ΔΙΠΛΩΜΑΤΙΚΗ ΕΡΓΑΣΙΑ. της Φοιτήτριας του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστημίου Πατρών

Transcript

1 ΠΑΝΕΠΙΣΤΗΜΙΟ ΠΑΤΡΩΝ ΤΜΗΜΑ ΗΛΕΚΤΡΟΛΟΓΩΝ ΜΗΧΑΝΙΚΩΝ ΚΑΙ ΤΕΧΝΟΛΟΓΙΑΣ ΥΠΟΛΟΓΙΣΤΩΝ ΤΟΜΕΑΣ ΣΥΣΤΗΜΑΤΩΝ ΗΛΕΚΤΡΙΚΗΣ ΕΝΕΡΓΕΙΑΣ ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΟ ΗΛΕΚΤΡΟΜΗΧΑΝΙΚΗΣ ΜΕΤΑΤΡΟΠΗΣ ΕΝΕΡΓΕΙΑΣ ΔΙΠΛΩΜΑΤΙΚΗ ΕΡΓΑΣΙΑ της Φοιτήτριας του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστημίου Πατρών ΧΑΡΟΥΛΑΣ ΓΕΩΡΓΙΟΥ ΖΩΓΟΓΙΑΝΝΗ Α.Μ.: ΣΥΝΔΕΣΗ ΑΝΕΜΟΓΕΝΝΗΤΡΙΑΣ ΜΙΚΡΗΣ ΙΣΧΥΟΣ ME ΤΟ ΔΙΚΤΥΟ ΧΑΜΗΛΗΣ ΤΑΣΗΣ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΥ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑ ΤΑΣΗΣ ΕΛΕΓΧΟΜΕΝΟΥ ΑΠΟ ΜΙΚΡΟΕΛΕΓΚΤΗ Επιβλέπων: Δρ.-Μηχ. Εμμανουήλ Τατάκης, Καθηγητής Ν ο 356 Πάτρα, Φεβρουάριος 2013 ΠΑΝΕΠΙΣΤΗΜΙΟΥΠΟΛΗ ΠΑΤΡΑΣ ΡΙΟ - ΠΑΤΡΑ Τηλ: Τηλ: Τηλ: Fax: e.c.tatakis@ece.upatras.gr

2

3 ΠΑΝΕΠΙΣΤΗΜΙΟ ΠΑΤΡΩΝ ΤΜΗΜΑ ΗΛΕΚΤΡΟΛΟΓΩΝ ΜΗΧΑΝΙΚΩΝ ΚΑΙ ΤΕΧΝΟΛΟΓΙΑΣ ΥΠΟΛΟΓΙΣΤΩΝ ΤΟΜΕΑΣ ΣΥΣΤΗΜΑΤΩΝ ΗΛΕΚΤΡΙΚΗΣ ΕΝΕΡΓΕΙΑΣ ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΟ ΗΛΕΚΤΡΟΜΗΧΑΝΙΚΗΣ ΜΕΤΑΤΡΟΠΗΣ ΕΝΕΡΓΕΙΑΣ ΔΙΠΛΩΜΑΤΙΚΗ ΕΡΓΑΣΙΑ της Φοιτήτριας του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστημίου Πατρών ΧΑΡΟΥΛΑΣ ΓΕΩΡΓΙΟΥ ΖΩΓΟΓΙΑΝΝΗ Α.Μ.: ΣΥΝΔΕΣΗ ΑΝΕΜΟΓΕΝΝΗΤΡΙΑΣ ΜΙΚΡΗΣ ΙΣΧΥΟΣ ΜΕ ΤΟ ΔΙΚΤΥΟ ΧΑΜΗΛΗΣ ΤΑΣΗΣ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΥ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑ ΤΑΣΗΣ ΕΛΕΓΧΟΜΕΝΟΥ ΑΠΟ ΜΙΚΡΟΕΛΕΓΚΤΗ Επιβλέπων: Δρ.-Μηχ. Εμμανουήλ Τατάκης, Καθηγητής Ν ο /2013 Πάτρα, Φεβρουάριος 2013

4

5 ΠΙΣΤΟΠΟΙΗΣΗ Πιστοποιείται ότι η διπλωματική εργασία με θέμα: "ΣΥΝΔΕΣΗ ΑΝΕΜΟΓΕΝΝΗΤΡΙΑΣ ΜΙΚΡΗΣ ΙΣΧΥΟΣ ΜΕ ΤΟ ΔΙΚΤΥΟ ΧΑΜΗΛΗΣ ΤΑΣΗΣ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΥ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑ ΤΑΣΗΣ ΕΛΕΓΧΟΜΕΝΟΥ ΑΠΟ ΜΙΚΡΟΕΛΕΓΚΤΗ" της φοιτήτριας του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστημίου Πατρών: ΧΑΡΟΥΛΑΣ ΓΕΩΡΓΙΟΥ ΖΩΓΟΓΙΑΝΝΗ (Α.Μ ) Παρουσιάστηκε δημόσια και εξετάστηκε στο Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών στις 25/02/2013 Ο Επιβλέπων Ο Διευθυντής του Τομέα Εμμανουήλ Τατάκης Καθηγητής Αντώνης Αλεξανδρίδης Καθηγητής

6

7 Αριθμός Διπλωματικής Εργασίας: /2013 ΤΙΤΛΟΣ: "ΣΥΝΔΕΣΗ ΑΝΕΜΟΓΕΝΝΗΤΡΙΑΣ ΜΙΚΡΗΣ ΙΣΧΥΟΣ ΜΕ ΤΟ ΔΙΚΤΥΟ ΧΑΜΗΛΗΣ ΤΑΣΗΣ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΥ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑ ΤΑΣΗΣ ΕΛΕΓΧΟΜΕΝΟΥ ΑΠΟ ΜΙΚΡΟΕΛΕΓΚΤΗ" Φοιτήτρια: Επιβλέπων: Χαρούλα Ζωγόγιαννη του Γεωργίου Δρ.-Μηχ. Εμμανουήλ Τατάκης, Καθηγητής Περίληψη Η παρούσα διπλωματική εργασία πραγματεύεται τη μελέτη ενός συστήματος διασύνδεσης μιας ανεμογεννήτριας ονομαστικής ισχύος 1kW με το δίκτυο χαμηλής τάσης. Επιπλέον, πραγματεύεται τη σχεδίαση, κατασκευή και έλεγχο ενός τριφασικού αντιστροφέα που αποτελεί την τελευταία βαθμίδα πριν τη σύνδεση με το δίκτυο χαμηλής τάσης. Η εργασία αυτή εκπονήθηκε στο Εργαστήριο Ηλεκτρομηχανικής Μετατροπής Ενέργειας του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστημίου Πατρών. Σκοπός είναι η διασύνδεση της ανεμογεννήτριας με το δίκτυο χαμηλής τάσης μέσω δύο βαθμίδων: ενός μετατροπέα ανύψωσης τάσης και ενός τριφασικού αντιστροφέα. Ο μετατροπέας ανύψωσης τάσης αποτελεί αντικείμενο μελέτης της διπλωματικής εργασίας του συνάδελφου Ιωάννη Γκαρτζώνη, ενώ στην παρούσα διπλωματική εργασία μελετάται και σχεδιάζεται ο τριφασικός αντιστροφέας. Αμφότερες οι διατάξεις περιλαμβάνουν ελέγχους κλειστού βρόχου, μέσω των οποίων απομαστεύεται η μέγιστη ισχύς από την ανεμογεννήτρια (έλεγχος μετατροπέα ανύψωσης) και διατηρείται σταθερή η τάση μεταξύ των δύο βαθμίδων, παρέχοντας ενεργό ισχύ στο δίκτυο υπό μοναδιαίο συντελεστή ισχύος (έλεγχος τριφασικού αντιστροφέα). Αρχικά παρουσιάζονται τα πλεονεκτήματα και μειονεκτήματα της χρήσης ανεμογεννητριών για την παραγωγή ηλεκτρικής ενέργειας και αναλύεται ο τρόπος με τον οποίο η αιολική ενέργεια μετατρέπεται σε ηλεκτρική. Επιπλέον, γίνεται μια σύντομη αναφορά στους τύπους των ανεμογεννητριών, καθώς και στους τρόπους λειτουργίας τους ως προς τη διασύνδεση με το δίκτυο. Στη συνέχεια γίνεται θεωρητική ανάλυση για κάθε βαθμίδα του συνολικού συστήματος. Ιδιαίτερη έμφαση δίνεται στη λειτουργία του τριφασικού αντιστροφέα και στην τεχνική παλμοδότησής του που ονομάζεται Ημιτονοειδής Διαμόρφωση του Εύρους των Παλμών (Sinusoidal Pulse Width Modulation - SPWM). Επίσης, εξάγονται σχέσεις βάσει των οποίων είναι δυνατό να παραμετροποιηθεί ο τριφασικός μετασχηματιστής με μεγάλη επαγωγή μαγνήτισης που έπεται του τριφασικού αντιστροφέα. Το επόμενο βήμα αποτελεί η προσομοίωση στο λογισμικό προσομοίωσης κυκλωμάτων Simulink του Matlab τόσο του τριφασικού αντιστροφέα σε ανοιχτό και σε κλειστό βρόχο, όσο και ολόκληρου του συστήματος διασύνδεσης. Ο κλειστός βρόχος αποτελεί ένα νέο και άμεσο έλεγχο της ισχύος που παρέχεται στο δίκτυο. Επιπρόσθετα, περιγράφεται ο σχεδιασμός και η κατασκευή όλων των κυκλωμάτων που απαιτούνται για τον τριφασικό αντιστροφέα, το φίλτρο και το μετασχηματιστή. Τέλος πραγματοποιούνται πειραματικές δοκιμές για να διαπιστωθεί η ορθή λειτουργία των βαθμίδων που κατασκευάστηκαν, να εντοπιστούν και δικαιολογηθούν τυχόν διαφορές μεταξύ της θεωρητικής ανάλυσης και των μετρήσεων στην πραγματική διάταξη, καθώς και για να εκτιμηθεί η απόδοση του συστήματος.

8

9 ΠΡΟΛΟΓΟΣ Στη διπλωματική αυτή εργασία μελετάται η διασύνδεση μιας ανεμογεννήτριας ονομαστικής ισχύος 1kW με το δίκτυο χαμηλής τάσης μέσω ενός ολοκληρωμένου συστήματος που περιλαμβάνει σύγχρονη γεννήτρια μόνιμων μαγνητών, ανορθωτική γέφυρα, μετατροπέα ανύψωσης τάσης, τριφασικό αντιστροφέα, τριφασικό φίλτρο και μετασχηματιστή. Ιδιαίτερα αναλύεται η λειτουργία του τριφασικού αντιστροφέα και προτείνεται ένας νέος και άμεσος έλεγχος της ενεργού και αέργου ισχύος που παρέχεται στο δίκτυο, διατηρώντας παράλληλα σταθερή τη συνεχή τάση εισόδου του αντιστροφέα. Ο μετατροπέας ανύψωσης τάσης που προηγείται του αντιστροφέα μελετάται στη διπλωματική εργασία του συνάδελφου Ιωάννη Γκαρτζώνη. Συγκεκριμένα προσομοιώνεται αφενός μεν ο τριφασικός αντιστροφέας με τον προτεινόμενο έλεγχο κλειστού βρόχου και αφετέρου δε όλο το σύστημα διασύνδεσης. Επιπλέον, διαστασιολογείται και κατασκευάζεται ο αντιστροφέας του συστήματος, ώστε να διαπιστωθούν στην πράξη τα αποτελέσματα της θεωρητικής μελέτης και προσομοίωσης. Αναλυτικά, στο κεφάλαιο 1 γίνεται αναφορά στο ενεργειακό πρόβλημα και αναλύονται τα πλεονεκτήματα και μειονεκτήματα της χρήσης ανεμογεννητριών. Επίσης, περιγράφονται διάφοροι τύποι ανεμογεννητριών και δίνονται οι σχέσεις μετατροπής της αιολικής ενέργειας σε ηλεκτρική. Στο κεφάλαιο 2 γίνεται θεωρητική ανάλυση κάθε βαθμίδας του ολικού συστήματος. Ιδιαίτερη έμφαση δίνεται στη λειτουργία του τριφασικού αντιστροφέα παλμοδοτούμενου με την τεχνική της Ημιτονοειδούς Διαμόρφωσης του Εύρους των Παλμών (spwm) και προτείνεται ένας νέος και άμεσος έλεγχος κλειστού βρόχου για την παρεχόμενη ισχύ στο δίκτυο. Επιπλέον, εξάγονται σχέσεις για την παραμετροποίηση του τριφασικού μετασχηματιστή. Στο κεφάλαιο 3 προσομοιώνεται ο τριφασικός αντιστροφέας σε ανοιχτό βρόχο και σε απομονωμένο φορτίο. Επίσης, γίνεται προσομοίωση της σύνδεσης με το δίκτυο και ελέγχεται η παρεχόμενη ενεργός και άεργος ισχύς μέσω PI ελεγκτών υπό σταθερή συνεχή (dc) τάση εισόδου του αντιστροφέα. Στη συνέχεια, μεταβάλλεται η τάση εισόδου του αντιστροφέα, προσομοιώνοντας την προηγούμενη βαθμίδα, δηλαδή τον ανυψωτή τάσης, με πηγή ρεύματος, και εφαρμόζεται ξανά ο έλεγχος για τη σταθεροποίησή της. Τέλος, προσομοιώνεται το συνολικό σύστημα διασύνδεσης της ανεμογεννήτριας με το δίκτυο χαμηλής τάσης.

10 Στο κεφάλαιο 4 υπολογίζονται βάσει εξισώσεων τα στοιχεία που απαιτούνται για την κατασκευή του τριφασικού φίλτρου και μετασχηματιστή με μεγάλη επαγωγή μαγνήτισης ώστε να μην εισέρχεται στον κόρο. Δίνεται αναλυτικά η σχεδίαση και η κατασκευή τους και διαπιστώνονται με πειραματικές δοκιμές οι διαφορές μεταξύ θεωρίας και πράξης. Στο κεφάλαιο 5 αναφέρεται λεπτομερώς η σχεδίαση και κατασκευή όλων των πλακετών που συγκροτούν τη διάταξη του τριφασικού αντιστροφέα. Επίσης, αναλύονται όλα τα επιμέρους κυκλώματα που χρησιμοποιήθηκαν, καθώς και η λειτουργία των ολοκληρωμένων στοιχείων. Στο κεφάλαιο 6 περιγράφεται η λειτουργία του μικροελεγκτή dspic30f4011 καθώς και κάποιων περιφερειακών που ενσωματώνει που είναι ιδιαίτερα χρήσιμα για την παλμοδότηση και τον έλεγχο του αντιστροφέα. Επιπρόσθετα, αναλύεται η λογική του κώδικα με τον οποίο προγραμματίστηκε ο μικροελεγκτής. Στο κεφάλαιο 7 παρατίθενται τα αποτελέσματα από τις πειραματικές δοκιμές στη διάταξη του αντιστροφέα και συγκρίνονται με τα αντίστοιχα θεωρητικά. Δικαιολογούνται τυχόν διαφορές μεταξύ θεωρίας και πράξης και γίνεται εκτίμηση της απόδοσης του συστήματος τόσο σε απομονωμένο φορτίο όσο και στο δίκτυο. Τέλος, καταγράφεται η βιβλιογραφία που χρησιμοποιήθηκε και στα παραρτήματα ενσωματώνονται τα φυλλάδια των κατασκευαστών των στοιχείων που χρησιμοποιήθηκαν, τα τυπωμένα κυκλώματα των πλακετών (PCB) καθώς και αναλυτικοί υπολογισμοί για την επιλογή των στοιχείων του πηνίου του τριφασικού φίλτρου και του μετασχηματιστή.

11 ΕΥΧΑΡΙΣΤΙΕΣ Τα λόγια είναι φτωχά για να περιγράψουν την ευγνωμοσύνη μου προς τον Καθηγητή και επιβλέποντα της Διπλωματικής μου Εργασίας κ. Εμμανουήλ Τατάκη. Το αστείρευτο ενδιαφέρον του και η καταπληκτική του μεταδοτικότητα τόσο στις παραδόσεις των μαθημάτων των Ηλεκτρονικών Ισχύος, όσο και στις πολύωρες συζητήσεις μας κατά τη διάρκεια εκπόνησης της Διπλωματικής Εργασίας, με καθοδήγησαν σωστά και σταθερά. Οι αστείρευτες γνώσεις του αποτέλεσαν και συνεχίζουν να αποτελούν πηγή θαυμασμού και έμπνευσης για μένα. Ιδιαίτερα θα ήθελα να ευχαριστήσω τον Επίκουρο Καθηγητή κ. Επαμεινώνδα Μητρονίκα για τον ενεργό ρόλο του στην υλοποίηση αυτής της Διπλωματικής Εργασίας, την πολύτιμη βοήθεια που μου προσέφερε και τους τρόπους αντιμετώπισης που μου υπέδειξε για ορισμένα θέματα. Επιπρόσθετα, εγκάρδιες ευχαριστίες θα ήθελα να απευθύνω στον υποψήφιο διδάκτορα κ. Σάββα Τσοτουλίδη. Με επιμονή και αμείωτη υπομονή, μου προσέφερε απλόχερα συμβουλές, καθοριστικής σημασίας, για τη διεξαγωγή της Διπλωματικής μου Εργασίας. Επιπλέον, θερμές ευχαριστίες αρμόζουν στον υποψήφιο διδάκτορα κ. Ιωάννη Περπινιά για την εξαιρετική συνεργασία μας και τη μεγάλη προθυμία του στην επίλυση ζητημάτων που ανέκυψαν. Επίσης, ευχαριστίες απευθύνω προς όλους τους υποψήφιους διδάκτορες του Εργαστηρίου Ηλεκτρομηχανικής Μετατροπής Ενέργειας, που ο καθένας έθεσε το λιθαράκι του για την περαίωση αυτής της Διπλωματικής Εργασίας. Πολλές ευχαριστίες αρμόζουν στον κ. Αθανάσιο Καλαντζόπουλο και κ. Γεώργιο Καλαντζόπουλο για την πολύ καλή συνεργασία μας στην κατασκευή του τριφασικού πηνίου και μετασχηματιστή στο εργαστήριό τους. Θα ήθελα να ευχαριστήσω θερμά το σύντροφό μου Ιωάννη Πάλλη για την αμέριστη κατανόηση που έδειξε κατά τη διάρκεια εκπόνησης της Διπλωματικής μου Εργασίας και γιατί ήταν πάντα παρών στις δύσκολες στιγμές. Τέλος, πολλές ευχαριστίες αρμόζουν στους φίλους μου για την υπομονή τους και ένα μεγάλο ευχαριστώ στην οικογένειά μου για τη στήριξη που μου παρείχε καθ όλη τη διάρκεια των σπουδών μου.

12

13 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 1 Η ΑΙΟΛΙΚΗ ΕΝΕΡΓΕΙA ΠΙΝΑΚΑΣ ΠΕΡΙΕΧΟΜΕΝΩΝ 1.1. ΤΟ ΕΝΕΡΓΕΙΑΚΟ ΠΡΟΒΛΗΜΑ-ΣΥΜΒΑΤΙΚΕΣ ΚΑΙ ΕΝΑΛΛΑΚΤΙΚΕΣ ΜΟΡΦΕΣ ΕΝΕΡΓΕΙΑΣ Η ΑΙΟΛΙΚΗ ΕΝΕΡΓΕΙΑ ΜΕΤΑΤΡΟΠΗ ΑΙΟΛΙΚΗΣ ΕΝΕΡΓΕΙΑΣ ΣΕ ΗΛΕΚΤΡΙΚΗ Ασκούμενες δυνάμεις σε ανεμογεννήτρια-θεωρία πτερυγίων ρότορα Θεωρία ενεργοποιητή δίσκου (Actuator Disk Theory) ΤΥΠΟΙ ΑΝΕΜΟΓΕΝΝΗΤΡΙΩΝ Ανεμογεννήτριες κατακορύφου άξονα Ανεμογεννήτριες οριζοντίου άξονα 1.5. ΜΕΘΟΔΟΙ ΡΥΘΜΙΣΗΣ ΜΗΧΑΝΙΚΗΣ ΙΣΧΥΟΣ ΑΝΕΜΟΚΙΝΗΤΗΡΑ 1.6. ΜΕΘΟΔΟΙ ΛΕΙΤΟΥΡΓΙΑΣ ΣΥΣΤΗΜΑΤΩΝ ΜΕΤΑΤΡΟΠΗΣ ΑΙΟΛΙΚΗΣ ΣΕ ΗΛΕΚΤΡΙΚΗ ΕΝΕΡΓΕΙΑ Λειτουργία σταθερών στροφών-σταθερής συχνότητας Λειτουργία μεταβλητών στροφών-σταθερής συχνότητας ΚΕΦΑΛΑΙΟ 2 ΑΝΑΛΥΣΗ ΤΟΥ ΥΠΟ ΜΕΛΕΤΗ ΣΥΣΤΗΜΑΤΟΣ 2.1. ΠΡΟΤΕΙΝΟΜΕΝΟ ΣΥΣΤΗΜΑ ΓΙΑ ΣΥΝΔΕΣΗ ΑΝΕΜΟΓΕΝΝΗΤΡΙΑΣ ΜΕ ΤΟ ΔΙΚΤΥΟ ΧΑΜΗΛΗΣ ΤΑΣΗΣ ΣΥΓΧΡΟΝΗ ΓΕΝΝΗΤΡΙΑ ΜΟΝΙΜΩΝ ΜΑΓΝΗΤΩΝ- ΑΝΟΡΘΩΤΙΚΗ ΓΕΦΥΡΑ ΜΕΤΑΤΡΟΠΕΑΣ DC/DC ΤΥΠΟΥ INTERLEAVED BOOST Ανάλυση του μετατροπέα ανύψωσης τάσης Έλεγχος κλειστού βρόχου για το μετατροπέα Interleaved Boost ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΣ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑΣ ΣΥΝΕΧΟΥΣ ΤΑΣΗΣ ΣΕ ΕΝΑΛΑΣΣΟΜΕΝΗ (DC/AC-three phase inverter) Ανάλυση λειτουργίας τριφασικού αντιστροφέα (three phase inverter) Μέθοδοι παλμοδότησης Παλμοδότηση μέσω τετραγωνικών παλμών Παλμοδότηση μέσω της τεχνικής Διαμόρφωσης Εύρους Παλμών (Pulse Width Modulation-PWM) Παλμοδότηση μέσω της τεχνικής Ημιτονοειδούς Διαμόρφωσης Εύρους Παλμών (Sinusoidal Pulse Width Modulation-sPWM) Παλμοδότηση μέσω διάφορων άλλων τεχνικών

14 Έλεγχος κλειστού βρόχου για τον τριφασικό αντιστροφέα Περιγραφή του ελέγχου Εύρεση κερδών των PI ελεγκτών ΚΑΤΩΔΙΑΒΑΤΟ ΦΙΛΤΡΟ LC ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΣ ΜΕΤΑΣΧΗΜΑΤΙΣΤΗΣ Εξαγωγή βασικών σχέσεων για την επιλογή των παραμετρικών στοιχείων του μετασχηματιστή Διαδικασία επιλογής παραμετρικών στοιχείων μετασχηματιστή 2.7. ΔΙΑΣΤΑΣΙΟΛΟΓΗΣΗ ΤΟΥ ΥΠΟ ΜΕΛΕΤΗ ΣΥΣΤΗΜΑΤΟΣ Σύγχρονη γεννήτρια μόνιμων μαγνητών-ανορθωτική γέφυρα Interleaved Boost Τριφασικός αντιστροφέας Τριφασικός μετασχηματιστής-lc φίλτρο Χαρακτηριστικά μεγέθη ολικού συστήματος ΚΕΦΑΛΑΙΟ 3 ΠΡΟΣΟΜΟΙΩΣΗ ΤΟΥ ΥΠΟ ΜΕΛΕΤΗ ΣΥΣΤΗΜΑΤΟΣ 3.1. ΠΡΟΣΟΜΟΙΩΣΗ ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΥ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑ ΜΕ spwm ΠΑΛΜΟΔΟΤΗΣΗ ΣΕ ΑΠΟΜΟΝΩΜΕΝΟ ΦΟΡΤΙΟ Τριφασικός αντιστροφέας με ωμικό φορτίο στην έξοδο Τριφασικός αντιστροφέας με φίλτρο LC και ωμικό φορτίο ΠΡΟΣΟΜΟΙΩΣΗ ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΥ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑ ΜΕ ΣΥΝΔΕΣΗ ΣΤΟ ΔΙΚΤΥΟ Τριφασικός αντιστροφέας-φίλτρο LC-δίκτυο Τριφασικός αντιστροφέας-φίλτρο LC-μετασχηματιστής-δίκτυο ΠΡΟΣΟΜΟΙΩΣΗ ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΥ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑ ΜΕ ΣΥΝΔΕΣΗ ΣΤΟ ΔΙΚΤΥΟ ΚΑΙ ΕΛΕΓΧΟ ΚΛΕΙΣΤΟΥ ΒΡΟΧΟΥ Προσομοίωση κλειστού βρόχου υπό σταθερή dc πηγή τροφοδοσίας του inverter Προσομοίωση κλειστού βρόχου με μεταβαλλόμενη dc πηγή τροφοδοσίας του inverter ΠΡΟΣΟΜΟΙΩΣΗ ΣΥΝΟΛΙΚΟΥ ΣΥΣΤΗΜΑΤΟΣ ΚΕΦΑΛΑΙΟ 4 ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΜΑΓΝΗΤΙΚΩΝ ΣΤΟΙΧΕΙΩΝ ΤΟΥ ΣΥΣΤΗΜΑΤΟΣ 4.1. ΥΠΟΛΟΓΙΣΜΟΣ ΚΑΙ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΤΟΥ ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΥ ΠΗΝΙΟΥ ΤΟΥ ΦΙΛΤΡΟΥ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΤΟΥ ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΥ ΜΕΤΑΣΧΗΜΑΤΙΣΤΗ

15 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 5 ΜΕΛΕΤΗ ΣΧΕΔΙΑΣΗΣ ΚΑΙ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΥ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑ 5.1. ΕΠΙΛΟΓΗ ΔΙΑΚΟΠΤΙΚΩΝ ΗΜΙΑΓΩΓΙΚΩΝ ΣΤΟΙΧΕΙΩΝ ΙΣΧΥΟΣ Σύγκριση ημιαγωγικών στοιχείων ισχύος Το IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) 5.2. ΥΠΟΛΟΓΙΣΜΟΣ ΣΥΣΤΗΜΑΤΟΣ ΑΠΑΓΩΓΗΣ ΘΕΡΜΟΤΗΤΑΣ (ΨΥΚΤΙΚΟΥ) ΣΧΕΔΙΑΣΗ ΚΑΙ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΓΡΑΜΜΙΚΩΝ ΤΡΟΦΟΔΟΤΙΚΩΝ ΣΧΕΔΙΑΣΗ ΚΑΙ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΜΕΤΡΗΤΙΚΩΝ ΤΑΣΗΣ ΚΑΙ ΡΕΥΜΑΤΟΣ Μετρητικά τάσης Κύκλωμα μετρητικού για εναλλασσόμενη τάση Κύκλωμα μετρητικού για συνεχή τάση Μετρητικά ρεύματος Κύκλωμα μετρητικού ρεύματος LTS-6NP Κύκλωμα μετρητικού ρεύματος LAH 25-NP ΦΙΛΤΡΑ BUTTERWORTH ΚΥΚΛΩΜΑ ΑΝΙΧΝΕΥΣΗΣ ΤΟΥ ΜΗΔΕΝΟΣ (ZERO CROSS DETECTOR) ΚΥΚΛΩΜΑΤΑ ΠΑΛΜΟΔΟΤΗΣΗΣ ΗΜΙΑΓΩΓΙΚΩΝ ΣΤΟΙΧΕΙΩΝ Τεχνική Bootstrap Αντιστάσεις πύλης για την έναυση και σβέση των IGBT 5.8. ΣΧΕΔΙΑΣΗ ΚΥΚΛΩΜΑΤΟΣ ΜΙΚΡΟΕΛΕΓΚΤΗ dspic30f ΠΛΑΚΕΤΕΣ ΚΕΦΑΛΑΙΟ 6 ΛΕΙΤΟΥΡΓΙΑ ΜΙΚΡΟΕΛΕΓΚΤΗ ΚΑΙ ΛΟΓΙΚΗ ΤΟΥ ΚΩΔΙΚΑ ΕΚΤΕΛΕΣΗΣ 6.1 ΠΕΡΙΦΕΡΕΙΑΚΗ ΜΟΝΑΔΑ ΠΑΡΑΓΩΓΗΣ ΠΑΛΜΩΝ (MOTOR CONTROL PWM). 6.2 ΠΕΡΙΦΕΡΕΙΑΚΗ ΜΟΝΑΔΑ ΜΕΤΑΤΡΟΠΗΣ ΑΝΑΛΟΓΙΚΟΥ ΣΗΜΑΤΟΣ ΣΕ ΨΗΦΙΑΚΟ (A/D CONVERTER) ΛΟΓΙΚΗ ΤΟΥ ΚΩΔΙΚΑ ΕΚΤΕΛΕΣΗΣ ΚΕΦΑΛΑΙΟ 7 ΠΕΙΡΑΜΑΤΙΚΑ ΑΠΟΤΕΛΕΣΜΑΤΑ - ΣΥΜΠΕΡΑΣΜΑΤΑ 7.1 ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΣ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑΣ-ΩΜΙΚΟ ΦΟΡΤΙΟ ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΣ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑΣ- ΦΙΛΤΡΟ- ΩΜΙΚΟ ΦΟΡΤΙΟ ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΣ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑΣ- ΦΙΛΤΡΟ- ΜΕΤΑΣΧΗΜΑΤΙΣΤΗΣ- ΩΜΙΚΟ ΦΟΡΤΙΟ ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΣ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑΣ- ΦΙΛΤΡΟ- ΜΕΤΑΣΧΗΜΑΤΙΣΤΗΣ- ΔΙΚΤΥΟ ΣΥΜΠΕΡΑΣΜΑΤΑ ΚΑΙ ΠΡΟΟΠΤΙΚΕΣ

16 ΒΙΒΛΙΟΓΡΑΦΙΑ. 201 ΠΑΡΑΡΤΗΜΑΤΑ ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Α ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Β ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Γ ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Δ ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Ε ΥΠΟΛΟΓΙΣΜΟΣ ΜΕΓΕΘΩΝ ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΥ ΜΕΤΑΣΧΗΜΑΤΙΣΤΗ ΠΕΙΡΑΜΑΤΙΚΟΣ ΠΡΟΣΔΙΟΡΙΣΜΟΣ ΜΕΓΕΘΩΝ ΤΟΥ ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΥ ΜΕΤΑΣΧΗΜΑΤΙΣΤΗ ΠΕΙΡΑΜΑΤΙΚΟΣ ΠΡΟΣΔΙΟΡΙΣΜΟΣ ΤΟΥ ΚΑΤΑΛΛΗΛΟΥ ΔΙΑΚΕΝΟΥ ΓΙΑ ΤΟ ΠΗΝΙΟ ΤΟΥ ΦΙΛΤΡΟΥ ΣΧΗΜΑΤΙΚΑ ΚΑΙ ΤΥΠΩΜΕΝΑ (PCB) ΚΥΚΛΩΜΑΤΑ ΠΛΑΚΕΤΩΝ ΦΥΛΛΑΔΙΑ ΚΑΤΑΣΚΕΥΑΣΤΩΝ

17 «Σα βγεις στον πηγαιμό για την Ιθάκη, να εύχεσαι νάναι μακρύς ο δρόμος, γεμάτος περιπέτειες, γεμάτος γνώσεις.» Κ. Π. Καβάφης

18

19 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 1 Η ΑΙΟΛΙΚΗ ΕΝΕΡΓΕΙΑ 1.1 ΤΟ ΕΝΕΡΓΕΙΑΚΟ ΠΡΟΒΛΗΜΑ-ΣΥΜΒΑΤΙΚΕΣ ΚΑΙ ΕΝΑΛΛΑΚΤΙΚΕΣ ΜΟΡΦΕΣ ΕΝΕΡΓΕΙΑΣ Η αλματώδης ανάπτυξη του πολιτισμού, η εξέλιξη της τεχνολογίας, η πληθυσμιακή αύξηση και η απαίτηση για κάλυψη ολοένα και περισσότερων αναγκών έχει οδηγήσει τις τελευταίες δεκαετίες σε μια ακόρεστη ζήτηση ενέργειας. Τίθεται, λοιπόν, ένα βασικό πρόβλημα, το επονομαζόμενο ως ενεργειακό, το πώς θα καλυφθεί αυτή η ζήτηση ενέργειας. Βασική συνιστώσα των ενεργειακών πόρων αποτελούν τα ορυκτά καύσιμα και τα πετρελαιοειδή. Τα αποθέματα των ορυκτών καυσίμων (Σχήμα 1.1) χρειάστηκαν εκατομμύρια χρόνια για να σχηματιστούν από απολιθώματα κάτω από πολύ υψηλές θερμοκρασίες και πιέσεις στο εσωτερικό της γης, συνεπώς η ποσότητά τους δεν είναι ανεξάντλητη και ο φυσικός ρυθμός παραγωγής τους είναι εξαιρετικά βραδύς. Ωστόσο, η εξόρυξη και εκμετάλλευσή τους έγινε και συνεχίζει να γίνεται αλόγιστα στο βωμό του οικονομικού κέρδους. Παράλληλα, επειδή είναι συγκεντρωμένα σε συγκεκριμένες περιοχές του πλανήτη, δημιουργούν αφενός καταστάσεις ενεργειακής ομηρίας για τις χώρες που δε διαθέτουν κοιτάσματα και αφετέρου γίνονται αφορμή και πρόσχημα για εξυπηρέτηση επεκτατικών βλέψεων (πολεμικές συγκρούσεις σε Ιράν, Ιράκ, Κουβέιτ κτλ.). Σχήμα 1.1: Παγκόσμιος χάρτης αποθεμάτων πετρελαίου [1] 1

20 Επιπρόσθετα, η καύση του πετρελαίου, των παραγώγων του αλλά και των γαιανθράκων (λιγνίτης, λιθάνθρακας) απελευθερώνει στην ατμόσφαιρα αέρια, όπως οξείδια του αζώτου, του θείου, υδρογονάνθρακες κτλ., τα οποία δημιουργούν μια σειρά προβλημάτων. Επιτρέπουν την προσπίπτουσα ηλιακή ακτινοβολία στη γη, αλλά εμποδίζουν την ανακλώμενη να διαφύγει έξω από την ατμόσφαιρα, με αποτέλεσμα την υπερθέρμανση του πλανήτη (φαινόμενο θερμοκηπίου) και ως φυσικό επακόλουθο το λιώσιμο των πάγων, την άνοδο της στάθμης των ωκεανών και την εξαφάνιση πολλών ειδών της πανίδας, αλλά και ολόκληρων κατοικημένων περιοχών. Υποβαθμίζουν την ποιότητα ζωής καθώς δημιουργούν αναπνευστικά και τοξικολογικά προβλήματα, ενώ αυξάνονται οι πιθανότητες εμφάνισης καρκίνου του δέρματος λόγω της τρύπας του όζοντος αλλά και δηλητηριάσεων λόγω της όξινης βροχής που καταλήγει στον υδροφόρο ορίζοντα [1]. Λόγω, λοιπόν, των πεπερασμένων αποθεμάτων των ορυκτών καυσίμων, των δυσμενών περιβαλλοντικών επιπτώσεων αλλά και της αρκετά ώριμης πλέον τεχνογνωσίας, η ανθρωπότητα στρέφεται σε εναλλακτικές λύσεις, όπως είναι οι ανανεώσιμες πηγές ενέργειας (αιολική, ηλιακή κτλ.). Η χρήση και μετατροπή αυτών των μορφών ενέργειας δεν είναι κάτι καινούριο. Ήδη, από την αρχαιότητα, ιστιοφόρα πλοία εκμεταλλευόμενα την αιολική ενέργεια, έκαναν ταξίδια, εμπορικές και εξερευνητικές αποστολές, ενώ ανεμόμυλοι (Σχήμα 1.2) που χρησιμοποιούνταν ειδικότερα στα νησιά του Αιγαίου, όπου οι άνεμοι είναι μεγαλύτερης έντασης και συχνότητας, βοηθούσαν στη σύνθλιψη του σιταριού για την παραγωγή αλευριού ή στην εξαγωγή νερού από πηγάδια. Σχήμα 1.2: Ανεμόμυλοι στο νησί της Μυκόνου 2

21 1.2 Η ΑΙΟΛΙΚΗ ΕΝΕΡΓΕΙΑ Ο νόμος της διάχυσης του Fick ορίζει πως όταν δύο περιοχές έχουν άνιση ποσότητα σωματιδίων, τότε προκαλείται μια κίνηση μεταξύ αυτών και μάλιστα με ταχύτητα μεταβολής ανάλογη της διαφοράς της ποσότητας των σωματιδίων, ώστε σε κατάσταση ισορροπίας οι δύο περιοχές να περιέχουν τον ίδιο αριθμό [2]. Παρόμοιο φαινόμενο εξελίσσεται στην ατμόσφαιρα, όταν ανόμοιες θερμοκρασιακά αέριες μάζες αρχίζουν να κινούνται, ώστε να αποκτήσουν ίδια θερμοκρασία. Η κίνηση αυτή δημιουργεί τον άνεμο και η ενέργεια αυτή ονομάζεται αιολική. Εμμέσως πλην σαφώς, λοιπόν, υπεύθυνος για τη δημιουργία του ανέμου, είναι ο ήλιος που θερμαίνει την ατμόσφαιρα [3]. Η αιολική ενέργεια βρίσκεται ξανά στο προσκήνιο τα τελευταία χρόνια με την κατασκευή και χρήση ανεμογεννητριών που μετατρέπουν την κινητική ενέργεια του ανέμου σε ηλεκτρική. Αιολικά πάρκα καλύπτουν κατά ένα μεγάλο ποσοστό τη ζήτηση ενέργειας σε νησιά και στην ξηρά. Μεμονωμένες ανεμογεννήτριες μπορεί να αποτελούν κομμάτι ενός μικροδικτύου που περιλαμβάνει, εκτός της ανεμογεννήτριας, φωτοβολταϊκή συστοιχία, ντηζελογεννήτρια και μπαταρίες και μπορεί είτε να λειτουργεί αυτόνομα είτε να συνδέεται σε ένα μεγαλύτερο δίκτυο, όπου πουλά την περίσσεια ενέργειας που παράγει ή αγοράζει ενέργεια, όταν καμία πηγή μόνη της ή σε συνδυασμό με τις άλλες, δεν είναι ικανή να καλύψει την απαιτούμενη ενεργειακή ανάγκη. Η Ελλάδα προσφέρεται ιδιαίτερα για την αξιοποίηση της αιολικής ενέργειας, καθώς διαθέτει το δεύτερο καλύτερο αιολικό δυναμικό στην Ευρώπη, μετά το Ηνωμένο Βασίλειο. Το τεχνικά εκμεταλλεύσιμο αιολικό δυναμικό της Ελλάδας ανέρχεται σε 44 TWh/ έτος και υπερκαλύπτει τη συνολική κατανάλωση ηλεκτρικής ενέργειας στη χώρα που είναι 41 TWh/έτος. Το αιολικό πάρκο του Παναχαϊκού (Σχήματα 1.3, 1.4) είναι το μεγαλύτερο στην Ελλάδα με 41 ανεμογεννήτριες εγκατεστημένες στην κορυφογραμμή του όρους και υπολογίζεται ότι παρέχει κάθε χρόνο ΜW για να καλύπτει τις ανάγκες περίπου σπιτιών της περιοχής της Πάτρας (5-7% των αναγκών της πόλης σε ηλεκτρικό ρεύμα) [4]. Σχήμα 1.3: Πανοραμική άποψη του αιολικού πάρκου στο Παναχαϊκό όρος [4] 3

22 Σχήμα 1.4: Ανεμογεννήτριες στο Παναχαϊκό όρος [5] Τα κυριότερα πλεονεκτήματα της αιολικής ενέργειας και της χρήσης ανεμογεννητριών είναι τα εξής: Είναι άφθονη και ανεξάντλητη. Αντικαθιστά ιδιαίτερα ρυπογόνους πόρους ενέργειας, όπως το κάρβουνο και το πετρέλαιο. Εξαλείφει την εξάρτηση και την οικονομική αφαίμαξη για τα εισαγόμενα καύσιμα από άλλες χώρες. Είναι γεωγραφικά διεσπαρμένη και οδηγεί στην αποκέντρωση του ενεργειακού συστήματος, ελαφραίνοντας τα συστήματα υποδομής και μειώνοντας τις απώλειες μεταφοράς στο ηλεκτρικό δίκτυο, συνεπώς το κόστος. Έχει χαμηλό λειτουργικό κόστος, σχεδόν ανεξάρτητο από τις διακυμάνσεις της διεθνούς οικονομίας και της τιμής των συμβατικών καυσίμων. Είναι απολύτως καθαρή μορφή ενέργειας, αφού η μετατροπή της σε ηλεκτρική δε συνοδεύεται από έκλυση επιβλαβών αερίων προς την ατμόσφαιρα. Πολλά από τα υλικά της ανεμογεννήτριας μπορούν να ανακυκλωθούν ή να χρησιμοποιηθούν σε άλλες εφαρμογές, όπως τα πτερύγια της έλικας που ενσωματώνονται στην κατασκευή πεζοδρομίων μετά την αποσυναρμολόγηση της ανεμογεννήτριας. Η αιολική ενέργεια και η μετατροπή της από ανεμογεννήτριες χαρακτηρίζεται όμως και από μειονεκτήματα, μερικά από τα οποία είναι τα ακόλουθα: Δεν μπορεί να χρησιμοποιηθεί σαν κύρια πηγή ενέργειας, παρά μόνο σαν εφεδρική, καθώς η αδυναμία πρόβλεψης της ταχύτητας και της διεύθυνσης του ανέμου δε δίνει τη δυνατότητα να παράγεται όση ενέργεια ζητείται ανά πάσα στιγμή από την αγορά. Δεν είναι εκμεταλλεύσιμη στο σύνολό της, καθώς αεροδυναμικοί περιορισμοί, μηχανικές τριβές και απώλειες επιτρέπουν μόνο ένα μέρος να μετατραπεί σε ωφέλιμη ενέργεια. 4

23 Το κόστος επένδυσης ανά μονάδα εγκατεστημένης ισχύος είναι μεγαλύτερο σε σύγκριση με τις σημερινές τιμές των συμβατικών καυσίμων. Έχει διαπιστωθεί ότι ο θόρυβος που παράγουν κατά τη λειτουργία τους είναι υπεύθυνος για τη μείωση της αναπαραγωγής ορισμένων ζώων που ζουν στην περιοχή εγκατάστασης, ενώ αποτελούν οπτική ρύπανση. Στα αυτόνομα συστήματα είναι απαραίτητη η ύπαρξη μονάδων αποθήκευσης για το συντονισμό παραγωγής-ζήτησης ενέργειας ενώ στα διασυνδεμένα απομακρυσμένα συστήματα, λόγω απουσίας ανθρώπινου δυναμικού, είναι απαραίτητη η λειτουργία πληθώρας κυκλωμάτων αυτοματισμού για ζεύξη-απόζευξη των μηχανών σε μεταβατικά φαινόμενα που αυτές προκαλούν, ρύθμιση του μέτρου, της φάσης και της συχνότητας της τάσης που παράγουν καθώς και έλεγχο ενεργού και αέργου ισχύος που εγχέουν στο δίκτυο. 1.3 ΜΕΤΑΤΡΟΠΗ ΑΙΟΛΙΚΗΣ ΕΝΕΡΓΕΙΑΣ ΣΕ ΗΛΕΚΤΡΙΚΗ Σκοπός ενός αιολικού συστήματος είναι η μετατροπή της αιολικής ενέργειας σε κινητική και κατόπιν σε ηλεκτρική. Στο σχήμα που ακολουθεί, φαίνεται η πορεία που ακολουθείται, ώστε να επιτευχθεί ο σκοπός αυτός [6]. Σχήμα 1.5: Γενική δομή μετατροπής της αιολικής ενέργειας σε ηλεκτρική Καθώς ο άνεμος προσπίπτει στα πτερύγια της αεροδυναμικής διάταξης, δημιουργούνται ζεύγη δυνάμεων που τείνουν να περιστρέψουν την έλικα. Η περιστροφή αυτή μεταφράζεται σε μηχανικό έργο μέσω του άξονα ενός ανεμοκινητήρα, ο οποίος με μηχανικό σύστημα προσαρμογής (συμπλέκτης) είναι συνδεδεμένος με τον άξονα μιας ηλεκτρογεννήτριας. Η παραγόμενη ηλεκτρική ενέργεια από τη γεννήτρια μπορεί είτε να εγχυθεί στο δίκτυο είτε να αποθηκευθεί σε κάποια μονάδα αποθήκευσης, όπως μπαταρίες ή υπερπυκνωτές, όταν υπάρχει ασυμφωνία μεταξύ ζήτησης και παραγωγής. Η αποθηκευμένη ενέργεια καλύπτει το 5

24 ενεργειακό έλλειμμα, όταν η ανεμογεννήτρια αδυνατεί να παράγει το απαιτούμενο ποσό ενέργειας, λόγω πτώσης της έντασης του ανέμου κάτω από ένα συγκεκριμένο επίπεδο (κατώφλι έναρξης λειτουργίας της ανεμογεννήτριας). Υπάρχουν διάφορες θεωρίες για το πώς τα πτερύγια και ο πυλώνας αλληλεπιδρούν με τη ροή του ανέμου, όπως η Θεωρία Ενεργοποιητή Δίσκου, η Θεωρία Περιστρεφόμενου Δίσκου, η Θεωρία Πτερυγίων Ρότορα και πολλές άλλες [7] ΑΣΚΟΥΜΕΝΕΣ ΔΥΝΑΜΕΙΣ ΣΕ ΑΝΕΜΟΓΕΝΝΗΤΡΙΑ-ΘΕΩΡΙΑ ΠΤΕΡΥΓΙΩΝ ΡΟΤΟΡΑ Η ολική αεροδυναμική αντίδραση αναλύεται σε δύο συνιστώσες. Η μία καλείται άντωση (lift force) και είναι κάθετη στη ροή του αέρα, ενώ η άλλη καλείται οπισθέλκουσα(drag force) και είναι παράλληλη στη ροή του αέρα (Σχήμα 1.6). Οι δυνάμεις άντωσης είναι κατά κύριο λόγο υπεύθυνες για την περιστροφή των πτερυγίων της ανεμογεννήτριας, ενώ παίζουν σημαντικό ρόλο και σε άλλα αεροδυναμικά φαινόμενα, όπως την ανύψωση των αεροσκαφών. Οι δυνάμεις οπισθέλκουσας είναι ουσιαστικά η αντίσταση που εμφανίζει το πτερύγιο στον αέρα που προσπίπτει πάνω του και παίζουν κύριο ρόλο στην καταπόνηση του πυλώνα. Ωστόσο, οι πρώτες ανεμογεννήτριες σε χρήση, όπως οι ανεμόμυλοι, εκμεταλλεύονταν τις δυνάμεις οπισθέλκουσας αντί των δυνάμεων άντωσης. Η άντωση και η οπισθέλκουσα είναι ανάλογες της επιφάνειας του πτερυγίου, διάφορων αεροδυναμικών συντελεστών που εξαρτώνται από τη μορφή του πτερυγίου, της πυκνότητας του αέρα και του τετραγώνου της ταχύτητας του ανέμου. Με τον αεροδυναμικό σχεδιασμό μιας ανεμογεννήτριας επιδιώκεται η μεγιστοποίηση των δυνάμεων άντωσης και η ελαχιστοποίηση των δυνάμεων οπισθέλκουσας [8]. Σχήμα 1.6: Δυνάμεις που αναπτύσσονται στο πτερύγιο της έλικας μιας ανεμογεννήτριας 6

25 1.3.2 ΘΕΩΡΙΑ ΕΝΕΡΓΟΠΟΙΗΤΗ ΔΙΣΚΟΥ (Actuator Disk Theory) Αν θεωρηθεί ο δρομέας του ανεμοκινητήρα σαν ιδανικός δίσκος και γίνουν μια σειρά από παραδοχές, τότε μπορούν να διατυπωθούν οι βασικές αρχές που διέπουν τη μετατροπή της αιολικής ενέργειας σε ηλεκτρική. Οι παραδοχές που γίνονται είναι οι εξής [6]: Ο άνεμος θεωρείται ασυμπίεστο ρευστό και χωρίς τριβές. Η ροή του ανέμου θεωρείται σταθερή και χωρίς συστροφές. Μακριά από το δρομέα η ταχύτητα του ανέμου έχει μόνο οριζόντια συνιστώσα σταθερού μέτρου. Με βάση τους νόμους της ρευστομηχανικής, η συνολική ενέργεια ενός ρευστού σε κίνηση παραμένει σταθερή. Εάν αυξηθεί η ταχύτητά του, η πίεση ελαττώνεται, ενώ εάν μειωθεί η ταχύτητά του, η πίεση αυξάνεται. Έστω ότι μια στοιχειώδης αέρια μάζα, διατομής S και στατικής πίεσης P πλησιάζει τον ιδανικό δίσκο με ταχύτητα V 1. Ο δίσκος αφαιρεί ενέργεια από τον αέρα, η στατική πίεση πέφτει και έτσι, όταν ο άνεμος εξέρχεται του δίσκου, η πίεση είναι χαμηλότερη από την ατμοσφαιρική. Η περιοχή αυτή ονομάζεται απόρρευμα (wake). Αρκετά μακριά από το δίσκο, η στατική πίεση πρέπει να επανέλθει στο ατμοσφαιρικό επίπεδο ώστε να αποκατασταθεί το ισοζύγιο. Η αύξηση της στατικής πίεσης επιτυγχάνεται με αναπόφευκτη περαιτέρω μείωση της ταχύτητας (V 2 ), δηλαδή μακριά από το δίσκο, θα ισχύει V 2 <V 1. Προκειμένου να ισχύει η διατήρηση της μάζας στο ροϊκό σωλήνα, θα πρέπει πίσω από το δίσκο η διατομή να μεγαλώνει. Έτσι, διαμορφώνεται ο ροϊκός σωλήνας που φαίνεται στο σχήμα 1.7, και εφαρμόζοντας την εξίσωση Bernoulli (αρχή διατήρησης της ενέργειας) κατά μήκος των ρευματικών γραμμών πριν και μετά τον ανεμοκινητήρα, θα ισχύει: (1.1) (1.2) όπου P 1, P 2 : στατικές πιέσεις αρκετά πριν και μετά το δρομέα P 01, P 02 : στατικές πιέσεις λίγο πριν και μετά το δρομέα V 1, V 2, V 0 : ταχύτητες του ανέμου αρκετά πριν, αρκετά μετά και κοντά στο δρομέα αντίστοιχα ρ: πυκνότητα αέρα. 7

26 Σχήμα 1.7: α) Ροϊκός σωλήνας που δημιουργείται στην έλικα μιας ανεμογεννήτριας [7] και β) Εφαρμογή της αρχής Bernoulli στο πτερύγιο μιας ανεμογεννήτριας [8] Αν Α είναι η επιφάνεια που σχηματίζουν τα πτερύγια της έλικας καθώς περιστρέφεται και την οποία διαπερνά κάθετα ο άνεμος, τότε η δύναμη που ασκείται στο δρομέα μπορεί να εκφραστεί από την ασυνέχεια που δημιουργείται στην πίεση πριν και μετά από αυτόν (εξίσωση 1.3), καθώς και από τη μεταβολή της ορμής του αέρα αρκετά πριν και μετά το δρομέα (εξίσωση 1.4): (1.3) (1.4) όπου ραv 0 είναι η μάζα αέρα που περνά από την επιφάνεια Α ανά μονάδα χρόνου. Συνεπώς, η ισχύς που δεσμεύεται από τον ανεμοκινητήρα είναι: (1.5) Συνδυάζοντας τις εξισώσεις (1.1) ως (1.4), προκύπτει ότι η ταχύτητα του ανέμου V 0 (κοντά στο δρομέα) είναι η μέση τιμή των V 1, V 2, δηλαδή: (1.6) και αντικαθιστώντας στη σχέση (1.5): (1.7) Ορίζοντας τους συντελεστές α, Cp ως: η (1.7) γίνεται: (1.8) (1.9) όπου η τελευταία ισότητα προκύπτει αν θεωρηθεί ότι τα πτερύγια της έλικας έχουν ακτίνα R. Η P wind είναι η ολική ισχύς του ανέμου όταν διαπερνά τα πτερύγια του ανεμοκινητήρα. Ωστόσο, η μηχανική ισχύς P mech που απομαστεύεται από τον ανεμοκινητήρα δεν είναι ίση με την P wind, καθώς όταν τα πτερύγια κινούνται, εκτρέπουν ένα ποσοστό του αέρα με 8

27 αποτέλεσμα να μην τα διαπερνά, αλλά να τα παρακάμπτει. Έτσι, η P mech είναι μικρότερη της P wind και μάλιστα ανάλογη του συντελεστή C p που ονομάζεται αεροδυναμικός συντελεστής ισχύος και στην ουσία εκφράζει την απόδοση του ανεμοκινητήρα ή με άλλα λόγια το ποσοστό της ενέργειας που έχει ο άνεμος λίγο πριν τον ανεμοκινητήρα, το οποίο μετατρέπεται σε μηχανικό έργο στο δρομέα. Ο αεροδυναμικός συντελεστής ισχύος είναι χαρακτηριστικό μέγεθος για κάθε ανεμοκινητήρα, αφού εξαρτάται από τα γεωμετρικά χαρακτηριστικά των πτερυγίων της έλικας, τη κλίση β και το λόγο ταχύτητας ακροπτερυγίου λ (tip-speed ratio) που ορίζεται από την εξίσωση: (1.10) όπου ω: γωνιακή ταχύτητα πτερυγίων V: μέση τιμή της ταχύτητας του ανέμου στο ύψος του άξονα του δρομέα. Η παραγώγιση του C p ως προς α δίνει τη μέγιστη τιμή του που ισούται με: H μέγιστη αυτή τιμή του C p καλείται όριο του Betz. Αποτελεί κατά κάποιο τρόπο το μέγιστο βαθμό απόδοσης ενός συστήματος με ιδανική έλικα και είναι ανάλογος με το βαθμό απόδοσης Carnot των θερμοδυναμικών κύκλων. Στο διάγραμμα που ακολουθεί δίνεται μια τυπική καμπύλη του αεροδυναμικού συντελεστή ισχύος C p συναρτήσει του λόγου ταχύτητας ακροπτερυγίου λ (δηλαδή C p = f(λ)), αν θεωρηθεί η κλίση β των πτερυγίων σταθερή. Εύκολα μπορεί να παρατηρηθεί (Σχήμα 1.8) ότι για μια τιμή του λ, τη λopt, το C p λαμβάνει μέγιστη τιμή η οποία βεβαίως είναι μικρότερη από το όριο του Betz. Σχήμα 1.8: Διάγραμμα αεροδυναμικού συντελεστή ισχύος Cp σε σχέση με το λόγο ταχύτητας ακροπτερυγίου λ [6] Όπως αναφέρθηκε πιο πάνω, από την ολική ισχύ του ανέμου P wind, μόνο ένα μέρος αυτής δεσμεύεται από τον ανεμοκινητήρα (P mech =C p *P wind ). Ωστόσο, η ισχύς που καταλήγει στο 9

28 δίκτυο είναι ακόμα μικρότερη, καθώς περνά από συστήματα με διαφορετικούς βαθμούς απόδοσης [1]. Στο σχήμα 1.9, αποτυπώνεται η πορεία της ισχύος από τον ανεμοκινητήρα μέχρι και το δίκτυο, καθώς και τα διάφορα είδη απωλειών που συναντώνται. Σχήμα 1.9: Στάδια απωλειών ισχύος από τον ανεμοκινητήρα μέχρι τη σύνδεση με το δίκτυο Η ισχύς του ανέμου εξαρτάται από την ταχύτητά του υψωμένη στην τρίτη δύναμη. Η ανεμογεννήτρια δεν αξιοποιεί πάντα την ισχύ αυτή. Όταν η ταχύτητα του ανέμου είναι μικρή, συνεπώς και η ισχύς του, η ανεμογεννήτρια δεν εκκινεί λόγω τριβών και ροπής αδράνειας που δεν μπορεί να υπερνικηθεί. Από την άλλη πλευρά, όταν η ταχύτητα του ανέμου είναι πολύ μεγάλη, η ανεμογεννήτρια σταματά να περιστρέφεται με διάφορες τεχνικές ελέγχου που θα αναλυθούν σε επόμενη ενότητα, γιατί οι δυνάμεις που αναπτύσσονται στα διάφορα σημεία του συστήματος είναι ικανές για την καταστροφή του. Έτσι, η ανεμογεννήτρια δουλεύει σε μια ορισμένη περιοχή ταχυτήτων ανέμου, η οποία έχει τρεις χαρακτηριστικές τιμές (Σχήμα 1.10): Ταχύτητα έναρξης Vc (cut in speed-κάτω κατώφλι περιοχής λειτουργίας): Η ελάχιστη ταχύτητα ανέμου με την οποία η ανεμογεννήτρια μπορεί να ξεκινήσει να παράγει ισχύ. Ονομαστική ταχύτητα Vr: Η ταχύτητα του ανέμου κατά την οποία η μηχανή μπορεί να παράγει την ονομαστική της ισχύ. Ταχύτητα απόζευξης Vf (cut out speed-άνω κατώφλι περιοχής λειτουργίας): Η ταχύτητα ανέμου για την οποία η ανεμογεννήτρια σταματά για λόγους ασφαλείας. 10

