ΣΧΕΔΙΑΣΗ ΚΑΙ ΣΥΓΚΡΙΣΗ ΕΝΙΣΧΥΤΩΝ ΗΧΗΤΙΚΩΝ ΣΥΧΝΟΤΗΤΩΝ ΔΙΑΦΟΡΩΝ ΤΕΧΝΟΛΟΓΙΩΝ

Transcript

1 ΠΑΝΕΠΙΣΤΗΜΙΟ ΠΑΤΡΩΝ ΤΜΗΜΑ ΗΛΕΚΤΡΟΛΟΓΩΝ ΜΗΧΑΝΙΚΩΝ ΚΑΙ ΤΕΧΝΟΛΟΓΙΑΣ ΥΠΟΛΟ- ΓΙΣΤΩΝ ΤΟΜΕΑΣ ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΗΣ ΚΑΙ ΥΠΟΛΟΓΙΣΤΩΝ ΣΧΕΔΙΑΣΗ ΚΑΙ ΣΥΓΚΡΙΣΗ ΕΝΙΣΧΥΤΩΝ ΗΧΗΤΙΚΩΝ ΣΥΧΝΟΤΗΤΩΝ ΔΙΑΦΟΡΩΝ ΤΕΧΝΟΛΟΓΙΩΝ ΔΙΠΛΩΜΑΤΙΚΗ ΕΡΓΑΣΙΑ ΤΟΥ ΠΥΡΟΒΟΛΑΚΗ ΓΕΩΡΓΙΟΥ (ΑΜ:6073) Επιβλέπoντες: Κώστας Ευσταθίου Γ. Καλύβας Πάτρα 2013

2 Η σελίδα αυτή είναι κενή 2

3 ΠΙΣΤΟΠΟΙΗΣΗ Πιστοποιείται ότι η Διπλωματική Εργασία με θέμα: «ΣΧΕΔΙΑΣΗ, ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΚΑΙ ΣΥΓΚΡΙΣΗ ΕΝΙΣΧΥΤΩΝ ΙΣΧΥΟΣ ΔΙΑΦΟΡΩΝ ΤΕΧΝΟΛΟΓΙΩΝ.» Του φοιτητή του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών Πυροβολάκη Γεωργίου το Βασιλείου (ΑΜ:6073) Παρουσιάστηκε δημόσια και εξετάστηκε στο Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών στις 26 Φεβρουαρίου 2013 Ο Επιβλέπων Ο Διευθυντής του Τομέα Γ. Καλύβας Ε. Χούσος Αν. Καθηγητής Καθηγητής 3

4 Η σελίδα αυτή είναι κενή 4

5 Αρ. Διπλ. Εργ.: Θέμα: «ΣΧΕΔΙΑΣΗ ΚΑΙ ΣΥΓΚΡΙΣΗ ΕΝΙΣΧΥΤΩΝ ΗΧΗΤΙΚΩΝ ΣΥΧΝΟΤΗΤΩΝ ΔΙΑΦΟΡΩΝ ΤΕΧΝΟΛΟΓΙΩΝ» Διπλωματική Εργασία του φοιτητή του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών: Πυροβολάκη Γεωργίου του Βασιλείου (ΑΜ:6073) Επιβλέπων Γ. Καλύβας ΠΕΡΙΛΗΨΗ ABSTRACT Η παρούσα διπλωματική αποτελείται από μια σειρά από projects συστημάτων επεξεργασίας ηχητικού σήματος, με κύριο προσανατολισμό το ηχητικό σήμα της ηλεκτρικής κιθάρας. Πολλά από τα ακόλουθα projects είναι βασισμένα σε ήδη υπάρχοντα κυκλώματα που κυκλοφορούν στο εμπόριο και έχουν τροποποιηθεί έτσι ώστε να έχουν βελτιωμένη απόδοση (λιγότερος θόρυβος, μικρότερη κατανάλωση ισχύος) και να έχουν καλύτερη ηχητική απόκριση (σύμφωνα με τα δικά μας -υποκειμενικά- κριτήρια). Τα πρώτα projects ως ενεργά στοιχεία χρησιμοποιούν είτε διακριτά τρανζίστορ και διόδους, είτε ολοκληρωμένα κυκλώματα τρανζίστορ-διόδων. Τα δύο τελευταία χρησιμοποιούν τριοδικές και πεντοδικές λυχνίες κενού. Με αυτόν τον τρόπο έχει επιτευχθεί και μια κλιμακούμενη αύξηση της δυσκολίας των projects. 5

6 Η σελίδα αυτή είναι κενή 6

7 ΠΕΡΙΕΧΟΜΕΝΑ ΚΕΦΑΛΑΙΟ 1. ΒΑΣΙΚΕΣ ΕΝΝΟΙΕΣ ΕΙΣΑΓΩΓΗ TRUE BYPASS ΚΑΙ FET SWITCHING TRUE BYPASS SWITCHING FET SWITCHING ΨΑΛΙΔΙΣΜΟΣ ΓΕΝΙΚΑ ΠΑΡΑΜΟΡΦΩΣΗ ΕΝΔΟΔΙΑΜΟΡΦΩΣΗΣ ΔΙΑΤΗΡΗΣΗ (SUSTAIN) ΕΝΑΝΤΙ ΔΥΝΑΜΙΚΩΝ (DYNAMICS) 15 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 2. ΓΕΝΙΚΑ ΠΕΡΙ ΣΧΕΔΙΑΣΗΣ ΠΛΑΚΕΤΩΝ ΕΙΑΓΩΓΗ ΕΠΙΠΕΔΑ (LAYERS) ΣΧΕΔΙΑΣΗ ΠΛΑΚΕΤΩΝ ΚΑΤΑΛΥΜΜΑΤΑ ΣΤΗΡΙΞΗ ΠΛΑΚΕΤΩΝ ΜΕΓΕΘΟΣ ΚΑΙ ΣΧΗΜΑ ΠΛΑΚΕΤΩΝ DESIGN RULES FOOTPRINTS 21 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 3. SOLID STATE PROJECTS ΕΙΣΑΓΩΓΗ LPB ΕΙΣΑΓΩΓΗ ΣΥΝΤΟΜΗ ΑΝΑΛΥΣΗ ΜΕΤΑΤΡΟΠΕΣ ΠΛΑΚΕΤΑ FUZZ FACE ΕΙΣΑΓΩΓΗ ΑΝΑΛΥΣΗ ΕΠΙΛΟΓΗ ΤΡΑΝΖΙΣΤΟΡ ΜΕΤΑΤΡΟΠΕΣ ΠΛΑΚΕΤΑ TS-808 TUBESCREAMER ΕΙΣΑΓΩΓΗ ΔΙΑΦΟΡΕΣ ΜΟΝΤΕΛΩΝ ΤΗΣ ΣΕΙΡΑΣ TS ΠΛΑΚΕΤΑ ΚΛΩΝΟΥ ΤΡΟΠΟΠΟΙΗΣΕΙΣ BIRMANIA ΕΙΣΑΓΩΓΗ ΠΡΟΣΤΑΣΙΑ ΤΡΟΦΟΔΟΣΊΑΣ 42 1

8 3.5.3 ΤΡΙΠΛΟ SWITCHING PCB ΣΥΝΟΛΙΚΟΥ ΚΥΚΛΩΜΑΤΟΣ CRYBABY WAH ΕΙΣΑΓΩΓΗ ΑΝΑΛΥΣΗ ΠΗΝΙΟ ΜΕΤΑΤΡΟΠΕΣ ΠΛΑΚΕΤΑ UNIVIBE PHASERS ΓΕΝΙΚΑ UNIVIBE ΕΙΣΑΓΩΓΗ ΑΝΑΛΥΣΗ ΜΕΤΑΤΡΟΠΕΣ ΤΡΟΠΟΠΟΙΗΜΕΝΟ ΚΥΚΛΩΜΑ ΚΑΙ ΠΛΑΚΕΤΑ 64 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 4. ΤΡΙΟΔΟΙ ΕΙΣΑΓΩΓΗ ΓΡΑΦΙΚΗ ΑΝΑΛΥΣΗ ΑΝΑΛΥΣΗ ΜΙΚΡΟΥ ΣΗΜΑΤΟΣ ΑΝΤΙΣΤΑΣΕΙΣ ΕΙΣΟΔΟΥ/ΕΞΟΔΟΥ ΜΟΝΤΕΛΟ ΠΗΓΗΣ ΡΕΥΜΑΤΟΣ ΤΟ ΓΕΝΙΚΕΥΜΕΝΟ ΚΥΚΛΩΜΑ ΚΑΤΑ THEVENIN ΙΣΟΔΥΝΑΜΟ ΟΠΟΙΟΥΔΗΠΟΤΕ ΕΝΙΣΧΥΤΗ ΛΥΧΝΙΑΣ ΘΕΩΡΗΜΑ ΤΑΣΗΣ ΑΝΟΙΚΤΟΥ ΚΥΚΛΩΜΑΤΟΣ-ΡΕΥΜΑΤΟΣ ΒΡΑΧΥΚΥΚΛΩΜΑΤΟΣ ΜΕΘΟΔΟΣ ΔΟΚΙΜΑΣΤΙΚΗΣ ΤΑΣΗΣ ΠΑΡΑΤΗΡΩΝΤΑΣ ΠΡΟΣ ΤΗΝ ΑΝΟΔΟ Η ΤΗΝ ΚΑΘΟΔΟ ΜΙΑΣ ΛΥΧΝΙΑΣ Ο ΕΝΙΣΧΥΤΗΣ ΓΕΙΩΜΕΝΗΣ ΣΧΑΡΑΣ Ο ΕΝΙΣΧΥΤΗΣ ΚΟΙΝΗΣ ΑΝΟΔΟΥ (ΑΚΟΛΟΥΘΟΣ ΚΑΘΟΔΟΥ) ΠΟΛΩΣΗ ΚΑΙ ΠΑΡΑΜΟΡΦΩΣΗ ΠΑΡΑΜΟΡΦΩΣΗ ΧΑΡΑΚΤΗΡΙΣΤΙΚΩΝ ΚΑΜΠΥΛΩΝ ΠΕΡΙΟΡΙΣΜΟΣ ΡΕΥΜΑΤΟΣ ΣΧΑΡΑΣ ΑΠΟΚΟΠΗ HEADROOM: ΕΥΑΙΣΘΗΣΙΑ ΕΙΣΟΔΟΥ ΚΑΙ ΚΑΤΩΦΛΙ ΨΑΛΙΔΙΣΜΟΥ ΠΕΡΙΟΡΙΣΜΟΣ ΣΤΗΝ ΠΟΛΩΣΗ ΕΦΑΡΜΟΓΗ ΠΟΛΩΣΗΣ ΣΧΕΔΙΑΣΜΟΣ ΕΝΟΣ ΑΠΛΟΥ ΤΡΙΟΔΙΚΟΥ ΕΝΙΣΧΥΤΙΚΟΥ ΣΤΑΔΙΟΥ ΕΠΙΛΟΓΗ ΑΝΤΙΣΤΑΣΗΣ ΑΝΟΔΟΥ ΕΠΙΛΟΓΗ ΑΝΤΙΣΤΑΣΗΣ ΚΑΘΟΔΟΥ ΕΠΙΛΟΓΗ ΑΝΤΙΣΤΑΣΗΣ ΔΙΑΡΡΟΗΣ ΣΧΑΡΑΣ ΠΡΟΣΔΙΟΡΙΣΜΟΣ ΙΣΧΥΟΣ ΑΝΤΙΣΤΑΣΕΩΝ ΕΞΑΓΩΓΗ ΠΑΡΑΜΕΤΡΩΝ ΛΥΧΝΙΑΣ ΑΠΌ ΤΗ ΓΡΑΜΜΗ ΦΟΡΤΙΟΥ ΑΝΑΛΥΣΗ ΜΙΚΡΟΥ ΣΗΜΑΤΟΣ BYPASS ΠΥΚΝΩΤΗΣ ΚΑΘΟΔΟΥ ΕΣΩΤΕΡΙΚΕΣ ΧΩΡΗΤΙΚΟΤΗΤΕΣ ΚΑΙ ΦΑΙΝΟΜΕΝΟ MILLER ΑΝΤΙΣΤΑΣΗ ΕΞΟΔΟΥ ΠΟΛΩΣΗ ΚΑΘΟΔΟΥ ΜΕ ΗΜΙΑΓΩΓΟΥΣ Η AC ΓΡΑΜΜΗ ΦΟΡΤΙΟΥ 96 2

9 4.6 Ο ΚΑΘΟΔΙΚΟΣ ΑΝΑΣΤΡΟΦΕΑΣ ΦΑΣΗΣ ΛΕΙΤΟΥΡΓΙΑ ΒΑΣΙΚΕΣ ΠΑΡΑΜΕΤΡΟΙ ΤΟΥ CATHODYNE ΔΙΑΦΟΡΙΚΟΣ ΕΝΙΣΧΥΤΗΣ ΤΡΙΟΔΩΝ ΒΑΣΙΚΗ ΛΕΙΤΟΥΡΓΙΑ ΠΑΡΑΜΕΤΡΟΙ ΔΙΑΦΟΡΙΚΟΥ ΕΝΙΣΧΥΤΗ ΣΧΕΔΙΑΣΗ ΕΝΌΣ ΔΙΑΦΟΡΙΚΟΥ ΕΝΙΣΧΥΤΗ 101 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 5. REAL MCTUBE ΓΕΝΙΚΑ ΑΝΑΛΥΣΗ ΛΕΙΤΟΥΡΓΙΑΣ ΑΝΑΛΥΣΗ ΠΡΩΤΟΥ ΣΤΑΔΙΟΥ ΑΝΑΛΥΣΗ ΔΕΥΤΕΡΟΥ ΣΤΑΔΙΟΥ ΣΥΜΠΕΡΙΦΟΡΑ ΣΥΝΟΛΙΚΟΥ ΚΥΚΛΩΜΑΤΟΣ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΤΡΟΦΟΔΟΣΙΑ ΠΛΑΚΕΤΑ ΧΡΟΙΑ 113 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 6. ΠΕΝΤΟΔΟΙ ΠΡΟΣΤΑΤΕΥΤΙΚΗ ΣΧΑΡΑ ΣΧΑΡΑ ΑΝΑΣΤΟΛΗΣ Η ΕΠΙΠΤΩΣΗ ΤΗΣ ΤΑΣΗΣ ΠΡΟΣΤΑΤΕΥΤΙΚΗΣ ΣΧΑΡΑΣ 117 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 7. ΠΛΗΡΗΣ ΑΚΟΥΣΤΙΚΟΣ ΕΝΙΣΧΥΤΗΣ ΛΥΧΝΙΩΝ ΓΕΝΙΚΑ ΤΕΛΙΚΟ ΣΤΑΔΙΟ ΕΝΙΣΧΥΣΗΣ ΕΠΙΛΟΓΗ ΤΑΣΗΣ ΑΝΟΔΟΥ ΥΠΟΛΟΓΙΣΜΟΣ ΡΕΥΜΑΤΟΣ ΠΟΛΩΣΗΣ ΗΡΕΜΙΑΣ ΚΑΤΑΝΑΛΩΣΗ ΙΣΧΥΟΣ ΗΡΕΜΙΑΣ ΥΠΟΛΟΓΙΣΜΟΣ ΤΑΣΗΣ ΠΟΛΩΣΗΣ ΣΧΑΡΑΣ ΕΛΕΓΧΟΥ ΡΕΥΜΑ ΠΡΟΣΤΑΤΕΥΤΙΚΗΣ ΣΧΑΡΑΣ ΥΠΟΛΟΓΙΣΜΟΣ ΑΝΤΙΣΤΑΣΗΣ ΕΞΟΔΟΥ ΥΠΟΛΟΓΙΣΜΟΣ ΣΥΝΤΕΛΕΣΤΩΝ ΜΕΤΑΣΧΗΜΑΤΙΣΤΗ ΕΞΟΔΟΥ ΕΠΙΠΕΔΟ ΟΔΗΓΗΣΗΣ ΤΑΣΗΣ ΕΙΣΟΔΟΥ ΕΚΤΙΜΗΣΗ ΚΕΡΔΟΥΣ ΠΟΛΩΣΗ ΠΡΟΣΤΑΤΕΥΤΙΚΗΣ ΣΧΑΡΑΣ ΠΟΛΩΣΗ ΣΧΑΡΑΣ ΕΛΕΓΧΟΥ ΕΠΙΠΛΕΟΝ LOW PASS ΦΙΛΤΡΑ ΠΡΩΤΟ ΔΙΑΦΟΡΙΚΟ ΣΤΑΔΙΟ ΠΟΛΩΣΗ ΚΕΡΔΟΣ ΑΝΤΙΣΤΑΣΗ ΕΙΣΟΔΟΥ ΧΩΡΗΤΙΚΟΤΗΤΑ ΕΙΣΟΔΟΥ ΑΝΤΙΣΤΑΣΗ ΕΞΟΔΟΥ 124 3

10 7.4 ΔΕΥΤΕΡΟ ΔΙΑΦΟΡΙΚΟ ΣΤΑΔΙΟ ΑΡΝΗΤΙΚΗ ΑΝΑΔΡΑΣΗ ΚΕΡΔΟΣ ΑΝΟΙΚΤΟΥ ΒΡΟΓΧΟΥ ΣΥΝΤΕΛΕΣΤΗΣ ΑΝΑΔΡΑΣΗΣ-ΚΕΡΔΟΣ ΚΛΕΙΣΤΟΥ ΒΡΟΓΧΟΥ ΔΙΑΦΟΡΙΚΕΣ ΕΞΟΔΟΙ ΠΡΟΕΝΙΣΧΥΤΩΝ ΤΕΛΙΚΗ ΕΞΟΔΟΣ ΑΠΟΚΡΙΣΗ ΣΥΧΝΟΤΗΤΑΣ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ POWER SUPPLIES ΠΛΑΚΕΤΑ ΣΥΜΠΕΡΑΣΜΑΤΑ 132 4

11 Η σελίδα αυτή είναι κενή 5

12 ΕΙΣΑΓΩΓΗ Η παρούσα διπλωματική αποτελεί μια διατριβή στα αναλογικά ηλεκτρονικά ηχητικών εφαρμογών. Η έφεση είναι στα κυκλώματα που προορίζονται για την ηλεκτρική κιθάρα, αν και καποια από αυτά θα μπορούσαν να βρουν εφαρμογή και σε άλλα μουσικά όργανα ή ακόμα και σε φωνητική είσοδο. Οι στόχοι της διπλωματικής αυτής είναι δύο: Ο πρώτος είναι η εξοικείωση μας με πρακτικές-υλικές εφαρμογές των αναλογικών ηλεκτρονικών, διότι, όπως διαπιστώσαμε, η θεωρία πάντα διαφέρει πολύ από την πράξη. Ο δεύτερος λόγος είναι το γεγονός ότι δεν καταφέραμε να βρούμε κάποιο συγκεκριμένο σύγραμμα που να μας καλύπτει πλήρως στο θέμα των ενισχυτών με λυχνίες. Προκειμένου να μάθουμε να σχεδιάζουμε ενισχυτές λυχνιών καταφύγαμε στην αγορά πολλών διαφορετικών συγραμμάτων και στις πολλές ώρες ψαξίματος στο διαδίκτυο προκειμένου να αντλήσουμε όλες τις απαραίτητες πληροφορίες που μας ήταν απαραίτητες για τη σχεδίαση. Επομένως, αποφασίσαμε να συγκεντρώσουμε ό- λες τις πληροφορίες που αντλήσαμε από παλιά βιβλία, ιστοσελίδες, e-books, ακόμα και διαδικτυακά forums για να έρθουμε σε σημείο να μπορούμε να σχεδιάζουμε ενισχυτές, σε ένα σύγραμμα, στο οποίο θα μπορεί να ανατρέχει, εύκολα πλέον, ένας φοιτητής όταν θα θέλει να κάνει κάποια δική του κατασκευή ή σχεδίαση. Ο λόγος που αποφασίστηκε τα ηλεκτρονικά ακουστικών εφαρμογών με έφεση στην ηλεκτρική κιθάρα να είναι το αντικείμενο της παρούσας διπλωματικής ήταν η έφεσή μας προς τη μουσική και ιδιαίτερα τη μοντέρνη ροκ. Χρησιμοποιώ το πρώτο πληθυντικό στα ρήματα που γράφω, διότι από την πρώτη στιγμή, μέχρι και την στιγμή της ολοκλήρωσης του πειράματος, ο καθηγητής, φίλος και μέντοράς μου, Κώστας Ευσταθίου ήταν πάντα δίπλα μου και θα μπορούσα να πω ότι η δουλειά που ο ίδιος έφερε εις πέρας για τη διπλωματική αυτή πιθανότατα ξεπερνάει αυτή που έφερα εις πέρας εγώ. Δυστυχώς, ο Κώστας δεν είναι πια μαζί μας και με στενοχωρεί ιδιαίτερα το ότι δεν θα καταφέρει να δει την παρουσίαση της διπλωματικής που μαζί, με πολλές ώρες συνεργατικής προσπάθειας φέραμε εις πέρας. Η διπλωματική αυτή είναι αφιερωμένη στη μνήμη του αγαπημένου μου δασκάλου, Κώστα Ευσταθίου, χωρίς τον οποίο θα ήταν πρακτικά αδύνατη η διεκπεραίωση της. Το έργο αυτό είναι δικό του, όσο και δικό μου. 6

13 Η σελίδα αυτή είναι κενή 7

14 1.1 Εισαγωγη ΚΕΦΑΛΑΙΟ 1. Βασικες Εννοιες Σε αυτό το κεφάλαιο θα παρουσιάσουμε μερικές έννοιες κυρίως πρακτικού χαρακτήρα οι οποίες χρησιμοποιούνται κατά κόρον στην εργασία. Είναι κυρίως υλικοπρακτικές τεχνικές 1.2 True Bypass και Fet Switching Θα κάνουμε μια σύντομη περιγραφή και έπειτα θα παραθέσουμε τα πλεονεκτήματα και τα μειονεκτήματα της κάθε μεθόδου switching κυκλωμάτων. Φυσικά, οι παραπάνω μέθοδοι είναι εφαρμόσιμες σε οποιουδήποτε είδους σήματα και συστήματα True Bypass Switching Το true bypass switching είναι μια καθαρά μηχανική μέθοδος για την εισαγωγή και εξαγωγή ενός συστήματος από το effect chain του ηχητικού σήματος. Χρησιμοποιείται ένας μηχανικός διακόπτης two pole double throw ή triple pole double throw αν θέλει κάποιος να τοποθετήσει και ένα ενδεικτικό led Τροπος Λειτουργιας Ο τρόπος λειτουργίας του είναι απλός και φαίνεται στο σχήμα 1-1. Όταν οι διακόπτες βρίσκονται στην πάνω θέση, η ΕΙΣΟΔΟΣ συνδέεται με την ΕΙΣΟΔΟΣ ΕΦΕ και η ΕΞΟ- ΔΟΣ με την ΕΞΟΔΟΣ ΕΦΕ. Αυτό συνεπάγεται ότι το σήμα εισόδου εισέρχεται στο σύστημα και η επόμενη βαθμίδα δέχεται το επεξεργασμένο από το σύστημα σήμα. Ταυτόχρονα, α- νάβει το ενδεικτικό LED διότι η άνοδός του έχει υψηλότερη τάση από την κάθοδό του. Φροντίζουμε, Σχήμα 1-1 Σχηματική αναπαράσταση του μηχανικού true bypass switching με 3PDT switch φυσικά, η αντίσταση εν σειρά με το LED να έχει τέτοια τιμή ώστε να έχει χαμηλή κατανάλωση ρεύματος. Προφανώς, ανάλογα με την τιμή της επηρεάζεται και η φωτεινότητα του LED. Όταν οι διακόπτες βρίσκονται στην κάτω θέση η ΕΙΣΟΔΟΣ συνδέεται με την ΕΞΟΔΟΣ, το οποίο σημαίνει ότι το σήμα παρακάμπτει το σύστημα και πηγαίνει 8

15 απευθείας στην επόμενη βαθμίδα. Ταυτόχρονα το ενδεικτικό LED δεν ανάβει διότι η κάθοδός του είναι ανοικτοκύκλωμένη Πλεονεκτηματα Το πρώτο και μεγίστης σημασίας πλεονέκτημα αυτής της μεθόδου είναι προφανές: Όταν το σήμα δεν εισέρχεται στο σύστημα, συνεχίζει στην επόμενη βαθμίδα εντελώς αναλλοίωτο. Αυτός είναι και ο κύριος λόγος για τον οποίο εμείς επιλέξαμε σε όλα τα project την μέθοδο αυτή για να επιτύχουμε το switching. Άλλο ένα πλεονέκτημα είναι ότι δεν απαιτεί σχεδίαση στην πλακέτα ούτε simulation για την επιβεβαίωση της ορθής λειτουργίας του. Αυτό έχει σαν αποτέλεσμα τη σχεδίαση μικρότερων σε μέγεθος πλακετών, καθώς και γρηγορότερο testing Μειονεκτηματα Βεβαίως, η μέθοδος αυτή, όπως είναι αναμενόμενο παρουσιάζει και μειονεκτήματα. Το κυριότερο είναι ότι ο μηχανικός διακόπτης έχει πάντα περιορισμένη διάρκεια ζωής (συνήθως μετράται σε αριθμό πατημάτων του διακόπτη που μπορεί να υποστεί χωρίς να παρουσιάσει πρόβλημα) και κατά συνέπεια απαιτείται η κατά καιρούς αντικατάστασή του. Επιπλέον, η ύπαρξη εξωτερικού διακόπτη συνεπάγεται χρήση ενός αριθμού από καλώδια για τη σύνδεση των ακροδεκτών εισόδουεξόδου του συστήματος με αυτόν. Η διαδικασία αυτή είναι ελαφρώς χρονοβόρα και σε ορισμένες περιπτώσεις (συνήθως όχι σε ηχητικές εφαρμογές) η εισαγωγή καλωδίων προσθέτει θόρυβο στο κύκλωμα. Επιπλέον, ο μηχανικός διακόπτης παρουσιάζει μια εν σειρά αντίσταση (της τάξης των milliohms). Αυτή η αντίσταση, όταν έχουμε εν σειρά σύνδεση πολλών συστημάτων μπορεί να αποτελέσει πρόβλημα, καθώς θα αυξάνει σε σημαντικό βαθμό την αντίσταση εξόδου του συνόλου των συστημάτων. Το πιο σημαντικό μειονέκτημα της μεθόδου αυτής είναι το ακόλουθο: Τα περισσότερα συστήματα (αν όχι όλα) έχουν στην είσοδό και την έξοδό τους έναν πυκνωτή αρκετά μεγάλης τιμής. Οι πυκνωτές αυτοί είναι τοποθετημένοι εν σειρά με τη ροή του σήματος. Σκοπός τους είναι να εμποδίσουν τις συνιστώσες συνεχούς ρεύματος από τα προηγούμενα και τα επόμενα συστήματα να εισέλθουν στο κύκλωμα του ιδίου συστήματος, καθώς και αυτές του ίδιου του κυκλώματος να εξέλθουν προς τα διπλανά εκατέρωθεν κυκλώματα. Παρακάτω έχουμε σχεδιάσει ένα απλό κύκλωμα κοινού εκπομπού με αντίσταση στον εκπομπό προκειμένου να δειχθεί πιο με απτό τρόπο το φαινόμενο, καθώς και η αντιμετώπισή του. Εδώ, για λόγους απλότητας, έχουμε παραβλέψει το ενδεικτικό led και έχουμε σπάσει το 3PDT switch σε δύο SPDT. Το κύκλωμα, σε αυτό το σχέδιο είναι bypassed, δηλαδή δεν παρεμβάλλεται στο signal chain. Όπως βλέπουμε, ο δεξιά κόμβος του C1 (πυκνωτή εισόδου) είναι πολωμένος σε κάποια DC τάση (συνήθως είναι η μισή της VCC), ενώ ο αριστερά είναι ανοικτοκυκλωμένος. Έτσι, ό- Σχήμα 1-2 Απλό κύκλωμα κοινού εκπομπού με True Bypass Switching 9

16 ταν το ζεύγος των SPDT διακοπτών αλλάξει θέση, ο πυκνωτής θα εκφορτιστεί άμεσα μέσα από το κύκλωμα προς τη έξοδο. Το φαινόμενο αυτό, σε μια ηχητική εφαρμογή συνίσταται σε έναν στιγμιαίο κρότο, ο οποίος, εκτός του ότι είναι η- χητικά ανεπιθύμητος, μπορεί να προξενήσει και βλάβες σε ευαίσθητα κυκλώματα. (προφανώς τα ίδια ισχύουν και για τον πυκνωτή C2 στην έξοδο). Υπάρχει όμως και τρόπος να αντιμετωπιστεί, χωρίς καμία ουσιαστική αύξηση κόστος στο κύκλωμα, ή και σε εργασία. Η λύση παρουσιάζεται στο σχήμα 1-3. Βλέπουμε πως έχουν προστεθεί δύο αντιστάσεις στο κύκλωμα: Η R5 και η R6. Η R5 έχει πολύ μεγάλη τιμή (άνω του 1Μ) και κατά συνέπεια δεν επηρεάζει καθόλου την αντίσταση εισόδου του συστήματος. Η R6 είναι συνήθως περίπου 100Κ. Όταν ο διακόπτης είναι στην θέση που φαίνεται στην εικόνα, οι δύο πυκνωτές εκφορτίζονται μέσω των επιπρόσθετων αντιστάσεων και έτσι δεν υπάρχει πια συγκεντρωμένη τάση να φύγει απότομα στην έξοδο με την αλλαγή της θέσης του διακόπτη Fet Switching Το Fet Switching χρησιμοποιεί, όπως άλλωστε προδίδει και το όνομά του, τρανζίστορ επίδρασης πεδίου (Field Effect Transistors FET) με την τεχνική pass transistor logic για να πραγματοποιήσει το switching του συστήματος από το signal chain. Επιπλέον, χρησιμοποιεί ένα latch για να διατηρεί τις τάσεις στις πύλες των pass transistors στο επιθυμητό επίπεδο Block Διαγραμμα Σχήμα 1-3 Προσθήκη αντιστάσεων στο κύκλωμα του Σχήματος 1-2. Η συνολική εγκατάσταση υπό τη μορφή block διαγράμματος δείχνεται στο Σχήμα 1-4. Όλα αυτά τα συστήματα χρησιμοποιούν απομονωτές στην είσοδο και στην έξοδο. Σχεδόν όλοι τους χρησιμοποιούν απλά διπολικά τρανζίστορ NPN για τους απομονωτές, αν και κάποια χρησιμοποιούν ένα opamp ή ένα JFET σε συνδεσμολογία ακόλουθου πηγής. Τα Q1 και Q2 είναι οι απομονωτές στην είσοδο και την έξοδο αντίστοιχα. Η σύνθετη αντίσταση εισόδου είναι υψηλή ώστε να μην προκαλέσει μια μεγάλη απώλεια σε πρίμα, αν και είναι συνήθως περίπου 220Κ με 470K, επειδή η τιμή της αντίστασης πόλωσης για το Q1 δεν μπορεί να είναι πολύ υψηλότερη από την τιμή αυτή στις περισσότερες περιπτώσεις. Μερικές φορές θα υπάρχει αντίσταση σε σειρά με τον πυκνωτή εξόδου στην έξοδο του Q2. Αυτή υπάρχει είναι έτσι ώστε ένα ανεπιθύμητο βραχυκύκλωμα στην έ- ξοδο να μην προκαλέσει ζημιά στο κύκλωμα. 10

17 Σχήμα 1-4 Block διάγραμμα ενός κυκλώματος με FET Switching. Γενικά, στις ηχητικές εφαρμογές χρησιμοποιούμε τους όρους dry και wet σήμα: Όταν έχουμε ένα σύστημα επεξεργασίας ήχου, dry σήμα είναι αυτό το οποίο δεν εισέρχεται στο κύκλωμα και επομένως δεν υπόκειται σε επεξεργασία, ενώ wet σήμα είναι αυτό που βγαίνει από την έξοδο του κυκλώματος, που είναι, φυσικά, επεξεργασμένο. Όπως βλέπουμε, σε κύκλωμα με Fet Switching δεν υπάρχει στην πραγματικότητα dry σήμα, διότι η είσοδος περνάει πάντα από τους δύο απομονωτές. Θα αποκαλέσουμε, για λόγους ευκολίας, dry σήμα, αυτό που δεν εισέρχεται στο σύστημα (system). Με τις κόκκινες διακεκομμένες γραμμές, συμβολίζουμε το γεγονός ότι μέσω του toggle circuit ελέγχονται οι θέσεις των τριών διακοπτών. Σημειώνουμε επίσης ότι οι διακόπτες SW2 και SW1 βρίσκονται πάντα σε ίδιες μεταξύ τους θέσεις (ή και οι δυο on ή και οι δυο off) και ο SW3 βρίσκεται πάντα στην αντίθετη θέση με τους άλλους 2. Η βασική λειτουργία είναι η εξής: Όταν οι SW2 και SW1 είναι on (ο SW3 είναι off), το σήμα Vin εισέρχεται στον πρώτο απομονωτή και από την έξοδο αυτού εισέρχεται στο system, όπου και επεξεργάζεται και στη συνέχεια εισέρχεται στον απομονωτή εξόδου και βγαίνει τελικά στην έξοδο. Όταν ο SW3 είναι on (οι άλλοι είναι off) το σήμα στην έξοδο του πρώτου α- πομονωτή εισέρχεται απευθείας στον δεύτερο απομονωτή και έπειτα στην έξοδο. 11

18 Jfet Switches Θα εξετάσουμε τώρα πως λειτουργούν οι διακόπτες με Jfet. Ένα Ν- καναλιού JFET είναι "on", με την διακοπτική έννοια, όταν υπάρχει μηδενική διαφορά τάσης μεταξύ της πύλης και της πηγής του. Στην πράξη, μπορούμε να ανοικτοκυκλώσουμε την πύλη, και η αντίσταση μεταξύ του drain και του source κατεβαίνει στην χαμηλότερη δυνατή τιμή. Για να απενεργοποιηθεί το JFET, δηλαδή, να μην αφήνει να περάσει το σήμα από μέσα του- θα πρέπει η πύλη του να έχει πιο αρνητική τάση από το drain και το source του. Σε ένα τροφοδοτούμενο από 9 Volts κύκλωμα, ένας τρόπος να γίνει αυτό είναι να πολώσουμε το drain και το source σε μια τάση πάνω από τα 0 Volts. Η κατάσταση "on" δημιουργείται αφήνοντας την πύλη να έχει περίπου την ίδια τάση με τo drain και το source. Η κατάσταση off γίνεται τραβώντας την τάση της πύλης κοντά στη γείωση, έτσι ώστε να είναι αρκετά βολτ χαμηλότερη από την υποδοχή και την πηγή. Δεδομένου ότι σχεδόν όλα τα κυκλώματα των εφέ ηλεκτρικής κιθάρας που λειτουργούν στα 9V χρησιμοποιούν μια τάση πόλωσης περίπου το ήμισυ της τροφοδοσίας (4.5V), είναι απλό να πολωθούν τα drain και source στα 4,5 V με υψηλής τιμής αντιστάσεις. Αυτές εμφανίζονται ως R bias στην παραπάνω εικόνα, συνδεόμενες με την τάση V bias. Οι πυκνωτές στην είσοδο και στην έξοδο εμποδίζουν τις DC συνιστώσες του υπολοίπου κυκλώματος να διαταράξουν την ορθή λειτουργία του JFET. Το σήμα Vswitch εφαρμόζεται μέσω των R slow και C slow, που ο συνδυασμός τους εμποδίζει το JFET να μεταβάλλει την κατάσταση λειτουργίας του υπερβολικά γρήγορα (σε nanoseconds). Αυτό εμποδίζει την εμφάνιση ηχητικού κρότου κατά τη μετάβαση. Η τάση V switch πρέπει να πέσει σχεδόν στα 0Volts για να φέρει σε κατάσταση off το JFET και πρέπει να ανέβει αρκετά υψηλά ώστε η πύλη να αποκτήσει τουλάχιστον τάση ίση με την V bias της υποδοχής και της πηγής. Με τη δίοδο, όπως δείχνεται, σε σειρά με την πύλη του JFET, η τάση V switch μπορεί να φτάσει τα 9V, και η δίοδος αποτρέπει αυτό το φαινόμενο από το να διαταράξει τη διακοπτική λειτουργία του JFET με το να μην αφήνει την υψηλότερη τάση να διαταράξει τη διαφορά δυναμικού πύλης-πηγής του JFET. Από τα παραπάνω, φαίνεται πως αν αντικαταστήσουμε τους διακόπτες στο αρχικό σχηματικό με διακόπτες JFET, μας μένει να κάνουμε τα JFET να λειτουργήσουν με τέτοιον τρόπο ώστε οι διακόπτες SW2 και SW1 να βρίσκονται πάντα σε ίδιες μεταξύ τους καταστάσεις και ο SW3 βρίσκεται πάντα σε αντίθετη κατάσταση με αυτούς. Το μόνο που έχουμε να κάνουμε είναι να τροφοδοτούμε τους SW1 και SW2 από ένα σήμα ελέγχου του διακόπτη που κυμαίνεται πάνω από την τάση V bias έως τη γη και στη συνέχεια φροντίσουμε να τροφοδοτήσουμε τον SW3 με ένα αντίθετο σήμα, ένα που είναι στη γη, όταν η τάση ελέγχου SW1 και SW2 είναι υψηλότερη από την V bias, και αντίστοιχα πάνω από την V bias όταν η τάση ελέγχου στα SW1 και SW2 είναι στη γη. Αυτό πραγματοποιείται με το κύκ- 12 Σχήμα 1-5 JFET διακόπτης

