όπου του μέσου. μ=μ0μ r (2.2) -8 μ 0 =0.4π10 H/cm είναι η διαπερατότητα του κενού ενώ µ r η σχετική διαπερατότητα Κατά τον Faraday, ο χώρος του μαγνητικού πεδίου είναι γεμάτος με δυναμικές γραμμές οι οποίες αποτελούν μέσο απεικόνισης του πεδίου και το σύνολό τους ονομάζεται μαγνητική -31-

40 Κεφάλαιο 2 ο ροή φ (magnetic flux) [Wb]. Η σχέση που συνδέει τη μαγνητική ροή φ με τη μαγνητική επαγωγή B είναι η εξής: Φ= ΒdΑ d d (2.3) A όπου A είναι το εμβαδό της επιφάνειας που είναι κάθετη στο μαγνητικό πεδίο. Στο Σχήμα 2.1 απεικονίζονται οι μαγνητικές δυναμικές γραμμές του πεδίου να διαπερνούν την επιφάνεια Α. Σχήμα 2.1: Μαγνητικές δυναμικές γραμμές διαπερνούν μια επιφάνεια [10] Οι ιδιότητες των μαγνητικών υλικών περιγράφονται γραφικά από το βρόχο υστέρησης (hysteresis loop), ο οποίος είναι η χαρακτηριστική καμπύλη της μαγνητικής επαγωγής του υλικού συναρτήσει της έντασης του μαγνητικού πεδίου, δηλαδή B=f(H) (Σχήμα 2.2). Ένας μη μαγνητισμένος πυρήνας έχει B=H=0, οπότε βρισκόμαστε στην αρχή των αξόνων 0. Αν στη συνέχεια εφαρμοστεί μαγνητικό πεδίο H κατά τη θετική κατεύθυνση, η μαγνητική επαγωγή B θα αυξηθεί όπως φαίνεται από την καμπύλη από το σημείο 0 στο σημείο a (H o,b o ), μέχρι να φτάσει στο μαγνητικό κορεσμό του υλικού δηλαδή τη μέγιστη τιμή της μαγνητικής επαγωγής B o. Αν το μαγνητικό πεδίο αρχίσει να μειώνεται προς το μηδέν, πηγαίνουμε από το σημείο a στο b. Στο σημείο b το Η μηδενίζεται αλλά η μαγνητική επαγωγή δεν φτάνει στο μηδέν λόγω της παραμένουσας μαγνητικής ροής που είναι παρούσα μέσα στο μαγνητικό πυρήνα του υλικού. Η τιμή της μαγνητικής επαγωγής σε αυτό το σημείο λέγεται παραμένων μαγνητισμός (residual magnetism), είναι δηλαδή η μέγιστη μαγνητική επαγωγή που μπορεί να συγκρατήσει ο μαγνήτης σε μια συγκεκριμένη θερμοκρασία, μετά το μαγνητικό κορεσμό του. -32-

41 Κεφάλαιο 2 ο Σχήμα 2.2: Διάγραμμα βρόχου υστέρησης μαγνητικών υλικών [9] Για να μειωθεί η μαγνητική επαγωγή στο μηδέν, πρέπει να αντιστραφεί η διεύθυνση του εξωτερικού πεδίου. Η αναγκαία μαγνητική ένταση που πρέπει να εφαρμοστεί για να μηδενιστεί ο παραμένων μαγνητισμός από το B o αποκαλείται απομαγνητίζον πεδίο (coercive force). Αυτό το απομαγνητίζον πεδίο αντιστρέφει το μαγνητικό πεδίο ανακατανέμοντας τους στοιχειώδεις μαγνήτες του υλικού μέχρι ο μαγνητικός πυρήνας να απομαγνητιστεί πλήρως στο σημείο c. Μια περαιτέρω αύξηση της αντίθετης πλέον κατεύθυνσης έντασης του μαγνητικού πεδίου, προκαλεί τον πυρήνα να μαγνητιστεί στην αντίθετη κατεύθυνση και εν τέλει φέρνει τον πυρήνα στο σημείο αρνητικού κορεσμού, στο σημείο d δηλαδή. Αυτό το σημείο είναι συμμετρικό με το σημείο a. Αντίστοιχα, αν μειωθεί ξανά το πεδίο μέχρι το μηδενισμό του, ο παραμένων μαγνητισμός στον πυρήνα του θα είναι ίσος με την προηγούμενη τιμή σε απόλυτη τιμή αλλά με αρνητικό πρόσημο στο σημείο e. Τέλος, αν αντιστραφεί πάλι το μαγνητικό πεδίο προς τη θετική κατεύθυνση αυτή τη φορά θα προκαλέσει τη χαρακτηριστική του βρόχου υστέρησης να περάσει από το σημείο f, όπου η μαγνητική επαγωγή είναι μηδενική και περαιτέρω αύξηση της μαγνητικής έντασης προς τη θετική κατεύθυνση θα προκαλέσει τον πυρήνα να φτάσει στο σημείο κορεσμού a. Το μονοπάτι a-b-c-d-e-f-a αποκαλείται μαγνητικός βρόχος υστέρησης. -33-

42 Κεφάλαιο 2 ο Η καμπύλη υστέρησης δείχνει ότι η διαδικασία μαγνήτισης ενός φερρομαγνητικού πυρήνα και επομένως η τιμή της μαγνητικής επαγωγής εξαρτάται από το σημείο της καμπύλης στο οποίο είμαστε. Η ύπαρξη του βρόχου αυτού δίνει στα φερρομαγνητικά υλικά μια μορφή μνήμης. Με άλλα λόγια, τα υλικά αυτά έχουν μνήμη επειδή παραμένουν μαγνητισμένα αφότου το εξωτερικό μαγνητικό πεδίο έχει εκλείψει. Επίσης, για την εξουδετέρωση του παραμένοντα μαγνητισμού μέσω του απομαγνητίζοντος πεδίου απαιτείται ενέργεια η οποία αποδίδεται με τη μορφή θερμότητας στο μαγνητικό υλικό και αυτή εξαρτάται από την τιμή του απομαγνητίζοντος πεδίου και είναι ανάλογη με το εμβαδόν του βρόχου υστέρησης. Το σχήμα και το μέγεθος του βρόχου υστέρησης εξαρτάται από το μαγνητικό υλικό. Τα λεγόμενα μαλακά υλικά όπως το Alnico έχουν πολύ στενούς βρόχους υστέρησης το οποίο συνεπάγεται ότι το απομαγνητίζον πεδίο τους έχει μικρή τιμή. Αυτό σημαίνει πως μαγνητίζονται και απομαγνητίζονται εύκολα. Αντίθετα τα σκληρά υλικά έχουν μεγάλη τιμή απομαγνητίζοντος πεδίου και διατηρούν τον παραμένοντα μαγνητισμό τους ακόμα κι αν δεν υπάρχει κανένα εξωτερικό πεδίο. Τέτοια υλικά είναι οι φερρίτες, οι σπάνιες γαίες και οι ενώσεις NdFeB. Το Σχήμα 2.3 απεικονίζει τους βρόχους υστέρησης των μαλακών και των σκληρών υλικών. Σχήμα 2.3: Βρόχος υστέρησης μαλακών και σκληρών υλικών [9] Όπως είπαμε, τα μαγνητικά υλικά έχουν την ικανότητα να διατηρούν παραμένοντα μαγνητισμό, δηλαδή αποτελούν και τα ίδια πηγή μαγνητικού πεδίου διέγερσης. Αυτό μπορεί -34-

43 Κεφάλαιο 2 ο να εξηγηθεί με απλοϊκό τρόπο θεωρώντας πως η μάζα ενός μαγνήτη αποτελείται από άπειρης ποσότητας μαγνητικά δίπολα (στοιχειώδεις μαγνήτες) που παίζουν τον ίδιο ρόλο με τα ηλεκτρικά φορτία στο ηλεκτροστατικό πεδίο. Η σχέση που συνδέει τα χαρακτηριστικά μεγέθη ενός μόνιμου μαγνήτη είναι: J=μ M ο (2.4) όπου J [T] (magnetization current or bound current) η πυκνότητα ρεύματος δέσμιων φορτίων (magnetisation current or bound current) και M [A/m] η μαγνήτιση (magnetisation), δηλαδή η πυκνότητα των μαγνητικών διπολικών ροπών ανά μονάδα όγκου σε ένα υλικό. Λόγω της παραπάνω σχέση, η (2.1) γίνεται: Β=μ (Η+Μ) 0 (2.5) Επίδραση της θερμοκρασίας στη λειτουργία των μαγνητών Υπάρχουν αρκετοί παράγοντες που επηρεάζουν τις ιδιότητες ενός μαγνήτη όπως η οξείδωση, η ακτινοβολία, οι μηχανικές καταπονήσεις και ο κυριότερος παράγοντας κατά τη χρήση του μαγνήτη στις ηλεκτρικές μηχανές η θερμοκρασία [6]. Ορισμένες από τις μεταβολές αυτές είναι μη αντιστρέψιμες και ορισμένες μπορούν να αντιστραφούν αν το υλικό δεν έχει υποστεί μεταλλουργικές μεταβολές ή μεταβολές στη χημική δομή του. Στην περίπτωση αυτή οι ιδιότητες μπορούν να αποκατασταθούν με μια απλή μαγνήτιση του υλικού. Γι αυτό το λόγο, κατά το σχεδιασμό της ηλεκτρικής μηχανής είναι απαραίτητη η γνώση των μαγνητικών μεταβολών που προκαλεί η αύξηση της θερμοκρασίας ώστε να επιτυγχάνεται αξιόπιστος σχεδιασμός και ακριβέστερη μοντελοποίηση της μηχανής. Στη φυσική των μαγνητικών υλικών υπάρχει μια θερμοκρασία, η θερμοκρασία Curie, η οποία μας δίνει το όριο της θερμοκρασίας όπου χάνει το εκάστοτε υλικό πλήρως τις μαγνητικές του ιδιότητες και πρέπει να μαγνητιστεί ξανά από την αρχή. Επειδή οι αλλαγές αυτές αρχίζουν να παρατηρούνται για θερμοκρασίες αρκετά χαμηλότερες από τη θερμοκρασία Curie, ορίζονται από τους κατασκευαστές ως ανώτερες θερμοκρασίες λειτουργίας σημαντικά χαμηλότερες από την κρίσιμη τιμή Μόνιμοι μαγνήτες και ιδιότητες Οι κύριοι τύποι μόνιμων μαγνητών που χρησιμοποιούνται στις ηλεκτρικές μηχανές είναι οι εξής [11]: Μαγνήτες Alnico -35-

44 Κεφάλαιο 2 ο Οι μαγνήτες Alnico, οι οποίοι εμφανίστηκαν το 1931 αποτελούν το παλιότερο μαγνητικό υλικό για την κατασκευή ηλεκτρικών μηχανών. Συγκρινόμενοι με νεότερα μαγνητικά υλικά, οι μαγνήτες αυτοί παρουσιάζουν μικρές τιμές απομαγνητίζοντος πεδίου και υψηλό παραμένοντα μαγνητισμό. Αυτό σημαίνει πως για να αποφευχθεί ο απομαγνητισμός τους πρέπει να λειτουργούν βαθιά στην καμπύλη μαγνήτισής τους. Η πολύ μικρή σταθερά θερμοκρασίας αποτελεί το κύριο πλεονέκτημά τους, καθώς για αύξηση της θερμοκρασίας κατά ένα βαθμό Κελσίου ο παραμένων μαγνητισμός μειώνεται μόνο κατά 0.02%. Το εύρος λειτουργίας τους ξεκινά από τους -273 ο C και φτάνει μέχρι 400 ο C, προσφέροντας έτσι σταθερό μαγνητικό πεδίο σε πολύ μεγάλο εύρος θερμοκρασιών. Φερρίτες ή Κεραμικοί Μαγνήτες Οι κεραμικοί μαγνήτες πρωτοεμφανίστηκαν γύρω στο 1950 και κατά το 1970 άρχισαν να υποκαθιστούν σε διάφορες εφαρμογές τους πολύ ακριβότερους μαγνήτες Alnico. Παρουσιάζουν μεγάλη αντοχή σε πεδία απομαγνήτισης σε σχέση με τους Alnico. Έχουν υψηλή σταθερά θερμοκρασίας, καθώς ο παραμένων μαγνητισμός τους μεταβάλλεται κατά 0.2% ανά βαθμό Κελσίου και το εύρος λειτουργίας τους είναι από -40 ο C έως 200 ο C. Επίσης, οι μαγνήτες αυτοί είναι σκληροί αλλά εύθραυστοι και όντας οξείδια δεν διαβρώνονται ούτε επηρεάζονται από τις κλιματικές αλλαγές. Από την άλλη, μειονεκτήματα των φερριτών αποτελούν η μικρή τιμή παραμένοντα μαγνητισμού και η μικρή πυκνότητα ροής για συγκεκριμένο όγκο. Μαγνήτες σπάνιων γαιών Πρόκειται για μαγνήτες τελευταίας γενιάς και σε αυτή την κατηγορία ανήκουν το σαμάριο (Sm), το κοβάλτιο (Co) και το νεοδύμιο-σίδηρος-βόριο (Nd-Fe-B). Οι δύο πρώτοι πρωτοεμφανίστηκαν γύρω στο 1960 και οι τρίτοι το Έχοντας ως βασικό μειονέκτημα το υψηλό κόστος τους, οι σύγχρονοι αυτοί μαγνήτες έχουν πολύ καλύτερα μαγνητικά χαρακτηριστικά σε σύγκριση με τους κεραμικούς και τους Alnico. Τα χαρακτηριστικά των μαγνητών αυτών είναι οι μεγάλες τιμές του παραμένοντα μαγνητισμού και του απομαγνητίζοντος πεδίου καθώς και η ικανοποιητικά μεγάλη τιμή της ενέργειας (BH)max, που αποτελεί το μέγιστο ενεργειακό προϊόν το οποίο είναι ένα μέτρο του πόσο αντιστέκεται ο μαγνήτης στην απομαγνήτιση. Η μεγάλη τιμή του παραμένοντος μαγνητισμού επιτρέπει τη μείωση του όγκου της εφαρμογής. Ένα ακόμη μειονέκτημά τους είναι η εύκολη διάβρωση, γι αυτό συχνά συνίστανται να χρησιμοποιούνται επικαλύψεις. Τέλος, το NdFeB όπως και οι φερρίτες είναι ευαίσθητο στις υψηλές θερμοκρασίες και χρειάζεται προσοχή σε εφαρμογές άνω των 100 ο C. -36-

45 Κεφάλαιο 2 ο Μερικά από τα μαγνητικά υλικά και οι ιδιότητές τους απεικονίζονται στο Σχήμα 2.4. Επίσης στο Σχήμα 2.5 απεικονίζονται οι καμπύλες απομαγνήτισης διαφόρων μαγνητικών υλικών. Σχήμα 2.4: Μαγνητικά υλικά και οι ιδιότητές τους [12] Σχήμα 2.5: Καμπύλη απομαγνήτισης διαφόρων μαγνητικών υλικών [12] -37-

46 Κεφάλαιο 2 ο 2.2 Κατασκευαστικά χαρακτηριστικά και τύποι μηχανών μόνιμου μαγνήτη Η διαθεσιμότητα μόνιμων μαγνητών υψηλής πυκνότητας το 1950 οδήγησε στην ανάπτυξη dc μηχανών με τη διέγερση να προέρχεται από μόνιμο μαγνήτη αντί από τους ηλεκτρομαγνητικούς πόλους με τα τυλίγματα διέγερσης. Η άφιξη των ηλεκτρονικών μετατροπέων ισχύος στο τέλος της ίδιας δεκαετίας είχε ως αποτέλεσμα την ανάπτυξη μηχανών εναλλασσόμενου ρεύματος μόνιμου μαγνήτη και πιο συγκεκριμένα της Σύγχρονης Μηχανής Μόνιμου Μαγνήτη (PMSM ή Brushless AC) και της μηχανής Brushless DC. Οι μηχανές αυτές αναπτύσσονται ευρέως στις μέρες και χρησιμοποιούνται σε πολλές εφαρμογές. Η αυτοκίνηση, οι οικιακές συσκευές, η βιομηχανία, η ιατρική και η αεροδιαστημική είναι μερικές από αυτές. Οι κινητήρες αυτοί δεν έχουν ψήκτρες και η μετάβαση του ρεύματος γίνεται ηλεκτρονικά. Χρησιμοποιούνται ευρέως γιατί έχουν πολλά πλεονεκτήματα έναντι των κινητήρων συνεχούς ρεύματος (dc motor) και των ασύγχρονων κινητήρων (induction motor). Μερικά από αυτά είναι: Μεγάλη διάρκεια ζωής, κυρίως λόγω της έλλειψης ψηκτρών Μικρή συντήρηση Μικρότερη αδράνεια δρομέα Μεγάλη απόδοση Πολύ καλή δυναμική απόκριση Μεγάλη αναλογία ροπής/ισχύος και μεγέθους μηχανής Μειωμένος θόρυβος λειτουργίας Μεγάλο εύρος ταχυτήτων Στα Σχήματα 2.6 και 2.7 απεικονίζεται μια μηχανή μόνιμου μαγνήτη καθώς και η τομή της αντίστοιχα. Σχήμα 2.6: Μηχανή μόνιμου μαγνήτη [13] -38-

47 Κεφάλαιο 2 ο Σχήμα 2.7: Σχηματικό διάγραμμα της κατασκευής της μηχανής μόνιμου μαγνήτη [14] Κατασκευαστικά χαρακτηριστικά Τα στοιχεία αυτής της υποενότητας αντλήθηκαν κατά κύριο λόγο από τις αναφορές [6], [7], [15]. Ο δρομέας της μηχανής μόνιμου μαγνήτη αποτελείται από μόνιμους μαγνήτες ενώ τα τυλίγματα των φάσεων είναι τοποθετημένα στο στάτη. Όπως είπαμε, ο μόνιμος μαγνήτης είναι το αίτιο της διέγερσης και όχι τα τυλίγματα διέγερσης που συναντάμε στις κλασσικές εναλλασσόμενες μηχανές. Η διέγερση, δηλαδή οι μόνιμοι μαγνήτες, βρίσκεται στο δρομέα και το τριφασικό τύλιγμα βρίσκεται στο στάτη. Η ροπή που κινεί το δρομέα παράγεται λόγω της αλληλεπίδρασης των μαγνητικών πεδίων του στάτη και του δρομέα. Ως σύγχρονη μηχανή, ο δρομέας περιστρέφεται με την ίδια ταχύτητα που περιστρέφεται το στρεφόμενο μαγνητικό πεδίο του διακένου και σύμφωνα με τον τύπο: n f p s s = (2.6) όπου n s ο σύγχρονος αριθμός στροφών (Hz), f s η ηλεκτρική συχνότητα του στάτη (Hz) και p ο αριθμός ζευγών πόλων της μηχανής. Οι μηχανές μόνιμου μαγνήτη μπορούν να έχουν οποιοδήποτε αριθμό ζευγών πόλων και οποιοδήποτε αριθμό φάσεων μεγαλύτερο ή ίσο με ένα, αν και οι διφασικές και οι τριφασικές, κυρίως, είναι οι πιο διαδεδομένες. Ο στάτης είναι συνήθως ελασματοποιημένος με σκοπό να ελαχιστοποιηθούν τα δινορρεύματα. Τα τυλίγματα είναι τοποθετημένα σε αυλακώσεις που είναι κομμένες αξονικά κατά μήκος της εσωτερικής περιφέρειας του στάτη. Οι εγκοπές τείνουν να διασπάσουν την ομοιομορφία της ροής γι αυτό και πρέπει να τοποθετούνται -39-

48 Κεφάλαιο 2 ο ομοιόμορφα γύρω από το στάτη. Καθένα από αυτά τα τυλίγματα αποτελείται από μικρότερες περιελίξεις (περιελίξεις ή πυρήνες), οι οποίες ενώνονται για να αποτελέσουν το τύλιγμα. Κάθε τύλιγμα μοιράζεται στην περιφέρεια του στάτη για να δημιουργήσει ζυγό αριθμό πόλων. Λόγω των δονήσεων κατά τη λειτουργία της μηχανής, τα τυλίγματα είναι δυνατόν να προκαλέσουν θόρυβο και σε αυτή την περίπτωση χρησιμοποιείται εναλλακτική κατασκευή με καλούπι γύρω από το στάτη, η οποία αποτρέπει αυτές τις δονήσεις και επομένως μειώνει το θόρυβο. Υπάρχουν επίσης μηχανές στις οποίες ο στάτης είναι κατασκευασμένος χωρίς αυλακώσεις και τα τυλίγματα παίρνουν τη μορφή δαχτυλιδιού που τοποθετείται στην εσωτερική επιφάνεια του στάτη. Το πλεονέκτημα αυτής της δομής είναι η έλλειψη δημιουργίας ταλαντώσεων στη ροπή και ότι αφήνει περισσότερο χώρο στα τυλίγματα αλλά η μειωμένη δυνατότητα απομάκρυνσης της θερμότητας προς την εξωτερική επιφάνεια του στάτη μειώνει τα επιτρεπτά όρια της πυκνότητας του ρεύματος στα τυλίγματα. Επίσης, η απόδοση μιας μηχανής με στάτη χωρίς αυλακώσεις είναι σχεδόν πάντα μικρότερη από μια αντίστοιχη με αυλακώσεις. Αυτό οφείλεται στο γεγονός ότι το μαγνητικό διάκενο αέρα περιλαμβάνει το φυσικό διάκενο συν το ακτινικό πάχος των τυλιγμάτων, το οποίο συνεπάγεται τη μείωση του συντελεστή διαπερατότητας και της πυκνότητας της μαγνητικής ροής του διακένου. Όσον αφορά τη μεταξύ των τυλιγμάτων συνδεσμολογία, η σύνδεση τους είναι αστέρας, δηλαδή έχουν ένα κοινό σημείο και στο άλλο άκρο εφαρμόζεται η εκάστοτε φασική τάση. Τα χαρακτηριστικά των κινητήρων με συνδεσμολογία αστέρα είναι η μεγάλη ροπή σε χαμηλές στροφές αλλά η όχι τόσο υψηλή τελική ταχύτητα. Επίσης η συνδεσμολογία αυτή αποτρέπει τη ροή παρασιτικών ρευμάτων στα τυλίγματα καθώς δεν περιέχει κλειστό βρόχο και έτσι αποφεύγονται επιπλέον ταλαντώσεις στη ροπή και απώλειες στη μηχανή [6]. Όσον αφορά τον αριθμό των πόλων, υπάρχουν μηχανές από δύο μέχρι πενήντα πόλους αλλά στις περισσότερες περιπτώσεις προτιμάται αριθμός πόλων μικρότερος του δέκα. Ένας μεγαλύτερος αριθμός πόλων συνήθως δημιουργεί μεγαλύτερη ροπή για τον ίδιο επίπεδο ρεύματος. Από την άλλη, περισσότεροι πόλοι σημαίνουν λιγότερο χώρο για κάθε πόλο. Ο βέλτιστος αριθμός μαγνητικών πόλων για την εκάστοτε μηχανή είναι μια πολύπλοκη συνάρτηση γεωμετρίας του κινητήρα και των ιδιοτήτων των υλικών. Οι μηχανές μόνιμου μαγνήτη μπορούν γενικά να ταξινομηθούν με βάση τη διεύθυνση της μαγνητικής ροής πεδίου (Σχήμα 2.8) στο εσωτερικό της μηχανής σε: Μηχανές ακτινικής ροής (Radial field), στις οποίες η κατεύθυνση της ροής είναι παράλληλη με την ακτίνα της μηχανής -40-

49 Κεφάλαιο 2 ο Μηχανές αξονικής ροής (Axial field), στις οποίες η κατεύθυνση της ροής είναι παράλληλη με τον άξονα του δρομέα Σχήμα 2.8: Μηχανές ακτινικής και αξονικής ροής [6] Οι μηχανές ακτινικής ροής έχουν απλή κατασκευή και συναρμολόγηση και γι αυτό κατέχουν μια πολύ δημοφιλή θέση στην αγορά. Έχουν μεγαλύτερο μήκος άξονα από τις μηχανές αξονικής ροής και η αδράνεια του δρομέα διατηρείται σε χαμηλά επίπεδα ώστε να έχουν μικρό χρόνο απόκρισης στις αλλαγές φορτίου. Η μηχανή αξονικής ροής αποκτά σταδιακά μια θέση στην αγορά χρησιμοποιούμενη σε ένα μικρό αριθμό εφαρμογών καθώς εμφανίζει κάποια πλεονεκτήματα σε σχέση με τον ανταγωνιστή της. Τα πλεονεκτήματα αυτά είναι ο υψηλός ρυθμός επιτάχυνσης και η υψηλή πυκνότητα ισχύος ανά όγκο και ανά ενεργό βάρος μηχανής, καθώς και το μικρότερο μήκος του άξονα το οποίο συνεπάγεται μικρότερο συνολικό μέγεθος. Λόγω των πλεονεκτημάτων αυτών, οι μηχανές αξονικής ροής χρησιμοποιούνται σε συγκεκριμένες εφαρμογές αεροδιαστημικής, αεροπορίας, θαλάσσιες εφαρμογές καθώς και στην κατασκευή υβριδικών ηλεκτρικών οχημάτων, που είναι και πρόσφατη σχετικά προσθήκη στις εφαρμογές των μηχανών αυτών. Μια άλλη ταξινόμηση μπορεί να γίνει με βάση τον τρόπο τοποθέτησης των μαγνητών στο δρομέα. Έτσι έχουμε τις εξής κατηγορίες μηχανών: Με επιφανειακά τοποθετημένους μαγνήτες (surface PM) Με τοποθετημένους κάτω από την επιφάνεια του δρομέα μαγνήτες (surface inset PM) Με εσωτερικούς μαγνήτες (interior PM) και Με σφηνωμένους εσωτερικά μαγνήτες (interior PM with circumferential orientation) -41-

50 Κεφάλαιο 2 ο Η τοποθέτηση των μαγνητών στην επιφάνεια του δρομέα γίνεται με μια απλή και φθηνή διαδικασία και η κατασκευή αυτή προσφέρει υψηλή πυκνότητα ροής διακένου καθώς δεν περιλαμβάνεται κάποιο υλικό στο διάκενο. Μειονεκτήματα αποτελούν η χαμηλή μηχανική αντοχή αυτής της μηχανής καθώς οι μαγνήτες μπορεί να αποκολληθούν σε μεγάλες ταχύτητες ή σε απότομες αλλαγές της ταχύτητας λόγω των φυγόκεντρων ακτινικών δυνάμεων. Γι αυτό δεν προτιμούνται σε εφαρμογές υψηλών ταχυτήτων και στην πράξη οι μόνιμοι μαγνήτες τοποθετούνται μέσα στα ελάσματα του ρότορα και επικολλούνται γερά στην επιφάνεια για να αυξηθεί η μηχανική δύναμη του συνδυασμού ρότορα-μαγνήτη. Ως βασικό πλεονέκτημα αναφέρεται πως η διαφορά μεταξύ των αυτεπαγωγών του d και q άξονα προσεγγίζει το μηδέν, πράγμα το οποίο απλοποιεί τον έλεγχο και τη λειτουργία της μηχανής. Ο δεύτερος τύπος κατασκευής παρέχει μια ομοιόμορφη κυλινδρική επιφάνεια του δρομέα και είναι πολύ πιο στιβαρός μηχανικά από τη μηχανή με επιφανειακούς μαγνήτες. Το μειονέκτημα είναι πως έχουμε την εμφάνιση της επαγωγικής ροπής αντίδρασης, καθώς ο L λόγος μεταξύ της αυτεπαγωγής του q και d άξονα ( L q d ) είναι Οι δύο άλλες κατασκευές έχουν πολλά κοινά χαρακτηριστικά και τα βασικά είναι η μηχανική στιβαρότητα και η πιο σύνθετη κατασκευή σε σχέση με τα προαναφερθέντα είδη μηχανής. Γι αυτό είναι η πλέον κατάλληλη για λειτουργία σε υψηλές ταχύτητες. Επίσης ο λόγος L L q d είναι γύρω στο 3 αλλά ξεπερνά την τιμή αυτή για ορισμένες κατασκευές. Ο πρώτος τύπος μηχανής με εσωτερικούς μαγνήτες παρέχει πολύ υψηλούς ρυθμούς επιτάχυνσης που είναι απαραίτητοι στους σερβοκινητήρες αλλά παρά αυτό το πλεονέκτημα χρησιμοποιούνται ελάχιστα σήμερα σε ανάλογες εφαρμογές. Ο τύπος μηχανής με τους σφηνωμένους μαγνήτες απαιτεί μόνιμους μαγνήτες μεγάλου όγκου για την κατασκευή τους οπότε δεν είναι κατάλληλος για μαγνήτες υψηλής πυκνότητας γιατί είναι ακριβοί. Από την άλλη πλευρά, αυτή η τοποθέτηση των μαγνητών προσφέρει μια υψηλότερη πυκνότητα ροής διακένου από τους ίδιους τους μαγνήτες και αυτό επιτυγχάνεται από το γεγονός πως η εγκάρσια τομή των μαγνητών είναι πολύ μεγαλύτερη από την επιφάνεια του ρότορα που μεταφέρει τη ροή από ένα μαγνήτη στο στάτη. Αυτό το χαρακτηριστικό είναι πολύ επιθυμητό από την άποψη της υψηλότερης απόδοσης και της μικρότερης διέγερσης του στάτη για την ίδια έξοδο ισχύος. Ακολουθεί απεικόνιση των κατηγοριών των δρομέων που προαναφέρθηκαν. Οι τέσσερις διαφορετικές κατασκευές απεικονίζονται στο Σχήμα

51 Κεφάλαιο 2 ο Σχήμα 2.9: Τύποι δρομέα μόνιμου μαγνήτη [15] Τύποι μηχανών μόνιμου μαγνήτη Η βασική κατηγοριοποίηση των μηχανών μόνιμου μαγνήτη γίνεται με βάση τη μορφή της επαγόμενης τάσης από τους μαγνήτες του δρομέα στα τυλίγματα του στάτη (back-emf) ή ισοδύναμα με βάση τη κατανομή των τυλιγμάτων του στάτη [7], [15]. Η διαφορετική κατανομή επιτυγχάνεται πυκνώνοντας ή αραιώνοντας τα τυλίγματα σε συγκεκριμένα σημεία του στάτη έτσι ώστε να προκύψει η αντίστοιχη μορφή της ηλεκτρεγερτικής δύναμης. Οι δυο διαφορετικοί τύποι μηχανής μόνιμου μαγνήτη είναι: Οι τραπεζοειδείς ή brushless dc μηχανές (PM brushless dc), οι οποίες έχουν τραπεζοειδή μορφή της επαγόμενης τάσης άρα και τα φασικά ρεύματα έχουν τετραγωνική μορφή Οι ημιτονοειδείς ή σύγχρονες μηχανές μόνιμου μαγνήτη (Permanent Magnet Synchronous motor, PMSM για συντομία), στις οποίες η επαγόμενη τάση έχει μορφή ημιτόνου το οποίο συνεπάγεται ότι απαιτείται τροφοδοσία της μηχανής με ημιτονοειδείς τάσεις και ρεύματα. Οι δυο μορφές επαγωγικής τάσης απεικονίζονται στο σχήμα

