ΑΡΙΣΤΟΤΕΛΕΙΟ ΠΑΝΕΠΙΣΤΗΜΙΟ ΘΕΣΣΑΛΟΝΙΚΗΣ ΤΜΗΜΑ ΦΥΣΙΚΗΣ ΤΟΜΕΑΣ ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΗΣ & ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΩΝ ΥΠΟΛΟΓΙΣΤΩΝ ΚΑΤΕΥΘΥΝΣΗ ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΗΣ ΤΕΧΝΟΛΟΓΙΑΣ ΚΥΚΛΩΜΑΤΩΝ

Μέγεθος: px
Εμφάνιση ξεκινά από τη σελίδα:

Download "ΑΡΙΣΤΟΤΕΛΕΙΟ ΠΑΝΕΠΙΣΤΗΜΙΟ ΘΕΣΣΑΛΟΝΙΚΗΣ ΤΜΗΜΑ ΦΥΣΙΚΗΣ ΤΟΜΕΑΣ ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΗΣ & ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΩΝ ΥΠΟΛΟΓΙΣΤΩΝ ΚΑΤΕΥΘΥΝΣΗ ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΗΣ ΤΕΧΝΟΛΟΓΙΑΣ ΚΥΚΛΩΜΑΤΩΝ"

Transcript

1 ΑΡΙΣΤΟΤΕΛΕΙΟ ΠΑΝΕΠΙΣΤΗΜΙΟ ΘΕΣΣΑΛΟΝΙΚΗΣ ΤΜΗΜΑ ΦΥΣΙΚΗΣ ΤΟΜΕΑΣ ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΗΣ & ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΩΝ ΥΠΟΛΟΓΙΣΤΩΝ Π.Μ.Σ. ΡΑ ΙΟΗΛΕΚΤΡΟΛΟΓΙΑΣ ΚΑΤΕΥΘΥΝΣΗ ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΗΣ ΤΕΧΝΟΛΟΓΙΑΣ ΚΥΚΛΩΜΑΤΩΝ ΙΠΛΩΜΑΤΙΚΗ ΕΡΓΑΣΙΑ του µεταπτυχιακού φοιτητή Λάµπρου Μούντριχα ΣΧΕ ΙΑΣΜΟΣ ΟΛΟΚΛΗΡΩΜΕΝΟΥ ΚΥΚΛΩΜΑΤΟΣ ΣΥΚΓΡΙΤΗ ΓΙΑ ΜΕΤΑΤΡΟΠΕΑ ΑΝΑΛΟΓΙΚΟΥ ΣΗΜΑΤΟΣ ΣΕ ΨΗΦΙΑΚΟ 6-bits ΣΥΧΝΟΤΗΤΑΣ ΕΙΓΜΑΤΟΛΗΨΙΑΣ 2.5GHz ΕΠΙΒΛΕΠΟΝΤΕΣ ΚΑΘΗΓΗΤΕΣ κ. Σ. ΣΙΣΚΟΣ κ. Κ. ΠΑΠΑΘΑΝΑΣΙΟΥ ΘΕΣΣΑΛΟΝΙΚΗ 2010

2 ii

3 ΑΡΙΣΤΟΤΕΛΕΙΟ ΠΑΝΕΠΙΣΤΗΜΙΟ ΘΕΣΣΑΛΟΝΙΚΗΣ ΣΧΟΛΗ ΘΕΤΙΚΩΝ ΕΠΙΣΤΗΜΩΝ ΤΜΗΜΑ ΦΥΣΙΚΗΣ ΤΟΜΕΑΣ ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΗΣ & ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΩΝ ΥΠΟΛΟΓΙΣΤΩΝ Π.Μ.Σ. ΡΑ ΙΟΗΛΕΚΤΡΟΛΟΓΙΑΣ ΚΑΤΕΥΘΥΝΣΗ ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΗΣ ΤΕΧΝΟΛΟΓΙΑΣ ΚΥΚΛΩΜΑΤΩΝ ΣΧΕ ΙΑΣΜΟΣ ΟΛΟΚΛΗΡΩΜΕΝΟΥ ΚΥΚΛΩΜΑΤΟΣ ΣΥΚΓΡΙΤΗ ΓΙΑ ΜΕΤΑΤΡΟΠΕΑ ΑΝΑΛΟΓΙΚΟΥ ΣΗΜΑΤΟΣ ΣΕ ΨΗΦΙΑΚΟ 6-bits ΣΥΧΝΟΤΗΤΑΣ ΕΙΓΜΑΤΟΛΗΨΙΑΣ 2.5GHz ιπλωµατική εργασία για το Π.Μ.Σ. Ραδιοηλεκτρολογίας Κατεύθυνση Ηλεκτρονικής Τεχνολογίας Κυκλωµάτων του µεταπτυχιακού φοιτητή Λάµπρου Μούντριχα ΘΕΣΣΑΛΟΝΙΚΗ 2010 iii

4 iv

5 Ονοµατεπώνυµο: Λάµπρος Μούντριχας Επιβλέπων: κ. Στυλιανός Σίσκος Αν. Καθηγητής Τµήµατος Φυσικής Α.Π.Θ. κ. Κώστας Παπαθανασίου Λέκτορας Τµήµατος Φυσικής Α.Π.Θ. Θέµα ιπλωµατικής εργασίας: Σχεδιασµός ολοκληρωµένου κυκλώµατος συκγριτή για µετατροπέα αναλογικού σήµατος σε ψηφιακό 6bits συχνότητας δειγµατοληψίας 2.5Ghz ΠΕΡΙΛΗΨΗ Στη παρούσα διπλωµατική εργασία αναφέρεται η µελέτη και ο σχεδιασµός ενός ολοκληρωµένου συγκριτή υψηλής ταχύτητας, σε τεχνολογία 90nm, δοµικό στοιχείο ενός µετατροπέα αναλογικού σήµατος σε ψηφιακό, ανάλυσης 6bit (και µελλοντικά 8bit), συχνότητας δειγµατοληψίας 2.5GHz, για την ψηφιοποίηση σήµατος 600mV συχνότητας 600MHz. Ο συγκριτής αποτελείται απο δυο σταδία, τον προενισχυτή και τη µονάδα track and latch. Ο προενισχυτής ενισχύει το σήµα εισόδου, και παράλληλα λειτουργεί ως βαθµίδα αποµόνωσης (buffer) αποτρέποντας φαινόµενα παρασιτικών στιγµιαίων τάσεων (kickback) στην είσοδο. Σχεδιάστηκε µε ενίσχυση DC 12dB, συχνότητα θλάσης 3.8GHz (typical/27 o C) και bandwidth 14.2GHz. Χαρακτηριστική είναι η µικρή πτώση της ενίσχυσης 100mdB σε συχνότητες µέχρι 600MHz. Ο δυσκολότερος παράγοντας που αντιµετωπίστηκε ήταν η χαµηλή τάση τροφοδοσίας που κάνει δύσκολη τη λειτουργία του κυκλώµατος στα διάφορα corners. v

6 Η τοπολογία track-and-latch, αποτελείται απο ένα ζεύγος σταυρωτά συνδεδεµένων (crosscoupled) αντιστροφέων, επιτυγχάνοντας υψηλή ταχύτητα λειτουργίας. H σύνδεση µε τον προενισχυτή γίνεται µέσω ενός δικτυώµατος διακοπτών, που σκοπό έχει την µείωση του φαινοµένου kickback. Το offset του latch βρίσκεται σε ικανοποιητικά επίπεδα, µε µελανό σηµείο τη λειτουργία σε υψηλή συχνότητα κατα την προσοµοίωση 8bit. Οφείλεται στην αργή απόκριση της πηγής ρεύµατος και λύνεται µε την προσθήκη ενός διακόπτη, µε µόνο µειονέκτηµα την ανάγκη ύπαρξης ενός συµπληρωµατικού ρολογιού. Η τελική τοπολογία του συγκριτή έχει την δυνατότητα να λειτουργεί σε συχνότητα 3.4GHz (2.36GHz, Slow-Hot) για την περίπτωση των 6bit-600mV input, καταναλώνοντας 480uA (590uA, Slow-Hot). Στην περίπτωση ανάλυσης 7bit-600mV, στα 3GHz (2GHz, Slow-Hot), και για 8bit στα 2.7GHz (1.75GHz, Slow-Hot). Υπάρχει και η δυνατότητα να φτάσει τα 2.5GHz, (Slow-Hot) άν δε χρειάζεται να ενσωµατωθεί σε συστήµατα περισσοτέρων bits. vi

7 Full name: Supervisor: Label of the Diplomatic work: Lampros Mountrichas Stilianos Siskos Deputy Professor, Physics Department, Aristotle University of Thessaloniki Kostas Papathanasiou Lecturer, Physics Department, Aristotle University of Thessaloniki Design of a 90nm integrated comparator for a 6-bits, 2.5Ghz flash analog-to-digital converter ABSTRACT This thesis refers to the study and design of a high speed 90nm comparator, as a component of an 6bit (and future 8bit) Analog-to-Digital converter, at 2.5GHz sampling frequency, implemented for the digitization of a 600mV 600MHz signal. The comparator consists of two stages, the preamplifier and a Track-and-Latch unit. The preamplifier amplifies the input signal, while functioning as a buffer thus preventing kickback phenomena. It is designed with a DC gain of 12dB in mind, cut-off frequency of 3.8GHz (typical/27 o C) and a bandwidth of 14.2GHz. The gain loss at frequencies up to 600MHz is minimal, at -100mdB. The low supply voltage of 1.2V made the operation at various design corners difficult. The Track-and-Latch, consists of a pair crosscoupled inverters, achieving high speed of operation. It is connected to the preamplifier via a couple of switches in order to reduce kickback effects. The offset of the Track-and-Latch is at satisfactory levels, with minor problems at high frequencies during 8bit simulations. This is due to the topology's slow current source and is addressed with the addition of a NMOS switch. The drawback to this approach is the need for a two phase clock. vii

8 The final topology of the comparator is able to operate at frequencies of 3.4GHz (2.36GHz, Slow-Hot) consuming 480uA (590uA, Slow-Hot) - 6bit/600mV input. At 3GHz (2GHz, Slow-Hot) 7bit/600mV, and at 2.7GHz (1.75GHz, Slow-Hot) 8bit/600mV input. There is also a way for the circuit to operate at 2.5GHz (Slow-Hot) if it is not to be implemented in more than 6bit ADCs. viii

9 Ε Υ Χ Α Ρ Ι Σ Τ Ι Ε Σ Η παρούσα διπλωµατική εργασία εκπονήθηκε στο τµήµα Φυσικής της σχολής Θετικών Επιστηµών του Αριστοτελείου Πανεπιστηµίου Θεσσαλονίκης. Στην ολοκλήρωση της θα ήταν δυσκολότερη, χωρίς τη βοήθεια και την υποστήριξη µερικών ανθρώπων, τους οποίους αισθάνοµαι την ανάγκη να ευχαριστήσω. Πρώτον από όλους θα ήθελα να ευχαριστήσω τον επιβλέποντα καθηγητή κ. Σίσκο Στυλιανό για την εµπιστοσύνη που µου έδειξε, αλλά και για τη δυνατότητα που µου έδωσε να ασχοληθώ µε το συγκεκριµένο θέµα καθώς και να συµµετάσχω σε σηµαντικά ερευνητικά προγράµµατα. Επίσης, θα ήθελα να τον ευχαριστήσω για τον εξοπλισµό του εργαστηρίου, που µου παρείχε, για την διεξαγωγή της εργασίας. Ευχαριστώ τον συνεπιβλέποντα, κ. Παπαθανασίου Κωνσταντίνο, Λέκτορα του τµήµατος Φυσικής, για την επιστηµονική στήριξη καθώς επίσης και για την καθοδήγηση που µου προσέφερε κατά τη διάρκεια της εκπόνησης της παρούσας διπλωµατικής.. Ήταν πάντα πρόσχαρος να βοηθήσει µε τις επιστηµονικές του γνώσεις για την επιτυχή αντιµετώπιση των διαφόρων τεχνικών θεµάτων που προέκυπταν. Επιπλέον, θα ήθελα να ευχαριστήσω τους Ιωάννη Κοσµαδάκη, Λευτέρη Ιωαννίδη και Ελένη Αζά, µε τους οποίους µοιράστηκα των χώρο του εργαστηρίου και µου δόθηκε η ευκαιρία παρακολουθώντας τις εργασίες τους να µάθω καινούρια πράγµατα, να προβληµατιστώ µε τα προβλήµατα τους, και να λάβω την βοήθεια και υποστήριξή τους όποτε χρειαζόταν. Τέλος, ένα µεγάλο ευχαριστώ στους γονείς µου Βασίλη και Ελένη, τον αδερφό µού Κωνσταντίνο, και την κοπέλα µου Έλενα για τη στήριξη, την αγάπη και την πολύτιµη βοήθεια που µου προσέφεραν όχι µόνο κατά τη διάρκεια του µεταπτυχιακού µου αλλά και κατά τα προπτυχιακά µου χρόνια. Είµαι χαρούµενος που σε κάθε βήµα της ζωής µου είναι πάντα κοντά µου και µε στηρίζουν. Χωρίς τη βοήθεια και την ανελλιπή υποστήριξή τους δεν θα είχα καταφέρει την επιστηµονική και προσωπική µου πορεία. ix

10 "Η έρευνα που κατέληξε στα αποτελέσµατα αυτά χρηµατοδοτήθηκε από Εθνικούς πόρους και από το Ευρωπαϊκό Ταµείο Περιφερειακής Ανάπτυξης στο πλαίσιο ΕΣΠΑ βάσει της Σύµβασης Συνεργατικού Έργου αριθ. ΜΙΚΡΟ-49/Ε-ΙΙ-B" x

11 ΠΕΡΙΕΧΟΜΕΝΑ Εισαγωγή...1 Παράλληλοι Μετατροπείς Flash ADCs...3 Στιγµιαίες Παρασιτικές Τάσεις - Kickback...4 Βιβλιογραφική Ανασκόπηση...6 Λεπτοµέριες του Design...9 α) Προενισχυτής...9 i) Τοπολογίες Προενισχυτών...9 ii) Επιλεγµένη Τοπολογία...13 Σταθεροποίηση ενίσχυσης...18 Πόλωση τρανζίστορ φορτίου...23 iii) Προσοµοιώσεις...25 iv) Χαρακτηριστικά...33 β) Συγκριτές υψηλής ταχύτητας τύπου Track and Latch...34 i) Επιλεγµένη τοπολογία...34 Τα µεγέθη των τρανζίστορ...36 Σφάλµα τάσης εκτροπής στη σύγκριση (Offset Voltage)...37 ii) Προσοµοιώσεις...44 γ) Κύκλωµα Πόλωσης (Bias Circuit)...54 i) Τοπολογίες Κυκλωµάτων Πόλωσης...54 ii) Επιλεγµένη Τοπολογία...57 iii) Προσοµοιώσεις...59 δ) Προτεινόµενος Συγκριτής...62 i) Προσοµοιώσεις...63 ii) Χαρακτηριστικά...69 Παρατηρήσεις Μελλοντική Εργασία...72 Βιβλιογραφία...73 xi

12

13 ΕΙΣΑΓΩΓΗ Οι µετατροπείς αναλογικού σήµατος σε ψηφιακό (Analog-to-Digital Converters - ADC) αποτελούν τη διασύνδεση του αναλογικού κόσµου µε τον κόσµο του ψηφιακού σήµατος και επεξεργασίας δεδοµένων. Κάθε είδους πληροφορία που λαµβάνουµε και επεξεργαζόµαστε µέσω υπολογιστικών συστηµάτων προέρχεται από την ψηφιοποίηση αναλογικών ηλεκτρικών µεγεθών, συνεπώς η βαθµίδα µετατροπής αποτελεί σηµαντικό παράγοντα ακρίβειας, αξιοπιστίας και ταχύτητας. Στη πλαίσια της συγκεκριµένης διατριβής σχεδιάστηκε ένας συγκριτής σε τεχνολογία UMC 90nm, ως βασικό δοµικό στοιχείο ενός µετατροπέας αναλογικού σήµατος σε ψηφιακό αρχιτεκτονικής flash, ανάλυσης 6bit (και µελλοντικά 8bit), συχνότητας δειγµατοληψίας 2.5GHz, για την ψηφιοποίηση σήµατος 600mV συχνότητας 600MHz. Ο Σύγκριτης είναι το βασικό δοµικό στοιχείο σε µια αρχιτεκτονική ADC. Ο κύριος σκοπός του είναι να συγκρίνει δυο σήµατα και να παράγει έξοδο, θετική ή αρνητική, ανάλογα µε τη διαφορά των δυο σηµάτων. Υπάρχουν πολλές αρχιτεκτονικές συγκριτών. Στο παρόν µελετάται συγκριτής τύπου Track-and-Latch για χρήση σε flash ADC. To συγκεκριµένο κύκλωµα έχει δύο σηµαντικά χαρακτηριστικά. Πρώτο είναι η ακύρωση της µνήµης σε κάθε κύκλο ρολογιού, µε αποτέλεσµα την αύξηση της ταχύτητας και της αξιοπιστίας του συστήµατος και δεύτερο η υψηλή ευαισθησία ενίσχυση. Η διατριβή είναι δοµηµένη σε δυο ενότητες: Στην πρώτη ενότητα αναφέρονται περιληπτικά η δοµή και η λειτουργία των παράλληλων µετατροπέων αναλογικού σήµατος σε ψηφιακό (Flash ADC), γίνεται µια πρώτη αναφορά στo πρόβληµα των στιγµιαίων παρασιτικών τάσεων (kickback), και ακολουθεί σύντοµη βιβλιογραφική ανασκόπηση. 1

14 Στο δεύτερη ενότητα γίνεται αναφορά στη µελέτη του συγκριτή και τα επιµέρους κυκλώµατα που τον απαρτίζουν. Μελετώνται και δίνονται τα χαρακτηριστικά του προενισχυτή, του συγκριτή τύπου Track-and-Latch και του κυκλώµατος πόλωσης. Η ενότητα κλείνει µε συµπεράσµατα και µελλοντικές βελτιώσεις. 2