29 Σχήμα 1.10: Διάγραμμα ωφέλιμης ενέργειας που αποδίδει η ανεμογεννήτρια σε σχέση με την ταχύτητα του ανέμου 1.4 ΤΥΠΟΙ ΑΝΕΜΟΓΕΝΝΗΤΡΙΩΝ Η λειτουργία της ανεμογεννήτριας στηρίζεται σε δύο συστήματα μετατροπής ενέργειας. Το πρώτο σύστημα αποτελεί ο ανεμοκινητήρας που μετατρέπει την κινητική ενέργεια του ανέμου σε μηχανική κινητική ενέργεια. Το δεύτερο σύστημα αποτελεί η ηλεκτρογεννήτρια που μετατρέπει την μηχανική κινητική ενέργεια που προσλαμβάνει από τον άξονα του ανεμοκινητήρα σε ηλεκτρική ενέργεια στην έξοδό της. Η περιγραφή φαίνεται αρκετά απλή, αλλά στην πραγματικότητα ο σχεδιασμός και η λειτουργία μιας ανεμογεννήτριας είναι μια τεχνολογική πρόκληση, καθώς είναι απαραίτητος ο συνδυασμός πολλών διαφορετικών γνωστικών αντικειμένων, όπως μηχανολογία, ηλεκτρολογία, αεροναυπηγική, συστήματα αυτομάτου ελέγχου, επικοινωνιακά συστήματα και υπολογιστικές δομές. Στο σχήμα 1.11 φαίνεται η τυπική δομή του εσωτερικού μιας ανεμογεννήτριας. 11

30 Σχήμα 1.11: Εσωτερική δομή μιας ανεμογεννήτριας: [1]. Πτερύγιο δρομέα, [2]. Πλήμνη, [3]. Πλαίσιο ατράκτου, [4]. Κύριο έδρανο, [5]. Άξονας δρομέα, [6]. Κιβώτιο ταχυτήτων, [7]. Δισκόφρενο, [8]. Ζεύκτης γεννήτριας, [9]. Επαγωγική γεννήτρια, [10]. Ψύκτρα γεννήτριας και κιβωτίου ταχυτήτων, [11]. Αισθητήρες ανέμου, [12]. Κύκλωμα ελέγχου, [13]. Υδραυλικό σύστημα, [14]. Οδηγός συστήματος προσανατολισμού, [15]. Έδρανο συστήματος προσανατολισμού, [16]. Κάλυμμα ατράκτου, [17]. Πυλώνας Οι ανεμογεννήτριες μπορούν να χωριστούν σε δύο μεγάλες κατηγορίες, ανάλογα με τον προσανατολισμό του άξονά τους στη ροή του ανέμου, δηλαδή σε οριζοντίου και κατακορύφου άξονα [3] ΑΝΕΜΟΓΕΝΝΗΤΡΙΕΣ ΚΑΤΑΚΟΡΥΦΟΥ ΑΞΟΝΑ Οι ανεμογεννήτριες κατακορύφου άξονα χρησιμοποιούν ανέμους οποιασδήποτε κατεύθυνσης, ακόμη και τυρβώδους ροής, στροβιλισμούς, ανερχόμενα και κατερχόμενα ρεύματα, δηλαδή δε χρειάζεται να προσανατολίζονται προς τον άνεμο για να είναι αποτελεσματικές. Εκμεταλλεύονται όλη την ποσότητα του αέρα που περνά από τη δομή τους, ελαχιστοποιώντας τις οπισθέλκουσες δυνάμεις, σε αντίθεση με τις ανεμογεννήτριες οριζοντίου άξονα, όπου σημαντικό ποσοστό ανέμου τις φρενάρει. Η λειτουργία αυτή αποφέρει μια σειρά πλεονεκτημάτων, καθώς αποφεύγεται ένα μεγάλο κομμάτι αυτομάτου ελέγχου, μειώνεται η πολυπλοκότητά της, καταπονείται λιγότερο σε ριπές ανέμων και η παραγωγή ενέργειας αρχίζει από πολύ χαμηλής έντασης ανέμους (2 μποφόρ). Επίσης, το κιβώτιο ταχυτήτων και η γεννήτρια μπορούν να τοποθετηθούν κοντά στο έδαφος. Έτσι, η πρόσβαση, η επιτήρηση και η συντήρηση είναι εύκολες και δε χρειάζεται πυλώνας στήριξης. Από την άλλη πλευρά, οι ταχύτητες που αναπτύσσει ο άνεμος κοντά στο έδαφος παραμένουν χαμηλές, γι αυτό οι ανεμογεννήτριες αυτού του τύπου δεν έχουν υψηλό βαθμό απόδοσης. Επιπλέον, η ροπή εκκίνησής τους είναι χαμηλή με αποτέλεσμα να χρειάζονται εξωτερικό 12

31 σύστημα υποβοήθησης της εκκίνησης-συνήθως με μικρές ανεμογεννήτριες τύπου Savonius (Σχήμα 1.12). Για όλους τους παραπάνω λόγους, αυτού του είδους οι ανεμογεννήτριες χρησιμοποιούνται κυρίως για γεωργικούς και κτηνοτροφικούς σκοπούς (αυτόματο σύστημα ποτίσματος, γεωτρήσεις, αφαλατώσεις, ψύξη γάλακτος), ενώ οι ανεμογεννήτριες οριζοντίου άξονα προτιμώνται στην ηλεκτροπαραγωγή. Σχήμα 1.12: Ανεμογεννήτρια κατακορύφου άξονα ΑΝΕΜΟΓΕΝΝΗΤΡΙΕΣ ΟΡΙΖΟΝΤΙΟΥ ΑΞΟΝΑ Οι ανεμογεννήτριες αυτού του τύπου παρουσιάζουν υψηλό αεροδυναμικό συντελεστή και γι αυτό έχουν επικρατήσει σε μεγάλες αιολικές εγκαταστάσεις. Ωστόσο, είναι αρκετά πολύπλοκες στην κατασκευή και λειτουργία. Για παράδειγμα, το κιβώτιο ταχυτήτων και η γεννήτρια βρίσκονται στην κορυφή του πυλώνα στήριξης και αυτό εγείρει ζητήματα όχι μόνο μηχανολογικής και δομικής φύσεως, αλλά ακόμα και αντικεραυνικής προστασίας (Σχήμα 1.13) και αξιόπιστου συνεχόμενου εποπτικού ελέγχου μέσω κυκλωμάτων αυτοματισμού, καθώς η πρόσβαση στον πυλώνα είναι πολύ δύσκολη. Επιπρόσθετα, οι ανεμογεννήτριες οριζοντίου άξονα χρήζουν σερβομηχανισμού ή ουραίου πτερυγίου που κατευθύνει τον προσανατολισμό του συστήματος, ώστε κάθε φορά ο άνεμος να προσπίπτει κάθετα στα πτερύγια της έλικας. Η στιβαρότητα είναι μια έννοια που χαρακτηρίζει την ανεμογεννήτρια και ορίζεται ως ο λόγος της πραγματικής επιφάνειας των πτερυγίων προς την επιφάνεια σάρωσης του ρότορα. Όσον αφορά τον αριθμό των πτερυγίων τους, χωρίζονται σε μονόπτερες, δίπτερες, τρίπτερες, πολύπτερες. Οι μονόπτερες και οι δίπτερες είναι φθηνότερες, όμως απαιτούν αντίβαρο στην πλήμνη για εξισορρόπηση του αεροδυναμικού φορτίου. Οι τρίπτερες προτιμώνται 13

32 περισσότερο στην ηλεκτροπαραγωγή, επειδή είναι πιο σταθερές, αφού το αεροδυναμικό τους φορτίο είναι περισσότερο ομοιόμορφα κατανεμημένο και επειδή έχει αποδειχθεί ότι έχουν μεγαλύτερο αεροδυναμικό συντελεστή από τις πολύπτερες. Οι τελευταίες είναι επίσης διαθέσιμες, αλλά τότε το κόστος συγκριτικά με τις τρίπτερες είναι πιο μεγάλο. Παρ όλα αυτά, επειδή οι πολύπτερες ανεμογεννήτριες είναι μεγάλης στιβαρότητας, άρα έχουν μεγαλύτερη επιφάνεια αλληλεπίδρασης με τον άνεμο, έχουν μεγάλη ροπή εκκίνησης και προτιμώνται σε αντλήσεις υδάτων. Σχήμα 1.13: Καταστροφή ανεμογεννήτριας λόγω εσφαλμένης αντικεραυνικής προστασίας [4] 1.5 ΜΕΘΟΔΟΙ ΡΥΘΜΙΣΗΣ ΜΗΧΑΝΙΚΗΣ ΙΣΧΥΟΣ ΑΝΕΜΟΚΙΝΗΤΗΡΑ Η αεροδυναμική συμπεριφορά των πτερυγίων έχει να κάνει με τη βέλτιστη εκμετάλλευση της αιολικής ενέργειας, την αντοχή σε μηχανικά φορτία και τη ρύθμιση της μηχανικής ισχύος του ανεμοκινητήρα. Η ρύθμιση της ισχύος έχει ως σκοπό την εξισορρόπηση, για ταχύτητες του ανέμου μεγαλύτερες της ονομαστικής, της ισχύος που απομαστεύεται από τον άνεμο με την ονομαστική ισχύ της εγκατάστασης (π.χ. γεννήτριας) ώστε αυτή να μην υπερφορτίζεται. Υπάρχουν δύο μέθοδοι ρύθμισης της μηχανικής ισχύος [6]: Ρύθμιση με μεταβολή της γωνίας βήματος (γωνίας προσανατολισμού) των πτερυγίων (pitch control). Ρύθμιση με απώλεια στήριξης (stall control). Ρύθμιση με μεταβολή γωνίας βήματος (Pitch control)-ενεργητικός έλεγχος Σε αυτήν τη μέθοδο ελέγχου, μετράται η ισχύς στην έξοδο της ανεμογεννήτριας και συγκρίνεται με την ισχύ αναφοράς. Το σφάλμα τροφοδοτείται σε έναν αναλογικόολοκληρωτικό ελεγκτή (PID Controller). Η έξοδος του ελεγκτή χρησιμοποιείται για να οδηγήσει έναν υδραυλικό ενεργοποιητή, ο οποίος μεταβάλλει κατάλληλα την κλίση των 14

33 πτερυγίων ή τμήματός τους. Με αυτόν τον τρόπο μειώνεται ο συντελεστής C p που εξαρτάται από τη γωνία κλίσης των πτερυγίων β και κατά συνέπεια η ισχύς που απομαστεύεται από τον άνεμο για ταχύτητες του ανέμου μεγαλύτερες από την ονομαστική. Ο ολοκληρωτικός όρος στον ελεγκτή εξασφαλίζει τη γρήγορη σύγκλιση και το μηδενισμό του μόνιμου σφάλματος ισχύος για μεταβολές της μέσης τιμής της ταχύτητας του ανέμου. Προκειμένου να ελαχιστοποιηθούν οι διακυμάνσεις στην ισχύ εξόδου της ανεμογεννήτριας, που οφείλονται στο στροβιλισμό του αέρα, απαιτείται μεγάλη τιμή στο κέρδος του αναλογικού όρου του ελεγκτή. Για λόγους, όμως, ευστάθειας του συστήματος, η τιμή αυτού του κέρδους περιορίζεται με αποτέλεσμα την εμφάνιση διακυμάνσεων υψηλής συχνότητας στην έξοδο της ανεμογεννήτριας. Ρύθμιση με απώλεια στήριξης (Stall control)-παθητικός έλεγχος Αυτή η μέθοδος ελέγχου συνίσταται στον ειδικό σχεδιασμό και κατασκευή των πτερυγίων. Ο αεροδυναμικός σχεδιασμός των πτερυγίων υλοποιείται έτσι ώστε η μηχανή να περιορίζεται κατασκευαστικά να μην υπερβεί την ονομαστική της ισχύ, θεωρώντας τη γωνιακή της ταχύτητα και την κλίση των πτερυγίων σταθερή. Με άλλα λόγια, καθώς η ταχύτητα του ανέμου αυξάνεται, οι δυνάμεις τριβής (drag) πάνω στα πτερύγια αυξάνονται έναντι των δυνάμεων άνωσης με αποτέλεσμα η μηχανή να φρενάρει ή και να σταματά. Το πλεονέκτημα αυτής της μεθόδου είναι ότι δεν απαιτεί κάποιο σύστημα ελέγχου για να την υλοποιήσει. Βασικό μειονέκτημα, όμως, είναι η δυσκολία αποσαφήνισης των δυναμικών φαινομένων που εξελίσσονται πάνω στα πτερύγια με αποτέλεσμα η ακριβής σχεδίαση να μην είναι απλή και εύκολη. 1.6 ΜΕΘΟΔΟΙ ΛΕΙΤΟΥΡΓΙΑΣ ΣΥΣΤΗΜΑΤΩΝ ΜΕΤΑΤΡΟΠΗΣ ΑΙΟΛΙΚΗΣ ΣΕ ΗΛΕΚΤΡΙΚΗ ΕΝΕΡΓΕΙΑ Τα συστήματα μετατροπής της αιολικής ενέργειας σε ηλεκτρική μπορούν να κατηγοριοποιηθούν σε: Σταθερών στροφών-σταθερής συχνότητας Μεταβλητών στροφών-σταθερής συχνότητας Οι πρώτες ανεμογεννήτριες που εγκαταστάθηκαν λειτουργούσαν σύμφωνα με την πρώτη μέθοδο. Αργότερα, διαπιστώθηκε ότι η δεύτερη μέθοδος είναι πλεονεκτικότερη με αποτέλεσμα να καθιερωθεί κυρίως με την εξέλιξη των ηλεκτρονικών μετατροπέων ισχύος ΛΕΙΤΟΥΡΓΙΑ ΣΤΑΘΕΡΩΝ ΣΤΡΟΦΩΝ-ΣΤΑΘΕΡΗΣ ΣΥΧΝΟΤΗΤΑΣ Στη λειτουργία σταθερών στροφών-σταθερής συχνότητας, το σύστημα συνδέεται απευθείας στο δίκτυο με μετασχηματιστή προσαρμογής της τάσης εξόδου της ανεμογεννήτριας στην τάση εξόδου του δικτύου, όπως φαίνεται και στο σχήμα Εφόσον το δίκτυο έχει σταθερή συχνότητα (f s =50 ή 60 Hz) και η μηχανή συγκεκριμένο αριθμό 15

34 ζευγών πόλων (p), η ταχύτητα (n) που υπαγορεύεται προς τη μηχανή είναι σχεδόν ανεξάρτητη από την ταχύτητα του ανέμου, και σταθερή όταν πρόκειται για σύγχρονη μηχανή: (1.11) ή σχεδόν σταθερή όταν πρόκειται για ασύγχρονη μηχανή: (1.12) όπου με s συμβολίζεται η ολίσθηση. Σχήμα 1.14: Σύστημα σταθερών στροφών-σταθερής συχνότητας Τα συστήματα σταθερών στροφών-σταθερής συχνότητας είναι σχετικά απλά στη δομή τους και με ελάχιστο κόστος συντήρησης. Εντούτοις, τα μειονεκτήματα που παρουσιάζουν είναι πολλά και οφείλονται στην απευθείας σύνδεσή τους με το δίκτυο. Πρώτα απ όλα, η μανδάλωση της ταχύτητας σε μια τιμή συνεπάγεται υποεκμετάλλευση του ανεμοκινητήρα για τις περισσότερες ταχύτητες ανέμου, άρα μείωση του συντελεστή απόδοσης του συστήματος. Η σταθερή γωνιακή ταχύτητα συνεπάγεται ότι ο λόγος ταχύτητας ακροπτερυγίου λ θα εξαρτάται μόνο από την ταχύτητα του ανέμου και, σύμφωνα με το σχήμα 1.8, το λopt που αντιστοιχεί σε μέγιστο C p θα υφίσταται μόνο για μία τιμή της ταχύτητας του ανέμου. Επίσης, όταν πρόκειται για σύγχρονη γεννήτρια, όπου η ταχύτητα είναι απολύτως σταθερή, απότομες μεταβολές στην ταχύτητα του ανέμου μεταφράζονται σε απότομες διαταραχές ισχύος προς το δίκτυο που προκαλούν με τη σειρά τους διακυμάνσεις στην τάση του δικτύου (flicker), με αποτέλεσμα τέτοια συστήματα να μην μπορούν να συνδεθούν είτε όταν αναλαμβάνουν μεγάλα ποσά ισχύος είτε σε ασθενή δίκτυα. Οι απότομες μεταβολές στην ταχύτητα του ανέμου είναι υπεύθυνες και για έντονες μεταβολές ροπής που προκαλούν μηχανικές ταλαντώσεις, καταπονώντας και φθείροντας το σύστημα. Από την άλλη, η χρήση ασύγχρονης γεννήτριας έχει σαν αποτέλεσμα πολύ κακό συντελεστή ισχύος, καθώς η ασύγχρονη μηχανή απορροφά άεργο ισχύ, συνεπώς το σύστημα δεν μπορεί να χρησιμοποιηθεί αποκλειστικά για τροφοδότηση του δικτύου, παρά μόνο με εξωτερικούς πυκνωτές. Ως συμπέρασμα, λοιπόν, προκύπτει ότι το σύστημα σταθερών στροφών-σταθερής συχνότητας είναι μεν απλό, αλλά λόγω των μειονεκτημάτων που παρουσιάζει τείνει να εγκαταλειφθεί. 16

35 1.6.2 ΛΕΙΤΟΥΡΓΙΑ ΜΕΤΑΒΛΗΤΩΝ ΣΤΡΟΦΩΝ-ΣΤΑΘΕΡΗΣ ΣΥΧΝΟΤΗΤΑΣ Στη λειτουργία μεταβλητών στροφών-σταθερής συχνότητας, παρεμβάλλεται μεταξύ της ανεμογεννήτριας και του δικτύου σύστημα το οποίο απομπλέκει τη συχνότητα περιστροφής του ανεμοκινητήρα, που εξαρτάται από την ταχύτητα του ανέμου, από τη συχνότητα του δικτύου, που είναι σταθερή. Για το σκοπό αυτό και τη σύνδεση της ηλεκτρικής γεννήτριας στο δίκτυο σταθερής συχνότητας, έχουν προταθεί παλαιότερα διάφορες μέθοδοι με χρήση υδραυλικών συστημάτων ή κιβωτίων ταχυτήτων μεταβαλλόμενου λόγου. Λόγω, όμως, αυξημένων απωλειών, αναγκών συντήρησης και έλλειψης αξιοπιστίας, οι μέθοδοι αυτές έχουν πλέον υποσκελιστεί από την ευρύτατη χρήση ηλεκτρονικών μετατροπέων ισχύος. Αρχικά, η έξοδος της γεννήτριας συνδέεται σε έναν τριφασικό ανορθωτή (ελεγχόμενο ή μη) που μετατρέπει την εναλλασσόμενη τάση εξόδου της γεννήτριας σε συνεχή. Καθώς μεταβάλλεται η ταχύτητα του ανέμου, η τάση εξόδου της γεννήτριας αλλάζει μέτρο και συχνότητα. Περνώντας, όμως, από τον ανορθωτή, η μεταβολή αυτή μεταφράζεται μόνο σε μεταβολή του μέτρου της συνεχούς τάσης, άρα είναι προφανές ότι η μεταβολή της συχνότητας περιστροφής της έλικας αποδεσμεύεται από τη σταθερή συχνότητα του δικτύου. Στη συνέχεια, με τη σύνδεση ενός μεγάλου πυκνωτή εξομάλυνσης (dc link) μειώνουμε την κυμάτωση της συνεχούς τάσης εξόδου. Ο αντιστροφέας αναλαμβάνει να μετατρέψει ξανά τη συνεχή τάση σε εναλλασσόμενη με πλάτος, συχνότητα και φάση ρυθμιζόμενα και εξαρτώμενα από τη μέθοδο παλμοδότησης των ημιαγωγικών στοιχείων του αντιστροφέα. Αν το πλάτος της παραγόμενης τάσης από τον αντιστροφέα δεν είναι στο ίδιο επίπεδο με του δικτύου, τότε παρεμβάλλεται και ένας μετασχηματιστής που είναι υπεύθυνος για την προσαρμογή των δύο τάσεων. Ένα συνοπτικό διάγραμμα αυτού του συστήματος παρουσιάζεται στο σχήμα 1.15 [6]. Σχήμα 1.15: Σύστημα μεταβλητών στροφών-σταθερής συχνότητας Αυτός ο τρόπος σύνδεσης αποσκοπεί κυρίως στη μέγιστη απομάστευση ισχύος από τον ανεμοκινητήρα, μεταβάλλοντας κατάλληλα κάθε φορά τη γωνιακή ταχύτητά του μέσω του ηλεκτρονικού ελέγχου που περιγράφηκε πιο πάνω. Ο βασικός λόγος που οδήγησε στη χρήση της λειτουργίας μεταβλητών στροφών-σταθερής συχνότητας είναι η βελτιστοποίηση της ενεργειακής απόδοσης, η οποία, όπως περιγράφηκε, είναι μειωμένη στη λειτουργία σταθερών 17

36 στροφών-σταθερής συχνότητας. Στο σχήμα 1.16, δίνεται μια τυπική μορφή των καμπυλών της αεροδυναμικής ισχύος του δρομέα της ανεμογεννήτριας συναρτήσει της ταχύτητας περιστροφής του με παράμετρο την ταχύτητα του ανέμου. Όπως φαίνεται, όταν η ταχύτητα του δρομέα είναι σταθερή, η ισχύς που αποδίδει ο ανεμοκινητήρας είναι η μέγιστη δυνατή μόνο για μια ταχύτητα ανέμου, ενώ για όλες τις υπόλοιπες ταχύτητες η ισχύς είναι μικρότερη της μέγιστης δυνατής. Με τον έλεγχο της ταχύτητας μέσω των μετατροπέων, το σημείο λειτουργίας κινείται πάντοτε στην κορυφή των αντίστοιχων καμπυλών (Σχήμα 1.16), δηλαδή πάνω στην καμπύλη μέγιστης απόδοσης ισχύος (Maximum Power Point Tracking-MPPT). Σχήμα 1.16: Καμπύλες αεροδυναμικής ισχύος συναρτήσει της ταχύτητας του δρομέα Επιτρέποντας στις στροφές της ανεμογεννήτριας να μεταβάλλονται, οι διακυμάνσεις της ισχύος από την πλευρά του ανέμου δε μεταφράζονται σε απότομες μεταβολές στη μηχανική ροπή ούτε σε διαταραχές της τάσης, με αποτέλεσμα τον περιορισμό των καταπονήσεων και την αύξηση της αναμενόμενης διάρκειας ζωής των μηχανικών μερών του συστήματος. Η χρήση των μετατροπέων βελτιώνει το συντελεστή ισχύος, αφού επιτρέπει τη ρύθμιση της αέργου ισχύος που εγχέεται στο δίκτυο. Επίσης, παρέχεται η δυνατότητα ηλεκτρικής πέδησης μειώνοντας τη φθορά στο μηχανικό σύστημα πέδησης. Παράλληλα, είναι αποτελεσματικότερος ο έλεγχος των υπερφορτίσεων της μηχανής, αφού ελέγχεται άμεσα το ρεύμα και η ροπή της γεννήτριας. Από την αντίθετη όψη, η χρήση των μετατροπέων αυξάνει την πολυπλοκότητα καθώς και την έγχυση ανώτερων αρμονικών στο δίκτυο. Για τον περιορισμό αυτών, είναι απαραίτητη η εγκατάσταση ογκωδών φίλτρων (παθητικών ή ενεργών), ώστε το ποσοστό συνολικού αρμονικού περιεχομένου σε σχέση με τη βασική συχνότητα να είναι κάτω από 2%. Αυξάνοντας τη διακοπτική συχνότητα λειτουργίας, οι ανώτερες αρμονικές εμφανίζονται σε υψηλότερες συχνότητες και φιλτράρονται ευκολότερα, όμως αυξάνονται και οι διακοπτικές 18

37 απώλειες που εμφανίζονται πάνω στα ημιαγωγικά στοιχεία, κι έτσι τίθεται πρόβλημα αποτελεσματικής ψύξης τους. Τα πολύ σημαντικά πλεονεκτήματα που προσφέρει η λειτουργία των συστημάτων μεταβλητών στροφών-σταθερής συχνότητας συνέβαλαν στην καθιέρωσή τους. Για τους μετατροπείς με ηλεκτρονικά ισχύος, χρησιμοποιούνται διάφορες εναλλακτικές τοπολογίες, αναλόγως με τον τύπο της χρησιμοποιούμενης γεννήτριας και βεβαίως με την εκάστοτε εφαρμογή. 19

38 20

39 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 2 ΑΝΑΛΥΣΗ ΤΟΥ ΥΠΟ ΜΕΛΕΤΗ ΣΥΣΤΗΜΑΤΟΣ 2.1. ΠΡΟΤΕΙΝΟΜΕΝΟ ΣΥΣΤΗΜΑ ΓΙΑ ΣΥΝΔΕΣΗ ΑΝΕΜΟΓΕΝΝΗΤΡΙΑΣ ΜΕ ΤΟ ΔΙΚΤΥΟ ΧΑΜΗΛΗΣ ΤΑΣΗΣ Το σύστημα που προτείνεται ανήκει στην κατηγορία λειτουργίας μεταβλητών στροφώνσταθερής συχνότητας, επειδή υπερτερεί έναντι της λειτουργίας σταθερών στροφών-σταθερής συχνότητας, όπως περιγράφηκε πιο πάνω. Στο σχήμα 2.1 δίνεται ένα διάγραμμα του υπό μελέτη συστήματος και εξηγείται αναλυτικά το κάθε υποσύστημα. Σχήμα 2.1: Προτεινόμενο σύστημα διασύνδεσης ανεμογεννήτριας με το δίκτυο χαμηλής τάσης Μια σύγχρονη γεννήτρια μόνιμων μαγνητών (Permanent Magnet Synchronous Generator- PMSG) παράγει εναλλασσόμενη τάση εξόδου μεταβλητού πλάτους και συχνότητας, που εξαρτώνται από την ένταση της ταχύτητας του ανέμου. Στη συνέχεια, η ανορθωτική γέφυρα (μετατροπέας AC/DC) μετατρέπει την εναλλασσόμενη μεταβλητή τάση σε συνεχή μεταβαλλόμενης τιμής. Ο μετατροπέας ανύψωσης τάσης (DC/DC) ανυψώνει την τάση εξόδου της ανορθωτικής γέφυρας και με έλεγχο κλειστού βρόχου ανιχνεύει εκείνο το σημείο λειτουργίας του συστήματος, για το οποίο η απομάστευση ισχύος από τον ανεμοκινητήρα γίνεται μέγιστη κάθε φορά. Έτσι, η τάση εξόδου του είναι μεν ανυψωμένη, όχι όμως σταθερή. Ο αντιστροφέας (μετατροπέας DC/AC) που έπεται έχει διπλή αποστολή. Αναλαμβάνει, αφενός μεν να μετατρέψει τη συνεχή τάση σε εναλλασσόμενη, αφετέρου δε, με έλεγχο κλειστού βρόχου, να διατηρήσει την τάση στην είσοδό του σταθερή, εγχέοντας στο δίκτυο όση ισχύ του παρέχεται από την προηγούμενη βαθμίδα. Στην έξοδο του αντιστροφέα, συνδέεται ένα φίλτρο LC με σκοπό να κόβει τις υψίσυχνες αρμονικές που παράγονται από το άνοιγμα και κλείσιμο των ημιαγωγικών στοιχείων, ώστε να δημιουργείται μία ημιτονοειδής τάση με συχνότητα ίση με του δικτύου. Τέλος, ένας μετασχηματιστής ανυψώνει την τάση στο επιθυμητό επίπεδο για την επιτυχή σύνδεση με το δίκτυο. Τα υποσυστήματα που απαρτίζουν το ολικό σύστημα εξετάζονται και διαστασιολογούνται πιο αναλυτικά στις επόμενες ενότητες. 21

40 2.2 ΣΥΓΧΡΟΝΗ ΓΕΝΝΗΤΡΙΑ ΜΟΝΙΜΩΝ ΜΑΓΝΗΤΩΝ-ΑΝΟΡΘΩΤΙΚΗ ΓΕΦΥΡΑ Η ανεμογεννήτρια του υπό μελέτη συστήματος είναι οριζοντίου άξονα και βρίσκεται εγκατεστημένη στην οροφή του εργαστηρίου Ηλεκτρομηχανικής Μετατροπής Ενέργειας [9]. Πρόκειται για το μοντέλο «Whisper 200» της εταιρείας Southwest Windpower και είναι σύγχρονη γεννήτρια μόνιμων μαγνητών σε διάταξη τριγώνου. Το συγκεκριμένο μοντέλο είναι σχεδιασμένο να παράγει ονομαστική ισχύ 1000W σε ταχύτητα ανέμου 11,6 m/s. Το τεχνικό φυλλάδιο με αναλυτικές πληροφορίες βρίσκεται στο παράρτημα Ε. Σχήμα 2.2: Ανεμογεννήτρια εγκατεστημένη στην οροφή του Εργαστηρίου Ηλεκτρομηχανικής Μετατροπής Ενέργειας: α) Άποψη του ανεμοδείκτη, β) Άποψη του ανεμομέτρου και υγρομέτρου Όπως φαίνεται και στο σχήμα 2.2, εκτός της ανεμογεννήτριας, είναι εγκατεστημένα ένα ανεμόμετρο και ένας ανεμοδείκτης για να παρέχονται όλες οι απαραίτητες πληροφορίες για την κατεύθυνση και την ένταση του ανέμου. Τα δεδομένα αυτά συλλέγονται από ένα data logger που βρίσκεται στο κτίριο του εργαστηρίου και μπορούν μετέπειτα να υποστούν επεξεργασία [9]. Από τα δεδομένα αυτά και μετρήσεις στην έξοδο της ανορθωτικής γέφυρας, προέκυψαν ο πίνακας και τα διαγράμματα που ακολουθούν. Ονομαστική Ισχύς Εξόδου 1000 W Ελάχιστη Τάση Εξόδου Ανορθωτή Μέγιστη Τάση Εξόδου Ανορθωτή Ελάχιστη Ταχύτητα Ανέμου Μέγιστη Ταχύτητα Ανέμου Ονομαστική Ταχύτητα Ανέμου 40 V 100 V 3,1 m/s 55 m/s 11,6 m/s Πίνακας 2.1: Χαρακτηριστικά μεγέθη ανεμογεννήτριας 22

41 Σχήμα 2.3: Μέτρηση της τάσης εξόδου της ανορθωτικής γέφυρας σε σχέση με την ταχύτητα του ανέμου Σχήμα 2.4: Μέτρηση του ρεύματος εξόδου της ανορθωτικής γέφυρας σε σχέση με την ταχύτητα του ανέμου Σχήμα 2.5: Εκτίμηση της ισχύος εξόδου της ανορθωτικής γέφυρας σε σχέση με την ταχύτητα του ανέμου 23

42 Όπως είναι εμφανές, η τάση στην έξοδο της ανορθωτικής γέφυρας, άρα και η τάση στο στάτη της μηχανής, αυξάνεται, καθώς αυξάνεται η γωνιακή ταχύτητα του δρομέα, δηλαδή η ταχύτητα του ανέμου. Ομοίως συμβαίνει και για το ρεύμα, άρα παρατηρείται αύξηση της αποδιδόμενης ισχύος με αύξηση της έντασης του ανέμου. Επίσης, από τον πίνακα συμπεραίνεται ότι για τη μέγιστη ταχύτητα του ανέμου που αντέχει η ανεμογεννήτρια (55m/s), η τάση εξόδου του ανορθωτή είναι 100V και για την ελάχιστη ταχύτητα του ανέμου με την οποία ξεκινά να περιστρέφεται η ανεμογεννήτρια (3,1m/s), η τάση εξόδου του ανορθωτή είναι 40V. Άρα, τα όρια της περιοχής στην οποία κυμαίνεται η συνεχής τάση εξόδου είναι V. Παρακάτω παρατίθεται η χαρακτηριστική καμπύλη ισχύος-ταχύτητας ανέμου για το μοντέλο Whisper 200, όπως αυτή δίνεται από τον κατασκευαστή. Σχήμα 2.6: Καμπύλη ισχύος-ταχύτητας της ανεμογεννήτριας Whisper 200 Η ανεμογεννήτρια είναι εφοδιασμένη με ουραίο πτερύγιο που χρησιμεύει στην περιστροφή του κουβουκλίου κόντρα στον άνεμο, ώστε να επιτυγχάνεται κάθετη ροή αέρα στα πτερύγια. Τα περισσότερα συστήματα διαθέτουν κι ένα μηχανισμό για να προσαρμόζει τις στροφές του δρομέα στις απαιτήσεις της ηλεκτρογεννήτριας. Το κιβώτιο ταχυτήτων μετατρέπει τις χαμηλές στροφές στην πλευρά των πτερυγίων σε υψηλές στροφές στην πλευρά της γεννήτριας. Η συγκεκριμένη ανεμογεννήτρια δε διαθέτει κιβώτιο ταχυτήτων και αυτό αποτελεί πλεονέκτημα, καθώς αποφεύγονται προβλήματα όπως σωστή ευθυγράμμιση με το δρομέα, τριβές, καταπονήσεις, κόστος συντήρησης. Για τον περιορισμό της ισχύος στην ονομαστική της τιμή σε μεγάλες ταχύτητες του ανέμου κάνει χρήση του ελέγχου απώλειας αεροδυναμικής στήριξης (stall control). Όσον αφορά το φρενάρισμα, αυτό επιτυγχάνεται με βραχυκύκλωση των τριών φάσεων του τυλίγματος του στάτη μέσω διακόπτη. Κατά αυτόν τον τρόπο, η μηχανή σταδιακά επιβραδύνει μέχρι που σταματά τελείως, επειδή παράγεται ένα ρεύμα βραχυκύκλωσης που σε συνδυασμό με το μόνιμο μαγνήτη, δημιουργεί 24

43 ηλεκτρομαγνητική ροπή που συνεχώς αντισταθμίζει τη μηχανική ροπή από τον άνεμο (νόμος δράσης- αντίδρασης). Η σύγχρονη γεννήτρια μόνιμων μαγνητών προτιμάται στις εφαρμογές ανεμογεννητριών έναντι της σύγχρονης γεννήτριας με τύλιγμα διέγερσης, αφού το μαγνητικό πεδίο παράγεται από τους μόνιμους μαγνήτες και η απουσία κυκλώματος διέγερσης συνεπάγεται απλούστερη κατασκευή, λιγότερη συντήρηση και μεγαλύτερη απόδοση αφού δεν υπάρχουν απώλειες χαλκού στα τυλίγματα διέγερσης. Επίσης, προτιμάται έναντι της ασύγχρονης μηχανής η οποία χρειάζεται συστοιχία πυκνωτών για τη δημιουργία του πεδίου (αυτοδιεγειρόμενη μηχανή). Ωστόσο, το κόστος των μόνιμων μαγνητών παραμένει αρκετά υψηλό γιατί κατασκευάζονται από σπάνιες γαίες (όπως νεοδύμιο Nd, γαδολίνιο Gd, σαμάριο Sm κτλ.) και κράματα αυτών (όπως οι μαγνήτες νεοδυμίου-σιδήρου-βορίου Nd-Fe-B). Επιπλέον, χάνουν τις μαγνητικές τους ιδιότητες (απομαγνήτιση) με την πάροδο του χρόνου ή κάτω από υψηλές θερμοκρασίες (σημείο Curie) [10], γεγονός που απαιτεί καλό σχεδιασμό της ψύξης της μηχανής. Το ισοδύναμο ηλεκτρικό μοντέλο μιας σύγχρονης γεννήτριας παρουσιάζεται στο επόμενο σχήμα [11]. Σχήμα 2.7: Ισοδύναμο ηλεκτρικό μοντέλο της σύγχρονης γεννήτριας Όπως προκύπτει, η τάση και το ρεύμα σε κάθε φάση στην έξοδο της γεννήτριας συνδέονται με την παρακάτω σχέση: (2.1) όπου U S : εναλλασσόμενη τάση εξόδου της γεννήτριας Ε p : επαγόμενη τάση στο στάτη I S : ρεύμα εξόδου της γεννήτριας (ρεύμα στάτη) R S : αντίσταση στάτη L S : επαγωγή στάτη. Η επαγόμενη τάση Ε p δίνεται από τη σχέση: (2.2) όπου k: σταθερά που εξαρτάται από τα κατασκευαστικά χαρακτηριστικά της μηχανής Φ: μαγνητική ροή στο εσωτερικό της μηχανής ω R : ταχύτητα περιστροφής του δρομέα της μηχανής. 25

44 Συνδυάζοντας τις δύο παραπάνω σχέσεις, προκύπτει: (2.3) Συνάγεται, λοιπόν, το συμπέρασμα ότι η τάση εξόδου της ανεμογεννήτριας εξαρτάται από τη γωνιακή ταχύτητα του δρομέα και το ρεύμα εξόδου. Η ανορθωτική γέφυρα του υπό μελέτη συστήματος είναι μη ελεγχόμενη, δηλαδή αποτελείται από διόδους, έχει αντοχή σε ρεύματα μέχρι 30Α και στην έξοδό της συνδέεται πυκνωτής εξομάλυνσης. Σε σύγκριση με ελεγχόμενους ανορθωτές είναι απλούστερη, φθηνότερη και με λιγότερες απώλειες. Από την άλλη, λόγω της ύπαρξης διόδων, δεν είναι δυνατή η αντιστροφή της ροής ισχύος. Σχήμα 2.8: Ανορθωτική γέφυρα του συστήματος διασύνδεσης Η τάση στην έξοδο μιας τριφασικής ανορθωτικής γέφυρας με διόδους υπολογίζεται συναρτήσει της πολικής τάσης εισόδου από την ακόλουθη σχέση [12]: (2.4) 2.3 ΜΕΤΑΤΡΟΠΕΑΣ DC/DC ΤΥΠΟΥ INTERLEAVED BOOST Στην έξοδο της ανορθωτικής γέφυρας συνδέεται ένας μετατροπέας συνεχούς τάσης σε συνεχή με δυνατότητα ανύψωσης («dc μετασχηματιστής»), αφού όπως περιγράφηκε, η ανεμογεννήτρια παράγει χαμηλές τάσεις, ακατάλληλες για σύνδεση με το δίκτυο των 230V. Σε προηγούμενη κατασκευή, σχεδιασμένη για το ίδιο σύστημα, παρατηρήθηκε ότι ο απλός μετατροπέας Boost δεν ήταν δυνατό να διαχειριστεί ισχύ του 1kW εξαιτίας των απωλειών αγωγής. Για αυτόν το λόγο, στο υπό μελέτη σύστημα επιλέχθηκε ο μετατροπέας να είναι τύπου Interleaved Boost που παρουσιάζει μειωμένες απώλειες αγωγής. Η λειτουργία τόσο 26

45 του απλού μετατροπέα Boost, όσο και του Interleaved Boost αναλύεται διεξοδικά στη διπλωματική του συνάδελφου Ιωάννη Γκαρτζώνη ΑΝΑΛΥΣΗ ΤΟΥ ΜΕΤΑΤΡΟΠΕΑ ΑΝΥΨΩΣΗΣ ΤΑΣΗΣ Ο απλός μετατροπέας τύπου Boost (Σχήμα 2.9), του οποίου το κυκλωματικό διάγραμμα φαίνεται πιο κάτω, αποτελείται από ένα ελεγχόμενο ημιαγωγικό στοιχείο (mosfet, IGBT, θυρίστορ, GTO, κ.α.), μία δίοδο ισχύος, ένα πηνίο και έναν πυκνωτή εξόδου. Σε σύγκριση με άλλους μετατροπείς, χρησιμοποιεί τα λιγότερα κυκλωματικά στοιχεία, είναι απλός και χαμηλού κόστους και γι αυτό χρησιμοποιείται ευρέως [13]. Σχήμα 2.9: Απλός μετατροπέας Boost Το ελεγχόμενο ημιαγωγικό στοιχείο λειτουργεί ως διακόπτης, δουλεύοντας είτε στην αποκοπή (ανοιχτός διακόπτης) είτε στον κόρο (κλειστός διακόπτης). Το πότε και για πόσο θα άγει ο διακόπτης καθορίζεται από την παλμοδότησή του. Η περίοδος λειτουργίας είναι το άθροισμα του χρόνου αγωγής και μη αγωγής του στοιχείου. Ο λόγος του χρόνου αγωγής προς το χρόνο μίας περιόδου λειτουργίας ονομάζεται λόγος κατάτμησης (duty cycle) και συμβολίζεται με δ [14]. Ο μετατροπέας ανύψωσης διαδοχικής αγωγής κλάδων ή αλλιώς interleaved boost αποτελείται από Ν πανομοιότυπους μετατροπείς Boost, οι οποίοι συνδέονται παράλληλα και έχουν κοινό πυκνωτή εξόδου. Τα ημιαγωγικά στοιχεία άγουν με διαφορά φάσης 360 ο /Ν. Στις περισσότερες εφαρμογές ο μετατροπέας διαδοχικής αγωγής κλάδων κατασκευάζεται με δύο παράλληλους κλάδους. Στη συγκεκριμένη εφαρμογή επιλέχτηκε Ν=4 προκειμένου να μειωθούν αρκετά οι απώλειες αγωγής [14]. 27

46 Σχήμα 2.10: Κύκλωμα μετατροπέα Interleaved Boost ΕΛΕΓΧΟΣ ΚΛΕΙΣΤΟΥ ΒΡΟΧΟΥ ΓΙΑ ΤΟ ΜΕΤΑΤΡΟΠΕΑ INTERLEAVED BOOST Ο έλεγχος του μετατροπέα ανύψωσης έχει ως στόχο τη διαρκή επίτευξη της μέγιστης απομάστευσης ισχύος από την ανεμογεννήτρια. Η ισχύς που παράγει η ανεμογεννήτρια είναι συνάρτηση δύο παραγόντων, της ταχύτητας του ανέμου και της ταχύτητας περιστροφής του δρομέα. Συνεπώς, ρυθμίζοντας κατάλληλα την ταχύτητα περιστροφής του δρομέα είναι δυνατή η λειτουργία της ανεμογεννήτριας στην καμπύλη βέλτιστης ισχύος. Αν η αντίσταση και η επαγωγή του στάτη θεωρηθούν αμελητέες, τότε από την εξίσωση (2.3) προκύπτει: (2.5) Επειδή το σύστημα περιλαμβάνει σύγχρονη γεννήτρια μόνιμων μαγνητών, η ροή Φ θα είναι σταθερή. Από την παραπάνω σχέση, γίνεται εύκολα αντιληπτό ότι εφαρμόζοντας κατάλληλη τάση στην έξοδο της ανορθωτικής γέφυρας ρυθμίζεται η τάση εισόδου της και κατά συνέπεια οι στροφές της γεννήτριας. Η τάση εξόδου του μετατροπέα ανύψωσης διατηρείται σταθερή από τον έλεγχο που εφαρμόζεται μέσω του αντιστροφέα και θα αναλυθεί σε επόμενη ενότητα. Συνεπώς, μεταβάλλοντας το λόγο κατάτμησης του ανυψωτή παράγεται διαφορετική τάση στην είσοδο του μετατροπέα. Η ανεύρεση, λοιπόν, του σημείου μέγιστης απομάστευσης ισχύος Maximum Power Point (MPP) συνίσταται στην εύρεση του κατάλληλου λόγου κατάτμησης. Προκειμένου να υλοποιηθεί ο έλεγχος αυτός, ο οποίος έχει επικρατήσει στη βιβλιογραφία ως «Εύρεση σημείου Μέγιστης ισχύος-maximum Power Point Tracking MPPT», εφαρμόζονται διάφορες τεχνικές [14]. Στο συγκεκριμένο σύστημα επιλέχθηκε ο αλγόριθμος Διαταραχής και Παρατήρησης ή αλλιώς P&O (Pesturbations and Observations algorithm). Σύμφωνα με τον αλγόριθμο αυτό, πραγματοποιούνται συνεχείς διαταραχές του λόγου κατάτμησης και παρατηρείται η μεταβολή της ισχύος μέχρι να βρεθεί το MPP. Ο πιο γενικός τέτοιος αλγόριθμος πραγματοποιεί μία μικρή μεταβολή του λόγου κατάτμησης κατά βήμα dδ και στη συνέχεια μετράται η ισχύς. Αν η ισχύς αυξηθεί, επαναλαμβάνεται η ίδια μεταβολή, αν όχι πραγματοποιείται η ίδια μεταβολή κατά μέτρο αλλά προς αντίθετη κατεύθυνση, 28

47 δηλαδή dδ. Συνεπώς, ο λόγος κατάτμησης θα μεταβληθεί προς μία κατεύθυνση μέχρι την προσπέραση του MPP, οπότε αρχίζει να μειώνεται και να αυξάνεται εναλλάξ πραγματοποιώντας ταλάντωση γύρω από το MPP. 2.4 ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΣ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑΣ ΣΥΝΕΧΟΥΣ ΤΑΣΗΣ ΣΕ ΕΝΑΛΛΑΣΣΟΜΕΝΗ (DC/AC-three phase inverter) Το πρόβλημα της δημιουργίας μιας πηγής εναλλασσόμενης τάσης με ανεξάρτητη συχνότητα προέκυψε πριν από πολλές δεκαετίες και ως λύση επικράτησε η μετατροπή μιας συνεχούς τάσεως σε εναλλασσόμενη, μονοφασική ή τριφασική, με διάφορα μέσα, κυρίως όμως με τη βοήθεια ηλεκτρονικών μετατροπέων ισχύος, των λεγόμενων αντιστροφέων. Οι αντιστροφείς έχουν εφαρμογές σε πολλές περιοχές, μερικές από τις οποίες είναι [13]: Συστήματα αδιάκοπης παροχής ισχύος (UPS). Συστήματα ελέγχου στροφών ή ροπής ηλεκτρικών κινητήρων εναλλασσομένου ρεύματος. Συστήματα ελέγχου της θερμοκρασίας με επαγωγή. Συστήματα μετατροπής και ελέγχου της τάσης εξόδου αιολικών γεννητριών. Συστήματα μετατροπής και ελέγχου της τάσης εξόδου φωτοβολταϊκών γεννητριών. Συστήματα μεταφοράς ενέργειας. Οι αντιστροφείς μπορούν να διαιρεθούν σε δύο κυρίως κατηγορίες : Στους μονοφασικούς αντιστροφείς σε συνδεσμολογία ημιγέφυρας (με δύο ημιαγωγικά διακοπτικά στοιχεία) ή σε συνδεσμολογία πλήρους γέφυρας (με τέσσερα ημιαγωγικά διακοπτικά στοιχεία). Στους τριφασικούς αντιστροφείς (με έξι ημιαγωγικά διακοπτικά στοιχεία). Επίσης κάθε μία από τις παραπάνω κατηγορίες μπορεί να υποδιαιρεθεί στους αντιστροφείς που τροφοδοτούνται από πηγή συνεχούς τάσης (Voltage Source Inverters) και ως φίλτρο εισόδου χρησιμοποιείται πυκνωτής και σε αυτούς που τροφοδοτούνται από πηγή συνεχούς ρεύματος (Current Source Inverters) και ως φίλτρο εισόδου χρησιμοποιείται πηνίο. Η συχνότητα στην έξοδο του αντιστροφέα καθορίζεται από το ρυθμό έναυσης και σβέσης των ημιαγωγικών στοιχείων και επομένως παρέχεται η δυνατότητα ρύθμισης αυτής μέσω του κυκλώματος παλμοδότησης του αντιστροφέα. Ωστόσο η διακοπτική λειτουργία του αντιστροφέα έχει, συνήθως, ως αποτέλεσμα μη ημιτονοειδείς κυματομορφές ρεύματος και τάσης στην έξοδό του. Το φιλτράρισμα των αρμονικών στην έξοδο δεν είναι εύκολο, ειδικά στην περίπτωση κατά την οποία η συχνότητα των ανώτερων αρμονικών μεταβάλλεται και βρίσκεται κοντά στη συχνότητα της βασικής αρμονικής της τάσης εξόδου. Αυτό έχει ως αποτέλεσμα να αυξάνεται το βάρος, ο όγκος και το κόστος του αντιστροφέα. Για όλους τους παραπάνω λόγους, η δημιουργία κυματομορφών με το μικρότερο δυνατό αρμονικό περιεχόμενο και ανώτερες αρμονικές που να εντοπίζονται σε όσο το δυνατό υψηλότερες 29

48 συχνότητες, αποτελεί έναν από τους σημαντικότερους στόχους των κατασκευαστών βιομηχανικών αντιστροφέων ΑΝΑΛΥΣΗ ΛΕΙΤΟΥΡΓΙΑΣ ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΥ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑ (three phase inverter) Στη συνδεσμολογία ημιγέφυρας (Σχήμα 2.11), στα άκρα της εισόδου συνεχούς τάσης V d συνδέονται σε σειρά δυο ίδιοι πυκνωτές. Το σημείο σύνδεσής τους βρίσκεται στο μισό δυναμικό, οπότε στα άκρα κάθε πυκνωτή αναπτύσσεται τάση ίση με V d /2. Ανάβοντας και σβήνοντας εναλλάξ τους ελεγχόμενους ημιαγωγικούς διακόπτες T1 και T2 παράγεται μια τετραγωνική εναλλασσόμενη κυματομορφή τάσης πάνω στους ακροδέκτες του φορτίου. Η μέγιστη τιμή τάσης που εφαρμόζεται πάνω στο φορτίο είναι V d /2 και η ελάχιστη -V d /2. Οι διακόπτες μπορούν να αντικατασταθούν από οποιοδήποτε ελεγχόμενο ημιαγωγικό στοιχείο ισχύος ή ακόμα και από θυρίστορ με το κύκλωμα σβέσης τους, χωρίς η γενική λειτουργία του κυκλώματος να αλλάξει. Κάθε ημιαγωγικό στοιχείο επιτρέπει τη ροή ρεύματος, όταν αυτό άγει, κατά τη μία φορά, ενώ η αντιπαράλληλη δίοδος επιτρέπει στο ρεύμα να ρέει κατά την αντίθετη κατεύθυνση. Η συνδεσμολογία αυτή αποτελεί το βασικό στοιχείο δόμησης του μονοφασικού αντιστροφέα πλήρους γέφυρας (Σχήμα 2.11), καθώς και του τριφασικού αντιστροφέα (Σχήμα 2.12). Σχήμα 2.11: Συνδεσμολογία α) ημιγέφυρας και β) πλήρους γέφυρας Σχήμα 2.12: Κύκλωμα τριφασικού αντιστροφέα 30

49 Όταν το φορτίο είναι καθαρά ωμικής φύσης, τότε και το ρεύμα έχει παρόμοια μορφή με την τάση και οι αντιπαράλληλες δίοδοι δεν έχουν ενεργό ρόλο στη λειτουργία του κυκλώματος. Στην περίπτωση όμως που το φορτίο είναι επαγωγικής φύσης η παρουσία των αντιπαράλληλων διόδων είναι απαραίτητη. Για να γίνει καλύτερα κατανοητό αυτό, ας υποτεθεί στο μονοφασικό αντιστροφέα ότι βρίσκονται σε αγωγή αρχικά οι T1, T4 και το ρεύμα ρέει στο φορτίο από το σημείο Α προς το σημείο Β. Όταν δοθεί εντολή και οι T1, T4 έρθουν σε αποκοπή, ενώ οι Τ3, T2 σε αγωγή, η πολικότητα της τάσης πάνω στο φορτίο θα αλλάξει, το ρεύμα όμως για ένα χρονικό διάστημα θα συνεχίσει να ρέει με την ίδια φορά, λόγω της καθυστέρησης που εισάγει το επαγωγικό φορτίο. Έτσι το ρεύμα, για αυτό το χρονικό διάστημα, θα ρέει διαμέσου των διόδων D3 και D2, επιστρέφοντας ενέργεια στην πηγή τροφοδοσίας. Οι κυματομορφές τάσεων και ρεύματος, για την περίπτωση ωμικούεπαγωγικού φορτίου, δίδονται στο σχήμα Η λειτουργία της τριφασικής γέφυρας είναι ανάλογη με αυτή της μονοφασικής. Σχήμα 2.13: Κυματομορφές μονοφασικού αντιστροφέα α), β) τάσεων εξόδου ως προς το σημείο σύνδεσης των πυκνωτών εισόδου 0, γ) πολική τάση εξόδου, δ) ρεύμα φορτίου 31

50 2.4.2 ΜΕΘΟΔΟΙ ΠΑΛΜΟΔΟΤΗΣΗΣ Η παλμοδότηση των ημιαγωγικών στοιχείων, δηλαδή ο καθορισμός της χρονικής στιγμής και διάρκειας που είτε θα άγουν είτε όχι, μπορεί να γίνει με πολλούς διαφορετικούς τρόπους, καθένας από τους οποίους παρουσιάζει διαφορές κυρίως ως προς το πλήθος και την τάξη των ανώτερων αρμονικών της πολικής τάσης εξόδου του τριφασικού αντιστροφέα. Θεωρώντας ότι πάντα υπάρχει ρεύμα σε κάθε μια από τις τρεις εξόδους του τριφασικού αντιστροφέα, οι δυνατές καταστάσεις στις οποίες λειτουργεί ο τριφασικός αντιστροφέας είναι οχτώ και παρουσιάζονται στο σχήμα Προκειμένου να παραχθεί τάση στην έξοδο, ο αντιστροφέας περνά από τη μία κατάσταση στην άλλη και ανάλογα σε ποια βρίσκεται, η πολική τάση εξόδου λαμβάνει τις τιμές V d, 0, V d. Η επιλογή των καταστάσεων και το χρονικό διάστημα που υφίσταται η κάθε μία υποδεικνύεται από την τεχνική παλμοδότησης, ανάλογα με τα σήματα που συγκρίνονται για την παραγωγή των παλμών. Έτσι, η ενεργός τιμή της τάσης εξόδου καθορίζεται από τη μέθοδο παλμοδότησης [15]. Σχήμα 2.14: Δυνατές καταστάσεις λειτουργίας τριφασικού αντιστροφέα 32

51 STATE ON OFF V AB V A0 V B0 1 1, 4, 6 2, 3, 5 +Vd +Vd/2 -Vd/2 2 1, 3, 6 2, 4, 5 0 +Vd/2 +Vd/2 3 2, 3, 6 1, 4, 5 -Vd -Vd/2 +Vd/2 4 2, 3, 5 1, 4, 6 -Vd -Vd/2 +Vd/2 5 2, 4, 5 1, 3, 6 0 -Vd/2 -Vd/2 6 1, 4, 5 2, 3, 6 +Vd +Vd/2 -Vd/2 7 1, 3, 5 2, 4, 6 0 +Vd/2 +Vd/2 8 2, 4, 6 1, 3, 5 0 -Vd/2 -Vd/2 Πίνακας 2.2: Πολική και φασικές τάσεις εξόδου ανάλογα με την κατάσταση λειτουργίας του τριφασικού αντιστροφέα Οι πολικές τάσεις V BC, V CA προκύπτουν είτε εφαρμόζοντας τη διαδικασία που ακολουθεί ο πίνακας είτε μετατοπίζοντας την τάση V AB 120 ο και 240 ο αντίστοιχα για συμμετρικό τριφασικό σύστημα Παλμοδότηση μέσω Τετραγωνικών Παλμών Κάθε ημιαγωγικό στοιχείο ανάβει και σβήνει για 180 και κάθε ακροδέκτης εξόδου (Α, Β και C) συνδέεται εναλλάξ για κάθε ημιπερίοδο στο θετικό ή στον αρνητικό πόλο της συνεχούς τροφοδοσίας. Η συμμετρική τριφασική έξοδος επιτυγχάνεται προκαλώντας μια καθυστέρηση φάσεως 120 μεταξύ των παλμών έναυσης του κάθε κλάδου της γέφυρας, όπως φαίνεται στο σχήμα Η βασική αρμονική της πολικής τάσης εξόδου βρίσκεται στη συχνότητα της τετραγωνικής κυματομορφής, ενώ η ενεργός (rms) τιμή της τάσης αυτής είναι [16]: (2.6) Όσον αφορά το αρμονικό περιεχόμενο της πολικής τάσης εξόδου, εμφανίζονται ανώτερες αρμονικές σε συχνότητες των οποίων τα πλάτη μειώνονται αντιστρόφως ανάλογα προς την αρμονική τους τάξη, δηλαδή [16]: (2.7) Αν για παράδειγμα, με κατάλληλη παλμοδότηση, επιτευχθεί στην έξοδο του μονοφασικού αντιστροφέα ένας τετραγωνικός παλμός συχνότητας 30Hz, τότε εκτός από τη βασική αρμονική στα 30Hz, θα υπάρχουν και ανώτερες αρμονικές, οι οποίες θα έχουν συχνότητες 150Hz (5*30Hz), 210Hz (7*30Hz), 330Hz (11*30Hz) 390Hz (13*30Hz) κ.ο.κ. Τονίζεται ότι η τρίτη αρμονική, καθώς και τα περιττά πολλαπλάσιά της, είναι μηδέν και αυτό συμβαίνει διότι η τρίτη αρμονική της φάσης Α και η τρίτη αρμονική της φάσης Β αλληλοαναιρούνται, υπολογίζοντας τη διαφορά μεταξύ τους, η οποία προφανώς είναι η πολική τάση V AB. 33

52 Σχήμα 2.15: Κυματομορφές αντιστροφέα παλμοδοτούμενου με τετραγωνικούς παλμούς: α), β), γ) Τάσεις τριών φάσεων ως προς το σημείο σύνδεσης των πυκνωτών εισόδου, δ), ε), στ) πολικές τάσεις εξόδου Ένα από τα πλεονεκτήματα της λειτουργίας με τετραγωνικούς παλμούς είναι ότι κάθε διακόπτης του αντιστροφέα αλλάζει κατάσταση μόνο δύο φορές ανά περίοδο, γεγονός σημαντικό στην περίπτωση πολύ υψηλών επιπέδων ισχύος, όπου οι ημιαγωγικοί διακόπτες έχουν, γενικά, χαμηλότερες ταχύτητες μετάβασης. Όμως, όπως εύκολα μπορεί να φανεί και από τα διαγράμματα, με την παλμοδότηση αυτή είναι δυνατό να ρυθμιστεί η συχνότητα της βασικής αρμονικής της τάσης εξόδου του αντιστροφέα, όχι όμως και το πλάτος της που θα είναι ίσο με V d, εκτός αν ρυθμίζεται το πλάτος της συνεχούς τάσης εισόδου Παλμοδότηση μέσω της τεχνικής Διαμόρφωσης Εύρους Παλμών (Pulse Width Modulation-PWM) Ο έλεγχος της βασικής αρμονικής της τάσης εξόδου του αντιστροφέα μπορεί να επιτευχθεί με τη μεταβολή του εύρους των παλμών, μεταβάλλοντας δηλαδή τα χρονικά διαστήματα κατά τα οποία τα στοιχεία του αντιστροφέα άγουν ή όχι. Η τεχνική αυτή, με την οποία επιτυγχάνεται ο έλεγχος του πλάτους και της συχνότητας της βασικής αρμονικής της τάσης εξόδου, μέσω της αυξομείωσης του εύρους των παλμών της τάσης εξόδου, ονομάζεται Διαμόρφωση Εύρους Παλμών (Pulse Width Modulation, PWM). Για την παραγωγή των παλμών συγκρίνεται ένα σήμα ελέγχου u control (σταθερό ή αργά μεταβαλλόμενο με το χρόνο) που ονομάζεται φέρον σήμα ή σήμα αναφοράς, με μια περιοδική κυματομορφή (συνήθως τριγωνική) υψηλής συχνότητας fs, που ονομάζεται φορέας. 34