52 Κεφάλαιο 2 ο Σχήμα 2.10: Ημιτονοειδής και τραπεζοειδής ηλεκτρεγερτική δύναμη [6] Οι βασικές διαφορές των δύο τύπων μηχανών παρατίθενται ακολούθως: - Για την ίδια τιμή απωλειών, η μηχανή brushless dc έχει 15.4% περισσότερη πυκνότητα ισχύος από τη PMSM. Αυτό μπορεί να αποδοθεί στο γεγονός ότι ο λόγος της rms τιμής προς τη μέγιστη (peak) τιμή της πυκνότητας μαγνητικής ροής είναι υψηλότερος στη μηχανή brushless dc. - Ο λόγος κατάτμησης των φασικών ρευμάτων στην brushless dc είναι 2/3 ενώ στη PMSM είναι 1. Αυτό οφείλεται στο γεγονός ότι στην πρώτη περίπτωση, τετραγωνικοί παλμοί ρεύματος με διάρκεια 120 o τροφοδοτούν τη μηχανή το οποίο σημαίνει πως κάθε στιγμή μόνο δύο από τις τρεις φάσεις της μηχανής άγουν. Αντίθετα, στη δεύτερη περίπτωση κάθε στιγμή και οι τρεις φάσεις του αντιστροφέα -44-

53 Κεφάλαιο 2 ο άγουν, το οποίο έχει ως αποτέλεσμα μεγαλύτερες διακοπτικές απώλειες και απώλειες αγωγής. Επίσης στις brushless dc υπάρχει επαρκής χρόνος για να κρυώσουν τα διακοπτικά στοιχεία, πράγμα το οποίο ενισχύει τη θερμική αξιοπιστία του αντιστροφέα. - Στη μηχανή brushless dc τα ρεύματα είναι τετραγωνικής μορφής με μεταβαλλόμενη συχνότητα οπότε είναι πιο εύκολα να τα συνθέσεις συγκρινόμενα με τα ημιτονοειδή ρεύματα μεταβαλλόμενης συχνότητας της σύγχρονης μηχανής μόνιμου μαγνήτη. Αυτό έχει ως συνέπεια ο έλεγχος των brushless dc μηχανών να είναι πιο απλός από τον έλεγχο των PMSM. - Στις brushless dc μηχανές η μετάβαση του ρεύματος απαιτείται κάθε 60 ο, δηλαδή κάθε 1/6 του ηλεκτρικού κύκλου. Αυτό σημαίνει πως απαιτείται γνώση της θέσης του δρομέα με ακρίβεια 60 ο. Το ρόλο αυτό αναλαμβάνουν οι φθηνοί αισθητήρες Hall που πάνε συνήθως πακέτο με όλες τις μηχανές μόνιμου μαγνήτη, τους οποίους θα τους αναλύσουμε στη συνέχεια. Αντίθετα, στις σύγχρονες μηχανές μόνιμου μαγνήτη πρέπει να γνωρίζουμε τη θέση του δρομέα κάθε στιγμή για να κατασκευάσουμε τα ημίτονα ρεύματος. Στις /μηχανές αυτές χρησιμοποιούνται ακριβοί αισθητήρες θέσης (position encoders) με ακρίβεια σαφώς μεγαλύτερη από αυτή των αισθητήρων Hall οπότε το κόστος κατασκευής της μηχανής αυξάνει πάρα πολύ. - Όπως είναι φυσικό, η τοποθέτηση των position encoders είναι περισσότερο πολύπλοκη σε σχέση με την εγκατάσταση των αισθητήρων Hall γι αυτό όλες οι μηχανές μόνιμου μαγνήτη έχουν ενσωματωμένους αισθητήρες Hall και όχι τους άλλους. Στη διπλωματική αυτή θα προσπαθήσουμε να ελέγξουμε ένα κινητήρα ο οποίος είναι PMSM με χρήση των αισθητήρων Hall που είναι ενσωματωμένοι και θα δούμε πόσο καλά αποκρίνεται ο έλεγχος χωρίς τη χρήση των αισθητήρων θέσης (position encoders). - Τέλος, η κυμάτωση της ροπής λόγω της μετάβασης του ρεύματος στις μηχανές brushless dc είναι υψηλή σε σχέση με την κυμάτωση ροπής στις ημιτονοειδείς PMSM, το οποίο συνεπάγεται φυσικά μικρότερο βαθμό απόδοσης στην πρώτες. Σε εφαρμογές χαμηλής απόδοσης η κυμάτωση αυτή δεν έχει πολύ μεγάλη σημασία αλλά σε εφαρμογές όπου η υψηλή απόδοση είναι απαραίτητη, αυτή η κυμάτωση ροπής δε γίνεται δεκτή. -45-

54 Κεφάλαιο 2 ο Κινητήρας του υπό μελέτη οχήματος Οι κινητήρες που είναι στο buggy του Εργαστηρίου είναι σύγχρονοι κινητήρες μόνιμου μαγνήτη πρέπει δηλαδή να τροφοδοτηθούν με ημίτονα στο ρεύμα και στην τάση. Οι controllers που είχαν παραγγελθεί κατά τη συναρμολόγηση του οχήματος από τους φοιτητές Δ. Βιδιαδάκη και Ν. Τσιάρα παράγουν τετραγωνικούς παλμούς στην έξοδό τους με αποτέλεσμα η τροφοδοσία να έχει υψηλό αρμονικό περιεχόμενο, γεγονός που οδηγεί σε υψηλές ταλαντώσεις (δονήσεις) και θόρυβο κατά τη λειτουργία του οχήματος. Έτσι, ο σκοπός αυτής της διπλωματικής εργασίας είναι να σχεδιαστεί ελεγκτής κατάλληλος για το συγκεκριμένο τύπο κινητήρα, δηλαδή ελεγκτής που να παράγει στην έξοδό του ημιτονοειδή μεγέθη. Γι αυτό το λόγο στη συνέχεια θα αναφερθούμε περιληπτικά στη λειτουργία της dc brushless μηχανής και εκτενέστερα στη λειτουργία της σύγχρονης μηχανής μόνιμου μαγνήτη. 2.3 Αισθητήρες Hall - Φαινόμενο Hall Όπως αναφέραμε νωρίτερα οι μηχανές μόνιμου μαγνήτη έχουν συνήθως ενσωματωμένους κάποιους αισθητήρες [16] για να μπορούν να γνωρίζουν τη θέση του δρομέα με ακρίβεια 60 ο. Οι αισθητήρες αυτοί λέγονται αισθητήρες Hall και χρησιμοποιούνται για τον έλεγχο των dc brushless μηχανών ώστε να γνωρίζουμε ποιες φάσεις πρέπει να τροφοδοτηθούν σε κάθε στιγμή (υπενθυμίζουμε πως σε μια dc brushless άγουν κάθε στιγμή δύο φάσεις). Η γνώση της θέσης του δρομέα είναι απαραίτητη γιατί απουσιάζουν οι ψήκτρες που υπάρχουν στις dc μηχανές οπότε η μετάβαση του ρεύματος γίνεται ηλεκτρονικά. Να σημειώσουμε ότι με τον όρο μετάβαση (commutation) εννοούμε το φαινόμενο κατά το οποίο ένα ρεύμα μεταβαίνει από ένα κλάδο σε ένα άλλο, υπό ταυτόχρονη ροή ρεύματος και στους δύο κλάδους. Οι αισθητήρες αυτοί τοποθετούνται στο στάτη της μηχανής μετατοπισμένοι μεταξύ τους ανά 60 ο ή 120 ο που είναι και το πιο σύνηθες (Σχήμα 2.11). Στη δεύτερη περίπτωση, κάθε 60 ο προκύπτει ένας συνδυασμός και κάθε στιγμή τουλάχιστον ένας από τους τρεις αισθητήρες πρέπει να είναι ενεργοποιημένος αλλά όχι και οι τρεις μαζί. Έτσι έχουμε συνολικά έξι διαφορετικούς συνδυασμούς σημάτων στη διάρκεια ενός ηλεκτρικού κύκλου. Γι αυτό και ο έλεγχος που εφαρμόζεται στη brushless dc μηχανή λέγεται six-step BLDC control ή six-step commutation. Σε αυτό το σημείο πρέπει να τονίσουμε πως ο ηλεκτρικός και ο μηχανικός κύκλος δεν είναι το ίδιο πράγμα. Ο αριθμός των ηλεκτρικών κύκλων προκειμένου να συμπληρωθεί ένας μηχανικός κύκλος είναι ίσος με τον αριθμό των πόλων του δρομέα. Με άλλα λόγια, 60 ηλεκτρικές μοίρες αντιστοιχούν σε 60/p μηχανικές μοίρες, όπου p τα ζεύγη πόλων. -46-

55 Κεφάλαιο 2 ο Η λειτουργία των αισθητήρων αυτών στηρίζεται στο φαινόμενο Hall όπως υποδηλώνει και το όνομά τους. Σύμφωνα με τη θεωρία που ανέπτυξε ο Edwin Hall το 1879, αν ένας αγωγός ρεύματος βρίσκεται μέσα σε μαγνητικό πεδίο, το μαγνητικό πεδίο ασκεί μια εγκάρσια δύναμη στους κινούμενους αγωγούς φορτίου η οποία τείνει να τους σπρώξει προς τη μια πλευρά του αγωγού. Αυτό έχει ως αποτέλεσμα τη δημιουργία μιας διαφοράς δυναμικού στις άκρες του αγωγού με διεύθυνση κάθετη ως προς το ρεύμα και το μαγνητικό πεδίο η οποία τείνει να ισορροπήσει τη μαγνητική αυτή επίδραση, ώστε δηλαδή στο τέλος να μην έχουμε μεταφορά φορτίων. Η παρουσία αυτής της κάθετης τάσης ονομάζεται φαινόμενο Hall. Κάθε φορά που ένας μαγνητικός πόλος στο δρομέα περνά κοντά σε ένα αισθητήρα Hall, ο αισθητήρας δίνει ένα υψηλό ή ένα χαμηλό σήμα υποδηλώνοντας ότι ο βόρειος (Ν) ή ο νότιος (S) πόλος αντίστοιχα περνά δίπλα του. Επίσης κάθε 120 ο ενεργοποιείται ένας εκ των αισθητήρων και παραμένει ενεργοποιημένος για 180 ο. Βασιζόμενοι στο συνδυασμό των τριών αισθητήρων, μπορούμε να καθορίσουμε την ακριβή διαδοχή της μετάβασης. Η τοποθέτηση των αισθητήρων Hall στο στάτη είναι μια πολύπλοκη διαδικασία και οποιαδήποτε απόκλιση σε σχέση με τους μαγνήτες του δρομέα θα επιφέρει λανθασμένη πληροφορία για τη θέση του δρομέα. Για να απλοποιηθεί η διαδικασία, μερικοί κινητήρες έχουν τους μαγνήτες των αισθητήρων Hall στο ρότορα μαζί με τους μόνιμους μαγνήτες (Σχήμα 2.12). Έτσι όταν ο δρομέας περιστρέφεται, οι μαγνήτες των Hall δίνουν το ίδιο αποτέλεσμα με τους μαγνήτες του δρομέα. Όσον αφορά την τροφοδοσία τους, απαιτούν συνεχή τάση από 4 έως 24 V και ρεύμα από 5 έως 15 ma, ενώ ως εξόδους έχουν τετραγωνικούς παλμούς τάσης. Σχήμα 2.11: Φωτογραφία όπου οι Hall αισθητήρες είναι τοποθετημένοι στο στάτη [17] -47-

56 Κεφάλαιο 2 ο Σχήμα 2.12: Σχηματικό διάγραμμα μηχανής με τους αισθητήρες Hall πάνω στο δρομέα [16] 2.4 Αρχή λειτουργίας σύγχρονης μηχανής μόνιμου μαγνήτη (PMSM) Όπως είπαμε, ο στάτης της σύγχρονης μηχανής μόνιμου μαγνήτη [18] είναι παρόμοιος με αυτόν μιας επαγωγικής μηχανής με την κύρια διαφορά να βρίσκεται στο δρομέα. Εκεί που η επαγωγική μηχανή έχει κλωβό ή δακτυλιοφόρο δρομέα, ο δρομέας της PMSM αποτελείται από μόνιμους μαγνήτες και από ελάσματα. Απαραίτητη προϋπόθεση για να δημιουργηθεί ένα στρεφόμενο μαγνητικό πεδίο με σταθερό εύρος και σταθερό αριθμό στροφών είναι η ύπαρξη τριών συμμετρικών τυλιγμάτων τοποθετημένων κατά 120 ο μεταξύ τους στο χώρο και τροφοδοτούμενων από ημιτονοειδές τριφασικό σύστημα τάσεων με διαφορά φάσης 120 ο μεταξύ τους. Στο Σχήμα 2.13 μπορούμε να δούμε την τοποθέτηση των τυλιγμάτων του στάτη για μια τριφασική μηχανή με 2 πόλους ανά φάση. Σχήμα 2.13: Σύγχρονη μηχανή μόνιμου μαγνήτη με 2 πόλους [18] -48-

57 Κεφάλαιο 2 ο Στο Σχήμα 2.14 φαίνεται πώς το μαγνητικό πεδίο που παράγεται από τους ηλεκτρομαγνήτες αλληλεπιδρά με το μαγνητικό πεδίο που παράγεται από το μόνιμο μαγνήτη, το οποίο έχει ως αποτέλεσμα την περιστροφική κίνηση του μαγνήτη. Δύο μαγνητικοί πόλοι του ίδιου προσανατολισμού (βόρειος-βόρειος, νότιος-νότιος) πάντα απωθούνται ενώ δύο μαγνητικοί πόλοι αντίθετου προσανατολισμού (βόρειος-νότιος, νότιος-βόρειος) πάντα έλκουν ο ένας τον άλλον. Σχήμα 2.14: Αρχή λειτουργίας μαγνητικού πεδίου [18] Η αρχή στην οποία βασίζεται η λειτουργία της σύγχρονης μηχανής μόνιμου μαγνήτη είναι η αλληλεπίδραση μεταξύ του στρεφόμενου μαγνητικού πεδίου που παράγεται από το στάτη και του μαγνητικού πεδίου που παράγεται από το ρότορα. Το πλεονέκτημα της μηχανής αυτής είναι η παραγωγή μαγνητικής ροής στο ρότορα από τους μόνιμους μαγνήτες χωρίς να χρειάζεται ηλεκτρική ενέργεια για την τροφοδοσία της. Τροφοδοτώντας τα τυλίγματα του στάτη με τάση, το μαγνητικό πεδίο που δημιουργείται στο στάτη θα αρχίσει να περιστρέφεται. Η ταχύτητα περιστροφής είναι ανάλογη με τη συχνότητα των τάσεων τροφοδοσίας, αποκαλείται σύγχρονη ταχύτητα και όπως είπαμε δίνεται από τον τύπο (2.6) η οποία εκφράζεται συνήθως σε rpm (rounds per minute) οπότε παίρνει την εξής μορφή: f p s n s = 60 (2.7) Η ηλεκτρική συχνότητα εξαρτάται από τον αριθμό των πόλων ανά φάση και τη σύγχρονο αριθμό στροφών. Ο τύπος υπολογισμού αυτής είναι: -49-

58 Κεφάλαιο 2 ο n =n p (2.8) e s 2.5 Μετασχηματισμός Clarke-Park Στα τριφασικά συστήματα, όλα τα ηλεκτρικά μεγέθη μεταβάλλονται με βάση τη ηλεκτρική συχνότητα περιστροφής. Αυτό καθιστά τον έλεγχο των μηχανών πάρα πολύ δύσκολο καθώς οι εξισώσεις που περιγράφουν τη μηχανή είναι διαφορικές με μεταβλητούς συντελεστές και άρα ο χειρισμός τους είναι επίπονος. Με σκοπό να απλοποιήσουμε τις εξισώσεις αυτές, χρησιμοποιούμε το μετασχηματισμό Clarke-Park [23]. Ο μετασχηματισμός Clarke-Park είναι ένας μετασχηματισμός που χρησιμοποιείται ευρέως στα τριφασικά συστήματα και επιτρέπει τη μετατροπή των τριών ac μεγεθών (τάσεις, ρεύματα) που βρίσκονται στο σταθερό πλαίσιο αναφοράς a-b-c σε δύο dc μεγέθη στο σύγχρονα στρεφόμενο και προσανατολισμένο στο στάτη πλαίσιο αναφοράς κάθετων αξόνων d-q, δηλαδή σε ορθοκανονικό πλαίσιο που στρέφεται με το σύγχρονο αριθμό στροφών. Έτσι οι διαφορικές εξισώσεις που περιγράφουν τη μηχανή γίνονται γραμμικές με σταθερούς συντελεστές και επομένως ο έλεγχος του συστήματος γίνεται πιο εύκολος. Οι a-b-c ποσότητες του στάτη μετασχηματίζονται σε ένα νέο σύνολο αντίστοιχων ποσοτήτων που ονομάζονται συνιστώσες. Αυτές είναι οι συνιστώσες ευθέος άξονα (d), εγκάρσιου άξονα (q) και μηδενικής ακολουθίας (0). Κατά το μετασχηματισμό αυτό, το τριφασικό σύστημα a-b-c μετατρέπεται πρώτα σε ένα στατικό διφασικό σύστημα α-β μέσω του μετασχηματισμού Clarke και στη συνέχεια στο στρεφόμενο διφασικό σύστημα d-q, όπως φαίνεται και στο Σχήμα Σχήμα 2.15: Μετασχηματισμός Clarke-Park [19] -50-

59 Κεφάλαιο 2 ο Ακολουθεί στη συνέχεια ο μετασχηματισμός Clarke, δηλαδή ο στατός Clarke-Park ο οποίος προκύπτει από το δεύτερο εάν θέσουμε θ=0 (το οποίο είναι λογικό αφού το διφασικό α-β παραμένει στατικό): a a b = 0 b c γ (2.9) Η γ συνιστώσα της τάσης και του ρεύματος είναι 0, επειδή σε ένα τριφασικό συμμετρικό σύστημα ισχύει: Va + Vb + Vc = 0 καθώς και Ι a +Ι b +Ι c = 0. Ο κλασσικός Clarke διατηρεί τα πλάτη των τάσεων και των ρευμάτων κατά το μετασχηματισμό, αλλά όχι την ηλεκτρική ισχύ. Στη συνέχεια έπεται ο μετασχηματισμός Clarke-Park, δηλαδή ο στρεφόμενος Clarke: 2π 2π cos q cos( q- ) cos( q+ ) d 3 3 a q π π -sin -sin( - ) -sin( ) = q q q+ b o c (2.10) όπου θ=ωt+θ ο, με ω μια οποιαδήποτε γωνιακή ταχύτητα του δρομέα και θ ο την αρχική γωνία του. Η συνιστώσα μηδενικής ακολουθίας 0 για ένα τριφασικό συμμετρικό σύστημα τάσεων και ρευμάτων είναι 0. Ο μετασχηματισμός Clarke-Park που χρησιμοποιείται στον έλεγχο δεν είναι ο κανονικοποιημένος που διατηρεί την ηλεκτρική ισχύ αλλά ο κλασσικός που διατηρεί το πλάτος των τάσεων και των ρευμάτων. 2.6 Βασικές εξισώσεις σύγχρονης μηχανής μόνιμου μαγνήτη (PMSM) Σε αυτό το κεφάλαιο παρουσιάζονται οι εξισώσεις της σύγχρονης μηχανής μόνιμου μαγνήτη [15], [18] για να αποκτήσει ο αναγνώστης τις απαραίτητες γνώσεις ώστε να μπορεί να αντιληφθεί τις τεχνικές έλεγχου που εφαρμόζουμε στα επόμενα κεφάλαια. Ο στάτης της σύγχρονης μηχανής μόνιμου μαγνήτη και της κλασσικής σύγχρονης μηχανής με τύλιγμα διέγερσης είναι παρόμοιοι. Επίσης δεν υπάρχει διαφορά μεταξύ της ηλεκτρεγερτικής δύναμης (back-emf) που παράγεται από ένα μόνιμο μαγνήτη και ένα -51-

60 Κεφάλαιο 2 ο διεγερμένο τύλιγμα. Γι αυτό το μαθηματικό μοντέλο της πρώτης είναι πολύ κοντινό με το αντίστοιχο της δεύτερης Εξισώσεις στο στατικό τριφασικό σύστημα αναφοράς a-b-c Εφαρμόζοντας στα τυλίγματα του στάτη της μηχανής το μοντέλο τάσης, λαμβάνεται το τριφασικό σύστημα εξισώσεων της μηχανής με τη μορφή πινάκων το οποίο είναι: dλ s v s=r si s+ (2.11) dt όπου: Va v= s Vb V c, το διάνυσμα χώρου των φασικών τάσεων του στάτη, Ia i= s Ib I c, το διάνυσμα χώρου των φασικών ρευμάτων του στάτη, λ λ= s λ λ a b c στάτη και, το διάνυσμα χώρου των φασικών πεπλεγμένων μαγνητικών ροών του R s, η αντίσταση των τυλιγμάτων του στάτη H φασική πεπλεγμένη μαγνητική ροή του στάτη περιλαμβάνει τη ροή λόγω των φασικών ρευμάτων και τη ροή λόγω των μόνιμων μαγνητών, οπότε η λ s γίνεται: όπου: Laa Lab Lac λ ss = Lba Lbb Lbc is Lca Lcb L cc λ s =λ ss +λ sr (2.12), η ροή λόγω των φασικών ρευμάτων με και sin(θ) 2π λ =λ sin(θ- ), η ροή λόγω των μόνιμων μαγνητών. 3 2π sin(θ+ ) 3 sr af Τέλος η εισερχόμενη στη μηχανή ενεργός ισχύς στο a-b-c σύστημα αναφοράς δίνεται από τον τύπο: -52-

61 Κεφάλαιο 2 ο T P i=vsi s=vai a+vbi b+vci c (2.13) Εξισώσεις στο στρεφόμενο διφασικό σύστημα αναφοράς d-q Αν στις παραπάνω εξισώσεις εφαρμόσουμε το μετασχηματισμό Clarke-Park προκύπτει το δυναμικό μοντέλο της μηχανής. Οι τάσεις και οι μαγνητικές ροές στον άξονα q και d αντίστοιχα είναι: diqs Vqs = RI s qs + Lq +ω rli d ds +ωλ r af (2.14) dt di V L I R I L dt ds ds = ω r q qs + s ds + d (2.15) λ = (2.16) qs LI q qs όπου: L d είναι η αυτεπαγωγή του d άξονα λ ds = LI d d +λ af (2.17) L q είναι η αυτεπαγωγή του q άξονα λ ds είναι η πεπλεγμένη μαγνητική ροή του d άξονα λ qs είναι η πεπλεγμένη μαγνητική ροή του q άξονα λ af είναι η πεπλεγμένη μαγνητική ροή του δρομέα λόγω των μαγνητών ω r είναι η ηλεκτρική ταχύτητα του δρομέα (rad/sec) Το μέτρο της συνολικής πεπλεγμένης ροής του στάτη στο dq σύστημα δίνεται από τον εξής τύπο: ( ) 2 ( ) 2 ( LI ) 2 ( LI ) 2 λ = λ + λ = λ + + (2.18) s ds qs af d ds q qs Σημαντικό κομμάτι του δυναμικού μοντέλου της μηχανής παίζει και η εξίσωση κίνησης η οποία δίνεται από τη σχέση: όπου: e m dωm Te = J + TL + Bω m (2.19) dt ω ω = είναι η μηχανική ταχύτητα του δρομέα p p είναι ο αριθμός ζευγών πόλων του δρομέα T e είναι η ηλεκτρομαγνητική ροπή που παράγει ο κινητήρας -53-

62 Κεφάλαιο 2 ο J είναι η ροπή αδράνειας της μηχανής και του φορτίου μαζί T L είναι η ροπή του φορτίου B είναι ο συντελεστής τριβής της μηχανής και του φορτίου Η πιο βασική μεταβλητή εξόδου της μηχανής είναι η ηλεκτρομαγνητική ροπή T e που παράγει ο κινητήρας, η οποία ελέγχει τα δυναμικά μεγέθη της μηχανής όπως την ταχύτητα και τη θέση του δρομέα και δίνεται από την εξής σχέση: 3 T e = p(λdsiqs-λqsi ds) 2 (2.20) όπου ο συντελεστής 3 2 εμφανίζεται λόγω της συνθήκη ισοδυναμίας της ισχύος μεταξύ του a- b-c και του d-q συστήματος γιατί όπως είπαμε ο χρησιμοποιούμενος μετασχηματισμός (Clarke-Park) δεν είναι κανονικοποιημένος και για αυτό δεν διατηρεί την ηλεκτρική ισχύ. Η απαιτούμενη ισοδυναμία επέρχεται με τη προσθήκη του συντελεστή αυτού στη σχέση ροπής. Αν χρησιμοποιούσαμε τον κανονικοποιημένο μετασχηματισμό, αυτός ο συντελεστής θα απουσίαζε. Η παραπάνω σχέση, χρησιμοποιώντας τις σχέσεις (2.16) και (2.17), μετασχηματίζεται στην ακόλουθη: 3 Te = p[ λ af + (Ld L q )I ds)]iqs (2.21) 2 Σημειώνεται πως για μηχανές με επιφανειακά τοποθετημένους μαγνήτες (surface PM) όπου Ld = Lq, η εξίσωση της ροπής απλοποιείται στην: 3 Te = pλ af Iqs (2.22) 2 Όσον αφορά την συνολική ενεργό ισχύ που εισέρχεται στη μηχανή στο d-q σύστημα δίνεται από τον τύπο: 3 P= i (VI qs qs +VI ds ds) 2 (2.23) όπου κάνει την εμφάνισή του πάλι ο συντελεστής 3 2, όπως εξηγήσαμε νωρίτερα. Τέλος, παρατίθενται τα ισοδύναμα δυναμικά κυκλώματα στο d-q σύστημα αναφοράς, τα οποία προκύπτουν από τις παραπάνω εξισώσεις (Σχήμα 2.16). -54-

63 Κεφάλαιο 2 ο Σχήμα 2.16: (a) Ισοδύναμο δυναμικό κύκλωμα στάτη στον άξονα q και (b) Ισοδύναμο δυναμικό κύκλωμα στάτη στον άξονα d μηχανής PMSM [15] Κατά τη λειτουργία σε μόνιμη κατάσταση, τα ρεύματα στους q και d άξονες είναι σταθερές ποσότητες, οπότε οι αυτεπαγωγές L d,l q απαλείφονται από τα ισοδύναμα κυκλώματα. Στο Σχήμα 2.17 όπου απεικονίζονται τα ισοδύναμα της μόνιμης κατάστασης, διαγράφονται επίσης με τη μορφή αντίστασης (R c ) οι απώλειες του πυρήνα, οι οποίες οφείλονται στις απώλειες υστέρησης και στα δινορρεύματα που προκαλούνται από το μαγνητικό πεδίο. Οι απώλειες αυτές παραλείπονται στα δυναμικά ισοδύναμα κυκλώματα καθώς έχουν κυρίαρχο ρόλο στη μόνιμη κατάσταση. -55-

64 Κεφάλαιο 2 ο Σχήμα 2.17: (a) Ισοδύναμο κύκλωμα μόνιμης κατάστασης στον άξονα q και (b) Ισοδύναμο κύκλωμα μόνιμης κατάστασης στον άξονα d μηχανής PMSM [15] 2.7 Βασικές εξισώσεις μηχανής μόνιμου μαγνήτη brushless dc Η κατανομή μαγνητικής ροής στη brushless dc μηχανή είναι τραπεζοειδής και γι αυτό το σύστημα αναφοράς d-q δεν μπορεί να εφαρμοστεί [15]. Δεδομένης της μη ημιτονοειδούς κατανομής, είναι συνετό να αναπτύξουμε ένα μοντέλο της brushless dc μηχανής με φασικές μεταβλητές. Οι εξισώσεις των τυλιγμάτων του στάτη σύμφωνα με τη (2.11) προκύπτουν: Va Rs 0 0 Ia Laa Lab Lac Ia ea d V = 0 R 0 I + L L L I + e b s b ba bb bc b b dt V c 0 0 R s I c Lca Lcb L cc I c e c (2.24) όπου οι ea, eb, e c είναι οι ηλεκτρεγερτικές δυνάμεις που παράγονται από το μόνιμο μαγνήτη και έχουν τραπεζοειδή μορφή. Υποθέτοντας πως δεν υπάρχει καμία αλλαγή στη μαγνητική αντίσταση όταν αλλάζει η γωνία και υποθέτοντας συμμετρικό τριφασικό σύστημα, οι αυτεπαγωγές όλων των φάσεων είναι ίσες και οι αμοιβαίες επαγωγές μεταξύ των φάσεων είναι ίσες μεταξύ τους: -56-

65 Κεφάλαιο 2 ο L aa =L bb =L cc =L (2.25) L ab =L ba =L ac =L ca =L bc =L cb =M (2.26) Όμως σε ένα συμμετρικό τριφασικό σύστημα ισχύει: η οποία γίνεται I a+i b+i c=0 (2.27) MI b+mi c=-mi a (2.28) Οπότε η σχέση (2.24) λόγω των (2.25), (2.26) και (2.28) γίνεται: Va R s 0 0 Ia L-M 0 0 Ia ea d V = 0 R 0 I + 0 L-M 0 I + e b s b b b dt V c 0 0 R s I c 0 0 L-M I c e c Η ηλεκτρομαγνητική ροπή δίνεται από τον εξής τύπο: e a a b b c c m (2.29) 1 T =(e I +e I +e I ) (2.30) ω Στο Σχήμα 2.18 απεικονίζεται το ισοδύναμο κύκλωμα της PM brushless dc που προκύπτει από τις δυναμικές εξισώσεις της, συνδεδεμένο σε ένα αντιστροφέα. Σχήμα 2.18: Ισοδύναμο δυναμικό κύκλωμα μηχανής brushless dc συνδεδεμένο σε αντιστροφέα [15] -57-

66 Κεφάλαιο 2 ο 2.8 Εφαρμογές των κινητήρων μόνιμου μαγνήτη Οι κινητήρες μόνιμου μαγνήτη χρησιμοποιούνται σε ένα μεγάλο εύρος ισχύος από mws μέχρι μερικές εκατοντάδες kws. Γι αυτό καλύπτουν μια μεγάλη ποικιλία εφαρμογών, οι περισσότερες από τις οποίες αναφέρονται παρακάτω [20]: Βιομηχανία: - Βιομηχανικοί μηχανισμοί ηλεκτροκίνησης πχ. αντλίες, ανεμιστήρες - Μηχανές επεξεργασίας υλικών - Μηχανισμοί ηλεκτροκίνησης σερβοκινητήρων - Αυτοματοποιημένες διαδικασίες - Εσωτερικά συστήματα μεταφοράς - Ρομπότ Δημόσια και ιδιωτική ζωή: - Θέρμανση, εξαερισμός και κλιματισμός - Μηχανήματα αυτόματης ανάληψης (ATM) - Μηχανήματα έκδοσης εισιτηρίων - Bar code σκάνερ στα σουπερμάρκετ - Ρολόγια - Εξοπλισμός κουζίνας (ψυγεία, φούρνοι μικροκυμάτων, πλυντήρια πιάτων κλπ.) - Εξοπλισμός μπάνιου (ξυριστικές μηχανές, ηλεκτρικές οδοντόβουρτσες) - Πλυντήρια και στεγνωτήρια - Ηλεκτρικές σκούπες - Μηχανές γκαζόν - Κάμερες - Κινητά τηλέφωνα - Συστήματα ασφαλείας (αυτόματες γκαραζόπορτες, αυτόματες πόρτες) Εξοπλισμός πληροφορίας και γραφείου: - Ηλεκτρονικοί υπολογιστές - Εκτυπωτές - Σκάνερ - Φωτοτυπικά μηχανήματα Αυτοκίνητα με μηχανές εσωτερικής καύσης -58-