15 Παράλληλοι Μετατροπείς Flash ADCs Στους µετατροπείς υψηλής ταχύτητας συναντάµε πρωτίστως τους παράλληλους µετατροπείς (Flash ADCs) [1]. Οι µετατροπείς αυτοί είναι γρήγοροι αλλά απαιτούν ένα µεγάλο αριθµό συγκριτών, οι οποίοι καταλαµβάνουν συνήθως µια µεγάλη περιοχή ολοκλήρωσης και επιπλέον αυξάνουν πολύ την κατανάλωση ισχύος του µετατροπέα. Όπως φαίνεται στο σχήµα 1, το σήµα εισόδου τροφοδοτεί 2Ν παράλληλα διατεταγµένους συγκριτές. Κάθε συγκριτής συνδέεται µε ένα συγκεκριµένο κόµβο του δικτυώµατος αντιστάσεων, και ανάλογα ποια είσοδός του είναι µεγαλύτερη δίνει έξοδο 0 ή 1. Έτσι στην έξοδο των συγκριτών σχηµατίζεται µια ψηφιακή λέξη σε θερµοµετρικό κώδικα. Σχήµα 1: Παράλληλος µεττατροπέας 3-bits Μετά τους συγκριτές ακολουθεί µια συστάδα πυλών NAND. Η πύλη NAND που θα έχει στην αναστρέφουσα είσοδό '0' µη αναστρέφουσα '1' θα δίνει στην έξοδο µηδεν - '0', ενώ όλες οι υπόλοιπες πύλες θα έχουν έξοδό µονάδα '1'. Άν το τελευταίο δεν ισχύει τότε έχουµε σφάλµα µετατροπής (bubble). 3

16 Η έξοδος των πυλών στη συνέχεια να κωδικοποιείται από έναν µετατροπέα 2 N - 1 σε Ν δυαδικά ψηφία, παίρνοντας έτσι την τελική έξοδο του µετατροπέα.. Επίσης µε την παραπάνω διάταξη µπορούν να εντοπισθούν σφάλµατα µετατροπής όταν εντοπίζουµε παραπάνω από ένα µηδενικά στις εξόδους των πυλών. Στιγµιαίες Παρασιτικές Τάσεις - Kickback Στην πλειοψηφία τους οι συγκριτές για τους παράλληλους µετατροπής βασίζονται σε κυκλώµατα τύπου Track-and-Latch. Αυτά τα κυκλώµατα εισάγουν µια σηµαντική πηγή σφαλµάτων, τις στιγµιαίες παρασιτικές τάσεις (Kickback) [2],[3],[4]. Το φαινόµενο αυτό συµβαίνει όταν συγκριτές τύπου Track-and-Latch µεταβαίνουν από την κατάσταση ακολουθίας (Track) σε κατάσταση µανδάλωσης (Latch). Τη στιγµή αυτή, παρουσιάζονται στιγµιαίες ανωµαλίες στην τάση οι οποίες µπορούν να αλλοιώσουν το σήµα εισόδου και να επηρεάσουν το αποτέλεσµα της σύγκρισης. Για να αντιµετωπιστεί το παραπάνω πρόβληµα, παρεµβάλλονται µεταξύ της βαθµίδας µανδάλωσης (Latch) και της εισόδου µονάδες αποµόνωσης (buffer) ή κάποια βαθµίδα προενίσχυσης, όπως στο κύκλωµα του σχήµατος 2 [2]. Σχήµα 2: Συγκριτής µε κυκλώµατα µείωσης στιγµιαίων παρασιτικών τάσεων [2] 4

17 Το κύκλωµα αυτό είναι ένας συγκριτής που χρησιµοποιεί και τις δυο προαναφερθέντες τεχνικές. Έχει µια βαθµίδα αποµόνωσης στην είσοδο η οποία τροφοδοτεί έναν προενισχυτή χαµηλού κέρδους. Ακολουθεί ακόµα µια βαθµίδα αποµόνωσης πριν την συνδεσµολογία Trackand-Latch. Με τον τρόπο αυτό επιτυγχάνεται πολύ καλή αποµόνωση του σήµατος εισόδου απο τις παρασιτικές στιγµιαίες τάσης που δηµιουργούνται και τη µετάβαση του κυκλώµατος Trackand-Latch στη φάση µανδάλωσης. 5

18 Βιβλιογραφική Ανασκόπηση Σκοπός της εργασίας ήταν ο σχεδιασµός ενός συγκριτή για παράλληλο µετατροπέα συγκεκριµένων προδιαγραφών. Πρώτο βήµα ήταν η µελέτη της βιβλιογραφίας, από την οποία φάνηκε ότι οι µοντέρνοι συκγριτές χτίζονται πάνω σε µια µικρή γκάµα βασικών κυκλωµάτων. Η βασική µονάδα που χρησιµοποιήθηκε για την εκπόνηση της παρούσας διπλωµατικής είναι ευρέως διαδεδοµένη και ενσωµατώνεται κατά κόρον στους συγκριτές για παράλληλους µετατροπείς.[3] [5],[6],[7], Η πιο πρόσφατη δηµοσίευση (τέλος 2009) σχετικά µε παράλληλους µετατροπείς 6bit είναι των T. Sundström και A. Alvandpour [8], και αναφέρεται σε συγκριτή τεχνολογίας 90nm, συχνότητας δειγµατοληψίας 2.5GHz και κατανάλωσης 30mW. Οι επιδόσεις του συγκριτή είναι παρόµοιες µε του προτεινόµενου, και καλύπτουν τις προδιαγραφές που υπήρχαν. Οι M.O. Shaker, S. Gosh, και M.A. Bayoumi, προτείνουν ένα µετατροπές ανάλυσης 6bit σε τεχνολογία 90nm, µε συχνότητα δειγµατοληψίας 1GHz µε κατανάλωση 72mW [9]. O γρηγορότερος µετατροπέας 6bit που είναι προς το παρόν δηµοσιευµένος είναι αυτός των F. Lang, T. Alpert, D. Ferenci, M. Grözing, και M. Berroth, είναι τύπου χρονικής παρεµβολής (time interleaved) και µπορεί να λειτουργήσει σε συχνότητα δειγµατοληψίας 25GHz, αλλά καταναλώνει 2.75W [10]. Ενδιαφέρουσα είναι και οι αναφορά στους E. Sall και M. Vesterbacka που σχεδίασαν ένα συγκριτή παρόµοιας τοπολογίας µε τον προτεινόµενο σε τεχνολογία 130nm SOI. Ο συγκριτής αυτός λειτουργεί στη συχνότητα των 1.5GHz και καταναλώνει 4.2mW [5]. Αξίζει να σηµειωθεί οτι στις εργασίες τους, συνάντησαν το φαινόµενο της αύξησης της τάσης εκτροπής (offset) του συγκριτή λειτουργώντας τον σε µεγαλύτερες συχνότητες, και ως λύση προτείνουν αύξηση της ενίσχυσης του προενισχυτή. Στην παρούσα εργασία εντοπίζεται µια κύρια αιτία του προβλήµατος και αντιµετωπίζεται, χωρίς αλλαγές στο κύκλωµα του προενισχυτή, µε καλά αποτελέσµατα. 6

19 Στον πίνακα 1 αναφέρονται εργασίες και δηµοσιεύσεις που αναφέρονται σε παράλληλους µετατροπείς. Τοπολογία Αριθµός bits Συχνότητα ειγµατοληψίας Κατανάλωση (mw) Τεχνολογία (Ghz) [11] nm [12] nm [13] nm [9] nm [14] nm [8] nm [15] nm Προτεινόµενη* nm [5]** nm Προτεινόµενη** nm [15] nm [16]*** nm Προτεινόµενη* nm Πίνακας 1: Εργασίες - ηµοσιεύσεις για Παράλληλους µετατροπείς και συγκριτές * Η κατανάλωση δε λαµβάνει υπ'οψην την σκάλα των αντιστάσεων ** Κατανάλωση µόνο ενός συγκριτή *** Τάση τροφοδοσίας 1Volt 7

20 8

21 ΛΕΠΤΟΜΕΡΙΕΣ ΣΧΕ ΙΑΣΗΣ α) Προενισχυτής Ο προενισχυτής είναι το πρώτο στάδιο µετά την δειγµατοληψία. Μειώνει το φαινόµενο των παρασιτικών στιγµιαίων τάσεων που εµφανίζονται στην είσοδο (kickback) και επίσης το σφάλµα εκτροπής τάσης (offset) των επόµενων βαθµίδων διαιρείται µε την ενίσχυσή του για να υπολογιστεί το σφάλµα εκτροπής στην είσοδο (input referred offset). i) Τοπολογίες Προενισχυτών Για να επιτευχθούν οι προδιαγραφές του µετατροπέα, χρειάζεται ένας ενισχυτής µε υψηλή συχνότητα θλάσης (cut-off frequency) (>2.5GHz) και υψηλό εύρος ζώνης µοναδιαίας ενίσχυσης (bandwidth). Στην αρχή µελετήθηκε η απλή τοπολογία που εµφανίζεται στο σχήµα 3, για να επιτευχθεί µεγάλο bandwidth, αλλά απορρίφθηκε λόγω του µεγάλου περιθωρίου τάσης που απαιτεί. Σχήµα 3: Προενισχυτής µε διοδικά συνδεδεµένο φορτίο [3] 9

22 H ενίσχυση του κυκλώµατος δίνεται απο τον τύπο [3]: g mn A dc = g mp g dsp g dsn παραβλέποντας τους όρους g dsn και g dsp, και υποθέτοντας ότι τα τρανζίστορ είναι στον κόρο, ισχύοντας οι γνωστές εξισώσεις, βρίσκεται οτι: A dc = g = µ W / L mn n n g mp µ p W / L p και εφόσον τα τρανζίστορ διαρρέονται απο το ίδιο ρεύµα: µ n W / L n = V ds, satp 2 µ p W / L p 2 V ds, satn Αλλά τα τρανζίστορ φορτίου είναι διοδικά συνδεδεµένα και συνεπώς η τάση V ds,satp τους θα είναι αρκετά µεγαλύτερη απο την τάση κατωφλίου, V ds,satp ~700mv. Επειδή αυτή η τάση είναι αρκετά µεγάλη σε σχέση µε την τροφοδοσία 1.2Volts τα τρανζίστορ της εισόδου και της πηγής δεν έχουν αρκετό περιθώριο τάσης (headroom) (~500mV) για να λειτουργήσουν στον κόρο σε όλα τα corners. 10

23 Μια άλλη συνδεσµολογία που δίνει µερική λύση στο πρόβληµα του περιθωρίου τάσης (headroom) παρουσιάζεται στο σχήµα 4 [3]. Σχήµα 4: Προενισχυτής µε αυξηµένο περιθώριο τάσης [3] Τα Μ3 και Μ4 λειτουργούν ως πηγές ρεύµατος και κλέβουν µέρος ρεύµατος από τα Μ1, Μ2 µε αποτέλεσµα αυτά να έχουν τελικά µικρότερο V ds,satp, που παρ'όλα αυτά όµως δε πέφτει κάτω από την τάση κατωφλίου. Αυτό µας δίνει ένα πλεονέκτηµα ~200mV σε σχέση µε την προηγούµενη τοπολογία. 11

24 Ακόµα καλύτερα θα µπορούσε να χρησιµοποιηθεί µια πηγή ρεύµατος ανεξάρτητη µε το κύκλωµα που θα πολώνει κατάλληλα το φορτίο. Ένα τέτοιο κύκλωµα παρουσιάζεται στο σχήµα 5. Σχήµα 5: Προενισχυτής µε αυξηµένο περιθώριο τάσης Το τρανζίστορ Μ6 πολώνεται (µέσω του Μ7) µε την ίδια πυκνότητα ρεύµατος που ρέει από το φορτίο, και η τάση πύλης που αναπτύσσεται χρησιµοποιείται για να πολώσει το φορτίο. Έτσι τώρα η τάση V DS του φορτίου µπορεί να φτάσει µέχρι και την τιµή V GS - V tp δηλαδή περίπου 250 ~ 300mV. Με αυτή την συνδεσµολογία το κύκλωµα απελευθερώνεται από τα προβλήµατα λόγω µικρής τάσης τροφοδοσίας, αλλά δεν είχε την απαιτούµενη σταθερότητα στην ενίσχυση στα διάφορα corners. Η τοπολογία αυτή θα µελετηθεί ξανά σε µελλοντική εργασία για πιθανή βελτίωση. 12

25 ii) Επιλεγµένη Τοπολογία Τελικά επιλέχτηκε η τοπολογία του σχήµατος 6. Στα τρανζίστορ NM69, 71, 72 και το PM6 µειώθηκε ο λόγος (W/L) πέντε (5) φορές, διατηρώντας την πυκνότητα ρεύµατος σταθερή αλλά µειώνοντας το ρεύµα κατά απόλυτη τιµή. Έτσι ελαττώνεται αρκετά η κατανάλωση του κυκλώµατος. εν έγινε το ίδιο και στα τρανζίστορ NM70, PM0 και PM1 επειδή επηρεαζόταν αρκετά η σταθερότητα του κυκλώµατος. Το ζευγάρι των NM72 και ΡΜ6 πρόκειται ουσιαστικά για ένα τρανζίστορ διοδικά συνδεδεµένο, µε µια πηγή τάσης συνδεδεµένη µεταξύ της πύλης και του απαγωγού του. Τον ρόλο της πηγής παίζει ο ακολουθητής NM72 εισάγοντας µια DC τάση (level shift) στα άκρα του PM6. Αυτό έχει ως αποτέλεσµα την µείωση της τάση V ds του PM6, επιτρέποντάς του να µένει στον κόρο, σε όλα τα corners προσοµοιώσεων, κάτι που αλλιώς δε θα ήταν εφικτό λόγω του µικρού περιθωρίου τάσης που εισάγουν τα 1.2Volt τροφοδοσίας. Επιλέχθηκε το φορτίο του ενισχυτή να βρίσκεται συνεχώς στο όριο της γραµµική περιοχής. Αυτό το επιτεύχθηκε µέσω του δικτυώµατος PM0/PM1. Με αυτόν τον τρόπο υπάρχει καλύτερη σταθεροποίηση της ενίσχυσης στα διάφορα corners, κυρίως λόγω της ελάττωσης της πτώσης τάσης κατά µήκος των τρανζίστορ του φορτίου, κάτι εξαιρετικά σηµαντικό, αφού έδωσε την ευχέρεια για µεγαλύτερο Veff στα υπόλοιπα τρανζίστορ, αυξάνοντας την σταθερότητα του κυκλώµατος. Η ενίσχυση του κυκλώµατος δίνεται απο τη σχέση [2]: g mnm5 A DC = g dsnm4 g dspm58 και χρησιµοποιώντας τις τιµές των gm και gds από το Σχήµα 3 βρίσκετε ότι A DC =3.9, δηλαδή A DC =11.8dB. Απο το Σχήµα συχνοτικής απόκρισης (Σχήµα 7) φαίνεται ότι το κύκλωµα έχει A DC =12dB, συνεπώς έχουµε ταύτιση τιµών. 13

26 Σχήµα 6: Κύκλωµα Προενισχυτή

27 Σχήµα 7: Συχνοτική Απόκριση Προ-ενισχυτή

28 Σταθεροποίηση ενίσχυσης Για την σταθεροποίηση της ενίσχυσης χρησιµοποιήθηκε ένα bias κύκλωµα που δίνει σταθερό gm. Το κύκλωµα αυτό θα αναλυθεί αργότερα, εδώ θα δικαιολογηθεί η επιλογή των τρανζίστορ φορτίου να βρίσκονται στη γραµµική περιοχή, ως µέθοδος σταθεροποίησης της ενίσχυσης. Ο σηµαντικότερος λόγος που τέθηκαν τα τρανζίστορ στη γραµµική περιοχή, είναι ότι µε αυτόν τον τρόπο κερδίζετε περιθώριο τάσης (headroom) για τα τρανζίστορ, το οποίο διαµοιράστηκε στα τρανζίστορ εισόδου και στην πηγή ρεύµατος, µε αποτέλεσµα αυτά να είναι πιο βαθιά στον κόρο. Αυτό επιτρέπει στα τρανζίστορ να δουλεύουν στον κόρο και στο Slow/Hot corner, συνεπώς επιτυγχάνεται σταθερότητα σε όλα τα corners. Επίσης επιτυγχάνεται καλύτερη σταθεροποίηση του gds των τρανζίστορ φορτίου και συνεπώς επιπλέον σταθεροποίηση της ενίσχυσης. Αυτό φαίνεται παρακάτω. Το κύκλωµα σταθερού gm δίνει κατάλληλο ρεύµα ώστε το gm των τρανζίστορ στον κόρο να µένει σταθερό. g m = 2I d V eff ή g m =µ n C ox W L V eff Όµως µε την ίδια σχέση εκφράζεται το gds των τρανζίστορ στην γραµµική περιοχή g ds =µ n C ox W L V eff, άρα µε αυτόν τον τρόπο σταθεροποιείται και το gds των τρανζίστορ που βρίσκονται στη γραµµική περιοχή..βέβαια όπως ειπώθηκε προηγουµένως η ενίσχυση εξαρτάται από το gm του τρανζίστορ εισόδου και το gds των τρανζίστορ εισόδου και φορτίου. g mnm5 A DC =, g dsnm4 g dspm58 16

29 Άρα σταθεροποιώντας εκτός απο το gm, και το gds του φορτίου, επιτυγχάνεται καλύτερη σταθεροποίηση. Στο σχήµα 8, βλέπουµε σε ισχύ τα παραπάνω απο προσοµοιώσεις στο επιλεγµένο κύκλωµά. Το gds του τρανζίστορ φορτίου µεταβάλλεται µε την θερµοκρασία σε ποσοστό 14% στη περίπτωση που βρίσκεται στον κόρο, 7% στο όριο του κόρου και 4% στη γραµµική περιοχή. Αντίστοιχα βέβαια αυξάνεται και η απόλυτη τιµή του gds οπότε και µειώνεται η ενίσχυση του κυκλώµατος, όπως φαίνεται στα σχήµατα 9,10,11 και 12 που ακολουθούν. 17

30 στον κόρο µεταβολή gds 14% στο όριο του κόρου - µεταβολή gds 7% στη γραµµική περιοχή - µεταβολή gds 4% Σχήµα 8: gm/gds φορτίου συναρτήσει της θερµοκρασίας