53 Παλμοδότηση μέσω της τεχνικής Ημιτονοειδούς Διαμόρφωσης Εύρους Παλμών (Sinusoidal Pulse Width Modulation-SPWM) Αν είναι επιθυμητό η μορφή της τάσης εξόδου να πλησιάζει όσο το δυνατόν περισσότερο το ημίτονο, τότε το εύρος των παλμών θα πρέπει να μεταβληθεί με ημιτονοειδή τρόπο. Η μέθοδος με την οποία μπορεί να επιτευχθεί η παραγωγή παλμών SPWM παρουσιάζεται στα σχήματα 2.16, 2.17 και 2.18, αρχικά για μονοφασικό αντιστροφέα και στη συνέχεια για τριφασικό αντιστροφέα. Σύμφωνα με την τεχνική αυτή, δημιουργείται ένα ημιτονοειδές σήμα το οποίο ονομάζεται ημίτονο αναφοράς και μια τριγωνική κυματομορφή που ονομάζεται κυματομορφή φορέα. Στη συνέχεια oι δύο παραπάνω κυματομορφές συγκρίνονται μεταξύ τους. Το αποτέλεσμα της σύγκρισης είναι μια λογική στάθμη 0, όταν το τρίγωνο είναι μεγαλύτερο του ημιτόνου και μια λογική στάθμη 1, όταν συμβαίνει το αντίθετο. Το αποτέλεσμα της σύγκρισης εξαρτάται από τα σημεία τομής των δύο κυματομορφών [13]. Σχήμα 2.16: Τεχνική παλμοδότησης spwm: α) Σήματα προς σύγκριση και β) Tάση εξόδου μονοφασικού αντιστροφέα Για την εξαγωγή χρήσιμων σχέσεων και συμπερασμάτων, ορίζονται τα ακόλουθα μεγέθη: * A sin : πλάτος ημιτόνου αναφοράς * A tri : πλάτος τριγώνου * F sin : συχνότητα ημιτόνου αναφοράς * F tri : συχνότητα τριγώνου * m a : συντελεστής διαμόρφωσης πλάτους * m f : συντελεστής διαμόρφωσης συχνότητας όπου και. Η διακοπτική συχνότητα της κυματομορφής PWM είναι ίση με F tri. Επίσης, με ανάλυση Fourier, διαπιστώνεται ότι η βασική αρμονική της τάσης εξόδου έχει συχνότητα F sin (τη συχνότητα του ημιτόνου αναφοράς) και οι ανώτερες αρμονικές μπορούν να ομαδοποιηθούν 35

54 σε ζώνες συχνοτήτων γύρω από τα ακέραια πολλαπλάσια της συχνότητας του τριγώνου. Πιο συγκεκριμένα, η πρώτη ομάδα περιέχει μια κεντρική αρμονική σε συχνότητα F tri καθώς επίσης και ένα σύνολο αρμονικών δεξιά και αριστερά της συχνότητας αυτής που δίνονται από τη σχέση: (2.8) Στη δεύτερη ομάδα, δεν περιέχεται η κεντρική αρμονική σε συχνότητα 2*F tri, αλλά ένα σύνολο αρμονικών που δίνονται από τη σχέση: [ ] [ ] (2.9) Για την τρίτη ομάδα ισχύει ότι και στην πρώτη, μόνο που η κεντρική αρμονική είναι σε συχνότητα 3F tri. Στην τέταρτη ομάδα ισχύει ότι και για τη δεύτερη, αλλά με κεντρική συχνότητα 4F tri η οποία και πάλι δεν εμφανίζεται. Με αυτή τη λογική, εξάγεται ένα γενικός τύπος για όλες τις αρμονικές [13], [15]: (2.10) Για άρτιες τιμές του λ (λ= 2, 4, 6, ), οι αρμονικές υπάρχουν μόνο για περιττές τιμές του k (k= 1, 3, 5, ). Για περιττές τιμές του λ (λ= 1, 3, 5, ), οι αρμονικές υπάρχουν μόνο για άρτιες τιμές του k (k= 2, 4, 6, ). Κατά παρόμοιο τρόπο, για έναν τριφασικό αντιστροφέα τάσης, δημιουργούνται τρία ημίτονα αναφοράς (ένα για κάθε φάση) με διαφορά φάσης 120 μεταξύ τους, τα οποία συγκρίνονται με την ίδια τριγωνική κυματομορφή. Σχήμα 2.17: Τρίγωνο και Ημίτονα αναφοράς προς σύγκριση και παραγωγή παλμών για οδήγηση των έξι ημιαγωγικών στοιχείων του αντιστροφέα 36

55 Σχήμα 2.18: α) Σήματα προς σύγκριση, β), γ), δ) Τάσεις τριών φάσεων ως προς το σημείο σύνδεσης των πυκνωτών εισόδου, ε) Παλμική πολική τάση εξόδου Όπως προκύπτει από την ανάλυση Fourier, η ενεργός τιμή της βασικής αρμονικής της πολικής τάσης συναρτήσει της συνεχούς τάσης εισόδου είναι : (2.11) δηλαδή αυξομειώνοντας το συντελεστή διαμόρφωσης πλάτους m a (από 0 έως 1) μεταβάλλεται το εύρος των παλμών της κυματομορφής που προκύπτει από τη σύγκριση και συνεπώς και το πλάτος της παραγόμενης τάσης εξόδου. Οι αρμονικές της φασικής τάσης εξόδου του τριφασικού αντιστροφέα, για παράδειγμα της V AN είναι ίδιες με τις αρμονικές της V A0 του μονοφασικού αντιστροφέα (Σχήμα 2.16). Όλες οι φασικές τάσεις (V AN, V BN, V CN ) περιέχουν αρμονικές ίδιες σε πλάτος και φάση στα πολλαπλάσια του 3 [15]. Για παράδειγμα, αν η ένατη αρμονική στη φάση Α είναι: τότε η ένατη αρμονική στη φάση Β θα είναι: [ ] 37

56 Έτσι, η πολική τάση εξόδου V AB =V AN -V BN δεν περιέχει την ένατη αρμονική. Συνεπώς, αν το m f είναι περιττό πολλαπλάσιο του 3, οι πολικές τάσεις δεν περιέχουν αρμονικές στα περιττά πολλαπλάσια του m f, αφού η διαφορά φάσης των φασικών τάσεων θα είναι πολλαπλάσιο των 360 μοιρών. Άρα, για τις τιμές του m f στα περιττά πολλαπλάσια του 3, οι αρμονικές της πολικής τάσης εμφανίζονται στις κανονικοποιημένες συχνότητες f h ως προς το m f και τα πολλαπλάσιά του, όπου: (2.12) Όταν το l είναι περιττό (l=1, 3, 5, ), τότε το k είναι άρτιο (k=2, 4, 6, ). Όταν το l είναι άρτιο (l= 2, 4, 6, ), τότε το k είναι περιττό (k=1, 5, 7, ). Οι παραπάνω τιμές των l, k διαμορφώνονται έτσι ώστε η τάξη h των αρμονικών να μην είναι πολλαπλάσιο του 3 (Σχήμα 2.19). Έτσι, οι αρμονικές θα είναι στα: Σχήμα 2.19: Φάσμα αρμονικών πολικής τάσης εξόδου του αντιστροφέα Συμπερασματικά, παλμοδοτώντας τα ημιαγωγικά στοιχεία με την τεχνική της ημιτονοειδούς διαμόρφωσης του εύρους των παλμών (SPWM) μπορεί να ρυθμιστεί για την πολική τάση εξόδου του αντιστροφέα: H ενεργός τιμή της, μεταβάλλοντας το συντελεστή διαμόρφωσης πλάτους m a. Η συχνότητά της, μεταβάλλοντας τη συχνότητα του ημιτόνου αναφοράς F sin. Το αρμονικό περιεχόμενό της, επιλέγοντας κατάλληλα το συντελεστή διαμόρφωσης συχνότητας m f. Με άλλα λόγια, η τεχνική αυτή δίνει τη δυνατότητα πλήρους ελέγχου του σήματος που επιθυμείται να παράγει ο αντιστροφέας στην έξοδό του Παλμοδότηση μέσω διάφορων άλλων τεχνικών [17] Εκτός από την τεχνική SPWM που χρησιμοποιείται ευρύτατα, υπάρχουν και άλλες μέθοδοι διαμόρφωσης του εύρους των παλμών (PWM), οι οποίες έχουν ως βάση την κλασσική SPWM και προσδίδουν βελτιωμένα χαρακτηριστικά, κυρίως όσον αφορά το αρμονικό 38

57 περιεχόμενο που παρουσιάζουν. Πιο συγκεκριμένα, αυτές οι μέθοδοι έχουν ως στόχο την αύξηση του πλάτους της βασικής αρμονικής της πολικής τάσης και παράλληλα τη μείωση του πλάτους των ανώτερων αρμονικών. Συνήθως το μόνο που αλλάζει, σε σχέση πάντα με την κλασσική μέθοδο, είναι η κυματομορφή αναφοράς, ενώ η υπόλοιπη λογική παραμένει ίδια. Για το λόγο αυτό αναπτύχθηκαν τεχνικές με ημίτονα αναφοράς εμπλουτισμένα σε ανώτερες αρμονικές 3ν-τάξης, με τις οποίες είναι δυνατή η δημιουργία τάσεων εξόδου ενεργού τιμής όσο και της τάσης εισόδου. Αξίζει να αναφερθεί ότι οι σκόπιμα δημιουργηθείσες επιπλέον αρμονικές 3ν τάξης στην έξοδο, αλληλοαναιρούνται και δεν επηρεάζουν καθόλου τη λειτουργία των αντιστροφέων ούτε το αρμονικό περιεχόμενο του ρεύματος, όπως περιγράφηκε και πιο πάνω. Μέθοδος PWM με έγχυση αρμονικών (Harmonic Injection Pulse Width Modulation- HIPWM) Αυτή η μέθοδος προκύπτει από την κλασσική SPWM, εισάγοντας στην κυματομορφή αναφοράς αρμονικές, των οποίων οι συχνότητες είναι τριπλά πολλαπλάσια της βασικής αρμονικής (Σχήμα 2.20). Το αποτέλεσμα είναι μια ημιτονοειδής κυματομορφή με σχεδόν επίπεδη κορυφή, η οποία όταν εφαρμοστεί, βελτιώνει το αρμονικό περιεχόμενο της πολικής τάσης. Σχήμα 2.20: Κυματομορφές αντιστροφέα παλμοδοτούμενου με τεχνική HIPWM: α) σήματα προς σύγκριση, β) φασική τάση εξόδου, γ) πολική τάση εξόδου, δ) φάσμα αρμονικών 39

58 Δεύτερη μέθοδος Η δεύτερη μέθοδος, που δεν αναφέρεται στη βιβλιογραφία με κάποιο συγκεκριμένο όνομα, παρουσιάζει πρόσθετα πλεονεκτήματα. Για να υφίσταται ημιτονοειδή πολική τάση δεν είναι απαραίτητο η κάθε φασική τάση να είναι ημιτονοειδής κυματομορφή. Στην κυματομορφή αναφοράς για ένα τριφασικό αντιστροφέα μπορούν να προστεθούν 3Ν-πλάσιες αρμονικές στη κλασσική τριφασική ημιτονοειδή κυματομορφή (Σχήμα 2.21). Χρησιμοποιώντας τη νέα αυτή κυματομορφή αναφοράς, οι πολικές τάσεις του αντιστροφέα γίνονται ημιτονοειδείς PWM κυματομορφές, το πλάτος της βασικής αρμονικής αυξάνεται κατά 15% σε σχέση με την κλασσική μέθοδο και ο αριθμός των μεταβάσεων του αντιστροφέα (έναυση - σβέση) μειώνεται κατά δύο-τρίτα σε σχέση με την SPWM. Τα παραπάνω σημαίνουν ότι η πηγή τροφοδοσίας χρησιμοποιείται αποτελεσματικότερα και ότι μειώνονται οι διακοπτικές απώλειες, πράγμα που σημαίνει μείωση της θερμότητας των ημιαγωγικών στοιχείων. Το τελευταίο συμπέρασμα είναι πολύ σημαντικό, ιδίως όταν είναι επιθυμητή υψηλή συχνότητα φορέα, γιατί με αυτό τον τρόπο καταπονούνται λιγότερο τα στοιχεία. Σχήμα 2.21: Κυματομορφές αντιστροφέα παλμοδοτούμενου με τεχνική 3Ν-πλάσιων αρμονικών: α) σήματα προς σύγκριση, β), γ), δ) φασικές τάσεις εξόδου, ε) πολική τάση εξόδου 40

59 2.4.3 ΕΛΕΓΧΟΣ ΚΛΕΙΣΤΟΥ ΒΡΟΧΟΥ ΓΙΑ ΤΟΝ ΤΡΙΦΑΣΙΚΟ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑ Περιγραφή του ελέγχου Όπως αναφέρθηκε, στόχος είναι η σύνδεση της ανεμογεννήτριας με το δίκτυο και η πλήρως ελεγχόμενη έγχυση ενεργού ή/και αέργου ισχύος σε αυτό. Συνεπώς, η βασική λογική ελέγχου του υπό μελέτη τριφασικού αντιστροφέα μοιάζει με αυτή των σύγχρονων γεννητριών για την ελεγχόμενη παραγωγή ενεργού και αέργου ισχύος [11]. Έστω E η βασική αρμονική της τάσης εξόδου του αντιστροφέα και U η τάση του δικτύου. Μεταξύ αντιστροφέα και δικτύου υπάρχει ένα πηνίο L το οποίο αποτελεί κομμάτι του LC κατωδιαβατού φίλτρου για τις ανώτερες αρμονικές (θα αναλυθεί σε επόμενη ενότητα). Έτσι, ένα ισοδύναμο μονοφασικό ηλεκτρικό μοντέλο θα μπορούσε να είναι αυτό που απεικονίζεται στο σχήμα 2.22 [18]. Σχήμα 2.22: Ισοδύναμο ηλεκτρικό μοντέλο αντιστροφέα-δικτύου Για να εξηγηθούν τα χαρακτηριστικά του κυκλώματος και να εξαχθούν βασικές σχέσεις, παρατίθεται το διανυσματικό διάγραμμα (Σχήμα 2.23) της τάσης εξόδου του αντιστροφέα Ε, της τάσης του δικτύου U και της πτώσης τάσης πάνω στο πηνίο jx s I=jωLI. Σχήμα 2.23: Διανυσματικό διάγραμμα σύνδεσης αντιστροφέα με το δίκτυο Η γωνία φ αντιπροσωπεύει τη διαφορά φάσης μεταξύ της τάσης του δικτύου και του ρεύματος εξόδου του αντιστροφέα, ενώ η γωνία δ αντιπροσωπεύει τη διαφορά φάσης μεταξύ 41

60 των τάσεων του αντιστροφέα και του δικτύου. Με βάση το διανυσματικό διάγραμμα και με τη βοήθεια φασόρων, μπορούν να γραφτούν οι εξής σχέσεις: (2.13) (2.14) Η ενεργός και άεργος ισχύς που παρέχεται από τον αντιστροφέα στο δίκτυο περιγράφονται αντίστοιχα από τις σχέσεις [18]: (2.15) (2.16) Από το διάγραμμα και τις σχέσεις, είναι προφανές ότι ρυθμίζοντας το μέτρο Ε της τάσης εξόδου του αντιστροφέα και τη γωνία δ, ελέγχεται η ροή ενεργού και αέργου ισχύος προς το δίκτυο. Αποδεικνύεται, ωστόσο, ότι μια μικρή μεταβολή του μέτρου Ε επηρεάζει σημαντικά τη ροή αέργου ισχύος, ενώ έχει μικρότερη επίδραση στη ροή ενεργού ισχύος. Αντίστοιχα, μια μικρή μεταβολή της γωνίας δ έχει μεγαλύτερη επιρροή στη μεταβολή της ροής ενεργού ισχύος παρά σε αυτής της αέργου. Συμπερασματικά, μπορεί να θεωρηθεί ότι η ενεργός και η άεργος ισχύς είναι δυνατό να μεταβάλλονται ανεξάρτητα η μία της άλλης, δηλαδή απoμπλέκεται η μεταξύ τους σχέση, γεγονός πολύ σημαντικό, αφού μειώνεται η πολυπλοκότητα του ελέγχου. Λαμβάνοντας υπόψιν όλα τα παραπάνω, ο έλεγχος που προτείνεται στην παρούσα διπλωματική εργασία για τον τριφασικό αντιστροφέα απεικονίζεται στο σχήμα 2.24 και εξηγείται αναλυτικά ακολούθως. Σχήμα 2.24: Προτεινόμενο σύστημα ελέγχου κλειστού βρόχου ενεργού και αέργου ισχύος που εγχέεται στο δίκτυο από τον τριφασικό αντιστροφέα 42

61 Το ρεύμα και η φασική τάση στην πλευρά του δικτύου μετρώνται για δύο φάσεις (έστω Α, Β). Υποθέτοντας συμμετρικό τριφασικό σύστημα, το ρεύμα και η τάση για την τρίτη φάση C θα προκύψει από: (2.17) (2.18) Στη συνέχεια, η τριφασική εναλλασσόμενη τάση μετατρέπεται σε τρεις συνεχείς συνιστώσες μέσω του μετασχηματισμού Park. Αυτό γίνεται, γιατί τα συνεχή μεγέθη είναι πολύ πιο εύκολα διαχειρίσιμα όσον αφορά τεχνικές ελέγχου και επίσης απλοποιούνται σημαντικά αρκετές εξισώσεις. Ο ίδιος μετασχηματισμός εφαρμόζεται και για το ρεύμα. [ ] [ ] (2.19) [ ] Από τα μεγέθη που προκύπτουν από το μετασχηματισμό Park, υπολογίζεται η τριφασική ενεργός και άεργος ισχύς ως εξής: ( ) (2.20) ( ) (2.21) Αν το σύστημα είναι συμμετρικό και χωρίς αρμονικές, τότε οι συνιστώσες μηδενικής ακολουθίας δεν υπάρχουν και οι εξισώσεις απλοποιούνται ακόμη περισσότερο. Οι ισχείς που προκύπτουν από τους πιο πάνω υπολογισμούς διαιρούνται δια 3 για να προκύψουν οι αντίστοιχες μονοφασικές ισχείς P 1Φ, Q 1Φ οι οποίες συγκρίνονται με τα σήματα αναφοράς P ref, Q ref και τα σφάλματα τροφοδοτούνται σε PI ελεγκτές, ένα για την ενεργό και ένα για την άεργο ισχύ. Η γωνία δ ρυθμίζει κατά κύριο λόγο τη ροή της ενεργού ισχύος P και εξαρτάται από την τιμή του διανύσματος jx s I. Όσο το διάνυσμα αυτό έχει μεγαλύτερη τιμή, τόσο μπορεί να αυξηθεί και η γωνία δ. Επίσης, στην πράξη, επιδιώκεται μηδενική ροή αέργου ισχύος, άρα η γωνία φ στο διανυσματικό διάγραμμα είναι 0 ο, η τάση και το ρεύμα του δικτύου είναι συμφασικά μεγέθη και το διάνυσμα jx s I είναι κάθετο σε σχέση με την τάση του δικτύου. Συνεπώς, η μεταβολή της ενεργού ισχύος σχετίζεται με το κάθετο διάνυσμα jx s I, ενώ η μεταβολή της αέργου ισχύος σχετίζεται με τα διανύσματα της τάσης του δικτύου και της προβολής της τάσης του αντιστροφέα στον άξονα της τάσης του δικτύου. Η μεταβολή της τάσης (ΔΕ) ρυθμίζει κατά κύριο λόγο τη ροή αέργου ισχύος από τον αντιστροφέα προς το δίκτυο. Σύμφωνα, λοιπόν, με όλα αυτά, η έξοδος του PI ελεγκτή που αφορά την άεργο ισχύ σταθμίζεται κατάλληλα με ημίτονο αναφοράς που προέρχεται από το δίκτυο (συμφασικό με 43

62 το δίκτυο). Η έξοδος του PI ελεγκτή που αφορά την ενεργό ισχύ σταθμίζεται με ημίτονο αναφοράς που έχει διαφορά 90 ο σε σχέση με αυτό του δικτύου. Έτσι, το ημίτονο αναφοράς που συγκρίνεται με την τριγωνική κυματομορφή για την παραγωγή των κατάλληλων παλμών προς τα ημιαγωγικά στοιχεία περιέχει τρεις συνιστώσες: Τη σταθμισμένη έξοδο του PI ελεγκτή που ρυθμίζει τη ροή ενεργού ισχύος. Τη σταθμισμένη έξοδο του PI ελεγκτή που ρυθμίζει τη ροή αέργου ισχύος. Το αρχικό σήμα αναφοράς που χρειάζεται για την παραγωγή τάσης ίδιου πλάτους, φάσης και συχνότητας με σκοπό την επιτυχή σύνδεση του αντιστροφέα με το δίκτυο, πριν εφαρμοστεί ο έλεγχος. Τα άλλα δύο ημίτονα προκύπτουν με μετατόπιση του πρώτου ημιτόνου 120 ο και 240 ο αντίστοιχα, ώστε να παλμοδοτηθούν και τα έξι ημιαγωγικά στοιχεία. Τελικά, η έξοδος του αντιστροφέα είναι: (2.22) όπου Ε m =U m +ΔΕ και U g =U m sin(ωt) η τάση του δικτύου. Στην ενότητα περιγράφηκε ο έλεγχος κλειστού βρόχου του μετατροπέα Interleaved Boost για το υπό μελέτη σύστημα. Η τάση εξόδου του μετατροπέα είναι μεν συνεχής, αλλά όχι σταθερή, δηλαδή αλλάζει, καθώς το σημείο λειτουργίας μετακινείται σε διαφορετική καμπύλη ισχύος κάθε φορά. Συνεπώς, ο έλεγχος του τριφασικού αντιστροφέα αναλαμβάνει αφενός να διατηρήσει σταθερή τη συνεχή τάση στην είσοδό του και αφετέρου να αποδώσει στο δίκτυο όση ισχύ του παρέχεται από το προηγούμενο υποσύστημα, δηλαδή από το μετατροπέα Interleaved Boost. Έστω ότι ο dc/dc μετατροπέας παρέχει στην έξοδό του ισχύ P. Τότε, ο πυκνωτής διασύνδεσης (dc link) του Boost με τον αντιστροφέα αρχίζει να φορτίζεται, δηλαδή αν η αρχική του τάση είναι V c =V 1, μετά το πέρας ορισμένου χρονικού διαστήματος (που εξαρτάται από την τιμή του πυκνωτή, την εν σειρά ολική αντίσταση και την τιμή του ρεύματος) θα είναι V c =V 1 +ΔV. Ο τριφασικός αντιστροφέας καλείται να μεταβιβάσει την ισχύ P προς το δίκτυο και να κρατήσει την τάση του πυκνωτή στην αρχική τιμή V 1. Έτσι, η τάση του πυκνωτή V c μετράται και συγκρίνεται με μια τιμή αναφοράς V ref =V 1. Το σφάλμα τροφοδοτείται σε έναν εξωτερικό ελεγκτή PI, η έξοδος του οποίου αποτελεί την τιμή αναφοράς P ref για τον εσωτερικό PI ελεγκτή που ρυθμίζει την ενεργό ισχύ και περιγράφηκε πιο πάνω Εύρεση κερδών των PI ελεγκτών Η εύρεση των κερδών ενός PI ελεγκτή εύκολα και γρήγορα αποτελεί εδώ και χρόνια αντικείμενο έρευνας. Η δυσκολία εύρεσής τους έγκειται στο γεγονός ότι είναι απαραίτητη η πλήρης γνώση και μαθηματικοποίηση της συνάρτησης μεταφοράς του υπό μελέτη 44

63 συστήματος, κάτι το οποίο δεν είναι πάντα εφικτό, καθώς υπεισέρχονται πολλές αλληλοεξαρτώμενες παράμετροι. Ειδικά σε συστήματα με ηλεκτρονικούς μετατροπείς ισχύος, η εύρεση του κατάλληλου PI ελεγκτή καθίσταται ακόμη πιο δύσκολη, λόγω της συνύπαρξης των ημιαγωγικών στοιχείων που δουλεύουν ως διακόπτες (διακριτή συμπεριφορά-πεδίο Z) και των μηχανών (συνεχής συμπεριφορά-πεδίο Laplace). Για τον προσδιορισμό των PI ελεγκτών του κλειστού βρόχου του αντιστροφέα επιλέχθηκε η ευρετική μέθοδος Ziegler-Nichols. Ανάμεσα στις πολλές μεθόδους που έχουν αναπτυχθεί, η μέθοδος Ziegler-Nichols είναι απλή, γι αυτό και αρκετά διαδεδομένη. Αρχικά, ο ολοκληρωτικός όρος του ελεγκτή k i μηδενίζεται. Στη συνέχεια, ο αναλογικός όρος k p αυξάνεται από το μηδέν μέχρι την τιμή k u, για την οποία η έξοδος του κλειστού βρόχου ταλαντώνεται με σταθερό πλάτος και συχνότητα F u =1/T u (Σχήμα 2.25). Τα μεγέθη k u, T u χρησιμοποιούνται για τον προσδιορισμό των κερδών του ελεγκτή, ανάλογα με τους όρους που διαθέτει, σύμφωνα με τον παρακάτω πίνακα [19]. Πίνακας 2.3: Τιμές κερδών διαφόρων ελεγκτών με βάση τη μέθοδο Ziegler-Nichols Σχήμα 2.25: Απόκριση σήματος ελέγχου ανάλογα με την τιμή του κέρδους Ku 45

64 Τα κέρδη που υπολογίζονται με αυτόν τον τρόπο δεν αποτελούν πολλές φορές τη βέλτιστη λύση για τη λειτουργία του συστήματος, αλλά μια ικανοποιητική προσέγγιση. Η διαδικασία τελικής ρύθμισης των κερδών ονομάζεται fine tuning και έγκειται στον προσδιορισμό τους ώστε να επιτευχθεί μείωση του χρόνου απόκρισης του συστήματος (rise time) ή/και εξάλειψη τιμών του σήματος εξόδου που υπερβαίνουν κάποιο άνω όριο (υπερυψώσεις-overshoots) [20]. Ωστόσο, στην πράξη, οι απαιτήσεις αυτές δεν είναι εφικτό να πραγματοποιηθούν απόλυτα και ταυτόχρονα, καθώς τα πλεονεκτήματα από τις μεταβολές των κερδών είναι αλληλοσυγκρουόμενα, όπως φαίνεται και στον παρακάτω πίνακα. Για το λόγο αυτό, τα κέρδη ρυθμίζονται έτσι ώστε οι απαιτήσεις σε χρόνο απόκρισης και υπερυψώσεις να εκπληρώνονται ως κάποιο βαθμό που κρίνεται ικανοποιητικός για τη λειτουργία του συστήματος. Πίνακας 2.4: Εξάρτηση του χρόνου απόκρισης (rise time) και των υπερυψώσεων (overshoots) από τα κέρδη του PI ελεγκτή 2.5 ΚΑΤΩΔΙΑΒΑΤΟ ΦΙΛΤΡΟ LC Η παλμική κυματομορφή της τάσης εξόδου του αντιστροφέα ασφαλώς δεν είναι κατάλληλη για τη σύνδεση με το δίκτυο, του οποίου η τάση είναι εναλλασσόμενη ημιτονοειδής. Για το λόγο αυτό, είναι απαραίτητη η χρήση ενός κατωδιαβατού φίλτρου το οποίο θα επιτρέπει τη διέλευση της βασικής αρμονικής της κυματομορφής της τάσης εξόδου του αντιστροφέα και θα εμποδίζει τη διέλευση των ανώτερων αρμονικών. Αν ο αντιστροφέας παλμοδοτείται με τη μέθοδο SPWM, η βασική αρμονική της τάσης εξόδου είναι η συχνότητα του ημιτόνου αναφοράς F sin. Έτσι, αν είναι επιθυμητή η σύνδεση με το δίκτυο, το ημίτονο αναφοράς θα αποτελεί μια εικόνα της τάσης του δικτύου. Οι ανώτερες αρμονικές που εμφανίζονται περιγράφονται από τη σχέση Οι πρώτες αρμονικές με σημαντικό πλάτος εμφανίζονται στις πρώτες πλευρικές ζώνες της συχνότητας της τριγωνικής κυματομορφής, δηλαδή στις συχνότητες F tri -F sin και F tri +F sin. Συνεπώς, το φίλτρο καλείται να επιτρέπει τη διέλευση της συχνότητας F sin και να εμποδίζει τις αρμονικές από τη συχνότητα F cut =F tri -F sin F tri (αφού F sin F tri ) και πάνω. Έτσι, το σήμα που προκύπτει στην έξοδο του φίλτρου είναι καθαρό ημίτονο και μπορεί να επιτευχθεί η σύνδεση με το δίκτυο. Το τριφασικό φίλτρο που επιλέγεται για το υπό μελέτη σύστημα είναι τύπου LC και η μορφή του φαίνεται στο σχήμα Χαρακτηριστικό μέγεθος του φίλτρου αποτελεί η συχνότητα αποκοπής Fo, η οποία συνήθως επιλέγεται 10 φορές μικρότερη της πρώτης συχνότητας που πρέπει να αποκοπεί, δηλαδή, στη συγκεκριμένη εφαρμογή, της F cut =F tri -F sin. 46

65 (2.23) Σχήμα 2.26: Κύκλωμα τριφασικού κατωδιαβατού LC φίλτρου Η αντίδραση που παρουσιάζει το πηνίο L σε κάθε αρμονική f h είναι: (2.24) και αντίστοιχα ο πυκνωτής: (2.25) Όσο, λοιπόν, αυξάνεται η συχνότητα f h, τόσο αυξάνεται και η εμπέδηση του πηνίου, ενώ αντίθετα τόσο μειώνεται η εμπέδηση του πυκνωτή. Άρα, οι υψηλές συχνότητες περνούν στον πυκνωτή του φίλτρου και όχι στην έξοδο. Όσο μεγαλύτερο είναι το πηνίο, τόσο πιο χαμηλά θα αποκόπτει αρμονικές το φίλτρο. Η αύξηση του μεγέθους του πηνίου, όμως, περιορίζεται από τη δυσκολία κατασκευής του και το κόστος. Αν υποτεθεί ότι το φίλτρο δεν είναι ιδανικό, όπως συμβαίνει στην πράξη, αλλά παρουσιάζει και παρασιτική αντίσταση R, τότε υφίσταται φίλτρο τύπου RLC, η συνάρτηση μεταφοράς του οποίου είναι [21]: (2.26) Ορίζοντας το συντελεστή ποιότητας: (2.27) 47

66 η συνάρτηση μεταφοράς αποκτά τη μορφή: (2.28) Περνώντας από το πεδίο Laplace στο πεδίο συχνότητας, ισχύει: (2.29) όπου ω n =ω/ω ο :ανηγμένη συχνότητα. Το μέτρο του φίλτρου είναι: (2.30) και η καθυστέρηση φάσης που εισάγει για κάθε αρμονική: (2.31) Όπως φαίνεται και στο διανυσματικό διάγραμμα του σχήματος 2.23, το μέγεθος του πηνίου L καθορίζει την ακρίβεια με την οποία μπορούμε να μεταβάλλουμε τη γωνία δ. Όσο το πηνίο μεγαλώνει, τόσο αυξάνεται και η πτώση τάσης πάνω του V L =jωli, συνεπώς τόσο αυξάνεται και το εύρος ρύθμισης της γωνίας δ, άρα και της ενεργού ισχύος (στην πράξη είναι επιθυμητό δ>30 ο για εύκολο έλεγχο). Αντίθετα, αν το πηνίο είναι αρκετά μικρό, μια επιθυμητή μεταβολή στην ενεργό ισχύ θα επιτυγχάνεται με πολύ μικρή μεταβολή στη γωνία δ, γεγονός που μπορεί να θέτει ζήτημα ακρίβειας. 2.6 ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΣ ΜΕΤΑΣΧΗΜΑΤΙΣΤΗΣ Όταν ο αντιστροφέας δε δύναται να παράγει τάση ίδιου μέτρου με αυτήν που απαιτεί το δίκτυο, τότε χρειάζεται προσαρμογή. Αυτό αναλαμβάνει να κάνει ο μετασχηματιστής, ο οποίος ανυψώνει κατάλληλα την τάση εξόδου του inverter στην τάση του δικτύου. Επιπλέον, προσφέρει γαλβανική απομόνωση για αποφυγή πρόκλησης ηλεκτροπληξίας. Το ισοδύναμο μονοφασικό μοντέλο του τριφασικού μετασχηματιστή δίνεται πιο κάτω [22]. Σχήμα 2.27: Ισοδύναμο μονοφασικό μοντέλο τριφασικού μετασχηματιστή 48

67 L h1 : κύρια αυτεπαγωγή R Fe : αντίσταση σιδήρου L σ1 : αυτεπαγωγή σκεδάσεως πρωτεύοντος L σ2 : αυτεπαγωγή σκεδάσεως δευτερεύοντος R 1 : αντίσταση πρωτεύοντος R 2 : αντίσταση δευτερεύοντος Οι βασικές σχέσεις που διέπουν τη λειτουργία του μετασχηματιστή είναι [22]: (2.32) (2.33) (2.34) όπου με n συμβολίζεται ο λόγος σπειρών μεταξύ πρωτεύοντος και δευτερεύοντος (λόγος μετασχηματισμού) και οι δύο τελευταίες σχέσεις ισχύουν για αναγωγή των μεγεθών του δευτερεύοντος (πλευρά δικτύου) στο πρωτεύον (πλευρά τριφασικού αντιστροφέα). Ο μετασχηματιστής αποτελεί την τελευταία βαθμίδα του ολικού συστήματος πριν τη σύνδεση με το δίκτυο. Τα χαρακτηριστικά του επηρεάζουν τη συνολική συνάρτηση μεταφοράς του συστήματος και άρα την απόκρισή του ως προς την εφαρμογή διαφόρων τεχνικών ελέγχου. Μεταβάλλοντας την τάση εξόδου του αντιστροφέα σύμφωνα με τις απαιτήσεις σε ενεργό και άεργο ισχύ, όπως αναλύθηκε στην ενότητα , αλλάζει και το ρεύμα εξόδου του το οποίο αποτελεί και το ρεύμα του πρωτεύοντος του μετασχηματιστή. Καθώς αλλάζει, λοιπόν, το ρεύμα στο πρωτεύον, αλλάζει και το ρεύμα μαγνήτισης. Για να υπάρχει μεγάλο εύρος ρύθμισης της παρεχόμενης ισχύος, θα πρέπει να εξασφαλιστεί ότι και οι μεταβολές του ρεύματος μαγνήτισης παραμένουν μέσα στη γραμμική περιοχή λειτουργίας της καμπύλης B-H του υλικού του μετασχηματιστή και δεν οδηγείται στον κόρο (Σχήμα 2.28). Με άλλα λόγια, το ρεύμα μαγνήτισης θα πρέπει να είναι πολύ μικρό, άρα ο μετασχηματιστής να διαθέτει μεγάλη επαγωγή μαγνήτισης. Συνεπώς, είναι σαφές, ότι η επιλογή των παραμετρικών στοιχείων του μετασχηματιστή πρέπει να γίνει με πολλή προσοχή. Στη συνέχεια, με τη βοήθεια σχημάτων και παραδοχών, εξάγονται σχέσεις που βοηθούν στην επιλογή των στοιχείων του μετασχηματιστή, τόσο του μονοφασικού όσο και του τριφασικού. 49

68 Σχήμα 2.28: Τυπικός βρόχος υστέρησης [23] ΕΞΑΓΩΓΗ ΒΑΣΙΚΩΝ ΣΧΕΣΕΩΝ ΓΙΑ ΤΗΝ ΕΠΙΛΟΓΗ ΤΩΝ ΠΑΡΑΜΕΤΡΙΚΩΝ ΣΤΟΙΧΕΙΩΝ ΤΟΥ ΜΕΤΑΣΧΗΜΑΤΙΣΤΗ Έστω το υποσύστημα του τριφασικού αντιστροφέα, του φίλτρου LC και του τριφασικού μετασχηματιστή σε συνδεσμολογία Υ-Υ που δίδεται στο σχήμα Η συνδεσμολογία αυτή επιλέγεται για να υπάρχει η δυνατότητα μέτρησης της φασικής τάσης, η οποία χρειάζεται για την υλοποίηση του ελέγχου κλειστού βρόχου του αντιστροφέα. Σχήμα 2.29: Συνδεσμολογία τριφασικού αντιστροφέα-φίλτρου-μετασχηματιστή-δικτύου Το μονοφασικό ισοδύναμο μοντέλο του παραπάνω υποσυστήματος φαίνεται στο σχήμα Ορίζονται κάποια μεγέθη και εν συνεχεία παρατίθεται η λογική της εξαγωγής των εξισώσεων. 50

69 Σχήμα 2.30: Ισοδύναμο μονοφασικό ηλεκτρικό μοντέλο του υποσυστήματος «αντιστροφέας-φίλτρο-μετασχηματιστής-δίκτυο» όπου: V δ,φ =V s,φ : φασική τάση δικτύου η οποία ισούται με την τάση δευτερεύοντος του μετασχηματιστή V inv,φ : φασική τάση εξόδου του αντιστροφέα V p,φ : φασική τάση πρωτεύοντος του μετασχηματιστή V m : τάση στον κλάδο μαγνήτισης του μετασχηματιστή Ι p,φ : ρεύμα πρωτεύοντος του μετασχηματιστή Ι s,φ : ρεύμα δευτερεύοντος του μετασχηματιστή L: πηνίο φίλτρου C: πυκνωτής φίλτρου : ανηγμένο ρεύμα δευτερεύοντος ως προς το πρωτεύον του μετασχηματιστή L m : επαγωγή μαγνήτισης του μετασχηματιστή L σp : επαγωγή σκέδασης πρωτεύοντος του μετασχηματιστή L σs : επαγωγή σκέδασης δευτερεύοντος του μετασχηματιστή : ανηγμένη επαγωγή σκέδασης δευτερεύοντος ως προς το πρωτεύον του μετασχηματιστή ολική επαγωγή σκέδασης του μετασχηματιστή P o,φ : μονοφασική ισχύς εξόδου στο δευτερεύον του μετασχηματιστή Η ανηγμένη τάση του δευτερεύοντος ως προς το πρωτεύον του μετασχηματιστή είναι: (2.35) Η αντίσταση σιδήρου του μετασχηματιστή θεωρείται πολύ μεγάλη, άρα το ρεύμα που τη διαρρέει μπορεί να αμεληθεί και γι αυτό παραλείπεται. Η ίδια υπόθεση γίνεται και για την αντίδραση του πυκνωτή του φίλτρου. Θεωρώντας την τάση και το ρεύμα στο δευτερεύον του μετασχηματιστή συμφασικά (δηλαδή στην έξοδο υπάρχει ροή μόνο ενεργού ισχύος και όχι αέργου), η μονοφασική ισχύς εξόδου θα είναι: (2.36) 51

70 Συνεπώς, ισχύει: (2.37) Γίνονται οι εξής παραδοχές: 1) 2) αφού 3) (όπως συμβαίνει στην πράξη) 4) (k l : ποσοστό %) 5) (όπως συμβαίνει στην πράξη) 6) (k m : ποσοστό %) 7) αφού Παρατηρώντας το ισοδύναμο ηλεκτρικό μοντέλο, σχεδιάζεται το διανυσματικό διάγραμμα του σχήματος 2.31, όπου: (2.38) Σχήμα 2.31: Διανυσματικό διάγραμμα τάσεων του υποσυστήματος «αντιστροφέας-φίλτρο-μετασχηματιστής-δίκτυο» Με βάση το ηλεκτρικό κύκλωμα, τις παραδοχές και το διανυσματικό διάγραμμα, καταστρώνονται οι ακόλουθες εξισώσεις: (2.39) (2.40) (2.41) 52

71 Αντικαθιστώντας στη (2.40) τη (2.41), προκύπτει: ( ) (2.42) Για την τάση στον κλάδο μαγνήτισης με χρήση των σχέσεων που προκύπτουν από τις παραδοχές 2 και 4, ισχύει: ( ) ( ) (2.43) Υψώνοντας στο τετράγωνο την προηγούμενη σχέση και σε συνδυασμό με τη (2.41), προκύπτει: ( ) ( ) ( ) (2.44) ( ) (2.45) Χωρίζοντας κατά μέλη τη σχέση (2.45), συνάγεται: [ ( ) ] (2.46) Από την παραπάνω σχέση, είναι προφανές ότι τίθεται ο εξής περιορισμός: ( ) ( ) ( ) (2.47) Αφού ( ), θα πρέπει να ισχύει και: ( ) (2.48) Η τελευταία ανισότητα είναι πολύ σημαντική, καθώς με βάση αυτή, καθορίζονται τα ποσοστά k l, k m. 53

72 Η σχέση (2.46) γίνεται: ( ) ( ) ( ) (2.49) Αντικαθιστώντας στη (2.42) την τάση V m από τη (2.49), προκύπτει: ( ( ) ) (2.50) ( ) (2.51) Ορίζοντας: (2.52) η (2.51) γίνεται: (2.53) και σε συνδυασμό με τη (2.35), θα είναι: ( ) (2.54) ( ) (2.55) ( ) (2.56) (2.57) 54

73 Με την παραδοχή και αντικαθιστώντας το Ip,φ από τη σχέση (2.37), η (2.57) γίνεται: (2.58) (2.59) Τέλος, σημειώνεται ότι, όπως αναλύθηκε πιο πάνω, η πολική τάση εξόδου του τριφασικού αντιστροφέα δίνεται από τη σχέση: άρα η φασική τάση εξόδου θα είναι: (2.60) ΔΙΑΔΙΚΑΣΙΑ ΕΠΙΛΟΓΗΣ ΠΑΡΑΜΕΤΡΙΚΩΝ ΣΤΟΙΧΕΙΩΝ ΜΕΤΑΣΧΗΜΑΤΙΣΤΗ Με βάση όλες τις παραπάνω σχέσεις, ακολουθούνται κάποια βήματα, προκειμένου να επιλεγούν τα βέλτιστα παραμετρικά στοιχεία για το μετασχηματιστή, καθώς και κάποια που επηρεάζουν τη λειτουργία του αντιστροφέα (συντελεστής διαμόρφωσης πλάτους m a ) και το σχεδιασμό του πηνίου του φίλτρου (γωνία δ). Επιλέγεται το μέγιστο m a για τον αντιστροφέα και υπολογίζεται η φασική τάση εξόδου του από τη σχέση (2.60). Επιλέγεται ο λόγος μετασχηματισμού του μετασχηματιστή με την εξής λογική: Από τη σχέση (2.39) και την πρακτική απαίτηση η γωνία δ να είναι μεγαλύτερη από 30 ο για εύκολο έλεγχο, προκύπτει η ανισότητα: (2.61) όπου ως V δ,φ λαμβάνεται η χείριστη περίπτωση (worst case), δηλαδή η μέγιστη δυνατή τιμή που είναι ίση με: (2.62) με μ: ποσοστό (%) επί της ονομαστικής τιμής της τάσης του δικτύου ( ) που δείχνει τη διακύμανσή του και ορίζεται συνήθως από κανονισμούς. Στην Ελλάδα, η ονομαστική τιμή της τάσης του δικτύου είναι και διακύμανση μ=10%. 55

74 Με βάση την ανίσωση που προκύπτει, επιλέγεται ο λόγος n του μετασχηματιστή και υπολογίζεται η γωνία δ από τη σχέση (2.39). Αν δ>30 ο, τότε ο λόγος n είναι ικανοποιητικός. Αν δ<30 ο, επιλέγεται εκ νέου ο λόγος μετασχηματισμού. Επιλέγονται τα k l, k m λαμβάνοντας υπόψιν τον περιορισμό, καθώς επίσης και τις παραδοχές ότι τα k l, k m είναι μικρά ποσοστά (της τάξης του 1-3%), αφού: Έχοντας επιλέξει όλα τα παραπάνω μεγέθη, μπορεί να υπολογιστεί και το κατάλληλο πηνίο του φίλτρου, ώστε η γωνία δ να φτάνει μέχρι την τιμή που καθορίστηκε στο δεύτερο βήμα. (2.63) ενώ ο πυκνωτής μπορεί πλέον εύκολα να υπολογιστεί από τη σχέση της συχνότητας αποκοπής (σχέση 2.23). Με επαναληπτική διαδικασία υπολογισμού, είναι δυνατόν να υπολογιστούν τα βέλτιστα χαρακτηριστικά για τη λειτουργία του υποσυστήματος «αντιστροφέας-φίλτρομετασχηματιστής». 2.7 ΔΙΑΣΤΑΣΙΟΛΟΓΗΣΗ ΤΟΥ ΥΠΟ ΜΕΛΕΤΗ ΣΥΣΤΗΜΑΤΟΣ Σε αυτήν την ενότητα, περιγράφεται η διαστασιολόγηση του κάθε υποσυστήματος, εφόσον έχει προηγηθεί η θεωρητική ανάλυσή τους. Η ανεξάρτητη διαστασιολόγηση του κάθε υποσυστήματος ούτε επιδιώκεται ούτε είναι απλή, αφού η λειτουργία της μιας βαθμίδας επηρεάζει και τις υπόλοιπες, όπως θα φανεί και στη συνέχεια, ώστε να αποτελέσουν ένα ενιαίο σύστημα. Ωστόσο, σε αυτό το υποκεφάλαιο, γίνεται προσπάθεια συγκέντρωσης των χαρακτηριστικών μεγεθών της κάθε βαθμίδας σε ξεχωριστή ενότητα για λόγους σαφήνειας, ενώ στο τέλος παρατίθενται συγκεντρωτικά όλα τα χαρακτηριστικά του υπό μελέτη συστήματος ΣΥΓΧΡΟΝΗ ΓΕΝΝΗΤΡΙΑ ΜΟΝΙΜΩΝ ΜΑΓΝΗΤΩΝ-ΑΝΟΡΘΩΤΙΚΗ ΓΕΦΥΡΑ Στην ενότητα 2.2 δίδεται η σχέση της τάσης στην έξοδο μιας τριφασικής ανορθωτικής γέφυρας με διόδους συναρτήσει της πολικής τιμής της τάσης εξόδου της ανεμογεννήτριας. Η σχέση αυτή ξαναγράφεται εδώ για λόγους ευκολίας. 56

75 Όπως συνάγεται από τις πειραματικές μετρήσεις που παρατίθενται στην ενότητα 2.2, η περιοχή συνεχούς τάσης εξόδου της ανορθωτικής γέφυρας είναι 40V-100V. Συνεπώς, η είσοδός της, δηλαδή η έξοδος της ανεμογεννήτριας είναι: Στο σημείο αυτό πρέπει να αναφερθεί ότι οι εκτιμήσεις που γίνονται για τη μέγιστη τάση εξόδου του ανορθωτή διόδων (και κατ' επέκταση του ανεμοκινητήρα) αφορούν το σημείο μέγιστης ισχύος (ΜΡΡ-Maximum Power Point) για τη μέγιστη ταχύτητα ανέμου. Είναι προφανές ότι αν επικρατεί μέγιστη ταχύτητα ανέμου και μειωθεί το φορτίο τότε ο ανεμοκινητήρας θα λειτουργεί σε υψηλότερες στροφές άρα θα παράγεται και υψηλότερη τάση στην έξοδο της ανεμογεννήτριας. Οι ανεμογεννήτριες, όμως, έχουν ένα σημείο αποκοπής (cut off), πέρα από το οποίο αν οι στροφές αυξηθούν, φρενάρουν. Άρα η μέγιστη τάση δεν μπορεί να είναι πολύ μεγαλύτερη από αυτή που υπολογίζεται για τη μέγιστη ταχύτητα ανέμου. Όσον αφορά το ρεύμα εξόδου της ανεμογεννήτριας, οι μετρήσεις δε δίνουν ξεκάθαρη εικόνα, γι αυτό το λόγο γίνεται η εξής θεώρηση [24]: Έστω ότι η τάση στην έξοδο του ανορθωτή διόδων μεταβάλλεται γραμμικά με την ισχύ που αποδίδεται από τον ανεμοκινητήρα. Τότε, η ελάχιστη ισχύς P min =5% 1000=50W αντιστοιχίζεται στην ελάχιστη τάση εξόδου της ανορθωτικής γέφυρας (40V) και γίνεται η παραδοχή ότι το ελάχιστο ρεύμα εμφανίζεται τότε. Άρα: Αντίστοιχη θεώρηση γίνεται και για τη μέγιστη ισχύ, δηλαδή: Ο πυκνωτής που συνδέεται μεταξύ της ανόρθωσης και του μετατροπέα ανύψωσης πρέπει να είναι αρκετά μεγάλος ώστε να εξομαλύνει την τάση και αρκετά μικρός ώστε να μπορεί να φορτίζεται και να εκφορτίζεται γρήγορα, δηλαδή να μεταβάλλεται γρήγορα η τάση του. Η τιμή που επιλέγεται στην πράξη είναι C=470μF. 57

76 2.7.2 INTERLEAVED BOOST Οι μετατροπείς Boost δουλεύουν συνήθως με λόγο κατάτμησης [14]. Αυτός ο περιορισμός επιλέχτηκε να ισχύει και στον Interleaved Boost του υπό μελέτη συστήματος και άρα από για δ=0,7 προκύπτει ο μέγιστος λόγος μετατροπής: (2.64) Η σχέση αυτή ισχύει σε λειτουργία συνεχούς αγωγής (CCM), η οποία είναι πλεονεκτικότερη έναντι της λειτουργίας ασυνεχούς αγωγής (DCM), όπως αναλύεται στη διπλωματική του συνάδελφου Ιωάννη Γκαρτζώνη [14]. Η μέγιστη τάση εξόδου στην οποία ο ανυψωτής λειτουργεί χωρίς προβλήματα είναι η τάση που προκύπτει για την ελάχιστη τάση εισόδου. Η ελάχιστη τάση εξόδου είναι η τιμή της μέγιστης τάσης εισόδου, δηλαδή: Άρα, η τάση εξόδου του Boost μπορεί να λάβει τιμές στην περιοχή: (2.65) Η τιμή της επαγωγής των πηνίων του ανυψωτή επιλέγεται έτσι ώστε οι τέσσερις επιμέρους μετατροπείς Boost να λειτουργούν στην κατάσταση συνεχούς αγωγής(ccm). Για να ισχύει αυτό, πρέπει το ελάχιστο ρεύμα εισόδου του μετατροπέα να είναι μεγαλύτερο από το οριακό ρεύμα συνεχούς-ασυνεχούς αγωγής: (2.66) Σε κάθε κλάδο, θα ισχύει: Αντικαθιστώντας στη (2.66) Vo=120, T S =1/50000, δ=0,5 (για ασφάλεια λαμβάνεται η τιμή στην οποία αντιστοιχεί η μέγιστη κυμάτωση), I Lf,min =0,25A προκύπτει ότι L f 1,2mH, οπότε επιλέγεται L f =1,2mH. Ο πυκνωτής εξόδου του μετατροπέα ανύψωσης (ο οποίος απαιτείται μόνο για αυτόνομη λειτουργία του μετατροπέα) δίνεται από την παρακάτω σχέση [14]: (2.67) όπου I o : ρεύμα εξόδου δ: λόγος κατάτμησης 58

77 ΔV o : κυμάτωση τάσης εξόδου T s : διακοπτική περίοδος Όσο μεγαλύτερη η τιμή της χωρητικότητας του πυκνωτή τόσο καλύτερη εξομάλυνση επιτυγχάνεται. Συνεπώς, στην πράξη επιλέγεται πυκνωτής C=470μF. Αντικαθιστώντας στην παραπάνω σχέση τα μεγέθη με δ=0,7(max), T s =1/50000s και Ιmax=8,33A (1000W/120V), προκύπτει ΔV o =0,248V και η ποσοστιαία κυμάτωση είναι 0,248/120=0,2%, τιμή πολύ ικανοποιητική. Όσον αφορά στη χωρητικότητα των πυκνωτών διασύνδεσης ιδανικά είναι άπειρη. Όπως προέκυψε από προσομοιώσεις [14], η ελάχιστη τιμή που ικανοποιεί την ορθή λειτουργία του συστήματος είναι 50mF. Η διακοπτική συχνότητα λειτουργίας των μετατροπέων είναι επιθυμητό να είναι όσο το δυνατόν πιο μεγάλη, ώστε: να μην υπάρχει ακουστική όχληση (όρια ακουστικών συχνοτήτων 20Hz-22 khz) να μικραίνει ο όγκος των φίλτρων. Αν η διακοπτική συχνότητα F 1 =F tri διπλασιαστεί σε F 2 =2F tri, τότε οι αρμονικές εμφανίζονται στην περιοχή συχνοτήτων από F 2 και πάνω (αντί F 1 και πάνω), άρα και η συχνότητα αποκοπής του φίλτρου διπλασιάζεται με αποτέλεσμα τη μείωση των μεγεθών του πηνίου και του πυκνωτή. Από την άλλη πλευρά, όσο αυτή αυξάνεται, αυξάνονται και οι διακοπτικές απώλειες των ημιαγωγικών στοιχείων, καθώς ανάβουν και σβήνουν περισσότερες φορές. Συνεπώς για τον ανυψωτή, επιλέγεται διακοπτική συχνότητα 50 khz, διότι η κυμάτωση του ρεύματος εισόδου, η οποία είναι επιθυμητό να παραμένει μικρή, είναι αντιστρόφως ανάλογη της διακοπτικής συχνότητας ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΣ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑΣ Όσον αφορά τον αντιστροφέα, η έξοδός του ισούται με τη φασική τάση του δικτύου χαμηλής τάσης. Στην Ελλάδα, το δίκτυο χαμηλής τάσης έχει συχνότητα f=50hz, ονομαστική rms τιμή τάσης V ΟΝ =230V και διακύμανση μ=10%, οπότε η μέγιστη τιμή της τάσης εξόδου του αντιστροφέα θα είναι: Από τη σχέση (2.11), προκύπτει: 59

78 Η μέγιστη πρακτική τιμή που λαμβάνει συνήθως ο συντελεστής διαμόρφωσης του πλάτους m a είναι κοντά στο 0,8. Υψηλότερες τιμές μπορεί να προκαλέσουν προβλήματα, καθώς είναι πιθανή η έναυση κάποιου διακόπτη πριν τη σβέση κάποιου άλλου με αποτέλεσμα την εσφαλμένη λειτουργία του αντιστροφέα και τη μείωση της αξιοπιστίας του. Παράλληλα, σε περίπτωση που εμφανιστούν αυξημένες απώλειες και πτώσεις τάσεων λόγω παρασιτικών στοιχείων (άρα η τάση εξόδου δε θα είναι στην επιθυμητή τιμή), αν το m a είναι μικρότερο του 0,8, υπάρχει δυνατότητα αύξησής του και συνεπώς ρύθμιση της τάσης εξόδου. Άρα: (2.68) Οι ανισότητες (2.68), (2.65) δεν μπορούν να ικανοποιηθούν ταυτόχρονα. Για την αντιμετώπιση αυτού του προβλήματος υπάρχουν δύο λύσεις: Επιλογή ενός άλλου μετατροπέα με μεγαλύτερη δυνατότητα ανύψωσης ή πολλών εν σειρά Boost, ώστε η έξοδός του να ικανοποιεί την τιμή των 895V. Τοποθέτηση ενός μετασχηματιστή με λόγο μετασχηματισμού τέτοιο ώστε για τάση διασύνδεσης 133,2V και m a 0,8 να καθίσταται δυνατή η σύνδεση με το δίκτυο χαμηλής τάσης. Στο συγκεκριμένο σύστημα, επιλέχθηκε η υλοποίηση της δεύτερης λύσης, δηλαδή η χαμηλότερη τάση των πυκνωτών διασύνδεσης, για τους παρακάτω λόγους: Η αντίσταση αγωγής των ημιαγωγικών στοιχείων αυξάνεται με την αύξηση της τάσης διάσπασής τους, κάτι που συνεπάγεται μεγαλύτερες απώλειες αγωγής. Το κόστος, επίσης, των ημιαγωγικών στοιχείων όπως και των πυκνωτών διασύνδεσης αυξάνεται με την αύξηση της τάσης διάσπασής τους. Με τη σύνδεση πολλών μετατροπέων ανύψωσης σε σειρά, ο συνολικός βαθμός απόδοσης μειώνεται δραστικά. H τάση διασύνδεσης επιλέχτηκε να είναι V d =120V, ώστε να είναι μέσα στην περιοχή που ορίζει η (2.65). Επίσης, η διακοπτική συχνότητα λειτουργίας του αντιστροφέα επιλέγεται να είναι F s =19950 Hz, ώστε ο συντελεστής διαμόρφωσης συχνότητας m f να είναι περιττό πολλαπλάσιο του 3 και να εξαλείφονται οι αρμονικές στα περιττά πολλαπλάσια του m f [15], [16] ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΣ ΜΕΤΑΣΧΗΜΑΤΙΣΤΗΣ-LC ΦΙΛΤΡΟ Για την επιλογή του τριφασικού μετασχηματιστή, ακολουθήθηκαν τα βήματα της ενότητας Για διάφορα m a (από 0,7 ως 0,8), υπολογίζεται η τάση εξόδου του αντιστροφέα. Στη συνέχεια, επιλύεται η ανίσωση (2.61) και για διάφορες τιμές των n, k l, k m, υπολογίζονται τα 60