67 Κεφάλαιο 2 ο Μεταφορά: - Ασανσέρ και κυλιόμενες σκάλες - Ηλεκτρικά τρένα και τραμς - Ηλεκτρικά αυτοκίνητα - Ηλεκτρικά πλοία και βάρκες - Ηλεκτρικά αεροσκάφη Αμυντικές δυνάμεις: - Τανκς - Πύραυλοι - Συστήματα ραντάρ - Υποβρύχια - Τορπίλες Αεροδιαστημική: - Ρουκέτες - Διαστημικές άκατοι - Δορυφόροι Ιατρικός εξοπλισμός: - Εξοπλισμός οδοντιατρικής (τρυπάνια) - Ηλεκτρικά αναπηρικά καροτσάκια - Συμπιεστές αέρα - Εξοπλισμός αποκατάστασης - Τεχνητοί κινητήρες για την καρδιά Εργαλεία ισχύος: - Τρυπάνια - Ηλεκτρικά Σφυριά - Ηλεκτρικά κατσαβίδια - Ηλεκτρικοί τροχοί - Ηλεκτρικά πριόνια Ανανεώσιμες πηγές ενέργειας Εξοπλισμός έρευνας και εξερεύνησης Από όλες αυτές τις εφαρμογές, η βιομηχανία αυτοκινήτων είναι ο κύριος χρήστης μηχανών μόνιμου μαγνήτη. -59-

68 -60-

69 Κεφάλαιο 3 ο ΚΕΦΑΛΑΙΟ 3 ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΙ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΙΣ - ΑΡΧΙΚΗ ΜΟΡΦΗ ΕΛΕΓΧΟΥ ΚΙΝΗΤΗΡΑ ΜΟΝΙΜΟΥ ΜΑΓΝΗΤΗ 3.1 Ηλεκτρονικοί Μετατροπείς Ισχύος Ο έλεγχος και η οδήγηση των σύγχρονων μηχανών μόνιμου μαγνήτη γίνεται με αντιστροφέα [21] που μετατρέπει τη συνεχή τάση σε εναλλασσόμενη. Πυρήνας της διάταξης της παρούσας διπλωματικής είναι ένας τριφασικός αντιστροφέας και η μελέτη της τεχνικής ελέγχου του είναι το αντικείμενο της εργασίας. Ο τριφασικές αντιστροφέας λοιπόν ανήκει στην ευρύτερη κατηγορία των ηλεκτρονικών μετατροπέων ισχύος. Πρόκειται περί διατάξεων που χρησιμοποιούνται για τη μετατροπή της ηλεκτρικής ισχύος από μια μορφή σε μια άλλη και για το σκοπό αυτό περιλαμβάνουν ηλεκτρονικά στοιχεία ισχύος. Τα στοιχεία αυτά ελέγχονται από αναλογικά ή ψηφιακά ηλεκτρονικά κυκλώματα χαμηλής ισχύος. Έτσι με τους μετατροπείς αυτούς μπορούμε να ρυθμίσουμε και να ελέγξουμε τη ροή ενέργειας μεταξύ διαφορετικών συστημάτων. Τα βασικά πλεονεκτήματα των ηλεκτρομηχανικών διατάξεων ισχύος, σε σχέση με τις παλαιότερα χρησιμοποιούμενες ηλεκτρομηχανικές διατάξεις ή τις γραμμικά ελεγχόμενες ηλεκτρονικές διατάξεις, συνοψίζονται ως ακολούθως: Μικρότερο όγκος και βάρος καθώς και μικρότερο κόστος Υψηλός συντελεστής απόδοσης Ελάχιστες ανάγκες συντήρησης Ελάχιστος θόρυβος (σχεδόν αθόρυβοι) Μεγαλύτερη ακρίβεια και ταχύτερη απόκριση Βασικό μειονέκτημα των ηλεκτρονικών συστημάτων ισχύος είναι η δημιουργία ανώτερων αρμονικών, τόσο από την πλευρά της τροφοδοσίας τους (που μπορεί να είναι το δίκτυο), όσο και από την πλευρά του φορτίου. Με βάση τη μορφή της μετατρεπόμενης και ανταλλασσόμενης ηλεκτρικής ενέργειας, μπορούμε να διακρίνουμε τους ηλεκτρομηχανικούς μετατροπείς ισχύος στις εξής κατηγορίες: Μετατροπείς εναλλασσόμενης τάσης σε εναλλασσόμενη τάση (AC-AC Converters), οι οποίοι μετατρέπουν την εναλλασσόμενη τάση, μια ορισμένης ενεργού τιμής, συχνότητας και αριθμού φάσεων σε εναλλασσόμενη τάση άλλης ενεργού τιμής, της ίδιας ή άλλης συχνότητας και ενίοτε άλλου αριθμού φάσεων. -61-

70 Κεφάλαιο 3 ο Μετατροπείς εναλλασσόμενης τάσης σε συνεχή τάση ή Ανορθωτές (AC-DC converters or Rectifiers), οι οποίοι μετατρέπουν την εναλλασσόμενη τάση σε συνεχή τάση, ρυθμιζόμενου πλάτους Μετατροπείς συνεχούς τάσης σε συνεχή τάση (DC-DC Converters), οι οποίοι μετατρέπουν τη συνεχή τάση ορισμένης τιμής και πολικότητας σε συνεχή τάση άλλης τιμής και ενίοτε και άλλης πολικότητας Μετατροπείς συνεχούς τάσης σε εναλλασσόμενη τάση ή Αντιστροφείς (DC-AC Converters or Inverters), οι οποίοι μετατρέπουν τη συνεχή τάση σε εναλλασσόμενη τάση, ρυθμιζόμενης συχνότητας και ενεργού τιμής. 3.2 Αντιστροφείς Το πρόβλημα της δημιουργίας μιας πηγής εναλλασσόμενης τάσης με μεταβλητή συχνότητα και πλάτος προέκυψε πριν από πολλές δεκαετίες. Λύση στο πρόβλημα αυτό αποτελεί η μετατροπή μιας συνεχούς τάσης σε εναλλασσόμενη, μονοφασική ή τριφασική, με τη βοήθεια ηλεκτρονικών μετατροπέων ισχύος, των λεγόμενων αντιστροφέων (inverters) [21], [22]. Οι αντιστροφείς έχουν εφαρμογές σε πολλές περιοχές, μερικές από τις οποίες είναι: Συστήματα αδιάλειπτης παροχής ισχύος (UPS) Συστήματα ελέγχου στροφών ή ροπής ηλεκτρικών κινητήρων εναλλασσομένου ρεύματος Συστήματα ελέγχου της θερμοκρασίας με επαγωγή Συστήματα μετατροπής και ελέγχου της τάσης εξόδου αιολικών και φωτοβολταϊκών γεννητριών Συστήματα μετατροπής και ελέγχου της τάσης εξόδου κυττάρων καυσίμου (Fuel Cells) Συστήματα μεταφοράς ηλεκτρικής ενέργειας Ως διατάξεις διόρθωσης του συντελεστή ισχύος (FACTS) Οι αντιστροφείς μπορούν να διαιρεθούν σε δυο κυρίως κατηγορίες: Στους μονοφασικούς αντιστροφείς: - Σε συνδεσμολογία ημιγέφυρας, με δυο ελεγχόμενα ημιαγωγικά διακοπτικά στοιχεία (Half-Bridge Inverters) - Σε συνδεσμολογία πλήρους γέφυρας, με τέσσερα ελεγχόμενα ημιαγωγικά διακοπτικά στοιχεία ( Full-Bridge Inverters) -62-

71 Κεφάλαιο 3 ο Στους τριφασικούς αντιστροφείς, με έξι ελεγχόμενα ημιαγωγικά διακοπτικά στοιχεία. Κάθε μια από τις παραπάνω κατηγορίες μπορεί να υποδιαιρεθεί στις εξής δυο κατηγορίες: Αντιστροφείς Τάσης (Voltage Source Inverters, VSI), οι οποίοι τροφοδοτούνται από πηγή συνεχούς τάσης Αντιστροφείς ρεύματος (Current Source Inverters, CSI), οι οποίοι τροδοφοτούνται από πηγή συνεχούς ρεύματος Ακολουθούν τα σχήματα των τριών διαφορετικών τοπολογιών που απατώνται στους αντιστροφείς τάσης (Σχήματα 3.1, 3.2). Σχήμα 3.1: Μονοφασικός αντιστροφέας τάσης σε συνδεσμολογία ημιγέφυρας (Half-Bridge Inverter) και Μονοφασικός αντιστροφέας τάσης σε συνδεσμολογία πλήρους γέφυρας (Full-Bridge Inverter) [21] Σχήμα 3.2: Τριφασικός αντιστροφέας τάσης [21] -63-

72 Κεφάλαιο 3 ο Όπως φαίνεται στο Σχήμα 3.2, ο τριφασικός αντιστροφέας τάσης αποτελείται από τρεις κλάδους, καθένας από τους οποίους αντιστοιχεί σε μια από τις τρεις φάσεις και περιέχει δυο διακοπτικά ημιαγωγικά στοιχεία. Η έξοδος του κάθε σκέλους εξαρτάται μόνο από την DC τάση εισόδου V d και από την κατάσταση των διακοπτών. Κάθε ημιαγωγικό στοιχείο επιτρέπει τη ροή ρεύματος, όταν αυτό άγει, κατά τη μια φορά, ενώ η αντιπαράλληλη δίοδος επιτρέπει στο ρεύμα να ρέει κατά την αντίθετη κατεύθυνση. Κατά την αγωγή του διακόπτη πχ. Τ a + στην έξοδο συνδέεται ο θετικός πόλος του ζυγού dc ενώ όταν άγει ο διακόπτης T a - συνδέεται ο αρνητικός ζυγός. Τα διακοπτικά ημιαγωγικά στοιχεία του κάθε κλάδου πρέπει να άγουν συμπληρωματικά, καθώς στην περίπτωση ταυτόχρονης αγωγής προκύπτει βραχυκύκλωμα της πηγής εισόδου. Αντίστοιχα, απαγορεύεται να βρίσκονται τα στοιχεία του κάθε κλάδου ταυτόχρονα σε κατάσταση αποκοπής, προκειμένου να αποφύγουμε απροσδιόριστες καταστάσεις στον αντιστροφέα, δηλαδή απροσδιόριστες τιμές ac τάσης εξόδου. Στην περίπτωση αυτή θα οδηγηθούμε σε τάσεις που εξαρτώνται από την πολικότητα του εκάστοτε ρεύματος φορτίου που θα διαρρέει τη δίοδο ελεύθερης διέλευσης [11]. Επειδή τα στοιχεία αυτά δεν είναι ιδανικοί διακόπτες απαιτείται η εισαγωγή νεκρού χρόνου, μεταξύ της σβέσης του ενός στοιχείου και της έναυσης του άλλου στοιχείου του ίδιου κλάδου. Η παρουσία των αντιπαράλληλων διόδων είναι απαραίτητη όταν το φορτίο είναι επαγωγικής φύσεως, διότι δίνουν ένα δρόμο επιστροφής του ρεύματος, άρα και της ενέργειας, από το φορτίο στη συνεχή τάση τροφοδοσίας στην είσοδο του αντιστροφέα. Η συνεχής τάση που τροφοδοτεί έναν αντιστροφέα μπορεί να προέρχεται από ένα συσσωρευτή. Ωστόσο στις περισσότερες βιομηχανικές εφαρμογές προέρχεται από ένα ανορθωτικό σύστημα, που αποτελείται είτε από διόδους είτε από θυρίστορ. Η ανορθωμένη τάση σταθεροποιείται με τη βοήθεια ηλεκτρολυτικών πυκνωτών μεγάλης χωρητικότητας, οι οποίοι συνδέονται στους ακροδέκτες εισόδου του αντιστροφέα. Ως ελεγχόμενα ημιαγωγικά διακοπτικά στοιχεία ισχύος μπορούν να χρησιμοποιηθούν στοιχεία των οποίων ελέγχεται μόνο η έναυση (πχ. θυρίστορ) ή στοιχεία των οποίων ελέγχεται τόσο η έναυση όσο και η σβέση (πχ. διάφορα τρανσίστορ όπως BJT, MOSFET, IGBT, GTO θυρίστορ ή MCT). Η συχνότητα στην έξοδο του αντιστροφέα καθορίζεται από το ρυθμό έναυσης και σβέσης των ελεγχόμενων ημιαγωγικών στοιχείων και επομένως παρέχεται η δυνατότητα ρύθμισης αυτής μέσω του κυκλώματος παλμοδότησης του αντιστροφέα. Όμως η διακοπτική λειτουργία του αντιστροφέα έχει, συνήθως, ως αποτέλεσμα μη ημιτονοειδείς κυματομορφές τάσης και ρεύματος στην έξοδό του. Το φιλτράρισμα των ανώτερων αρμονικών στην έξοδο του αντιστροφέα δεν είναι εύκολο και απαιτείται L-C φίλτρο, ειδικά στην περίπτωση κατά την -64-

73 Κεφάλαιο 3 ο οποία η συχνότητα των ανώτερων αρμονικών μεταβάλλεται και βρίσκεται κοντά στη συχνότητα της βασικής αρμονικής της τάσης εξόδου του. Αυτό έχει ως αποτέλεσμα να αυξάνεται το βάρος, ο όγκος και το κόστος του αντιστροφέα. 3.3 Μέθοδοι ελέγχου Οι μέθοδοι ελέγχου που χρησιμοποιούνται για τους κινητήρες μόνιμου μαγνήτη είναι οι εξής (Σχήμα 3.3): Βαθμωτός έλεγχος ή έλεγχος του λόγου τάσης προς τη συχνότητα (Scalar control ή U/f control) Διανυσματικός έλεγχος ή έλεγχος προσανατολισμένου πεδίου (Vector Control ή Field Oriented Control FOC) Άμεσος έλεγχος ροπής (Direct Torque Control DTC) Σχήμα 3.3 Σχηματική παρουσίαση μεθόδων ελέγχου κινητήρων μόνιμου μαγνήτη [18] Βαθμωτός Έλεγχος Ο βαθμωτός έλεγχος [18], [22], [23], [24] αποτελεί την πλέον απλουστευμένη προσέγγιση στο έλεγχο των μηχανών και ο στόχος της είναι η διατήρηση σταθερού λόγου V/f σχεδόν σε όλο το εύρος ταχύτητας λειτουργίας. Με άλλα λόγια, η ενεργός τιμή της βασικής αρμονικής της τάσης τροφοδοσίας της μηχανής, μεταβάλλεται ανάλογα με τη συχνότητα της. Αυτό έχει ως αποτέλεσμα να διατηρείται σταθερό το μέτρο της μαγνητικής ροής του στάτη στη μόνιμη κατάσταση. Ο λόγος αυτός υπολογίζεται από τις ονομαστικές τιμές (τάσης και συχνότητας) της μηχανής και πρέπει να παραμείνει σταθερός, έτσι ώστε τα μαγνητικά χαρακτηριστικά της -65-

74 Κεφάλαιο 3 ο μηχανής να διατηρούνται σταθερά και να μην οδηγείται στον κόρο. Στις χαμηλές ταχύτητες, η τάση τροφοδοσίας μειώνεται και γίνεται συγκρίσιμη με την πτώση τάσης πάνω στην αντίσταση του στάτη και για να αντισταθμιστεί αυτό το μειονέκτημα, η τάση πρέπει να είναι αυξημένη. Αντίστροφα, για συχνότητες τροφοδοσίας μεγαλύτερες της ονομαστικής, η συνθήκη V/f=σταθερό δεν μπορεί να ικανοποιηθεί, διότι δεν μπορεί να αυξηθεί η τάση στα τυλίγματα του κινητήρα, συνεπώς για λειτουργία πάνω από την ονομαστική λειτουργία η τάση διατηρείται σταθερή στην ονομαστική τιμή. Συνεπώς, τα σήματα που ελέγχονται είναι η τάση και η συχνότητα, ενώ δεν απαιτείται κάποιο επιπλέον σήμα ανατροφοδότησης, πέρα από τους αισθητήρες Hall φυσικά, στην απλή περίπτωση του βαθμωτού ελέγχου τουλάχιστον (έλεγχος ανοιχτού βρόχου). Τα πλεονεκτήματα είναι ότι έχει σχετικά χαμηλό κόστος και αποτελεί μια απλή λύση υλοποίησης. Από την άλλη πλευρά, στο μονόμετρο έλεγχο, όπως αλλιώς ονομάζεται, αγνοείται η σύζευξη των εξισώσεων της μηχανής, με αποτέλεσμα η απόκριση σε μεταβατικές καταστάσεις να μην είναι γρήγορη. Άλλο μειονέκτημα είναι πως η ροπή δεν ελέγχεται άμεσα και συνεπώς εξαρτάται από το εκάστοτε φορτίο που αναλαμβάνει ο κινητήρας. Γενικά αυτή η στρατηγική ελέγχου δεν είναι σταθερή γιατί δεν εγγυάται το συγχρονισμό του δρομέα με τη συχνότητα του στάτη. Παραλλαγή αυτής της τεχνικής ελέγχου είναι η ίδια μέθοδος με ανατροφοδότηση ταχύτητας (έλεγχος κλειστού βρόχου). Οι πιο γνωστές τεχνικές που βασίζονται στο βαθμωτό έλεγχο είναι οι ακόλουθες: - Διαμόρφωση του εύρους των παλμών (PWM) Ο αντιστροφέας σε αυτή την τεχνική ελέγχου έχει έξι ξεχωριστές διακοπτικές καταστάσεις. Όταν αυτός παλμοδοτείται από συγκεκριμένη αλληλουχία διακοπτικών καταστάσεων (η οποία καθορίζεται από τα σήματα των αισθητήρων Hall), τότε ο άξονας του κινητήρα μπορεί να στρέφεται. Αυτή η τεχνική χρησιμοποιείται στην περίπτωση των κινητήρων brushless DC, που η μορφή της ηλεκτρεγερτικής δύναμης (back-emf) είναι τραπεζοειδής. - Ημιτονοειδής διαμόρφωση του εύρους των παλμών (Sinusoidal PWM SPWM) Αν επιθυμούμε ημιτονοειδή τάση εξόδου, τότε δημιουργούμε μια ημιτονοειδή κυματομορφή η οποία ονομάζεται κυματομορφή αναφοράς και μια τριγωνική κυματομορφή, η οποία ονομάζεται κυματομορφή φορέα. Οι κυματομορφές αυτές συγκρίνονται μεταξύ τους και το αποτέλεσμα της σύγκρισης είναι μια λογική στάθμη 0 (δεν άγει το στοιχείο), όταν το τρίγωνο είναι μεγαλύτερο του ημιτόνου και μια λογική στάθμη 1 (άγει το στοιχείο), όταν το ημίτονο είναι μεγαλύτερο του τριγώνου. -66-

75 Κεφάλαιο 3 ο Διαμόρφωση του εύρους των παλμών μέσω διανύσματος χώρου (Space Vector Modulation SVM) Αυτή η τεχνική ελέγχου βασίζεται στην ιδέα ότι τα διανύσματα των τριών φάσεων της τάσης του σύγχρονου κινητήρα μπορούν να μετασχηματιστούν σε ένα μόνο στρεφόμενο διάνυσμα. Η περιστροφή αυτού του διανύσματος μπορεί να παράγει μέσω της συγκεκριμένης μεθόδου ελέγχου τριφασικά ημιτονοειδή μεγέθη. Και τώρα περνάμε στις δύο άλλες τεχνικές ελέγχου που χρησιμοποιούνται κυρίως για τον έλεγχο των σύγχρονων κινητήρων μόνιμου μαγνήτη Διανυσματικός έλεγχος Στη μέθοδο του διανυσματικού ελέγχου [18], [23], [24], τα διανύσματα των τριών φάσεων του ρεύματος μετατρέπονται από ένα στατικό σύστημα αναφοράς τριών αξόνων a-b-c σε ένα ορθοκανονικό σύστημα δύο αξόνων d-q, το οποίο στρέφεται με το σύγχρονο αριθμό στροφών και του οποίου ο ευθύς άξονας d παραμένει διαρκώς ευθυγραμμισμένος με το διάνυσμα της μαγνητικής ροής του δρομέα. Αυτό όπως είδαμε στο Κεφάλαιο 2 γίνεται με τον μετασχηματισμό Clarke-Park και με αυτόν τον τρόπο το ρεύμα διαχωρίζεται σε δύο συνεχείς συνιστώσες κάθετες μεταξύ τους στους άξονες d και q, με την πρώτη (i ds ) να ευθύνεται για τον έλεγχο της μαγνητικής ροής της μηχανής (λ) και τη δεύτερη (i qs ) για τον έλεγχο της ηλεκτρομαγνητικής ροπής. Με αυτόν το διαχωρισμό, ο έλεγχος πλέον συνίσταται σε δύο πλέον σχεδόν ανεξάρτητους βρόχους ελέγχου, με τρόπο παρόμοιο με αυτόν που εφαρμόζεται για τον έλεγχο μηχανών συνεχούς ρεύματος. Με άλλα λόγια έχουμε σχεδόν πλήρη απόζευξη των εξισώσεων της μηχανής, με την έννοια ότι ο ένας βρόχος ελάχιστα επηρεάζει τον άλλο. Το διάνυσμα του ρεύματος του στάτη, που είναι το γεωμετρικό άθροισμα των ρευμάτων των δύο αξόνων d-q στρέφεται με τη σύγχρονη ταχύτητα έχει μια διαφορά φάσης με το διάνυσμα της μαγνητικής ροής του δρομέα, η οποία λέγεται γωνία ροπής (torque angle) και είναι σταθερή για μια δεδομένη ροπή. Στο Σχήμα 3.4 παρατίθεται μια απεικόνιση των d,q αξόνων και του προσανατολισμού τους ως προς το δρομέα. -67-

76 Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3.4: Επεξήγηση διανυσματικού ελέγχου [25] Στην περίπτωση που η γωνία ροπής είναι 90 ο ή το ρεύμα i ds είναι 0, τότε η σχέση (2.21) που εκφράζει την ηλεκτρομαγνητική ροπή που αναπτύσσεται από τον κινητήρα γίνεται: T = pλ Ι (3.1) e af qs Η αναλογία με την αντίστοιχη εξίσωση της μηχανής συνεχούς ρεύματος με ξένη διέγερση είναι εμφανής ( Τ e = Cλi T ), με το i qs να είναι αντίστοιχο του ρεύματος τυμπάνου (i T ). Το δομικό διάγραμμα του διανυσματικού ελέγχου παρουσιάζεται στο Σχήμα 3.5. Σχήμα 3.5: Δομικό διάγραμμα διανυσματικού ελέγχου [18] -68-

77 Κεφάλαιο 3 ο Στη θέση των ελεγκτών PI μπορούν να χρησιμοποιηθούν εναλλακτικά ελεγκτές υστέρησης (hysteresis controllers). Οι τεχνικές που βασίζονται στη μέθοδο του διανυσματικού ελέγχου χωρίζονται σε τρεις κατηγορίες [24]: Άμεσος διανυσματικός έλεγχος με προσανατολισμό στο πεδίο του δρομέα Έμμεσος διανυσματικός έλεγχος με προσανατολισμό στο πεδίο του δρομέα Η ουσιαστική διαφορά των δύο παραπάνω τεχνικών έγκειται στον τρόπο υπολογισμού της γωνίας του διανύσματος της ροής του δρομέα στο σύγχρονα στρεφόμενο πλαίσιο αναφοράς που χρησιμοποιείται για το μετασχηματισμό Park. Στον άμεσο, αυτό γίνεται απευθείας με χρήση ανατροφοδότησης, ενώ στον έμμεσο εκτιμάται βάσει της εντολής ταχύτητας, δηλαδή με έμπροσθεν τροφοδότηση της εισόδου. Άμεσος διανυσματικός έλεγχος με προσανατολισμό στο πεδίο του στάτη Για την υλοποίηση του διανυσματικού ελέγχου απαιτούνται τα δύο από τα τρία φασικά ρεύματα του κινητήρα (γιατί το άθροισμα σε ένα συμμετρικό τριφασικό σύστημα είναι 0), η συνεχής τάση στην είσοδο του αντιστροφέα και η ταχύτητα (μπορεί και η θέση) του δρομέα (απαιτείται στροφόμετρο). Στην περίπτωση του κινητήρα μόνιμου μαγνήτη, η ταχύτητα μπορεί να υπολογιστεί από τους αισθητήρες Hall. Μιλάμε πλέον για σύστημα κλειστού βρόχου, σε αντίθεση με το βαθμωτό έλεγχο που στην πιο απλή του περίπτωση πρόκειται για σύστημα ανοιχτού. Τα πλεονεκτήματα του διανυσματικού ελέγχου είναι η καλή απόκριση ροπής, η ακρίβεια στον έλεγχο ταχύτητας και η μέγιστη ροπή φορτίου υπό μηδενικό αριθμό στροφών. Τα μειονεκτήματα είναι πως αυξάνεται η πολυπλοκότητα του αλγορίθμου για τον υπολογισμό της ταχύτητας και το κόστος υλοποίησης εξαιτίας του συστήματος ανατροφοδότησης Άμεσος έλεγχος ροπής Στον άμεσο έλεγχο ροπής [23], [24], [26], ελέγχουμε άμεσα τη ροπή και τη μαγνητική ροή του ηλεκτροκινητήρα. Το βασικό χαρακτηριστικό αυτού του ελέγχου είναι πως αποκρίνεται ταχύτητα σε οποιαδήποτε άμεση μεταβολή του φορτίου. Η λειτουργία του συνίσταται στην απευθείας επιλογή του διανύσματος κατάστασης του αντιστροφέα που θα οδηγήσει το σύστημα προς τη σωστή κάθε φορά κατεύθυνση. Σε αντίθεση με τις προηγούμενες μεθόδους ελέγχου, ο άμεσος έλεγχος ροπής δεν έχει προκαθορισμένη διακοπτική συχνότητα. Η κατάσταση των διακοπτικών στοιχείων του αντιστροφέα καθορίζεται ανάλογα με το εκάστοτε φορτίο του κινητήρα. Όπως και στην περίπτωση του διανυσματικού ελέγχου -69-

78 Κεφάλαιο 3 ο πρόκειται πάλι για σύστημα κλειστού βρόχου, όπου οι τιμές της ροής και της ροπής υπολογίζονται μέσω ενός μαθηματικού μοντέλου και συγκρίνονται με τις τιμές αναφοράς τους και τα σφάλματα εισέρχονται σε δύο ελεγκτές υστέρησης. Μια παραλλαγή αυτής της αρχής είναι η τοποθέτηση ανατροφοδότησης ταχύτητας σε εξωτερικό βρόχο για καλύτερο έλεγχό της. Το δομικό διάγραμμα του αμέσου ελέγχου ροπής απεικονίζεται στο Σχήμα 3.6. Σχήμα 3.6: Γενικό δομικό διάγραμμα αμέσου ελέγχου ροπής [23] Για την υλοποίηση του αμέσου ελέγχου ροπής απαιτούνται δύο από τα τρία φασικά ρεύματα του κινητήρα (γιατί το άθροισμα σε ένα συμμετρικό τριφασικό σύστημα είναι 0), η συνεχής τάση στην είσοδο του αντιστροφέα και η τρέχουσα κατάσταση των διακοπτικών στοιχείων. Στην περίπτωση που έχουμε εξωτερικό βρόχο ανατροφοδότησης ταχύτητας πρέπει να γνωρίζουμε και την ταχύτητα του κινητήρα. Το σύστημα που χρησιμοποιεί άμεσο έλεγχο ροπής είναι αυτορυθμιζόμενο και έχει λειτουργία τεσσάρων τεταρτημορίων. Στα πλεονεκτήματα του αμέσου ελέγχου ροπής συγκαταλέγονται η απλή δομή του, ο γρήγορος χρόνος υπολογισμού του και η πολύ καλή δυναμική συμπεριφορά. Μειονέκτημα αποτελούν οι υψηλές διακυμάνσεις της ροπής, της ροής και του ρεύματος, η μεταβλητή διακοπτική συχνότητα και η απαίτηση για μικρό χρόνο δειγματοληψίας. Σε σύγκριση συγκεκριμένα με το διανυσματικό έλεγχο όπου οι διορθώσεις είναι βέλτιστες αλλά αργές, ο άμεσος έλεγχος ροπής αγνοεί τη σύζευξη των εξισώσεων, κάνοντας έτσι την απόκριση σε κάθε βήμα υποβέλτιστη -70-

79 Κεφάλαιο 3 ο αλλά η μικρότερη διάρκεια υπολογισμού επιτρέπει ταχύτατες διορθώσεις. Έτσι οι αποκρίσεις που επιτυγχάνουν οι δυο τεχνικές προκύπτουν παρόμοιες. Από τη μια πλευρά, ο άμεσος έλεγχος ροπής υπερέχει στο γεγονός ότι δεν χρησιμοποιεί το μετασχηματισμό Park και ως εκ τούτου δεν απαιτείται η γνώση της θέσης του δρομέα και η γνώση της ταχύτητας δεν είναι τόσο αναγκαία (στην απλή μορφή του δεν χρειάζεται). Επίσης η τεχνική DΤC είναι λιγότερη ευαίσθητη σε μεταβολές των παραμέτρων του κινητήρα. Από την άλλη η συμπεριφορά του αμέσου ελέγχου ροπής στις χαμηλές ταχύτητες δεν είναι καλή, ενώ ο διανυσματικός έλεγχος ανταποκρίνεται πολύ καλύτερα. Ακόμη με το διανυσματικό έλεγχο επιτυγχάνεται καλύτερος έλεγχος ταχύτητας [26]. Στην παρούσα διπλωματική επιλέχθηκε ο άμεσος έλεγχος ροπής (DTC) για την οδήγηση του κινητήρα μόνιμου μαγνήτη κυρίως λόγω της απλότητας του και της γρήγορης απόκρισής του και γι αυτό αναλύεται ενδελεχώς στη συνέχεια. 3.4 Έλεγχος αντιστροφέα με χρήση της τεχνικής DTC Τα στοιχεία του υποκεφαλαίου αυτού αντλήθηκαν, κατά κύριο λόγο από τις αναφορές [23], [24], [26], [27], [28], [29]. Στο Σχήμα 3.7 παρουσιάζεται ένα πιο αναλυτικό δομικό διάγραμμα του αμέσου ελέγχου ροπής. Σχήμα 3.7: Αναλυτικό σχηματικό διάγραμμα αμέσου ελέγχου ροπής [26] -71-