31 Στα σχήµατα 9,10 και 11 φαίνεται η αλλαγή στη σταθερότητα και η ταυτόχρονη µείωση της ενίσχυσης. Σχήµα 9: Μεταβολή ενίσχυσης συναρτήσει Θερµοκρασίας - Φορτίο στον κόρο µεταβολή 7.5% Σχήµα 10: Μεταβολή ενίσχυσης συναρτήσει Θερµοκρασίας - Φορτίο στο όριο του κόρου µεταβολή 7% 19

32 Σχήµα 11: Μεταβολή ενίσχυσης συναρτήσει Θερµοκρασίας - Φορτίο στο µέσω της γραµµικής περιοχής µεταβολή 10% Τέλικά επιλέχθηκε µια ενδιάµεση κατάσταση κοντά στο όριο του κόρου αλλά µέσα στην γραµµική περιοχή. Στο σχήµα 12 φαίνεται η µεταβολή της ενίσχυσης συναρτήσει της θερµογρασίας, Ενώ στο σχήµα 13 οι µεταβολές των gm και gds των τρανζίστορ εισόδου και φορτίου. Σχήµα 12: Μεταβολή ενίσχυσης συναρτήσει Θερµοκρασίας µεταβολή 6.7% 20

33 Σχήµα 13: gm και gds των τρανζιστορ εισόδου και φορτίου

34 Πόλωση τρανζίστορ φορτίου Η πόλωση των τρανζίστορ φορτίου επιτυγχάνεται µέσω των τρανζίστορ PM0, PM1 και PM6. Τα τρανζίστορ αυτά είναι ουσιαστικά τα Q 3 Q 4 και Q 5 στη συνδεσµολογία του wide swing current mirror (Σχήµα 14) [2] και το αντίστοιχο του φορτίου (ΡΜ57,58) το Q 2. Σχήµα 14: Πόλωση φορτίου - Wide Swing Current Mirror [2] Κρατώντας τα µεγέθη των Q 2 Q 3 και Q 4 ίδια µεταξύ τους και αλλάζοντας µόνο το µέγεθος του Q 5 µπορούµε να πολώσουµε τα Q 2 και Q 3 σε όποια περιοχή λειτουργίας χρειάζεται. Αν για παράδειγµα οριστεί το µέγεθος του Q 5 ίσο µε λειτουργήσουν στο µέσω της γραµµικής περιοχής. W/ L 1.5 2, τότε τα Q 2 - Q 3 θα V eff =V eff4 =V eff3 =V eff2 = 2I D3 µ n C ox W/ L Αφού το Q 5 διαρρέεται από το ίδιο ρεύµα αλλά είναι φορές µικρότερο θα έχει 1.5 φορά µεγαλύτερο V eff. V eff5 =1.5V eff 22

35 Συνεπώς. V GS5 =V G5 =V eff5 V tn =1.5V eff V tn και V DS2 =V DS3 =V G5 V GS4 =V G5 V eff V tn =1/2V eff Καταλήγοντας λοιπόν, µε κατάλληλη επιλογή µεγέθους του Q 5 µπορεί να οριστεί το σηµείο λειτουργίας των υπολοίπων τρανζίστορ. Γυρίζοντας στο κύκλωµά, τα αντίστοιχα των Q 3 Q 4 δηλαδή τα PM0 και PM1 διαρρέονται από το ίδιο ρεύµα που διαρρέονται και τα τρανζίστορ του φορτίου, όπως και στον καθρέπτη παραπάνω, οπότε το φορτίο θα βρίσκεται στην ίδια περιοχή πόλωσης (Σχήµα 15). Σχήµα 15: Κύκλωµα Προενισχυτή Πόλωση φορτίου 23

36 iii) Προσοµοιώσεις Στα σχήµατα παρουσιάζεται η χρονική απόκριση του προενισχυτή, στα παρουσιάζεται η συχνοτική του απόκριση και στα σχήµατα φαίνονται τα σηµεία ηρεµία στο DC. Σχήµα 16:Απόκριση προενισχυτή - Συχνότητα εισόδου 600MHz - Typical 27 o C Σχήµα 17:Απόκριση προενισχυτή Συχνότητα εισόδου 600MHz - Slow 80 o C 24

37 Σχήµα 18:Απόκριση προενισχυτή - Συχνότητα εισόδου 600MHz - Fast -30 o C Σχήµα 19: Συχνοτική απόκριση προενισχυτή - Typical 27 o C 25

38 Σχήµα 20: Συχνοτική απόκριση προενισχυτή Slow 80 o C Σχήµα 21: Συχνοτική απόκριση προενισχυτή - Fast -30 o C 26

39 Σχήµα 22: Σηµεία ηρεµίας προενισχυτή - Typical 27 o C Σηµεία ηρεµίας Προενισχιτή

40 Σχήµα 23: Σηµεία ηρεµίας προενισχυτή Slow 80 o C

41 Σχήµα 24: Σηµεία ηρεµίας προενισχυτή - Fast -30 o C

42 iv) Χαρακτηριστικά Στους πίνακες 2 και 3 αναφέρονται τα χαρακτηριστικά του προενισχυτή. Προενισχυτής Slow 80C Typical 27C Fast -30C Gain 9.69dB 11.98dB 10.73dB Frequency -3dB 4.67GHz 3.86GHz 3.58GHz Gain Bandwidth 12.87GHz 14.25GHz 11.59GHz 600MHz -72mdB -105mdB -122mdB DC output 380mV 403mV 468mV Gain (-30C to 80C) 1.86dB 0.78dB 0.91dB (Min, Max) 9.69dB, 11.56dB 11.21dB, 11.99dB 10.73dB, 11.64dB Πίνακας 2: Χαρακτηριστικά Προενισχυτή Κατανάλωση Slow 80C Typical 27C Fast -30C 238.4uA 194.6uA 126.0uA Πίνακας 3: Κατανάλωση Ρεύµατος Προενισχυτή Gain: Η ενίσχυση για σήµατα DC και χαµηλών συχνοτήτων. Frequency -3dB: Συχνότητα θλάσης. Gain Bandwidth: Εύρος ζώνης µοναδιαίας ενίσχυσης. 600MHz: ιαφορά σε mdb της ενίσχυσης στο εύρος συχνοτήτων 0 600MHz. DC output: H στάθµη DC της τάσης εξόδου. Gain (-30C to 80C): ιαφορά σε db της ενίσχυσης για σήµατα DC, για εύρος θερµοκρασιών από -30 ο C έως 80 ο C. (Min,Max): Η µέγιστη και η ελάχιστη τιµή της ενίσχυσης σηµάτων DC για εύρος θερµοκρασιών από -30 ο C έως 80 ο C. 30

43 β) Συγκριτές υψηλής ταχύτητας τύπου Track and Latch Το δεύτερο στάδιο του συγκριτή είναι µια βαθµίδα Track-and-Latch. Ο ρόλος του προενισχυτή είναι να αυξήσει την ανάλυση του συγκριτή και να µειώσει φαινόµενα στιγµιαίων παρασιτικών τάσεων (kickback). Όµως η ενίσχυσή του δεν είναι αρκετή και έτσι η έξοδος δε µπορεί να οδηγήσει ψηφιακά κυκλώµατα, συνεπώς χρειάζεται µια διάταξη µε µεγάλη ενίσχυση. Αυτή η διάταξη είναι µια βαθµίδα Track-and-Latch. Κατά την φάση track το σήµα ενισχύεται ελαφρά και ξανά ενισχύεται στη φάση latch όπου ενεργοποιείται η θετική ανάδραση του κυκλώµατος. i) Επιλεγµένη τοπολογία Η τοπολογία που χρησιµοποιήθηκε φαίνεται στο σχήµα 25. Πρόκειται για δυο σταυρωτά συνδεδεµένους (cross coupled) αντιστροφείς Μ 1 Μ 3 και Μ 2 Μ 4 µε τις εξόδους τους να βραχυκυκλώνονται µέσω του διακόπτη Μ 9. Η σύνδεσή του latch µε τον προενισχυτή γίνεται µέσω των Μ 5 Μ 7 και Μ 6 Μ 8. Όταν το ρολόι είναι ψηλά, το τρανζίστορ M 9 βραχυκυκλώνει τις εξόδους των αντιστροφέων, θέτοντας τους στη µετασταθή (metastable) κατάσταση. Τα Μ 5 Μ 6, που λειτουργούν ως ενισχυτές µε φορτίο τα Μ 3 Μ 4, δηµιουργούν µια ανισορροπία ρεύµατος στο latch, η οποία ενισχύεται όταν το ρολόι αλλάξει κατάσταση (πάει χαµηλά). Τα Μ 7 Μ 8 βοηθούν στη µείωση εµφάνισης των παρασιτικών στιγµιαίων τάσεων (kickback) στην είσοδο. 31

44 Σχήµα 25: Track and Latch 32

45 Τα µεγέθη των τρανζίστορ Μ 1 Μ 2 Μ 3 Μ 4 : Τα µεγέθη διαλέχτηκαν µε σκοπό την ικανοποιητική ταχύτητα του κυκλώµατος και ο λόγος των µεγεθών NMOS/PMOS ορίστηκε ώστε η τάση στη µετασταθή κατάσταση του αντιστροφέα, να είναι στο µέσω της τάσης τροφοδοσίας, πετυχαίνοντας έτσι µέγιστη ενίσχυση (σχήµα 26) και συνεπώς τη βέλτιστη ταχύτητα. Όλα αυτά κρατώντας το µήκος των τρανζίστορ στο ελάχιστο, 90nm. Σχήµα 26: Είσοδος - Έξοδος αντιστροφέα [3] Μ 9 : Το τρανζίστορ αυτό βραχυκυκλώνει τις εξόδους των αντιστροφέων θέτοντας τους στο σηµείο µε την µεγαλύτερη ενίσχυση. Αυξάνοντας το µέγεθός του, τόσο περισσότερο εξισώνεται η τάση στα δυο άκρα του όταν είναι ανοιχτό (ρολόι ψηλά), αλλά αυξάνει και η έγχυση φορτίου (charge injection) όταν ανοιγοκλείνει. Μ 7 Μ 8 : Τα τρανζίστορ αυτά ευνοούν την µείωση των παρασιτικών στιγµιαίων τάσεων (kickback) στον προενισχυτή και την είσοδο, όµως πρόκειται για ένα επιπλέον χωρητικό φορτίο που είναι συνδεδεµένο στον µανδαλωτή (latch) και επίσης, σαν διακόπτες, εισάγουν προβλήµατα έγχυσης φορτίου λόγω ρολογιού (clock feedthrough).[3],[17] 33

46 Σφάλµα τάσης εκτροπής στη σύγκριση (Offset Voltage) Κατά τη διάρκεια των προσοµοιώσεων παρατηρήθηκε ότι ενώ το κύκλωµα του latch λειτουργούσε όπως αναµενόταν µε χαµηλή συχνότητα ρολογιού, 1GHz, όταν αυτή έφτανε τα επιθυµητά επίπεδα των 2.5GHz αυξανόταν πολύ η τάση εκτροπής (offset) του συγκριτή [5]. Αυτό γίνεται έντονα αντιληπτό στην περίπτωση που αναλύουµε τον συγκριτή για ADC των 8bits, τόσο που δεν µπορούσε να αναλύσει σήµατα (σχήµα 28). Στα σχήµατα 27 και 28 φαίνεται η λειτουργία και η τάση εκτροπής τους συγκριτή, στις περιπτώσεις λειτουργίας 6bits 2.5GHz και 8bits 2.5GHz / Slow αντίστοιχα. Στην περίπτωση 6bits 2.5GHz το κύκλωµα έχει τάση εκτροπής περίπου 1.4mV, ενώ στη περίπτωση 8bits 2.5GHz / Slow είναι τόσο µεγάλο που ο συγκριτής καθίσταται µη λειτουργικός. 34

47 Σχήµα 27: Offset 1.4mV (1/7 LSB) - συχνότητα δειγµατοληψίας 2.5GHz - µελέτη 6bits Σχήµα 28: Offset - συχνότητα δειγµατοληψίας 2.5GHz - µελέτη 8bits 35

48 Μελετήθηκε το πρόβληµα και βρέθηκε ότι οφείλετε στην αδυναµία του ρεύµατος του τρανζίστορ της πηγής, να ακολουθήσει την ταχύτητα του κυκλώµατος (σχήµα 29, 30). Σχήµα 29: Ρεύµα Latch - Συχνότητα δειγµατοληψίας 1GHz Σχήµα 30: Ρεύµα Latch - Συχνότητα δειγµατοληψίας 2.5GHz Για να λυθεί το πρόβληµα, συνδέθηκε παράλληλα µε την πηγή ρεύµατος ένα NMOS τρανζίστορ, σαν διακόπτης (σχήµα 53, σελ. 60). Ό διακόπτης ανοίγει όταν κλείνει η πηγή ρεύµατος και µέσω αυτού µπορούν να εκφορτιστούν γρηγορότερα τα παρασιτικά της πηγής (σχήµα 31 και 32). Το µειονέκτηµα της µεθόδου αυτής είναι ότι χρειάζεται διφασικό ρολόι. Εναλλακτικά, στη θέση του διακόπτη µπορεί να συνδεθεί µια σχετικά µεγάλη αντίσταση, λειτουργώντας ως δευτερεύων δρόµος για την εκφόρτιση του τρανζίστορ, αυτή η µέθοδος όµως δεν φέρει τόσο καλά αποτελέσµατα. 36

49 Σχήµα 31: Βελτιωµένη αποφόρτιση - Ρεύµα Latch - Συχνότητα δειγµατοληψίας 1GHz Σχήµα 32: Βελτιωµένη αποφόρτιση - Ρεύµα Latch - Συχνότητα δειγµατοληψίας 2.5GHz Είναι εµφανές ότι η αύξηση της ταχύτητας της πηγής έχει άµεσο αντίκτυπο στην τάση εκτροπής (offset) του συγκριτή, όπως φαίνεται στα σχήµατα 33 και 34. Στην περίπτωση 6bits 2.5GHz το κύκλωµα έχει τάση εκτροπής περίπου 0.4mV από 1.4mV προηγουµένως, ενώ στη περίπτωση 8bits 2.5GHz / Slow είναι 0.7mV, δηλαδή περίπου 1/3LSB. Βέβαια µε το επιπλέον τρανζίστορ µειώνεται λίγο η ταχύτητα του κυκλώµατος όπως θα φανεί παρακάτω. 37

50 Σχήµα 33: Βελτιωµένη απόκριση - Offset 0.4mV (1/23 LSB) - συχνότητα δειγµατοληψίας 2.5GHz - µελέτη 6bits Σχήµα 34: Βελτιωµένη απόκριση - Offset 0.7mV (1/3 LSB) - συχνότητα δειγµατοληψίας 2.5GHz - µελέτη 8bits 38

51 ii) Προσοµοιώσεις Typical 27 o C Έγιναν προσοµοιώσεις για τον καθορισµό της µέγιστης συχνότητας λειτουργίας του track and latch. Μετρήθηκε ο χρόνος που χρειάζεται ώστε η τάση εξόδου του κυκλώµατος να γίνει ίση µε το 90% της τελικής τιµής. Ως τάση εισόδου χρησιµοποιήσαµε το ½ του LSB ενισχυµένο κατά 4, δηλαδή την ενίσχυση του προενισχυτή. Στα σχήµατα φαίνεται η χρονική απόκριση του κυκλώµατος για διάφορες περιοχές λειτουργίας προσοµοίωσης. Σχήµα 35: Απόκριση Track-and-Latch 1Ghz - Set time 125.6ps - Reset Time ~30ps T S = 125.6ps χρειάζονται κατά την φάση απόφασης (έξοδος >0), και T R = 30ps κατά την φάση µηδενισµού (reset). F maxsym = 3.98Ghz για συµµετρικό ρολόι, ενώ F maxasym = 6.42Ghz στην περίπτωση ασύµµετρου ρολογιού. 39

52 Σχήµα 36: Απόκριση Track-and-Latch 1Ghz - Set time 165.6ps - Reset Time ~30ps T S = 165.6ps T R = 30ps F MaxSym = 3.02Ghz F maxasym = 5.11Ghz 40

53 Σχήµα 37: Απόκριση Track-and-Latch 2.5Ghz - Set time 135ps - Reset Time ~35ps T S = 135ps T R = 35ps F MaxSym = 3.70Ghz F maxasym = 5.88Ghz 41

54 Σχήµα 38: Απόκριση Track-and-Latch 2.5Ghz - Set time 169.3ps - Reset Time ~30ps T S = 169.3ps T R = 30ps F MaxSym = 2.95Ghz F maxasym = 5.02Ghz 42

55 Slow 80 o C Σχήµα 39: Απόκριση Track-and-Latch 1Ghz - Set time 192.9ps - Reset Time ~35ps T S = 192.9ps T R = 35ps F MaxSym = 2.59Ghz F maxasym = 4.39Ghz 43

56 Σχήµα 40: Απόκριση Track-and-Latch 1Ghz - Set time 252.2ps - Reset Time ~40ps T S = 252.2ps T R = 40ps F MaxSym = 1.98Ghz F maxasym = 3.42Ghz 44

57 Σχήµα 41: Απόκριση Track-and-Latch 2.5Ghz - Set time 200ps (87%) - Reset Time ~40ps T S = 87% - 90% T R = 40ps F MaxSym = 2.41Ghz F maxasym = 4.04Ghz 45

58 Σχήµα 42: Απόκριση Track-and-Latch 2.5Ghz - Set time 200ps (35%) - Reset Time ~40ps T S = 35% - 90% T R = 40ps F MaxSym = 2.00Ghz F maxasym = 3.45Ghz 46

59 Fast -30 o C Σχήµα 43: Απόκριση Track-and-Latch 2.5Ghz - Set time Reset Time ~20ps T S = 82.2ps T R = 20ps F MaxSym = 6.08Ghz F maxasym = 9.78Ghz 47

60 Σχήµα 44: Απόκριση Track-and-Latch 2.5Ghz - Set time Reset Time ~20ps T S = 109.3ps T R = 20ps F MaxSym = 4.57Ghz F maxasym = 7.73Ghz 48