79 L, Lm, Lσ. Τα αποτελέσματα της επαναληπτικής διαδικασίας δίδονται σε πίνακες στο παράρτημα Α. Μετά από σύγκριση όλων των τιμών, επιλέχτηκαν τα βέλτιστα χαρακτηριστικά για τη λειτουργία του μετασχηματιστή, τα οποία είναι: γωνία δ (μοίρες) Ιμαγν. (Α) Lm (Η) Lσ (Η) k m m a L (H) Ipφ (Α) k l =1.5% n=1:13 1,62 0,766 0, , ,1278 0, , , Πίνακας 2.5: Θεωρητικά στοιχεία τριφασικού μετασχηματιστή Οι παραπάνω τιμές προκύπτουν ως εξής: Επιλογή m a =0,766 Επιλογή n=1:13 Επιλογή κ l =1,5%, k m =1,62% ( ) ( ) 61

80 Υπολογισμός τιμών L, C κατωδιαβατού φίλτρου ( ) ( ) Αφού η διακοπτική συχνότητα επιλέχτηκε στα Ηz, η συχνότητα αποκοπής F o θα είναι υποδεκαπλάσια και άρα: ( ) ΧΑΡΑΚΤΗΡΙΣΤΙΚΑ ΜΕΓΕΘΗ ΟΛΙΚΟΥ ΣΥΣΤΗΜΑΤΟΣ Ύστερα από τη διαστασιολόγηση των επιμέρους υποσυστημάτων, παρατίθεται ένας συγκεντρωτικός πίνακας με όλα τα χαρακτηριστικά του υπό μελέτη συστήματος που αποτελείται από: Ανεμοκινητήρα-Σύγχρονη Γεννήτρια μόνιμων μαγνητών (PMSG) Ανορθωτική γέφυρα μη ελεγχόμενη Μετατροπέα dc/dc ανύψωσης τάσης τύπου Interleaved Boost Τριφασικό αντιστροφέα dc/ac (inverter) Τριφασικό κατωδιαβατό φίλτρο LC Τριφασικό μετασχηματιστή με μεγάλη τιμή επαγωγής μαγνήτισης Δίκτυο Στο επόμενο κεφάλαιο, με βάση τις προσομοιώσεις που έγιναν στον υπολογιστή, εξάγονται και άλλα ηλεκτρικά μεγέθη, τα οποία είναι δύσκολο να υπολογιστούν αναλυτικά με απλές εξισώσεις. PMSG Ανορθωτής Interleaved Inverter Transformer Φίλτρο Δίκτυο Boost LC P ΟΝ.=1000W V out,min =40V L f =1,2mH m a,max =0,766 L m =251,8mH L=1,36mH V φ, rms =230V U ON.=11,6m/s V out,max =100V C f =470μF V dc =120V L σ =3,78mH C=4,68μF μ=10% V out,φ,rms,min =17,10V δ max =0,7 V AB,rms =33,8V n=1:13 f=50hz V out,φ,rms,max =42,75V f s =50kHz f s =20kHz V 1 /V 2 =17,69/230 Πίνακας 2.6: Χαρακτηριστικά στοιχεία και μεγέθη των επιμέρους βαθμίδων του συνολικού συστήματος διασύνδεσης 62

81 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 3 ΠΡΟΣΟΜΟΙΩΣΗ ΤΟΥ ΥΠΟ ΜΕΛΕΤΗ ΣΥΣΤΗΜΑΤΟΣ Στο κεφάλαιο αυτό, παρουσιάζονται τα αποτελέσματα που προέκυψαν από την προσομοίωση για το υποσύστημα: «τριφασικός αντιστροφέας, φίλτρο, μετασχηματιστής, δίκτυο» αλλά και για ολόκληρο το σύστημα διασύνδεσης της ανεμογεννήτριας με το δίκτυο. Οι προηγούμενες βαθμίδες, όπως ο ανεμοκινητήρας, η σύγχρονη γεννήτρια μόνιμων μαγνητών, η ανορθωτική γέφυρα και ο μετατροπέας ανύψωσης διαδοχικής αγωγής κλάδων μαζί με το βρόχο ελέγχου του προσομοιώνονται και παρουσιάζονται αναλυτικά στη διπλωματική του συνάδελφου Ιωάννη Γκαρτζώνη [14]. Όλες οι προσομοιώσεις πραγματοποιήθηκαν με το λογισμικό πακέτο Simulink του Matlab R2010b και η επαναληπτική αριθμητική μέθοδος υπολογισμών που χρησιμοποιήθηκε είναι η ode23tb. 3.1 ΠΡΟΣΟΜΟΙΩΣΗ ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΥ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑ ΜΕ spwm ΠΑΛΜΟΔΟΤΗΣΗ ΣΕ ΑΠΟΜΟΝΩΜΕΝΟ ΦΟΡΤΙΟ ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΣ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑΣ ΜΕ ΩΜΙΚΟ ΦΟΡΤΙΟ ΣΤΗΝ ΕΞΟΔΟ Στο σχήμα 3.1 φαίνεται η διάταξη που σχεδιάστηκε με τη βοήθεια της βιβλιοθήκης SimPowerSystems που περιέχει όλα τα απαραίτητα δομικά στοιχεία για ηλεκτρονικούς μετατροπείς ισχύος. Η συνεχής τάση εισόδου του αντιστροφέα ορίστηκε στα Vd=120V, ενώ ως διακόπτες χρησιμοποιήθηκαν ημιαγωγικά στοιχεία τύπου IGBT με ενσωματωμένες αντιπαράλληλες διόδους μέσω του έτοιμου μοντέλου Universal Bridge που παρέχεται από το λογισμικό. Οι πτώσεις τάσης πάνω στα στοιχεία θεωρούνται μηδενικές. Η τριφασική γέφυρα αποτελείται από τρεις κλάδους. Οι διακόπτες 1,3,5 αποτελούν τα άνω σκέλη των κλάδων και οι διακόπτες 2,4,6 τα κάτω σκέλη των κλάδων αντίστοιχα. Η παλμοδότηση των στοιχείων γίνεται μέσω της τεχνικής Ημιτονοειδούς Διαμόρφωσης Εύρους Παλμών (spwm) με διακοπτική συχνότητα Fs=19950Hz και συχνότητα ημιτόνου αναφοράς Fsin=50Hz. 63

82 Σχήμα 3.1: Έτοιμα μοντέλα του Simulink για: α) τριφασικό αντιστροφέα και β) παραγωγή παλμών με τεχνική SPWM Στην έξοδο του αντιστροφέα συνδέεται φορτίο ωμικής φύσεως αρχικά με R=50Ω και στη συνέχεια μέσω διακόπτη παραλληλίζεται άλλο ένα ωμικό φορτίο των 50Ω, οπότε η συνολική αντίσταση γίνεται 25Ω. Η μεταβολή στο φορτίο γίνεται για να διαπιστωθεί η συμπεριφορά του συστήματος. Στο σχήμα 3.2, το πράσινο δομικό στοιχείο αποτελεί τον αντιστροφέα (Universal Bridge), το κίτρινο την παραγωγή των παλμών και τα γαλάζια τα δύο ωμικά φορτία συνδεμένα κατά αστέρα. Βολτόμετρα και αμπερόμετρα συνδέονται σε κατάλληλες θέσεις για να απεικονιστούν οι επιθυμητές κυματομορφές διάφορων ηλεκτρικών μεγεθών. Το block Powergui δίνει τη δυνατότητα επιλογής της αριθμητικής μεθόδου με την οποία θα επιλυθεί το σύστημα και περιέχει εφαρμογή με την οποία αναλύονται τα σήματα κατά Fourier για να διαπιστωθεί το αρμονικό περιεχόμενό τους. 64

83 Σχήμα 3.2: Μοντέλο τριφασικού αντιστροφέα συνδεμένου σε μεταβαλλόμενο ωμικό φορτίο Σε κάθε κλάδο του αντιστροφέα, οι διακόπτες ανοίγουν και κλείνουν συμπληρωματικά, δηλαδή όταν ο ένας είναι κλειστός, ο άλλος είναι ανοιχτός (θεωρώντας ιδανικά ημιαγωγικά στοιχεία, μηδενικοί χρόνοι έναυσης-σβέσης). Αυτό υποβάλλεται από την τεχνική παλμοδότησης για να αποφευχθεί βραχυκύκλωμα της πηγής σε περίπτωση που ήγαγαν και τα δύο ημιαγωγικά στοιχεία ταυτόχρονα. Όταν εφαρμόζεται παλμός μεταξύ πύλης και πηγής (Σχήμα 3.3), το στοιχείο άγει (λειτουργία στην περιοχή του κόρου) και η τάση μεταξύ υποδοχής και πηγής είναι ιδανικά V DS =0V (ή περίπου 1V σε πραγματικά στοιχεία). Αντίστοιχα, όταν δεν εφαρμόζεται παλμός μεταξύ πύλης και πηγής, το στοιχείο παραμένει στην αποκοπή, δηλαδή δεν άγει και V DS =Vd (σχήματα 3.4, 3.5). Σχήμα 3.3: Παλμός οδήγησης προς ένα από τα άνω διακοπτικά στοιχεία του αντιστροφέα 65

84 Σχήμα 3.4: Τάση μεταξύ υποδοχής- πηγής σε ένα από τα άνω διακοπτικά στοιχεία του αντιστροφέα Σχήμα 3.5: Τάση μεταξύ υποδοχής- πηγής στο αντίστοιχο κάτω διακοπτικό στοιχείο του αντιστροφέα Οι φασικές τάσεις εξόδου λαμβάνουν τις διακριτές τιμές [-2Vd/3, -Vd/3, 0, +Vd/3, +2Vd/3] και αυτό αποδεικνύεται ως εξής: (3.1) (3.2) Υπό την προϋπόθεση ότι το τριφασικό ωμικό φορτίο είναι συμμετρικό και πρόκειται για συμμετρικό τριφασικό ημιτονοειδές σύστημα, προκύπτει: (3.3) (3.4) (3.5) Οπότε, σχεδιάζοντας τις V A0, V B0, V C0 (Σχήμα 3.6) που λαμβάνουν τις διακριτές τιμές [+Vd/2, -Vd/2], η V N0 (Σχήμα 3.7), ανάλογα με το συνδυασμό των τιμών τους, θα κυμαίνεται 66

85 μεταξύ των τιμών [-Vd/2, -Vd/6, +Vd/6, +Vd/2] και η φασική τάση εξόδου μεταξύ των τιμών [-Vd/3, -Vd/3, 0, +Vd/3, +2Vd/3] (Σχήμα 3.8). Σχήμα 3.6: Τάση μεταξύ φάσης Α και σημείου σύνδεσης πυκνωτών εισόδου Σχήμα 3.7: Τάση μεταξύ ουδετέρου και σημείου σύνδεσης πυκνωτών εισόδου Σχήμα 3.8: Φασική τάση Α αντιστροφέα 67

86 Το ρεύμα εξόδου θα έχει παρόμοια μορφή (Σχήμα 3.9) και από τη χρονική στιγμή t=0,06s και μετά θα αυξάνεται, αφού μειώνεται το φορτίο. Το ρεύμα που διαρρέει τα ημιαγωγικά στοιχεία όταν άγουν θα είναι επίσης παρόμοιας μορφής (Σχήμα 3.10), αφού αποτελεί κομμάτι του ρεύματος εξόδου, ενώ όταν δεν άγουν θα είναι προφανώς μηδέν. Σχήμα 3.9: Ρεύμα φορτίου φάσης Α Σχήμα 3.10: Ρεύμα που διαρρέει το ημιαγωγικό στοιχείο IGBT Οι πολικές τάσεις που προκύπτουν στην έξοδο του αντιστροφέα (Σχήμα 3.11) έχουν τετραγωνική κυματομορφή, διαφορά φάσης 120 ο μεταξύ τους και το πλάτος τους κυμαίνεται μεταξύ +Vd και Vd, ανάλογα με τη σειρά που ανοιγοκλείνουν οι διακόπτες, όπως δείχθηκε και στην ενότητα

87 Σχήμα 3.11: Πολικές τάσεις εξόδου του αντιστροφέα Το αρμονικό περιεχόμενο της πολικής τάσης V AB προκύπτει με ανάλυση Fourier μέσω του εργαλείου FFT Analysis του Simulink του Matlab. Υπάρχει η δυνατότητα για απεικόνιση των αρμονικών μέσω μπάρας, όπως δείχνουν τα δύο πρώτα σχήματα ή μέσω λίστας (σχήματα 3.12, 3.13). Σχήμα 3.12: Φάσμα αρμονικών πολικής τάσης εξόδου του αντιστροφέα α) μέχρι τη συχνότητα των 50kHz και β) μεγέθυνση στην περιοχή των 19950Hz 69

88 Παρατηρείται ότι οι πρώτες αρμονικές με σημαντικό πλάτος εμφανίζονται ως πλευρικές ζώνες της συχνότητας Ftri. Στη λίστα που ακολουθεί, φαίνεται ακόμα πιο ξεκάθαρα, καθώς αρμονικές με αξιοσημείωτο πλάτος υπάρχουν στις συχνότητες: f1= *50=19850ηz και f2= *50=20050hz με αρμονική σειρά h1=mf-2=399-2=397 και h2= mf+2=399+2=401. Το δεύτερο ζεύγος αρμονικών με σημαντικό πλάτος εμφανίζεται στις συχνότητες: f3=2* =39850hz και f4=2* =39950hz με αρμονική σειρά h3=2mf-1=2*399-1=797 και h4=2mf+1=2*399+1=799. Τα αποτελέσματα αυτά συμφωνούν και με το σχήμα Σχήμα 3.13: Πλάτος και φάση αρμονικών που περιέχονται στην πολική τάση εξόδου του αντιστροφέα ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΣ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑΣ ΜΕ ΦΙΛΤΡΟ LC ΚΑΙ ΩΜΙΚΟ ΦΟΡΤΙΟ Στην έξοδο του αντιστροφέα συνδέεται τριφασικό φίλτρο, όπως απεικονίζεται και στο διάγραμμα του σχήματος 3.14, με συχνότητα αποκοπής F 0 =1995Hz και στοιχεία L f =1,36mH, C f =4,68μF, όπως προέκυψαν από τη διαδικασία διαστασιολόγησης. Ως φορτίο, συνδέεται ξανά ένα ωμικής φύσεως με R=50Ω αρχικά και R=25Ω στη συνέχεια. 70

89 Σχήμα 3.14: Μοντέλο τριφασικού αντιστροφέα συνδεμένου σε μεταβαλλόμενο ωμικό φορτίο μέσω τριφασικού κατωδιαβατού φίλτρου LC H φασική τάση που προκύπτει στην έξοδο του φίλτρου (Σχήμα 3.15) θα είναι ημιτονοειδής με συχνότητα 50Hz (περίοδος 0,02s) και τιμή: Το ρεύμα εξόδου του αντιστροφέα (Σχήμα 3.16) για το φορτίο των 50Ω θα είναι: ενώ για το φορτίο των 25Ω, δηλαδή από τη χρονική στιγμή t=0,06s και μετά, το ρεύμα αποκτά την τιμή: Σχήμα 3.15: Τάση φορτίου φάσης Α 71

90 Σχήμα 3.16: Ρεύμα φορτίου φάσης Α Όπως είναι προφανές, η τάση και το ρεύμα είναι συμφασικά, αφού το φορτίο είναι καθαρά ωμικό. Η μικρή κυμάτωση που παρουσιάζουν εξηγείται από το γεγονός ότι κάποιες αρμονικές σε χαμηλές συχνότητες δεν καταφέρνει να τις αποκόψει το φίλτρο με αποτέλεσμα να περνούν στην έξοδο. Σχήμα 3.17: Φάσμα αρμονικών για τη φασική τάση του φορτίου Όταν η πολικότητα της τάσης πάνω στο φορτίο αλλάζει, το ρεύμα θα συνεχίσει να ρέει με την ίδια φορά, λόγω της καθυστέρησης που εισάγει το πηνίο του φίλτρου. Έτσι το ρεύμα, για αυτό το χρονικό διάστημα, θα ρέει διαμέσου των αντιπαράλληλων διόδων. Στη γραφική παράσταση του σχήματος 3.18, το θετικό κομμάτι ρεύματος υφίσταται όταν άγουν τα ημιαγωγικά στοιχεία και το αρνητικό όταν άγουν οι αντιπαράλληλες δίοδοι. 72

91 Σχήμα 3.18: Ρεύμα στο παράλληλο κύκλωμα του IGBT και της διόδου 3.2 ΠΡΟΣΟΜΟΙΩΣΗ ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΥ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑ ΜΕ ΣΥΝΔΕΣΗ ΣΤΟ ΔΙΚΤΥΟ Σκοπός της παρούσας διπλωματικής εργασίας είναι η σύνδεση του τριφασικού αντιστροφέα στο δίκτυο. Αρχικά, προσομοιώνεται χωρίς μετασχηματιστή- για να δειχθεί η ανάγκη ύπαρξής του- και στη συνέχεια προσομοιώνεται και με τη βαθμίδα του μετασχηματιστή ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΣ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑΣ-ΦΙΛΤΡΟ LC-ΔΙΚΤΥΟ Στο σχήμα 3.19, από δεξιά προς τα αριστερά απεικονίζεται η dc πηγή που τροφοδοτεί τον inverter (με γαλάζιο χρώμα) και του οποίου τα στοιχεία παλμοδοτούνται από το δομικό στοιχείο με πορτοκαλί. Ο αντιστροφέας συνδέεται αρχικά σε ένα ωμικό φορτίο μέσω ενός κλειστού διακόπτη (με κίτρινο) και τη χρονική στιγμή t=0,065s, αποσυνδέεται το ωμικό φορτίο και συνδέεται το δίκτυο (με μωβ). 73

92 Σχήμα 3.19: Μοντέλο τριφασικού αντιστροφέα και φίλτρου με σύνδεση στο δίκτυο Το δίκτυο προσομοιώνεται ως πηγή ημιτονοειδούς τάσης συχνότητας 50Ηz και ενεργού τιμής πολικής τάσης 400V (Σχήμα 3.20). Επίσης, τοποθετήθηκε εν σειρά ένα RL κύκλωμα, ώστε να ληφθεί υπόψιν ο ωμικός-επαγωγικός χαρακτήρας του δικτύου [25]. Σχήμα 3.20: Μοντέλο προσομοίωσης του δικτύου χαμηλής τάσης 74

93 Για τη σύνδεση με το δίκτυο, η πολική τάση εξόδου του αντιστροφέα θα πρέπει να είναι στα 400V, δηλαδή: Αν υποτεθεί m a,max =0,8 για την καλή λειτουργία του αντιστροφέα, τότε: Η συνεχής τάση εισόδου, λοιπόν, θα πρέπει να είναι αρκετά μεγάλη, ώστε να επιτευχθεί η σύνδεση με το δίκτυο, γεγονός ασύμφορο, όπως αναλύθηκε στην ενότητα Για το λόγο αυτό, είναι απαραίτητη η χρήση μετασχηματιστή, ώστε η τάση εισόδου να είναι σε χαμηλότερο επίπεδο και η περιοχή ρύθμισης του συντελεστή διαμόρφωσης πλάτους να είναι πιο ευρεία. Επίσης, η παρούσα διπλωματική εργασία, σε συνδυασμό με αυτή των συναδέλφων Ιωάννη Γκαρτζώνη (Interleaved Boost) και Γεωργίου Πυρρή (μονοφασικός αντιστροφέας), στοχεύει στην υλοποίηση ενός ολόκληρου συστήματος διασύνδεσης της ανεμογεννήτριας με το δίκτυο, το οποίο θα αποτελέσει μελλοντική εργαστηριακή άσκηση και γι αυτό συμπεριλαμβάνει πλήθος βαθμίδων για πλήρη εποπτεία (μεταξύ αυτών και ο μετασχηματιστής). Σύμφωνα με τα παραπάνω, προκειμένου η τάση εξόδου του Inverter να είναι στα επιθυμητά επίπεδα, επιλέχτηκε η τάση εισόδου να είναι ίση με Vd=800V και ma=0,8155. Οι πολικές τάσεις στην έξοδο του αντιστροφέα, του φίλτρου και του μετασχηματιστή παρατίθενται στις παρακάτω γραφικές παραστάσεις (σχήματα 3.21, 3.22, 3.24 αντίστοιχα). Όπως είναι εμφανές, σε όλα τα σημεία του κυκλώματος, οι τάσεις έχουν διαφορά φάσης 120 ο μεταξύ τους. Σχήμα 3.21: Πολικές τάσεις εξόδου του αντιστροφέα 75

94 Σχήμα 3.22: Πολικές τάσεις εξόδου του τριφασικού φίλτρου LC Σχήμα 3.23: Ρεύματα των τριών φάσεων του φορτίου που συνδέεται στην έξοδο του φίλτρου Σχήμα 3.24: Πολικές τάσεις δικτύου Λόγω μεταβατικού φαινομένου, που διαρκεί ορισμένο χρονικό διάστημα, εμφανίζεται κυμάτωση στην τάση εξόδου μετά το φίλτρο, συνεπώς και στο ρεύμα του φορτίου που είναι συνδεμένο αρχικά (Σχήμα 3.23). Όταν ο διακόπτης αλλάζει κατάσταση για t=0,065s, αποσυνδέεται το φορτίο (άρα παρουσιάζει μηδενικό ρεύμα) και συνδέεται το δίκτυο. Είναι εμφανές ότι οι τάσεις που προκύπτουν μετά το φίλτρο είναι ίδιες σε τιμή, φάση και συχνότητα με τις αντίστοιχες του δικτύου, άρα μπορεί να επιτευχθεί σύνδεση. 76

95 3.2.2 ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΣ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑΣ- ΦΙΛΤΡΟ LC- ΜΕΤΑΣΧΗΜΑΤΙΣΤΗΣ- ΔΙΚΤΥΟ Σύμφωνα με τη διαδικασία διαστασιολόγησης που ακολουθήθηκε σε προηγούμενη ενότητα, εισάγονται και προσομοιώνονται στο Simulink τα χαρακτηριστικά του μετασχηματιστή με τη βοήθεια του έτοιμου μοντέλου Three Phase Transformers. Το συγκεκριμένο block προσομοιώνει τον τριφασικό μετασχηματιστή, θεωρώντας τρεις ανεξάρτητους μονοφασικούς μετασχηματιστές (Σχήμα 3.25) συνδεμένους κατά αστέρα (επιπλέοντας ή γειωμένος) ή τρίγωνο, αναλόγως με την επιλογή του χρήστη. Επίσης, το μοντέλο είναι γραμμικό, δηλαδή θεωρείται ότι ο μετασχηματιστής δουλεύει στη γραμμική περιοχή της Β-Η χαρακτηριστικής του, συνεπώς δεν μπαίνει στον κόρο. Υπάρχει η επιλογή και για προσομοίωση της περιοχής κορεσμού, αλλά προϋποθέτει ακριβή γνώση της καμπύλης μαγνήτισης, γεγονός που δεν είναι πάντα εύκολο και απαιτεί πειραματικό προσδιορισμό. Η αντίσταση σιδήρου θεωρείται στην πράξη πολύ μεγάλη και γι αυτό λαμβάνει την τιμή R m =1MΩ. Η επαγωγή μαγνήτισης είναι L m =252mH και η ολική επαγωγή σκέδασης είναι L σ =3,78mH. Αν θεωρήσουμε, τότε σε κάθε τύλιγμα θα αντιστοιχεί η μισή τιμή του L σ, όπως φαίνεται και στο σχήμα Ομοίως ισχύει και για την ωμική αντίσταση, η οποία στην πράξη είναι αρκετά μικρή και στο συγκεκριμένο μοντέλο επιλέχτηκε R ολ.=2,6mω. Σχήμα 3.25: Εσωτερικό μοντέλο μετασχηματιστή του Simulink Σχήμα 3.26: Ρύθμιση παραμέτρων του μοντελοποιημένου τριφασικού μετασχηματιστή 77

96 «Χτίζοντας» σταδιακά το υπό μελέτη σύστημα, δίνεται στο σχήμα 3.27 η σύνδεση του αντιστροφέα με το δίκτυο μέσω μετασχηματιστή. Σχήμα 3.27: Μοντέλο ανοιχτού βρόχου αντιστροφέα-φίλτρου-μετασχηματιστή και σύνδεσης στο δίκτυο μέσω διακόπτη Από δεξιά προς τα αριστερά, απεικονίζονται με πορτοκαλί χρώμα το υποσύστημα του αντιστροφέα με το φίλτρο, με γαλάζιο ο μετασχηματιστής, με κίτρινο ο διακόπτης σύνδεσης για t=0,04s και με πράσινο το δίκτυο. Στο σχήμα 3.28 δίνεται το εσωτερικό του πορτοκαλί block (αντιστροφέας και φίλτρο). Σχήμα 3.28: Εσωτερικό μοντέλο του block Inverter_kai_filtro 78

97 Αφού ο λόγος των τάσεων του μετασχηματιστή είναι n=13, η πολική τάση που πρέπει να παράγει ο αντιστροφέας είναι: Συνεπώς, ο συντελεστής διαμόρφωσης πλάτους (Σχήμα 3.29) για το συγχρονισμό με το δίκτυο θα έχει την τιμή: Σχήμα 3.29: Ημίτονα αναφοράς για την εφαρμογή της τεχνικής SPWM Σχήμα 3.30: Τάση πρωτεύοντος του μετασχηματιστή φάσης Α 79

98 Σχήμα 3.31: Τάση δευτερεύοντος του μετασχηματιστή φάσης Α Όπως φαίνεται και στο σχήμα 3.30, η φασική τάση εξόδου μετά το φίλτρο είναι ημιτονοειδής και έχει την τιμή: Στην έξοδο του μετασχηματιστή (Σχήμα 3.31), η φασική τάση που προκύπτει είναι ίδια σε μέτρο, φάση και συχνότητα με αυτή που υποβάλλει το δίκτυο. Επιπλέον, έχει σχεδόν μηδενική κυμάτωση σε σύγκριση με την τάση στο πρωτεύον τύλιγμα, δηλαδή με αυτήν που προέρχεται από το φιλτράρισμα της τάσης του αντιστροφέα, καθώς οι επαγωγές σκέδασης του μετασχηματιστή λειτουργούν σαν πρόσθετο φίλτρο. Ένα ερώτημα που εγείρεται είναι για το ποια χρονική στιγμή κρίνεται κατάλληλη για να κλείσει ο διακόπτης διασύνδεσης. Ας υποτεθεί ότι το ισοδύναμο ηλεκτρικό μοντέλο του μετασχηματιστή είναι ένα RL κύκλωμα εν σειρά με R να είναι η αντίσταση χαλκού των τυλιγμάτων και L η επαγωγή μαγνήτισης που είναι στην πράξη πολύ μεγαλύτερη από τις επαγωγές σκέδασης. Έστω ότι το κύκλωμα τροφοδοτείται με μία τάση της μορφής: (3.6) Η διαφορική εξίσωση που δίνει την τάση εξόδου του κυκλώματος θα είναι [26]: (3.7) Από τη λύση της σχέσης (3.2), προκύπτει το ρεύμα που ρέει διαμέσου του RL κυκλώματος. όπου: (3.8) (3.9) 80

99 Από την εξίσωση (3.3), παρατηρείται ότι το ρεύμα αποτελείται από δύο συνιστώσες: μία περιοδική που μεταβάλλεται ημιτονοειδώς και μία απεριοδική που φθίνει εκθετικά με μια σταθερά χρόνου L/R, δηλαδή εξαρτάται από τα χαρακτηριστικά του κυκλώματος. Η ημιτονοειδής συνιστώσα εκφράζει τη μορφή του ρεύματος στη μόνιμη κατάσταση, ενώ η συνεχής συνιστώσα δείχνει το μεταβατικό φαινόμενο και τη διάρκεια απόσβεσής του. Προκειμένου να ελαχιστοποιηθεί το μεταβατικό φαινόμενο, θα πρέπει να εξαλειφθεί η συνεχής συνιστώσα. Αυτό επιτυγχάνεται με την επιλογή της κατάλληλης στιγμής που θα εφαρμοστεί η τάση στο κύκλωμα, δηλαδή με άλλα λόγια, πότε θα κλείσει ο διακόπτης διασύνδεσης. Έτσι, θα πρέπει να ικανοποιείται η εξής σχέση: (3.10) (3.11) Για να προκύψει ή, θα πρέπει για t=0 να ισχύει: (3.12) ή (3.13) Άρα, αν ο διακόπτης κλείσει τη στιγμή που η τάση αποκτά μέγιστη τιμή ή αντίστοιχα το ρεύμα μηδενική, το μεταβατικό φαινόμενο θα είναι σχεδόν μηδενικό. Από την άλλη πλευρά, αν ο διακόπτης κλείσει όταν το ρεύμα έχει μέγιστη τιμή, τότε και το μεταβατικό φαινόμενο είναι μέγιστο. Ωστόσο, επειδή στο τριφασικό σύστημα, το ρεύμα δε μηδενίζεται ταυτόχρονα και για τις τρεις φάσεις, θα εμφανιστούν dc συνιστώσες για να καλύψουν τη φυσική συνθήκη μηδενικού ρεύματος τη στιγμή της σύνδεσης. Έτσι, το σύστημα φτάνει σε μόνιμη κατάσταση όταν αποσβεστεί το μεταβατικό φαινόμενο, το χρονικό διάστημα του οποίου εξαρτάται από τα ωμικά-επαγωγικά χαρακτηριστικά του μετασχηματιστή. Όσο μεγαλύτερη είναι η αντίσταση του μετασχηματιστή τόσο μειώνεται ο χρόνος απόσβεσης του μεταβατικού, αλλά τόσο αυξάνονται οι απώλειες. Λύση σε αυτό αποτελεί η σύνδεση εξωτερικής αντίστασης εν σειρά με το μετασχηματιστή, ώστε η ολική αντίσταση να είναι μεγάλη και μόλις αποσβεστεί το μεταβατικό φαινόμενο, η αντίσταση αυτή αποσυνδέεται, ώστε οι απώλειες να είναι μικρές. Στη μόνιμη κατάσταση, το ρεύμα στη γραμμή διασύνδεσης θα είναι ιδανικά μηδενικό, αφού στα άκρα της γραμμής οι τάσεις είναι ίδιες (στη μία πλευρά η τάση του inverter και στην άλλη η τάση του δικτύου), άρα η διαφορά δυναμικού θα είναι μηδέν. Στην πράξη, η τάση του αντιστροφέα δεν είναι απόλυτα ίδια με του δικτύου και αυτό οφείλεται στην ακρίβεια 81

100 ρύθμισης του επιθυμητού m a. Έτσι, το ρεύμα διασύνδεσης είναι μη μηδενικό, μικρής όμως τιμής και, όπως φαίνεται στο σχήμα 3.33, στη μόνιμη κατάσταση έχει πλάτος περίπου 13mA, ενώ αντίστοιχα το ρεύμα στο πρωτεύον του μετασχηματιστή (Σχήμα 3.32) έχει πλάτος περίπου 170mA (I prim =n*i sec ). Η ίδια προσομοίωση έγινε και για μεγαλύτερη αντίσταση μετασχηματιστή κατά 30 φορές (συγκεκριμένα R ολικό,2 = 60mΩ) για να συγκριθούν οι χρόνοι απόσβεσης του μεταβατικού φαινομένου του ρεύματος λόγω του διακόπτη (Σχήμα 3.34). Σχήμα 3.32: Ρεύμα πρωτεύοντος του μετασχηματιστή φάσης Α Σχήμα 3.33: Ρεύμα δευτερεύοντος του μετασχηματιστή φάσης Α για Rολ.=2mΩ 82

101 Σχήμα 3.34: Ρεύμα δευτερεύοντος του μετασχηματιστή φάσης Α για Rολ.=60mΩ 3.3 ΠΡΟΣΟΜΟΙΩΣΗ ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΥ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑ ΜΕ ΣΥΝΔΕΣΗ ΣΤΟ ΔΙΚΤΥΟ ΚΑΙ ΕΛΕΓΧΟ ΚΛΕΙΣΤΟΥ ΒΡΟΧΟΥ Όπως περιγράφηκε και στην ενότητα 2.4.3, ο έλεγχος κλειστού βρόχου για τη ρύθμιση της ενεργού και αέργου ισχύος που εγχέονται στο δίκτυο συνίσταται στη χρήση δύο PI ελεγκτών που παράγουν το κατάλληλο σήμα αναφοράς για τη σύγκριση με τη τριγωνική κυματομορφή φορέα και την παραγωγή των παλμών που θα οδηγήσουν τα ημιαγωγικά στοιχεία. Σε πρώτο στάδιο, προσομοιώνεται ο κλειστός βρόχος θεωρώντας ότι η συνεχής τάση στην είσοδο του αντιστροφέα είναι σταθερή και ίση με 120V. Σε δεύτερο στάδιο, η συνεχής πηγή τάσης αντικαθίσταται από πηγή ρεύματος, όπως θα εξηγηθεί και στη συνέχεια, για να προσομοιωθεί η μεταβολή της τάσης του πυκνωτή εισόδου, άρα και η μεταβολή της τιμής της ισχύος που παρέχεται από την προηγούμενη βαθμίδα του ανυψωτή τάσης (Interleaved Boost) ΠΡΟΣΟΜΟΙΩΣΗ ΚΛΕΙΣΤΟΥ ΒΡΟΧΟΥ ΥΠΟ ΣΤΑΘΕΡΗ DC ΠΗΓΗ ΤΡΟΦΟΔΟΣΙΑΣ ΤΟΥ INVERTER Αρχικά, ο inverter παράγει την τάση που απαιτείται για να καταστεί εφικτή η σύνδεση με το δίκτυο. Η τιμή του συντελεστή διαμόρφωσης πλάτους είναι m a =0,419, όπως υπολογίστηκε και πιο πάνω. Αφού κλείσει ο διακόπτης διασύνδεσης, εφαρμόζεται ο έλεγχος κλειστού βρόχου. Το πλήθος των blocks που απαιτούνται για την αναπαράσταση του συστήματος στο Simulink του Matlab είναι αρκετά μεγάλο, γι αυτό σχηματίζονται επιμέρους υποσυστήματα, τα οποία παρουσιάζονται και στις επόμενες εικόνες. 83

102 Σχήμα 3.35: Μοντέλο κλειστού βρόχου υπό σταθερή dc πηγή αντιστροφέα-φίλτρου-μετασχηματιστή και σύνδεσης στο δίκτυο μέσω διακόπτη Στο σχήμα 3.35 από δεξιά προς τα αριστερά, διακρίνεται με πορτοκαλί το block με όλα τα κυκλώματα μέχρι και την έξοδο του φίλτρου (το εσωτερικό του αναλύεται πιο κάτω). Με γαλάζιο χρώμα απεικονίζεται ο μετασχηματιστής, με κίτρινο ο διακόπτης διασύνδεσης και με πράσινο το δίκτυο. Στο κόκκινο block (Σχήμα 3.36) γίνεται η εκτίμηση της ενεργού και αέργου ισχύος προς το δίκτυο και το εσωτερικό του φαίνεται στο ακόλουθο σχήμα. Σχήμα 3.36: Εσωτερικό του block pq_second Τα τρία σήματα ρευμάτων και φασικών τάσεων στην πλευρά του δικτύου μετρώνται μέσω του block Three Phase V-I Measurement. Στην πράξη, χρειάζονται μόνο δύο σήματα ρεύματος και δύο τάσης, αφού το τρίτο μπορεί εύκολα να προκύψει, όπως αποδείχτηκε στην ενότητα Τα μετρούμενα σήματα υπόκεινται μετασχηματισμό Park στα πράσινα blocks, ώστε να προκύψουν οι συνιστώσες dq0 (Σχήμα 3.37). Το ημίτονο και συνημίτονο αναφοράς 84

103 που απαιτείται για τους υπολογισμούς είναι μια κανονικοποιημένη κυματομορφή της τάσης του δικτύου. Σχήμα 3.37: Υπολογισμός dq συνιστωσών των τάσεων και ρευμάτων στην πλευρά του δικτύου Στη συνέχεια, οι συνιστώσες dq0 του ρεύματος και της τάσης αποτελούν είσοδο για το ροζ block στο οποίο υπολογίζεται η τριφασική ενεργός και άεργος ισχύς (Σχήμα 3.38). Σχήμα 3.38: Εκτίμηση ενεργού και αέργου ισχύος προς το δίκτυο Τα σήματα εξόδου του ροζ block διαιρούνται δια 3, ώστε να προκύψει η αντίστοιχη μονοφασική ενεργός και άεργος ισχύς. 85

104 Το εσωτερικό του πορτοκαλί block (Σχήμα 3.39) αποτελείται από την πηγή τροφοδοσίας, τον αντιστροφέα με γαλάζιο χρώμα, το φίλτρο με πράσινο, καθώς και τα κυκλώματα έλεγχου βάσει των οποίων παράγονται οι παλμοί έναυσης και σβέσης των διακοπτών και περιέχονται στο μωβ block ( PQ Control ). O εσωτερικός διακόπτης (με κίτρινο χρώμα) ανοιγοκλείνει ταυτόχρονα με τον εξωτερικό (σχήματα 3.35, 3.39). Με άλλα λόγια, συνεργάζονται σαν να ήταν ένας μεταγωγικός διακόπτης. Αρχικά ο εξωτερικός είναι ανοιχτός και ο εσωτερικός κλειστός κι έτσι ο αντιστροφέας με το φίλτρο συνδέονται σε ωμικό φορτίο και όχι στο δίκτυο. Για t=0,08s, οι δύο διακόπτες αλλάζουν κατάσταση, οπότε το ωμικό φορτίο αποσυνδέεται και αποκαθίσταται σύνδεση με το δίκτυο. Σχήμα 3.39: Εσωτερικό του block Inverter_kai_filtro -Παλμοδότηση μέσω του ελέγχου κλειστού βρόχου Το PQ Control είναι υπεύθυνο για την παλμοδότηση των ημιαγωγικών στοιχείων τόσο σε ανοιχτό όσο και σε κλειστό βρόχο και το εσωτερικό του δίνεται στην ακόλουθη Σχήμα. Αφού έχει συνδεθεί το δίκτυο για t=0,08s, εφαρμόζεται ο έλεγχος για t=0,1s μέσω των μεταγωγικών διακοπτών με κόκκινο χρώμα. Η μονοφασική ενεργός ισχύς ( Isxys_P ) και η άεργος ισχύς ( Isxys_Q ) που προκύπτουν από τον υπολογισμό μέσω του μετασχηματισμού Park φαίνονται με γαλάζιο και συγκρίνονται η καθεμία με μια τιμή αναφοράς που ρυθμίζεται εξωτερικά και μπορεί να μεταβάλλεται. Έτσι, ως αναφορά για την άεργο ισχύ τίθεται Qref=0, ώστε η τάση και το ρεύμα στην έξοδο του μετασχηματιστή να είναι συμφασικά. Όσον αφορά την ενεργό ισχύ, μπορούν να δημιουργηθούν διάφορα προφίλ μεταβολής της, ώστε να διαπιστωθεί η απόκριση του ελέγχου σε διάφορες περιπτώσεις. Σε αυτό που επιλέχτηκε (Σχήμα 3.40), αρχικά για t=0,1s ζητείται το σύστημα να αποδώσει την ονομαστική ισχύ της 86

105 ανεμογεννήτριας (1000W). Στη συνέχεια, υποτίθεται μια μεγάλη πτώση της έντασης του ανέμου για t=0,7s, οπότε η ισχύς που πρέπει να αποδοθεί είναι 200W και τέλος για t=1,8s, απαιτείται ροή ισχύος 600W. Σχήμα 3.40: Μεταβολή της αναφοράς ενεργού ισχύος Το σφάλμα που προκύπτει από τη σύγκριση των δύο σημάτων περνά από έναν PI ελεγκτή. Με τη μέθοδο Ziegler-Nichols και ύστερα από αρκετές προσομοιώσεις, προέκυψαν και για τους δύο ελεγκτές: 87

106 Σχήμα 3.41: Μοντέλο του ελέγχου της ενεργού και αέργου ισχύος 88

107 Τα σήματα εξόδου των PI ελεγκτών, που είναι dc στάθμες αφού και τα μεγέθη εισόδου είναι συνεχή, πολλαπλασιάζονται με ημίτονα αναφοράς πλάτους 1 και συχνότητας 50Hz. Τα ημίτονα αυτά έχουν διαφορά φάσης 90 ο μεταξύ τους, ώστε τα σήματα που προκύπτουν να είναι κάθετα μεταξύ τους και να σχηματίζουν τρίγωνο ισχύος. Στη συνέχεια, η συνιστώσα του PI ελεγκτή της ενεργού ισχύος (με πράσινο), του PI ελεγκτή της αέργου ισχύος (με πορτοκαλί) και του αρχικού m a για το συγχρονισμό με το δίκτυο (με καφέ) αθροίζονται, ώστε να αποτελέσουν ένα ενιαίο ημιτονοειδές σήμα αναφοράς. Τα ημίτονα για τις άλλες δύο φάσεις προκύπτουν με μετατόπιση του ενιαίου σήματος αναφοράς κατά 120 ο και 240 ο αντίστοιχα μέσω του block Transport Delay. Τα ημίτονα συγκρίνονται με τριγωνική κυματομορφή συχνότητας 19950Hz και οι παλμοί που προκύπτουν οδηγούνται στα ημιαγωγικά στοιχεία. Με το block Multimeter (Σχήμα 3.42) δίνεται η δυνατότητα απεικόνισης κυματομορφών τάσεων και ρευμάτων που αφορούν το μετασχηματιστή και τον αντιστροφέα, ενώ με βολτόμετρα και αμπερόμετρα σε κατάλληλες θέσεις μπορούν να αναπαρασταθούν τα ηλεκτρικά μεγέθη σε διάφορα σημεία του κυκλώματος. Σχήμα 3.42: Δυνατότητα επισκόπησης διαφόρων μεγεθών του συστήματος μέσω του Multimeter Τα σήματα αναφοράς έχουν κάθε φορά πλάτος ίσο με ma, οπότε αρχικά το πλάτος τους είναι m a =0,42 και όταν εφαρμόζεται ο έλεγχος μεταβάλλεται ανάλογα με τις απαιτήσεις σε ισχύ. Όπως φαίνεται και στο σχήμα 3.43, για τη μέγιστη ισχύ των 1000W, το m a φτάνει στη μέγιστη τιμή του που είναι 0,82. Για μικρότερη ισχύ μειώνεται η τιμή του m a ενώ για 89

108 μεγαλύτερη αυξάνεται. Την ίδια συμπεριφορά ακολουθεί και η γωνία δ (Σχήμα 3.44), όπως προσδιορίστηκε στην ενότητα και υπολογίστηκε στην Οι μέγιστες τιμές των m a, δ που υπολογίστηκαν στην είναι λίγο μικρότερες σε σχέση με αυτές που προκύπτουν από την προσομοίωση. Για την εξαγωγή των βασικών εξισώσεων ελέγχου, θεωρήθηκε ότι η μεταβολή της γωνίας δ είναι αποκλειστικά υπεύθυνη για τη μεταβολή της αέργου ισχύος και αντίστοιχα η μεταβολή του m a για τη ρύθμιση της ενεργού ισχύος. Κάτι τέτοιο στην πραγματικότητα δεν ισχύει και οι δύο μεταβλητές ελέγχου είναι αλληλένδετες με αποτέλεσμα οι έξοδοι και των δύο PI ελεγκτών να επηρεάζουν την τιμή των m a, δ, δηλαδή την τελική τιμή της ενεργού και αέργου ισχύος. Σχήμα 3.43: Μεταβολή των ημιτόνων αναφοράς για την παραγωγή παλμών Σχήμα 3.44: Μεγέθυνση των ημιτόνων αναφοράς για την παραγωγή παλμών 90

109 Σχήμα 3.45: Μεταβολή της γωνίας δ Η πραγματική ενεργός και άεργος ισχύς που εγχέεται σε κάθε φάση του δικτύου σε σχέση με την τιμή αναφοράς απεικονίζονται στο σχήμα 3.46 με πράσινο και μπλε χρώμα αντίστοιχα. Είναι φανερό ότι η αποδιδόμενη ισχύς ακολουθεί την αναφορά αλλά όχι ακαριαία. Ο χρόνος μετάβασης από τη μία τελική κατάσταση στην άλλη εξαρτάται από τις χρονικές σταθερές του συνολικού συστήματος αλλά και από τις τιμές των k p, k i των ελεγκτών. Όσο το k i αυξάνεται, τόσο η μεταβατική απόκριση μειώνεται και το σύστημα γίνεται πιο γρήγορο, αλλά αυξάνεται και η πιθανότητα να συμβούν υπερυψώσεις, άρα μειώνεται η αξιοπιστία του συστήματος. Επιπλέον, στην πράξη η ανεμογεννήτρια δεν ανταποκρίνεται άμεσα στις αλλαγές της έντασης του ανέμου λόγω αδράνειας. Όσον αφορά την άεργο ισχύ, στο σχήμα 3.47 παρατηρούνται υπερυψώσεις τις χρονικές στιγμές αλλαγής της τιμής αναφοράς της ενεργού ισχύος. Αυτό οφείλεται στη μεγάλη τιμή του k i, η οποία σκόπιμα επιλέχτηκε έτσι ώστε το σύστημα να αποκρίνεται αρκετά γρήγορα. Επίσης, υφίστανται μικρές ταλαντώσεις γύρω από την τιμή των 2 Var, δηλαδή υπάρχει ένα μόνιμο σφάλμα μικρής και άρα αποδεκτής τιμής. Αυτό συμβαίνει λόγω του μη καλού συντονισμού των δύο PI ελεγκτών και της αλληλένδετης σχέσης τους που περιγράφηκε πιο πάνω. Το σφάλμα αυτό αντανακλάται και στην διαφορά φάσης της τάσης και του ρεύματος στην πλευρά του δικτύου (Σχήμα 3.48). Το επιθυμητό είναι αυτή η διαφορά φάσης να είναι μηδενική, ώστε η άεργος ισχύς που εγχέεται στο δίκτυο να είναι επίσης μηδενική. 91

110 Σχήμα 3.46: Ενεργός ισχύς αναφοράς (μπλε) και μετρούμενη ενεργός ισχύς ανά φάση προς το δίκτυο (πράσινο) Σχήμα 3.47: Άεργος ισχύς αναφοράς (μπλε) και μετρούμενη άεργος ισχύς ανά φάση προς το δίκτυο (πράσινο) Σχήμα 3.48: Διαφορά φάσης τάσης και ρεύματος στην πλευρά του δικτύου Λόγω μεταβολής του συντελεστή διαμόρφωσης πλάτους μεταβάλλεται ανάλογα και η τάση στο πρωτεύον του μετασχηματιστή (Σχήμα 3.49), άρα και το ρεύμα του πρωτεύοντος (Σχήμα 92

111 3.50). Το ρεύμα στο πρωτεύον είναι πολύ μικρό όταν ο αντιστροφέας είναι συνδεδεμένος με το δίκτυο (μέχρι t=0,1s), ενώ έχει πλάτος 26,7 Α για τη μέγιστη μεταβολή του m a. Σχήμα 3.49: Τάση πρωτεύοντος του μετασχηματιστή Σχήμα 3.50: Ρεύμα πρωτεύοντος του μετασχηματιστή Σχήμα 3.51: Διαφορά φάσης τάσης-ρεύματος στο πρωτεύον του μετασχηματιστή Αφού αλλάζει το ρεύμα στο πρωτεύον του μετασχηματιστή, θα αλλάζει ομοίως και το ρεύμα μαγνήτισής του (Σχήμα 3.52). Στο σχήμα 3.53 δίνεται η τιμή του ως προς το ρεύμα στο 93

112 πρωτεύον. Όπως είναι φανερό, αρχικά το ρεύμα μαγνήτισης είναι περίπου το 90% του ρεύματος πρωτεύοντος. Αυτό συμβαίνει, γιατί το δευτερεύον του μετασχηματιστή είναι εν κενώ, αφού ο διακόπτης διασύνδεσης είναι ανοιχτός. Στη συνέχεια, όταν κλείνει ο διακόπτης, το ρεύμα μαγνήτισης αποτελεί το 70% του ρεύματος στο πρωτεύον, δηλαδή αρκετά μεγάλο ποσοστό, αφού λόγω σχεδόν μηδενικής διαφοράς δυναμικού στα άκρα της γραμμής διασύνδεσης, ρέει στην έξοδο του μετασχηματιστή μικρό ρεύμα, όπως εξηγήθηκε και πιο πάνω, άρα και στην είσοδο. Στη συνέχεια, το ποσοστό του ρεύματος μαγνήτισης μεταβάλλεται ανάλογα με τις απαιτήσεις σε ισχύ και παραμένει σε χαμηλές τιμές λόγω της μεγάλης επαγωγής μαγνήτισης. Σχήμα 3.52: Ρεύμα μαγνήτισης του μετασχηματιστή Σχήμα 3.53: Ποσοστό ρεύματος μαγνήτισης ως προς το ρεύμα πρωτεύοντος του μετασχηματιστή Το ρεύμα μέσα από το διακόπτη και την αντιπαράλληλη δίοδο (σχήματα 3.54, 3.55) είναι ίδιας μορφής όπως στην ενότητα Η περιβάλλουσα της κυματομορφής αντανακλά τη μεταβατική απόκριση του συστήματος ελέγχου. 94

113 Σχήμα 3.54: Ρεύμα στο παράλληλο κύκλωμα του IGBT και της διόδου Σχήμα 3.55: Μεγέθυνση του ρεύματος στο παράλληλο κύκλωμα του IGBT και της διόδου Το ρεύμα εισόδου του αντιστροφέα απεικονίζεται στο σχήμα Όταν άγουν οι διακόπτες, το ρεύμα ρέει από την πηγή τροφοδοσίας προς τον αντιστροφέα, ενώ όταν άγουν οι αντιπαράλληλες δίοδοι, ενέργεια επιστρέφει προς την πηγή τροφοδοσίας και το ρεύμα εισόδου λαμβάνει αρνητικές τιμές. Σχήμα 3.56: Ρεύμα εισόδου του αντιστροφέα 95

114 3.3.2 ΠΡΟΣΟΜΟΙΩΣΗ ΚΛΕΙΣΤΟΥ ΒΡΟΧΟΥ ΜΕ ΜΕΤΑΒΑΛΛΟΜΕΝΗ DC ΠΗΓΗ ΤΡΟΦΟΔΟΣΙΑΣ ΤΟΥ INVERTER Όπως εξηγήθηκε και στις ενότητες 2.3.3, 2.4.3, ο ανυψωτής τάσης του συστήματος ανιχνεύει το σημείο μέγιστης ισχύος για δεδομένη ταχύτητα ανέμου. Κατά αυτόν τον τρόπο, η τάση στην έξοδό του ανυψώνεται μεν αλλά δε διατηρείται σταθερή. Στην προσομοίωση, ο ανυψωτής τάσης θεωρείται ως μια ελεγχόμενη πηγή ρεύματος. Η τάση του πυκνωτή εισόδου του αντιστροφέα μετράται και συγκρίνεται με την τιμή των 120V. Το σφάλμα που προκύπτει περνά από έναν PI ελεγκτή και το σήμα εξόδου του αποτελεί την ισχύ αναφοράς Pref. Συνεπώς, το συνολικό σύστημα περιλαμβάνει τρεις PI ελεγκτές: έναν εξωτερικό που δίνει την ισχύ αναφοράς και δύο εσωτερικούς που ρυθμίζουν την πραγματική και άεργο ισχύ που εγχέεται τελικώς στο δίκτυο. Από το σχήμα 3.35, το πορτοκαλί υποσύστημα Inverter kai filtro τροποποιείται όπως δείχνει το σχήμα Η dc πηγή του αντιστροφέα αντικαθίσταται από το ροζ Subsystem1 και το Pref από το κόκκινο Subsystem. Σχήμα 3.57: Μοντέλο του συστήματος με τον ανυψωτή τάσης προσομοιωμένο ως πηγή ρεύματος Το Subsystem1 αποτελείται, όπως φαίνεται στο σχήμα 3.58, από μία πηγή ρεύματος, που στην ουσία προσομοιώνει τη λειτουργία του μετατροπέα ανύψωσης τάσης, και ένα πυκνωτή παράλληλα των 50mF που αποτελεί τον πυκνωτή εισόδου του αντιστροφέα. Αρχικά, το ρεύμα από τον Boost φορτίζει τον πυκνωτή μέχρι τα 120V. Όσο πιο μεγάλη τιμή έχει το ρεύμα, τόσο πιο γρήγορα φορτίζεται ο πυκνωτής. Για να μειωθεί ο χρόνος προσομοίωσης, το ρεύμα αρχικά θεωρήθηκε το μέγιστο δυνατό, δηλαδή αυτό που αντιστοιχεί στην ονομαστική ισχύ του 1kW και υπολογίζεται ως: 96

115 Ο χρόνος που απαιτείται για να φορτιστεί ο πυκνωτής των 50mF από τα 0V στα 120V υπολογίζεται από την εξίσωση: (3.14) Συνεπώς, ο αντιστροφέας συνδέεται με το δίκτυο για t=0,75s και εφαρμόζεται ο έλεγχος κλειστού βρόχου. Για να δειχθούν οι πιθανές μεταβολές στην ισχύ που δίνει ο μετατροπέας ανύψωσης (Boost), μεταβάλλεται το ρεύμα της πηγής, όπως δείχνει το σχήμα Σχήμα 3.58: Μοντελοποίηση του ανυψωτή τάσης ως πηγή ρεύματος Σχήμα 3.59: Μεταβολή του ρεύματος που δίνει ο ανυψωτής τάσης (Boost) Το κόκκινο block αποτελεί τον εξωτερικό PI ελεγκτή (Σχήμα 3.60), του οποίου τα κέρδη βρέθηκαν με δοκιμές. Το σήμα που προκύπτει διαιρείται δια τρία, ώστε να προκύψει η 97

116 αντίστοιχη μονοφασική ισχύς αναφοράς που θα τροφοδοτήσει τον εσωτερικό PI ελεγκτή της ενεργού ισχύος. Σχήμα 3.60: PI ελεγκτής για τη σταθεροποίηση της τάσης εισόδου του αντιστροφέα Όπως φαίνεται στο σχήμα 3.61, η τάση του πυκνωτή φορτίζεται μέχρι τα 120V και στη συνέχεια κρατείται σχεδόν σταθερή μέσω του ελέγχου. Οι μεταβατικές τιμές οφείλονται στη μη ακαριαία απόκριση των ελεγκτών PI, καθώς αλλάζει το ρεύμα που δίνει ο ανυψωτής τάσης, άρα και το Pref (Σχήμα 3.62). Σχήμα 3.61: DC τάση εισόδου του αντιστροφέα Σχήμα 3.62: Ενεργός ισχύς αναφοράς ανά φάση 98

117 Η έξοδος των ελεγκτών αποτελεί το ημίτονο αναφοράς (Σχήμα 3.63) με μέγιστο πλάτος το συντελεστή διαμόρφωσης πλάτους ma, ο οποίος μεταβάλλεται συναρτήσει του Pref. Σχήμα 3.63: Ημίτονα αναφοράς για την παραγωγή παλμών προς τον αντιστροφέα Έτσι, η μετρούμενη ενεργός ισχύς (με πράσινο) ακολουθεί την ισχύ αναφοράς (με κόκκινο), όπως φαίνεται στο σχήμα 3.64, και η άεργος διατηρείται στο μηδέν (Σχήμα 3.65). Σχήμα 3.64: Ενεργός ισχύς αναφοράς (κόκκινο) και μετρούμενη ενεργός ισχύς προς το δίκτυο ανά φάση (πράσινο) Σχήμα 3.65: Άεργος ισχύς αναφοράς (μπλε) και μετρούμενη άεργος ισχύς προς το δίκτυο ανά φάση (πράσινο) 99

118 Αντίστοιχα με την ενότητα 3.3.1, στις επόμενες εικόνες παρουσιάζονται τα ρεύματα σε διάφορα σημεία του συστήματος. Σχήμα 3.66: Ρεύμα πρωτεύοντος του μετασχηματιστή Το ρεύμα στο πρωτεύον του μετασχηματιστή (Σχήμα 3.66) μέχρι και τη στιγμή της σύνδεσης στο t=0,75s είναι ίσο με το ρεύμα μαγνήτισης του μετασχηματιστή (Σχήμα 3.67), το οποίο μεταβάλλεται γραμμικά, καθώς κατά τον ίδιο τρόπο αυξάνεται η τάση του πυκνωτή στην είσοδο του αντιστροφέα. Σχήμα 3.67: Ρεύμα μαγνήτισης του μετασχηματιστή Σχήμα 3.68: Ρεύμα δευτερεύοντος του μετασχηματιστή 100

119 3.4 ΠΡΟΣΟΜΟΙΩΣΗ ΣΥΝΟΛΙΚΟΥ ΣΥΣΤΗΜΑΤΟΣ Στην ενότητα αυτή προσομοιώνεται το συνολικό σύστημα, συμπεριλαμβάνοντας τους ελέγχους του ανυψωτή τάσης και του αντιστροφέα. Έτσι, όπως φαίνεται στο σχήμα 3.69, το συνολικό σύστημα αποτελείται από τον ανεμοκινητήρα (πετρόλ), τη σύγχρονη γεννήτρια μόνιμων μαγνητών (μωβ), την ανορθωτική γέφυρα (λαδί), το μετατροπέα ανύψωσης τάσης (γκρι), τον πυκνωτή διασύνδεσης (dc link) στα 50mF, τον τριφασικό αντιστροφέα με το τριφασικό φίλτρο (πορτοκαλί), τον τριφασικό μετασχηματιστή (γαλάζιο), το διακόπτη διασύνδεσης (κίτρινο) και το δίκτυο (πράσινο). Η εκτίμηση της ενεργού και αέργου ισχύος που εγχέονται στο δίκτυο γίνεται μέσω του μετασχηματισμού Park που υλοποιείται στο κόκκινο block, όπως δείχθηκε και στην προηγούμενη ενότητα. Σχήμα 3.69: Μοντελοποίηση συνολικού συστήματος διασύνδεσης ανεμογεννήτριας με το δίκτυο χαμηλής τάσης 101