80 Κεφάλαιο 3 ο Όπως είπαμε ήδη, μετρούνται η συνεχής τάση τροφοδοσίας και δύο εκ των τριών φασικών ρευμάτων του κινητήρα. Στη συνέχεια οι μετρήσεις αυτές χρησιμοποιούνται από τον προγραμματιστικό αλγόριθμο, ο οποίος υπολογίζει τη μαγνητική ροή της ηλεκτρικής μηχανής και το προσανατολισμό αυτής καθώς και την ηλεκτρομαγνητική ροπή του άξονα. Έπειτα, τα μεγέθη αυτά συγκρίνονται με τα μεγέθη αναφοράς που θέτουμε και παλμοδοτούνται τα εκάστοτε διακοπτικά στοιχεία του αντιστροφέα, με βάση ένα προκαθορισμένο πίνακα διανυσμάτων τάσης (pre-defined switching table). Όπως βλέπουμε η αναφορά της ροπής προέρχεται είτε απευθείας είτε από την έξοδο ενός PI ελεγκτή που έχει ως είσοδο το σφάλμα της ταχύτητας. Στα επόμενα υποκεφάλαια ακολουθούν τα βήματα που εφαρμόστηκαν για την υλοποίηση της μεθόδου DTC Υπολογισμός τάσεων στο σύστημα α-β Ένα στατικό σύστημα αναφοράς τριών αξόνων a-b-c που αποτελείται από τάσεις και ρεύματα με διαφορά φάσης 120 ο μετασχηματίζεται σε ένα στατικό ορθοκανονικό σύστημα δύο αξόνων α-β με διαφορά φάσης 90 ο, μέσω του μετασχηματισμού Clarke όπως είδαμε στο 2 ο Κεφάλαιο. Με άλλα λόγια, το σύστημα που χρησιμοποιείται στον άμεσο έλεγχο ροπής για τον υπολογισμό των μεγεθών είναι το ίδιο που χρησιμοποιείται στο διανυσματικό έλεγχο, με τη διαφορά ότι αυτό δε στρέφεται με το σύγχρονο αριθμό στροφών αλλά παραμένει στατικό. Γι αυτό στην τεχνική DTC δεν χρειάζεται η γνώση της θέσης του δρομέα κάθε στιγμή. Για την ακρίβεια, στη διπλωματική αυτή χρησιμοποιείται ο μετασχηματισμός Concordia, ο οποίος είναι ο κανονικοποιημένος Clarke που διατηρεί την ηλεκτρική ισχύ ενώ ο κλασσικός Clarke διατηρεί το πλάτος των τάσεων και των ρευμάτων. Ο μετασχηματισμός Concordia είναι ο εξής: a a b = 0 b c γ Οι στιγμιαίες φασικές τάσεις των τυλιγμάτων του στάτη είναι V a, V b, (3.2) V c και οι συνιστώσες στο α-β-γ σύστημα είναι V α, V β. Η γ συνιστώσα της τάσης είναι υψίσυχνη, σε συχνότητα μεγαλύτερη της βασικής αρμονικής και γι αυτό το λόγο αγνοείται. -72-

81 Κεφάλαιο 3 ο Έτσι τα διανύσματα των τριών φάσεων της τάσης του σύγχρονου κινητήρα μπορούν να μετασχηματιστούν σε ένα μόνο διάνυσμα τάσης: Vs = Va + jv b = (Va Vb Vc + j Vb j V c) V s = (V a + ( + j )V b + ( j )Vc π 4π 2 j j 3 3 V s = (Va + Vbe + Vce ) (3.3) 3 Η τροφοδοσία της σύγχρονης μηχανής παρέχεται στο τριφασικό τύλιγμα του στάτη, το οποίο είναι συνδεδεμένο σε αστέρα, όπως φαίνεται Σχήμα 3.8. Σχήμα 3.8: Τριφασικός αντιστροφέας συνδεδεμένος με τριφασικό τύλιγμα κινητήρα [23] Η τιμή της φασικής τάσης είναι V DC όταν άγει ο πάνω διακόπτης ή 0 όταν άγει ο κάτω διακόπτης. Η σχέση αγωγής ή όχι του κάθε διακόπτη εκφράζεται ακολούθως: S x 1 = (3.4) 0 όπου το 1 συμβολίζει την αγωγή του πάνω διακοπτικού στοιχείου και το 0 συμβολίζει την αγωγή του κάτω διακοπτικού στοιχείου για τον x κλάδο. Πρέπει να τονιστεί ότι η λειτουργία των διακοπτών του κάθε κλάδου είναι συμπληρωματική. Έτσι η (3.3) γίνεται: -73-

82 Κεφάλαιο 3 ο 2π 4π 2 j j 3 3 Vs = V DC(Sa + Sbe + Sce ) (3.5) 3 η οποία αναλύεται σε 2 συνιστώσες: και V = V DC(Sa Sb S c) V DC(S a (Sb S c)) 3 2 a 2 = (3.6) V V ( S S) V (S S) = = (3.7) b DC b c DC b c Όπως βλέπουμε, οι τιμές των τάσεων V α, V β και κατ επέκταση του διανύσματος τάσης V s μεταβάλλονται σύμφωνα με την εκάστοτε κατάσταση των έξι διακοπτών του αντιστροφέα. Συνολικά έχουμε οχτώ (2 3 ) διαφορετικούς συνδυασμούς καταστάσεων των διακοπτικών στοιχείων, άρα και οχτώ διαφορετικά διανύσματα τάσης. Ένας γενικός τύπος για το διάνυσμα τάσης V n (όπου n=1,2,,8) είναι: όπου j Vn VDCe θ = (3.8) π θ= (n 1) (3.9) 3 Κάθε τιμή της γωνίας θ αντιστοιχεί σε μια τιμή του n. Η απεικόνιση των διαφορετικών τιμών του διανύσματος της τάσης φαίνεται στο Σχήμα 3.9. Τα διανύσματα V 0 και V 7 είναι μηδενικά και γι αυτό δεν φαίνονται. Τα έξι μη μηδενικά διανύσματα ορίζουν έξι τομείς πάνω στον κύκλο των 360 ο. Σχήμα 3.9: Απεικόνιση διανύσματων τάσης [29] -74-

83 Κεφάλαιο 3 ο Υπολογισμός ρευμάτων στο σύστημα α-β Όμοια με τις τάσεις στο α-β, η γ συνιστώσα του ρεύματος είναι 0, επειδή σε ένα τριφασικό συμμετρικό σύστημα ισχύει: Ia + Ib + Ic = 0. Χρησιμοποιώντας το μετασχηματισμό Concordia (3.2), οι συνιστώσες των ρευμάτων του στάτη στο στατικό διφασικό σύστημα α-β υπολογίζονται: I (I I I ) I = = (3.10) a a b c a I ( I ) (I I ) (I 2I ) = I = = + (3.11) b b c b c a b Υπολογισμός μαγνητικής ροής του στάτη τύπο: Σύμφωνα με το μοντέλο τάσης, η τάση του στάτη σε κάθε φάση υπολογίζεται από τον εξής dλ s V s=r si s+ (3.12) dt ο οποίος μας δίνει την σχέση υπολογισμού της μαγνητικής ροής, η οποία είναι: άρα οι δύο συνιστώσες της ροής είναι: λ s= Vs-R sis (3.13) t λ = (V -R I )dt (3.14) a α s α 0 t λ = (V -R I )dt (3.15) β β s β 0 Από τις παραπάνω σχέσεις, γνωρίζοντας την φασική τάση, το φασικό ρεύμα και την φασική αντίσταση του στάτη, υπολογίζουμε τη μαγνητική ροή του. Στις τιμές των παραπάνω ολοκληρωμάτων προστίθεται και η σταθερά ολοκλήρωσης, την οποία θέλουμε να αφαιρέσουμε. Για να το πετύχουμε αυτό, χρησιμοποιούμε ένα υψηπερατό (high-pass) φίλτρο στο αποτέλεσμα της κάθε ολοκλήρωσης ώστε η dc συνιστώσα να αποκοπεί, δηλαδή τη σταθερά ολοκλήρωσης. Η συνάρτηση μεταφοράς του φίλτρου είναι: s H= s (3.16) 1 s+ RC -75-

84 Κεφάλαιο 3 ο Το ηψηπερατό φίλτρο αποκόπτει τα σήματα που έχουν συχνότητα μικρότερη της 1 συχνότητας αποκοπής f= c και αφήνει αναλλοίωτα τα σήματα που έχουν συχνότητα 2πRC μεγαλύτερη της συχνότητας αποκοπής. Στην προσομοίωση χρησιμοποιήθηκε ως φίλτρο η συνάρτηση μεταφοράς s s+2π, δηλαδή υψηπερατό φίλτρο με συχνότητα αποκοπής το 1hz. Το μέτρο της συνολικής μαγνητικής ροής λ s υπολογίζεται από τον τύπο: 2 2 λ s = λ α +λ β (3.17) Υπολογισμός ηλεκτρομαγνητικής ροπής Η ηλεκτρομαγνητική ροπή που παράγεται από τον κινητήρα υπολογίζεται από τον ακόλουθο τύπο: Τ e =p(λαiβ-λβi α) (3.18) όπου p ο αριθμός των ζευγών πόλων της μηχανής (στην προκειμένη περίπτωση p=4 ζεύγη). Πρέπει να τονιστεί πως από την παραπάνω σχέση της ροπής απουσιάζει ο συντελεστής 3/2 γιατί για το μετασχηματισμό των τάσεων και των ρευμάτων στο διφασικό στατικό σύστημα χρησιμοποιούμε το μετασχηματισμό Concordia, τον κανονικοποιημένο Clarke όπως αναφέραμε νωρίτερα, ο οποίος διατηρεί την ηλεκτρική ισχύ Υπολογισμός τομέα μαγνητικής ροής Για να επιλέξουμε το κατάλληλο διάνυσμα τάσης από τον προκαθορισμένο πίνακα πρέπει, πέρα από το μέτρο της μαγνητικής ροής του στάτη και την τιμή της ροπής, να γνωρίζουμε και τον προσανατολισμό της ροής. Όπως φαίνεται στo σχήμα 3.8, ο κύκλος των 360 ο χωρίζεται σε έξι τομείς και εμείς θέλουμε σε κάθε στιγμή να γνωρίζουμε σε ποιον τομέα βρίσκεται το πραγματικό διάνυσμα της ροής του στάτη, το οποίο περιστρέφεται μέσα στον κύκλο. Αυτό επιτυγχάνεται βρίσκοντας τη γωνία που σχηματίζει το διάνυσμα της ροής λ s με την αρχή των αξόνων αβ, δηλαδή (δες σχήμα 3.2): λ β θ s =arctan (3.19) λ α -76-

85 Κεφάλαιο 3 ο Όμως η παραπάνω πράξη είναι αρκετά πολύπλοκη για ένα επεξεργαστή, απαιτεί δηλαδή πολύ χρόνο για να υπολογιστεί, οπότε χρησιμοποιούμε ένα εναλλακτικό τρόπο υπολογισμού του τομέα του διανύσματος της ροής. Υπολογίζοντας το πρόσημο των συνιστωσών της ροής λ α και λ β καθώς και της έκφρασης 3 λβ -λ α, κατασκευάζεται ο παρακάτω πίνακας: λ α λ β 3 λ -λ Sector(θ s ) β α + +/ / (3.20) Σύμφωνα με τον παραπάνω πίνακα, μπορούμε να υπολογίσουμε σε ποιο τομέα βρισκόμαστε κάθε στιγμή Υπολογισμός σφαλμάτων μαγνητικής ροής και ροπής Το επόμενο βήμα, μετά τον υπολογισμό των απαραίτητων μεγεθών, είναι η δημιουργία σφαλμάτων ροής και ροπής, έπειτα από τη σύγκρισή τους με τα μεγέθη αναφοράς. Ανάλογα με το αποτέλεσμα της σύγκρισης επιλέγεται η κατάλληλη παρέμβαση που πρέπει να γίνει στον έλεγχο του αντιστροφέα για να προσεγγιστεί η επιθυμητή κατάσταση λειτουργίας της μηχανής. Ο έλεγχος επιτυγχάνεται μέσω ελεγκτών υστέρησης. Ανάλογα με τις εξόδους των δύο ελεγκτών υστέρησης και του τομέα που βρίσκεται το διάνυσμα της ροής, επιλέγεται το κατάλληλο διάνυσμα κατάστασης του αντιστροφέα που οδηγεί τη ροή και τη ροπή του κινητήρα στη σωστή κατεύθυνση, διατηρώντας τις τιμές τους μέσα στη ζώνη υστέρησης που ορίζουν οι ελεγκτές των αντίστοιχων σφαλμάτων ροής και ροπής [24]. Η χαρακτηριστική του ελεγκτή υστέρησης απεικονίζεται στο Σχήμα

86 Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3.10: Χαρακτηριστική ελεγκτή υστέρησης [30] Η σύγκριση της μαγνητικής ροής γίνεται από έναν ελεγκτή υστέρησης δύο καταστάσεων, ο οποίος δέχεται το αποτέλεσμα της διαφοράς της υπολογισμένης ροής από τη ροή αναφοράς και έχει έξοδο 1 όταν απαιτείται αύξηση της ροής και έξοδο 0 όταν απαιτείται μείωση της ροής. Ο ελεγκτής της μαγνητικής ροής έχει την εξής μορφή: λ=1, για λref -λ s >Δλ s (3.21) λ=0, για λref -λ s <-Δλ s (3.22) Η σύγκριση της ηλεκτρομαγνητικής ροπής γίνεται από ένα ελεγκτή υστέρησης τριών καταστάσεων, ο οποίος δέχεται ως είσοδο το αποτέλεσμα της διαφοράς της υπολογισμένης ροπής από τη ροπή αναφοράς. Ο ελεγκτής έχει έξοδο 1 αν απαιτείται αύξηση της ροπής, έξοδο -1 αν απαιτείται μείωση της ροπής και έξοδο 0 όταν δεν απαιτείται μεταβολή της ροπής αλλά διατήρησή της. Ο ελεγκτής της ροπής έχει την εξής μορφή: τ=1, για Tref -T e >ΔT e (3.23) τ=0, για -ΔT e <Tref -T e <ΔT e (3.24) τ=-1, για Tref -T e <-ΔT e (3.25) Τα εύρη υστέρησης ροής Δφ s και ροπής ΔT e και σε μεγαλύτερο βαθμό το ΔT e επηρεάζουν άμεσα τη μέση διακοπτική συχνότητα του αντιστροφέα. Όσο μεγαλύτερο είναι το εύρος υστέρησης, τόσο μικρότερη η μέση διακοπτική συχνότητα (υπενθυμίζουμε πως η διακοπτική συχνότητα δεν είναι σταθερή). Ιδανικά θα θέλαμε αυτά τα παράθυρα να είναι μηδενικά, για να έχουμε τον τέλειο έλεγχο και καθόλου κυμάτωση της ροπής και της ροής. Όμως στην πράξη πρέπει να κάνουμε συμβιβασμό μεταξύ της κυμάτωσης και της μέγιστης επιτρεπτής από τον επεξεργαστή διακοπτικής συχνότητας. Όσο γρηγορότερος ο επεξεργαστής και -78-

87 Κεφάλαιο 3 ο συνεπώς η περίοδος παρέμβασης στην κατάσταση λειτουργίας του αντιστροφέα, τόσο μικρότερο επιτρέπεται να είναι το εύρος υστέρησης Επιλογή κατάλληλου νόμου ελέγχου Γνωρίζοντας τώρα τα αποτελέσματα των συγκρίσεων από τους ελεγκτές υστέρησης καθώς και τον τομέα στον οποίο βρίσκεται το διάνυσμα της μαγνητικής ροής του στάτη, μπορούμε τώρα να επιλέξουμε τον κατάλληλο διάνυσμα τάσης, δηλαδή τη βέλτιστη κατάσταση των διακοπτικών στοιχείων του αντιστροφέα. Με άλλα λόγια, καθώς το διάνυσμα της μαγνητικής ροής του στάτη περιστρέφεται, μπορούμε με την επιλογή του εκάστοτε διανύσματος να το επιταχύνουμε ή να το επιβραδύνουμε καθώς και να μεταβάλλουμε το μέτρο του. Όπως έχουμε πει, το επίπεδο των διανυσμάτων τάσης χωρίζεται σε έξι τομείς και κάθε διάνυσμα τάσης χωρίζει τον κάθε τομέα σε δύο ίσα μέρη. Σε κάθε τομέα, τα τέσσερα από τα έξι μη μηδενικά διανύσματα καθώς και τα μηδενικά διανύσματα μπορούν να επιλεγούν. Στο Σχήμα 3.11, φαίνεται συνοπτικά η δράση των διανυσμάτων, όταν το διάνυσμα της ροής βρίσκεται στον τομέα i (στην εικόνα ο πρώτος τομέας) και κινείται αντιωρολογιακά. Σχήμα 3.11: Επίδραση διανυσμάτων τάσης όταν το διάνυσμα της μαγνητικής ροής είναι στον τομέα i [31] -79-

88 Κεφάλαιο 3 ο Τα διανύσματα V i+1 και V i-1 έχουν θετικές συνιστώσες ευθέος άξονα, αυξάνοντας έτσι το μέτρο της ροής ενώ τα διανύσματα V i+2 και V i-2 έχουν αρνητικές συνιστώσες ευθέος άξονα, μειώνοντας έτσι το μέτρο της ροής. Από την άλλη, τα διανύσματα V i+1 και V i+2 έχουν θετικές συνιστώσες εγκάρσιου άξονα, αυξάνοντας έτσι τη ροπή ενώ τα διανύσματα V i-1 και V i-2 έχουν αρνητικές συνιστώσες εγκάρσιου άξονα, μειώνοντας έτσι την ροπή. Τέλος, εφαρμόζοντας το διάνυσμα V i+1 αυξάνεται και η ροή και η ροπή ενώ εφαρμόζοντας το διάνυσμα V i-2 μειώνονται η ροπή και η ροή [31]. Τα μηδενικά διανύσματα V 0 και V 7 πρακτικά δεν επηρεάζουν τη ροή αλλά μειώνουν τη ροπή καθώς το διάνυσμα της ροής του δρομέα κερδίζει έδαφος σε σχέση με το σταματημένο διάνυσμα ροής του στάτη [24]. Στο Σχήμα 3.12 παρατίθεται ένα πιο συγκεκριμένο παράδειγμα για να γίνει πιο κατανοητή η λογική του άμεσου ελέγχου ροπής (DTC technique). Σχήμα 3.12: Διόρθωση διανύσματος μαγνητικής ροής [23] Το διάνυσμα της μαγνητικής ροής βρίσκεται στον 1 ο τομέα. Αν θέλουμε να αυξήσουμε την τιμή της ροής επιλέγουμε ένα από τα διανύσματα V 2 ή V 6 ( στο σχήμα αντί για φ s έχει λ s ). Εάν θέλουμε ταυτόχρονα να αυξήσουμε και τη ροπή, πρέπει να επιλέξουμε το διάνυσμα V 2, το οποίο τείνει να περιστρέψει το διάνυσμα της ροής προς την ίδια φορά με μεγαλύτερη ταχύτητα [23]. Αντίθετα τα διανύσματα V 3 και V 5 μειώνουν το μέτρο της ροής και το V 5-80-

89 Κεφάλαιο 3 ο συγκεκριμένα μειώνει και τη ροή και τη ροπή. Πρέπει να τονίσουμε πως το διάνυσμα της ροής κινείται προς την αντιωρολογιακή φορά, όπως φαίνεται κι από το σχήμα. Σε περίπτωση που το διάνυσμα της μαγνητικής ροής του στάτη κινείται ωρολογιακά, ισχύουν τα ακριβώς αντίθετα για την ροπή. Τα διανύσματα V 5 και V 6 αυξάνουν τη ροπή ενώ τα διανύσματα V 2 και V 3 τη μειώνουν. Παρόμοιες επιλογές διανυσμάτων γίνονται για οποιαδήποτε μεταβολή της ροής και της ροπής, σε οποιονδήποτε τομέα, σε οποιαδήποτε κατεύθυνση. Στο Σχήμα 3.13 απεικονίζεται ο πίνακας επιλογής διανύσματος (switching table) όπου συνοψίζονται οι δράσεις ελέγχου ανάλογα με τις εξόδους των ελεγκτών υστέρησης και του τομέα που βρίσκεται το διάνυσμα της μαγνητικής ροής (όπου φ = λ = αποτέλεσμα ελεγκτή μαγνητικής ροής). Σχήμα 3.13: Πίνακας ελέγχου-επιλογής διανύσματος τάσης [26] Η τριάδα των αριθμών που αντιστοιχεί σε κάθε διάνυσμα εκφράζει ποιο διακοπτικό στοιχείο άγει από κάθε κλάδο σύμφωνα με τη σχέση (3.4) (S a, S b, S c ). Έτσι προσδιορίζεται η συνολική κατάσταση των διακοπτών του αντιστροφέα. Σημειώνεται ότι τα διανύσματα V 0 και V 7 οδηγούν στην αποκοπή της τριφασικής μηχανής από την τροφοδοσία της συνεχούς τάσης. Παρακάτω παρουσιάζονται οι διακοπτικές καταστάσεις του αντιστροφέα (Σχήμα 3.14). -81-

90 Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3.14: Απεικόνιση των 8 διακοπτικών καταστάσεων του αντιστροφέα [32] 3.5 Προσομοίωση του συστήματος ελέγχου του κινητήρα μόνιμου μαγνήτη με την DTC τεχνική Προσομοίωση συστήματος στο Simulink/Matlab Μετά τη θεωρητική ανάλυση του ελέγχου του αντιστροφέα, απαιτείται η προσομοίωση της λειτουργίας του με τη χρήση του προγράμματος Matlab και συγκεκριμένα του εργαλείου Simulink. Στο Σχήμα 3.15, παρουσιάζεται το συνολικό μοντέλο του κυκλώματος οδήγησης του κινητήρα. Το block του κινητήρα απεικονίζεται στην πάνω δεξιά άκρη του Σχήματος 3.15, με τον τίτλο Permanent Magnet Synchronous Machine. Στη συνέχεια ακολουθούν σχήματα που απεικονίζουν αναλυτικά το εσωτερικό των διαφόρων blocks της διάταξης. -82-

91 Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3.15: Μοντέλο συστήματος στο Simulink/Matlab Σχήμα 3.16: Μετασχηματισμός φασικών τάσεων στο α-β σύστημα μέσω του μετασχηματισμού Concordia -83-

92 Κεφάλαιο 3 ο Στο block του Σχήματος 3.16 δειγματοληπτούμε τη τάση στο dc bus και τις διακοπτικές καταστάσεις του αντιστροφέα και συνθέτουμε τις τάσεις στο σύστημα α-β σύμφωνα με τις σχέσεις (3.6) και (3.7). Σχήμα 3.17: Μετασχηματισμός φασικών ρευμάτων στο α-β σύστημα μέσω του μετασχηματισμού Concordia Στο block του Σχήματος 3.17 δειγματοληπτούμε δύο φασικά ρεύματα και συνθέτουμε τα ρεύματα στο σύστημα α-β σύμφωνα με τους τύπους (3.10), (3.11). Σχήμα 3.18: Εκτίμηση μαγνητικής ροής και ροπής μέσω του μοντέλου τάσης -84-

93 Κεφάλαιο 3 ο Στο block του Σχήματος 3.18 απεικονίζεται ο παρατηρητής εκτιμητής της μαγνητικής ροής. Οι τιμές των τάσεων και των ρευμάτων στο σύστημα α-β εισάγονται στο block και υπολογίζονται οι μαγνητικές ροές σύμφωνα με τις σχέσεις (3.14), (3.15) καθώς και η ηλεκτρομαγνητική ροπή σύμφωνα με τη σχέση (3.18). Παρατηρούμε επίσης και το υψηπερατό φίλτρο που είναι απαραίτητο για την αφαίρεση της dc συνιστώσας της ολοκλήρωσης. Σχήμα 3.19: Υπολογισμός μέτρου συνολικής μαγνητικής ροής Στο block του Σχήματος 3.19 εισάγονται οι τιμές των μαγνητικών ροών και υπολογίζεται το μέτρο της μαγνητικής ροής σύμφωνα με τη σχέση (3.17). Σχήμα 3.20: Εύρεση τομέα μαγνητικής ροής σύμφωνα με τον πίνακα (3.20) -85-

94 Κεφάλαιο 3 ο Στο block του Σχήματος 3.20 εισάγονται οι τιμές των μαγνητικών ροών και υπολογίζεται ο τομέας στον οποίο βρίσκεται η μαγνητική ροή με βάση τον πίνακα (3.20). Σχήμα 3.21: Υπολογισμός σφαλμάτων ροπής Στο block του Σχήματος 3.21, βλέπουμε τον ελεγκτή υστέρησης ροπής, ο οποίος εκφράζεται από τις σχέσεις (3.23), (3.24) και (3.25). Η διαφορά της πραγματικής ροπής από τη ροπή αναφοράς εισέρχεται στους δύο ελεγκτές υστέρησης δύο καταστάσεων, των οποίων το άθροισμα συνεπάγεται έναν ελεγκτή υστέρησης τριών καταστάσεων. Σχήμα 3.22: Επιλογή κατάλληλου διανύσματος τάσης Τέλος, στο block του Σχήματος 3.22 γίνεται η επιλογή του κατάλληλου διανύσματος τάσης του αντιστροφέα σύμφωνα με τον προκαθορισμένο πίνακα που απεικονίζεται στο Σχήμα Οι έξοδοι των ελεγκτών υστέρησης ροπής και ροής και ο τομέας της μαγνητικής ροής αποτελούν τις εισόδους ενός τρισδιάστατου πίνακα, ο οποίος είναι ο προκαθορισμένος πίνακας επιλογής διανύσματος τάσης (switching table). Αυτός έχει ως έξοδο τον αριθμό του -86-

95 Κεφάλαιο 3 ο διανύσματος κατάστασης (0-7), ο οποίος αποτελεί είσοδο σε ένα δεύτερο πίνακα, όπου ανάλογα με τον αριθμό του διανύσματος τάσης, επιλέγεται ένα διάνυσμα έξι στοιχείων. Το διάνυσμα αυτό αποτελεί το διάνυσμα των διακοπτικών καταστάσεων, το οποίο μπαίνει ως είσοδο στην πύλη του αντιστροφέα. Όπως έχουμε πει, ο κινητήρας που μελετάται είναι ο κινητήρας που υπάρχει στο buggy του εργαστηρίου, οπότε η παραμετροποίηση των στοιχείων του σύγχρονου κινητήρα με μόνιμο μαγνήτη και των τιμών αναφοράς στην προσομοίωση έγινε με βάση τα κατασκευαστικά χαρακτηριστικά αυτού του κινητήρα. Με τον ίδιο τρόπο, η τάση εισόδου στο dc bus τέθηκε με βάση τη συνολική τιμή των συσσωρευτών που είναι συνδεδεμένη σε σειρά στην είσοδο του αντιστροφέα στο προαναφερθέν ηλεκτρικό όχημα. Συνοπτικά οι παράμετροι που χρησιμοποιήθηκαν, οι οποίοι προκύπτουν από το κατασκευαστικό φυλλάδιο του κινητήρα, είναι οι εξής: V dc =80 V Αριθμός φάσεων: 3 Μορφή τάσης εξ επαγωγής: Ημιτονοειδής Τύπος δρομέα: έκτυπων πόλων Μηχανική είσοδος: Ροπή Αντίσταση φάσης: ohm Αυτεπαγωγή φάσης: 50 μh Εύρος τάσης εξ επαγωγής: V/krpm Αδράνεια δρομέα: J(kg*m 2 ) Ζεύγη πόλων: 4 Ονομαστική ταχύτητα: 3000 rpm Ονομαστική ροπή: 8 Nm Γραμμικό φορτίο στον άξονα: T= *Ω Πρόβλημα μεθοδολογίας ελέγχου Η μέθοδος DTC αποδείχτηκε προβληματική κατά την εκκίνηση του σύγχρονου κινητήρα μόνιμου μαγνήτη. Πιο συγκεκριμένα, αυτή η τεχνική ελέγχου δεν είναι ικανή να εκκινήσει τον κινητήρα μόνιμου μαγνήτη και χρειάζεται πρώτα ο κινητήρας να αποκτήσει μια μικρή αρχική ταχύτητα με κάποιο άλλο τρόπο και μετά να αναλάβει η τεχνική DTC να τον φέρει στην επιθυμητή μόνιμη κατάσταση. Η αδυναμία του συστήματος να εκκινήσει από μηδενική -87-

96 Κεφάλαιο 3 ο ταχύτητα απεικονίζεται στα Σχήματα 3.23 και 3.24 όπου βλέπουμε τις ταλαντώσεις της ταχύτητας και της ροπής γύρω από το 0. Σχήμα 3.23: Η ταλάντωση της ταχύτητας γύρω από το 0, όταν δεν θέτουμε αρχική ταχύτητα στο block της μηχανής Σχήμα 3.24: Η ταλάντωση της ροπής γύρω από το 0, όταν δεν θέτουμε αρχική ταχύτητα στο block της μηχανής Η ρίζα του προβλήματος βρίσκεται στον παρατηρητή-εκτιμητή της μαγνητικής ροής του κινητήρα και συγκεκριμένα στο μοντέλο τάσης. Το μοντέλο αυτό αγνοεί την αρχική τιμή της μαγνητικής ροής που προέρχεται από το μόνιμο μαγνήτη του δρομέα ( λ ) και θεωρεί ότι af -88-

97 Κεφάλαιο 3 ο αυτή είναι μηδενική. Με άλλα λόγια το μοντέλο τάσης λειτουργεί με την παραδοχή: μηδενική τάση στάτη - μηδενική ροή στάτη, κάτι το οποίο είναι τελείως λάθος για τις μηχανές μόνιμου μαγνήτη καθώς ένα μεγάλο τμήμα της μαγνητικής ροής του στάτη προέρχεται από το μόνιμο μαγνήτη και η υπόλοιπη ροή είναι αποτέλεσμα του ρεύματος που ρέει στα τυλίγματα του στάτη. Στις ασύγχρονες μηχανές, όπου το μοντέλο τάσης χρησιμοποιείται κατά κόρον για τον υπολογισμό της μαγνητικής ροής, το μοντέλο λειτουργεί γιατί κατά την εκκίνηση του κινητήρα, η τιμή της μαγνητικής ροής είναι μηδενική. Αυτό δεν ισχύει στην περίπτωσή μας, οπότε ο παρατηρητής θεωρεί λανθασμένα ότι θα συγκλίνει και έτσι δεν καταφέρνει να εκκινήσει τον κινητήρα, ο δρομέας του οποίου ταλαντώνεται γύρω από τη μηδενική θέση. Για τον παραπάνω λόγο στην προσομοίωση θέτουμε μια αρχική ταχύτητα στον κινητήρα και έπειτα εφαρμόζουμε τον έλεγχό μας Αποτελέσματα της προσομοίωσης της λειτουργίας του κινητήρα για Τref=8 Nm Αυτή η κατάσταση λειτουργίας αναπαριστά τις ονομαστικές συνθήκες φόρτισης του κινητήρα μας και γι αυτό η εντολή ροπής που δίνεται στην αρχή του χρόνου προσομοίωσης είναι 8 Nm οπότε αναμένουμε η ηλεκτρομαγνητική ροπή που παράγεται να προσεγγίζει τα 8 Nm και η ταχύτητα περιστροφής τις 3000 rpm. Η τιμή της ροής αναφοράς είναι μια τιμή πολύ κοντινή στη μόνιμη μαγνητική ροή (έχουμε υπολογίσει λ af = Wb) γιατί, όπως είπαμε, ένα σημαντικό μέρος της μαγνητικής ροής προέρχεται από το μόνιμο μαγνήτη. Επιπροσθέτως, στο συγκεκριμένο κινητήρα οι αυτεπαγωγές L, L είναι πολύ μικρές οπότε συμβάλλουν σε πολύ μικρό βαθμό στη συνολική μαγνητική ροή. Έτσι θέτουμε λ ref =0.02 Wb. Τα σφάλματα ροής και ροπής στους ελεγκτές υστέρησης είναι 1% και 6.25% των τιμών αναφοράς τους αντίστοιχα. Η αρχική τιμή που τίθεται στο block της μηχανής για να μπορεί να ξεκινήσει να στρέφεται είναι 15 rad/s. Ακολουθούν η γραφική παράσταση της ταχύτητας και στη συνέχεια η κυμάτωσή της στη μόνιμη κατάσταση στα Σχήματα 3.25 και 3.26 αντίστοιχα. d q -89-