19 λωμα του σχήματος 1-6. Στο σχήμα, τα Q1 και Q2 είναι απλοί ενισχυτές DC. Έχουν συνδεθεί έτσι ώστε να τροφοδοτούν το ένα το άλλο σε έναν βρόχο. Αν το Q1 συμβαίνει να είναι ενεργοποιημένο, θα τραβάει μεγάλες ποσότητες ρεύματος διαμέσου της R1, και ο συλλέκτης του θα έχει σχεδόν μηδενική τάση, καθώς το τρανζίστορ θα βρίσκεται στην περιοχή του κόρου το οποίο σημαίνει ότι η διαφορά δυναμικού εκπομπού-συλλέκτη θα είναι περίπου 0,1 Volts. Αυτό έλκει το άκρο της R2 προς τη γείωση, και αποτρέπει τη βάση του Q2 από να πάρει οποιοδήποτε σήμα που θα το ενεργοποιούσε, οπότε ο συλλέκτης του Q2 είναι σε υ- ψηλό δυναμικό, σχεδόν 9V. Με Q2 στην αποκοπή, ένα ρεύμα περνά μέσα από τις R4 και R3 και παρέχει ρεύμα στη βάση του Q1 και κρατώντας το on. Έτσι, το Q1 παραμένει on, όσο τίποτα άλλο δεν συμβαίνει. Αν η βάση του Q1βραχυκυκλωθεί στιγμιαία με τη γείωση, αυτό θα σταματήσει να τραβάει ρεύμα μέσα από την R1, κρατώντας τον κόμβο των R1 και R2 σε χαμηλό δυναμικό. Αυτό θα επιτρέψει τη ροή ρεύματος μέσω της R2 στη βάση του Q2, και θα ενεργοποιήσει το Q2, τραβώντας προς τα κάτω το δυναμικό του κόμβου των R4 και R3, στερώντας το απαραίτητο για την on λειτουργία ρεύμα βάσης του Q1. Διαπιστώνουμε ότι τώρα το Q1 θα παραμείνει off και το Q2 θα παραμείνει on. Τα δύο τρανζίστορ έχουν ανταλλάξει καταστάσεις. Κάθε φορά που απενεργοποιούμε το ενεργό τρανζίστορ, το άλλο ενεργοποιείται. Είναι ένας διακόπτης κυκλώματος, το οποίο αλλάζει ποια τάση συλλέκτη θα είναι υψηλή κάθε φορά που του λέμε να αλλάξει. Έτσι μπορούμε να συνδέσουμε τον συλλέκτη του, ας πούμε, Q1 στο V switch των SW1 και SW2 και τον συλλέκτη του Q2 στο V switch του SW3 του τερματικού, και έχουμε την εναλλασσόμενη δράση που πραγματοποιεί το επιθυμητό bypass Πλεονεκτηματα και Μειονεκτηματα Σχήμα 1-6 Παροχέας τάσεων Ενεργοποίησης διακοπτών Fet Τα πλεονεκτήματα που έχει αυτό το είδος bypass είναι μόνο 3 αλλά είναι αρκετά σημαντικά. 1) Οι απομονωτές στην είσοδο και την έξοδο του κυκλώματος παρουσιάζουν υψηλή αντίσταση εισόδου και χαμηλή αντίσταση εξόδου, κάτι το οποίο είναι πάντα επιθυμητό. 2) Ένα ηλεκτρονικό διακοπτικό σύστημα (με εξαίρεση τον διακόπτη που βραχυκυκλώνει στιγμιαία με τη γείωση τη βάση των τρανζίστορ, ο οποίος αναπόφευκτα είναι μηχανικός) έχει πολύ μεγαλύτερη διάρκεια ζωής από ένα μηχανικό. 3) Τέλος, η εισαγωγή-εξαγωγή του κυκλώματος από το συνολικό ηχητικό σύστημα γίνεται με πολύ πιο ομαλό τρόπο, δηλαδή δεν έχουμε στιγμιαίο κρότο ή διακοπή του σήματος προς την έξοδο. 13

20 Τα μειονεκτήματά του όμως, είναι εξίσου σημαντικά με τα πλεονεκτήματά του. 1) Το κύκλωμα ουσιαστικά δεν παρακάμπτεται ποτέ, καθότι οι απομονωτές στην είσοδο και την έξοδο παρεμβαίνουν πάντα στο σήμα. Συνεπώς, όταν έχουμε πολλά κυκλώματα με FET Switch εν σειρά, τα οποία δεν είναι ενεργά, έχουμε αισθητά μεγάλη μεταβολή στο αρχικό σήμα, κάτι το οποίο είναι προφανώς ανεπιθύμητο. 2) Το γεγονός ότι οι προαναφερθέντες απομονωτές παρεμβαίνουν πάντα στο σήμα σημαίνει ότι το (συνολικό) κύκλωμα του εφέ, αν θα εισαχθεί σε ένα signal chain, θα πρέπει να τροφοδοτείται με DC τάση, ακόμα και αν δεν χρησιμοποιηθεί καθόλου, διότι αλλιώς δεν θα περνάει το σήμα από μέσα του. Ένα true bypass εφέ δεν χρειάζεται να τροφοδοτείται, αν δεν παρεμβάλλεται στο σύστημα. 3) Το κύκλωμα του FET Switching,σε συνδυασμό επιπλέον και με τους δυο απομονωτές, οδηγεί σε μεγαλύτερη κατανάλωση ρεύματος από το συνολικό κύκλωμα. 4) Η εισαγωγή ενός επιπλέον επιμέρους κυκλώματος στο συνολικό κύκλωμα του επεξεργαστή ήχου, οδηγεί σε ανάγκη για μεγαλύτερες πλακέτες, πιο πολύπλοκο σχεδιασμό και πιο πολύπλοκο testing ορθής λειτουργίας του κυκλώματος. 1.3 Ψαλιδισμος Γενικα Η έννοια του ψαλιδισμού είναι σε γενικές γραμμές γνωστή σε όλους όσους έχουν ασχοληθεί με ηλεκτρονικά. Θα την παραθέσουμε εδώ αρχικά με συντομία και θα δούμε και πως επιτυγχάνεται τεχνητά στους ηλεκτρονικούς παραμορφωτές για ηλεκτρική κιθάρα, κατηγορία στην οποία ανήκει και η πλειοψηφία των projects αυτής της διπλωματικής. Όταν ένας ενισχυτής ωθείται να δημιουργήσει ένα σήμα με μεγαλύτερη ισχύ από το τροφοδοτικό μπορεί να παράγει, θα ε- νισχύει το σήμα μόνο μέχρι το μέγιστο δυναμικό της, στο οποίο σημείο το σήμα μπορεί δεν μπορεί να ενισχυθεί περαιτέρω. Καθώς το σήμα απλώς κόβει στην μέγιστη δυνατότητα του ενισχυτή, το σήμα Σχήμα 1-7 Ψαλιδισμός σε ένα ημίτονο λέγεται ότι είναι ψαλιδισμένο. Το επιπλέον σήμα το οποίο είναι πέρα από την ικανότητα του ενισχυτή απλώς κόβεται, με αποτέλεσμα ένα ημιτονοειδές κύμα καθίσταται ένα παραμορφωμένο τετραγωνικού κύματος τύπου κυματομορφής. Στο σχήμα 1-7 δίνεται ένα παράδειγμα κυματομορφής ψαλιδισμένου ημιτόνου. 14

21 Παρατηρούμε ότι όσο περισσότερο ψαλιδίζεται το ημίτονο, τόσο περισσότερο μοιάζει με τετραγωνικό παλμό. Οι ενισχυτές έχουν όρια στην τάση, στο ρεύμα, καθώς και κάποια θερμικά ό- ρια. Clipping μπορεί να συμβεί λόγω των περιορισμών στην παροχή ρεύματος ή στο στάδιο εξόδου. Μερικοί ενισχυτές είναι σε θέση να προσφέρουν μέγιστη ισχύ χωρίς clipping για σύντομα χρονικά διαστήματα πριν η ενέργεια που αποθηκεύεται στην παροχή ηλεκτρικού ρεύματος εξαντληθεί ή ο ενισχυτής αρχίσει να υπερθερμαίνεται. Στις συνήθεις ηχητικές εφαρμογές, ο ψαλιδισμός είναι ένα ανεπιθύμητο φαινόμενο διότι σκοπός των εφαρμογών αυτών είναι να παραδίδουν ένα σήμα, όσο το δυνατόν πιο όμοιο με το αρχικά παραγόμενο, κάτι το οποίο ο ψαλιδισμός εγγυάται ότι δεν θα γίνει. Στις εφαρμογές προοριζόμενες για ηλεκτρικές κιθάρες (και ηλεκτρικά μπάσα), η παραμόρφωση από ψαλιδισμό είναι επιθυμητή ώστε να επιτυγχάνεται ο σκληρός ήχος που χρησιμοποιείται στα μοντέρνα είδη μουσικής Παραμορφωση Ενδοδιαμορφωσης Και πάλι, από τη φύση του, ο ψαλιδισμός θα παράγει παραμόρφωση ενδοδιαμόρφωσης, όταν έχουμε δύο ή περισσότερα σήματα διαφορετικών συχνοτήτων που παράγονται ταυτόχρονα από την πηγή. Για μόλις δύο ταυτόχρονα παραγόμενα σήματα, η παραμόρφωση ενδοδιαμόρφωσης παράγει ένα συμπληρωματικό σήμα με συχνότητα ίση με τη διαφορά μεταξύ των συχνοτήτων των δύο αρχικών. Για μουσικά ακόρντα, όπου εμφανίζονται μέχρι 6 σήματα ταυτόχρονα, οι συνδυασμοί ζευγών σημάτων μπορούν να παράγουν μια αγνώριστη, χαώδη έ- ξοδο Διατηρηση (Sustain) Εναντι Δυναμικων (Dynamics) Ένα από τα βασικά επιθυμητά χαρακτηριστικά του ψαλιδισμού είναι η παραγωγή ήχου μεγάλης χρονική διάρκειας με χαρακτηριστικά συμπίεσης (sustain and compression). Συμπίεση του ήχου λέμε το φαινόμενο κατά το οποίο η διαφορά πλάτους των σημάτων εξόδου μεταξύ τους είναι σαφώς ελαττωμένη σε σχέση με αυτήν που τα ίδια σήματα είχαν αρχικά. Όμως, πάρα πολλή συμπίεση, όπως είναι εύκολα αντιληπτό, καταστρέφει τις δυναμικές (dynamics) του ήχου, δηλαδή τη δυνατότητα του μουσικού να δυναμώνει την ένταση του οργάνου του μεταβάλλοντας τη δύναμη με την οποία παίζουν τα χέρια του (ή το στόμα του, αν πρόκειται για πνευστά όργανα). Στόχος πάντα είναι να επιτευχθεί η χρυσή τομή ανάμεσα στα sustain, compression και dynamics. Δεν υπάρχει βέβαια κάποια ακριβής μαθηματική ή κυκλωματική μέθοδος για να γίνει αυτό. Ο μόνος τρόπος είναι η χρήση της εμπειρίας και η ακουστική δοκιμή του κάθε συστήματος. Άλλωστε είναι διαφορετικό το σημείο ισορροπίας που επιθυμεί κάθε χρήστης και διαφορετικός ο τρόπος με τον οποίο χρησιμοποιεί το μουσικό του όργανο σε σχέση με τον αμέσως επόμενο χρήστη, κάτι το οποίο σημαίνει ότι ακόμα και αν ήταν ακριβώς το ίδιο σημείο ισορροπίας Οι δύο πιο συνήθεις τεχνικές για την επίτευξη ψαλιδισμού είναι η χρήση back to back διόδων παράλληλα με τη ροή του σήματος και η εκμετάλλευση της ιδιότη- 15

22 τας του κορεσμού των τρανζίστορ. Περισσότερα για αυτές τις τεχνικές θα αναφέρουμε κατά την ανάλυση των κυκλωμάτων της διπλωματικής. 16

23 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 2. Πλακετων Γενικα Περι Σχεδιασης 2.1 Ειαγωγη Θα παραθέσουμε σε αυτό το κεφάλαιο με συντομία τους κανόνες και τη μεθοδολογία που ακολουθήσαμε κατά τη σχεδίαση των πλακετών των projects της διπλωματικής αυτής 2.2 Επιπεδα (Layers) Μέσα από επίπονη προσπάθεια και επιμονή καταφέραμε να σχεδιάσουμε όλες τις πλακέτες σε μονή επιφάνεια (single layer). Αυτό έγινε κυρίως για λόγους οικονομίας. Σε ορισμένες σχεδιάσεις μπορεί να εμφανίζονται μερικές γραμμές που α- νήκουν σε άλλο layer (στο top layer, ενώ γενικά χρησιμοποιούμε το bottom layer). Αυτές οι γραμμές στην πραγματικότητα δεν είναι γραμμές του layer αυτού, αλλά jumpers που έχουμε τοποθετήσει επειδή δεν υπάρχει δυνατότητα να περάσουν οι γραμμές αυτές αλλιώς. Ένα παράδειγμα φαίνεται στις δύο εικόνες που ακολουθούν. Πρόκειται για ένα κλώνο του γνωστού TS-808 Tubescreamer της Ibanez/Maxon. Η κόκκινη γραμμή που φαίνεται σαν γραμμή του top layer στην πρώτη εικόνα, είναι στην πραγματικότητα το σύρμα που έχει κυκλωθεί με κόκκινο χρώμα στη δεύτερη. Τα παραπάνω θα ισχύουν για κάθε πλακέτα που σχεδιάσαμε στα πλαίσια της εργασίας αυτής, εκτός και αν κάπου αναφέρεται διαφορετικά. Σχήμα 2-1 Πλακέτα TS808 (ηλεκτρονική μορφή) Σχήμα 2-2 Πλακέτα TS808 (πραγματική μορφή) 17

24 2.3 Σχεδιαση Πλακετων Καταλυμματα Ο τρόπος με τον οποίο χρησιμοποιούνται (σε θέμα πρακτικής εργονομίας) τα εφέ της ηλεκτρικής κιθάρας είναι ο εξής: Ο χρήστης τα τοποθετεί στο πάτωμα και χρησιμοποιεί τους ποδοδιακόπτες που διαθέτουν για να τα εισάγει/εξάγει από το signal chain. Αυτό σημαίνει ότι τα ενδεδειγμένα καταλύματα θα πρέπει να είναι υψηλής αντοχής (ώστε να αντέχουν σε χτυπήματα με το πόδι), σχετικά μικρού μεγέθους και να αποτελούνται από αγώγιμο υλικό ώστε να λειτουργούν ως γείωση και να προστατεύουν (υπό τη μορφή κλωβού faraday) από εξωτερικές ηλεκτρομαγνητικές παρεμβολές. Τα διάφορα εφέ που κυκλοφορούν στο εμπόριο έχουν είτε ατσάλινα, είτε αλουμινένια καταλύματα. Τα αλουμινένια έχουν λιγότερη αντοχή στην καταπόνηση σε σχέση με τα ατσάλινα. Το μικρότερο βάρος τους όμως και η μεγαλύτερη διαθεσιμότητά τους όμως μας οδήγησε στην επιλογή αυτών για τα δικά μας κυκλώματα. Συγκεκριμένα, προτιμήσαμε τις δύο σειρές αλουμινένιων καταλυμάτων μικρού μέγεθος (1590 και 1550) της καναδέζικης εταιρείας Hammond Manufacturing Στηριξη Πλακετων Η ανάγκη για εισαγωγή του κυκλώματος σε κατάλυμα μας ανάγκασε να τροποποιήσουμε όλες μας τις αρχικές σχεδιάσεις πλακετών έτσι ώστε και να χωράνε στα επιλεγμένα καταλύματα, αλλά και να μπορούν να στηριχθούν. Εδώ πρέπει να αναφέρουμε ότι το σύνολο του κυκλώματος δεν αποτελείται μόνο από την πλακέτα, αλλά υπάρχουν και τα λεγόμενα στοιχεία εκτός πλακέτας (off-board components). Αυτά είναι τα βύσματα σύνδεσης με την είσοδο και την έξοδο, τα βύσματα σύνδεσης με την τροφοδοσία (μετασχηματιστή ή/και μπαταρία) ο ποδοδιακόπτης, τα ενδεικτικά led και τα ποτενσιόμετρα. Βέβαια, ανάλογα με τη σχεδίαση, ορισμένα από τα παραπάνω (και κάποιες φορές όλα) τοποθετούνται επί της πλακέτας, επομένως δεν μπορούν να θεωρηθούν offboard components. Μελετώντας τις πλακέτες διαφόρων κυκλωμάτων του εμπορίου παρατηρήσαμε την απουσία κάποιας κοινής μεθόδου για τη στήριξη της πλακέτας στο κατάλυμα. Ορισμένες εταιρείες (όπως η Boss) δεν στηρίζουν την πλακέτα πρακτικά πουθενά και απλά τοποθετούν ένα λεπτό πλαστικό φύλλο στην πλευρά των κολλήσεων προκειμένου να μην έρχονται σε επαφή με το καπάκι του καταλύματος και να δημιουργούνται βραχυκυκλώματα με τη γείωση (όπως αναφέραμε το κατάλυμα λειτουργεί ως γείωση). Άλλες εταιρείες έχουν μια προεξοχή στο εσωτερικό του καταλύματος και εκεί βιδώνουν την πλακέτα σε μια τρύπα που έχει προβλέψει ο σχεδιαστής. Ίσως η πιο αποτελεσματική μέθοδος είναι αυτή η οποία ακολουθείται από την εταιρεία Jim Dunlop/MXR. Αυτή η μέθοδος εκμηδενίζει σχεδόν τα off-board 18

25 components, με αποτέλεσμα να μην απαιτείται η χρήση καλωδίων (μόνο το battery snap καλώδιο παραμένει), κάτι το οποίο ελαττώνει το φόρτο εργασίας στις κολλήσεις. Στο σχήμα 2-3 επισυνάπτουμε μια φωτογραφία του εσωτερικού του εφέ Phase 90 της MXR για να κάνουμε όσο το δυνατόν πιο κατανοητά τα παραπάνω. Κατά τη δική μας άποψη, αυτή είναι η καλύτερη μέθοδος, διότι, όπως αναφέραμε, αποφεύγει τη χρήση καλωδίων για τη σύνδεση της πλακέτας με τα off-board components και δίνει επιπλέον περιθώριο όσον αφορά το μέγεθος της πλακέτας. Δυστυχώς ό- μως απαιτεί ιδιαίτερη ακρίβεια κατά την διάτρηση του καταλύματος, κάτι το οποίο σε DIY εφαρμογές, όπως θα μπορούσε να χαρακτηριστεί αυτή η διπλωματική είναι ιδιαίτερα Σχήμα 2-3 Κύκλωμα MXR Phase 90 του εμπορίου μαζί με το κατάλυμά του Σχήμα 2-4 Κύκλωμα κλώνου TS808 μέσα στο κατάλυμά του εμπορίου μαζί με το κατάλυμά του δύσκολο και δεν αποτελεί αντικείμενο ηλεκτρολόγου μηχανικού. 19

26 Για τους παραπάνω λόγους, εμείς επιλέξαμε να στηρίζουμε τις πλακέτες στα καταλύματά τους μέσω των ποτενσιόμετρων τους. Τα off-board components είναι βιδωμένα με τα δικά τους παξιμάδια στο κατάλυμα και με τη χρήση καλωδίων συνδέονται με την πλακέτα. Στο σχήμα 2-4 παραθέτουμε τη φωτογραφία της πλακέτας ενός κλώνου του TS-808 Tubescreamer που δείξαμε προηγουμένως, μαζί με το κατάλυμά του. Το κατάλυμα είναι το 1590Ν1 της Hammond Manufacturing, το οποίο έχει ίδιες διαστάσεις (με εξαίρεση το ύψος που είναι σαφώς χαμηλότερο) με το κατάλυμα που έχει το TS-808 του εμπορίου. Δυστυχώς, όπως γίνεται εμφανές από τη φωτογραφία, με αυτήν τη μέθοδο, δεν αποφεύγουμε το χάος των καλωδίων και είμαστε αναγκασμένοι να περιορίσουμε το πλάτος της πλακέτας, προκειμένου αυτή να μην προεξέχει από το κάτω μέρος του καταλύματος. Στη συγκεκριμένη σχεδίαση, η πλακέτα είναι κάθετη στο επίπεδο του καπακιού. Για αυτόν τον λόγο έχουμε χρησιμοποιήσει οριζόντιας στήριξης (horizontal mount) ποτενσιόμετρα. Σε άλλες περιπτώσεις την έχουμε στηρίξει παράλληλα στο επίπεδο του καπακιού. Εκεί, χρειάστηκαν κάθετης στήριξης (vertical mount) ποτενσιόμετρα. Δυστυχώς και σε αυτές τις περιπτώσεις πρέπει να περιορίσουμε το πλάτος της πλακέτας, προκειμένου να υπάρχει χώρος και για τα off-board components Μεγεθος και Σχημα Πλακετων Από όσα έχουμε ήδη αναφέρει, έχει γίνει προφανές ότι και το μέγεθος και το σχήμα όλων των πλακετών αναπροσαρμόστηκε έτσι ώστε να μπορέσει να στηριχθεί και να χωρέσει στα καταλύματα. Χρησιμοποιήσαμε το ρήμα αναπροσαρμόστηκε διότι αρχικά δεν είχαν ληφθεί υπόψη όλες αυτές οι παράμετροι και οι πρώτες πλακέτες που σχεδιάσαμε, αν και ήταν λειτουργικές, δεν μπορούσαν να χρησιμοποιηθούν πρακτικά. Βέβαια, μετά από κάθε καταστροφή έχουμε πάντα και ορισμένα οφέλη: Η ε- πανασχεδίαση τόσον πλακετών σίγουρα μας εξοικείωσε περισσότερο με τη σχεδίαση γενικά και ο επιπλέον κόπος που χρειάστηκε μας οδήγησε σε ένα καλύτερο plan ahead σε ό,τι αφορά τα ηλεκτρονικά γενικότερα, έτσι ώστε να μην ξανασυναντήσουμε παρόμοιες καταστάσεις. Μια πολύ προφανής αντιμετώπιση του περιορισμού στο μέγεθος των πλακετών είναι η χρήση μεγαλύτερων καταλυμάτων. Ατυχώς, τα μεγαλύτερα καταλύματα έχουν σαφώς υψηλότερο κόστος και επιπλέον, όσο μεγαλύτερο είναι το κατάλυμα, τόσο πιο δύσχρηστο γίνεται από πρακτική/εργονομική άποψη. Συνεπώς, η παραπάνω λύση δεν ήταν πάντα εφαρμόσιμη. Για να καταφέρουμε να αντιμετωπίσουμε το παραπάνω πρόβλημα, υιοθετήσαμε μια τεχνική σχεδίασης του παρελθόντος: Αυτή ήταν η τοποθέτηση των αντιστάσεων σε όρθια θέση. Αυτή φαίνεται πολύ καθαρά στο σχήμα 2-2. Με αυτόν τον τρόπο περιορίζεται ο χώρος που απαιτούν στο επίπεδο της πλακέτας. Προφανώς αυξάνεται ο χώρος που απαιτούν στο επίπεδο κάθετα με αυτό της πλακέτας, αλλά εκεί υπήρχε γενικά άφθονο περιθώριο. Δεν εφαρμόστηκε σε όλες τις σχεδιάσεις η τεχνική αυτή. Μόνο σε αυτές στις οποίες υπήρξε πρόβλημα χώρου. 20

27 2.3.4 Design Rules Θα παραθέσουμε σύντομα τους κανόνες σχεδίασης που ακολουθήσαμε όσον αφορά το clearance, τα footprints που χρησιμοποιήσαμε, τα πάχη των γραμμών και το polygon plane Clearance Constraint Σε όλες τις σχεδιάσεις που δεν περιείχαν λυχνίες επιλέξαμε να βάλουμε ένα constraint 10 mil μεταξύ των γραμμών με τα components και των components μεταξύ τους, 15 mil μεταξύ του polygon plane και ολόκληρης της υπόλοιπης πλακέτας και επίσης 15 mil μεταξύ του keep out layer και ολόκληρης της υπόλοιπης πλακέτας. Με τις τιμές αυτές είχαμε μια αρκετά καλή ισορροπία μεταξύ της ευκολίας στις κολλήσεις και στον περιορισμό του μεγέθους της πλακέτας. Φυσικά, όλα τα components που χρησιμοποιήσαμε ήταν through-hole. Αν είχαμε χρησιμοποιήσει SMD components θα έπρεπε να θέσουμε εντελώς άλλους κανόνες. Στις σχεδιάσεις που περιείχαν λυχνίες θέσαμε διπλάσια clearance constraint στο polygon και στο keep out layer διότι οι τάσεις και οι θερμοκρασίες που ε- πικρατούσαν ήταν ιδιαίτερα υψηλές, σε σημείο να υπάρξει κίνδυνος δημιουργίας ηλεκτρικής εκκένωσης σε διάφορα σημεία Track Width Το πλάτος γραμμών στα κυκλώματα χωρίς λυχνίες ήταν γενικά στα 15 mil. Θέσαμε όμως ελάχιστα και μέγιστα όρια στα 10 mil και 30 mil αντίστοιχα. Το ελάχιστο όριο τέθηκε για περιπτώσεις ανάγκης όπου πιθανότατα σε κάποιο σημείο να πρέπει να περάσουν πολλές γραμμές παράλληλα σε περιορισμένο χώρο. Το μέγιστο όριο, όπου αυτό χρησιμοποιήθηκε, εφαρμόστηκε στις γραμμές της DC τροφοδοσίας, προκειμένου να εμφανίσει μικρότερη αντίσταση κατά μήκος της γραμμής. Στα κυκλώματα των λυχνιών χρησιμοποιήσαμε πλάτος 30 mil για τις γραμμές των σημάτων και για την τάση τροφοδοσίας των ανόδων και των πλεγμάτων. Στο κύκλωμα όμως με τις πεντοδικές λυχνίες, το πάχος των γραμμών της τάσης θέρμανσης των λυχνιών ήταν 100 mil, διότι το ρεύμα που θα περνούσε από τη γραμμή αυτή ήταν ιδιαίτερα υψηλό Polygon Plane Για τη σύνδεση της γείωσης χρησιμοποιήσαμε polygon plane. Το clearance που θέσαμε μεταξύ του polygon plane και ολόκληρου του board είναι 15 mil για τα κυκλώματα χωρίς λυχνίες και 30 mil για αυτά με λυχνίες. Επίσης, αναφέρουμε πως επιλέξαμε relief connect για τη σύνδεσή του με τα διάφορα pads. Πάλι, 30 mil πάχος για τις πλακέτες με λυχνίες και 15 mil για τις υπόλοιπες Footprints Γενικά η συμβουλή που θα δίναμε σε οποιονδήποτε για την επιλογή των footprints είναι να διαβάσει το datasheet του κάθε στοιχείου και να δει εκεί πιο 21

28 footprint προτείνεται. Σε περίπτωση όπου δεν υπάρχει τέτοια δυνατότητα, πρέπει πρώτα να παραλάβει το στοιχείο και να το έχει στα χέρια του και μετά να κάνει την επιλογή. Είναι πολύ σημαντικό αυτό, διότι αλλιώς μπορεί να αναγκαστεί να ξανασχεδιάσει και να ξανατυπώσει πλακέτες, μια διαδικασία που δεν είναι ευχάριστη και τραβάει πίσω την ολοκλήρωση οποιουδήποτε project. Θα αναφέρουμε ξεχωριστά τι footprints χρησιμοποιήσαμε για κάθε είδος στοιχείου Αντιστασεις Σε όλα μας τα projects χρησιμοποιήσαμε through hole αντιστάσεις των 0,25 Watt, carbon film και metal film. Εξαιρουμένων ορισμένων αντιστάσεων στα project των λυχνιών, οι οποίες ήταν από 0,5 ως και 10 Watt. Για τις 0,25 Watt χρησιμοποιήσαμε τα footprints axial0.4, axial0.3 και κατασκευάσαμε δύο δικά μας footprints για τις όρθιες αντιστάσεις τα οποία ονομάσαμε restand0.1 και restand0.2. Για τις υψηλότερης αντοχής αντιστάσεις δεν είχαμε κάποιο προεπιλεγμένο footprint ανάλογα με τη μέγιστη ισχύ, καθώς τις λαμβάναμε από πολλούς διαφορετικούς προμηθευτές (και κατ επέκταση κατασκευαστές) και κάθε διαφορετική πηγή μας προμήθευε με διαφορετικού μεγέθους αντιστάσεις. Έτσι, τα footprints προσαρμόστηκαν σε axial διαφόρων μηκών Πυκνωτες Επιλογη Τεχνολογιας Η επιλογή των πυκνωτών έγινε ανάλογα με την τιμή της χωρητικότητάς τους: Από 1pf έως 820pf ήταν ceramic disk πυκνωτές, από 1nf ως 820nf ήταν film (polyester ή mylar) πυκνωτές και από 1uf και άνω ήταν ηλεκτρολυτικοί. Εξαίρεση στον κανόνα αποτελούν ορισμένοι 1uf polyester film που χρησιμοποιήσαμε σε ορισμένα project. Ίσως εδώ θα ήταν σκόπιμο να αναφέραμε τα πλεονεκτήματα και τα μειονεκτήματα κάθε τεχνολογίας από τεχνική, οικονομική και ηχητική σκοπιά Κεραμικοι (Ceramic Disc) Πυκνωτες Οι κεραμικοί πυκνωτές είναι ιδιαίτερα φθηνοί, μικροί σε μέγεθος, αλλά χαμηλής ακρίβειας πυκνωτές. Επιπλέον έχουν την τάση να εισάγουν θόρυβο στα διάφορα κυκλώματα. Εμείς γενικά τους αποφύγαμε, με εξαίρεση τις περιπτώσεις όπου επιθυμούσαμε πυκνωτές πολύ μικρής χωρητικότητας, όπου και δεν είχαμε εναλλακτική επιλογή. Για αυτούς τους πυκνωτές χρησιμοποιήσαμε το footprint rad0.2 και για πολύ χαμηλές τιμές (κάτω των 150pf) φτιάξαμε το rad0.1 που είναι το ίδιο με το rad0.2, αλλά με απόσταση των leads στα 100 mil Polyester και Mylar Film Πυκνωτες Και οι δύο περιπτώσεις έχουν πολύ ικανοποιητική ακρίβεια και δεν εισάγουν καθόλου θόρυβο. Οι Mylar Film είναι πιο οικονομικοί (σχεδόν όσο οι κεραμικοί), όμως έχουν το μειονέκτημα ότι έχουν μεγαλύτερο ύψος και σε τιμές χωρητικό- 22

29 τητας άνω των 82nf αυξάνουν και το μήκος και το πλάτος τους, σε σημείο όπου δεν δύναται να τοποθετηθεί άλλο στοιχείο σε απόσταση μικρότερη των 150 mil από αυτούς. Οι Polyester Film είναι μικρότεροι στο μέγεθος, αλλά δεν είναι τόσο οικονομικοί. Υπάρχουν βέβαια και άλλες τεχνολογίες film πυκνωτών (Acrylic, Paper, Polyphenylene, Polypropylene, Polystyrene κ.α.). Εμείς δεν είχαμε όμως πρόσβαση σε αυτούς και έτσι δεν θα εκφέρουμε καμία γνώμη για την ποιότητά τους από καμία σκοπιά. Γενικά χρησιμοποιήσαμε το rad0.2 footprint για αυτήν την κατηγορία πυκνωτών. Εξαίρεση αποτέλεσαν οι mylar film υψηλής χωρητικότητας που χρειάστηκαν το rad0.3 και ομοίως και οι polyester film υψηλής τάσης Ηλεκτρολυτικοι (Electrolytic) Πυκνωτες Όπως και στην περίπτωση των Ceramic Disc πυκνωτών, έχουμε χαμηλή α- κρίβεια, χαμηλή τιμή και εισαγωγή θορύβου στο κύκλωμα. Επίσης, η επιλογή τους ήταν μονόδρομος στις υψηλές τιμές χωρητικότητας. Το σχήμα τους είναι κυλινδρικό. Γενικά χρησιμοποιήσαμε την κατηγορία rb.x/.y. Όπου x είναι η απόσταση των leads και y είναι η διάμετρος της βάσης του κυλίνδρου. Όσο μεγαλώνει η χωρητικότητα, τόσο μεγαλώνουν και οι δύο παραπάνω τιμές Ημιαγωγικα Στοιχεια Για όλα τα ημιαγωγικά στοιχεία (τρανζίστορ, διόδους, ολοκληρωμένα) χρησιμοποιήσαμε τα footprints που κάθε φορά πρότειναν οι κατασκευαστές αυτών στα datasheets, οπότε δεν έχουμε να αναφέρουμε κάτι παραπάνω εδώ Λοιπα Στοιχεια Για όλα τα υπόλοιπα στοιχεία των πλακετών (βύσματα, ποτενσιόμετρα, διάφορα καλώδια) τα footprints ποικίλουν ανά περίπτωση, οπότε πάλι δεν μπορούμε να πούμε κάτι παραπάνω, πέραν του ότι το footprint που χρησιμοποιείται κάθε φορά θα φαίνεται στην εικόνα του pcb που θα παραθέτουμε. 23

30 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 3. Solid State Projects 3.1 Εισαγωγη Όπως έχουμε αναφέρει, θα παραθέσουμε τα διάφορα projects της διπλωματικής με μια, κατά τη γνώμη μας, κλιμακούμενη δυσκολία. Κατά συνέπεια, θα παραθέσουμε πρώτα αυτά που δεν περιείχαν λυχνίες. Για κάθε project θα κάνουμε μια τμηματική ανάλυση, αποφεύγοντας τα πολύ πολύπλοκα μαθηματικά, διότι σκοπός μας είναι να δείξουμε πως λειτουργούν από ηλεκτρονικής άποψης και πως εκμεταλλεύονται τα χαρακτηριστικά των ημιαγωγών. Δεν θα αναλύσουμε βέβαια πολύ τετριμμένες τοπολογίες, όπως π.χ. ενός κοινού συλλέκτη, διότι κάτι τέτοιο θα διόγκωνε αναίτια την ανάλυση. 3.2 LPB Εισαγωγη Συντομη Αναλυση Το LPB-1 που πωλείται από την electro-harmonix δεν είναι τίποτα παραπάνω από ένας απλός ενισχυτής κοινού εκπομπού με αντίσταση στον εκπομπό. Η βάση του πολώνεται στα 0.79V ώστε το τρανζίστορ να βρίσκεται στην ενεργό περιοχή και ο συλλέκτης του διατηρείται σε αρκετά υψηλή τάση (4.2V) έτσι ώστε να μην οδηγείται εύκολα στον κόρο κατά τις αρνητικές παρυφές του ενισχυμένου σήματος στον συλλέκτη του τρανζίστορ. Η αντίσταση R2 είναι στην πραγματικότητα ένα λογαριθμικό ποτενσιόμετρο 100k (100kA), τοποθετημένο σαν διαιρέτης τάσης στην έξοδο. Το κέρδος ενός ενισχυτή κοινού εκπομπού με αντίσταση στον εκπομπό δίνεται (προσεγγιστικά) από τη σχέση: Au= - (Rc//RL)/(re+Re) Στην προκειμένη περίπτωση: Rc=10k, RL=R2=(τιμή ποτενσιόμετρου με Σχήμα 3-1 Κύκλωμα LPB-1 μέγιστο τα 100k), IE=0.5mA, VT=25mV re=50ohm, Re=390ohm, άρα έχουμε τελικά Au=-20,66 ή 26.3dB για τη μέγιστη τιμή του ποτενσιόμετρου. Προφανώς το κέρδος αυτό περιορίζεται από την τάση τροφοδοσίας και από τον κορεσμό και την αποκοπή του τρανζίστορ. Υπάρχει και τεχνητός τρόπος να περιοριστεί το κέρδος αυτό, όπως θα αναφέρουμε και παρακάτω. 24

31 3.2.2 Μετατροπες Επιλογη πυκνωτων Προσθέσαμε έναν επιλογέα για τους πυκνωτές C4 και C1 (ταυτόχρονα) που επιλέγει ανάμεσα σε τιμές 100nf και 10nf. Η τροποποίηση αυτή δίνει τη δυνατότητα στο χρήστη να επιλέξει ανάμεσα σε έναν all pass και σε έναν high pass ε- νισχυτή (treble booster) Διοδοι στην Εξοδο (Back to Back) Προσθέσαμε επίσης και έναν επιλογέα που τοποθετεί ή όχι ένα ζεύγος back to back διόδων στο δεξί μέρος του C4 με το άλλο τους άκρο στη γη και έχει και τη δυνατότητα να διαλέξει ανάμεσα σε δύο τύπους διόδων. Η μετατροπή αυτή εισάγει ψαλιδισμό (εις βάρος του τελικού κέρδους), ώστε να χρησιμοποιείται το κύκλωμα και ως ελαφρύς παραμορφωτής. Έχουμε τοποθετήσει pads στο pcb στα διάφορα σημεία ώστε να συνδέσουμε τους διακόπτες μέσω καλωδίου Λειτουργικες Προσθηκες Έχουμε τοποθετήσει ορισμένα λειτουργικά στοιχεία για την βελτίωση της λειτουργίας του κυκλώματος, κάτι το οποίο κάνουμε σε όλα τα κυκλώματα και θα το αναφέρουμε μόνο εδώ. Ο πυκνωτής C1 έχει τοποθετηθεί για να εξαλείφει τυχούσες διακυμάνσεις στην DC τάση τροφοδοσίας. Η αντίσταση R6 είναι εν σειρά με το ενδεικτικό led για να περιορίσει το ρεύμα που το διαρρέει. Η δίοδος D1 είναι για να προστατέψει το κύκλωμα από ανάστροφη τάση τροφοδοσίας. Τέλος, η αντίσταση R7 έχει σκοπό να εξαλείψει το φαινόμενο του κρότου κατά την εισαγωγή του κυκλώματος σε ένα signal chain Πλακετα Στο σχήμα 3-2 παραθέτουμε το τροποποιημένο κύκλωμα. Την πλακέτα που σχεδιάσαμε για αυτό την παραθέτουμε στο σχήμα 3-3. Η πλακέτα σχεδιάστηκε έτσι ώστε το συνολικό κύκλωμα να χωράει μέσα σε ένα κατάλυμα 1590Β της Hammond Manufacturing. Σημειώνουμε ότι Σχήμα 3-2 Τροποποιημένο Κύκλωμα LPB-1 δώσαμε αυτό το σχήμα στην πλακέτα προκειμένου να υπάρχει δυνατότητα να τοποθετηθούν και οι δύο διακόπτες εκατέρωθεν του ποτενσιόμετρου στο κατάλυμα. 25

32 Σχήμα 3-3 Πλακέτα τροποποιημένου Κυκλώματος LPB Fuzz Face Εισαγωγη Ένα από τα πολύ πρώτα και πάρα πολύ διάσημα εφέ παραμόρφωσης είναι το Fuzz Face. Με μια πρώτη ματιά, βλέπει κάποιος ένα απροσδόκητα απλό κύκλωμα με μόνο δύο τρανζίστορ. Είναι εύκολο να αναρωτηθεί, πώς γίνεται να είναι τόσο διάσημο και τόσο επιθυμητό ένα τέτοιο κύκλωμα. Οι λόγοι Σχήμα 3-4 Κύκλωμα Fuzz Face πιθανότατα είναι τρεις: Ο πρώτος είναι ότι είχε χρησιμοποιηθεί ευρύτατα από τον Jimi Hendrix, έναν θρύλο της rock μουσικής, ο ο- ποίος έχει εμπνεύσει ατελείωτες γενιές από μουσικούς κάθε είδους και κάθε μουσικού οργάνου. Ο δεύτερος λόγος είναι ότι πιθανότατα ήταν ένα πολύ καλής χροιάς κύκλωμα, διότι, πολύ απλά, ένας μουσικός με το αυτί του Hendrix δεν θα το διάλεγε αν δεν ήταν καλό. Ο τρίτος λόγος είναι ότι είναι ένα πάρα πολύ παλιό κύκλωμα, με την έννοια ότι στην εποχή του δεν υπήρχε κάτι καλύτερο ή διαφορετικό σε ό,τι αφορά τους παραμορφωτές, οπότε ο κάθε μουσικός έπρεπε να βρει κάτι ανάμεσα στα ήδη υπάρχοντα κυκλώματα για να χτίσει την χροιά του. Επειδή λοιπόν οι χροιές αυτές έγιναν κλασσικές, οι μοντέρνοι μουσικοί 26