120 Η αναλυτική και πλήρης περιγραφή αυτού του συστήματος γίνεται στη διπλωματική του συνάδελφου Ιωάννη Γκαρτζώνη [14], ωστόσο για λόγους πληρότητας, κρίνεται αναγκαία μια σύντομη παρουσίαση των επιμέρους blocks. Το μοντέλο του ανεμοκινητήρα (πετρόλ), του οποίου το εσωτερικό παρουσιάζεται στο σχήμα 3.70, δέχεται ως είσοδο την ταχύτητα του ανέμου, την ταχύτητα περιστροφής της ανεμογεννήτριας, καθώς και τη γωνία των πτερυγίων. Επειδή η συγκεκριμένη ανεμογεννήτρια δε διαθέτει pitch control, η γωνία επιλέγεται ίση με 0 ο. Η ταχύτητα του ανέμου επιλέγεται ίση με 11,6m/s, ενώ η ταχύτητα της ανεμογεννήτριας δίνεται από το επόμενο μοντέλο της σύγχρονης μηχανής μόνιμων μαγνητών. Η έξοδος του ανεμοκινητήρα είναι η ροπή που εφαρμόζεται στον άξονα της ανεμογεννήτριας. Όλα τα μεγέθη είναι σε per unit σύστημα. Σχήμα 3.70: Εσωτερικό του μοντέλου του ανεμοκινητήρα Η ανεμογεννήτρια (μωβ) δέχεται ως είσοδο τη ροπή που παράγει ο ανεμοκινητήρας. Μέσω του block που παρέχει το Simulink του Matlab (Σχήμα 3.71) δίνεται η δυνατότητα επισκόπησης διαφόρων μεγεθών που αφορούν τη μηχανή, όπως τα ρεύματα του στάτη τόσο σε abc όσο και σε dq σύστημα, οι τάσεις σε dq σύστημα, η ηλεκτρομαγνητική ροπή και η ταχύτητα του δρομέα, η οποία ανατροφοδοτείται στον ανεμοκινητήρα. Σχήμα 3.71: Εσωτερικό του μοντέλου της σύγχρονης γεννήτριας μόνιμων μαγνητών Η έξοδος της ανεμογεννήτριας συνδέεται με την ανορθωτική γέφυρα (λαδί), η οποία απεικονίζεται στο σχήμα 3.72, και αποτελείται από έξι διόδους, δηλαδή είναι μη ελεγχόμενη. 102

121 Σχήμα 3.72: Εσωτερικό του μοντέλου της ανορθωτικής γέφυρας Η ανορθωτική γέφυρα μετατρέπει την εναλλασσόμενη τάση της γεννήτριας σε συνεχή τάση, η οποία αποτελεί την είσοδο του ανυψωτή τάσης (γκρι) που φαίνεται στο σχήμα Η παλμοδότηση (γαλάζιο) του ανυψωτή τάσης γίνεται μέσω του ελέγχου MPPT (πορτοκαλί), ώστε η ανεμογεννήτρια να δουλεύει συνεχώς στο σημείο μέγιστης ισχύος ανάλογα με την ταχύτητα του ανέμου (Σχήμα 3.74). Σχήμα 3.73: Εσωτερικό του μοντέλου του μετατροπέα ανύψωσης τάσης Σχήμα 3.74: Έλεγχος MPPT του ανυψωτή τάσης Ο μετατροπέας ανύψωσης τάσης συνδέεται μέσω του dc link (πυκνωτής 50mF) με το υπόλοιπο σύστημα που αναλύθηκε και σε προηγούμενη ενότητα και αποτελείται από τον 103

122 τριφασικό αντιστροφέα με τον έλεγχό του, το φίλτρο, το μετασχηματιστή και τη σύνδεση με το δίκτυο. Σε αυτήν την προσομοίωση, τα στοιχεία του μετασχηματιστή και του φίλτρου αλλάζουν. Ο πραγματικός μετασχηματιστής και το φίλτρο που κατασκευάστηκαν παρουσιάζουν διαφορετικά χαρακτηριστικά από τα αντίστοιχα θεωρητικά, όπως θα αναλυθεί στο επόμενο κεφάλαιο, και για το λόγο αυτό στην προσομοίωση εισήχθησαν τα πραγματικά στοιχεία που φαίνονται στο σχήμα Η αλλαγή αυτή, καθώς και η σύνδεση με το μετατροπέα ανύψωσης τάσης, την ανορθωτική γέφυρα και τη γεννήτρια, επηρεάζουν τις τιμές των κερδών των PI ελεγκτών (σχήματα 3.76, 3.77), οι οποίες επαναπροσδιορίζονται με δοκιμές. Σχήμα 3.75: Εισαγωγή των πραγματικών στοιχείων του μετασχηματιστή στο έτοιμο μοντέλο του Simulink 104

123 Σχήμα 3.76: Έλεγχος κλειστού βρόχου για την ενεργό και άεργο ισχύ προς το δίκτυο 105

124 Σχήμα 3.77: PI ελεγκτής της τάσης στον πυκνωτή διασύνδεσης Αρχικά, η ισχύς που παρέχεται μέσω της ανεμογεννήτριας και του μετατροπέα ανύψωσης τάσης χρησιμοποιείται για να φορτίσει τον πυκνωτή διασύνδεσης μέχρι τα 120V. Για ρεύμα 3Α, ο χρόνος φόρτισης του πυκνωτή θα είναι από τη σχέση (3.14): Για να μειωθεί ο χρόνος της προσομοίωσης και ο όγκος των δεδομένων που χρειάζεται να αποθηκευτούν στον υπολογιστή, ο πυκνωτής διασύνδεσης θεωρείται αρχικά φορτισμένος στα 110V και φορτίζεται μέχρι τα 120V, οπότε απαιτείται χρόνος: Λόγω της αδράνειας του συνολικού συστήματος, η φόρτιση του πυκνωτή ξεκινά στο t=0,04s, άρα θεωρείται πλήρως φορτισμένος στο t=0,167+0,04=0,2067s. Συνεπώς, ο διακόπτης διασύνδεσης με το δίκτυο κλείνει για t=0,21s και εφαρμόζεται ο έλεγχος κλειστού βρόχου για σταθεροποίηση της τάσης του πυκνωτή στην είσοδο και απόδοση της ισχύος που παρέχει η ανεμογεννήτρια προς το δίκτυο. Όπως φαίνεται στο σχήμα 3.78, η τάση του πυκνωτή αρχικά ξεπερνά την τιμή των 120V ανάλογα με την απόκριση του PI ελεγκτή και στη συνέχεια επανέρχεται σε αυτήν την τιμή. Σχήμα 3.78: Τάση του πυκνωτή διασύνδεσης του Boost με τον αντιστροφέα 106

125 Οι στροφές της ανεμογεννήτριας δίνονται στο διάγραμμα του σχήματος Λόγω της αδράνειας της μηχανής, η ταχύτητα καθυστερεί κάποιο χρονικό διάστημα μέχρι να λάβει την τελική της τιμή. Σχήμα 3.79: Ταχύτητα περιστροφής του δρομέα της ανεμογεννήτριας Τα ημίτονα αναφοράς έχουν αρχικά πλάτος ίσο με ma=0,4203 προς σύνδεση με το δίκτυο, ενώ στη συνέχεια ο συντελεστής διαμόρφωσης πλάτους υπαγορεύεται από τον έλεγχο ενεργού και αέργου ισχύος, όπως απεικονίζεται και στο σχήμα Σχήμα 3.80: Ημίτονα αναφοράς για την παραγωγή παλμών στον αντιστροφέα Οι τάσεις στο πρωτεύον και δευτερεύον του μετασχηματιστή αυξάνονται (σχήματα 3.81, 3.82 αντίστοιχα), καθώς αυξάνεται η τάση στον πυκνωτή εισόδου του αντιστροφέα, ενώ όταν κλείνει ο διακόπτης διασύνδεσης και εφαρμόζεται ο έλεγχος, παραμένουν σταθερές. 107

126 Σχήμα 3.81: Τάση πρωτεύοντος του μετασχηματιστή Σχήμα 3.82: Τάση δευτερεύοντος του μετασχηματιστή Αντίστοιχα είναι και τα ρεύματα στο πρωτεύον και δευτερεύον του μετασχηματιστή, όπως φαίνονται στα σχήματα 3.83, Μέχρι να κλείσει ο διακόπτης διασύνδεσης, το δευτερεύον είναι εν κενώ, οπότε το ρεύμα πρωτεύοντος αποτελεί ουσιαστικά το ρεύμα μαγνήτισης (Σχήμα 3.85). Σχήμα 3.83: Ρεύμα πρωτεύοντος του μετασχηματιστή 108

127 Σχήμα 3.84: Ρεύμα δευτερεύοντος του μετασχηματιστή Σχήμα 3.85: Ρεύμα μαγνήτισης του μετασχηματιστή Μέσω του ελέγχου MPPT που εκτελεί ο ανυψωτής τάσης, διαμορφώνεται ο λόγος κατάτμησης δ (Σχήμα 3.86) και συνεπώς και η παλμοδότησή του (Σχήμα 3.87), η οποία επιλέχτηκε να έχει συχνότητα 50kHz. Σχήμα 3.86: Λόγος κατάτμησης του μετατροπέα ανύψωσης τάσης 109

128 Σχήμα 3.87: Παλμοί προς το ημιαγωγικό στοιχείο του ανυψωτή τάσης Tο ρεύμα στην έξοδο του ανυψωτή τάσης, δηλαδή το ρεύμα που διοχετεύεται στον πυκνωτή διασύνδεσης, είναι περίπου στα 3Α, όπως φαίνεται στο σχήμα Σχήμα 3.88: Ρεύμα εξόδου του μετατροπέα ανύψωσης τάσης Η τάση στον πυκνωτή είναι και η τάση εξόδου του μετατροπέα ανύψωσης τάσης, οπότε με βάση αυτή και το ρεύμα εξόδου, υπολογίζεται η ισχύς που παρέχει ο μετατροπέας αυτός προς τον αντιστροφέα, που φαίνεται στο σχήμα

129 Σχήμα 3.89: Ισχύς εξόδου του μετατροπέα ανύψωσης τάσης Στην έξοδο του αντιστροφέα, η ενεργός ισχύς θα είναι ίση με αυτή που του προσδίδει ο μετατροπέας ανύψωσης τάσης (Boost), αν ο συντελεστής απόδοσης όλων των συστημάτων θεωρηθεί ίσος με μονάδα (Σχήμα 3.90). Η άεργος ισχύς απαιτείται να παραμένει μηδενική μέσω του ελέγχου. Όπως δείχνει και το σχήμα 3.91, η άεργος ισχύς που παρέχεται στο δίκτυο παρουσιάζει μια κυμάτωση, η τιμή της οποίας είναι αποδεκτή σε σχέση με την ονομαστική ισχύ του 1kW που παρέχει η ανεμογεννήτρια. Σχήμα 3.90: Ενεργός ισχύς αναφοράς (μπλε) και μετρούμενη ενεργός ισχύς προς το δίκτυο ανά φάση (πράσινο) 111

130 Σχήμα 3.91: Άεργος ισχύς αναφοράς (μπλε) και μετρούμενη άεργος ισχύς προς το δίκτυο ανά φάση (πράσινο) Η τάση και το ρεύμα στο δευτερεύον του μετασχηματιστή παρουσιάζουν μια μικρή διαφορά φάσης, όπως φαίνεται στο σχήμα 3.92, καθώς η άεργος ισχύς προς το δίκτυο δεν είναι απόλυτα μηδενική. Σχήμα 3.92: Διαφορά φάσης τάσης-ρεύματος στο δευτερεύον του μετασχηματιστή 112

131 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 4 ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΜΑΓΝΗΤΙΚΩΝ ΣΤΟΙΧΕΙΩΝ ΤΟΥ ΣΥΣΤΗΜΑΤΟΣ 4.1 ΥΠΟΛΟΓΙΣΜΟΣ ΚΑΙ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΤΟΥ ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΥ ΠΗΝΙΟΥ ΤΟΥ ΦΙΛΤΡΟΥ Όπως υπολογίστηκε στην ενότητα 2.7.3, για την ορθή λειτουργία του συστήματος το πηνίο του φίλτρου θα πρέπει να είναι L=1,36mH. Στην πράξη, όμως, επιλέχθηκε να κατασκευαστεί πηνίο των 2mH, ώστε η περιοχή ρύθμισης της γωνίας δ να είναι αρκετά μεγάλη και να επιτυγχάνεται εύκολα η ρύθμιση της ενεργού ισχύος, όπως εξηγήθηκε και στην ενότητα Η κατασκευή ενός πηνίου προϋποθέτει την επιλογή κατάλληλου πυρήνα και σύρματος περιέλιξης, ενώ απαιτεί και υπολογισμούς που θα αναλυθούν στη συνέχεια. Οι απώλειες που μπορούν να παρουσιαστούν σε ένα μαγνητικό στοιχείο κατηγοριοποιούνται ως εξής [22]: Απώλειες υστέρησης (hysteresis): Οι απώλειες αυτού του τύπου αντιστοιχούν στο έργο που είναι απαραίτητο προκειμένου να διαγραφεί ο βρόχος υστέρησης του υλικού. Απώλειες δινορρευμάτων (eddy currents-foucault currents): Η μεταβαλλόμενη μαγνητική ροή δημιουργεί κυκλοφορούντα ρεύματα σε όλη την αγώγιμη ύλη του πυρήνα και των τυλιγμάτων. Τα ρεύματα αυτά ονομάζονται δινορρεύματα και συνεισφέρουν στις απώλειες του υλικού. Ο όρος «επιδερμικό φαινόμενο» περιγράφει ένα φαινόμενο το οποίο λαμβάνει χώρα σε ένα πολύ λεπτό επιφανειακό στρώμα του αγώγιμου υλικού. Το επιδερμικό φαινόμενο συναντάται κατά τη μελέτη του χρονικά μεταβαλλόμενου πεδίου μέσα σε αγώγιμα υλικά και ορίζει την απόσβεση που δέχονται τα ηλεκτρομαγνητικά πεδία κατά την είσοδό τους στον αγωγό. Ορίζεται, λοιπόν, το επιδερμικό βάθος δ (skin depth) ως η απόσταση από την επιφάνεια του αγώγιμου υλικού (προς το εσωτερικό του) στην οποία το πλάτος του πεδίου Η γίνεται ίσο προς 1/e (e=2.7183) της τιμής του στην επιφάνεια [27]. Προκειμένου το μαγνητικό πεδίο στο σωληνοειδές πηνίο να είναι μεγάλο, χρησιμοποιούνται πυρήνες που αυξάνουν τη μαγνητική διαπερατότητα του υλικού, όπως φαίνεται και στο σχήμα

132 Σχήμα 4.1: Πηνίο α) χωρίς πυρήνα και β) με πυρήνα Οι πυρήνες που συναντώνται στην κατασκευή ενός πηνίου χωρίζονται, ανάλογα με το υλικό που είναι κατασκευασμένοι, σε πυρήνες φερρίτη και σιδήρου. Η πρώτη κατηγορία πυρήνων χρησιμοποιείται κατά κύριο λόγο σε εφαρμογές με υψηλές συχνότητες, καθώς παρουσιάζουν μικρή ηλεκτρική αγωγιμότητα και έτσι περιορίζονται οι απώλειες δινορρευμάτων. Ωστόσο, η μέγιστη τιμή της μαγνητικής επαγωγής B κυμαίνεται στα 0,7 Tesla με αποτέλεσμα ο πυρήνας να μπορεί εύκολα να οδηγηθεί στον κορεσμό, μια κατάσταση στην οποία ο πυρήνας δεν έχει τη δυνατότητα να αποθηκεύσει παραπάνω ενέργεια από αυτή που έχει ήδη αποθηκευμένη. Το αποτέλεσμα στην περίπτωση αυτή είναι η συνεχής αύξηση του ρεύματος που διαρρέει τα τυλίγματα του πηνίου και συνεπώς η αύξηση της θερμοκρασίας του υλικού, που οδηγεί σε αύξηση των απωλειών. Από την άλλη πλευρά, οι πυρήνες σιδήρου έχουν μεγάλες τιμές μαγνητικής επαγωγής, αλλά οι απώλειες που παρουσιάζουν είναι αυξημένες με αποτέλεσμα να προτιμώνται σε εφαρμογές με χαμηλές συχνότητες. Για να περιοριστούν οι απώλειες λόγω δινορρευμάτων στους πυρήνες σιδήρου, κατασκευάζονται συνήθως από λεπτά ελάσματα μονωμένα μεταξύ τους. Έτσι, τα δινορρεύματα που δημιουργούνται περιορίζονται σε κάθε έλασμα ξεχωριστά, παρά σε ολόκληρο το πυρήνα [22], όπως δείχνει το σχήμα 4.2. Το πάχος κάθε ελάσματος είναι μικρότερο από το επιδερμικό βάθος, συνεπώς το ρεύμα συναντά μικρότερη αντίσταση, με αποτέλεσμα να μειώνεται η θερμότητα που οφείλεται στην ύπαρξη των δινορρευμάτων. 114

133 Σχήμα 4.2: Δινορρεύματα σε πυρήνα σιδήρου α) συμπαγή και β) ελασματοποιημένο Από όλα τα παραπάνω συνάγεται το συμπέρασμα ότι κατάλληλος πυρήνας για τη συγκεκριμένη εφαρμογή είναι αυτός από φερρίτη, καθώς η διακοπτική συχνότητα λειτουργίας είναι μεγάλη (20kHz). Στην πραγματικότητα, όμως, το πηνίο που κατασκευάστηκε αποτελείται από πυρήνα σιδήρου. Οι λόγοι που οδήγησαν σε αυτήν την επιλογή εξηγούνται ακολούθως μέσω αριθμητικών αποτελεσμάτων. Οι πυρήνες φερρίτη διατίθενται στην αγορά σε διάφορα μεγέθη και σχήματα, όπως E, I, U κτλ. Από αυτά επιλέγεται πυρήνας τύπου Ε γιατί το σχήμα αυτό επιτρέπει εύκολη περιέλιξη και στιβαρότητα. Ο μεγαλύτερος δυνατός πυρήνας που υπάρχει στο εμπόριο είναι ο Ε80 με διαστάσεις και μεγέθη που φαίνονται στο σχήμα 4.3 [28]. Σχήμα 4.3: Στοιχεία πυρήνα φερρίτη Ε80 υλικού 3C90 115

134 Η τιμή της επαγωγής του πηνίου δίνεται από τη σχέση [29]: [ ] (4.1) όπου: le: ενεργό μήκος πυρήνα μ eff : ενεργή σχετική μαγνητική διαπερατότητα του υλικού Αe: ενεργή επιφάνεια του πυρήνα Ν: αριθμός σπειρών του πηνίου Η ενεργή σχετική μαγνητική διαπερατότητα του πυρήνα είναι ίση με τη σχετική μαγνητική διαπερατότητα του υλικού μ r, η οποία εξαρτάται σε μεγάλο βαθμό από τη θερμοκρασία [30], [31]. Στο σχήμα 4.4 φαίνεται η εξάρτηση της μαγνητικής διαπερατότητας από τη θερμοκρασία για το υλικό 3C90 από το οποίο είναι κατασκευασμένος ο πυρήνας Ε80. Σχήμα 4.4: Μεταβολή μαγνητικής διαπερατότητας συναρτήσει της θερμοκρασίας [30] Με την εισαγωγή διακένου είναι δυνατή η απευαισθητοποίηση της διαπερατότητας από τη θερμοκρασία. Όσο το μήκος του διακένου αυξάνεται, τόσο η κλίση του βρόχου υστέρησης μικραίνει, όπως φαίνεται στο σχήμα 4.5, με αποτέλεσμα η τιμή του πηνίου να μεταβάλλεται σε μικρότερο εύρος [29]. Σχήμα 4.5: Βρόχος υστέρησης α) χωρίς διάκενο και β) με διάκενο 116

135 (4.2) (4.3) Επειδή η σχετική μαγνητική διαπερατότητα είναι πολύ μεγάλη (μ r >>1), θα ισχύει: Επομένως, η (4.8) γίνεται: (4.4) (4.5) Η μαγνητική επαγωγή του πηνίου θα είναι: (4.6) με I peak : η μέγιστη τιμή του ρεύματος που διαρρέει το πηνίο Στην κατασκευή του πηνίου χρησιμοποιείται σύρμα Litz, το οποίο αποτελείται από συνεστραμμένα καλώδια. Έτσι, μειώνεται το επιδερμικό βάθος, συνεπώς και οι απώλειες λόγω δινορρευμάτων. Αν υποτεθεί πυκνότητα ρεύματος J=5A/mm 2 και Ι rms =21 A, τότε η επιφάνεια χαλκού που απαιτείται είναι: (4.7) Αν επιλεχθεί καλώδιο διαμέτρου d=0,71mm και θεωρηθεί κυκλικό, τότε η διατομή του είναι: (4.8) Επομένως, ο αριθμός των κλώνων για την κατασκευή του σύρματος Litz είναι: (4.9) Οι σπείρες περιελίσσονται σε ένα καλούπι που ονομάζεται μπομπίνα ή καρκάσα, το οποίο τοποθετείται μέσα στον πυρήνα. Έτσι, ο συντελεστής πλήρωσης του παραθύρου του πυρήνα δεν είναι μοναδιαίος, γιατί αφενός η μπομπίνα καταλαμβάνει χώρο μέσα στο παράθυρο και αφετέρου οι σπείρες διατάσσονται κυκλικά μέσα στην μπομπίνα που είναι τετράγωνη με αποτέλεσμα να υπάρχουν μικρά κενά. Έτσι, θεωρώντας πρακτικά ένα συντελεστή πλήρωσης ίσο με 0,4, ο αριθμός των σπειρών που χωράνε θεωρητικά μέσα στον επιλεγμένο πυρήνα είναι: 117

136 (4.10) με A w : επιφάνεια παραθύρου του πυρήνα. Το ενεργό μήκος του πυρήνα δίνεται από το τεχνικό φυλλάδιο για τον Ε80 ως l e =184mm και η ενεργή επιφάνειά του είναι A e =390mm 2. Η επιφάνεια του παραθύρου του πυρήνα, με βάση τις διαστάσεις του, προκύπτει: Άρα, από την (4.10), οι θεωρητικές σπείρες είναι: Από τη σχέση (4.7) σε συνδυασμό με την (4.9), υπολογίζονται οι σπείρες που χρειάζονται για την κατασκευή πηνίου των 2mH. (4.11) Για διάκενο lg=1,4mm, προκύπτει από τη (4.12) ότι απαιτούνται N=76 σπείρες, αριθμός που είναι μικρότερος από το N θεωρ., άρα χωράνε μέσα στον πυρήνα. Η μαγνητική επαγωγή για αυτό το στοιχείο υπολογίζεται από τη (4.10) ως Β=2,08Tesla. Η τιμή αυτή είναι πολύ μεγαλύτερη από την τιμή κορεσμού του πυρήνα Bsat=0,7 Tesla, συνεπώς οι υπολογισμοί πρέπει να επαναληφθούν. Γενικά, όσο μεγαλώνει το διάκενο, μικραίνει η μέγιστη τιμή της μαγνητικής επαγωγής, αλλά αυξάνονται οι απαιτούμενες σπείρες, όπως φαίνεται ξεκάθαρα και από τις παραπάνω εξισώσεις. Πρέπει, λοιπόν, να υπάρξει ένας συγκερασμός των δύο μεγεθών. Μεταβάλλοντας την τιμή του διακένου, προκύπτει ο παρακάτω πίνακας. 118

137 lg/2 (mm) μe N (σπείρες) N(ακέραιος) B 0,7 131, , , ,9 102, , , , , ,2 76, , , ,4 65, , , ,6 57,5 113, , ,8 51, , , , , , , , ,6 35, , , ,8 32, , , , , , ,7 34, , , ,8 32, , , ,9 31, , , , , , Πίνακας 4.1: Υπολογισμός μεγεθών για πηνίο 2mH στον πυρήνα Ε80 Όπως είναι φανερό, καμία τιμή δεν ικανοποιεί ταυτόχρονα τις απαιτήσεις οι σπείρες να χωράνε στον πυρήνα και να μην υπάρχει κορεσμός. Μια λύση θα ήταν αντί για ένα πηνίο των 2mH να κατασκευαστούν δύο πηνία του 1mH και στη συνέχεια να συνδεθούν εν σειρά. Όπως αποδεικνύεται από τον πίνακα που ακολουθεί, ούτε αυτή η λύση είναι εφικτή, καθώς στον πυρήνα φερρίτη Ε80 (που είναι και ο μεγαλύτερος που υπάρχει) δε χωράει ούτε αυτό το πηνίο με τις προδιαγραφές που τέθηκαν. lg/2 (mm) μe N (σπείρες) N(ακέραιος) B 0,7 131, , , ,9 102, , , , , ,2 76, , , ,4 65, , , ,6 57,5 80, , ,8 51, , , , , , , , ,6 35, , , ,8 32, , , , , , ,7 34, , , ,8 32, , , ,9 31, , , , , , Πίνακας 4.2: Υπολογισμός μεγεθών για πηνίο 1mH στον πυρήνα Ε80 Η λογική που θα μπορούσε να ακολουθηθεί είναι ότι κάθε πηνίο των 2mH να αποτελείται από πολλά επιμέρους πηνία που θα χωρούν στον συγκεκριμένο πυρήνα, αλλά τότε το κόστος 119

138 αυξάνεται πάρα πολύ και η διαδικασία είναι χρονοβόρα. Για το λόγο αυτό, το πηνίο τελικά επιλέχθηκε να κατασκευαστεί με πυρήνα σιδήρου που έχει υψηλότερη τιμή κορεσμού της μαγνητικής επαγωγής. Ο πυρήνας αποτελείται από ελάσματα πάχους 0,55mm, τα οποία έχουν ειδική βαφή που λειτουργεί ως μόνωση και η μέγιστη μαγνητική επαγωγή τους είναι Bsat=1Tesla. Στο σχήμα 4.6 φαίνεται ένα από τα ελάσματα που χρησιμοποιήθηκαν, οι διαστάσεις του οποίου μετρήθηκαν με χάρακα. Σχήμα 4.6: Διαστάσεις ελάσματος σιδήρου του πυρήνα που χρησιμοποιήθηκε για την κατασκευή του πηνίου Η διαδικασία που ακολουθήθηκε για τον πυρήνα φερρίτη εφαρμόζεται ξανά για τον πυρήνα σιδήρου και με βάση τις διαστάσεις του ελάσματος προκύπτουν τα παρακάτω μεγέθη[32]: (4.12) όπου 4cm είναι το πάχος του πυρήνα. Σχήμα 4.7: Απεικόνιση της ενεργής επιφάνειας και του ενεργού μήκους σε πυρήνα τύπου διπλού Ε 120

139 Υποθέτοντας ότι το σύρμα Litz θα αποτελείται από Κ=11 κλώνους διαμέτρου d=0,71mm ο καθένας και ο συντελεστής πλήρωσης ισούται με 0,4, ο μέγιστος αριθμός των σπειρών που χωρούν μέσα στον πυρήνα προκύπτει από τη σχέση (4.11): Το κατάλληλο πάχος διακένου επιλέχθηκε με πειραματικές δοκιμές ίσο με lg=2,4mm, τοποθετώντας μονωτικά χαρτιά πάχους 0,2mm και 0,3mm. Το μονωτικό χαρτί, που φαίνεται και στο σχήμα 4.8, διαπερνά όλο τον πυρήνα, άρα το πάχος του ισοδυναμεί με lg/2. Οι δοκιμές και οι υπολογισμοί βρίσκονται στο παράρτημα Γ. Σχήμα 4.8: Μονωτικά χαρτιά που χρησιμοποιήθηκαν για την εισαγωγή διακένου στον πυρήνα του φίλτρου Συνεπώς, από τις σχέσεις (4.9) και (4.12) υπολογίζονται αντίστοιχα: Για την κατασκευή αρχικά τυλίχθηκαν 55 σπείρες, αλλά διαπιστώθηκε ότι το πηνίο είχε μεγαλύτερη τιμή από την επιθυμητή, οπότε ο τελικός αριθμός των σπειρών μειώθηκε στις Ν=46. Από την (4.10) προκύπτει η μαγνητική επαγωγή του πηνίου, η οποία είναι μικρότερη από την τιμή κορεσμού (0,7145Τ<1Τ). 121

140 Με τον ίδιο τρόπο, κατασκευάστηκαν τρία όμοια πηνία σε μία ενιαία διάταξη που φαίνεται στα σχήματα 4.9, Προκειμένου οι εκάστοτε συνδεσμολογίες και μετρήσεις στα άκρα των πηνίων να πραγματοποιούνται με ευκολία, τοποθετήθηκαν ακροδέκτες σύνδεσης (μπόρνες). Σχήμα 4.9: Τριφασικό φίλτρο 2mH Σχήμα 4.10: Πλαϊνή όψη του τριφασικού φίλτρου 2mH (διακρίνεται το διάκενο στον πυρήνα) 122

141 Στη συνέχεια, εφαρμόζοντας dc τάση και ρεύμα στο πηνίο, προσδιορίστηκε η ωμική του αντίσταση στα R=41mΩ περίπου. DC τάση (V) DC ρεύμα (Α) Αντίσταση R( Ω) 0,167 4,12 0, , , ,355 8,81 0, Πίνακας 4.3: Προσδιορισμός ωμικής αντίστασης του τριφασικού πηνίου των 2mH 4.2 ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΤΟΥ ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΥ ΜΕΤΑΣΧΗΜΑΤΙΣΤΗ Τα μεγέθη του μετασχηματιστή που απαιτείται στο υπό μελέτη σύστημα υπολογίστηκαν αναλυτικά στην ενότητα και παρατίθενται εδώ ξανά για λόγους ευκολίας. k m Ιμαγν. (Α) Lm (Η) Lσ (Η) k l =1.5% n=1:13 1,62 0, , , Πίνακας 4.4: Θεωρητικά στοιχεία τριφασικού μετασχηματιστή Οι ονομαστικές φασικές τάσεις και τα ρεύματα πρωτεύοντος και δευτερεύοντος είναι 17.69V/230V και 23Α/1.77Α αντίστοιχα. Έτσι, κατασκευάστηκαν τρεις όμοιοι μετασχηματιστές σε μία ενιαία διάταξη προς δημιουργία του τριφασικού μετασχηματιστή. Αρχικά, τυλίχθηκε το πρωτεύον και πάνω από αυτό το δευτερεύον (Σχήμα 4.11). Η περιέλιξη έγινε με τη βοήθεια ασύγχρονου κινητήρα στον οποίο είναι προσαρμοσμένος και ένας μετρητής που δείχνει τον αριθμό των σπειρών, όπως φαίνεται και στο σχήμα Σχήμα 4.11: Περιέλιξη σύρματος του δευτερεύοντος του μετασχηματιστή 123

142 Σχήμα 4.12: Αριθμός σπειρών στο δευτερεύον του μετασχηματιστή Μεταξύ κάθε στρώσης τυλιγμάτων τοποθετήθηκε ειδική ζελατίνα για να συγκρατεί τα τυλίγματα, όπως δείχνεται στο σχήμα Επίσης, μεταξύ πρωτεύοντος και δευτερεύοντος τοποθετήθηκε ειδική μόνωση κατασκευασμένη από χαρτί με ίνες γυαλιού (Σχήμα 4.14), ώστε ο μετασχηματιστής να ικανοποιεί τις προδιαγραφές μόνωσης μεταξύ πρωτεύοντος και δευτερεύοντος τυλίγματος. Σχήμα 4.13: Τοποθέτηση ζελατίνας σε στρώση του τυλίγματος του πρωτεύοντος 124

143 Σχήμα 4.14: Τοποθέτηση μονωτικού χαρτιού μεταξύ πρωτεύοντος-δευτερεύοντος Στη συνέχεια, σε κάθε μπομπίνα τοποθετούνται εναλλάξ ελάσματα τύπου Ε και Ι, τα οποία αποτελούν τον πυρήνα του μετασχηματιστή (σχήματα 4.15, 4.16 και 4.17). Έπειτα, βιδώθηκαν, ώστε η κατασκευή να είναι ενιαία και στιβαρή και να μειώνονται οι ταλαντώσεις (άρα και ο ακουστικός θόρυβος) των ελασμάτων, λόγω των δυνάμεων που αναπτύσσονται από το μαγνητικό πεδίο που δημιουργείται, όταν το ρεύμα διαρρέει τα τυλίγματα. Σχήμα 4.15: Τοποθέτηση ελασμάτων τύπου Ε για σχηματισμό του πυρήνα του μετασχηματιστή 125

144 Σχήμα 4.16: Πυρήνας του μετασχηματιστή Σχήμα 4.17: Πλήρωση πυρήνα με ελάσματα τύπου Ι Οι άκρες των καλωδίων που θα αποτελούν τις εξόδους του μετασχηματιστή καλύφθηκαν με πλαστικό για αποφυγή ηλεκτροπληξίας (Σχήμα 4.18). Σε όλα τα άκρα τοποθετήθηκαν ακροδέκτες σύνδεσης (μπόρνες) ώστε να πραγματοποιείται με ευκολία και ασφάλεια η 126

145 εκάστοτε επιθυμητή συνδεσμολογία και χερούλια, ώστε να είναι εύκολη η διάταξη στη μεταφορά (βάρος 50kg). Η ενιαία διάταξη του τριφασικού μετασχηματιστή παρουσιάζεται στο σχήμα Σχήμα 4.18: Μόνωση σε όλα τα άκρα του μετασχηματιστή Σχήμα 4.19: Ενιαία διάταξη τριφασικού μετασχηματιστή 127

146 Για να διαπιστωθούν τα πραγματικά χαρακτηριστικά του μετασχηματιστή, έγιναν πειράματα ανοιχτοκυκλώματος και βραχυκυκλώματος στο Εργαστήριο Ηλεκτρομηχανικής Μετατροπής Ενέργειας [22]. Οι μετρήσεις και οι υπολογισμοί που προέκυψαν από τα πειράματα βρίσκονται στο παράρτημα Β. Τα πραγματικά στοιχεία του τριφασικού μετασχηματιστή δίνονται στον παρακάτω πίνακα με τα δύο τελευταία μεγέθη να είναι ανηγμένα στο πρωτεύον τύλιγμα. I1/I2 V1/V2 Lm (mh) Lσ,ολικό (mh) Rολικό (mω) P nominal (VA) N1/N2 (λόγος σπειρών) 23Α/1.77Α 17.69V/230V 228 0, /493 Πίνακας 4.5: Πραγματικά στοιχεία τριφασικού μετασχηματιστή 128

147 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 5 ΜΕΛΕΤΗ ΣΧΕΔΙΑΣΗΣ ΚΑΙ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΥ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑ Ο τριφασικός αντιστροφέας αποτελείται από τρεις κλάδους. Κάθε κλάδος συγκροτείται από δύο διακοπτικά ημιαγωγικά στοιχεία ισχύος μαζί με τις αντιπαράλληλες διόδους τους. Συνολικά, λοιπόν, για την κατασκευή του τριφασικού αντιστροφέα απαιτούνται έξι ημιαγωγικά στοιχεία και έξι δίοδοι. Όλα τα απαραίτητα κυκλώματα για τη λειτουργία του αντιστροφέα σχεδιάστηκαν με το λογισμικό πακέτο KiCad και βρίσκονται στο παράρτημα Δ. 5.1 ΕΠΙΛΟΓΗ ΔΙΑΚΟΠΤΙΚΩΝ ΗΜΙΑΓΩΓΙΚΩΝ ΣΤΟΙΧΕΙΩΝ ΙΣΧΥΟΣ ΣΥΓΚΡΙΣΗ ΗΜΙΑΓΩΓΙΚΩΝ ΣΤΟΙΧΕΙΩΝ ΙΣΧΥΟΣ Η δομή των ημιαγωγικών στοιχείων ισχύος και τα χαρακτηριστικά λειτουργίας τους είναι πολυπλοκότερα από αυτά των αντίστοιχων στοιχείων χαμηλής ισχύος. Αυτό οφείλεται, κατά κύριο λόγο, στις τροποποιήσεις που έχουν υποστεί στη δομή τους, ώστε να αντέχουν σε υψηλές καταπονήσεις. Τα ιδιαίτερα ηλεκτρικά χαρακτηριστικά που απαιτείται να διαθέτουν τα ημιαγωγικά στοιχεία ισχύος είναι [33]: 1. Υψηλές τάσεις διάσπασης 2. Ικανότητα διέλευσης υψηλών τιμών ρεύματος 3. Μικρές πτώσεις τάσης σε κατάσταση αγωγής 4. Χαμηλές αντιστάσεις αγωγής 5. Μικρές τιμές ρεύματος διαρροής 6. Μικροί διακοπτικοί χρόνοι έναυσης και σβέσης 7. Χαμηλές απαιτήσεις ισχύος στο κύκλωμα ελέγχου 8. Ικανότητα αντοχής σε υπερρεύματα και υπερτάσεις Σε γενικές γραμμές, τα δύο πρώτα χαρακτηριστικά (1, 2) καθορίζουν την ικανότητα διέλευσης μεγάλης ισχύος, τα (3, 4, 6) καθορίζουν, αντίστοιχα, τις απώλειες αγωγής και τις διακοπτικές απώλειες στο στοιχείο, άρα και την απόδοση της συσκευής στην οποία χρησιμοποιείται, ενώ το χαρακτηριστικό (6) σχετίζεται επίσης και με τη συχνότητα λειτουργίας του στοιχείου και κατ επέκταση και του μετατροπέα στον οποίο χρησιμοποιείται. Στην πράξη, όλα τα χαρακτηριστικά είναι αλληλένδετα και δεν υπάρχει στοιχείο που να διαθέτει ταυτόχρονα όλες τις παραπάνω δυνατότητες. Για το λόγο αυτό, γίνεται κατάλληλη 129

148 επιλογή του στοιχείου που θα χρησιμοποιηθεί, ανάλογα με την εφαρμογή, την επιθυμητή απόδοση, όγκο, βάρος, κόστος κτλ. Η επιλογή των κατάλληλων ημιαγωγικών στοιχείων είναι καθοριστικός παράγοντας για μια επιτυχημένη και λειτουργική κατασκευή. Οι δυνατότητες όσον αφορά το ρεύμα αγωγής, την ονομαστική τάση διάσπασης και τη διακοπτική συχνότητα λειτουργίας απεικονίζονται στο διάγραμμα του σχήματος 5.1 για διάφορα είδη ημιαγωγικών στοιχείων. Σχήμα 5.1: Περιοχή λειτουργίας διαφόρων ημιαγωγικών στοιχείων Τα θυρίστορ γενικά αντέχουν μεγάλη ισχύ, αλλά λειτουργούν σε χαμηλές διακοπτικές συχνότητες. Σημαντικό μειονέκτημα είναι ότι σβήνουν μόνο όταν το ρεύμα που τα διαρρέει πέσει κάτω από μία ορισμένη τιμή και για να επιτευχθεί αυτό απαιτείται εξωτερικό κύκλωμα εξαναγκασμένης σβέσης, γεγονός που κάνει αρκετά πολύπλοκη και ακριβή την κατασκευή του τριφασικού αντιστροφέα. Το GTO θυρίστορ (Gate Turn Off) αναιρεί τα δύο παραπάνω μειονεκτήματα, καθώς άγει και σβήνει μέσω ελεγχόμενων παλμών τάσης και λειτουργεί σε μεγαλύτερες διακοπτικές συχνότητες σε σύγκριση με το θυρίστορ. Ωστόσο, κρίνεται ακατάλληλο για την κατασκευή του αντιστροφέα, καθώς μπορεί να λειτουργήσει ικανοποιητικά μέχρι το 1kHz, συνεπώς τα φίλτρα που απαιτούνται για τις αρμονικές είναι ογκώδη και ανεβάζουν το κόστος, ενώ ο ακουστικός θόρυβος είναι υψηλός. Επιπλέον, το ρεύμα εμφανίζει μια «ουρά» κατά τη σβέση με αποτέλεσμα την αύξηση των διακοπτικών απωλειών, δηλαδή τη μείωση της απόδοσης. Το MOSFET (Metal-Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) μπορεί να λειτουργήσει σε πολύ υψηλές διακοπτικές συχνότητες (μεγαλύτερες των 100kHz) και είναι πλήρως ελεγχόμενο μέσω παλμών τάσης στην πύλη του. 130

149 Μάλιστα, λόγω της κατασκευής της πύλης, που συμπεριφέρεται ως πυκνωτής (υψηλή εμπέδηση εισόδου), η ισχύς που απαιτείται για τον έλεγχο του στοιχείου είναι εξαιρετικά χαμηλή. Από την άλλη πλευρά, έχει σχετικά υψηλή αντίσταση αγωγής (μερικά mω) η οποία μάλιστα αυξάνεται όσο αυξάνεται η θερμοκρασία του πλακιδίου, με αποτέλεσμα οι απώλειες αγωγής να είναι υψηλές και είναι ικανό να διαχειριστεί ισχύ εκατοντάδων Watts και ενίοτε λίγων kw. Λαμβάνοντας υπόψιν κι ένα περιθώριο ασφαλείας, προτιμήθηκε η χρήση του IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) για την κατασκευή του τριφασικού αντιστροφέα με ονομαστική ισχύ 1kW. Σχήμα 5.2: Σύγκριση MOSFET-IGBT [34] ΤΟ IGBT (INSULATED GATE BIPOLAR TRANSISTOR) Λίγα χρόνια μετά την κατασκευή του MOSFET ισχύος (μέσα δεκαετίας του 1980), η έρευνα στράφηκε στη δημιουργία ενός νέου ημιαγωγικού στοιχείου ισχύος που θα συνδυάζει τα πλεονεκτήματα ενός MOSFET και ενός BJT ισχύος και θα εξαλείφει, όσο αυτό είναι δυνατόν, τα μειονεκτήματα που αυτά παρουσιάζουν. Τα δύο αυτά στοιχεία έχουν αλληλοσυμπληρούμενες ιδιότητες και συγκεκριμένα: To BJT ισχύος έχει χαμηλές απώλειες αγωγής, αφού η λειτουργία του βασίζεται στη ροή φορέων μειονότητας. Από την άλλη πλευρά, έχει μεγάλους διακοπτικούς χρόνους με αποτέλεσμα να μπορεί να λειτουργήσει σε χαμηλές διακοπτικές συχνότητες. Επίσης, οδηγείται από ρεύμα, με αποτέλεσμα οι απώλειες στο κύκλωμα ελέγχου να είναι σχετικά υψηλές. Το MOSFET ισχύος, του οποίου η λειτουργία βασίζεται σε ροή φορέων πλειονότητας, μπορεί να λειτουργήσει σε πολύ υψηλές συχνότητες λόγω των μικρών διακοπτικών χρόνων που έχει. Ωστόσο, εμφανίζει υψηλές απώλειες αγωγής, ιδιαίτερα όταν χρησιμοποιείται σε εφαρμογές που απαιτούνται υψηλές τάσεις αποκοπής και 131

150 υψηλά ρεύματα. Σημαντικό πλεονέκτημα είναι η οδήγησή του από τάση, με αποτέλεσμα οι απώλειες στο κύκλωμα οδήγησης να είναι εξαιρετικά χαμηλές. Το νέο αυτό στοιχείο ονομάστηκε διπολικό τρανζίστορ ισχύος με απομονωμένη πύλη (IGBT) και η δομή του είναι παρόμοια με αυτή του MOSFET ισχύος (Σχήμα 5.3), ενώ τα χαρακτηριστικά αγωγής του μοιάζουν με αυτά ενός BJT ισχύος [33]. Σχήμα 5.3: Εσωτερική δομή κι ισοδύναμο ηλεκτρικό μοντέλο του IGBT Τα βασικά πλεονεκτήματα του IGBT είναι: Παρουσιάζει υψηλή εμπέδηση εισόδου. Έτσι, το ημιαγωγικό στοιχείο διατηρείται σε κατάσταση αγωγής ή αποκοπής χωρίς πρακτικά να απαιτείται ισχύς από το κύκλωμα παλμοδότησης. Έχει χαμηλή αντίσταση αγωγής, άρα και χαμηλή πτώση τάσης, με αποτέλεσμα οι απώλειες αγωγής να είναι χαμηλές. Οδηγείται από τάση. To IGBT παρουσιάζει και μειονεκτήματα, μερικά από τα οποία είναι: Κατά τη σβέση παρατηρείται στην κυματομορφή του ρεύματος μια «ουρά», παρόμοια με αυτή των BJT ισχύος. Η ροή ρεύματος οφείλεται κατά κύριο λόγο στη ροή φορέων μειονότητας, οι οποίοι, κατά τη σβέση του στοιχείου, απομακρύνονται με επανασύνδεση εντός της περιοχής Ν -. Το γεγονός αυτό οδηγεί σε υψηλότερους χρόνους μετάβασης σε σύγκριση με το MOSFET ισχύος. Για την κατασκευή του τριφασικού αντιστροφέα, επιλέχθηκε το σύνθετο στοιχείο (module) FS30R06W1E3 της εταιρείας Infineon, το κυκλωματικό διάγραμμα του οποίου φαίνεται στο σχήμα 5.4. Το συγκεκριμένο σύνθετο στοιχείο περιλαμβάνει έξι IGBT και έξι αντιπαράλληλες διόδους, όλα εσωτερικά συνδεδεμένα, ενώ περιέχει και ένα θερμίστορ (NTC) που ανιχνεύει τυχούσα αύξηση της θερμοκρασίας και ενεργεί ως προστασία. 132

151 Σχήμα 5.4: Κυκλωματικό διάγραμμα του module FS30R06W1E3 Το κάθε IGBT που είναι ενσωματωμένο στο σύνθετο στοιχείο έχει ονομαστικό ρεύμα I N =30A, τάση μεταξύ συλλέκτη-εκπομπού V CE =600V, χρόνο έναυσης t on =0,023μs και χρόνο σβέσης t off =0,16μs. Η δίοδος ισχύος έχει το ίδιο ονομαστικό ρεύμα και ανάστροφη τάση με το IGBT, όπως είναι λογικό, και πτώση τάσης περίπου V f =1,5V κατά την αγωγή. Το φυλλάδιο του κατασκευαστή με τα πλήρη τεχνικά χαρακτηριστικά του σύνθετου στοιχείου (module) βρίσκεται στο παράρτημα Ε. Το σύνθετο στοιχείο πλεονεκτεί σε σύγκριση με έξι διακριτά IGBT και έξι αντιπαράλληλες διόδους, καθώς έχει μικρότερο κόστος, απαιτεί ένα ενιαίο ψυκτικό, είναι πολύ ελαφρύ (μόνο 24g), καταλαμβάνει λιγότερο χώρο (6,5cmx3,2cm), όπως φαίνεται και στο σχήμα 5.5, και έχει ευκολότερη συνδεσμολογία. Ωστόσο, βασικό μειονέκτημα αποτελεί το γεγονός ότι δεν υπάρχει δυνατότητα πρόσβασης στο εσωτερικό του (Σχήμα 5.6) με αποτέλεσμα αν καταστραφεί ένα διακριτό στοιχείο να απαιτείται η αλλαγή όλου του module. Σχήμα 5.5: α) Κάτοψη και β) πλαϊνή όψη του module FS30R06W1E3 133

152 Σχήμα 5.6: Εσωτερική δομή του module FS30R06W1E3 5.2 ΥΠΟΛΟΓΙΣΜΟΣ ΣΥΣΤΗΜΑΤΟΣ ΑΠΑΓΩΓΗΣ ΘΕΡΜΟΤΗΤΑΣ (ΨΥΚΤΙΚΟΥ) Κάθε ημιαγωγικό στοιχείο λειτουργεί κάτω από συγκεκριμένο όριο θερμοκρασίας. Αν το όριο αυτό ξεπεραστεί, τα χαρακτηριστικά του στοιχείου αλλοιώνονται (θερμοκρασία Curie) και η μόνωσή του γηράσκει με αποτέλεσμα την καταστροφή του. Η αύξηση της θερμοκρασίας οφείλεται στις διακοπτικές απώλειες και στις απώλειες αγωγής οι οποίες μετατρέπονται σε θερμότητα. Συνεπώς, η θερμότητα αυτή πρέπει να απαχθεί στο περιβάλλον, προκειμένου να προστατευτούν τα στοιχεία και να λειτουργεί αξιόπιστα ο μετατροπέας. Αυτό επιτυγχάνεται τοποθετώντας τα στοιχεία σε μια μεταλλική επιφάνεια, συνήθως από αλουμίνιο, η οποία είναι κατάλληλα διαμορφωμένη ώστε να απάγει μεγάλα ποσά θερμότητας. Το μεταλλικό αυτό αντικείμενο ονομάζεται ψυκτικό σώμα και αποτελείται από πολλές πτυχώσεις, ώστε να μεγιστοποιείται το εμβαδόν του, χωρίς να αυξάνεται το μέγεθός του. Με αυτόν τον τρόπο, μπορεί να απελευθερωθεί περισσότερη ενέργεια προς το περιβάλλον, ενώ παράλληλα εξοικονομείται χώρος και βάρος. Για την εύρεση του κατάλληλου ψυκτικού πρέπει να υπολογιστούν οι απώλειες που εμφανίζονται στα ημιαγωγικά στοιχεία του αντιστροφέα. Αυτές χωρίζονται σε: * Διακοπτικές απώλειες IGBT * Απώλειες αγωγής IGBT * Διακοπτικές απώλειες διόδου * Απώλειες αγωγής διόδου Οι απώλειες αγωγής υφίστανται όταν το εκάστοτε στοιχείο είναι σε αγωγή και υπολογίζονται από την πτώση τάσης πάνω του επί το ρεύμα που το διαρρέει. Οι διακοπτικές απώλειες υφίστανται όταν το στοιχείο μεταβαίνει από τη μία κατάσταση στην άλλη και 134

153 χωρίζονται σε διακοπτικές απώλειες έναυσης και σβέσης. Οι διαδικασίες έναυσης και σβέσης του στοιχείου δε γίνονται ακαριαία. Κατά την έναυση, η τιμή του ρεύματος που διαρρέει το στοιχείο αρχίζει να αυξάνεται, ενώ παράλληλα η τάση πάνω του μειώνεται. Το αντίστροφο συμβαίνει κατά τη σβέση, η διάρκεια όμως του φαινομένου είναι μεγαλύτερη γιατί εξαρτάται από το χρόνο ζωής των φορέων κατά την επανασύνδεση. Έτσι, υπάρχει ένα χρονικό διάστημα τόσο στην έναυση όσο και στη σβέση, όπου το ρεύμα και η τάση είναι μη μηδενικά με αποτέλεσμα να εμφανίζονται απώλειες πάνω στο στοιχείο, όπως δείχνουν οι κυματομορφές στο σχήμα 5.7. Συνεπώς, όσο αυξάνεται η διακοπτική συχνότητα λειτουργίας του μετατροπέα, αυξάνονται και οι διακοπτικές απώλειες, καθώς στον ίδιο χρόνο τα στοιχεία ανάβουν και σβήνουν πιο πολλές φορές. Σχήμα 5.7: Διακοπτικές απώλειες ημιαγωγικού στοιχείου Για ένα τριφασικό αντιστροφέα με ημιτονοειδή τάση εξόδου, οι απώλειες δίνονται από τους τύπους [35]: Απώλειες αγωγής πάνω στο IGBT ( ) (5.1) Διακοπτικές απώλειες πάνω στο IGBT ( ) ( ) (5.2) 135

154 Απώλειες αγωγής πάνω στη δίοδο ( ) (5.3) Διακοπτικές απώλειες πάνω στη δίοδο όπου: (5.4) E SW,on : ενέργεια έναυσης του IGBT ανά παλμό για το peak ρεύματος Icp και για θερμοκρασία Τ=125 ο C E SW,off : ενέργεια σβέσης του IGBT ανά παλμό για το peak ρεύματος Icp και για θερμοκρασία Τ=125 ο C f SW : διακοπτική συχνότητα λειτουργίας του αντιστροφέα I CP : peak τιμή του ημιτονοειδούς ρεύματος εξόδου του αντιστροφέα (I CP =I EP ) V CE,SAT : πτώση τάσης κόρου του IGBT για το peak ρεύματος Icp και για θερμοκρασία Τ=125 ο C V CE : πτώση τάσης αγωγής της διόδου για το peak ρεύματος Icp δ: συντελεστής διαμόρφωσης πλάτους (συμπίπτει με το ma του αντιστροφέα) θ: γωνία μεταξύ της τάσης και του ρεύματος εξόδου του αντιστροφέα I rr : peak τιμή του ρεύματος ανάστροφης ανάκτησης της διόδου t rr : χρόνος ανάστροφης ανάκτησης της διόδου V CE,peak : τιμή της αιχμής της τάσης που εφαρμόζεται στη δίοδο κατά την ανάστροφη ανάκτηση Από τις προσομοιώσεις, προκύπτει ότι για ισχύ 1kW, η peak τιμή του ρεύματος εξόδου του αντιστροφέα είναι Ιcp=26Α (σχήμα 3.50), ο συντελεστής διαμόρφωσης ma=δ=0.82. Η γωνία θ φαίνεται από το σχήμα 3.51 και είναι θ=2π 50(0,2801-0,2774)=0,84rad=48.13 o. Η διακοπτική συχνότητα λειτουργίας είναι f SW =19950, αλλά τίθεται στα 20kHz με ένα περιθώριο ασφαλείας. Από το διάγραμμα I C =f (V CE ) για το IGBT παρατηρείται πτώση τάσης V CE,SAT =1,6V για Icp=26A και θερμοκρασία T=125 ο C. Αντίστοιχα, για τη δίοδο από το διάγραμμα I f =f (V f ) ισχύει V CE =1,5V. Όσον αφορά την καταναλισκόμενη ενέργεια κατά τις διακοπτικές καταστάσεις, από το διάγραμμα Ε on =f(ic), E off =f(ic) για Ιc=26A, αντιστάσεις πύλης κατά την έναυση και σβέση R GON =R GOFF =15Ω, T=125 ο C και V CE =300V, θα ισχύει Ε SW,on =0,55mJ και E SW,off =0,7mJ. To ρεύμα ανάστροφης ανάκτησης της διόδου είναι I rr =27A, ενώ η τιμή της αιχμής της τάσης θεωρείται περίπου διπλάσια της dc τάσης του inverter, δηλαδή V CE,peak =2 120=240V, καθώς δεν παρέχονται στοιχεία από τον κατασκευαστή για αυτό το μέγεθος. Ο χρόνος ανάστροφης ανάκτησης της διόδου υπολογίζεται από τον εξής τύπο [36]: 136

155 (5.5) όπου q rr : φορτίο που πρέπει να ανακτηθεί κατά τη σβέση της διόδου di/dt: κλίση ρεύματος που δείχνει πόσο γρήγορα ανακτάται το q rr Από το τεχνικό φυλλάδιο, ισχύει di/dt=1000a/μs και q rr =2μC, οπότε από την (5.5), προκύπτει: Έχοντας καθορίσει όλα τα απαραίτητα μεγέθη, οι απώλειες μπορούν να υπολογιστούν από τους τύπους (5.1)-(5.4) ως ακολούθως: ( ) ( ) Επομένως, οι συνολικές απώλειες που προκύπτουν για τον τριφασικό αντιστροφέα είναι: (5.6) Η θερμική αντίσταση R sa που απαιτείται να έχει το ψυκτικό σώμα δίνεται από τον τύπο [37]: (5.7) όπου: T j : θερμοκρασία επαφής του ημιαγωγικού στοιχείου T α : θερμοκρασία περιβάλλοντος R th,jc : θερμική αντίσταση μεταξύ επαφής του ημιαγωγικού στοιχείου και της θήκης του R th,cs : θερμική αντίσταση μεταξύ θήκης και ψυκτικού Από το φυλλάδιο, ισχύει R th,jc =0,90K/W και R th,cs =0,85K/W, οπότε: Όσο μικρότερη είναι η θερμική αντίσταση του ψυκτικού, τόσο βελτιώνεται η απαγωγή θερμότητας προς το περιβάλλον. 137

156 Αν το ημιαγωγικό στοιχείο δεν έχει μονωμένη θήκη, τοποθετείται μεταξύ αυτού και του ψυκτικού μια μονωτική θερμοαγώγιμη ταινία, όπως φαίνεται με γαλάζιο χρώμα στο σχήμα 5.8. Το σύνθετο στοιχείο (module) που χρησιμοποιήθηκε στη συγκεκριμένη εφαρμογή έχει μονωμένη πλάτη και γι αυτό δε χρησιμοποιήθηκε ταινία. Σχήμα 5.8: Τοποθέτηση θερμοαγώγιμης ταινίας μεταξύ ημιαγωγικού στοιχείου και ψυκτικού σώματος Μεταξύ του σύνθετου στοιχείου και του ψυκτικού τοποθετήθηκε ειδική θερμοαγώγιμη πάστα η οποία παίζει κύριο ρόλο για τη σωστή και αποτελεσματική επαφή των δύο υλικών και μειώνει τη θερμική αντίσταση μεταξύ τους. Σχήμα 5.9: Τοποθέτηση και στήριξη σύνθετου στοιχείου πάνω στο ψυκτικό σώμα 138

157 5.3 ΣΧΕΔΙΑΣΗ ΚΑΙ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΓΡΑΜΜΙΚΩΝ ΤΡΟΦΟΔΟΤΙΚΩΝ Όλα τα ολοκληρωμένα κυκλώματα, καθώς και τα μετρητικά τάσης και ρεύματος απαιτούν συνεχείς τάσεις για την ορθή λειτουργία τους. Για το λόγο αυτό, σχεδιάστηκαν και κατασκευάστηκαν τροφοδοτικά μικρής ισχύος. Η γενική λογική σχεδιασμού φαίνεται στο σχήμα 5.10 και ακολουθεί τα εξής βήματα: Μετασχηματιστής για κατάλληλο υποβιβασμό της τάσης. Ανορθωτική γέφυρα για μετατροπή της εναλλασσόμενης τάσης σε συνεχή. Πυκνωτές εξομάλυνσης της τάσης. Ολοκληρωμένο κύκλωμα για σταθεροποίηση της τάσης. Πυκνωτές εξόδου για ακόμα μεγαλύτερη εξομάλυνση και μείωση αιχμών. Σχήμα 5.10: Κυκλωματικό διάγραμμα γραμμικού τροφοδοτικού Τα ολοκληρωμένα κυκλώματα που χρησιμοποιήθηκαν για σταθεροποίηση της τάσης είναι τα 78xx για θετική dc τάση και 79xx για αρνητική dc τάση [33], [38]. Με xx συμβολίζεται η επιθυμητή τάση εξόδου. Για παράδειγμα, ένα 7805 παράγει στην έξοδό του σταθερή συνεχή τάση +5V, ενώ ένα 7915 παράγει -15V. Η τάση εισόδου των σταθεροποιητικών πρέπει να είναι μεγαλύτερη από την τάση εξόδου. Η διαφορά των δύο τάσεων, όμως, πρέπει να είναι μικρή, διαφορετικά το τρανζίστορ έχει αρκετές απώλειες. Για αξιόπιστη λειτουργία, τοποθετήθηκαν μικρά ψυκτικά σώματα σε κάθε σταθεροποιητικό. Στην έξοδο κάθε τροφοδοτικού υπάρχει LED για οπτική ένδειξη της λειτουργίας του. Συνολικά, κατασκευάστηκαν τα εξής τροφοδοτικά: 1. Τροφοδοτικό +5V, 0V για το μικροελεγκτή και τα μετρητικά ρεύματος. 2. Τροφοδοτικό +15V, 0V, -15V για τα μετρητικά τάσης, τα buffers. 3. Τροφοδοτικό +15V, 0V για τους optocouplers και τα ΙR2113 (πλευρά ισχύος). 4. Τροφοδοτικό +12V, 0V για ανεμιστήρες και ρελέ. Τα δύο πρώτα τροφοδοτικά έχουν κοινή γη, ώστε το σήμα που παράγεται από τα μετρητικά και το σήμα που αντιλαμβάνεται ο μικροελεγκτής να έχουν κοινή αναφορά. Το τρίτο τροφοδοτικό είναι για την πλευρά ισχύος, όπου οι παλμοί που στέλνονται στα IGBT απομονώνονται από το ολοκληρωμένο 6Ν137 και ενισχύονται από το IR2113. Το τελευταίο τροφοδοτικό κατασκευάστηκε με πρόβλεψη αφενός για ανεμιστήρες σε περίπτωση που το 139