98 Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3.25: Ταχύτητα κινητήρα σε στροφές ανά λεπτό Σχήμα 3.26: Η κυμάτωση της ταχύτητας του κινητήρα Η κυμάτωσή της ταχύτητας είναι πολύ μικρή, όπως βλέπουμε στο Σχήμα Στην εκκίνηση ο δρομέας κάνει ταλαντώσεις γύρω από το 0 μέχρι η μέθοδος ελέγχου να καταφέρει να συγκλίνει και να αρχίσει να επιταχύνεται ο κινητήρας. Ακολουθεί η γραφική παράσταση της ηλεκτρομαγνητικής ροπής και στη συνέχεια η κυμάτωσή της στη μόνιμη κατάσταση στα Σχήματα 3.27, 3.28 αντίστοιχα. -90-

99 Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3.27: Η ηλεκτρομαγνητική ροπή που παράγει ο κινητήρας Σχήμα 3.28: Η κυμάτωση της ηλεκτρομαγνητικής ροπής Η ηλεκτρομαγνητική ροπή προσεγγίζει με μεγάλη ακρίβεια την αναφορά της. Όμοια και η ροπή έχει μεγάλες ταλαντώσεις στην αρχή, οι οποίες φυσικά έχουν ως συνέπεια μεγάλα ρεύματα, το οποίο είναι φυσικά πολύ αρνητικό. Μόλις η μέθοδος αρχίσει να συγκλίνει, βλέπουμε πως η εντολή ροπής προσεγγίζεται με μεγάλη ακρίβεια με μια αναμενόμενη βέβαια κυμάτωση, λόγω του επιτρεπτού σφάλματος της ροπής. -91-

100 Κεφάλαιο 3 ο Στο Σχήμα 3.28 βλέπουμε ότι η μέση τιμή της ροπής είναι μικρότερη των 8 Nm. Αυτό οφείλεται στον ελεγκτή υστέρησης της ροπής. Μόλις η τιμή της ηλεκτρομαγνητικής ροπής ξεπεράσει τη ροπή αναφοράς, δίνεται μηδενικό διάνυσμα (V 0 ή V 7 ), το οποίο έχει ως συνέπεια την αποκοπή της μηχανής από την τροφοδοσία. Έτσι, η μηχανή επιβραδύνεται και η τιμή της ηλεκτρομαγνητικής ροπής μειώνεται. Γι αυτό το λόγο, η μηχανή ξεπερνά για λίγο μόνο τα 8 Nm και στη συνέχεια η ροπή σταματά να αυξάνεται. Ο ελεγκτής υστέρησης που μειώνει τη ροπή (τ=-1) ενεργοποιείται μόνο σε επιβραδύνσεις του συστήματος, δηλαδή όταν η ροπή αναφοράς μειώνεται (πχ. από 8 σε 5 Nm) και η τιμή της ηλεκτρομαγνητικής ροπής είναι μεγαλύτερη της τιμής της ροπής αναφοράς. Το γεγονός ότι η παραγόμενη ροπή δεν έχει μέση τιμή τα 8 Nm, έχει επιπτώσεις στην τιμή της ταχύτητας του κινητήρα στη μόνιμη κατάσταση. Όπως βλέπουμε στο Σχήμα 3.26, η ταχύτητα του κινητήρα δεν καταφέρνει να φτάσει τις 3000 στροφές ανά λεπτό που είναι η ονομαστική τιμή αλλά αυτό είναι κάτι αναμενόμενο γιατί αυτό θα συνέβαινε μόνο αν η μέση τιμή της ροπής ήταν πράγματι 8 Nm. Στην περίπτωση που τα παράθυρα υστέρησης (δηλαδή τα επιτρεπτά σφάλματα) των ελεγκτών ήταν μηδενικά, θα μπορούσε ο κινητήρας να φτάσει την ονομαστική του ταχύτητα, πράγμα όμως πρακτικά αδύνατο. Τότε η κυμάτωση της ροπής θα ήταν σχεδόν μηδενική, οπότε η μέση τιμή της ροπής θα ήταν σχεδόν 8 Nm, γεγονός το οποίο συνεπάγεται ότι θα προσεγγιζόταν με πολύ μεγάλη ακρίβεια η ταχύτητα των 3000 rpm. Για να γίνει η παραπάνω παρατήρηση ακόμα πιο κατανοητή παραθέτουμε δύο ακόμα σχήματα με την κυμάτωση της ροπής και της ταχύτητας, στην περίπτωση που κάνουμε μια αλλαγή στον ελεγκτή υστέρησης ροπής. Πιο συγκεκριμένα, μετακινούμε το μηδενικό σημείο (Τ ref - T est =0 ), δηλαδή το σημείο όπου ξεκινά ο έλεγχος να δίνει τα μηδενικά διανύσματα και το κάνουμε μεγαλύτερο, για την ακρίβεια +0.3 Nm (το επιτρεπτό σφάλμα είναι 0.5 Nm). Έτσι, η τιμή της ηλεκτρομαγνητικής ροπής ξεπερνά περισσότερο τα 8 Nm και συνεχίζει να αυξάνεται πλέον μέχρι τα 8.3 Nm, όπου ξεκινά η δράση των μηδενικών διανυσμάτων, με συνέπεια τη μείωση της ηλεκτρομαγνητικής ροπής στη συνέχεια. Με αυτή την αλλαγή, όπως βλέπουμε στα σχήματα 3.29 και 3.30, η μέση τιμή της ροπής προσεγγίζει περισσότερο τα 8 Nm και έτσι η τιμή της ταχύτητας στη μόνιμη κατάσταση είναι μεγαλύτερη από πριν και προσεγγίζει περισσότερο την ονομαστική τιμή των 3000 rpm. Η ιδανική περίπτωση, όπου θα έχουμε μέση τιμή τα 8 Nm και η ταλάντωση της ροπής θα είναι συμμετρική γύρω από την τιμή αυτή, είναι στην περίπτωση που ο ελεγκτής υστέρησης της ροπής τριών καταστάσεων εκφυλιστεί σε ένα ελεγκτή υστέρησης δύο καταστάσεων (όπως ο ελεγκτής υστέρησης της ροής). Σε αυτήν την περίπτωση τα μηδενικά διανύσματα δεν θα υφίστανται ως εντολές για την είσοδο των στοιχείων και ο έλεγχός μας θα δίνει μόνο -92-

101 Κεφάλαιο 3 ο εντολή αύξησης της ροπής, όταν η τιμή της πέσει κάτω από τα 7.5 Nm και εντολή μείωσης της ροπής, όταν η τιμή της αυξηθεί πάνω από τα 8.5 Nm. Σχήμα 3.29: Η κυμάτωση της ηλεκτρομαγνητικής ροπής με την αλλαγή στον ελεγκτή υστέρησης ροπής Σχήμα 3.30: Η κυμάτωση της ταχύτητας του κινητήρα με την αλλαγή στον ελεγκτή υστέρησης ροπής Ακολουθούν τα γραφήματα των φασικών τάσεων, φασικών ρευμάτων και πολικών τάσεων στα Σχήματα 3.31, 3.32, 3.33 αντίστοιχα. -93-

102 Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3.31: Φασικές τάσεις του κινητήρα Σχήμα 3.32: Φασικά ρεύματα κινητήρα -94-

103 Κεφάλαιο 3 ο Τα φασικά ρεύματα είναι ημιτονοειδή όπως αναμέναμε, με μεγάλη συμμετρικότητα και ομοιομορφία. Σχήμα 3.33: Πολικές τάσεις κινητήρα Ακολουθεί το διάγραμμα των μαγνητικών ροών των αξόνων α-β (Σχήμα 3.34). Αυτές οι ροές έχουν διαφορά φάσης 90 ο οπότε το διάγραμμα τους είναι κυκλικό. Η ακτίνα του κύκλου είναι ίση με το μέτρο της συνολικής μαγνητικής ροής της μηχανής. Όπως βλέπουμε στο παρακάτω διάγραμμα, ο κύκλος έχει πράγματι ακτίνα 0.02 όση η τιμή αναφοράς της μαγνητικής ροής. Το μέτρο της μαγνητικής ροής ξεκινά από το 0 λόγω του μοντέλου τάσης και αφού περάσουν μερικές περίοδοι όπου παίρνει λάθος τιμές, συγκλίνει στη σωστή τιμή. -95-

104 Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3.34: Διάγραμμα μαγνητικών ροών fa,fb Συνολικά, αυτή η μέθοδος ελέγχου έχει πολύ καλή συμπεριφορά στη μόνιμη κατάσταση λειτουργίας της μηχανής αλλά στην εκκίνηση παρουσιάζει σοβαρό πρόβλημα. Αδυνατεί να εκκινήσει τον κινητήρα όπως είδαμε και πρέπει αυτός να φτάσει σε μια μικρή ταχύτητα με κάποια άλλη μέθοδο. Αφού έγιναν κάποιες προσπάθειες εκκίνησης με τη μέθοδο PWM που εφαρμόζεται στους κινητήρες brushless dc (six-step PWM) με ένα μικρό λόγο κατάτμησης μέχρι κάποια μικρή ταχύτητα και μετά μετάβαση στη DTC τεχνική, η μέθοδος αυτή αποφασίστηκε να εγκαταλειφθεί για τους εξής τρεις βασικούς λόγους: Η μέθοδος αυτή δεν είναι αυτάρκης, δηλαδή δεν είναι ικανή από μόνη της να οδηγήσει τον κινητήρα από την ακινησία στη μόνιμη κατάσταση. Εμφανίζονται πολύ υψηλά ρεύματα κατά τη μετάβαση από την όποια μέθοδο εκκίνησης στη τεχνική DTC λόγω της προσπάθειας της μεθόδου να συγκλίνει. Αυτό φαίνεται άλλωστε από τις πολύ μεγάλες τιμές της ροπής που έχουμε κατά την εκκίνηση. Εφόσον η εφαρμογή μας αφορά ηλεκτροκίνηση, δεν μπορούν να γίνουν ανεκτές αυτές οι ταλαντώσεις της ροπής γύρω από το 0. Οι ταλαντώσεις αυτές λαμβάνουν χώρα για μικρό χρονικό διάστημα και σε περίπτωση που το ηλεκτρικό όχημα (το -96-

105 Κεφάλαιο 3 ο buggy στην περίπτωσή μας) βρίσκεται στην ευθεία, τότε το μόνο πρόβλημα θα είναι μια ελάχιστη καθυστέρηση στην εκκίνηση (της τάξεως των 100 msec). Στην περίπτωση όμως που το όχημα πρόκειται να εκκινήσει σε ανηφόρα, τότε το πιθανότερο είναι ότι θα αρχίσει να κυλάει προς τα πίσω με πολύ πιθανό αποτέλεσμα το όχημα να μην είναι ικανό να ξεκινήσει, ή στην περίπτωση που καταφέρει να ξεκινήσει, να υπάρχει κίνδυνος ατυχήματος. Για τους παραπάνω λόγους, προχωράμε σε μια νέα μέθοδο, της οποίας η βασική λογική παραμένει ίδια και η κύρια διαφορά βρίσκεται στον τμήμα του ελέγχου που αφορά την εκτίμηση της μαγνητικής ροής, το οποίο αποδείχτηκε προβληματικό, δηλαδή στον παρατηρητή-εκτιμητή της μαγνητικής ροής. -97-

106 -98-

107 Κεφάλαιο 4 ο ΚΕΦΑΛΑΙΟ 4 ΤΕΛΙΚΗ ΜΟΡΦΗ ΕΛΕΓΧΟΥ ΚΙΝΗΤΗΡΑ ΜΟΝΙΜΟΥ ΜΑΓΝΗΤΗ 4.1 Παρουσίαση της τελικής μεθόδου ελέγχου Τα στοιχεία αυτού του υποκεφαλαίου αντλήθηκαν, κατά κύριο λόγο, από την αναφορά [31]. Όπως είπαμε, ο νέος έλεγχος που εφαρμόζουμε στον κινητήρα έχει πολλά κοινά σημεία με τη κλασσική μέθοδο DTC. Η κύρια δομή του ελέγχου είναι η ίδια. Η βασική αλλαγή έγκειται στη σχέση εκτίμησης της μαγνητικής ροής του στάτη και της ροπής, καθώς σε αυτή τη μέθοδο χρησιμοποιούνται οι σχέσεις υπολογισμού των αντίστοιχων μεγεθών από τη θεωρία των σύγχρονων μηχανών μόνιμου μαγνήτη. Με άλλα λόγια, εγκαταλείπουμε το μοντέλο τάσης το οποίο είναι γενικό για το υπολογισμό της μαγνητικής ροής και της ροής και εφαρμόζουμε το μοντέλο ρεύματος της σύγχρονης μηχανής μόνιμου μαγνήτη προσαρμόζοντας έτσι την τεχνική DTC στο είδος της μηχανής που θέλουμε να ελέγξουμε. Χρησιμοποιώντας το μοντέλο αυτό, τα μεγέθη της τάσης και του ρεύματος του τριφασικού συστήματος πρέπει να μετατρέπονται στο στρεφόμενο διφασικό ορθοκανονικό σύστημα d-q που χρησιμοποιείται στο διανυσματικό έλεγχο. Όπως έχουμε αναφέρει, για αυτή τη μετατροπή χρησιμοποιείται ο μετασχηματισμός Clarke-Park ο οποίος για συμμετρικό τριφασικό σύστημα είναι ο εξής: 2π 2π cos q cos( q ) cos( q+ ) a d = b q (4.1) π π sin sin( ) sin( ) q q q+ c 3 3 Όπως καταλαβαίνουμε, σε αυτόν τον έλεγχο είναι απαραίτητη η ακριβής γνώση της γωνιακής θέσης του δρομέα σε κάθε στιγμή. Η εκτίμηση της απόλυτης θέσης του δρομέα της μηχανής γίνεται συνήθως με encoders, resolvers. Στην παρούσα διπλωματική η εκτίμηση της θέσης γίνεται μέσω των σημάτων των φτηνών και ήδη ενσωματωμένων στη μηχανή αισθητήρων Hall. Παρατίθεται το σχηματικό διάγραμμα του ελέγχου που εφαρμόζουμε (Σχήμα 4.1). -99-

108 Κεφάλαιο 4 ο Σχήμα 4.1: Σχηματικό διάγραμμα της παραλλαγής της τεχνικής DTC [31] -100-

109 Κεφάλαιο 4 ο Όπως βλέπουμε, τα βασικά βήματα του ελέγχου παραμένουν ίδια. Σε αυτή την τεχνική δεν απαιτείται η γνώση της τάσης στην είσοδο του αντιστροφέα V dc αλλά μόνο η γνώση δύο φασικών ρευμάτων αλλά από την άλλη είναι απαραίτητη η γνώση της ταχύτητας από όπου υπολογίζουμε τη γωνιακή θέση του δρομέα κάθε στιγμή. Τα ρεύματα μετατρέπονται με το μετασχηματισμό Clarke-Park στο στρεφόμενο διφασικό σύστημα αξόνων και στη συνέχεια υπολογίζεται η ροή και η ροπή σύμφωνα με το νέο παρατηρητή (observer) που χρησιμοποιούμε. Ο λόγος που ο νέος παρατηρητής μας εξυπηρετεί είναι πως λαμβάνει υπόψη τη μαγνητική ροή του μόνιμου μαγνήτη οπότε στην εκκίνηση της μηχανής, η εκτίμηση της μαγνητικής ροής είναι διάφορη του μηδενός και ίση με τη ροή του μόνιμου μαγνήτη, κάτι που δεν είναι δυνατό με το μοντέλο τάσης όπου η αρχική τιμή της υπολογισθείσας μαγνητικής ροής είναι μηδενική και άρα λανθασμένη. Με αυτό τον τρόπο, η, προσαρμοσμένη στον κινητήρα μόνιμου μαγνήτη, τεχνική DTC είναι πλέον ικανή να εκκινήσει τον κινητήρα από τη μηδενική τιμή ταχύτητας, χωρίς την ανάγκη κάποιας αρχικής παρεμβολής. Στη συνέχεια, υπολογίζεται ο τομέας και οι τιμές της ροής και της ροπής συγκρίνονται με τις τιμές αναφοράς τους. Τα σφάλματα που προκύπτουν εισέρχονται στους ελεγκτές υστέρησης και ανάλογα με τις τιμές τους και τον τομέα που βρίσκεται κάθε στιγμή το διάνυσμα της μαγνητικής ροής επιλέγεται το κάθε διάνυσμα τάσης σύμφωνα με τον προκαθορισμένο πίνακα καταστάσεων που είδαμε στο Κεφάλαιο 3 (Σχήμα 3.13). Ακολουθούν με λεπτομέρειες οι βασικές διαφορές της διαφοροποιημένης DTC τεχνικής από την κλασσική Υπολογισμός γωνιακής θέσης δρομέα Όπως είπαμε, η γνώση της ακριβής γωνιακής θέσης κάθε στιγμή είναι απαραίτητη για τον έλεγχό μας. Αρχικά μετράμε τη γωνιακή ταχύτητα ω του δρομέα μέσω ενός από τους αισθητήρες Hall, δηλαδή μετράμε τη περίοδο του αισθητήρα. Ανάλογα με τις τιμές των αισθητήρων Hall, βρισκόμαστε κάθε στιγμή σε ένα συγκεκριμένο τομέα. Κάθε φορά που αλλάζει τομέα ο δρομέας, θέτουμε την αρχική γωνία του τομέα ως τιμή της γωνιακής θέσης και στη συνέχεια ολοκληρώνουμε τη γωνιακή ταχύτητα και προσθέτουμε το αποτέλεσμα στην αρχική γωνία, όσο βρισκόμαστε μέσα στον ίδιο τομέα. Στην επόμενη αλλαγή τομέα το ολοκλήρωμα μηδενίζεται, τίθεται εκ νέου η νέα τιμή της αρχικής γωνίας του τομέα και ξεκινά πάλι η ολοκλήρωση κ.ο.κ. Ο τρόπος αποκωδικοποίησης φαίνεται στο Σχήμα 4.2, το οποίο δείχνει επιπλέον και την παλμοδότηση των στοιχείων σε μια brushless μηχανή (PWM), όπου ο τομέας 0 ταυτίζεται με τον τομέα 6 που είδαμε στο προηγούμενο κεφάλαιο

110 Κεφάλαιο 4 ο Σχήμα 4.2: Αντιστοίχηση τομέων με τα σήματα των αισθητήρων Hall [33] Ακολουθεί ο πίνακας αντιστοίχισης των τιμών των αισθητήρων Hall με τον τομέα που βρίσκεται κάθε στιγμή ο δρομέας και τις τιμές που παίρνει η γωνία θ του δρομέα μέσα στο κάθε τομέα που χρησιμοποιήθηκε κατά την προσομοίωση. Αξίζει να σημειώσουμε ότι οι τιμές 000 και 111 είναι άκυρες και θα πρέπει να υπάρχει κάποιο σφάλμα στους αισθητήρες Hall της μηχανής για να εμφανιστούν. Hall A Hall B Hall C Sector θ r (σε o ) IV 150<θ< II 30<θ< III 90<θ< VI 270 <θ< V 210<θ< I 330<θ< (4.2) -102-

111 Κεφάλαιο 4 ο Υπολογισμός μαγνητικής ροής του στάτη Αφού μετατραπούν τα ρεύματα από το τριφασικό σύστημα abc στο στρεφόμενο διφασικό dq σύμφωνα με το μετασχηματισμό Clarke-Park (4.1) υπολογίζονται οι συνιστώσες του ρεύματος I d, I q. Στη συνέχεια, υπολογίζονται οι δύο συνιστώσες της ροής σύμφωνα με τις γνωστές πλέον σχέσεις της σύγχρονης μηχανής μόνιμου μαγνήτη, δηλαδή: λ=li (4.3) q q q λ d =LdI d +λ af (4.4) Το μέτρο της συνολικής μαγνητικής ροής λ s υπολογίζεται από τον τύπο: 2 2 λ s= λ d +λ q (4.5) Υπολογισμός ηλεκτρομαγνητικής ροπής Η ηλεκτρομαγνητική ροπή που παράγεται από τον κινητήρα υπολογίζεται από τον ακόλουθο τύπο: 3 T = p[λ +(L -L )I )]I 2 e af d q d q (4.6) όπου p ο αριθμός των ζευγών πόλων της μηχανής (στην προκειμένη περίπτωση p=4 ζεύγη) Υπολογισμός τομέα μαγνητικής ροής Για τον εντοπισμό του τομέα της μαγνητικής ροής, κάνουμε χρήση της γνώσης της θέσης του δρομέα θ r. Όπως παρατηρούμε στο Σχήμα 4.3 (όπου D,Q είναι οι άξονες α,β αντίστοιχα του στατικού διφασικού συστήματος), η γωνία δ μεταξύ της λ q και της λ d έχει πλέον σταθερή τιμή, για δεδομένο φορτίο, λόγω των dc τιμών των ρευμάτων στο σύγχρονα στρεφόμενο διφασικό σύστημα dq και είναι ίση με τη γωνία ροπής (torque angle). Οπότε η συνολική γωνία του διανύσματος της μαγνητικής ροής δίνεται από τον εξής τύπο: λ θ =θ +arctan( )=θ +δ q s r r λd (4.7) -103-

112 Κεφάλαιο 4 ο Σχήμα 4.3: Απεικόνιση των μαγνητικών ροών στο σύγχρονο σύστημα dq και στο στατικό αβ (στην εικόνα DQ) [31] Ανάλογα με την τιμή αυτή και τις τιμές από τους ελεγκτές υστέρησης ροής και ροπής, επιλέγεται το κατάλληλο διάνυσμα τάσης με τον ίδιο ακριβώς τρόπο με την κλασσική DTC μέθοδο. 4.2 Προσομοίωση του συστήματος ελέγχου του κινητήρα μόνιμου μαγνήτη με την τελική μέθοδο ελέγχου Προσομοίωση συστήματος στο Simulink/Matlab Στην εικόνα που ακολουθεί, παρουσιάζεται το συνολικό μοντέλο του κυκλώματος οδήγησης του κινητήρα

113 Κεφάλαιο 4 ο Σχήμα 4.4: Μοντέλο νέου συστήματος στο Simulink/Matlab Ακολουθούν τα σχήματα που απεικονίζουν αναλυτικά τα blocks που έχουν αλλαγές σε σχέση με το μοντέλο της προηγούμενης τεχνικής ελέγχου. Οι παράμετροι του μοντέλου παραμένουν ίδιες με το προηγούμενο μοντέλο, δηλαδή αυτές που συνοψίζονται στην υποενότητα Σχήμα 4.5: Μετασχηματισμός φασικών ρευμάτων στο d-q σύστημα μέσω του μετασχηματισμού Clarke-Park -105-

114 Κεφάλαιο 4 ο Στο block του σχήματος 4.5 δειγματοληπτούμε δύο φασικά ρεύματα και συνθέτουμε τα ρεύματα στο σύστημα d-q σύμφωνα με τη σχέση (4.1). Σχήμα 4.6: Εκτίμηση μαγνητικής ροής και ροπής μέσω του νέου παρατηρητή Στο block του σχήματος 4.6, εισάγονται οι τιμές των ρευμάτων στο σύστημα d-q και υπολογίζονται οι μαγνητικές ροές και η ηλεκτρομαγνητική ροπή σύμφωνα με τις σχέσεις (4.3), (4.4) και (4.6). Σχήμα 4.7: Εύρεση τομέα της μαγνητικής ροής σύμφωνα με την (4.7) -106-

115 Κεφάλαιο 4 ο Τέλος, στο block του σχήματος 4.7 εισάγονται οι τιμές των μαγνητικών ροών και η τιμή της γωνίας του δρομέα και υπολογίζεται ο τομέας στον οποίο βρίσκεται η μαγνητική ροή σύμφωνα με τη σχέση (4.7) Αποτελέσματα της προσομοίωσης της λειτουργίας του κινητήρα για Tref=8 Nm Όπως είπαμε και στο προηγούμενο κεφάλαιο, αυτή η κατάσταση λειτουργίας αναπαριστά την ονομαστική κατάσταση λειτουργίας, η οποία είναι: n s =3000 rpm, Te=8 Nm. Η τιμή αναφοράς της ροής είναι η ίδια (λ ref =0.02 Wb) και τα σφάλματα στους ελεγκτές ροής και ροπής είναι 1% και 6.25% αντίστοιχα. Εδώ δεν θέτουμε αρχική τιμή ταχύτητας στον κινητήρα γιατί με τη νέα τεχνική ελέγχου, όπως θα δούμε στη συνέχεια, ο κινητήρας δεν χρειάζεται πλέον εξωτερική παρέμβαση για να εκκινήσει. Ακολουθούν η γραφική παράσταση της ταχύτητας στο Σχήμα 4.8 και στη συνέχεια η ταχύτητα κατά την εκκίνηση και η κυμάτωσή της στη μόνιμη κατάσταση στα Σχήματα 4.9 και 4.10 αντίστοιχα. Σχήμα 4.8: Η ταχύτητα του κινητήρα σε στροφές ανά λεπτό -107-

116 Κεφάλαιο 4 ο Σχήμα 4.9: Η ταχύτητα του κινητήρα κατά την εκκίνηση Σχήμα 4.10: Η κυμάτωση της ταχύτητας του κινητήρα στη μόνιμη κατάσταση Το πρώτο πράγμα που παρατηρούμε είναι πως ο κινητήρας αρχίζει να στρέφεται προς τη σωστή κατεύθυνση, χωρίς ταλαντώσεις γύρω από το 0, από τη πρώτη στιγμή που επιβάλλεται η εντολή ροπής και επιταχύνεται σχεδόν γραμμικά στα πρώτα msec της κίνησης. Αυτό επιβεβαιώνει άμεσα την επιλογή μας για την εφαρμογή αυτής της τεχνικής ελέγχου ως λύση στο πρόβλημα της εκκίνησης που παρουσίαζε η προηγούμενη μέθοδος. Επίσης, αυτή τη φορά -108-

117 Κεφάλαιο 4 ο η ταχύτητα φτάνει σε μεγαλύτερη τιμή από ό,τι στην κλασσική DTC αλλά φυσικά και πάλι δεν μπορεί να φτάσει τις 3000 rpm που είναι η ονομαστική ταχύτητα, για τον ίδιο λόγο που εξηγήσαμε στην υποενότητα Ο λόγος που η ταχύτητα έχει μεγαλύτερη τιμή με αυτή την τεχνική ελέγχου είναι η μικρότερη κυμάτωση της ροπής η οποία φαίνεται στη συνέχεια στο Σχήμα Ακόμη, η κυμάτωση της ταχύτητας είναι ελάχιστη και έτσι η ταχύτητα είναι σχεδόν σταθερή στη μόνιμη κατάσταση. Ακολουθεί η κυματομορφή της ηλεκτρομαγνητικής ροπής (Σχήμα 4.11). Σχήμα 4.11: Η ηλεκτρομαγνητική ροπή που παράγει ο κινητήρας Η σωστή επιλογή της νέας μεθοδολογίας ελέγχου επιβεβαιώνεται φυσικά και από τη γραφική παράσταση της ροπής. Οι ταλαντώσεις της ροπής γύρω από το 0 αποτελούν πλέον παρελθόν και η ροπή αυξάνεται τάχιστα και σε πολύ μικρό χρονικό διάστημα προσεγγίζει την ονομαστική τιμή της. Μια σημαντική παρατήρηση πρέπει να κάνουμε όσον αφορά την τιμή της ροπής κατά την εκκίνηση. Όπως είπαμε νωρίτερα στην αρχή του κεφαλαίου, για να γνωρίζουμε κάθε στιγμή την απόλυτη θέση του δρομέα, θέτουμε στην αρχή κάθε τομέα την τιμή της γωνίας από την οποία αρχίζει ο τομέας και στη συνέχεια ολοκληρώνουμε την ταχύτητα όσο βρισκόμαστε στον ίδιο τομέα και προσθέτουμε την τιμή αυτή στην αρχική γωνία. Στην εκκίνηση όμως της μηχανής, δεν γνωρίζουμε την ακριβή θέση του δρομέα οπότε υποθέτουμε αναγκαστικά, σύμφωνα με τον αλγόριθμο που χρησιμοποιούμε, ότι βρισκόμαστε στην αρχή του τομέα που προκύπτει από την ανάγνωση των αισθητήρων Hall. Αυτό έχει φυσικά ως αποτέλεσμα ο έλεγχος μας να υπολειτουργεί γιατί δίνονται εντολές ροπής και ροής για λανθασμένη τιμή -109-

118 Κεφάλαιο 4 ο γωνίας και ως συνέπεια η ροπή δεν έχει τιμή κοντινή με την αναφορά της. Τονίζουμε πως το λάθος αυτό υφίσταται μόνο για το χρονικό διάστημα που ο δρομέας βρίσκεται στον πρώτο τομέα, πριν τεθεί σε κίνηση ο κινητήρας! Στο Σχήμα 4.12 που απεικονίζει την ροπή κατά την εκκίνηση, έχουμε πάρει τη χειρότερη περίπτωση αρχικής γωνίας, δηλαδή τιμή γωνίας κοντά σε αλλαγή τομέα ( θ=148 ο ενώ ο τομέας αλλάζει στις 150 ο και η αρχική γωνία που τίθεται είναι 90 ο ). Σχήμα 4.12: Η ηλεκτρομαγνητική ροπή κατά την εκκίνηση Όπως βλέπουμε, στη χειρότερη περίπτωση αρχικής γωνίας, η ροπή αποκτά αρχικά τιμή λίγο μεγαλύτερη της μισής ροπής αναφοράς και μόλις αλλάξει ο τομέας, σε πολύ μικρό χρονικό διάστημα δηλαδή, αποκτά άμεσα την ονομαστική τιμή της. Στις υπόλοιπες περιπτώσεις, η αρχική ροπή γίνεται όλο και μεγαλύτερη όσο η αρχική θέση πλησιάζει στην αρχή του εκάστοτε τομέα. Αυτό σημαίνει πως στη χειρότερη λοιπόν περίπτωση ο οδηγός του οχήματος θα πρέπει, για ελάχιστο χρονικό διάστημα (της τάξεως των 10 msec), να δώσει αρχικά τη διπλάσια εντολή για ροπή μέσω του γκαζιού για να εκκινήσει το όχημα με μια δεδομένη επιτάχυνση και στη συνέχεια ο έλεγχος δουλεύει κανονικότατα. Παρατίθεται στη συνέχεια, στο Σχήμα 4.13, η κυμάτωση της ηλεκτρομαγνητικής ροπής η οποία, από ό,τι βλέπουμε, είναι πολύ πιο μικρή από την κυμάτωση στην κλασσική DTC και με την εξαίρεση μερικών αιχμών είναι σταθερή. Όμοια με την αρχική τεχνική ελέγχου, η μέση τιμή της ηλεκτρομαγνητικής ροπής δεν είναι 8 Nm, για τον ίδιο λόγο που εξηγήσαμε στην υποενότητα