33 κατέφευγαν στην αγορά παλαιού τύπου κυκλωμάτων για να εξομοιώσουν τις χροιές αυτές Αναλυση Ας κάνουμε μια ανάλυση όμως του κυκλώματος, η οποία θα εξηγήσει σε ένα βαθμό γιατί ακούγεται τόσο καλά: Πρώτα από όλα αναφέρουμε ότι τα τρανζίστορ που χρησιμοποιεί είναι τρανζίστορ γερμανίου, τα οποία έχουν τάση αγωγής εκπομπού-βάσης στα 0,3 Volts και χαμηλό κέρδος ρεύματος. Όσον αφορά την DC ανάλυση, το δεύτερο τρανζίστορ ενεργεί ως ακόλουθος εκπομπού. Η τάση στον εκπομπό αυτό πρέπει να ακολουθήσει αυτήν του συλλέκτη του πρώτου τρανζίστορ, αν και είναι μικρότερη κατά όσο είναι η τάση εκπομπού βάσης του δεύτερου τρανζίστορ. Για το πρώτο τρανζίστορ, αυτό σημαίνει ότι η αντίσταση 100K από τον εκπομπό του δεύτερου τρανζίστορ στη βάση του πρώτου τρανζίστορ είναι ουσιαστικά μία αντίσταση αναδράσεως, περνώντας ένα ρεύμα ανάλογο με την τάση συλλέκτη του πρώτου τρανζίστορ στη βάση του πρώτου τρανζίστορ. Η ρύθμιση αυτή ονομάζεται κύκλωμα πόλωσης ανάδραση τάσης και μερικές από τις μοναδικές ιδιότητες του Fuzz Face απορρέουν από αυτό. Το κύκλωμα ανάδρασης τάσης (Voltage Feedback - VF) κύκλωμα έχει τις προδιαγραφές για μέγιστο δυνατό κέρδος από κάθε τρανζίστορ, κάτι προφανώς καλό για μια συσκευή παραμόρφωσης. Επίσης, έχει μια πολύ χαμηλή αντίσταση εισόδου, πράγμα που σημαίνει ότι φορτώνει σε μεγάλο βαθμό ό,τι προσπαθήσει να το οδηγήσει. Τέλος, δεν μπορεί να κορεστεί σκληρά όπως μπορούν πολλές άλλες συνδεσμολογίες τρανζίστορ. Όταν οδηγείται με ένα μεγάλο σήμα στη βάση του, η τάση στο συλλέκτη κινείται προς αυτήν του εκπομπού. Αυτό μειώνει την τάση πόλωσης μέσω της αντίστασης ανάδρασης πόλωσης 100K, και κλέβει ένα τμήμα του σήματος εισόδου. Ο κορεσμός είναι ευαίσθητος, κάτι πολύ καλό για μια ηχητική συσκευή. Το αν τα παραπάνω ήταν εξ αρχής επιθυμητάεσκεμμένα είναι μάλλον απίθανο. Θα μπορούσαν καλύτερα να χαρακτηριστούν ως ένα ευτυχές ατύχημα, καθώς το κύκλωμα VF ήταν μια αρκετά συνηθισμένη συνδεσμολογία εκείνη την εποχή για να πάρει κάποιος περισσότερο κέρδος από κακής ποιότητας τρανζίστορ. Το εύρος πλάτους τάσης προς την άλλη κατεύθυνση, όταν η είσοδος προσπαθεί να αποκόψει το πρώτο τρανζίστορ, δεν είναι τόσο περιορισμένο ως προς την εξέλιξη του κορεσμού. Τα Fuzz Faces πολώνουν με περίπου μισό βολτ το συλλέκτη του πρώτου τρανζίστορ, έτσι υπάρχει περιθώριο τάσης προς τα πάνω. Η βαθμίδα εισόδου θα κορεστεί πρώτα από τη μια πολικότητα του σήματος και στη συνέχεια, αν οδηγείται αρκετά σκληρά, θα φτάσει στην αποκοπή στην άλλη πολικότητα. Δηλαδή, έχουμε ένα κύκλωμα ασύμμετρου ψαλιδισμού. Το δεύτερο τρανζίστορ εξυπηρετεί δυο σκοπούς. Η βάση του είναι συνδεδεμένη με τον συλλέκτη του πρώτου τρανζίστορ. Το ρεύμα πόλωσης σε μεγάλο βαθμό καθορίζεται από την τιμή της αντίστασης εκπομπού - στην περίπτωση μας έχουμε ένα 1Κ ποτενσιόμετρο. Το ποτενσιόμετρο ωθεί το στατικό ρεύμα της συσκευής να είναι ίσο με την τάση συλλέκτη του πρώτου τρανζίστορ μείον την τάση εκπομπού βάσης του δεύτερου τρανζίστορ, διαιρούμενη δια της 1Κ αντίστασης. Την ίδια ρεύμα περίπου θα ρέει και στον συλλέκτη του, και η πτώση τάσης κατά μήκος των δύο εν σειρά αντιστάσεων συλλέκτη είναι ίση με το DC ρεύμα επί το άθροισμα των αντιστάσεων. Επειδή το πρώτο τρανζίστορ έχει τάση 27

34 πόλωσης πολύ κοντά στη γη, υπάρχει ακόμα πολύ περιθώριο για το δεύτερο τρανζίστορ να έχει κάποια μεταβολή στην τάση συλλέκτη-εκπομπού του χωρίς να χάνει τις γραμμικές του ιδιότητες. Το κέρδος του δεύτερου σταδίου προσδιορίζεται από τον λόγο του AC φορτίου στο συλλέκτη προς το AC φορτίο στον εκπομπό. Το φορτίο συλλέκτη AC είναι απλώς το άθροισμα των αντιστάσεων συλλέκτη, και το φορτίο εκπομπού είναι το τμήμα του ποτενσιόμετρου 1Κ που δεν βραχυκυκλώνεται στη γείωση μέσω του πυκνωτή 20uf. Έτσι το κέρδος μπορεί να κυμανθεί από ένα κατώτατο όριο του 8 περίπου, έως τόσο υψηλό όσο το βασικό εσωτερικό κέρδος του τρανζίστορ όταν το ποτενσιόμετρο είναι στη μέγιστη θέση. Υπάρχει μια δευτερεύουσα επίδραση στο ότι το AC κέρδος του πρώτου σταδίου επίσης καθορίζεται από την AC ανάδραση που ελέγχεται από το ποτενσιόμετρο μέσω της 100K αντίστασης, έτσι όταν το ποτενσιόμετρο είναι στην ελάχιστη θέση, η ανατροφοδότηση μειώνει το κέρδος του πρώτου σταδίου σε μέγιστο βαθμό. Καθώς αυξάνουμε την τιμή του ποτενσιόμετρου, λιγότερο AC σήμα ανατροφοδοτείται στην είσοδο, συνεπώς, το κέρδος ανεβαίνει. Καθώς το δεύτερο στάδιο οδηγείται σκληρότερα, μπορεί ψαλιδίσει σκληρά λόγω αποκοπής στην ίδια πολικότητα που το πρώτο στάδιο ψαλίδισε ελαφριά, έτσι ώστε ο ψαλιδισμός ξεκινά απαλά για μικρότερα σήματα (και κέρδη) και στη συνέχεια μετατρέπεται σε σκληρό παραμορφωτή όταν το παίξιμο γίνεται πιο δυαντό. Έχουμε δηλαδή ένα κύκλωμα με ευαισθησία αφής. Η διαχωρισμένη αντίσταση φορτίου στο συλλέκτη του δεύτερου τρανζίστορ λειτουργεί σαν ένα ποτενσιόμετρο ελέγχου έντασης σεταρισμένο μόνιμα σε χαμηλή τιμή. Είναι ένας απλός διαιρέτης τάσης, όπου στην έξοδο βγάζει την μικρότερη τάση των δύο. Η ποσότητα του σήματος που στέλνεται από τον κόμβο των δύο αντιστάσεων στην έξοδο είναι σκοπίμως μικρή, έτσι ώστε να μην υπεροδηγήσει τον ενισχυτή που πιθανώς θα ακολουθεί και να τον αναγκάσει να παραμορφώσει και αυτός. Το ποτενσιόμετρο ελέγχου έντασης στην έξοδο είναι ένας κλασσικός διαιρέτης τάσης. Ο πυκνωτής εξόδου εμποδίζει οποιαδήποτε DC τάση να εξέλθει από το κύκλωμα και να προκαλέσει δυσλειτουργία στα επόμενα κυκλώματα, καθώς επίσης καθορίζει και την χαμηλότερη συχνότητα σήματος που θα περάσει στην έ- ξοδο. Αυξάνοντας την τιμή του, μπορούμε να αφήσουμε και ορισμένες πιο χαμηλές συχνότητες στην έξοδο Επιλογη Τρανζιστορ Τα πρώτα Fuzz Face που παράχθηκαν είχαν δύο AC128 τρανζίστορ γερμανίου. Ο λόγος που είχαν επιλεγεί αυτά είναι καθαρά θέμα οικονομίας και διαθεσιμότητας. Το Fuzz Face είναι όπως είπαμε ένα πάρα πολύ παλιό κύκλωμα, δηλαδή την εποχή που φτιάχτηκε δεν υπήρχαν ακόμα στην αγορά τα τρανζίστορ πυριτίου. Στον χώρο της μουσικής (και ειδικότερα της ηλεκτρικής κιθάρας) στις περισσότερες των περιπτώσεων είναι επιθυμητός ο αυθεντικός ήχος, δηλαδή ο ήχος που έβγαζε το παλιό κύκλωμα. Έχει δημιουργηθεί έτσι ένα είδος μυθολογίας όσον αφορά τα τρανζίστορ, το κέρδος που πρέπει να έχουν, την τεχνολογία κατασκευής τους, την πολικότητα κ.α. 28

35 Εμείς δεν θα μπούμε σε τέτοιες διαδικασίες, καθότι δεν έχουμε και στην διάθεσή μας αυθεντικά κυκλώματα Fuzz Face του εμπορίου, ούτε και New Old Stock (NOS) τρανζίστορ γερμανίου. Αυτό που εμείς προσπαθήσαμε να κάνουμε και θα δειχθεί το πώς στην ανάλυση των μετατροπών που ακολουθεί είναι να εξαλείψουμε όλες τις δυσκολίες χρήσης και κατασκευής που παρουσιάζει το Fuzz Face, χρησιμοποιώντας σύγχρονα υλικά που είναι εύκολα προσβάσιμα και οικονομικά Μετατροπες Τεχνολογια Τρανζιστορ Τα τρανζίστορ γερμανίου είναι γενικά μη άξια εμπιστοσύνης, καθότι έχουν πολύ μεγάλη διαρροή, υπερβολικά πολύ μεγάλη διακύμανση στο κέρδος τους, υψηλή ευαισθησία στη θερμοκρασία και επιπλέον στις μέρες μας είναι πιο ακριβά από αυτά του πυριτίου. Ακόμη, απαιτούν και μια διαδικασία ταιριάσματος των κερδών τους για να λειτουργεί σωστά το κύκλωμα, κάτι το οποίο απαιτεί χρόνο και χρήμα. Κατά συνέπεια, Σχήμα 3-5 Τροποποιημένο Κύκλωμα Fuzz Face εμείς προσπαθήσαμε να φτιάξουμε ένα Fuzz το οποίο θα ακούγεται όσο το δυνατόν πιο κοντά στο αυθεντικό, χρησιμοποιώντας όμως τρανζίστορ πυριτίου. Το δικό μας σχηματικό βρίσκεται στο σχήμα 3-5. Το τρανζίστορ που έχουμε χρησιμοποιήσει για το Q1 (PN2369)έχει κατά μέσο όρο κέρδος ρεύματος 80 και για το Q2 έχει κατά μέσο όρο 130. Για το Q2 επιπλέον έχουμε και εναλλακτική επιλογή. Βέβαια το 2N3904 και το BD139 έχουν ανάστροφα pinout(στο pin που βρίσκεται ο εκπομπός του ενός βρίσκεται ο συλλέκτης του άλλου), αλλά με τον τρόπο που σχεδιάστηκε η πλακέτα μας, έχουμε τη δυνατότητα να χρησιμοποιήσουμε οποιοδήποτε από τα δύο. Με τα σχετικά χαμηλά κέρδη ρεύματος στα τρανζίστορ αποφεύγουμε το να ακουστεί υπερβολικά σκληρός ο ήχος του κυκλώματος Πολικοτητα Θα παρατήρησε εύκολα κανείς ότι το αυθεντικό Fuzz Face λειτουργεί με την πολικότητα λεγόμενη θετικής γείωσης. Δηλαδή η μηδενική τάση είναι η υψηλότερη τάση στο κύκλωμα, καθώς όλες οι άλλες είναι αρνητικές. Το μέγιστο μειονέκτημα αυτού είναι ότι το κύκλωμα πρέπει να έχει δική του ξεχωριστή τρο- 29

36 φοδοσία από τα υπόλοιπα κυκλώματα που μπορεί να έχει κάποιος στο signal chain του, τα οποία μπορεί και τροφοδοτεί με το ίδιο τροφοδοτικό παράλληλα. Από τη στιγμή όμως που εμείς χρησιμοποιήσαμε NPN τρανζίστορ πυριτίου, μπορούμε να λειτουργήσουμε με θετική τάση. Προφανώς αντιστρέψαμε και την πολικότητα όλων των ηλεκτρολυτικών πυκνωτών Αλλαγες στην εξοδο Το ποτενσιόμετρο των 500Κ που έχει το αυθεντικό Fuzz Face, σύμφωνα με τη δική μας υποκειμενική προτίμηση, έκοβε υπερβολικά πολλές υψηλές συχνότητες και συνεπώς το αντικαταστήσαμε με ένα 100Κ ποτενσιόμετρο. Επίσης, αναφέραμε προηγουμένως ότι η διαχωρισμένη αντίσταση συλλέκτη του δεύτερου τρανζίστορ είναι ένας διαιρέτης τάσης που αφήνει πολύ μικρό μέρος της τάσης εξόδου του δεύτερου τρανζίστορ να βγει στην τελική έξοδο. Επειδή εμείς επιθυμούσαμε να έχουμε μια λίγο μεγαλύτερη τάση εξόδου, αντικαταστήσαμε την αντίσταση των 330Ω με μία 1,2Κ Αλλαγη και Προσθηκη Πυκνωτων Ελαττώσαμε την τιμή του πυκνωτή εισόδου στα 220u, έτσι ώστε να επιτρέψουμε λιγότερες χαμηλές συχνότητες στην είσοδο του κυκλώματος, διότι θεωρούμε ότι η απόκρισή του είχε πολλές μπάσες συχνότητες (ηχητικά). Επίσης τοποθετήσαμε έναν 33p πυκνωτή παράλληλα με την 1,2Κ αντίσταση πριν την έ- ξοδο για να αποκόψουμε ορισμένες από τις πολύ υψηλής συχνότητας αρμονικές που δημιουργούσε ο ψαλιδισμός και θεωρούσαμε ανεπιθύμητες Προσθηκη Ποτενσιομετρου στην εισοδο Με αυτόν τον τρόπο, μπορεί κάποιος να προσαρμόσει το κύκλωμα στην έξοδο που βγάζει το δικό του όργανο, ελέγχοντας το πλάτος εισόδου στο κύκλωμα Πλακετα Με ένα τόσο απλό κύκλωμα, αποτελούμενο από τόσο λίγα στοιχεία, δεν ήταν δύσκολο να σχεδιάσουμε την πλακέτα του. Αφήσαμε χώρο στη θέση του Q2, ώστε να μπορεί κάποιος να τοποθετήσει όποιο από τα δύο προτεινόμενα τρανζίστορ επι- Σχήμα 3-6 PCB Τροποποιημένου Fuzz Face θυμεί. Η πλακέτα έχει σχεδιαστεί για να χωρέσει σε ένα 1590Β κατάλυμα της Hammond Manufacturing. 30

37 3.4 TS-808 Tubescreamer Εισαγωγη Το κύκλωμα TS-808 είναι πιθανότατα ο πιο διάσημος παραμορφωτής ηλεκτρικής κιθάρας. Πάρα πολλοί παραμορφωτές που κατασκευάστηκαν αργότερα από άλλες εταιρείες (μερικοί εκ των οποίων αποτελούν και projects της παρούσας διπλωματικής) αποτελούν απλές παραλλαγές του TS-808. Το TS-808 κατασκευαζόταν αρχικά για την εταιρεία Ibanez, από την εταιρεία Maxon. Ανήκει στην σειρά παραμορφωτών TS μαζί με τα TS5, TS7, TS9, TS10 και άλλα. Όλα τα παραπάνω έχουν περίπου το ίδιο κύκλωμα με ελάχιστες διαφορές (κυρίως το στοιχείο του opamp). Ο κύριος λόγος για τον οποίον είναι τόσο διάσημο το κύκλωμα αυτό δεν είναι ούτε ηλεκτρολογικός, ούτε καν μουσικός. Είναι καθαρά ένα θέμα αυθυποβολής-marketing. Το κύκλωμα αυτό χρησιμοποιούσε ο πολύ διάσημος blues κιθαρίστας ονόματι Stevie-Ray Vaughan. Η μουσική του, καθώς και η χροιά της κιθάρας του έφεραν την επανάσταση στην blues μουσική τη δεκαετία του 80 και οι καλλιτέχνες που έκτοτε βάδισαν στα ίχνη του είναι αναρίθμητοι. Προφανώς, πριν γίνει διάσημο το κύκλωμα και ο καλλιτέχνης, για να επιλεγεί από αυτόν σημαίνει ότι είχε κάποια επιθυμητά χαρακτηριστικά που τον οδήγησαν στο να το διαλέξει. Αυτά θα φανούν από την ανάλυση του κυκλώματος Αναλυση Σχήμα 3-7 Κύκλωμα TS808 Στο σχήμα 3-7 έχουμε το κύκλωμα του TS808, όπου έχουμε παραλείψει το Fet Switching που διαθέτει, για λόγους απλότητας και διότι εμείς σε όλα τα κυκλώματα χρησιμοποιούμε true-bypass. Για να πραγματοποιήσουμε την ανάλυση του, θα το χωρίσουμε σε τμήματα. 31

38 Απομονωτης Εισοδου Εδώ, όπως είναι οφθαλμοφανές, έχουμε ένα BJT τρανζίστορ σε συνδεσμολογία κοινού συλλέκτη (ακόλουθος εκπομπού). Το κύκλωμα αυτό έχει κέρδος περίπου 1 και συνήθως ο λόγος ύπαρξής του είναι η υψηλή αντίσταση εισόδου και χαμηλή αντίσταση εξόδου που παρέχει. Εδώ έχει χρησιμοποιηθεί περισσότερο για το Fet Switching, καθώς οι τελεστικοί ενισχυτές που χρησιμοποιεί στα επόμενα στάδια παρέχουν τις επιθυμητές αντιστάσεις εισόδου-εξόδου από μόνοι τους. Η σύνθετη αντίσταση του σταδίου αυτού είναι ίση με την αντίσταση πόλωσης στην είσοδο παράλληλα με την αντίσταση εισόδου του κοινού συλλέκτη. Αυτή είναι η αντίσταση εκπομπού του πολλαπλασιασμένη με το κέρδος ρεύματος του τρανζίστορ. Στην περίπτωση αυτή, η αντίσταση εκπομπού είναι 10Κ, και το τυπικό κέρδος του 2SC1815 είναι 300, που δίνει σύνθετη αντίσταση εισόδου 3Μ στη βάση του τρανζίστορ. Επομένως, η αντίσταση πόλωσης 510Κ ισοδυναμεί με το Σχήμα 3-8 Απομονωτής Εισόδου του TS808 συνολικό φορτίο εισόδου Clipping Stage Το στάδιο ψαλιδισμού είναι ένα αρκετά συνηθισμένο στάδιο τελεστικού ενισχυτή μεταβλητού κέρδους με μερικές τροποποιήσεις για να διαμορφώνουν το ύψος του ψαλιδισμού και την συχνότητα στην οποία αρχίζει αυτός να εμφανίζεται. Το σήμα από το στάδιο κοινού συλλέκτη εισόδου τροφοδοτεί την (+) είσοδο του τελεστικού, οπότε η έξοδος είναι σε φάση με την είσοδο. Η είσοδος είναι πολωμένη στα 4.5V με μια μέτριας τιμής αντίσταση, 10K. Αυτό δεν φαίνεται να κάνει καμία διαφορά στον ήχο. 32

39 Η απολαβή ενός μη αναστρέφοντος σταδίου τελεστικού ισούται με [1 + Zf / Zi] όπου Zf είναι η ισοδύναμη σύνθετη αντίσταση του δικτύου ανάδρασης από τον κόμβο εξόδου προς την (-) είσοδο, και Zi είναι η ισοδύναμη σύνθετη αντίσταση από το (-) εισόδου στην AC γη. (λέμε AC γη, διότι στην ανάλυση μικρού σήματος οι πηγές συνεχούς ρεύματος θεωρούνται γη). Η Zi σχηματίζεται από την αντίσταση και τον πυκνωτή σειράς από την (-) είσοδο στη γη. Αυτός ο συνδυασμός είναι επιλεκτικός συχνοτήτων, διότι η σύνθετη αντίσταση του πυκνωτή είναι αντιστρόφως ανάλογη προς τη συχνότητα. Σε DC, ο πυκνωτής είναι ανοικτοκύκλωμα. Η εμπέδησή του μειώνεται καθώς η συχνότητα ανεβαίνει. Σε πολύ υψηλές συχνότητες, ο πυκνωτής είναι ουσιαστικά ένα βραχυκύκλωμα, και η αντίσταση είναι ο μόνος καθοριστικός παράγοντας στο κέρδος. Στο σημείο όπου η εμπέδηση του πυκνωτή ισούται με την αντίσταση, η απολαβή του ολόκληρου κυκλώματος αρχίζει να πέφτει προς το ένα. Με την αντίσταση 4.7K και 0.047uf πυκνωτή που έχει η εργοστασιακή έκδοση, η συχνότητα αυτή είναι 720Hz. Νότες και αρμονικές μόνο πάνω από αυτό το σημείο λαμβάνουν το κατάλληλο κέρδος από το στάδιο της παραμόρφωσης, και σήματα χαμηλότερης συχνότητας παίρνουν προοδευτικά λιγότερο κέρδος - και παραμόρφωση. Το γεγονός αυτό είναι αυτό που πιθανότατα οδηγεί στην έλλειψη λάσπης καθώς οι μπάσες νότες ενισχύονται και ψαλιδίζονται λιγότερο. Η Zf είναι ο παράλληλος συνδυασμός των διόδων αποκοπής, ενός πυκνωτή 51pf, και του εν σειρά συνδυασμού της αντίστασης 51Κ και του 500Κ ποτενσιόμετρου. Αγνοώντας τις διόδους και τον πυκνωτή αρχικά, και υποθέτοντας ότι η συχνότητα του σήματος είναι πάνω από το σημείο 720 Hz του δικτύου Zi, το κέρδος του σταδίου αποκοπής είναι (51Κ + τιμή ποτενσιόμετρου) / 4.7K. Αυτό σημαίνει ότι το κέρδος του όλου σταδίου μπορεί να μεταβάλλεται αλλάζοντας την τιμή του ποτενσιόμετρου μεταξύ 1 + (551K/4.7K) = 107 (περίπου 44dB) και 1 + (51K/4.7K)=12 (περίπου 21dB). Λαμβάνοντας υπόψη τις διόδους τώρα, αυτές δεν έχουν καμία επίδραση μέχρις ότου το σήμα στην έξοδο είναι μεγαλύτερο από την τάση κατωφλίου της διόδου. Στο TS808 που χρησιμοποιεί εργοστασιακά τις 1Ν914, αυτές είναι δίοδοι πυριτίου, με μια τάση κατωφλίου 0,5 έως περίπου 0.65 Volts. Καθώς μία δίοδος ενεργοποιείται, η ισοδύναμη αντίσταση της διόδου μειώνεται όσο η δίοδος άγει περισσότερο. Στην πραγματικότητα, υπάρχει μία μικρή περιοχή από περίπου 0.4V με 0.7 V (οι ακριβείς τάσεις ανάλογα με τον τύπο της διόδου, το σχήμα, το ντόπινγκ του πυριτίου, κλπ.), όπου η αντίσταση διόδου πηγαίνει από ένα ανοικτό κύκλωμα σε μία πολύ χαμηλή τιμή, ίσως μερικά ohms για διόδους σήματος. Έτσι, καθώς η δίοδος άγει, το κέρδος του τελεστικού ενισχυτή, μειώνεται μέχρι περίπου λίγο πάνω από 1, εάν η δίοδος θεωρηθεί ως βραχυκύκλωμα σε σύγκρι- 33 Σχήμα 3-9 Clipping Stage

40 ση με την αντίσταση 4,7 Κ στην (-) είσοδο. Ακόμη και αν το ποτενσιόμετρο έχει τεθεί για ένα κέρδος της τάξης του 100, η αγωγή της διόδου θα ωθήσει το κέρδος να πέσει σε 1 για εκείνα τα τμήματα του σήματος, όπου το γινόμενο του σήματος εισόδου και του κέρδους υπερβαίνει το κατώφλι διόδου. Αυτό σημαίνει ότι το σήμα ψαλιδίζεται στο σημείο ορθής πόλωσης της διόδου. Επειδή υπάρχουν δύο back to back δίοδοι, αυτό θα συμβεί και στις δύο παρυφές του σήματος. Ένα τυπικό σήμα κιθάρας, μπορεί να αναμένεται να είναι από 30 έως 100mV για τους περισσότερους μαγνήτες τη στιγμή που κρούεται η χορδή, αποβαίνοντας καθώς η νότα χάνεται. Για τέτοια σήματα, και ειδικά στις χαμηλές νότες, με το ποτενσιόμετρο ελέγχου κέρδους σε μηδενική τιμή, ο ήχος του κυκλώματος στην έξοδο είναι αρκετά «καθαρός» και το σήμα δύσκολα υπερβαίνει τις τάσεις κατωφλίου των διόδων. Με το ποτενσιόμετρο σε θέση για μέγιστο κέρδος, ακόμη και ένα 30mV σήμα μέσω της ενίσχυσης θα φτάσει τα 3V, αν δεν περιορίζεται από τις διόδους ψαλιδισμού, έτσι υπάρχει αρκετό κέρδος στο κύκλωμα εδώ για να δώσει κάποια παραμόρφωση, σε κάθε σήμα της κιθάρας. Ο μικρός 51pf πυκνωτής παράλληλα με τις διόδους ενεργεί για να μαλακώσουν τις γωνίες της κυματομορφής ψαλιδίσματος. Αυτό εξομαλύνει κάπως την παραμόρφωση. Η δράση του πυκνωτή είναι πιο εμφανής όταν το ποτενσιόμετρο δίνει μέγιστο κέρδος, έτσι ώστε να εξομαλύνεται σε μέγιστο βαθμό όταν το κέρδος (και η παραμόρφωση) είναι μέγιστη. Με άλλα λόγια, η σύνθετη αντίσταση του πυκνωτή μειώνεται όσο η συχνότητα αυξάνεται, έτσι ώστε να ξεκινά την κοπή του κέρδους όταν η σύνθετη αντίσταση του πυκνωτή είναι ίση με την αντίσταση του αντιστάτη 51Κ συν τη ρύθμιση του ποτενσιόμετρου. Αυτή η συχνότητα είναι χαμηλότερη και συνεπώς πιο αισθητή, όταν το κέρδος είναι μέγιστο Tone and Volume Control Μετά το στάδιο αποκοπής υπάρχει μια 1Κ αντίσταση που οδηγείται μέσω ενός 0.22uf πυκνωτή στη γείωση. Αυτό λειτουργεί σαν ένα απλό βαθυπερατό φίλτρο RC, με τη συχνότητα γονάτου να είναι στα 723Hz. Αυτό σημαίνει ότι η έξοδος αυτού του σταδίου είναι μείον 20dB (10:1) στα 7230 Hz και άλλα 6dB (20:1) στα 14KHz, κοντά στο άκρο του ακουστικού φάσματος. Από αυτό το απλό βαθυπερατό φίλτρο, το σήμα πηγαίνει στο ε- νεργό στάδιο ελέγχου τόνου. Αναφέρουμε ότι για λόγους εξομοίωσης έ- Σχήμα 3-10 Tone and Volume Control Stage χουμε σπάσει τα ποτενσιόμετρα ελέγχου τόνου και έντασης στα ζεύγη αντιστάσεων R10-R11 και R22-R14 αντίστοιχα. Ο έλεγχος είναι ένα ποτενσιόμετρο 20Κ συνδεδεμένο από την (-) προς την (+) είσοδο του δεύτερου τελεστικού. Η μεσαία ακίδα του ποτενσιόμετρου είναι συνδεδεμένη με έναν εν σειρά συνδυασμό RC στη γείωση. 34

41 Αυτό το RC είναι μια 220 ohm αντίσταση και ένας πυκνωτής 0.22uf. Ως εν σειρά RC κύκλωμα, σε συχνότητες πάνω από το σημείο όπου η χωρητική σύνθετη αντίσταση είναι μικρότερη από 220 ohm (το οποίο συμβαίνει περίπου στα 3.2KHz), το δίκτυο μοιάζει με σκέτη αντίσταση 220 ohm. Σε συχνότητες κάτω από αυτό το σημείο, η σύνθετη αντίσταση του πυκνωτή γίνεται μεγαλύτερη καθώς η συχνότητα κατεβαίνει μέχρι σε κάποιο σημείο που η αντίσταση του πυκνωτή είναι μεγάλη, ακόμη και σε σύγκριση με την πλήρη αντίσταση του ποτενσιόμετρου (20Κ) Αυτό συμβαίνει περίπου στα 36Hz, κάτω από τις συχνότητες που παράγει μια (εξάχορδη) κιθάρα. Η λειτουργία του ελέγχου τόνου είναι πιο εύκολο να φανεί αν υποθέσουμε ότι το ποτενσιόμετρο είναι στο ένα άκρο ή το άλλο της τιμής του. Όταν είναι πλήρως προς την (+) είσοδο του τελεστικού, ο πυκνωτής διακλαδώνει τις συχνότητες άνω 3.2KHz στη γείωση. Όταν είναι πλήρως προς την (-) είσοδο, ο πυκνωτής διακλαδώνει τις συχνότητες ανάδρασης ανωτέρω των 3.2KHz στη γείωση. Αυτό σημαίνει ότι όταν είναι στην (+) πλευρά, το σήμα παίρνει άλλα - 6dB/οκτάβα υψηλής συχνότητας γόνατο, ενώ όταν είναι στο (-) πλευρά το σήμα παίρνει τελικά κάποια πρίμα ώθηση, +6 db/οκτάβα πάνω από τα 3.2KHz. Σημειώστε ότι η "ώθηση" στην πραγματικότητα ισοσταθμίζει το -6dB/octave που προκαλείται από το δίκτυο 1K/0.22uf μπροστά από την ενεργό στάδιο ελέγχου τόνου, έτσι ώστε τα πρίμα απλά δεν κόβονται πια πάνω από την συχνότητα γονάτου για το στάδιο του ελέγχου τόνου όταν το ποτενσιόμετρο είναι σε θέση για φουλ πρίμα. Το ολοκληρωμένο έχει συσταθεί ως μη αναστρέφων απομονωτής, το οποίο σημαίνει απλά ότι δεν υπάρχει καθαρή απώλεια σήματος μέσα από το στάδιο του ελέγχου τόνου, δηλαδή κέρδος 1 - αν μπορεί να βρεθεί μια συχνότητα όπου δεν υπάρχει με κάποιο τρόπο ώθηση ή περικοπή από κάτι άλλο. Ο έλεγχος της έντασης είναι αρκετά κλασσικός, ένα 100KΑ ποτενσιόμετρο ε- λέγχου ήχου με την έξοδο της βαθμίδας ελέγχου τόνου συνδεδεμένο από τη μια μεριά με την έξοδο του ενισχυτή ελέγχου τόνου και από την άλλη με την AC γη, και το σήμα που λαμβάνεται από το μεσαίο pin του. 35

42 Απομoνωτης Εξοδου Το στάδιο εξόδου είναι και πάλι ένας κοινός συλλέκτης με 10K αντίσταση εκπομπού, πολωμένη από την πηγή 4.5V. Στην έξοδο του ακόλουθου εκπομπού βρίσκεται μία από τις λίγες συστηματικές διαφορές μεταξύ των μελών της σειράς TS. Από τον εκπομπό του τρανζίστορ, υπάρχει μια χαμηλής τιμής αντίσταση σε σειρά με ένα πυκνωτή συζεύξεως 10uf σήματος και έπειτα μια αντίσταση διακλάδωσης προς τη γείωση. Στον παρακάτω πίνακα παρατίθενται οι τιμές των αντιστάσεων αυτών για διάφορα μοντέλα της σειράς. Θα προσπαθήσουμε τώρα να δούμε πως η διαφορά αυτή επηρεάζει τον ήχο. Αρχικά, η αντίσταση R20 στον εκπομπό περιορίζει την ικανότητα οδήγησης του κοινού συλλέκτη (αν και όχι κατά πολύ) και σε συνδυασμό με τον πυκνωτή C9 σχηματίζει ένα διαιρέτη τάσης με την αντίσταση R21 και την σύνθετη αντίσταση εισόδου του κυκλώματος που θα ακολουθεί. Αυτό μειώνει το διαθέσιμο σήμα Μοντέλο Re-Issue 10 5 R R21 10K 100K 100K 100K 100K 36 Σχήμα 3-11 Απομονωτής Εξόδου κατά ένα ασήμαντο ποσό, κάτι που είναι πιθανότατα αδύνατον να εντοπιστεί α- κουστικά. Άλλωστε, τα περισσότερα κυκλώματα (με εξαίρεση τα Fuzz που είδαμε νωρίτερα) φροντίζουν να έχουν υψηλή αντίδραση εισόδου. Ωστόσο, η αντίσταση R21 στην έξοδο TS808 έχει μια επίπτωση στην λειτουργία του ακόλουθου εκπομπού του. Μία συνδεσμολογία ακόλουθου εκπομπού με αντίσταση φορτίου συχνά θεωρείται πως έχει πολύ χαμηλή σύνθετη αντίσταση ε- ξόδου, το οποίο είναι αληθές, στις θετικές παρυφές του σήματος. Ωστόσο, στις αρνητικές παρυφές, το τρανζίστορ μπορεί να βρεθεί στην αποκοπή και το σήμα έλκεται προς τα κάτω από το φορτίο στον εκπομπό. Η παράλληλη αντίσταση 10Κ έχει ως αποτέλεσμα να υποδιπλασιάζεται το φορτίο του εκπομπού στον α- πομονωτή εξόδου. Αυτό κάνει δύο πράγματα: Πρώτον, μειώνει τη σύνθετη αντίσταση εισόδου του ακόλουθου εκπομπού. Δεύτερον και πιο σημαντικό, μειώνει την αντίδραση εξόδου στις αρνητικές παρυφές του σήματος κατά το ήμισυ έως περίπου τα 5K. Αυτό σημαίνει ότι η βαθμίδα εξόδου μπορεί να οδηγήσει διπλάσιο φορτίο στο επόμενο στάδιο. Μπορεί το παραπάνω φαινόμενο να εξηγήσει τις ομολογουμένως- πολύ λεπτές ηχητικές διαφορές μεταξύ του TS 9 και του TS 808. Θα λέγαμε πως μάλλον εί-

43 ναι αναγκασμένο να το κάνει, καθώς το ρεύμα λειτουργίας και για τα δύο στάδια είναι ίδιο, η αντίσταση σειράς είναι μόνον οριακά διαφορετική και η διαφορά τάσης στους δύο διαιρέτες τάσης 100/10K 470/100K είναι 0, έναντι 0,995322, μια μη αντιληπτή (ακουστικά) διαφορά πλάτους Ο Τελεστικος Ενισχυτης (Opamp) Το TS808, το TS9, οι πιο πολλές επανεκδόσεις του TS9, μερικά από τα TS10 και ίσως μερικά TS5 κατασκευάζονταν με το JRC4558 ολοκληρωμένο διπλού τελεστικού. Τα περισσότερα TS10, σχεδόν όλα τα TS5 και μερικές επανεκδόσεις του TS9 είχαν άλλα ολοκληρωμένα. Το JRC4558 είναι ένα βιομηχανικού προτύπου pinout ολοκληρωμένο διπλού opamp που σημαίνει ότι ίσως υπάρχουν πενήντα διαφορετικά διπλά opamp από διαφορετικούς κατασκευαστές που θα ταιριάζουν στην ίδια θέση. Φαίνεται να υπάρχει μια διαφορά στον ήχο ανάλογα με το ποιοι τελεστικοί είναι τελικά στο κύκλωμα. Μάλιστα, αυτό μπορεί να είναι το κυριότερο συστατικό για τον ήχο ενός κυκλώματος της σειράς TS. Τα στοιχεία της JRC (Japan Radio Corporation) είχαν αναμφίβολα επιλεγεί από τον μηχανικό-σχεδιαστή, πρωτίστως, επειδή ήταν φτηνά. Κατά την εποχή που το TS808 ήταν στην παραγωγή πρώτη φορά, το JRC4558 ήταν ένα από τα φθηνότερα dual opamp στην αγορά με αποδεκτή απόδοση ήχου. Ως εκ τούτου, χρησιμοποιήθηκε σε τεράστιους όγκους ιαπωνικών μηχανημάτων ήχου. Το στοιχείο αυτό περιγράφεται στη βιβλιογραφία της JRC ως "ένα βελτιωμένο διπλό ολοκληρωμένο τελεστικών τύπου 741 με καλύτερο θόρυβο, ικανότητα κίνησης, και slew rate από τα αρχικά 741 opamps". Αυτό φυσικά δεν σημαίνει κάτι ιδιαίτερο, καθώς το 741 είναι ένα ο- λοκληρωμένο αβυσσαλέου τύπου. Για κάποιο λόγο, το JRC4558 του φαίνεται να εφαρμόζει πολύ καλά στα κυκλώματα τύπου TS. Η JRC αργότερα άλλαξε το όνομά της σε New Japan Radio Corporation και κατασκεύασε τα στοιχεία με τίτλο NJM4558. Όταν παραγγείλει κάποιος αυτά, θα λάβει στοιχεία που σημαίνονται JRC4558. Κατά γενική μαρτυρία, ηχούν τόσο καλά όσο το πρωτότυπο. Τα TS που διαθέτουν το στοιχείο 72558A λέγεται ότι ακούγονται αβυσσαλέα. Εμείς δεν είχαμε κάτι τέτοιο στη διάθεσή μας, οπότε δεν μπορούμε να εκφέρουμε άποψη. Από τα διάφορα στοιχεία dual opamp που είχαμε στη διάθεσή μας, παρακάτω παραθέτουμε αυτά τα οποία έδιναν ικανοποιητικά (ηχητικά) αποτελέσματα: LM833 JRC4558D LF353 TL072 RC4558 κατασκευασμένο από διάφορες αμερικάνικες εταιρείες Συγκεκριμένα, στην ηλεκτρονική ιστοσελίδα του Robert Keeley, ενός ηλεκτρολόγου μηχανικού που έχει εντρυφήσει στο συγκεκριμένο κύκλωμα, αναφέρει πως το RC4558P της Texas Instruments είναι αυτό το οποίο ακούγεται πιο κοντά στα παλιά 4558 της Japan Radio Corporation. 37