158 ψυκτικό σώμα δεν επαρκεί για τον αντιστροφέα και αφετέρου για ρελέ που πιθανόν χρησιμοποιηθεί για να οδηγήσει κάποιο διακόπτη. 5.4 ΣΧΕΔΙΑΣΗ ΚΑΙ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΜΕΤΡΗΤΙΚΩΝ ΤΑΣΗΣ ΚΑΙ ΡΕΥΜΑΤΟΣ Προκειμένου να υλοποιηθεί η σύνδεση με το δίκτυο και ο έλεγχος ενεργού και αέργου ισχύος, πρέπει να μετρώνται κάποια μεγέθη. Όπως φαίνεται και από τις προσομοιώσεις, για τον υπολογισμό των ισχύων μέσω του μετασχηματισμού Park, απαιτούνται οι τάσεις και τα ρεύματα και των τριών φάσεων του συστήματος. Στην πράξη, μετρώντας την τάση και το ρεύμα σε δύο φάσεις στο δευτερεύον τύλιγμα του μετασχηματιστή και υποθέτοντας συμμετρικό σύστημα, τα μεγέθη της τρίτης φάσης μπορούν να υπολογιστούν. (5.8) (5.9) Εκτός αυτού, σχεδιάστηκαν και κατασκευάστηκαν κυκλώματα μετρητικών και για το πρωτεύον τύλιγμα για πλήρη εποπτεία και σε περίπτωση που ο έλεγχος μεταφερθεί στην είσοδο του μετασχηματιστή. Επιπλέον, η κατασκευή περιλαμβάνει μετρητικά ρεύματος σε δύο φάσεις στην έξοδο του αντιστροφέα, δύο μετρητικά του ρεύματος εισόδου του αντιστροφέα για έλεγχο διαρροής και ένα μετρητικό της τάσης εισόδου που απαιτείται για τον έλεγχο και τη σταθεροποίηση αυτής στα 120V. Συνολικά, λοιπόν, η κατασκευή περιλαμβάνει πέντε μετρητικά τάσης και οχτώ μετρητικά ρεύματος ΜΕΤΡΗΤΙΚΑ ΤΑΣΗΣ Για τη μέτρηση των διαφόρων τάσεων, χρησιμοποιήθηκε το μετρητικό LV25-P με τροφοδοσία ±15V. Το συγκεκριμένο μετρητικό αξιοποιεί το φαινόμενο Hall για γαλβανική απομόνωση του κυκλώματος εισόδου του (κύκλωμα ισχύος) από αυτό της εξόδου του (ηλεκτρονικό κύκλωμα) και λειτουργεί ως γραμμικός ενισχυτής, δηλαδή λαμβάνοντας ένα σήμα ρεύματος στην είσοδο το σταθμίζει σε ένα αντίστοιχο ρεύμα εξόδου. Στη συνέχεια, αναλύεται ο σχεδιασμός δύο εκ των κυκλωμάτων των μετρητικών τάσης, ένα για τη μέτρηση της εναλλασσόμενης τάσης στο δευτερεύον του μετασχηματιστή και ένα για τη συνεχή τάση στην είσοδο του αντιστροφέα Κύκλωμα μετρητικού για εναλλασσόμενη τάση Η τάση που μετράται είναι αυτή στο δευτερεύον του μετασχηματιστή, δηλαδή πρακτικά η τάση του δικτύου, άρα V PN,rms =230V και V PN,max =230 =326V. Από το τεχνικό φυλλάδιο, για τάση τροφοδοσίας του μετρητικού ±15V και ρεύμα εισόδου 10mA, επιλέγεται η αντίσταση μέτρησης R M =100Ω. Επειδή η έξοδος του μετρητικού LV25-P είναι σήμα ρεύματος, συνδέεται εν σειρά η αντίσταση R M, ώστε το σήμα που τελικά θα προκύψει να 140

159 είναι τάση. Έτσι, υποθέτοντας ότι η τάση εξόδου του μετρητικού θα έχει ενεργό τιμή V out,rms =2,3/ V, το ρεύμα εξόδου του μετρητικού προκύπτει: που είναι κάτω από το μέγιστο επιτρεπτό όριο των 25mA. Στα 25mA εξόδου αντιστοιχίζονται τα 10mA εισόδου, οπότε για τα 16,26mA ισχύει: Για να προκύψει ρεύμα εισόδου στο μετρητικό ίσο με 6,5mA και σύμφωνα με την τάση μέτρησης που είναι στα 230V, η αντίσταση εισόδου θα πρέπει να είναι: Άρα, για R in = 36kΩ, το πραγματικό ρεύμα που θα ρέει στην είσοδο του μετρητικού θα είναι: και αντίστοιχα το ρεύμα εξόδου θα είναι: Συνεπώς, η τάση εξόδου προκύπτει τελικά ίση με: V Η ισχύς εισόδου του μετρητικού υπολογίζεται ως: Οι αντιστάσεις που χρησιμοποιούνται είναι από άνθρακα, έχουν ονομαστική ισχύ P=250 mw και διατίθενται στην αγορά σε τυποποιημένες τιμές. 141

160 Πίνακας 5.1: Τυποποιημένες τιμές αντιστάσεων που κυκλοφορούν στο εμπόριο Για να προκύψει η αντίσταση εισόδου ίση με 36kΩ, θα πρέπει να επιλεγεί ο κατάλληλος συνδυασμός αντιστάσεων, ώστε η ισχύς σε καθεμία να μην ξεπερνά την ονομαστική της τιμή. Υποθέτοντας 200mW/αντίσταση (θέτοντας και ένα περιθώριο ασφαλείας), το ελάχιστο πλήθος παράλληλων αντιστάσεων που απαιτούνται είναι: Με βάση τον παραπάνω πίνακα, επιλέγεται αντίσταση των 360 kω, οπότε συνδέοντας Ν=10 παράλληλα, προκύπτει η Rin=36kΩ. Η παραπάνω διαδικασία υλοποιείται για δύο μετρητικά LV25-P, καθώς μετρώνται δύο φάσεις του δικτύου Κύκλωμα μετρητικού για συνεχή τάση Η συνεχής τάση προς μέτρηση είναι τα 120V στην είσοδο του αντιστροφέα. Λαμβάνοντας υπόψιν και ένα περιθώριο ασφαλείας σε περίπτωση διακύμανσης της τάσης εισόδου, θεωρείται η τάση προς μέτρηση ίση με 140V, η τάση εξόδου του μετρητικού ίση με 2,4V και η αντίσταση μέτρησης R M =100Ω. Έτσι, ισχύει: 142

161 Αν χρησιμοποιούνταν 7 παράλληλες αντιστάσεις, θα έπρεπε η καθεμία να έχει τιμή 7*14=98kΩ. Τέτοια τιμή, όμως, δεν υπάρχει τυποποιημένη, οπότε επιλέγονται 8 παράλληλες αντιστάσεις με καθεμία να είναι 8*14=112kΩ. Τα 112kΩ μπορούν να προκύψουν από τη σύνδεση εν σειρά δύο αντιστάσεων των 56kΩ η καθεμία. Συνολικά, λοιπόν, η αντίσταση εισόδου αποτελείται από 8 παράλληλους κλάδους των 2 αντιστάσεων των 56kΩ ο καθένας ΜΕΤΡΗΤΙΚΑ ΡΕΥΜΑΤΟΣ Ως μετρητικά ρεύματος χρησιμοποιήθηκαν τα LTS-6NP (με ονομαστικό ρεύμα μέτρησης ως 6Α) όσον αφορά την πλευρά του δικτύου και τα LAH 25-NP (με ονομαστικό ρεύμα μέτρησης ως 25Α) όσον αφορά το πρωτεύον του μετασχηματιστή, την είσοδο και έξοδο του αντιστροφέα. Οι δύο τύποι μετρητικών λειτουργούν με βάση το φαινόμενο Hall και προσφέρουν γαλβανική απομόνωση των κυκλωμάτων εισόδου- εξόδου τους. Τα μετρητικά LTS-6NP τροφοδοτούνται με +5V, δέχονται ως είσοδο το υπό μέτρηση ρεύμα και παράγουν στην έξοδο ένα σήμα τάσης. Τα μετρητικά LAH 25-NP απαιτούν τροφοδοσία ±15V, δέχονται επίσης ως είσοδο ρεύμα και στην έξοδό τους παράγεται ένα σήμα ρεύματος Κύκλωμα μετρητικού ρεύματος LTS-6NP Στο φυλλάδιο του κατασκευαστή προτείνονται τρεις συνδεσμολογίες των ακροδεκτών του μετρητικού, ανάλογα με το ρεύμα που πρόκειται να μετρήσει. Προκειμένου να μετρηθεί το ρεύμα στο δευτερεύον του μετασχηματιστή το οποίο είναι περίπου 2Α για τη μέγιστη ισχύ του 1kW, όπως προέκυψε από τη προσομοίωση, επιλέγεται η συνδεσμολογία για τα 3Α. Θα μπορούσε να επιλεχθεί και η συνδεσμολογία για 2Α, αλλά δεν προτιμήθηκε για να υπάρχει και ένα περιθώριο ασφαλείας. 143

162 Πίνακας 5.2: Συνδεσμολογία άκρων του μετρητικού ρεύματος LTS-6NP Η τάση εξόδου του μετρητικού ορίζεται από το φυλλάδιο ως: Κύκλωμα μετρητικού ρεύματος LAH 25-NP Το ρεύμα στο πρωτεύον του μετασχηματιστή προκύπτει, όπως φαίνεται και στην προσομοίωση, ίσο με 19Α. Αντίστοιχες συνδεσμολογίες ανάλογα με το υπό μέτρηση ρεύμα, υπάρχουν και σε αυτό το μετρητικό. Πίνακας 5.3: Συνδεσμολογία μετρητικού ρεύματος LAH 25-NP Θεωρώντας ότι τα 25Α εισόδου αντιστοιχούν στα 25mA εξόδου του μετρητικού και ότι η τάση εξόδου του θα είναι 2,4/, η αντίσταση μέτρησης θα πρέπει να είναι: Η τιμή αυτή είναι ίση με το ελάχιστο όριο αντίστασης που ορίζει ο κατασκευαστής και γι αυτό το λόγο επιλέχθηκε λίγο μεγαλύτερη R M =68Ω. Η ισχύς της αντίστασης είναι: Όμοια συνδεσμολογία έχουν και τα μετρητικά στην έξοδο του αντιστροφέα. Όσον αφορά τα ρεύματα εισόδου του αντιστροφέα, το μετρητικό LAH 25-NP έχει τη συνδεσμολογία που φαίνεται στο σχήμα

163 Σχήμα 5.11: Διαιρέτης τάσης στην έξοδο του μετρητικού ρεύματος LAH 25-NP Αν υποτεθεί V out =4,8V για τα 25mA εξόδου και R 1 =100Ω, τότε: Η τιμή αυτή δεν είναι τυποποιημένη, οπότε επιλέχθηκε R 2 =196Ω και συνεπώς η τάση εξόδου θα είναι: 5.5 ΦΙΛΤΡΑ BUTTERWORTH Προκειμένου να εφαρμοστεί ο έλεγχος που προτείνεται στην ενότητα ( ), απαιτούνται οι τάσεις και τα ρεύματα σε δύο εκ των τριών φάσεων του συστήματος. Τα μεγέθη αυτά υπόκεινται σε μετασχηματισμό Park και στη συνέχεια υπολογίζεται η τριφασική ενεργός και άεργος ισχύς. Για να είναι ο έλεγχος αξιόπιστος, θα πρέπει τα ρεύματα και οι τάσεις να είναι καθαρά ημίτονα και για το λόγο αυτό φιλτράρονται. Στη βιβλιογραφία αναφέρονται διάφορα φίλτρα, όπως Chebyshev, Butterworth, Bessel κτλ., ενεργά και παθητικά, που διαφέρουν ως προς την τοπολογία, την απόκρισή τους και το βαθμό εξασθένισης (σχήματα 5.12, 5.13) [21], [39], [40]. Σχήμα 5.12: Διάγραμμα κέρδους- συχνότητας για διάφορα φίλτρα 145

164 Σχήμα 5.13: Διάγραμμα απόκρισης για διάφορα φίλτρα Το φίλτρο που επιλέχθηκε να υλοποιηθεί είναι ένα κατωδιαβατό ενεργό Butterworth, καθώς όπως φαίνεται και στα παραπάνω διαγράμματα, έχει την πιο ομαλή απόκριση. Όσο αυξάνεται η τάξη του φίλτρου, τόσο καλύτερη είναι η συμπεριφορά του ως προς το βαθμό εξασθένισης των αρμονικών μετά από τη συχνότητα αποκοπής, όπως δείχνει και το σχήμα 5.14, όμως τόσο πιο πολύπλοκη γίνεται η τοπολογία. Ακολουθώντας μια μέση λύση, το φίλτρο που κατασκευάστηκε επιλέχθηκε να είναι τέταρτης τάξης. Σχήμα 5.14: Διάγραμμα κέρδους-συχνότητας συναρτήσει της τάξης του φίλτρου 146

165 Οι τιμές των αντιστάσεων και πυκνωτών που απαιτούνται για το φίλτρο Butterworth υπολογίστηκαν αρχικά μέσω του λογισμικού Filter Lab της Microchip (σχήματα 5.15, 5.16). Σχήμα 5.15: Κυκλωματικό διάγραμμα φίλτρου Butterworth στο πρόγραμμα Filter Lab Σχήμα 5.16: Διάγραμμα απόκρισης φίλτρου Butterworth στο πρόγραμμα Filter Lab Στη συνέχεια, το ίδιο φίλτρο σχεδιάστηκε και στο Pspice Schematics [41], ώστε να δοθεί η δυνατότητα απεικόνισης της απόκρισης του φίλτρου και σε χαμηλότερες συχνότητες (ιδιαίτερα στα 50Hz) και να επιλεχθούν τιμές αντιστάσεων που είναι τυποποιημένες στο εμπόριο (σχήματα 5.17, 5.18). Σχήμα 5.17: Κυκλωματικό διάγραμμα φίλτρου Butterworth στο πρόγραμμα P-Spice Schematics 147

166 Σχήμα 5.18: Διάγραμμα απόκρισης φίλτρου Butterworth στο πρόγραμμα P-Spice Schematics Υλοποιώντας το φίλτρο σε breadboard, επιλέχτηκαν οι τελικές τιμές των στοιχείων, ώστε η καθυστέρηση φάσης που εισάγει το φίλτρο στα 50Hz να είναι όσο το δυνατό πιο μικρή. Έτσι, σχεδιάστηκαν τέσσερα πανομοιότυπα κυκλώματα που φιλτράρουν τις τάσεις και τα ρεύματα των δύο φάσεων του συστήματος. Tα σήματα αυτά αποτελούν είσοδο για το μικροεπεξεργαστή, ο οποίος αντιλαμβάνεται τάσεις μεταξύ 0-5V. Έτσι, στα σήματα αυτά αθροίζεται μία dc συνιστώσα των 2,5V, ώστε οι αρνητικές τιμές τους (αρνητική ημιπερίοδος των ημιτόνων) να μετατοπιστούν στο διάστημα [0V, 2,5V] και οι θετικές (θετική ημιπερίοδος των ημιτόνων) στο διάστημα [2,5V, 5V]. Η dc συνιστώσα των 2,5V προκύπτει από το ολοκληρωμένο AD580, ενώ η άθροιση υλοποιείται μέσω τελεστικού ενισχυτή σε συνδυασμό τοπολογίας αθροιστή και ενισχυτή [42], όπως φαίνεται στο σχήμα 5.19, με μη αναστρέφουσες συνδεσμολογίες (ολοκληρωμένο LM358N). Σχήμα 5.19: Τοπολογία τελεστικού ενισχυτή σε συνδεσμολογία ενισχυτή/αθροιστή (5.10) 148

167 Αν R 22 =R 18, τότε: (5.11) Άρα, για να προκύψει στην έξοδο του κυκλώματος το καθαρό άθροισμα των δύο τάσεων, θα πρέπει ο συνδυασμός των αντιστάσεων R 20,R 28 να δίνει κέρδος δύο. Η συνάρτηση μεταφοράς του μη αναστρέφοντος ενισχυτή είναι: ( ) (5.12) όπου Vin είναι η τάση στο pin3, δηλαδή η V 3. Επομένως, για να ισχύει k=2, θα πρέπει: ( ) (5.13) Οι τιμές των αντιστάσεων βρέθηκαν με δοκιμές. Όσο αυξάνονται οι αντιστάσεις, τόσο μειώνεται το ρεύμα εισόδου στο ολοκληρωμένο, αλλά αυξάνεται ο θόρυβος από παρασιτικά RC φίλτρα. Έτσι, η τελική τιμή των αντιστάσεων επιλέχθηκε R 22 =R 18 = R 28 =R 20 =510Ω. Το κύκλωμα προσομοιώθηκε και μέσω του PSpice Schematics (σχήματα 5.20, 5.21). Σχήμα 5.20: Κυκλωματικό διάγραμμα ενισχυτή/αθροιστή στο πρόγραμμα P-Spice Schematics 149

168 Σχήμα 5.21: Είσοδος (ροζ) και έξοδος (γαλάζιο) του ενισχυτή/αθροιστή Συνολικά, λοιπόν, τα σήματα εξόδου των μετρητικών των εναλλασσόμενων τάσεων και ρευμάτων περνούν από φίλτρα butterworth και στη συνέχεια αθροίζονται με μια συνιστώσα των 2,5V μέσω του LM358N. 5.6 ΚΥΚΛΩΜΑ ΑΝΙΧΝΕΥΣΗΣ ΤΟΥ ΜΗΔΕΝΟΣ (ZERO CROSS DETECTOR) Για να επιτευχθεί σύνδεση του συστήματος με το δίκτυο, θα πρέπει οι τάσεις που παράγει ο inverter και οι τάσεις του δικτύου να είναι συμφασικές. Το ημίτονο αναφοράς που συγκρίνεται με την τριγωνική κυματομορφή για την παραγωγή των παλμών στα ημιαγωγικά στοιχεία είναι μια Σχήμα της τάσης του δικτύου. Έτσι, η φασική γωνία της τάσης αυτής πρέπει να προσδιορίζεται και με βάση αυτή να παράγονται οι κατάλληλες ημιτονοειδείς τάσεις από τον αντιστροφέα. Η γνώση της γωνίας της τάσης γίνεται μέσω ενός κυκλώματος ανίχνευσης του μηδενός [43] όπου στην πράξη, η τάση του δικτύου συγκρίνεται με το μηδέν μέσω ενός τελεστικού ενισχυτή. Για την υλοποίηση του κυκλώματος επιλέχθηκε το ολοκληρωμένο LM311 λόγω των πολύ μικρών χρόνων απόκρισης που διαθέτει (T (low-to-high) =115ns και T (high-to-low) =165ns). Στη θετική ημιπερίοδο του ημιτόνου, η έξοδος του ολοκληρωμένου είναι μηδέν(low- 0 ), ενώ στην αρνητική ημιπερίοδο παράγεται ένας παλμός (high- 1 ). Έτσι, όταν η έξοδος του κυκλώματος αλλάξει κατάσταση, αυτό σημαίνει ότι η τάση του δικτύου πέρασε από το μηδέν και ανάλογα τη στάθμη (high-low) είναι δυνατό να προσδιοριστεί η γωνία σε 0 ο ή 180 ο αντίστοιχα. 150

169 Σχήμα 5.22: Κυκλωματικό διάγραμμα του ολοκληρωμένου LM311 Στα pins 4 και 8 εισέρχεται η τροφοδοσία του ολοκληρωμένου. Τα pins 5,6 και 1,4 βραχυκυκλώνονται. Το pin 2 γειώνεται, ώστε η σύγκριση του σήματος να είναι ως προς το 0 και στο pin 3 εισάγεται το ημιτονοειδές σήμα μέσω μιας αντίστασης 1,2kΩ για περιορισμό του ρεύματος που διαρρέει το ολοκληρωμένο. Μεταξύ των pins 7, 8 τοποθετείται μια pull-up αντίσταση. Το pin 7 αποτελεί την έξοδο του κυκλώματος και σε αυτό συνδέεται ένας διαιρέτης τάσης και παράλληλα σε αυτόν μία δίοδος zener των 5,1V. Αν η τάση του δικτύου είναι παραμορφωμένη, είναι δυνατό να υπάρξουν ψευδείς ενεργοποιήσεις του κυκλώματος, λόγω πολλαπλών μηδενισμών της τάσης. Μια πρώτη λύση σε αυτό αποτελεί το φίλτρο Butterworth, ώστε να απαλειφθούν οι αρμονικές που υπερτίθενται στην τάση του δικτύου. Εκτός αυτού, γνωρίζοντας τη γωνία σε δύο εκ των τριών φάσεων του δικτύου (χρήση δύο ολοκληρωμένων LM311) και διαπιστώνοντας ότι η διαφορά τους είναι 120 ο κάθε φορά, μπορούν να αποφευχθούν ενδεχόμενα λάθη. Επιπλέον, παλμογραφώντας την έξοδο του ολοκληρωμένου, μπορεί να ελεγχθεί αν η εκάστοτε αλλαγή κατάστασης συμβαίνει κάθε 10ms, όσο δηλαδή διαρκεί μια ημιπερίοδος της ημιτονοειδούς τάσης του δικτύου. 5.7 ΚΥΚΛΩΜΑΤΑ ΠΑΛΜΟΔΟΤΗΣΗΣ ΤΩΝ ΗΜΙΑΓΩΓΙΚΩΝ ΣΤΟΙΧΕΙΩΝ Οι παλμοί για την έναυση και σβέση των ημιαγωγικών στοιχείων παράγονται από το μικροελεγκτή dspic30f4011 και είναι της τάξης των +5V. Η ισχύς τους, όμως, δεν επαρκεί για την απευθείας οδήγηση των ημιαγωγικών στοιχείων και για το λόγο αυτό περνούν από μία βαθμίδα ενίσχυσης. Προηγουμένως, απομονώνονται ηλεκτρικά, ώστε να προστατευτεί το κύκλωμα ελέγχου από τα διαφορετικά επίπεδα ισχύος. Η απομόνωση του κάθε παλμού επιτυγχάνεται με τη χρήση του ολοκληρωμένου οπτοζεύκτη (optocoupler) 6N137, το κυλωματικό διάγραμμα του οποίου φαίνεται στο σχήμα Συνεπώς, για τον τριφασικό αντιστροφέα απαιτούνται έξι optocouplers. Την είσοδο του οπτοζεύκτη αποτελεί μια φωτοδίοδος που εκπέμπει φως στη βάση ενός φωτοτρανζίστορ, αναγκάζοντάς το να άγει. 151

170 Σχήμα 5.23: Κυκλωματικό διάγραμμα του ολοκληρωμένου 6Ν137 Συνδέοντας μια αντίσταση των 270 Ω εξωτερικά εν σειρά με τη δίοδο (δηλαδή στον ακροδέκτη 2), περιορίζεται το ρεύμα που τη διαρρέει κάτω από το όριο που αναφέρεται στο τεχνικό φυλλάδιο του 6Ν137. Οι ακροδέκτες 3 και 5 συνδέονται με διαφορετική γείωση προκειμένου να επιτευχθεί η απομόνωση. Έτσι, το pin 3 συνδέεται με τη γη που είναι κοινή με το μικροελεγκτή και αποτελεί τη γη των κυκλωμάτων ελέγχου, ενώ το pin 5 συνδέεται με τη γη που αφορά την πλευρά ισχύος, δηλαδή τα κυκλώματα μετά από τη βαθμίδα του optocoupler. Το pin 8 συνδέεται με την τροφοδοσία των +5V ισχύος. Το ίδιο γίνεται και στο pin 7, ώστε να ενεργοποιείται το κύκλωμα (enable). Επειδή το σήμα εξόδου είναι ρεύμα, τοποθετείται μεταξύ τροφοδοσίας και εξόδου (pins 8, 6) μία αντίσταση των 4,3kΩ. Οι παλμοί που φτάνουν στη φωτοδίοδο εξέρχονται αντιστραμμένοι από το φωτοτρανζίστορ. Για το λόγο αυτό, πριν τα 6Ν137, τοποθετείται το ολοκληρωμένο 74HC04 που περιέχει έξι πύλες ΝΟΤ και φαίνεται στο σχήμα Έτσι, συνολικά οι παλμοί αντιστρέφονται δύο φορές, οπότε παραμένουν στην ίδια μορφή που προέκυψαν από το μικροελεγκτή. Επιπλέον, το 74HC04 χρησιμοποιείται και για ενίσχυση του ρεύματος, καθώς ο μικροελεγκτής δεν μπορεί να οδηγήσει τα επόμενα από αυτόν ολοκληρωμένα κυκλώματα. Σχήμα 5.24: Κυκλωματικό διάγραμμα του ολοκληρωμένου 74HC04 152

171 Ως τελική βαθμίδα πριν τα ημιαγωγικά στοιχεία, τοποθετείται το ολοκληρωμένο IR2113 (Σχήμα 5.25) που ενισχύει τους παλμούς από τα +5V στα +15V. Η ενίσχυση των παλμών γίνεται για δύο ημιαγωγικά στοιχεία του ίδιου κλάδου, δηλαδή για τον τριφασικό αντιστροφέα απαιτούνται τρία IR2113. Σχήμα 5.25: Συνδεσμολογία του ολοκληρωμένου IR2113 Στα pins ΗΙΝ, LIN εισέρχονται οι παλμοί που θα οδηγήσουν το άνω και κάτω ημιαγωγικό στοιχείο του κάθε κλάδου αντίστοιχα. Στo V DD συνδέεται η τροφοδοσία των +5V, στο V CC η τροφοδοσία των +15V και στο Vss η γείωση (τροφοδοτικό για την πλευρά ισχύος). Το SD ελέγχει αν το IR2113 λειτουργεί ή όχι και συνδέεται και αυτό στη γείωση για μόνιμη λειτουργία. Όπως φαίνεται και στο παραπάνω σχήμα, από τα pins HO και LO εξέρχονται οι παλμοί που πηγαίνουν στη βάση των άνω και κάτω τρανζίστορ αντίστοιχα ενώ τα Vs, COM αποτελούν το δρόμο επιστροφής και συνδέονται με τον εκπομπό των IGBT. Για το κάτω στοιχείο του κλάδου, η επιστροφή COM συνδέεται με τη γείωση. Όσον αφορά τον έλεγχο του άνω στοιχείου, χρησιμοποιείται η τεχνική bootstrap ΤΕΧΝΙΚΗ BOOTSTRAP H τροφοδοσία τύπου Bootstrap έγκειται στο γεγονός ότι τα άνω στοιχεία του αντιστροφέα έχουν τον εκπομπό τους συνδεδεμένο στο συλλέκτη των κάτω στοιχείων (Σχήμα 5.26). Συνεπώς, χρειάζεται να ληφθεί ειδική μέριμνα για την εφαρμογή της διαφοράς δυναμικού των 15V μεταξύ βάσης-εκπομπού τους. 153

172 Σχήμα 5.26: Κύκλωμα τεχνικής bootstrap Κατά την έναυση του στοιχείου, ο φορτισμένος πυκνωτής bootstrap δίνει την απαιτούμενη τάση μεταξύ της βάσης και του εκπομπού. Η φόρτιση του πυκνωτή επιτυγχάνεται μέσω της διόδου bootstrap κατά τη σβέση του στοιχείου. Προκειμένου να φορτίζεται γρήγορα ο πυκνωτής και ταυτόχρονα να σβήνει γρήγορα το στοιχείο, η δίοδος έχει πολύ μικρό χρόνο απόκρισης. Ο πυκνωτής πρέπει να προλαβαίνει να φορτίζεται όσο διαρκεί η αγωγή του κάτω στοιχείου και για το λόγο αυτό απαιτείται κατάλληλη επιλογή τόσο αυτού όσο και της διόδου [44]. (5.14) όπου Vcc: τροφοδοσία +15V V f : πτώση τάσης της διόδου bootstrap κατά την αγωγή της V LS : πτώση τάσης του κάτω ημιαγωγικού στοιχείου V min : ελάχιστη τάση μεταξύ V B και V S (=10V) To Q bs είναι το ελάχιστο φορτίο που πρέπει να προσδώσει ο bootstrap πυκνωτής και υπολογίζεται από την εξίσωση: (5.15) όπου Q g : φορτίο βάσης του άνω ημιαγωγικού στοιχείου Ι qbs(max) : ρεύμα παροχής για σταθερή τάση V BS I Cbs(leak) : ρεύμα διαρροής του πυκνωτή bootstrap Q ls : = 5nC για ολοκληρωμένα των 500V/600V και 20nC για αυτά των 1200V f: διακοπτική συχνότητα λειτουργίας 154

173 Σύμφωνα με το φυλλάδιο του κατασκευαστή για το module των IGBT, ισχύει: Q g =0,30μC, V LS =1,7V, V bs =V GE =6,5V. Από το τεχνικό φυλλάδιο για το IR2113, ισχύει ότι Ι qbs(max) =230μΑ. Ο πυκνωτής bootstrap που επιλέχθηκε είναι από ταντάλιο και έχει πολύ μικρό ρεύμα διαρροής σε σχέση με τους ηλεκτρολυτικούς πυκνωτές, επομένως I cbs(leak) =0 [45]. Η δίοδος bootstrap που επιλέχθηκε είναι η ΒΥT56M με πολύ μικρούς χρόνους απόκρισης (100ns) και με V f =1,6V. Άρα, αντικαθιστώντας στην (5.8), το Q bs ισούται με: Από τη σχέση (5.7) προκύπτει η ελάχιστη τιμή του πυκνωτή bootstrap που πρέπει να τοποθετηθεί στο κύκλωμα για την ορθή λειτουργία του. (5.16) Ωστόσο, σύμφωνα με έναν εμπειρικό κανόνα [44], ο πυκνωτής bootstrap επιλέγεται περίπου 15 φορές μεγαλύτερος από την τιμή που προκύπτει από την (5.7). Έτσι, στην πράξη ο πυκνωτής που χρησιμοποιήθηκε είναι 4,7μF. Συνολικά, λοιπόν, οι παραγόμενοι παλμοί από το μικροελεγκτή περνούν από το 74HC04 όπου και αντιστρέφονται, στη συνέχεια από τα 6Ν137 όπου απομονώνονται και αντιστρέφονται ξανά και τέλος από τα ΙR2113 όπου ενισχύονται και οδηγούνται στην πύλη των ημιαγωγικών στοιχείων. Μεταξύ πύλης και εκπομπού του κάθε IGBT τοποθετήθηκε δίοδος zener των 16V και παράλληλα σε αυτή μια αντίσταση των 51kΩ, ώστε το στοιχείο να προστατευτεί στην περίπτωση που οι παλμοί οδήγησης ξεπεράσουν τα 16V ΑΝΤΙΣΤΑΣΕΙΣ ΠΥΛΗΣ ΓΙΑ ΤΗΝ ΕΝΑΥΣΗ ΚΑΙ ΣΒΕΣΗ ΤΩΝ IGBT Η συμπεριφορά του IGBT ως προς την έναυση και τη σβέση του καθορίζεται από τις παρασιτικές χωρητικότητες, που απεικονίζονται στο σχήμα 5.27, και τις κατανεμημένες αντιστάσεις που εμφανίζονται λόγω της δομής του [46]. Σχήμα 5.27: Χωρητικότητες στα άκρα του IGBT 155

174 Το πόσο γρήγορα θα ανάβει και θα σβήνει το ημιαγωγικό στοιχείο εξαρτάται από το φορτίο στην πύλη του, δηλαδή πόσο γρήγορα φορτίζονται και εκφορτίζονται οι πυκνωτές C GC, C GE. Αναλυτικά, στο σχήμα 5.26 φαίνεται η διαδικασία της έναυσης, ενώ η αντίστροφη πορεία ακολουθείται κατά τη σβέση, όπου το φορτίο που αποκτήθηκε κατά την έναυση πρέπει να απομακρυνθεί από την πύλη [46]. Σχήμα 5.28: Διαδικασία έναυσης-σβέσης του IGBT Για το χρονικό διάστημα t0, το ρεύμα I G της πύλης φορτίζει τον πυκνωτή C GE και η τάση V GE αυξάνεται μέχρι την τιμή V GE(th). Όσο η τάση V GE είναι κάτω από το κατώφλι V GE(th), δε ρέει ρεύμα μέσω του συλλέκτη και η τάση V CE είναι ίση με τη V CC. Όταν η τάση V GE ξεπεράσει την τιμή V GE(th), αρχίζει η διαδικασία έναυσης του στοιχείου (χρονικό διάστημα t1). Το ρεύμα του συλλέκτη αρχίζει να αυξάνεται μέχρι μια τιμή I C(load) που εξαρτάται από το φορτίο εξόδου (στη συγκεκριμένη εφαρμογή I C(load) 19Α, όπως δείχθηκε στις προσομοιώσεις). Η τάση V GE φτάνει την τιμή V GE(pl) και επειδή η αντιπαράλληλη δίοδος άγει ακόμα, η τάση V CE παραμένει σταθερή. Κατά το χρονικό διάστημα t2, η δίοδος σβήνει και η τάση V CE αρχίζει να πέφτει απότομα (υψηλός ρυθμός μεταβολής dv CE /dt). Μόλις φτάσει την τιμή V CEsat, η χωρητικότητα C GC φορτίζεται από το ρεύμα πύλης I G (χρονικό διάστημα t3). Τέλος, κατά το διάστημα t4, η έναυση έχει ολοκληρωθεί και το φορτίο που διοχετεύεται στον πυκνωτή C GE προκαλεί μια εκθετική αύξηση στην τάση V GE μέχρι την τιμή V GE(on), ενώ η τάση V CE παίρνει την τιμή V CE,SAT. 156

175 Συνδέοντας εξωτερικά και σε σειρά με την πύλη του στοιχείου μια αντίσταση R G είναι δυνατό να ρυθμιστούν οι χρόνοι έναυσης και σβέσης, καθώς οι πυκνωτές φορτίζονται και εκφορτίζονται (Σχήμα 5.29) μέσω της R G πιο γρήγορα [47]. Σχήμα 5.29: Πορεία ρεύματος πύλης κατά την α) έναυση και β) σβέση του στοιχείου IGBT Η τιμή της αντίστασης πρέπει να επιλεγεί με πολλή προσοχή, καθώς εκτός από τους χρόνους έναυσης και σβέσης έχει αντίκτυπο και στις διακοπτικές απώλειες, στο ρεύμα ανάστροφης ανάκτησης της διόδου, στους ρυθμούς μεταβολής των τάσεων και ρευμάτων πάνω στο στοιχείο (dv/dt, di/dt) και σε πολλά άλλα [46], [47]. Στο σχήμα 5.30 παρουσιάζεται ενδεικτικά η επίδραση της αντίστασης της πύλης σε διάφορα μεγέθη και καταδεικνύεται το πόσο σημαντική είναι η σωστή επιλογή της τιμής της. Σχήμα 5.30: Εξάρτηση διαφόρων μεγεθών από την τιμή της αντίστασης της πύλης Προκειμένου να υπάρχει η δυνατότητα ρύθμισης των χρόνων έναυσης και σβέσης ξεχωριστά, χρησιμοποιείται το κύκλωμα του σχήματος 5.31, όπου κατά την έναυση κύριο ρόλο παίζει η R G2 και στη σβέση η R G1. Στη συγκεκριμένη εφαρμογή, οι αντιστάσεις για το IGBT επιλέχθηκαν R G1 =R G2 =15Ω. 157

176 Σχήμα 5.31: Συνδεσμολογία κυκλώματος έναυσης και σβέσης για το IGBT 5.8 ΣΧΕΔΙΑΣΗ ΚΥΚΛΩΜΑΤΟΣ ΜΙΚΡΟΕΛΕΓΚΤΗ dspic30f4011 Για την παραγωγή των παλμών και τη συλλογή όλων των δεδομένων από τα μετρητικά τάσης και ρεύματος, χρησιμοποιήθηκε ο μικροελεγκτής dspic30f4011 της εταιρείας Microchip, που φαίνεται στο σχήμα 5.32, ο οποίος έχει 40 ακίδες και απαιτεί τροφοδοσία +5V [48]. Ο συγκεκριμένος μικροελεγκτής είναι κατάλληλος για τον έλεγχο ενός τριφασικού αντιστροφέα, καθώς διαθέτει ειδικό περιφερειακό για την παραγωγή των παλμών. Οι παλμοί εξέρχονται από τις ακίδες κατά αντιστοιχία για τα έξι ημιαγωγικά στοιχεία του αντιστροφέα. Όσον αφορά τις μετρήσεις τάσης και ρεύματος, ο dspic30f4011 διαθέτει 9 αναλογικές εισόδους (ΑΝ0-ΑΝ8 στα pins 2-10 αντίστοιχα). Προκειμένου να προστατευτεί ο μικροελεγκτής, σε όλα τα κυκλώματα που αφορούν σήματα που εισέρχονται στις ακίδες του (μετρητικά κυκλώματα, trimmer και zero crossing detector), τοποθετείται παράλληλα δίοδος zener των 5.1V. Σχήμα 5.32: Διάγραμμα ακίδων μικροελεγκτή dspic30f4011 Τα pins 11, 40, 32 και 21 συνδέονται με την τροφοδοσία των +5V και τα pins 12, 20, 39 και 31 με τη γείωση που είναι κοινή και για τα μετρητικά, όπως αναφέρθηκε και στην 158

177 ενότητα 5.3. Τα pins 33-38, όπου παράγονται οι παλμοί οδήγησης των ημιαγωγικών στοιχείων, συνδέονται με το 74HC04 και οι παλμοί ακολουθούν την πορεία που περιγράφτηκε στην ενότητα 5.7. Όσον αφορά τις αναλογικές εισόδους, οι συνδέσεις υλοποιήθηκαν ως εξής: ΑΝ0 Τάση δικτύου φάσης U ΑΝ1 Τάση δικτύου φάσης V ΑΝ2 Ρεύμα δικτύου φάσης U ΑΝ3 Ρεύμα δικτύου φάσης V ΑΝ4 DC Τάση εισόδου του αντιστροφέα ΑΝ5 Έξοδος ενός trimmer που ρυθμίζει την αναφορά ενεργού ισχύος Pref ΑΝ6 Έξοδος ενός trimmer που ρυθμίζει την αναφορά αέργου ισχύος Qref ΑΝ7 Ρεύμα εξόδου του αντιστροφέα φάσης U ΑΝ8 Ρεύμα εξόδου του αντιστροφέα φάσης V Τα τέσσερα πρώτα σήματα λαμβάνονται από τα αντίστοιχα μετρητικά τάσης και ρεύματος, περνούν από τα φίλτρα butterworth, αθροίζονται με το dc offset των 2,5V μέσω του LM358N και καταλήγουν στις αναλογικές εισόδους του μικροελεγκτή. Η dc τάση εισόδου του αντιστροφέα μετράται από το LV25-P, περνά από buffer τάσης που υλοποιείται με το ολοκληρωμένο AD622 και καταλήγει στην ακίδα ΑΝ4. Τα trimmer χρησιμοποιούνται για τη μεταβολή της ενεργού και αέργου ισχύος στο κλειστό βρόχο του συστήματος και αποτελούν μία μεταβλητή αντίσταση που συνδέεται με την τροφοδοσία των +5V. Τα σήματα εξόδου των trimmer περνούν από buffer τάσης που υλοποιείται με το ολοκληρωμένο LM358N και οδηγούνται στις αναλογικές ΑΝ5, ΑΝ6. Τα ρεύματα εξόδου του αντιστροφέα μετρώνται από τα LAH-25, των οποίων τα σήματα εξόδου αθροίζονται με το dc offset των 2,5V που παράγει το AD580. Η άθροιση για κάθε σήμα υλοποιείται με τα ολοκληρωμένα AD622. Στο pin 22 σχεδιάζεται δρόμος με πρόβλεψη για οδήγηση ενός ρελέ. Προκειμένου να προγραμματιστεί ο μικροελεγκτής ώστε να ελέγχει τη λειτουργία της διάταξης, είναι απαραίτητη η επικοινωνία του με υπολογιστή. Η επικοινωνία αυτή αποκαθιστάται από το αναπτυξιακό MPLAB ICD2 της εταιρίας Microchip, το εσωτερικό του οποίου δίδεται στο σχήμα Το MPLAB ICD2 συνδέεται τόσο με τον υπολογιστή όσο και με το μικροελεγκτή dspic30f4011 μέσω ειδικών κοννεκτόρων (Σχήμα 5.34). 159

178 Σχήμα 5.33: Εσωτερική δομή του MPLAB ICD2 Σχήμα 5.34: Συνδεσμολογία MPLAB ICD2 με το μικροελεγκτή dspic30f4011 Όπως διακρίνεται και στις εικόνες, το MPLAB ICD2 και ο μικροελεγκτής συνδέονται μέσω των 5 pins: V DD,, PGC, PGD, V SS [49]. Έτσι, στην πλακέτα του μικροελεγκτή σχεδιάστηκε ειδική υποδοχή στην οποία συνδέεται ο κοννέκτορας του αναπτυξιακού. Τα 5 pins του MPLAB ICD2 αντιστοιχίζονται με τα εξής: pin 1 ( ), pin 11(V DD ), pin 26 (PGC), pin 25 (PGD) και pin 20 (V SS ). Τέλος, μεταξύ του και της γείωσης συνδέεται ένα μπουτόν, ώστε να είναι δυνατή η επανεκκίνηση του μικροελεγκτή (reset). Το μπουτόν είναι normally open (NO) και στην κανονική λειτουργία του μικροελεγκτή το είναι συνδεμένο στην τροφοδοσία των +5V, ενώ για το reset, συνδέεται στη γείωση μέσω του πατήματος του μπουτόν και ο μικροελεγκτής μπορεί να επαναπρογραμματιστεί. 160

179 5.9 ΠΛΑΚΕΤΕΣ Για τη σχεδίαση των πλακετών, μετρώνται οι ακριβείς διαστάσεις των επιμέρους στοιχείων με παχύμετρο και σχεδιάζονται τα αποτυπώματά τους και οι συνδέσεις μεταξύ των ακίδων τους. Οι δρόμοι σύνδεσης των στοιχείων σχεδιάζονται με συγκεκριμένο πάχος ανάλογο του ρεύματος που αναμένεται να περάσει διαμέσου τους [50]. Οι πλακέτες που κυκλοφορούν στο εμπόριο είναι καλυμμένες εξωτερικά με μία λεπτή στρώση φωτοευαίσθητου υλικού κάτω από την οποία ενυπάρχει η στρώση του αγώγιμου χαλκού. Το σχέδιο του κυκλώματος τυπώνεται πάνω στην πλακέτα, φωτίζοντάς την. Στη συνέχεια, με τη χρήση χημικού διαλύματος, αφαιρείται ο χαλκός από όλα τα σημεία της πλακέτας που δεν αποτελούν τμήμα του σχεδίου του κυκλώματος [12]. Η διαδικασία αυτή ονομάζεται αποχάλκωση. Όλοι οι δρόμοι των πλακετών επικαλύπτονται με καλάι (κράμα κασσίτερου με άλλα μαλακά μέταλλα χαμηλού σημείου τήξης). Η διαδικασία αυτή γίνεται αφενός για να αποφεύγεται η διάβρωση των χάλκινων δρόμων με το πέρασμα του χρόνου και αφετέρου για να μειώνεται η αντίσταση επί των δρόμων, καθώς με την επίστρωση του καλάι αυξάνεται η διατομή του δρόμου. Έτσι, σχεδιάστηκαν και κατασκευάστηκαν οι εξής πλακέτες: 1. Πλακέτα τροφοδοτικών 2. Πλακέτα φίλτρων butterworth, trimmer Pref-Qref, κυκλώματος zero cross detector 3. Πλακέτα μετρητικών στο δευτερεύον του μετασχηματιστή 4. Πλακέτα μετρητικών στο πρωτεύον του μετασχηματιστή 5. Πλακέτα ημιαγωγικών στοιχείων και μετρητικών για την είσοδο και έξοδο του αντιστροφέα 6. Πλακέτα μικροελεγκτή 7. Πλακέτα απομόνωσης και ενίσχυσης των παλμών Προκειμένου να εξοικονομηθεί χώρος, οι πλακέτες 5-7 υλοποιήθηκαν σε μία ενιαία διάταξη. Έτσι, οι πλακέτες 6 και 7 διαθέτουν η κάθε μία ειδικό αρσενικό κοννέκτορα και συνδέονται κάθετα στην πλακέτα των ημιαγωγικών στοιχείων (5), η οποία χρησιμοποιείται ως βάση και διαθέτει τους αντίστοιχους θηλυκούς κοννέκτορες. Οι είσοδοι και οι έξοδοι κάθε πλακέτας παρέχονται μέσω των κοννεκτόρων και κατά αυτόν τον τρόπο αποκαθίσταται επικοινωνία μεταξύ τους. 161

180 Στην πλακέτα των τροφοδοτικών (Σχήμα 5.35) υλοποιήθηκαν τα τέσσερα τροφοδοτικά που περιγράφτηκαν στην ενότητα 5.3. Στην είσοδο των τροφοδοτικών, τοποθετήθηκε ασφάλεια 500mA. Στην έξοδο κάθε τροφοδοτικού συνδέθηκε ενδεικτική λυχνία για να διαπιστώνεται η ορθή λειτουργία κάθε τροφοδοτικού, καθώς και κοννέκτορες για σύνδεση με τις υπόλοιπες πλακέτες, όπου απαιτείται τροφοδοσία. Τα ολοκληρωμένα 7805, 7815, 7812, 7805 (για την πλευρά ισχύος), 7915 βιδώνονται πάνω σε μικρά ψυκτικά σώματα, ώστε να απάγεται η θερμότητα που παράγεται λόγω των απωλειών. Σχήμα 5.35: Πλακέτα τροφοδοτικών Τα φίλτρα Butterworth, οι βαθμίδες του αθροιστή και τα κυκλώματα ανίχνευσης του μηδενός σχεδιάστηκαν και υλοποιήθηκαν σε μία πλακέτα, η οποία φαίνεται στο σχήμα Οι είσοδοι της πλακέτας είναι οι έξοδοι των μετρητικών τάσης και ρεύματος για δύο φάσεις που αφορούν είτε το δευτερεύον είτε το πρωτεύον του μετασχηματιστή και προέρχονται από τις αντίστοιχες πλακέτες μέσω καλωδιοταινίας. Τα τέσσερα σήματα που προκύπτουν μετά από τους αθροιστές LM358N, οι έξοδοι των zero cross detector κυκλωμάτων και των δύο trimmer αποτελούν τις εξόδους της πλακέτας και πηγαίνουν προς το μικροελεγκτή μέσω καλωδιοταινίας. 162

181 Σχήμα 5.36: Πλακέτα φίλτρων Butterworth Στην πλακέτα των μετρητικών για το δευτερεύον του μετασχηματιστή (Σχήμα 5.37) υπάρχουν τα μετρητικά για την τάση (LV25-P) και το ρεύμα (LTS-6NP) σε δύο φάσεις. Οι έξοδοι των μετρητικών περνούν από τα buffer τάσης LM358N. Τα σήματα εξόδου των μετρητικών ρεύματος δε χρειάζονται άθροιση με 2,5V, καθώς η τροφοδοσία του LTS-6NP είναι +5V, οπότε και τα όρια του σήματος κυμαίνονται μεταξύ [+5V,0V]. Τα τέσσερα σήματα που προκύπτουν οδηγούνται στην πλακέτα των φίλτρων butterworth, όπου εκεί υλοποιείται και η άθροιση με το AD580 για τα σήματα εξόδου των μετρητικών τάσης. Στην είσοδο των μετρητικών τοποθετήθηκαν μπόρνες για εύκολη σύνδεση. Σχήμα 5.37: Πλακέτα μετρητικών τάσης- ρεύματος στην πλευρά του δικτύου 163

182 Στην τέταρτη πλακέτα, υπάρχουν τα μετρητικά για το πρωτεύον του μετασχηματιστή και αφορούν την τάση (LV25-P) και το ρεύμα (LAH-25) σε δύο φάσεις, όπως απεικονίζεται στο σχήμα Οι έξοδοι των μετρητικών τάσης περνούν από τα buffer τάσης LM358N και οι έξοδοι των μετρητικών ρεύματος αθροίζονται με τα 2,5V του AD580 μέσω του LM358N. Στην είσοδο των μετρητικών τοποθετήθηκαν μπόρνες για εύκολη σύνδεση. Η πλακέτα αυτή μπορεί να χρησιμοποιηθεί αντί της πλακέτας με τα μετρητικά για το δευτερεύον του μετασχηματιστή, αν είναι επιθυμητό ο έλεγχος μέσω κλειστού βρόχου να μεταφερθεί στο πρωτεύον. Για το λόγο αυτό, οι έξοδοι των μετρητικών τάσης περνούν μόνο από buffer τάσης, ενώ η άθροιση με τα 2,5V γίνεται πάνω στην πλακέτα των φίλτρων butterworth. Διαφορετικά, σε κάθε πλακέτα μετρητικών, θα έπρεπε να υλοποιηθεί η άθροιση με το AD580 μέσω του LM358N κι έτσι μεταφέροντας αυτό το κύκλωμα στην πλακέτα των φίλτρων butterworth, εξοικονομείται υλικό. Σχήμα 5.38: Πλακέτα μετρητικών τάσης- ρεύματος για το πρωτεύον του μετασχηματιστή Η πλακέτα των ημιαγωγικών στοιχείων (Σχήμα 5.39) βιδώνεται πάνω στο ψυκτικό σώμα και περιλαμβάνει και τα μετρητικά ρεύματος και τάσης για την είσοδο και έξοδο του αντιστροφέα. Στην είσοδο (DC πηγή) και έξοδο (φάσεις U, V, W) τοποθετούνται μπόρνες για ευκολία σύνδεσης και πρόσβασης. Όλες οι τροφοδοσίες για τα κυκλώματα ελέγχου (+5V, +15V, -15V, +12V, +5V ισχύος) φτάνουν σε αυτήν την πλακέτα και διανέμονται στις υπόλοιπες μέσω των κοννεκτόρων. Επίσης, στην πλακέτα υπάρχει υποδοχή για την καλωδιοταινία που φεύγει από την πλακέτα των butterworth με όλα τα σήματα προς επεξεργασία από το μικροελεγκτή. Στη συνέχεια, τα σήματα αυτά μεταφέρονται στην 164

183 πλακέτα του μικροελεγκτή μέσω του κοννέκτορα που συνδέει τις δύο πλακέτες. Επιπλέον, υπάρχουν άλλοι δύο κοννέκτορες ως πρόβλεψη για μια πλακέτα προστασίας της όλης διάταξης και επικοινωνίας με drivers [51]. Σχήμα 5.39: Πλακέτα ημιαγωγικών στοιχείων και μετρητικών τάσης-ρεύματος αντιστροφέα Για τη σταθεροποίηση της συνεχούς τάσης του αντιστροφέα και τη μείωση των αιχμών τάσης, τοποθετήθηκαν στην είσοδο ένας πυκνωτής πολυπροπυλενίου (MKP) των 4,7μF/250V, ο οποίος φαίνεται στο σχήμα 5.39, και τέσσερις ηλεκτρολυτικοί πυκνωτές του 1mF (σχήματα 5.40, 5.41). Προκειμένου να εκφορτίζονται οι πυκνωτές όταν αποσυνδέονται από την πηγή τροφοδοσίας των 120V, συνδέθηκε στα άκρα τους αντίσταση του 1MΩ προς αποφυγή ηλεκτροπληξίας. 165

184 Σχήμα 5.40: Συνδεσμολογία ηλεκτρολυτικών πυκνωτών εισόδου του αντιστροφέα Σχήμα 5.41: Πλακέτα ηλεκτρολυτικών πυκνωτών εισόδου του αντιστροφέα Στην πλακέτα του μικροελεγκτή, περιλαμβάνονται, εκτός από τον ίδιο, το 74HC04 και τα κυκλώματα των ολοκληρωμένων AD622 (Σχήμα 5.42). Οι έξοδοι του 74HC04 οδηγούνται μέσω του κοννέκτορα στην πλακέτα ενίσχυσης των παλμών. Όπως προαναφέρθηκε, οι τροφοδοσίες και τα σήματα για τις αναλογικές ακίδες του μικροελεγκτή, καθώς και οι έξοδοι από τα zero cross detector κυκλώματα αποτελούν τις εισόδους της πλακέτας. Επίσης, για την επικοινωνία του μικροελεγκτή με το MPLAB ICD2 τοποθετήθηκε ειδικός κοννέκτορας. 166

185 Σχήμα 5.42: Πλακέτα μικροελεγκτή Τα κυκλώματα των optocouplers και των IR2113 υλοποιούνται στην πλακέτα που φαίνεται στο σχήμα Οι είσοδοι και έξοδοι της πλακέτας παρέχονται μέσω του ειδικού κοννέκτορα που διαθέτει. Οι παλμοί που προέρχονται από το 74HC04 και η τροφοδοσία των +15V ισχύος αποτελούν τις εισόδους της πλακέτας. Τα +15V περνούν από ένα 7805 που βρίσκεται πάνω στην πλακέτα, ώστε να προκύψει η τροφοδοσία των +5V ισχύος που απαιτείται για τα 6N137 και τα IR2113. Οι παλμοί που προκύπτουν από τα IR2113 αποτελούν και τις εξόδους της πλακέτας και οδηγούνται μέσω του κοννέκτορα στην πλακέτα των ημιαγωγικών στοιχείων. 167

186 Σχήμα 5.43: Πλακέτα απομόνωσης και ενίσχυσης των παλμών Έτσι, η συνολική διάταξη των πλακετών του αντιστροφέα παρουσιάζει τη μορφή που φαίνεται στο σχήμα Σχήμα 5.44: Συνολική διάταξη τριφασικού αντιστροφέα 168

187 Το ολικό σύστημα περιλαμβάνει τον αντιστροφέα, το φίλτρο και το μετασχηματιστή, τα οποία παρατίθενται στα σχήματα 5.45, Σχήμα 5.45: Διάταξη τριφασικού πηνίου και πυκνωτών για σχηματισμό του LC φίλτρου και ασφάλειες στην πλευρά του αντιστροφέα σε ξύλινη βάση Σχήμα 5.46: Συνολικό σύστημα διασύνδεσης αντιστροφέα με το δίκτυο 169

188 170

189 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 6 ΛΕΙΤΟΥΡΓΙΑ ΜΙΚΡΟΕΛΕΓΚΤΗ ΚΑΙ ΛΟΓΙΚΗ ΤΟΥ ΚΩΔΙΚΑ ΕΚΤΕΛΕΣΗΣ Η χρήση των μικροϋπολογιστικών συστημάτων αφορά την ανάπτυξη και υλοποίηση απλών ή πολύπλοκων λογικών ελέγχου σε διατάξεις μετατροπής της ηλεκτρικής ισχύος. Ανεξάρτητα από την πολυπλοκότητα του ελέγχου, το μικροϋπολογιστικό σύστημα πρέπει να είναι σε θέση να μετρήσει ένα ή περισσότερα μεγέθη της διάταξης ισχύος, να εκτελέσει τους κατάλληλους αλγορίθμους και να παράγει τα σήματα εκείνα που θα παλμοδοτήσουν τα ημιαγωγικά στοιχεία ισχύος. Tα μετρούμενα μεγέθη μπορεί να είναι ρεύματα, τάσεις, στροφές, θερμοκρασία καθώς και σήματα ελέγχου από το χρήστη. Tα μικροϋπολογιστικά συστήματα που ενσωματώνουν τα απαραίτητα περιφερειακά για την υλοποίηση μεθόδων ελέγχου λέγονται μικροελεγκτές. Γενικότερα, ο μικροελεγκτής είναι ένας τύπος μικροεπεξεργαστή με έμφαση στην αυτάρκεια και στην υψηλή τιμή απόδοσης/κόστους, σε αντίθεση με ένα μικροεπεξεργαστή γενικού σκοπού (όπως αυτοί που χρησιμοποιούνται σε έναν προσωπικό υπολογιστή). Η μοναδική διαφορά μεταξύ μικροεπεξεργαστή και μικροελεγκτή είναι ότι ο πρώτος αποτελείται από τρία μόνο μέρη [13]: Την αριθμητική και λογική μονάδα (ALU) Τη μονάδα ελέγχου (CU) Τη μνήμη (Memory-Registers), ενώ Ο δεύτερος περιλαμβάνει εκτός από τα παραπάνω και άλλες μονάδες όπως RAM, ROM, εισόδους, εξόδους, κτλ. Ο μικροελεγκτής είναι ένα ολοκληρωμένο υψηλού βαθμού ολοκλήρωσης (Large Scale Integration chip), που εκτελεί αριθμητικές και λογικές λειτουργίες, καθώς και τις απαραίτητες λειτουργίες ελέγχου. Για την πραγματοποίηση όμως των σκοπών αυτών, υπάρχουν πολλοί τρόποι, με αποτέλεσμα να υπάρχουν μικροελεγκτές διαφόρων χαρακτηριστικών και δυνατοτήτων. Η εκλογή του κατάλληλου μικροελεγκτή για μία ορισμένη εφαρμογή είναι ζωτικής σημασίας για την επιτυχή πραγματοποίηση του τελικού σκοπού. Στη συγκεκριμένη εφαρμογή επιλέχτηκε ο μικροελεγκτής dspic30f4011 της εταιρίας Microchip, ο οποίος έχει κεντρική μονάδα επεξεργασίας των 16-bit και παρέχει υποστήριξη λειτουργιών DSP (Digital Signal Processing). Η μνήμη του μικροελεγκτή αλλά και οι δεκαέξι (16) ειδικοί καταχωρητές (SFR) που χρησιμοποιούνται κατά τον προγραμματισμό του είναι οργανωμένοι σε λέξεις μήκους 16 bit. Το εσωτερικό ρολόι εκτέλεσης των εντολών φτάνει τα 29,48MΗz. Το διάγραμμα των ακροδεκτών του μικροελεγκτή παρουσιάστηκε και στην 171

