Διπλωματική Εργασία. του φοιτητή του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστημίου Πατρών

Transcript

1 ΠΑΝΕΠΙΣΤΗΜΙΟ ΠΑΤΡΩΝ ΤΜΗΜΑ ΗΛΕΚΤΡΟΛΟΓΩΝ ΜΗΧΑΝΙΚΩΝ ΚΑΙ ΤΕΧΝΟΛΟΓΙΑΣ ΥΠΟΛΟΓΙΣΤΩΝ ΤΟΜΕΑΣ ΤΗΛΕΠΙΚΟΙΝΩΝΙΩΝ ΚΑΙ ΤΕΧΝΟΛΟΓΙΑΣ ΠΛΗΡΟΦΟΡΙΑΣ ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΟ ΘΕΩΡΗΤΙΚΗΣ ΗΛΕΚΤΡΟΤΕΧΝΙΑΣ ΚΑΙ ΠΑΡΑΓΩΓΗΣ Β' Διπλωματική Εργασία του φοιτητή του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστημίου Πατρών Παλαιολόγου Μιχάλη του Ιωάννη Αριθμός Μητρώου: Θέμα «Σχεδίαση και σμίκρυνση εμφυτεύσιμης κεραίας στο σώμα για την καταγραφή φυσιολογικών λειτουργιών του σώματος» Επιβλέπων Σταύρος Κουλουρίδης Αριθμός Διπλωματικής Εργασίας: Πάτρα, Αύγουστος 2016

2 2

3 ΠΙΣΤΟΠΟΙΗΣΗ Πιστοποιείται ότι η Διπλωματική Εργασία με θέμα «Σχεδίαση και σμίκρυνση εμφυτεύσιμης κεραίας στο σώμα για την καταγραφή φυσιολογικών λειτουργιών του σώματος» Του φοιτητή του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών Παλαιολόγου Μιχάλη του Ιωάννη Αριθμός Μητρώου: Παρουσιάστηκε δημόσια και εξετάστηκε στο Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών στις 29/8/2016 Ο Επιβλέπων Ο Διευθυντής του Τομέα Σταύρος Κουλουρίδης Επίκουρος Καθηγητής Νικόλαος Φακωτάκης Καθηγητής 3

4 4

5 Αριθμός Διπλωματικής Εργασίας: Θέμα: «Σχεδίαση και σμίκρυνση εμφυτεύσιμης κεραίας στο σώμα για την καταγραφή φυσιολογικών λειτουργιών του σώματος» Φοιτητής: Επιβλέπων: Περίληψη Η παρούσα διπλωματική εργασία πραγματεύεται τον σχεδιασμό μιας ηλεκτρικά μικρής κεραίας, η οποία θα μπορεί να ενσωματωθεί σε μία ιατρικά εμφυτεύσιμη διάταξη, μέσω της οποίας θα είναι δυνατή η καταγραφή των φυσιολογικών λειτουργιών του σώματος. Επίσης, στη διπλωματική αυτή μελετάται ο σχεδιασμός ενός κυκλώματος ανόρθωσης, το οποίο θα μετατρέπει την ηλεκτρομαγνητική ενέργεια που λαμβάνει η κεραία σε ενέργεια συνεχούς ρεύματος και τάσης, η οποία θα αποτελεί την τροφοδοσία του ολοκληρωμένου κυκλώματος της εμφυτεύσιμης διάταξης. Σκοπός της παρούσας εργασίας είναι η σχεδίαση μίας μικροσκοπικής επίπεδης κεραίας ανεστραμμένου F (PIFA, Planar Inverted F-Antenna) στο εμπορικό λογισμικό HFSS της εταιρείας Ansys, η οποία, με τη βοήθεια κάποιων τεχνικών που θα εφαρμόσουμε, θα λειτουργεί σε δύο διαφορετικές ζώνες συχνοτήτων. Στη ζώνη MedRadio (Medical Device Radiocommunications Service, MHz) θα γίνεται η αποστολή και η λήψη όλων των απαραίτητων ιατρικών δεδομένων, ενώ στη ζώνη ISM (Industrial, Scientific, Medical, MHz) θα γίνεται η λήψη της απαιτούμενης ενέργειας για την τροφοδοσία του ολοκληρωμένου κυκλώματος. Ο σχεδιασμός και η προσομοίωση της κεραίας πραγματοποιήθηκαν εντός ενός κυλινδρικού μοντέλου προσομοίωσης βιολογικού ιστού τριών επιπέδων, το οποίο αναπαριστά τον ανθρώπινο βραχίονα. Πραγματοποιήθηκε, επίσης, μία παραμετρική μελέτη των σχεδιαστικών παραμέτρων της κεραίας για να εκτιμηθούν οι επιπτώσεις τυχόν μικρών κατασκευαστικών αστοχιών στην απόδοσή της. Στη συνέχεια, ακολούθησε η σχεδίαση του κατάλληλου κυκλώματος ανόρθωσης, μέσω του εμπορικού λογισμικού ADS της εταιρείας Keysight Technologies, το οποίο επιδιώκουμε να επιτυγχάνει υψηλή ενεργειακή αποδοτικότητα και υψηλή τιμή τάσης εξόδου. Στο τελευταίο στάδιο της εργασίας αυτής, πραγματοποιείται η υλοποίηση και η προσομοίωση του κυκλώματος αυτού με γραμμές μικροταινίας, προκειμένου να διαθέτουμε μία πιο ρεαλιστική υλοποίηση αυτού. 5

6 Abstract In this thesis we deal with designing an electrically small antenna that can be incorporated in an implantable medical device for recording the physiological functions of the body. The design of a rectifier circuit that converts the RF energy received by the antenna to DC power, is also studied. The rectifier feeds the integrated circuit of the implantable device. The purpose of this work is to design a miniature PIFA (Planar Inverted F-Antenna) in the design environment of commercial software HFSS by Ansys. The PIFA will be operating in two different frequency bands. In MedRadio zone (Medical Device Radiocommunications Service, MHz), the antenna will be sending and receiving all necessary medical data, while in the ISM band (Industrial, Scientific, Medical, MHz) the required energy to power the integrated circuit will be obtained. The design and simulation of the antenna is performed in a cylindrical model which simulates three levels of biological tissue and representing the human arm. Also, a parametric study of the design parameters of the antenna is carried out to assess the impact of any small fabrication variations to performance. Then, the design of the appropriate rectifier circuit via the commercial software ADS (Keysight) follows. The rectifier is expected to achieve high energy efficiency and high output voltage. In the final stage of this work, the implementation and simulation of the circuit with microstrip lines is carried out. Thus, a more realistic implementation and discrepancies reduction will be achieved when the circuit will be fabricated. 6

7 7

8 8

9 ΠΕΡΙΕΧΟΜΕΝΑ 1. Εισαγωγή Εισαγωγή στις εμφυτεύσιμες διατάξεις Ζώνες συχνοτήτων Προκλήσεις στο σχεδιασμό εμφυτεύσιμων ιατρικών διατάξεων Κεραίες Εισαγωγικές έννοιες κεραιών Κεραίες μικροταινίας Βασικά χαρακτηριστικά Πλεονεκτήματα και μειονεκτήματα Μέθοδοι ανάλυσης κεραιών μικροταινίας Ηλεκτρικά μικρές κεραίες Χαρακτηριστικά ηλεκτρικά μικρών κεραιών Τεχνικές σμίκρυνσης κεραιών Βασικές αρχές Σμίκρυνση κεραιών μικροταινίας Αλληλεπίδραση μεταξύ βιολογικών ιστών και Η/Μ ακτινοβολίας Σχεδίαση εμφυτεύσιμης κεραίας Κεραίες βιβλιογραφίας Σχεδίαση εμφυτεύσιμης κεραίας διπλής ζώνης HFFS Περιβάλλον Σχεδίασης Σχεδίαση κεραίας Παραμετρική ανάλυση κεραίας Μεταβολή θέσης αγωγού βραχυκύκλωσης Μεταβολή μεγέθους εγκοπών Μεταβολή πάχους υποστρώματος Μεταβολή ηλεκτρικών ιδιοτήτων ιστών Μεταβολή βάθους εμφύτευσης κεραίας

10 4. Τροφοδοσία εμφυτεύσιμης διάταξης Μέθοδοι τροφοδοσίας εμφυτεύσιμων διατάξεων Ασύρματη μεταφορά ενέργειας Τοπολογίες κυκλωμάτων ανόρθωσης Υλοποίηση κυκλώματος ανόρθωσης Υλοποίηση με απλά κυκλωματικά στοιχεία Υλοποίηση με γραμμές μικροταινίας Σχηματικό κυκλώματος ασύρματης φόρτισης Επίλογος Συμπεράσματα Μελλοντική εργασία Βιβλιογραφία

11 Ευχαριστίες Με την ολοκλήρωση της παρούσας διπλωματικής εργασίας, θα ήθελα να ευχαριστήσω θερμά όλους όσους συμμετείχαν σε αυτή και συνέβαλαν στο τελικό αποτέλεσμα. Αρχικά, θα ήθελα να ευχαριστήσω τον επίκουρο καθηγητή, κύριο Σταύρο Κουλουρίδη για την εμπιστοσύνη που μου επέδειξε αναθέτοντάς μου την παρούσα διπλωματική εργασία. Θα ήθελα, επίσης, να ευχαριστήσω θερμά την υποψήφια διδάκτορα Σοφία Μπακογιάννη για την άψογη συνεργασία που είχαμε καθώς και για τις πολύτιμες συμβουλές της κατά τη διάρκεια εκπόνησης της εργασίας. Η βοήθειά της ήταν καθοριστική σε όλα τα στάδια της εργασίας αυτής. Τέλος, θα ήθελα να ευχαριστήσω την οικογένειά μου για την αμέριστη συμπαράστασή τους και τη διαρκή υποστήριξη της προσπάθειάς μου. 11

12 12

13 1. Εισαγωγή 1.1 Εισαγωγή στις εμφυτεύσιμες διατάξεις Η ραγδαία ανάπτυξη της τεχνολογίας των ολοκληρωμένων κυκλωμάτων (Integrated Circuits) τα τελευταία χρόνια έχει οδηγήσει στην κατασκευή και εφαρμογή νέων διατάξεων που χρησιμοποιούνται σε διάφορες ιατρικές εφαρμογές. Ιδιαίτερο ενδιαφέρον παρουσιάζουν οι εμφυτεύσιμες ιατρικές διατάξεις (Implantable Medical Devices, IMDs), οι οποίες χρησιμοποιούνται σε αρκετές ιατρικές εφαρμογές, όπως για τη διάγνωση, τη θεραπεία και την παρακολούθηση των βιοσημάτων του ασθενή [56]. Στα πλαίσια μίας πρακτικής εφαρμογής μίας τέτοιας διάταξης, θα θέλαμε οι πληροφορίες αυτές που αφορούν τον ασθενή να είναι εύκολα προσβάσιμες. Πλέον, είναι δυνατή η ασύρματη επικοινωνία μεταξύ της εμφυτεύσιμης διάταξης και του έξω κόσμου μέσω της εισαγωγής κεραιών στο σύστημα των διατάξεων αυτών. Η ενσωμάτωση, δηλαδή, μίας κεραίας στην εμφυτεύσιμη διάταξη επιτρέπει την ασύρματη επικοινωνία της διάταξης αυτής με μία εξωτερική συσκευή ελέγχου. Επομένως, η έννοια της ιατρικής τηλεμετρίας, δηλαδή όλων εκείνων των διαδικασιών που επιτρέπουν την επικοινωνία των εμφυτεύσιμων ιατρικών διατάξεων με τον έξω κόσμο, γίνεται πολλή πιο εύκολη (Σχήμα 1.1). Σχήμα 1.1: Παραδείγματα των πλεονεκτημάτων της ασύρματης ιατρικής τηλεμετρίας [56] 13

14 Πέρα όμως από την ενσωμάτωση μίας κεραίας σε μία εμφυτεύσιμη διάταξη, είναι απαραίτητη και η ύπαρξη ενός κατάλληλου συστήματος, το οποίο θα πρέπει να είναι σε θέση να υποστηρίξει όλες εκείνες τις διαδικασίες που απαιτούνται για την τροφοδοσία του ολοκληρωμένου κυκλώματος που βρίσκεται εντός της εμφυτεύσιμης διάταξης. Η ενσωμάτωση μίας μπαταρίας εντός της διάταξης αυτής δεν είναι μία πρακτική λύση, λόγω της περιορισμένης διάρκειας ζωής των μπαταριών καθώς και λόγω του γεγονότος ότι οι μπαταρίες δεν αποτελούν υλικά φιλικά στον ανθρώπινο οργανισμό, δημιουργώντας, επομένως, προβλήματα βιοσυμβατότητας [14]. Τελικά, στην προσπάθεια να διατηρήσουμε τη βασική προϋπόθεση για ασύρματη επικοινωνία μεταξύ της διάταξής μας και του έξω κόσμου, θα θέλαμε να μπορούμε να τροφοδοτήσουμε τη διάταξή μας με έναν τρόπο ασύρματο. Ένας πρακτικός και εύκολος τρόπος να πραγματοποιηθεί αυτό είναι μέσω της ήδη υπάρχουσας κεραίας και ενός συστήματος ανόρθωσης. Με τον τρόπο αυτό, η κεραία συλλέγει RF ενέργεια από τον περιβάλλοντα χώρο και το σύστημα ανόρθωσης μετατρέπει την ενέργεια αυτή σε DC ενέργεια, την οποία μπορούμε να εκμεταλλευτούμε για να τροφοδοτήσουμε την εμφυτεύσιμη διάταξη [17]. Η τεχνική αυτή της ασύρματης φόρτισης (RF energy harvesting) υπόσχεται ιδιαιτέρως ικανοποιητικές επιδόσεις, σε σύγκριση με τις άλλες τεχνικές τροφοδοσίας εμφυτεύσιμων διατάξεων, και για τον λόγο αυτό, τα τελευταία χρόνια, αποτελεί ένα ευρέως διαδεδομένο ερευνητικό πεδίο. 1.2 Ζώνες συχνοτήτων Όπως βέβαια καταλαβαίνουμε, η ασύρματη επικοινωνία μεταξύ της εμφυτεύσιμης διάταξης και της εξωτερικής διάταξης ελέγχου προϋποθέτει τη χρήση κατάλληλων ζωνών συχνοτήτων. Την ευθύνη των προδιαγραφών λειτουργίας των συστημάτων ιατρικής τηλεμετρίας έχουν η Επιτροπή Ομοσπονδιακών Τηλεπικοινωνιών (Federal Communications Commission, FCC) και η Διεθνής Ένωση Τηλεπικοινωνιών (International Telecommunication Union, ITU). Η FCC έχει διαθέσει την ζώνη MICS (Medical Implant Communication Service) αποκλειστικά για ασύρματη επικοινωνία εμφυτεύσιμων διατάξεων, η οποία έχει εύρος συχνοτήτων το MHz [84]. Αντίστοιχα, η ITU έχει καθορίσει τη ζώνη ISM (Industrial, Scientific, Medical) για χρήση σε βιομηχανικές, επιστημονικές και ιατρικές εφαρμογές [85]. Μία από τις διαθέσιμες ζώνες συχνοτήτων της ISM είναι το εύρος MHz. Στις ζώνες αυτές, δηλαδή, επιτρέπεται να μεταφερθούν οι πληροφορίες που είναι απαραίτητες για τις εφαρμογές της ιατρικής τηλεμετρίας. Το εύρος ζώνης της ζώνης MICS ( MHz) χωρίζεται επιπλέον σε δέκα κανάλια εύρους 300 KHz το καθένα. 14

15 Το 2009 η FCC δημιούργησε την υπηρεσία ραδιοεπικοινωνίας ιατρικών συσκευών (Medical Device Radiocommunications Service, MedRadio) στο εύρος MHz. Στην ουσία, πρόκειται για μια διεύρυνση της ζώνης MICS, όπου προστέθηκαν δυο μικρές πλάγιες ζώνες ( ΜΗz, MHz). Έτσι, διατάξεις σχεδιασμένες στη ζώνη MICS λειτουργούν παρόμοια και στην ζώνη MedRadio. Οι δύο αυτές ζώνες χωρίζονται σε κανάλια εύρους 100 KHz. 1.3 Προκλήσεις στο σχεδιασμό εμφυτεύσιμων ιατρικών διατάξεων Ο στόχος των εμφυτεύσιμων διατάξεων, που δεν είναι άλλος από την εξυπηρέτηση της υγείας του ανθρώπου, καθώς και το δυσπρόσιτο σημείο τοποθέτησης των συσκευών αυτών, εντός του ανθρωπίνου σώματος, καθιστά τον σωστό σχεδιασμό των διατάξεων αυτών μία πραγματική πρόκληση. Συγκεκριμένα, οι απαιτήσεις για ασύρματη μεταφορά των δεδομένων που παρέχουν οι διατάξεις αυτές επιβάλουν τη χρήση μικροσκοπικών εμφυτεύσιμων κεραιών με συγκεκριμένα χαρακτηριστικά μεγέθους, επιδόσεων συντονισμού και ακτινοβολίας [4]. Έπειτα, το γεγονός ότι οι διατάξεις αυτές τοποθετούνται για αρκετό καιρό μέσα στο ανθρώπινο σώμα, οδήγησε τους ερευνητές να εστιάσουν το ενδιαφέρον τους στην ανάπτυξη κατάλληλων υλικών που εμφανίζουν βιοσυμβατότητα και αντοχή. Επίσης, η τροφοδοσία της εμφυτεύσιμης διάταξης πρέπει να γίνεται με κάποιο πρακτικό τρόπο. Τέλος, οι προδιαγραφές επιβάλουν στους σχεδιαστές να υπολογίζουν με αυστηρότητα τα επίπεδα απορρόφησης της ακτινοβολίας από τους ανθρώπινους ιστούς, προκειμένου είναι ασφαλής η χρήση των διατάξεων για τους ασθενείς. Στα πλαίσια της διπλωματικής αυτής θα δώσουμε έμφαση στο σχεδιασμό και τη βελτιστοποίηση της κεραίας που είναι υπεύθυνη για την αποστολή και λήψη δεδομένων ασύρματης τηλεμετρίας καθώς και για τη λήψη της απαιτούμενης ισχύος για την τροφοδοσία της υπόλοιπης διάταξης. Επίσης, θα αναζητήσουμε το κατάλληλο κύκλωμα ανόρθωσης, ώστε, μαζί με την κεραία, να αποτελούν ένα σύστημα κατάλληλο για εφαρμογές αξιόπιστης ασύρματης μεταφοράς ενέργειας. Η εργασία αυτή διαρθρώνεται ως εξής: στο κεφάλαιο 2 παρουσιάζεται το θεωρητικό υπόβαθρο των συστημάτων των κεραιών. Ιδιαίτερη έμφαση δίνεται στις κεραίες μικροταινίας και συγκεκριμένα στις ηλεκτρικά μικρές κεραίες. Παρουσιάζεται, επίσης, μία σύντομη μελέτη της αλληλεπίδρασης των βιολογικών ιστών με την ηλεκτρομαγνητική ακτινοβολία. Στο κεφάλαιο 3 πραγματοποιείται η ανάλυση της προτεινόμενης κεραίας και η παρουσίαση των 15

16 επιδόσεων αυτής. Επίσης, στο κεφάλαιο αυτό παρουσιάζονται τα αποτελέσματα της παραμετρικής ανάλυσης της κεραίας. Στο 4 ο κεφάλαιο, αφού γίνει μία συνοπτική παρουσίαση των τεχνικών φόρτισης εμφυτεύσιμων διατάξεων, ακολουθεί η παρουσίαση του προτεινόμενου κυκλώματος ανόρθωσης και των επιδόσεων αυτού. Τέλος, το κεφάλαιο 5 αποτελεί τον επίλογο της διπλωματικής αυτής, στον οποίο καταγράφουμε τα συμπεράσματά μας και αναφερόμαστε σε μελλοντικές επεκτάσεις της παρούσας εργασίας. 16

17 17

18 2. Κεραίες 2.1 Εισαγωγικές έννοιες κεραιών Ορισμός κεραίας Κεραία είναι μία διάταξη που μετατρέπει τα ηλεκτρομαγνητικά κύματα που καθοδηγούνται από μια γραμμή μεταφοράς (οδεύοντα κύματα) σε κύματα στον ελεύθερο χώρο. Αποτελεί, δηλαδή, τη μεταβατική δομή μεταξύ του ελεύθερου χώρου και του συστήματος καθοδήγησης (Σχήμα 2.1). Η κεραία που λειτουργεί ως πομπός μετατρέπει τα σήματα της γραμμής μεταφοράς σε ηλεκτρομαγνητικά κύματα, τα οποία διαδίδονται στον ελεύθερο χώρο, ενώ, αντίθετα, η κεραία που λειτουργεί ως δέκτης μετατρέπει τα προσπίπτοντα ηλεκτρομαγνητικά κύματα σε ηλεκτρικά σήματα στις γραμμές μεταφοράς. Σχήμα 2.1: Η κεραία σαν μεταβατική δομή Διάγραμμα ακτινοβολίας (Radiation pattern) Το διάγραμμα ακτινοβολίας είναι μια μαθηματική συνάρτηση ή μια γραφική αναπαράσταση των ιδιοτήτων ακτινοβολίας της κεραίας ως συνάρτηση των χωρικών συντεταγμένων της. Ουσιαστικά, το διάγραμμα ακτινοβολίας αποτελεί τον γεωμετρικό τόπο του πέρατος του διανύσματος Poynting, όπου το μιγαδικό διάνυσμα Poynting είναι S (r, θ, φ) = E (r, θ, φ) H (r, θ, φ) (2.1) 18

19 Τα διαγράμματα ακτινοβολίας της κεραίας λαμβάνονται στο μακρινό πεδίο (far field) και αναπαρίστανται ως συνάρτηση των δύο σφαιρικών συντεταγμένων θ και φ. Επίσης, μπορούν να αναπαρασταθούν σε καρτεσιανές αλλά και σε πολικές συντεταγμένες. Συχνά κανονικοποιούνται ως προς την μέγιστη τιμή τους και, γενικά, είναι προτιμότερο να εκφράζονται σε db. Τέλος, διακρίνονται σε διαγράμματα ισχύος και σε διαγράμματα πεδίων. Η απόδοση των γραμμικά πολωμένων κεραιών περιγράφεται από τα θεμελιώδη διαγράμματα Ε-επιπέδου και Η-επιπέδου. Το Ε-επίπεδο είναι το επίπεδο που εμπεριέχει το διάνυσμα του ηλεκτρικού πεδίου και την κατεύθυνση της μέγιστης ακτινοβολίας, ενώ το Η- επίπεδο είναι το επίπεδο που εμπεριέχει το διάνυσμα του μαγνητικού πεδίου και την κατεύθυνση της μέγιστης ακτινοβολίας (Σχήμα 2.2). Σχήμα 2.2: Κύρια διαγράμματα κατά τα επίπεδα E και H σε πυραμιδοειδή χοανοειδή κεραία. Κατευθυντικότητα Κατευθυντικότητα μιας κεραίας ορίζεται ως ο λόγος της έντασης ακτινοβολίας σε μια δεδομένη κατεύθυνση, U(θ, φ), προς τη μέση ένταση ακτινοβολίας σε όλες τις κατευθύνσεις, U av (θ, φ). Η ένταση ακτινοβολίας, σε μία ορισμένη διεύθυνση, ορίζεται ως η ισχύς που ακτινοβολείται από μία κεραία ανά μονάδα στερεάς γωνίας (W/μονάδα στερεάς γωνίας). Αποτελεί μία παράμετρο του μακρινού πεδίου και βρίσκεται από τον 19

20 πολλαπλασιασμό της πυκνότητας ακτινοβολίας επί το τετράγωνο της απόστασης. Δίνεται, δηλαδή, από τον τύπο U = r 2 S (2.2) όπου r η απόσταση από την κεραία και S η πυκνότητα ακτινοβολίας (W/m 2 ). Η μέση ένταση ακτινοβολίας είναι ίση με τη μέση ακτινοβολούμενη ισχύ (Prad) προς τη συνολική στερεά γωνία 4π. Έτσι, τελικά, η κατευθυντικότητα, σε μαθηματική μορφή, εκφράζεται ως D = U(θ,φ) = U(θ,φ) U av (θ,φ) ( P rad 4π ) = 4π U(θ,φ) P rad (2.3) Στην περίπτωση που δεν ορίζεται συγκεκριμένη κατεύθυνση, τότε θεωρούμε την κατεύθυνση της μέγιστης ακτινοβολίας. Επομένως, η κατευθυντικότητα είναι ένα αδιάστατο μέγεθος που δείχνει πόσο συγκεντρώνεται το διάγραμμα ακτινοβολίας μια κεραίας σε μια συγκεκριμένη κατεύθυνση. Κέρδος (Απολαβή) Το απόλυτο κέρδος (absolute gain) μιας κεραίας σε μια δεδομένη κατεύθυνση ορίζεται ως ο λόγος της έντασης της ακτινοβολίας στην κατεύθυνση αυτή προς την ένταση της ακτινοβολίας, αν η κεραία ακτινοβολούσε ισοτροπικά όλη την ισχύ που λαμβάνει. Το κέρδος αυτό είναι αδιάστατο μέγεθος και υπολογίζεται από την εξίσωση G = 4π U(θ,φ) P in (2.4) όπου U(θ, φ) η ένταση ακτινοβολίας και Pin η συνολική λαμβανόμενη ισχύς. Τις περισσότερες φορές γίνεται λόγος για το σχετικό κέρδος (relative gain) που ορίζεται ως ο λόγος του κέρδους μίας κεραίας σε μία δεδομένη διεύθυνση προς το κέρδος μίας κεραίας αναφοράς στην αναφερόμενη διεύθυνση. Η ισχύς εισόδου πρέπει να είναι η ίδια και για τις δύο κεραίες. Η κεραία αναφοράς είναι συνήθως ένα δίπολο, χοάνη ή οποιαδήποτε άλλη κεραία που το κέρδος της είναι γνωστό ή μπορεί να υπολογιστεί. Συνήθως, πάντως, είναι μία ισοτροπική πηγή χωρίς απώλειες. 20

21 Εύρος ζώνης Το εύρος ζώνης μιας κεραίας ορίζεται ως το εύρος των συχνοτήτων στο οποίο οι επιδόσεις της κεραίας ικανοποιούν συγκεκριμένες προδιαγραφές, οι οποίες καθορίζονται από την εκάστοτε εφαρμογή. Έτσι, το εύρος ζώνης δίνεται από τη διαφορά της ελάχιστης συχνότητας από τη μέγιστη BW = f h f l (2.5) Το εύρος ζώνης μπορεί ακόμα να οριστεί ως ο λόγος της μέγιστης προς την ελάχιστη συχνότητα BW = f h f l (2.6) Τέλος, υπάρχει και το κλασματικό εύρος ζώνης το οποίο ορίζεται ως ο λόγος του εύρους ζώνης προς την κεντρική συχνότητα συντονισμού της κεραίας bw = BW f c = f h f l f c (2.7) Πόλωση (Polarization) Η πόλωση μιας κεραίας σε μία δεδομένη διεύθυνση ορίζεται ως η πόλωση του ηλεκτρομαγνητικού κύματος που ακτινοβολείται από την κεραία. Όταν δεν καθορίζεται η διεύθυνση, ως πόλωση θεωρείται εκείνη κατά τη διεύθυνση της μέγιστης απολαβής. Η πόλωση ενός ηλεκτρομαγνητικού κύματος περιγράφεται από τη διεύθυνση διάδοσης του διανύσματος του ηλεκτρικού πεδίου του κύματος και συγκεκριμένα από το σχήμα που διαγράφει το πέρας του διανύσματος αυτού συναρτήσει του χρόνου. Συγκεκριμένα, υπάρχουν τρία είδη πόλωσης, ανάλογα με τη διεύθυνση διάδοσης του ηλεκτρικού πεδίου, η γραμμική, η κυκλική και η ελλειπτική. Επίσης, βέβαια, υπάρχει η περίπτωση ένα κύμα να μην είναι πολωμένο, εφόσον το διάνυσμα του ηλεκτρικού και του μαγνητικού πεδίου του κύματος δεν βρίσκεται πάνω σε ένα συγκεκριμένο επίπεδο αλλά έχει συνεχώς τυχαίο προσανατολισμό. 21

22 Εμπέδηση εισόδου Η εμπέδηση εισόδου, ή αλλιώς σύνθετη αντίσταση εισόδου, είναι ένα μιγαδικό μέγεθος του οποίου το πραγματικό και φανταστικό μέρος μεταβάλλεται με τη συχνότητα. Μετριέται στους ακροδέκτες εισόδου της κεραίας και ορίζεται ως ο λόγος της τάσης προς το ρεύμα στους ακροδέκτες εισόδου ή ως ο λόγος των κατάλληλων συνιστωσών του ηλεκτρικού προς το μαγνητικό πεδίο σε ένα σημείο. Η τιμή της θα πρέπει να είναι όσο γίνεται πιο κοντά στη χαρακτηριστική αντίσταση της γραμμής, ώστε να ελαχιστοποιούνται τα στάσιμα κύματα κατά μήκος της γραμμής και οι απώλειες ανακλάσεων. Συνήθως, τη σύνθετη αντίσταση εισόδου μίας κεραίας τη συμβολίζουμε ως Z A = R A + jx A (2.8) όπου ΖΑ είναι η σύνθετη αντίσταση της κεραίας στους ακροδέκτες της, RA είναι η ωμική αντίσταση της κεραίας στους ακροδέκτες της και XA είναι η φανταστική αντίσταση της κεραίας στους ακροδέκτες της. Το ωμικό μέρος RA της κεραίας αποτελείται από δύο συνιστώσες, δηλαδή R A = R r + R L (2.9) όπου Rr είναι η ωμική αντίσταση ακτινοβολίας της κεραίας και RL η ωμική αντίσταση απωλειών της κεραίας. Συντελεστής ανάκλασης (reflection coefficient) Ο συντελεστής ανάκλασης Γ (ή S11) μίας κεραίας ορίζεται ως ο λόγος του πλάτους του ανακλώμενου κύματος τάσης προς το πλάτος του προσπίπτοντος κύματος τάσης στους ακροδέκτες εισόδου της κεραίας [13]. Η μαθηματική έκφραση του συντελεστή ανάκλασης είναι η εξής 22

23 Γ L = V V + = Z in Z 0 Z in + Z 0 (2.10) όπου Zin η σύνθετη αντίσταση εισόδου της κεραίας και Z0 η σύνθετη χαρακτηριστική αντίσταση της γραμμής μεταφοράς. Συνήθως, ο συντελεστής ανάκλασης των κεραιών συμβολίζεται με S11 και μετριέται σε db. Στα σύγχρονα συστήματα, τιμές του συντελεστή ανάκλασης μεγαλύτερες από -10 db δεν θεωρούνται αποδεκτές. Απόδοση κεραίας Η απόδοση της κεραίας είναι μέγεθος αδιάστατο. Η ολική απόδοση περιλαμβάνει τόσο τις απώλειες στη δομή της κεραίας όσο και στους ακροδέκτες εισόδου της. Οι απώλειες αυτές μπορεί να οφείλονται σε ανακλάσεις λόγω κακής προσαρμογής μεταξύ της γραμμής μεταφοράς και της κεραίας ή σε απώλειες λόγω φαινομένου Joule (απώλειες αγωγιμότητας και διηλεκτρικού). Έτσι, η συνολική απόδοση της κεραίας γράφεται e o = e r e c e d (2.11) όπου eo η συνολική απόδοση, er η απόδοση προσαρμογής (= 1 Γ 2 ), ec η απόδοση αγωγιμότητας, ed η απόδοση διηλεκτρικού και Γ ο συντελεστής ανάκλασης στους ακροδέκτες εισόδου της κεραίας. Επειδή, όμως, οι αποδόσεις ec και ed είναι δύσκολο να προσδιοριστούν, συνήθως χρησιμοποιούμε την απόδοση ακτινοβολίας, που ορίζεται ως ο λόγος της ισχύος που αποδίδεται στην αντίσταση ακτινοβολίας, Rr, προς την ισχύ που αποδίδεται στις αντιστάσεις Rr και RL συνολικά, όπου η RL αναπαριστά τις απώλειες αγωγιμότητας και διηλεκτρικού. 23