44 Το ΤS808 που κατασκευάσαμε εμείς φέρει ένα NJM4558 σε 8pin βάση για εύκολη αλλαγή. Επίσης χρησιμοποιήσαμε τα ίδια transistor (2SC1815) για τους απομονωτές εισόδου και εξόδου. Όπως προαναφέραμε, δεν χρησιμοποιήσαμε Fet Switching, αλλά True Bypass Διαφορες Μοντελων της Σειρας TS Όσον αφορά τις διαφορές μεταξύ των μοντέλων: το TS808, το TS9, και η επανέκδοση του TS9 είναι στην πραγματικότητα χτισμένα στο ίδιο μοτίβο κυκλώματος. Οι μόνες διαφορές που έχουν τα τρία αυτά μελή της σειράς είναι το είδος του opamp και οι δύο αντιστάσεις στην έξοδο. Η σύγκριση αυτή έγινε διότι υπάρχει τεράστια μυθολογία γύρω από αυτό το ζήτημα. Η Ibanez σταμάτησε την παραγωγή του TS 808 όταν έκλεισε η JRC και δεν υπήρχε πρόσβαση στο JRC4558 opamp. Τότε βγήκε το TS 9 το οποίο είχε συνήθως το TL072 opamp και τις δύο διαφορετικές αντιστάσεις στην έξοδο. Η JRC επαναλειτούργησε υπό το όνομα NJM και η παραγωγή του JRC4558 επανακινήθηκε. Η Ibanez επανεξέδωσε το TS 808 σε μια τιμή πολύ υψηλότερη από το TS 9, ενώ πλέον και το TS 9 έφερε το JRC4558. Εν τω μεταξύ, όσο το TS 808 ήταν εκτός παραγωγής, υπήρξαν εταιρείες που για διακόσια δολάρια μετέτρεπαν το TS 9 του πελάτη σε TS 808. Δηλαδή, υπάρχει μια τεράστια εκμετάλλευση της άγνοιας του μουσικούκαταναλωτή. Δεν θα μιλήσουμε φυσικά για απάτη, καθώς η αγορά είναι ελεύθερη και κάθε εταιρεία μπορεί να πουλάει τα προϊόντα της στις τιμές που επιθυμεί. Άλλωστε, πλέον ο καθένας έχει πρόσβαση στις πληροφορίες που αφορούν τα διαφορετικά κυκλώματα και μπορεί να αξιολογήσει μόνος του αν αξίζουν ή όχι τη χρηματική διαφορά Πλακετα Κλωνου Σε αυτό το PCB, προκειμένου να χωρέσει στο διαθέσιμο enclosure (Hammond1590N1) και να βγει single sided, έχουμε τοποθετήσει τις αντιστάσεις σε όρθιο στυλ, έχουμε βάλει ένα jumper με καλώδιο και μια αντίσταση (R13) είναι σε κεκλιμένη θέση. Η πλακέτα είναι αυτή ακριβώς που φαίνεται στο σχήμα 2-1. Έχοντας στη διάθεσή μας ένα αυθεντικό TS808 reissue και συγκρίνοντάς τα, δεν παρατηρήσαμε καμία διαφορά στη χροιά, εκτός ίσως από το γεγονός ότι για να έχουν κάθε φορά την ίδια χροιά, οι θέσεις των ποτενσιόμετρων έπρεπε να βρίσκονται σε ελαφρώς διαφορετικές θέσεις. Αυτό οφείλεται στην χαμηλή ακρίβεια (10%) των ποτενσιόμετρων Τροποποιησεις Αν ψάξει κάποιος στο διαδίκτυο για τροποποιήσει πάνω στη σειρά TS παραμορφωτών θα βρει ατελείωτες ιδέες για περισσότερα πρίμα, περισσότερα μπάσα, περισσότερο κέρδος κοκ. Άλλωστε, όπως αναφέραμε νωρίτερα, ένα τεράστιο κομμάτι των παραμορφωτών που κυκλοφορούν στην αγορά, δεν είναι τίποτα άλλο, παρά τροποποιήσεις του TS808. Εμείς διαλέξαμε αυτές που θεωρήσαμε πιο πρακτικές και τις τοποθετήσαμε όλες μαζί σε ένα κύκλωμα, δίνοντας στον χρήστη τη δυνατότητα να τις ενεργο- 38

45 ποιεί/απενεργοποιεί με τη χρήση μηχανικών διακοπτών με μοχλό (toggle switches) Αφαιρεση Απομονωτων Εισοδου και Εξοδου Όπως αναφέραμε νωρίτερα, οι απομονωτές στην είσοδο και την έξοδο έχουν τοποθετηθεί πιθανότατα μόνο για τις ανάγκες του Fet Switching, καθώς οι τελεστικοί ενισχυτές παρέχουν τις υψηλή αντίσταση εισόδου και χαμηλή αντίσταση εξόδου. Τα πλεονεκτήματα αυτή της τροποποίησης είναι πολλά. Έχουμε μείωση κόστους διότι χρειαζόμαστε λιγότερα στοιχεία για το κύκλωμα. Επιπλέον, το PCB που θα χρειαστεί για την υλοποίηση του κυκλώματος θα είναι μικρότερο και πολύ πιο εύκολο στην σχεδίαση. Επιπροσθέτως, το τροποποιημένο κύκλωμα θα έχει λίγο μεγαλύτερο κέρδος και ελαφρώς μεγαλύτερο bandwidth ενίσχυσης. Αυτό συμβαίνει διότι οι κοινοί συλλέκτες έχουν κέρδος περίπου 0.9 (μικρότερο της μονάδας) και το bandwidth τους δεν είναι άπειρο, αλλά έχει συχνότητα αποκοπής και στις υψηλές και στις χαμηλές συχνότητες. Η αποκοπή στις υψηλές συχνότητες είναι έξω από τις ακουστικές συχνότητες, οπότε η επιρροή της είναι μηδαμινή, όμως αυτή στις χαμηλές συχνότητες είναι περίπου στα 30-40Hz που είναι μέσα στο ακουστικό φάσμα. Σε θέμα χροιάς, το παραπάνω τροποποιημένο κύκλωμα θα μπορούσε να χαρακτηριστεί ως ελαφρώς πιο ζεστό από αυτό του εμπορίου. Όπως γίνεται αντιληπτό, με την εξάλειψη των απομονωτών, εξαλείφονται και οι διαφορές ανάμεσα στα TS808 και TS9 (πλην του opamp φυσικά), καθώς δεν υπάρχουν πλέον οι αντιστάσεις των οποίων οι τιμές διέφεραν. Η τροποποίηση αυτή δεν είναι επιλέξιμη μέσω διακόπτη, όμως η πλακέτα δίνει την δυνατότητα στον χρήστη κατά την κόλληση των στοιχείων να επιλέξει αν θα κάνει ή όχι την τροποποίηση Βραχυκυκλωση Πυκνωτη στο Σταδιο Ψαλιδισμου (C3) Αυτή η τροποποίηση αυξάνει το εύρος των συχνοτήτων που ενισχύει και κατά επέκταση ψαλιδίζει το πρώτο ενισχυτικό στάδιο. Έτσι το κύκλωμα θα δώσει έ- ναν πιο «βαρύ» ήχο, κατάλληλο για πιο σκληρά είδη μουσικής ή και για τη ε- φαρμογή του κυκλώματος σε σήμα ηλεκτρικού μπάσου αντί ηλεκτρικής κιθάρας, το οποίο ηλεκτρικό μπάσο δίνει στην έξοδό του χαμηλότερες συχνότητες. Σημειώνουμε ότι για να μπορούμε να το επιτύχουμε αυτό πρέπει να συνδέσουμε την ακίδα του πυκνωτή που πριν πήγαινε απευθείας στη γη με τα 4,5 Volts για λόγους πόλωσης. Η τροποποίηση αυτή είναι επιλέξιμη μέσω διακόπτη Τροποποιηση ρυθμισης κερδους πρωτου ενισχυτικου σταδιου Στην ανάλυση του πρώτου ενισχυτικού σταδίου αναφέραμε πως το κέρδος του ενισχυτή ισούται με [1 + Zf / Zi] όπου Zf είναι η ισοδύναμη σύνθετη αντίσταση του δικτύου ανάδρασης από τον κόμβο εξόδου προς την (-) είσοδο, και Zi είναι η ισοδύναμη εμπέδηση από το (-) εισόδου στην AC γη. Προφανώς, οι τρό- 39

46 ποι να αυξήσει κάποιος το κέρδος είναι δύο: Είτε θα μειώσει την Zi είτε θα αυξήσει την Zf. Αν μειώσουμε την Zi μικραίνοντας την αντίσταση R8 θα πρέπει ταυτόχρονα να αυξήσουμε και την τιμή του πυκνωτή C3 κατά τον ίδιο ανάλογο βαθμό, ώστε το γινόμενο RC να παραμείνει σταθερό και να μην μεταβληθεί η μορφή της α- πόκρισης συχνότητας του ενισχυτή. Εμείς επιλέξαμε να υποδιπλασιάσουμε την αντίσταση και να διπλασιάσουμε τον πυκνωτή. Για την αύξηση της Zf αλλάξαμε το ποτενσιόμετρο σε 1Meg γραμμικό, αλλά μειώσαμε την R13 σε 22K. Αυτό έγινε προκειμένου να αυξηθεί το μέγιστο δυνατό κέρδος και να μειωθεί το ελάχιστο δυνατό, κάνοντας έτσι το κύκλωμα πιο ευέλικτο και ποικίλο. Η αλλαγή της Zi είναι επιλέξιμη μέσω ενός διακόπτη, αυτή της Zf δεν είναι διότι κάτι τέτοιο θα απαιτούσε δύο ποτενσιόμετρα Επιλογη Διοδων Ψαλιδισμου Η τελευταία αυτή τροποποίηση δίνει στον χρήστη τη δυνατότητα να επιλέξει ανάμεσα σε διάφορους τύπους για τις διόδους στο πρώτο ενισχυτικό στάδιο (πυριτίου, γερμανίου, led) ή και να έχει ασύμμετρο ψαλιδισμό. Οι διάφορες δίοδοι έχουν καταρχάς διαφορετική τάση αγωγής. Αυτές οι οποίες έχουν μεγαλύτερη τάση αγωγής προσφέρουν μεγαλύτερη δυνατότητα κέρδους, αλλά ταυτόχρονα μικρότερο ψαλιδισμό στο σήμα. Επιπλέον, διαφορετικής τεχνολογίας και σύστασης δίοδοι έχουν και διαφορετικές V-I χαρακτηριστικές, κάτι το οποίο επηρεάζει σε ένα βαθμό τη χροιά. Η τροποποίηση αυτή είναι πλήρως επιλέξιμη. Έχουμε δώσει τη δυνατότητα επιλογής ανάμεσα σε δύο είδη διόδων και στο ένα υπάρχει επιπλέον δυνατότητα για ασύμμετρο ψαλιδισμό Τελικο Τροποποιημενο Κυκλωμα και Πλακετα Έχουμε ανασκευάσει το κύκλωμα, προσθέτοντας όλες τις τροποποιήσεις που αναφέραμε προηγουμένως. Κατασκευάσαμε όμως μια υβριδική πλακέτα. Με τον όρο υβριδική, εννοούμε ότι πάνω σε αυτήν την πλακέτα μπορούμε να κολλήσουμε οποιαδήποτε εκδοχή του tubescreamer επιθυμούμε (συμπεριλαμβανομένης και της αυθεντικής) ή και να κατασκευάσουμε μια εκδοχή στην οποία όλες οι τροποποιήσεις είναι επιλέξιμες (με εξαίρεση φυσικά την αφαίρεση των απομονωτών και την τροποποίηση των ελαχίστων και μεγίστων κερδών). 40

47 Σχήμα 3-12 Τροποποιημένο Κύκλωμα TS808 Αυτό επιτεύχθηκε με την χρήση απλών pads στο pcb και την τοποθέτησή τους με τέτοιον τρόπο ώστε να υπάρχει η δυνατότητα με ένα απλό wire να βραχυκυκλωθούν μεταξύ τους. Σχήμα 3-13 PCB Τροποποιημένου TS Birmania Εισαγωγη Το εν λόγω κύκλωμα δεν αποτελεί κανενός είδους τεχνολογική πατέντα. Αποτελείται από δύο κυκλώματα τα οποία έχουμε αναλύσει (το ένα ακριβώς, για το άλλο έχουμε αναλύσει ένα παρόμοιο κύκλωμα). Πρόκειται για ένα ελαφρώς 41

48 τροποποιημένο SD-1 της Boss και ένα LPB-1. Το κύκλωμα του SD-1 φαίνεται στο σχήμα Στο σχηματικό αυτό έχουμε παραλείψει το FET switching που έχει κανονικά, διότι εμείς χρησιμοποιήσαμε True Bypass. Παρατηρούμε ότι η ομοιότητά του με το tubescreamer, που έχουμε αναλύσει, είναι πάρα πολύ μεγάλη. Οι ουσιαστικές αλλαγές που έχει είναι ο ασύμμετρος ψαλιδισμός στο Clipping Stage το οποίο έχει και μεγαλύτερο μέγιστο κέρδος (λόγω του 1M ποτενσιόμετρου) και ορισμένα φίλτρα του που έχουν άλλες συχνότητες γονάτου. Η τροποποίηση που πραγματοποιήσαμε εμείς ήταν η εξαγωγή των απομονωτών στην είσοδο και την έξοδο και η αλλαγή της R14 σε 470Κ. Το κύκλωμα του LPB-1 δεν τροποποιήθηκε, παρά μόνο προσετέθη μια 1Μ αντίσταση στην είσοδο παράλληλα με τη γείωση για την εξουδετέρωση του κρότου του True Bypass Προστασια Τροφοδοσίας Μια τροποποίηση που πραγματοποιήσαμε στο συνολικό κύκλωμα, ήταν η εισαγωγή μιας προστασίας από ανάστροφη τάση τροφοδοσίας. Αυτή παρατίθεται ακολούθως στο σχήμα Σχήμα 3-14 Κύκλωμα SD-1 Θεωρούμε VSRC την τάση που έρχεται από το τροφοδοτικό. Αν αυτή είναι +9V το τρανζίστορ θα βρεθεί αμέσως στον κόρο και η τάση στον συλλέκτη του θα είναι περίπου 8,9V. Ο πυκνωτής C3 αντισταθμίσει οποιαδήποτε διακύμανση της τάσης του τροφοδοτικού. Αν η τάση εισόδου είναι αρνητική, το τρανζίστορ δεν άγει και προστατεύει με αυτόν τον τρόπο το κύκλωμα. Με το συγκεκριμένο σύστημα, το κύκλωμα πιθανόν να δουλεύει και με 9V AC τάση. Εμείς δεν πραγματοποιήσαμε τον εν λόγω εγχείρημα. Σχήμα 3-15 Κύκλωμα Προστασίας Τροφοδοσίας με PNP τρανζίστορ 42

49 3.5.3 Τριπλο Switching Χρησιμοποιήσαμε ένα διακοπτικό κύκλωμα με τρεις μηχανικούς διακόπτες (και τρία LED) το οποίο δίνει στο χρήστη πλήρη έλεγχο πάνω στα δύο κυκλώματα ξεχωριστά. Το διακοπτικό κύκλωμα φαίνεται στο Σχ Ο πρώτος διακόπτης (GENERAL) όπως προδίδει και το όνομά του είναι ο γενικός διακόπτης και για τα δύο κυκλώματα. Όταν είναι στην κάτω θέση, ανεξάρτητα από τις θέσεις των άλλων δύο διακοπτών, το σήμα εισόδου βγαίνει κατευθείαν στην έξοδο. Όταν είναι στη θέση πάνω, δίνει το δικαίωμα σε όποιο από τα δύο (ή και τα δύο) κυκλώματα να επεξεργαστεί το σήμα. Σχήμα 3-16 Διακοπτικό Σύστημα του Birmania Ο διακόπτης SD-1 ελέγχει το κύκλωμα του SD-1. Όταν είναι στη θέση πάνω, το σήμα θα υποστεί επεξεργασία, ενώ όταν είναι στη θέση κάτω θα σταλεί απευθείας στον διακόπτη του LPB-1. Ο τρίτος διακόπτης λειτουργεί όπως και ένας διακόπτης για απλό κύκλωμα. Επισημαίνουμε πως ο χρήστης έχει τη δυνατότητα να παρεμβάλει τα δύο κυκλώματα μόνο με τη σειρά Input SD-1 LPB-1 Output. Θα μπορούσαμε με την εισαγωγή ενός ακόμα διακόπτη να δώσουμε και τη δυνατότητα για ανάστροφη σειρά των κυκλωμάτων, όμως κάτι τέτοιο δεν μας ενδιέφερε. Αναφέρουμε επιπλέον ότι το όλο αυτό διακοπτικό σύστημα πραγματοποιήθηκε με τη χρήση καλωδίων μεταξύ των ποδοδιακοπτών και των LED και κατά συνέπεια δεν είναι ορατό στην πλακέτα. Θα παραθέσουμε στο τέλος και μια φωτογραφία του κυκλώματος μέσα στο κατάλυμά του, όπου ελπίζουμε να γίνει φανερή η σύνδεση του διακοπτικού συστήματος PCB Συνολικου Κυκλωματος Η πλακέτα αρχικά σχεδιάστηκε για να εισαχθεί στο κατάλυμα 1590ΒΒ της Hammond Manufacturing. Παρατηρήσαμε όμως ότι το εν λόγω κατάλυμα παρέχει μεν αρκετό χώρο για τρεις ποδοδιακόπτες, όμως είναι πρακτικά αδύνατον να χρησιμοποιηθούν διότι θα βρίσκονται σε υπερβολικά μικρή απόσταση για να μπορέσει κάποιος να πατήσει έναν με το πόδι του χωρίς να κινδυνεύει να πατηθεί και κάποιος διπλανός. Έτσι, χωρίς να μεταβάλουμε την πλακέτα, αποφασίσαμε να αλλάξουμε το κατάλυμα στο 1590J της ίδιας εταιρείας. 43

50 Παραθέτουμε και το συνολικό κύκλωμα, για να υπάρχει και ταίριασμα στην αρίθμηση των στοιχειών μεταξύ κυκλώματος και πλακέτας. Επίσης, στα σχήματα 3-19 και 3-20 έχουμε φωτογραφήσει το PCB σε πραγματική μορφή μέσα στο κατάλυμά του από την εσωτερική και την εξωτερική όψη αντίστοιχα. Στην εσωτερική όψη φαίνεται ένα χάος καλωδίων που οφείλεται στο τριπλό διακοπτικό σύστημα. Εάν είχαμε την υλικοτεχνική δυνατότατα τα εφαρμόσουμε πλακέτες χωρίς εξωτερικά στοιχεία, θα είχαμε καταφέρει να αποφύγουμε όλον τον κόπο των κολλήσεων των καλωδίων και των επαλειμμένων ελέγχων ορθής λειτουργίας αυτών. Σχήμα 3-17 Συνολικό Κύκλωμα του Birmania Σχήμα 3-18 PCB του Birmania 44

51 Σχήμα 3-19 PCB του Birmania Μέσα στο Κατάλυμά του (εσωτερική όψη) Σχήμα 3-20 PCB του Birmania Μέσα στο Κατάλυμά του (εξωτερική όψη) 45

52 3.6 Crybaby Wah Εισαγωγη Η προέλευση του κυκλώματος αυτού είναι άγνωστη, καθώς πρωτοεμφανίστηκε στη δεκαετία του 60, χωρίς να γνωρίζουμε ποιος το πρωτοκατασκεύασε. Υ- πάρχει μια πιθανότητα να προοριζόταν σαν κάποιο ιδιαίτερο φίλτρο, με την έννοια ότι το πεντάλ που διαθέτει να μην είχε σχεδιαστεί με τη σκέψη ότι ο χρήστης θα το μετακινεί συνέχεια, αλλά θα το τοποθετεί σε ένα σημείο και θα το α- φήνει εκεί. Όπως και να έχει, το κύκλωμα αυτό είναι πάρα πολύ διάσημο, όλες οι εταιρείες που παράγουν ηλεκτρονικά κυκλώματα για ηλεκτρικές κιθάρες έχουν ένα μοντέλο wah στη λίστα προϊόντων τους και σχεδόν όλοι οι κιθαρίστες το θεωρούν απαραίτητο στον εξοπλισμό τους, μάλιστα ανεξαρτήτως του είδους μουσικής που παίζουν Αναλυση Η απόκριση συχνότητας που έχει ένα wah (για σταθερή θέση του πεντάλ του) βρίσκεται στο Σχ Βλέπουμε πως η απόκριση συχνότητας είναι επίπεδη μέχρι ένα σημείο. Έπειτα παρουσιάζει μια απότομη κορυφή και αμέσως μετά πέφτει με εξίσου απότομο τρόπο. Αυτό το οποίο κάνει ο χρήστης μετακινώντας τη θέση του πεντάλ, είναι να μετακινεί πάνω-κάτω τη συχνότητα που δημιουργείται η κορυφή και η μετέπειτα απότομη πτώση. Σχήμα 3-21 Απόκριση Συχνότητας ενός Wah Το κύκλωμα του κλασσικού crybaby wah παρατίθεται στο Σχ Όλα σχεδόν τα αναλογικά wah έχουν ένα παρόμοιο κύκλωμα με αυτό, οπότε η ανάλυσή του θα μας δώσει μια ιδέα για τον τρόπο λειτουργίας της πλειοψηφίας των wah του εμπορίου. Σχήμα 3-22 Κύκλωμα Crybaby Wah Παρατηρούμε κάτι το ιδιαίτερα ασυνήθιστο για κύκλωμα μικροηλεκτρονικής: Την παρουσία ενός πηνίου. Ο λόγος ύπαρξής του θα εξηγηθεί στην ανάλυση 46

53 που ακολουθεί, στην οποία, ως συνήθως, θα διαιρέσουμε το συνολικό κύκλωμα σε μικρότερα υποκυκλώματα για ευκολία Input Buffer Εδώ δεν έχουμε να πούμε πολλά πράγματα. Πρόκειται για έναν κλασσικό α- κόλουθο εκπομπού με υψηλή αντίσταση εισόδου, χαμηλή αντίσταση ε- ξόδου και κέρδος περίπου 1. Η βάση πολώνεται περίπου στα 4 Volt, αρκετά για να ενεργοποιήσουν την διπλή δίοδο βάσης εκπομπού του Darlington. Ίσως το μόνο αξιοσημείωτο είναι το γεγονός ότι χρησιμοποιεί ένα MPSA13 το οποίο είναι Darlington τρανζίστορ. Ο λόγος είναι πιθανότατα διότι έχει μεγαλύτερη ικανότητα οδήγησης. Αναφέρουμε επίσης εδώ ότι η D1 είναι δίοδος Zener στα 9,1 Volts η οποία έχει τοποθετηθεί για την προστασία του κυκλώματος από α- νάστροφη τάση τροφοδοσίας. Είναι μια εξίσου αποδοτική μέθοδος με την τοποθέτηση μιας 1Ν4001 που έχουμε χρησιμοποιήσει στα δικά μας project Feedback Amplifier Το δεύτερο τρανζίστορ είναι ένας ενισχυτής με ανάδραση. Θα ξεκινήσουμε με την DC ανάλυση του για να βρούμε τις τάσεις πόλωσης και τα DC ρεύματά του. Εδώ, οι πυκνωτές συμπεριφέρονται σαν ανοικτοκυκλώματα και το πηνίο ως βραχυκύκλωμα. Η αντίσταση των 39Κ που είναι παράλληλη στο πηνίο προφανώς εξαφανίζεται και αυτή. Ονομάζουμε Ic το ρεύμα του συλλέκτη, Σχήμα 3-24 Απομονωτής εισόδου ενός Wah I 1 το ρεύμα που διαρρέει την αντίσταση των 22Κ, Ι 2 το ρεύμα που διαρρέει την αντίσταση των 470Κ, 47 Σχήμα 3-23 Απομονωτής εισόδου ενός Wah

54 Ι 3 αυτό που διαρρέει την αντίσταση των 82Κ και Ι b το ρεύμα βάσης του τρανζίστορ. Επίσης ονομάζουμε V b την τάση βάσης του τρανζίστορ, Vc την τάση του συλλέκτη του και V e την τάση του εκπομπού του. Το MPSA18 έχει πάρα πολύ υψηλό κέρδος ρεύματος (μέχρι και 400) οπότε η παραδοχή ότι το ρεύμα εκπομπού είναι ίσο με αυτό του συλλέκτη δεν επηρεάζει καθόλου την ανάλυση. Επίσης έχει τάση V beon περίπου 0,7V. Θεωρώντας ότι το τρανζίστορ είναι on έχουμε τις ακόλουθες εξισώσεις: Ι 1 =I c +I 2 I 2 =I 3 +I b V e -I c R9=0 V cc -I 1 R4=Vc V c -I 3 R3-I 2 R6=0 V cc -I2 R6-Ib*R1=Ve+0.7 I b =I c /β β=200 (τυπική τιμή) Έχουμε ένα σύστημα 7 εξισώσεων με 7 αγνώστους. Λύνοντάς το βρίσκουμε: Ι 1 = 160uA I 2 = 10uA I 3 = 9uA I c = 150uA I b = 0.75uA V c = 5.5V V e = 0.06V V b = 0.76V Από τις τάσεις βάσης και συλλέκτη συμπεραίνουμε ότι έχουμε αρκετά μεγάλο περιθώριο κέρδους σήματος χωρίς να επέλθει κορεσμός ή αποκοπή. Το κέρδος τάσης του τρανζίστορ αυτού ισούται περίπου με τον λόγο της αντίστασης φορτίου προς την αυξητική αντίσταση εκπομπού. Η τελευταία, ισούται με την R9 συν την εσωτερική αντίσταση εκπομπού βάσης, που ισούται με 25mV/I c, δηλαδή 167 ohm. Έτσι, το κέρδος τάσης μικρού σήματος του τρανζίστορ είναι περίπου 22K/557 = 39,5. Βέβαια, έχουμε την αντίσταση εισόδου που αγνοήσαμε, η οποία θα ελαττώσει λίγο το σήμα. Η τάση εισόδου διαιρείται από τον διαιρέτη τάσης που αποτελείται από την αντίσταση εισόδου 68Κ και την αυξητική αντίσταση εισόδου του τρανζίστορ. Η αντίσταση εισόδου είναι τα 557 ohms που βρήκαμε πρωτύτερα επί το (αυθαίρετα επιλεγμένο) β του τρανζίστορ που θέσαμε στα 200, δηλαδή 111Κ. Η τάση εισόδου διαιρείται από 111K / (68K + 111K) = Έτσι, το συνολικό κέρδος του σταδίου είναι ,5 = 24,5. Επαναλαμβάνουμε το ότι δεν μπορούμε να θεωρήσουμε το αποτέλεσμα ακριβές, διότι εξαρτάται από το β του τρανζίστορ, αλλά μας δίνει μια καλή εκτίμηση για να μπορέσουμε να κατανοήσουμε τη συνολική λειτουργία του κυκλώματος. 48

55 Ας κοιτάξουμε τώρα το δεύτερο τρανζίστορ. Το δεύτερο τρανζίστορ πολώνεται στην γραμμική περιοχή από μια αντίσταση 470K από τον συλλέκτη του πρώτου τρανζίστορ, και αν το κέρδος ρεύματός του είναι υψηλό (κάτι το οποίο είναι σχεδόν σίγουρο για ένα MPSA18), η τάση στη βάση του θα είναι οριακά μικρότερη από την τάση συλλέκτη του Q1. Το ρεύμα βάσης που απαιτείται για την πόλωση του Q2 είναι το ρεύμα που χρειάζεται ο εκπομπός του για να τραβήξει την 10K αντίσταση στα 4.5V. Αυτό είναι (4.5V/10K) διαιρούμενο με το β του τρανζίστορ, δηλαδή περίπου 2.25uA. Η πτώση τάσης κατά μήκος της 470K είναι τότε περίπου 470K 2.2uA = 1.1V. Η βάση του Q2 θα πρέπει να καθίσει περίπου στα 3.4V. Το Q2 είναι ένας γραμμικός ακόλουθος εκπομπού, και για μικρά σήματα δεν θα βρεθεί σε κατάσταση κορεσμού ή αποκοπής. Αυτός ο ακόλουθος εκπομπού απομονώνει το σήμα προς το ποτενσιόμετρο του wah, το οποίο είναι απλά ένας διαιρέτης τάσης τύπου ελέγχου έντασης. Ο εκπομπός του τρανζίστορ συνδέεται μέσω ενός πυκνωτή 0.01uf στον κόμβο του πηνίου και της R1 στην βάση του Q1. Η εύλογη απορία που δημιουργείται εδώ είναι το πως παίρνουμε μια κινητή συχνότητα συντονισμού από αυτό εδώ το κύκλωμα. Το μυστικό του κυκλώματος είναι το εξής: Στο μικρό σήμα, το πηνίο φαίνεται από το δεύτερο τρανζίστορ σαν να είναι η άλλη του άκρη γειωμένη, μέσω του πυκνωτή 4.7uf. Για το πηνίο, ο 10nf πυκνωτής μοιάζει να έχει την άλλη του άκρη γειωμένη, επειδή είναι συνδεδεμένη με τον εκπομπό του Q2. Ο εκπομπός του Q2 έχει χαμηλή αντίσταση εξόδου και ως εκ τούτου μοιάζει σαν να είναι βραχυκυκλωμένος στη γη, αν αγνοήσει κανείς το σήμα που βγαίνει από τον εκπομπό. Στον κόμβο του L1/C3/R1, η τάση μοιάζει με την τάση που θα συνέβαινε κατά μήκος ενός παραλλήλου L/C κυκλώματος. Ωστόσο, το ρεύμα μέσω του πυκνωτή ΔΕΝ καθορίζεται μόνο από την τάση του κόμβου L1/C3/R1. Καθορίζεται και από την τάση οδήγησης στην πλευρά της γείωσής του, η οποία μεταβάλλεται ανάλογα με τη θέση του ποτενσιόμετρου. Εάν η αντίσταση του ποτενσιόμετρου αυξηθεί, ο πυκνωτής θα αφήσει περισσότερο ρεύμα σήματος να περάσει, διότι η τάση που τον οδηγεί από τον εκπομπό του Q2 είναι μεγαλύτερη, έτσι ο πυκνωτής αναγκάζεται να περισσότερο ρεύμα σήματος. Αν η αντίσταση του ποτενσιόμετρου κατέβει, ο πυκνωτής θα αφήσει λιγότερο ρεύμα σήματος. Η αλλαγή στην τιμή του αυξητικού ρεύματος μέσω του πυκνωτή κάνει τον πυκνωτή να φαίνεται μεγαλύτερος στον επαγωγέα και το υπόλοιπο του κυκλώματος από ότι πραγματικά είναι. Δηλαδή, έχουμε ένα μεταβλητό πυκνωτή. Αυτός είναι ο λόγος που η συχνότητα συντονισμού μεταβάλλεται. Ο πυκνωτής φαίνεται μεγαλύτερος από ότι είναι πραγματικά για σκοπούς συντονισμού, και το πόσο μεγαλύτερος φαίνεται ελέγχεται από το ποτενσιόμετρο. Το πρώτο τρανζίστορ είναι ένα στάδιο ενίσχυσης για να δώσει έναν ενεργό συντονισμό, το ποτενσιόμετρο και το δεύτερο τρανζίστορ ρυθμίζουν την αυξητική χωρητικότητα στο κύκλωμα συντονισμού που αποτελείται από τον επαγωγέα και το μεταβλητό πυκνωτή. Ένας άλλος ίσως πιο κατανοητός- τρόπος να αναλύσουμε το φαινόμενο είναι να δούμε ότι ο πυκνωτής τροφοδοτείται από ένα απομονωμένο αντίγραφο του σήματος από τον συλλέκτη του Q1 και τροφοδοτείται πίσω στη βάση του Q1, έτσι ώστε να φαίνεται και να ενεργεί σαν ένας πυκνωτής Miller. Η διαφορά ανάμεσα σε αυτό και ένα πραγματικό φαινόμενο Miller πυκνωτή είναι ότι το ποτεν- 49

56 σιόμετρο έχει την ικανότητα να μεταβάλλει την ποσότητα του σήματος που οδηγεί τον πυκνωτή. Δεδομένου ότι το φαινόμενο Miller πολλαπλασιάζει την πραγματική τιμή ενός πυκνωτή ανάδρασης με το κέρδος του σταδίου, το ποτενσιόμετρο μπορεί να μεταβάλλει την φαινόμενη τιμή του πυκνωτή από την κανονική τιμή μέχρι την τιμή αυτή πολλαπλασιασμένη με το κέρδος τάσης του Q1. Λόγω του τρόπου που η ανάδραση είναι συνδεδεμένη, η πραγματική συνολική ανταπόκριση είναι τέτοια ενός βαθυπερατού φίλτρου με μια κορυφή, η κορυφή συντονισμού, η οποία είναι η LC κορυφή. Στο κύκλωμα του εμπορίου, το κέρδος μέσω του κυκλώματος είναι συνολικά ελαφρώς μικρότερο από τη μονάδα, κορυφώνεται στη συχνότητα συντονισμού και έπειτα πέφτει σε συχνότητες υψηλότερες από αυτή Πηνιο Έχει δημιουργηθεί, όπως είθισται σε τέτοιες περιπτώσεις, μια φημολογία για την ποιότητα των πηνίων στο κύκλωμα του wah και το κατά πόσο επηρεάζουν τον ήχο. Τα πρώτα wah του εμπορίου που διέθετε η εταιρεία Vox είχαν πηνία μιας ιταλικής εταιρείας που λεγόταν Fasel. Ο λόγος που είχαν επιλεγεί αυτά ή- ταν, όπως εύκολα μαντεύει κανείς, η χαμηλή (τότε) τιμή τους και η διαθεσιμότητά τους. Ορισμένοι ηλεκτρολόγοι που ανέλυσαν τα πηνία αυτά παρατήρησαν ότι όταν οδηγηθούν στον κορεσμό από ένα πολύ δυνατό σήμα εισόδου, εμφανίζουν ασύμμετρο ψαλιδισμό, σε αντίθεση με τα υπόλοιπα πηνία φερρίτη, που είναι συμμετρικά. Δηλαδή μπορούμε να πούμε ότι ο πυρήνας τους έχει ένα μαγνητικό offset. Μπορούμε έτσι να πούμε ότι στην συγκεκριμένη περίπτωση η μυθολογία περί διαφορετικής συμπεριφοράς είχε μια επιστημονική βάση Μετατροπες Εμείς προσωπικά δεν πραγματοποιήσαμε καμία μετατροπή στο κύκλωμα, διότι η έξοδός του είχε ήδη ιδιαίτερα ικανοποιητική χροιά. Παρόλα αυτά, θεωρούμε σκόπιμο να παραθέσουμε ορισμένες απλές μετατροπές που θα μπορούσε κανείς να πραγματοποιήσει για να προσαρμόσει τον ήχο του κυκλώματος στις δικές του προσωπικές προτιμήσεις. 1) Μεταβάλλοντας την R9 μεταβάλλει κανείς και το κέρδος του Q1. Μικρότερες τιμές της αντίστασης αυξάνουν το συνολικό κέρδος του κυκλώματος, αλλά ταυτόχρονα οδηγούν και το Q1 στον κορεσμό ή και στην αποκοπή για σχετικά ισχυρά σήματα στην έξοδο. 2) Μεταβάλλοντας την R2, μεταβάλλουμε το λεγόμενο Q του κυκλώματος, δηλαδή το πόσο ψηλά θα φτάσει το peak της συχνότητας συντονισμού. Θ 3) Ίσως η πιο σημαντική και ουσιαστική μετατροπή που μπορεί να κάνει κάποιος είναι να προσθέσει έναν διακόπτη/επιλογέα ο οποίος να δίνει στον χρήστη να επιλέξει ανάμεσα σε διαφορετικές τιμές για τον πυκνωτή C3. Αυτό θα του δώσει την δυνατότητα να μπορεί να μεταβάλλει, τις δύο ακραίες τιμές που θα μπορεί να πάρει η συχνότητα συντονισμού. Αυτό μεταφράζεται πάλι ηχητικά στο πόσο μπάσος θα ακούγεται ο ήχος όταν το 50

57 πεντάλ θα βρίσκεται στην πίσω θέση και πόσο πρίμος, όταν θα βρίσκεται στην μπροστινή. 4) Όπως φαίνεται και με απλή επισκόπηση του σχηματικού, το κύκλωμα έχει αρκετά υψηλή αντίσταση εξόδου. Αυτό σημαίνει ότι δύσκολα θα καταφέρει να οδηγήσει κυκλώματα με χαμηλή αντίσταση εισόδου (όπως είναι τα κλασσικού τύπου κυκλώματα fuzz). Μπορεί κάποιος να τοποθετήσει στην έξοδο έναν απομονωτή με Jfet Πλακετα Καθότι είναι πολύ δύσκολο να κατασκευάσει κάποιος το μηχανικό σύστημα του πεντάλ που, μέσω γραναζιού, στρέφει τον άξονα του ποτενσιόμετρου και δεν είναι και αντικείμενο ούτε ηλεκτρολόγου, ούτε και της διπλωματικής αυτής, αγοράσαμε το σύστημα αυτό έτοιμο από ένα διαδικτυακό κατάστημα. Ο έμπορος διευκρίνιζε ότι το σύστημα διέθετε και ένα ηλεκτρονικό κύκλωμα wah, του ο- ποίου όμως την ποιότητα δεν εγγυόταν και αυτό το οποίο αυτός θεωρούσε ότι διέθετε ήταν το μηχανικό μέρος και όχι το ηλεκτρονικό. Όταν παραλάβαμε το προϊόν παρατηρήσαμε ότι το ηλεκτρονικό κύκλωμα που διέθετε ήταν ίδιο με αυτό ενός κλασσικού wah, με την εξαίρεση ότι χρησιμοποιούσε 2C1815 τρανζίστορ (δύο σε συνδεσμολογία Darlington για τον απομονωτή εισόδου) και μάλιστα τα στοιχεία που διέθετε ήταν υψηλής ποιότητας (αντιστάσεις metal film 1% και πυκνωτές polyester film 5%). Επίσης είχε ένα πηνίο άγνωστης προέλευσης. Οι τιμές όλων των στοιχείων στην πλακέτα ήταν ίδιες με αυτές του σχηματικού που έχουμε παραθέσει στην ανάλυση. Δοκιμάζοντας το κύκλωμα ηχητικά δεν μείναμε ιδιαίτερα ικανοποιημένοι από την ηχητική έξοδό του. Καθότι όμως, όπως αναφέραμε, όλα τα στοιχεία ήταν ίδιας τιμής με τα αυθεντικά και καλύτερης ποιότητας εκτός από το πηνίο το οποίο ήταν αμφίβολης ποιότητας. Το αντικαταστήσαμε με ένα πηνίο Fasel το οποίο είχαμε στη διάθεσή μας και ο ήχος στην έξοδο έγινε ιδιαίτερα ικανοποιητικός, οδηγώντας μας στο να κρίνουμε περιττές τις περεταίρω μετατροπές στο κύκλωμα. 51