190 ενότητα 5.8, όπου αναλύθηκε η συνδεσμολογία του, αλλά για λόγους ευκολίας, δίνεται ξανά στο επόμενο σχήμα. Σχήμα 6.1: Κυκλωματικό διάγραμμα μικροελεγκτή Προκειμένου να επιτελούνται πολλές λειτουργίες γίνεται πολύπλεξη των σημάτων των περιφερειακών μεταξύ τους. Κατά αυτό τον τρόπο, ένας ακροδέκτης του ολοκληρωμένου δύναται να αντιστοιχεί σε περισσότερα του ενός περιφερειακά, ενώ παράλληλα ένα περιφερειακό δύναται να λειτουργεί δίχως να χρησιμοποιεί όλους του τους ακροδέκτες, απελευθερώνοντας τους για άλλη λειτουργία. Η ενεργοποίηση των περιφερειακών και η αντιστοίχησή τους με ακροδέκτες πραγματώνεται με την κατάλληλη χρήση των ειδικών καταχωρητών SFR [48]. 6.1 ΠΕΡΙΦΕΡΕΙΑΚΗ ΜΟΝΑΔΑ ΠΑΡΑΓΩΓΗΣ ΠΑΛΜΩΝ (MOTOR CONTROL PWM) H μονάδα παραγωγής παλμών PWM (Σχήμα 6.2) προσφέρει πολλές δυνατότητες και συνοπτικά έχει τα ακόλουθα χαρακτηριστικά [48]: Διαθέτει 6 ακροδέκτες (pin) εισόδων/ εξόδων της PWM με τρεις παραγωγούς λόγου κατάτμησης. Δίνει τη δυνατότητα αλλαγών της συχνότητας της PWM σε πραγματικό χρόνο. Προσφέρει διάφορες δυνατότητες παραγωγής παλμών, όπως: Single Pulse τρόπος παραγωγής παλμών Center Aligned PWM Edge Aligned PWM Διαθέτει συγκριτή «ειδικού γεγονότος» για τη διευθέτηση άλλων περιφερειακών γεγονότων. 172

191 Η μονάδα PWM διαθέτει τρεις παραγωγούς λόγου κατάτμησης, αριθμημένους από το ένα ως το τρία. Οι έξι ακροδέκτες εισόδου/εξόδου, όπως φαίνεται στο σχήμα 6.1, είναι ομαδοποιημένοι σε αριθμημένα ζευγάρια high/low και συμβολίζονται με την κατάληξη H ή L αντίστοιχα. Σχήμα 6.2: Λειτουργικό διάγραμμα του περιφερειακού Motor Control PWM Η βάση χρόνου (time base) της PWM περιγράφεται με ένα χρονιστή (timer) 15 bit με prescaler και postscaler. Η πρόσβαση στη βάση χρόνου γίνεται μέσω του PTMR καταχωρητή. Το PTMR<15> ή PTDIR είναι ένα bit ανάγνωσης κατάστασης, που δείχνει τον τρόπο μέτρησης της βάσης χρόνου της PWM. Αν το PTDIR καθαριστεί, το PTMR μετρά προς τα πάνω. Αν το PTDIR γίνει set, το PTMR μετρά προς τα κάτω. Η βάση χρόνου ενεργοποιείται ή απενεργοποιείται θέτοντας ή καθαρίζοντας αντίστοιχα το PTEN bit του PTCON SFR (Special Function Register). Το PTPER SFR θέτει τη μετρούμενη περίοδο του PTMR, όπου ο χρήστης μπορεί να γράψει μια τιμή 15 bit στο PTPER<14:0>. Όταν η τιμή του PTMR<14:0> 173

192 γίνει ίδια με την τιμή του καταχωρητή περιόδου PTPER<14:0>, η βάση χρόνου είτε θα γίνει reset στο μηδέν, είτε θα αντιστρέψει τη διεύθυνση μέτρησης μέχρι τον επόμενο κύκλο ρολογιού, ανάλογα με τη λειτουργία της PWM που έχει επιλεγεί. Η βάση χρόνου της PWM μπορεί να οριστεί με τέσσερις διαφορετικούς τρόπους λειτουργίας [20]: Single Shot mode Free Running mode Continuous Up/Down Count mode with interrupts for double updates Continuous Up/Down Count mode Οι τέσσερις παραπάνω λειτουργίες επιλέγονται μέσω του PTCON SFR (Special Function Register) και συγκεκριμένα από τα PTMOD <1:0> bits. Στη συγκεκριμένη εφαρμογή αυτό που ενδιαφέρει είναι το continuous Up/Down Count mode, καθώς έτσι μπορεί να δημιουργηθεί η τριγωνική κυματομορφή (φορέας) για την παραγωγή παλμών μέσω της τεχνικής spwm. Στη λειτουργία Continuous Up/Down Count mode η χρονική βάση της PWM μετράει προς τα πάνω έως ότου γίνει σύμπτωση με την τιμή του PTPER καταχωρητή. Ο timer θα αρχίσει να μετράει προς τα κάτω στην επόμενη παρυφή του ρολογιού εισόδου και θα συνεχίσει να μετράει προς τα κάτω μέχρι να φτάσει την τιμή «0». Το PTDIR bit PTMR<15> μπορεί μόνο να αναγνωστεί και υποδεικνύει την κατεύθυνση της καταμέτρησης. Το PTDIR bit γίνεται set, μόνο όταν το χρονόμετρο μετράει «προς τα κάτω». Στην Continuous Up/Down Count λειτουργία μέτρησης (PTMOD <1:0> = 10), μια διακοπή παράγεται κάθε φορά που η τιμή του καταχωρητή PTMR γίνεται ίση με το μηδέν και η βάση χρόνου της PWM αρχίζει να μετράει προς τα πάνω. Τα postscaler bits επιλογής μπορούν να χρησιμοποιηθούν σε αυτήν την κατάσταση λειτουργίας του χρονοδιακόπτη για να μειώσουν τη συχνότητα εμφάνισης των διακοπών. Ο PTPER είναι ένας καταχωρητής 15bit που ρυθμίζει την περίοδο μέτρησης για τον καταχωρητή PTMR. Ο χρήστης δίνει μία τιμή εύρους 15 bit στον PTPER <14:0>, όταν η τιμή του PTMR συμπέσει με την τιμή του PTPER η χρονική βάση μπορεί να επανέλθει στην τιμή «0» ή να αρχίσει να μετράει προς την αντίστροφη κατεύθυνση ανάλογα με την λειτουργία που έχει επιλεγεί από τον χρήστη. Ο PTPER είναι ένας double buffer. Η περίοδος της PWM υπολογίζεται από την παρακάτω σχέση [48]: Σήματα edge aligned PWM παράγονται όταν έχει επιλεγεί μια από τις δύο Up / Down λειτουργίες. Η έξοδος PWM καθίσταται ενεργή όταν η τιμή του αντίστοιχου PDCx καταχωρητή γίνει ίδια με την τιμή του PTMR και επιπροσθέτως η βάση χρόνου της PWM μετρά «προς τα κάτω» (PTDIR = 1). Aντιστοίχως, μία PWM έξοδος καθίσταται ανενεργή όταν βάση χρόνου της PWM μετρά «προς τα πάνω» (PTDIR = 0) και η τιμή του PTMR 174

193 καταχωρητή συμπέσει με την τιμή του αντίστοιχου προς την έξοδο PDCx καταχωρητή λόγου κατάτμησης (Σχήμα 6.3). Αν η τιμή ενός καταχωρητή PDCx είναι μηδέν, τότε καθ'όλη τη διάρκεια της περιόδου η αντίστοιχη PWM έξοδος θα είναι ανενεργή. Αντιθέτως η έξοδος θα είναι καθ'όλη τη διάρκεια της περιόδου ενεργή αν η τιμή που έχει «φορτωθεί» στον κατάλληλο PDCx καταχωρητή, είναι ίση ή μεγαλύτερη από την τιμή του καταχωρητή PTPER. Σχήμα 6.3: Κυματομορφή Edge-aligned Η λειτουργία παραγωγής συμπληρωματικών PWM παλμών είναι εξαιρετικά χρήσιμη για την οδήγηση αντιστροφέων και γίνεται χρήση της στην εφαρμογή που εξετάζεται στην παρούσα διπλωματική εργασία. Με αυτή την λειτουργία δύο ακροδέκτες PWMxH και PWMxL δεν μπορούν να είναι ταυτόχρονα ενεργοί ή ανενεργοί. Η ενεργοποίηση της συμπληρωματικής λειτουργίας των ακροδεκτών γίνεται με «καθαρισμό» του κατάλληλου PMODx bit στον PWMCON1 καταχωρητή. Επιπλέον, συνίσταται η εισαγωγή κάποιου νεκρού χρόνου μεταξύ της απενεργοποίησης του ενός ακροδέκτη και της ενεργοποίησης του συμπληρωματικού του ακροδέκτη (Σχήμα 6.4). Αυτό υλοποιείται εισάγοντας μια τιμή στον καταχωρητή DTCON η οποία συμβολίζει το νεκρό χρόνο και υπολογίζεται ως εξής: 175

194 Σχήμα 6.4: Εισαγωγή νεκρού χρόνου στους παλμούς μέσω του μικροελεγκτή 6.2 ΠΕΡΙΦΕΡΕΙΑΚΗ ΜΟΝΑΔΑ ΜΕΤΑΤΡΟΠΗΣ AΝΑΛΟΓΙΚΟΥ ΣΗΜΑΤΟΣ ΣΕ ΨΗΦΙΑΚΟ (A/D CONVERTER) Η μονάδα μετατροπής από αναλογικό σε ψηφιακό σήμα (ADC Unit) διαθέτει 9 κανάλια εισόδου και απεικονίζεται στο σχήμα 6.5. Τα κανάλια αυτά συνδέονται σε 4 μονάδες δειγματοληψίας και αποθήκευσης (S/H). Η δειγματοληψία των σημάτων μπορεί να είναι σειριακή ή παράλληλη, ενώ η μετατροπή σε ψηφιακό σήμα είναι σειριακή. Ο μέγιστος δυνατός ρυθμός δειγματοληψίας μπορεί να φτάσει το 1Msps για δειγματοληψία ενός μόνο καναλιού χρησιμοποιώντας δύο S/H για το ίδιο σήμα. Αν τα υπό δειγματοληψία σήματα είναι περισσότερα, ο ρυθμός δειγματοληψίας μειώνεται ανάλογα. H μονάδα μετατροπής του σήματος από αναλογικό σε ψηφιακό μπορεί να μετατρέπει οποιοδήποτε αναλογικό σήμα εύρους τάσης 0-5 V σε ψηφιακό σήμα των 10bit. 176

195 Σχήμα 6.5: Λογικό διάγραμμα A/D Converter Η λειτουργία αυτής της μονάδας είναι δυνατό να ρυθμιστεί μέσω ειδικών καταχωρητών SFR. Ο καταχωρητής ADCON1 ενεργοποιεί ή απενεργοποιεί τη μονάδα και υποδεικνύει τη μορφή με την οποία θα αποθηκεύονται οι προς μέτρηση τιμές, αν τα κανάλια δειγματοληπτούνται ταυτόχρονα ή σειριακά. Στον ADCON2 επιλέγεται ο ρυθμός διακοπών ανά μετατροπή, το πόσα κανάλια θα μετατραπούν και πού θα αποθηκευθούν τα δεδομένα. Ο χρόνος δειγματοληψίας και μετατροπής του σήματος ρυθμίζεται μέσω του ADCON3, ενώ το ποιες αναλογικές είσοδοι αντιστοιχούν σε ποια κανάλια μετατροπής είναι δυνατό να οριστεί μέσω του καταχωρητή ADCHS. Το πιο ευέλικτο κανάλι είναι το CH0, το οποίο έχει πρόσβαση σε όλες τις αναλογικές ακίδες του μικροελεγκτή. Λιγότερο ευέλικτα είναι τα κανάλια CH1, CH2, CH3. Έστω ότι είναι επιθυμητή η δειγματοληψία στις αναλογικές ακίδες ΑΝ0, ΑΝ3, ΑΝ7 και έστω ότι η ΑΝ0 συνδέεται με το CH1 και η ΑΝ7 με το CH0. Η ΑΝ3 είναι δυνατό να συνδεθεί με το CH1 ή το CH0, όπως φαίνεται και στην παραπάνω Σχήμα. Τη δυνατότητα εναλλαγής των αναλογικών ακίδων στο ίδιο κανάλι δίνει ο μικροελεγκτής με τη χρήση δύο πολυπλεκτών MUXA και MUXB. Έτσι, μπορεί να θεωρηθεί ότι η ρύθμιση του MUXA περιλαμβάνει την αντιστοίχηση του ΑΝ0 στο CH1 και του ΑΝ7 στο CH0, ενώ για το MUXB η ΑΝ3 αντιστοιχεί στο CH1 και η ΑΝ7 στο CH0. Κατά αυτόν τον τρόπο, υπάρχει η δυνατότητα 177

196 πολλών συνδυασμών δειγματοληψίας των διαφόρων αναλογικών ακίδων κατά απαίτηση του χρήστη. 6.3 ΛΟΓΙΚΗ ΤΟΥ ΚΩΔΙΚΑ ΕΚΤΕΛΕΣΗΣ Όπως περιγράφτηκε και στο υποκεφάλαιο 6.1, ο μικροελεγκτής dspic30f4011 παράγει παλμούς για την οδήγηση των ημιαγωγικών στοιχείων ενός αντιστροφέα, συγκρίνοντας μια τριγωνική κυματομορφή με την τιμή που λαμβάνει ο καταχωρητής PDC. Έτσι, λοιπόν, μεταβάλλοντας ημιτονοειδώς αυτόν τον καταχωρητή είναι δυνατό να υλοποιηθεί η τεχνική παλμοδότησης SPWM. Για το λόγο αυτό, φορτώνεται στη μνήμη του μικροελεγκτή ένας πίνακας που περιέχει τιμές ημιτόνου. Οι τιμές αυτές διαβάζονται σε κάθε διακοπτική περίοδο και χρησιμοποιούνται για την κατάλληλη μεταβολή του PDC. Έτσι, γίνεται μια αντιστοίχιση της τιμής που παίρνει το ημίτονο αναφοράς με τη τιμή που καταχωρείται στον PDC, όπως δείχνει το σχήμα 6.6. Όταν το ημίτονο αναφοράς έχει μέγιστη θετική τιμή ο λόγος κατάτμησης είναι ίσος με, όταν έχει μηδενική τιμή ο λόγος κατάτμησης είναι και όταν έχει την ελάχιστη τιμή ο λόγος κατάτμησης είναι ίσος με. Συνοπτικά, λοιπόν, όταν το ημίτονο βρίσκεται στη θετική ημιπερίοδο ισχύει: Στην αρνητική ημιπερίοδο αντίστοιχα, ισχύει: Έτσι, ο πίνακας του ημιτόνου περιέχει τιμές από (PTPER+1) ως (PTPER+1). Η τιμή που διαβάζεται από τον πίνακα πολλαπλασιάζεται με το συντελεστή διαμόρφωσης πλάτους ma που επιλέγεται από το χρήστη και στο γινόμενο προστίθεται η τιμή (PTPER+1), ώστε το PDC να παίρνει μόνο θετικές τιμές. Σχήμα 6.6: Αλλαγή της κλίμακας του ημιτόνου για την ορθή μεταβολή του PDCx Ο ρυθμός με τον οποίο μεταβάλλεται η τιμή του PDC, δηλαδή ο ρυθμός με τον οποίο διαβάζεται μία τιμή από τον πίνακα του ημιτόνου θα πρέπει να αντιστοιχεί στην επιθυμητή 178

197 συχνότητα των 50Hz. Επιπλέον, προκειμένου να είναι γνωστή κάθε φορά η φάση του ημιτόνου, θα πρέπει να χρησιμοποιηθεί μια μεταβλητή που θα δείχνει σε ποιο κελί του πίνακα βρίσκεται κάθε φορά το πρόγραμμα εκτέλεσης. Η μεταβλητή αυτή ονομάζεται δείκτης και επιλέγεται να είναι 16bits, ώστε να είναι εύκολα διαχειρίσιμος από τον dsic30f4011. Η αντιστοίχιση που γίνεται μεταξύ των τιμών του δείκτη και της εν ενεργεία γωνίας του ημιτόνου γίνεται στο δεκαεξαδικό σύστημα και είναι για μοίρες και για μοίρες. Έτσι, κάθε φορά προστίθεται στη γωνία του ημιτόνου η σταθερή τιμή που αναπαριστά τα 50Hz και το αποτέλεσμα που προκύπτει δείχνει το κελί του πίνακα το οποίο πρέπει να διαβαστεί. Στον τριφασικό αντιστροφέα, απαιτούνται τρία ημίτονα αναφοράς με διαφορά φάσης 120 ο μεταξύ τους. Μια πρώτη σκέψη είναι η αποθήκευση στη μνήμη τριών πινάκων ημιτόνων με διαφορά φάσης 120 ο. Ωστόσο, αυτό δεν είναι καθόλου πρακτικό για λόγους χώρου μνήμης, οπότε είναι δυνατό να διαβάζεται ο ίδιος πίνακας ξεκινώντας από διαφορετικό σημείο για κάθε φάση του αντιστροφέα. Έτσι, ο καταχωρητής PDC1 θα λαμβάνει την τιμή του ημιτόνου που διαβάζεται θεωρώντας μηδενική αρχική φάση, δηλαδή αρχίζοντας από το πρώτο κελί του πίνακα. Ο καταχωρητής PDC2 θα λαμβάνει την τιμή του ημιτόνου ξεκινώντας από το κελί εκείνο, το οποίο θα υποδεικνύει ένας δείκτης με τιμή που θα αντιστοιχεί σε 120 ο. Ομοίως και για το PDC3 με δείκτη που θα υποδεικνύει μετατόπιση 240 ο μέσα στον πίνακα. Η τιμή που λαμβάνουν οι δείκτες υπολογίζεται από τη σχέση [52], [53], [54]: (6.1) Έτσι, για διαφορά φάσης 120 ο και 240 ο, οι αντίστοιχοι δείκτες θα είναι: Για το συγχρονισμό του εσωτερικού ημιτόνου του πίνακα με την τάση του δικτύου χρησιμοποιήθηκαν οι παλμοί που παράγει το κύκλωμα ανίχνευσης του μηδενός (zero crossing detector). Το σήμα εξόδου του zero cross detector οδηγείται στο μικροελεγκτή. Κάθε φορά που ο παλμός είναι high, δηλαδή το ημίτονο του δικτύου περνάει από το μηδέν, αρχικοποιείται η φάση του ημιτόνου του πίνακα. Μετατοπίζοντας την τιμή αυτή 120 ο και 240 ο αντίστοιχα, υπολογίζεται η αρχική φάση και για τα άλλα δύο ημίτονα κι έτσι συγχρονίζονται και οι τρεις φάσεις του δικτύου με του αντιστροφέα. Ο παλμός από το κύκλωμα ανίχνευσης του μηδενός μπορεί να αλλοιωθεί λόγω του διακοπτικού θορύβου που εισάγουν τα ημιαγωγικά στοιχεία. Επιπλέον, είναι δυνατό να υπάρχουν πολλαπλές ενεργοποιήσεις λόγω ταλάντωσης της τάσης του δικτύου γύρω από το μηδέν. Το πρώτο πρόβλημα επιλύεται αφενός με την τοποθέτηση ενός RC φίλτρου πριν την εισαγωγή του σήματος στο μικροελεγκτή και αφετέρου μέσω ψηφιακού φίλτρου που 179

198 υλοποιείται στο πρόγραμμα εκτέλεσης και θα αναλυθεί στην επόμενη παράγραφο. Το δεύτερο πρόβλημα επιλύεται με τη χρήση των φίλτρων Butterworth, ώστε η τάση του δικτύου να περιέχει όσο το δυνατό λιγότερες αρμονικές που ευθύνονται για την παραμόρφωσή της. Κάθε φορά που διαβάζεται η τιμή του παλμού από την ακίδα, αποθηκεύεται σε μια μεταβλητή. Όταν η μεταβλητή αυτή λάβει για πρώτη φορά high, ενεργοποιείται μια επαναληπτική διαδικασία, όπου αποθηκεύονται σε ένα πίνακα οι επόμενες Ν τιμές που θα διαβαστούν. Αν και οι Ν τιμές αντιστοιχούν σε high, αυτό σημαίνει ότι ο παλμός που μετράται είναι ορθός και μπορεί να γίνει αρχικοποίηση της φάσης του ημιτόνου. Αν κάποια από τις Ν τιμές δείξει low, τότε αυτό σημαίνει ότι ο παλμός δεν είχε την κατάλληλη χρονική διάρκεια και αποτελεί λάθος ενεργοποίηση λόγω θορύβου. Στην περίπτωση αυτή, η φάση δεν αρχικοποιείται. Το πλήθος των τιμών που ελέγχονται πρέπει να επιλεχθεί κατάλληλα. Αν οι τιμές είναι λίγες, τότε ενδεχομένως να ληφθεί ως σωστός παλμός κάποιος με μικρή χρονική διάρκεια που θα είναι αποτέλεσμα θορύβου και έτσι η αρχικοποίηση της φάσης θα είναι λανθασμένη. Αν αντίθετα επιλεχθούν πολλές τιμές προς σύγκριση, τότε ίσως ξεπεραστεί η χρονική διάρκεια κατά την οποία ο παλμός είναι high, δηλαδή κάποιες τιμές θα είναι low, οπότε η αρχικοποίηση της φάσης δε θα πραγματοποιείται ποτέ. Η σωστή επιλογή του πλήθους των τιμών έγινε με δοκιμές μέσω του Debugger που προσφέρει το πρόγραμμα MPLAB της Microchip. Για τον έλεγχο της ενεργού και αέργου ισχύος που παρέχεται στο δίκτυο, πρέπει να μεταβάλλονται κατάλληλα τα ma, δ. Οι τιμές αυτές δίνονται από το χρήστη μέσω trimmer, διαβάζονται από τις αναλογικές ακίδες ΑΝ5, ΑΝ6 και αποθηκεύονται σε μεταβλητές. Έτσι, όταν διαπιστώνεται σωστός παλμός από το κύκλωμα ανίχνευσης του μηδενός, ενημερώνονται τα ma, δ από τις μεταβλητές. Αρχικά, τα ma, δ ρυθμίζονται έτσι ώστε οι τάσεις στο δευτερεύον του μετασχηματιστή να είναι συμφασικές και ίδιου πλάτους με του δικτύου. Αφού επιτευχθεί αυτό, κλείνει ο διακόπτης διασύνδεσης και στη συνέχεια τα ma, δ μεταβάλλονται κατά βούληση για να προσφερθεί ενεργός και άεργος ισχύς προς το δίκτυο. 180

199 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 7 ΠΕΙΡΑΜΑΤΙΚΑ ΑΠΟΤΕΛΕΣΜΑΤΑ-ΣΥΜΠΕΡΑΣΜΑΤΑ Οι πειραματικές μετρήσεις πραγματοποιήθηκαν στο Εργαστήριο Ηλεκτρομηχανικής Μετατροπής Ενέργειας. Το συνολικό σύστημα αποτελείται από ένα τροφοδοτικό που συνδέεται στην είσοδο του αντιστροφέα ως πηγή συνεχούς τάσης, τη διάταξη του αντιστροφέα, τα πηνία και τους πυκνωτές που αποτελούν το τριφασικό φίλτρο, τον τριφασικό μετασχηματιστή και μία μεταβλητή τριφασική αντίσταση. Το πρωτεύον και το δευτερεύον του μετασχηματιστή συνδέονται κατά αστέρα. Οι πειραματικές δοκιμές υλοποιήθηκαν κατά στάδια. Ξεκινώντας από μια απλή σύνδεση του αντιστροφέα με ωμικό φορτίο, κάθε φορά προστίθεται μια βαθμίδα και τα πειράματα επαναλαμβάνονται, έως ότου χτιστεί όλο το σύστημα, όπως ακριβώς έγινε και στην προσομοίωση. 7.1 ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΣ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑΣ-ΩΜΙΚΟ ΦΟΡΤΙΟ Αρχικά, στην έξοδο του αντιστροφέα συνδέεται μια μεταβλητή τριφασική ωμική αντίσταση κατά αστέρα. Η τιμή της επιλέγεται στα 24,5Ω ανά φάση και ο inverter τροφοδοτείται με 40V DC. Ο μικροελεγκτής προγραμματίζεται να παράγει παλμούς μέσω της τεχνικής spwm με συχνότητα 20kHz και ma=0,8. Η φασική τάση εξόδου του αντιστροφέα παίρνει θεωρητικά τις τιμές: Όπως φαίνεται και στο σχήμα 7.1, στην πράξη η τάση είναι λίγο μεγαλύτερη, καθώς υπερτίθεται θόρυβος από τη διακοπτική λειτουργία των ημιαγωγικών στοιχείων. 181

200 Σχήμα 7.1: Φασική τάση εξόδου του αντιστροφέα Οι παλμοί που φτάνουν σε κάθε ημιαγωγικό στοιχείο έχουν πλάτος +15V και περίοδο 50μs, δηλαδή συχνότητα f=1/50μs=20khz (Σχήμα 7.2). Σχήμα 7.2: Παλμοί στην πύλη του IGBT Η τάση που πέφτει σε κάθε στοιχείο όταν είναι σβηστό είναι ίση με την τάση τροφοδοσίας, ενώ όταν άγει είναι στα 1,7V περίπου. Στο σχήμα 7.3, παρατηρείται ο θόρυβος που υπερτίθεται στον παλμό, με αποτέλεσμα η τιμή της τάσης του στοιχείου να είναι λίγο υψηλότερη από την αντίστοιχη θεωρητική. 182

201 Σχήμα 7.3: Τάση μεταξύ συλλέκτη-εκπομπού του IGBT Για να διαπιστωθεί η ορθή λειτουργία της διάταξης, παλμογραφούνται τα σήματα διαφόρων σημείων του συστήματος. Στο σχήμα 7.4, φαίνεται η έξοδος του ολοκληρωμένου AD580, η οποία αναμένεται θεωρητικά στα 2,5V. Στην πράξη, η τιμή του μεταβάλλεται λίγο λόγω ακρίβειας του AD580 και θορύβου. Σχήμα 7.4: Έξοδος ολοκληρωμένου AD

202 Σχήμα 7.5: Σήμα εξόδου της βαθμίδας ενισχυτή/αθροιστή 7.2 ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΣ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑΣ-ΦΙΛΤΡΟ-ΩΜΙΚΟ ΦΟΡΤΙΟ Στη συνέχεια, μεταξύ του αντιστροφέα και της μεταβλητής αντίστασης παρεμβάλλεται το φίλτρο που αποτελείται από τα πηνία και τους πυκνωτές συνδεμένους κατά αστέρα. Ο αντιστροφέας τροφοδοτείται με 40V DC και παλμοδοτείται ξανά με συχνότητα 20kHz και ma=0,8. Η πολική τάση UV πριν και μετά το φίλτρο παρουσιάζεται στο σχήμα 7.6. Όπως παρατηρείται, η παλμική τάση φιλτράρεται ικανοποιητικά και προκύπτει στην έξοδο του φίλτρου ημιτονοειδής τάση συχνότητας 50Hz, γεγονός που επιβεβαιώνει τη σωστή λειτουργία του κώδικα που έχει εισαχθεί στο μικροελεγκτή. Η ενεργός τιμή που αναμένεται να λάβει η πολική τάση είναι: V UV = Εντούτοις, στην πράξη η τάση λαμβάνει την τιμή των 18V ως αποτέλεσμα των πτώσεων τάσης πάνω στις παρασιτικές αντιστάσεις των IGBT, των δρόμων και των στοιχείων του φίλτρου. 184

203 Σχήμα 7.6: Πολική τάση εξόδου του αντιστροφέα (μπλε) και πολική τάση εξόδου του φίλτρου (πράσινο) Για να διαπιστωθεί η ορθότητα του προγράμματος παλμοδότησης, λαμβάνονται οι τρεις φάσεις στην έξοδο του φίλτρου και μετράται η διαφορά φάσης τους με cursors, όπως δείχνουν τα σχήματα 7.7, 7.8. Σχήμα 7.7: Πολική τάση δευτερεύοντος UV (ροζ) και VW (πράσινο) 185

204 Σχήμα 7.8: Πολική τάση δευτερεύοντος UV (ροζ) και WU (μπλε) Επίσης, μετράται η πολική φάση UV και η φασική τάση U μετά το φίλτρο (Σχήμα 7.9). Η φασική τάση έχει διαφορά 30 ο σε σχέση με την πολική και η ενεργός τιμή της επαληθεύει τη σχέση: Σχήμα 7.9: Πολική τάση (πράσινο) και φασική τάση (μπλε) στην έξοδο του φίλτρου 186

205 7.3 ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΣ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑΣ-ΦΙΛΤΡΟ-ΜΕΤΑΣΧΗΜΑΤΙΣΤΗΣ-ΩΜΙΚΟ ΦΟΡΤΙΟ Το συνολικό σύστημα χτίζεται συνδέοντας στην έξοδο του αντιστροφέα το φίλτρο και το μετασχηματιστή. Στο δευτερεύον του μετασχηματιστή συνδέεται μεταβλητή τριφασική αντίσταση. Οι παλμοί προς τα ημιαγωγικά στοιχεία παράγονται με την τεχνική SPWM με συχνότητα 20kHz. Αρχικά, ο αστέρας στο πρωτεύον και δευτερεύον τύλιγμα υλοποιείται στις μαύρες μπόρνες του μετασχηματιστή, ενώ οι κόκκινες αποτελούν την είσοδο και έξοδο του μετασχηματιστή αντίστοιχα. Όπως διαπιστώνεται και από τον παλμογράφο, οι τάσεις στο πρωτεύον και δευτερεύον διαφέρουν κατά 180 ο (Σχήμα 7.10). Αυτό σημαίνει πως η φορά περιέλιξης του δευτερεύοντος τυλίγματος είναι αντίθετη από αυτή του πρωτεύοντος. Για το λόγο αυτό, στο πρωτεύον υλοποιείται ο αστέρας στις μαύρες μπόρνες και οι κόκκινες αποτελούν την είσοδο, ενώ στο δευτερεύον ο αστέρας υλοποιείται στις κόκκινες μπόρνες και ως έξοδοι ορίζονται οι μαύρες μπόρνες. Σχήμα 7.10: Φασική τάση πρωτεύοντος (πράσινο) και δευτερεύοντος (μπλε) Όπως υπολογίστηκε και στην προσομοίωση, ο συντελεστής διαμόρφωσης πλάτους θα πρέπει να είναι ma=0,419 ώστε στην έξοδο του μετασχηματιστή να προκύπτει πολική τάση ενεργού τιμής 400V για να επιτευχθεί συγχρονισμός με το δίκτυο. Η ύπαρξη των παρασιτικών στοιχείων του κυκλώματος δημιουργεί απώλειες. 187

206 Σχήμα 7.11: Πολική τάση στο δευτερεύον του μετασχηματιστή με ma=0,57 Για το λόγο αυτό, αυξάνεται το ma (Σχήμα 7.11) έως ότου επιτευχθεί η τιμή των 400V στην έξοδο του μετασχηματιστή και η τελική τιμή του είναι ma=0,61. Στο πρωτεύον του μετασχηματιστή, η πολική τάση θεωρητικά έχει ενεργό τιμή: Στην πράξη, όπως διαπιστώνεται και από τον παλμογράφο (Σχήμα 7.12), η πολική τάση είναι V UV,rms =31,6V, αφού ο πραγματικός μετασχηματιστής έχει λόγο n λίγο μικρότερο από 13 και επίσης υπάρχουν πτώσεις τάσης πάνω στα στοιχεία του μετασχηματιστή. Σχήμα 7.12: Πολική τάση πρωτεύοντος (ροζ) και δευτερεύοντος (μπλε) του μετασχηματιστή 188

207 Η φασική τάση V U παλμογραφήθηκε στο πρωτεύον και δευτερεύον του μετασχηματιστή, όπως φαίνεται στο σχήμα Οι παρασιτικές επαγωγές και χωρητικότητες του συστήματος δημιουργούν φίλτρα, ο συντονισμός των οποίων προκαλεί αλλοίωση στη φασική τάση. Ωστόσο, στην πολική τάση, το φαινόμενο αυτό δεν παρατηρείται, αφού προκύπτει από τη διαφορά δύο φασικών τάσεων. Σχήμα 7.13: Φασική τάση πρωτεύοντος (ροζ) και δευτερεύοντος (μπλε) του μετασχηματιστή Σχήμα 7.14: Ρεύμα φάσης U στην έξοδο του αντιστροφέα Διατηρώντας σταθερό το ma=0,61, μεταβάλλεται το φορτίο στην έξοδο του μετασχηματιστή, ώστε να μετρηθεί η ισχύς που αποδίδει το συνολικό σύστημα σε σχέση με αυτή που λαμβάνει 189

208 από το τροφοδοτικό ισχύος. Όσο μειώνεται το φορτίο στην έξοδο, τόσο αυξάνεται το ρεύμα, συνεπώς και οι πτώσεις τάσης πάνω στα στοιχεία, οπότε η τάση εξόδου μειώνεται και απαιτείται αύξηση του συντελεστή διαμόρφωσης πλάτους, ώστε να παραμένει στα επιθυμητά επίπεδα (σχήματα 7.15, 7.16, 7.17). Σχήμα 7.15: Φασική τάση δευτερεύοντος (μπλε), ρεύμα δευτερεύοντος (κίτρινο) και μονοφασική ισχύς στο φορτίο των 326Ω/φάση (κόκκινο) Σχήμα 7.16: Φασική τάση δευτερεύοντος (μπλε), ρεύμα δευτερεύοντος (κίτρινο) και μονοφασική ισχύς στο φορτίο των 154Ω/φάση (κόκκινο) 190

209 Σχήμα 7.17: Φασική τάση δευτερεύοντος (μπλε), ρεύμα δευτερεύοντος (κίτρινο) και μονοφασική ισχύς στο φορτίο των 97Ω/φάση (κόκκινο) Προκειμένου να υπολογιστεί η απόδοση του συστήματος, σε κάθε μεταβολή φορτίου μετράται η τάση και το ρεύμα εισόδου που δίνει το τροφοδοτικό ισχύος. Φορτίο (Ω/φάση) Μονοφασική ισχύς εξόδου (W) Τριφασική ισχύς εξόδου (W) Τάση και ρεύμα τροφοδοτικού (V/A) Ισχύς τροφοδοτικού (W) Απόδοση συστήματος V/4,5A 540 0, V/5,1A 612 0, V/6,8A 816 0, V/7,9A 948 0,886 Πίνακας 7.1: Απόδοση ολικού συστήματος σε ωμικό φορτίο 7.4 ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΣ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑΣ-ΦΙΛΤΡΟ-ΜΕΤΑΣΧΗΜΑΤΙΣΤΗΣ-ΔΙΚΤΥΟ Παράλληλα στη μεταβλητή τριφασική αντίσταση συνδέθηκε διακόπτης που καταλήγει στην παροχή του δικτύου, ώστε να επιτευχθεί η σύνδεση. Η τάση του δικτύου σε σχέση με την τάση εξόδου του φίλτρου Butterworth παλμογραφήθηκαν μαζί, όπως δείχνει το σχήμα Η διαφορά φάσης των δύο σημάτων μετρήθηκε με cursors (Σχήμα 7.19) ίση με: δηλαδή το φίλτρο επιφέρει σχεδόν μηδενική μετατόπιση του σήματος της τάσης του δικτύου. 191

210 Σχήμα 7.18: Φασική τάση δικτύου (κίτρινο) και σήμα εξόδου φίλτρου Butterworth (κίτρινο) Σχήμα 7.19: Διαφορά φάσης ανάμεσα στη φασική τάση του δικτύου (κίτρινο) και στο σήμα εξόδου του φίλτρου Butterworth (κίτρινο) Στη συνέχεια, το φιλτραρισμένο σήμα οδηγείται στο zero cross detector κύκλωμα για την ανίχνευση των μηδενισμών του. Κάθε παλμός διαρκεί 10ms, όσο και μία ημιπερίοδος του ημιτόνου του δικτύου (Σχήμα 7.20). 192

211 Σχήμα 7.20: Φασική τάση δικτύου (κίτρινο), σήμα εξόδου φίλτρου Butterworth (μπλε) και σήμα εξόδου zero cross detector κυκλώματος (ροζ) Το σήμα εξόδου του κυκλώματος ανίχνευσης του μηδενός εισάγεται στο μικροελεγκτή και χρησιμεύει στη κατάλληλη μετατόπιση της φάσης του παραγόμενου ημιτόνου από τον αντιστροφέα, ώστε να ταυτίζεται με το ημίτονο του δικτύου (Σχήμα 7.21). Σχήμα 7.21: Πολική τάση δικτύου (γαλάζιο), πολική τάση δευτερεύοντος μετασχηματιστή (ροζ) λίγο πριν τη σύνδεση με το δίκτυο 193

212 Ο παλμός του zero cross detector κυκλώματος αλλοιώνεται λόγω διακοπτικού θορύβου όταν λειτουργούν τα ημιαγωγικά στοιχεία, όπως φαίνεται ξεκάθαρα στο σχήμα Για να αποφευχθούν τυχόν λάθος ενεργοποιήσεις του zero crossing λόγω θορύβου, το σήμα φιλτράρεται αφενός μέσω RC φίλτρου πριν εισαχθεί στην αναλογική είσοδο του μικροελεγκτή και αφετέρου ψηφιακά, όπως περιγράφτηκε και στο έκτο κεφάλαιο. Σχήμα 7.22: Υπερτιθέμενος διακοπτικός θόρυβος στην έξοδο του zero cross detector κυκλώματος Έχοντας εξασφαλίσει για τις δύο τάσεις ίδιο μέτρο, ίδια φάση και συχνότητα, κλείνει ο διακόπτης διασύνδεσης. Το ρεύμα που εμφανίζεται στη γραμμή δίνεται από τη σχέση: Η τάση του δευτερεύοντος του μετασχηματιστή περιέχει κάποιες αρμονικές που περνούν από το φίλτρο, έτσι η παραπάνω σχέση μπορεί να γραφτεί ως εξής: Η βασική αρμονική της τάσης του δευτερεύοντος ισούται με του δικτύου, οπότε το ρεύμα στη γραμμή διασύνδεσης (Σχήμα 7.23), που είναι της τάξης των ma, οφείλεται στις ανώτερες αρμονικές. 194

213 Σχήμα 7.23: Πολική τάση δικτύου (ροζ) και ρεύμα διασύνδεσης (κίτρινο) Στη συνέχεια, αυξάνεται η γωνία δ, ώστε να προσφερθεί ενεργός ισχύς προς το δίκτυο (σχήματα ). Όπως προαναφέρθηκε, στην έξοδο του μετασχηματιστή, εκτός από το δίκτυο, είναι παράλληλα συνδεδεμένο και ένα σταθερό φορτίο των 390W. Σχήμα 7.24: Πολική τάση δικτύου (γαλάζιο) και ρεύμα διασύνδεσης (κίτρινο) καθώς αυξάνεται η γωνία δ 195

214 Η ισχύς που παρέχεται στο δίκτυο υπολογίζεται από την τιμή που δίνει ο παλμογράφος πολλαπλασιασμένη επί, καθώς μετράται η πολική τάση του δικτύου. Έτσι, με βάση το σχήμα 7.25, η ενεργός ισχύς προς το δίκτυο είναι. Σχήμα 7.25: Παρεχόμενη ισχύς στο δίκτυο Σχήμα 7.26: Πολική τάση δικτύου (μπλε), ρεύμα γραμμής (κίτρινο) και παρεχόμενη μονοφασική ισχύς (κόκκινο) 196

215 Σχήμα 7.27: Πολική τάση δικτύου (μπλε), ρεύμα γραμμής (κίτρινο) και παρεχόμενη μονοφασική ισχύς (κόκκινο) Στο παλμογράφημα του σχήματος 7.28 φαίνεται το ρεύμα στο πρωτεύον του μετασχηματιστή και η πολική τάση στο δευτερεύον. Από αυτό μπορεί να υπολογισθεί η ισχύς που παρέχεται στο δίκτυο. Στο πρωτεύον του μετασχηματιστή, το ρεύμα είναι 7,81Α, οπότε στο δευτερεύον είναι 7,81/12,8=0,61Α και άρα η ισχύς στο δευτερεύον του μετασχηματιστή είναι. Επειδή είναι συνδεδεμένο στην έξοδο του μετασχηματιστή το σταθερό φορτίο των 390W, η ισχύς που παρέχεται στο δίκτυο είναι =34W. Σχήμα 7.28: Πολική τάση δικτύου (ροζ), πολική τάση συστήματος (γαλάζιο), ρεύμα πρωτεύοντος (κίτρινο) 197

216 Προκειμένου να μετρηθεί η απόδοση του συστήματος, μεταβάλλεται η γωνία δ και πραγματοποιούνται μετρήσεις, οι οποίες δίνονται στον παρακάτω πίνακα. Φορτίο (W) P out, 3Φ_δικτύου (W) V dc,i dc (V/A) P in (W) Απόδοση V/4A % V/5A % V/5,6A ,1% V/6A ,9% Πίνακας 7.2: Απόδοση ολικού συστήματος συνδεδεμένου στο δίκτυο 7.5 ΣΥΜΠΕΡΑΣΜΑΤΑ ΚΑΙ ΠΡΟΟΠΤΙΚΕΣ Στην παρούσα διπλωματική εργασία έγινε μελέτη, προσομοίωση, σχεδιασμός, κατασκευή και πειραματική αξιολόγηση ενός συστήματος μετατροπής συνεχούς τάσης σε εναλλασσόμενη για τη διασύνδεση μιας πηγής συνεχούς τάσης με το δίκτυο χαμηλής τάσης και μεταφορά ενέργειας από την πηγή συνεχούς τάσης προς το δίκτυο. Το σύστημα αποτελείται από έναν τριφασικό αντιστροφέα, ένα κατωδιαβατό φίλτρο LC και ένα τριφασικό μετασχηματιστή με μεγάλη επαγωγή μαγνήτισης. Στόχος είναι το σύστημα που περιγράφηκε να αποτελέσει μέρος ενός ευρύτερου συστήματος διασύνδεσης της ανεμογεννήτριας που είναι εγκατεστημένη στην οροφή του εργαστηρίου Ηλεκτρομηχανικής Μετατροπής Ενέργειας με το δίκτυο χαμηλής τάσης. Η προηγούμενη βαθμίδα είναι ένας ελεγχόμενος ηλεκτρονικός μετατροπέας ανύψωσης τάσης Interleaved Boost η οποία υλοποιεί έναν αλγόριθμο εύρεσης του σημείου μέγιστης ισχύος (MPPT) της ανεμογεννήτριας. Μεταξύ του ανυψωτή τάσης και του αντιστροφέα παρεμβάλλεται πυκνωτής διασύνδεσης, του οποίου η τάση έχει σχεδιαστεί να διατηρείται σταθερή μέσω ελέγχου της ενεργού ισχύος που εγχέει ο αντιστροφέας στο δίκτυο. Ιδιαίτερο ενδιαφέρον αποτέλεσε η διασύνδεση του συστήματος με το δίκτυο και ο έλεγχος της ροής ισχύος μεταξύ της πηγής συνεχούς τάσης που χρησιμοποιήθηκε και του δικτύου. Ελέγχοντας μέσω μικροελεγκτή τα διακοπτικά στοιχεία του αντιστροφέα με τη μέθοδο SPWM και συγχρονίζοντας την τάση εξόδου του με αυτή του δικτύου μέσω ενός κυκλώματος ανίχνευσης του μηδενός, αποκαταστάθηκε η σύνδεση με το δίκτυο. Στη συνέχεια, ρυθμίζοντας την τιμή της γωνίας δ και του συντελεστή διαμόρφωσης πλάτους ma, προσφέρθηκε ισχύς στο δίκτυο. Κατά τη σύνδεση του συστήματος σε απομονωμένο φορτίο, διαπιστώθηκαν αλλοιώσεις στην τάση εξόδου. Σημαντικό ζήτημα προς διερεύνηση τίθεται η εύρεση εκείνων των παρασιτικών κυκλωμάτων που δημιουργούν αυτές τις ταλαντώσεις, καθώς και μέθοδοι εξάλειψής τους. 198

217 Εξαιτίας των δυσκολιών στην επιτυχή υλοποίηση του ελέγχου κλειστού βρόχου, οι δοκιμές του συστήματος στο εργαστήριο που παρουσιάστηκαν στο πλαίσιο της παρούσας διπλωματικής εργασίας περιορίζονται μόνο στο έλεγχο ανοιχτού βρόχου για το συγχρονισμό με το δίκτυο και την προσφορά ενεργού ισχύος προς αυτό. Ως προοπτική τίθεται η ορθή υλοποίηση και εφαρμογή του άμεσου ελέγχου της ισχύος που περιγράφηκε και προσομοιώθηκε στην παρούσα διπλωματική εργασία. Ιδιαίτερη μέριμνα χρειάστηκε να ληφθεί για το φιλτράρισμα του διακοπτικού θορύβου λόγω της λειτουργίας των ημιαγωγικών στοιχείων. Η αλλοίωση του σήματος εξόδου του κυκλώματος ανίχνευσης του μηδενός απαίτησε τη χρήση αναλογικών και ψηφιακών φίλτρων, καθώς και δοκιμή πολλών εναλλακτικών προγραμμάτων που εισήχθησαν στο μικροελεγκτή, ώστε να επιτυγχάνεται ορθός συγχρονισμός των τάσεων του συστήματος και του δικτύου. Συνοψίζοντας, ως προοπτικές αυτής της διπλωματικής εργασίας τίθενται: α) η υλοποίηση του ελέγχου κλειστού βρόχου της ισχύος που παρέχεται στο δίκτυο, β) η απευαισθητοποίηση του συστήματος από το διακοπτικό θόρυβο, γ) η εξάλειψη ή ο περιορισμός των ταλαντώσεων που δημιουργούν τα παρασιτικά στοιχεία και δ) η σύνδεση του συστήματος με τις υπόλοιπες βαθμίδες του αιολικού συστήματος ώστε να επιτευχθεί η σύνδεση της ανεμογεννήτριας με το δίκτυο χαμηλής τάσης. 199

218 200

219 ΒΙΒΛΙΟΓΡΑΦΙΑ [1]. Εμμανουήλ Π. Κουφόπουλος, «Σχεδιασμός και κατασκευή συστήματος μετατροπής τάσεων από πηγές ΑΠΕ σε εναλλασσόμενη, για διασύνδεση με το ηλεκτρικό δίκτυο», Διπλωματική Εργασία, Πανεπιστήμιο Πατρών, Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών [2]. Νικόλαος Σπύρου, «Αγώγιμες ιδιότητες των ηλεκτροτεχνικών υλικών», Πανεπιστήμιο Πατρών [3]. Ζαχαρίας Θωμάς, «Ήπιες Μορφές Ενέργειας Ι», Πάτρα, 2006 [4]. [5]. [6]. Αριστομένης Σ. Νέρης, «Ανάλυση και έλεγχος αιολικών συστημάτων παραγωγής ηλεκτρικής ενέργειας», Διδακτορική Διατριβή, Πανεπιστήμιο Πατρών, Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών [7]. Γεράσιμος Δ. Παναγιωτακόπουλος, «Μη γραμμική δυναμική ανάλυση πυλώνων ανεμογεννητριών υπό φορτία ανέμου», Διπλωματική Εργασία, Εθνικό Μετσόβιο Πολυτεχνείο, Τμήμα Πολιτικών Μηχανικών [8]. Θεόδωρος Γ. Παπαδουλής, «Σχεδιομελέτη και κατασκευή καλουπιού Ανεμοπτερυγίου με σύγχρονες CAD/CAM CAE υπολογιστικές μεθόδους και κατεργασίες», Πτυχιακή Εργασία, Τεχνολογικό Εκπαιδευτικό Ίδρυμα Κρήτης- Παράρτημα Χανίων, Τμήμα Φυσικών Πόρων και Περιβάλλοντος [9]. Ιάκωβος Γιακουμή, «Μελέτη και κατασκευή συστήματος υβριδικού Α.Π.Ε. μικρής ισχύος αιολικής και φωτοβολταϊκής διάταξης», Διδακτορική Διατριβή, Πανεπιστήμιο Πατρών, Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών [10]. Μ. Πηλακούτα, «Βρόχος υστέρησης σιδηρομαγνητικών υλικών» [11]. Αθανάσιος Σαφάκας, «Ηλεκτρικές Μηχανές Β», Πανεπιστήμιο Πατρών, Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών [12]. Παναγιώτης Δ. Γρυπαίος, «Διερεύνηση της λειτουργίας και κατασκευή μονοφασικού αντιστροφέα για διασύνδεση ανεμογεννήτριας μικρής ισχύος με το δίκτυο χαμηλής τάσης», Διπλωματική Εργασία, Πανεπιστήμιο Πατρών, Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών [13]. Εμμανουήλ Κ. Τατάκης, «Σημειώσεις Εργαστηρίου Ηλεκτρονικών Ισχύος ΙΙ», Πανεπιστήμιο Πατρών, Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών [14]. Ιωάννης Β. Γκαρτζώνης, «Διερεύνηση της λειτουργίας συστήματος διασύνδεσης ανεμογεννήτριας με το δίκτυο χαμηλής τάσης - κατασκευή μετατροπέα ανύψωσης τάσης», Διπλωματική Εργασία, Πανεπιστήμιο Πατρών, Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών 201

220 [15]. Sunil Panda, Anupam Mishra, B. Srinivas, Control of Voltage Source Inverters using PWM/SVPWM for Adjustable Speed Drive Applications, Bachelor, Department of Electrical Engineering, National Institute Of Technology Rourkela [16]. Ν. Mohan, Τ. Undeland, W. Robbins, «Ηλεκτρονικά Ισχύος», ΤΖΙΟΛΑ 1996 [17]. Εμμανουήλ Κ. Τατάκης, «Αντιστροφείς τάσης και μέθοδοι ελέγχου» [18]. Tran Cong Binh, Mai Tuan Dat, Ngo Manh Dung, Phan Quang An, Pham Dinh Truc and Nguyen Huu Phuc Active and Reactive Power Controller for Single-Phase Grid- Connected Photovoltaic Systems, Department of Electrical- Electronics Engineering- HoChiMinh City University of Technology, Vietnam National University in HoChiMinh, Vietnam [19]. [20]. [21]. Ιωάννου Γ. Χριστάκης, «Μελέτη και κατασκευή συστήματος μετατροπής ενέργειας από ανεμογεννήτρια σε ηλεκτρική-παραλληλισμός με το δίκτυο των 380V», Διπλωματική Εργασία, Πανεπιστήμιο Πατρών, Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών [22]. Αθανάσιος Σαφάκας, «Ηλεκτρικές Μηχανές Α'», Πανεπιστήμιο Πατρών, Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών [23]. Νικόλαος Σπύρου, «Ιδιότητες των ηλεκτροτεχνικών υλικών», Πανεπιστήμιο Πατρών [24]. Ιωάννης Γ. Σμπόρας, «Μελέτη, προσομοίωση και έλεγχος διάταξης σύνδεσης ανεμογεννήτριας στο δίκτυο χαμηλής τάσης και κατασκευή της μονάδας ανύψωσης τάσης», Διπλωματική Εργασία, Πανεπιστήμιο Πατρών, Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών [25]. Ιωάννης Κ. Πάλλης, «Μελέτη διείσδυσης υψηλών αρμονικών σε δίκτυο μέσης τάσης», Διπλωματική Εργασία, Πανεπιστήμιο Πατρών, Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών [26]. Νικόλαος Βοβός, Γαβριήλ Γιαννακόπουλος, «Ανάλυση Συστημάτων Ηλεκτρικής Ενέργειας», Πανεπιστήμιο Πατρών, Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών, Εκδόσεις ΖΗΤΗ [27]. Δήμητρα Μπαβέλη, «Ανάλυση γραμμών μεταφοράς σε επίπεδο ολοκληρωμένου κυκλώματος με τη μέθοδο των πεπερασμένων διαφορών στο πεδίο του χρόνου», Διπλωματική Εργασία, Αριστοτέλειο Πανεπιστήμιο Θεσσαλονίκης, Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Μηχανικών Υπολογιστών [28]. [29]. Μαργαρίτα Α. Καλογεροπούλου, «Μελέτη και κατασκευή μετατροπέα για χρήση σε σύστημα διασύνδεσης Φ/Β γεννήτριας με το δίκτυο χαμηλής τάσης», Διπλωματική Εργασία, Πανεπιστήμιο Πατρών, Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών 202

221 [30]. Magnetic Products-Soft Ferrites Data Handbook MA01, 1998 Philips [31]. Ferrites Doux Ferrinox, LCC-Departement COFELEC 13B, Thomson [32]. [33]. Εμμανουήλ Κ. Τατάκης, «Ηλεκτρονικά στοιχεία ισχύος και βιομηχανικές εφαρμογές» [34]. Carl Blake and Chris Bull, IGBT or MOSFET: Choose Wisely, International Rectifier [35]. General considerations for IGBT and intelligent power modules, MITSUBISHI Semiconductors power modules MOS [36]. Dr. Ali I. Maswood, The power diode, School of EEE, Nanyang Technological University, Nanyang Avenue, Singapore [37]. Application Note AN-1057, Heatsink Characteristics, International Rectifier [38]. [39]. Thomas Kugelstadt, Chapter 16, Active Filter Design Techniques, Texas Instruments [40]. Jim Karki, Active Low-Pass Filter Design, Application Report, Texas Instruments [41]. [42]. [43]. R.W. Wall, Senior Member, IEEE, "Simple Methods for Detecting Zero Crossing" [44]. Jonathan Adams, "Bootstrap Component Selection For Control IC s", Design Tip, International Rectifier [45]. [46]. "IGBT Driver Calculation", Application Note AN-7004, Semikron [47]. "Gate Resistor Principles and Applications", AN-7003, Semikron [48]. "dspic30f4011/12 Datasheet", Microchip [49]. "MPLAB ICD 2 In-Circuit Debugger User's Guide", Microchip [50]

222 [51]. Ε. Μητρονίκας, Α. Σαφάκας, Η. Γεωργακόπουλος, «Ανάπτυξη μεθόδων διάγνωσης σφαλμάτων ελεγχόμενων ηλεκτρικών κινητηρίων συστημάτων συμπεριλαμβανομένων ηλεκτρικών ασύγχρονων μηχανών και ηλεκτρονικών μετατροπέων ισχύος», Ερευνητικό πρόγραμμα «Κ. Καραθεοδωρή», Πανεπιστήμιο Πατρών, κωδ. Έργου C149, Τελική Έκθεση Προόδου, 1 Μαΐου [52]. Δημήτριος Σ. Βαφειάδης, «Μελέτη και κατασκευή τριφασικού αντιστροφέα τάσης για τη ρύθμιση των στροφών ενός μονοφασικού επαγωγικού κινητήρα», Διπλωματική Εργασία, Πανεπιστήμιο Πατρών, Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών [53]. GS004, Jorge Zambada, Driving an ACIM with the dspic DSC MCPWM Module, Microchip [54]. ΑΝ984, Steve Bowling, An introduction to AC induction motor control using the dspic30f MCU, Microchip 204

223 ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ A ΥΠΟΛΟΓΙΣΜΟΣ ΜΕΓΕΘΩΝ ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΥ ΜΕΤΑΣΧΗΜΑΤΙΣΤΗ ma=0,7 γωνία δ Ιμαγν. Lσ ολικό n=1:10 k l k2 Lf (H) (μοίρες) Ipφ (Α) (Α) Lm (Η) (Η) 1,5 0, , , ,1752 0,1976 0, , ,5-0, , ,1752 0,2635 0, , ,5 0,4-0, , ,1752 0,3293 0, , , , , ,1752 0,3952 0, , ,5 0, , , ,1752 0,4611 0, , ,25 0, , ,1752 0,5270 0, ,00315 n=1:11 k l k2 Lf (H) γωνία δ (μοίρες) Ipφ (Α) Ιμαγν. (Α) Lm (Η) Lσ ολικό (Η) 1,5 0, , , ,4927 0,2173 0, , ,5-0, , ,4927 0,2898 0, , ,5 0,4-0, , ,4927 0,3623 0, , , , , ,7133 0,5314 0, , , , , ,4927 0,4347 0, , ,5 0, , , ,4927 0,5072 0, , ,25 0, , ,4927 0,5797 0, ,00260 n=1:12 k l k2 Lf (H) γωνία δ (μοίρες) Ipφ (Α) Ιμαγν. (Α) Lm (Η) Lσ ολικό (Η) 1,5 0, , , ,8102 0,2371 0, , ,5-0, , ,8102 0,3162 0, , ,5 0,4 0, , ,8102 0,3952 0, , , , , ,8102 0,4743 0, , ,5 0, , , ,8102 0,5533 0, , ,25 0, , ,8102 0,6324 0, ,00219 n=1:13 k l k2 Lf (H) γωνία δ (μοίρες) Ipφ (Α) Ιμαγν. (Α) Lm (Η) Lσ ολικό (Η) 1,5 0, , , ,1277 0,2569 0, , ,5-0, , ,1277 0,3425 0, , ,5 0,4 0, , ,1277 0,4281 0, , , , , ,1277 0,5138 0, , ,5 0, , , ,1277 0,5994 0, , ,25 0, , ,1277 0,6851 0, ,