61 γ) Κύκλωµα Πόλωσης (Bias Circuit) Στη προσπάθεια να ανεξαρτητοποιηθεί η ενίσχυση του κυκλώµατος από τις µεταβολές στη θερµοκρασία και τα στοιχεία τις τεχνολογίας, χρησιµοποιήθηκαν κυκλώµατα που σταθεροποιούν την διαγωγιµότητα των τρανζίστορ, συνδέοντας την µε την αγωγιµότητα µιας αντίστασης. Τέτοια κυκλώµατα (constant transconductance) παρουσιάζονται παρακάτω. i) Τοπολογίες Κυκλωµάτων Πόλωσης Στην αρχή χρησιµοποιήθηκε το κύκλωµα Wide-Swing Constant Transconductance Bias Circuit (σχήµα 45) [2]. Με τη συνδεσµολογία αυτή συναντήθηκε δυσκολία να παραµείνει το τρανζίστορ Q 2 στον κόρο στην προσοµοίωση του αργού (slow) µοντέλου της τεχνολογίας. Η ίδια δυσκολία παρουσιάζεται και στους κλάδους Q 5,10,11 και Q 12, Σχήµα 45: Wide Swing Constant transconductance Bias Circuit [2] 49

62 Αυτό συµβαίνει επειδή για να µείνει το g m σταθερό µε την αύξηση της θερµοκρασίας και µε δυσµενή τεχνολογικά χαρακτηριστικά (µείωση ευκινησίας - αύξηση V t ) θα πρέπει να αυξηθεί αρκετά το ρεύµα και το V eff των τρανζίστορ. g mi =µ i C ox W / L i V eff i Στην τελική τοπολογία παρατηρήσαµε αύξηση της τάξης του 50% στα NMOS και 33% στα PMOS. Οπότε χοντρικά µε τάση V eff ~ 180mV η αλυσίδα των Q 1,2,8,9 και της αντίστασης R B (3.3KΩ) χρειάζεται περιθώριο τάσης (headroom) 0.9 Volt. Η αύξηση της θερµοκρασίας όµως, παράλληλα µε το slow µοντέλο επιφέρει κατά µέσο όρο αύξηση περίπου 40% στις τάσεις, φτάνοντας έτσι τα 1.25Volt, λίγο πάνω από τα όρια της τροφοδοσίας. Η τοπολογία αυτή υλοποιήθηκε αλλά δεν έφερε τα επιθυµητά αποτελέσµατα. Άν αντί για δυο καθρέπτες wide swing χρησιµοποιηθεί ένας κασκοδικός και ένας απλός καταλήγουµε στο πιο απλό κύκλωµα του σχήµατος 46 [2]. Όµως και αυτό το κύκλωµα δε µπορεί να χρησιµοποιηθεί µε την παρούσα τεχνολογία 1.2V. Όπως φαίνεται καθαρά, ο δεξής κλάδος αποτελείται από τρία τρανζίστορ, δυο εκ των οποίων είναι διοδικά συνδεδεµένα. Θεωρώντας σε θερµοκρασία δωµατίου V eff ~180mV και V DS ~600mV (διοδικά), τότε για να βρίσκονται όλα τα τρανζίστορ στον κόρο χρειάζονται περίπου 1.4Volt τροφοδοσίας. Σχήµα 46: Constant transonductance Bias Circuit [2] 50

63 Τέλος εµφανίζεται το απλούστερο κύκλωµα σταθερής διαγωγιµότητας, χρησιµοποιώντας δυο απλούς καθρέπτες (σχήµα 47) [3],[17]. Σχήµα 47: Simple constant transcoductance Bias Circuit [3] Εδώ φαίνεται ότι µε περίπου 180mV πτώση τάσης στην αντίσταση, V eff ~ 180mV και V DS ~ 600mV (για τα διοδικά) χρειαζόµαστε 960mV τροφοδοσία. Μεταφράζοντας αυτά τα στοιχεία σε µοντέλο slow-hot - έχουµε µια αύξηση 40% στις τάσης V eff και της αντίστασης και 10% στη V DS του Μ 4 υπολογίζεται ότι χρειάζεται περίπου 1150mV τάση τροφοδοσία.. Συνεπώς αυτή η λύση, όπως και αποδείχθηκε, φαίνεται να δουλεύει µε την παρούσα τεχνολογία. 51

64 ii) Επιλεγµένη Τοπολογία Η τοπολογία που χρησιµοποιήθηκε τελικά παρουσιάζεται στο σχήµα 48. Σχήµα 48: Τελική τοπολογία κυκλώµατος Πόλωσης Σταθερού gm Τα τρανζίστορ PM29,30 NM55,56 και η αντίσταση R 0 αποτελούν το κύκλωµα σταθερού g m. Από αυτό πολώνονται και τα τρανζίστορ PM32+NM62,64 και PM35+NM74,75 που σκοπό έχουν να µειώσουν το V eff και συνεπώς το V ds,sat των απλών πηγών που τροφοδοτούν τα υπόλοιπα κυκλώµατα. 52

65 Ουσιαστικά αυτά τα τρανζίστορ αποτελούν Wide Swing καθρέπτες [2] χωρίς το κασκοδικό στον κλάδο εξόδου, όπως φαίνεται στο σχήµα 49. Σκοπός τους είναι όπως είπαµε να µετατρέψουν το υψηλό V eff του Q 5 (ΝΜ56 στο κύκλωµα µας) σε χαµηλότερο στο Q 2 ώστε ο καθρέπτης να λειτουργεί σωστά µε το µειωµένο περιθώριο τάσης (headroom) που επιβάλλουν τα 1.2Volt τροφοδοσίας. Αν π.χ. το Q 5 έχει V eff ~ 400mV, τότε επιλέγοντας τα Q 2,3,4 4 φορές µεγαλύτερα σηµαίνει ότι θα έχουν V eff ~ 200mV. τρανζίστορ. Σχήµα 49: Κύκλωµα υποβάθµισης V eff Ο ρόλος του κυκλώµατος φαίνεται στο σχήµα 50, αν παρατηρηθούν οι τάσεις V ds,sat των Σχήµα 50: Υποβάθµιση V ds,sat 53

66 iii) Προσοµοιώσεις Ακολουθούν οι προσοµοιώσεις του κυκλώµατος πόλωσης. Φαίνονται τα σηµεία λειτουργίας για Typical και Slow/Hot. Σχήµα 51 και 52 αντίστοιχα. iii) Προσοµοιώσεις Σχήµα 51: Σηµεία ηρεµίας κυκλώµατος πόλωσης - Typical 27 o C

67 Σχήµα 52: Σηµεία ηρεµίας κυκλώµατος πόλωσης - Slow 80 o C

68 δ) Προτεινόµενος Συγκριτής Η τοπολογία του συγκριτή αποτελείται από τον προενισχυτή συνδεδεµένο σε σειρά µε το κύκλωµα Track-and-Latch που περιγράφηκε προηγουµένως, τροφοδοτούµενα µέσω του κυκλώµατος πόλωσης. Η τοπολογία φαίνεται στο σχήµα 53 όπου το κύκλωµα πόλωσης είναι ενσωµατωµένο στο τρίγωνο του προενισχυτή. Επίσης διακρίνεται και το τρανζίστορ (NM23) που βραχυκυκλώνει την πηγή ρεύµατος του του κυκλώµατος Track-and-Latch Ακολουθούν τα δεδοµένα των προσοµοιώσεων στα σχήµατα

69 i) Προσοµοιώσεις Typical 27 o C Σχήµα 54: Απόκριση συγκριτή 2.5Ghz - Set time 140.4ps - Reset Time ~25ps T S = 140.4ps T R = 25ps F MaxSym = 3.56Ghz F maxasym = 6.05Ghz Αν από το κύκλωµα Track-and-Latch αφαιρεθεί η συνδεσµολογία για την µείωση του σφάλµατος τάσης εκτροπής (offset) τότε αυξάνεται λίγο η ταχύτητα του κυκλώµατος, αλλά αυξάνεται επίσης το σφάλµα τάσης εκτροπής σε τέτοιο σηµείο που ο συγκριτής δε µπορεί να χρησιµοποιηθεί σε συστήµατα ανάλυσης 8bit. 57

70 Σχήµα 55: Σφάλµα τάσης εκτροπής (offset) -0.8mV Το σφάλµα εκτροπής είναι -0.8mV. Συγκριτικά αναφέρεται ότι για είσοδο 600mV και ανάλυση 8bit, το µικρότερο βήµα τάσης (LSB) είναι 2.34mV, ενώ ο σχεδιασµός και οι προσοµοιώσεις γίνονται για 1/2LSB, δηλαδή 1.17mV. 58

71 Στην περίπτωση που αφαιρεθεί το κύκλωµα µείωσης του σφάλµατος τάσης εκτροπής (offset) τότε η τάση αυτή φτάνει τα 1.2mV, ενώ στο µοντέλο slow-hot γίνεται απαγορευτικά µεγάλη. Σχήµα 56: Σφάλµα τάσης εκτροπής (offset) χωρίς κύκλωµα µείωσης του - Σφάλµα 1.2mV 59

72 Slow 80 o C Σχήµα 57: Απόκριση συγκριτή 2.5Ghz - Set time 200ps (82.6%) - Reset Time ~35ps T S = 200ps (82.6%) T R = 35ps F MaxSym = 2.5Ghz F maxasym = 4.26Ghz Οι παραπάνω προβλέψεις για την συχνότητα λειτουργίας ισχύουν µόνο για την περίπτωση που αρκεί η τάση εξόδου να φτάσει τα 0.99V. 60

73 Αν από το κύκλωµα track and latch αφαιρεθεί η συνδεσµολογία για την µείωση του σφάλµατος τάσης εκτροπής (offset) τότε µπορούµε να πετύχουµε τον στόχο των 2.5Ghz - µε τάση εξόδου το 90% της τροφοδοσίας, και στο µοντέλο slow hot. Με το µειονέκτηµα ότι ο συγκριτής δε µπορεί να χρησιµοποιηθεί σε συστήµατα ανάλυσης 8bit. Σχήµα 58: Απόκριση συγκριτή χωρίς µείωση offset, 2.5Ghz - Set time 197.3ps - Reset Time ~45ps T S = 197.3ps T R = 45ps F MaxSym = 2.53Ghz F maxasym = 4.13Ghz 61

74 Fast -30 o C Σχήµα 59: Απόκριση συγκριτή 2.5Ghz - Set time 111.2ps - Reset Time ~20ps T S = 111.2ps T R = 20ps F MaxSym = 4.50Ghz F maxasym = 7.62Ghz 62

75 ii) Χαρακτηριστικά Στον πίνακα 4 παρουσιάζονται συγκεντρωτικά οι χρόνοι ανόδου και καθόδου του συγκριτή. Τα δεδοµένα αυτά µεταφράζονται σε µέγιστη συχνότητα λειτουργίας και παρουσιάζονται στον πίνακα 5. Preample + 2.5GHz Slow 80C Typical 27C Fast -30C 200ps 6bit Input 1/2LSB 4.69mV Positive output (90% Vdd) 207.5ps 200ps) 138.4ps 109.6ps Negative output (90%Vdd) 211.5ps 200ps) 145.0ps 114.8ps 7bit Input 1/2LSB 2.34mV Positive output (90% Vdd) 222.0ps 146.3ps 113.8ps Negative output (90%Vdd) 250.0ps 163.0ps 127.0ps 8bit Input 1/2LSB 1.17mV Positive output (90% Vdd) 250.0ps 165.8ps 128.0ps Negative output (90%Vdd) 285.5ps 184.7ps 142.0ps Πίνακας 4: Χρόνοι ανόδου - καθόδου συγκριτή Preample + 2.5GHz Slow 80C Typical 27C Fast -30C 200ps (GHz) (GHz) (GHz) Duty Circle 50% - 70/30% 50% - 70/30% 50% - 70/30% 6bit Input 1/2LSB 4.69mV Positive output (90% Vdd) 2.41 / / / 6.38 Negative output (90%Vdd) 2.36 / / / bit Input 1/2LSB 2.34mV Positive output (90% Vdd) 2.25 / / / 6.15 Negative output (90%Vdd) 2.00 / / / bit Input 1/2LSB 1.17mV Positive output (90% Vdd) 2.00 / / / 5.47 Negative output (90%Vdd) 1.75 / / / 4.93 Πίνακας 5: Μέγιστη συχνότητα λειτουργίας 63

76 Για ρολόι µε 50% κύκλο εργασίας η µέγιστη συχνότητα λειτουργίας του κυκλώµατος για ανάλυσης 6bit φτάνει τα 2.36GHz. Για τις περιπτώσεις ανάλυσης 7 και 8bit, η µέγιστη συχνότητα λειτουργίας είναι 2 και 1.75GHz αντίστοιχα. Αν χρησιµοποιηθεί ρολόι µε κύκλο εργασίας τότε ο συγκριτής µπορεί να λειτουργήσει οριακά στη συχνότητα των 2.5GHz. Oι χρόνοι που παρουσιάζονται στους πίνακες είναι 1 µε 2ps µεγαλύτεροι από αυτούς που βρέθηκαν προηγουµένως (Σχήµατα 54-59), επειδή υπολογίστηκαν για τάση εξόδου 1.08V (90% Vdd) ενώ πριν για τάση εξόδου 90% της τελικής τάσης (λίγο λιγότερο από 1.2V) Κατανάλωση Παρακάτω παρουσιάζονται οι καταναλώσεις ρεύµατος της προτεινόµενης συνδεσµολογίας. Κατανάλωση Slow 80C Typical 27C Fast -30C Κύκλωµα Πόλωσης 269.3uA 194.0uA 110.5uA Προενισχυτής 238.4uA 194.6uA 126.0uA Track and Latch (rms) 82.7uA 90.6uA 115.5uA Συνολική κατανάλωση 590.4uA 479.2uA 352uA Πίνακας 6: Κατανάλωση ρεύµατος επιµέρους στοιχείων του συγκριτή Στον δεύτερο πίνακα καταναλώσεων (Πίνακα 7 - κατανάλωση σε mw) αναφέρονται και οι καταναλώσεις για τις περιπτώσεις µετατροπέων αναλογικού σήµατος σε ψηφιακό (ADC) 6,7 και 8bits - χωρίς των υπολογισµό της σκάλας των αντιστάσεων - µε παράγοντα την συνδεσµολογία που θα υλοποιηθεί στη φυσική σχεδίαση (layout) του κυκλώµατος. 64

77 1 1: Ένα κύκλωµα πόλωσης για κάθε µια συγκριτική µονάδα (προενισχυτής Track and Latch). 1 4: Ένα κύκλωµα πόλωσης για µια τετράδα συγκριτικών µονάδων συµµετρικά παρατεταγµένες γύρω απο το κύκλωµα πόλωσης αυτό. 1 6: Ένα κύκλωµα πόλωσης για µια εξάδα συγκριτικών µονάδων συµµετρικά παρατεταγµένες γύρω απο το κύκλωµα πόλωσης αυτό. Κατανάλωση (mw) Slow 80C Typical 27C Fast -30C Κύκλωµα Πόλωσης Προενισχυτής Track and Latch (rms) Συνολική κατανάλωση bit bit bit Πίνακας 7: Κατανάλωση επιµέρους στοιχείων του συγκριτή και του µετατροπέα A/D 65

78 Παρατηρήσεις Μελλοντική Εργασία Στη παρούσα εργασία αναφέρεται η µελέτη και ο σχεδιασµός ενός ολοκληρωµένου συγκριτή τεχνολογίας 90nm, για παράλληλο µετατροπέα µετατροπέα αναλογικού σήµατος σε ψηφιακό, ανάλυσης 6bit, συχνότητας δειγµατοληψίας 2.5GHz. Οι δυνατότητες του κυκλώµατος καλύπτουν τις προδιαγραφές, αν αφαιρέσουµε το κύκλωµα µείωσης της τάσης εκτροπής του συγκριτή. Άν χρειάζεται ο συγκριτής να ενσωµατωθεί σε συστήµατα περισσότερων απο 6bits τότε το κύκλωµα µείωσης είναι απαραίτητο. Μελετήθηκε και αντιµετωπίστηκε το πρόβληµα της αύξησης της τάσης εκτροπής µε την αύξηση της συχνότητας λειτουργίας [5], δίνοντας την δυνατότητα στο κύκλωµα να λειτουργήσει σε µεγάλες συχνότητες και για συστήµατα 7 και 8bits. Μελλοντικά θα γίνει το layout του ολοκληρωµένου, θα προσοµοιωθούν τα επιπλέον παρασιτικά φαινόµενα και θα υλοποιηθεί ένας παράλληλος µετατροπέα 6bits. Επίσης θα γίνει προσπάθεια το κύκλωµα να λειτουργήσει στην συχνότητα των 2.5GHz για συστήµατα 8bits. 66

79 Βιβλιογραφία [1] R.J.V.D. Plassche, CMOS Integrated Analog-to-Digital and Digital-to-Analog Converters, Springer, [2] D. Johns and K. Martin, Analog Integrated Circuit Design, Wiley, [3] A. Dixit, Design of a high speed analog to digital converter for data storage channels, Master of Science report, Department of Electrical and Computer Engineering Carnegie Mellon University, Pittsburgh, 1998 [4] A. Shar, Design of a High-Speed CMOS Comparator, [5] E. Sall and M. Vesterbacka, 6bit 1Ghz CMOS Silicon on Insulator Flash Analog to Digital Converter for Read Channel Applications [6] E.V. Säll, Design and evaluation of a comparator in CMOS SOI, [7] Noor Aizad, Design and Implementation of Comparator for Sigma-Delta Modulator, Linköping, 2006 [8] T. Sundström and A. Alvandpour, A 6-bit 2.5-GS/s flash ADC using comparator redundancy for low power in 90 nm CMOS, Analog Integrated Circuits and Signal Processing, [9] M.O. Shaker, S. Gosh, and M.A. Bayoumi, A 1-GS/s 6-bit flash ADC in 90 nm CMOS, Circuits and Systems, Midwest Symposium on, Los Alamitos, CA, USA: IEEE Computer Society, 2009, pp [10] F. Lang, T. Alpert, D. Ferenci, M. Grözing, and M. Berroth, Design of a 25 GS/s 6-bit Flash-ADC in 90 nm CMOS technology. [11] T. Sundstrom and A. Alvandpour, A 2.5-GS/s 30-mW 4-bit Flash ADC in 90nm CMOS, 2008 NORCHIP, Tallin, Estonia: 2008, pp [12] S. Sheikhaei, S. Mirabbasi, and A. Ivanov, A 43 mw single-channel 4GS/s 4-bit flash ADC in 0.18um CMOS, 2007 IEEE Custom Integrated Circuits Conference, San Jose, CA: 2007, pp [13] Chun-Ying Chen, Michael Le, and Kwang Young Kim, A low power 6-bit flash ADC with reference voltage and common-mode calibration, 2008 IEEE Symposium on VLSI Circuits, Honolulu, HI, USA: 2008, pp