58 3.7 Univibe Phasers Γενικα Ένα ιδιαίτερα διαδεδομένο είδος επεξεργαστών σήματος είναι οι λεγόμενοι Phasers. Η αρχή λειτουργίας τους είναι σχετικά απλή: Το σήμα εισόδου μιξάρεται με ένα μετατοπισμένο στη φάση αντίγραφό του και βγαίνει στην έξοδο. Το τρικ της υπόθεσης είναι ότι η καθυστέρηση που υφίσταται το αντίγραφο της εισόδου, δεν είναι σταθερής τιμής, αλλά μεταβάλλεται (συνήθως περιοδικά) κατά τη διάρκεια του χρόνου. Ένα απλό block διάγραμμα φαίνεται στο Σχήμα 3-25 Block Διάγραμμα ενός Phaser σχήμα Όταν έχουμε την υπέρθεση δύο ίδιων σημάτων, τα οποία διαφέρουν ελάχιστα στη φάση (λιγότερο από 180 μοίρες), παίρνουμε το λεγόμενο φίλτρο χτένας (comb filter) του οποίου η απόκριση συχνότητας φαίνεται στο Σχήμα Παρατηρούμε ότι στο πεδίο των συχνοτήτων έχουμε δεσμούς και κοιλίες. Δηλαδή, σε ορισμένες συχνότητες το ένα σήμα ενισχύει το άλλο και σε άλλες αλληλοεξουδετερώνονται. Επίσης, όσο αυξάνεται η συχνότητα, το φαινόμενο εμφανίζεται πιο πυκνά. Αν ε- Σχήμα 3-26 Απόκριση Συχνότητας ενός Phaser πιπλέον μεταβάλλουμε χρονικά και την καθυστέρηση φάσης του αντίγραφου του σήματος, έχουμε και μετακίνηση των δεσμών και των κοιλιών στον χρόνο. (Δυστυχώς δεν μπορεί να παρασταθεί γραφικά, καθώς απαιτεί τρεις διαστάσεις.) Τέλος, αν παραλείψουμε τον mixer και πάρουμε μόνο το σήμα με τη μεταβλητή καθυστέρηση από την έξοδο, έχουμε κάτι το οποίο ακουστικά ισοδυναμεί με μετατόπιση συχνότητας, το λεγόμενο vibrato. Αρκετοί phasers του εμπορίου έχουν την δυνατότητα, μέσω διακόπτη να εξάγουν από το κύκλωμα τον mixer, δίνοντας έτσι στο χρήστη τη δυνατότητα να χρησιμοποιεί με δυο διαφορετικούς τρόπους το κύκλωμα. Ο πρώτος τρόπος με τον οποίο επιτεύχθηκε το phasing ήταν, κατά τη μίξη ενός μουσικού κομματιού στο στούντιο ηχογράφησης, με τη χρήση δύο ακουστικών ταινιών που περιείχαν το ίδιο κομμάτι και καθυστέρηση της μίας χρησιμοποιώντας τον ανθρώπινο αντίχειρα. Το επιθυμητό φαινόμενο στην τότε περίπτωση δεν ήταν το phasing, αλλά το delay. Όμως, καθώς ο ανθρώπινος αντίχει- 52

59 ρας είναι αδύνατο να είναι απόλυτα σταθερός, το δεύτερο σήμα είχε μεταβλητή καθυστέρηση και συνεπώς εμφανίστηκε το φαινόμενο του phasing. Όπως είναι προφανώς κατανοητό, είναι αδύνατον αυτή η μέθοδος να εφαρμοστεί σε φορητές ηλεκτρονικές συσκευές. Γνωρίζουμε όμως πως τα πηνία και οι πυκνωτές προκαλούν μεταβολή στη φάση των σημάτων τα οποία τα διαπερνούν. Οι πυκνωτές είναι πιο φθηνοί από τα πηνία και γι αυτό προτιμήθηκαν από τους μηχανικούς. Στο Σχήμα 3-27 παρατίθεται ένα στοιχειώδες στάδιο μετατόπισης φάσης. Το σήμα εισόδου μετατρέπεται σε δύο, ένα αντίγραφο του και ένα ανεστραμμένο αντίγραφό του (δηλαδή, 180 μοίρες εκτός φάσης σε όλες τις συχνότητες). Αυτά τα δύο καθρεπτισμένα σήματα τροφοδοτούνται σε ένα πυκνωτή και μια αντίσταση, που ενώνονται στη μέση. Η σύνθετη αντίσταση του πυκνωτή μειώνεται αυξανόμενης της συχνότητας, έτσι ώστε σε πολύ υψηλές συχνότητες, ο πυκνωτής μοιάζει με Σχήμα 3-27 Στοιχειώδες Στάδιο Μετατόπισης Φάσης βραχυκύκλωμα, και το σήμα με το οποίο αυτός τροφοδοτείται κυριαρχεί στον κόμβο πυκνωτή / αντίστασης. Όσο χαμηλώνουν οι συχνότητες του σήματος, η σύνθετη αντίσταση του πυκνωτή μεγαλώνει. Σε πολύ χαμηλές συχνότητες, ο πυκνωτής έχει μία υψηλότερη σύνθετη αντίσταση από την αντίσταση R, και το σήμα που τροφοδοτείται στην αντίσταση κυριαρχεί στον κόμβο. Αν η αντίσταση τροφοδοτήθηκε με το μη ανεστραμμένο σήμα, τότε σε χαμηλές συχνότητες το προκύπτον σήμα στον κόμβο θα αποτελείται μόνο από το μη ανεστραμμένο σήμα. Σε πολύ υψηλές συχνότητες, το προκύπτον σήμα θα είναι το ανεστραμμένο σήμα μέσω του πυκνωτή. Στο μεσαίο φάσμα των συχνοτήτων, τα ανεστραμμένα και μη-ανεστραμμένα σήματα προστίθενται κατά τρόπο που εξαρτάται από την αντίσταση του πυκνωτή έναντι της αντίστασης. Θα κάνουμε μια σύντομη ανάλυση: Με απλή επισκόπηση του κυκλώματος έχουμε: Αν επιπλέον θεωρήσουμε ότι τότε έχουμε: 53

60 (Σημειώνουμε ότι στην ανάλυση αυτή θεωρήσαμε την αντίσταση φορτίου R20 άπειρη και κατά συνέπεια το ρεύμα διαμέσου της μηδενικό. Παρακάτω θα φανεί πως είναι απαραίτητη προϋπόθεση να έχουμε άπειρο φορτίο στην έξοδο) Παρατηρούμε ότι το σήμα στον κόμβο είναι πάντα το ίδιο σε πλάτος με το αρχικό σήμα, αλλά φάση του είναι διαφορετική κατά μια μεταβλητή ποσότητα που εξαρτάται από την συχνότητα. Στην συχνότητα όπου η σύνθετη αντίσταση του πυκνωτή είναι ίση με την αυτήν της αντίστασης R, η μετατόπιση φάσης είναι ακριβώς 90 μοίρες, η οποία ισοδυναμεί με μία χρονική καθυστέρηση κατά ένα τέταρτο της περιόδου της εν λόγω συχνότητας. Θα ονομάσουμε αυτή τη συχνότητα, συχνότητα ισότητας για τις μελλοντικές αναφορές Έτσι, έχουμε μια καθυστέρηση χρόνου που εξαρτάται από τη συχνότητα, με μεγαλύτερη μετατόπιση σε ορισμένα σημεία από ότι σε άλλα. Ακουστικά, το σήμα στον κόμβο δεν είναι κάτι ασυνήθιστο, επειδή το πλάτος παραμένει σταθερό κατά τις αλλαγές φάσης. Ακόμη και αν προσθέσουμε το αρχικό σήμα στο σήμα μετατοπισμένης φάσης, τίποτα δεν είναι ιδιαίτερα αισθητό εκτός από κάποια αύξηση ή μείωση στα πρίμα, ανάλογα με το αν ο πυκνωτής τροφοδοτήθηκε με το ανεστραμμένο ή το μη ανεστραμμένο σήμα. Ωστόσο, αν θέσουμε σε σειρά δύο τέτοιες διατάξεις (με τη χρήση απομονωτών, έτσι ώστε να μην αλληλοεπηρεάζονται), διαπιστώνουμε ότι η φάση στη συχνότητα ισότητας έχει μετατοπιστεί 90 μοίρες από το πρώτο στάδιο μετατόπισης φάσης και άλλες 90 από το δεύτερο. Η έξοδος του δεύτερου σταδίου μετατόπισης φάσης έχει μια συχνότητα στην οποία η συνολική μετατόπιση φάσης είναι 180 μοίρες. Αν προστεθεί στο αρχικό σήμα, το εξουδετερώνει, ακριβώς ό- πως θα έκανε και μια καθαρή χρονική καθυστέρηση, αλλά μόνο σε αυτήν την συχνότητα. Αυτό είναι μια ιδιαίτερα αισθητή ηχητική μεταβολή. Το κύκλωμα Phase 45 της MXR λειτουργεί ακριβώς με αυτόν τον τρόπο - έχει δύο στάδια καθυστέρησης φάσης, και μόνο μία κοιλία στην συχνότητα. Μπορούμε να επεκτείνουμε αυτό το κύκλωμα, τοποθετώντας εν σειρά επιπλέον στάδια μετατόπιση φάσης για να πάρουμε περισσότερες κοιλίες. Κάθε ζεύγος των σταδίων προσθέτει μία ακόμη κοιλία. Οι συνηθέστεροι εμπορικοί μετατοπιστές φάσεως σταματούν στα τέσσερα στάδια (όπως το Phase 90 της MXR, το Univibe που κατασκευάστηκε αρχικά από την Shin-ei) ή έξι στάδια (το Phase 100 της MXR). Σημειώνουμε ότι για να λειτουργεί σωστά το κύκλωμα πρέπει σε οποιοδήποτε στάδιο μετά την αλλαγή φάσης RC να μην δεχτεί φορτίο το RC. Είναι καλύτερα εάν το στάδιο RC ακολουθείται από έναν απομονωτή. Αυτό μοιάζει πολύ με το παράδειγμα χρονικής καθυστέρησης κατά το ότι, αν και το αποτέλεσμα είναι αισθητό, είναι επιθυμητό οι κοιλίες να μετακινούνται πάνω και κάτω στη συχνότητα. Μπορούμε να το κάνουμε αυτό λαμβάνοντας υπόψη της το γεγονός ότι η αλλαγή είτε στην τιμή της αντίσταση ή στην χωρητικότητα του πυκνωτή θα προκαλέσει μετακίνηση της εν λόγω συχνότητας. Η πιο απλή κίνηση ρύθμισης της θέσης των κοιλιών είναι η χρήση τεσσάρων μεταβλητών αντιστάσεων συνδεδεμένων με τον ίδιο άξονα ποτενσιόμετρου, και η στροφή αυτού. Οι συχνότητες των κοιλιών θα κινούνται υποχρεωτικά στο χρόνο κατά την περιστροφή. Αυτό θα μας δώσει τον διάσημο ήχο του phaser. 54

61 Ο προαναφερθείς πρώτος τρόπος μεταβολής της αντίστασης δεν είναι και ο μοναδικός. Στην πράξη ελάχιστα από τα κυκλώματα phasing του εμπορίου τον χρησιμοποιούν. Αυτό συμβαίνει διότι έχει το μειονέκτημα του ότι απαιτεί ένα ποτενσιόμετρο με τέσσερις αντίστασης κυλίνδρους (στην περίπτωση που έχουμε 4 στάδια RC) συνδεδεμένους σε κοινό άξονα. Ένα τέτοιο ποτενσιόμετρο είναι ιδιαίτερα ακριβό. Επιπροσθέτως, απαιτεί και την κατασκευή μετακινούμενης ράμπας συνδεδεμένης με ειδικά γρανάζια με το ποτενσιόμετρο ώστε ο χρήστης να μπορεί να κάνει τη μεταβολή χρησιμοποιώντας το πόδι του (προφανώς δεν μπορεί να το κάνει με το χέρι διότι με τα χέρια παίζει το μουσικό του όργανο). Έτσι, ένα από τα πρώτα phasers που κατασκευάστηκε και είναι πλέον ιδιαίτερα διαδεδομένο, είναι το univibe Univibe Εισαγωγη Όπως αναφέραμε, το Univibe, το οποίο κατασκεύαζε αρχικά η Shin-ei, αρχικά είχε κατασκευαστεί για να εξομοιώνει έναν Leslie Speaker. Ο Leslie Speaker είναι ένα σύστημα ηχείων με crossover, μερικά εκ των οποίων περιστρέφονται και, εκμεταλλευόμενο το φαινόμενο Doppler, έχει τη δυνατότητα να δημιουργήσει διάφορα ηχητικά εφέ. Το Univibe τελικά δεν ήταν καλό στην εξομοίωση του Leslie Speaker, παρόλα αυτά, λόγω ορισμένων ιδιαιτεροτήτων που παρουσιάζει σαν RC phaser, έβγαζε μια ιδιαίτερα αρεστή ηχητική έξοδο, κάτι που το κατέστησε ένα απαραίτητο εργαλείο για τους ηλεκτρικούς κιθαρίστες, ιδιαίτερα στις δεκαετίες του 60 και του Αναλυση Θα χωρίσουμε από την αρχή το συνολικό κύκλωμα σε δύο επιμέρους κυκλώματα και μετά θα πραγματοποιήσουμε την ανάλυση καθενός από αυτά. Έχουμε λοιπόν το κύκλωμα του ταλαντωτή (LFO): Σχήμα 3-28 PCB LFO υποκύκλωμα του Univibe Και το κύκλωμα preamp/phase shifting/mixing: 55

62 Σχήμα 3-29 Υποκύκλωμα preamp/phase shifting/mixing του Univibe Παρατηρούμε αρχικά την πλήρη απουσία τελεστικών ενισχυτών, την παρουσία μιας λάμπας και τεσσάρων φωτοαντιστάσεων. Το πρώτο εξηγείται από το γεγονός ότι την εποχή που κατασκευάστηκε το Univibe δεν υπήρχαν ολοκληρωμένα opamps, οπότε έπρεπε να κατασκευαστούν ουσιαστικά με διακριτά τρανζίστορ. Η λάμπα και οι φωτοαντιστάσεις εξυπηρετούν το κύκλωμα μεταβλητής φάσης, όπως θα δούμε και κατά την ανάλυση του κυκλώματος. Τέλος, εμείς έχουμε βάλει 2N5088 τρανζίστορ στο σχηματικό, όμως πιθανότατα αυτά δεν ήταν διαθέσιμα εκείνη την εποχή. Όμως, όλες οι επανεκδόσεις του Univibe χρησιμοποιούν τρανζίστορ πυριτίου και πιθανότατα η ανάλυση να γινόταν ανούσια πολύπλοκη αν έπρεπε να λάβουμε υπόψη και τις παραμέτρους που εισάγει η ε- πιλογή τρανζίστορ γερμανίου. Επομένως είτε με 2Ν5088, είτε με κάποια άλλα σχετικά υψηλού κέρδους τρανζίστορ πυριτίου η ανάλυση δεν διαφέρει. 56

63 Σταδιο Προενισχυσης Ο προενισχυτής είναι ένα αρκετά πολύπλοκο σύστημα άμεσα διαζευγμένων τρανζίστορ. Το πρώτο έχει ένα υψηλό φορτίο συλλέκτη (1.2 Mega ohms) O εκπομπός του είναι συνδεδεμένος με την διαχωρισμένη στα δύο αντίσταση εκπομπού του τρίτου τρανζίστορ και η βάση του δεύτερου τρανζίστορ συνδέεται με τον συλλέκτη του πρώτου. Η σύνδεση του δεύτερου τρανζίστορ μέσω της 1,2Μeg αντίστασης που οδηγεί στη βάση του πρώτου τρανζίστορ είναι ένα στάδιο ανάδρασης τάσης με έναν απομονωτή κοινού συλλέκτη. Το Q2 που λειτουργεί ως απομονωτής, έχει συσταθεί για να προσθέτει και κέρδος με μια Σχήμα 3-30 Στάδιο Προενίσχυσης του Univibe αντίσταση συλλέκτη, όπως και στα κυκλώματα Fuzz. Επιπλέον, έχει το συλλέκτη του συνδεδεμένο με το Q3. To Q3 έχει μια αντίσταση συλλέκτη 4.7 kilo-ohms και μια διαχωρισμένη αντίσταση εκπομπού που αποτελείται από μία αντίσταση των 3,9 kilo-ohms και μια των 1.2 kilo-ohms, συνολικά δηλαδή 5.1kilo-ohms. Το Q3 έχει ένα κέρδος περίπου ένα τόσο στο συλλέκτη όσο και στον εκπομπό. Εδώ μπορούμε να πούμε ότι βρίσκεται το κόλπο του σταδίου του προενισχυτή: Το μυστικό είναι στην διαχωρισμένη αντίσταση εκπομπού του Q3 και τη σύνδεσή του με τον εκπομπό του Q1. Γνωρίζουμε ότι o εκπομπός ενός BJT τρανζίστορ μπορεί να ληφθε ως μια δεύτερη είσοδος, η οποία μπορεί να θεωρηθεί ως μη αναστρέφουσα σε σύγκριση με ένα σήμα στη βάση, όπου η βάση η ίδια είναι μια αναστρέφουσα είσοδος. Ο εκπομπός έχει χαμηλή αντίσταση εισόδου, αλλά αν μπορούμε να οδηγήσουμε το φορτίο του, ο εκπομπός μας προσφέρει έναν κόμβο πρόσθεσης στα συνήθη διπολικά τρανζίστορ. Το κύκλωμα των Q1 και Q2 μας προσφέρει ένα πολύ μεγάλο κέρδος τάσης, όπως γνωρίζουμε από την υψηλό κέρδος σταδίου ανάδρασης τάσης με απομονωτή κοινού συλλέκτη. Το κέρδος μεταφέρεται μέσα από το Q3 με κέρδος 1, έτσι υπάρχει ακόμα μεγάλο κέρδος, τόσο στο συλλέκτη του, όσο και στον εκπομπό του. Η διαχωρισμένη αντίσταση εκπομπού στέλνει πίσω ένα κλάσμα της τάσεως εξόδου στον τον εκπομπό του τρανζίστορ εισόδου. Το κέρδος από τη βάση του πρώτου τρανζίστορ στο συλλέκτη του τρανζίστορ είναι αναστρέφον. Από εκεί, στο συλλέκτη του δεύτερου τρανζίστορ αναστρέφει δίνοντας τελικά θετικό κέρδος, και από εκεί, στον εκπομπό του τρίτου τρανζίστορ παραμένει θετικό. Ωστόσο, αν τροφοδοτήσουμε την τάση του εκπομπού του τρίτου τρανζίστορ πίσω στον εκπομπό του πρώτου, η τάση αυτή αντιτίθεται στο σήμα στη βάση του πρώτου τρανζίστορ. Ο εκπομπός του πρώτου τρανζίστορ μοιάζει με α- 57

64 ναστρέφουσα είσοδο, η βάση μοιάζει με μη αναστρέφουσα είσοδο, και ο εκπομπός του Q3 μοιάζει με μια χαμηλή σύνθετη αντίσταση εξόδου. Δηλαδή, μπορούμε να πούμε ότι έχουμε κάτι σαν opamp με διακριτά ηλεκτρονικά. Η περίσταση είναι όντως έτσι: Το κέρδος από την είσοδο στην έξοδο είναι περίπου 4, το οποία θα μπορούσαμε να υπολογίσουμε και από την κλασική εξίσωση κέρδους τελεστικών ως 1 + Rf / Ri = K/1.2K = 1 +3X. x = 4. Ο 330pF πυκνωτής είναι πυκνωτής αντιστάθμισης φάσης, διατηρώντας σταθερό το κύκλωμα με ανατροφοδότηση. Ο συνδυασμός της 100K αντίστασης, του 1uf πυκνωτή και της 1.2M αντίστασης στο συλλέκτη του Q1 είναι για να διαζευχθεί οποιαδήποτε AC μεταβολή της τάσης VCC από την είσοδο. Ο συνδυασμός του 1uf πυκνωτή και της 6.8K αντίστασης στον εκπομπό του Q2 είναι για πόλωση και την ρύθμιση του επιπέδου ρεύματος. Η 4.7K αντίσταση στο συλλέκτη του τρίτου τρανζίστορ είναι για την παραγωγή του εκτός φάσης σήματος που θα χρησιμοποιηθεί για την οδήγηση των σταδίων μεταβλητής φάσης μετά τον προενισχυτή Τρια Πρωτα Σταδια Μεταβλητης Φασης Το Univibe διαθέτει συνολικά 4 στάδια μεταβλητής φάσης, εκ των οποίων τα 3 είναι όμοια με αυτό που παρατίθεται στην επόμενη εικόνα. Το στάδιο κέρδους είναι ένας α- κόλουθος εκπομπού που οδηγεί έναν άμεσα συζευγμένο αναστροφέα φάσεως. Αν αγνοήσουμε την αντίσταση συλλέκτη στο δεύτερο τρανζίστορ, Σχήμα 3-31 Τρία Πρώτα Στάδια Μεταβλητής Φάσης του Univibe έχουμε έναν ακόλουθο εκπομπού Darlington, ο οποίος έχει πολύ υψηλό κέρδος ρεύματος, κέρδος τάσης περίπου 1 και πολύ υψηλή σύνθετη αντίσταση εισόδου, περίπου ίση με την τιμή της αντίστασης εκπομπού του δεύτερου τρανζίστορ πολλαπλασιασμένη με το γινόμενο των κερδών ρεύματος των δύο τρανζίστορ. Επιπλέον, υπάρχει ένας πυκνωτής από τον εκπομπό που συνδέεται με τις αντιστάσεις πόλωσης 100K και 47K. Είναι ο λεγόμενος bootstrap πυκνωτής. Αυτός ο πυκνωτής από τον εκπομπό στον κόμβο πόλωσης τάσης, σε συνδυασμό με την αντίσταση 100K στην βάση του τρανζίστορ, αυξάνει την αντίσταση εισόδου σε πολύ υψηλά επίπεδα. Αυτό επιτυγχάνεται με την εφαρμογή του σήματος από τον εκπομπό, το οποίο είναι σχεδόν ίσο με το σήμα εισόδου, στο άλλο άκρο της αντίστασης πόλωσης των 100K. Η αντίσταση πόλωσης αφήνει ακόμα το συνεχές ρεύμα, που χρειάζεται για την πόλωση του τρανζίστορ, αλλά με τις δύο πλευρές της αντίστασης σε σχεδόν το ίδιο σήμα εναλλασσόμενου ρεύματος, η αντίσταση 58

65 φαίνεται πολύ μεγαλύτερη στο σήμα εισόδου. Με αυτήν την τεχνική, η σύνθετη αντίσταση εισόδου του σταδίου αυτού στο σήμα είναι πιθανώς πολύ μεγαλύτερη από 1Μ, στην πραγματικότητα, πιθανώς περισσότερο και από 5Μ. Έτσι έχουμε έναν διαχωριστή φάσης με πολύ υψηλή αντίσταση εισόδου. Για τάση τροφοδοσίας 15V, η τάση πόλωσης είναι περίπου 4.8V, και αυτό σημαίνει ότι ο εκπομπός εξόδου είναι σε χαμηλότερη τάση κατά 1.4V, δηλαδή στα 3.4V. Ίδια πτώση τάσης εμφανίζεται και στην αντίσταση συλλέκτη αφού έχει και αυτή την ίδια τιμή, έτσι ώστε ο συλλέκτης βρίσκεται περίπου στα 11.6V. Αυτό σημαίνει ότι το στάδιο μπορεί να δεχτεί σήμα με κορυφή περίπου στα 3.4V πριν περιοριστεί από την τάση τροφοδοσίας και ψαλιδισμό τόσο στον εκπομπό όσο και στον συλλέκτη. Το πώς λειτουργεί το στάδιο μετατόπισης φάσης το εξηγήσαμε στην αρχή του κεφαλαίου. Είπαμε επίσης ότι αυτό που είναι επιθυμητό να γίνει σε ένα στάδιο μετατόπισης φάσης είναι η μεταβολή της συχνότητας των κοιλιών στον χρόνο και είναι πιο εύκολα πραγματοποιήσιμο μεταβάλλοντας την τιμή των αντιστάσεων. Εδώ βλέπουμε ότι εν σειρά με την αντίσταση του σταδίου μετατόπισης φάσης υπάρχει και μια φωτοαντίσταση. Όπως προδίδει και το όνομά της, η τιμή της αντίσταση που εμφανίζει μια φωτοαντίσταση (Light Dependent Resistor, LDR) εξαρτάται από την ενέργεια του φωτός που προσπίπτει επάνω της. Τα LDR και των τεσσάρων σταδίων βρίσκονται σε κυκλική διάταξη, με κέντρο την λάμπα που τροφοδοτείται από τον ταλαντωτή. Επιπλέον η διάταξη LDR-λάμπας είναι καλυμμένη με σκουρόχρωμο καπάκι ώστε να μην εκτίθεται σε εξωτερικό φως. Το πώς λειτουργεί ο ταλαντωτής εξηγείται στη συνέχεια της ανάλυσης. Εδώ θα αρκεστούμε να πούμε πως τροφοδοτεί την λάμπα με ημιτονοειδές ρεύμα, επομένως, η φωτεινότητα της λάμπας μεταβάλλεται ημιτονοειδώς. Κατά συνέπεια, η τιμή της αντίστασης των LDR θα μεταβάλλεται και αυτή ημιτονοειδώς. Το τελικό αποτέλεσμα που έχουμε λοιπόν είναι η ημιτονοειδής μεταβολή της συχνότητας των κοιλιών των σταδίων μετατόπισης φάσης. Αν και είναι σαφές το πώς λειτουργούν τα στάδια μετατόπιση φάσης, δεν είναι καθόλου σαφής ο λόγος για τον οποίο οι πυκνωτές των σταδίων μετατόπισης φάσης του univibe έχουν τις τιμές που έχουν. Οι τιμές αυτές είναι 0.015uf, 0.22uf, 470pF, και uf. Οι τιμές αυτές δεν αποτελούν προϊόν κάποιας μαθηματικής προόδου, ούτε και έχουν κάποιο ιδιαίτερο νόημα από ακουστική ά- ποψη. Όλοι οι υπόλοιποι phasers που έχουμε συναντήσει έχουν τουλάχιστον τις ίδιες τιμές σε όλους τους πυκνωτές τους. Υπάρχει πάντα η πιθανότητα να επιλέχτηκαν τυχαία και εφόσον έμειναν το ακουστικό αποτέλεσμα ήταν ικανοποιητικό, αποφασίστηκε να μην μεταβληθούν οι τιμές τους. 59

66 Τελικο Σταδιο Μετατοπισης Φασης Το τελευταίο στάδιο φάσης είναι διαφορετικό από τα υπόλοιπα. Έχει μόνο ένα τρανζίστορ και μόνο μία έξοδο, στον εκπομπό του. Το δίκτυο phasing στην είσοδο του, το κύκλωμα πόλωσης και ο πυκνωτής bootstrap λειτουργούν ακριβώς όπως και στα 3 προηγούμενα στάδια μετατόπισης φάσης. Το σημείο πόλωσης είναι σε μια ελαφρά υψηλότερη τάση καθώς έχει μόνο μία έξοδο και δεν χρειάζεται να έχει μεγάλο εύρος τάσης εξόδου σε συλλέκτη και εκπομπό ταυτόχρονα όπως κάνουν τα προηγούμενα στάδια μετατόπισης φάσης. Το μετατοπισμένης φάσης σήμα εισόδου του απλώς απομονώνεται στον εκπομπό εξόδου του τελικού σταδίου μετατόπισης φάσης, και από εκεί αποστέλλεται προς τον μίκτη εξόδου Ταλαντωτης Χαμηλης Συχνοτητας (LFO) Συνολικά, το LFO δημιουργεί ένα υπόηχο ημιτονοειδές κύμα που, μέσω του ε- λεγκτή πλάτους οδηγεί τον οδηγό λάμπας (lamp driver). Ο οδηγός λάμπας μεταβάλλει το ρεύμα που διαρρέει την λάμπα η οποία στη συνέχεια αλλάζει φωτεινότητα, αλλάζοντας έτσι την αντίσταση των LDR. Σχήμα 3-32 Τελικό Στάδιο Μετατόπισης Φάσης του Univibe Σχήμα 3-33 Ταλαντωτής Χαμηλής Συχνότητας του Univibe Το LFO είναι μια ασυνήθιστη εφαρμογή ενός ταλαντωτή μετατόπισης φάσης. Χρησιμοποιεί δύο τρανζίστορ σε συνδεσμολογία Darlington για πολύ υψηλό κέρδος ρεύματος. Το Darlington πολώνεται από τις αντιστάσεις 3.3K και 4.7K περίπου στα 8.6V στη βάση και επομένως περίπου στα 7.2V στον εκπομπό, περίπου στη μέση της τροφοδοσίας. Ο εκπομπός οδηγεί την έξοδο του LFO στον ελεγκτή πλάτους μέσω ενός πυκνωτή 10uf, και επίσης οδηγεί ένα σύνολο από αντιστάσεις, πυκνωτές, διόδους και το ποτενσιόμετρο ελέγχου ταχύτητας. Σημειώνουμε εδώ ότι το 60

67 ποτενσιόμετρο ελέγχου ταχύτητας είναι ένα διπλού κυλίνδρου με κοινό άξονα και γι αυτό συμβολίζεται με δύο ποτενσιόμετρα. Ένας κανονικός ταλαντωτής μετατόπισης φάσης χρησιμοποιεί τρία δίκτυα RC από τον συλλέκτη ενός τρανζίστορ πίσω στη βάση του, με το κέρδος του τρανζίστορ να ισοσταθμίζει τις απώλειες του δικτύου μετατόπισης φάσης. Σε αυτή την εφαρμογή, η στοίβα των τριών πυκνωτών και οι δύο κόμβοι του συνδυασμού αντιστάσεων 220K/4.7K και του 100K ποτενσιόμετρου δίνουν ένα καθαρό κέρδος τάσης (κάτι το οποίο ακούγεται κάπως περίεργο, καθότι γνωρίζουμε ότι δεν μπορούμε να πάρουμε κέρδος από παθητικά στοιχεία) πίσω προς τη βάση του Darlington τρανζίστορ του LFO. Αυτό ικανοποιεί τα κριτήρια για την ταλάντωση, κέρδος μεγαλύτερο από ένα και σε φάση με την είσοδο, αν και με ένα μη τυποποιημένο τρόπο. Οι τιμές των τριών πυκνωτών και η ισοδύναμη αντίσταση των 220K/4.7K και του 100K ποτενσιόμετρου είναι οι σταθερές χρόνου που ελέγχουν την ταχύτητα της ταλάντωσης. Έτσι μεταβάλλοντας την τιμή του ποτενσιόμετρου, αλλάζουμε την ταχύτητα της ταλάντωσης. Η 4.7K περιορίζει το άνω όριο ταχύτητας, ο παράλληλος συνδυασμός των 220Κ αντίστασης και 100Κ ποτενσιόμετρου ελέγχει το χαμηλότερο όριο ταχύτητας. Το αρχικό/αυθεντικό univibe είχε το ποτενσιόμετρο ελέγχου ταχύτητας συνδεδεμένο σε εξωτερικό πεντάλ το οποίο έλεγχε ο χρήστης με το πόδι του. Τα μεταγενέστερα μοντέλα (όπως και αυτό που κατασκευάσαμε εμείς) έχουν στρεφόμενο ποτενσιόμετρο στο σασί τους. Οι δύο δίοδοι παράλληλα με τον πυκνωτή C20 περιορίζουν το μέγιστο πλάτος της κυματομορφής εξόδου του LFO. Η μοναδικότητα του συγκεκριμένου τρόπος για την οικοδόμηση ενός Univibe είναι ότι το εύρος της κυματομορφής του LFO ανεβαίνει με αυξανόμενη την ταχύτητα, παρά την ύπαρξη των διόδων αυτών. Το ποτενσιόμετρο του Intensity επιλέγει ένα κλάσμα από 0 ως 1 της τάσης εξόδου του LFO και το παρέχει στην είσοδο προς τον Lamp Driver Lamp Driver Ο Lamp Driver πραγματοποιεί 2 λειτουργίες: 1) Καθορίζει το στατικό επίπεδο του ρεύματος στον λαμπτήρα. Δηλαδή, το ρεύμα που θα διαρρέει τον λαμπτήρα όταν το ποτενσιόμετρο του Intensity είναι στο 0. 2) Απομονώνει και οδηγεί την κυματομορφή του LFO έτσι στην λάμπα ώστε η φωτεινότητα να μεταβάλλεται. 61

68 Στο αρχικό univibe, στο κύκλωμα του Lamp Driver υπήρχε και ένας διακόπτης ο οποίος δεν άφηνε να οδηγηθεί η λάμπα και έτσι δεν υπήρχε phasing στο κύκλωμα. Αυτός ο διακόπτης ήταν το bypass, του κυκλώματος αυτού. Αυτός ο τύπος bypass συνδυάζει όλα τα μειονεκτήματα από τις δύο κλασσικές μεθόδους bypass έχουμε αναλύσει. Το σήμα υφίσταται επεξεργασία ακόμα και όταν το κύκλωμα είναι bypassed, απαιτεί μόνιμα τροφοδότηση με ρεύμα και έχει μηχανικό διακόπτη με περιορισμένη διάρκεια ζωής. Προφανώς αντικαταστάθηκε άμεσα με true bypass. Το στατικό ρεύμα στη λάμπα είναι κάτι πάρα πολύ σημαντικό. Ρυθμίζεται από τις σταθερές αντιστάσεις και το τρίμμερ Gain στον εκπομπό του τρανζίστορ toy lamp driver. Το τρίμμερ ρυθμίζεται μέχρι η λάμψη της λάμπας να Σχήμα 3-34 Lamp Driver του Univibe έχει ένα μέσο κίτρινοπορτοκαλί χρώμα, περίπου στη μέση της κανονικής φωτεινότητας. Μερικά πρωτότυπα μοντέλα του Univibe έχουν μόνο το τρίμμερ, ενώ άλλα έχουν μόνο μια σταθερή 150ohm αντίσταση, Με το κατάλληλο ρεύμα πόλωσης στη λάμπα και με μέγιστο πλάτος στην κυματομορφή του LFO, η λάμπα πηγαίνει από σχεδόν πλήρη συσκότιση σε μέγιστη φωτεινότητα με σχεδόν κρουστική μορφή. Η λάμπα και η απόκρισή της στον χρόνο δύο πολύ σημαντικά ζητήματα, ώστε το Univibe τα έχει το σωστό ήχο. Η αρχική λάμπα σε όλα τα Univibes, είναι μια ονομαστικά 28V, 40mA λάμπα. Η κρύα αντίσταση της είναι μόλις πάνω από 100 ohms. Έχουν χρησιμοποιηθεί με επιτυχία 12V/40ma και 12V/80ma λάμπες στη θέση της. Η λάμπα έχει μια θερμική σταθερά χρόνου που σημαίνει ότι ως την προσπάθειά μας να την ενεργοποιήσουμε όλο και πιο γρήγορα με το στρίψιμο του ελέγχου ταχύτητας, ανταποκρίνεται όλο και περισσότερο στο το μέσο όρο του ρεύματος μέσα από αυτό, παρά στη στιγμιαία τιμή. Αυτό δεν θα πρέπει να αποτελεί έκπληξη, καθώς στα 50 Hz, η απόκριση ενός λαμπτήρα δεν είναι συνάρτηση της στιγμιαίας τιμής του ρεύματος και το φως εξόδου του είναι ανάλογο μόνο προς το μέσο όρο του ρεύματος μέσα από αυτόν. Είναι πολύ πιθανό, η περίεργη διαμόρφωση του LFO να σχεδιάστηκε για να προσθέσει ένα αυξανόμενο πλάτος LFO με την αύξηση της ταχύτητας ταλάντωσης συχνότητα, σαν μιας πρώτης τάξης αντιστάθμιση στην πτωτική απόκριση του λαμπτήρα. 62

69 Μικτης Εξοδου Ο μίκτης εξόδου στο Univibe είναι ένα αρκετά απλό, αλλά κρίσιμο μέρος του κυκλώματος. Το απομονωμένο "dry" σήμα στον εκπομπό του Q3 στο τμήμα του προενισχυτή, εκτός από την οδήγηση του πρώτου τμήματος μετατόπισης φάσης, επίσης συνδέεται μέσω μιας 100K αντίστασης στον μίκτη. Το "wet" σήμα που έχει περάσει από τα στάδια μετατόπιση φάσης συνδέεται με μια άλλη 100K αντίσταση, και οι δύο αντιστάσεις 100K είναι συνδεδεμένες σε έναν κόμβο, ο οποίος είναι συνδεδεμένος με το ένα pin του διακόπτη Chorus/Vibrato. Η άλλη πλευρά του διακόπτη συνδέεται σε ένα ωμικό διαιρέτη (47K/220K) o οποίος οδηγείται μόνο από το "wet" σήμα. Το μεσαίο pin του διακόπτη συνδέεται με το 100K ποτενσιόμετρο ελέγχου έντασης και στη συνέχεια στην έξοδο. Αυτή η ρύθμιση επιλέγει είτε το καθαρά "wet" σήμα από την έξοδο της γραμμής φάση ή το μικτό σήμα με περίπου ίσες ποσότητες του wet και dry σήματος. Με αυτόν τον τρόπο, όπως έχουμε εξηγήσει, μπορεί να επιλέγει ανάμεσα στο phasing effect και το Vibrato effect. Η ονομασία Chorus/Vibrato προφανώς δεν είναι ακριβής. Όπως αναφέραμε αρχικά όμως, το Univibe υποτίθεται ότι θα εξομοίωνε τον Leslie Speaker, ο οποίος παράγει Chorus effect και γι αυτό δόθηκε αυτή η ονομασία στον διακόπτη. Προφανώς το λάθος αυτό διατηρήθηκε και στα μακράν μεταγενέστερα μοντέλα για λόγους παράδοσης Μετατροπες Παρότι θέλαμε να διατηρήσουμε το Univibe όσο το δυνατόν πιο κοντά στο αυθεντικό γίνεται, η χρήση μερικών μετατροπών κρίθηκε απαραίτητη (εκτός από ιδιαίτερα χρήσιμη) True Bypass Όπως έχουμε αναφέρει, σε όλα τα κυκλώματα της διατριβής αυτής χρησιμοποιήσαμε την τεχνική true bypass για την εισαγωγή/εξαγωγή τους από το signal chain. Ειδικά, είδαμε ότι το bypass κύκλωμα του Univibe είναι το χειρότερο δυνατό, οπότε το παραλείψαμε εξ αρχής MPSA13 Darlington Σχήμα 3-35 Μίκτης Εξόδου του Univibe Αντικαταστήσαμε τα τρανζίστορ του LFO που βρίσκονται σε συνδεσμολογία Darlington με ένα MPSA13 για κάθε Darlington ζευγάρι. Το MPSA13 είναι ένα Darlington ολοκληρωμένο τρανζίστορ με υψηλότερη ικανότητα οδήγησης από ότι δύο 2N5088 σε συνδεσμολογία Darlington και επιπλέον μας εξοικονομεί χώρο και στην πλακέτα. Επίσης αντικαταστήσαμε και το τρανζίστορ του τελευταίου σταδίου μετατόπισης φάσης με MPSA13, για να πετύχουμε μια μεγαλύτερη ομο- 63