24 Ισοδύναμα, η απόδοση ακτινοβολίας μπορεί να εκφραστεί ως ο λόγος της ακτινοβολούμενης ισχύος, Prad, προς την εισερχόμενη ισχύ, Pin. Δηλαδή e cd = R r R r +R L = P rad P in (2.12) Έτσι, η συνολική απόδοση γίνεται e o = e r e cd (2.13) Σχήμα 2.3: Ισοδύναμο γραμμής μεταφοράς κεραίας εκπομπής κατά Thevenin 2.2 Κεραίες μικροταινίας Βασικά χαρακτηριστικά Οι κεραίες μικροταινίας (Σχήμα 2.4) αποτελούνται από μία πολλή λεπτή μεταλλική ταινία (λωρίδα, patch) πάχους t (όπου t λ 0, όπου λ0 το μήκος κύματος στον ελεύθερο χώρο) τοποθετημένη πάνω από μία επίπεδη γείωση σε ύψος h, ίσο με ένα κλάσμα του μήκος κύματος (h λ 0 ). Η μικροταινία σχεδιάζεται έτσι ώστε το μέγιστο του διαγράμματος να εμφανίζεται κάθετα στην ταινία (πλευρική, εγκάρσια ακτινοβολία), κάτι που επιτυγχάνεται επιλέγοντας κατάλληλα τον τρόπο διέγερσης (πεδιακή κατανομή) κάτω από την ταινία. Με μία άλλη διέγερση είναι δυνατή και η ακροφλεγής (end-fire) εκπομπή (παράλληλα με την ταινία). Στις ορθογώνιες ταινίες, το μήκος L του στοιχείου είναι συνήθως λ 0 3 < L < λ 0 2. Η ταινία (λωρίδα) και η γείωση χωρίζονται με ένα διηλεκτρικό στρώμα (υπόστρωμα, substrate), όπως φαίνεται και στο παρακάτω σχήμα 24

25 Σχήμα 2.4: Κεραία μικροταινίας, (α) κάτοψη, (β) πλάγια όψη Υπάρχουν πολλών ειδών υποστρώματα που μπορούν να χρησιμοποιηθούν στο σχεδιασμό μικροταινιακών κεραιών, των οποίων η διηλεκτρική σταθερά εντοπίζεται συνήθως στο εύρος 2.2 ε r 12. Για την καλύτερη απόδοση των κεραιών χρησιμοποιούνται παχιά υποστρώματα των οποίων η διηλεκτρική σταθερά είναι στο χαμηλότερο άκρο του εύρους που προαναφέραμε, διότι μπορούν να παρέχουν καλύτερη απόδοση και μεγαλύτερο εύρος ζώνης, αλλά με την απαίτηση μεγαλύτερου χώρου. Στο Σχήμα 2.4 φαίνεται η μορφή του ηλεκτρικού πεδίου εντός του διηλεκτρικού υποστρώματος και μεταξύ των ακτινοβολούντος στοιχείου και του επιπέδου γείωσης. Το ηλεκτρομαγνητικό κύμα ταξιδεύει κατά μήκος της γραμμής τροφοδοσίας εκτεινόμενο κάτω από τη μεταλλική επιφάνεια. Οι ανακλάσεις που συμβαίνουν στα ανοιχτοκυκλωμένα άκρα της δημιουργούν ένα στάσιμο κύμα. Από το σχήμα αυτό μπορεί να γίνει αντιληπτό ότι το πεδίο υφίσταται μια αντιστροφή φάσης κατά μήκος της δομής, ενώ είναι ομοιόμορφο κατά το πλάτος του. Με βάση τα παραπάνω, μπορεί να ειπωθεί ότι η κεραία αποτελείται από δύο ακτινοβολούσες σχισμές (radiating slots) που χωρίζονται από μια γραμμή μεταφοράς παραλλήλων πλακών και χαμηλής σύνθετης αντίστασης που δρα ως μετασχηματιστής λ 2. Το μήκος αυτό, που σημειώνεται με L στο σχήμα, θα είναι λ g 2, έτσι ώστε τα πεδία στις δυο επιφάνειες να έχουν αντίθετη πόλωση. Με την επίδραση του μετασχηματιστή, οι συνιστώσες του πεδίου προστίθενται συμφασικά και δίνουν μέγιστη ακτινοβολία στην κάθετη προς το ακτινοβολούν στοιχείο διεύθυνση [42]. 25

26 Οι κεραίες μικροταινίας, στη γενική περίπτωση, μπορούν να έχουν οποιοδήποτε σχήμα και μέγεθος. Ωστόσο, στην πράξη χρησιμοποιούνται συνήθως κάποια συγκεκριμένα σχήματα τα οποία φαίνονται στο Σχήμα 2.5. Όσον αφορά την ταινία ακτινοβολίας, συνήθως είναι ορθογωνική, τετραγωνική και κυκλική λόγω της ευκολίας κατασκευής και ανάλυσης καθώς και λόγω των ελκυστικών χαρακτηριστικών ακτινοβολίας. Σχήμα 2.5: Σχήματα μικροταινιών Πλεονεκτήματα και μειονεκτήματα Οι μικροταινιακές κεραίες, συγκρινόμενες με τις συμβατικές κεραίες, επιδεικνύουν σημαντικά πλεονεκτήματα. Αυτό οφείλεται κυρίως στο γεγονός ότι είναι επίπεδες δομές [59] και μπορούν να κατασκευαστούν εύκολα με φωτοχημικές διεργασίες πάνω σε ένα διηλεκτρικό υπόστρωμα. Τα κυριότερα πλεονεκτήματα των κεραιών αυτών είναι [1], [7]: Μικρό βάρος και μέγεθος Ευκολία εγκατάστασης σε επίπεδες και μη επιφάνειες Χαμηλό κόστος κατασκευής Συμβατότητα με την τεχνολογία MMIC (monolithic microwave integrated circuits, μονολιθικά μικροκυματικά ολοκληρωμένα κυκλώματα) Μεγάλη ευελιξία ως προς τη συχνότητα συντονισμού, το διάγραμμα ακτινοβολίας και τη σύνθετη αντίσταση Μπορούν, με απλές αλλαγές, να παρέχουν είτε γραμμική είτε κυκλική πόλωση Η γραμμή τροφοδοσίας και το δίκτυο προσαρμογής κατασκευάζονται μαζί με τη γεωμετρία της κεραίας 26

27 Τα πιο σημαντικά μειονεκτήματα των κεραιών μικροταινίας είναι τα ακόλουθα: Μικρή απόδοση και ισχύς Μικρό κέρδος Μεγάλο Q (μέχρι και πάνω από 100) Στενό εύρος ζώνης Μικρή καθαρότητα πόλωσης Έντονη διασπορά της ακτινοβολίας Παρ όλα αυτά, υπάρχουν τρόποι να περιοριστούν κάποια από τα εγγενή αυτά μειονεκτήματα των μικροταινιακών κεραιών. Για παράδειγμα, η απόδοση και το εύρος ζώνης μπορούν να βελτιωθούν με την αύξηση του πάχους του διηλεκτρικού υποστρώματος [7]. Μια τέτοια αύξηση όμως θα έχει ως αποτέλεσμα την εμφάνιση επιφανειακών κυμάτων που επηρεάζουν τα διαγράμματα ακτινοβολίας και τα χαρακτηριστικά πόλωσης, πέρα από το γεγονός ότι με τον τρόπο αυτό μπορεί να αυξάνουμε ανεπιθύμητα πολύ τις διαστάσεις της κεραίας Μέθοδοι ανάλυσης κεραιών μικροταινίας Τρία είναι τα πιο δημοφιλή μοντέλα για την ανάλυση των μικροταινιακών κεραιών [1]: i. Το μοντέλο της γραμμής μεταφοράς ii. iii. Το μοντέλο της κοιλότητας Το μοντέλο πλήρους κύματος Από τα τρία παραπάνω μοντέλα, το μοντέλο της γραμμής μεταφοράς (transmission-line model) είναι το απλούστερο και προσφέρει μία φυσική αίσθηση του συστήματος, όμως είναι το λιγότερο ακριβές μοντέλο. Ωστόσο, στα πλαίσια μίας απλής ανάλυσης, θα βασιστούμε στο μοντέλο αυτό για να παρουσιάσουμε εν συντομία τις βασικές αρχές στις οποίες βασίζεται η λειτουργία μίας κεραίας μικροταινίας. Μοντέλο γραμμής μεταφοράς Στην ανάλυσή μας αυτή, για λόγους απλότητας, θα θεωρήσουμε μία κεραία μικροταινίας ορθογωνικού σχήματος. Μια τετραγωνική μικροταινιακή κεραία, όπως είδαμε, μπορεί να παρασταθεί ως μια συστοιχία δύο στενών σχισμών που ακτινοβολούν, κάθε μια μήκους W και πλάτους h, ενώ η απόσταση διαχωρισμού τους είναι L (Σχήμα 2.6). Ουσιαστικά, το 27

28 μοντέλο της γραμμής μεταφοράς, αναπαριστά τη μικροταινιακή κεραία ως δυο σχισμές που χωρίζονται από μια γραμμή μεταφοράς μήκους L και χαρακτηριστικής αντίστασης Z0. (α) (β) Σχήμα 2.6: (α) Μικροταινιακή γραμμή, (β) Δυναμικές γραμμές ηλεκτρικού πεδίου Επειδή οι διαστάσεις της κεραίας είναι πεπερασμένες, στα άκρα της το πεδίο υφίσταται καμπύλωση (fringing effect). Το φαινόμενο αυτό, απεικονίζεται στο Σχήμα 2.6(β). Το ποσοστό της καμπύλωσης είναι συνάρτηση των διαστάσεων της ακτινοβολούσας επιφάνειας και του πάχους του υποστρώματος. Προκειμένου να απλοποιηθεί η ανάλυση της γραμμής και να μπορεί να προσεγγιστεί και ως γραμμή ΤΕΜ, δηλαδή με ρυθμό εγκάρσια διαδιδόμενων ηλεκτρομαγνητικών κυμάτων, εισάγεται η έννοια της ισοδύναμης (ενεργούς) διηλεκτρικής σταθεράς (effective dielectric constant), με τη βοήθεια της οποίας η διατομή της γραμμής γίνεται ομοιόμορφη και η γραμμή χαρακτηρίζεται ως σχεδόν-τεμ (quasi-tem) [10], [53]. Η ισοδύναμη διηλεκτρική σταθερά εreff ορίζεται ως η διηλεκτρική σταθερά ενός υποθετικού διηλεκτρικού υλικού, το οποίο καλύπτει όλη τη διατομή της γραμμής (Σχήμα 2.7), έτσι ώστε η γραμμή να έχει τα ίδια ηλεκτρικά χαρακτηριστικά, ιδιαίτερα όσον αφορά στη σταθερά διάδοσης, με την πραγματική γραμμή. Σχήμα 2.7: Ενεργός διηλεκτρική σταθερά Για μια γραμμή με αέρα πάνω από το υπόστρωμα, η ισοδύναμη διηλεκτρική σταθερά έχει τιμή που κυμαίνεται στην περιοχή 1 < ε reff < ε r. Για τις περισσότερες εφαρμογές, όπου η διηλεκτρική σταθερά του υποστρώματος είναι πολύ μεγαλύτερη από τη μονάδα (ε r 1), η τιμή της ε reff πλησιάζει την τιμή της πραγματικής διηλεκτρικής σταθεράς ε r του 28

29 υποστρώματος. Η ισοδύναμη διηλεκτρική σταθερά είναι επίσης συνάρτηση της συχνότητας. Καθώς η συχνότητα λειτουργίας αυξάνει, όλο και περισσότερες γραμμές του ηλεκτρικού πεδίου συγκεντρώνονται μέσα στο υπόστρωμα [1]. Άρα, η μικροταινιακή γραμμή συμπεριφέρεται περισσότερο ως μια ομοιογενής γραμμή ενός διηλεκτρικού (μόνο του υποστρώματος) και η τιμή της ισοδύναμης διηλεκτρικής σταθεράς πλησιάζει τη διηλεκτρική σταθερά του υποστρώματος. Οι αρχικές τιμές της ε reff (στις χαμηλές συχνότητες) λέγονται στατικές τιμές και δίνονται από τις σχέσεις ε reff = ε r+1 2 ε reff = ε r ε r 1 [ h 2 W ] 1 2, για W h 1 (2.14) + ε r 1 [( h 2 2 W ) (1 W h )2 ], για W h 1 (2.15) Όπως προαναφέρθηκε, εξαιτίας του φαινομένου της καμπύλωσης, το ορθογωνικό ακτινοβολούν στοιχείο μοιάζει να είναι ηλεκτρικά μεγαλύτερο από ότι οι φυσικές του διαστάσεις. Αυτό σημαίνει ότι το μήκος του L επεκτείνεται στις δυο άκρες κατά μια απόσταση ΔL, όπως φαίνεται στο Σχήμα 2.8. Σχήμα 2.8: Φυσικό και ενεργό μήκος ορθογώνιας κεραίας [1] Η ποσότητα ΔL είναι συνάρτηση της ισοδύναμης διηλεκτρικής σταθεράς ε reff και του λόγου W h. Μία προσεγγιστική σχέση της (κανονικοποιημένης) επέκτασης του μήκους της κεραίας είναι η ΔL h = (ε W reff+0.3)( h ) (ε reff 0.258)( W h +0.8) (2.16) 29

30 Το μήκος της ταινίας της κεραίας έχει επεκταθεί κατά ΔL σε κάθε πλευρά αυτής, επομένως το ενεργό μήκος της ταινίας είναι L eff = L + 2ΔL (2.17) Με βάση όλα αυτά που προαναφέραμε, μπορούμε να καταλήξουμε και σε δύο τύπους, που με δεδομένα τη διηλεκτρική σταθερά του υποστρώματος ε r, την επιθυμητή συχνότητα συντονισμού f r και το ύψος του υποστρώματος h, θα μας δίνουν τις τιμές για το πλάτος W και το μήκος L της ταινίας μιας κεραίας [1]. Οι τύποι αυτοί είναι οι ακόλουθοι: W = 1 2 = c 2 2f r μ 0 ε 0 ε r +1 2f r ε r +1 (2.18) όπου c η ταχύτητα του φωτός στο κενό και L = 1 2f r ε reff μ 0 ε 0 2ΔL (2.19) όπου ε 0 και μ 0 οι διηλεκτρικές σταθερές του κενού. 2.3 Ηλεκτρικά μικρές κεραίες Καταρχάς, με τον όρο μικρή κεραία (small antenna) περιγράφονται oι διατάξεις κεραιών που ανήκουν σε μία από τις επόμενες τέσσερις κατηγορίες [2]: ηλεκτρικά μικρές κεραίες (electrically small antennas, ESA): είναι εκείνες οι κεραίες των οποίων οι διαστάσεις είναι πολύ μικρότερες από το μήκος κύματος λ των ηλεκτρομαγνητικών κυμάτων που εκπέμπουν ή/και λαμβάνουν φυσικά περιορισμένες μικρές κεραίες (physically constrained small antennas, PCSA): είναι οι κεραίες που δεν χαρακτηρίζονται απαραίτητα ως ηλεκτρικά μικρές, με βάση το παραπάνω όρο, αλλά είναι μορφοποιημένες κατά τέτοιο τρόπο, ώστε να επιτυγχάνεται σημαντικός περιορισμός των διαστάσεών τους σε ένα τουλάχιστον επίπεδο αυτών λειτουργικά μικρές κεραίες (functionally small antennas, FSA): στην κατηγορία αυτή περιλαμβάνονται κεραίες οι οποίες επιτυγχάνουν βελτιωμένες επιδόσεις, χωρίς απαραίτητα μεγάλη αύξηση των διαστάσεων τους. Για παράδειγμα, μία κεραία που καταφέρνει να διαθέτει μεγάλο εύρος ζώνης ή αξιόπιστη λειτουργία σε περισσότερες 30

31 από μία συχνότητες, χωρίς να απαιτείται η αύξηση των διαστάσεων αυτής, αποτελεί μία FSA φυσικά μικρές κεραίες (physically small antenna, PSA): είναι οι κεραίες που δεν μπορούν να περιληφθούν σε καμία από τις παραπάνω κατηγορίες, παρόλα αυτά οι διαστάσεις τους μπορούν να θεωρηθούν μικρές, σε σχέση με τις συνηθισμένες κεραίες. Με βάση τα παραπάνω, γίνεται αντιληπτό πως ο όρος μικρές κεραίες δεν αφορά μόνο την περίπτωση των ηλεκτρικά μικρών κεραιών, αλλά περιλαμβάνει και άλλες κατηγορίες. Όσον αφορά τις ηλεκτρικά μικρές κεραίες, ο ορισμός που δίνουμε παραπάνω δεν είναι ξεκάθαρος, εφόσον οι διαστάσεις της κεραίας δεν καθορίζονται με ακρίβεια. Ο Wheeler όρισε ως ηλεκτρικά μικρή κεραία μία κεραία της οποίας η μεγαλύτερη διάσταση μπορεί να περικλείεται από μία νοητή σφαίρα ακτίνας ίση με λ 2π, μέγεθος το οποίο ισοδυναμεί με ένα μήκος ακτινίου (radianlength) [73]. Και ο ορισμός αυτός όμως δεν είναι επαρκής για τον ακριβή καθορισμό των ESAs, καθώς υπάρχουν περιπτώσεις κεραιών, οι οποίες, παρότι ικανοποιούν τη συνθήκη αυτή του Wheeler, δεν μπορούν να χαρακτηριστούν ως ηλεκτρικά μικρές, διότι η μεγαλύτερή τους διάσταση δεν αποτελεί ένα μικρό κλάσμα του μήκους κύματος ακτινοβολίας [2]. Ένας εναλλακτικός ορισμός για τις ηλεκτρικά μικρές κεραίες ήταν αυτός ο οποίος περιόριζε τις διαστάσεις της κεραίας στο ένα όγδοο του μήκους κύματος. Επίσης, ένας άλλος ορισμός, ο οποίος δόθηκε από τον King [74], θεωρεί ως ηλεκτρικά μικρή κεραία αυτή για την οποία ισχύει k a 0.5, όπου το α ισούται με την ακτίνα μίας νοητής σφαίρας που περικλείει πλήρως την κεραία. To k είναι ο κυματαριθμός του ελεύθερου χώρου, όπου ισχύει δηλαδή ότι k = 2π λ. Όλοι αυτοί οι παραπάνω ορισμοί βέβαια είναι σχετικοί. Ωστόσο, ο ορισμός του King είναι αυτός που φαίνεται πως ακολουθείται περισσότερο στη διεθνή βιβλιογραφία. Για τον λόγο αυτό, από εδώ και πέρα, όποτε αναφερόμαστε σε ηλεκτρικά μικρή κεραία θα εννοούμε μία κεραία που ικανοποιεί τον ορισμό αυτό του King. 31

32 Σχήμα 2.9: Διπολική κεραία εντός σφαίρας ακτίνας α Χαρακτηριστικά ηλεκτρικά μικρών κεραιών Αντίσταση εισόδου και συνθήκες προσαρμογής Όπως είδαμε παραπάνω, η αντίσταση εισόδου μίας κεραίας είναι μία σύνθετη αντίσταση που αποτελείται από ένα πραγματικό μέρος (resistive component) και ένα φανταστικό μέρος (reactive component). Στη γενική περίπτωση, μία κεραία της οποίας οι διαστάσεις είναι πολύ μικρότερες από το μήκος κύματος, διαθέτει στη σύνθετη αντίστασή της ένα πραγματικό μέρος, το οποίο είναι αρκετά μικρό, όπως και θα αναμέναμε άλλωστε, λόγω των μικρών αυτών διαστάσεων. Από την άλλη, το φανταστικό μέρος της αντίστασης μιας μικρής κεραίας διαθέτει συνήθως μία σχετικά μεγάλη τιμή, είτε θετική (επαγωγική αντίδραση) είτε αρνητική (χωρητική αντίδραση). Τα χαρακτηριστικά αυτά της αντίστασης εισόδου των μικρών κεραιών είναι αυτά που καθιστούν την προσαρμογή αυτών μία ιδιαιτέρως δύσκολη διαδικασία [2], [9]. Καθώς η προϋπόθεση για την επίτευξη προσαρμογής (impedance matching) μίας κεραίας σε μία γραμμή μεταφοράς είναι η αντίσταση εισόδου της κεραίας να ισούται με τη χαρακτηριστική αντίσταση της γραμμής [10], καταλαβαίνουμε ότι η επίτευξη προσαρμογής μόνο εύκολη δεν είναι. Το κυριότερο πρόβλημα είναι η χαμηλή τιμή του πραγματικού μέρους της αντίστασης εισόδου της κεραίας, το οποίο συνήθως είναι αρκετά κάτω από τη τιμή των 50 Ω, που είναι, κατά κανόνα, η τιμή της χαρακτηριστικής αντίστασης των γραμμών μεταφοράς. Επιπλέον, το φανταστικό μέρος της αντίστασης της κεραίας είναι συνήθως διάφορο του μηδενός ή, ακόμη χειρότερα, έχει πολλή μεγάλη τιμή. Όλα αυτά οδηγούν στο συμπέρασμα, ότι όσο μικραίνουν οι διαστάσεις μιας κεραίας τόσο αυτή δυσκολεύεται να ακτινοβολήσει. Δηλαδή, η ενέργεια που θα έπρεπε να ακτινοβολείται, αποθηκεύεται στον περιβάλλοντα χώρο της κεραίας (near field) υπό τη μορφή ηλεκτρικού ή μαγνητικού πεδίου. 32

33 Τα παραπάνω γίνονται πιο κατανοητά αν παρατηρήσουμε το επόμενο σχήμα [2]: Σχήμα 2.10: Ροή ισχύος επίπεδου κύματος γύρω από ένα μικρό δίπολο Στο παραπάνω σχήμα, η ισχύς του κύματος αναπαρίσταται με βέλη, των οποίων το μέγεθος είναι ανάλογο με το πλάτος της ισχύος. Στο πρώτο σχήμα φαίνεται ξεκάθαρα το πώς η κεραία συλλέγει αποδοτικά την ισχύ του προσπίπτοντος κύματος. Αυτό πραγματοποιείται όταν η κεραία είναι προσαρμοσμένη με τη γραμμή μεταφοράς που είναι συνδεδεμένη, στην ίδια συχνότητα ή, τουλάχιστον, στην ίδια περιοχή συχνοτήτων με αυτή του ηλεκτρομαγνητικού κύματος. Επομένως, στην περίπτωση αυτή, η κεραία μπορεί να λειτουργήσει ως ένας αξιόπιστος δέκτης ηλεκτρομαγνητικής ενέργειας. Στο δεύτερο σχήμα, όπου η κεραία δεν βρίσκεται κάτω από συνθήκες προσαρμογής, το κύμα ουσιαστικά «προσπερνάει» την κεραία. Δηλαδή, η δεδομένη κεραία δεν είναι σε θέση να λειτουργήσει ως ένας δέκτης RF ισχύος. Συντελεστής ποιότητας Στη γενική περίπτωση, η έννοια του συντελεστή ποιότητας (quality factor) Q αποτελεί μια γενική έννοια που χαρακτηρίζει ένα μεγάλο εύρος εφαρμογών και φαινομένων. Ο ακριβής ορισμός του συντελεστή ποιότητας ενός συστήματος είναι ο λόγος της μέγιστης αποθηκευμένης ενέργειας προς τη μέγιστη καταναλισκόμενη ή ακτινοβολούμενη (ωφέλιμη) ενέργεια στη διάρκεια μίας περιόδου, επί 2π. Για μία κεραία, ο συντελεστής ποιότητας Q ορίζεται ως Q = ωp react P rad (2.20) 33

34 όπου Preact είναι η ενέργεια που αποθηκεύεται γύρω από την κεραία και Prad είναι η ενέργεια που ακτινοβολείται από την κεραία. Ουσιαστικά, δηλαδή, ο δείκτης Q μίας κεραίας εκφράζει τις συνολικές απώλειες μίας κεραίας και, τελικά, δείχνει το πόσο καλά παίζει τον ρόλο της η κεραία ως ένα στοιχείο που ακτινοβολεί ενέργεια. Επιπρόσθετα, ο συντελεστής Q συνδέεται άμεσα με το εύρος ζώνης μίας κεραίας. Αυτό συμβαίνει, διότι, όπως είδαμε, το Q αποτελεί ένα μέγεθος που εμφανίζεται σε διάφορες εφαρμογές. Έτσι, αρχικά το Q αποτελούσε ένα δείκτη ποιότητας για τα RLC κυκλώματα συντονισμού, το οποίο αναπαριστούσε το βαθμό επιλεκτικότητας αυτών [2]. Από την ανάλυση ενός απλού RLC κυκλώματος, προκύπτει ότι το εύρος ζώνης (bandwidth) του κυκλώματος αυτού συνδέεται με το Q μέσω του τύπου BW f c = RBW = 1 Q (2.21) όπου fc είναι η κεντρική συχνότητα συντονισμού του κυκλώματος. Ο όρος RBW ονομάζεται relative bandwidth (σχετικό-κλασματικό εύρος ζώνης). Η σχέση αυτή ισχύει αυτούσια και για τις κεραίες. Φαίνεται, επομένως, από τον παραπάνω τύπο, ότι όσο μικρότερο είναι το Q μίας κεραίας τόσο μεγαλύτερο είναι το bandwidth αυτής. Από την παραπάνω ανάλυση εξάγεται το συμπέρασμα ότι η τιμή του συντελεστή Q είναι καθοριστική για τις επιδόσεις μίας ηλεκτρικά μικρής κεραίας. Για τον λόγο αυτό, στο παρελθόν, η ανάλυση της τιμής του Q σε συνάρτηση με τις διαστάσεις της κεραίας αποτέλεσε ένα αντικείμενο ευρείας μελέτης. Στη βιβλιογραφία συναντάμε πληθώρα αναφορών που αφορούν το εν λόγω πρόβλημα, οι οποίες, με διάφορες προσεγγίσεις και μεθοδολογίες, προτείνουν κάποιες σχέσεις που να συνδέουν το Q με το ηλεκτρικό μέγεθος (ka) μιας κεραίας. Όλες αυτές όμως οι σχέσεις είναι προσεγγιστικές. Η, ίσως, πιο διαδεδομένη είναι αυτή που συσχετίζει το Q με το ηλεκτρικό μέγεθος μίας πολλή μικρής κεραίας (ka 1) μέσω της ακόλουθης σχέσης [75] Q = 1+2(ka)2 (ka) 3 [1+(kr) 2 ] 1 (ka) 3 (2.22) 34

35 Ο παραπάνω τύπος συνδέει το μικρότερο πραγματοποιήσιμο Q με τη μεγαλύτερη ευθύγραμμη διάσταση μιας ηλεκτρικά μικρής κεραίας. Η σχέση αυτή είναι ανεξάρτητη από τη γεωμετρική μορφή της κεραίας μέσα στη νοητή σφαίρα ακτίνας α. Συνοψίζοντας, επιδιώκουμε πάντα η τιμή του Q να είναι όσο το δυνατόν μικρότερη, γιατί τότε η κεραία ακτινοβολεί πιο αποδοτικά. Ωστόσο, στις ηλεκτρικά μικρές κεραίες, όπως άλλωστε φαίνεται και από τον παραπάνω τύπο, αυτή μας η επιθυμία δεν πραγματοποιείται εύκολα, γεγονός που οδηγεί σε έντονα προβλήματα κατά την προσπάθεια προσαρμογής των κεραιών αυτών. 2.4 Τεχνικές σμίκρυνσης κεραιών Βασικές αρχές Στο κεφάλαιο αυτό πραγματευόμαστε τις διάφορες τεχνικές με βάση τις οποίες μπορούμε να υλοποιήσουμε μία ηλεκτρικά μικρή κεραία (ESA). Όπως είδαμε, ως ηλεκτρικά μικρή χαρακτηρίζουμε την κεραία της οποίας οι διαστάσεις είναι ένα μικρό κλάσμα του μήκους κύματος λ. Με βάση αυτό τον ορισμό, η μείωση της συχνότητας συντονισμού (resonance frequency, fr) μιας κεραίας είναι η βασική αρχή με την οποία υλοποιείται μία ηλεκτρικά μικρή κεραία. Ο πιο αποδοτικός τρόπος για τη μείωση της συχνότητας συντονισμού μίας κεραίας, διατηρώντας ταυτόχρονα τις ίδιες διαστάσεις, είναι η μείωση της φασικής ταχύτητας του ηλεκτρομαγνητικού κύματος που οδεύει κατά μήκος της γεωμετρίας της κεραίας [2], [7], [9]. Συγκεκριμένα, επιδιώκουμε το κύμα αυτό που θα οδεύει στην κεραία να μπορεί να χαρακτηριστεί ως ένα αργό κύμα (slow wave,sw). Ένα SW ορίζεται ως το κύμα του οποίου η φασική ταχύτητα up είναι μικρότερη από αυτή του φωτός στον ελεύθερο χώρο, c. Επομένως, θα θέλαμε η φασική ταχύτητα του κύματος που οδεύει πάνω στην κεραία να είναι μικρότερη από την ταχύτητα c του φωτός στον ελεύθερο χώρο, ώστε να μειωθεί, έτσι, η συχνότητα συντονισμού της κεραίας. Θέλουμε δηλαδή u p c = (ω s β s ) (ω 0 β 0 ) < 1 (2.23) όπου β είναι η σταθερά διάδοσης, ο δείκτης s υποδηλώνει δομή αργού κύματος και ο δείκτης 0 υποδηλώνει μία κανονική δομή (όχι αργού κύματος). Ο τόνος ( ) χρησιμοποιείται για να υποδεικνύει τη δομή αργού κύματος. Όταν μία κεραία μήκους L0 και μία κεραία αργού 35