119 Κεφάλαιο 4 ο Σχήμα 4.13: Η κυμάτωση της ηλεκτρομαγνητικής ροπής στη μόνιμη κατάσταση Όπως παρατηρούμε από τα γραφήματα της ταχύτητας και της ροπής, η νέα μεθοδολογία ελέγχου παρέχει καλύτερη λειτουργία πέρα από την εκκίνηση και στη μόνιμη κατάσταση. Αυτό οφείλεται στις καλύτερες εκτιμήσεις των μεγεθών της ροής και ροπής που γίνονται λόγω της αλλαγής του παρατηρητή. Οπότε, η τελική μορφή ελέγχου αποδεικνύεται πολύ καλή λύση οδήγησης του κινητήρα μας γιατί παρουσιάζει καλύτερη λειτουργία σε όλο το εύρος των ταχυτήτων. Ακολουθούν τα γραφήματα των φασικών τάσεων, φασικών ρευμάτων και πολικών τάσεων στα Σχήματα 4.14, 4.15 και 4.16 αντίστοιχα

120 Κεφάλαιο 4 ο Σχήμα 4.14: Φασικές τάσεις του κινητήρα Σχήμα 4.15: Φασικά ρεύματα κινητήρα -112-

121 Κεφάλαιο 4 ο Και με αυτή τη μεθοδολογία, τα φασικά ρεύματα είναι ημιτονοειδή όπως αναμέναμε, με μεγάλη συμμετρικότητα και ομοιομορφία. Σχήμα 4.16: Πολικές τάσεις κινητήρα Ακολουθεί το διάγραμμα των μαγνητικών ροών των αξόνων α-β (Σχήμα 4.17). Το σχήμα είναι κυκλικό ως αναμενόταν και η ακτίνα είναι ίση με το μέτρο της συνολικής μαγνητικής ροής της μηχανής. Η διαφορά εδώ με την προηγούμενη μεθοδολογία είναι πως το μέτρο της μαγνητικής ροής ξεκινά απευθείας από τη σωστή τιμή, δηλαδή από την περιφέρεια του κύκλου και όχι από το 0 όπως στην κλασσική DTC. Αυτό οφείλεται φυσικά στο νέο εκτιμητή της μαγνητικής ροής ο οποίος λαμβάνει υπόψη τη μόνιμη μαγνήτιση του κινητήρα και υπολογίζει από την αρχή τη σωστή τιμή της μαγνητικής ροής

122 Κεφάλαιο 4 ο Σχήμα 4.17: Διάγραμμα μαγνητικών ροών fa,fb Αποτελέσματα της προσομοίωσης της λειτουργίας του κινητήρα για Tref=4 Nm Στη συνέχεια, μειώνουμε τη ροπή αναφοράς στη μισή τιμή για να δούμε πώς αποκρίνεται ο έλεγχος σε τιμή διάφορη της ονομαστικής. Υπενθυμίζουμε πως το φορτίο μας είναι το ίδιο με πριν και επειδή είναι γραμμικό, μισή ροπή συνεπάγεται μισό αριθμό στροφών στην ονομαστική κατάσταση. Άρα αναμένουμε η ροπή να κάνει μια ταλάντωση γύρω από τα 4 Nm και η ταχύτητα να προσεγγίζει τις 1500 στροφές ανά λεπτό. Ακολουθούν η γραφική παράσταση της ταχύτητας (Σχήμα 4.18) και στη συνέχεια η ταχύτητα κατά την εκκίνηση (Σχήμα 4.19) και η κυμάτωσή της στη μόνιμη κατάσταση (Σχήμα 4.20)

123 Κεφάλαιο 4 ο Σχήμα 4.18: Η ταχύτητα του κινητήρα σε στροφές ανά λεπτό Σχήμα 4.19: Η ταχύτητα του κινητήρα κατά την εκκίνηση -115-

124 Κεφάλαιο 4 ο Σχήμα 4.20: Η κυμάτωση της ταχύτητας του κινητήρα στη μόνιμη κατάσταση Παρατηρούμε πως η εκκίνηση είναι το ίδιο ομαλή με την ονομαστική κατάσταση. Η ταχύτητα προσεγγίζει αλλά δεν φτάνει φυσικά τις 1500 στροφές ανά λεπτό, για τον ίδιο λόγο που εξηγήσαμε στην υποενότητα Η κυμάτωση της ταχύτητας είναι μηδαμινή. Ακολουθούν οι κυματομορφές της ηλεκτρομαγνητικής ροπής καθ όλη τη διάρκεια της λειτουργίας (Σχήμα 4.21), κατά την εκκίνηση (Σχήμα 4.22) και κατά τη μόνιμη κατάσταση (Σχήμα 4.23). Σχήμα 4.21: Η ηλεκτρομαγνητική ροπή που παράγει ο κινητήρας -116-

125 Κεφάλαιο 4 ο Σχήμα 4.22: Η ηλεκτρομαγνητική ροπή κατά την εκκίνηση Σχήμα 4.23: Η κυμάτωση της ηλεκτρομαγνητικής ροπής στη μόνιμη κατάσταση Όπως είναι αναμενόμενο, η αρχική τιμή της ροπής είναι η μισή της ονομαστικής κατά την εκκίνηση όπως εξηγήσαμε στην υποενότητα 4.2.2, λόγω της λανθασμένης τιμής της αρχικής γωνίας, τη στιγμή που ξεκινά η μηχανή. Επίσης, η μέση τιμή της ηλεκτρομαγνητικής ροπής δεν είναι 4 Nm, για τον ίδιο λόγο που εξηγήσαμε στην υποενότητα Αν έχουμε κάτι άλλο να παρατηρήσουμε, αυτό είναι πως η κυμάτωση της ροπής για αυτή την τιμή αναφοράς της είναι τελείως σταθερή. Άρα ίσως μπορούμε να πούμε πως η μεθοδολογία ελέγχου -117-

126 Κεφάλαιο 4 ο παρουσιάζει ελάχιστα καλύτερη συμπεριφορά για μικρότερες τιμές της ροπής αναφοράς, κάτω από την ονομαστική τιμή της. Ακολουθούν τα γραφήματα των φασικών τάσεων, φασικών ρευμάτων και πολικών τάσεων. Σχήμα 4.24: Φασικές τάσεις του κινητήρα -118-

127 Κεφάλαιο 4 ο Σχήμα 4.25: Φασικά ρεύματα κινητήρα Σχήμα 4.26: Πολικές τάσεις κινητήρα -119-

128 Κεφάλαιο 4 ο Αποτελέσματα της προσομοίωσης της λειτουργίας του κινητήρα για μεταβατικές καταστάσεις (Τref μεταβλητό) Τέλος, θέτουμε διάφορες τιμές της ροπής αναφοράς για να εκτιμήσουμε πόσο καλή είναι η δυναμική απόκριση της νέας τεχνικής ελέγχου. Για t=0, θέτουμε Tref=3 Nm, για t=2 sec θέτουμε Tref=8 Nm και για t=4 sec η τιμή της ροπής αναφοράς παίρνει την τιμή Tref= 5 Nm. Ακολουθεί το διάγραμμα της ροπής αναφοράς και της ηλεκτρομαγνητικής ροπής. Σχήμα 4.27: Η ροπή αναφοράς και η ηλεκτρομαγνητική ροπή που παράγει ο κινητήρας Όπως παρατηρούμε, η δυναμική απόκριση του ελέγχου μας είναι βέλτιστη, δηλαδή οι αλλαγές στην εντολή ροπής υπακούονται άμεσα και ο κινητήρας αρχίζει να παράγει την αναμενόμενη ροπή σε πολύ μικρό χρονικό διάστημα. Ακολουθούν λεπτομέρειες του παραπάνω διαγράμματος κατά τις μεταβάσεις για t=2 sec και t=4 sec

129 Κεφάλαιο 4 ο Σχήμα 4.28: Λεπτομέρεια κατά την αύξηση της ροπής αναφοράς για t=2 sec Σχήμα 4.29: Λεπτομέρεια κατά τη μείωση της ροπής αναφοράς για t=4 sec -121-

130 Κεφάλαιο 4 ο Όπως βλέπουμε, οι αλλαγές της ροπής ανάλογα με τις ανάγκες σε ηλεκτρομαγνητική ροπή είναι άμεσες και τάχιστες. Ακολουθεί το διάγραμμα της ταχύτητας του κινητήρα, όπου μπορούμε να δούμε τις μεταβάσεις από τη μια μόνιμη κατάσταση στην άλλη. Σχήμα 4.30: Η ταχύτητα του κινητήρα σε στροφές ανά λεπτό Από το παραπάνω διάγραμμα παρατηρούμε πως και η ταχύτητα του κινητήρα αποκρίνεται αρκετά γρήγορα στη μεταβολή της ροπής αναφοράς. Σε διάστημα περίπου 1 sec, αποκαθίσταται η νέα μόνιμη κατάσταση του κινητήρα. Έτσι, αποδεικνύεται πως η μεθοδολογία ελέγχου μας αποκρίνεται πολύ γρήγορα στις μεταβολές των απαιτήσεων του οχήματος σε ροπή. Αυτό το χαρακτηριστικό την καθιστά παραπάνω από ικανή να ανταποκρίνεται στις γρήγορες μεταβολές του φορτίου που παρατηρούνται κατά τη λειτουργία ενός ηλεκτροκίνητου οχήματος. Συμπεραίνουμε λοιπόν, ότι η τεχνική ελέγχου μας αποδεικνύεται αρκετά ακριβής, με μια φυσιολογική κυμάτωση της ροπής φυσικά αλλά με μηδαμινή κυμάτωση της ταχύτητας καθώς και ότι έχει πολύ καλή δυναμική απόκριση, δύο χαρακτηριστικά που είναι άκρως απαραίτητα σε μια εφαρμογή ηλεκτροκίνησης. Τέλος, ακολουθούν τα ρεύματα των τριών φάσεων του κινητήρα κατά τις στιγμές των μεταβάσεων όπου ανάλογα με την αύξηση ή μείωση της ροπής αναφοράς, έχουμε αντίστοιχα αύξηση ή μείωση της rms τιμής του ρεύματος

131 Κεφάλαιο 4 ο Σχήμα 4.31: Τα φασικά ρεύματα κατά την αύξηση της ροπής αναφοράς Σχήμα 4.32: Τα φασικά ρεύματα κατά τη μείωση της ροπής αναφοράς -123-

132 -124-

133 Κεφάλαιο 5 ο ΚΕΦΑΛΑΙΟ 5 ΠΕΡΙΓΡΑΦΗ ΜΙΚΡΟΕΛΕΓΚΤΗ - ΛΟΓΙΚΗ ΤΟΥ ΠΡΟΓΡΑΜΜΑΤΟΣ ΕΛΕΓΧΟΥ 5.1 Εισαγωγή στους μικροελεγκτές Η χρήση των μικροϋπολογιστικών συστημάτων αφορά την ανάπτυξη και υλοποίηση απλών ή πολύπλοκων λογικών ελέγχου σε διατάξεις μετατροπής της ηλεκτρικής ισχύος [34]. Ανεξάρτητα από την πολυπλοκότητα του ελέγχου, το μικροϋπολογιστικό σύστημα πρέπει να είναι σε θέση να μετρήσει ένα ή περισσότερα μεγέθη της διάταξης ισχύος, να εκτελέσει τους κατάλληλους αλγορίθμους και να παράγει τα σήματα εκείνα που θα παλμοδοτήσουν τα ημιαγωγικά στοιχεία ισχύος. Τα μετρούμενα μεγέθη μπορεί να είναι ρεύματα, τάσεις, στροφές, θερμοκρασία καθώς και σήματα ελέγχου από το χρήστη. Τα μικροϋπολογιστικά συστήματα που ενσωματώνουν τα απαραίτητα περιφερειακά για την υλοποίηση μεθόδων ελέγχου ονομάζονται μικροελεγκτές. Γενικότερα, ο μικροελεγκτής είναι ένας τύπος μικροεπεξεργαστή με έμφαση στην αυτάρκεια και στην υψηλή τιμή απόδοσης/κόστους, σε αντίθεση με ένα μικροπεξεργαστή γενικού σκοπού (όπως αυτοί που χρησιμοποιούνται σε ένα προσωπικό υπολογιστή). Η βασική διαφορά μεταξύ μικροεπεξεργαστή και μικροελεγκτή είναι ότι ενώ ο πρώτος αποτελείται από τρία μόνο μέρη, δηλαδή την αριθμητική και λογική μονάδα (ALU), τη μονάδα ελέγχου (CU) και τη μνήμη (Memory-Registers), ο δεύτερος περιλαμβάνει εκτός από τα παραπάνω και άλλες μονάδες όπως μνήμες RAM και ROM, εισόδους και εισόδους, μετατροπείς από αναλογικό σε ψηφιακό σήμα καθώς και πλήθος άλλων εξειδικευμένων περιφερειακών. Ο μικροελεγκτής (μ/ε) είναι ένα ολοκληρωμένο υψηλού βαθμού ολοκλήρωσης (Large Scale Integration chip), που εκτελεί αριθμητικές και λογικές λειτουργίες, καθώς και τις απαραίτητες λειτουργίες ελέγχου. Για την πραγματοποίηση όμως των σκοπών αυτών υπάρχουν πολλοί τρόποι, με αποτέλεσμα να υπάρχουν μ/ε διαφόρων χαρακτηριστικών και δυνατοτήτων. Η εκλογή του κατάλληλου μ/ε για μια ορισμένη εφαρμογή είναι ζωτικής σημασίας για την επιτυχή πραγματοποίηση του τελικού σκοπού. 5.2 Ο μικροελεγκτής dspic30f4011 Ο μικροελεγκτής που επιλέχθηκε για τον έλεγχο του τριφασικού αντιστροφέα της παρούσας διπλωματικής είναι ο dspic30f4011 (Σχήμα 5.1), ο οποίος αποτελεί μοντέλο της -125-

134 Κεφάλαιο 5 ο οικογένειας μικροελεγκτών dspic30f της εταιρίας Microchip [34], [35]. Πρόκειται για μικροελεγκτή με δίαυλο δεδομένων 16 bits και δίαυλο εντολών 24 bits. Διαθέτει δεκαέξι καταχωρητές εργασίας, οι οποίοι μαζί με τη μνήμη του επεξεργαστή είναι οργανωμένοι σε μήκος των 16 bits. Επίσης, το πακέτο εντολών του μικροελεγκτή έχει δύο είδη εντολών: τις εντολές MCU και τις εντολές DSP. Το εσωτερικό ρολόι των εντολών φτάνει τα 29,48 Mhz. Σχήμα 5.1: Διάγραμμα των ακροδεκτών του χρησιμοποιούμενου μικροελεγκτή [35] Όπως φαίνεται από το παραπάνω σχήμα, έχει γίνει πολύπλεξη των σημάτων των περιφερειακών μεταξύ τους ώστε να έχουμε περιορισμένο αριθμό ακίδων στον επεξεργαστή. Η ενεργοποίηση της κάθε ακίδας γίνεται από τον κώδικα μέσω ορισμένων καταχωρητών ειδικής λειτουργίας (SFR). Ο μικροελεγκτής αποτελείται από 40 ακίδες, η περιγραφή των οποίων παρατίθεται στα ακόλουθα Σχήματα 5.2,

135 Κεφάλαιο 5 ο Σχήμα 5.2: Περιγραφή των ακροδεκτών του dspic30f4011 [35] -127-

136 Κεφάλαιο 5 ο Σχήμα 5.3: Περιγραφή των ακροδεκτών του dspic30f4011 (Συνέχεια) [35] Όπως είπαμε, βασικό γνώρισμα που ξεχωρίζει τον μικροελεγκτή από ένα επεξεργαστή είναι η ενσωμάτωση περιφερειακών στο ίδιο ολοκληρωμένο. Τα περιφερειακά, από τα οποία απαρτίζεται ο συγκεκριμένος μικροελεγκτής, είναι τα εξής: Ψηφιακές θύρες εισόδου εξόδου 5 χρονιστές (timers) των 16 bits Μονάδα εύρεσης και αποτύπωσης χρονικής στιγμής συμβάντος (Input Capture Module) Output Compare Module Quadrature Encoder Interface 10 bit μετατροπέα από αναλογικό σε ψηφιακό σήμα (A/D converter) -128-

137 Κεφάλαιο 5 ο Θύρα ασύγχρονης επικοινωνίας RS-232 UART 3 γεννήτριες PWM Μονάδες σειριακής επικοινωνίας βασισμένη στα πρωτόκολλα SPI και I2C Μονάδα CAN Στη συνέχεια θα περιγράψουμε συνοπτικά τα περιφερειακά συστήματα του μικροελεγκτή που χρησιμοποιούνται για την παρούσα εργασία. 5.3 Χρησιμοποιούμενες περιφερειακές μονάδες Στη συνέχεια θα περιγράψουμε συνοπτικά τα περιφερειακά συστήματα του μικροελεγκτή που χρησιμοποιούνται για την παρούσα εργασία Θύρες εισόδου-εξόδου (I/O ports) Υπάρχουν πέντε θύρες ψηφιακών εισόδων-εξόδων (B-F) οι οποίες μοιράζονται τις ακίδες (pins) του μικροελεγκτή με τις εξόδους των υπόλοιπων περιφερειακών [34], [35]. Όταν ένα περιφερειακό είναι ενεργοποιημένο και το περιφερειακό οδηγεί μια ακίδα, τότε η αντίστοιχη ακίδα παύει να αποτελεί να είσοδο-έξοδο γενικού σκοπού. Η λειτουργία όλων των ακίδων εισόδων-εξόδων είναι άμεσα συνδεδεμένη με τρεις καταχωρητές. Ο καταχωρητής TRISx (Data Direction register) καθορίζει αν η ακίδα είναι είσοδος ή έξοδος, με την τιμή 1 στο bit που αντιστοιχεί σε κάποια θύρα να συνεπάγεται ότι αυτή η θύρα είναι είσοδος. Ο καταχωρητής LATx παρέχει δεδομένα στις εξόδους ενώ, διαβάζοντας από τον καταχωρητή PORTx, ενημερωνόμαστε για την κατάσταση των εισόδων. Ενώ μπορούμε να γράψουμε και στους δύο τελευταίους καταχωρητές και να διαβάσουμε από αυτούς, προτείνεται να γράφουμε στον LATx και να διαβάζουμε από τον PORTx (όπου x ο αριθμός της αντίστοιχης θύρας). Στην περίπτωση των αναλογικών εισόδων, πέρα από το ό,τι πρέπει να θέσουμε την τιμή 1 στον καταχωρητή TRISB στο bit που αντιστοιχεί στη θύρα που θέλουμε να ορίσουμε ως αναλογική είσοδο, πρέπει επίσης να θέσουμε την τιμή 0 στο αντίστοιχο bit του καταχωρητή ADPCFG της μονάδας μετατροπής αναλογικού σε ψηφιακό σήμα (ADC) Χρονιστές (Timers) Υπάρχει αποκλειστικά ένας χρονιστής των 16 bits (o timer 1) και δύο χρονιστές των 32 bits που μπορούν να λειτουργήσουν και ως δύο χρονιστές των 16 bits ο καθένας [34], [35]

138 Κεφάλαιο 5 ο Έτσι έχουμε τους δύο χρονιστές των 32 bits (timer2/3 και timer 4/5) ή τους τέσσερις χρονιστές των 16-bits (timer 2, timer 3, timer 4 και timer 5). Όλοι οι παραπάνω χρονιστές ελέγχονται από τους αντίστοιχους καταχωρητές (όπου x ο αύξων αριθμός του χρονιστή): TMRx: το 16-bit περιεχόμενο του timer x PRx: η 16-bit περίοδος του timer x TxCON: Ο καταχωρητής ελέγχου της λειτουργίας του timer x Ο timer 1 έχει τρεις διαφορετικούς τρόπους λειτουργίας: - Χρονιστής 16-bit, όπου αυξάνει σε κάθε κύκλο του εσωτερικού ρολογιού του επεξεργαστή μέχρι μια προκαθορισμένη, από το πρόγραμμα του χρήστη, τιμή. - Σύγχρονος μετρητής παλμών, όπου αυξάνει για κάθε παλμό που προέρχεται από εξωτερική πηγή και είναι συγχρονισμένος με το εσωτερικό ρολόι. - Ασύγχρονος μετρητής παλμών, όπου αυξάνει σε κάθε παλμό που προέρχεται από εξωτερική πηγή. Σε κάθε περίπτωση ο timer 1 ρυθμίζεται έτσι ώστε όταν επιτευχθεί το επιθυμητό χρονικό διάστημα να διακόπτει την κανονική λειτουργία του προγράμματος του χρήστη και εξυπηρετεί τον timer. Στη συνέχεια η μέτρηση ξεκινά από το μηδέν. Οι timers 2,3 και οι timers 4,5 υποστηρίζουν τα παραπάνω χαρακτηριστικά εκτός από τον ασύγχρονο τρόπο λειτουργίας. Επίσης οι timers 2,3 μπορούν να χρησιμοποιηθούν από τα περιφερειακά Input Capture και Output Compare/Simple PWM. Και οι δύο αυτοί χρονιστές μπορούν να χρησιμοποιηθούν και ως timers των 32 bits. Επιπροσθέτως, ο timer 2/3 μπορεί να χρησιμοποιηθεί από το μετατροπέα σήματος από αναλογικό σε ψηφιακό Ο μετατροπέας σήματος από αναλογικό σε ψηφιακό (A/D Converter) Η 10-bit, υψηλής ταχύτητας, μονάδα μετατροπής αναλογικού σε ψηφιακό σήμα επιτρέπει τη μετατροπή ενός αναλογικού σήματος εισόδου σε μια ψηφιακή τιμή με εύρος 10-bit [34], [35]. Με άλλα λόγια, ο μετατροπέας έχει 2 10 ψηφιακές στάθμες και η έξοδός του κυμαίνεται από 0 έως Έτσι μετατρέπει κάθε αναλογικό σήμα 0-5 V σε ψηφιακό εύρους Υπάρχει επίσης η δυνατότητα τροφοδοσίας της μονάδας με διαφορετικές τάσεις αναφοράς από την τροφοδοσία του μικροελεγκτή. Η μονάδα ADC (Σχήμα 5.4) έχει εννιά αναλογικές εισόδους (AN0-AN8) οι οποίες συνδέονται σε τέσσερα κανάλια δειγματοληψίας και αποθήκευσης (Sample and Hold - S/H). Η δειγματοληψία μπορεί να είναι σειριακή ή παράλληλη ενώ η μετατροπή σε ψηφιακό σήμα είναι σειριακή. Ο μέγιστος ρυθμός -130-

139 Κεφάλαιο 5 ο δειγματοληψίας μπορεί να φτάσει το 1 Msps για δειγματοληψία ενός μόνο καναλιού χρησιμοποιώντας δύο S/H για το ίδιο σήμα. Αν τα υπό δειγματοληψία σήματα είναι περισσότερα τότε ο ρυθμός δειγματοληψίας πέφτει ανάλογα. Η αρχικοποίηση και ο προγραμματισμός της μονάδας μετατροπής σήματος από αναλογικό σε ψηφιακό γίνεται μέσω των καταχωρητών ειδικού σκοπού: ADCON1: Καταχωρητής ελέγχου λειτουργίας ADCON2: Καταχωρητής ελέγχου λειτουργίας ADCON3: Καταχωρητής ελέγχου λειτουργίας ADCHS: Επιλέγει τα σήματα εισόδου προς μετατροπή ADPCFG: Επιλέγει αν οι ακίδες θα χρησιμοποιηθούν ως αναλογικές είσοδοι ή ως ψηφιακές είσοδοι/έξοδοι γενικού σκοπού ADCSSL: Επιλέγει σε ποιες εισόδους θα γίνει ακολουθιακή δειγματοληψία Τα αποτελέσματα της A/D μετατροπής αποθηκεύονται σε ένα RAM buffer, 16 λέξεων και εύρους 10 bits. Μέσω των παραπάνω καταχωρητών μπορεί να γίνει διαφορική μέτρηση: - Μεταξύ σημάτων - Μεταξύ σημάτων και γης - Μεταξύ σήματος και μιας ακίδας αναφοράς. Σχήμα 5.4: Σχηματικό διάγραμμα της μονάδας ADC [35] -131-

140 Κεφάλαιο 5 ο Η μονάδα εύρεσης και αποτύπωσης χρονικής στιγμής συμβάντος (Input Capture module) Η μονάδα Input Capture είναι χρήσιμη σε εφαρμογές που απαιτούν μέτρηση συχνότητας ή εύρους παλμών ή γενικά γνώση της χρονικής διάρκειας ενός συμβάντος [35]. Η λειτουργία της μονάδας αυτής είναι να αποθηκεύει την τιμή ενός timer σε ένα καταχωρητή τη στιγμή που αντιληφθεί ένα γεγονός στην είσοδο. Έχει δύο βασικούς τρόπους λειτουργίας: External signal capture input mode, όπου επιλέγεται η τιμή του timer 2 ή του timer 3 με βάση ένα εξωτερικό συμβάν στην ακίδα ICx με σκοπό τη μέτρηση περιόδου, συχνότητας κλπ. Σε αυτό τον τρόπο λειτουργίας ο χρήστης μπορεί να επιλέξει τον αριθμό των αποτυπώσεων (captures) της τιμής του χρονιστή πριν η μονάδα δημιουργήσει μια διακοπή: - Αποτύπωση σε κάθε παρυφή της εισόδου (ανερχόμενη ή κατερχόμενη) - Αποτύπωση σε κάθε κατερχόμενη παρυφή - Αποτύπωση σε κάθε ανερχόμενη παρυφή - Αποτύπωση σε κάθε τέσσερις ανερχόμενες παρυφές - Αποτύπωση σε κάθε δεκαέξι ανερχόμενες παρυφές External signal interrupt mode, όπου οι ακίδες της μονάδας Input Capture μπορούν να χρησιμοποιηθούν ως επιπλέον εξωτερικές πηγές διακοπών. Οι τρόποι λειτουργίας της μονάδας Input Capture καθορίζονται από τον καταχωρητή λειτουργίας ICxCON (όπου x το εκάστοτε κανάλι) και η τιμή του μετρητή σε κάθε διακοπή αποθηκεύεται στον καταχωρητή ICxBUF. Ο dspic30f4011 έχει τέσσερις εισόδους εύρεσης και αποτύπωσης χρονικής στιγμής τις: IC1, IC2, IC7, IC8. Οι ICxBUF αποτελούν ένα buffer 4 επιπέδων όπου τα δεδομένα αποθηκεύονται με τη λογική FIFO (First In, First Out). Ακολουθεί το διάγραμμα της μονάδας Input Capture (Σχήμα 5.5)

141 Κεφάλαιο 5 ο Σχήμα 5.5: Σχηματικό διάγραμμα της μονάδας Input Capture [35] Η μονάδα δημιουργίας τετραγωνικών παλμών (PWM module) Στο μικροελεγκτή dspic30f4011, οι τρεις γεννήτριες διαμόρφωσης παλμών PWM παράγουν δύο σήματα η κάθε μια, το σήμα High και το σήμα Low, τα οποία μπορεί να είναι συμπληρωματικά ή ανεξάρτητα [34], [35]. Η ύπαρξη τριών γεννητριών παραγωγής PWM καθιστά τον μικροελεγκτή κατάλληλο για τον έλεγχο μονοφασικών αλλά και τριφασικών διατάξεων ηλεκτρονικών ισχύος. Η μονάδα έχει 6 ακίδες εξόδου τις: PWM1H/PWM1L, PWM2H/PWM2L και PWM3H/PWM3L καθώς και επιπλέον ακίδες ανίχνευσης σφαλμάτων ώστε να οδηγηθεί η έξοδος της PWM σε κάποιες συγκεκριμένες προεπιλεγμένες καταστάσεις. Επιπλέον η μονάδα PWM έχει τη δυνατότητα εισαγωγής νεκρού χρόνου καθώς και τη δυνατότητα για έλεγχο μέσω ράμπας ή τριγωνικής κυματομορφής. Η ανάλυση φτάνει τα 16 bits ενώ επιτρέπονται οι αλλαγές στο λόγο κατάτμησης μέχρι και δυο φορές σε μια περίοδο. Ο έλεγχος του περιφερειακού παραγωγής παλμών PWM γίνεται μέσω των εξής καταχωρητών ειδικής λειτουργίας: PTCON: Καταχωρητής ελέγχου χρονισμού PTMR: Καταχωρητής χρονισμού PTPER: Καταχωρητής ρύθμισης περιόδου PWMCON1: Καταχωρητής ελέγχου της PWM PWMCON2: Καταχωρητής ελέγχου της PWM -133-

142 Κεφάλαιο 5 ο DTCON1: Καταχωρητής ελέγχου νεκρού χρόνου PDC1: Καταχωρητής ελέγχου του λόγου κατάτμησης της 1 ης PWM PDC2: Καταχωρητής ελέγχου του λόγου κατάτμησης της 2 ης PWM PDC3: Καταχωρητής ελέγχου του λόγου κατάτμησης της 3 ης PWM Στην ουσία, οι παλμοί PWM παράγονται μετά από τη σύγκριση του μετρητή PTMR με τον καταχωρητή PDCx. Όταν αυτοί οι καταχωρητές είναι ίσοι, παράγεται παλμός στην έξοδο μέχρι ο μετρητής PTMR να γίνει ίσος με τον καταχωρητή ελέγχου της περιόδου PTPER. Ο καταχωρητής PTPER θέτει την περίοδο μέτρησης του PTMR. Άλλοι καταχωρητές είναι ο SEVTCMP, ο οποίος ονομάζεται συγκριτής ειδικού γεγονότος και χρησιμεύει για τη διευθέτηση διάφορων περιφερειακών γεγονότων και ο FLTACON, ο οποίος είναι καταχωρητής ελέγχου της ακίδας Fault A. Ακόμη υπάρχει και ο καταχωρητής OVDCON ο οποίος επιτρέπει στη μονάδα PWM να παρακάμπτει την PWM γεννήτρια ώστε έτσι οι θύρες εξόδου της μονάδας (1L-3H) να ελέγχονται από την τιμή που υπάρχει στο αντίστοιχο bit του λιγότερου σημαντικού byte του καταχωρητή OVDCON. Αυτός ο καταχωρητής χρησιμοποιείται κατά κόρον στην παρούσα διπλωματική εργασία γιατί, όπως έχουμε αναφέρει σε προηγούμενο κεφάλαιο, η τεχνική ελέγχου που χρησιμοποιούμε παράγει διανύσματα τάσης (χρησιμοποιούμε με άλλα λόγια Space Vector Modulation, SVM), δηλαδή τιμές που πρέπει να μεταφερθούν άμεσα χωρίς επεξεργασία στις εισόδους των gates των στοιχείων ισχύος. Η μόνη επεξεργασία που χρειαζόμαστε και γι αυτό ακριβώς χρησιμοποιούμε τη μονάδα PWM, είναι η εισαγωγή νεκρού χρόνου ώστε να μην γίνεται βραχυκύκλωμα κατά τη μετάβαση από το ένα στοιχείο στο άλλο του ίδιου κλάδου, το οποίο το πετυχαίνουμε μέσω του καταχωρητή DTCON1 όπως είπαμε. Το διάγραμμα της μονάδας PWM απεικονίζεται στο Σχήμα