70 ιομορφία με τα προηγούμενα στάδια και πάλι για την υψηλότερη ικανότητα ο- δήγησής του Ποτενσιομετρο Ταχυτητας Το ποτενσιόμετρο του univibe είναι ένα 100K ανάστροφα λογαριθμικό ποτενσιόμετρο ενός άξονα με δύο κυλίνδρους (tapers). Κάτι τέτοιο είναι ιδιαίτερα δυσεύρετο στην αγορά. Εμείς το αντικαταστήσαμε με ένα 250Κ ποτενσιόμετρο, με κάθε αντίστασή του παράλληλα με μια των 330Κ. Με τη μέθοδο αυτή δημιουργούμε ένα ποτενσιόμετρο το οποίο συμπεριφέρεται περίπου όπως το 100Κ α- νάστροφα λογαριθμικό Ποτενσιομετρο Mixing Αντικαταστήσαμε τις δύο σταθερές 100κ αντιστάσεις που συνδέουν τα dry και wet σήματα στον μίκτη με δύο 75Κ αντιστάσεις τις οποίες πλέον συνδέει ένα 50Κ γραμμικό ποτενσιόμετρο ώστε να μπορεί κάποιος να επιλέξει το ποσοστό στο οποίο θα αναμιχτεί το κάθε σήμα στην έξοδο. Ουσιαστικά, μπορεί να ρυθμίσει πόσα έντονα θα ακούγεται το εφέ στο σήμα του Τροφοδοσια Το Univibe λειτουργεί στα 15 Volt, οπότε εμείς αποφασίσαμε να χρησιμοποιήσουμε έναν Voltage Regulator 78L15 και να τροφοδοτήσουμε το κύκλωμα με 18 Volts DC. Αυτό έγινε διότι στο datasheet του 78L15 υποδεικνύει ότι για να βγάλει τη σωστή τάση στην έξοδό του, πρέπει στην είσοδό του να τροφοδοτηθεί με τουλάχιστον 18 Volt Τροποποιημενο Κυκλωμα και Πλακετα Αποφασίσαμε να σχεδιάσουμε το τροποποιημένο κύκλωμα σε δύο πλακέτες. Η μία θα περιέχει τον ταλαντωτή και τον οδηγό του λαμπτήρα και η άλλη όλα τα υπόλοιπα. Η πατέντα αυτή διευκόλυνε πάρα πολύ τη σχεδίαση, δίνοντάς μας περίσσεια ευελιξία και τη δυνατότητα να ελαττώσουμε το μέγεθος της. Θα παραθέσουμε λοιπόν το κάθε υποκύκλωμα ξεχωριστά, με την πλακέτα του. Πρώτα παραθέτουμε το κύκλωμα του LFO: 64

71 Σχήμα 3-36 Τροποποιημένο LFO του Univibe Έπειτα έχουμε την πλακέτα του LFO: Σχήμα 3-37 Πλακέτα Τροποποιημένου LFO του Univibe Συνεχίζουμε με το τροποποιημένο κύκλωμα Preamp/Phasing/Mixing: 65

72 Και την πλακέτα του: Σχήμα 3-38 Τροποποιημένο Κύκλωμα Preamp/Phasing/Mixing Σχήμα 3-39 Πλακέτα Τροποποιημένου Univibe 66

73 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 4. Τριοδοι 4.1 Εισαγωγη Πριν παραθέσουμε τα δύο project μας τα οποία περιλαμβάνουν λυχνίες, θα προσπαθήσουμε να παραθέσουμε μια σύντομη ανάλυση συμπεριφοράς για τις τριοδικές και τις πεντοδικές λυχνίες. Γενικά, θα αποφύγουμε να μπούμε πολύ βαθειά σε θέματα θερμιονικής εκπομπής ηλεκτρονίων και άλλα αντικείμενα των ηλεκτροτεχνικών υλικών, διότι η δική μας προσέγγιση στο σύνολο των projects είναι ηλεκτρονική. Υπάρχει, άλλωστε, ήδη επαρκής βιβλιογραφία πάνω στα η- λεκτροτεχνικά υλικά. Από την άλλη μεριά, δεν μπορούμε να πούμε ότι μείναμε ικανοποιημένοι από την βιβλιογραφία που βρήκαμε για την ανάλυση των λυχνιών (ιδιαίτερα για τις πεντόδους οι πληροφορίες ήταν ελάχιστες). Έτσι, θα προσπαθήσουμε εδώ να συγκεντρώσουμε όσες πληροφορίες φάνηκαν χρήσιμες σε εμάς, κατά την εκπόνηση της διπλωματικής εργασίας. Θα ξεκινήσουμε με την ανάλυση των τριοδικών λυχνιών. Πρώτα θα τις αναλύσουμε με γραφική μέθοδο και έπειτα θα κατασκευάσουμε μοντέλα μικρού σήματος και θα εξετάσουμε και ορισμένες κλασσικές τοπολογίες τριόδων. 4.2 Γραφικη Αναλυση Οι τριοδικές λυχνίες, όπως προδίδει το όνομά τους, έχουν τρεις ακροδέκτες: Την άνοδο(anode), την κάθοδο(cathode) και τη σχάρα(grid). Οι συμβολισμοί τους στα σχηματικά είναι P,K,G αντίστοιχα. Ορισμένες φορές η άνοδος συμβολίζεται και με το γράμμα A. Θα ξεκινήσουμε, παραθέτοντας μία τρίοδο σε συνδεσμολογία ενισχυτή γειωμένης καθόδου. Οι δύο ακροδέκτες που δεν είναι συνδεμένοι είναι οι ακροδέκτες του κυκλώματος θέρμανσης, οι οποίοι από κυκλωματικής απόψεως δεν έχουν σημασία. Το παραπάνω κύκλωμα είναι η πιο βασική συνδεσμολογία λυχνίας και χρησιμοποιείται ευρύτατα. Σχήμα 4-1 Τρίοδος σε Συνδεσμολογία Γειωμένης Καθόδου Η πιο χρήσιμη πληροφορία που έχουμε ανάγκη βρίσκεται υπό τη μορφή της γραφικής παράστασης των στατικών χαρακτηριστικών της ανόδου. Εμείς χρησιμοποιήσαμε σε όλα τα projects λυχνίες της JJ Electronics (ECC83 για τριόδους και EL34 για πεντόδους), για λόγους οικονομίας και διαθεσιμότητας, οπότε θα χρησιμοποιήσουμε τα datasheets που μας προμήθευσε η εν λόγω εταιρεία. 67

74 Τα χαρακτηριστικά μόνιμης λειτουργίας της ανόδου στην εικόνα έχουν το ρεύμα ανόδου στον άξονα y και την τάση ανόδου στον άξονα x. Οι πολλαπλές καμπύλες που έχει το γράφημα υποδεικνύουν τη μεταβολή της σχέσης για διαφορετικές τιμές της διαφοράς δυναμικού ανάμεσα στη σχάρα και την κάθοδο. Προφανώς, οι καμπύλες που υπάρχουν είναι πολύ περισσότερες (άπειρες), αλλά προκειμένου να μπορεί να διαβαστεί το datasheet οι περισσότεροι κατασκευαστές τοποθετούν καμπύλες ανά μισό Volt τάσης. Επίσης, παρατηρούμε ότι όλες οι τάσεις μετρώνται σε σχέση με την τάση της καθόδου, δηλαδή θεωρούμε πως η κάθοδος είναι γειωμένη, κάτι το οποίο ισχύει στην πλειοψηφία των περιπτώσεων. Συνάμα, παρατηρούμε από το γράφημα ότι οι λυχνίες προορίζονται για να λειτουργούν υπό συνθήκες υψηλών τάσεων και χαμηλών ρευμάτων, σε αντίθεση με αυτό που συμβαίνει στα τρανζίστορ. Εκτός από τα χαρακτηριστικά μόνιμης λειτουργίας της ανόδου, υπάρχουν και τα χαρακτηριστικά μεταφοράς, τα οποία ο κατασκευαστής παραθέτει στο ακόλουθο διάγραμμα. Το διάγραμμα αυτό μας δίνει τη σχέση του ρεύματος ανόδου με την τάση πόλωσης για διάφορες τιμές της τάσης ανόδου. Αυτή είναι μια καλή ένδειξη της γραμμικότητας μιας λυχνίας. Όσο πιο ευθεία παρουσιάζεται η καμπύλη, τόσο γραμμικότερη θα είναι η συμπεριφορά της λυχνίας. Από τα παραπάνω, βγαίνουμε στο συμπέρασμα ότι η λυχνία συμπεριφέρεται αρκετά γραμμικά, εκτός όταν έχουμε πολύ μικρά ρεύματα ανόδου. Φυσικά, και τα δύο γραφήματα μας δίνουν ακριβώς τις ίδιες πληροφορίες σε διαφορετική μορφή. Συνήθως, τα χαρακτηριστικά μόνιμης κατάστασης είναι πιο βολικά για να χρησιμοποιηθούν. Προφανώς, για να προσδιορίσουμε την τάση της ανόδου πρέπει πρώτα να γνω- Σχήμα 4-2 Στατικά Χαρακτηριστικά Ανόδου Τριόδου 68 Σχήμα 4-3 Χαρακτηριστικά Μεταφοράς Τριόδου

75 ρίζουμε την τάση τροφοδοσίας VCC και την τιμή της αντίστασης Ra. Για την ανάλυσή μας θα υποθέσουμε ότι VCC=300V και Ra=100K. Αν θεωρηθεί ότι η λυχνία συμπεριφέρεται ως ανοικτοκύκλωμα, το ρεύμα α- νόδου θα είναι μηδενικό και κατά συνέπεια η τάση ανόδου θα είναι ίση με την τάση τροφοδοσίας (300V). Έτσι, μαρκάρουμε το σημείο Α στο πρώτο γράφημα. Αν θεωρηθεί ότι η λυχνία συμπεριφέρεται ως βραχυκύκλωμα, τότε η τάση ανόδου θα είναι στα 0V και το ρεύμα ανόδου θα είναι 3mA. Με τη χρήση αυτών των στοιχείων μαρκάρουμε το σημείο B στο γράφημα. Με την ένωση των δύο αυτών σημείων, παίρνουμε τη γραμμή φορτίου της λυχνίας. Έτσι, μπορούμε να βρούμε το σημείο λειτουργίας, γνωρίζοντας την τιμή της τάσης στο πλέγμα. Παρατηρούμε πως για μεταβολή της τάσης σχάρας κατά 1 Volt (από τα - 1,5 στα -2,5) έχουμε μεταβολή στην τάση ανόδου κατά Σχήμα 4-4 Γραμμή Φορτίου Τριόδου 70 Volt. Αυτό μας δείχνει και το πόσο ισχυρός ενισχυτής είναι η λυχνία. 4.3 Αναλυση Μικρου Σηματος Τα AC σήματα που συνήθως έχουμε σαν εισόδους στα κυκλώματα των λυχνιών έχουν πλάτος γύρω στα 100mV. Έχοντας αυτό κατά νου, μπορούμε να πούμε πως αν πολώσουμε με DC τάση στη σχάρα μια λυχνία σε ένα σημείο λειτουργίας, Σχήμα 4-5 Μοντέλο Ασθενούς Σήματος Τριόδου η εισαγωγή ενός AC σήματος στη σχάρα δεν θα μετακινήσει τη λυχνία από το σημείο λειτουργίας αυτό (την ίδια υπόθεση κάνουμε και στην ανάλυση μικρού σήματος για τα τρανζίστορ), οπότε μπορούμε να φτιάξουμε ένα μοντέλο μικρού σήματος και για τις τριόδους. Θα παραθέσουμε ξανά λοιπόν τον ενισχυτή γειωμένης καθόδου και δίπλα του το αντίστοιχο μοντέλο ασθενούς σήματος. 69

76 Ο αριθμός μ λέγεται συντελεστής ενίσχυσης και ισούται με τον λόγο της μεταβολής της ανοδικής τάσης προς τη μεταβολή της τάσης της σχάρας για σταθερό ρεύμα ανόδου: Ο κατασκευαστής μας δίνει όμως συνήθως την τυπική τιμή του. Στην περίπτωσή μας είναι 100. Η αντίσταση που βλέπουμε στην άνοδο ονομάζεται ανοδική αντίσταση μικρού σήματος και ισούται με τον λόγο της μεταβολής της ανοδικής τάσης προς τη μεταβολή του ανοδικού ρεύματος για σταθερή τάση σχάρας: Η τυπική τιμή αυτής μας δίνεται επίσης από τον κατασκευαστή. Στην περίπτωσή μας είναι 62,5Κ. Αναφέρουμε επίσης ότι υπάρχει και μια τρίτη παράμετρος η οποία δεν αναφέρεται στο μοντέλο σήματος αυτό, αλλά είναι σημαντική και χρησιμεύει και για τη σύνδεση των άλλων δύο παραμέτρων. Πρόκειται για την αμοιβαία αγωγιμότητα της λυχνίας. Αυτή ορίζεται ως ο λόγος αύξησης του ανοδικού ρεύματος προς την αντίστοιχη αύξηση της τάσης της σχάρας, για σταθερή ανοδική τάση: Οι τρεις παραπάνω παράμετροι συνδέονται με την ακόλουθη σχέση: Έχουμε λοιπόν όλα τα στοιχεία που χρειαζόμαστε για να βρούμε όλα τα ρεύματα και όλες τις τάσεις του κυκλώματος. Το κέρδος τάσης δίνεται από την ακόλουθη σχέση: Το αρνητικό πρόσημο υποδεικνύει ότι έχουμε αναστροφή της πολικότητας στην έξοδο σε σχέση με την είσοδο. Όσο αυξάνεται η τιμή της αντίστασης του φορτίου, τόσο αυξάνεται και το κέρδος του ενισχυτή, μέχρι το θεωρητικό όριο του μ. Φυσικά, αυτό το όριο δεν φτάνεται ποτέ από καμία τρίοδο, για λόγους που είναι μάλλον προφανείς, αλλά θα εξηγηθούν και αναλυτικότερα στη συνέχεια. Επίσης, όσο αυξάνεται η αντίσταση φορτίου, τόσο μειώνεται και η οδηγητική ικανότητα του ενισχυτή Αντιστασεις Εισοδου/Εξοδου Από το ισοδύναμο κύκλωμα μικρού σήματος παρατηρεί κανείς πως έχουμε ανοικτοκύκλωμα στην είσοδο, δηλαδή πρακτικά άπειρη αντίσταση εισόδου. Όσον αφορά την αντίσταση εξόδου, με απλή επισκόπηση του κυκλώματος του σχήματος 4-5, βλέπουμε πως αυτή ισούται με την αντίσταση φορτίου παράλληλα με την αντίσταση ανόδου. Από τη στιγμή που πρόκειται για δύο παράλληλες αντιστάσεις, η τιμή της θα είναι μικρότερη από αυτή της μικρότερης εκ των δύο αντιστάσεων. Βλέπουμε λοιπόν πως ο ενισχυτής κοινής καθόδου είναι ένα κύκλωμα υψηλού κέρδους, υψηλής αντίστασης εισόδου και αρκετά χαμηλής αντίστασης εξόδου, σε αντίθεση με έναν ενισχυτή κοινού εκπομπού που δεν έχει τόσο μεγάλο κέρδος και οι αντιστάσεις εισόδου και εξόδου του δεν είναι ικανοποιητικές. 70

77 4.3.2 Μοντελο Πηγης Ρευματος Το μοντέλο τριόδου που μελετήσαμε προηγουμένως παρουσίαζε την τρίοδο σαν μια πηγή τάσης ελεγχόμενη από τάση. Παρά το γεγονός ότι είναι ένα αρκετά καλό μοντέλο, αυτό δεν σημαίνει ότι είναι και το μοναδικό. Ένα επίσης αρκετά διαδεδομένο μοντέλο μικρού σήματος για την τρίοδο είναι το μοντέλο πηγής ρεύματος. Το μοντέλο αυτό προκύπτει εύκολα μετατρέποντας σε αντίστοιχο Norton το Thevenin κύκλωμα του Σχήμα 4-6 Μοντέλο Πηγής Ρεύματος Τριόδου μοντέλου πηγής τάσης. Θα παραθέσουμε απευθείας το μοντέλο για τον ενισχυτή κοινής καθόδου. Η σχέση που προκύπτει για την τάση εξόδου είναι ακριβώς η ίδια με αυτήν που προέκυψε για το πρώτο μοντέλο. Απλώς για να φανεί η ομοιότητα πρέπει να ληφθεί υπόψη και η σχέση που συνδέει τις τρεις παραμέτρους της τριόδου Το Γενικευμενο Κυκλωμα Προκειμένου να αναλύσουμε τις άλλες δύο συνήθεις τοπολογίες τριοδικής λυχνίας (γειωμένης ανόδου και γειωμένης σχάρας) θα παραθέσουμε πρώτα το γενικευμένο κύκλωμα ενισχυτή λυχνίας. Από το κύκλωμα αυτό, με κατάλληλη αφαίρεση ορισμένων ανεξάρτητων πηγών τάσης προκύπτουν και οι τρεις κλασσικές τοπολογίες της τριόδου. Σχήμα 4-7 Γενικευμένο Κύκλωμα Ενισχυτή Τριόδου και Μοντέλο Ασθενούς σήματος. Για να λάβουμε τον ενισχυτή γειωμένης σχάρας, θέτουμε Ui=Ua=0 και θεωρούμε πηγή σήματος την Uk με αντίσταση πηγής Rk. Η έξοδος θα είναι η Uo1 (η τάση ανόδου). Για να λάβουμε τον ενισχυτή γειωμένης ανόδου (ακόλουθο καθόδου) θέτουμε Rp=0 και Ua=Uk=0. Η τάση εισόδου θα είναι η Ui και έξοδος θα είναι η τάση Uo2 στην κάθοδο της λυχνίας. Στο Σχήμα 4-7 έχουμε παραθέσει και μοντέλο ασθενούς σήματος πηγής τάσης του γενικευμένου κυκλώματος. Εφαρμόζοντας τους νόμους του Kirchhoff στο κύκλωμα αυτό, εξάγουμε τις ακόλουθες εξισώσεις: 71

78 4.3.4 Κατα Thevenin Ισοδυναμο Οποιουδηποτε Ενισχυτη Λυχνιας Όταν μια λυχνία λειτουργεί ως ενισχυτής σε ένα κύκλωμα, μπορούμε να χαρακτηρίσουμε την διάταξη με τρεις παραμέτρους: Την αντίδραση εισόδου Zi, την αντίδραση εξόδου Zo και το κέρδος τάσης ανοικτού κυκλώματος Au. Αν οι παραπάνω παράμετροι δεν εξαρτώνται από την εσωτερική αντίσταση της πηγής τάσης εισόδου και από την τιμή της αντίδρασης του φορτίου ε- Σχήμα 4-8 Κατά Thevenin ισοδύναμο κύκλωμα ενισχυτή λυχνίας ξόδου Z L, τότε μπορούμε να σχηματίσουμε το πρότυπο κατά Thevenin ισοδύναμο της τοπολογίας που φαίνεται στο Σχήμα 4-8. Από το κύκλωμα αυτό παίρνουμε: V o =A u V i -I L Z o. Όπου I L είναι το ρεύμα που διαρρέει την Ζ L με φορά από την V o προς τη γείωση. Η παραπάνω εξίσωση μας χρησιμεύει σε ορισμένες περιπτώσεις για να υπολογίσουμε το κέρδος ανοικτού κυκλώματος και την αντίσταση εξόδου σε ένα κύκλωμα Θεωρημα Τασης Ανοικτου Κυκλωματος-Ρευματος Βραχυκυκλωματος Θέτοντας V την τάση ανοικτού κυκλώματος I το ρεύμα βραχυκυκλώματος και Z την αντίσταση μεταξύ δυο ακροδεκτών ενός κυκλώματος έχουμε: V=IZ. Δηλαδή έχουμε ότι η αντίσταση μεταξύ δυο κόμβων ισούται με την τάση ανοικτού κυκλώματος διαιρεμένη προς το ρεύμα βραχυκυκλώματος. Με την χρήση του παραπάνω θεωρήματος μπορούμε να υπολογίσουμε σχετικά απλά την αντίσταση εξόδου ενός κυκλώματος. 72

79 4.3.6 Μεθοδος Δοκιμαστικης Τασης Η πάντα αλάνθαστη μέθοδος εύρεσης την αντίστασης εξόδου ενός κυκλώματος είναι να μηδενίσουμε την τάση πηγής εισόδου και να τοποθετήσουμε στους ακροδέκτες εξόδου μια πηγή τάσης, έστω V test. Αν I test είναι το ρεύμα που φεύγει από το ένα άκρο της πηγής αυτής, τότε η αντίσταση εξόδου θα ισούται με τον λόγο της τάσης αυτής προς το ρεύμα αυτό. Με αντίστοιχο τρόπο μπορούμε να υπολογίσουμε και την αντίσταση εισόδου οποιουδήποτε κυκλώματος. Όπως είπαμε, η παραπάνω μέθοδος είναι αλάνθαστη, όμως συνήθως είναι και η πιο χρονοβόρα, διότι απαιτεί αρκετές πράξεις. Την χρησιμοποιούμε συνήθως όταν όλες οι άλλες μέθοδοι μας δυσκολεύουν Παρατηρωντας Προς την Ανοδο η την Καθοδο Μιας Λυχνιας Επιστρέφοντας στο γενικευμένο κύκλωμα ενισχυτή λυχνίας στο Σχήμα 4-7, θα βρούμε το κατά Thevenin ισοδύναμο κύκλωμα, αρχικά από την άνοδο προς τη γη και έπειτα από την κάθοδο προς τη γη Η Εξοδος απο την Ανοδο Σε αυτήν την περίπτωση θεωρούμε ότι το σήμα U a και η αντίσταση R p βρίσκονται εκτός του ενισχυτή. Οπότε θέτουμε U a =0 και θεωρούμε την R p σαν εξωτερικό φορτίο R L. Αν ονομάσουμε i p το ανοδικό ρεύμα που ρέει από την τάση τροφοδοσίας προς τη λυχνία, τότε το ρεύμα φορτίου i L θα ισούται με i p. Θέτοντας R p =0 παίρνουμε το ρεύμα βραχυκυκλώσεως I. Εφαρμόζοντας την εξίσωση που μας δίνει το ανοδικό ρεύμα στο κύκλωμα του γενικευμένου ενισχυτή παίρνουμε: Την τάση ανοικτοκυκλώματος την βρίσκουμε χρησιμοποιώντας τις ακόλουθες εξισώσεις: Χρησιμοποιώντας τις δύο παραπάνω εξισώσεις βρίσκουμε την αντίδραση εξόδου του κυκλώματος που είναι Z=V/I=r p +(μ+1)r k. 73

80 Τα αποτελέσματα αυτά οδηγούν στο κατά Thevenin ισοδύναμο κύκλωμα στο Σχήμα 4-9. Σε αυτό το ισοδύναμο βλέπουμε τις δύο πηγές τάσης U i και U k εν σειρά και πολλαπλασιασμένες με μ και μ+1 αντίστοιχα. Επίσης, η αντίσταση καθόδου R p είναι και αυτή πολλαπλασιασμένη με μ+1. Εφόσον οι R p και U a θεωρήθηκαν ότι βρίσκονται εξωτερικώς του κυκλώματος, αυτές σχεδιάστηκαν δεξιά από τον ακροδέκτη P στο σχήμα. Σχήμα 4-9 Κατά Thevenin ισοδύναμο κύκλωμα ενισχυτή λυχνίας μεταξύ ανόδου και γης Η Εξοδος Απο Την Καθοδο Στην περίπτωση αυτή, η πηγή τάσης U k και η αντίσταση R k θεωρούνται ότι βρίσκονται εκτός του κυκλώματος. Θέτουμε με αντίστοιχο τρόπο με πριν U k =0 και R k =0 και καταλήγουμε στην παρακάτω εξίσωση για το ρεύμα βραχυκυκλώσεως: Όπως και πριν, η τάση ανοικτού κυκλώματος θα είναι: Και κατά συνέπεια η αντίδραση εξόδου θα είναι: Σχήμα 4-10 Κατά Thevenin ισοδύναμο κύκλωμα ενισχυτή λυχνίας μεταξύ καθόδου και γης. Από τις παραπάνω εξισώσεις θα εξάγουμε το ισοδύναμο κύκλωμα του γενικευμένου ενισχυτή μεταξύ καθόδου και γης που παρατίθεται στο Σχήμα Σε αυτήν την περίπτωση βλέπουμε ότι η πηγή τάσης της σχάρας δεν μεταβάλλεται (πολλαπλασιάζεται με έναν παράγοντα κοντά στη μονάδα), η τάση πηγής U a διαιρείται δια του (μ+1), όπως και οι αντιστάσεις R p και r p. 74

81 4.3.8 Ο Ενισχυτης Γειωμενης Σχαρας Για να λάβουμε τον ενισχυτή γειωμένης σχάρας μηδενίζουμε τις πηγές τάσης U a και U i του κυκλώματος του γενικευμένου ενισχυτή. Το κύκλωμα ασθενούς σήματος που προκύπτει φαίνεται στο σχήμα Εύκολα μπορούμε να υπολογίσουμε το κέρδος του ενισχυτή αυτού: Σημειώνουμε ότι εφόσον το Α είναι θετικό, δεν έχουμε αντιστροφή της πολικότητας στο σήμα εξόδου. Για R k =0 και μ 1 το κέρδος αποκτά τη μορφή του κέρδους του ενισχυτή κοινής καθόδου. Γενικά, αν η τιμή της R k δεν διατηρηθεί σε τιμή χαμηλότερη του (R p +r p )/(μ+1), το κέρδος τάσης θα είναι χαμηλό. Εφόσον η τάση εισόδου εμφανίζεται πολλαπλασιασμένη με μ+1, η αντίσταση εισόδου θα ισούται με το άθροισμα των τριών εν σειρά αντιστάσεων, διαιρεμένο δια του μ+1. Η τιμή αυτή είναι προφανώς ιδιαίτερα χαμηλή. Την τιμή της αντίστασης εξόδου την υπολογίσαμε όταν αναλύαμε την έξοδο μεταξύ ανόδου και γης του γενικευμένου ενισχυτή. Αυτή είναι Ζ=r p +(μ+1)r k. Εφόσον έχουμε παράγοντα πολλαπλασιασμένο με τον συντελεστή ενίσχυσης της λυχνίας, συμπεραίνουμε ότι η αντίσταση αυτή θα είναι υψηλή, εκτός εάν διατηρηθεί η τιμή της R k σε πολύ χαμηλά επίπεδα. Από τα παραπάνω, προκύπτει ότι ο ενισχυτής κοινής σχάρας δεν είναι πολύ καλός ενισχυτής και για αυτόν τον λόγο δεν συναντάται ιδιαίτερα συχνά σε κυκλώματα λυχνιών Ο Ενισχυτης Κοινης Ανοδου (Ακολουθος Καθοδου) Και μόνο από την εναλλακτική ονομασία του, ο ενισχυτής αυτός προμηνύει την αντιστοιχία του σαν κύκλωμα με το τρανζίστορ σε συνδεσμολογία κοινού συλλέκτη. Κατασκευάζουμε τον ενισχυτή κοινής ανόδου μηδενίζοντας τις R p,u k και U a από το κύκλωμα του γενικευμένου ενισχυτή. Το ισοδύναμο μικρού σήματος που προκύπτει παρουσιάζεται στο Σχήμα Η τάση εξόδου είναι η τάση καθόδου. Με απλή επισκόπηση του κυκλώματος βρίσκουμε ότι το κέρδος της διάταξης αυτής δίνεται από την ακόλουθη εξίσωση: Σχήμα 4-11 Κατά Thevenin ισοδύναμο κύκλωμα ενισχυτή γειωμένης σχάρας Σχήμα 4-12 Κατά Thevenin ισοδύναμο κύκλωμα ενισχυτή κοινής καθόδου 75

82 Βλέπουμε ότι δεν υπάρχει αναστροφή πολικότητας στην τάση εξόδου και επίσης έχουμε ένα κέρδος που πλησιάζει τη μονάδα. Η αντίσταση εξόδου του κυκλώματος αυτού είναι r p /(μ+1), που είναι ιδιαίτερα μικρή. Στην περίπτωση της ECC83 που χρησιμοποιούμε εμείς έχουμε μ=100 και r p =62,5K. Άρα έχουμε αντίσταση εξόδου ίση με 625Ω. Από τη στιγμή που η τάση εισόδου εφαρμόζεται στην σχάρα, όπου το ρεύμα είναι ουσιαστικά μηδενικό, έχουμε πάρα πολύ μεγάλη αντίσταση εισόδου. Με τα παραπάνω δείξαμε ότι ο ενισχυτής κοινής ανόδου έχει αντίστοιχα χαρακτηριστικά με τη διάταξη κοινού συλλέκτη ενός τρανζίστορ. Έτσι, ο ενισχυτής κοινής ανόδου χρησιμοποιείται και αυτός σαν απομονωτής. 4.4 Πολωση και Παραμορφωση Θα επανέλθουμε στο κύκλωμα της γειωμένης καθόδου του Σχήματος 4-1 προκειμένου να δούμε ορισμένα άλλα θέματα πάνω στις τριόδους. Προφανώς, τα συμπεράσματα που θα βγουν εδώ εφαρμόζονται σε κάθε τοπολογία με τις αντίστοιχες μετατροπές που χρειάζονται Παραμορφωση Χαρακτηριστικων Καμπυλων Υποθέτουμε αρχικά ότι έχουμε ένα ημιτονοειδές σήμα χωρίς DC συνιστώσα στην είσοδο. Η έξοδος προφανώς θα είναι και αυτή ημιτονοειδής, με σαφώς μεγαλύτερο πλάτος. Εφόσον το σήμα εισόδου δεν έχει DC συνιστώσα, η DC τάση της σχάρας θα βρίσκεται στο σημείο που θα την πολώσουμε εμείς μέσω της Vbias. Έστω ότι επιλέγουμε τη Vbias να είναι στα -1 Volt. Από τη γραμμή φορτίου βλέπουμε ότι για πόλωση σχάρας στα -1 Volt (και με απουσία εισόδου) έ- χουμε τάση ανόδου 160 Volt και ρεύμα ανόδου 1,2mA. Εισάγουμε τώρα το ημιτονοειδές σήμα της εισόδου, το οποίο επιλέγουμε να έχει πλάτος 1Vp-p. Αυτό που θα συμβεί είναι ότι η τάση της σχάρας πλέον θα κυμαίνεται ημιτονοειδώς με πλάτος 1Vp-p γύρω από την τιμή των -1 Volt. Στην θετική κορυφή της εισόδου θα φτάνει στα -0,5V και στην αρνητική στα -1,5V. Ταυτόχρονα, η τάση ανόδου θα φτάνει στις τιμές των 130V και 190V στις αντίστοιχες θέσεις. Δηλαδή, αυτό που συμβαίνει είναι ότι το 1Vp-p σήμα εισόδου προκαλεί μια 60V διακύμανση στην διαφορά τάσης ανόδου-καθόδου. Το κέρδος σήματος είναι 20log(60/1)=35,6dB. Υποθετικά τότε, αν η είσοδος ήταν ένα 2Vp-p σήμα θα παίρναμε ένα σήμα ε- ξόδου 120Vp-p και αν ήταν 3Vp-p θα παίρναμε ένα σήμα εξόδου 180Vp-p. Σίγουρα υποψιαζόμαστε ότι κάτι τέτοιο δεν μπορεί να συμβαίνει. Θα εξετάσουμε την περίπτωση του 2Vp-p σήματος εισόδου. Κατά τη θετική ημιπερίοδο η τάση σχάρας κυμαίνεται ανάμεσα στα -1V και τα 0V και η τάση ανόδου αντίστοιχα ανάμεσα στα 160V και τα 90V. Αυτό συνιστά κέρδος (160-95)/1=70, το οποίο είναι όντως μεγαλύτερο από αυτό που είχαμε με 1Vp-p είσοδο. Γραφικά μπορούμε να πούμε ότι επαληθεύεται από το γεγονός ότι οι καμ- 76

83 πύλες τείνουν να γίνουν παράλληλες στον άξονα y όσο κινούμαστε προς τα α- ριστερά. Ας δούμε τώρα τι συμβαίνει κατά την αρνητική ημιπερίοδο του σήματος εισόδου. Η τάση σχάρας κυμαίνεται μεταξύ -1V και -2V και αντίστοιχα, η τάση ανόδου μεταξύ 160V και 220V. Εδώ βλέπουμε ότι το κέρδος μας είναι 60. Έχουμε λοιπόν ελαττωμένο κέρδος σε σχέση με την άλλη ημιπερίοδο. Γραφικά, σε αυτήν την περίπτωση παρατηρούμε ότι οι καμπύλες αρχίζουν και γίνονται πιο παράλληλες στον άξονα x όταν κινούμαστε προς τα δεξιά. Το σήμα εξόδου επομένως θα εμφανιστεί ασύμμετρα ψαλιδισμένο (clipped) λόγω φυσικής υπεροδήγησης της λυχνίας. Από εδώ προέρχεται μεγάλο μέρος της χροιάς που είναι τόσο επιθυμητή από τους ηλεκτρικούς κιθαρίστες και υ- πάρχουν αναρίθμητα transistor-based κυκλώματα που προσπαθούν (ανεπιτυχώς) να μιμηθούν. Μπορούμε και να εκφράσουμε αριθμητικά την παραμόρφωση του ήχου που δημιουργείται σαν ποσοστιαία μονάδα. Και επειδή με αυτόν τον ασύμμετρο ψαλιδισμό επιτυγχάνουμε να ενισχύσουμε αρμονικές δεύτερης τάξης, ονομάζουμε αυτού του είδους την παραμόρφωση παραμόρφωση δεύτερης αρμονικής. Το ποσοστό της βρίσκεται διαιρώντας τη διαφορά ενισχύσεως στις δύο ημιπεριόδους του ημιτόνου με το διπλάσιο του αθροίσματος των δύο ενισχύσεων: Στο σχήμα 4-13 παραθέτουμε την έξοδο που δίνει η εξομοίωση του εν λόγω κυκλώματος για σήματα εισόδου 800mVp-p και 2Vp-p. (συχνότητα τάσης εισόδου 440Hz) Σχήμα 4-13 Ασύμμετρη ενίσχυση ενισχυτή γειωμένης σχάρας Περιορισμος Ρευματος Σχαρας Παραμένοντας στο ίδιο πείραμα, αν αυξήσουμε την τάση εισόδου στα 3Vp-p έχουμε κατά την θετική ημιπερίοδο τάση σχάρας 0,5V. Δεν υπάρχουν όμως καμπύλες στο γράφημα για τέτοια τάση σχάρας. Αυτό που συμβαίνει είναι ότι 77

84 όταν η τάση σχάρας πλησιάσει πολύ την τάση καθόδου (εδώ η κάθοδος είναι γειωμένη, άρα μιλάμε για τα 0V), τα ηλεκτρόνια από το φορτίο στο κενό ελκύονται πλέον από την σχάρα και όχι από την άνοδο και δημιουργείται έτσι μια δίοδος μεταξύ καθόδου και σχάρας. Κατά συνέπεια έχουμε ροή ρεύματος από την σχάρα προς την κάθοδο. Το ρεύμα αυτό ονομάζεται forward grid current. Αυτό το ρεύμα προκαλεί πτώση τάσης κατά μήκος της αντίστασης της πηγής και με αυτόν τον τρόπο η τάση στην σχάρα μειώνεται. Από πρακτικής απόψεως θα ήταν σαν να λέγαμε ότι φτάνει λιγότερη τάση σήματος εισόδου στη σχάρα. Όσο περισσότερο θετική προσπαθούμε να κάνουμε τη διαφορά τάσης σχάρας-καθόδου, τόσο περισσότερο ρεύμα θα διαρρέει. Ουσιαστικά έχουμε πτώση της αντίδρασης εισόδου από μερικά megaohms που είναι κανονικά σε μερικά kilo-ohms. Εδώ πρέπει να σημειώσουμε και ότι δεν είναι το σήμα εξόδου στην πραγματικότητα αυτό που ψαλιδίζεται, αλλα είναι το σήμα εισόδου στη σχάρα που ψαλιδίζεται. Η μορφή του σήματος εξόδου είναι απλά αναγ- Σχήμα 4-14 Ψαλιδισμός λόγω ρεύματος σχάρας κασμένη να ακολουθήσει την ίδια μορφή. Στο σχήμα 4-14 παραθέτουμε την εξομοίωση του παραπάνω φαινομένου. Οι πηγές τάσεις στα προγράμματα εξομοίωσης έχουν ιδανική μορφή, έτσι προσθέσαμε εξωτερικά, εν σειρά με την πηγή, μια αντίσταση 500Κ. Στο πάνω γράφημα είναι η τάση εξόδου και στο κάτω είναι η τάση στην σχάρα. Η τάση της σχάρας είναι ανεστραμμένη, για να φανεί η ομοιότητα των δύο κυματομορφών. Το παραπάνω φαινόμενο δεν εμφανίζεται με απότομο τρόπο. Ρεύμα ορθής πόλωσης σχάρας-καθόδου αρχίζει να εμφανίζεται όταν η διαφορά τάσης τους είναι στα -1Volt, απλώς η τιμή του είναι αρχικά αμελητέα. Το πόσο απότομα θα ψαλιδιστεί το σήμα στη σχάρα εξαρτάται από την αντίσταση της πηγής σήματος. Αν η αντίσταση πηγής έχει χαμηλή τιμή (μερικές εκατοντάδες ohm), υπάρχει δυνατότητα να οδηγηθεί η σχάρα ακόμα και σε θετική τάση, κάτι που έχει ως αποτέλεσμα ελαφριά συμπίεση στον ήχο και μη-απότομο ψαλιδισμό. Κάτι τέτοιο πρακτικά είναι πολύ δύσκολο να επιτευχθεί. Αν η αντίσταση πηγής είναι υψηλή (μερικές εκατοντάδες kilo-ohms), η πτώση τάσης θα είναι πολύ πιο απότομη, με συνέπεια να έχουμε πολύ απότομο ψαλιδισμό και την εμφάνιση περιττής τάξης 78

85 ανώτερων αρμονικών. Αυτό είναι πολύ συχνό φαινόμενο σε ενισχυτές υψηλής παραμόρφωσης (high gain). Τα τρανζίστορ δεν εμφανίζουν συμπεριφορά παρόμοια με αυτήν του περιορισμού λόγω ρεύματος σχάρας. Έχουν μόνο τη δυνατότητα να ψαλιδίσουν απότομα το σήμα. Κατά συνέπεια, τα τρανζίστορ παράγουν περιττής τάξης ανώτερες αρμονικές, κάτι που οδηγεί σε τεραγονικού παλμού μορφής έξοδο, όπως τα κυκλώματα fuzz. Αυτός είναι και ένας από τους κύριους λόγους για τους οποίους δεν γίνεται να παραχθεί ήχος λυχνίας μέσω κυκλωμάτων που χρησιμοποιούν τρανζίστορ. Παρατηρώντας το σχήμα 4-14, βλέπουμε ότι ο ψαλιδισμός κατά την πίπτουσα παρυφή εμφανίζει μια απότομη γωνία, την οποία μεγεθύνουμε στο σχήμα 4-15 για να γίνει πιο εμφανής. Η ίδια απότομη γωνία δεν εμφανίζεται κατά την έ- ναρξη της αύξουσας παρυφής. Αυτή η απότομη άκρη συνιστά την έναρξη της αγωγής της σχάρας και την εισαγωγή μερικών αρμονικών υψηλής τάξης. Η απότομη γωνία αυτή μπορεί να τροποποιηθεί μεταβάλλοντας την αντίσταση της πηγής. Στην εξομοίωση που μας οδήγησε στην κυματομορφή των σχημάτων 4-14 και 4-15 έχουμε τοποθετήσει μια αντίσταση 500K εν σειρά με την ιδανική πηγή τάσης. Στο σχήμα 4-16 παραθέτουμε μια παραμετρική εξομοίωση που πραγματοποιήσαμε για αντίσταση πηγής 100Κ,300Κ και 500Κ στο ίδιο διάγραμμα. Η πράσινη κυματομορφή αντιστοιχεί σε αντίσταση πηγής 100Κ, η μωβ σε 300Κ και η γαλάζια σε 500Κ. Παρατηρούμε ότι όντως με την αύξηση της αντίστασης πηγής, επιτυγχάνουμε και πιο απότομη γωνία στο τέλος της πίπτουσας παρυφής της τάσης εξόδου. Καθώς το σήμα στη σχάρα αρχίζει να μειώνεται, το ρεύμα σχάρας μειώνεται και η λυχνία εξέρχεται από τον ψαλιδισμό με πιο ομαλό τρόπο, όπως φαίνεται και στις κυματομορφές. Η ασυμμετρία στις άκρες του ψαλιδισμού είναι ένα κοινό φαινόμενο σε όλες τις λυχνίες, όμως το αίτιο που το προκαλεί μέχρι στιγμής είναι άγνωστο. Σχήμα 4-15 Μεγέθυνση απότομου ψαλιδισμού Σχήμα 4-16 Παραμετρική εξομοίωση ψαλιδισμού ρεύματος σχάρας Η κυματομορφή στην έξοδο έχει απότομες γωνίες και επίπεδη κορυφή, όπως φαίνεται και στα σχήματα που έχουμε παραθέσει. Το πρώτο σημαίνει ότι θα έ- χουμε την εμφάνιση αρμονικών δεύτερης και τέταρτης τάξης και το δεύτερο ότι θα έχουμε τρίτης και πέμπτης τάξης αρμονικές. 79