36 κύματος, μήκους Ls (με L s < L 0 ) εμφανίζουν συντονισμό στη συχνότητα ω s = ω 0, (ω s β s ) (ω 0 β 0 ) = β 0 β s < 1. Άρα, β 0 < β s, δηλαδή λ 0 < λ s (αφού, γενικά β = 2π λ) και f s < f 0. Επομένως, με μία δομή αργού κύματος, ακόμα και μία μικρότερη σε μήκος κεραία μπορεί να συντονιστεί σε μία συχνότητα f s, μικρότερη από τη συχνότητα συντονισμού f 0 της μεγαλύτερης σε μήκος κεραίας. Με βάση τα παραπάνω, το θέμα που προκύπτει είναι το πώς η κεραία που θέλουμε να είναι ηλεκτρικά μικρή, θα γίνει μία δομή αργού κύματος. Μία ενδιαφέρουσα προσέγγιση παρουσιάζεται στο [9]. Στην αναφορά αυτή, χρησιμοποιείται η αναλογία μεταξύ μιας κεραίας και μιας γραμμής μεταφοράς. Όπως γνωρίζουμε, η φασική ταχύτητα και η χαρακτηριστική αντίσταση μίας γραμμής μεταφοράς δίνονται, αντίστοιχα, από τους παρακάτω τύπους u p = 1 LC = 1 με Z 0 = G L C = G μ ε (2.24) (2.25) όπου L είναι η σειριακή αυτεπαγωγή ανά μονάδα μήκους, C είναι η παράλληλη χωρητικότητα ανά μονάδα μήκους και G είναι ένας παράγοντας που εξαρτάται από τη γεωμετρική δομή της κατασκευής. Επομένως, η φασική ταχύτητα μπορεί να μεταβληθεί εάν τροποποιήσουμε τη σειριακή αυτεπαγωγή ή/και την παράλληλη χωρητικότητα μίας κεραίας. Με τον τρόπο αυτό, δηλαδή, μπορούμε να μειώσουμε κατάλληλα τη φασική ταχύτητα του κύματος που οδεύει πάνω στην κεραία ώστε να το μετατρέψουμε σε ένα αργό κύμα. Με άλλα λόγια, αυξάνουμε, με τον τρόπο αυτό, το ηλεκτρικό μήκος της κεραίας (resonant length), δηλαδή την καθυστέρηση διάδοσης του κύματος πάνω στην κεραία, μειώνοντας τελικά τη συχνότητα συντονισμού αυτής, χωρίς να αυξήσουμε τις διαστάσεις της. Οι πρακτικές τεχνικές που ήδη χρησιμοποιούνται για το σχεδιασμό ηλεκτρικά μικρών κεραιών βασίζονται σε αυτά που προαναφέραμε. Οι πιο βασικές από αυτές είναι οι εξής: 1. Ο πιο απλός ίσως τρόπος είναι η εισαγωγή στη δομή της κεραίας υλικών υψηλής διηλεκτρικής επιτρεπτότητας, εr ή/και υψηλής μαγνητικής διαπερατότητας, μr. 2. Μία άλλη τεχνική είναι η τροποποίηση της γεωμετρίας και του σχήματος της κεραίας. Χαρακτηριστικό παράδειγμα είναι οι κεραίες ανεστραμμένου F (IFA) και γενικά κεραίες που διαθέτουν «σχισμές» ή πολύπλοκες διακλαδώσεις στη δομή τους, όπως, για παράδειγμα, οι κεραίες τύπου fractal [49]. 36

37 3. Μία τρίτη τεχνική βασίζεται στην εισαγωγή κυκλωματικών στοιχείων στη διάταξη της κεραίας. Με τη χρήση τέτοιων στοιχείων μπορούμε να τροποποιήσουμε την αντίδραση της κεραίας και επομένως μπορούμε, όπως είδαμε, να μεταβάλλουμε τη φασική ταχύτητα της κεραίας και κατά προέκταση τη συχνότητα συντονισμού αυτής. Φυσικά, με την τροποποίηση του φανταστικού στοιχείου της αντίστασης της κεραίας μπορούμε να διευκολύνουμε και τις συνθήκες προσαρμογής της κεραίας. Αξίζει, πάντως, να αναφέρουμε ότι οι δύο τελευταίες τεχνικές σμίκρυνσης δεν είναι εντελώς ανεξάρτητες, καθώς υπάρχουν κεραίες που μπορούν να αναλυθούν και με τις δύο μεθόδους 4. Μία σχετικά πρόσφατη τεχνική για τον σχεδιασμό ηλεκτρικά μικρών κεραιών είναι η αξιοποίηση των ιδιοτήτων κάποιων τεχνητά σχεδιασμένων υλικών που δεν εμφανίζονται στη φύση, των metamaterials. Μία κεραία κατασκευασμένη από τέτοιου είδους υλικά μπορεί και συμπεριφέρεται σαν να ήταν αρκετά μεγαλύτερη σε διαστάσεις, αποτελεί δηλαδή μία ESA. 5. Τέλος, μία γενική μέθοδος κατασκευής ηλεκτρικά μικρών κεραιών βασίζεται σε εργαλεία βελτιστοποίησης (design optimization tools) για τον καλύτερο σχεδιασμό των κεραιών αυτών. Το πιο σημαντικό εργαλείο βελτιστοποίησης είναι οι γενετικοί αλγόριθμοι (genetic algorithms) που χρησιμοποιούνται για το σκοπό της σμίκρυνσης κεραιών Σμίκρυνση κεραιών μικροταινίας Θα συνεχίσουμε με την παρουσίαση κάποιων τεχνικών για τη σμίκρυνση των μικροταινιακών κεραιών. Όπως είδαμε νωρίτερα, με τον όρο σμίκρυνση εννοούμε μεθόδους με τις οποίες μπορούμε να σχεδιάσουμε ηλεκτρικά μικρές κεραίες. Θέλουμε, δηλαδή, να σχεδιάσουμε κεραίες οι οποίες θα εμφανίζουν μειωμένη συχνότητα συντονισμού, χωρίς να χρειαστεί να μεταβάλλουμε τις διαστάσεις τους. Ο λόγος για τον οποίο θα δώσουμε έμφαση στις κεραίες μικροταινίας είναι ότι αυτές εμφανίζουν κάποια ιδιαιτέρως ελκυστικά χαρακτηριστικά, όπως άλλωστε είδαμε και σε προηγούμενη ενότητα. Επιπλέον, καθώς οι κεραίες αυτές αποτελούν επίπεδες δομές, πολλές από τις τεχνικές σμίκρυνσης που αναφέραμε παραπάνω μπορούν, με ευκολία, να εφαρμοστούν. 37

38 Στη γενική περίπτωση, οι κεραίες μικροταινίας είναι δομές μισού μήκους κύματος, όπου για τις ορθογώνιες κεραίες ισχύει ότι ο επικρατέστερος (κύριος) ρυθμός είναι ο ΤΜ010, στην περίπτωση που L > W > h (Σχήμα 2.4) ή ο ΤΜ001, στην περίπτωση που W > L > h. Στην πρώτη περίπτωση, η συχνότητα συντονισμού δίνεται από τον τύπο f r c (2L ε r ) και στη δεύτερη από τον τύπο f r c (2W ε r ), όπου εr είναι η διηλεκτρική σταθερά του διηλεκτρικού υποστρώματος της κεραίας και L, W οι διαστάσεις αυτής [1]. Από τους δύο παραπάνω τύπους καταλήγουμε σε κάποια άμεσα συμπεράσματα. Καταρχάς, φαίνεται ότι όσο αυξάνονται οι διαστάσεις της κεραίας τόσο μειώνεται η συχνότητα συντονισμού αυτής, κάτι βέβαια που το ξέραμε ήδη. Εμείς όμως αναζητούμε τεχνικές μείωσης της συχνότητας συντονισμού χωρίς να χρειαστεί να αυξήσουμε τις διαστάσεις της κεραίας. Έπειτα, παρατηρούμε ότι και η αύξηση της διηλεκτρικής σταθεράς του υποστρώματος οδηγεί σε μείωση της συχνότητας στην οποία συντονίζεται η κεραία. Πράγματι, όπως είδαμε και στην αμέσως προηγούμενη παράγραφο (στην πρώτη από τις τεχνικές που παραθέσαμε), η κατάλληλη μεταβολή των διηλεκτρικών ιδιοτήτων των υλικών μιας κεραίας μπορούν να έχουν ως αποτέλεσμα την μείωση της συχνότητας συντονισμού. Βασιζόμενοι, στη δεύτερη μέθοδο της προηγούμενης παραγράφου, μπορούμε να τροποποιήσουμε κατάλληλα τη γεωμετρία και το σχήμα μιας κεραίας μικροταινίας προκειμένου να τη μετατρέψουμε σε μία ESA. Μία από τις πλέον διαδεδομένες τεχνικές είναι η χρήση ενός μεταλλικού επιπέδου βραχυκύκλωσης (shorting wall - Σχήμα 2.11(α)) στην άκρη της αγώγιμης επιφάνειας για τη μείωση του μεγέθους μιας κεραίας μικροταινίας [7]. Το μεταλλικό πλαίσιο αναγκάζει τη διάταξη να λειτουργεί σαν μια δομή λ/4 μειώνοντας έτσι το φυσικό μήκος της κεραίας στο μισό για δεδομένη συχνότητα λειτουργίας. (α) (β) 38

39 (γ) Σχήμα 2.11: Ορθογώνιες κεραίες μικροταινίας με (α) Προσθήκη μεταλλικού επιπέδου (shorting wall) (β) Προσθήκη μεταλλικού πλαισίου (shorting plate) (γ) Προσθήκη μεταλλικού αγωγού (shorting pin). Η τεχνική αυτή οδήγησε στην δημιουργία και κατασκευή των κεραιών PIFA (Planar Inverted- F Antennas) [59], [72]. Πρέπει να σημειωθεί ότι αντικαθιστώντας το μεταλλικό πλαίσιο με μέρος του (shorting plate - Σχήμα 2.11(β)) ή ακόμη και με ένα μεταλλικό αγωγό (shorting pin - Σχήμα 2.11(γ)), τότε η βασική συχνότητα συντονισμού της κεραίας γίνεται μικρότερη και το μέγεθος της μπορεί να μειωθεί περαιτέρω. Αυτή η τεχνική μπορεί να επιτύχει μειώσεις μεγέθους ακόμη και της τάξης του 89% για κεραίες μικροταινίας κυκλικού ή ορθογωνίου σχήματος [7]. Με την εισαγωγή του shorting pin αυτό που κάνουμε είναι να μετατοπίζουμε το σημείο μηδενισμού της κατανομής της τάσης πάνω στο patch από το μέσο αυτού στην άκρη αυτού. Όσο πιο μεγάλη (σε μήκος) είναι αυτή η μετατόπιση τόσο πιο πολύ αυξάνουμε το ηλεκτρικό μήκος της κεραίας και άρα τόσο πιο πολύ μειώνεται η συχνότητα συντονισμού αυτής. Τέλος, αξίζει να αναφερθεί ότι προσθήκες τέτοιων μεταλλικών επιπέδων και αγωγών μπορούν να παίξουν σημαντικό ρόλο σε εφαρμογές που υπάρχει ανάγκη για χρήση πολλαπλών συχνοτήτων λειτουργίας. Παραμένοντας στη φιλοσοφία της μεταβολής της γεωμετρίας της κεραίας, μία άλλη τεχνική, ευρέως διαδεδομένη στο χώρο την επίπεδων κεραιών, είναι αυτή της εισαγωγής εγκοπώνσχισμών (meanders-slits) πάνω στην αγώγιμη επιφάνεια της κεραίας (Σχήμα 2.12) [7], [9]. Η τεχνική αυτή αποτελεί ένα πολύ αποδοτικό τρόπο αύξησης του ηλεκτρικού μήκους της κεραίας, δηλαδή της διαδρομής του ρεύματος πάνω στις αγώγιμες επιφάνειες. Αυτή η αλλαγή της διαδρομής του ρεύματος έχει ως αποτέλεσμα η κεραία να λειτουργεί σε αρκετά μικρότερη βασική συχνότητα και συνεπώς, για δεδομένη συχνότητα λειτουργίας, με την τεχνική αυτή το μέγεθος της κεραίας μπορεί να μειωθεί δραστικά. 39

40 Σχήμα 2.12:Δημιουργία εγκοπών στο επίπεδο ακτινοβολίας της κεραίας. Στο σχήμα φαίνεται το διάνυσμα της πυκνότητας ρεύματος στην αγώγιμη ταινία. Για την περίπτωση της ορθογώνιας κεραίας μικροταινίας, η αύξηση αυτή της διαδρομής του ρεύματος είναι δυνατή μέσω της εισαγωγής εγκοπών στα μη ακτινοβολούντα άκρα της ταινίας της κεραίας (Σχήμα 2.12). Υπάρχουν πολλοί άλλοι τρόποι με τους οποίους είναι δυνατή η μείωση της συχνότητας συντονισμού των κεραιών μικροταινίας. Οι πιο διαδεδομένοι από αυτούς βασίζονται στη μεταβολή της γεωμετρίας της κεραίας ή στην εισαγωγή κυκλωματικών στοιχείων στη διάταξη αυτής. Στα επόμενα σχήματα παραθέτουμε ενδεικτικά κάποιες υλοποιήσεις ηλεκτρικά μικρών κεραιών μικροταινίας. (α) (β) 40

41 (γ) Σχήμα 2.13: Κεραίες μικροταινίας με (α) ανεστραμμένη ταινία σχήματος U, (β) διπλωμένη (folded) ταινία, (γ) διπλά διπλωμένη ταινία για την αύξηση της διαδρομής του ρεύματος πάνω στην ταινία Σχήμα 2.14: Διάφορα σχήματα εγκοπών στο επίπεδο ακτινοβολίας κεραιών μικροταινίας. 2.5 Αλληλεπίδραση μεταξύ βιολογικών ιστών και Η/Μ ακτινοβολίας Το περιβάλλον λειτουργίας μιας κεραίας επηρεάζει σε μεγάλο βαθμό την απόδοσή της. Στις περισσότερες εφαρμογές η κεραία βρίσκεται είτε μέσα στον αέρα είτε σε κάποιο καθορισμένο υλικό (π.χ. πλαίσιο κινητού τηλεφώνου). Στην περίπτωσή μας, όμως, η κεραία που θα σχεδιάσουμε θα βρίσκεται εντός του ανθρώπινου οργανισμού. Πρέπει, επομένως, να έχει προηγηθεί μία ανάλυση του πολύπλοκου αυτού περιβάλλοντος εντός του οποίου θα βρίσκεται η κεραία μας, έτσι ώστε να αξιοποιήσουμε τις πληροφορίες αυτές για τον κατάλληλο σχεδιασμό της κεραίας. Θα πρέπει δηλαδή να μελετήσουμε τα ηλεκτρομαγνητικά χαρακτηριστικά του ανθρώπινου οργανισμού. Προτού, όμως, γίνει αυτό, θα ήταν χρήσιμο 41

42 να προηγηθεί μία σύντομη ανάλυση της αλληλεπίδρασης της ηλεκτρομαγνητικής ακτινοβολίας της κεραίας με τους βιολογικούς ιστούς. Αλληλεπίδραση ηλεκτρομαγνητικής ακτινοβολίας με τους βιολογικούς ιστούς Όταν ένα ηλεκτρομαγνητικό κύμα συναντήσει κάποιο εμπόδιο ή μια διαχωριστική επιφάνεια, μέρος του μπορεί να αντανακλαστεί, να διαθλαστεί και να διαδοθεί μέσω του υλικού ή ακόμη και να απορροφηθεί από το υλικό ή το εμπόδιο [53], [58]. Ποια από αυτές τις διαδικασίες θα επικρατήσει και σε τι βαθμό εξαρτάται από πολλούς παράγοντες, όπως η συχνότητα του κύματος, η γωνία πρόσπτωσης και τα ηλεκτρομαγνητικά χαρακτηριστικά του υλικού που εμποδίζει το κύμα. Οι βιολογικοί ιστοί που περιβάλλουν την κεραία μπορούν να προκαλέσουν όλα αυτά τα φαινόμενα. Καταρχάς, όσον αφορά τη συχνότητα του ηλεκτρομαγνητικού κύματος, οι συχνότητες που χρησιμοποιούμε για την εφαρμογή μας ανήκουν (όπως θα δούμε σε επόμενα κεφάλαια) στη ζώνη των μικροκυμάτων (300 MHz έως 300 GHz). Τα μικροκύματα ανήκουν στις μη ιοντίζουσες ακτινοβολίες, δηλαδή σε αυτές που δεν μπορούν να προκαλέσουν καταστροφή της ενδομοριακής δομής των ιστών του ανθρώπινου οργανισμού, κάτι που θα προκαλούσε καρκινογενετικά προβλήματα. Η επίδραση των μικροκυμάτων σχετίζεται κυρίως με τις διηλεκτρικές ιδιότητες του ανθρώπινου οργανισμού. Για τον λόγο αυτό, άλλωστε, κρίνεται απαραίτητη η ανάλυση και ο προσδιορισμός (έστω και προσεγγιστικός) ιδιοτήτων όπως η διηλεκτρική διαπερατότητα, η αγωγιμότητα, το βάθος διείσδυσης και η εφαπτομένη απωλειών των βιολογικών ιστών. Για τις συχνότητες ενδιαφέροντος μας, μάλιστα, ο προσδιορισμός της διηλεκτρικής διαπερατότητας και της αγωγιμότητας των ιστών είναι αρκετός για τη σωστή ερμηνεία των ηλεκτρικών ιδιοτήτων των βιολογικών ιστών. Τα χαρακτηριστικά αυτά σχετίζονται, κυρίως, με την περιεκτικότητα των ιστών σε νερό. Γνωρίζουμε ότι τα μόρια του νερού εμφανίζονται ως ηλεκτρικά δίπολα [51]. Η εμφάνιση ηλεκτρομαγνητικής ακτινοβολίας στο περιβάλλον των ιστών αναγκάζει τα δίπολα αυτά να κινηθούν (φαινόμενο πόλωσης [33], [51]). Η ηλεκτρομαγνητική αυτή ενέργεια της ακτινοβολίας, δηλαδή, μεταφράζεται σε κινητική ενέργεια των μορίων του νερού των ιστών. Με την κίνησή αυτή, όμως, προκαλείται αύξηση της θερμοκρασίας των ιστών που δέχονται την ακτινοβολία, έχουμε δηλαδή μετατροπή ενέργειας από κινητική σε θερμική. Το φαινόμενο αυτό, που αφορά την αύξηση της θερμοκρασίας των ιστών, ονομάζεται θερμικό φαινόμενο. Για να χαρακτηριστεί μία τέτοια διαδικασία ως θερμικό φαινόμενο, πρέπει να οδηγήσει στην αύξηση της θερμοκρασίας των ιστών κατά, τουλάχιστον, 0.1 [54]. 42

43 Ηλεκτρικές ιδιότητες βιολογικών ιστών Έχει αποδειχθεί, ότι στην περιοχή των συχνοτήτων των ραδιοσημάτων και των μικροκυμάτων, το ανθρώπινο σώμα είναι μη μαγνητικό και επομένως οι μαγνητικές ιδιότητες των βιολογικών ιστών περιγράφονται από τη μαγνητική διαπερατότητα του κενού, μ 0 = 4π 10 7 H/m. Αντίθετα με τις μαγνητικές τους ιδιότητες, οι βιολογικοί ιστοί παρουσιάζουν πολύπλοκες ηλεκτρικές ιδιότητες, οι οποίες διαφοροποιούνται έντονα, τόσο από αυτές του κενού όσο και μεταξύ τους. Όπως αναφέραμε και νωρίτερα, ο προσδιορισμός της διηλεκτρικής διαπερατότητας εr και της αγωγιμότητας σ ενός ιστού είναι αρκετός για τον χαρακτηρισμό των ιδιοτήτων του στις συχνότητες που μας ενδιαφέρουν. Γενικά, το ανθρώπινο σώμα δεν είναι ομοιογενές στο σύνολό του, αλλά αποτελείται από πληθώρα ιστών με διαφορετικά διηλεκτρικά χαρακτηριστικά (Σχήμα 2.15) [76]. Σχήμα 2.15: Μοντέλο ανθρώπινου σώματος. Διαφορετικοί ιστοί εμφανίζουν διαφορετική διηλεκτρική επιτρεπτότητα [76] Επιπλέον, τα χαρακτηριστικά αυτά μεταβάλλονται σε σχέση με τη συχνότητα της ακτινοβολίας αλλά ακόμα και σε σχέση με την ηλικία του βιολογικού δείγματος. Συγκεκριμένα, έπειτα από έρευνες που πραγματοποιήθηκαν τα τελευταία χρόνια, φαίνεται πως εμφανίζεται μια αύξηση στην τιμή της ειδικής αγωγιμότητας σ τόσο με την αύξηση της ηλικίας του δείγματος όσο και με την αύξηση της συχνότητας της ακτινοβολίας. Αντιθέτως, παρότι η διηλεκτρική σταθερά εr μειώνεται με την αύξηση της ηλικίας, αύξηση της συχνότητας οδηγεί την εr σε εκθετική μείωση. Στους επόμενους πίνακες παραθέτουμε τις 43

44 τιμές της διηλεκτρικής σταθεράς και της ειδικής αγωγιμότητας για κάποιους ιστούς του ανθρώπινου σώματος σε σχέση με τη συχνότητα (Πηγή: [67]) Πίνακας 2.1: Μεταβολή της διηλεκτρικής σταθεράς εr βιολογικών ιστών συναρτήσει της συχνότητας Ιστός Συχνότητα 100 KHz 1 MHz 10 MHz 100 MHz 1 GHz 10 GHz Εγκέφαλος Κόκκαλο Μυς Συκώτι Λίπος Δέρμα Πίνακας 2.2: Μεταβολή της αγωγιμότητας σ (S/m) βιολογικών ιστών συναρτήσει της συχνότητας Ιστός Συχνότητα 100 KHz 1 MHz 10 MHz 100 MHz 1 GHz 10 GHz Εγκέφαλος Κόκκαλο Μυς Συκώτι Λίπος Δέρμα Από τους παραπάνω πίνακες φαίνεται ότι τόσο η διηλεκτρική σταθερά όσο και η αγωγιμότητα των βιολογικών ιστών εξαρτώνται σημαντικά από το είδος του ιστού και από τη συχνότητα του κύματος. 44

45 Θέσπιση ορίων ασφαλείας Με τη χρήση μίας εμφυτεύσιμης ιατρικής διάταξης στον ανθρώπινο οργανισμό, η οποία θα βασίζεται σε μία ασύρματη ζεύξη για την αποστολή των δεδομένων, η επαφή των βιολογικών ιστών με ηλεκτρομαγνητική ακτινοβολία (και μάλιστα σε συνθήκες κοντινού πεδίου) είναι αναπόφευκτη. Είδαμε όμως ότι, όπως και οποιοδήποτε εμπόδιο, έτσι και οι βιολογικοί ιστοί απορροφούν πάντα ένα μέρος της ηλεκτρομαγνητικής ισχύς. Σε περίπτωση απορρόφησης μεγάλης ποσότητας ενέργειας ενέχεται ο κίνδυνος πρόκλησης σημαντικής βλάβης στον βιολογικό ιστό. Για την αποφυγή τέτοιου είδους βλαβών έχουν θεσπιστεί διεθνή όρια ασφαλούς έκθεσης σε ηλεκτρομαγνητική ακτινοβολία. Τα όρια αυτά εκφράζονται μέσω μίας ποσότητας που ονομάζεται Ρυθμός Ειδικής Απορρόφησης (Specific Absorption Rate, SAR), η οποία εκφράζει την ποσότητα ισχύος που απορροφάται από μία μονάδα μάζας ιστού, μετριέται δηλαδή σε W/kg [66], [71]. Η ποσότητα αυτή είναι η μόνη που μπορεί να χρησιμοποιηθεί ως μέτρο της επικινδυνότητας της ηλεκτρομαγνητικής ακτινοβολίας σε συνθήκες κοντινού πεδίου (near field). Ωστόσο, επειδή ο ρυθμός ειδικής απορρόφησης δεν είναι ένα άμεσα μετρήσιμο μέγεθος, πολλές φορές χρησιμοποιείται και η πυκνότητα ισχύος ως μέτρο, δηλαδή η ισχύς της ακτινοβολίας που προσπίπτει κάθετα στη μονάδα επιφάνειας. Ο SAR δίνεται από την παρακάτω σχέση SAR = σ(r) E(r) 2 ρ(r) dr (2.26) όπου σ η ηλεκτρική αγωγιμότητα του ιστού, Ε η ενεργός τιμή του ηλεκτρικού πεδίου και ρ η πυκνότητα μάζας του ιστού. Από μελέτες που έγιναν τα προηγούμενα χρόνια, προέκυψαν κάποια άνω όρια για την επιτρεπτή τιμή του SAR. Τα όρια αυτά θεσπίστηκαν το 1999 και το 2005 από την IEEE (Institute of Electrical and Electronics Engineers, Ινστιτούτο Ηλεκτρολόγων και Ηλεκτρονικών Μηχανικών) και είναι τα ΙΕΕΕ C [45] και ΙΕΕΕ C [46], αντίστοιχα. Το ΙΕΕΕ C ορίζει ως άνω όριο για το SAR ανά γραμμάριο μάζας βιολογικού ιστού το 1.6 W/kg και το πρότυπο ΙΕΕΕ C ορίζει ως άνω όριο το 2 W/kg ανά 10 γραμμάρια μάζας ιστού, για τον γενικό πληθυσμό. Οι παράγοντες που επηρεάζουν το SAR είναι τα χαρακτηριστικά της ακτινοβολίας (πόλωση, ένταση και κυρίως η συχνότητα), ο χρόνος έκθεσης του ιστού στην ακτινοβολία, η απόσταση του ιστού από την πηγή ακτινοβολίας, τα χαρακτηριστικά του ιστού (σχήμα, μέγεθος) κ.α.. 45

46 46

47 3. Σχεδίαση εμφυτεύσιμης κεραίας 3.1 Κεραίες βιβλιογραφίας Στα πλαίσια της διπλωματικής αυτής, ο σκοπός μας είναι η σχεδίαση μιας μικρής σε διαστάσεις κεραίας PIFA για την ασύρματη αποστολή των δεδομένων που συλλέγει η εμφυτεύσιμη διάταξή μας. Τα τελευταία χρόνια, το πεδίο των εμφυτεύσιμων κεραιών αποτελεί ένα ευρέως διαδεδομένο πεδίο. Στη βιβλιογραφία συναντάμε μία ποικιλία από κεραίες διαφορετικού τύπου, ικανές να ανταποκριθούν στις απαιτήσεις της ασύρματης ιατρικής τηλεμετρίας [3], [16], [65], [68]. Ίσως ο πιο διαδεδομένος τύπος κεραιών για τις εφαρμογές αυτού του τύπου είναι αυτός των επίπεδων (planar) κεραιών, λόγω της ευκολίας κατασκευής και εγκατάστασης αυτών. Συγκεκριμένα, μπορούμε να τοποθετήσουμε τις κεραίες αυτές μαζί με το ολοκληρωμένο κύκλωμα και τις γραμμές μεταφοράς του κυκλώματος πάνω στο ίδιο υπόστρωμα, εκμεταλλευόμενοι, έτσι δηλαδή, τη δισδιάστατη γεωμετρία αυτών [59]. Παρότι στη βιβλιογραφία συναντάμε ακόμη και απλές, εμφυτεύσιμες κεραίες μικροταινίας διαφορετικού σχήματος και γεωμετρίας [21], [22], [68], οι πιο δημοφιλείς είναι οι κεραίες τύπου PIFA [17] [20]. Επίσης, όμως, υπάρχουν και αναφορές στις οποίες αναλύονται δομές επίπεδων, αναδιπλωμένων (folded) συνήθως, μονόπολων και δίπολων κεραιών [23] [26]. Φυσικά, υπάρχουν και εναλλακτικοί σχεδιασμοί εμφυτεύσιμων κεραιών, όπως π.χ. σπειροειδών κεραιών [27] κ.α.. Ανεξάρτητα από την κεραία που προτείνει ο εκάστοτε μηχανικός για εμφύτευση, αυτό που έχει σημασία είναι να διαθέτει η κεραία αυτή αξιόπιστες επιδόσεις, παραμένοντας, ταυτόχρονα, μικρή σε διαστάσεις. 3.2 Σχεδίαση εμφυτεύσιμης κεραίας διπλής ζώνης Αρχικά, ο σκοπός μας ήταν ο σχεδιασμός μίας κατάλληλα τροποποιημένης κεραίας μικροταινίας, η οποία θα εμφανίζει συντονισμό σε δύο διαφορετικές συχνότητες, μίας που θα ανήκει στη ζώνη MedRadio ( MHz) και μίας που θα ανήκει στη ζώνη ISM (συγκεκριμένα, στο διαθέσιμο εύρος των MHz της ζώνης ISM). Στο σημείο αυτό πρέπει να τονίσουμε ότι το εύρος των MHz προτιμήθηκε από το διαθέσιμο εύρος των GHz της ISM ζώνης. Αυτό συνέβη, διότι το ανθρώπινο σώμα εντός του οποίου πρόκειται να τοποθετηθεί η κεραία αποτελεί ένα περιβάλλον που εισάγει έντονες απώλειες στα ηλεκτρομαγνητικά κύματα που μεταφέρουν τα δεδομένα. Έτσι, καθώς γνωρίζουμε ότι οι απώλειες ενός ηλεκτρομαγνητικού κύματος αυξάνονται με την αύξηση της συχνότητας αυτού [58], επιλέγουμε τη χαμηλότερη ζώνη λειτουργίας. Τα δεδομένα ιατρικής τηλεμετρίας θα μεταφέρονται στη ζώνη MedRadio, ενώ στη ζώνη ISM θα μεταφέρεται η απαιτούμενη 47

48 ισχύς για την τροφοδοσία του ολοκληρωμένου κυκλώματος (το αντικείμενο αυτό αναλύεται διεξοδικά σε επόμενο κεφάλαιο). Για τη σχεδίαση και την προσομοίωση της κεραίας αυτής βασιστήκαμε στο λογισμικό της Ansys, το HFSS HFFS Περιβάλλον Σχεδίασης Το λογισμικό HFSS είναι ένα ευρέως διαδεδομένο περιβάλλον σχεδιασμού και προσομοίωσης τρισδιάστατων διατάξεων [69]. Χρησιμοποιείται κυρίως για την προσομοίωση προβλημάτων στα οποία εμπλέκονται υψηλές συχνότητες. Αποτελεί, ίσως, το πιο διαδεδομένο πακέτο λογισμικού για τον σχεδιασμό και την προσομοίωση κεραιών και περίπλοκων RF ηλεκτρονικών κυκλωμάτων, όπως φίλτρων και γραμμών μεταφοράς, μεταξύ άλλων. Ένας από τους λόγους που καθιστά το HFSS τόσο δημοφιλές είναι ότι μπορεί και υπολογίζει μία ποικιλία παραμέτρων στα διάφορα προβλήματα [47]. Ειδικότερα, το HFSS μπορεί και υπολογίζει: α) Τα ηλεκτρομαγνητικά πεδία σε μια κλειστή δομή, καθώς και ακτινοβολούμενα πεδία σε συνθήκες κοντινού και μακρινού πεδίου σε μια ανοιχτή δομή, β) χαρακτηριστικές αντιστάσεις στις θύρες εισόδου και εξόδου μιας δομής, γ) γενικευμένες παραμέτρους σκέδασης (S-Παραμέτρους), καθώς και παραμέτρους σκέδασης που δεν είναι κανονικοποιημένες στις καθορισμένες χαρακτηριστικές αντιστάσεις των θυρών εισόδουεξόδου και δ) ρυθμούς διάδοσης ή συχνότητες συντονισμού μιας δομής. Στο Σχήμα 3.1 φαίνεται μία ενδεικτική εικόνα από το περιβάλλον εργασίας του HFSS. Σχήμα 3.1: Περιβάλλον εργασίας λογισμικού HFSS 48