143 Κεφάλαιο 5 ο Σχήμα 5.6: Σχηματικό διάγραμμα της μονάδας PWM [35] Υπάρχουν τέσσερις διαφορετικοί τρόποι λειτουργίας της μονάδας PWM: Free running mode Single - Shot mode Continuous Up/Down mode Continuous Up/Down mode with interrupts for double updates Στην εργασία αυτή χρησιμοποιείται ο πρώτος τρόπος λειτουργίας, δηλαδή o free running mode, όπου ο PTMR αυξάνεται προς μια κατεύθυνση μέχρι να αρχικοποιηθεί στο τέλος της επιλεγμένης περιόδου. Αυτός ο τρόπος λειτουργίας προσφέρεται για δημιουργία PWM μέσω ράμπας (edge aligned)

144 Κεφάλαιο 5 ο Η τιμή του καταχωρητή PTPER για μια δεδομένη περίοδο του παλμού καθορίζεται από τον τύπο: CY PTPER= -1 F PWM F (PTMRPrescaler) (5.1) Τέλος, η τιμή που πρέπει να βάλουμε στον καταχωρητή DTCON1 ώστε να έχουμε ένα συγκεκριμένο νεκρό χρόνο δίνεται από τον τύπο: Ακολουθεί το διάγραμμα νεκρού χρόνου (Σχήμα 5.7). DeadTime DT= (PrescaleValue)T (5.2) cy Σχήμα 5.7: Εισαγωγή νεκρού χρόνου στους παλμούς PWM [35] 5.4 Τα αναπτυξιακά εργαλεία του μικροελεγκτή Σημαντική βοήθεια στην ανάπτυξη εφαρμογών προσφέρει το λογισμικό αναπτυξιακών εργαλείων της Microchip [34]. Την πιο σημαντική θέση στα αναπτυξιακά εργαλεία κατέχει το MPLAB X IDE (Integrated Development Environment). Το εργαλείο αυτό τρέχει σε Windows, είναι πολύ εύκολο στη χρήση και περιλαμβάνει βιβλιοθήκες με έτοιμες ρουτίνες για γρήγορη ανάπτυξη εφαρμογών και ταχύτατη εύρεση σφαλμάτων (debugging). Επίσης προσφέρει ένα γραφικό περιβάλλον για το χρήστη που ενοποιεί τη χρήση λογισμικών και υλικών εργαλείων της Microchip αλλά και τρίτων κατασκευαστών. Τέλος, παρέχει ευκολία στην εναλλαγή εργαλείων, στη χρήση προσομοιωτή για τον εκάστοτε μικροελεγκτή και στον προγραμματισμό και εύρεση σφαλμάτων, όλα αυτά μέσα από μια κονσόλα λειτουργιών. Για τον προγραμματισμό και το debugging είναι διαθέσιμο το Pickit 3, ένας debugger και programmer πραγματικού χρόνου και χαμηλού κόστους. Το Σχήμα 5.8 δείχνει τη συνδεσμολογία σύνδεσης του Pickit 3 στον επεξεργαστή

145 Κεφάλαιο 5 ο Σχήμα 5.8: Συνδεσμολογία σύνδεσης του Pickit 3 για τον προγραμματισμό του μικροελεγκτή [36] 5.5 Λογική προγράμματος ελέγχου Για τον έλεγχο του κινητήρα του buggy απαιτείται η ανάπτυξη κατάλληλου κώδικα. Με βάση αυτόν τον κώδικα, ο επεξεργαστής θα επεξεργάζεται ορισμένα σήματα εισόδου και θα παράγει τις κατάλληλες εντολές που θα ελέγχουν τη λειτουργία του κινητήρα Ανάθεση εισόδων και εξόδων του μικροελεγκτή Στη συνέχεια παρουσιάζονται όλες οι θύρες εισόδου και εξόδου του μικροελεγκτή που χρησιμοποιούνται και τα στοιχεία που συνδέονται σε κάθε μια από αυτές. Όνομα ακίδας Αριθμός ακίδας Σήμα AN0 2 Ρεύμα φάσης I a AN1 3 Ρεύμα φάσης I b AN2 4 Εντολή ροπής T ref Πίνακας 5.1: Αναλογικές θύρες εισόδου -137-

146 Κεφάλαιο 5 ο Όνομα ακίδας Αριθμός ακίδας Σήμα RB3/CN5 5 Hall C RB4/CN6 6 Hall B RB5/CN7 7 Hall A Πίνακας 5.2: Ψηφιακές/Change Notification θύρες εισόδου Όνομα ακίδας Αριθμός ακίδας Σήμα RB4/ IC7 6 Hall B Πίνακας 5.3: Input Capture θύρες εισόδου Όνομα ακίδας Αριθμός ακίδας Σήμα PWM3H/RE5 33 PWM3H PWM3L/RE4 34 PWM3L PWM2H/RE3 35 PWM2H PWM2L/RE2 36 PWM2L PWM1H/RE1 37 PWM1H PWM1L/RE0 38 PWM1L Πίνακας 5.4: Θύρες εξόδου PWM Διάγραμμα ροής του κώδικα Το διάγραμμα ροής του προγράμματος ελέγχου του μικροελεγκτή παρατίθεται στη συνέχεια

147 Κεφάλαιο 5 ο ΑΡΧΗ ΑΡΧΙΚΟΠΟΙΗΣΗ ΕΙΣΟΔΩΝ-ΕΞΟΔΩΝ, ADC, PWM, INPUT CAPTURE, CHANGE NOTIFICATION ΟΡΙΣΜΟΣ ΜΗΔΕΝΙΚΗΣ ΣΤΑΘΜΗΣ ΡΕΥΜΑΤΟΣ ΔΙΑΒΑΣΕ HALL ΝΑΙ ΕΧΕΙ ΓΙΝΕΙ ΑΛΛΑΓΗ ΣΤΗΝ ΤΙΜΗ ΤΩΝ HALL; ΟΧΙ ΥΠΟΛΟΓΙΣΕ ΤΗ ΓΩΝΙΑΚΗ ΤΑΧΥΤΗΤΑ ΜΕΣΩ ΤΟΥ HALL B ΚΑΙ ΤΗ ΘΕΣΗ ΤΟΥ ΔΡΟΜΕΑ ΔΙΑΒΑΣΕ ΤΙΣ ΤΙΜΕΣ ΤΩΝ ΦΑΣΙΚΩΝ ΡΕΥΜΑΤΩΝ ΥΠΟΛΟΓΙΣΕ ΤΑ ΡΕΥΜΑΤΑ ΚΑΙ ΤΙΣ ΜΑΓΝΗΤΙΚΕΣ ΡΟΕΣ ΣΤΟ DQ ΣΥΣΤΗΜΑ ΚΑΙ ΤΗΝ ΗΛΕΚΤΡΟΜΑΓΝΗΤΙΚΗ ΡΟΠΗ ΥΠΟΛΟΓΙΣΕ TON TOMEA TΗΣ ΜΑΓΝΗΤΙΚΗΣ ΡΟΗΣ ΔΙΑΒΑΣΕ ΤHN TIMH TΗΣ ΡΟΠΗΣ ΑΝΑΦΟΡΑΣ ΥΠΟΛΟΓΙΣΕ ΤA ΕΠΙΤΡΕΠΤΑ ΣΦΑΛΜΑΤΑ ΜΑΓΝΗΤΙΚΗΣ ΡΟΗΣ ΚΑΙ ΡΟΠΗΣ ΦΟΡΤΩΣΕ ΣΤΟΝ OVDCON ΤΟ ΚΑΤΑΛΛΗΛΟ ΔΙΑΝΥΣΜΑ ΤΑΣΗΣ -139-

148 -140-

149 Κεφάλαιο 6 ο ΚΕΦΑΛΑΙΟ 6 ΠΕΙΡΑΜΑΤΙΚΗ ΔΙΑΤΑΞΗ - ΣΥΜΠΕΡΑΣΜΑΤΑ 6.1 Πειραματική διάταξη Με σκοπό να δοκιμαστεί η λογική ελέγχου οδήγησης του κινητήρα, αποφασίστηκε να γίνει δοκιμή σε μια διάταξη μικρότερης ισχύος από το buggy. Η διάταξη που επιλέχθηκε είναι αποτέλεσμα της διπλωματικής εργασίας Μελέτη και κατασκευή ηλεκτρονικού μετατροπέα ισχύος για την οδήγηση και τον έλεγχο κινητήρα τύπου DC Brushless [11] που πραγματοποιήθηκε στο ΕΗΜΕ από τον φοιτητή Ευάγγελο Τσούμα. Για περισσότερες πληροφορίες, ο αναγνώστης μπορεί να ανατρέξει στο κείμενο αυτό Διάταξη αντιστροφέα και κυκλώματος ελέγχου Όπως είπαμε, η διάταξη αυτή κατασκευάστηκε από τον Ε. Τσούμα και περιλαμβάνει τον τριφασικό αντιστροφέα, το κύκλωμα παλμοδότησής του καθώς και κατάλληλα μετρητικά τάσης και ρεύματος, απαραίτητα για τη λογική ελέγχου που υλοποίησε ο φοιτητής. Η διάταξη αυτή απεικονίζεται στο Σχήμα 6.1. Σχήμα 6.1: Πλακέτα αντιστροφέα και κυκλώματος ελέγχου κατασκευασμένη από τον Ε. Τσούμα [11] -141-

150 Κεφάλαιο 6 ο Κινητήρας μόνιμου μαγνήτη Ο κινητήρας που χρησιμοποιείται στο πείραμα είναι σύγχρονος κινητήρας μόνιμου μαγνήτη. Στο πείραμα του Ε. Τσούμα, ο κινητήρας αυτός οδηγήθηκε ως κινητήρας dc brushless, δηλαδή με τραπεζοειδή παλμοδότηση, αλλά ο σκοπός στην παρούσα διπλωματική εργασία είναι να οδηγηθεί με ημιτονοειδή παλμοδότηση. Τα στοιχεία του κινητήρα, όπως δίνονται στη διπλωματική εργασία του Ε. Τσούμα, παρατίθενται παρακάτω: Αντίσταση φάσης: 3.2 Ohm Αυτεπαγωγή φάσης: 42 mh Σταθερά ροπής: 0.31 Nm/A Εύρος τάσης εξ επαγωγής: V/krpm Αδράνεια δρομέα: 0.61*10-4 kg*m 2 Παράγοντας τριβής: 1.39*10-5 Nms Ζεύγη πόλων: 5 Ονομαστική φασική τάση: 240 V Ονομαστική ταχύτητα: 3000 rpm Ονομαστική ροπή: 0.65 Nm Ονομαστική ισχύς: 200W Ο κινητήρας απεικονίζεται στο Σχήμα

151 Κεφάλαιο 6 ο Σχήμα 6.2: Ο κινητήρας μόνιμου μαγνήτη της πειραματικής διάταξης του Ε. Τσούμα [11] Μεγάλης σημασίας είναι η γνώση της σωστής αντιστοιχίας των αισθητήρων Hall με τις φάσεις του κινητήρα καθώς αυτή είναι απαραίτητη για τη σωστή παλμοδότηση των στοιχείων ισχύος άρα και για τη λειτουργία του κινητήρα. Ο κατασκευαστής δεν διευκρίνιζε ποιος αισθητήρας αντιστοιχεί σε ποια φάση, αφού στο κατασκευαστικό φυλλάδιο δίνονται διαφορετικά σύμβολα για τους αισθητήρες (Α, B, C) και τις φάσεις (U, V, W) οπότε η αντιστοιχία αυτή έπρεπε να διαπιστωθεί πειραματικά. Το πείραμα προσδιορισμού της σωστής αντιστοιχίας αισθητήρων Hall και φάσεων έχει ως εξής. Κινώντας το δρομέα της μηχανής με το χέρι, παλμογραφούμε την επαγωγική πολική τάση μεταξύ δύο φάσεων του κινητήρα και ταυτόχρονα ένα αισθητήρα Hall. Έτσι παίρνουμε εννιά παλμογραφήματα που απεικονίζουν τη σχέση των τριών πολικών επαγωγικών τάσεων με τους τρεις αισθητήρες Hall. Η εύρεση της σωστής αντιστοιχίας έγκειται στην ακόλουθη λογική: για την εκάστοτε πολική τάση Exy, ο αισθητήρας που αντιστοιχεί στη φάση y γίνεται 1 όταν η Exy μηδενίζεται με κατεύθυνση προς τα αρνητικά (γίνεται αρνητική στη συνέχεια) -143-

152 Κεφάλαιο 6 ο και γίνεται 0 όταν η Exy μηδενίζεται με κατεύθυνση προς τα θετικά (γίνεται θετική στη συνέχεια). Έτσι εντοπίζουμε σε ποια φάση αντιστοιχεί ο κάθε αισθητήρας από τα τρία παλμογραφήματα που έχουμε το zero-crossing, το παλμογράφημα δηλαδή όπου ο αισθητήρας Hall και η πολική τάση είναι αντίθετοι ( ο αισθητήρας είναι θετικός όταν η τάση είναι αρνητική και ο αισθητήρας έχει μηδενική τιμή όταν η τάση είναι θετική). Με αυτόν τρόπο εντοπίζουμε τον αισθητήρα B παλμογραφώντας την τάση Eab, τον αισθητήρα C παλμογραφώντας την τάση Ebc και τον αισθητήρα A παλμογραφώντας την τάση Eca. Τα υπόλοιπα έξι παλμογραφήματα χρησιμοποιούνται για έλεγχο της σωστής ακολουθίας. Σύμφωνα με τη λογική των αισθητήρων Hall, οι οποίοι είναι τοποθετημένοι ανά 120 ο, ο αισθητήρας Hall A πρέπει να είναι μετατοπισμένος κατά 120 ο αριστερά του Hall B και ο αισθητήρας Hall C πρέπει να είναι μετατοπισμένος κατά 120 ο δεξιά του Hall B. Έτσι μπορούμε να ελέγξουμε αν πράγματι έχουμε αντιστοιχήσει σωστά τους αισθητήρες μας. Η σχέση της επαγωγικής πολικής τάσης Eab με τους τρεις αισθητήρες Hall σύμφωνα με την προσομοίωση απεικονίζεται στο Σχήμα 6.3, για τραπεζοειδή κινητήρα και τραπεζοειδή παλμοδότηση. Όπως είπαμε στο 2 ο Κεφάλαιο, κάθε φορά που ένας μαγνητικός πόλος στο δρομέα περνά κοντά σε ένα αισθητήρα Hall, ο αισθητήρας παίρνει τιμή 1 ή 0 υποδηλώνοντας ότι ο βόρειος (Ν) ή ο νότιος (S) πόλος του μαγνήτη αντίστοιχα περνά δίπλα του. Βέβαια, ορισμένοι κατασκευαστές μηχανών μόνιμου μαγνήτη ακολουθούν αντίθετη λογική, δηλαδή ο αισθητήρας δίνει χαμηλό σήμα όταν περνά ο βόρειος πόλος και υψηλό όταν περνά ο νότιος. Αυτή ακριβώς η λογική ακολουθείται και στον κινητήρα της διάταξης. Για αυτό το λόγο προέκυψαν δύο αντιστοιχήσεις φάσεων με αισθητήρες Hall, μία με ακολουθία abc και μια με ανάποδη ακολουθία cba. Στην πρώτη ακολουθία (abc), έχουμε τον αντεστραμμένο παλμό των αισθητήρων Hall, δηλαδή γίνεται 1 όταν η αντίστοιχη πολική τάση μηδενίζεται και μετά γίνεται θετική και γίνεται 0 όταν η τάση μηδενίζεται και μετά γίνεται αρνητική και η συσχέτιση των αισθητήρων Hall είναι όπως περιγράψαμε παραπάνω. Στη δεύτερη ακολουθία (cba), έχουμε τον ορθό παλμό που περιγράψαμε και ο αισθητήρας Hall A είναι μετατοπισμένος κατά 120 ο δεξιά του Hall B και ο αισθητήρας Hall C είναι μετατοπισμένος κατά 120 ο αριστερά του Hall B, δηλαδή ανάποδα από πριν

153 Κεφάλαιο 6 ο Σχήμα 6.3: Η συσχέτιση της επαγωγικής τάσης Eab με τους τρεις αισθητήρες Hall για τραπεζοειδή κινητήρα Τελικά επιλέγουμε την ακολουθία cba και σύμφωνα με αυτή, η αντιστοιχία των φάσεων με τους αισθητήρες Hall απεικονίζεται στον Πίνακα 6.1: Φάση Χρώμα καλωδίου Αισθητήρας Hall U Κόκκινο A V Άσπρο B W Μαύρο C Πίνακας 6.1: Αντιστοίχηση των φάσεων κινητήρα με τους αισθητήρες Hall Τέλος, για να επιβεβαιώσουμε την επιλογή μας, συνδέσαμε τις φάσεις με την αντιστοιχία που υπολογίσαμε και οδηγήσαμε τον κινητήρα ως brushless dc, δηλαδή με τραπεζοειδή παλμοδότηση, εν κενώ. Ο κινητήρας φυσικά λειτούργησε κανονικά, επιβεβαιώνοντας με -145-

154 Κεφάλαιο 6 ο αυτόν τον τρόπο ότι η αντιστοιχία φάσεων και αισθητήρων Hall που κάναμε ήταν η σωστή. Σε περίπτωση που η παλμοδότησή μας ήταν λανθασμένη, ο κινητήρας δεν θα μπορούσε να στραφεί Διάταξη μετρητικών ρεύματος Τα μετρητικά που υπάρχουν στην έτοιμη πλακέτα δεν μας εξυπηρετούν καθώς μετράνε την τάση και το ρεύμα στο dc bus, ενώ εμείς χρειαζόμαστε για τον έλεγχό μας γνώση των τιμών δύο φασικών ρευμάτων, της a και της b φάσης. Έτσι στα πλαίσια αυτής της διπλωματικής εργασίας, σχεδιάστηκε και κατασκευάστηκε μια μικρή διάταξη και συγκεκριμένα μια πλακέτα που παρεμβάλλεται μεταξύ της πλακέτας του αντιστροφέα και του κινητήρα για τις δύο φάσεις ενώ η τρίτη φάση του κινητήρα συνδέεται απευθείας στην πλακέτα του αντιστροφέα. Η σχεδίαση έγινε στο σχεδιαστικό πρόγραμμα τυπωμένων κυκλωμάτων Kicad. Τα μετρητικά ρεύματος που χρησιμοποιήθηκαν για τη μέτρηση των εναλλασσόμενων φασικών ρευμάτων του κινητήρα I a, I b είναι τα HX-05 NP της εταιρίας LEM (Σχήμα 6.4). Τροφοδοτούνται με διπλή τάση ±12-±15 V και μπορούν να μετρήσουν είτε εναλλασσόμενα είτε συνεχή ρεύματα. Η λειτουργία τους βασίζεται στο φαινόμενο Hall και υπάρχει γαλβανική απομόνωση μεταξύ του πρωτεύοντος και του δευτερεύοντος τυλίγματος. Πρόκειται για γραμμικά τροφοδοτικά σε όλο το φάσμα των μετρήσεων, με δύο πρωτεύοντα τυλίγματα τα οποία εν σειρά έχουν ονομαστικό ρεύμα ±5 A και παράλληλα ±10 A. Στην έξοδό τους βγάζουν ±4 V για την τιμή του ονομαστικού ρεύματος. Στην περίπτωσή μας το ρεύμα που θέλουμε να μετρήσουμε είναι γύρω στα 1.5 A οπότε συνδέουμε τα πρωτεύοντα τυλίγματα εν σειρά. Σχήμα 6.4: Το μετρητικό HX-05 NP της εταιρείας LEM [37] -146-

155 Κεφάλαιο 6 ο Ο μικροελεγκτής μπορεί να διαβάσει τιμές με εύρος 0-5 V, ενώ στην έξοδο του μετρητικού έχουμε ±4 V. Για να προσαρμοστούν τα σήματα αυτά σε κατάλληλο επίπεδο ώστε να μπορέσουμε να τα επεξεργαστούμε, πρέπει να γίνουν λοιπόν τα εξής βήματα: Να υποβιβαστούν τα ±4 V στα ±2.5 V και να προστεθεί στη συνέχεια ένα offset των 2.5 V ώστε η έξοδος να προσαρμοστεί στο επιτρεπτό, από το μικροελεγκτή, εύρος 0-5 V. Με αυτόν τον τρόπο, τα αρνητικά ρεύματα (-5-0 A) θα μεταφράζονται σε V και τα θετικά ρεύματα (0-5 A) θα μεταφράζονται σε V. Για να επιτύχουμε το πρώτο βήμα χρειαζόμαστε ένα διαιρέτη τάσης (Σχήμα 6.5). Επιλέχθηκαν αντιστάσεις με τιμές 30 kω και 47 kω ώστε στην έξοδο του διαιρέτη τάσης να έχουμε περίπου ±2.5 V. Συγκεκριμένα: R 47kΩ 2 V out = V in = (±4)=±2.44V R 1+R kΩ (6.1) Σχήμα 6.5: Διαιρέτης τάσης [38] Για την προσθήκη του offset των 2.5 V χρειαζόμαστε δύο ολοκληρωμένα, ένα για τη δημιουργία της τάσης 2.5 V και ένα για την προσθήκη αυτής στην έξοδο του διαιρέτη τάσης. Το πρώτο καθήκον το αναλαμβάνει το ολοκληρωμένο AD580 (Σχήμα 6.6). Πρόκειται για ένα σταθεροποιητικό τάσης το οποίο δέχεται μια τροφοδοσία με τιμές V και παράγει στην έξοδο του τη σταθερή τιμή των 2.5 V. Εμείς το τροφοδοτούμε με την τάση +15 V, που χρησιμοποιούμε και στα μετρητικά. Το δεύτερο καθήκον το αναλαμβάνει το ολοκληρωμένο AD622 (Σχήμα 6.7). Πρόκειται για ένα ενισχυτή ο οποίος στο ένα από τα οχτώ pins του (συγκεκριμένα στο pin 5) δέχεται μια τιμή αναφοράς, την οποία προσθέτει στην έξοδο που προκύπτει μετά την ενίσχυση του σήματος εισόδου. Αν και ο ενισχυτής μπορεί να έχει κέρδος μεταξύ 1 και 1000, εμείς στην περίπτωση μας ανοιχτοκυκλώνουμε τους ακροδέκτες 1 και

156 Κεφάλαιο 6 ο όπου συνδέεται η αντίσταση ενίσχυσης ώστε η αντίσταση αυτή να είναι άπειρη άρα το κέρδος μηδενικό. Σύμφωνα με το κατασκευαστικό φυλλάδιο απαιτείται ένα RC χαμηλοπερατό φίλτρο στην είσοδο του ενισχυτή για την απομάκρυνση του θορύβου (ηλεκτρομαγνητική παρεμβολή). Τέλος, ο AD622 τροφοδείται με τάσεις εύρους ± V και εμείς στην περίπτωσή μας το τροφοδοτούμε με τη διπλή τάση των ±15 V. Σχήμα 6.6: Το σταθεροποιητικό τάσης AD580 της Analog Devices [40] Σχήμα 6.7: Ο ενισχυτής AD622 της εταιρίας Analog Devices [39] Για λόγους απομόνωσης του κυκλώματος του μικροελεγκτή από το κύκλωμα ισχύος, χρησιμοποιούμε ως buffer τον ενισχυτή LM358 (Σχήμα 6.8). Για να χρησιμοποιηθεί ως buffer πρέπει να έχει κέρδος 1 και αυτό επιτυγχάνεται συνδέοντας τους ακροδέκτες 1 και 2 και 6 και 7. Τροφοδοτείται από διπλή τάση τροφοδοσίας ± V και στην περίπτωσή μας από την τάση των ±15 V. Το LM358 αποτελείται από δύο ανεξάρτητους ενισχυτές που είναι ακριβώς και ότι χρειαζόμαστε για τα δύο μετρητικά μας

157 Κεφάλαιο 6 ο Σχήμα 6.8: Ο ενισχυτής LM358 της ST Microelectronics [41] Τέλος για λόγους προστασίας του επεξεργαστή τοποθετούμε στην έξοδο του AD622 ( pin 6) μια δίοδο Zener 5.1 V ώστε σε περίπτωση σφάλματος να αποτραπεί η καταστροφή της πύλης εισόδου του μικροεπεξεργαστή. Στο Σχήμα 6.9 παρατίθεται μια εικόνα της πλακέτας των μετρητικών. Οι πυκνωτές στην είσοδο της τροφοδοσίας ± 15 V είναι των 100 nf και τοποθετήθηκαν για φιλτράρισμα του θορύβου. Σχήμα 6.9: Πλακέτα μετρητικών ρεύματος που σχεδιάστηκε και κατασκευάστηκε στα πλαίσια αυτής της διπλωματικής εργασίας -149-

158 Κεφάλαιο 6 ο Διάταξη τροφοδοτικών συνεχούς τάσης Για τη λειτουργία της πλακέτας του αντιστροφέα και του κυκλώματος ελέγχου καθώς και της πλακέτας των μετρητικών ρεύματος απαιτείται η δημιουργία κατάλληλων πηγών συνεχούς τάσης για την τροφοδοσία των διάφορων στοιχείων τους. Τα τροφοδοτικά συνεχούς τάσης αναλαμβάνουν αυτόν το ρόλο μετατρέποντας την εναλλασσόμενη τάση του δικτύου (230 V) σε συνεχή τάση διαφόρων επιπέδων. Η πλακέτα των τροφοδοτικών που χρησιμοποιούμε είναι αποτέλεσμα διδακτορικής εργασίας και βγάζει τα εξής επίπεδα τάσης στην έξοδό του: Δύο εξόδους των +5 V Μια έξοδο των +15 V Μια έξοδο των ±15 V Η μια έξοδος των +5 V έχει κοινή γείωση με την έξοδο των +15 V και η άλλη έξοδος των +5 V έχει κοινή γείωση με το επίπεδο τάσης ±15 V. Ακολουθεί μια εικόνα της πλακέτας των τροφοδοτικών καθώς και εικόνα της συνολικής διάταξης (Σχήματα 6.10, 6.11). Σχήμα 6.10: Πλακέτα τροφοδοτικών συνεχούς τάξης Συνολική διάταξη Στο ακόλουθο σχήμα παρουσιάζεται η συνολική πειραματική διάταξη, όπου οι τρεις πλακέτες είναι συνδεδεμένες μεταξύ τους και με τον κινητήρα

159 Κεφάλαιο 6 ο Σχήμα 6.11: Συνολική διάταξη οδήγησης του κινητήρα Αν και έγιναν κάποιες προσπάθειες στο εργαστήριο, τελικά δεν κατέστη δυνατή η ολοκλήρωση της πειραματικής επιβεβαίωσης της τεχνικής ελέγχου που επιλέχθηκε. Ο κύριος λόγος έγκειται στη διάταξη των μετρητικών, η οποία δεν λειτούργησε ακριβώς όπως περιμέναμε. Η πλακέτα δεν δίνει στην έξοδό της τις αναμενόμενες τιμές του ρεύματος καθώς το ρεύμα των φάσεων του αντιστροφέα παρουσιάζει αιχμές, οι οποίες διερχόμενες μέσα από την πλακέτα των μετρητικών, γίνονται ακόμα μεγαλύτερες. Αυτό έχει ως συνέπεια το παλμογράφημα των μετρήσεων στην έξοδο της πλακέτας να παρουσιάζει επίσης πολύ μεγάλες αιχμές, το οποίο συνεπάγεται ότι δεν μπορούμε να λάβουμε αξιόπιστες τιμές, τις οποίες να μπορεί να τις επεξεργαστεί στη συνέχεια ο μικροελεγκτής μας. Ως επιπλέον παρατηρήσεις, μπορούμε να πούμε ότι, λόγω έλλειψης φορτίου δεν θα μπορούσαμε να κάνουμε έλεγχο ροπής καθώς ο κινητήρας θα στρεφόταν εν κενώ. Ακόμη, τα ρεύματα στη λειτουργία εν κενώ είναι πολύ μικρά, της τάξης του σφάλματος ακρίβειας του μετρητικού ρεύματος, οπότε οι εκτιμήσεις της ροπής και της ροής δεν θα ήταν σωστές, με αποτέλεσμα να μην μπορεί να υλοποιηθεί σωστά ο έλεγχος

160 Κεφάλαιο 6 ο 6.2 Συμπεράσματα-Προοπτικές για μελλοντική δουλειά Από την εκπόνηση αυτής της διπλωματικής εργασίας προκύπτει ότι η κλασσική τεχνική αμέσου ελέγχου ροπής (DTC) δεν ενδείκνυται για την οδήγηση ενός σύγχρονου κινητήρα μόνιμου μαγνήτη (PMSM). Αντίθετα η, προσαρμοσμένη στη λειτουργία του συγκεκριμένου κινητήρα, τεχνική ελέγχου DTC λειτουργεί πολύ καλά και επιτυγχάνεται αρκετά ακριβής έλεγχος ροπής με μικρή κυμάτωση καθώς και πολύ καλή δυναμική απόκριση. Αυτό σημαίνει πως αυτή η τεχνική ελέγχου αποτελεί μια πολύ καλή λύση για χρήση σε μια εφαρμογή ηλεκτροκίνησης. Επιπλέον, κατά τη συγγραφή του κώδικα, συμπεράναμε ότι πρόκειται για ένα πολύπλοκο αλγόριθμο με πολλές πράξεις, γεγονός το οποίο συνεπάγεται πως το πρόγραμμα ελέγχου είναι αργό και πιθανότατα δεν θα ανταποκρίνεται πλήρως στον, απαιτούμενο από την εφαρμογή μικρό χρόνο δειγματοληψίας, λόγω της υψηλής και μεταβλητής διακοπτικής συχνότητας. Ως λύση προτείνεται η χρήση εντολών της βιβλιοθήκης DSP της Microchip, οι οποίες έχουν ως στόχο τη μείωση του χρόνου εκτέλεσης της κάθε εντολής. Ακόμη, είναι πιθανό να υπάρχει η ανάγκη χρήσης ενός πιο εξελιγμένου μοντέλου μικροελεγκτή με μεγαλύτερη ταχύτητα εκτέλεσης CPU, όπως για παράδειγμα κάποιο μοντέλο της οικογένειας dspic33f, τα οποία έχουν αυξημένες ταχύτητες σε σχέση με την οικογένεια dspic30f της Microchip. Τέλος, οι προοπτικές για μελλοντική δουλειά που θέτει αυτή η διπλωματική εργασία είναι οι εξής: Βελτιστοποίηση του κώδικα για ταχύτερη εκτέλεση Χρήση πιο γρήγορου μικροελεγκτή, σε περίπτωση που κριθεί απαραίτητο Κατασκευή του κυκλώματος οδήγησης του κινητήρα που μελετήθηκε και εφαρμογή στο ηλεκτροκίνητο buggy του εργαστηρίου