86 4.4.3 Αποκοπη Στα πειράματα που πραγματοποιήσαμε μέχρι στιγμής στον ενισχυτή γειωμένης καθόδου, μεταβάλλαμε μόνο το πλάτος του σήματος εισόδου. Θα επιχειρήσουμε τώρα να μεταβάλουμε την τάση πόλωσης της λυχνίας. Προφανώς, αν κάνουμε λιγότερο αρνητική την τάση σχάρας, θα εμφανίσουμε πάλι υψηλό ρεύμα σχάρας. Ειδικότερα, αν πολώσουμε τη λυχνία ώστε U gk =0, τότε η λυχνία θα ενισχύει μόνο κατά την αρνητική ημιπερίοδο, δηλαδή θα λειτουργεί σαν ένας half-wave rectifier. Επειδή δεν θέλουμε να μελετήσουμε το ίδιο φαινόμενο με προηγουμένως, αυτό που θα κάνουμε θα είναι να πολώσουμε τη σχάρα στα -2,5V και να στείλουμε σήμα εισόδου 3Vp-p. Από τη γραμμή φορτίου βλέπουμε ότι, πριν επιβάλλουμε την είσοδο, η τάση ανόδου θα είναι στα 250V. Λόγω της επιβαλλόμενης εισόδου, η τάση της ανόδου θα κυμαίνεται ανάμεσα στα 160V και τα 300V. Παρατηρούμε ότι δεν υπάρχουν καμπύλες για αρνητικότερη τάση μεταξύ σχάρας και καθόδου. Όταν η τάση αυτή είναι πολύ αρνητική, τα ηλεκτρόνια στο φορτίο κενού δέχονται ισχυρή απώθηση από την σχάρα και τους στερείται η δυνατότητα να φτάσουν στην κάθοδο. Έτσι, έχουμε το φαινόμενο της αποκοπής. Στην περίπτωση αυτή είναι όντως το σήμα εξόδου που ψαλιδίζεται. Παρατηρώντας το σχήμα 4-4, βλέπουμε ότι οι καμπύλες τάσης σχάρας πυκνώνουν αρκετά, κοντά στην περιοχή της αποκοπής της λυχνίας, υποδεικνύοντας με αυτόν τον τρόπο την μείωση του κέρδους και τη συμπίεση κοντά στην κορυφή του σήματος. Το γράφημα συνιστά πως το φαινόμενο της αποκοπής θα εμφανιστεί για U gk =-4V, αλλά στην πραγματικότητα εμφανίζεται για ακόμα αρνητικότερη τάση. Αυτό συμβαίνει επειδή η αρνητική τάση της σχάρας στα -4V δεν απωθεί όλα τα διερχόμενα ηλεκτρόνια, δηλαδή υπάρχουν ακόμα ηλεκτρόνια που καταφέρνουν να φτάσουν στην κάθοδο. Εξαιτίας του παραπάνω φαινομένου, ο ψαλιδισμός λόγω αποκοπής είναι λιγότερο απότομος από αυτόν λόγω του ρεύματος σχάρας, όμως δεν μπορεί να ε- λεγχθεί μέσω κάποιας αντίστασης. 80

87 Στο σχήμα 4-17 έχουμε την κυματομορφή της εξόδου στο κάτω γράφημα και της σχάρας στο πάνω, για σήμα εισόδου 5Vp-p. Έχουμε αναστρέψει πάλι την πολικότητα του σήματος σχάρας, για να φανούν οι ομοιότητες και οι διαφορές στις δύο κυματομορφές. Δεν έχει αποφευχθεί και το φαινόμενο του ψαλιδισμού λόγω ρεύματος σχάρας. Σχήμα 4-17 Το φαινόμενο της αποκοπής στον ενισχυτή γειωμένης σχάρας Headroom: Ευαισθησια Εισοδου και Κατωφλι Ψαλιδισμου Από την παραπάνω ανάλυση έχει γίνει αντιληπτό ότι αν επιλεγεί το σημείο πόλωσης κοντά στην αριστερή μεριά της γραμμής φορτίου, το σήμα εξόδου θα εμφανιστεί ψαλιδισμένο στην αρνητική πλευρά του. Αντίστοιχα, αν το σημείο πόλωσης βρίσκεται πολύ κοντά στο δεξί άκρο της γραμμής φορτίου, το σήμα εξόδου θα έχει τη θετική πλευρά του ψαλιδισμένη. Η λογική συνιστά ότι αν πολώσουμε τη λυχνία στη μέση κατά προσέγγιση της γραμμής φορτίου, μπορούμε να πάρουμε ένα σήμα στην έξοδο το οποίο θα είναι ψαλιδισμένο εξίσου και στις δύο πλευρές του, αν και θα χρειαστεί το σήμα εισόδου να έχει αρκετά υψηλό πλάτος. Αυτό ονομάζεται κεντρική πόλωση (center biasing) και παρέχει μέγιστο κατώφλι ψαλιδισμού (threshold of clipping), αυτό που ανεπίσημα λέγεται headroom. Ταυτόχρονα, όπως είπαμε θα πρέπει να τροφοδοτήσουμε τη σχάρα με πολύ μεγάλου πλάτους σήμα, δηλαδή η ευαισθησία εισόδου (input sensitivity) θα είναι ελάχιστη. Η αύξηση της τάσης τροφοδοσίας στην ά- νοδο, αυξάνει το headroom της λυχνίας, καθώς μετακινεί τη γραμμή φορτίου προς τα δεξιά, όμως το αν θα ψαλιδίσει ή όχι ένα ενισχυτικό στάδιο εξαρτάται πάντα από το πλάτος που θα έχει το σήμα στη σχάρα. Κατά συνέπεια, ένας καθαρός ενισχυτής δεν απαιτεί απαραίτητα υψηλή τάση τροφοδοσίας, αν και προφανώς κάτι τέτοιο διευκολύνει. 81

88 Συνεπώς, μεταβάλλοντας το σημείο πόλωσης μπορούμε να φροντίσουμε το σήμα να ψαλιδιστεί μησυμμετρικά, ή συμμετρικά. Ο μησυμμετρικός ψαλιδισμός εισάγει ανώτερες αρμονικές άρτιας τάξης, (κυρίως δεύτερης), αν και όταν γίνει πολύ απότομος εισάγει και περιττής τάξης. Από την άλλη, ο συμμετρικός ψαλιδισμός Σχήμα 4-18 Έξοδος Λυχνίας με Συμμετρική Πόλωση εισάγει αρμονικές περιττής τάξης, αν και όταν έχουμε κυκλώματα λυχνιών, πάντα θα υπάρχουν αρμονικές άρτιας τάξης. Στο σχήμα 4-18 έχουμε την κυματομορφή εξόδου μιας συμμετρικά πολωμένης λυχνίας. Το σήμα εισόδου που βάλαμε ήταν ιδιαίτερα μεγάλο έτσι ώστε να υπεροδηγήσουμε τη λυχνία σκληρά. Βλέπουμε ότι η έξοδος μοιάζει αρκετά με τετραγωνικό παλμό, όμως οι ομαλές γωνίες της εγγυώνται ότι οι πολύ ψηλής τάξης αρμονικές που αλλοιώνουν με άσχημο τρόπο τη χροιά δεν θα υπάρχουν. Όταν η τάση πόλωσης είναι χαμηλή, το ρεύμα ανόδου είναι υψηλό, συνεπώς η άνοδος της λυχνίας αναπτύσσει θερμοκρασία, έτσι η πόλωση αυτή είναι γνωστή ως θερμή πόλωση (warm biasing). Αυτή η πόλωση οδηγεί σε αυτό που ονομάζεται ζεστός ήχος, που χαρακτηρίζει συνήθως την blues και την jazz μουσική. Βέβαια, πολώνοντας υπερβολικά πολύ θερμά οδηγούμαστε σε σκληρή παραμόρφωση τετραγωνικού παλμού. Από την άλλη πλευρά, η πόλωση πολύ κοντά στην αποκοπή ονομάζεται ψυχρή πόλωση (cool biasing) και έχει την τάση να παράγει έναν πιο σκληρό ήχο και χρησιμοποιείται ευρέως σε προενισχυτές υψηλής παραμόρφωσης (high gain). Καθώς η πόλωση μιας λυχνίας καθορίζει σε πολύ μεγάλο βαθμό τον τρόπο με τον οποίο το στάδιο θα παραμορφώσει, η πόλωση έχει τεράστια επίδραση στην συνολική χροιά ενός ενισχυτή Περιορισμος Στην Πολωση Μέχρι στιγμής δεν έχουμε αναφέρει το γεγονός ότι υπάρχουν ορισμένοι περιορισμοί ως προς την πόλωση που μπορούμε να εφαρμόσουμε σε μια λυχνία Οριο Συνεχους Ισχυος Ανοδου Πρώτον, υπάρχει ένα όριο στην συνεχή ισχύ που μπορεί να διαρρέει την άνοδο. Συνήθως αυτή αναφέρεται στο datasheet ως P a ή W a. Αυτή συνήθως εξαρτάται από τη μάζα της ανόδου και από την ικανότητα της λυχνίας να εκπέμπει θερμότητα προς τα έξω. Στην περίπτωση της ECC83 που χρησιμοποιούμε εμείς 82

89 η μέγιστη συνεχής ισχύς στην άνοδο είναι 1W. Αν η ισχύς υπερβεί αυτήν την τιμή, η άνοδος θα αρχίσει να εκπέμπει ένα έντονο κόκκινο χρώμα (φαινόμενο που αποκαλείται red plating) και θα οδηγήσει στην τήξη της λυχνίας ή του γυάλινου περιβλήματος της. Αν η καμπύλη μέγιστης ισχύος ανόδου δεν δίνεται στο datasheet, μπορεί να εξαχθεί με απλούς υπολογισμούς. Χρειάζεται απλώς να υπολογιστεί το μέγιστο επιτρεπόμενο ρεύμα για έναν αριθμό από διαφορετικές τάσεις ανόδου, χρησιμοποιώντας την γνωστή εξίσωση P=VI για P=1 και σημειώνουμε στο διάγραμμα των στατικών χαρακτηριστικών ανόδου τα αντίστοιχα σημεία και τα ενώνουμε. Προφανώς, όσο περισσότερα σημεία πάρουμε, τόσο πιο ακριβής θα είναι η καμπύλη αυτή. Αυτό που μας ενδιαφέρει πιο πολύ όμως Σχήμα 4-19 Καμπύλη ορίου ισχύος ανόδου είναι να μείνουμε μακριά της, οπότε η ακριβής μορφή της δεν έχει ιδιαίτερα μεγάλη σημασία. Στο Σχήμα 4-19 έχουμε κατασκευάσει την καμπύλη αυτή για τη λυχνία που χρησιμοποιούμε εμείς. Στην περίπτωση των λυχνιών στο τελικό στάδιο ενός ενισχυτή, υπάρχει ενδεχόμενο να υπερβεί η ισχύς ανόδου στιγμιαία το όριο της ισχύος διότι τα σήματα που βγαίνουν στην έξοδο από την άνοδο είναι ημίτονα πολύ μεγάλου πλάτους Οριο Τασης Ανοδου Υπάρχει επιπλέον και ένα όριο ως προς το πόση τάση μπορεί να αντέξει μια άνοδος, πριν αρχίσει να αντιδρά με άλλα ηλεκτρόδια που υπάρχουν στο δοχείο της λυχνίας. Αυτή η τιμή δίδεται από τον κατασκευαστή μέσω του datasheet ως Ua o. Στην περίπτωση της ECC83 αυτή η τιμή είναι 550V. 83

90 Οριο Τασης Ηρεμιας Ανοδου Ο κατασκευαστής μας δίνει και ένα όριο στην τάση ηρεμίας της ανόδου. Στην δική μας περίπτωση αυτό είναι 350V. Αυτό σημαίνει ότι το σημείο πόλωσης της λυχνίας δεν πρέπει να βρίσκεται δεξιότερα της κάθετης ευθείας του διαγράμματος όπου U a =350V. Σημειώνουμε ότι η στιγμιαία τιμή της τάσης ανόδου μπορεί να υπερβεί το σημείο αυτό, όσο δεν υπερβαίνει το όριο Ua 0. Στο σχήμα 4-20 παραθέτουμε τη γραμμή φορτίου της λυχνίας, μαζί με όλους τους περιορισμούς που αναλύσαμε. Έχουμε Σχήμα 4-20 Καμπύλη ορίου ισχύος ανόδου γραμμοσκιάσει με κίτρινο χρώμα το μέρος του γραφήματος που περιορίζεται από το όριο τάσης ηρεμίας ανόδου, με γκρι αυτό που περιορίζεται από το όριο ισχύος ανόδου και με καφέ το μέρος που περιορίζεται και από τα δύο Εφαρμογη Πολωσης Είναι γνωστό ότι ο τρόπος με τον οποίο θα εφαρμοστεί η πόλωση της λυχνίας θα έχει μεγάλη επιρροή στην χροιά ενός ενισχυτή. Θα προσπαθήσουμε εδώ να αναλύσουμε το πως και γιατί συμβαίνει αυτό Σταθεροποιημενη Πολωση (Fixed Bias) Ονομάζεται επίσης και πόλωση σχάρας. Σε αυτό το είδος πόλωσης η κάθοδος διατηρείται γειωμένη και η επιθυμητή τάση πόλωσης εφαρμόζεται απευθείας στη σχάρα μέσω μιας αντίστασης διαρροής όπως φαίνεται στο σχήμα Αυτό το είδος πόλωσης εφαρμόσαμε στις μέχρι στιγμής εξομοιώσεις που πραγματοποιήσαμε, διότι είχαμε ενισχυτή γειωμένης καθόδου. Προφανώς η τάση Vbias είναι μια αρνητική τάση. Η εξαγωγή μιας αρνητικής τάσης από την τάση τροφοδοσίας είναι μια απλή διαδικασία, όμως πρέπει να υπάρχει μικρός θόρυβος, κάτι που περιπλέκει λίγο τα πράγματα. Ενίοτε, για τέτοιου είδους πόλωση χρησιμοποιούνται και μπαταρίες. Σχήμα 4-21 Fixed Bias 84

91 Πολωση Καθοδου (Cathode Bias) Ονομάζεται επίσης και αυτοπόλωση (selfbias/automatic bias). Αυτή δείχνεται στο σχήμα Παρατηρούμε την απουσία εξωτερικής επιβαλλόμενης τάσης που είχαμε στην προηγούμενη μέθοδο εφαρμογής πόλωσης. Εδώ, επειδή το ρεύμα καθόδου ισούται με το ρεύμα ανόδου και ρέει από την κάθοδο προς τη γη, αυτό σημαίνει ότι θα υπάρχει μια πτώση τάσης κατά μήκος της αντίστασης R2. Συνεπώς, η τάση της καθόδου θα είναι υψηλότερη από αυτή της σχάρας. Επομένως, η λυχνία πολώνεται μόνη της. Αυτή η μέθοδος έχει πλεονέκτημα ότι αυτοπεριορίζεται: Όταν αυξηθεί το μέσο ρεύμα διαμέσου της λυχνίας, αυξάνεται με τη σειρά της και η τάση πόλωσης, κάτι που αντισταθμίζει την αύξηση του ρεύματος της α- νόδου. Με αυτόν τον τόπο μειώνεται η πιθανότητα η λυχνία να βρεθεί σε σημείο όπου υπερβαίνεται η μέγιστη ισχύς στην άνοδο εξαιτίας κάποιας δυσλειτουργίας. Επιπλέον πλεονεκτήματα που προσφέρει αυτή η μέθοδος πόλωση στον σχεδιαστή είναι μια δυνατότητα ελέγχου του κέρδους, της γραμμικότητας, της αντίστασης εξόδου και της απόκρισης συχνότητας της λυχνίας χρησιμοποιώντας (ή μη χρησιμοποιώντας) έναν bypass πυκνωτή Πολωση Διαρροης Σχαρας (Grid Leak Bias) Ονομάζεται επίσης και πόλωση επαφής (contact bias). Αυτή η μέθοδος αναπτύσσει αρνητική τάση στην σχάρα με τη χρήση μιας αντίστασης διαρροής μεγάλης τιμής και δείχνεται στο σχήμα Κατά τη συνήθη λειτουργία της λυχνίας, μια ποσότητα ηλεκτρονίων θα προσπέσει στη σχάρα και θα φτάσουν στη γείωση μέσω της αντίστασης διαρροής της. Αν η αντίσταση διαρροής είναι αρκετά μεγάλη, επειδή ο αριθμός των ηλεκτρονίων που θα πραγματοποιήσουν την πρόσπτωση είναι ανεξάρτητος της τιμής της (άρα και το ρεύμα που θα τη διαρρέει θα είναι ανεξάρτητο της τιμής της), μπορεί να αναπτυχθεί στη σχάρα αρκετά μεγάλη αρνητική τάση ώστε να πολωθεί η λυχνία. Η μέθοδος αυτή χρησιμοποιείται ελάχιστα στις audio εφαρμογές των λυχνιών διότι έχει πολλά μειονεκτήματα: Ποικίλει σε μεγάλο βαθμό με κάθε διαφορετική λυχνία. Σχήμα 4-22 Cathode Bias Σχήμα 4-23 Grid Leak Bias Απαιτεί πολύ υψηλής τιμής αντίσταση διαρροής, κάτι που εισάγει μεγάλο θόρυβο και κάνει το στάδιο πιο δεκτικό σε θόρυβο της αντίστασης θέρμανσης. 85

92 Είναι αδύνατον να προβλεφθεί η τιμή της τάσης που θα επιτευχθεί με την εισαγωγή της αντίστασης. Πρέπει να γίνονται επανειλημμένες δοκιμές με διαφορετικές αντιστάσεις για να επιτευχθεί επιθυμητή τάση. 4.5 Σχεδιασμος Ενος Απλου Τριοδικου Ενισχυτικου Σταδιου Με τις μέχρι στιγμής πληροφορίες, μπορούμε να ξεκινήσουμε την κατασκευή ενός ενισχυτή κοινής καθόδου με τριοδική λυχνία ECC83. Θα χρησιμοποιήσουμε τη μέθοδο της πόλωσης καθόδου για την πόλωση και επίσης θα θεωρήσουμε ότι έχουμε τάση τροφοδοσίας Vcc=280V Επιλογη Αντιστασης Ανοδου Η πρώτη κίνηση που πρέπει να πραγματοποιήσουμε, είναι η επιλογή αντίστασης ανόδου. Η τιμή των 100Κ είναι ιδιαίτερα συνήθης, εμείς όμως θα εξετάσουμε τη διαφορά στη συμπεριφορά της λυχνίας που κάνει η διαφορά στην τιμή της αντίστασης αυτής. Επιλέγουμε τις τιμές 100Κ, 220Κ και 47Κ για την αντίσταση. Στο σχήμα 4-23 σχεδιάζουμε πάνω στο ίδιο γράφημα τις γραμμές φορτίου για τις τρεις διαφορετικές αυτές τιμές της αντίστασης με τη μέθοδο που περιγράψαμε στο κεφάλαιο 4.2. Παρατηρούμε πως όσο αυξάνοντας την τιμή της αντίστασης παίρνουμε μια πολύ πιο απότομη γραμμή φορτίου. Αν επιλέξουμε ένα σημείο πόλωσης με π.χ. V gk =-1.5V, βλέπουμε πως όσο μεγαλύτερη είναι η αντίσταση, τόσο αυξάνονται τα όρια εντός των οποίων μπορεί να βρίσκεται η τάση ανόδου (δηλαδή η τάση εξόδου του ενισχυτή). Όμως, ό- ταν η αντίσταση ανόδου είναι πολύ μεγάλη το ρεύμα ανόδου περιορίζεται σημαντικά. Στην δική μας περίπτωση, ό- ταν η αντίσταση ανόδου είναι 220Κ, το μέγιστο ρεύμα ανόδου είναι περίπου 1,3mA. Για τάσεις ανόδου κοντά στα 250V, βλέπουμε ότι οι χαρακτηριστικές καμπύλες τάσης σχάρας πυκνώνουν πολύ. Στην περιοχή όπου εμφανίζεται αυτό, η συμπεριφορά της λυχνίας γίνεται απρόβλεπτη και το κέρδος αρχίζει να μειώνεται εκ νέου. Σχήμα 4-24 Γραμμή Φορτίου για διαφορετικές αντιστάσεις ανόδου Επίσης, με τη μείωση της τάσης ανόδου έχουμε και σημαντική αύξηση του ρεύματος ανόδου, κάτι που οδηγεί σε αχρείαστη κατανάλωση ενέργειας και αύξηση της θερμοκρασίας των ηλεκτροδίων. 86

93 Όσον αφορά την παραμόρφωση, χρησιμοποιώντας τη μέθοδο του κεφαλαίου 4.4.1, για ένα σήμα 3Vp-p και για σημείο πόλωσης στα -1,5V: Ra=47k, H2%=10% Ra=100k, H2%=7,2% Ra=220k, H2%=3,8% Παρατηρούμε ότι η μικρότερη αντίσταση στην άνοδο οδηγεί σε μεγαλύτερη μη-γραμμική παραμόρφωση. Συνεπώς, μια μεγάλη αντίσταση ανόδου θα είναι ιδανική για συστήματα hi-fi, εκτός εάν εισάγει πολύ θόρυβο. Όσον αφορά τις ηλεκτρικές κιθάρες όμως, πρέπει να σκεφτούμε το γεγονός ότι παρά το ότι η συνολική παραμόρφωση ελαττώνεται με την αύξηση της αντίστασης φορτίου, η οποιαδήποτε παραμόρφωση προκαλείται περιέχει ανώτερες αρμονικές περιττής τάξης, κάτι το οποίο οδηγεί σε έναν ψιλό, κρυστάλλινο ήχο. Επιπλέον, μια υψηλή τιμή αντίστασης φορτίου οδηγεί σε χαμηλότερη τάση ανόδου για μια δεδομένη τάση πόλωσης σχάρας-καθόδου. Αυτό σημαίνει πως όταν η λυχνία οδηγείται προς την περιοχή περιορισμού ρεύματος σχάρας, η δυνατότητα της ανόδου να ελκύει ηλεκτρόνια δια μέσου της σχάρας είναι μειωμένη, επιτρέποντας έτσι την ροή μεγαλύτερου ρεύματος σχάρας. Το αποτέλεσμα αυτού είναι η πιο απότομη εμφάνιση του ψαλιδισμού λόγω ρεύματος σχάρας και γενικότερα πιο απότομο ψαλιδισμό για δεδομένη αντίσταση πηγής τάσης, που συνεπάγει έναν σκληρότερο ήχο. Συμπερασματικά, μπορούμε να πούμε ότι για έναν χαμηλής παραμόρφωσης και ζεστό ενισχυτή (όπως συνήθως επιθυμείται για ηλεκτροακουστικές κιθάρες και ηλεκτρικά μπάσα) είναι προτιμότερο να χρησιμοποιήσουμε μια μικρή αντίσταση ανόδου, όπως π.χ. 47Κ. Για έναν ενισχυτή υψηλής παραμόρφωσης, για πιο βαριά στυλ μουσικής θα επιλέγαμε μια μεγάλη αντίσταση ανόδου, πάνω από τα 100K. Για μια ενδιάμεση κατάσταση, όπου θέλουμε να έχουμε μεν παραμόρφωση, αλλά όχι σε ακραία σημεία, μια αντίσταση γύρω στα 100Κ είναι μια καλή αρχική επιλογή Επιλογη Αντιστασης Καθοδου Προς το παρόν, θα επιλέξουμε αντίσταση ανόδου στα 100Κ. Όπως δείξαμε στα προηγούμενα κεφάλαια, μετά τη χάραξη της γραμμής φορτίου μπορούμε να επιλέξουμε το σημείο πόλωσης ανάλογα με την ποσότητα headroom και ψαλιδισμού που επιθυμούμε. Θα επιλέξουμε ένα κεντρικό σημείο, με διαφορά δυναμικού σχάρας-καθόδου στα -1,5V. Από τη γραμμή φορτίου του σχήματος 4-19, βλέπουμε πως για το σημείο πόλωσης αυτό, το ρεύμα ανόδου είναι 1,1mA. Το ρεύμα αυτό, ως γνωστόν, περνάει προς την κάθοδο της λυχνίας, μέσω της αντίστασης καθόδου, στη γη. 87

94 Εφόσον έχουμε πολώσει τη σχάρα στα 0V, για να πάρουμε διαφορά τάσης σχάρας-καθόδου στα -1,5V θα πρέπει η τάση καθόδου να έρθει στα -1,5V μέσω της πτώσης τάσης πάνω στην αντίσταση καθόδου. Αυτό σημαίνει πως η αντίσταση καθόδου θα πρέπει να έχει τιμή ίση με 1,5Κ. Αυτή η τιμή της αντίστασης τυγχάνει να βρίσκεται στις standard τιμές αντιστάσεων του εμπορίου. Σε περίπτωση που δεν τύχαινε, θα χρησιμοποιούσαμε την πιο κοντινή standard τιμή, δεχόμενοι το γεγονός ότι η λυχνία δύσκολα θα ακολουθεί 100% τη συμπεριφορά του datasheet της και η τιμή της αντίστασης θα είναι με απόκλιση Σχήμα 4-25 Ρεύμα ανόδου για σημείο πόλωσης στα -1,5V 1% (για metal film τεχνολογία) αυτή που αναγράφεται, οπότε η ακρίβεια που μπορεί να έχει κανείς κατά τη σχεδίαση δεν μπορεί να είναι πολύ μεγάλη. Προφανώς, αν κάποιος επιθυμεί μια πολύ συγκεκριμένη συμπεριφορά, μπορεί να τοποθετήσει ένα ποτενσιόμετρο ή ένα τρίμμερ στη θέση της αντίστασης Επιλογη Αντιστασης Διαρροης Σχαρας Κατά τη λειτουργία της λυχνίας, η θερμοκρασία της σχάρας αυξάνεται (καθότι βρίσκεται κοντά στην κάθοδο) και κατά συνέπεια αρχίζει να εκπέμπει και αυτή ηλεκτρόνια. Αυτό οδηγεί στη θετική φόρτισή της και εν συνεχεία στην αύξηση του ανοδικού ρεύματος. Με τη σειρά του αυτό θα οδηγήσει σε περαιτέρω αύξηση της θερμοκρασίας της λυχνίας, ανεξέλεγκτη εκτροπή αυτής από το σημείο πόλωσης και καταστροφή της λυχνίας (ειδικά στις περιπτώσεις των λυχνιών των τελικών σταδίων ενίσχυσης). Είναι προφανές λοιπόν ότι πρέπει να υπάρχει ένας δρόμος στη σχάρα για να αντισταθμίζει την απώλεια φορτίου της λόγω θέρμανσης. Αυτό γίνεται με την προσθήκη μιας αντίστασης μεταξύ σχάρας και γης, η οποία θα εισάγει έναν δρόμο διαρροής από την σχάρα στην κάθοδο και θα διατηρήσει την λυχνία στο σημείο πόλωσης. Έχουμε δηλαδή μια pull down αντίσταση. Είναι προφανές ότι η τιμή της αντίστασης αυτής επηρεάζει και την συνολική αντίδραση εισόδου της λυχνίας. Για τον λόγο αυτό γενικά προτιμούμε η αντίσταση αυτή να έχει υψηλή τιμή. Η κλασσική τιμή που δίνεται από σχεδιαστές ενισχυτών με λυχνίες είναι 1Μ. Συνήθως, ο κατασκευαστής μας δίνει στο datasheet μια μέγιστη δυνατή τιμή για την αντίσταση αυτή. Στην δική μας περίπτωση είναι 2.2M. Εμείς θα ακολουθήσουμε το ρεύμα και θα το τοποθετήσουμε μια 1Μ αντίσταση στη σχάρα. 88

95 4.5.4 Προσδιορισμος Ισχυος Αντιστασεων Όπως αναφέραμε και στο κεφάλαιο , στα project των λυχνιών χρησιμοποιήσαμε και αντιστάσεις υψηλής αντοχής ισχύος. Γενικά μπορεί κανείς εύκολα να υπολογίσει την ισχύ που θα καταναλώνει μια αντίσταση από την κλασσική εξίσωση ισχύος P=VI=V 2 /R=I 2 R. Στην πλειοψηφία των περιπτώσεων, η αντίσταση ανόδου πρέπει να αντέχει 0.5Watt και οι αντιστάσεις καθόδου και σχάρας 0.25Watt. Εμείς χρησιμοποιήσαμε την εξομοίωση των κυκλωμάτων για τον υ- πολογισμό των ισχύων, έτσι ώστε να εξοικονομήσουμε χρόνο Εξαγωγη Παραμετρων Λυχνιας από τη Γραμμη Φορτιου Στην παράγραφο 4.3 αναφέραμε τις 3 βασικές παραμέτρους της λυχνίας, δίνοντας τον ορισμό τους, καθώς και την τιμή αυτών που μας παρέχει ο κατασκευαστής. Μπορούμε πάντα να πραγματοποιήσουμε μια αρκετά ικανοποιητική ανάλυση μικρού σήματος μιας διάταξης λυχνιών χρησιμοποιώντας τις παραμέτρους από το datasheet του κατασκευαστή. Όμως, οι ακριβείς τιμές των παραμέτρων αυτών διαφέρουν σε κάθε περίπτωση, ανάλογα με το σημείο στο οποίο βρισκόμαστε στη γραμμή φορτίου. Συνεπώς, χρησιμοποιώντας τον ορισμό των παραμέτρων, μπορούμε να υπολογίσουμε τις τιμές τους από τη γραμμή φορτίου Συντελεστης Ενισχυσης Στην παράγραφο 4.3 ο- ρίσαμε τον συντελεστή ε- νίσχυσης ως τον λόγο της μεταβολής της ανοδικής τάσης προς τη μεταβολή της τάσης της σχάρας για σταθερό ρεύμα ανόδου με εξίσωση: Σχήμα 4-26 Συντελεστής Ανόδου στη γραμμή φορτίου Στη δική μας περίπτωση το ρεύμα ανόδου είναι 1mA. Από το σχήμα 4-26 βλέπουμε ότι για μεταβολή της τάσης V gk από τα -1V ως τα -2V (δηλαδή μεταβολή 1V) έχουμε μεταβολή της τάσης ανόδου από τα 140V στα 240V (δηλαδή 100V). Ο συντελεστής ενίσχυσης λοιπόν συμπίπτει με αυτόν που μας έδωσε ο κατασκευαστής. 89

96 Ανοδικη Αντισταση Μικρου Σηματος Ορίσαμε την ανοδική αντίσταση μικρού σήματος ως τον λόγο της μεταβολής της ανοδικής τάσης προς τη μεταβολή του ανοδικού ρεύματος για σταθερή τάση σχάρας και δώσαμε την παρακάτω εξίσωση: Από τον ορισμό αυτό είναι εύκολο να αντιληφθεί κανείς ότι η ανοδική αντίσταση μικρού σήματος ισούται με την κλίση της καμπύλης γραμμής φορτίου. Οι διάφορες καμπύλες του γραφήματος, εκτός του ότι δεν είναι παράλληλες μεταξύ τους, δεν είναι και ευθείες γραμμές. Επομένως, η r p =r a θα εξαρτάται από το σημείο στο οποίο έχουμε πολώσει την λυχνία και σε ότι αφορά την τάση V gk και σε ότι αφορά το ανοδικό ρεύμα και την ανοδική τάση. Στη δική μας περίπτωση παρατηρούμε στο σχήμα 4-27 πως για μεταβολή της τάσης ανόδου κατά =75V έχουμε μια μεταβολή ρεύματος κατά 1,65-0,6=1,05mA. Επομένως η αντίσταση r a θα είναι 71K. Στο datasheet της λυχνίας μας δίνεται ότι r a =62,5K για ανοδική τάση 250V και διαφορά τάσης σχάρας-καθόδου -2V. Επιβεβαιώνουμε έτσι πως η τιμή της αντίστασης r a εξαρτάται από το σημείο πόλωσης της λυχνίας Αμοιβαια Αγωγιμοτητα Λυχνιας Ορίσαμε την αμοιβαία αγωγιμότητα της λυχνίας ως τον λόγο αύξησης του α- νοδικού ρεύματος προς την αντίστοιχη αύξηση της τάσης της σχάρας, για σταθερή ανοδική τάση με εξίσωση: Σχήμα 4-27 Ανοδική Αντίσταση Μικρού Σήματος στη Γραμμή Φορτίου Ο κατασκευαστής μας προμηθεύει με τιμή και γι αυτήν την παράμετρο (ορισμένες φορές συμβολίζεται και ως S), αν και γνωρίζοντας τις άλλες δύο είναι εύκολο να την υπολογίσουμε. Η τιμή που μας δίνεται στο datasheet είναι 1,6mA/V και ικανοποιεί την εξίσωση που συνδέει τις τρεις παραμέτρους. 90

97 Εμείς, χρησιμοποιώντας τον ορισμό της αγωγιμότητας της λυχνίας, θα υπολογίσουμε την τιμή της από τη γραμμή φορτίου και θα εξετάσουμε αν αυτή η τιμή ικανοποιεί την εξίσωση των τριών παραμέτρων, όπως αυτές υπολογίστηκαν από το γράφημα. Στο σχήμα 4-28 έχουμε ότι για μεταβολή της V gk από -1V σε -2V (δηλαδή μεταβολή 1Volt) έχουμε μεταβολή του ρεύματος ανόδου κατά 1,7-0,3=1,4mA. Επομένως υπολογίζουμε την τιμή της αγωγιμότητας ως 1,4/1=1,4mA/V. Η τιμή αυτή προσεγγιστικά ικανοποιεί την εξίσωση των τριών παραμέτρων. Όπως αναφέραμε προηγουμένως, οι τυπικές τιμές που δίνονται από τον κατασκευαστή για τις παραμέτρους της λυχνίας είναι ικανοποιητικά ακριβείς για να κάνουμε μια ποιοτική ανάλυση και σχεδίαση ενός κυκλώματος λυχνιών. Όταν υπάρχει ανάγκη να γίνουμε πιο ακριβείς, τότε καταφεύγουμε στη γραμμή φορτίου για τον υπολογισμό των παραμέτρων. Πάντα βέβαια, η ακρίβειά μας είναι περιορισμένη διότι καμία λυχνία δεν ακολουθεί 100% τη συμπεριφορά των καμπυλών του datasheet και φυσικά καμία μέθοδος γραφικού υπολογισμού δεν μπορεί να έχει απόλυτη ακρίβεια Αναλυση Μικρου Σηματος Έχοντας πλέον υπολογίσει τις παραμέτρους της λυχνίας, μπορούμε να χρησιμοποιήσουμε το μοντέλο μικρού σήματος που α- ναπτύξαμε στην παράγραφο 4.3. Στο σχήμα 4-29 παραθέτουμε το κύκλωμα που σχεδιάσαμε, μαζί με το ισοδύναμο κύκλωμά του, όπως αυτό φαίνεται από την άνοδο. Με απλή επισκόπηση του κυκλώματος βρίσκουμε το κέρδος του ενισχυτή αυτού που ορίζεται ως θα είναι:. Σχήμα 4-28 Διαγωγιμότητα Λυχνίας στη Γραμμή Φορτίου Σχήμα 4-29 Ενισχυτής Κοινής Καθόδου με αντίσταση καθόδου και ισοδύναμο μικρού σήματος 91

98 Συγκρίνοντας το κέρδος αυτό με το κέρδος του ενισχυτή γειωμένης καθόδου, παρατηρούμε πως στον παρονομαστή έχει προστεθεί και ο παράγοντας (μ+1)r k. Βλέπουμε λοιπόν πως η αντίσταση καθόδου μπορεί να βοήθησε σημαντικά στην πόλωση της λυχνίας, όμως ταυτόχρονα μείωσε και το κέρδος του ενισχυτή Bypass Πυκνωτης Καθοδου Λειτουργώντας με τον ίδιο τρόπο που εργαζόμαστε στους αντίστοιχους ενισχυτές κοινού εκπομπού, τοποθετούμε έναν σχετικά μεγάλης τιμής πυκνωτή παράλληλα με την αντίσταση R k. Με αυτόν τον τρόπο η DC λειτουργία του κυκλώματος παραμένει ίδια, όμως στην AC λειτουργία η αντίσταση καθόδου εξαλείφεται από την αντίδραση του πυκνωτή. Η τεχνική αυτή εφαρμόζεται και στο Real McTube project που θα αναλύσουμε στο επόμενο κεφάλαιο. Βέβαια, η παραπάνω προσέγγιση είναι χοντρική. Προκειμένου να λάβουμε μια πιο ακριβή προσέγγιση της συμπεριφοράς του ενισχυτή με bypass πυκνωτή ξανασχεδιάζουμε το κύκλωμα και στο μοντέλο μικρού σήματος αντικαθιστούμε τον πυκνωτή με την αντίδρασή του, όπως φαίνεται στο σχήμα Η εξίσωση για το κέρδος προφανώς δεν αλλάζει, απλώς αντί της αντίστασης R k έχουμε την αντίδραση R k //Z c. Η αντίδραση του πυκνωτή δίνεται από τη γνωστή εξίσωση Επομένως για τον παράλληλο συνδυασμό του πυκνωτή με την αντίσταση καθόδου θα ισχύει Σχήμα 4-30 Ενισχυτής Κοινής Καθόδου με αντίσταση καθόδου και bypass πυκνωτή και ισοδύναμο μικρού σήματος. Αυτή η εξίσωση, για υψηλές τιμές της συχνότητας, επειδή οι παράγοντες που περιέχουν τον όρο της συχνότητας στα αθροίσματα και τις αφαιρέσεις υπερέχουν των υπολοίπων, προσεγγίζεται με την εξίσωση και επειδή η συχνότητα είναι υψηλή, ο αριθμός αυτός προσεγγίζει το μηδέν. Αντιθέτως, για f=0 (δηλαδή στην DC ανάλυση) έχουμε R k \\Z c =R k. Στις χαμηλές συχνότητες όμως, όπου f 0, αλλά ταυτόχρονα η συχνότητα δεν είναι αρκετά μεγάλη για να εκμηδενίσει το κλάσμα, θα έχουμε μειωμένο κέρδος, εκτός εάν επιλέξουμε μια τιμή για τον πυκνωτή, τέτοια ώστε στις χαμηλές συχνότητες του ακουστικού εύρους (περίπου 16Hz) να έχει ήδη εξαλειφτεί η αντίδραση του πυκνωτή. Αν αντικαταστήσουμε την έκφραση της R k \\Z c στην εξίσωση κέρδους του ε- νισχυτή θα καταλήξουμε σε μια ιδιαίτερα πολύπλοκη έκφραση, η οποία δεν μας διευκολύνει ιδιαίτερα στο να επιλέξουμε την κατάλληλη τιμή χωρητικότητας. 92

99 Ευτυχώς, μπορεί να δηχθεί ότι η τιμή της συχνότητας για την οποία έχουμε το μισό κέρδος από το μέγιστο μπορεί να υπολογιστεί με την ακόλουθη σχέση: Η σχέση αυτή εμφανίζει μια πολυπλοκότητα, όμως επειδή γενικά μπορεί να προσεγγιστεί με την ακόλουθη σχέση: Τοποθετώντας την συχνότητα αυτή στα 5Hz, παίρνουμε ότι χρειαζόμαστε έ- ναν πυκνωτή με χωρητικότητα 21uf. Η πιο κοντινή standard τιμή είναι τα 22uf. Η τιμή της χωρητικότητας αυτής υποδεικνύει από μόνη της ότι θα πρέπει να χρησιμοποιηθεί ένας ηλεκτρολυτικός πυκνωτής. Οι πυκνωτές αυτοί έχουν το μειονέκτημα ότι εμφανίζουν υψηλή εσωτερική αντίσταση και περιορισμένη διάρκεια ζωής. Επιπλέον, όταν τίθενται υπό τάση μακράν μικρότερη αυτής για την οποία προορίζονται ή υψηλές AC τάσεις, τείνουν να εμφανίζουν παραμόρφωση χαμηλών συχνοτήτων. Η παραμόρφωση αυτή γίνεται περισσότερο ανεπιθύμητη όταν έχουμε πολλά διαδοχικά ενισχυτικά στάδια. Οι διάφορες απλές εναλλακτικές λύσεις, όπως πυκνωτές χαμηλότερης τάσης, διαφορετικής τεχνολογίας ή μεγαλύτερης χωρητικότητας μπορεί να ελαττώνουν την εμφάνιση του παραπάνω προβλήματος, όμως εισάγουν νέα προβλήματα Εσωτερικες Χωρητικοτητες και Φαινομενο Miller Όλες οι λυχνίες, όπως και τα τρανζίστορ εμφανίζουν μεταξύ των ακροδεκτών-ηλεκτροδίων τους πυκνωτικά φαινόμενα πολύ μικρής χωρητικότητας. Τα φαινόμενα αυτά επηρεάζουν τη λειτουργία τους μόνο στις υψηλές συχνότητες και γι αυτό συνήθως κατασκευάζουμε διαφορετικά μαθηματικά μοντέλα για τα ημιαγωγικά αυτά στοιχεία στις συχνότητες αυτές. Στην περίπτωση των τριοδικών λυχνιών, υπάρχει μια χωρητικότητα μεταξύ κάθε ζεύγους ηλεκτροδίων. Στο σχήμα 4-30 έχουμε ξανασχεδιάσει τον ενισχυτή μας, μαζί με τους παρασιτικούς πυκνωτές των ηλεκτροδίων της λυχνίας. Οι τιμές των χωρητικοτήτων των πυκνωτών αυτών μας παρέχονται από το datasheet του κατασκευαστή της λυχνίας. Στην περίπτωσή μας έχουμε C gk =1,6pF, C ga =1,7pF και C a =0,33pF. Παρατηρούμε πως οι τιμές αυτές είναι όντως ιδιαίτερα χαμηλές και συνεπώς επηρεάζουν μόνο την ανάλυση υψηλών συχνοτήτων (hf). Οι πυκνωτές αυτοί έχουν το μειονέκτημα ότι υποφέρουν από το φαινόμενο 93 Σχήμα 4-31 Ενισχυτής κοινής καθόδου στις υψηλές συχνότητες.