49 Καθώς το HFSS αποτελεί ένα περιβάλλον που έχει ως σκοπό την προσομοίωση κάποιων αρκετά πολύπλοκων, συνήθως, δομών, στηρίζεται, προφανώς, σε μία αριθμητική μέθοδο για τον υπολογισμό των κατάλληλων κάθε φορά παραμέτρων. Οι πιο γνωστές αριθμητικές μέθοδοι που προτείνονται από τη βιβλιογραφία είναι η μέθοδος των ροπών (Method of Moments - MoM), η μέθοδος των πεπερασμένων διαφορών στο πεδίο του χρόνου (Finite Difference Time Domain - FDTD) και η μέθοδος των πεπερασμένων στοιχείων (Finite Element Method - FEM) [60]. Το HFSS βασίζεται εξ ολοκλήρου στη μέθοδο πεπερασμένων στοιχείων. Μέθοδος των πεπερασμένων στοιχείων (Finite Element Method - FEM) Η FEM είναι μία αριθμητική μέθοδος επίλυσης διαφορικών εξισώσεων, που αναπτύχθηκε αρχικά από μηχανολόγους και πολιτικούς μηχανικούς. Η πρώτη της εφαρμογή στο κλάδο της ηλεκτρολογίας έγινε περίπου το Αποτελεί μία πολλή ευέλικτη μέθοδο, κατάλληλη για πολύπλοκες γεωμετρίες (το μεγάλο της πλεονέκτημα) και ανομοιογενή υλικά [60]. Η FEM βασίζεται στη διακριτοποίηση της περιοχής επιλύσεως σε πεπερασμένα τμήματα (στοιχεία) ευέλικτου γεωμετρικού σχήματος, τα οποία προσαρμόζονται κατάλληλα στην περιοχή επίλυσης (Σχήμα 3.2(α)). Στη συνέχεια, ακολουθεί η κατάστρωση των εξισώσεων των τμημάτων αυτών. Έπειτα, τα τμήματα αυτά συναρμολογούνται ώστε να καλύπτουν όλη την περιοχή επίλυσης. Φυσικά, πρέπει να εφαρμοστούν στο σημείο αυτό και οι κατάλληλες οριακές συνθήκες. Στο τελικό στάδιο της μεθόδου αυτής επιλύεται το σύστημα των αλγεβρικών εξισώσεων σε όλα τα τμήματα/στοιχεία και εξάγονται τα αποτελέσματα (Σχήμα 3.2(β)). (α) (β) Σχήμα 3.2: Παράδειγμα υπολογισμού μαγνητικού πεδίου μέσω λογισμικού FEM, (α) διακριτοποίηση της περιοχής επίλυσης, (β) τελική λύση 49

50 3.2.2 Σχεδίαση κεραίας Η κεραία που σχεδιάσαμε στο περιβάλλον του HFSS είναι μία κεραία που τη συναντάμε στο [8]. Η κεραία αυτή είναι μία εμφυτεύσιμη κεραία που, όπως είπαμε, έχει ως στόχο να συντονίζεται κάπου μέσα στη ζώνη MedRadio ( MHz) και τη ζώνη ISM ( MHz). Είναι, δηλαδή, μία κεραία διπλής ζώνης. Στην ενότητα αυτή παρουσιάζουμε τις επιδόσεις της κεραίας από την προσομοίωση αυτής με το HFSS και στη συνέχεια γίνεται μία μελέτη της κεραίας αυτής με στόχο την κατανόηση της επίδρασης των γεωμετρικών χαρακτηριστικών της στο τρόπο λειτουργίας της. Το μοντέλο της κεραίας που έχει προκύψει είναι το ακόλουθο: Σχήμα 3.3: Απεικόνιση της χρησιμοποιούμενης κεραίας Για πιο εύκολη διάκριση των διάφορων επιπέδων της κεραίας έχουμε χρησιμοποιήσει διαφορετικά χρώματα. Έτσι, με μπλε χρώμα είναι η ταινία (patch) της κεραίας, με πράσινο 50

51 το υπόστρωμα (substrate) αυτής, με κόκκινο το ομοαξονικό καλώδιο που την τροφοδοτεί και με καφέ το επίστρωμα (superstrate) της κεραίας. Γεωμετρικά χαρακτηριστικά κεραίας Στο επόμενο σχήμα φαίνονται πιο αναλυτικά τα γεωμετρικά χαρακτηριστικά της κεραίας αυτής: (α) (β) Σχήμα 3.4: Απεικόνιση χρησιμοποιούμενης κεραίας, (α) πλάγια όψη, (β) κάτοψη Όπως βλέπουμε στο παραπάνω σχήμα, η κεραία είναι μία τροποποιημένη κεραία μικροταινίας. Οι διαστάσεις της ορθογώνιας ταινίας της κεραίας είναι L = 15.8 mm και W = 13.8 mm. Το επίπεδο γείωσης είναι ελαφρώς μεγαλύτερο σε διαστάσεις, έτσι ώστε να καλύπτει όλη την περιοχή της ταινίας. Οι διαστάσεις αυτού είναι 16 mm x 14 mm. Το διηλεκτρικό υλικό που έχει επιλεγεί ως υπόστρωμα είναι το Rogers RO3210, το οποίο διαθέτει διηλεκτρική σταθερά, εr, ίση με 10.2 και εφαπτομένη απωλειών, tanδ, ίση με Η επιλογή αυτή για το υπόστρωμα σίγουρα δεν έγινε τυχαία. Υπάρχει ποικιλία διηλεκτρικών υλικών τα οποία είναι κατάλληλα για χρήση ως υποστρώματα σε κεραίες μικροταινίας. Κάποια από τα πιο δημοφιλή είναι τα FR4, Teflon, Rogers RO4003, Taconic TLC και άλλα [28]. Ωστόσο, όπως είδαμε και στο κεφάλαιο με τις τεχνικές σμίκρυνσης κεραιών, η επιλογή ενός διηλεκτρικού με υψηλή διηλεκτρική σταθερά οδηγεί σε μειωμένη συχνότητα συντονισμού [3]. Κάτι τέτοιο βέβαια είναι επιθυμητό σε εφαρμογές που εμπλέκονται κεραίες μικρών διαστάσεων. Για το λόγο αυτό, το Rogers RO3210, του οποίου η διηλεκτρική σταθερά είναι αρκετά υψηλή σε σχέση με άλλα διηλεκτρικά, αποτελεί ένα διαδεδομένο υλικό για χρήση ως υπόστρωμα σε εμφυτεύσιμες κεραίες μικροταινίας [17], [18], [65]. 51

52 Το ύψος του υποστρώματος είναι h = mm. Η τιμή αυτή έχει επιλεγεί, γιατί είναι η μικρότερη διαθέσιμη από τον κατασκευαστή. Άλλωστε, και η επιλογή του ύψους του υποστρώματος, γενικά σε μία εμφυτεύσιμη κεραία, θα πρέπει να γίνεται με κριτήριο τη διατήρηση μικρών διαστάσεων αυτής. Επομένως, θα θέλαμε η τιμή του ύψους h να παραμείνει σε χαμηλά επίπεδα. Βέβαια, το μειονέκτημα της επιλογής μικρού h είναι ότι μειώνει το εύρος ζώνης της κεραίας [7]. Θα δούμε πως θα το αντιμετωπίσουμε το πρόβλημα αυτό στη συνέχεια. Για το επίστρωμα της κεραίας χρησιμοποιούμε το ίδιο υλικό που χρησιμοποιήσαμε και ως υπόστρωμα. Το πάχος αυτού είναι επίσης mm. Η επιλογή αυτή δεν είναι ιδιαιτέρως κρίσιμη. Η ύπαρξη επιστρώματος σε μία κεραία μικροταινίας δεν επηρεάζει ιδιαίτερα το συντονισμό αυτής ούτε τα περισσότερα από τα χαρακτηριστικά της. Ωστόσο, σε κάποιες περιπτώσεις, βελτιώνει την κατευθυντικότητα αυτής [43] και, ειδικά σε προβλήματα όπου εμπλέκονται εμφυτεύσιμες κεραίες, είναι καλό να υπάρχει προκειμένου να αποφεύγεται σε κάθε περίπτωση η επαφή των ιστών με το μέταλλο της ταινίας της κεραίας. Ανάμεσα στην ταινία της κεραίας και το επίπεδο γείωσης υπάρχει ένας μικρός αγωγός ακτίνας 0.3 mm (shorting pin), ο οποίος βραχυκυκλώνει τα δύο αυτά επίπεδα. Η θέση του αγωγού αυτού φαίνεται στο παραπάνω σχήμα. Η εισαγωγή του pin έχει γίνει προφανώς για λόγους μείωσης των φυσικών διαστάσεων της κεραίας [7]. Η ύπαρξη του pin αυτού είναι που καθιστά την κεραία αυτή μία κεραία PIFA (Planar Inverted F - Antenna). Στην επιφάνεια της ταινίας της κεραίας έχουν εισαχθεί κάποιες εγκοπές των οποίων το σχήμα φαίνεται στην παραπάνω εικόνα. Συγκεκριμένα, έχει εισαχθεί μία σχισμή διαστάσεων l1 x w1 (σχισμή «1») η οποία ως σκοπό έχει την αύξηση του ηλεκτρικού μήκους της κεραίας, δηλαδή της διαδρομής του ρεύματος πάνω στην επιφάνεια του patch κεραίας. Με τον τρόπο αυτό, δηλαδή, μειώνεται πάλι η συχνότητα στην οποία συντονίζεται η κεραία. Επίσης, έχει εισαχθεί μία σχισμή σχήματος «L» που έχει ως σκοπό την επίτευξη συντονισμού και στην επιθυμητή συχνότητα των 915 MHz. Η σχισμή αυτή αποτελείται από μία σχισμή με διαστάσεις l2 x w2 (σχισμή «2») και μία ακόμα με διαστάσεις l3 x w3 (σχισμή «3»). Οι ακριβείς διαστάσεις των μεγεθών αυτών φαίνονται στον παρακάτω πίνακα 52

53 Πίνακας 3.1: Πίνακας παραμέτρων της γεωμετρίας της κεραίας Παράμετρος Τιμή (mm) l w l w l 3 2 w Τέλος, την κεραία την τροφοδοτούμε μέσω ενός ομοαξονικού καλωδίου, του οποίου η θέση φαίνεται στο Σχήμα 3.4. Το καλώδιο αυτό διαπερνά το ground plane της κεραίας μέσω ενός ανοίγματος και τροφοδοτεί το patch αυτής μέσω ενός probe. Ο εξωτερικός αγωγός αυτού έχει ακτίνα 0.67 mm ενώ ο εσωτερικός είναι ακτίνας 0.2 mm. Το διηλεκτρικό υλικό του καλωδίου είναι το Teflon (εr = 2.2). Η χαρακτηριστική αντίσταση που παρουσιάζει ένα τέτοιο ομοαξονικό καλώδιο είναι 50 Ω [77]. Μοντέλο προσομοίωσης Για τη σχεδίαση και προσομοίωση της κεραίας χρησιμοποιήσαμε, όπως είπαμε, το HFSS. Ένας λόγος που προτιμήσαμε το λογισμικό αυτό, είναι ότι με τη βοήθεια αυτού μπορούμε να σχεδιάσουμε με εύκολο τρόπο ένα μοντέλο το οποίο θα προσομοιώνει τις διηλεκτρικές ιδιότητες του ανθρώπινου σώματος. Η επιλογή και η σχεδίαση του κατάλληλου μοντέλου που θα προσομοιώνει τους βιολογικούς ιστούς με όσο το δυνατόν καλύτερη ακρίβεια είναι υψίστης σημασίας. Στην περίπτωση της κεραίας αυτής, ως μοντέλο προσομοίωσης επιλέχθηκε το παρακάτω Σχήμα 3.5: Μοντέλο προσομοίωσης ανθρώπινου βραχίονα, τριών επιπέδων 53

54 Το παραπάνω μοντέλο ανήκει στην κατηγορία των κανονικών (canonical), αριθμητικών μοντέλων. Τα μοντέλα αυτά αποτελούνται από άπλα γεωμετρικά σχήματα, επιτρέποντας την ευκολότερη ανάλυση της ακτινοβολίας που αλληλεπιδρά με αυτά. Οι ηλεκτρικές ιδιότητες αλλά και το σχήμα του εκάστοτε κανονικού μοντέλου (σφαίρα, κύλινδρος κτλ.) επιλέγονται ανάλογα με το είδος των βιολογικών ιστών προς προσομοίωση. Στην περίπτωσή μας, θέλουμε να προσομοιώσουμε έναν ανθρώπινο βραχίονα. Για τον λόγο αυτό χρησιμοποιούμε το παραπάνω κυλινδρικό μοντέλο, όπως άλλωστε συνηθίζεται στην προσομοίωση των άκρων του σώματος [66]. Για μεγαλύτερη ακρίβεια, το παραπάνω μοντέλο αποτελείται από τρία επίπεδα. Το κάθε επίπεδο προσομοιώνει και ένα διαφορετικό ιστό του ανθρώπινου βραχίονα, όπως φαίνεται και στο παραπάνω σχήμα. Το ύψος (μήκος) του κυλίνδρου που επιλέχθηκε είναι ίσο με 300 mm και η διάμετρος αυτού 100 mm. Οι διαστάσεις αυτές επιλέχθηκαν με σκοπό να προσομοιώνουν όσο το δυνατόν ακριβέστερα τα χαρακτηριστικά του ανθρώπινου βραχίονα. Το πάχος του θεωρούμενου δέρματος στο παραπάνω μοντέλο είναι 2.5 mm, του μυός 25 mm και του κόκκαλου 27.5 mm. Τα ηλεκτρικά χαρακτηριστικά των ιστών αυτών μπορούμε να τα καθορίσουμε με βάση τις πληροφορίες που βρίσκονται στο [67]. Από την αναφορά αυτή προκύπτουν τα αποτελέσματα στους πίνακες. Υπενθυμίζουμε ότι τα ηλεκτρικά χαρακτηριστικά των βιολογικών ιστών εξαρτώνται έντονα από τη συχνότητα λειτουργίας. Για τον λόγο αυτό πρέπει να τα καθορίσουμε ξεχωριστά στις δύο συχνότητες λειτουργίας της κεραίας. Πίνακας 3.2: Ηλεκτρικές ιδιότητες χρησιμοποιούμενων ιστών στα 402 MHz Ιστός ε r σ (S/m) tanδ δ (m) skin muscle bone Πίνακας 3.3: Ηλεκτρικές ιδιότητες χρησιμοποιούμενων ιστών στα 915 MHz Ιστός ε r σ (S/m) tanδ δ (m) skin muscle bone Στους ανωτέρω πίνακες, το δ αποτελεί το βάθος διείσδυσης [53]. 54

55 Επίσης, η πυκνότητα (kg/m 3 ) των ιστών αυτών είναι ένα μέγεθος απαραίτητο για την κατάλληλη μοντελοποίηση των ιστών αυτών. Οι τιμές της πυκνότητας για τους ιστούς αυτούς βρίσκονται στο [66] και μπορούμε να τις δούμε συγκεντρωμένες στο παρακάτω πίνακα. Φυσικά, η τιμή αυτή παραμένει η ίδια και στις δύο συχνότητες. Πίνακας 3.4: Πυκνότητα ιστών Ιστός ρ (kg/m 3 ) skin 1109 muscle 1090 bone 1908 Οι ανωτέρω τιμές της πυκνότητας των ιστών είναι απαραίτητες για τον υπολογισμό του SAR και των κατάλληλων ορίων ασφαλείας. Βέβαια, για την κατάλληλη μοντελοποίηση των βιολογικών ιστών μας αρκούν η διηλεκτρική σταθερά και η αγωγιμότητα αυτών. Προσομοίωση κεραίας Θα αναφέρουμε, εν συντομία, κάποιες λεπτομέρειες που αφορούν την προσομοίωση της κεραίας με το HFSS. Καταρχάς, την κεραία, όπως φαίνεται και στο Σχήμα 3.3, την έχουμε τοποθετήσει πάνω στο x-z επίπεδο με το μήκος της L να βρίσκεται κατά μήκος του x άξονα και το κέντρο αυτής να ταυτίζεται με την αρχή των αξόνων. Όπως βλέπουμε και στο Σχήμα 3.4, η τροφοδοσία της κεραίας βρίσκεται στο σημείο (2.9 mm, 4.5 mm) ενώ το shorting pin βρίσκεται στη θέση (-7 mm, -5.3 mm). Όπως θα δούμε και στη συνέχεια, η θέση της τροφοδοσίας και του pin της κεραίας παίζουν πολύ σημαντικό ρόλο στις επιδόσεις αυτής. Στο Σχήμα 3.5 φαίνεται το σημείο που έχουμε τοποθετήσει την κεραία εντός του μοντέλου προσομοίωσης των ιστών. Συγκεκριμένα, την έχουμε τοποθετήσει εντός του μυός, σε βάθος d=10 mm από τη διεπαφή αέρα - δέρματος. Το HFSS μας δίνει τη δυνατότητα να προσθέσουμε νέα υλικά με ηλεκτρικές και μαγνητικές ιδιότητες που ορίζουμε εμείς. Έτσι, μπορούμε να δημιουργήσουμε ένα νέο υλικό που να αναπαριστά το κόκκαλο, ένα που να αναπαριστά το μυ και ένα που να αναπαριστά το δέρμα. Τον εσωτερικό αγωγό του ομοαξονικού καλωδίου και το probe που τροφοδοτεί το patch της κεραίας τα ορίσαμε ως pec (perfect electric conductor, τέλειος ηλεκτρικός αγωγός). Θα μπορούσαμε να τα σχεδιάσουμε ώστε να αποτελούνται από χαλκό (copper), αλλά οι διαφορές δεν θα ήταν μεγάλες. Όπως είπαμε, το διηλεκτρικό υλικό του ομοαξονικού καλωδίου θεωρήσαμε ότι είναι Teflon. 55

56 Γύρω από το μοντέλο του ανθρώπινου βραχίονα των τριών επιπέδων σχεδιάσαμε ένα ορθογώνιο παραλληλεπίπεδο το οποίο παίζει το ρόλο του radiation boundary. Στην περίπτωσή μας, το παραλληλεπίπεδο αυτό είναι μία ειδική οριακή συνθήκη, η οποία είναι απαραίτητη για τον ακριβή υπολογισμό των διαφόρων ζητούμενων του προβλήματος. Επίσης, στην αρχή του ομοαξονικού θέσαμε μία wave port, η οποία αποτελεί τη διέγερση του συστήματος που επιτρέπει στην ηλεκτρομαγνητική ενέργεια να οδεύει εντός και εκτός της διάταξης υπό μορφή οδεύοντος κύματος. Η διέγερση αυτή επιλέγεται, διότι χρησιμοποιούμε ομοαξονικό καλώδιο. Ακριβώς πριν από τη θέση που βρίσκεται η θύρα αυτή έχουμε τοποθετήσει ένα πολύ μικρό αγωγό κυλινδρικού σχήματος, τύπου pec (ύψος 0.2 mm) ο οποίος χρησιμοποιείται για θωράκιση και για σωστότερο υπολογισμό της ισχύος εισόδου και την ανακλώμενης ισχύος. Τέλος, καθώς όπως είδαμε οι ηλεκτρικές ιδιότητες των βιολογικών ιστών μεταβάλλονται με τη συχνότητα, θα πρέπει να εκτελέσουμε δύο διαφορετικές προσομοιώσεις για την κεραία μας, μία γύρω από τα 402 MHz και μία γύρω από τα 915 MHz. Για την προσομοίωση γύρω από τα 402 MHz, το εύρος συχνοτήτων που θέσαμε ήταν τα MHz, ενώ για την προσομοίωση γύρω από τα 915 MHz, το εύρος συχνοτήτων που θέσαμε ήταν τα MHz. Και στις δύο προσομοιώσεις χρησιμοποιήσαμε 2000 σημεία μέτρησης. Επίσης, οι προσομοιώσεις σε δυο διαφορετικές συχνότητες γίνονται και για μεγαλύτερη ακρίβεια λόγω της υπολογιστικής τεχνικής που χρησιμοποιούμε. Επιδόσεις κεραίας Στην ενότητα αυτή θα καταγράψουμε τα αποτελέσματα που προέκυψαν από την προσομοίωση της κεραίας. Αρχικά θα παραθέσουμε τα αποτελέσματα στο εύρος MHz της ζώνης MedRadio. Σχήμα 3.6: Συντελεστής ανάκλασης της κεραίας στη ζώνη MedRadio 56

57 Από το παραπάνω σχήμα βλέπουμε ότι η κεραία παρουσιάζει συντονισμό στα MHz, περίπου, με την τιμή του συντελεστή ανάκλασης στη συχνότητα αυτή να είναι ίση με db. Η τιμή αυτή του S11 είναι παραπάνω από ικανοποιητική, καθώς είναι πολύ κάτω από το όριο των -10 db που θεωρείται ως το ανώτατο αποδεκτό όριο για τον συντελεστή ανάκλασης. Στη συχνότητα αυτή, το μήκος κύματος στον αέρα είναι περίπου ίσο με 0.75 m. Το ενεργό μήκος κύματος για την κεραία αυτή είναι 0.75 ε reff = m, όπου είναι η ενεργός διηλεκτρική σταθερά της κεραίας, την οποία βρίσκουμε από τον τύπο (2-14). Άρα, προκύπτει ότι το ηλεκτρικό μήκος της κεραίας στη συχνότητα αυτή είναι ίσο με λ 12, περίπου. Είναι δηλαδή ίσο με ένα μικρό κλάσμα του μήκους κύματος ακτινοβολίας. Για τον λόγο αυτό, η κεραία αυτή χαρακτηρίζεται ως μία ηλεκτρικά μικρή κεραία. Ο πολύ «καλός» συντονισμός της κεραίας στη συχνότητα αυτή δικαιολογείται από την τιμή που έχει η αντίσταση εισόδου της κεραίας γύρω από αυτή τη συχνότητα. Σχήμα 3.7: Αντίσταση εισόδου της κεραίας στη ζώνη MedRadio Παρατηρούμε, δηλαδή, ότι το πραγματικό μέρος της αντίστασης της κεραίας είναι σχεδόν ίσο με 50 Ω, ενώ το φανταστικό είναι σχεδόν ίσο με 0 Ω (μόλις Ω). Οι τιμές αυτές εξασφαλίζουν καλές συνθήκες προσαρμογής ανάμεσα στην κεραία και το καλώδιο τροφοδοσίας. Το διάγραμμα κέρδους της κεραίας φαίνεται στο Σχήμα 3.8. Η μορφή αυτού είναι ικανοποιητική, καθώς εμφανίζει σχετικά πανκατευθυντική συμπεριφορά, γεγονός που είναι χαρακτηριστικό των κεραιών PIFA [7], [59]. Η μέγιστη τιμή κέρδους που προκύπτει από το σχήμα αυτό για τη ζώνη MedRadio είναι db. Η τιμή αυτή σαφώς και, στη γενική περίπτωση, θεωρείται χαμηλή, αλλά για τη δική μας εφαρμογή, όπου η κεραία είναι εμφυτευμένη εντός ενός μοντέλου προσομοίωσης ιστών, μπορεί να θεωρηθεί 57

58 ικανοποιητική. Το μέγιστο αυτό του κέρδους εμφανίζεται προς τη διεύθυνση του άξονα y, ο οποίος είναι ο κάθετος άξονας στο επίπεδο της κεραίας. Σχήμα 3.8: Κέρδος κεραίας στη ζώνη MedRadio Στο επόμενο σχήμα φαίνεται η κατανομή του επιφανειακού ρεύματος πάνω στο patch της κεραίας. Το σχήμα αυτό σε σύγκριση με το αντίστοιχο σχήμα στη ζώνη ISM, που επίσης συντονίζεται η κεραία, θα μας βοηθήσει να κατανοήσουμε καλύτερα τη διαδρομή του ρεύματος πάνω στην κεραία και, τελικά, τον λόγο για τον οποίο εμφανίζονται δύο συντονισμοί. Σχήμα 3.9: Επιφανειακό ρεύμα στο patch της κεραίας στη ζώνη MedRadio Η μέγιστη τιμή του ρεύματος εμφανίζεται κοντά στο αριστερό άκρο από το οποίο ακτινοβολεί η κεραία και είναι ίση με A/m. Στο Σχήμα 3.10 βλέπουμε τη μορφή του ηλεκτρικού πεδίου E πάνω στο patch της κεραίας. 58

59 Σχήμα 3.10: Ένταση ηλεκτρικού πεδίου πάνω στο patch της κεραίας στη ζώνη MedRadio Τέλος, μελετήσαμε την πόλωση της κεραίας σε διάφορα σημεία του χώρου. Στη γενική περίπτωση, οι κεραίες μικροταινίας εμφανίζουν γραμμική πόλωση [1]. Ένα Η/Μ κύμα λέμε ότι είναι γραμμικά πολωμένο όταν το διάνυσμα του ηλεκτρικού πεδίου αυτού είναι πάντα προσανατολισμένο κατά μήκος της ίδιας ευθείας γραμμής. Αυτό για να πραγματοποιηθεί σημαίνει ότι το διάνυσμα αυτό του ηλεκτρικού πεδίου είτε αποτελείται από μία μόνο συνιστώσα είτε αποτελείται από δύο συνιστώσες των οποίων η φασική απόκλιση είναι ίση με 0 ή με 180 μοίρες. Όταν το κύμα που εκπέμπει μία κεραία είναι γραμμικά πολωμένο τότε η κεραία θεωρείται γραμμικά πολωμένη. Όσον αφορά, βέβαια, τη δικιά μας κεραία, αυτή αποτελεί μία meandered PIFA, της οποίας το patch βρίσκεται πάνω στο επίπεδο x-z, με το μήκος της, L, να βρίσκεται κατά μήκος του x άξονα (Σχήμα 3.4). Επομένως, αναμένουμε να μην είναι παντού γραμμικά πολωμένη, όπως δηλαδή μία κοινή κεραία μικροταινίας. Στόχος μας είναι να εξακριβώσουμε «πόσο» γραμμική παραμένει η πόλωση της κεραίας αυτής σε διάφορα σημεία του χώρου. Άλλωστε, ακόμα και σε μία απλή κεραία μικροταινίας, στην πράξη, η πόλωση της κεραίας αυτής, συνήθως, αλλάζει σε διαφορετικά σημεία του χώρου στον οποίο εντοπίζεται το διάγραμμα ακτινοβολίας αυτής. Το HFSS μας παρέχει ένα εύχρηστο εργαλείο με το οποίο μπορούμε να εξακριβώσουμε το είδος της πόλωσης μίας κεραίας σε οποιοδήποτε σημείο του χώρου. Το εργαλείο αυτό είναι το axial ratio. Το axial ratio μας δίνει το λόγο των ορθογώνιων συνιστωσών ενός ηλεκτρικού πεδίου και συγκεκριμένα τον λόγο της μεγαλύτερης συνιστώσας προς τη μικρότερη. Συνήθως μετριέται σε db. Για γραμμική πόλωση το axial ratio είναι άπειρο, καθώς, ιδανικά, η μικρότερη συνιστώσα είναι ίση με 0 σε πλάτος (δηλαδή, ουσιαστικά, δεν υπάρχει). Πρακτικά, πρέπει να είναι πολύ μεγάλο σε τιμή το axial ratio για να θεωρηθεί γραμμική η πόλωση. Εμείς, λοιπόν, θα αποτυπώσουμε στις επόμενες εικόνες την τιμή του axial ratio 59

60 που παίρνει η κεραία μας σε διάφορα σημεία του χώρου. Θα εστιάσουμε κυρίως στις περιοχές του χώρου εντός του οποίου εντοπίζεται το διάγραμμα ακτινοβολίας της κεραίας μας και γενικά σε κάποια «χαρακτηριστικά» σημεία του χώρου. Σχήμα 3.11: Axial ratio για θ = 90 και 0 < φ < 360, x-y επίπεδο (αζιμουθιακό) Σχήμα 3.12: Axial ratio για φ = 0 και 180 < θ < 180, x-z επίπεδο (ανύψωσης) Σχήμα 3.13: Axial ratio για φ = 90 και 180 < θ < 180, y-z επίπεδο (ανύψωσης) 60

61 Σχήμα 3.14: Axial ratio για 0 < φ < 360 και 180 < θ < 180 Από τα παραπάνω σχήματα φαίνεται πως η πόλωση της κεραίας και,συγκεκριμένα, το «πόσο» γραμμική είναι η πόλωση αυτή, εξαρτάται έντονα από το σημείο του χώρου στο οποίο την υπολογίζουμε. Ειδικότερα, στα σημεία εκείνα του χώρου στα οποία το axial ratio έχει σχετικά υψηλή τιμή, η πόλωση μπορεί να θεωρηθεί ότι προσεγγίζει καλύτερα τη γραμμική περίπτωση. Για τον λόγο αυτό, τα σημεία αυτά τα έχουμε επισημάνει με κέρσορες. Έτσι, υπάρχουν σημεία του χώρου στα οποία το axial ratio φτάνει μέχρι τα 108 db. Οι τιμές αυτές είναι αρκετά υψηλές ώστε να μπορούμε στα σημεία αυτά να πούμε ότι η πόλωση προσεγγίζει ικανοποιητικά τη γραμμική. Υπάρχουν, ωστόσο, σημεία στα οποία το axial ratio πέφτει έως και κάτω από τα 3 db. Στα σημεία αυτά η πόλωση δεν μπορεί σε καμία περίπτωση να χαρακτηριστεί ως γραμμική. Ακολουθούν, στη συνέχεια, τα αποτελέσματα από την προσομοίωση της κεραίας στο εύρος MHz της ISM ζώνης. Σχήμα 3.15: Συντελεστής ανάκλασης της κεραίας στη ζώνη ISM 61

62 Στη ζώνη ISM τώρα, ο συντονισμός παρουσιάζεται στα MHz, με την τιμή του συντελεστή ανάκλασης στη συχνότητα αυτή να είναι ίση με db. Και εδώ, επομένως, η τιμή του S11 είναι πολύ πιο χαμηλά από το όριο των -10 db. Στο Σχήμα 3.16 βλέπουμε και την αντίσταση εισόδου της κεραίας. Και γύρω από τα 915 MHz, επομένως, οι τιμές αυτές της αντίστασης εισόδου εξασφαλίζουν τις κατάλληλες συνθήκες προσαρμογής. Σχήμα 3.16: Αντίσταση εισόδου της κεραίας στη ζώνη ISM Το κέρδος της κεραίας φαίνεται στο Σχήμα Η μέγιστη τιμή αυτού είναι ίση με db. Εμφανίζει σχετικά πανκατευθυντικά χαρακτηριστικά, όπως φαίνεται και στο επόμενο σχήμα. Σχήμα 3.17: Κέρδος κεραίας στη ζώνη ISM 62

63 Στο επόμενο σχήμα φαίνεται η κατανομή του επιφανειακού ρεύματος πάνω στο patch της κεραίας. Σχήμα 3.18: Επιφανειακό ρεύμα στο patch της κεραίας στη ζώνη ISM Η μέγιστη τιμή του ρεύματος εμφανίζεται και στην περίπτωση αυτή κοντά στο αριστερό άκρο από το οποίο ακτινοβολεί η κεραία και είναι ίση με A/m. Σε σχέση με τη ζώνη MedRadio, το ρεύμα στη ζώνη ISM κατανέμεται σαφώς πιο αραιά. Αυτό οφείλεται, κυρίως, στην αυξημένη αγωγιμότητα σ των ιστών που περιβάλλουν την κεραία στα 915 MHz (Πίνακας 3.2, Πίνακας 3.3), παρότι οι τιμές αυτές είναι, εν γένει, αρκετά μικρές. Στο Σχήμα 3.19 μπορούμε να δούμε την κατανομή του ηλεκτρικού πεδίου στην επιφάνεια του patch της κεραίας. Σχήμα 3.19: Ένταση ηλεκτρικού πεδίου πάνω στο patch της κεραίας στη ζώνη ISM 63