161 Βιβλιογραφία ΒΙΒΛΙΟΓΡΑΦΙΑ [1] el.wikipedia.org - Ηλεκτρικό αυτοκίνητο 81%CE%B9%CE%BA%CF%8C_%CE%B1%CF%85%CF%84%CE%BF%CE%BA %CE%AF%CE%BD%CE%B7%CF%84%CE%BF [2] en.wikipedia.org - Electric vehicle [3] en.wikipedia.org - History of the electric vehicle [4] Νικόλαος Θ. Μήλας, "Βελτιστοποίηση λειτουργίας ηλεκτρονικού διαφορικού για μικρό ηλεκτροκίνητο όχημα", Διπλωματική Εργασία Πανεπιστημίου Πατρών, Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών, Εργαστήριο Ηλεκτρομηχανικής Μετατροπής Ενέργειας, Ν ο 380, Οκτώβριος, 2014 [5] Δημήτριος Γ. Βιδιαδάκης και Νεφέλη Β. Τσιάρα, "Μελέτη και κατασκευή οχήματος πόλης με διαφορικό ηλεκτροκίνητο σύστημα", Διπλωματική Εργασία Πανεπιστημίου Πατρών, Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών, Εργαστήριο Ηλεκτρομηχανικής Μετατροπής Ενέργειας, Ν ο 348, Ιούλιος, 2012 [6] Δημήτριος Α. Παπαθανασόπουλος, "Μελέτη και κατασκευή του ηλεκτροκινητήριου συστήματος ηλεκτρικού δικύκλου", Διπλωματική Εργασία Πανεπιστημίου Πατρών, Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών, Εργαστήριο Ηλεκτρομηχανικής Μετατροπής Ενέργειας, Ν ο /2013, Ιούνιος, 2013 [7] Duane Hanselman, "Brushless Permanent Magnet Motor Design", Magna Physics Publishing, 2006 [8] Αθανάσιος Ν. Σαφάκας, "Ηλεκτρικές Μηχανές Α", Τμήμα εκτυπώσεων τυπογραφείου Πατρών, 2010 [9] Wayne Storr, "Magnetic Hysteresis", Electronic Tutorials, [10] [11] Ευάγγελος Τσούμας, "Μελέτη και κατασκευή ηλεκτρονικού μετατροπέα ισχύος για την οδήγηση και τον έλεγχο κινητήρα τύπου DC Brushless", Διπλωματική Εργασία Πανεπιστημίου Πατρών, Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών, Εργαστήριο Ηλεκτρομηχανικής Μετατροπής Ενέργειας, Ν ο 361, Ιούλιος 2013 [12] IBS Magnet, "Permanent Magnets Materials and Magnet Systems",

162 Βιβλιογραφία [13] [14] [15] Ramu Krishnan, "Permanent Magnet Synchronous and Brushless DC Motor Drives", CRC Press, 2010 [16] J.C. Gamazo-Real, E.Vasquez-Sanchez, J. Gomez-Gill, "Position and Speed Control of Brushless DC Motors Using Sensorless Techniques and Application Trends", Sensors, 2010 [17] [18] Adrian Opritescu, "Control of a saturated Permanent Magnet Synchronοus Motor", Aalborg University, Department of Energy Technology, Denmark [19] [20] Jacek F. Gieras, "Permanent Magnet Motor Technology, Design and Applications", CRC Press [21] Εμμανουήλ Κ. Τατάκης, "Ηλεκτρονικά Στοιχεία Ισχύος και Βιομηχανικές Εφαρμογές", Πανεπιστήμιο Πατρών, 2003 [22] Εμμανουήλ Κ. Τατάκης, "Ηλεκτρονικά Στοιχεία Ισχύος και Βιομηχανικές Εφαρμογές", Διαλέξεις μαθήματος, Πανεπιστήμιο Πατρών, [23] Θεόδωρος Α. Μπούμης, "Μελέτη και κατασκευή κινητήριου συστήματος υβριδικού οχήματος: σχεδιασμός και κατασκευή ηλεκτρονικού μετατροπέα ισχύος", Διπλωματική Εργασία Πανεπιστημίου Πατρών, Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών, Εργαστήριο Ηλεκτρομηχανικής Μετατροπής Ενέργειας, 2009 [24] Αντώνης Θ. Αλεξανδρίδης, Επαμεινώνδας Μητρονίκας, "Προηγμένος έλεγχος ηλεκτρικών μηχανών", Τμήμα εκτυπώσεων τυπογραφείου Πανεπιστημίου Πατρών, 2012 [25] Freescale, "Permanent Magnet Synchronous Motor Control" 2012 [26] Merzoug,Naceri, "Comparison of Field-Oriented Control and Direct Torque Control for Permanent Magnet Synchronous Motor (PMSM)", World Academy of Science, Engineering and Technology 21, 2008 [27] "DTC: Theretical etude and simulation", Renesas, 2009 [28] S. Ozcira and N. Bekiroglu, "Direct Torque Control of Permanent Magnet Synchronous Motors", Yildiz Technical University, Turkey -154-

163 Βιβλιογραφία [29] J. Kang, S. Sul "Analysis and Prediction of Inverter Switching Frequency in Direct Torque Control of Induction Machine Based on Hysteresis Bands and Machine Parameters", IEEE Transactions on Industrial Electronics, Vol. 48, NO. 3, June 2001 [30] [31] Salih Baris Ozturk, "Modelling, Simulation and Analysis of Low-cost Direct Torque Control of PMSM Using Hall-effect Sensors", Master Thesis, Texas A&M University, December 2005 [32] [33] [34] Εμμανουήλ Κ. Τατάκης, "Σημειώσεις Εργαστηρίου Ηλεκτρονικών Ισχύος ΙΙ", Πανεπιστήμιο Πατρών, 2011 [35] Microchip, "dspic30f4011/4012 Data Sheet", Microchip Technology Inc, 2010 [36] [37] Current Transducer HX NP, Data Sheet, LEM [38] [39] Low Cost Instrumentation Amplifier AD622, Data Sheet, Analog Devices [40] High Precision 2.5 V IC Reference AD580, Data Sheet, Analog Devices [41] LMx58-N Lowe Power, Dual-Operational Amplifiers, Data Sheet, Texas Instruments -155-

164 -156-

165 Παράρτημα Α ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Α ΚΩΔΙΚΑΣ ΜΙΚΡΟΕΛΕΓΚΤΗ #include <p30f4011.h> #include <math.h> #include <libpic30.h> _FOSC(CSW_FSCM_OFF & FRC_PLL16); // Fosc=16x7.5MHz, i.e. Fcy=Fosc/4=30 MIPS, Tcy=1/(30*10^6) _FWDT(WDT_OFF); // Watchdog timer off _FBORPOR(MCLR_EN & PWRT_OFF); _FGS(CODE_PROT_OFF); float Tref=0,Ia=0,Ib=0; // deigmatoleiptoumena megeth: Tref roph anaforas, Ia,Ib fasika reumata int Iasub,Ibsub; // timh tashs mhdenikou reumatos, dhladh 2.5 V=511 char Inter=1; // voithitikh metavlhth, wste na mhn ekteleitai h DTC_TABLE, xwris na exei ginei //PWM interrupt, arxikh timh 1 wste na kalesei thn DTC_Table thn 1h fora unsigned int cap1,cap2; // first and second capture variable unsigned int frequency = 1; // 16 bits gia thn periptwsh pou xrhsimopoiw thn builtin_divud! unsigned int counts=1;// gia na mhn ginei overflow h frequency unsigned int HallValue; // This variable holds the hall sensor input readings char Sector; // This variable holds present sector value, which is the rotor position const char SectorTable[] = {-1,4,2,3,6,5,1,-1}; // Translation of the Hall state value to sector //Hall values of 0 or 7 represent illegal values and therefore return -1. float theta_init=0; // gia otan exw ston Sector Table tis hlektrikes gwnies se rad const float ThetaTable[] = {5.7596,0.5236,1.5708,2.618,3.6652,4.7124}; // pinakas arxikwn hlektrikwn gwniwn se rad gia oikonomia praksewn char x=0; // voithitikh metavlhth gia elegxo an exei perasei enas hlektrikos kyklos, //gia na ypologizw thn taxythta -157-

166 Παράρτημα Α const float Ts=0.0002; // gia 5 khz int counter; // metavlhth gia na ypologisw to diasthma oloklhrwshs Ts me th xrhsh tou Timer 1 float speed; // gwniakh hlektrikh taxythta float theta; // hlektrikh gwnia int th; // hlektrikh gwnia meta apo thn afairesh twn 30 moirwn kai diairesh me th 1 //moira=orisma pinaka sinewave,cosine float Ialpha,Ibeta; // reumata alpha,beta (Clarke transformation) float Id,Iq; // reumata d,q (Park transformation) const float Ld=0.042,Lq=0.042,fr=0.062; // Autepagwges Ld,Lq,fr h magnhtikh roh tou monimou magnhth const unsigned int p=5; // zeugaria polwn ths mhxanhs float fd,fq,fs,te; // fd,fq oi d,q magnhtikes roes, fs h synolikh magnhtikh roh Te h //paragomenh hlektromagnhtikh roph float delta; // gwnia pou prokyptei apo thn arctan(fq/fd) float theta_tot; // synolikh gwnia tou dianysmatos ths rohs theta+delta char Sector_Flux; // O tomeas ston opoio vrisketai to dianysma ths rohs const float fref=0.065; // timh anaforas ths magnhtikhs rohs, kontinh sth laf float f_window= ,t_window; // epitreptes anoxes rohs (1%) kai rophs (5%) float f_error,t_error; // sfalmata magnhtikhs rohs kai rophs char c_f=0,c_t=0,c_t1=0,c_t2=0; // flux and torque commands char f,t1,t2; // voithitikes metavlhtes gia tous elegktes ysterhshs char overcurrent=0; // voithitikh metavlhth gia periptwsh yperreymatos const unsigned int Switching_Table[2][3][6]={ {{0x0016,0x0026,0x0025,0x0029,0x0019,0x001A},{0x0015,0x002A,0x0015,0x00A, 0x0015,0x002A},{0x0019,0x001A,0x0016,0x0026,0x0025,0x0029}}, {{0x0026,0x0025,0x0029,0x0019,0x001A,0x0016},{0x002A,0x0015,0x002A,0x005, 0x002A,0x0015},{0x0029,0x0019,0x001A,0x0016,0x0026,0x0025}} }; // Switching Table const float Sinewave[]={ 0.5,0.515,0.53,0.5446,0.5592,0.5736,0.5878,0.6018,0.6157,0.6293,0.6428,0.6561, ,0.682,0.6947,0.7071,0.7193,0.7314,0.7432,0.7547,0.766,0.7772,0.788,0.7986,0.809, ,0.829,0.8387,0.848,0.8571,0.866,0.8746,0.883,0.891,0.8988,0.9063, -158-

167 Παράρτημα Α ,0.9205,0.9272,0.9336,0.9397,0.9455,0.951,0.9563,0.9613,0.9659,0.9703, ,0.9781,0.9816,0.9848,0.9877,0.9903,0.9925,0.9945,0.9962,0.9976,0.9986, ,0.9998,1,0.9998,0.9994,0.9986,0.9976,0.9962,0.9945,0.9926,0.9903,0.9877, ,0.9816,0.9782,0.9744,0.9703,0.966,0.9613,0.9563,0.951,0.9455,0.9397, ,0.9272,0.9205,0.9136,0.9063,0.8988,0.891,0.883,0.8746,0.866,0.8572,0.848, ,0.829,0.8192,0.809,0.7986,0.788,0.7771,0.766,0.7547,0.7432,0.7314,0.7193, ,0.6947,0.682,0.6691,0.6561,0.6428,0.6293,0.6157,0.6018,0.5878,0.5736, ,0.5446,0.5299,0.515,0.5,0.4848,0.4695,0.454,0.4384,0.4226,0.4067,0.3907, ,0.3584,0.342,0.3256,0.309,0.2924,0.2756,0.2588,0.2419,0.225,0.208,0.1908, ,0.1564,0.1392,0.1219,0.1045,0.0872,0.0698,0.0523,0.0349,0.0175,0, , , , , , ,-0.122,-0.139, , , , ,-0.225, , , , ,-0.309, ,-0.342, , , , , , ,-0.454, , ,-0.5,-0.515, , , , , , , , , , , , , , , , , , ,-0.766, ,-0.788, ,-0.809, ,-0.829, , , ,-0.886, ,-0.883,-0.891, , , , , , , , , , , , , , , , , , , , , , , , , , ,-1, , , , , , , , , , , , , , , , , , , , , , , , , , ,-0.891,-0.883, ,-0.866, , , , , ,-0.809, ,-0.788, ,-0.766, , , , , , ,-0.682, , , , , , , , , , , ,-0.515,-0.5, , ,-0.454, , , , , , ,-0.342, ,-0.309, , , ,0.2419,0.225,0.2079,0.1908,0.1737,0.1564,0.139,0.1219,0.1045,0.872, ,0.0523,0.0349,0.0175,0,0.0175,0.0349,0.0523,0.0698,0.0872,0.1045,0.1219, ,0.1564,0.1737,0.1908,0.2079,0.225,0.2419,0.2588,0.2756,0.2924,0.309, ,0.342,0.3584,0.3746,0.3907,0.4067,0.4226,0.4384,0.454,0.4695, }; -159-

168 Παράρτημα Α const float Cosine[]={ 0.866,0.8572,0.848,0.8387,0.829,0.8192,0.809,0.7986,0.788,0.7772,0.766,0.7547, ,0.7314,0.7193,0.7071,0.6947,0.682,0.6691,0.6561,0.6428,0.6293,0.6157, ,0.5878,0.5736,0.5592,0.5446,0.5299,0.515,0.5,0.4848,0.4695,0.454,0.4384, ,0.4067,0.3907,0.3746,0.3584,0.342,0.3256,0.309,0.2924,0.2756,0.2588, ,0.225,0.208,0.1908,0.1737,0.1564,0.1392,0.1219,0.1045,0.0872,0.0698, ,0.0349,0.0175,0, , , , , , , , , , , , ,-0.225, , , , , , ,-0.342, , , , , , ,-0.454, , ,-0.5,-0.515, , , , , , ,0.6157, , , , ,-0.682, , , , , , ,-0.766, ,-0.788, ,-0.809, ,-0.829, , , ,-0.886, ,-0.883,-0.891, , , , , , , , , , , , , , , , , , , , , , , , , , ,-1, , , , , , , , , , , , , , , , , , , , , , , , , , , ,-0.883, ,-0.886, ,-0.848, ,-0.829, ,-0.809, , , ,-0.766, , , , , , ,-0.682, , , , , , , , , , , ,-0.515,-0.5, , ,-0.454, , , , , , ,-0.342, ,-0.309, , , , ,-0.225, , , , , , , ,-0.872, , ,-0.349, ,0,0.0175,0.0349,0.0523,0.0698,0.0872,0.1045,0.1219,0.1392,0.1564,0.1737, ,0.2079,0.225,0.2419,0.2588,0.2756,0.2924,0.309,0.3256,0.342,0.3584,0.3746,0.3907, ,0.4226,0.4384,0.454,0.4695,0.4848,0.5,0.515,0.5299,0.5446,0.5592, ,0.5878,0.6018,0.6157,0.6293,0.6428,0.6561,0.6691,0.682,0.6947,0.7071, ,0.7314,0.7432,0.7547,0.766,0.7772,0.788,0.7986,0.809,0.8192,0.829,0.8387, ,0.8571,0.886,0.8746,0.883,0.891,0.8988,0.9063,0.9136,0.9205,0.9272,0.9336, ,0.9455,0.9511,0.9563,0.9617,0.9659,0.9703,0.9744,0.9782,0.9817,0.9848, ,0.9903,0.9926,0.9945,0.9962,0.9976,0.9986,0.9994,0.9998,1,0.9998,0.9994, ,0.9976,0.9962,0.9945,0.9926,0.9903,0.9877,0.9848,0.9816,0.9782,0.9744, ,0.9659,0.9613,0.9563,0.9511,0.9455,0.9397,0.9336,0.9272,0.9205,0.9136, -160-

169 Παράρτημα Α ,0.8988,0.891,0.883, }; void Init_ADC(void); // Initialisation of ADC void Init_Ports(void); // Initialisation of Ports void Init_PWM(void); // Initialisation of PWM module void Init_InputCapture(void); // Initialisation of Input Capture module void Init_CN(void); // Initialisation of Change Notification void Init_TMR1(void); // Initialisation of Timer 1, gia ypologismo ths Ts, //gia na vlepoume poso xrono thelei gia na ftanei to program sto shmeio oloklhrwshs void Theta_Calculation(void); // Calculation of the electrical rotor position void Idq(void); // Park transformation of Ia,Ib,Ic to Id,Iq void Flux_Torque_Estimation(void); // Flux and Torque Estimation void Flux_Sector(void); // Flux vector sector calculation void Hysteresis_Controllers(void); // Hysteresis controllers void DTC_Table(void); // Selection of proper voltage vector void Current_Reference(void); // Orismos stathmhs mhdenikou reumatos sthn arxh tou programmatos void Current_Limit(void); // elegxos gia yperreumata sta fasika reumata // START OF MAIN PROGRAM int main() { Init_Ports(); Init_ADC(); Init_PWM(); Init_InputCapture(); Init_CN(); Init_TMR1(); ADCON1bits.ADON = 1; // Turn ADC ON Current_Reference(); _PTEN = 1; // Enable PWM time base T1CONbits.TON=1; // turn on timer

170 Παράρτημα Α while(1) { Theta_Calculation(); Idq(); if (overcurrent==0) { Flux_Torque_Estimation(); Flux_Sector(); Hysteresis_Controllers(); if(inter!=0) DTC_Table(); // wste na ekteleitai meta apo kathe Interrupt PWM } } return 0; } // END OF MAIN PROGRAM void Init_Ports(void) { TRISB=0x003F; // AN0,AN1,AN2 analogue inputs and RB3,RB4,RB5 digital inputs (gia tous Hall //sensors) // Select pin IC7 (RB4) as input, syndedemeno ston Hall B TRISC=0; TRISD=0; TRISE=0; // PWM1L-PWM3H eksodoi TRISF=0; return; } void Init_ADC(void) { IFS0bits.ADIF=0; // clear ADC interrupt flag IEC0bits.ADIE=1; // Interrupt ADC enable IPC2bits.ADIP=2; ADPCFG=0xFFF8; // Configure AN0,AN1,AN2 as analog inputs -162-

171 Παράρτημα Α ADCON1=0; ADCON1bits.SSRC=7; // Automatic conversion mode ADCON1bits.ASAM=1; // Automatic sample start (Sampling begins immediately //after last conversion completes) ADCON1bits.SIMSAM=1; // Samples CH0, CH1, CH2, CH3 simultaneously (when CHPS = 1x) // Samples CH0 and CH1 simultaneously (when CHPS = 01) ADCON2=0; ADCON2bits.CHPS=2; // Samples CH0, CH1, CH2, CH3 simultaneously when //CHPS = 1x, CH0 and CH1 when CHPS=1 ADCON2bits.SMPI=15; // Gia na vgazw to meso oro 4 deigmatwn gia to kathe channel! // Xanw deigmata (kanonika 16 deigmata) etsi alla eksoikonomw xrono! ADCON3=0; ADCON3bits.ADCS = 9; ADCHS=0; ADCHSbits.CH0SA=8; // CH0 is AN8 ADCHSbits.CH123SA=0; // CH1 positive input is AN0 (Ia), CH2 positive input //is AN1 (Ib), CH3 positive input is AN2 (Torque demand) ADCSSL=0; ADCBUF0=ADCBUF1=ADCBUF2=ADCBUF3=ADCBUF4=ADCBUF5=ADCBUF6=AD CBUF7=ADCBUF8=ADCBUF9=ADCBUFA=ADCBUFB=ADCBUFC=ADCBUFD=ADC BUFE=ADCBUFF=0; // katharismos ADC registers return; } void attribute ((interrupt, no_auto_psv)) _ADCInterrupt (void) { IFS0bits.ADIF=0; // Clear interrupt flag return; } -163-

172 Παράρτημα Α void Current_Reference(void) { delay32(30000); //30000=1 msec gia 30 MIPS Iasub=ADCBUF1+ADCBUF5+ADCBUF9+ADCBUFD; // 4 samples Ibsub=ADCBUF2+ADCBUF6+ADCBUFA+ADCBUFE; // 4 samples delay32(30000); //30000=1 msec gia 30 MIPS Iasub=Iasub+ADCBUF1+ADCBUF5+ADCBUF9+ADCBUFD; // 8 samples Ibsub=Ibsub+ADCBUF2+ADCBUF6+ADCBUFA+ADCBUFE; // 8 samples Iasub= builtin_divud(iasub,8); // prepei na vgainei 511 kai sta 2 Ibsub= builtin_divud(ibsub,8); return; } void Init_PWM(void) { IFS2bits.PWMIF=0; //Clear bit PWMIF (IFS2<7>) IEC2bits.PWMIE=1; //Interrupt PWM module enable IEC2<7>=1 IPC9bits.PWMIP=5; //Interrupt priority level PWMIP<2:0> = 5 PTPER=0x05DB; // PWM time base period, 20khz diakoptikh, 0x5DD=1499 PTCON=0; // PWM off, free running PWMCON1=0x0077; // complementary kai 3 apo tis 4 eksodous high and low enabled PWMCON2=0x0002; // Output overrides via the OVDCON are synchronised to the PWM time base, //OVDCON updates otan PTMR=0, dhladh me th syxnothta tou PWM DTCON1=0x003F; // 0x3F=63, 63* Tcy=63*33 ns=2.1 us OVDCON=0x0015; // PWMxL on gia arxikh timh! return; } void attribute ((interrupt, no_auto_psv)) _PWMInterrupt (void) { IFS2bits.PWMIF=0; //Clear bit PWMIF (IFS2<7>) Inter=Inter+1; -164-

173 Παράρτημα Α } return; void Init_InputCapture(void) // Ypologismos hlektrikhs syxnothtas, xrhsh Input Capture //IC7/RB4 opou RB4=Hall B { IPC4bits.IC7IP=3; //Interrupt priority level IC7IP<2:0> = 1 IEC1bits.IC7IE=1; //Interrupt Input Capture module enable IC7IE=1 TMR2 = 0; PR2 = 0xFFFF; //PR2 register at maximum, timer2 free-running TMR2 T2CON = 0x0030; //Timer 2 operates with prescaler 1:256 and internal clock (Tcy/256) IC7CON = 0x00A2; //Configuration of Input Capture module 2, selected TMR2, //capture on falling edge, interrupt on every 2nd capture event IC7BUF = 0; T2CONbits.TON=1; // turn on timer 2 return; } void attribute (( interrupt, auto_psv )) _IC7Interrupt(void) { IFS1bits.IC7IF = 0; //Clear bit IC7IF (IFS1<1>) return; } void Init_CN(void) { CNEN1=0x00E0; //Change Notification enable for CN5,6,7 CNPU1=0x00E0; //enable pull ups for the same inputs IFS0bits.CNIF=0; IEC0bits.CNIE=1; //Enable CNinterrupt IPC3bits.CNIP=4; } -165-

174 Παράρτημα Α void attribute (( interrupt, auto_psv )) _CNInterrupt(void) { IFS0bits.CNIF=0; // oi 3 Hall sensors topothetountai stis eidosous RB3,RB4,RB5 ws ekshs: //RB3=Hall C, RB4=Hall B, RB5=Hall A HallValue=(unsigned int)((portb >> 3) & 0x0007); // shift twn shmatwn //(RB3,RB4,RB5) sthn arxh ths lekshs kai apomonwsh autwn wste na pairnei times //apo 0 ews 7! opote HallValue=RB5,RB4,RB3=HallA,Hall B,Hall C Sector=SectorTable[HallValue]; // euresh tomea analoga me to syndyasmo, (vlepe pinaka Hall sensors) // Sthn arxh tha mpei lathos gwnia (px 330 anti gia 345) alla sthn arxh tou //epomenou tomea tha mpei h swsth timh! dhladh se ligotero apo 60 moires! //Kathe 60 moires ginetai reset sto oloklhrwma! if (Sector!= -1) { // CHECK an leitourgoun swsta oi Hall sensors kai dn vgazoun akyres times theta_init=thetatable[sector-1]; // tithetai h arxikh gwnia tou tomea x=x+1; } return; } void Init_TMR1(void) // metrhths gia ton ypologismo ths Ts { IPC0 = IPC0 0x5000; // Priority level is 5 TMR1=0; PR1=0xFFFF; // PR1 register at maximum, timer 1 free-running T1CON = 0x0030; // Internal clock divided by 256 return; } void Theta_Calculation(void) { if (x==6) { // molis oloklhrwnetai enas hlektrikos kyklos, dhladlh kathe 72 moires cap1=ic7buf; -166-

175 Παράρτημα Α cap2=ic7buf; if (cap1!=0 && cap2!=0){ // ypologismos syxnothtas tou Hall B, dhladh ypologismos hlektrikhs syxnothtas counts=cap2-cap1; } frequency= builtin_divud( builtin_divud( ,counts),256); // metraei mexri ta 250hz giati meta h diairesh /counts ginetai long // kai h builtin_divud exei ws apotelesma int kai oxi long! x=0; // mhdenismos voithikhs metavlhths meta thn epiteuksh enos hlektrikou kyklou } // Interval = TMR1 x prescaler x Tcy counter=tmr1; // gia ton ypologismo ths statheras oloklhrwshs Ts! TMR1=0; speed=6.2832*frequency; // w=2*pi*f (rad/sec) theta=speed*ts+theta_init; // Oloklhrwsh gwniakhs taxythtas gia ton ypologismo ths gwniakhs theshs! theta_init=theta; // orismos neas arxikhs gwnias gia thn epomenh epanalhpsh, enw //vriskomaste ston idio tomea! return; } void Idq(void) { // Deigmatolhpsia reumatwn Ia=(ADCBUF1+ADCBUF5+ADCBUF9+ADCBUFD-4*Iasub)*5./2048.; // Iamax=5 A, 2048=4*512, etsi fernoume to reuma apo ta 2.5-5V sta 0-2.5V gia thetika //reumata if (Ia<-3 Ia>3) { // elegxos gia yperreuma sto Ia, gia prostasia tou kinhthra! //Epishs, exoume kai prostasia tou epeksergasth! Current_Limit(); return; } Ib=(ADCBUF2+ADCBUF6+ADCBUFA+ADCBUFE-4*Ibsub)*5./2048.; -167-

176 Παράρτημα Α // Ibmax=5 A, 2048=4*512 if (Ib<-3 Ib>3) { // elegxos gia yperreuma sto Ib, gia prostasia tou kinhthra! //Epishs, exoume kai prostasia tou epeksergasth! Current_Limit(); return; } else overcurrent=0; // gia na ektelestoun oi ypoloipes synarthseis se periptwsh fysiologikhs leitoyrgias // Clarke Transformation Ialpha=(float)Ia*1.2247; // Ialpha=Iasqrt(3/2) Ibeta=(float)(Ia+2*Ib)*0.7071; // Ibeta=(Ia+2Ib)sqrt(1/2) th=(theta )/0.0175; // afairesh 30 moirwn kai diairesh me ta rad ths 1 moiras, //wste na vroume se poio stoixeio tou pinaka eimaste if (th>=390) th=390; // gia na mhn kseperasei to megethos tou pinaka Id=0.8165*(Ialpha*Cosine[th]+Ibeta*Sinewave[th]); // Id=sqrt(2/3)*(Ialpha*cos8+Ibeta*sin8) Iq=0.8165*(-Ialpha*Sinewave[th]+Ibeta*Cosine[th]); // Iq=sqrt(2/3)*(-Ialpha*sin8+Ibeta*cos8) return; } void Flux_Torque_Estimation(void) { fq=lq*iq; // magnhtikh roh ston aksona q fd=ld*id+fr; // magnhtikh roh ston aksona d // Te=1.5*p*((Ld-Lq)*Iq*Id+fr*Iq) full typos alla sthn periptwsh mas Ld=Lq ara //Te=1.5*p*fr*Iq; paragomenh hlektromagnhtikh roph fs=sqrtf(fq*fq+fd*fd); // Ypologismos fs synolikhs magnhtikhs rohs return; } -168-

177 Παράρτημα Α void Flux_Sector(void) { if (Iq!=0) { // 'h Te!=0 delta=atan2f(fq,fd); // arctangent of fq/fd theta_tot=theta+delta; // synolikh gwnia tou dianysmatos ths rohs theta+delta // H gwnia theta pairnei tis ekshs times: [30,390]=[0.5236,6.8068] //ThetaTable[]={330,30,90,150,210,270}={5.7596,0.5236,1.5708,2.618,3.6652, //4.7124} if (theta_tot>= && theta_tot<6.8068) Sector_Flux=1; // 330<theta<=390(theta>330 OR theta<=30), Sector=1 else if (theta_tot>= && theta_tot<1.5708) Sector_Flux=2; // 30<theta<=90, Sector=2 else if (theta_tot>= && theta_tot<2.618) Sector_Flux=3; // 90<theta<=150, Sector=3 else if (theta_tot>=2.618 && theta_tot<3.6652) Sector_Flux=4; // 150<theta<=210, Sector 4 else if (theta_tot>= && theta_tot<4.7124) Sector_Flux=5; // 210<theta<=270, Sector 5 else if (theta_tot>= && theta_tot<5.7596) Sector_Flux=6; // 270<theta<=330, Sector 6 } else Sector_Flux=Sector; return; } void Hysteresis_Controllers(void) { f_error=fref-fs; // sfalma magnhtikhs rohs // Deigmatolhpsia rophs anaforas Tref=(ADCBUF3+ADCBUF7+ADCBUFB+ADCBUFF)*1.5/4092.; // Trefmax=1.5 Nm, 4092=4*1023 T_error=Tref-Te; // sfalma rophs // parathyro magnhtikhs rohs if (f_error>= f==1) { -169-

178 Παράρτημα Α } c_f=1; // f_window= (1%) f=1; // gia na ksanampainei mexri na ginei arnhtiko } else if (f_error<= f==0) { c_f=0; f=0; // gia na ksanampainei mexri na ginei thetiko } // parathyro rophs T_window=Tref*0.05; // epitrepth anoxh rophs 5% ths ekastote rophs anaforas if (T_error>=T_window t1==1) { c_t1=1; t1=1; } else if (T_error<=0 t1==0) { c_t1=0; t1=0; } if (T_error>=0 t2==0) { c_t2=0; t2=0; } else if (T_error<=-T_window t2==-1) { c_t2=-1; t2=-1; } c_t=c_t1+c_t2; return; void DTC_Table(void) { OVDCON=Switching_Table[c_f][c_T+1][Sector_Flux-1]; // eksodos tou katallhlou voltage vector sthn PWM! Inter=0; -170-

179 Παράρτημα Α } return; void Current_Limit(void) // elegxos gia yperreumata sta fasika reumata Ia,Ib { OVDCON=0x0015; // energopoihmenoi oloi oi LOW diakoptes (PWMxL on)! overcurrent=1; // thesimo metavlhths yperreumatos Inter=0; return; } -171-

180 -172-

181 Παράρτημα Β ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Β ΣΧΗΜΑΤΙΚΟ ΚΑΙ ΤΥΠΩΜΕΝΟ ΚΥΚΛΩΜΑ ΤΗΣ ΠΛΑΚΕΤΑΣ ΜΕΤΡΗΤΙΚΩΝ -173-

182 -174-

183 Παράρτημα Γ ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Γ ΤΕΧΝΙΚΑ ΦΥΛΛΑΔΙΑ ΚΑΤΑΣΚΕΥΑΣΤΩΝ -175-

184 -176- Παράρτημα Γ

185 -177- Παράρτημα Γ

186 -178- Παράρτημα Γ

187 -179- Παράρτημα Γ

188 -180- Παράρτημα Γ

189 -181- Παράρτημα Γ

190 -182- Παράρτημα Γ

191 -183- Παράρτημα Γ

192 -184- Παράρτημα Γ

193 -185- Παράρτημα Γ

194 -186- Παράρτημα Γ

195 -187- Παράρτημα Γ