80 [14] C. Sandner, M. Clara, A. Santner, T. Hartig, and F. Kuttner, A 6-bit 1.2-GS/s low-power flash-adc in 0.13um digital CMOS, IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol. 40, 2005, pp [15] Wei-Hsuan Tu and Tzung-Hung Kang, A 1.2V 30mW 8b 800MS/s time-interleaved ADC in 65nm CMOS, 2008 IEEE Symposium on VLSI Circuits, Honolulu, HI, USA: 2008, pp [16] H. Yu and M.F. Chang, A 1-V 1.25-GS/S 8-Bit Self-Calibrated Flash ADC in 90-nm Digital CMOS, IEEE Transactions on Circuits and Systems II: Express Briefs, vol. 55, 2008, pp [17] B. Razavi, Design of Analog CMOS Integrated Circuits, McGraw-Hill Science/Engineering/Math,

Ηλεκτρικά Κυκλώματα & Δίκτυα ΙΙ. Ανασκόπηση Κεφαλαίου «Τελεστικοί Ενισχυτές»

Ηλεκτρικά Κυκλώματα & Δίκτυα ΙΙ. Ανασκόπηση Κεφαλαίου «Τελεστικοί Ενισχυτές» Ηλεκτρικά Κυκλώματα & Δίκτυα ΙΙ Εισαγωγή στα Ολο. Κυκλ. Βασική Φυσική MOS Ενισχυτές ενός σταδίου Διαφορικοί Ενισχυτές Καθρέφτες Ρεύματος Απόκριση Συχνότητας Ηλεκτρικός Θόρυβος Ανατροφοδότηση Σχεδιασμός

Διαβάστε περισσότερα

ΨΗΦΙΑΚΑ ΚΥΚΛΩΜΑΤΑ ΤΕΧΝΟΛΟΓΙΑΣ MOS KAI CMOS

ΨΗΦΙΑΚΑ ΚΥΚΛΩΜΑΤΑ ΤΕΧΝΟΛΟΓΙΑΣ MOS KAI CMOS Εισαγωγή στη Μικροηλεκτρονική (ΕΤΥ-482) 1 ΨΗΦΙΑΚΑ ΚΥΚΛΩΜΑΤΑ ΤΕΧΝΟΛΟΓΙΑΣ MOS KAI CMOS Α. Αναστροφέας MOSFET. Α.1 Αναστροφέας MOSFET µε φορτίο προσαύξησης. Ο αναστροφέας MOSFET (πύλη NOT) αποτελείται από

Διαβάστε περισσότερα

ΨΗΦΙΑΚΑ ΚΥΚΛΩΜΑΤΑ ΜΙΚΡΟΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΗΣ

ΨΗΦΙΑΚΑ ΚΥΚΛΩΜΑΤΑ ΜΙΚΡΟΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΗΣ Εισαγωγή στη Μικροηλεκτρονική (ΕΤΥ-482) 1 ΨΗΦΙΑΚΑ ΚΥΚΛΩΜΑΤΑ ΜΙΚΡΟΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΗΣ A. Πίνακες αληθείας λογικών πυλών. Στη θετική λογική το λογικό 0 παριστάνεται µε ένα χαµηλό δυναµικό, V L, ενώ το λογικό 1

Διαβάστε περισσότερα

ΣΧΕΔΙΑΣΗ ΚΑΙ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΩΝ ΚΥΚΛΩΜΑΤΩΝ. Δρ. Δ. Λαμπάκης (9 η σειρά διαφανειών)

ΣΧΕΔΙΑΣΗ ΚΑΙ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΩΝ ΚΥΚΛΩΜΑΤΩΝ. Δρ. Δ. Λαμπάκης (9 η σειρά διαφανειών) ΣΧΕΔΙΑΣΗ ΚΑΙ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΩΝ ΚΥΚΛΩΜΑΤΩΝ Δρ. Δ. Λαμπάκης (9 η σειρά διαφανειών) Διεργασίες Μικροηλεκτρονικής Τεχνολογίας, Οξείδωση, Διάχυση, Φωτολιθογραφία, Επιμετάλλωση, Εμφύτευση, Περιγραφή CMOS

Διαβάστε περισσότερα

Τελεστικοί Ενισχυτές

Τελεστικοί Ενισχυτές Τελεστικοί Ενισχυτές Ενισχυτές-Γενικά: Οι ενισχυτές είναι δίθυρα δίκτυα στα οποία η τάση ή το ρεύμα εξόδου είναι ευθέως ανάλογη της τάσεως ή του ρεύματος εισόδου. Υπάρχουν τέσσερα διαφορετικά είδη ενισχυτών:

Διαβάστε περισσότερα

ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΩΝ ΥΠΟΛΟΓΙΣΤΩΝ Π.Μ.Σ ΡΑΔΙΟΗΛΕΚΤΡΟΛΟΓΙΑΣ ΚΑΤΕΥΘΥΝΣΗ ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΗΣ ΤΕΧΝΟΛΟΓΙΑΣ ΚΥΚΛΩΜΑΤΩΝ ΔΙΠΛΩΜΑΤΙΚΗ ΕΡΓΑΣΙΑ. της μεταπτυχιακής φοιτήτριας

ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΩΝ ΥΠΟΛΟΓΙΣΤΩΝ Π.Μ.Σ ΡΑΔΙΟΗΛΕΚΤΡΟΛΟΓΙΑΣ ΚΑΤΕΥΘΥΝΣΗ ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΗΣ ΤΕΧΝΟΛΟΓΙΑΣ ΚΥΚΛΩΜΑΤΩΝ ΔΙΠΛΩΜΑΤΙΚΗ ΕΡΓΑΣΙΑ. της μεταπτυχιακής φοιτήτριας ΑΡΙΣΤΟΤΕΛΕΙΟ ΠΑΝΕΠΙΣΤΗΜΙΟ ΘΕΣΣΑΛΟΝΙΚΗΣ ΤΜΗΜΑ ΦΥΣΙΚΗΣ ΤΟΜΕΑΣ ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΗΣ & ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΩΝ ΥΠΟΛΟΓΙΣΤΩΝ Π.Μ.Σ ΡΑΔΙΟΗΛΕΚΤΡΟΛΟΓΙΑΣ ΚΑΤΕΥΘΥΝΣΗ ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΗΣ ΤΕΧΝΟΛΟΓΙΑΣ ΚΥΚΛΩΜΑΤΩΝ ΔΙΠΛΩΜΑΤΙΚΗ ΕΡΓΑΣΙΑ της μεταπτυχιακής

Διαβάστε περισσότερα

ΚΕΦΑΛΑΙΟ 6. Σχ.6.1. Απλή συνδεσµολογία καθρέπτη ρεύµατος.

ΚΕΦΑΛΑΙΟ 6. Σχ.6.1. Απλή συνδεσµολογία καθρέπτη ρεύµατος. ΚΕΦΑΛΑΙΟ 6 6.1 ΚΑΘΡΕΠΤΕΣ ΡΕΥΜΑΤΟΣ Σε ένα καθρέπτη ρεύµατος, το ρεύµα του κλάδου της εξόδου είναι πάντα ίσο µε το ρεύµα του κλάδου της εισόδου, αποτελεί δηλαδή το είδωλο του. Μία τέτοια διάταξη δείχνει

Διαβάστε περισσότερα

Μνήμες RAM. Διάλεξη 12

Μνήμες RAM. Διάλεξη 12 Μνήμες RAM Διάλεξη 12 Δομή της διάλεξης Εισαγωγή Κύτταρα Στατικής Μνήμης Κύτταρα Δυναμικής Μνήμης Αισθητήριοι Ενισχυτές Αποκωδικοποιητές Διευθύνσεων Ασκήσεις 2 Μνήμες RAM Εισαγωγή 3 Μνήμες RAM RAM: μνήμη

Διαβάστε περισσότερα

7 η διάλεξη Ακολουθιακά Κυκλώματα

7 η διάλεξη Ακολουθιακά Κυκλώματα 7 η διάλεξη Ακολουθιακά Κυκλώματα 1 2 3 4 5 6 7 Παραπάνω βλέπουμε ακολουθιακό κύκλωμα σχεδιασμένο με μανταλωτές διαφορετικής φάσης. Παρατηρούμε ότι συνδυαστική λογική μπορεί να προστεθεί μεταξύ και των

Διαβάστε περισσότερα

ΒΑΣΙΚΑ ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΑ ΜΙΚΡΟΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΗ

ΒΑΣΙΚΑ ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΑ ΜΙΚΡΟΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΗ Εργαστήριο Τεχνολογίας Υλικού & Αρχιτεκτονικής Υπολογιστών ΒΑΣΙΚΑ ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΑ ΜΙΚΡΟΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΗ 4.1 MOS Τρανζίστορ ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΑΚΗ ΑΣΚΗΣΗ ΙV ΤΟ MOS ΤΡΑΝΖΙΣΤΟΡ 4.1.1 Εισαγωγή: Αντικείµενο της εργαστηριακής

Διαβάστε περισσότερα

Ψηφιακά Ηλεκτρονικά. Μάθηµα 5ο.. Λιούπης

Ψηφιακά Ηλεκτρονικά. Μάθηµα 5ο.. Λιούπης Ψηφιακά Ηλεκτρονικά Μάθηµα 5ο. Λιούπης Τεχνολογία CMOS Υλοποιεί την πλειοψηφία των µοντέρνων ψηφιακών κυκλωµάτων λογικές πύλες µνήµες επεξεργαστές άλλα σύνθετα κυκλώµατα Συνδυάζει συµπληρωµατικά pmos και

Διαβάστε περισσότερα

Εργαστήριο Αναλογικών Κυκλωμάτων VLSI Υπεύθυνος καθηγητής Πλέσσας Φώτιος

Εργαστήριο Αναλογικών Κυκλωμάτων VLSI Υπεύθυνος καθηγητής Πλέσσας Φώτιος Εργαστήριο Αναλογικών Κυκλωμάτων VLSI Υπεύθυνος καθηγητής Πλέσσας Φώτιος Αναφορά αποτελεσμάτων εργαστηριακών μετρήσεων και μετρήσεων προσομοίωσης κυκλωμάτων εργαστηρίου Ονόματα φοιτητών ομάδας Μουστάκα

Διαβάστε περισσότερα

Μικροηλεκτρονική - VLSI

Μικροηλεκτρονική - VLSI ΕΛΛΗΝΙΚΗ ΔΗΜΟΚΡΑΤΙΑ Ανώτατο Εκπαιδευτικό Ίδρυμα Πειραιά Τεχνολογικού Τομέα Μικροηλεκτρονική - VLSI Ενότητα 5: Αντιστροφέας CMOS Κυριάκης - Μπιτζάρος Ευστάθιος Τμήμα Ηλεκτρονικών Μηχανικών Τ.Ε. Άδειες Χρήσης

Διαβάστε περισσότερα

ΚΕΦΑΛΑΙΟ 6 Διαφορικός ενισχυτής

ΚΕΦΑΛΑΙΟ 6 Διαφορικός ενισχυτής ΚΕΦΑΛΑΙΟ 6 Διαφορικός ενισχυτής Ο διαφορικός ενισχυτής (differential amplifier) είναι από τα πλέον διαδεδομένα και χρήσιμα κυκλώματα στις ενισχυτικές διατάξεις. Είναι βασικό δομικό στοιχείο του τελεστικού

Διαβάστε περισσότερα

του διπολικού τρανζίστορ

του διπολικού τρανζίστορ D λειτουργία - Πόλωση του διπολικού τρανζίστορ ρ Παραδείγματα D ανάλυσης Παράδειγμα : Να ευρεθεί το σημείο λειτουργίας Q. Δίνονται: β00 και 0.7. Υποθέτουμε λειτουργία στην ενεργό περιοχή. 4 a 4 0 7, 3,3

Διαβάστε περισσότερα

Πόλωση των Τρανζίστορ

Πόλωση των Τρανζίστορ Πόλωση των Τρανζίστορ Πόλωση λέμε την κατάλληλη συνεχή τάση που πρέπει να εφαρμόσουμε στο κύκλωμα που περιλαμβάνει κάποιο ηλεκτρονικό στοιχείο (π.χ τρανζίστορ), έτσι ώστε να εξασφαλίσουμε την ομαλή λειτουργία

Διαβάστε περισσότερα

Ηλεκτρικά Κυκλώματα & Δίκτυα ΙΙ. Ανασκόπηση Κεφαλαίου

Ηλεκτρικά Κυκλώματα & Δίκτυα ΙΙ. Ανασκόπηση Κεφαλαίου Ηλεκτρικά Κυκλώματα & Δίκτυα ΙΙ Εισαγωγή στα Ολο. Κυκλ. Βασική Φυσική MOS Ενισχυτές ενός σταδίου Διαφορικοί Ενισχυτές Καθρέφτες Ρεύματος Απόκριση Συχνότητας Ηλεκτρικός Θόρυβος Ανατροφοδότηση Σχεδιασμός

Διαβάστε περισσότερα

Ηλεκτρονική. Ενότητα 5: DC λειτουργία Πόλωση του διπολικού τρανζίστορ. Αγγελική Αραπογιάννη Τμήμα Πληροφορικής και Τηλεπικοινωνιών

Ηλεκτρονική. Ενότητα 5: DC λειτουργία Πόλωση του διπολικού τρανζίστορ. Αγγελική Αραπογιάννη Τμήμα Πληροφορικής και Τηλεπικοινωνιών Ηλεκτρονική Ενότητα 5: D λειτουργία Πόλωση του διπολικού τρανζίστορ Αγγελική Αραπογιάννη Τμήμα Πληροφορικής και Τηλεπικοινωνιών Άδειες Χρήσης Το παρόν εκπαιδευτικό υλικό υπόκειται σε άδειες χρήσης reative

Διαβάστε περισσότερα

ΚΕΦΑΛΑΙΟ 7 Τελεστικός ενισχυτής

ΚΕΦΑΛΑΙΟ 7 Τελεστικός ενισχυτής ΚΕΦΑΛΑΙΟ 7 Τελεστικός ενισχυτής Ο τελεστικός ενισχυτής, TE (operational ampliier, op-amp) είναι ένα από τα πιο χρήσιμα αναλογικά κυκλώματα. Κατασκευάζεται ως ολοκληρωμένο κύκλωμα (integrated circuit) και

Διαβάστε περισσότερα

Μικροηλεκτρονική - VLSI

Μικροηλεκτρονική - VLSI ΕΛΛΗΝΙΚΗ ΔΗΜΟΚΡΑΤΙΑ Ανώτατο Εκπαιδευτικό Ίδρυμα Πειραιά Τεχνολογικού Τομέα Μικροηλεκτρονική - VLSI Ενότητα 6.1: Συνδυαστική Λογική - Βασικές Πύλες Κυριάκης - Μπιτζάρος Ευστάθιος Τμήμα Ηλεκτρονικών Μηχανικών

Διαβάστε περισσότερα

ΑΣΚΗΣΗ 9. Tα Flip-Flop

ΑΣΚΗΣΗ 9. Tα Flip-Flop ΑΣΚΗΣΗ 9 Tα Flip-Flop 9.1. ΣΚΟΠΟΣ Η κατανόηση της λειτουργίας των στοιχείων μνήμης των ψηφιακών κυκλωμάτων. Τα δομικά στοιχεία μνήμης είναι οι μανδαλωτές (latches) και τα Flip-Flop. 9.2. ΘΕΩΡΗΤΙΚΟ ΜΕΡΟΣ

Διαβάστε περισσότερα

Κεφάλαιο 5 Διασύνδεση Αναλογικών & Ψηφιακών Συστηµάτων

Κεφάλαιο 5 Διασύνδεση Αναλογικών & Ψηφιακών Συστηµάτων Κεφάλαιο 5 Διασύνδεση Αναλογικών & Ψηφιακών Συστηµάτων Αναλογικές & Ψηφιακές Διατάξεις Control Systems Laboratory Τα διάφορα μεγέθη των φυσικών διεργασιών τα μετράμε με αισθητήρες που ουσιαστικά παρέχουν

Διαβάστε περισσότερα

1. ΤΕΛΕΣΤΙΚΟΙ ΕΝΙΣΧΥΤΕΣ

1. ΤΕΛΕΣΤΙΚΟΙ ΕΝΙΣΧΥΤΕΣ 1. ΤΕΛΕΣΤΙΚΟΙ ΕΝΙΣΧΥΤΕΣ Ο τελεστικός ενισχυτής αποτελεί την βασική δομική μονάδα των περισσοτέρων αναλογικών κυκλωμάτων. Στην ενότητα αυτή θα μελετήσουμε τις ιδιότητες του τελεστικού ενισχυτή, μερικά βασικά

Διαβάστε περισσότερα

Ενισχυτές Μετρήσεων. 3.1 Ο διαφορικός Ενισχυτής

Ενισχυτές Μετρήσεων. 3.1 Ο διαφορικός Ενισχυτής 3 Ενισχυτές Μετρήσεων 3.1 Ο διαφορικός Ενισχυτής Πολλές φορές ένας ενισχυτής σχεδιάζεται ώστε να αποκρίνεται στη διαφορά µεταξύ δύο σηµάτων εισόδου. Ένας τέτοιος ενισχυτής ονοµάζεται ενισχυτής διαφοράς