64 Προτού κλείσουμε την ενότητα αυτή θα παραθέσουμε τα αποτελέσματα από τη μελέτη της πόλωσης της κεραίας σε διάφορα σημεία του χώρου, στη συχνότητα συντονισμού. Σχήμα 3.20: Axial ratio για θ = 90 και 0 < φ < 360, x-y επίπεδο (αζιμουθιακό) Σχήμα 3.21: Axial ratio για φ = 0 και 180 < θ < 180, x-z επίπεδο (ανύψωσης) Σχήμα 3.22: Axial ratio για φ = 90 και 180 < θ < 180, y-z επίπεδο (ανύψωσης) 64

65 Σχήμα 3.23: Axial ratio για 0 < φ < 360 και 180 < θ < 180 Τα συμπεράσματα στα οποία καταλήγουμε στα 915 MHz είναι παρόμοια με αυτά στα 402 MHz. Ωστόσο, στην περίπτωση αυτή παρατηρούμε ότι το axial ratio μεταβάλλεται αρκετά πιο έντονα συναρτήσει της θέσης υπολογισμού αυτού. Τελικά υπολογίζουμε τη μέγιστη τιμή αυτού στα 119 db περίπου. Γενικά, πάντως, από το Σχήμα 3.23, οι τιμές φαίνονται να κινούνται, κυρίως, γύρω από τα 30 db. Και εδώ, βέβαια, υπάρχουν σημεία του χώρου όπου η τιμή του axial ratio πέφτει κάτω από τα 3 db. Όλα αυτά μας ενδιαφέρουν, γιατί εάν η εξωτερική κεραία που λαμβάνει το σήμα το οποίο στέλνουμε με την εμφυτευμένη αυτή κεραία είναι γραμμικά πολωμένη, τότε τα σημεία στα οποία το axial ratio διαθέτει αρκετά υψηλή τιμή αποτελούν «οδηγό» για τη σωστή επιλογή της θέσης της κεραίας αυτής. Αυτό ισχύει, γιατί, γενικά, θέλουμε δύο κεραίες που επικοινωνούν μεταξύ τους να διαθέτουν το ίδιο είδος πόλωσης (πέρα από πολλά άλλα πράγματα που επιδιώκουμε στην περίπτωση ενός ασύρματου καναλιού μεταξύ δύο κεραιών), ώστε τελικά να αυξάνεται το ποσό της ισχύος που αποσπά η κεραία λήψης από το προσπίπτον κύμα. Ειδικά σε προβλήματα ασύρματης ιατρικής τηλεμετρίας, οι απώλειες στους βιολογικούς ιστούς είναι ήδη πολύ μεγάλες, επομένως θα θέλαμε, τουλάχιστον, να περιορίσουμε τις απώλειες πόλωσης που επίσης εισάγονται από τους ιστούς [1]. 3.3 Παραμετρική ανάλυση κεραίας Παρά την μεγάλη ακρίβεια που εφαρμόζεται κατά την σχεδίαση μιας κεραίας, παρατηρούνται πάντα αποκλίσεις στην απόδοση όταν πραγματοποιούνται δοκιμές στην τελική κατασκευασμένη κεραία. Αυτές οι αποκλίσεις οφείλονται, κατά κύριο λόγο, σε μικρές κατασκευαστικές μεταβολές, όπου οι τιμές των σχεδιαστικών παραμέτρων μπορεί να εμφανίσουν διαφοροποιήσεις κατά την κατασκευή. Εφαρμόζοντας μια παραμετρική μελέτη 65

66 στην κεραία διπλής ζώνης που αναλύσαμε, θα φανεί η συμπεριφορά της σε περίπτωση μικρών κατασκευαστικών αστοχιών και, επιπλέον, θα γίνει καλύτερα κατανοητός ο τρόπος λειτουργίας της κεραίας. Τα μεγέθη που μελετήθηκαν είναι τα μήκη και τα πάχη των εγκοπών, η θέση του αγωγού βραχυκύκλωσης, όπως επίσης και το πάχος του υποστρώματος. Επίσης, μελετήθηκε η συμπεριφορά της κεραίας σε περίπτωση μεταβολών του μοντέλου προσομοίωσης. Συγκεκριμένα, μελετάται η περίπτωση μεταβολής των ηλεκτρικών ιδιοτήτων εr και σ των ιστών, όπως και η περίπτωση μεταβολής του βάθους εμφύτευσης d της κεραίας εντός του μοντέλου προσομοίωσης Μεταβολή θέσης αγωγού βραχυκύκλωσης Αρχικά, θα μεταβάλλουμε τη θέση του αγωγού βραχυκύκλωσης της κεραίας (shorting pin). Το στοιχείο αυτό της κεραίας αποτελεί μία κρίσιμη παράμετρο, η οποία αναμένουμε να επηρεάσει άμεσα τις επιδόσεις της κεραίας. Γενικά, ως βασικό κριτήριο της απόδοσης της κεραίας είναι η τιμή του συντελεστή ανάκλασης S11 στην συχνότητα επιθυμητής λειτουργιάς, δηλαδή στα 402 MHz και στα 915 MHz, όπως επίσης και η τιμή του κέρδους της κεραίας. Όπως είδαμε, το shorting pin βρίσκετε στη θέση (-7 mm, -5.3mm), με την αρχή των αξόνων να ταυτίζεται με το κέντρο του patch της κεραίας. Έτσι λοιπόν, αρχικά, μετακινούμε το shorting pin κατά 0.5 mm κατά μήκος του z άξονα μόνο, διατηρώντας τη θέση του ως προς τον x άξονα σταθερά στα -7 mm, στη συνέχεια, όμως, το μετακινούμε με μεγαλύτερο βήμα. Καθώς, λοιπόν, διατηρούμε και όλα τα άλλα στοιχεία της κεραίας σταθερά, καταγράφουμε τα αποτελέσματα των προσομοιώσεων. Στο τέλος μπορούμε να συγκρίνουμε μεταξύ τους τα αποτελέσματα αυτά και να καταλήξουμε σε κάποια χρήσιμα συμπεράσματα. (α) (β) Σχήμα 3.24: (α) Μεταβολή συχνότητας συντονισμού και (β) συντελεστή ανάκλασης συναρτήσει της θέσης του αγωγού βραχυκύκλωσης στη ζώνη MedRadio 66

67 (α) (β) Σχήμα 3.25: (α) Μεταβολή συχνότητας συντονισμού και (β) συντελεστή ανάκλασης συναρτήσει της θέσης του αγωγού βραχυκύκλωσης στη ζώνη ISM Παρατηρώντας τις παραπάνω εικόνες μπορούμε να καταλήξουμε σε κάποια χρήσιμα συμπεράσματα: Η θέση του αγωγού βραχυκύκλωσης επηρεάζει, όπως ήταν αναμενόμενο, τόσο τη συχνότητα συντονισμού όσο και τον συντελεστή ανάκλασης της κεραίας. Συγκεκριμένα, όσο μετακινούμε τη θέση του προς το κάτω άκρο της ταινίας της κεραίας, η συχνότητα συντονισμού, τόσο στα 402 MHz όσο και στα 915 MHz, μειώνεται. Αντιθέτως, καθώς μετακινούμε προς το άνω άκρο τον αγωγό βραχυκύκλωσης, η συχνότητα συντονισμού αυξάνεται. Αυτό οφείλεται στο γεγονός, ότι καθώς τοποθετούμε τον αγωγό πιο κοντά σε κάποιο άκρο της ταινίας αναγκάζουμε το ρεύμα αυτής να εκτελέσει είτε μεγαλύτερη είτε μικρότερη διαδρομή κατά μήκος της κεραίας. Έτσι, δηλαδή, μέσω της βραχυκύκλωσης αυτής που εισάγει το pin, μεταβάλλουμε τη διαδρομή του ρεύματος και άρα, τελικά, και τη συχνότητα συντονισμού. Όταν, επομένως, τοποθετούμε τον αγωγό κοντά στο κάτω άκρο, η διαδρομή που διανύει το ρεύμα αυξάνεται, δηλαδή αυξάνεται η περίοδος της ταλάντωσης του ρεύματος και άρα, τελικά, μειώνεται η συχνότητα αυτού ή, αλλιώς, η συχνότητα που συντονίζεται η κεραία. Αντίστοιχα συμπεράσματα προκύπτουν για όταν τοποθετούμε τον αγωγό κοντά στο άνω άκρο. 67

68 Εντός της περιοχής που μεταβάλλουμε τη θέση του αγωγού βραχυκύκλωσης, η τιμή του S11 παραμένει κάτι παραπάνω από ικανοποιητική (κάτω από τα -10 db). Στη ζώνη MedRadio, είδαμε ότι μπορούμε να πετύχουμε συντονισμό μέχρι και τα 490 MHz περίπου, όταν τοποθετήσουμε το pin στη θέση z = 0 mm. Συγκεκριμένα, το εύρος συχνοτήτων που μπορεί να συντονιστεί η κεραία μας είναι από τα 384 MHz μέχρι τα 490 MHz περίπου. Στη ζώνη ISM, το εύρος αυτό ξεκινάει από τα 897 MHz και μπορεί να φτάσει μέχρι και πάνω από το 1.15 GHz, αλλά πιο πέρα από τη θέση αυτή του αγωγού, όμως, θα χαθεί ο συντονισμός στη ζώνη MedRadio (S 11 > 10 db). Τέλος, όσον αφορά τα υπόλοιπα χαρακτηριστικά της κεραίας (κέρδος, πλάτος επιφανειακού ρεύματος κ.α.), όσο η κεραία παραμένει συντονισμένη, η μορφή και το πλάτος αυτών μεταβάλλονται ελάχιστα Μεταβολή μεγέθους εγκοπών Οι εγκοπές στην αγώγιμη ταινία ακτινοβολίας αποτελούν το σημαντικότερο γεωμετρικό χαρακτηριστικό της κεραίας, καθώς επηρεάζουν άμεσα το μήκος των αγώγιμων δρόμων στην επιφάνεια του patch, στους οποίους ευθύνονται οι συντονισμοί. Κατά τη μελέτη μας αυτή, μεταβάλλαμε το μήκος και το πλάτος και των τριών εγκοπών που έχουμε εισάγει στην ταινία της κεραίας. Φροντίσαμε να μεταβάλλουμε μόνο ένα γεωμετρικό χαρακτηριστικό κάθε φορά, ώστε με τον τρόπο αυτό να διαπιστώσουμε το ρόλο που παίζει αυτό στις επιδόσεις της κεραίας. Μεταβολή l1 και w1 Αρχικά, μεταβάλλαμε τις διαστάσεις της εγκοπής που βρίσκεται στο δεξί μέρος του patch, αυτής δηλαδή με διαστάσεις l1 = 9.9 mm και w1 =0.9 mm (εγκοπή «1»). Στην αρχή, μεταβάλλαμε το μήκος l1 της εγκοπής με βήμα ± 0.5 mm, διατηρώντας σταθερό το w1 και στη συνέχεια μεταβάλλαμε ελαφρώς το w1 κρατώντας το l1 σταθερό. Τα αποτελέσματα που προέκυψαν είναι τα εξής: 68

69 (α) (β) Σχήμα 3.26: (α) Μεταβολή συχνότητας συντονισμού και (β) συντελεστή ανάκλασης συναρτήσει του μήκους l1 της εγκοπής «1» στη ζώνη MedRadio (α) (β) Σχήμα 3.27: (α) Μεταβολή συχνότητας συντονισμού και (β) συντελεστή ανάκλασης συναρτήσει του μήκους l1 της εγκοπής «1» στη ζώνη ISM Τα συμπεράσματα στα οποία καταλήγουμε είναι: Και στις δύο ζώνες ενδιαφέροντος, όσο αυξάνουμε το μήκος l1 η συχνότητα συντονισμού μειώνεται, ενώ όσο το μειώνουμε, η συχνότητα συντονισμού αυξάνεται. Στη ζώνη MedRadio, μέσω της αυξομείωσης του l1, η κεραία μπορεί να συντονιστεί 69

70 από τα 345 έως τα 453 MHz ενώ στη ζώνη ISM, το εύρος αυτό είναι από τα MHz έως τα 890 MHz, περίπου. Η μείωση της συχνότητας συντονισμού οφείλεται στο γεγονός ότι με την αύξηση του μήκους της εγκοπής αυτής αυξάνεται και το μήκος του μέρους εκείνου του patch που είναι υπεύθυνο για το συντονισμό στα 402 MHz. Τον διαμερισμό αυτό του patch τον έχουμε δημιουργήσει μέσω των εγκοπών που έχουμε εισάγει σε αυτό. Έτσι, το κομμάτι του patch που περιορίζεται από την εγκοπή «1» είναι υπεύθυνο για τον συντονισμό στη ζώνη MedRadio. Αυτό φαίνεται και από την κατανομή του ρεύματος πάνω στο patch στις διάφορες προσομοιώσεις με τα διαφορετικά μήκη l1. Όλα αυτά που αναφέραμε δικαιολογούν και το γεγονός ότι στη ζώνη ISM, η μεταβολή της συχνότητας συντονισμού είναι πιο μικρή σε σχέση με τη ζώνη MedRadio. Επίσης, η τιμή του S11 παραμένει αρκετά κάτω από τα -10 db σε όλες τις μετρήσεις. Στη ζώνη ISM, μάλιστα, παρατηρούμε ότι η μεταβολή αυτή περιορίζεται σε ένα μικρό εύρος τιμών, για τους ίδιους λόγους που η συχνότητα συντονισμού στη ζώνη αυτή δεν μεταβάλλεται ιδιαίτερα. Τέλος, η μορφή και η τιμή του κέρδους της κεραίας είναι παρόμοια σε όλες αυτές τις προσομοιώσεις που εκτελέσαμε. Το ίδιο ισχύει και για τις κατανομές του ρεύματος και του ηλεκτρικού πεδίου. Απλά στις προσομοιώσεις με τις μεγαλύτερες τιμές του l1, το κέρδος φαίνεται να απλώνεται ελαφρώς πιο ομοιόμορφα - σφαιρικά στον χώρο. Στη συνέχεια της μελέτης μας, μεταβάλλαμε και το πλάτος w1 της εγκοπής «1». Βέβαια, στη βιβλιογραφία εμφανίζονται αρκετές αναφορές([7], [9]) που επισημαίνουν ότι η μεταβολή του πλάτους των σχισμών σε μία κεραία μικροταινίας έχει ελάχιστη επίδραση στη συχνότητα συντονισμού αυτής. Στο αποτέλεσμα αυτό καταλήξαμε κι εμείς για τη δικιά μας κεραία. Ενδεικτικά, στα επόμενα δύο σχήματα παραθέτουμε τα αποτελέσματα στις δύο ζώνες συχνοτήτων για w1 = 1.6 mm. 70

71 Σχήμα 3.28: Συντελεστής ανάκλασης στη ζώνη MedRadio για w1=1.6 mm Σχήμα 3.29: Συντελεστής ανάκλασης στη ζώνη ISM για w1=1.6 mm Μεταβολή l2 και w2 Στο κομμάτι αυτό θα μεταβάλλουμε τις διαστάσεις της οριζόντιας εγκοπής, δηλαδή εκείνης που έχει διαστάσεις l2 = 12.9 mm και w2 = 1.3 mm. Όλα τα άλλα χαρακτηριστικά της κεραίας θα τα διατηρήσουμε αμετάβλητα. Κατά κύριο λόγο, θα μεταβάλλουμε το w2 κρατώντας το l2 σταθερό. Θα μεταβάλλουμε ελαφρώς και το l2, αλλά αυτό δεν έχει φυσικά και τόσο νόημα, καθώς ούτε πολλά χωρικά περιθώρια υπάρχουν για τη μεταβολή αυτή και γιατί, επίσης, η εγκοπή αυτή συνδέεται με την εγκοπή «1» από τη μία του πλευρά, την οποία μελετήσαμε στην προηγούμενη ενότητα. Συγκεκριμένα, αν απλά αυξήσουμε κατά 0.1 mm το μήκος l2 παίρνουμε τα ακόλουθα αποτελέσματα για τον συντελεστή ανάκλασης 71

72 Σχήμα 3.30: Συντελεστής ανάκλασης στη ζώνη MedRadio για l2=13 mm Σχήμα 3.31: Συντελεστής ανάκλασης στη ζώνη ISM για l2=13 mm Στο σημείο αυτό παρατηρούμε ότι μία μικρή αύξηση στο l2, ίση με μόλις 0.1 mm, οδηγεί τη συχνότητα συντονισμού στη ζώνη ISM να πέσει κατά 40 MHz, να φτάσει δηλαδή στα 875 MHz. Το γεγονός αυτό υποδεικνύει πως έχει μεγάλη σημασία το μήκος της εγκοπής αυτής για το συντονισμό στη ζώνη ISM, όχι όμως και στη ζώνη MedRadio, καθώς εκεί η συχνότητα μεταβάλλεται κατά, μόλις, 4 MHz. Ο λόγος, φυσικά, για τον οποίο η συχνότητα συντονισμού μειώνεται τόσο πολύ είναι ότι με την αύξηση του μήκους της εγκοπής «2» αναγκάζουμε το ρεύμα να διανύσει μεγαλύτερη διαδρομή. Στη συνέχεια, παραθέτουμε τα αποτελέσματα των προσομοιώσεων για διαφορετικές τιμές του πλάτους w2. 72

73 (α) (β) Σχήμα 3.32: (α) Μεταβολή συχνότητας συντονισμού και (β) συντελεστή ανάκλασης συναρτήσει του μήκους w2 της εγκοπής «2» στη ζώνη MedRadio (α) (β) Σχήμα 3.33: (α) Μεταβολή συχνότητας συντονισμού και (β) συντελεστή ανάκλασης συναρτήσει του μήκους w2 της εγκοπής «2» στη ζώνη ISM Από τα παραπάνω σχήματα μπορούμε να εξάγουμε τα εξής: Καταρχάς, μπορούμε να πούμε ότι σε σχέση με την ανάλυσή μας στα 402 MHz, παρατηρούμε ότι στα 915 MHz η μεταβολή του w2 επιδρά πιο αποφασιστικά στη συχνότητα συντονισμού. 73

74 Συγκεκριμένα, στη ζώνη ISM, μέσω της μεταβολής του w2 μπορούμε να μετατοπίσουμε τον συντονισμό της κεραίας κατά τουλάχιστον 35 MHz, τη στιγμή που στη ζώνη MedRadio η μετατόπιση αυτή είναι αρκετά μικρότερη. Ο συντελεστής ανάκλασης παραμένει κάτω από τα -10 db σε όλη αυτή τη μελέτη. Παρατηρούμε, μάλιστα, ότι για w2 = 1 mm η τιμή αυτή πέφτει κατά πολύ και στις δύο ζώνες συχνοτήτων. Αυτό λογικά οφείλεται στη μείωση των χωρητικών ή επαγωγικών χαρακτηριστικών της κεραίας στη τιμή αυτή του w2. Μεταβολή των l3 και w3 Στην ενότητα αυτή θα μελετήσουμε την επίδραση που έχει η μεταβολή των διαστάσεων της εγκοπής με διαστάσεις l3 και w3 στις επιδόσεις της κεραίας. Η εγκοπή αυτή, μαζί με αυτή με διαστάσεις l2 και w2, σχηματίζουν μία ενιαία εγκοπή σχήματος «L» (L-shaped slot), η οποία έχει ως αποστολή να χωρίσει τη διαδρομή του ρεύματος πάνω στην κεραία σε δύο διαφορετικά μονοπάτια, διαφορετικού μήκους το καθένα [7]. Το κάθε μονοπάτι είναι «υπεύθυνο» για τον συντονισμό της κεραίας στη μία από τις δύο συχνότητες ενδιαφέροντος. Για τον λόγο αυτό, άλλωστε, τα μονοπάτια έχουν διαφορετικό μήκος, έτσι ώστε να επιτυγχάνεται συντονισμός σε δύο διαφορετικές ζώνες συχνοτήτων. Όλα αυτά εμφανίζονται στα αποτελέσματα αυτής της παραμετρικής μελέτης, όπου μεταβάλλουμε τα l3 και w3. (α) (β) Σχήμα 3.34: (α) Μεταβολή συχνότητας συντονισμού και (β) συντελεστή ανάκλασης συναρτήσει του μήκους l3 της εγκοπής «3» στη ζώνη MedRadio 74

75 (α) (β) Σχήμα 3.35: (α) Μεταβολή συχνότητας συντονισμού και (β) συντελεστή ανάκλασης συναρτήσει του μήκους l3 της εγκοπής «3» στη ζώνη ISM (α) (β) Σχήμα 3.36: (α) Μεταβολή συχνότητας συντονισμού και (β) συντελεστή ανάκλασης συναρτήσει του μήκους w3 της εγκοπής «3» στη ζώνη MedRadio 75

76 (α) (β) Σχήμα 3.37: (α) Μεταβολή συχνότητας συντονισμού και (β) συντελεστή ανάκλασης συναρτήσει του μήκους w3 της εγκοπής «3» στη ζώνη ISM Τα ανωτέρω σχήματα μας ωθούν στα ακόλουθα συμπεράσματα: Η μεταβολή του μήκους l3, όσο μεγάλη και αν είναι, δεν επηρεάζει ιδιαίτερα τη συχνότητα στην οποία η κεραία συντονίζεται στη ζώνη MedRadio. Αντιθέτως, από το Σχήμα 3.35(α) συμπεραίνουμε ότι το μήκος l3 είναι ο πιο κρίσιμος παράγοντας για τον συντονισμό της κεραίας στη ζώνη ISM. Κατανοούμε, έτσι δηλαδή, ότι η θέση και οι διαστάσεις της εγκοπής «3» καθορίζουν ουσιαστικά το μέγεθος του resonator που είναι υπεύθυνος για τον συντονισμό στα 915 MHz. Με δεδομένες τις παρατηρήσεις αυτές, οι μεταβολές στη συχνότητα συντονισμού σε σχέση με τη μεταβολή του μήκους l3 είναι πλέον οι αναμενόμενες. Έτσι ισχύει το εξής: α) αυξάνουμε το μήκος l3 κι έτσι μειώνουμε τη συχνότητα συντονισμού και β) μειώνουμε το μήκος l3 κι έτσι αυξάνουμε τη συχνότητα συντονισμού. Οι τιμές που παίρνει αυτή, στα πλαίσια της μελέτης μας, είναι από τα 830 MHz έως το 1.02 GHz. Η τιμή του συντελεστή S11 παραμένει διαρκώς κάτω από τα -10 db. Και στη ζώνη MedRadio ισχύουν βέβαια παρόμοια αποτελέσματα, απλά οι μεταβολές στη συχνότητα είναι εδώ πολύ μικρότερες. Όσον αφορά τη μεταβολή του w3, στη ζώνη ISM παρατηρούμε ότι καθώς αυξάνουμε το πάχος w3 η συχνότητα συντονισμού μειώνεται. Αυτό ωστόσο, όπως άλλωστε αναμέναμε, γίνεται μέχρι ένα όριο, καθώς από ένα σημείο και μετά η αύξηση αυτή 76

77 δεν επιδρά ιδιαίτερα στα χαρακτηριστικά ακτινοβολίας της κεραίας. Οι τιμές του συντελεστή ανάκλασης στην περίπτωση αυτή φαίνονται στο Σχήμα 3.36(β). Τέλος, από το Σχήμα 3.36(α) καταλήγουμε στο συμπέρασμα ότι η μεταβολή του πλάτους w3 δεν επιδρά σχεδόν καθόλου στον συντονισμό της κεραίας στη ζώνη MedRadio. Από ένα σημείο και μετά μάλιστα, παρατηρούμε, ότι η μεταβολή αυτή δεν έχει καν νόημα για την αλλαγή της συχνότητας συντονισμού. Μετά το πέρας της παραμετρικής ανάλυσης του σχήματος και του μεγέθους των εγκοπών, δηλαδή της δομής του patch της κεραίας, μπορούμε να αναφέρουμε κάποια χρήσιμα συμπεράσματα στα οποία καταλήξαμε. Είχαμε αναφέρει ότι η μορφή των εγκοπών είναι ο πιο κρίσιμος παράγοντας για τις επιδόσεις μίας κεραίας, καθώς αυτές καθορίζουν τη γεωμετρία του patch και άρα και τη διαδρομή του ρεύματος πάνω σε αυτό. Μέσα από την παραμετρική ανάλυση που μόλις προηγήθηκε, παρατηρήσαμε από το Σχήμα 3.26(α) ότι το μήκος l1 αποτελεί τον παράγοντα που, κατά κύριο λόγο, καθορίζει το συντονισμό στη ζώνη MedRadio, ενώ από το Σχήμα 3.35(α) φάνηκε ότι το μήκος l3 επηρεάζει άμεσα τον συντονισμό στη ζώνη ISM. Ανατρέχοντας στα σχήματα 3.9 και 3.18, στα οποία μπορούμε να διακρίνουμε την κατανομή του επιφανειακού ρεύματος στο patch της κεραίας, μπορούμε να εξακριβώσουμε τα ανωτέρω συμπεράσματα. Από τα δύο αυτά σχήματα φαίνεται ότι η εγκοπή «1» και η εγκοπή «3» είναι αυτές που, κατά κύριο λόγο, καθορίζουν το μήκος της διαδρομής του επιφανειακού ρεύματος και άρα, τελικά, προσδιορίζουν τον συντονισμό της κεραίας στις ζώνες MedRadio και ISM, αντίστοιχα Μεταβολή πάχους υποστρώματος Η επιλογή του υποστρώματος για μία κεραία μικροταινίας είναι μία κρίσιμη απόφαση που επηρεάζει άμεσα παραμέτρους, όπως τη συχνότητα συντονισμού αυτής (και άρα, κατά προέκταση, το ηλεκτρικό της μήκος), το bandwidth αυτής, το φυσικό της μέγεθός κ.α.. Στην περίπτωσή της κεραίας μας, έχουμε χρησιμοποιήσει ως υπόστρωμα το διηλεκτρικό Rogers RO3210, το οποίο διαθέτει διηλεκτρική σταθερά ίση με Στην ενότητα αυτή σκοπεύουμε να μεταβάλλουμε το πάχος του υποστρώματος, το οποίο στην κεραία μας είναι ίσο με mm. Θα το μεταβάλλουμε με βήμα ±0.1 mm. Ακριβώς τις ίδιες αλλαγές θα εφαρμόζουμε και στο επίστρωμα της κεραίας. Καταλήξαμε, τελικά, στα ακόλουθα αποτελέσματα: 77

78 (α) (β) Σχήμα 3.38: (α) Μεταβολή συχνότητας συντονισμού και (β) συντελεστή ανάκλασης συναρτήσει του πάχους του υποστρώματος και του επιστρώματος στη ζώνη MedRadio (α) (β) Σχήμα 3.39: (α) Μεταβολή συχνότητας συντονισμού και (β) συντελεστή ανάκλασης συναρτήσει του πάχους του υποστρώματος και του επιστρώματος στη ζώνη ISM Μπορούμε πλέον σε αυτό το σημείο να καταλήξουμε σε κάποια συμπεράσματα όσον αφορά την επίδραση της μεταβολής του πάχους του υποστρώματος στην κεραία. Και στις δύο ζώνες, όσο αυξάνεται το πάχος του υποστρώματος, η συχνότητα συντονισμού της κεραίας αυξάνεται. Στη ζώνη ISM, βέβαια, το εύρος μεταβολής της συχνότητας συντονισμού είναι αρκετά μεγαλύτερο. 78

79 Παρατηρούμε, επίσης, ότι όταν αυξάνουμε ή μειώνουμε σε μεγάλο βαθμό το πάχος του υποστρώματος, ο συντελεστής ανάκλασης παίρνει μεγαλύτερες τιμές και πλησιάζει μάλιστα τα -10 db. Φυσικά, οι μεταβολές αυτές του S11 οφείλονται στις μεταβολές της αντίστασης εισόδου της κεραίας, μέσω της μεταβολής του πάχους του υποστρώματος. Συγκεκριμένα, παρατηρήσαμε ότι το φανταστικό μέρος της αντίστασης εισόδου της κεραίας αυξάνεται όσο μειώνουμε το πάχος του υποστρώματος. Αυτό οφείλεται στο γεγονός, ότι με τον τρόπο αυτό το patch της κεραίας έχει έρθει σε πολύ κοντινή απόσταση από το ground αυτής και έτσι εμφανίζονται επαγωγικά φαινόμενα σε αυτή. Το ακριβώς αντίθετο γίνεται όταν αυξάνουμε το πάχος του υποστρώματος. Η αντίδραση της κεραίας μειώνεται και γίνεται, πλέον, αρνητική (χωρητική συμπεριφορά). Παρατηρήσαμε επίσης, κάτι που δεν φαίνεται στα ανωτέρω σχήματα, ότι το bandwidth της κεραίας αυξάνεται ελαφρώς με την αύξηση του πάχους του υποστρώματος Μεταβολή ηλεκτρικών ιδιοτήτων ιστών Είναι δεδομένο ότι το περιβάλλον εντός του οποίου βρίσκεται η κεραία παίζει σημαντικό ρόλο στις επιδόσεις αυτής. Για τον λόγο αυτό, η επιλογή του περιβάλλοντος χώρου εντός του οποίου βρίσκεται η κεραία επηρεάζει σημαντικά την απόδοση της ακτινοβολίας και, στη συνέχεια, την τελική σχεδίαση. Στο Σχήμα 3.5 παρουσιάστηκε το μοντέλο προσομοίωσης που χρησιμοποιήθηκε κατά την σχεδίαση της κεραίας. Το μοντέλο αυτό αποτελείται από τρία επίπεδα, όπου το καθένα προσομοιώνει και ένα διαφορετικό βιολογικό ιστό του ανθρώπινου σώματος (κόκκαλο, μυ και δέρμα). Στην ενότητα αυτή θέλουμε να μελετήσουμε την επίδραση που έχει η μεταβολή των ηλεκτρικών χαρακτηριστικών των υλικών που περιβάλλουν την κεραία μας στα χαρακτηριστικά ακτινοβολίας αυτής. Για τον σκοπό αυτό, θα μεταβάλλουμε τη διηλεκτρική σταθερά των υλικών αυτών όπως και την αγωγιμότητά τους κατά ±5% και κατά ±10%. Οι τιμές αυτές των εr και σ στις συχνότητες 402 MHz και 915 MHz φαίνονται στους πίνακες 3.2 και 3.3. Στους επόμενους δύο πίνακες καταγράφουμε συνοπτικά τα αποτελέσματα που προέκυψαν από τη μεταβολή την διηλεκτρικών ιδιοτήτων των ιστών που περιβάλλουν την κεραία. Μελετάμε τη συχνότητα που συντονίζεται η κεραία, την τιμή του συντελεστή ανάκλασης και το κέρδος στη συχνότητα αυτή, όπως και την ποσοστιαία μεταβολή της συχνότητας αυτής σε σχέση με τα 402 MHz και τα 915 MHz. 79

80 Πίνακας 3.5: Επιδόσεις κεραίας κατά τη μεταβολή των εr και σ των ιστών στα 402 MHz 402 MHz ε r σ -5% -10% +5% +10% -5% -10% +5% +10% f 0 (MHz) skin S11 (db) /- f 0 (%) κέρδος (db) f 0 (MHz) muscle S11 (db) /- f 0 (%) κέρδος (db) f 0 (MHz) S11 (db) bone +/- f 0 (%) κέρδος (db)