224 ma=0,75 n=1:10 k l k2 Lf (H) γωνία δ (μοίρες) Ipφ (Α) Ιμαγν. (Α) Lm (Η) Lσ ολικό (Η) 1,5 0, , , ,1752 0, , , ,5-0, , ,1752 0, ,3529 0, ,5 0,4-0, , ,1752 0, , , , , , ,1752 0, , , ,5 0, , , ,1752 0, , , ,25 0, , ,1752 0, , ,00315 n=1:11 k l k2 Lf (H) γωνία δ (μοίρες) Ipφ (Α) Ιμαγν. (Α) Lm (Η) Lσ ολικό (Η) 1,5 0, , , ,4927 0, , , ,5-0, , ,4927 0, , , ,5 0,4 0, , ,4927 0, , , , , , ,7133 0, , , , , , ,4927 0, ,1786 0, ,5 0,25 0, , ,4927 0, , , ,25 0, , ,4927 0, , ,00260 n=1:12 k l k2 Lf (H) γωνία δ (μοίρες) Ipφ (Α) Ιμαγν. (Α) Lm (Η) Lσ ολικό (Η) 1,5 0, , , ,8102 0,2371 0, , ,5-0, , ,8102 0,3162 0, , ,5 0,4 0, , ,8102 0,3952 0, , , , , ,8102 0,4743 0, , ,5 0, , , ,8102 0,5533 0, , ,25 0, , ,8102 0,6324 0, ,00219 n=1:13 k l k2 Lf (H) γωνία δ (μοίρες) Ipφ (Α) Ιμαγν. (Α) Lm (Η) Lσ ολικό (Η) 1,5 0, , , ,1278 0,2569 0, , ,5 0, , ,1278 0,3425 0, , ,5 0,4 0, , ,1278 0,4281 0, , , , , ,1278 0,5138 0, , ,5 0, , , ,1278 0,5994 0, , ,25 0, , ,1278 0,6851 0, ,

225 ma=0,8 k l k2 Lf (H) γωνία δ (μοίρες) Ipφ (Α) Ιμαγν. (Α) Lm (Η) Lσ ολικό (Η) n=1:9 1,5 0, , , ,8577 0,1778 0, , ,5-0, , ,8577 0,2371 0, , ,5 0,4-0, , ,8577 0,2964 0, , , , , ,8577 0,3557 0, , ,5 0, , , ,8577 0,4150 0, , ,25 0, , ,8577 0,4743 0, ,00389 k l k2 Lf (H) γωνία δ (μοίρες) Ipφ (Α) Ιμαγν. (Α) Lm (Η) Lσ ολικό (Η) n=1:10 1,5 0, , , ,1752 0,1976 0, , ,5-0, , ,1752 0,2635 0,3529 0, ,5 0,4 0, , ,1752 0,3293 0, , , , , ,1752 0,3952 0, , ,5 0, , , ,1752 0,4611 0, , ,25 0, , ,1752 0,5270 0, ,00315 k l k2 Lf (H) γωνία δ (μοίρες) Ipφ (Α) Ιμαγν. (Α) Lm (Η) Lσ ολικό (Η) n=1:11 1,5 0, , , ,4927 0,2173 0, , ,5-0, , ,4927 0,2898 0, , ,5 0,4 0, , ,4927 0,3623 0, , , , , ,7133 0,5314 0, , , , , ,4927 0,4347 0,1786 0, ,5 0,25 0, , ,4927 0,5072 0, , ,25 0, , ,4927 0,5797 0, , n=1:12 γωνία δ (μοίρες) Ipφ (Α) Ιμαγν. (Α) Lm (Η) Lσ ολικό (Η) k l k2 Lf (H) 1,5 0, , , ,8102 0,2371 0, , ,5 0, , ,8102 0,3162 0, , ,5 0,4 0, , ,8102 0,3952 0, , , , , ,8102 0,4743 0, , ,5 0, , , ,8102 0,5533 0, , ,25 0, , ,8102 0,6324 0, ,00219 k l k2 Lf (H) γωνία δ (μοίρες) Ipφ (Α) Ιμαγν. (Α) Lm (Η) Lσ ολικό (Η) n=1:13 1,5 0, , , ,1278 0,2569 0, , ,5 0, , ,1278 0,3425 0, , ,5 0,4 0, , ,1278 0,4281 0, , , , , ,1278 0,5138 0, , ,5 0, , , ,1278 0,5994 0, , ,25 0, , ,1278 0,6851 0, ,

226 208

227 ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ B ΠΕΙΡΑΜΑΤΙΚΟΣ ΠΡΟΣΔΙΟΡΙΣΜΟΣ ΜΕΓΕΘΩΝ ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΥ ΜΕΤΑΣΧΗΜΑΤΙΣΤΗ V1N=17.69V, I1N=1.77A V2N=230V, I2N=23A Ωμικές απώλειες: PCu1=R1*I102 Απώλειες σιδήρου: PFe=P10-PCu1 Υποθετικό ρεύμα: I1Fe=PFe/U1 Ρεύμα μαγνητίσεως: I1μ=(I102-I1Fe2)1/2 Ανοιχτοκύκλωμα(ανοιχτό το 17V,23A) V10 (V) I20 (A) V2 (V) Po2(W) V2/V1 Pcu(W) Pfe(W) I2fe (A) I2μαγν. (A) Lm (H) 7,81 0, ,5 12,8041 0,0006 0,4994 0,0049 0, ,7900 9,31 0, ,7 12,8893 0,0007 0,6992 0,0058 0, , ,85 0, ,9 12,9032 0,0009 0,8990 0,0064 0, , ,38 0, ,9240 0,0012 0,9987 0,0062 0, , ,92 0, ,3 12,9310 0,0015 1,2984 0,0072 0, , ,44 0, ,5 12,9533 0,0019 1,4980 0,0074 0, , ,2 0, ,6 12,9629 0,0021 1,5978 0,0076 0, , ,94 0, ,8 12,9870 0,0023 1,7976 0,0081 0, , ,7 0, ,9943 0,0026 1,9973 0,0086 0, , ,41 0, ,2 13,0363 0,0028 2,1971 0,0091 0, ,3878 Ανοιχτοκύκλωμα(ανοιχτό το 230V,2.3A) V1 (V) I10 (A) V20 (V) P01 (W) V2/V1 Pcu (W) Pfe (W) I1fe (A) I1μαγν. (A) Lm (H) 7,77 0, ,5 12,8700 0,0003 0,4996 0,0643 0,1355 0,1825 9,33 0, ,9 12,8617 0,0004 0,8995 0,0964 0,1400 0, ,88 0, ,1 12,8676 0,0006 1,0993 0,1010 0,1609 0, ,42 0, ,5 12,8824 0,0007 1,4992 0,1207 0,1718 0, , ,8 12,8571 0,0008 1,7991 0,1285 0,1907 0, ,53 0, ,1 12,8783 0,0010 2,0989 0,1351 0,2103 0, ,33 0, ,4 12,8597 0,0012 2,3987 0,1468 0,2265 0, ,11 0, ,8 12,8579 0,0013 2,7986 0,1635 0,2272 0, ,9 0, ,8491 0,0015 2,9984 0,1675 0,2488 0, ,65 0, ,1 12,8686 0,0016 3,0983 0,1661 0,2617 0,

228 Βραχυκύκλωμα (βραχυκυκλωμένο το 17V,23A) V2k (V) I2k (A) P2k (W) R2K (Ω) R2 (Ω) Z2k (Ω) X2k (Ω) Lσ ολικό (Η) 12, ,5 7,5 3,75 12, ,1650 0, ,9591 1,2 11,75 8,1597 4, ,4659 9,4243 0, ,4648 1,4 15,75 8,0357 4, ,4748 9,5420 0, ,8608 1,6 21,75 8,4960 4, ,4130 9,0498 0, ,3030 1,8 27,5 8,4876 4, ,3905 9,0269 0, , ,75 8,6875 4, ,3553 8,7852 0, ,9807 2,1 37,75 8,5600 4, ,3717 8,9323 0, ,1932 2,2 42 8,6776 4, ,3605 8,8023 0, ,2901 2,3 45,5 8,6011 4, ,3000 8,7927 0, ,6324 2,4 7,5 1,3020 0,6510 5, ,0999 0,0162 Βραχυκύκλωμα (βραχυκυκλωμένο το 230V, 2.3A) V2k (V) I2k (A) P2k (W) R2K (Ω) R2 (Ω) Z2k (Ω) X2k (Ω) Lσ ολικό (Η) 1, ,15 0,075 0, , ,1388 0,0694 0, , ,2 0,1336 0,0668 0, , ,1328 0,0664 0, , ,1327 0,0663 0, , ,13 0,065 0, , ,6 0,1306 0,0653 0,1333 0, ,53058E-05 2, ,1280 0,0640 0,1318 0, ,89649E ,2 0,1251 0,0625 0,1304 0, , , ,1284 0,0642 0,1333 0, ,

229 ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Γ ΠΕΙΡΑΜΑΤΙΚΟΣ ΠΡΟΣΔΙΟΡΙΣΜΟΣ ΤΟΥ ΚΑΤΑΛΛΗΛΟΥ ΔΙΑΚΕΝΟΥ ΓΙΑ ΤΟ ΠΗΝΙΟ ΤΟΥ ΦΙΛΤΡΟΥ lg=πάχος μόνωσης, άρα μήκος διακένου=2*lg lg=0,6mm-->1,2mm I(A) V(V) Z(Ω) L(mH) μe μr Bsat (T) 2 4,72 2,36 7, , , , ,76 1,44 4, , , , ,35 1,225 3, , , , ,19 1, , , ,0975 1, ,22 1,122 3, , , , ,26 1,105 3, , ,3893 1, ,8 1, , , , , ,69 1, , , , , ,4 1, , , , , ,1 1,005 2, , , , ,47 0, , , ,3983 1, lg=0,9mm-->1,8mm I(A) V(V) Z(Ω) L(mH) μe μr Bsat (T) 2 3,89 1,945 6, , ,9989 0, ,8 1,2 3, , ,2451 0, ,03 1,005 2, , ,813 0, ,42 0,9275 2, , ,8707 0, ,98 0,898 2, , ,5098 0, ,49 0, , , ,1532 0, ,72 0, , , ,3342 0, ,23 0, , , ,4308 0, ,58 0,81 2, , ,2901 0, ,15 0,8075 2, , ,8234 0, ,67 0, , , ,0164 0,

230 lg=1,2mm-->2,4mm I(A) V(V) Z(Ω) L(mH) μe μr Bsat (T) 2 3,5 1,75 5, , ,0206 0, ,27 1,0675 3, , ,1765 0, ,35 0, , , ,6522 0, ,55 0, , , ,2511 0, ,88 0,788 2, , ,5167 0, ,16 0, , , ,8737 0, ,3 0, , , ,6226 0, ,61 0, , , ,689 0, ,81 0, , , ,9991 0, ,15 0,7075 1, , ,1927 0, ,58 0, , , ,3248 0, lg=1,5mm-->3mm I(A) V(V) Z(Ω) L(mH) μe μr Bsat (T) 2 3,27 1,635 5, , , , ,08 1,02 3, , , , ,98 0,83 2, , , , ,13 0, , , , , ,36 0,736 2, , , , ,58 0,715 1, , , , ,66 0,69 1, , , , ,85 0, , , , , ,95 0, , , , , ,18 0,659 1, , , , ,36 0, , , , , lg=1,7mm-->3,4mm I(A) V(V) Z(Ω) L(mH) μe μr Bsat (T) 2 3,05 1,525 4, , ,9712 0, ,75 0,9375 2, , ,5792 0, ,61 0, , , ,6058 0, ,66 0,7075 1, , ,07 0, ,74 0,674 1, , , , ,83 0,6525 1, , , , ,78 0, , , , , ,88 0,6175 1, , , , ,88 0, , , , , ,02 0,601 1, , , , ,15 0, , , , ,

231 lg=2mm-->4mm I(A) V(V) Z(Ω) L(mH) μe μr Bsat (T) 2 2,9 1,45 4, ,5 234, , ,53 0,8825 2, ,5 136,1169 0, ,34 0, , ,5 106, , ,31 0, , ,5 95, , ,3 0,63 1, ,5 89, , ,3 0, , ,5 84, , ,25 0, , ,5 81, , ,24 0,5775 1, ,5 78, , ,19 0, , ,5 76, , ,28 0,564 1, ,5 75, , ,33 0, , ,5 75, , lg=2,2mm-->4,4mm I(A) V(V) Z(Ω) L(mH) μe μr Bsat (T) 2 2,76 1,38 4, , ,7409 0, ,4 0,85 2, , ,5563 0, ,17 0,695 1, , ,2991 0, ,08 0,635 1, , , , ,06 0,606 1, , , , ,03 0, , , , , ,85 0, , , , , ,85 0, , , ,9178 0, ,73 0, , , ,3659 0, ,7 0,535 1, , , , ,75 0, , , , ,

232 214

233 ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Δ ΣΧΗΜΑΤΙΚΑ ΚΑΙ ΤΥΠΩΜΕΝΑ ΚΥΚΛΩΜΑΤΑ (PCB) ΠΛΑΚΕΤΩΝ 215

234 216

235 217

236 218

237 219

238 220

239 221

240 222

241 ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Ε ΦΥΛΛΑΔΙΑ ΚΑΤΑΣΚΕΥΑΣΤΩΝ ΑΝΕΜΟΓΕΝΝΗΤΡΙΑ WHISPER 200 MODULE FS30R06W1E3 IR2113 LAH 25-NP LTS-6NP LV 25-P BYM56M 223

242 224

243 whisper 100/200 Technical Specifications WHISPER 100 WHISPER 200 Rotor Diameter 7 feet / 2.1 meters 9 feet / 2.7 meters Weight 47 lbs / 21 kg box: 74 lbs / kg 65 lbs / 30 kg box: 87 lbs / kg Shipping Dimensions 51 x 20 x 13 / 1295 x 508 x 330 mm 51 x 20 x 13 / 1295 x 508 x 330 mm Mount 2.5 schedule 40 / 6.35 cm pipe 2.5 schedule 40 / 6.35 cm pipe Start-Up Wind Speed 7.5 mph / 3.4 m/s 7 mph / 3.1 m/s Voltage 12, 24, 36, 48 VDC 12, 24, 36, 48 VDC (HV available) Rated Power 900 watts at 28 mph / 12.5 m/s 1000 watts at 26 mph / 11.6 m/s Turbine Controller Whisper controller Whisper controller Body Cast aluminum/marine option available Cast aluminum/marine option available Blades 3-Polypro/carbon glass reinforced 3-Polypro/carbon glass reinforced Overspeed Protection Patented side-furling Patented side-furling Kilowatt Hours Per Month 100 kwh/mo at 12 mph / 5.4 m/s 158 kwh/mo at 12 mph / 5.4 m/s Survival Wind Speed 120 mph / 55 m/s 120 mph / 55 m/s Warranty 5 year limited warranty 5 year limited warranty Performance Curves Power Output (W) Whisper 200 Whisper mph m/s Instantaneous Wind Speed Monthly Energy Output (kwh) Whisper 200 Whisper mph m/s Annual Average Wind Speed Southwest Windpower 1801 W. Route 66 Flagstaff, AZ Tel Fax Makers of Skystream 3.7 TM Air Breeze Whisper 100/200/500 5YEAR WARRANTY DOC# 0040 REV D 4-07

244

245 Technische Information / technical information IGBT-Module IGBT-modules FS30R06W1E3 EasyPACK Modul mit Trench/Feldstopp IGBT3 und Emitter Controlled 3 Diode und NTC EasyPACK module with Trench/Fieldstop IGBT3 and Emitter Controlled 3 diode and NTC Vorläufige Daten / preliminary data V Š» = 600V I ÒÓÑ = 30A / I ç = 60A Typische Anwendungen Typical Applications Klimaanlagen Airconditions Motorantriebe Motor Drives Servoumrichter Servo Drives USV-Systeme UPS Systems Elektrische Eigenschaften Electrical Features Niedrige Schaltverluste Low Switching Losses Trench IGBT 3 Trench IGBT 3 V ŠÙÈÚ mit positivem Temperaturkoeffizienten V ŠÙÈÚ with positive Temperature Coefficient niedriges V ŠÙÈÚ Low V ŠÙÈÚ Mechanische Eigenschaften Mechanical Features AlèOé Substrat für kleinen thermischen AlèOé Substrate for Low Thermal Resistance Widerstand Kompaktes Design Compact Design Lötverbindungs Technologie Solder Contact Technology Robuste Montage durch integrierte Rugged mounting due to integrated mounting Befestigungsklammern clamps Module Label Code Barcode Code 128 DMX - Code prepared by: DK approved by: MB date of publication: revision: 2.1 Content of the Code Digit Module Serial Number 1-5 Module Material Number 6-11 Production Order Number Datecode (Production Year) Datecode (Production Week) material no: UL approved (E83335) 1

246 Technische Information / technical information IGBT-Module IGBT-modules FS30R06W1E3 IGBT-Wechselrichter / IGBT-inverter Höchstzulässige Werte / maximum rated values Kollektor-Emitter-Sperrspannung collector-emitter voltage Kollektor-Dauergleichstrom DC-collector current Periodischer Kollektor Spitzenstrom repetitive peak collector current Gesamt-Verlustleistung total power dissipation Gate-Emitter-Spitzenspannung gate-emitter peak voltage Vorläufige Daten preliminary data TÝÎ = 25 C V Š» 600 V T = 100 C, TÝÎ = 175 C T = 25 C, TÝÎ = 175 C I ÒÓÑ I t«= 1 ms I ç 60 A T = 25 C, TÝÎ = 175 C PÚÓÚ 150 W A A V Š» +/-20 V Charakteristische Werte / characteristic values min. typ. max. Kollektor-Emitter Sättigungsspannung collector-emitter saturation voltage Gate-Schwellenspannung gate threshold voltage Gateladung gate charge Interner Gatewiderstand internal gate resistor Eingangskapazität input capacitance Rückwirkungskapazität reverse transfer capacitance Kollektor-Emitter Reststrom collector-emitter cut-off current Gate-Emitter Reststrom gate-emitter leakage current Einschaltverzögerungszeit (ind. Last) turn-on delay time (inductive load) Anstiegszeit (induktive Last) rise time (inductive load) Abschaltverzögerungszeit (ind. Last) turn-off delay time (inductive load) Fallzeit (induktive Last) fall time (inductive load) Einschaltverlustenergie pro Puls turn-on energy loss per pulse Abschaltverlustenergie pro Puls turn-off energy loss per pulse Kurzschlussverhalten SC data Innerer Wärmewiderstand thermal resistance, junction to case Übergangs-Wärmewiderstand thermal resistance, case to heatsink I = 30 A, V Š = 15 V I = 30 A, V Š = 15 V I = 30 A, V Š = 15 V TÝÎ = 25 C TÝÎ = 125 C TÝÎ = 150 C V Š ÙÈÚ 1,55 1,70 1,80 2,00 V V V I = 0,30 ma, V Š = V Š, TÝÎ = 25 C V ŠÚÌ 4,9 5,8 6,5 V V Š = -15 V V Q 0,30 µc TÝÎ = 25 C R ÍÒÚ 0,0  f = 1 MHz, TÝÎ = 25 C, V Š = 25 V, V Š = 0 V CÍþÙ 1,65 nf f = 1 MHz, TÝÎ = 25 C, V Š = 25 V, V Š = 0 V CØþÙ 0,051 nf V Š = 600 V, V Š = 0 V, TÝÎ = 25 C I Š» 1,0 ma V Š = 0 V, V Š = 20 V, TÝÎ = 25 C I Š» 400 na I = 30 A, V Š = 300 V V Š = ±15 V R ÓÒ = 15  I = 30 A, V Š = 300 V V Š = ±15 V R ÓÒ = 15  I = 30 A, V Š = 300 V V Š = ±15 V R ÓËË = 15  I = 30 A, V Š = 300 V V Š = ±15 V R ÓËË = 15  I = 30 A, V Š = 300 V, L» = 50 nh V Š = ±15 V, di/dt = 1000 A/µs (TÝÎ=150 C) R ÓÒ = 15  I = 30 A, V Š = 300 V, L» = 50 nh V Š = ±15 V, du/dt = 4200 V/µs (TÝÎ=150 C) R ÓËË = 15  V Š ù 15 V, V = 360 V V ŠÑÈà = V Š» -LÙ Š di/dt TÝÎ = 25 C TÝÎ = 125 C TÝÎ = 150 C TÝÎ = 25 C TÝÎ = 125 C TÝÎ = 150 C TÝÎ = 25 C TÝÎ = 125 C TÝÎ = 150 C TÝÎ = 25 C TÝÎ = 125 C TÝÎ = 150 C TÝÎ = 25 C TÝÎ = 125 C TÝÎ = 150 C TÝÎ = 25 C TÝÎ = 125 C TÝÎ = 150 C t«ù 8 µs, TÝÎ = 25 C t«ù 6 µs, TÝÎ = 150 C tá ÓÒ tø tá ÓËË të EÓÒ EÓËË I» 0,023 0,023 0,023 0,023 0,028 0,029 0,15 0,16 0,18 0,12 0,165 0,175 0,60 0,75 0,80 0,62 0,83 0, pro IGBT / per IGBT RÚÌœ 0,90 1,00 K/W pro IGBT / per IGBT ð«èùúþ = 1 W/(m K) / ðãøþèùþ = 1 W/(m K) µs µs µs µs µs µs µs µs µs µs µs µs mj mj mj mj mj mj A A RÚÌ 0,85 K/W prepared by: DK approved by: MB date of publication: revision: 2.1 2

247 Technische Information / technical information IGBT-Module IGBT-modules FS30R06W1E3 Diode-Wechselrichter / diode-inverter Höchstzulässige Werte / maximum rated values Periodische Spitzensperrspannung repetitive peak reverse voltage Dauergleichstrom DC forward current Periodischer Spitzenstrom repetitive peak forward current Grenzlastintegral I²t - value Vorläufige Daten preliminary data TÝÎ = 25 C Vçç 600 V IŒ 30 A t«= 1 ms IŒç 60 A Vç = 0 V, t«= 10 ms, TÝÎ = 125 C Vç = 0 V, t«= 10 ms, TÝÎ = 150 C Charakteristische Werte / characteristic values min. typ. max. Durchlassspannung forward voltage Rückstromspitze peak reverse recovery current Sperrverzögerungsladung recovered charge Abschaltenergie pro Puls reverse recovery energy Innerer Wärmewiderstand thermal resistance, junction to case Übergangs-Wärmewiderstand thermal resistance, case to heatsink IŒ = 30 A, V Š = 0 V IŒ = 30 A, V Š = 0 V IŒ = 30 A, V Š = 0 V IŒ = 30 A, - diœ/dt = 1000 A/µs (TÝÎ=150 C) Vç = 300 V V Š = -15 V IŒ = 30 A, - diœ/dt = 1000 A/µs (TÝÎ=150 C) Vç = 300 V V Š = -15 V IŒ = 30 A, - diœ/dt = 1000 A/µs (TÝÎ=150 C) Vç = 300 V V Š = -15 V TÝÎ = 25 C TÝÎ = 125 C TÝÎ = 150 C TÝÎ = 25 C TÝÎ = 125 C TÝÎ = 150 C TÝÎ = 25 C TÝÎ = 125 C TÝÎ = 150 C TÝÎ = 25 C TÝÎ = 125 C TÝÎ = 150 C I²t VŒ Iç QØ EØþÊ 90,0 82,0 1,60 1,55 1,50 20,0 24,0 26,0 1,20 2,00 2,30 0,17 0,35 0,41 A²s A²s 2,00 V V V pro Diode / per diode RÚÌœ 1,15 1,25 K/W pro Diode / per diode ð«èùúþ = 1 W/(m K) / ðãøþèùþ = 1 W/(m K) A A A µc µc µc mj mj mj RÚÌ 0,90 K/W NTC-Widerstand / NTC-thermistor Charakteristische Werte / characteristic values min. typ. max. Nennwiderstand rated resistance Abweichung von Ræåå deviation of Ræåå Verlustleistung power dissipation B-Wert B-value B-Wert B-value B-Wert B-value Angaben gemäß gültiger Application Note. Specification according to the valid application note. T = 25 C Rèë 5,00 kâ T = 100 C, Ræåå = 493  ÆR/R -5 5 % T = 25 C Pèë 20,0 mw Rè = Rèë exp [Bèëõëå(1/Tè - 1/(298,15 K))] Bèëõëå 3375 K Rè = Rèë exp [Bèëõîå(1/Tè - 1/(298,15 K))] Bèëõîå 3411 K Rè = Rèë exp [Bèëõæåå(1/Tè - 1/(298,15 K))] Bèëõæåå 3433 K prepared by: DK approved by: MB date of publication: revision: 2.1 3

248 Technische Information / technical information IGBT-Module IGBT-modules Modul / module Isolations-Prüfspannung insulation test voltage Material für innere Isolation material for internal insulation Kriechstrecke creepage distance Luftstrecke clearance distance Vergleichszahl der Kriechwegbildung comparative tracking index Modulinduktivität stray inductance module Modulleitungswiderstand, Anschlüsse - Chip module lead resistance, terminals - chip Höchstzulässige Sperrschichttemperatur maximum junction temperature Temperatur im Schaltbetrieb temperature under switching conditions Lagertemperatur storage temperature Anpresskraft für mech. Bef. pro Feder mountig force per clamp Gewicht weight FS30R06W1E3 Vorläufige Daten preliminary data RMS, f = 50 Hz, t = 1 min. Vš» 2,5 kv Kontakt - Kühlkörper / terminal to heatsink Kontakt - Kontakt / terminal to terminal Kontakt - Kühlkörper / terminal to heatsink Kontakt - Kontakt / terminal to terminal AlèOé 11,5 6,3 10,0 5,0 CTI > 200 min. typ. max. mm mm LÙ Š 25 nh T = 25 C, pro Schalter / per switch R óôššó 4,50 mâ Wechselrichter, Brems-Chopper / Inverter, Brake-Chopper TÝÎ ÑÈà 175 C Wechselrichter, Brems-Chopper / Inverter, Brake-Chopper TÝÎ ÓÔ C TÙÚÃ C F N G 24 g Der Strom im Dauerbetrieb ist auf 30 A effektiv pro Anschlusspin begrenzt The current under continuous operation is limited to 30 A rms per connector pin prepared by: DK approved by: MB date of publication: revision: 2.1 4

249 Technische Information / technical information IGBT-Module IGBT-modules FS30R06W1E3 Vorläufige Daten preliminary data Ausgangskennlinie IGBT-Wechselr. (typisch) output characteristic IGBT-inverter (typical) I = f (V Š) V Š = 15 V Ausgangskennlinienfeld IGBT-Wechselr. (typisch) output characteristic IGBT-inverter (typical) I = f (V Š) TÝÎ = 150 C TÝÎ = 25 C TÝÎ = 125 C TÝÎ = 150 C V Š = 19 V V Š = 17 V V Š = 15 V V Š = 13 V V Š = 11 V V Š = 9 V I [A] 30 I [A] ,0 0,3 0,6 0,9 1,2 1,5 1,8 2,1 2,4 2,7 3,0 V Š [V] 0 0,0 0,5 1,0 1,5 2,0 2,5 3,0 3,5 4,0 4,5 5,0 V Š [V] Übertragungscharakteristik IGBT-Wechselr. (typisch) transfer characteristic IGBT-inverter (typical) I = f (V Š) V Š = 20 V Schaltverluste IGBT-Wechselr. (typisch) switching losses IGBT-inverter (typical) EÓÒ = f (I ), EÓËË = f (I ) V Š = ±15 V, R ÓÒ = 15 Â, R ÓËË = 15 Â, V Š = 300 V TÝÎ = 25 C TÝÎ = 125 C TÝÎ = 150 C 2,4 2,0 EÓÒ, TÝÎ = 125 C EÓËË, TÝÎ = 125 C EÓÒ, TÝÎ = 150 C EÓËË, TÝÎ = 150 C 42 1,6 36 I [A] 30 E [mj] 1, ,8 12 0, V Š [V] 0, I [A] prepared by: DK approved by: MB date of publication: revision: 2.1 5

250 Technische Information / technical information IGBT-Module IGBT-modules FS30R06W1E3 Vorläufige Daten preliminary data Schaltverluste IGBT-Wechselr. (typisch) switching losses IGBT-Inverter (typical) EÓÒ = f (R ), EÓËË = f (R ) V Š = ±15 V, I = 30 A, V Š = 300 V Transienter Wärmewiderstand IGBT-Wechselr. transient thermal impedance IGBT-inverter ZÚÌœ = f (t) 4,0 3,6 3,2 EÓÒ, TÝÎ = 125 C EÓËË, TÝÎ = 125 C EÓÒ, TÝÎ = 150 C EÓËË, TÝÎ = 150 C 10 ZÚÌœ : IGBT 2,8 E [mj] 2,4 2,0 1,6 ZÚÌœ [K/W] 1 1,2 0,8 0,4 0, R [Â] Sicherer Rückwärts-Arbeitsbereich IGBT-Wr. (RBSOA) reverse bias safe operating area IGBT-inv. (RBSOA) I = f (V Š) V Š = ±15 V, R ÓËË = 15 Â, TÝÎ = 150 C i: rí[k/w]: τí[s]: 1 0,142 0, ,309 0, ,719 0,05 4 0,58 0,2 0,1 0,001 0,01 0, t [s] Durchlasskennlinie der Diode-Wechselr. (typisch) forward characteristic of diode-inverter (typical) IŒ = f (VŒ) I, Modul I, Chip TÝÎ = 25 C TÝÎ = 125 C TÝÎ = 150 C I [A] IŒ [A] V Š [V] 0 0,0 0,2 0,4 0,6 0,8 1,0 1,2 1,4 1,6 1,8 2,0 2,2 VŒ [V] prepared by: DK approved by: MB date of publication: revision: 2.1 6

251 Technische Information / technical information IGBT-Module IGBT-modules FS30R06W1E3 Vorläufige Daten preliminary data Schaltverluste Diode-Wechselr. (typisch) switching losses diode-inverter (typical) EØþÊ = f (IŒ) R ÓÒ = 15 Â, V Š = 300 V Schaltverluste Diode-Wechselr. (typisch) switching losses diode-inverter (typical) EØþÊ = f (R ) IŒ = 30 A, V Š = 300 V 0,8 0,7 EØþÊ, TÝÎ = 125 C EØþÊ, TÝÎ = 150 C 0,6 0,5 EØþÊ, TÝÎ = 125 C EØþÊ, TÝÎ = 150 C 0,6 0,5 0,4 E [mj] 0,4 E [mj] 0,3 0,3 0,2 0,2 0,1 0,1 0, IŒ [A] 0, R [Â] Transienter Wärmewiderstand Diode-Wechselr. transient thermal impedance diode-inverter ZÚÌœI = f (t) NTC-Temperaturkennlinie (typisch) NTC-temperature characteristic (typical) R = f (T) 10 ZÚÌœ : Diode RÚáÔ ZÚÌœ [K/W] 1 R[Â] 1000 i: rí[k/w]: τí[s]: 1 0,258 0, ,441 0, ,796 0,05 4 0,554 0,2 0,1 0,001 0,01 0, t [s] T [ C] prepared by: DK approved by: MB date of publication: revision: 2.1 7

252 Technische Information / technical information IGBT-Module IGBT-modules Schaltplan / circuit diagram FS30R06W1E3 Vorläufige Daten preliminary data ϑ Gehäuseabmessungen / package outlines Infineon prepared by: DK approved by: MB date of publication: revision: 2.1 8

253 Technische Information / technical information IGBT-Module IGBT-modules Nutzungsbedingungen FS30R06W1E3 Vorläufige Daten preliminary data Die in diesem Produktdatenblatt enthaltenen Daten sind ausschließlich für technisch geschultes Fachpersonal bestimmt. Die Beurteilung der Eignung dieses Produktes für Ihre Anwendung sowie die Beurteilung der Vollständigkeit der bereitgestellten Produktdaten für diese Anwendung obliegt Ihnen bzw. Ihren technischen Abteilungen. In diesem Produktdatenblatt werden diejenigen Merkmale beschrieben, für die wir eine liefervertragliche Gewährleistung übernehmen. Eine solche Gewährleistung richtet sich ausschließlich nach Maßgabe der im jeweiligen Liefervertrag enthaltenen Bestimmungen. Garantien jeglicher Art werden für das Produkt und dessen Eigenschaften keinesfalls übernommen. Sollten Sie von uns Produktinformationen benötigen, die über den Inhalt dieses Produktdatenblatts hinausgehen und insbesondere eine spezifische Verwendung und den Einsatz dieses Produktes betreffen, setzen Sie sich bitte mit dem für Sie zuständigen Vertriebsbüro in Verbindung (siehe Vertrieb&Kontakt). Für Interessenten halten wir Application Notes bereit. Aufgrund der technischen Anforderungen könnte unser Produkt gesundheitsgefährdende Substanzen enthalten. Bei Rückfragen zu den in diesem Produkt jeweils enthaltenen Substanzen setzen Sie sich bitte ebenfalls mit dem für Sie zuständigen Vertriebsbüro in Verbindung. Sollten Sie beabsichtigen, das Produkt in Anwendungen der Luftfahrt, in gesundheits- oder lebensgefährdenden oder lebenserhaltenden Anwendungsbereichen einzusetzen, bitten wir um Mitteilung. Wir weisen darauf hin, dass wir für diese Fälle - die gemeinsame Durchführung eines Risiko- und Qualitätsassessments; - den Abschluss von speziellen Qualitätssicherungsvereinbarungen; - die gemeinsame Einführung von Maßnahmen zu einer laufenden Produktbeobachtung dringend empfehlen und gegebenenfalls die Belieferung von der Umsetzung solcher Maßnahmen abhängig machen. Soweit erforderlich, bitten wir Sie, entsprechende Hinweise an Ihre Kunden zu geben. Inhaltliche Änderungen dieses Produktdatenblatts bleiben vorbehalten. Terms & Conditions of usage The data contained in this product data sheet is exclusively intended for technically trained staff. You and your technical departments will have to evaluate the suitability of the product for the intended application and the completeness of the product data with respect to such application. This product data sheet is describing the characteristics of this product for which a warranty is granted. Any such warranty is granted exclusively pursuant the terms and conditions of the supply agreement. There will be no guarantee of any kind for the product and its characteristics. Should you require product information in excess of the data given in this product data sheet or which concerns the specific application of our product, please contact the sales office, which is responsible for you (see sales&contact). For those that are specifically interested we may provide application notes. Due to technical requirements our product may contain dangerous substances. For information on the types in question please contact the sales office, which is responsible for you. Should you intend to use the Product in aviation applications, in health or live endangering or life support applications, please notify. Please note, that for any such applications we urgently recommend - to perform joint Risk and Quality Assessments; - the conclusion of Quality Agreements; - to establish joint measures of an ongoing product survey, and that we may make delivery depended on the realization of any such measures. If and to the extent necessary, please forward equivalent notices to your customers. Changes of this product data sheet are reserved. prepared by: DK approved by: MB date of publication: revision: 2.1 9

254

255 Data Sheet No. PD60147 rev.u Features Floating channel designed for bootstrap operation Fully operational to +500V or +600V Tolerant to negative transient voltage dv/dt immune Gate drive supply range from 10 to 20V Undervoltage lockout for both channels 3.3V logic compatible Separate logic supply range from 3.3V to 20V Logic and power ground ±5V offset CMOS Schmitt-triggered inputs with pull-down Cycle by cycle edge-triggered shutdown logic Matched propagation delay for both channels Outputs in phase with inputs Description The IR2110/IR2113 are high voltage, high speed power MOSFET and IGBT drivers with independent high and low side referenced output channels. Proprietary HVIC and latch immune CMOS technologies enable ruggedized monolithic construction. Logic inputs are compatible with standard CMOS or LSTTL output, down to 3.3V logic. The output drivers feature a high pulse current buffer stage designed for minimum IR2110(-1-2)(S)PbF/IR2113(-1-2)(S)PbF HIGH AND LOW SIDE DRIVER Product Summary V OFFSET (IR2110) (IR2113) I O +/- V OUT t on/off (typ.) 500V max. 600V max. 2A / 2A 10-20V 120 & 94 ns Delay Matching (IR2110) 10 ns max. (IR2113) 20ns max. Packages driver cross-conduction. Propagation delays are matched to simplify use in high frequency applications. The floating channel can be used to drive an N-channel power MOSFET or IGBT in the high side configuration which operates up to 500 or 600 volts. Typical Connection 14-Lead PDIP IR2110/IR Lead SOIC IR2110S/IR2113S (Refer to Lead Assignments for correct pin configuration). This/These diagram(s) show electrical connections only. Please refer to our Application Notes and DesignTips for proper circuit board layout. 1

256 IR2110(-1-2)(S)PbF/IR2113(-1-2)(S)PbF Absolute Maximum Ratings Absolute maximum ratings indicate sustained limits beyond which damage to the device may occur. All voltage parameters are absolute voltages referenced to COM. The thermal resistance and power dissipation ratings are measured under board mounted and still air conditions. Additional information is shown in Figures 28 through 35. Symbol Definition Min. Max. Units V B High side floating supply voltage (IR2110) (IR2113) V S High side floating supply offset voltage V B - 25 V B V HO High side floating output voltage V S V B V CC Low side fixed supply voltage V LO Low side output voltage -0.3 V CC V V DD Logic supply voltage -0.3 V SS + 25 V SS Logic supply offset voltage V CC - 25 V CC V IN Logic input voltage (HIN, LIN & SD) V SS V DD dv s /dt Allowable offset supply voltage transient (figure 2) 50 V/ns P D Package power T A +25 C (14 lead DIP) 1.6 (16 lead SOIC) 1.25 W R THJA Thermal resistance, junction to ambient (14 lead DIP) 75 (16 lead SOIC) 100 C/W T J Junction temperature 150 T S Storage temperature C T L Lead temperature (soldering, 10 seconds) 300 Recommended Operating Conditions The input/output logic timing diagram is shown in figure 1. For proper operation the device should be used within the recommended conditions. The VS and VSS offset ratings are tested with all supplies biased at 15V differential. Typical ratings at other bias conditions are shown in figures 36 and 37. Symbol Definition Min. Max. Units V B High side floating supply absolute voltage V S + 10 V S + 20 V S High side floating supply offset voltage (IR2110) Note (IR2113) Note V HO High side floating output voltage V S V B V CC Low side fixed supply voltage V LO Low side output voltage 0 VCC V DD Logic supply voltage V SS + 3 V SS + 20 V SS Logic supply offset voltage -5 (Note 2) 5 V V IN Logic input voltage (HIN, LIN & SD) V SS V DD T A Ambient temperature C Note 1: Logic operational for V S of -4 to +500V. Logic state held for V S of -4V to -V BS. (Please refer to the Design Tip DT97-3 for more details). Note 2: When V DD < 5V, the minimum V SS offset is limited to -V DD. 2

257 IR2110(-1-2)(S)PbF/IR2113(-1-2)(S)PbF Dynamic Electrical Characteristics V BIAS (V CC, V BS, V DD ) = 15V, C L = 1000 pf, T A = 25 C and V SS = COM unless otherwise specified. The dynamic electrical characteristics are measured using the test circuit shown in Figure 3. Symbol Definition Figure Min. Typ. Max. Units Test Conditions t on Turn-on propagation delay V S = 0V t off Turn-off propagation delay V S = 500V/600V t sd Shutdown propagation delay V S = 500V/600V ns t r Turn-on rise time t f Turn-off fall time MT Delay matching, HS & LS (IR2110) 10 turn-on/off (IR2113) 20 Static Electrical Characteristics V BIAS (V CC, V BS, V DD ) = 15V, T A = 25 C and V SS = COM unless otherwise specified. The V IN, V TH and I IN parameters are referenced to V SS and are applicable to all three logic input leads: HIN, LIN and SD. The V O and I O parameters are referenced to COM and are applicable to the respective output leads: HO or LO. Symbol Definition Figure Min. Typ. Max. Units Test Conditions V IH Logic 1 input voltage V IL Logic 0 input voltage V OH High level output voltage, V BIAS - V O V I O = 0A V OL Low level output voltage, V O I O = 0A I LK Offset supply leakage current V B =V S = 500V/600V I QBS Quiescent V BS supply current V IN = 0V or V DD I QCC Quiescent V CC supply current V IN = 0V or V DD µa I QDD Quiescent V DD supply current V IN = 0V or V DD I IN+ Logic 1 input bias current V IN = V DD I IN- Logic 0 input bias current V IN = 0V V BSUV+ V BS supply undervoltage positive going threshold V BSUV- V BS supply undervoltage negative going threshold V CCUV+ V CC supply undervoltage positive going threshold V V CCUV- V CC supply undervoltage negative going threshold I O+ Output high short circuit pulsed current V O = 0V, V IN = V DD PW 10 µs I O- Output low short circuit pulsed current A V O = 15V, V IN = 0V PW 10 µs 3

258 IR2110(-1-2)(S)PbF/IR2113(-1-2)(S)PbF Functional Block Diagram Lead Definitions Symbol Description V DD HIN SD LIN V SS V B HO V S V CC LO COM Logic supply Logic input for high side gate driver output (HO), in phase Logic input for shutdown Logic input for low side gate driver output (LO), in phase Logic ground High side floating supply High side gate drive output High side floating supply return Low side supply Low side gate drive output Low side return 4

259 IR2110(-1-2)(S)PbF/IR2113(-1-2)(S)PbF Lead Assignments 14 Lead PDIP IR2110/IR Lead SOIC (Wide Body) IR2110S/IR2113S 14 Lead PDIP w/o lead 4 IR2110-1/IR Lead PDIP w/o leads 4 & 5 IR2110-2/IR Part Number 5

260 IR2110(-1-2)(S)PbF/IR2113(-1-2)(S)PbF V =15V cc HV = 10 to 500V/600V 10 µf 0.1 µf 10KF µf HO OUTPUT MONITOR 10KF IRF µh 10KF µF dv S >50 V/ns dt Figure 1. Input/Output Timing Diagram Figure 2. Floating Supply Voltage Transient Test Circuit V =15V cc HIN SD LIN 10 µf 0.1 µf C L C L 0.1 µf HO LO V B V µf - V S (0 to 500V/600V) 10 µf Figure 3. Switching Time Test Circuit Figure 4. Switching Time Waveform Definition Figure 5. Shutdown Waveform Definitions Figure 6. Delay Matching Waveform Definitions 6

261 IR2110(-1-2)(S)PbF/IR2113(-1-2)(S)PbF Max. Turn-On Delay Time (ns) Max. Typ. Turn-On Delay Time (ns) Typ Temperature ( C) Figure 7A. Turn-On Time vs. Temperature VCC/VBS Supply Voltage (V) Figure 7B. Turn-On Time vs. VCC/VBS Supply Voltage 250 Max Turn-On Delay Time (ns) Typ. Turn-Off Delay Time (ns) Max. Typ VDD Supply Voltage (V) Figure 7C. Turn-On Time vs. VDD Supply Voltage Temperature ( C) Figure 8A. Turn-Off Time vs. Temperature Turn-Off Delay Time (ns) Max. Typ. Turn-Off Delay Time (ns) Max. Typ VCC/VBS Supply Voltage (V) Figure 8B. Turn-Off Time vs. VCC/VBS Supply Voltage VDD Supply Voltage (V) Figure 8C. Turn-Off Time vs. VDD Supply Voltage 7

262 IR2110(-1-2)(S)PbF/IR2113(-1-2)(S)PbF Max. Shutdown Delay Time (ns) Max. Typ. Shutdown Delay time (ns) Typ Temperature ( C) Figure 9A. Shutdown Time vs. Temperature VCC/VBS Supply Voltage (V) Figure 9B. Shutdown Time vs. VCC/VBS Supply Voltage Shutdown Delay Time (ns) Max. Typ Turn-On Rise Time (ns) Max. Typ VDD Supply Voltage (V) Temperature ( C) Figure 9C. Shutdown Time vs. VDD Supply Voltage Figure 10A. Turn-On Rise Time vs. Temperature Turn-On Rise Time (ns) Max. Typ. Turn-Off Fall Time (ns) Max. Typ VBIAS Supply Voltage (V) Figure 10B. Turn-On Rise Time vs. Voltage Temperature ( C) Figure 11A. Turn-Off Fall Time vs. Temperature 8

263 IR2110(-1-2)(S)PbF/IR2113(-1-2)(S)PbF Turn-Off Fall Time (ns) Max. Typ. Logic "1" Input Threshold (V) Min. Max VBIAS Supply Voltage (V) Figure 11B. Turn-Off Fall Time vs. Voltage Temperature ( C) Figure 12A. Logic 1 Input Threshold vs. Temperature 15.0 Logic " 1" Input Threshold (V) Max. Logic "0" Input Threshold (V) Min. Max VDD Logic Supply Voltage (V) Figure 12B. Logic 1 Input Threshold vs. Voltage Temperature ( C) Figure 13A. Logic 0 Input Threshold vs. Temperature Logic "0" Input Threshold (V) Min. High Level Output Voltage (V) Max VDD Logic Supply Voltage (V) Figure 13B. Logic 0 Input Threshold vs. Voltage Temperature ( C) Figure 14A. High Level Output vs. Temperature 9

264 IR2110(-1-2)(S)PbF/IR2113(-1-2)(S)PbF High Level Output Voltage (V) M ax. Low Level Output Voltage (V) Max VBIAS Supply Voltage (V) Figure 14B. High Level Output vs. Voltage Temperature ( C) Figure 15A. Low Level Output vs. Temperature Low Level Output Voltage (V) Max. Offset Supply Leakage Current (µa) VBIAS Supply Voltage (V) Figure 15B. Low Level Output vs. Voltage Max Temperature ( C) Figure 16A. Offset Supply Current vs. Temperature Offset Supply Leakage Current (µa) Max. VBS Supply Current (µa) Max. Typ IR2110 IR2113 VB Boost Voltage (V) Figure 16B. Offset Supply Current vs. Voltage Temperature ( C) Figure 17A. VBS Supply Current vs. Temperature 10

265 IR2110(-1-2)(S)PbF/IR2113(-1-2)(S)PbF VBS Supply Current (µa) Max. Typ. VCC Supply Current (µa) Max. Typ VBS Floating Supply Voltage (V) Figure 17B. VBS Supply Current vs. Voltage Temperature ( C) Figure 18A. VCC Supply Current vs. Temperature VCC Supply Current (µa) Max. Typ. VDD Supply Current (µa) Max. Typ VCC Fixed Supply Voltage (V) Figure 18B. VCC Supply Current vs. Voltage Temperature ( C) Figure 19A. VDD Supply Current vs. Temperature VDD Supply Current (µa) VDD Logic Supply Voltage (V) Figure 19B. VDD Supply Current vs. VDD Voltage Logic "1" Input Bias Current (µa) Max. 20 Typ Temperature ( C) Figure 20A. Logic 1 Input Current vs. Temperature 11

266 IR2110(-1-2)(S)PbF/IR2113(-1-2)(S)PbF Logic 1 Input Bias Current (µa) Logic "0" Input Bias Current (µa) Max VDD Logic Supply Voltage (V) Figure 20B. Logic 1 Input Current vs. VDD Voltage Temperature ( C) Figure 21A. Logic 0 Input Current vs. Temperature Logic 0 Input Bias Current (µa) VDD Logic Supply Voltage (V) Figure 21B. Logic 0 Input Current vs. VDD Voltage VBS Undervoltage Lockout + (V) Max. 9.0 Typ. 8.0 Min Temperature ( C) Figure 22. VBS Undervoltage (+) vs. Temperature VBS Undervoltage Lockout - (V) Max. Typ. Min. VCC Undervoltage Lockout + (V) Max. Typ. Min Temperature ( C) Figure 23. VBS Undervoltage (-) vs. Temperature Temperature ( C) Figure 24. VCC Undervoltage (+) vs. Temperature 12

267 IR2110(-1-2)(S)PbF/IR2113(-1-2)(S)PbF VCC Undervoltage Lockout - (V) Max. Typ. Min. Output Source Current (A) Typ. Min Temperature ( C) Temperature ( C) Figure 25. VCC Undervoltage (-) vs. Temperature Figure 26A. Output Source Current vs. Temperature Output Source Current (A) Typ. Output Sink Current (A) Typ. Min Min VBIAS Supply Voltage (V) Figure 26B. Output Source Current vs. Voltage Temperature ( C) Figure 27A. Output Sink Current vs. Temperature V Output Sink Current (A) Typ. Junction Temperature ( C) V 10V 1.00 Min VBIAS Supply Voltage (V) Figure 27B. Output Sink Current vs. Voltage 0 1E+2 1E+3 1E+4 1E+5 1E+6 Frequency (Hz) Figure 28. IR2110/IR2113 TJ vs. Frequency (IRFBC20) RGATE = 33Ω, VCC = 15V 13

268 IR2110(-1-2)(S)PbF/IR2113(-1-2)(S)PbF V V 140V V 125 Junction Temperature ( C) V Junction Temperature ( C) V E+2 1E+3 1E+4 1E+5 1E+6 Frequency (Hz) Figure 29. IR2110/IT2113 TJ vs. Frequency (IRFBC30) RGATE = 22Ω, VCC = 15V 0 1E+2 1E+3 1E+4 1E+5 1E+6 Frequency (Hz) Figure 30. IR2110/IR2113 TJ vs. Frequency (IRFBC40) RGATE = 15Ω, VCC = 15V V 140V V 140V Junction Temperature ( C) V Junction Temperature ( C) V E+2 1E+3 1E+4 1E+5 1E+6 Frequency (Hz) Figure 31. IR2110/IR2113 TJ vs. Frequency (IRFPE50) RGATE = 10Ω, VCC = 15V 0 1E+2 1E+3 1E+4 1E+5 1E+6 Frequency (Hz) Figure 32. IR2110S/IR2113S TJ vs. Frequency (IRFBC20) RGATE = 33Ω, VCC = 15V V 140V V 140V V Junction Temperature ( C) V Junction Temperature ( C) E+2 1E+3 1E+4 1E+5 1E+6 Frequency (Hz) Figure 33. IR2110S/IR2113S TJ vs. Frequency (IRFBC30) RGATE = 22Ω, VCC = 15V 0 1E+2 1E+3 1E+4 1E+5 1E+6 Frequency (Hz) Figure 34. IR2110S/IR2113S TJ vs. Frequency (IRFBC40) RGATE = 15Ω, VCC = 15V 14

269 IR2110(-1-2)(S)PbF/IR2113(-1-2)(S)PbF V 140V 10V Junction Temperature ( C) VS Offset Supply Voltage (V) Typ E+2 1E+3 1E+4 1E+5 1E+6 Frequency (Hz) Figure 35. IR2110S/IR2113S TJ vs. Frequency (IRFPE50) RGATE = 10Ω, VCC = 15V VBS Floating Supply Voltage (V) Figure 36. Maximum VS Negative Offset vs. VBS Supply Voltage 20.0 VSS Logic Supply Offset Voltage (V) Typ VCC Fixed Supply Voltage (V) Figure 37. Maximum VSS Positive Offset vs. VCC Supply Voltage 15

270 IR2110(-1-2)(S)PbF/IR2113(-1-2)(S)PbF Case Outlines 14-Lead PDIP (MS-001AC) 14-Lead PDIP w/o Lead (MS-001AC) 16

271 IR2110(-1-2)(S)PbF/IR2113(-1-2)(S)PbF 16 Lead PDIP w/o Leads 4 & Lead SOIC (wide body) (MS-013AA) 17

272 IR2110(-1-2)(S)PbF/IR2113(-1-2)(S)PbF LEADFREE PART MARKING INFORMATION Part number Date code IRxxxxxx YWW? IR logo Pin 1 Identifier? MARKING CODE P Lead Free Released Non-Lead Free Released?XXXX Lot Code (Prod mode - 4 digit SPN code) Assembly site code ORDER INFORMATION Part only available Lead Free 14-Lead PDIP IR2110 order IR2110PbF 14-Lead PDIP IR order IR2110-1PbF 14-Lead PDIP IR order IR2110-2PbF 14-Lead PDIP IR2113 order IR2113PbF 14-Lead PDIP IR order IR2113-1PbF 14-Lead PDIP IR order IR2113-2PbF 16-Lead SOIC IR2110S order IR2110SPbF 16-Lead SOIC IR2113S order IR2113SPbF IR WORLD HEADQUARTERS: 233 Kansas St., El Segundo, California Tel: (310) This product has been qualified per industrial level Data and specifications subject to change without notice 3/23/

273 Current Transducer LAH 25-NP For the electronic measurement of currents : DC, AC, pulsed..., with a galvanic isolation between the primary circuit (high power) and the secondary circuit (electronic circuit). I PN = A LEM Electrical data I PN Primary nominal r.m.s. current 25 At I P Primary current, measuring range 1) At R M Measuring T A = 70 C T A = 85 C R M min R M max R M min R M max with ± 12 I PN [± At DC ] Ω I PN [At RMS ] Ω with ± 15 I PN [± At DC ] Ω I PN [At RMS ] Ω I P < I PN I SN Secondary nominal r.m.s. current 25 ma K N Conversion ratio : 1000 V C Supply voltage (± 5 %) ± V I C Current consumption 10 (@ ± 15V) + I S ma V d R.m.s. voltage for AC isolation test, 50/60 Hz, 1 mn 5 kv V b R.m.s. rated voltage 4) 600 V Accuracy - Dynamic performance data X Accuracy I PN, T A = 25 C ± 0.3 % e L Linearity error < 0.2 % Typ Max I O Offset T A = 25 C ± 0.15 ma I OM Residual I P = 0, after an overload of 5 x I PN ± 0.20 ± 0.25 ma I OT Thermal drift of I O 0 C C ± 0.10 ± 0.60 ma - 25 C C ± 0.10 ± 0.70 ma t r a Reaction 10 % of I PN < 200 ns t r Response time 90 % of I PN < 500 ns di/dt di/dt accurately followed > 200 A/µs f Frequency bandwidth (- 1 db) DC khz General data T A Ambient operating temperature C T S Ambient storage temperature C R S Secondary coil T A = 70 C 99 T A = 85 C 104 Ω m Mass 20 g Standards EN : 1997 Notes : 1)During 10 s, with R M 109 Ω (V C = ± 15 V) - 2) 50 Hz Sinusoidal - 3) The measuring resistance R M min may be lower (see "LAH Technical Information" leaflet) - 4) Pollution class 2, cat. III - 5) Without I O & I OM - 6) With a di/dt of 100 A/µs - 7) Features Closed loop (compensated) multirange current transducer using the Hall effect Printed circuit board mounting Insulated plastic case recognized according to UL 94-V0. Advantages Excellent accuracy Very good linearity Low temperature drift Optimized response time Wide frequency bandwidth No insertion losses High immunity to external interference Current overload capability. Applications AC variable speed drives and servo motor drives Static converters for DC motor drives Battery supplied applications Uninterruptible Power Supplies (UPS) Switched Mode Power Supplies (SMPS) Power supplies for welding applications /5 LEM reserves the right to carry out modifications on its transducers, in order to improve them, without previous notice. page 1/2

274 Dimensions LAH 25-NP (in mm. 1 mm = inch) Connection Bottom view Left view Front view Number of primary turns Primary current nominal maximum I PN [ A ] I P [ A ] Nominal output current I SN [ ma ] Turns ratio K N Primary resistance R P [ mω ] Primary insertion inductance L P [ µh ] Recommended PCB connections IN : : : OUT IN OUT IN OUT Mechanical characteristics General tolerance Fastening & connection of primary Recommended PCB hole Fastening & connection of secondary Recommended PCB hole ± 0.2 mm 6 pins 1 x 0.8 mm 1.5 mm 3 pins 0.7 x 0.6 mm 1.2 mm Remarks I S is positive when I P flows from terminals 1, 2, 3 (IN) to terminals 6, 5, 4 (OUT). The jumper temperature and PCB should not exceed 100 C. This is a standard model. For different versions (supply voltages, turns ratios, unidirectional measurements...), please contact us. LEM /5 LEM reserves the right to carry out modifications on its transducers, in order to improve them, without previous notice. page 2/2

275 Current Transducer LTS 6-NP For the electronic measurement of currents : DC, AC, pulsed, mixed, with a galvanic isolation between the primary circuit (high power) and the secondary circuit (electronic circuit). I PN = A Electrical data I PN Primary nominal r.m.s. current 6 At I P Primary current, measuring range 0.. ± 19.2 At V OUT Analog output I P 2.5 ± (0.625 I /I ) V P PN I P = ) V N S Number of secondary turns (± 0.1 %) 2000 R L Load resistance 2 kω R IM Internal measuring resistance (± 0.5 %) Ω TCR IM Thermal drift of R IM < 50 ppm/k V C Supply voltage (± 5 %) 5 V I C Current V C = 5 V Typ 23+ I + S2) (V /R ) ma OUT L V d R.m.s. voltage for AC isolation test, 50/60 Hz, 1 mn 3 kv V e R.m.s. voltage for partial discharge 10 pc > 1.5 kv V w Impulse withstand voltage 1.2/50 µs > 8 kv Accuracy - Dynamic performance data X I PN, T A = 25 C ± 0.2 % X Accuracy with R I PN, T A = 25 C ± 0.7 % ε L Linearity < 0.1 % Typ Max TCV OUT Thermal drift of V I P = 0-10 C C ppm/k TCε G Thermal drift of the gain - 10 C C 50 3) ppm/k V OM Residual I = 0, after an overload of P 3 x I PN ± 0.5 mv 5 x I PN ± 2.0 mv 10 x I PN ± 2.0 mv t ra Reaction 10 % of I PN < 50 ns t r Response 90 % of I PN < 400 ns di/dt di/dt accurately followed > 15 A/µs f Frequency bandwidth ( db) DC khz ( db) DC khz General data T A Ambient operating temperature C T S Ambient storage temperature C Insulating material group III a m Mass 10 g Standards EN EN Notes : 1) Absolute T A = 25 C, < V OUT < ) Please see the operation principle on the other side 3) Only due to TCR IM. Features Closed loop (compensated) multirange current transducer using the Hall effect Unipolar voltage supply Compact design for PCB mounting Insulated plastic case recognized according to UL 94-V0 Incorporated measuring resistance Extended measuring range. Advantages Excellent accuracy Very good linearity Very low temperature drift Optimized response time Wide frequency bandwidth No insertion losses High immunity to external interference Current overload capability. Applications AC variable speed drives and servo motor drives Static converters for DC motor drives Battery supplied applications Uninterruptible Power Supplies (UPS) Switched Mode Power Supplies (SMPS) Power supplies for welding applications. Copyright protected /4 LEM Components