Διαβάστε περισσότερα

Σχεδίαση Αναλογικών Κυκλωμάτων VLSI

Σχεδίαση Αναλογικών Κυκλωμάτων VLSI Σχεδίαση Αναλογικών Κυκλωμάτων VLSI «Τρανζίστορ και Απλά Κυκλώματα» (επανάληψη βασικών γνώσεων) Φώτης Πλέσσας fplessas@inf.uth.gr Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Μηχανικών Η/Υ 1 Δομή Παρουσίασης MOSFET

Διαβάστε περισσότερα

Εργαστηριακές ασκήσεις λογικών κυκλωμάτων 11 A/D-D/A

Εργαστηριακές ασκήσεις λογικών κυκλωμάτων 11 A/D-D/A 11.1 Θεωρητικό μέρος 11 A/D-D/A 11.1.1 Μετατροπέας αναλογικού σε ψηφιακό σήμα (A/D converter) με δυαδικό μετρητή Σχ.1 Μετατροπέας A/D με δυαδικό μετρητή Στο σχήμα 1 απεικονίζεται σε block diagram ένας

Διαβάστε περισσότερα

ΒΑΣΙΚΑ ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΑ ΜΙΚΡΟΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΗ

ΒΑΣΙΚΑ ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΑ ΜΙΚΡΟΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΗ Εργαστήριο Τεχνολογίας Υλικού & Αρχιτεκτονικής Υπολογιστών ΒΑΣΙΚΑ ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΑ ΜΙΚΡΟΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΗ ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΑΚΗ ΑΣΚΗΣΗ ΙΙI ΤΟ ΙΠΟΛΙΚΟ ΤΡΑΝΖΙΣΤΟΡ 3.1 ιπολικό Τρανζίστορ 3.1.1 Εισαγωγή: Αντικείµενο της εργαστηριακής

Διαβάστε περισσότερα

Ψηφιακά Ηλεκτρονικά. Μάθηµα 4ο.. Λιούπης

Ψηφιακά Ηλεκτρονικά. Μάθηµα 4ο.. Λιούπης Ψηφιακά Ηλεκτρονικά Μάθηµα 4ο. Λιούπης Λογική συζευγµένου εκποµπού Emitter-coupled logic (ECL) Χρησιµοποιούνται BJT transistor, µόνο στην ενεργή περιοχή Εµφανίζονται µικρές αλλαγές δυναµικού µεταξύ των

Διαβάστε περισσότερα

Τρίτο Σετ Φροντιστηριακών ασκήσεων Ψηφιακών Ηλεκτρονικών. Δρ. Χ. Μιχαήλ

Τρίτο Σετ Φροντιστηριακών ασκήσεων Ψηφιακών Ηλεκτρονικών. Δρ. Χ. Μιχαήλ ΤΜΗΜΑ ΜΗΧΑΝΙΚΩΝ Η/Υ ΚΑΙ ΠΛΗΡΟΦΟΡΙΚΗΣ ΠΑΝΕΠΙΣΤΗΜΙΟ ΠΑΤΡΩΝ Τρίτο Σετ Φροντιστηριακών ασκήσεων Ψηφιακών Ηλεκτρονικών Δρ. Χ. Μιχαήλ Πάτρα, 2010 ΑΣΚΗΣΗ 1 Ένας μικροεπεξεργαστής πρέπει να οδηγήσει ένα δίαυλο

Διαβάστε περισσότερα

Ηλεκτρονικά Στοιχεία και Κυκλώματα ΙΙ. Ενίσχυση Κέρδους (Gain Boosting)

Ηλεκτρονικά Στοιχεία και Κυκλώματα ΙΙ. Ενίσχυση Κέρδους (Gain Boosting) Ηλεκτρονικά Στοιχεία και Κυκλώματα ΙΙ Εισαγωγή στα Ολο. Κυκλ. Βασική Φυσική MOS Ενισχυτές ενός σταδίου Διαφορικοί Ενισχυτές Καθρέφτες Ρεύματος Απόκριση Συχνότητας Ηλεκτρικός Θόρυβος Ανατροφοδότηση Σχεδιασμός

Διαβάστε περισσότερα

ΠΕΡΙΕΧΟΜΕΝΑ. 1-3 Κέρδος Τάσης του ιαφορικού Ενισχυτή µε FET s 8

ΠΕΡΙΕΧΟΜΕΝΑ. 1-3 Κέρδος Τάσης του ιαφορικού Ενισχυτή µε FET s 8 ΠΕΡΙΕΧΟΜΕΝΑ 1 ΙΑΦΟΡΙΚΟΣ ΕΝΙΣΧΥΤΗΣ 1 1-1 Κέρδος Τάσης του ιαφορικού Ενισχυτή µε BJT s 1 και ιπλή Έξοδο Ανάλυση µε το Υβριδικό Ισοδύναµο του Τρανζίστορ 2 Ανάλυση µε βάση τις Ενισχύσεις των Βαθµίδων CE- 4

Διαβάστε περισσότερα

ΠΑΝΕΠΙΣΤΗΜΙΟ ΠΑΤΡΩΝ ΤΜΗΜΑ ΗΛΕΚΤΡΟΛΟΓΩΝ ΜΗΧΑΝΙΚΩΝ & ΤΕΧΝΟΛΟΓΙΑΣ ΥΠΟΛΟΓΙΣΤΩΝ ΤΟΜΕΑΣ ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΗΣ ΚΑΙ ΥΠΟΛΟΓΙΣΤΩΝ ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΟ ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΩΝ ΕΦΑΡΜΟΓΩΝ

ΠΑΝΕΠΙΣΤΗΜΙΟ ΠΑΤΡΩΝ ΤΜΗΜΑ ΗΛΕΚΤΡΟΛΟΓΩΝ ΜΗΧΑΝΙΚΩΝ & ΤΕΧΝΟΛΟΓΙΑΣ ΥΠΟΛΟΓΙΣΤΩΝ ΤΟΜΕΑΣ ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΗΣ ΚΑΙ ΥΠΟΛΟΓΙΣΤΩΝ ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΟ ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΩΝ ΕΦΑΡΜΟΓΩΝ ΠΑΝΕΠΙΣΤΗΜΙΟ ΠΑΤΡΩΝ ΤΜΗΜΑ ΗΛΕΚΤΡΟΛΟΓΩΝ ΜΗΧΑΝΙΚΩΝ & ΤΕΧΝΟΛΟΓΙΑΣ ΥΠΟΛΟΓΙΣΤΩΝ ΤΟΜΕΑΣ ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΗΣ ΚΑΙ ΥΠΟΛΟΓΙΣΤΩΝ ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΟ ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΩΝ ΕΦΑΡΜΟΓΩΝ ΑΝΑΛΟΓΙΚΑ ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΑ Περιληπτικές σημειώσεις ΕΝΙΣΧΥΤΕΣ

Διαβάστε περισσότερα

Κεφάλαιο 5 Διασύνδεση Αναλογικών & Ψηφιακών Συστημάτων

Κεφάλαιο 5 Διασύνδεση Αναλογικών & Ψηφιακών Συστημάτων Κεφάλαιο 5 Διασύνδεση Αναλογικών & Ψηφιακών Συστημάτων Αναλογικές & Ψηφιακές Διατάξεις Τα διάφορα μεγέθη των φυσικών διεργασιών τα μετράμε με αισθητήρες που ουσιαστικά παρέχουν ηλεκτρικά σήματα χαμηλής

Διαβάστε περισσότερα

Ψηφιακά Ηλεκτρονικά. Μάθηµα 3ο.. Λιούπης

Ψηφιακά Ηλεκτρονικά. Μάθηµα 3ο.. Λιούπης Ψηφιακά Ηλεκτρονικά Μάθηµα 3ο. Λιούπης Χαρακτηριστική καµπύλη µεταφοράς τάσης TTL V out (volts) εγγυηµένη περιοχή V OH V OH(min) V OL(max) 2.4 Ηκαµπύλη µεταφοράς εξαρτάται από τη θερµοκρασία περιβάλλοντος

Διαβάστε περισσότερα

Εξαρτημένες Πηγές και Τελεστικός Ενισχυτής

Εξαρτημένες Πηγές και Τελεστικός Ενισχυτής Ανάλυση Κυκλωμάτων Εξαρτημένες Πηγές και Τελεστικός Ενισχυτής Φώτης Πλέσσας fplessas@inf.uth.gr Εισαγωγή Οι εξαρτημένες πηγές είναι πολύ ενδιαφέροντα ηλεκτρικά στοιχεία, αφού αποτελούν αναπόσπαστα στοιχεία

Διαβάστε περισσότερα

Σελίδα 1 από 8. Απαντήσεις στο φυλλάδιο 52

Σελίδα 1 από 8. Απαντήσεις στο φυλλάδιο 52 Σελίδα 1 από 8 Απαντήσεις στο φυλλάδιο 52 Ερώτηση 1 η : Πολυδονητές ονοµάζονται τα ηλεκτρονικά κυκλώµατα που παράγουν τετραγωνικούς παλµούς. 2 η : Ανάλογα µε τον τρόπο λειτουργίας τους διακρίνονται σε:

Διαβάστε περισσότερα

ΑΣΚΗΣΗ 2 η : ΟΡΓΑΝΑ ΚΑΙ ΣΥΣΚΕΥΕΣ ΤΟΥ ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΟΥ

ΑΣΚΗΣΗ 2 η : ΟΡΓΑΝΑ ΚΑΙ ΣΥΣΚΕΥΕΣ ΤΟΥ ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΟΥ ΤΕΙ ΚΑΛΑΜΑΤΑΣ - ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ ΣΠΑΡΤΗΣ ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΟ ΑΝΑΛΟΓΙΚΩΝ ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΩΝ ΑΣΚΗΣΗ 2 η : ΟΡΓΑΝΑ ΚΑΙ ΣΥΣΚΕΥΕΣ ΤΟΥ ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΟΥ ΟΝΟΜΑΤΕΠΩΝΥΜΟ: ΑΡΙΘΜΟΣ ΜΗΤΡΩΟΥ:.. ΟΝΟΜΑΤΕΠΩΝΥΜΟ: ΑΡΙΘΜΟΣ ΜΗΤΡΩΟΥ:.. Α. ΜΕΤΡΗΣΗ ΣΥΝΕΧΟΥΣ

Διαβάστε περισσότερα

Ερωτήσεις πολλαπλής επιλογής

Ερωτήσεις πολλαπλής επιλογής Ερωτήσεις πολλαπλής επιλογής 1. Ένα τρανζίστορ διπλής επαφής είναι πολωµένο σωστά όταν: α. Η βάση είναι σε υψηλότερο δυναµικό από τον εκποµπό και σε χαµηλότερο από το συλλέκτη β. Η βάση είναι σε χαµηλότερο

Διαβάστε περισσότερα

ΗΥ335: Προχωρημένη Ηλεκτρονική

ΗΥ335: Προχωρημένη Ηλεκτρονική ΗΥ335: Προχωρημένη Ηλεκτρονική «Καθρέπτες ρεύματος, ενεργά φορτία και αναφορές τάσης ρεύματος» Φώτης Πλέσσας fplessas@inf.uth.gr ΤΗΜΜΥ Σκοπός διάλεξης Παρουσίαση των καθρεπτών ρεύματος και της χρήσης τους

Διαβάστε περισσότερα

3. ίοδος-κυκλώµατα ιόδων - Ι.Σ. ΧΑΛΚΙΑ ΗΣ διαφάνεια 1. Kρυσταλλοδίοδος ή δίοδος επαφής. ίοδος: συνδυασµός ηµιαγωγών τύπου Ρ και Ν ΤΕΙ ΧΑΛΚΙ ΑΣ

3. ίοδος-κυκλώµατα ιόδων - Ι.Σ. ΧΑΛΚΙΑ ΗΣ διαφάνεια 1. Kρυσταλλοδίοδος ή δίοδος επαφής. ίοδος: συνδυασµός ηµιαγωγών τύπου Ρ και Ν ΤΕΙ ΧΑΛΚΙ ΑΣ 3. ίοδος-κυκλώµατα ιόδων - Ι.Σ. ΧΑΛΚΙΑ ΗΣ διαφάνεια 1 3. ΙΟ ΟΣ ΚΑΙ ΚΥΚΛΩΜΑΤΑ ΙΟ ΩΝ Kρυσταλλοδίοδος ή δίοδος επαφής ίοδος: συνδυασµός ηµιαγωγών τύπου Ρ και Ν 3. ίοδος-κυκλώµατα ιόδων - Ι.Σ. ΧΑΛΚΙΑ ΗΣ διαφάνεια

Διαβάστε περισσότερα

Λογικά Κυκλώματα NMOS. Διάλεξη 4

Λογικά Κυκλώματα NMOS. Διάλεξη 4 Λογικά Κυκλώματα NMOS Διάλεξη 4 Δομή της διάλεξης Η Σχεδίαση του Αντιστροφέα NMOS με Ωμικό Φόρτο Η Στατική Σχεδίαση του Αντιστροφέα NMOS με Κορεσμένο Φόρτο ΟΑντιστροφέαςΝMOS με Γραμμικό Φόρτο ΟΑντιστροφέαςΝMOS

Διαβάστε περισσότερα

ΒΑΣΙΚΑ ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΑ - ΜΙΚΡΟΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΗ ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΑΚΗ ΑΣΚΗΣΗ Ι Ο ΤΕΛΕΣΤΙΚΟΣ ΕΝΙΣΧΥΤΗΣ

ΒΑΣΙΚΑ ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΑ - ΜΙΚΡΟΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΗ ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΑΚΗ ΑΣΚΗΣΗ Ι Ο ΤΕΛΕΣΤΙΚΟΣ ΕΝΙΣΧΥΤΗΣ Εργαστήριο Τεχνολογίας Υλικού & Αρχιτεκτονικής Υπολογιστών ΒΑΣΙΚΑ ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΑ - ΜΙΚΡΟΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΗ ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΑΚΗ ΑΣΚΗΣΗ Ι Ο ΤΕΛΕΣΤΙΚΟΣ ΕΝΙΣΧΥΤΗΣ 1.1 Τελεστικοί ενισχυτές 1.1.1 Εισαγωγή: Αντικείµενο της εργαστηριακής

Διαβάστε περισσότερα

Ηλεκτρικά Κυκλώματα & Δίκτυα ΙΙ. Ανασκόπηση Κεφαλαίου «Ανατροφοδότηση»

Ηλεκτρικά Κυκλώματα & Δίκτυα ΙΙ. Ανασκόπηση Κεφαλαίου «Ανατροφοδότηση» Ηλεκτρικά Κυκλώματα & Δίκτυα ΙΙ Εισαγωγή στα Ολο. Κυκλ. Βασική Φυσική MOS Ενισχυτές ενός σταδίου Διαφορικοί Ενισχυτές Καθρέφτες Ρεύματος Απόκριση Συχνότητας Ηλεκτρικός Θόρυος Ανατροφοδότηση Σχεδιασμός

Διαβάστε περισσότερα

Διαφορικοί Ενισχυτές

Διαφορικοί Ενισχυτές Διαφορικοί Ενισχυτές Γενικά: Ο Διαφορικός ενισχυτής (ΔΕ) είναι το βασικό δομικό στοιχείο ενός τελεστικού ενισχυτή. Η λειτουργία ενός ΔΕ είναι η ενίσχυση της διαφοράς μεταξύ δύο σημάτων εισόδου. Τα αρχικά

Διαβάστε περισσότερα

Ενισχυτής κοινής πηγής (common source amplifier)

Ενισχυτής κοινής πηγής (common source amplifier) Εισαγωγή στην Ηλεκτρονική Βασικά κυκλώµατα ενισχυτών µε transstr MOS Τµήµα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Μηχανικών Η/Υ Transstr ως ενισχυτής Ενισχυτής κοινής πηγής (cmmn surce amplfer (κύκλωµα αντιστροφέα

Διαβάστε περισσότερα

«Ενισχυτές ενός τρανζίστορ και πολλών τρανζίστορ»

«Ενισχυτές ενός τρανζίστορ και πολλών τρανζίστορ» ΗΥ335: Προχωρημένη Ηλεκτρονική «Ενισχυτές ενός τρανζίστορ και πολλών τρανζίστορ» Φώτης Πλέσσας fplessas@inf.uth.gr ΤΗMMΥ Σκοπός διάλεξης Παρουσίαση των σημαντικότερων τοπολογιών ενισχυτών με ένα και περισσότερα

Διαβάστε περισσότερα

Άσκηση 5. Τρανζίστορ Διπολικής Επαφής σε συνδεσμολογία Κοινής Βάσης

Άσκηση 5. Τρανζίστορ Διπολικής Επαφής σε συνδεσμολογία Κοινής Βάσης ΤΕΙ ΔΥΤΙΚΗΣ ΕΛΛΑΔΑΣ ΤΜΗΜΑ ΗΛΕΚΤΡΟΛΟΓΩΝ ΜΗΧΑΝΙΚΩΝ Τ.Ε. ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΑ Ι (ΕΡ) Άσκηση 5 Τρανζίστορ Διπολικής Επαφής σε συνδεσμολογία Κοινής Βάσης Στόχος Ο στόχος της εργαστηριακής άσκησης είναι η μελέτη των

Διαβάστε περισσότερα

Ιατρικά Ηλεκτρονικά. Δρ. Π. Ασβεστάς Εργαστήριο Επεξεργασίας Ιατρικού Σήματος & Εικόνας Τμήμα Τεχνολογίας Ιατρικών Οργάνων

Ιατρικά Ηλεκτρονικά. Δρ. Π. Ασβεστάς Εργαστήριο Επεξεργασίας Ιατρικού Σήματος & Εικόνας Τμήμα Τεχνολογίας Ιατρικών Οργάνων Ιατρικά Ηλεκτρονικά Δρ. Π. Ασβεστάς Εργαστήριο Επεξεργασίας Ιατρικού Σήματος & Εικόνας Τμήμα Τεχνολογίας Ιατρικών Οργάνων Χρήσιμοι Σύνδεσμοι Σημειώσεις μαθήματος: http://medisp.bme.teiath.gr/eclass/courses/tio127/

Διαβάστε περισσότερα

Κεφάλαιο 11. Κυκλώματα Χρονισμού

Κεφάλαιο 11. Κυκλώματα Χρονισμού Κεφάλαιο 11. Κυκλώματα Χρονισμού Σύνοψη Στο κεφάλαιο αυτό αναλύεται η λειτουργία των κυκλωμάτων χρονισμού. Τα κυκλώματα αυτά παρουσιάζουν πολύ μεγάλο πρακτικό ενδιαφέρον και απαιτείται να λειτουργούν με

Διαβάστε περισσότερα

Μετρολογικές Διατάξεις Μέτρησης Θερμοκρασίας. 4.1. Μετρολογικός Ενισχυτής τάσεων θερμοζεύγους Κ και η δοκιμή (testing).