81 Πίνακας 3.6: Επιδόσεις κεραίας κατά τη μεταβολή των εr και σ των ιστών στα 915 MHz 915 MHz ε r σ -5% -10% +5% +10% -5% -10% +5% +10% f 0 (MHz) skin S11 (db) /- f 0 (%) κέρδος (db) f 0 (MHz) muscle S11 (db) /- f 0 (%) κέρδος (db) f 0 (MHz) S11 (db) bone +/- f 0 (%) κέρδος (db) Από τα δεδομένα των παραπάνω δύο πινάκων μπορούμε να συμπεράνουμε τα εξής: Αρχικά, για τα 402 MHz, παρατηρούμε ότι οι αλλαγές στη συχνότητα συντονισμού είναι πολύ μικρές. Συγκεκριμένα, δεν παρατηρούμε μεταβολές μεγαλύτερες του 1.51 %. Η ελάχιστη τιμή είναι τα MHz ενώ η μέγιστη τα MHz. Η τιμή του συντελεστή ανάκλασης παραμένει αρκετά κάτω από τα -10 db και συνήθως είναι ακόμα μικρότερη από τα db, την τιμή δηλαδή που είχαμε πάρει ως αποτέλεσμα στην αρχική μας προσομοίωση. Έπειτα, όσον αφορά το κέρδος κι αυτό δεν αλλάζει ιδιαιτέρως. 81

82 Στα 915 MHz τώρα, βλέπουμε τη συχνότητα συντονισμού να μεταβάλλεται ακόμα λιγότερο. Έτσι λοιπόν, παρατηρούμε τη μέγιστη μεταβολή να είναι 0.69 %. Η ελάχιστη τιμή είναι τα MHz ενώ η μέγιστη τα MHz Στην περίπτωση του συντελεστή ανάκλασης, οι αλλαγές που παρακολουθούμε είναι συνήθως σχετικά μικρές, με εξαίρεση τις αλλαγές που παρατηρούμε όταν μεταβάλλουμε τις διηλεκτρικές ιδιότητες του μυός. Στην περίπτωση αυτή παρατηρούμε, μάλιστα, αρκετά απότομες μεταβολές στον S11. Παρόμοια με την ανάλυση στα 402 MHz, το κέρδος φαίνεται να αυξομειώνεται σε σχέση με το αρχικό κέρδος των db, αλλά με τις αυξομειώσεις αυτές να παραμένουν μικρές σε πλάτος. Αυτό που πρέπει να τονίσουμε είναι ότι οι μεγαλύτερες μεταβολές εμφανίζονται όταν μεταβάλλουμε τις διηλεκτρικές ιδιότητες του μυός. Αυτό βέβαια είναι αναμενόμενο, καθώς η κεραία μας έρχεται σε άμεση επαφή με τον ιστό αυτό και όχι με το δέρμα ή το κόκκαλο. Συνοψίζοντας, η κεραία μας φαίνεται να παρουσιάζει ικανοποιητική ανοχή στη μεταβολή των ηλεκτρικών ιδιοτήτων των ιστών που την περιβάλλουν. Αυτό είναι κάτι που το επιδιώκουμε, καθώς οι ιδιότητες αυτές είναι δυνατόν να μεταβάλλονται ελαφρώς, ανάλογα με κάποιες παραμέτρους που δεν μας είναι εύκολο να λάβουμε άμεσα υπόψη. Για παράδειγμα, μία τέτοια παράμετρος είναι το επίπεδο υγρασίας του δέρματος, ανάλογα δηλαδή με τις συνθήκες του περιβάλλοντος χώρου (θερμοκρασία, υγρασία) Μεταβολή βάθους εμφύτευσης κεραίας Στην φάση της σχεδίασης της κεραίας μας, επιλέχτηκε βάθος εμφύτευσης d = 10 mm εντός του μοντέλου προσομοίωσης (Σχήμα 3.5). Τόσο απέχει δηλαδή το επίπεδο της γείωσης της κεραίας από τη διεπαφή αέρα - δέρματος. Η τιμή του d, όμως, επηρεάζει την μορφή της ακτινοβολίας. Για τον λόγο αυτό γίνεται παραμετρική μελέτη για το βάθος εμφύτευσης ώστε να καθοριστεί η συμπεριφορά της πρωτότυπης κεραίας για μεταβολές της παραμέτρου d. Επιλέξαμε ως εύρος τιμών το d = [2, 20] mm με βήμα 2 mm. Τα αποτελέσματα στις δύο ζώνες συχνοτήτων συνοψίζονται στους επόμενους δύο πίνακες. 82

83 Πίνακας 3.7: Επιδόσεις κεραίας κατά τη μεταβολή του βάθους εμφύτευσης d στα 402 MHz d 2mm 4mm 6mm 8mm 12mm 14mm 16mm 18mm 20mm f 0 (MHz) S 11 (db) /- f 0 (%)* Κέρδος (db) /- Κέρδος (%)* *σε σχέση με τις αντίστοιχες τιμές στα 402 MHz. Πίνακας 3.8: Επιδόσεις κεραίας κατά τη μεταβολή του βάθους εμφύτευσης d στα 915 MHz d 2mm 4mm 6mm 8mm 12mm 14mm 16mm 18mm 20mm f 0 (MHz) S 11 (db) /- f 0 (%)* Κέρδος (db) +/- Κέρδος (%)* *σε σχέση με τις αντίστοιχες τιμές στα 915 MHz. Έπειτα από μία προσεκτική μελέτη των ανωτέρω δύο πινάκων μπορούμε να σχολιάσουμε τα εξής: Καταρχάς, παρατηρούμε ότι και στις δύο ζώνες, η συχνότητα συντονισμού μειώνεται όσο τοποθετούμε την κεραία πιο βαθιά κάτω από το δέρμα. Κυρίως βέβαια, 83

84 παρατηρούμε μία έντονη αύξηση αυτής για τιμές της απόστασης d μικρότερες από τα 10 mm. Επομένως, απαιτείται προσοχή στην περίπτωση που επιθυμούμε να τοποθετήσουμε την κεραία πιο κοντά στην επιφάνεια του δέρματος. Πάντως, με εξαίρεση την απόσταση d=2 mm, όπου πλέον έχουμε τοποθετήσει την κεραία εντός του δέρματος, η τιμή του συντελεστή ανάκλασης S11 παραμένει αρκετά κάτω από τα -10 db (3 η γραμμή στους δύο πίνακες). Επίσης, στη ζώνη MedRadio, το κέρδος της κεραίας δεν φαίνεται να μεταβάλλεται ιδιαίτερα από την αλλαγή της θέσης αυτής. Αυτό οφείλεται, κυρίως, στο γεγονός, ότι τα 402 MHz δεν είναι ιδιαίτερα υψηλή συχνότητα και, οπότε, η εξασθένηση που υφίσταται η ακτινοβολία της κεραίας στη συχνότητα αυτή δεν επηρεάζεται έντονα από μικρές μεταβολές της θέσης της κεραίας. Αντίθετα, όμως, με αυτά που είδαμε στην ανάλυσή μας γύρω από τα 402 MHz, το κέρδος της κεραίας στη ζώνη ISM μεταβάλλεται πιο έντονα καθώς αλλάζουμε τη θέση αυτής. Βλέπουμε, μάλιστα, ότι δέχεται μία έντονη (και μάλλον αναμενόμενη θα λέγαμε) μείωση όταν τοποθετούμε την κεραία σε μεγάλο βάθος (d=18 mm και d=20 mm). Αυτό οφείλεται στο γεγονός ότι τα 915 MHz είναι πιο υψηλή συχνότητα και άρα δέχεται πιο έντονη εξασθένηση από τους ιστούς που περιβάλλουν την κεραία. 84

85 85

86 4. Τροφοδοσία εμφυτεύσιμης διάταξης 4.1 Μέθοδοι τροφοδοσίας εμφυτεύσιμων διατάξεων Όπως κάθε συσκευή χρειάζεται ενέργεια για να λειτουργήσει, έτσι και οι ιατρικά εμφυτεύσιμες διατάξεις (IMDs) απαιτούν μία πηγή ενέργειας. Η περίπτωση αυτή, όμως, με δεδομένο ότι η συσκευή εμφυτεύεται στον άνθρωπο, αποτελεί μεγάλη πρόκληση. Από τη στιγμή που οι εμφυτεύσιμες ιατρικές διατάξεις απαιτούν χειρουργική επέμβαση για την τοποθέτησή τους στο ανθρώπινο σώμα, είναι ιδιαίτερα σημαντικό ο σχεδιαστής τους να έχει προνοήσει για την τροφοδοσία τους με ηλεκτρική ενέργεια. Η απαιτούμενη ποσότητα ενέργειας που χρειάζονται είναι μεν μικρή, αλλά όχι αμελητέα. Έτσι, αν δεν τηρηθούν αυτές οι συνθήκες, τότε η συσκευή θα αχρηστευθεί και θα πρέπει μέσω χειρουργικής επέμβασης να αφαιρεθεί. Τις τελευταίες δεκαετίες έχουν, ευρέως, διερευνηθεί πολυάριθμες πηγές ενέργειας για εμφυτεύσιμες διατάξεις. Οι υφιστάμενες μεγάλες προκλήσεις της έρευνας αυτής αφορούν κυρίως περιορισμούς μεγέθους, προσβασιμότητας, την ανάγκη συνεχούς τροφοδότησης και βιοσυμβατότητας. Οι τεχνικές με βάση τις οποίες τροφοδοτείται μία IMD μπορούν να χωριστούν σε δύο κατηγορίες [14]. Στη μία κατηγορία ανήκουν οι IMDs που είναι ενεργειακά αυτόνομες. Ενεργειακά αυτόνομες ονομάζουμε τις συσκευές αυτές που δεν διαθέτουν έναν πρόσθετο μηχανισμό για τη μεταφορά της απαιτούμενης για την τροφοδοσία ενέργεια. Παραδείγματα τέτοιων διατάξεων είναι αυτές που βασίζονται στη χρήση μπαταρίας [39] - [41] και αυτές που λαμβάνουν την απαραίτητη ενέργεια από τον περιβάλλοντα χώρο της διάταξης, από διάφορες πηγές ενέργειας (environmental harvesting). Μία τέτοια πηγή ενέργειας είναι το ίδιο το ανθρώπινο σώμα. Το ανθρώπινο σώμα αποτελεί πηγή κινητικής, θερμικής και χημικής ενέργειας. Κατά τις φυσιολογικές δραστηριότητες του ανθρώπινου σώματος παράγονται διάφορες ενεργειακές πυκνότητες. Σκοπός των μεθόδων συγκομιδής ενέργειας είναι η εκμετάλλευση ενός ποσοστού της διαθέσιμης ενέργειας και μετατροπή της σε χρήσιμη ενέργεια για την IMD, χωρίς όμως να επηρεάζονται σε σημαντικό βαθμό οι φυσιολογικές δραστηριότητές του ανθρώπινου σώματος [78]. Στην άλλη κατηγορία βρίσκονται όλες εκείνες τις IMDs που βασίζουν την τροφοδοσία τους σε ένα πρόσθετο μηχανισμό που έχει ως σκοπό τη μεταφορά της απαιτούμενης ενέργειας. Στην κατηγορία αυτή συναντάμε, μεταξύ άλλων, την, ίσως, πιο διαδεδομένη, μέχρι σήμερα, τεχνική για την τροφοδοσία IMDs, αυτή της επαγωγικής σύζευξης (inductive coupling). Η τεχνική αυτή έχει υπερισχύσει σε σχέση με τις υπόλοιπες καθώς δεν εμφανίζει τα αρνητικά που εμφανίζουν οι υπόλοιπες μέθοδοι, ή μάλλον, τα εμφανίζει σε περιορισμένο βαθμό. Για παράδειγμα, οι μπαταρίες αποτελούν μία απλή λύση για την τροφοδοσία μίας εμφυτεύσιμης 86

87 διάταξης. Ωστόσο, με τη χρήση μπαταρίας, όχι μόνο αυξάνεται ο συνολικός όγκος που απαιτείται, ενδεχομένως προκαλώντας ενοχλήσεις στον ασθενή σε καθημερινή βάση, αλλά υπάρχει και το σοβαρό πρόβλημα της αντικατάστασης, λόγω της περιορισμένης διάρκειας ζωής αυτής. Επίσης, όλες σχεδόν οι μέθοδοι που βασίζονται σε environmental harvesting υποφέρουν από διάφορα προβλήματα, όπως η περιορισμένη διάρκεια ζωής, η χαμηλή απόδοση, το κόστος, η πιθανότητα μόλυνσης κ.α. [14]. Η επαγωγική σύζευξη είναι πιο διαδεδομένη, διότι είναι σαφώς πιο αξιόπιστη σε σχέση με τις άλλες μεθόδους. Γενικά, η επαγωγική σύζευξη ως όρος αναφέρεται στη μεταφορά της ενέργειας από ένα τμήμα κυκλωμάτων σε ένα άλλο μέσω ενός κοινού μαγνητικού πεδίου. Συγκεκριμένα, στην περίπτωση IMD, η διάταξη αποτελείται από δύο συζευγμένα πηνία σε κοντινή μεταξύ τους απόσταση (Σχήμα 4.1). Το ένα πηνίο βρίσκεται εκτός του ανθρώπινου οργανισμού ενώ το δεύτερο βρίσκεται ενσωματωμένο στην εμφυτεύσιμη διάταξη. Τα δύο πηνία βρίσκονται, συνήθως, σε μικρή μεταξύ τους απόσταση και λειτουργούν στην ίδια συχνότητα (μερικές δεκάδες MHz) για την εξασφάλιση μέγιστης μεταφοράς ισχύος κατά τον συντονισμό αυτών. Σχήμα 4.1: Απλοποιημένο μπλοκ διάγραμμα συστήματος τροφοδοσίας εμφυτεύσιμης ιατρικής διάταξης μέσω επαγωγικής σύζευξης. Εφαρμόζοντας ηλεκτρικό ρεύμα στο εξωτερικό πηνίο δημιουργείται ηλεκτρομαγνητικό πεδίο. Το ηλεκτρομαγνητικό πεδίο, με την σειρά του, οδηγεί στην εμφάνιση ηλεκτρικού ρεύματος στο εσωτερικό πηνίο μέσω ηλεκτρομαγνητικής επαγωγής τροφοδοτώντας έτσι την διάταξη. Η μεταφερόμενη ισχύς πρέπει πάντα να διατηρείται σε χαμηλά επίπεδα για την προστασία των βιολογικών ιστών. Στη βιβλιογραφία συναντάμε πληθώρα δημοσιεύσεων που αναφέρονται στη χρήση της επαγωγικής σύνδεσης σε προβλήματα εμφυτεύσιμων διατάξεων [34] [37]. Παρόλα τα πλεονεκτήματα που παρουσιάζει η τεχνική της επαγωγικής σύζευξης, η αξιοπιστία αυτής τίθεται σε αμφισβήτηση τα τελευταία χρόνια. Αυτό οφείλεται, κατά κύριο λόγο, στη χαμηλή απόδοση που εμφανίζει, δηλαδή στη χαμηλή ισχύ με την οποία τελικά τροφοδοτεί τη 87

88 εμφυτεύσιμη διάταξη. Η ανάγκη για χρήση μικρών σε διαστάσεις πηνίων, τα οποία θα πρέπει, επιπλέον, να είναι κατασκευασμένα από λεπτό μέταλλο, οδηγεί σε έντονα μειωμένο συντελεστή ποιότητας Q και έτσι τελικά σε χαμηλή ενεργειακή απόδοση (power transfer efficiency). Επίσης, η χρήση κυκλωμάτων συντονισμού περιορίζει δραστικά την απόσταση στην οποία θα πρέπει να βρίσκεται η εξωτερική διάταξη από την εσωτερική. Τέλος, λόγω των αυξημένων απωλειών που εισάγουν οι βιολογικοί ιστοί, καθώς και λόγω του περίπλοκου περιβάλλοντος εντός του οποίου βρίσκεται το εσωτερικό πηνίο, η συχνότητα συντονισμού των δύο διατάξεων είναι δυνατόν να μεταβληθεί. Αυτό θα οδηγήσει σε περαιτέρω μείωση της ενεργειακής απόδοσης, σε σημείο αδυναμίας μεταφοράς επαρκούς ποσότητας ενέργειας στην εμφυτευμένη διάταξη. Για τους ανωτέρω λόγους, τα τελευταία χρόνια η επιστημονική κοινότητα ερευνά με περισσότερο ενδιαφέρον την περίπτωση της τροφοδοσίας μίας εμφυτεύσιμης διάταξης μέσω μίας κεραίας. Συγκεκριμένα, ερευνάται η δυνατότητα αξιόπιστης μεταφοράς ενέργειας σε μία IMD μέσω ενός ασύρματου καναλιού, όπου δηλαδή μία εξωτερική κεραία θα στέλνει την απαιτούμενη ενέργεια σε μία κεραία που θα είναι ενσωματωμένη στην IMD συσκευή [64]. Το σκεπτικό της ασύρματης μεταφοράς ηλεκτρικής ενέργειας δεν είναι κάτι το καινούργιο. Η πρώτη αναφορά σε αυτό ανήκει στον Tesla [79]. Στις μέρες μας, η ιδέα αυτή ήδη υλοποιείται σε εφαρμογές RFID (Radio Frequency Identification-Ταυτοποίηση μέσω Ραδιοσυχνοτήτων) και στα επόμενα χρόνια ίσως εξαπλωθεί περαιτέρω και στο χώρο των IMDs. Η βασική αρχή αυτού του τύπου μεταφοράς ενέργειας φαίνεται στο Σχήμα 4.2. Σχήμα 4.2: Απλοποιημένο μπλοκ διάγραμμα ενός συστήματος ασύρματης μεταφοράς ενέργειας. Όπως φαίνεται και στο παραπάνω σχήμα, μία εξωτερική κεραία στέλνει ένα σήμα υπό μορφή ηλεκτρομαγνητικής ακτινοβολίας (RF) το οποίο το λαμβάνει μία κεραία που θα είναι ενσωματωμένη εντός της εμφυτεύσιμης διάταξης. Το σήμα, όμως, αυτό, προκειμένου να μπορέσει να αποτελέσει ενέργεια ικανή να τροφοδοτήσει το ολοκληρωμένο κύκλωμα της IMD, ενέργεια δηλαδή που θα αντικαταστήσει την ύπαρξη μίας μπαταρίας, θα πρέπει να μετατραπεί σε ενέργεια συνεχούς τάσης και ρεύματος (DC). Για τον λόγο αυτό απαιτείται η ύπαρξη ενός κυκλώματος ανόρθωσης αμέσως μετά από την κεραία λήψης προκειμένου να 88

89 υλοποιεί την απαιτούμενη αυτή μετατροπή (RF to DC conversion). Η DC ενέργεια θα είναι, στη συνέχεια, σε θέση να τροφοδοτήσει το ολοκληρωμένο κύκλωμα της εμφυτεύσιμης συσκευής. Όλη αυτή η διαδικασία είναι γνωστή και ως RF energy harvesting Ασύρματη μεταφορά ενέργειας Η τεχνική αυτή της ασύρματης φόρτισης αποτελεί μία αξιόπιστη λύση για την τροφοδοσία της εμφυτεύσιμης διάταξης, η οποία επιτρέπει στην εξωτερική με την εσωτερική συσκευή να απέχουν απόσταση πολλή μεγαλύτερη απ ότι στη μέθοδο της επαγωγικής σύζευξης, αφού η κεραία λήψης είναι δυνατόν να βρίσκεται στο μακρινό πεδίο (far field) της κεραίας εκπομπής. Για τον λόγο αυτό, άλλωστε, η τεχνική αυτή συνεπάγεται την αυτονομία της εμφυτεύσιμης διάταξης. Επίσης, μέσα από έναν προσεκτικό σχεδιασμό των κυκλωματικών στοιχείων που θα μεσολαβούν ανάμεσα στην κεραία λήψης και το ολοκληρωμένο κύκλωμα (φορτίο), η τεχνική αυτή οδηγεί σε ικανοποιητικές τιμές DC τάσης εξόδου και ενεργειακής απόδοσης. Μπορούμε να δούμε και μία πιο αναλυτική απεικόνιση ενός συστήματος ασύρματης φόρτισης στο Σχήμα 4.3 Σχήμα 4.3: Αναλυτικό μπλοκ διάγραμμα ενός συστήματος ασύρματης φόρτισης (rectenna) Στο παραπάνω σχήμα μπορούμε να διακρίνουμε τα επιμέρους στοιχεία από τα οποία αποτελείται ένα σύστημα ασύρματης μεταφοράς ενέργειας, το οποίο στη βιβλιογραφία το συναντάμε και με την ονομασία rectenna (συντομογραφία των λέξεων rectifying-antenna, δηλαδή «κεραία ανόρθωσης»). Καταρχάς, το πρώτο μεγάλο πλεονέκτημα αυτής της μεθόδου είναι ότι η κεραία που χρησιμοποιούμε για τη μεταφορά των δεδομένων ασύρματης τηλεμετρίας μπορεί να χρησιμοποιηθεί και για τη λήψη της RF ενέργειας που θα μετατραπεί σε χρήσιμη ενέργεια για την τροφοδοσία της εμφυτεύσιμης διάταξης. Επομένως, είναι πλέον ξεκάθαρος, στο σημείο αυτό, ο λόγος για τον οποίο, στο προηγούμενο κεφάλαιο, η κεραία PIFA που αναλύουμε είναι διπλής ζώνης. 89

90 Στο Σχήμα 4.3 βλέπουμε ότι αμέσως μετά την κεραία ακολουθεί ένα Input Filter (φίλτρο εισόδου). Στην πραγματικότητα, το φίλτρο αυτό αποτελεί ένα κύκλωμα προσαρμογής, το οποίο θα εξασφαλίζει την προσαρμογή ανάμεσα στην αντίσταση της κεραίας (50 Ω στη δικιά μας περίπτωση) και την αντίσταση εισόδου του κυκλώματος ανόρθωσης, στην επιθυμητή συχνότητα λειτουργίας (915 MHz στην περίπτωσή μας). Στη συνέχεια, ακολουθεί το κύκλωμα ανόρθωσης. Το κύκλωμα αυτό αποτελεί την «καρδιά» του συστήματος ασύρματης μεταφοράς ενέργειας και, επομένως, η επιλογή αυτού είναι ιδιαιτέρως κρίσιμη. Τα κυκλώματα ανόρθωσης αποτελούνται, κατ εξοχήν, από απλές διόδους [29], οι οποίες, εάν συνδεθούν κατάλληλα, παρέχουν την επιθυμητή DC τάση. Υπάρχουν, όμως και κυκλώματα ανόρθωσης που αποτελούνται από τρανζίστορ. Ωστόσο, στα πλαίσια της εφαρμογής μας, θα θέλαμε να αποφύγουμε κυκλώματα ανόρθωσης που βασίζονται σε τρανζίστορ. Τα κυκλώματα αυτά, είδαμε, ότι μπορούν και παρέχουν ιδιαιτέρως υψηλούς δείκτες ενεργειακής απόδοσης [30] [32]. Όμως, τα τρανζίστορ είναι ενεργά στοιχεία που απαιτούν εξωτερική τροφοδοσία, οπότε, αυτομάτως, υστερούν σε σχέση με τις απλές διόδους σε προβλήματα εμφυτεύσιμων συστημάτων, οι οποίες δεν χρειάζονται απαραίτητα εξωτερική τροφοδοσία για να λειτουργήσουν ικανοποιητικά. Στα κυκλώματα ανόρθωσης που εμφανίζονται σε εφαρμογές εμφυτεύσιμων διατάξεων, οι δίοδοι που χρησιμοποιούνται είναι οι δίοδοι Schottky [33]. Οι δίοδοι αυτές συμπεριφέρονται παρόμοια με τις κοινές διόδους, αλλά διαφέρουν έντονα από αυτές τόσο στην κατασκευαστική τους δομή όσο και στις επιδόσεις τους. Οι δίοδοι Schottky προτιμώνται στις εφαρμογές που εμπλέκονται IMD διατάξεις, καθώς παρουσιάζουν κάποια πολύ ελκυστικά χαρακτηριστικά (πιο γρήγορη απόκριση στις μεταβολές της τάσης στα άκρα τους και μικρότερη τάση ορθής πόλωσης), τα οποία προφανώς και είναι απαραίτητα για τις εφαρμογές μας (μικρές τιμές τάσης που μεταβάλλονται απότομα γύρω από τα 0 V). Στις διόδους αυτές θα επανέλθουμε παρακάτω, όταν θα αναζητούμε το κατάλληλο κύκλωμα ανόρθωσης. Έπειτα, στο Σχήμα 4.3 υπάρχει, αμέσως μετά το κύκλωμα ανόρθωσης, ένα DC φίλτρο. Το φίλτρο αυτό αποτελεί ουσιαστικά ένα χαμηλοπερατό φίλτρο (lowpass filter), το οποίο ως σκοπό έχει να εξομαλύνει την DC τάση εξόδου και το ρεύμα, εξασθενώντας τις όποιες αρμονικές υψηλής συχνότητας που υπάρχουν στο RF σήμα ή δημιουργούνται από την άκρως μη γραμμική διαδικασία της ανόρθωσης. Άλλωστε, η ανόρθωση πραγματοποιείται με τη βοήθεια διόδων, οι οποίες είναι έντονα μη γραμμικά στοιχεία και είναι, επομένως, σύνηθες να παράγουν και ανώτερες αρμονικές. Πάντως, το κύκλωμα της ανόρθωσης μαζί με το DC φίλτρο (φίλτρο εξόδου) δεν είναι πάντα εντελώς ανεξάρτητα και, όπως θα δούμε και στη συνέχεια, μπορούν να θεωρηθούν ως ένα ενιαίο σύστημα. Τέλος, υπάρχει και το φορτίο (load) το οποίο θέλουμε να τροφοδοτήσουμε με τη DC τάση, η οποία θα είναι το υποκατάστατο της μπαταρίας. 90

91 4.2 Τοπολογίες κυκλωμάτων ανόρθωσης Όπως βλέπουμε και στο Σχήμα 4.2, ακόμα και στην πιο απλοποιημένη μορφή ενός συστήματος ασύρματης φόρτισης, η ύπαρξη ενός κυκλώματος ανόρθωσης, το οποίο θα μετατρέπει την RF ενέργεια σε DC, είναι απαραίτητη. Η επιλογή του κυκλώματος αυτού αποτελεί μία κρίσιμη επιλογή για τις επιδόσεις του συστήματός μας, καθώς το κύκλωμα ανόρθωσης επηρεάζει αποφασιστικά τόσο το πλάτος και τη μορφή της τάσης που φτάνει στο φορτίο (το ολοκληρωμένο κύκλωμα της διάταξης, δηλαδή) όσο και την ενεργειακή απόδοση του συστήματος ασύρματης φόρτισης. Η ενεργειακή απόδοση ενός τέτοιου συστήματος (n), στη βιβλιογραφία, ορίζεται ως ο λόγος της ισχύος εξόδου, δηλαδή της DC ισχύος, προς την ισχύ εισόδου, δηλαδή την RF ισχύ που φτάνει στην κεραία λήψης του συστήματος: n(%) = P DC P r 100% = V 2 DC 100% (4.1) R L P r όπου PDC η DC ισχύς εξόδου, Pr η RF ισχύς εισόδου, VDC η DC τάση εξόδου και RL το φορτίο (Σχήμα 4.4). Σχήμα 4.4: Τοπολογία κυκλώματος ανόρθωσης Με βάση, επομένως και τον ανωτέρω τύπο, είναι φανερό ότι το κύκλωμα ανόρθωσης επηρεάζει αποφασιστικά τις επιδόσεις του συστήματος ασύρματης φόρτισης. Οι απαιτήσεις που έχουμε από το κύκλωμα αυτό είναι να οδηγεί σε όσο το δυνατόν πιο υψηλή τιμή τάσης εξόδου και ενεργειακής απόδοσης και να είναι, επίσης, απλό στη δομή του. Υψηλή ενεργειακή αποδοτικότητα θέλουμε ώστε να φτάνει όσο το δυνατόν περισσότερη ισχύ από την κεραία στο φορτίο μας. Επίσης, επιθυμούμε υψηλή τάση εξόδου ώστε να επαρκεί για την τροφοδοσία του κυκλώματος που ακολουθεί το κύκλωμα ανόρθωσης. Τέλος, ας μην ξεχνάμε ότι και το κύκλωμα ανόρθωσης αποτελεί ένα τμήμα μίας εμφυτεύσιμης διάταξης, οπότε το μέγεθος παίζει σημαντικό ρόλο στην επιλογή μας. 91

92 Στις επόμενες εικόνες θα παραθέσουμε κάποια από τα πιθανά κυκλώματα ανόρθωσης που μπορούν να χρησιμοποιηθούν σε εφαρμογές όπως η δική μας. Θα χρησιμοποιούμε ιδανικά στοιχεία στα κυκλώματα αυτά καθώς, προς το παρόν, θέλουμε απλά να τα παρουσιάσουμε και να τα συγκρίνουμε. Σε κάθε περίπτωση θα αναφέρουμε συνοπτικά τα χαρακτηριστικά του κάθε κυκλώματος που το καθιστούν ελκυστικό για χρήση στην εφαρμογή μας. Μάλιστα, πολλά από τα κυκλώματα που θα παραθέσουμε, πέρα από το χαρακτηριστικό της ανόρθωσης, θα δούμε ότι προσφέρουν και άλλα θετικά γνωρίσματα τα οποία μπορούμε να εκμεταλλευτούμε. (α) (β) Σχήμα 4.5: (α) Δίοδος σε σειρά και (β) δίοδος παράλληλα στο φορτίο Στο παραπάνω σχήμα βλέπουμε τα πλέον απλά κυκλώματα που μπορούμε να χρησιμοποιήσουμε για ανόρθωση, τα οποία αποτελούνται από μία δίοδο σε σειρά (Σχήμα 4.5(α)) και παράλληλα (Σχήμα 4.5(β)) συνδεδεμένη με το φορτίο μας. Ένα κύκλωμα ανόρθωσης που αποτελείται από μόνο μία δίοδο παρατηρήσαμε ότι είναι ιδιαίτερα δημοφιλές σε εφαρμογές σαν τη δική μας [61], [62]. Οι λόγοι για τους οποίους συμβαίνει αυτό είναι ότι αποτελεί ένα πολύ απλό κύκλωμα που χρησιμοποιεί μόλις ένα μη γραμμικό στοιχείο, τη δίοδο, που κάνει την ανόρθωση. Γενικά, η δίοδος του κυκλώματος ανόρθωσης είναι το στοιχείο που εισάγει τα μεγαλύτερα προβλήματα στη σχεδίαση αυτού, καθώς, όπως είπαμε, αποτελεί ένα έντονα μη γραμμικό στοιχείο. Κατά συνέπεια, η ενεργειακή αποδοτικότητα του κυκλώματος αυτού είναι αρκετά ικανοποιητική. Ωστόσο, αυτό ακριβώς το πλεονέκτημα του κυκλώματος αυτού, δηλαδή η απλότητά του, είναι και το κύριο μειονέκτημά του. Το κυριότερο πρόβλημα είναι η μικρή τιμή τάσης εξόδου, που φτάνει στο φορτίο. Καθώς το εύρος των τιμών των τάσεων για τις οποίες μιλάμε στις εφαρμογές μας αυτές είναι της τάξης των mv, η έλλειψη μίας κάποιας ενίσχυσης της τάσης που φτάνει μέσω της κεραίας στο κύκλωμα ανόρθωσης οδηγεί σε αναπόφευκτα μικρή τιμή τάσης εξόδου. Έπειτα, η τάση εξόδου θα διαθέτει στη μορφή της έντονους κυματισμούς, οι οποίοι οφείλονται στην έλλειψη εξομάλυνσής της καθώς εξέρχεται της διόδου. Άρα, η τάση 92