Μετρολογικές Διατάξεις Μέτρησης Θερμοκρασίας. 4.1. Μετρολογικός Ενισχυτής τάσεων θερμοζεύγους Κ και η δοκιμή (testing). Κεφάλαιο 4 Μετρολογικές Διατάξεις Μέτρησης Θερμοκρασίας. 4.1. Μετρολογικός Ενισχυτής τάσεων θερμοζεύγους Κ και η δοκιμή (testing). Οι ενδείξεις (τάσεις εξόδου) των θερμοζευγών τύπου Κ είναι δύσκολο να

Διαβάστε περισσότερα

Δεύτερο Σετ Φροντιστηριακών ασκήσεων Ψηφιακών Ηλεκτρονικών. Δρ. Χ. Μιχαήλ

Δεύτερο Σετ Φροντιστηριακών ασκήσεων Ψηφιακών Ηλεκτρονικών. Δρ. Χ. Μιχαήλ ΤΜΗΜΑ ΜΗΧΑΝΙΚΩΝ Η/Υ ΚΑΙ ΠΛΗΡΟΦΟΡΙΚΗΣ ΠΑΝΕΠΙΣΤΗΜΙΟ ΠΑΤΡΩΝ Δεύτερο Σετ Φροντιστηριακών ασκήσεων Ψηφιακών Ηλεκτρονικών Δρ. Χ. Μιχαήλ Πάτρα, 2009 ΑΣΚΗΣΗ 1 Αναλύστε τι ισχύει για την πύλη DTL του Σχ.1, ανάλογα

Διαβάστε περισσότερα

R 1. Σχ. (1) Σχ. (2)

R 1. Σχ. (1) Σχ. (2) Ηλ/κά ΙΙ, Σεπτ. 05 ΘΕΜΑ 1 ο (2,5 µον.) R 1 (Ω) R B Ρελέ R2 R3 Σχ. (1) Σχ. (2) Φωτεινότητα (Lux) Ένας επαγγελµατίας φωτογράφος χρειάζεται ένα ηλεκτρονικό κύκλωµα για να ενεργοποιεί µια λάµπα στο εργαστήριό

Διαβάστε περισσότερα

Υπολογίστε τη Vout. Aπ: Άγει η κάτω δίοδος:

Υπολογίστε τη Vout. Aπ: Άγει η κάτω δίοδος: Παράδειγµα 8 Υπολογίστε τη Vout. Aπ: Άγει η κάτω δίοδος: 0,7 + 2200I 5V = 0 V D 4,3 I D = = 1, 95mA 2200 + 5 2200I D + Vout = 0 Vout=-0,7V Παράδειγµα 9 Το παρακάτω σχήµα παριστάνει κύκλωµα φόρτισης µιας

Διαβάστε περισσότερα

ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΟ ΣΥΣΤΗΜΑΤΩΝ ΑΥΤΟΜΑΤΟΥ ΕΛΕΓΧΟΥ ΣΑΕ ΙΙ. Αισθητήρια θερμοκρασίας Εισαγωγή

ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΟ ΣΥΣΤΗΜΑΤΩΝ ΑΥΤΟΜΑΤΟΥ ΕΛΕΓΧΟΥ ΣΑΕ ΙΙ. Αισθητήρια θερμοκρασίας Εισαγωγή ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΟ ΣΥΣΤΗΜΑΤΩΝ ΑΥΤΟΜΑΤΟΥ ΕΛΕΓΧΟΥ ΣΑΕ ΙΙ Εργαστηριακή Άσκηση 1 Αισθητήρια θερμοκρασίας Εισαγωγή Η μέτρηση της θερμοκρασίας είναι μια σημαντική ασχολία για τους μηχανικούς παραγωγής γιατί είναι, συνήθως,

Διαβάστε περισσότερα

ΑΣΚΗΣΗ 7 Μέτρηση ωμικής αντίστασης και χαρακτηριστικής καμπύλης διόδου

ΑΣΚΗΣΗ 7 Μέτρηση ωμικής αντίστασης και χαρακτηριστικής καμπύλης διόδου Απαραίτητα όργανα και υλικά ΑΣΚΗΣΗ 7 Μέτρηση ωμικής αντίστασης και χαρακτηριστικής καμπύλης διόδου 7. Απαραίτητα όργανα και υλικά. Τροφοδοτικό DC.. Πολύμετρα (αμπερόμετρο, βολτόμετρο).. Πλακέτα για την

Διαβάστε περισσότερα

Καθυστέρηση στατικών πυλών CMOS

Καθυστέρηση στατικών πυλών CMOS Καθυστέρηση στατικών πυλών CMOS Πρόχειρες σημειώσεις Γιώργος Δημητρακόπουλος Τμήμα Επιστήμης Υπολογιστών Πανεπιστήμιο Κρήτης Άνοιξη 2008 Παρόλο που οι εξισώσεις των ρευμάτων των MOS τρανζίστορ μας δίνουν

Διαβάστε περισσότερα

ΑΣΚΗΣΕΙΣ ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΑΚΗΣ ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΗΣ

ΑΣΚΗΣΕΙΣ ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΑΚΗΣ ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΗΣ ΕΘΝΙΚΟ ΜΕΤΣΟΒΙΟ ΠΟΛΥΤΕΧΝΕΙΟ ΣΧΟΛΗ ΗΛΕΚΤΡΟΛΟΓΩΝ ΜΗΧΑΝΙΚΩΝ ΚΑΙ ΜΗΧΑΝΙΚΩΝ ΥΠΟΛΟΓΙΣΤΩΝ ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΟ ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΗΣ ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΑΚΗ ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΗ 5 ο ΕΞΑΜΗΝΟ ΗΜΜΥ ΑΣΚΗΣΕΙΣ ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΑΚΗΣ ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΗΣ 1 Ι. ΠΑΠΑΝΑΝΟΣ ΑΠΡΙΛΙΟΣ

Διαβάστε περισσότερα

Κεφάλαιο 2 ο. Γ. Τσιατούχας. VLSI Systems and Computer Architecture Lab

Κεφάλαιο 2 ο. Γ. Τσιατούχας. VLSI Systems and Computer Architecture Lab ΚΥΚΛΩΜΑΤΑ VLSI Πανεπιστήμιο Ιωαννίνων CMOS Αναστροφέας Κεφάλαιο ο Τμήμα Μηχανικών Η/Υ και Πληροφορικής Γ. Τσιατούχας VLSI Systems ad Computer Architecture Lab ΚΥΚΛΩΜΑΤΑ VLSI Διάρθρωση 1. I V χαρακτηριστική

Διαβάστε περισσότερα

Ηλεκτρονική. Ενότητα 5: DC λειτουργία Πόλωση του διπολικού τρανζίστορ. Αγγελική Αραπογιάννη Τμήμα Πληροφορικής και Τηλεπικοινωνιών

Ηλεκτρονική. Ενότητα 5: DC λειτουργία Πόλωση του διπολικού τρανζίστορ. Αγγελική Αραπογιάννη Τμήμα Πληροφορικής και Τηλεπικοινωνιών Ηλεκτρονική Ενότητα 5: D λειτουργία Πόλωση του διπολικού τρανζίστορ Αγγελική Αραπογιάννη Τμήμα Πληροφορικής και Τηλεπικοινωνιών Περιεχόμενα ενότητας Μεθοδολογία D ανάλυσης των κυκλωμάτων με διπολικά τρανζίστορ

Διαβάστε περισσότερα

Άσκηση 10 Στοιχεία ηλεκτρονικής τεχνολογίας

Άσκηση 10 Στοιχεία ηλεκτρονικής τεχνολογίας Άσκηση 10 Στοιχεία ηλεκτρονικής τεχνολογίας ΔΙΟΔΟΣ Οι περισσότερες ηλεκτρονικές συσκευές όπως οι τηλεοράσεις, τα στερεοφωνικά συγκροτήματα και οι υπολογιστές χρειάζονται τάση dc για να λειτουργήσουν σωστά.

Διαβάστε περισσότερα

ΕΝΙΣΧΥΤΗΣ ΤΑΞΗΣ Α ME TO MULTISIM

ΕΝΙΣΧΥΤΗΣ ΤΑΞΗΣ Α ME TO MULTISIM ΜΑΘΗΜΑ : ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΟ ΑΝΑΛΟΓΙΚΩΝ ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΩΝ ΕΝΙΣΧΥΤΗΣ ΤΑΞΗΣ Α ME TO MULTISIM Σκοπός: Η Εξέταση λειτουργίας του ενισχυτή κοινού εκπομπού και εντοπισμός βλαβών στο κύκλωμα με τη χρήση του προγράμματος προσομοίωσης

Διαβάστε περισσότερα

ΔΙΑΦΟΡΙΚΟΙ ΚΑΙ ΠΟΛΥΒΑΘΜΙΟΙ ΕΝΙΣΧΥΤΕΣ ΔΙΑΛΕΞΗ 2

ΔΙΑΦΟΡΙΚΟΙ ΚΑΙ ΠΟΛΥΒΑΘΜΙΟΙ ΕΝΙΣΧΥΤΕΣ ΔΙΑΛΕΞΗ 2 ΔΙΑΦΟΡΙΚΟΙ ΚΑΙ ΠΟΛΥΒΑΘΜΙΟΙ ΕΝΙΣΧΥΤΕΣ ΔΙΑΛΕΞΗ 2 Το διαφορικό ζεύγος Το κάτω τρανζίστορ (I bias ) καθορίζει το ρεύμα του κυκλώματος Τα δυο πάνω τρανζίστορ συναγωνίζονται γιατοποιοθαπάρειαυτότορεύμα 2 Ανάλυση

Διαβάστε περισσότερα

5.1 Θεωρητική εισαγωγή

5.1 Θεωρητική εισαγωγή ΨΗΦΙΑΚΑ ΚΥΚΛΩΜΑΤΑ - ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΑΚΗ ΑΣΚΗΣΗ 5 ΚΩ ΙΚΟΠΟΙΗΣΗ BCD Σκοπός: Η κατανόηση της µετατροπής ενός τύπου δυαδικής πληροφορίας σε άλλον (κωδικοποίηση/αποκωδικοποίηση) µε τη µελέτη της κωδικοποίησης BCD

Διαβάστε περισσότερα

Μικροηλεκτρονική - VLSI

Μικροηλεκτρονική - VLSI ΕΛΛΗΝΙΚΗ ΔΗΜΟΚΡΑΤΙΑ Ανώτατο Εκπαιδευτικό Ίδρυμα Πειραιά Τεχνολογικού Τομέα Μικροηλεκτρονική - VLSI Ενότητα 6.3: Συνδυαστική Λογική - Δυναμικές Πύλες Κυριάκης - Μπιτζάρος Ευστάθιος Τμήμα Ηλεκτρονικών Μηχανικών

Διαβάστε περισσότερα

Να σχεδιαστεί ένας ενισχυτής κοινού εκπομπού (σχ.1) με τα εξής χαρακτηριστικά: R 2.3 k,

Να σχεδιαστεί ένας ενισχυτής κοινού εκπομπού (σχ.1) με τα εξής χαρακτηριστικά: R 2.3 k, Να σχεδιαστεί ένας ενισχυτής κοινού εκπομπού (σχ) με τα εξής χαρακτηριστικά: 3 k, 50, k, S k και V 5 α) Nα υπολογιστούν οι τιμές των αντιστάσεων β) Να επιλεγούν οι χωρητικότητες C, CC έτσι ώστε ο ενισχυτής

Διαβάστε περισσότερα

Λογικά Κυκλώματα με Διόδους, Αντιστάσεις και BJTs. Διάλεξη 2

Λογικά Κυκλώματα με Διόδους, Αντιστάσεις και BJTs. Διάλεξη 2 Λογικά Κυκλώματα με Διόδους, Αντιστάσεις και BJTs Διάλεξη 2 Δομή της διάλεξης Επανάληψη άλγεβρας Boole Λογική με διόδους Λογική Αντιστάσεων-Τρανζίστορ (Resistor-Transistor Logic ή RTL) Λογική Διόδων-Τρανζίστορ

Διαβάστε περισσότερα

PWM (Pulse Width Modulation) Διαμόρφωση εύρους παλμών

PWM (Pulse Width Modulation) Διαμόρφωση εύρους παλμών PWM (Pulse Width Modulation) Διαμόρφωση εύρους παλμών Μία PWM κυματομορφή στην πραγματικότητα αποτελεί μία περιοδική κυματομορφή η οποία έχει δύο τμήματα. Το τμήμα ΟΝ στο οποίο η κυματομορφή έχει την μέγιστη

Διαβάστε περισσότερα

Ηλεκτρονική ΙΙΙ 6 ο εξάμηνο

Ηλεκτρονική ΙΙΙ 6 ο εξάμηνο ο εξάμηνο Αλκης Χατζόπουλος Καθηγητής Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχ. και Μηχ. Υπολογιστών Α.Π.Θ. Εργαστήριο Ηλεκτρονικής /4 Ηλεκτρονική ΙIΙ Ηλεκτρονική ΙIΙ ο εξάμηνο. Σχεδίαση τελεστικών ενισχυτών. Κυκλώματα

Διαβάστε περισσότερα

Ηλεκτρονικά Στοιχεία και Κυκλώματα ΙΙ. Εισαγωγή σε Ενισχυτές

Ηλεκτρονικά Στοιχεία και Κυκλώματα ΙΙ. Εισαγωγή σε Ενισχυτές Ηλεκτρονικά Στοιχεία και Κυκλώματα ΙΙ Εισαγωγή στα Ολο. Κυκλ. Βασική Φυσική MO Ενισχυτέςενόςσταδίου Διαφορικοί Ενισχυτές Καθρέφτες Ρεύματος Απόκριση Συχνότητας Ηλεκτρικός Θόρυβος Ανατροφοδότηση Σχεδιασμός

Διαβάστε περισσότερα

Τελεστικοί Ενισχυτές. Σπύρος Νικολαΐδης Αναπληρωτής Καθηγητής Τομέας Ηλεκτρονικής & ΗΥ Τμήμα Φυσικής

Τελεστικοί Ενισχυτές. Σπύρος Νικολαΐδης Αναπληρωτής Καθηγητής Τομέας Ηλεκτρονικής & ΗΥ Τμήμα Φυσικής Τελεστικοί Ενισχυτές Σπύρος Νικολαΐδης Αναπληρωτής Καθηγητής Τομέας Ηλεκτρονικής & ΗΥ Τμήμα Φυσικής Ο ιδανικός τελεστικός ενισχυτής Είσοδος αντιστροφής Ισοδύναμα Είσοδος μη αντιστροφής A( ) A d 2 1 2 1

Διαβάστε περισσότερα

«Απόκριση Συχνότητας Ενισχυτών με Τρανζίστορ»

«Απόκριση Συχνότητας Ενισχυτών με Τρανζίστορ» ΗΥ335: Προχωρημένη Ηλεκτρονική «Απόκριση Συχνότητας Ενισχυτών με Τρανζίστορ» Φώτης Πλέσσας fplessas@inf.uth.gr ΤHMMY Σκοπός διάλεξης Μελέτη της συμπεριφοράς μικρού σήματος των ολοκληρωμένων κυκλωμάτων

Διαβάστε περισσότερα

Σχεδίαση CMOS Ψηφιακών Ολοκληρωμένων Κυκλωμάτων

Σχεδίαση CMOS Ψηφιακών Ολοκληρωμένων Κυκλωμάτων Σχεδίαση CMOS Ψηφιακών Ολοκληρωμένων Κυκλωμάτων Αγγελική Αραπογιάννη Σχολή Θετικών Επιστημών Τμήμα Πληροφορικής και Τηλεπικοινωνιών The MOS Transistor Polysilicon Aluminum 2 N-MOS Τρανζίστορ Διάταξη τριών

Διαβάστε περισσότερα

Ανασκόπηση Τελικού Πειράματος με μετρήσεις θερμοκρασιών Στάτορα και Ρότορα. Δοκιμασία της κατασκευασμένης διάταξης.

Ανασκόπηση Τελικού Πειράματος με μετρήσεις θερμοκρασιών Στάτορα και Ρότορα. Δοκιμασία της κατασκευασμένης διάταξης. Κεφάλαιο 8 Ανασκόπηση Τελικού Πειράματος με μετρήσεις θερμοκρασιών Στάτορα και Ρότορα. Δοκιμασία της κατασκευασμένης διάταξης. Η μέτρηση των θερμοκρασιών στα συγκεκριμένα σημεία του στάτη της μηχανής έγινε

Διαβάστε περισσότερα

Ανάλυση Ηλεκτρικών Κυκλωμάτων

Ανάλυση Ηλεκτρικών Κυκλωμάτων Ανάλυση Ηλεκτρικών Κυκλωμάτων Κεφάλαιο 6: Παθητικά στοιχεία αποθήκευσης ενέργειας Οι διαφάνειες ακολουθούν το βιβλίο του Κων/νου Παπαδόπουλου «Ανάλυση Ηλεκτρικών Κυκλωμάτων» ISBN: 978-960-93-7110-0 κωδ.