93 αυτή δεν είναι «καθαρή» DC τάση αλλά διαθέτει και ανώτερες αρμονικές στη μορφή της. Το πρόβλημα αυτό διορθώνεται εύκολα μέσω του επόμενου κυκλώματος. Σχήμα 4.6: Κύκλωμα peak detector Αυτό το κύκλωμα ανόρθωσης είναι ίδιο με αυτό του Σχήματος 4.5(α), όμως τώρα έχουμε προσθέσει και ένα πυκνωτή συνδεδεμένο παράλληλα με το φορτίο. Με την τοποθέτηση του πυκνωτή αυτού επιδιώκουμε να μειώσουμε τους έντονους κυματισμούς που, όπως είπαμε, θα εμφανίζει η τάση εξόδου στο κύκλωμα με τη δίοδο. Ουσιαστικά, δηλαδή, με τον πυκνωτή αυτόν εξομαλύνουμε την τάση εξόδου από τους κυματισμούς (ripples), δηλαδή από τις ανώτερες αρμονικές αυτής. Αυτό γίνεται πραγματικότητα, καθώς ο πυκνωτής αυτός, μέσω της συνδεσμολογίας του, βραχυκυκλώνει τυχόν AC σήματα που φτάνουν στο φορτίο και αφήνει μόνο το DC σήμα να περάσει. Αποτελεί, δηλαδή ουσιαστικά, ένα χαμηλοπερατό φίλτρο, ή, όπως το συναντάμε και στη βιβλιογραφία, ένα DC output filter (Σχήμα 4.3). Το ανωτέρω κύκλωμα ονομάζεται και peak detector ή, αλλιώς, «ανιχνευτής κορυφής τάσης». Η ονομασία αυτή οφείλεται στο ότι ο πυκνωτής φορτίζεται αρχικά στη μέγιστη τάση που φτάνει στα άκρα του (που επιτρέπει η δίοδος δηλαδή) και παραμένει σταθερά στην τάση αυτή, καθώς δεν υπάρχει «μονοπάτι» για το ρεύμα αυτού προκειμένου να αποφορτιστεί. Παρακολουθεί (ανιχνεύει), δηλαδή, τη μέγιστη τάση που εμφανίζεται στο κύκλωμα. Ωστόσο, το κύκλωμα αυτό εξακολουθεί να διαθέτει το πρόβλημα της έντονα χαμηλής τάσης εξόδου. Τέλος, το κύκλωμα αυτό τώρα παρουσιάζει ελαφρώς μειωμένη ενεργειακή αποδοτικότητα σε σχέση με τα προηγούμενα. Αυτό φυσικά συμβαίνει, διότι μέσω του πυκνωτή κόβουμε κάποιες από τις ανώτερες αρμονικές που έχουν παραμείνει στο σήμα κι έτσι μειώνουμε τελικά την ισχύ που φτάνει στο φορτίο. Στο επόμενο σχήμα βλέπουμε μία εναλλακτική τοπολογία για το κύκλωμα ανόρθωσης. 93

94 Σχήμα 4.7: Κύκλωμα (positive) voltage clamper Με την παρουσίαση του κυκλώματος αυτού (το οποίο στη βιβλιογραφία το συναντάμε με την ονομασία voltage clamper) μπαίνουμε σε μία κατηγορία κυκλωμάτων που ονομάζονται voltage doublers (διπλασιαστές τάσης) [29], [80]. Τα κυκλώματα αυτά, ιδανικά, παίρνουν ως είσοδο ένα AC σήμα και στην έξοδο παράγουν ένα DC σήμα που το πλάτος του είναι το διπλάσιο του AC σήματος. Επομένως, πραγματοποιούν την επιθυμητή διαδικασία της ανόρθωσης, αλλά, ταυτόχρονα, ενισχύουν και το σήμα εισόδου. Έτσι, τελικά, το κύκλωμα αυτό χαρακτηρίζεται από υψηλές τιμές τάσης εξόδου. Ωστόσο, το κύριο μειονέκτημα και αυτού του κυκλώματος είναι οι έντονοι κυματισμοί του σήματος εξόδου. Σχήμα 4.8: Κύκλωμα Greinacher Το κύκλωμα αυτό, όπως βλέπουμε, αποτελεί τη σειριακή σύνδεση ενός κυκλώματος voltage clamper και ενός peak detector και ονομάζεται κύκλωμα Greinacher. Αποτελεί ένα από τα πλέον διαδεδομένα κυκλώματα voltage doublers, καθώς διαθέτει κάποια ελκυστικά χαρακτηριστικά. Το κύριο χαρακτηριστικό του είναι ότι συνδυάζει τα πλεονεκτήματα των δύο κυκλωμάτων από τα οποία αποτελείται. Έτσι, συνδυάζει την υψηλή τιμή τάσης εξόδου του voltage clamper και τη σταθερότητα της τάσης εξόδου του peak detector. Το αντίτιμο είναι η σχετικά μειωμένη τιμή της ενεργειακής αποδοτικότητας του κυκλώματος αυτού. Η μείωση αυτή οφείλεται στο γεγονός ότι το κύκλωμά μας αποτελείται από δύο, τώρα, μη γραμμικά κυκλωματικά στοιχεία (τις διόδους). Ωστόσο, η μείωση αυτή είναι περιορισμένη. 94

95 Στο παρακάτω σχήμα παρουσιάζουμε ένα τροποποιημένο κύκλωμα Greinacher, το κύκλωμα voltage tripler (τριπλασιαστής τάσης). Σχήμα 4.9: Κύκλωμα voltage tripler Το κύκλωμα αυτό αποτελεί ένα κύκλωμα Greinacher στο οποίο έχουμε προσθέσει ένα ακόμα πυκνωτή και μία δίοδο. Όπως άλλωστε φαίνεται και από το όνομά του, παρέχει στο φορτίο τάση ίση με τρείς φορές μεγαλύτερη από την τάση εισόδου. Γενικά, το κύκλωμα αυτό ανήκει στην οικογένεια των voltage multipliers (πολλαπλασιαστές τάσης), οι οποίοι αποτελούν μία επέκταση των voltage doublers, καθώς μπορούν και παρέχουν τάση εξόδου πολλαπλάσια της τάσης εισόδου. Θεωρητικά, μπορούν να παράγουν τάση εξόδου απείρως μεγαλύτερη της τάσης εισόδου. Το πόσο μεγαλύτερη θα είναι αυτή η τάση εξαρτάται από το πλήθος των σταδίων του voltage multiplier. Στα επόμενα σχήματα μπορούμε να δούμε και κάποια ακόμα κυκλώματα πολλαπλασιαστών τάσης. Σχήμα 4.10: Κύκλωμα voltage quadrabler 95

96 Στο παραπάνω κύκλωμα, προσθέτουμε ένα ακόμα στάδιο στον voltage tripler και φτιάχνουμε έτσι έναν voltage quadrubler (τετραπλασιαστής τάσης), ο οποίος ανεβάζει το πλάτος της τάσης εισόδου τέσσερις φορές πάνω. Η αύξηση αυτή του πλάτους γίνεται μέσω της σύνδεσης δύο Greinacher κυκλωμάτων αντίθετης πολικότητας με την πηγή μας. Γενικά, προεκτάσεις του κυκλώματος Greinacher οδηγούν σε έναν πολλαπλασιαστή τάσης Cockcroft Walton (Σχήμα 4.11). Σχήμα 4.11: Κύκλωμα Cockcroft - Walton multiplier Το κύκλωμα Cockcroft-Walton αποτελεί το πιο διαδεδομένο κύκλωμα ανύψωσηςανόρθωσης τάσης. Στο παραπάνω σχήμα έχουμε σχεδιάσει ένα Cockcroft - Walton multiplier δύο σταδίων. Επομένως, αποτελεί κι αυτός έναν voltage quadrabler. Έτσι, μπορούμε να προσθέτουμε στάδια και να παίρνουμε αυξημένη τάση εξόδου Vout για την παροχή του φορτίου μας. Σχήμα 4.12: Τροποποιημένο κύκλωμα Dickson charge pump/ multiplier 96

97 Το κλασικό Dickson charge pump κύκλωμα αποτελεί ένα voltage multiplier που απαιτεί στην είσοδό του μία DC τάση καθώς και την ύπαρξη δύο σημάτων ορθογωνικών παλμών ρολογιού. Τα δύο αυτά σήματα καθορίζουν το συγχρονισμό ανάμεσα στα διαφορετικά τμήματα του κυκλώματος Dickson charge pump [86]. Τροποποιώντας, όμως, κατάλληλα το κύκλωμα αυτό, μπορούμε να το κάνουμε να λειτουργήσει και σε εφαρμογές που εμπλέκονται RF σήματα. Το παραπάνω κύκλωμα αποτελείται από τρία στάδια και έτσι οδηγεί σε τάση εξόδου ίση με τρείς φορές μεγαλύτερη της τάσης εισόδου. Είναι, ουσιαστικά δηλαδή, ένας voltage tripler. Στο κύκλωμα αυτό, βέβαια, δεν θα παραμείνουμε, καθώς δεν είναι και το πλέον πρακτικό για την εφαρμογή μας. Διαθέτει πέντε μη γραμμικά στοιχεία (τις πέντε διόδους) τα οποία επιφέρουν αισθητή μείωση στην αποδοτικότητα του κυκλώματος αυτού. Γενικά, στα πλαίσια της δικιάς μας εφαρμογής, κυκλώματα πολλαπλασιαστών τάσης με πολλά στάδια δεν είναι η ιδανική επιλογή. Αυτό συμβαίνει, διότι στα κυκλώματα των πολλαπλασιαστών τάσης κερδίζουμε το θετικό της υψηλής τάσης εξόδου αλλά, ταυτόχρονα, παρατηρούμε χαμηλή αποδοτικότητα στα κυκλώματα αυτά. Αυτό οφείλεται σε διάφορες μη ιδανικότητες που, αναπόφευκτα, εισάγονται σε ένα κύκλωμα που αποτελείται από πραγματικά στοιχεία. Ενδεικτικά μπορούμε να αναφέρουμε το χωρητικό φαινόμενο στα άκρα των διόδων, το ρεύμα διαρροής στις διόδους (leakage current), την αντίσταση των διόδων, το ρεύμα αποφόρτισης των πυκνωτών κ.α. [38]. Έτσι, στην περίπτωση πολλαπλασιαστών τάσης που αποτελούνται από πολλά στάδια, όλες αυτές οι μη ιδανικότητες που προαναφέραμε συντελούν σε έναν, μάλλον, μη αποδεκτό δείκτη ενεργειακής αποδοτικότητας. Τέλος, υπάρχει και ένα ακόμα κύκλωμα ανόρθωσης, το οποίο, λόγω της απλότητάς του, αξίζει να το αναφέρουμε. Αυτό είναι το κύκλωμα διπλασιαστή τάσης τύπου γέφυρας (bridge), το οποίο το βλέπουμε στο παρακάτω σχήμα. Σχήμα 4.13: Κύκλωμα bridge voltage doubler (ή Latour type voltage doubler) 97

98 Το κύκλωμα αυτό αποτελείται από δύο κυκλώματα peak detectors, τα οποία είναι συνδεδεμένα με τέτοιο τρόπο ώστε η τάση εξόδου να ισούται με δύο φορές το πλάτος της τάσης εισόδου. Για τον λόγο αυτό, το ανωτέρω κύκλωμα αποτελεί έναν voltage doubler. Το κύκλωμα αυτό ικανοποιεί σε μεγάλο βαθμό τις απαιτήσεις μας και για τον λόγο αυτό βλέπουμε ότι έχει χρησιμοποιηθεί και στην αναφορά [12]. Ωστόσο, παρατηρήσαμε ότι δεν παρουσιάζει το ίδιο καλές επιδόσεις όσο το κύκλωμα Greinacher (Σχήμα 4.8), το οποίο αποτελεί, επίσης, ένα κύκλωμα voltage doubler και για τον λόγο αυτό δεν το προτιμάμε. Συγκεκριμένα, το κύκλωμα bridge voltage doubler, παρότι εμφανίζει αρκετά υψηλή ενεργειακή αποδοτικότητα (στην αναφορά [12] βλέπουμε ότι φτάνει το % για ισχύ εισόδου ίση με -20 dbm, μία τιμή που θεωρείται ικανοποιητική για εφαρμογές ασύρματης φόρτισης, όπως θα δούμε και παρακάτω) έχει το μειονέκτημα της χαμηλής τάσης εξόδου. Σε προσομοιώσεις που εκτελέσαμε για να συγκρίνουμε τα δύο αυτά κυκλώματα, χρησιμοποιήσαμε ιδανικά κυκλωματικά στοιχεία, τη δίοδο Schottky HSMS2852 (βλ. παρακάτω) και θεωρήσαμε ισχύ εισόδου ίση με -15 dbm. Στα αποτελέσματα που πήραμε, το κύκλωμα Greinacher παρουσίασε τάση εξόδου ίση με 0.4 V περίπου ενώ το κύκλωμα bridge voltage doubler εμφάνισε τάση εξόδου ίση με, μόλις, 0.07 V περίπου. Το κύκλωμα Greinacher παρουσιάζει καλύτερες επιδόσεις και από αυτό του κυκλώματος ανόρθωσης σε διάταξη γέφυρας με τέσσερις διόδους (Σχήμα 4.14) [38]. Σχήμα 4.14: Κύκλωμα ανόρθωσης πλήρους κύματος, τύπου γέφυρας με διόδους Ο λόγος που το ανωτέρω κύκλωμα θεωρείται υποδεέστερο από αυτό του κυκλώματος Greinacher για εφαρμογές ασύρματης φόρτισης IMDs, είναι ότι αποτελείται από τέσσερις διόδους, οι οποίες εισάγουν, όπως έχουμε προαναφέρει, μείωση στην ενεργειακή αποδοτικότητα του κυκλώματος. Το ανωτέρω κύκλωμα μάλιστα, παρότι αποτελείται από τέσσερις διόδους, δεν εισάγει κάποια ενίσχυση στην τάση εξόδου (όπως π.χ. το κύκλωμα του voltage quadrubler, Σχήμα 4.10). Δεν αποτελεί, δηλαδή, ένα κύκλωμα πολλαπλασιαστή 98

99 τάσης. Για τους λόγους αυτούς, δεν συναντάμε το κύκλωμα αυτό σε αναφορές της πρόσφατης βιβλιογραφίας. Πέρα από τα κυκλώματα ανόρθωσης που βασίζονται σε διόδους, υπάρχουν και κυκλώματα που χρησιμοποιούν τρανζίστορ για να επιτύχουν τη διαδικασία της ανόρθωσης. Τα κυκλώματα αυτά, κατά κύριο λόγο, βασίζονται στα παρακάτω δύο βασικά κυκλώματα ανόρθωσης [15] Σχήμα 4.15: Κύκλωμα ανόρθωσης με gate cross coupled MOSFET τρανζίστορ Σχήμα 4.16: Κύκλωμα ανόρθωσης με fully cross coupled MOSFET τρανζίστορ 99

100 Τα δύο παραπάνω κυκλώματα αποτελούν ανορθωτές πλήρους κύματος, οι οποίοι βασίζονται στη λογική CMOS, αποτελούνται δηλαδή από τρανζίστορ NMOS και PMOS. Και τα δύο κυκλώματα βασίζονται στην αρχή λειτουργίας του κλασικού ανορθωτή πλήρους κύματος που αποτελείται από τέσσερις διόδους (Σχήμα 4.14). Και στα δύο κυκλώματα, οι δύο δίοδοι του ανορθωτή αυτού έχουν αντικατασταθεί από δύο NMOS τρανζίστορ τα οποία είναι χιαστί συνδεδεμένα (cross-coupled) με την είσοδο (τρανζίστορ εισόδου). Στο κύκλωμα του Σχήματος 4.15, οι δύο άλλες δίοδοι έχουν αντικατασταθεί από δύο PMOS τρανζίστορ, τα οποία, όμως, είναι συνδεδεμένα με τέτοιο τρόπο ώστε να συμπεριφέρονται ως δίοδοι [29]. Το κύκλωμα αυτό παρουσιάζει καλύτερη ενεργειακή απόδοση απ ότι αυτό του Σχήματος 4.14, του συμβατικού δηλαδή ανορθωτή πλήρους κύματος, αλλά σε κάθε ημιπερίοδο του σήματος εισόδου χρησιμοποιείται μόνο το ένα PMOS τρανζίστορ και έτσι τελικά υποφέρει από την αντίστοιχη πτώση τάσης κατωφλίου (threshold voltage drop), με αποτέλεσμα την μειωμένη τάση εξόδου. Στο κύκλωμα του Σχήματος 4.16, αντίθετα με αυτό του Σχήματος 4.15, και τα τέσσερα τρανζίστορ είναι χιαστί συνδεδεμένα (cross-coupled). Με τον τρόπο αυτό αποφεύγει το πρόβλημα της πτώσης τάσης κατωφλίου που οφείλεται στα τρανζίστορ που είναι συνδεδεμένα έτσι ώστε να συμπεριφέρονται ως δίοδοι. Ωστόσο, έχει αποδειχθεί ότι το κύκλωμα αυτό παρουσιάζει χαμηλή ενεργειακή απόδοση, κυρίως λόγω ρευμάτων διαρροής από το κύκλωμα αυτό [81]. Εξαιτίας όλων αυτών, τα κυκλώματα αυτά δεν είναι ιδιαιτέρως δημοφιλή σε εφαρμογές εμφυτεύσιμων διατάξεων. Για τον λόγο αυτό, υπάρχουν αναφορές στη βιβλιογραφία στις οποίες εμφανίζονται τροποποιημένα και αρκετά πιο πολύπλοκα κυκλώματα ανόρθωσης [30] [32]. Στα επόμενα σχήματα μπορούμε να δούμε τα κυκλώματα που προτείνονται στις αναφορές [30], [31] μαζί με τα αποτελέσματα της προσομοίωσης των κυκλωμάτων αυτών. 100

101 (α) (β) Σχήμα 4.17: (α) Προτεινόμενο κύκλωμα ανόρθωσης της αναφοράς [30] και (β) ενεργειακή απόδοση αυτού (α) (β) Σχήμα 4.18: (α) Προτεινόμενο κύκλωμα ανόρθωσης της αναφοράς [31] και (β) ισχύς εξόδου σε σχέση με την ισχύ εισόδου αυτού Στο Σχήμα 4.17(β) μπορούμε να δούμε την ενεργειακή απόδοση του κυκλώματος που προτείνεται στην αναφορά [30] (Σχήμα 4.17(α)). Όπως φαίνεται, για τάση εισόδου ίση με περίπου 0.6 V η απόδοση του προτεινόμενου κυκλώματος φτάνει σχεδόν στο 75 %, μία τιμή 101

102 η οποία είναι ιδιαιτέρως υψηλή για προβλήματα ασύρματης φόρτισης εμφυτευμένων συσκευών. Ωστόσο, η τιμή της τάσης εισόδου είναι πολλή υψηλή (0.6 V, δηλαδή, περίπου, 5 dbm ισχύος εισόδου) και δύσκολα μπορούμε να εμφανίσουμε τόση μεγάλη τιμή στην είσοδο του κυκλώματος ανόρθωσης. Έπειτα, στο Σχήμα 4.18(β) παραθέτουμε τα αποτελέσματα για την ισχύ εξόδου του κυκλώματος ανόρθωσης του Σχήματος 4.18(α) που προτείνεται στην αναφορά [31]. Στην αναφορά αυτή, μάλιστα, παρατηρούμε ότι για ισχύ εισόδου ίση με 4.05 mw (6 dbm) το κύκλωμα αυτό, στην έξοδό του, δίνει ισχύ ίση με 3.15 mw (5 dbm), δηλαδή διαθέτει ενεργειακή απόδοση ίση με %. Και η τιμή αυτή αποτελεί μία ιδιαιτέρως υψηλή ενεργειακή αποδοτικότητα, σε σχέση με άλλα κυκλώματα ανόρθωσης εμφυτεύσιμων συσκευών. Όμως, και στην περίπτωση αυτή, η θεωρούμενη τιμή της ισχύος εισόδου αποτελεί μία υπερβολικά μεγάλη τιμή, η οποία δύσκολα συναντάται σε προβλήματα που εμπλέκονται IMDs. Εμείς, στα πλαίσια της εργασίας αυτής, θα θέλαμε να διατηρήσουμε όσο το δυνατόν πιο απλό το κύκλωμα ανόρθωσης για λόγους ευκολίας στη σχεδίαση και περιορισμού του μεγέθους. Άλλωστε, όπως αναφέραμε και στην προηγούμενη ενότητα, τα τρανζίστορ, σε αντίθεση με τις διόδους Schottky, απαιτούν μία εξωτερική τάση για την πόλωση αυτών, γεγονός που περιπλέκει το σχεδιασμό εμφυτεύσιμων κυκλωμάτων ανόρθωσης που βασίζονται σε αυτά. 4.3 Υλοποίηση κυκλώματος ανόρθωσης Υλοποίηση με απλά κυκλωματικά στοιχεία Στις προηγούμενες ενότητες αναφέραμε τις απαιτήσεις που έχουμε από το κύκλωμα ανόρθωσης που θα επιλέξουμε. Είχαμε επισημάνει ότι θα θέλαμε ένα κύκλωμα ανόρθωσης το οποίο θα παρέχει υψηλή τιμή τάσης στο φορτίο μας, η οποία θα πρέπει να έχει όσο το δυνατόν λιγότερες διακυμάνσεις στη μορφή της, προκειμένου να μπορεί να χαρακτηριστεί ως μία DC τάση. Επίσης, θα θέλαμε το κύκλωμα αυτό να διαθέτει υψηλή ενεργειακή απόδοση. Τέλος, θα θέλαμε να παραμένει απλό στη μορφή του. Προκειμένου να διαπιστώσουμε ποιο κύκλωμα παρουσιάζει τις καλύτερες επιδόσεις εκτελέσαμε κάποιες προσομοιώσεις έτσι ώστε να συγκρίνουμε τα αποτελέσματα. Τις προσομοιώσεις αυτές τις εκτελέσαμε με τη βοήθεια του λογισμικού ADS της εταιρείας Keysight Technologies [70]. Το ADS αποτελεί μία πλατφόρμα σχεδίασης και προσομοίωσης κυκλωμάτων, τα οποία λειτουργούν είτε σε χαμηλές συχνότητες (μέχρι και DC) είτε σε μικροκυματικές συχνότητες. Το μεγάλο πλεονέκτημα, επομένως, του λογισμικού αυτού είναι 102

103 ότι αποτελεί ένα ακριβές και πολύ εύκολο στη χρήση του πρόγραμμα, το οποίο παρέχει τόσο κυκλωματική όσο και ηλεκτρομαγνητική ανάλυση. Όσον αφορά το κύκλωμα που σχεδιάσαμε, το οποίο θα εκτελεί τη διαδικασία της ασύρματης φόρτισης, αυτό διαθέτει, φυσικά, την ίδια αρχιτεκτονική με αυτή του σχήματος 4.3. Πέρα, δηλαδή, από αυτό καθ αυτό το κύκλωμα ανόρθωσης, το οποίο θα αποτελείται από διόδους Schottky και αποτελεί την πιο κρίσιμη επιλογή, θα πρέπει να επιλέξουμε ένα κατάλληλο κύκλωμα προσαρμογής, ένα φίλτρο εξόδου και μία κατάλληλη τιμή φορτίου. Προφανώς, η επιλογή του κάθε στοιχείου δεν μπορεί να γίνει ανεξάρτητα από τα άλλα, καθώς όλα αυτά τα στοιχεία είναι αλληλένδετα σε ένα ενιαίο κύκλωμα. Τελικά, έπειτα από μία διερεύνηση, καταλήξαμε στο ακόλουθο κύκλωμα: Σχήμα 4.19: Προτεινόμενο κύκλωμα ασύρματης φόρτισης Στο παραπάνω σχήμα μπορούμε να δούμε το τελικό κύκλωμα στο οποίο καταλήξαμε, το οποίο αποτελείται από πραγματικά στοιχεία. Κοιτώντας, παράλληλα, το Σχήμα 4.3, στο οποίο βλέπουμε τη γενική αρχιτεκτονική ενός συστήματος ασύρματης μεταφοράς ενέργειας, μπορούμε να σημειώσουμε τα εξής για το δικό μας κύκλωμα: Αποτελείται από ένα κύκλωμα ανόρθωσης τύπου Greinacher, το οποίο είναι το ακόλουθο: Σχήμα 4.20: Κύκλωμα ανόρθωσης 103

104 Από ένα κύκλωμα προσαρμογής τύπου L: Σχήμα 4.21: Κύκλωμα προσαρμογής Από ένα DC φίλτρο εξόδου, το οποίο αποτελείται από τον πυκνωτή παράλληλο στο φορτίο: Σχήμα 4.22: Φίλτρο εξόδου Στο τελευταίο στάδιο του κυκλώματος του σχήματος 4.19 υπάρχει μία αντίσταση φορτίου των 9.5 kohm. Η αντίσταση αυτή, ουσιαστικά, αναπαριστά την αντίσταση εισόδου ενός ολοκληρωμένου κυκλώματος αισθητήρων που θα αποτελεί το κύριο μέρος της εμφυτεύσιμης διάταξης. Η τιμή της αντίστασης αυτής είναι ιδιαιτέρως σημαντική, καθώς επηρεάζει αποφασιστικά τις τιμές της τάσης εξόδου, κυρίως, αλλά και της ενεργειακής απόδοσης (κέρδους) του κυκλώματος [11], [63]. Ισχύει, μάλιστα, ότι η μεταβολή της τιμής της αντίστασης αυτής οδηγεί την τάση εξόδου και την ενεργειακή απόδοση σε αντικρουόμενα αποτελέσματα. Αυτό συμβαίνει, διότι η αύξηση της τιμής αυτής οδηγεί, φυσικά, σε αύξηση της Vout. Ωστόσο, η αντίσταση φορτίου, όπως είδαμε, εμφανίζεται και στον τύπο της ενεργειακής απόδοσης του κυκλώματος (εξίσωση (4.1)): n(%) = P DC P r 100% = V 2 DC 100% R L P r 104

105 Επομένως, αύξηση αυτής οδηγεί σε μείωση της απόδοσης n του κυκλώματος, κάτι το οποίο είναι αρνητικό για την εφαρμογή μας. Επομένως, η επιλογή της RL πρέπει να γίνεται με ιδιαίτερη προσοχή. Στις τιμές των υπόλοιπων κυκλωματικών στοιχείων καταλήξαμε με τη βοήθεια των μεθόδων optimization και tunning που μας παρέχει το ADS, αφού βέβαια συμβουλευτήκαμε και τα datasheets αυτών. Από το Σχήμα 4.19 μπορούμε να δούμε ότι όλοι οι πυκνωτές που έχουμε επιλέξει ανήκουν στην οικογένεια TDK_C0402CH, ενώ τα πηνία ανήκουν στην οικογένεια TDK_MHQ1005P. Στα στοιχεία αυτά καταλήξαμε έπειτα από διερεύνηση πάνω σε όλες τις σειρές πυκνωτών και πηνίων που μας παρέχει η TDK [82]. Τα κριτήριά μας, φυσικά, ήταν η επίτευξη υψηλού δείκτη απόδοσης (Gain) και υψηλής τιμής τάσης εξόδου (Vout) με μικρή διακύμανση. Παράλληλα, βέβαια, φροντίσαμε ώστε τα στοιχεία που θα επιλέξουμε να είναι μικρών διαστάσεων και, γενικά, να είναι σε θέση να ανταποκριθούν στις απαιτήσεις της εφαρμογής μας. Επιπλέον, τα μοντέλα αυτά που επιλέξαμε κρίθηκαν κατάλληλα, καθώς συνυπολογίζουν τυχόν αποκλίσεις των τιμών της χωρητικότητας και της αυτεπαγωγής των πυκνωτών και των πηνίων αντίστοιχα, από την ονομαστική τους τιμή. Λαμβάνουν, δηλαδή, υπόψη τυχόν ατέλειες των στοιχείων αυτών, που είναι φυσιολογικό να προκαλούνται κατά τη διαδικασία της κατασκευής. Επομένως, τα μοντέλα αυτά μπορούν να χρησιμοποιηθούν για τη worst case ανάλυση του συστήματός μας. Επίσης, τα μοντέλα αυτά είναι κατάλληλα για εφαρμογές υψηλών συχνοτήτων, όπως η δική μας. Κύκλωμα ανόρθωσης Στο Σχήμα 4.20 μπορούμε να δούμε το κύκλωμα ανόρθωσης που προτείνουμε, μαζί με τα κυκλωματικά στοιχεία που επιλέξαμε. Αυτό είναι ένα, ελαφρώς τροποποιημένο, κύκλωμα τύπου Greinacher (Σχήμα 4.8) που αποτελείται από έναν πυκνωτή, ένα πηνίο και ένα ζεύγος διόδων Schottky. Καταλήξαμε στο κύκλωμα αυτό, διότι παρουσίαζε ιδιαιτέρως ελκυστικά αποτελέσματα κατά την προσομοίωση. Το προτεινόμενο αυτό κύκλωμα του σχήματος 4.20 λέμε ότι είναι ένα τροποποιημένο κύκλωμα Greinacher, καθώς έχουμε εισάγει σε αυτό και ένα πηνίο αυτεπαγωγής 7.5 nh. Με το πηνίο αυτό ελπίζουμε να περιορίσουμε κάποιες ανώτερες αρμονικές που φτάνουν στις διόδους και δημιουργούν προβλήματα κατά τη διαδικασία της ανόρθωσης. Θα μπορούσαμε, δηλαδή, να πούμε ότι λειτουργεί ως ένα κατωπερατό φίλτρο. Επίσης, ο πυκνωτής των 100 pf που προηγείται από αυτό, εκτός από το γεγονός ότι είναι απαραίτητος για την ανόρθωση, λειτουργεί ως ένα ανωπερατό φίλτρο, που ως σκοπό έχει να επιτρέπει στο RF σήμα που φτάνει σε αυτόν να περνάει, αλλά, ταυτόχρονα, να μπλοκάρει το DC σήμα από το να 105

106 επιστρέψει στην κεραία. Ο συνδυασμός, δηλαδή, του πηνίου με τον πυκνωτή αυτόν αποτελούν, ουσιαστικά, ένα ζωνοπερατό φίλτρο. Στο Σχήμα 4.20 βλέπουμε, ακόμη, ότι οι δύο δίοδοι Schottky που έχουμε επιλέξει είναι οι HSMS285C. Γενικά, υπάρχουν αρκετές δίοδοι Schottky που μπορούν να ανταποκριθούν στις απαιτήσεις της εφαρμογής μας. Αυτές ανήκουν, κυρίως, στις οικογένειες HSMS-258x, HSMS-286x και HSMS-282x. Το ερώτημα που τέθηκε, επομένως, είναι ποια από τις τρεις αυτές οικογένειες είναι η πλέον κατάλληλη για την εφαρμογή μας. Στον επόμενο πίνακα μπορούμε να δούμε κάποια από τα χαρακτηριστικά των οικογενειών αυτών, τα οποία θα μας βοηθήσουν στη σύγκριση αυτών. Πίνακας 4.1: Χαρακτηριστικά διόδων Schottky HSMS-2850 HSMS-2860 HSMS-2820 V f (mv), τάση ορθής πόλωσης I s (A), ρεύμα κορεσμού 3e-6 5e-8 2.2e-8 γ (mv/μw)*, ευαισθησία τάσης C j (pf), χωρητικότητα επαφής R s (Ω), παρασιτική αντίσταση n, κατασκευαστική σταθερά *στα 915 MHz Στον παραπάνω πίνακα έχουμε καταγράψει κάποιες βασικές παραμέτρους των διόδων HSMS-2850, HSMS-2860 και HSMS-2820, καθώς αυτές αποτελούν τις βασικές τοπολογίες των αντίστοιχων οικογενειών. Όσον αφορά τις παραμέτρους που συγκρίνουμε, αυτές αποτελούν τα βασικά χαρακτηριστικά των διόδων αυτών, οι οποίες θα μας δώσουν μία πολλή καλή ιδέα για το ποια δίοδος ή οικογένεια διόδων θα είναι προτιμότερη για την εφαρμογή μας. Συνοπτικά θα αναφέρουμε ότι, στα πλαίσια της εφαρμογής μας, από μία δίοδο Schottky θα θέλαμε τα εξής: Η τάση ορθής πόλωσης, Vf, να είναι όσο το δυνατόν μικρότερη, ώστε να επιτρέπει η δίοδος ακόμα και στα πιο χαμηλά επίπεδα τάσης που φτάνουν σε αυτή να περνάνε στο επόμενο στάδιο του κυκλώματος ανόρθωσης. Καθώς το ρεύμα κορεσμού μίας διόδου, Is, είναι ευθέως ανάλογο με το ρεύμα που διαρρέει τη δίοδο (για μία δεδομένη τάση ορθής πόλωσης), θα θέλαμε να διαθέτει μία υψηλή τιμή. 106

107 Η τιμή της ευαισθησίας τάσης, γ, να είναι όσο το δυνατόν μεγαλύτερη, αφού η ποσότητα αυτή δείχνει πόσα mv είναι σε θέση να παρέχει η δίοδος στην έξοδο αυτής για δεδομένη ισχύ εισόδου. Η τιμή της χωρητικότητας επαφής, Cj, να είναι όσο το δυνατόν μικρότερη. Η τιμή αυτή αναπαριστά το φορτίο που αποθηκεύεται-εγκλωβίζεται εντός της διόδου και συγκεκριμένα στην επαφή μετάλλου-ημιαγωγού της διόδου Schottky (Σχήμα 4.23). Σχήμα 4.23: Δομή διόδους Schottky Επομένως, προφανώς και θέλουμε να είναι όσο το δυνατόν μικρότερη, ειδικά σε εφαρμογές υψηλών συχνοτήτων, όπου απαιτείται γρήγορη εναλλαγή της κατάστασης της διόδου. Καθώς, η αντίσταση Rs αποτελεί μία παρασιτική αντίσταση που αναπαριστά τις θερμικές απώλειες της διόδου, θα θέλαμε, ιδανικά, να είναι ίση με 0 Ohm. Κάτι τέτοιο βέβαια είναι πρακτικά αδύνατο. Τέλος, θέλουμε η σταθερά n να είναι όσο πιο κοντά στη μονάδα γίνεται, ώστε να μην προκαλεί μείωση στην τιμή του ρεύματος της διόδου. Η τιμή αυτή εξαρτάται από τον τρόπο κατασκευής της διόδου. Επομένως, με βάση τα παραπάνω και τα δεδομένα του Πίνακα 4.1 καταλήγουμε στο συμπέρασμα ότι η δίοδος HSMS-2850 φαίνεται να έχει ένα μικρό προβάδισμα, όσον αφορά την επιλογή μας, σε σχέση με τις άλλες δύο διόδους (ειδικά σε σχέση με την HSMS-2820). Επομένως, η οικογένεια διόδων HSMS285x φαίνεται να είναι η πιο κατάλληλη για την εφαρμογή μας. Στο δικό μας κύκλωμα ανόρθωσης, δοκιμάσαμε να χρησιμοποιήσουμε το ζεύγος διόδων HSMS2852 και το HSMS285C. Προέκυψε, έπειτα από τις προσομοιώσεις, ότι το ζεύγος HSMS285C παρουσίαζε ελαφρώς καλύτερα αποτελέσματα. Στο επόμενο σχήμα μπορούμε να δούμε και το ισοδύναμο κύκλωμα μίας διόδου που ανήκει στην οικογένεια HSMS285x Σχήμα 4.24: Ισοδύναμο κύκλωμα διόδου HSMS285x 107

108 όπου η Rj (junction resistance) είναι μία μη γραμμική, μεταβλητή αντίσταση, η οποία ουσιαστικά καθορίζει τις τιμές του ρεύματος της διόδου για διάφορες τιμές τάσης αυτής. Συνήθως είναι της τάξης των kohm. Το datasheet της διόδου αυτής μπορούμε να το δούμε εδώ [83]. Η δίοδος HSMS285C μας παρέχεται μέσω του πακέτου - τοπολογίας (Package Lead) SOT- 323 [83]. Η αρχιτεκτονική της διόδου αυτής είναι η εξής Σχήμα 4.25: Αρχιτεκτονική της εσωτερικής τοπολογίας της HSMS285C Πάντως, στο σημείο αυτό, οφείλουμε να τονίσουμε ότι η επιλογή της διόδου Schottky δεν είναι μόνο μία θεωρητική διαδικασία, όπως παρουσιάσαμε παραπάνω. Η τελική επιλογή θα προκύψει μετά από τις προσομοιώσεις του επιλεγμένου κυκλώματος ανόρθωσης και την εξαγωγή των επιθυμητών αποτελεσμάτων. Αυτός είναι και ο λόγος, άλλωστε, που στη βιβλιογραφία, στα διάφορα κυκλώματα, συναντάμε μία ποικιλία διαφορετικών διόδων Schottky, με πιο συνηθισμένες τις HSMS2850 [50], [61], HSMS2860 [62], HSMS7630 [5], [52], HSMS286C [11], [17], HSMS2852 [12], HSMS285C [8] και άλλες. Κύκλωμα προσαρμογής Υπενθυμίζουμε, ότι ο στόχος μας είναι να σχεδιάσουμε ένα σύστημα ανόρθωσης το οποίο θα συνδέεται με μία εμφυτεύσιμη κεραία προκειμένου να μετατρέπει την λαμβανόμενη RF ενέργεια σε DC ενέργεια, ικανή να τροφοδοτήσει ένα ολοκληρωμένο κύκλωμα ή να επαναφορτίσει μία μπαταρία. Η κεραία που έχουμε σχεδιάσει, όπως είδαμε στο προηγούμενο κεφάλαιο, διαθέτει σύνθετη αντίσταση ίση με 50 Ω περίπου. Επομένως, με βάση το θεώρημα συζυγούς προσαρμογής [10], θα θέλαμε το κύκλωμα που θα σχεδιάσουμε να διαθέτει αντίσταση εισόδου ίση με 50 Ω. Με τη βοήθεια του ADS εκτελέσαμε κάποιες προσομοιώσεις προκειμένου να εξακριβώσουμε την αντίσταση εισόδου του αρχικού κυκλώματος που είχαμε σχεδιάσει. Το αρχικό αυτό κύκλωμα ήταν ίδιο με αυτό του σχήματος 4.19, χωρίς όμως τον πυκνωτή των 0.5 pf και το πηνίο των 51 nh. 108

109 Σχήμα 4.26: Προσομοίωση S-παραμέτρων αρχικού κυκλώματος ανόρθωσης Οι προσομοιώσεις που εκτελέσαμε αφορούσαν τη μελέτη των S παραμέτρων του κυκλώματος αυτού (S-parameter simulation) συναρτήσει της συχνότητας λειτουργίας. Το εύρος συχνοτήτων στο οποίο έγινε η προσομοίωση ήταν τα 500 MHz 1500 MHz, εντός του οποίου βρίσκεται η τιμή των 915 MHz. Τα αποτελέσματα που πήραμε από την προσομοίωση ήταν τα εξής (α) (β) Σχήμα 4.27: (α) Χάρτης Smith και (β) σύνθετη αντίσταση εισόδου του ανωτέρω κυκλώματος συναρτήσει της συχνότητας λειτουργίας Από το Σχήμα 4.27(β) βλέπουμε ότι η αντίσταση εισόδου του κυκλώματος απέχει πολύ από την επιθυμητή τιμή των 50 Ω. Αυτό φαίνεται και στο Σχήμα 4.27(α), όπου η τιμή του συντελεστή ανάκλασης S11, όχι μόνο απέχει από το 0 (κέντρο του χάρτη Smith), αλλά πλησιάζει τη μονάδα. Επομένως, στο κύκλωμα αυτό, οι ανακλάσεις είναι τόσο έντονες που 109

110 μόνο ένα μικρό μέρος της λαμβανόμενης ενέργειας από την κεραία θα φτάνει τελικά στο φορτίο. Στη συνέχεια, εκτελέσαμε μία LSSP simulation (Large Signal S Parameter simulation, προσομοίωση S παραμέτρων «μεγάλου» σήματος) προκειμένου να δούμε την τιμή του S11 και της αντίστασης εισόδου συναρτήσει της ισχύος της πηγής. Σχήμα 4.28: Προσομοίωση LSSP αρχικού κυκλώματος ανόρθωσης Ορίσαμε ως εύρος ισχύων εισόδου το dbm. Το εύρος αυτό αποτελεί μία λογική επιλογή για προβλήματα εμφυτεύσιμων διατάξεων, όπου οι τιμές της ισχύος RF που φτάνουν στην κεραία, συνήθως, δεν είναι έξω από τα όρια αυτά [6], [8], [61] [64]. Τα αποτελέσματα που πήραμε φαίνονται στο επόμενο σχήμα (α) (β) Σχήμα 4.29: (α) Χάρτης Smith και (β) σύνθετη αντίσταση εισόδου του ανωτέρω κυκλώματος συναρτήσει της ισχύος εισόδου 110

111 Μελετάμε την τιμή της αντίστασης εισόδου και του συντελεστή ανάκλασης του ανωτέρω κυκλώματος για τιμή ισχύος εισόδου ίση με -16 dbm. Δεν υπάρχει ιδιαίτερος λόγος που επιλέξαμε την τιμή αυτή. Αποτελεί, ωστόσο, μία λογική τιμή για ένα πρόβλημα όπου εμπλέκονται εμφυτεύσιμες διατάξεις (όπου, όπως είδαμε και πριν, δύσκολα συναντάς ισχύεις κάτω των -10 dbm, [61]). Και στο παραπάνω σχήμα μπορούμε να δούμε ότι, στα 915 MHz, για ισχύ εισόδου ίση με -16 dbm, τόσο η τιμή του S11 όσο και της Zin απέχουν αρκετά από αυτές που θα θέλαμε. Οι μεγάλες αυτές αποκλίσεις οφείλονται, κατά κύριο λόγο, στις διόδους Schottky, καθώς η αντίσταση αυτών εξαρτάται έντονα από τη συχνότητα και την ισχύ λειτουργίας [5]. Τα αποτελέσματα αυτά μας ωθούν στο να χρησιμοποιήσουμε ένα κατάλληλο κύκλωμα προσαρμογής ανάμεσα στην κεραία πηγή και το προτεινόμενο κύκλωμα ανόρθωσης. Με τη βοήθεια του κυκλώματος αυτού θέλουμε να εξασφαλίσουμε ότι θα υπάρχει η βέλτιστη δυνατή μεταφορά ισχύος στο φορτίο. Υπάρχει μια σειρά από συμβατικές τεχνικές προσαρμογής για κεραίες οι οποίες εξασφαλίζουν τα επιδιωκόμενα αποτελέσματα σε μεγάλο πλήθος πρακτικών εφαρμογών [13]. Ο, ίσως, πιο διαδεδομένος τρόπος προσαρμογής κεραιών είναι μέσω κυκλωμάτων τύπου L [10] και ένα τέτοιο κύκλωμα θα χρησιμοποιήσουμε κι εμείς, καθώς η απλότητά του και η ευκολία σχεδίασης ενός τέτοιου κυκλώματος με το ADS το καθιστούν κατάλληλο για την εφαρμογή μας. Άλλωστε, σε όλες σχεδόν τις αναφορές που συναντάμε να αναφέρονται σε ασύρματη μεταφορά ενέργειας, τα κυκλώματα προσαρμογής που χρησιμοποιούνται είναι τύπου L [6], [8], [61]. Τα κυκλώματα αυτά αποτελούνται από πυκνωτές και πηνία σε παράλληλη και σε σειρά συνδεσμολογία. Συνολικά, υπάρχουν οκτώ πιθανές τοπολογίες τέτοιων κυκλωμάτων, όπως βλέπουμε στο παρακάτω σχήμα Σχήμα 4.30: Τοπολογίες κυκλωμάτων L τύπου 111

112 Το πρόβλημα είναι ότι το κάθε τέτοιο κύκλωμα προσαρμογής λειτουργεί ικανοποιητικά σε ένα μικρό εύρος συχνοτήτων και είναι κατάλληλο για την προσαρμογή κυκλωμάτων που ο συντελεστής ανάκλασης αυτών είναι δεδομένος. Όπως, όμως, παρατηρήσαμε από τα αποτελέσματα των δύο προηγούμενων προσομοιώσεων, ο συντελεστής ανάκλασης και η αντίσταση εισόδου του κυκλώματος ανόρθωσης εξαρτώνται έντονα από την ισχύ που φτάνει σε αυτή. Αυτό δημιουργεί δυσκολία στη σχεδίαση ενός κυκλώματος προσαρμογής. Είμαστε, έτσι, αναγκασμένοι να σχεδιάσουμε ένα κύκλωμα προσαρμογής, το οποίο θα λειτουργεί ικανοποιητικά σε ένα μικρό εύρος τιμών ισχύων. Όπως αναφέραμε και προηγουμένως, θα θεωρήσουμε την ισχύ εισόδου των -16 dbm ως αναφορά για τη σχεδίαση του κυκλώματος προσαρμογής. Το ADS προσφέρει μία εύκολη μέθοδο για τον σχεδιασμό κυκλωμάτων προσαρμογής τύπου L. Με τη βοήθεια αυτού καταλήξαμε στο κύκλωμα του σχήματος 4.21, στο οποίο μπορούμε να διακρίνουμε την συνδεσμολογία αυτού και τα κυκλωματικά στοιχεία από τα οποία αποτελείται. Φίλτρο εξόδου Ως φίλτρο εξόδου (Σχήμα 4.22) χρησιμοποιούμε έναν απλό πυκνωτή των 8 pf παράλληλα στο φορτίο. Ο πυκνωτής αυτός, που λόγω της συνδεσμολογίας του ονομάζεται και bypass πυκνωτής, έχει ως σκοπό να βραχυκυκλώσει την RF ενέργεια που φτάνει στο σημείο αυτό και να επιτρέψει στη χρήσιμη DC ενέργεια να φτάσει στο φορτίο. Λειτουργεί, δηλαδή, ως ένα κατωπερατό φίλτρο. Με τον τρόπο αυτό, ο πυκνωτής εξομαλύνει τη μορφή της τάσης εξόδου, μειώνοντας τους κυματισμούς (ripples) που προέρχονται από ανώτερες αρμονικές. Προσομοίωση προτεινόμενου κυκλώματος ασύρματης φόρτισης Για την προσομοίωση του κυκλώματος ασύρματης φόρτισης επιλέξαμε την Harmonic Balance ανάλυση (HB simulation) προκειμένου να μελετήσουμε και τις ανώτερες αρμονικές που εμφανίζονται σε αυτό. Η ανάλυση αυτή εκτελείται στο πεδίο της συχνότητας, το οποίο είναι πολύ πιο βολικό για εφαρμογές με μη γραμμικά κυκλώματα, απ ότι το πεδίο του χρόνου. Όπως μπορούμε να δούμε και στο Σχήμα 4.31, έχουμε καθορίσει σε τέσσερις τον αριθμό των ανώτερων αρμονικών. Ως επιθυμητή συχνότητα λειτουργίας ορίσαμε τα 915 MHz που είναι η συχνότητα της ISM ζώνης στην οποία συντονίζεται η κεραία μας. Επίσης, επιλέξαμε να εκτελέσουμε την προσομοίωση αυτή συναρτήσει της ισχύος εισόδου. Αυτό το κατορθώσαμε μέσω της εισαγωγής της μεταβλητής Pin η οποία αποτελεί την ισχύ της πηγής. Ως εύρος τιμών της Pin ορίσαμε τα dbm. Με τον τρόπο αυτό μπορούμε να μελετήσουμε τη συμπεριφορά του κυκλώματος ασύρματης φόρτισης που σχεδιάσαμε σε 112

113 σχέση με διάφορες τιμές της ισχύος εισόδου. Ως διέγερση έχουμε επιλέξει μία πηγή ισχύος P_1Tone (πηγή του πεδίου συχνότητας). Η πηγή αυτή μπορεί να αναπαριστά με αρκετή ακρίβεια την εμφυτεύσιμη κεραία και, βασικά, την ισχύ που θα λαμβάνει η κεραία αυτή. Η αντίσταση της πηγής αυτής είναι 50 Ω, όπως δηλαδή και της κεραίας, η συχνότητά της τα 915 MHz και η ισχύς της κινείται στο εύρος των dbm. Σχήμα 4.31: Δεδομένα της HB προσομοίωσης του κυκλώματος ασύρματης φόρτισης Στο Σχήμα 4.19 μπορούμε να δούμε ότι ως τάση εξόδου, Vout, θεωρούμε την τάση που φτάνει στο φορτίο R1. Αποτελέσματα προσομοίωσης Έπειτα από την εκτέλεση της προσομοίωσης του προτεινόμενου κυκλώματος ασύρματης φόρτισης με το ADS πήραμε τα ακόλουθα αποτελέσματα: (α) (β) Σχήμα 4.32: (α) Ισχύς εξόδου σε dbm και (β) σε μw (uw) συναρτήσει της ισχύος εισόδου 113

114 Σχήμα 4.33: Κέρδος ενεργειακή απόδοση του κυκλώματος συναρτήσει της ισχύος εισόδου (α) (β) Σχήμα 4.34: Κυματομορφή της τάσης εξόδου στο πεδίο του χρόνου για ισχύ εισόδου (α) -16 dbm και (β) -20 dbm Προτού αναλύσουμε τα παραπάνω αποτελέσματα πρέπει να αναφέρουμε τον ακριβή τρόπο με τον οποίο υπολογίζουμε τα ανωτέρω μεγέθη. Στο επόμενο σχήμα παραθέτουμε τις εξισώσεις με βάση τις οποίες τα υπολογίζουμε. 114

115 Σχήμα 4.35: Εξισώσεις υπολογισμού των χρήσιμων μεγεθών του κυκλώματος ανόρθωσης Από τις εξισώσεις αυτές μπορούμε να δούμε το πώς υπολογίζουμε την ισχύ εξόδου του κυκλώματος (Pout) και το κέρδος αυτού (Gain). Συγκεκριμένα, επειδή, όπως βλέπουμε και στο Σχήμα 4.34, η τάση Vout διατηρεί πάντα μία κάποια διακύμανση στη μορφή της, ως DC τάση εξόδου, κάθε φορά, χρησιμοποιούμε τη μέση τιμή της κυματομορφής της Vout που προκύπτει, δηλαδή τη V_time του σχήματος Επομένως, την ισχύ εξόδου, Pout, του κυκλώματος την υπολογίζουμε από τον γνωστό τύπο, για κυκλώματα συνεχούς ρεύματος, P = V2 R (4.2) όπου P η ισχύς εξόδου, V η μέση τιμή της τάσης εξόδου και R η αντίσταση φορτίου, που στην περίπτωσή μας είναι 9.5 kohm (9500 Ohm). Όπως βλέπουμε και στο Σχήμα 4.32, αλλά και στο 4.35, την ισχύ εξόδου την υπολογίζουμε και σε dbm και σε Watts. Η μετατροπή αυτή μπορεί να γίνει εύκολα στο ADS με τη βοήθεια της συνάρτησης dbmtow (dbm to Watt). Τέλος, το κέρδος, Gain, το υπολογίζουμε σε επί τοις εκατό μονάδες και ορίζεται, όπως έχουμε ήδη δει, ως ο λόγος της ισχύος εξόδου προς την ισχύ εισόδου (Σχήμα 4.35). Τελικά, από τα σχήματα 4.32, 4.33, 4.34 μπορούμε να παρατηρήσουμε και να σχολιάσουμε τις επιδόσεις του προτεινόμενου κυκλώματος ανόρθωσης. Καταρχάς, στο Σχήμα 4.32 μπορούμε να δούμε την ισχύ εξόδου σε dbm και σε μw. Όπως αναμέναμε, η ισχύς αυτή εμφανίζεται μειωμένη σε σχέση με την ισχύ εισόδου. Για να το δούμε καλύτερα αυτό έχουμε εισάγει δύο κέρσορες (δείκτες) για τιμή ισχύος εισόδου ίση με -20 dbm και -16 dbm. 115

116 Για μία καλύτερη ερμηνεία της σχέσης ισχύος εισόδου-εξόδου είναι καλύτερα να παρατηρήσουμε το Σχήμα 4.33 στο οποίο μπορούμε να δούμε το κέρδος του κυκλώματος που έχουμε σχεδιάσει. Στο σχήμα αυτό μπορούμε να δούμε ότι για ισχύ εισόδου ίση με -16 dbm, η οποία είναι η ισχύς για την οποία σχεδιάσαμε το κύκλωμα προσαρμογής, η ενεργειακή απόδοση του κυκλώματος φτάνει στο %. Η τιμή αυτή, μπορεί, εκ πρώτης όψεως, να φαίνεται μικρή, αλλά, συγκριτικά με τις αποδόσεις που παρουσιάζουν διάφορα άλλα κυκλώματα της βιβλιογραφίας [12], [62], είναι κάτι παραπάνω από ικανοποιητική. Άλλωστε, σε προβλήματα χαμηλών τάσεων, όπως το δικό μας, οι ανώτερες αρμονικές που, αναπόφευκτα, δημιουργούνται από τις διόδους Schottky, μειώνουν έντονα την απόδοση του κυκλώματος ανόρθωσης. Βέβαια, όπως αναφέραμε και νωρίτερα, κάποια από τα χαρακτηριστικά των διόδων Schottky, όπως η χαμηλή τιμή τάσης ορθής πόλωσης και, κυρίως, η υψηλή ευαισθησία, γ, αυτών, τις καθιστούν τα πιο δημοφιλή στοιχεία για εφαρμογές ανόρθωσης πολύ χαμηλών τάσεων. Έπειτα, στο Σχήμα 4.34 μπορούμε να δούμε και την κυματομορφή της τάσης εξόδου στο πεδίο του χρόνου για ισχύ εισόδου ίση με -16 dbm (Σχήμα 4.34(α)) και -20 dbm (Σχήμα 4.34(β)). Η μορφή αυτή της Vout και για τις δύο τιμές ισχύος εμφανίζει κάποια διακύμανση, δεν είναι, δηλαδή, ακριβώς μία DC τάση. Αυτό οφείλεται σε κάποιες αρμονικές που περνάνε ή/και δημιουργούνται από τον ανορθωτή και φτάνουν στο φορτίο. Ωστόσο, βλέπουμε ότι η τάση αυτή παραμένει μονίμως θετική, γεγονός που μας επιτρέπει να την χαρακτηρίσουμε, για μεγαλύτερη ακρίβεια, ως μία παλλόμενη τάση [51]. Επιπλέον, στα -16 dbm, το πλάτος peak to peak αυτής, δηλαδή η διαφορά της μέγιστης τιμή της τάσης από την ελάχιστη, είναι ίση με μόλις 13 mv ( mv). Η τιμή αυτή είναι τόσο μικρή που μπορεί να θεωρηθεί σχεδόν αμελητέα. Η μέση τιμή της τάσης Vout είναι ίση με V (307 mv). Για ισχύ εισόδου ίση με -20 dbm βλέπουμε ότι η μέση τιμή της Vout πέφτει στα V. Πάντως, το πλάτος peak to peak αυτής μειώνεται στα 9 mv. Η απότομη αυτή μείωση της τάσης μπορεί να εξηγηθεί και με τη βοήθεια του σχήματος 4.30, στο οποίο βλέπουμε ότι η μορφή της απόδοσης του κυκλώματος είναι ιδιαιτέρως απότομη για τιμές ισχύος εισόδου μικρότερες από τα -10 dbm. Από τα δεδομένα αυτά φανερώνεται η δυσκολία σχεδίασης ενός συστήματος ασύρματης φόρτισης. Επίσης, ας μην ξεχνάμε ότι η αντίσταση των διόδων Schottky εξαρτάται από τη ισχύ εισόδου και ότι εμείς έχουμε σχεδιάσει το κύκλωμα προσαρμογής για ισχύ εισόδου ίση με -16 dbm. Τέλος, για λόγους πληρότητας, παραθέτουμε ένα ακόμα σχήμα το οποίο μας βοηθάει να κατανοήσουμε καλύτερα τη συμπεριφορά της τάσης εξόδου του κυκλώματος. Ωστόσο, το διάγραμμα της απόδοσης του κυκλώματος καθώς και αυτό της τάσης εξόδου στο πεδίο του χρόνου για κάποια επιθυμητή ισχύ εισόδου, αρκούν για να αξιολογήσουμε με ακρίβεια τη συμπεριφορά ενός τέτοιου κυκλώματος. 116

117 (α) (β) Σχήμα 4.36: (α) Βασική συνιστώσα (fundamental tone) της τάσης εξόδου σε dbm συναρτήσει της ισχύος εισόδου και (β) τάση εξόδου σε dbm συναρτήσει των διάφορων αρμονικών του κυκλώματος Υλοποίηση με γραμμές μικροταινίας Στο τελευταίο στάδιο σχεδίασης του κυκλώματος ασύρματης μεταφοράς ενέργειας, θα προσθέσουμε σε αυτό γραμμές μικροταινίας (microstrip lines) προκειμένου να έχουμε στη διάθεσή μας μία πιο ρεαλιστική υλοποίηση αυτού. Η προτίμησή μας στις γραμμές μικροταινίας οφείλεται, φυσικά, στην ευελιξία που παρέχουν αυτές στη σχεδίαση πρακτικών κυκλωμάτων που λειτουργούν στη ζώνη των μικροκυματικών συχνοτήτων. Οι γραμμές αυτές αποτελούν τον πιο διαδεδομένο τύπο γραμμών μεταφοράς σε εφαρμογές τυπωμένων κυκλωμάτων, καθώς διαθέτουν χαμηλό κόστος και προσφέρουν ιδιαίτερη ευκολία στην υλοποίηση μονολιθικών μικροκυματικών ολοκληρωμένων κυκλωμάτων (monolithic microwave integrated circuits, MMIC s), στα οποία όλα τα επιμέρους στοιχεία του κυκλώματος κατασκευάζονται πάνω στο ίδιο υπόστρωμα. Τα κυκλώματα αυτού του τύπου είναι τα πλέον σύγχρονα που χρησιμοποιούνται στις μέρες μας. Επιπλέον, η δυνατότητα μεταβολής του μήκους (L) και του πλάτους (W) του αγώγιμου στοιχείου της γραμμής επιτρέπει την υλοποίηση γραμμών μικροταινίας με δεδομένη, αυθαίρετη χαρακτηριστική αντίσταση [10]. Στο επόμενο σχήμα μπορούμε να δούμε τη γεωμετρική δομή μίας γραμμή μικροταινίας καθώς και τα ηλεκτρομαγνητικά πεδία αυτής [13]. 117

118 (α) (β) Σχήμα 4.37: (α) Γεωμετρική δομή και (β) ηλεκτρικό (E) και μαγνητικό (H) πεδίο γραμμής μικροταινίας Επομένως, οι γραμμές μικροταινίας μπορούν να συνδεθούν και να μεταφέρουν ή να λάβουν ενέργεια από την κεραία μας με ιδιαίτερη ευκολία. Άλλωστε, η κεραία που έχουμε αναλύσει αποτελεί μία κεραία meandered PIFA, δηλαδή, ουσιαστικά, μία τροποποιημένη κεραία μικροταινίας. Επομένως, η σύνδεση αυτής με γραμμές μικροταινίας είναι πολλή απλή. Εξάλλου, στο [1] βλέπουμε ότι η μέθοδος τροφοδοσίας μιας κεραίας μικροταινίας με μικροταινιακή γραμμή αποτελεί έναν από τους συνηθέστερους τρόπους τροφοδοσίας. Με τη βοήθεια του ADS, επομένως, προσθέσαμε στο προτεινόμενο κύκλωμα ασύρματης φόρτισης γραμμές μικροταινίας ανάμεσα στα κυκλωματικά στοιχεία αυτού και εκτελέσαμε την προσομοίωση του νέου αυτού κυκλώματος προκειμένου να παρατηρήσουμε τις επιδόσεις αυτού. Αφού το κάναμε αυτό, σχεδιάσαμε, πάλι με τη βοήθεια του ADS, το τελικό σχηματικό του κυκλώματος το οποίο, στη συνέχεια, θα μπορεί να μας βοηθήσει σε μία μελλοντική κατασκευή του κυκλώματος αυτού. Το προτεινόμενο κύκλωμα μεταφοράς ασύρματης ενέργειας, μαζί με τις γραμμές μικροταινίας είναι το ακόλουθο 118

119 Σχήμα 4.38: Προτεινόμενο κύκλωμα ασύρματης φόρτισης με γραμμές μικροταινίας Όπως μπορούμε να δούμε στο παραπάνω σχήμα, το τελικό κύκλωμα που προτείνουμε είναι παρόμοιο με αυτό που είχαμε ήδη δει στο Σχήμα 4.19, στο οποίο, όμως, έχουμε προσθέσει γραμμές μικροταινίας ανάμεσα στα κυκλωματικά στοιχεία και έχουμε αλλάξει ελαφρώς τις τιμές των κυκλωματικών στοιχείων αυτού. Συγκεκριμένα, έχουμε προσθέσει έντεκα γραμμές μικροταινίας (MLIN), δύο διεπαφές MTEE (διεπαφές τύπου T) και τρία VIAGROUND. Το στοιχείο VIAGROUND αποτελεί τον κατ εξοχήν τρόπο σύνδεσης γραμμών μικροταινίας με τη γη που παρέχει το ADS. Αποτελεί μία κυλινδρική εγκοπή διαμέτρου D, δια μέσω της οποίας η γραμμή μπορεί να συνδεθεί με τη γη. Τη διάμετρο αυτή τη θέσαμε ίση με 0.4 mm, όση είναι δηλαδή και η διάμετρος του probe που τροφοδοτεί την κεραία του συστήματός μας. Με το στοιχείο αυτό, δηλαδή, αντικαθιστούμε τις γειώσεις του αρχικού μας κυκλώματος. Αρχικά, προτού προσθέσουμε τις γραμμές μικροταινίας, έπρεπε να καθορίσουμε τις ιδιότητες του υποστρώματος των γραμμών αυτών. Η διαδικασία αυτή στο ADS γίνεται μέσω της εισαγωγής του στοιχείου MSub, το οποίο μπορούμε να διακρίνουμε στο πάνω αριστερό μέρος του ανωτέρω σχήματος. Το στοιχείο αυτό περιέχει όλες τις ιδιότητες του υποστρώματος των γραμμών μικροταινίας, τις οποίες και μπορούμε να αλλάξουμε ανάλογα με το υπόστρωμα που σκοπεύουμε να χρησιμοποιήσουμε. Στην περίπτωσή μας, το διηλεκτρικό υπόστρωμα των γραμμών μικροταινίας είναι, προφανώς, το ίδιο με το υπόστρωμα της κεραίας που έχουμε αναλύσει στο κεφάλαιο 3, αφού, κατά την κατασκευή 119