Διαβάστε περισσότερα

ΠΕΡΙΕΧΟΜΕΝΑ 1 ΗΜΙΑΓΩΓΙΚΗ ΙΟ ΟΣ 1

ΠΕΡΙΕΧΟΜΕΝΑ 1 ΗΜΙΑΓΩΓΙΚΗ ΙΟ ΟΣ 1 ΠΕΡΙΕΧΟΜΕΝΑ 1 ΗΜΙΑΓΩΓΙΚΗ ΙΟ ΟΣ 1 1-1 Ενεργειακές Ζώνες 3 1-2 Αµιγείς και µη Αµιγείς Ηµιαγωγοί 5 ότες 6 Αποδέκτες 8 ιπλοί ότες και Αποδέκτες 10 1-3 Γένεση, Παγίδευση και Ανασύνδεση Φορέων 10 1-4 Ένωση pn

Διαβάστε περισσότερα

ΚΕΦΑΛΑΙΟ ΕΝΙΣΧΥΤΗΣ ΚΟΙΝΟΥ ΣΥΛΛΕΚΤΗ ΑΚΟΛΟΥΘΗΤΗΣ ΤΑΣΗΣ

ΚΕΦΑΛΑΙΟ ΕΝΙΣΧΥΤΗΣ ΚΟΙΝΟΥ ΣΥΛΛΕΚΤΗ ΑΚΟΛΟΥΘΗΤΗΣ ΤΑΣΗΣ ΚΕΦΑΛΑΙΟ 4 41 ΕΝΙΣΧΥΤΗΣ ΚΟΙΝΟΥ ΣΥΛΛΕΚΤΗ ΑΚΟΛΟΥΘΗΤΗΣ ΤΑΣΗΣ Η συνδεσµολογία κοινού συλλέκτη φαίνεται στο σχήµα 41 Αν σχηµατίσουµε το ac ισοδύναµο θα δούµε ότι ο συλλέκτης συνδέεται στη γη και αποτελεί κοινό

Διαβάστε περισσότερα

ΤΙ ΕΙΝΑΙ Η ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΗ;

ΤΙ ΕΙΝΑΙ Η ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΗ; ΤΙ ΕΙΝΑΙ Η ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΗ; Ηλεκτρονικοί Υπολογιστές Κινητά τηλέφωνα Τηλεπικοινωνίες Δίκτυα Ο κόσμος της Ηλεκτρονικής Ιατρική Ενέργεια Βιομηχανία Διασκέδαση ΑΡΧΙΤΕΚΤΟΝΙΚΗ ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΗ Τι περιέχουν οι ηλεκτρονικές

Διαβάστε περισσότερα

Υ60 Σχεδίαση Αναλογικών Ολοκληρωμένων Κυκλωμάτων 12: Καθρέφτες Ρεύματος και Ενισχυτές με MOSFETs

Υ60 Σχεδίαση Αναλογικών Ολοκληρωμένων Κυκλωμάτων 12: Καθρέφτες Ρεύματος και Ενισχυτές με MOSFETs Υ60 Σχεδίαση Αναλογικών Ολοκληρωμένων Κυκλωμάτων 12: Καθρέφτες Ρεύματος και Ενισχυτές με MOSFETs Γιάννης Λιαπέρδος TEI Πελοποννήσου Σχολή Τεχνολογικών Εφαρμογών Τμήμα Μηχανικών Πληροφορικής ΤΕ Ενισχυτής

Διαβάστε περισσότερα

Λογικά Κυκλώματα CMOS. Διάλεξη 5

Λογικά Κυκλώματα CMOS. Διάλεξη 5 Λογικά Κυκλώματα CMOS Διάλεξη 5 Δομή της διάλεξης Εισαγωγή Η τεχνολογία αντιστροφέων CMOS Λειτουργία του κυκλώματος Χαρακτηριστική μεταφοράς τάσης Περιθώρια θορύβου Κατανάλωση ισχύος Οι πύλες CMOS NOR

Διαβάστε περισσότερα

4 η ΕΝΟΤΗΤΑ. Το MOSFET

4 η ΕΝΟΤΗΤΑ. Το MOSFET 4 η ΕΝΟΤΗΤΑ Το MOSFET Άσκηση 12η. Ενισχυτής κοινής πηγής με MOSFET, DC λειτουργία. 1. Υλοποιείστε το κύκλωμα του ενισχυτή κοινής πηγής με MOSFET (2Ν7000) του Σχ. 1. V DD = 12 V C by R g = 50 C i R A 1

Διαβάστε περισσότερα

Περιεχόμενα. ΚΕΦΑΛΑΙΟ 1 Μοντέλα για Ενεργές Συσκευές Ολοκληρωμένου Κυκλώματος. 1.1 Εισαγωγή

Περιεχόμενα. ΚΕΦΑΛΑΙΟ 1 Μοντέλα για Ενεργές Συσκευές Ολοκληρωμένου Κυκλώματος. 1.1 Εισαγωγή Περιεχόμενα ΚΕΦΑΛΑΙΟ 1 Μοντέλα για Ενεργές Συσκευές Ολοκληρωμένου Κυκλώματος 1.1 Εισαγωγή 1.2 Περιοχή Απογύμνωσης μιας Επαφής pn 1.2.1 Χωρητικότητα της Περιοχής Απογύμνωσης 1.2.2 Κατάρρευση Επαφής 1.3

Διαβάστε περισσότερα

Πανεπιστήµιο Κύπρου Τµήµα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Μηχανικών Υπολογιστών Εργαστήριο Κυκλωµάτων και Μετρήσεων

Πανεπιστήµιο Κύπρου Τµήµα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Μηχανικών Υπολογιστών Εργαστήριο Κυκλωµάτων και Μετρήσεων Πανεπιστήµιο Κύπρου Τµήµα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Μηχανικών Υπολογιστών Εργαστήριο Κυκλωµάτων και Μετρήσεων Εργαστήριο 5 Γραµµικότητα (Linearity), Αναλογικότητα (Proportionality), και Επαλληλία (Superposition)

Διαβάστε περισσότερα

Ηλεκτρονικά Στοιχεία και Κυκλώματα ΙΙ. Εισαγωγή σε Βασική Φυσική Στοιχείων MOS

Ηλεκτρονικά Στοιχεία και Κυκλώματα ΙΙ. Εισαγωγή σε Βασική Φυσική Στοιχείων MOS Ηλεκτρονικά Στοιχεία και Κυκλώματα ΙΙ Εισαγωγή στα Ολο. Κυκλ. Φυσική MOS Ενισχυτές ενός σταδίου Διαφορικοί Ενισχυτές Καθρέφτες Ρεύματος Απόκριση Συχνότητας Ηλεκτρικός Θόρυβος Ανατροφοδότηση Σχεδιασμός

Διαβάστε περισσότερα

Ηλεκτρονική Φυσική & Οπτικοηλεκτρονική

Ηλεκτρονική Φυσική & Οπτικοηλεκτρονική Ηλεκτρονική Φυσική & Οπτικοηλεκτρονική ΕΛΛΗΝΙΚΗ ΔΗΜΟΚΡΑΤΙΑ Ανώτατο Εκπαιδευτικό Ίδρυμα Πειραιά Τεχνολογικού Τομέα Ενότητα 5: Τρανζίστορ Επίδρασης Πεδίου (MOS-FET, J-FET) Δρ. Δημήτριος Γουστουρίδης Τμήμα

Διαβάστε περισσότερα

Τελεστικοί Ενισχυτές

Τελεστικοί Ενισχυτές Θεωρητική Ανάλυση: Τελεστικοί Ενισχυτές 1. Διαβάστε το datasheet του LM741 και συμπληρώστε τις παρακάτω παραμέτρους. Supply Voltage, Input Offset Current, Input Offset Voltage, Input Resistance, Output

Διαβάστε περισσότερα

Ενότητα 3 ΨΗΦΙΑΚΑ ΟΛΟΚΛΗΡΩΜΕΝΑ ΚΥΚΛΩΜΑΤΑ

Ενότητα 3 ΨΗΦΙΑΚΑ ΟΛΟΚΛΗΡΩΜΕΝΑ ΚΥΚΛΩΜΑΤΑ Ενότητα 3 ΨΗΦΙΑΚΑ ΟΛΟΚΛΗΡΩΜΕΝΑ ΚΥΚΛΩΜΑΤΑ Γενικές Γραμμές Οικογένειες Ψηφιακής Λογικής Τάση τροφοδοσίας Λογικά επίπεδα - Περιθώριo θορύβου Χρόνος μετάβασης Καθυστέρηση διάδοσης Κατανάλωση ισχύος Γινόμενο

Διαβάστε περισσότερα

Άσκηση 4 ίοδος Zener

Άσκηση 4 ίοδος Zener Άσκηση 4 ίοδος Zener Εισαγωγή Σκοπός Πειράµατος Στην εργαστηριακή άσκηση 2 µελετήθηκε η δίοδος ανόρθωσης η οποία είδαµε ότι λειτουργεί µονάχα εάν πολωθεί ορθά. Το ίδιο ισχύει και στην περίπτωση της φωτοεκπέµπουσας

Διαβάστε περισσότερα

ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΑΚΕΣ ΑΣΚΗΣΕΙΣ ΣΥΣΤΗΜΑΤΩΝ ΑΥΤΟΜΑΤΟΥ ΕΛΕΓΧΟΥ Ι

ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΑΚΕΣ ΑΣΚΗΣΕΙΣ ΣΥΣΤΗΜΑΤΩΝ ΑΥΤΟΜΑΤΟΥ ΕΛΕΓΧΟΥ Ι ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΑΚΕΣ ΑΣΚΗΣΕΙΣ ΣΥΣΤΗΜΑΤΩΝ ΑΥΤΟΜΑΤΟΥ ΕΛΕΓΧΟΥ Ι ΕΛΕΓΧΟΣ ΣΤΑΘΜΗΣ ΥΓΡΟΥ ΕΞΑΜΕΝΗΣ 1. ΠΕΡΙΓΡΑΦΗ ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΑΚΗΣ ΙΑΤΑΞΗΣ Τα βασικά µέρη της εργαστηριακής διάταξης είναι κατασκευασµένα από την εταιρεία LUCAS-NULLE.

Διαβάστε περισσότερα

Συστήµατα DAQ. 6.1 Εισαγωγή

Συστήµατα DAQ. 6.1 Εισαγωγή 6 Συστήµατα DAQ 6.1 Εισαγωγή Με τον όρο Acquisition (Απόκτηση) περιγράφουµε τον τρόπο µε τον οποίο µεγέθη όπως η πίεση, η θερµοκρασία, το ρεύµα µετατρέπονται σε ψηφιακά δεδοµένα και απεικονίζονται στην

Διαβάστε περισσότερα

ΜΕΤΑΤΡΟΠΕΙΣ ΣΥΝΕΧΟΥΣ ΡΕΥΜΑΤΟΣ

ΜΕΤΑΤΡΟΠΕΙΣ ΣΥΝΕΧΟΥΣ ΡΕΥΜΑΤΟΣ ΜΑΘ.. 12 ΕΙΣΑΓΩΓΗ ΣΤΟΥΣ ΜΕΤΑΤΡΟΠΕΙΣ ΣΥΝΕΧΟΥΣ ΡΕΥΜΑΤΟΣ 1. ΓΕΝΙΚΑ Οι μετατροπείς συνεχούς ρεύματος επιτελούν τη μετατροπή μιας τάσης συνεχούς μορφής, σε συνεχή τάση με ρυθμιζόμενο σταθερό πλάτος ή και πολικότητα.

Διαβάστε περισσότερα

Κεφάλαιο 5 -Ενισχυτές

Κεφάλαιο 5 -Ενισχυτές Κεφάλαιο 5 Ενισχυτές Χαµηλού Θορύβου (LNA) Χαµηλού Θορύβου 1 Βασικές παρέµετροι των Ενισχυτών Χαµηλού Θορύβου. Τυπικά χαρακτηριστικά των LNA για ετερόδυνες αρχιτεκτονικές NF (εικόνα θορύβου) db I I P 3-10

Διαβάστε περισσότερα

ΚΕΦΑΛΑΙΟ 7. Σχ.7.1. Σύµβολο κοινού τελεστικού ενισχυτή και ισοδύναµο κύκλωµα.

ΚΕΦΑΛΑΙΟ 7. Σχ.7.1. Σύµβολο κοινού τελεστικού ενισχυτή και ισοδύναµο κύκλωµα. ΚΕΦΑΛΑΙΟ 7 7. ΤΕΛΕΣΤΙΚΟΙ ΕΝΙΣΧΥΤΕΣ Ο τελεστικός ενισχυτής εφευρέθηκε κατά τη διάρκεια του δεύτερου παγκοσµίου πολέµου και. χρησιµοποιήθηκε αρχικά στα συστήµατα σκόπευσης των αντιαεροπορικών πυροβόλων για

Διαβάστε περισσότερα

7.1 Θεωρητική εισαγωγή

7.1 Θεωρητική εισαγωγή ΨΗΦΙΑΚΑ ΚΥΚΛΩΜΑΤΑ - ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΑΚΗ ΑΣΚΗΣΗ 7 ΑΚΟΛΟΥΘΙΑΚΑ ΚΥΚΛΩΜΑΤΑ ΜΑΝ ΑΛΩΤΕΣ FLIP FLOP Σκοπός: Η κατανόηση της λειτουργίας των βασικών ακολουθιακών κυκλωµάτων. Θα µελετηθούν συγκεκριµένα: ο µανδαλωτής (latch)

Διαβάστε περισσότερα

ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΗ ΙIΙ Ενότητα 4

ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΗ ΙIΙ Ενότητα 4 ΑΡΙΣΤΟΤΕΛΕΙΟ ΠΑΝΕΠΙΣΤΗΜΙΟ ΘΕΣΣΑΛΟΝΙΚΗΣ ΑΝΟΙΚΤΑ ΑΚΑΔΗΜΑΙΚΑ ΜΑΘΗΜΑΤΑ ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΗ ΙIΙ Ενότητα 4: Ενισχυτές ισχύος Χατζόπουλος Αλκιβιάδης Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Μηχ. Υπολογιστών Άδειες Χρήσης Το

Διαβάστε περισσότερα

Εισαγωγή στα κυκλώµατα CMOS 2

Εισαγωγή στα κυκλώµατα CMOS 2 1 η Θεµατική Ενότητα : Εισαγωγή στα κυκλώµατα CMOS Επιµέλεια διαφανειών:. Μπακάλης Εισαγωγή Τεχνολογία CMOS = Complementary Metal Oxide Semiconductor Συµπληρωµατικού Ηµιαγωγού Μετάλλου Οξειδίου Αποτελείται

Διαβάστε περισσότερα

8. ιακοπτική Λειτουργία Τρανζίστορ- Ι.Σ. Χαλκιάδης διαφάνεια 1. ιακοπτική λειτουργία: περιοχή κόρου: ON ΤΕΙ - ΧΑΛΚΙ ΑΣ. περιοχή αποκοπής: OFF

8. ιακοπτική Λειτουργία Τρανζίστορ- Ι.Σ. Χαλκιάδης διαφάνεια 1. ιακοπτική λειτουργία: περιοχή κόρου: ON ΤΕΙ - ΧΑΛΚΙ ΑΣ. περιοχή αποκοπής: OFF 8. ιακοπτική Λειτουργία Τρανζίστορ- Ι.Σ. Χαλκιάδης διαφάνεια 1 8. ΚΥΚΛΩΜΑΤΑ Ο ΗΓΗΣΗΣ ΦΟΡΤΙΟΥ Το τρανζίστορ σαν διακόπτης ιακοπτική λειτουργία: περιοχή κόρου: ON περιοχή αποκοπής: OFF 8. ιακοπτική Λειτουργία

Διαβάστε περισσότερα

ΕΙΣΑΓΩΓΗ ΣΤΟΥΣ ΤΕΛΕΣΤΙΚΟΥΣ ΕΝΙΣΧΥΤΕΣ

ΕΙΣΑΓΩΓΗ ΣΤΟΥΣ ΤΕΛΕΣΤΙΚΟΥΣ ΕΝΙΣΧΥΤΕΣ ΕΙΣΑΓΩΓΗ ΣΤΟΥΣ ΤΕΛΕΣΤΙΚΟΥΣ ΕΝΙΣΧΥΤΕΣ Εισαγωγή Ιστορικά στοιχεία Οι πρώτοι τελεστικοί ενισχυτές χρησιμοποιήθηκαν κυρίως για την εκτέλεση μαθηματικών πράξεων, δηλαδή πρόσθεση, αφαίρεση, ολοκλήρωση και διαφόριση.

Διαβάστε περισσότερα

4/10/2008. Στατικές πύλες CMOS και πύλες με τρανζίστορ διέλευσης. Πραγματικά τρανζίστορ. Ψηφιακή λειτουργία. Κανόνες ψηφιακής λειτουργίας

4/10/2008. Στατικές πύλες CMOS και πύλες με τρανζίστορ διέλευσης. Πραγματικά τρανζίστορ. Ψηφιακή λειτουργία. Κανόνες ψηφιακής λειτουργίας 2 η διάλεξη 25 Σεπτεμβρίου Πραγματικά τρανζίστορ Στατικές πύλες CMOS και πύλες με τρανζίστορ διέλευσης Γιώργος Δημητρακόπουλος Τμήμα Επιστήμης Υπολογιστών Πανεπιστήμιο Κρήτης Η τάση στο gate του τρανζίστορ

Διαβάστε περισσότερα

Σχεδίαση CMOS Ψηφιακών Ολοκληρωμένων Κυκλωμάτων

Σχεδίαση CMOS Ψηφιακών Ολοκληρωμένων Κυκλωμάτων Σχεδίαση CMOS Ψηφιακών Ολοκληρωμένων Κυκλωμάτων Αγγελική Αραπογιάννη Σχολή Θετικών Επιστημών Τμήμα Πληροφορικής και Τηλεπικοινωνιών Τύποι Αναλύσεων (1 από2) Για την μελέτη της συμπεριφοράς των κυκλωμάτων

Διαβάστε περισσότερα

ΣΧΕΔΙΑΣΗ ΚΑΙ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΩΝ ΚΥΚΛΩΜΑΤΩΝ. Δρ. Δ. Λαμπάκης (7 η σειρά διαφανειών)

ΣΧΕΔΙΑΣΗ ΚΑΙ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΩΝ ΚΥΚΛΩΜΑΤΩΝ. Δρ. Δ. Λαμπάκης (7 η σειρά διαφανειών) ΣΧΕΔΙΑΣΗ ΚΑΙ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΩΝ ΚΥΚΛΩΜΑΤΩΝ Δρ. Δ. Λαμπάκης (7 η σειρά διαφανειών) Τα τρανζίστορ επίδρασης πεδίου είναι ηλεκτρονικά στοιχεία στα οποία οι φορείς του ηλεκτρικού ρεύματος είναι ενός είδους

Διαβάστε περισσότερα