100 Miller, το οποίο συναντάμε και στην hf ανάλυση των ενισχυτών με τρανζίστορ. Επειδή η τάση της ανόδου είναι μια ενισχυμένη μορφή του σήματος εισόδου στην σχάρα, ο πυκνωτής C ga θα φαίνεται από την πλευρά της εισόδου πολλαπλασιασμένος με το κέρδος Α. Κανονικά στη θέση του κέρδους Α θα έπρεπε να βάλουμε το κέρδος υψηλών συχνοτήτων A hf, όμως χρειάζεται να ξέρουμε την τιμή της χωρητικότητας αυτής για να το υπολογίσουμε. Οπότε μια καλή προσέγγιση είναι να χρησιμοποιήσουμε το κέρδος μεσαίων συχνοτήτων. Μπορούμε, αν επιθυμούμε μεγαλύτερη ακρίβεια να επαναλάβουμε την διαδικασία χρησιμοποιώντας το νέο κέρδος που θα έχουμε υπολογίσει, για να βρούμε εκ νέου την χωρητικότητα αυτή του πυκνωτή και έτσι να υπολογίσουμε το κέρδος A hf μεγαλύτερη ακρίβεια και να συνεχίσουμε να την επαναλαμβάνουμε, αυξάνοντας κάθε φορά την ακρίβειά μας. Έχει παρατηρηθεί όμως πως από την πρώτη κιόλας επανάληψη, η απόκλιση της τιμής του κέρδους είναι ήδη μικρή, οπότε σπάνια είναι αναγκαία η εκ νέου πραγματοποίηση της διαδικασίας. Το συμπέρασμα που βγάζουμε επομένως, είναι ότι η εξίσωση της χωρητικότητας εισόδου είναι η εξής: Το κέρδος του ενισχυτή αυτού στις μεσαίες συχνότητες θα είναι (αγνοήσαμε το αρνητικό πρόσημο). Καταλήγουμε λοιπόν πως C in =100,2pF. Συνήθως προσθέτουμε μερικά pf σε αυτήν την χωρητικότητα για να μοντελοποιήσουμε τις παρασιτικές χωρητικότητες που εισάγουν οι διάφορες διασυνδέσεις της λυχνίας με τα υπόλοιπα στοιχεία του κυκλώματος (κυρίως η υποδοχή της λυχνίας). Η C in, σε συνδυασμό με την αντίδραση της πηγής σήματος, θα δημιουργήσουν ένα κατωδιαβατό φίλτρο στην είσοδο του ενισχυτή. Η ύπαρξη του φίλτρου αυτού είναι ένα επιθυμητό φαινόμενο στους ενισχυτές κιθάρας με παραμόρφωση, καθώς αποδυναμώνει τις αρμονικές πολύ υψηλής συχνότητας, οι οποίες δίνουν μια υπερβολικά πριμαριστή χροιά στον ήχο του ενισχυτή. Μάλιστα, ορισμένοι ενισχυτές υψηλής παραμόρφωσης προσθέτουν επιπλέον πυκνωτή παράλληλα με τον C ga προκειμένου να αυξήσουν την τιμή της χωρητικότητας αυτής και με αυτόν τον τρόπο να μειωθεί και να γραμμικοποιηθεί η απόκριση συχνότητας υψηλών συχνοτήτων του ενισχυτή (καθώς ο πυκνωτής αυτός εισάγει μια τοπική αρνητική ανάδραση) Αντισταση Εξοδου Χρησιμοποιώντας το ισοδύναμο του ενισχυτή, όπως αυτό φαίνεται από την άνοδό του, θα υπολογίσουμε την αντίσταση εξόδου του ε- νισχυτή στις χαμηλές και στις υψηλές συχνότητες. Τα δύο ισοδύνα- Σχήμα 4-32 Ισοδύναμο ενισχυτή κοινής καθόδου με bypass πυκνωτή στις χαμηλές και στις υψηλές συχνότητες. 94

101 μα κυκλώματα φαίνονται στο σχήμα Αριστερά βρίσκεται το ισοδύναμο χαμηλών συχνοτήτων. Εκεί, ο bypass πυκνωτής θεωρείται ανοικτοκύκλωμα. Για την αντίσταση εξόδου θα ισχύει:. Στη δεξιά μεριά βρίσκεται το ισοδύναμο υψηλών συχνοτήτων. Εδώ, ο bypass πυκνωτής βραχυκυκλώνει την αντίσταση καθόδου, οπότε η αντίσταση εξόδου θα είναι:. Η αντίσταση εξόδου χαμηλών συχνοτήτων συμπίπτει με αυτήν που θα είχαμε σε όλες τις συχνότητες, αν δεν είχαμε τοποθετήσει τον bypass πυκνωτή. Συμπερασματικά, θα λέγαμε ότι η αντίσταση καθόδου, μπορεί να βοηθάει στην DC πόλωση σημαντικά, όμως ελαττώνει το κέρδος και αυξάνει την αντίσταση εξόδου του ενισχυτή, κάτι το οποίο κάνει απαραίτητη την χρήση του bypass πυκνωτή Πολωση Καθοδου με Ημιαγωγους Η πόλωση της καθόδου με την μέθοδο της αντίστασης καθόδου και του bypass πυκνωτή είναι η πιο διαδεδομένη και παραδοσιακή μέθοδος πόλωσης που χρησιμοποιείται στους προενισχυτές. Μια εναλλακτική μέθοδος πόλωσης της καθόδου είναι η χρήση ημιαγωγικών στοιχείων. Τα στοιχεία αυτά μπορεί να είναι δίοδοι πυριτίου, δίοδοι γερμανίου,led, δίοδοι Zener, ακόμα και λυχνίες (όπως οι διοδικές EB91). Οι δίοδοι έχουν το πλεονέκτημα ότι η πτώση τάσης στα άκρα τους παραμένει σε μεγάλο βαθμό σταθερή, ανεξάρτητα από το ρεύμα της ανόδου. Έτσι, το ε- νισχυτικό στάδιο θα εμφανίζει πάντα μέγιστο κέρδος, χωρίς την ανεπιθύμητη παραμόρφωση των χαμηλών συχνοτήτων που δημιουργεί ο bypass πυκνωτής. Βέβαια, αν το ενισχυτικό στάδιο πρόκειται να υπεροδηγηθεί, προστίθεται συνήθως ένας πυκνωτής γύρω στα 100nf παράλληλα με την δίοδο προκειμένου να εξαλειφτεί ο θόρυβος που προκαλείται από το άνοιγμα-κλείσιμο των λυχνιών και των διόδων. Η χρήση των LED έχει το πλεονέκτημα ότι το φως το οποίο εκπέμπουν μπορεί να χρησιμοποιηθεί και σαν ενδεικτικό on/off του ενισχυτή. Επιπροσθέτως, επειδή με την υπεροδήγηση της λυχνίας αυξάνεται το ανοδικό ρεύμα, αυξάνεται και η φωτεινότητα του LED, κάτι το οποίο μπορεί να μετατρέψει το LED σε ένδειξη ποσότητας παραμόρφωσης. Τέλος, η χρήση λυχνιών για την πόλωση της καθόδου είναι κάτι που παρατηρείται όλο και πιο σπάνια, καθώς εμφανίζουν υψηλότερη AC αντίσταση από ότι οι solid state δίοδοι, έχουν λιγότερο γραμμική συνάρτηση μεταφοράς, σαφώς μεγαλύτερο μέγεθος και μακράν μεγαλύτερο κόστος. 95

102 Η AC Γραμμη Φορτιου Στο σχήμα 4-33 έχουμε συνδέσει το φορτίο εξόδου στον ενισχυτή μας, το οποίο παριστάνουμε με την αντίσταση R g2. Δίνουμε αυτό το όνομα στην αντίσταση αυτή, διότι θα μπορούσε να είναι η αντίσταση διαρροής σχάρας μια λυχνίας την οποία οδηγούμε. Στις μέχρι τώρα αναλύσεις μας θεωρούσαμε ότι η αντίσταση αυτή είχε άπειρη τιμή, οπότε δεν επηρεάζει τη συμπεριφορά του κυκλώματος. Στην άνοδο της λυχνίας έχουμε τον πυκνωτή C1 που κόβει τη DC συνιστώσα προς το φορτίο. Αυτό που συμβαίνει είναι ότι, πλέον, η τιμή της αντίστασης ανόδου στο AC σήμα αλλάζει, διότι στο AC ο πυκνωτής λειτουργεί ως βραχυκύκλωμα. Με απλή επισκόπηση του κυκλώματος στο σχήμα 4-33, παρατηρεί κανείς ότι η αντίσταση ανόδου για το AC σήμα θα ισούται με R a //R g2. Για την R g2 θα επιλέξουμε την τιμή 220Κ. Οπότε, η νέα τιμή της αντίστασης ανόδου θα είναι 68,75Κ. Θα επιλέξουμε πάλι το σημείο πόλωσης στα -1,5V. Στο σχήμα 4-34 έχουμε σχεδιάσει στο ίδιο διάγραμμα τις AC και DC γραμμές φορτίου. Σχήμα 4-33 Ενισχυτής Κοινής Καθόδου που Οδηγεί Φορτίο Προφανώς, το σημείο πόλωσης του DC δεν μπορεί να μεταβληθεί, κάτι το οποίο σημαίνει ότι η γραμμή φορτίου του AC θα πρέπει οπωσδήποτε να περνάει από το σημείο αυτό. Η τιμή του α- Σχήμα 4-34 Γραμμές Φορτίου DC και AC νοδικού ρεύματος και της ανοδικής τάσης στο σημείο αυτό είναι 1mA και 175V αντίστοιχα. Οπότε, η γραμμή φορτίου του AC θα περνάει από το σημείο πόλωσης και από το σημείο μηδενικής τάσης και ρεύματος ανόδου 1+(175/68,75)=3,55mA. Αυτό που συμβαίνει, είναι ότι η AC γραμμή φορτίου, ανάλογα με την τιμή της αντίστασης του φορτίου θα περιστρέφεται γύρω από το DC σημείο πόλωσης και θα μεταβάλει την κλίση της, η οποία είναι 1/(R a //R g2 ). Αυτό σημαίνει επίσης ότι το κέρδος (ΔV gk /ΔV a ) έχει μειωθεί, όπως επίσης και η μέγιστη ταλάντωση του σήματος εξόδου. Ταυτόχρονα, αυξήθηκαν η ευαισθησία σήματος και η αρμονική παραμόρφωση. Ευτυχώς, η αντιμετώπιση του φαινομένου αυτού είναι απλή. Επιλέγοντας μια μεγάλη τιμή για την αντίσταση διαρροής σχάρας του δεύτερου σταδίου (470Κ 96

103 και πάνω), η τιμή της αντίστασης R a //R g2 θα ισούται με R a περίπου, οπότε η γραμμή φορτίου AC θα ταυτίζεται με αυτήν του DC. 4.6 Ο Καθοδικος Αναστροφεας Φασης Όταν το στάδιο εξόδου ενός ενισχυτή είναι push-pull, πρέπει να το τροφοδοτήσουμε με το σήμα εξόδου και ταυτόχρονα με το συμπληρωματικό του ως προς τη φάση. Το πιο απλό κύκλωμα λυχνίας που παράγει στην έξοδό του δύο ίδια σήματα με διαφοράς φάσης 180 μοιρών είναι ο Καθοδικός Αναστροφέας Φάσης (Cathodyne Phase Inverter) Λειτουργια Στο σχήμα 4-35 έχουμε μια απλοποιημένη διάταξη του Καθοδικού Αναστροφέα Φάσης (στο εξής Cathodyne). Παρατηρούμε πρώτα απ όλα ότι παίρνουμε τις δύο εξόδους από την άνοδο και από την κάθοδο του ενισχυτή. Είναι προφανές ότι όταν το ρεύμα που ρέει μέσα στη λυχνία μειώνεται, μειώνεται και η πτώση τάσης στο φορτίο ανόδου και η ανοδική τάση αυξάνεται. Ταυτόχρονα, μειώνεται και η πτώση τάσης κατά μήκος του φορτίου καθόδου και έτσι η τάση καθόδου μειώνεται. Με αυτόν τον τρόπο γίνεται προφανής η συμπληρωματική λειτουργία των δύο σημάτων εξόδου. Άλλωστε, η διάταξη αυτή θυμίζει ένα BJT τρανζίστορ με αντίσταση και στον συλλέκτη και στον εκπομπό. Σε μια τέτοια διάταξη, αν πολώσουμε το τρανζίστορ και τροφοδοτήσουμε ένα AC σήμα στη βάση, παίρνουμε δύο συμπληρωματικές εξόδους στον εκπομπό και στον συλλέκτη. Με τον ίδιο τρόπο λειτουργεί και ο Cathodyne. Συνήθως, επιλέγονται οι αντιστάσεις καθόδου και ανόδου να έχουν την ίδια τιμή, έτσι ώστε τα δύο σήματα εξόδου να έχουν το ίδιο πλάτος έτσι ώστε να έ- χουμε balanced εξόδους Βασικες Παραμετροι του Cathodyne Κερδος Χρησιμοποιώντας τα ισοδύναμα κυκλώματα ανόδου-γης και καθόδου-γης από το κεφάλαιο υπολογίζουμε τις εκφράσεις για τα κέρδη στην άνοδο και την κάθοδο αντίστοιχα. Για την άνοδο θα έχουμε: Για την κάθοδο θα έχουμε: Όπως αναφέραμε νωρίτερα όμως έχουμε επιλέξει ίδιες αντιστάσεις σε άνοδο και κάθοδο, οπότε R a =R k =R. Συνεπώς, τα κέρδη στους δύο κόμβους θα είναι 97 Σχήμα 4-35 Καθοδικός Αναστροφέας Τάσης

104 κατά απόλυτη τιμή ίδια και πλέον θα έχουμε ενιαία έκφραση για το κέρδος: Σημειώνουμε ότι βασική προϋπόθεση για να είναι το κέρδος ίδιο και στους δύο κόμβους είναι να οδηγούν και οι δύο ίδιο φορτίο. Από την ενιαία έκφραση του κέρδους παρατηρούμε ότι σε κάθε μία από τις εξόδους το κέρδος ισούται περίπου με τη μονάδα. Αν όμως λάβουμε ως κέρδος τη διαφορά τάσης ανάμεσα στην άνοδο και την κάθοδο, δηλαδή το διαφορικό κέρδος, διπλασιάζουμε την τιμή του Χωρητικοτητα Εισοδου Η χωρητικότητα εισόδου είναι σχετικά χαμηλή, καθότι το κέρδος μεταξύ ανόδου και σχάρας είναι χαμηλό, ταυτόχρονα, η C gk χωρητικότητα διαιρείται από τον συντελεστή ανάδρασης. Έτσι έχουμε: Επειδή το Α είναι γύρω στη μονάδα, θα έχουμε: Η τιμή αυτή είναι περίπου 3,4pF για μια ECC83 λυχνία Αντισταση Εισοδου Όπως φαίνεται από το σχήμα 4-35, η αντίσταση εισόδου θα ισούται με την τιμή της αντίστασης σχάρας. Μπορεί κάποιος να αυξήσει επιπλέον την αντίσταση εισόδου αν εφαρμόσει πόλωση καθόδου Αντισταση εξοδου Ο υπολογισμός της αντίστασης εξόδου εξαρτάται από το αν οι δύο έξοδοι έ- χουν ίδιο φορτίο ή όχι. Αν θεωρήσουμε ότι οδηγούν το ίδιο φορτίο τότε πάλι από τα ισοδύναμα Thevenin βρίσκουμε ότι Επειδή το μ είναι μακράν μεγαλύτερο της μονάδας, η παραπάνω έκφραση μπορεί να προσεγγιστεί με την τιμή 1/g m. Δηλαδή, έχουμε πολύ χαμηλή αντίσταση εξόδου, περίπου όμοια με αυτήν που θα είχαμε αν χρησιμοποιούσαμε την λυχνία σαν απομονωτή (ακόλουθο καθόδου). Επισημαίνουμε ότι τα παραπάνω ισχύουν μόνο αν τα φορτία που οδηγούν οι δύο έξοδοι του κυκλώματος είναι ίδια. 4.7 Διαφορικος Ενισχυτης Τριοδων Ο Cathodyne ενισχυτής είναι επαρκής για να οδηγήσει μικρές τελικές λυχνίες σχετικά υψηλής ευαισθησίας στον ψαλιδισμό. Όταν όμως θέλουμε να οδηγήσουμε τελικές λυχνίες μεγάλης ισχύος στην παραμόρφωση χρειαζόμαστε μεγαλύτερο πλάτος εξόδων από αυτές που προσφέρει ο Cathodyne. Μια απλοϊκή λύση θα ήταν να αυξήσουμε την τάση τροφοδοσίας του Cathodyne. Η λύση αυτή, για πολλούς λόγους, είναι σπάνια εφικτή. Ο διαφορι- 98

105 κός ενισχυτής λυχνιών όμως μπορεί να προσφέρει μεγαλύτερο πλάτος εξόδων από τον Cathodyne, για δεδομένη τάση τροφοδοσίας Βασικη Λειτουργια Στο σχήμα 4-36 έχουμε έναν διαφορικό ενισχυτή (άλλες ονομασίες του στην αγγλική ορολογία είναι long-tailed-pair phase inverter,differential amplifier, cathode-coupled inverter, Schmitt Inverter) που αποτελείται από μία ECC83 λυχνία. Η ECC83 είναι λυχνία που περιέχει δύο τριόδους και γενικά είναι καλή επιλογή να χρησιμοποιείται ως διαφορικός ενισχυτής, διότι οι τρίοδοι που περιέχει είναι αρκετά ταιριασμένες μεταξύ τους. Παρατηρούμε ότι το κύκλωμα έχει δύο εισόδους και δύο εξόδους. Είναι προφανές ότι το α- Σχήμα 4-36 Διαφορικός Ενισχυτής νοδικό ρεύμα κάθε λυχνίας ρέει δια μέσου της κοινής καθοδικής αντίστασης (R k ), η οποία αποτελεί την ουρά του κυκλώματος. Από το παραπάνω γεγονός έχουν προέλθει και οι αγγλικές ονομασίες του κυκλώματος. Υποθέτουμε ότι εισάγουμε ένα σήμα θετικής τάσης στην V in1. Το ανοδικό ρεύμα της πρώτης λυχνίας (θα την αποκαλούμε U1 και την δεύτερη U2 χάριν συντομίας) αυξάνεται. Το αυξημένο αυτό ρεύμα ρέει στην R k, προκαλώντας αύξηση της πτώσης τάσης κατά μήκος της, κάτι το οποίο είναι σαν να μειώνεται η τάση σχάρας της U2, οπότε το ανοδικό ρεύμα της U2 μειώνεται. Με άλλα λόγια, θα λέγαμε ότι η U2 κάνει το αντίθετο από τη U1, οπότε στις δύο εξόδους θα εμφανίζονται σήματα αντίθετης φάσης. Μια εναλλακτική προσέγγιση της λειτουργίας θα ήταν να λέγαμε ότι η U1 λειτουργεί ταυτόχρονα σαν κλασσικό ενισχυτικό στάδιο και σαν ακόλουθος καθόδου. Η έξοδος από τη κάθοδό της περνάει στην κάθοδο της U2, η οποία το ενισχύει κατά μη αναστρέφοντα τρόπο. Έτσι, η έξοδος της U1 είναι σε ανάστροφη φάση σε σχέση με την είσοδό V in1, ενώ η έξοδος της U2 είναι σε φάση με την είσοδο V in1, οπότε το κύκλωμα λειτουργεί σαν καθοδικός αναστροφέας φάσης. Αν απεναντίας τροφοδοτήσουμε τις δύο εισόδους με το ίδιο σήμα, και οι δύο λυχνίες θα αποπειραθούν να αυξήσουν το ανοδικό τους ρεύμα, το οποίο θα ρεύσει και δια μέσου της R k, αυξάνοντας την πτώση τάσης κατά μήκος της. Κάθε κάθοδος θα προσπαθήσει να ακολουθήσει τη σχάρα που της αντιστοιχεί. Υπό ι- δανικές συνθήκες ταιριάσματος λυχνιών, η καθοδική τάση μεταβάλλεται τόσο όσο και η τάση σχάρας στις δύο λυχνίες, έτσι η μεταβολή της διαφοράς τάσης μεταξύ σχάρας και καθόδου σε κάθε λυχνία να είναι μηδενική. Κατά συνέπεια, δεν υπάρχει σήμα για να ενισχύσουν οι λυχνίες. Βλέπουμε λοιπόν μια συμπεριφορά CMRR όπως εμφανίζεται και στους διαφορικούς ενισχυτές των τρανζίστορ. 99

106 4.7.2 Παραμετροι Διαφορικου Ενισχυτη Στην πλειοψηφία των εφαρμογών ενισχυτών ηλεκτρικής κιθάρας η διάταξη του διαφορικού ε- νισχυτή έχει τη μορφή του σχήματος 4-37, όπου το AC σήμα της δεύτερης εισόδου είναι γειωμένο μέσω του πυκνωτή C g2 και το σήμα εισόδου εφαρμόζεται στην V in1. Προφανώς το σήμα ε- ξόδου στην V o1 θα είναι ανεστραμμένο και στην V o2 θα είναι μη ανεστραμμένο Κερδος Επειδή η U1 πρέπει να λειτουργήσει και ως ακόλουθος καθό- Σχήμα 4-37 Διαφορικός Ενισχυτής δου, που έχει κέρδος ελαφρώς λιγότερο από μονάδα, δεν περνάει όλο το σήμα εισόδου στην U2. Έπεται λοιπόν ότι το κέρδος σε κάθε στοιχείο δεν θα είναι ίδιο και η διάταξη θα βρίσκεται σε ελαφριά ανισορροπία. Αποδεικνύεται ότι, για απολύτως όμοιες τριόδους με R a1 =Ra2=Ra, το μη αναστρέφον κέρδος είναι: Αλλά το κέρδος στην αναστρέφουσα έξοδο θα είναι μεγαλύτερο κατά έναν παράγοντα: Από την παραπάνω εξίσωση φαίνεται ότι για ίσες αντιστάσεις ανόδου, η ισορροπία του σταδίου εξαρτάται από την τιμή της R k. Όσο η τιμή αυτής πλησιάζει το άπειρο, τόσο πιο ισορροπημένο θα είναι το στάδιο. Όταν η τιμή της R k δεν είναι δυνατόν να είναι υψηλή, μια συνήθης λύσης είναι το να καταφύγει κάποιος σε λυχνίες υψηλού μ. Ίσως, η πιο πρακτικά σωστή λύση είναι να υπάρχει ένα miss-match μεταξύ των ανοδικών αντιστάσεων, έτσι ώστε να επιτευχθεί ί- διο κέρδος στις δύο εξόδους. Εναλλακτικά, μπορούμε να μετρήσουμε τη διαφορά τάσης ανάμεσα στις δύο εξόδους, λαμβάνοντας έτσι το διαφορικό κέρδος. Υποθέτοντας ότι έχουμε τέλεια ισορροπία, αυτό ισούται με: Το οποίο είναι ίδιο με αυτό του ενισχυτή κοινής καθόδου Χωρητικοτητα Εισοδου Η χωρητικότητα της εισόδου είναι: 100

107 Όπου Α κ το κέρδος ανάμεσα σε σχάρα και κάθοδο (περίπου 0,5) και Α α το κέρδος ανάμεσα σε σχάρα και άνοδο (περίπου ). Επειδή το πρώτο μέλος της εξίσωσης είναι αρκετά μικρό μπορεί να αγνοηθεί Αντισταση Εισοδου Όπως και στην περίπτωση του Cathodyne, η αντίσταση εισόδου ισούται με την αντίσταση διαρροής σχάρας που έχει επιλεγεί. Σε άλλες διατάξεις του διαφορικού ενισχυτή, η αντίσταση εισόδου μπορεί να γίνει ακόμα μεγαλύτερη Αντισταση Εξοδου Όταν το κύκλωμα βρίσκεται σε τέλεια ισορροπία, η αντίσταση εξόδου θα είναι η ίδια με αυτήν ενός κλασσικού ενισχυτικού σταδίου: Ευαισθησια Εισοδου Επειδή το μισό από το σήμα εισόδου εμφανίζεται στην κάθοδο του διαφορικού ενισχυτή, η ευαισθησία εισόδου του θα είναι η μισή από αυτήν ενός ενισχυτικού σταδίου μιας λυχνίας με bypassed κάθοδο. Πάλι όμως, είναι πολύ καλύτερη από αυτήν του Cathodyne Σχεδιαση Ενός Διαφορικου Ενισχυτη Για τις εφαρμογές διαφορικού ενισχυτής για ηλεκτρική κιθάρα, η σχεδίαση μπορεί να είναι αρκετά απλουστευμένη, καθώς η επίτευξη ακριβής ισορροπίας δεν είναι απαραίτητη. Μάλιστα, η μικρή ποσότητα της μη-ισορροπίας η οποία εμφανίζεται στις περισσότερες σχεδιάσεις βοηθάει στην εμφάνιση αρμονικής παραμόρφωσης περιττής τάξης και στον αναστροφέα φάσης και στο τελικό στάδιο ενίσχυσης, κάτι το οποίο με τη σειρά του βοηθάει στον χρωματισμό του ή- χου της κιθάρας. Στις περισσότερες περιστάσεις, το push-pull στάδιο εξόδου εκμηδενίζει την αρμονική παραμόρφωση άρτιας τάξης, διότι η ασύμμετρη μηγραμμικότητα που εμφανίζεται στο ένα στοιχείο, εμφανίζεται και στο άλλο στοιχείο, αλλά με αντίθετη φάση, με συνέπεια να αλληλοεξουδετερώνονται στον μετασχηματιστή εξόδου. Η παραμόρφωση σε έναν διαφορικό ενισχυτή με τριόδους κυριαρχείται από την παραμόρφωση ενδοδιαμόρφωσης, ενώ η αρμονική παραμόρφωση εμφανίζεται σε χαμηλότερο επίπεδο. Η πιο απλοϊκή προσέγγιση στην σχεδίαση του διαφορικού ενισχυτή είναι η ε- πιλογή της ποσότητας τάσης που θα θυσιαστεί στην κοινή αντίσταση καθόδου (R k ). Επιλέγοντας μεγάλη ποσότητα τάσης προς θυσία, αποκτούμε τη δυνατότητα να επιλέξουμε μεγάλη τιμή για την R k, κάτι το οποίο μας οδηγεί σε μεγαλύτερη ισορροπία του κυκλώματος, όμως περιορίζει το περιθώριο πλάτους της ε- ξόδου. Προφανώς, όσο μεγαλύτερη είναι η τάση τροφοδοσίας V cc, τόσο περισσότερη τάση μπορούμε να θυσιάσουμε στην R k. Οι ενισχυτές χωρίς ιδιαίτερη παραμόρφωση έχουν το μέγιστο περιθώριο θυσίας τάσης στην R k, περίπου 20-50% του V cc, από τη στιγμή που δεν υπάρχει ανάγκη για μεγάλο πλάτος τάσης στην έξοδο. Απεναντίας, ένας ενισχυτής με πολλή παραμόρφωση, έχει περιθώριο θυσίας 10-30%. 101

108 Ένα παράδειγμα είναι το κύκλωμα του σχήματος Αν υ- ποθέσουμε ότι η V cc είναι 350 Volt, μπορούμε να δώσουμε περίπου 100 Volt στην R k, αφήνοντας 250 Volt ωφέλιμης τάσης για τις λυχνίες. Γνωρίζοντας ότι το τυπικό εύρος τάσης εξόδου για μια τρίοδο είναι περίπου ίσο με 2/3 του V cc, εκτιμούμε το μέγιστο κέρδος στην έξοδο να είναι γύρω στα 170 V p-p. Αυτό το πλάτος είναι σχεδόν σίγουρο ότι θα υπεροδηγήσει οποιαδήποτε τελική λυχνία. Σχήμα 4-38 Απλό Κύκλωμα Διαφορικού Ενισχυτή Σχήμα 4-39 Γραμμή Φορτίου και AC γραμμή Φορτίου Λυχνίας Διαφορικού Ενισχυτή Επιλέγουμε τώρα ένα κατάλληλο φορτίο ανόδου για την τάση αυτή. Για μια ECC83 λυχνία, μια τυπική τιμή της αντίστασης αυτής είναι τα 100Κ. Σχεδιάζουμε μια γραμμή φορτίου στην οποία θα χρησιμοποιήσουμε ως μέγιστη τάση ανόδου τα ωφέλιμα 250 Volt, όπως φαίνεται στο σχήμα Η γραμμή αυτή συνιστά ένα μέγιστο εύρος τάσης εξόδου στα 170 V p-p. Όμως στην περίπτωση που οδηγούμε πεντοδικές τελικές λυχνίες, η αντίσταση διαρροής σχάρας που αυτές διαθέτουν δεν μπορεί να λάβει πολύ μεγάλες τιμές και έτσι θα πρέπει να σχεδιάσουμε την AC γραμμή φορτίου. Μια τυπική τιμή για την αντίσταση διαρροής σχάρας στις 6L6 και στις EL34 πεντοδικές λυχνίες (δύο από τις πιο συνηθισμένες τελικές λυχνίες σε ενισχυτές κιθάρας του εμπορίου) είναι τα 220K. Επομένως η AC αντίσταση φορτίου θα είναι 220Κ 100Κ=69Κ. Επιλέγοντας σημείο πόλωσης στο V gk =-1 Volt, παρατηρούμε ότι το εύρος πλάτους της εξόδου μειώθηκε στα 140 V p-p περίπου. Η εφαρμογή ψυχρής πόλωσης ενθαρρύνει τον ψαλιδισμό λόγω αποκοπής στον διαφορικό ενισχυτή, με αντίκτυπο τον επιπλέον περοιρισμό του εύρους του σήματος εξόδου. Επομένως ο διαφορικός ενισχυτής θα εμφανίζει μεγαλύτερη παραμόρφωση, αλλά οι τελικές λυχνίες δεν θα υπεροδηγούνται ιδιαίτερα. Δηλαδή, θα έχουμε κυριαρχία της παραμόρφωσης του προενισχυτικού σταδίου στον ήχο του ενισχυτή.το αντίθετο αποτέλεσμα επιτυγχάνεται με την εφαρμογή θερμής πόλωσης. 102

109 Από το σημείο πόλωσης της λυχνίας στη γραμμή φορτίου βρίσκουμε ότι το ανοδικό ρεύμα θα κυμαίνεται στο 1,1mA. Επειδή όμως έχουμε 2 λυχνίες με κοινή αντίσταση καθόδου, το ρεύμα που θα διαρρέει την αντίσταση αυτή θα έιναι 2,2mA. Εφόσον υπολογίσαμε ότι η πτώση τάσης κατά μήκος της αντιστασης αυτής θα είναι 100 Volt, η τιμή της αντίστασης θα πρέπει να είναι 45,45K.Η πιο κοντινή standard σε αυτήν τιμή είναι τα 47Κ. 103

110 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 5. Real McTube Έχοντας αναλύσει ορισμένες βασικές διατάξεις τριοδικών λυχνιών, παραθέτουμε το πρώτο από τα δύο projects λυχνιών που κατασκευάσαμε στα πλαίσια της παρούσας διπλωματικής: Το Real McTube. 5.1 Γενικα Σχήμα 5-1 Κύκλωμα Σήματος του McTube Το Real McTube σχεδιάστηκε από τον Fred Nachbaur. Το κύκλωμά του φαίνεται στο σχήμα 5-1. Πρόκειται για έναν προενισχυτή προορισμένο για ηλεκτρική κιθάρα, οποίος παράγει μια fuzzy παραμορφωμένη έξοδο. Η ύπαρξη μόνο μίας λυχνίας σαν ενεργό στοιχείο του κυκλώματος ήταν και ο λόγος για τον οποίο επιλέκτηκε αυτό το κύκλωμα σαν πρώτο project λυχνιών, καθώς θέλαμε να κατασκευάσουμε κάτι σχετικά απλό το οποίο θα μας εξοικείωνε με τις λυχνίες και με όλα τα στοιχεία που τις περιβάλλουν (υψηλές τάσεις, αντιστάσεις υψηλής ισχύος, μετασχηματιστές τάσης, πυκνωτές υψηλής τάσης κ.α.). 5.2 Αναλυση Λειτουργιας Με μια πρώτη επισκόπηση του κυκλώματος βλέπουμε ότι έχουμε μία λυχνία σε διάταξη ενισχυτή κοινής καθόδου με bypass πυκνωτή που οδηγεί ένα δεύτερο όμοιο στάδιο με διαφορετικές αντιστάσεις στα ηλεκτρόδιά του. Αυτό που είναι το πιο σημαντικό και ταυτόχρονα ιδιαίτερο σημείο του κυκλώματος είναι η τάση τροφοδοσίας. Στα κυκλώματα τριοδικών λυχνιών που συναντήσαμε μέχρι στιγμής η τάση τροφοδοσίας ήταν το λιγότερο 250 Volt. Η ιδιαιτερότητα του McTube είναι ότι η τάση τροφοδοσίας του είναι στα 150 Volt. Οι χαρακτηριστικές των λυχνιών με αυτήν την τάση στην τροφοδοσία παρουσιάζουν ένα ιδιαίτερο ενδιαφέρον. 104

111 5.2.1 Αναλυση Πρωτου Σταδιου Θα ξεκινήσουμε την ανάλυσή μας από την πρώτη λυχνία (TU1Α). Όπως αναφέραμε και προηγουμένως, πρόκειται για έ- ναν ενισχυτή κοινής καθόδου με bypass πυκνωτή καθόδου. Η αντίσταση ανόδου είναι στα 330Κ. Με τα στοιχεία αυτά που διαθέτουμε μπορούμε να χαράξουμε τη γραμμή φορτίου για τη δεύτερη λυχνία, η οποία φαίνεται στο σχήμα 5-2. Το ένα σημείο της γραμμής θα είναι το (150, 0) και το άλλο θα έιναι το (0, 0.46). Δυστυχώς, τα datasheets των κατασκευαστών δεν είναι πολύ ευδιάκριτα στα σημεία που κινείται η πόλωση του McTube. Σχήμα 5-2 Γραμμή Φορτίου Πρώτης Λυχνίας του McTube Όταν σχεδιάζουμε έναν ενισχυτή κοινής καθόδου, αποφασίζουμε ποιο είναι το σημείο πόλωσης που επιθυμούμε και μετά από τη γραμμή φορτίου επιλέγουμε την αντίσταση καθόδου που θέλουμε γνωρίζοντας το ρεύμα που θα την διαρρέει. Όταν το μόνο που έχουμε είναι η τιμή της αντίστασης πρέπει να μαντέψουμε ποιο θα έιναι το σημείο πόλωσης. Παρατηρούμε ότι η τιμή της αντίστασης καθόδου έιναι αρκετά υψηλή. Στις μέχρι στιγμήν εφαρμογές μας είχαμε αντιστάσεις γύρω στα 5Κ. Εδώ η αντίσταση είναι 15Κ. Οι τιμές του ρεύματος κυμαίνονται από 0 έως 0,45mA. Η τιμή της V gk κυμαίνεται από τα 0 Volt ως τα -2 Volt περίπου. Λόγω της τιμής της αντίστασης υποθέτουμε ότι το ρεύμα καθόδου (επομένως και το ρεύμα ανόδου) θα έιναι αρκετά χαμηλό. Για ρεύμα ανόδου στα 0,14mA, η τάση V gk θ είναι στα -2 Volt περίπου. Όντως για αντίσταση καθόδου στα 15Κ και τάση καθόδου στα 2 Volt το ρεύμα ισούται περίπου με 140μΑ. Η ακριβής τιμή της τιμής της πόλωσης δεν είναι και τόσο σημαντική, όσο είναι το γεγονός ότι βρίσκεται στο δεξιό άκρο της γραμμής φορτίου, κάτι το οποίο σημαίνει ότι οι αρνητικές ημιπερίοδοι των σημάτων εισόδου θα ψαλιδίζονται αρκετά εύκολα, ακόμα και για μικρές σχετικά τιμές του πλάτους εισόδου. Θα χρησιμοποιήσουμε τώρα το ισοδύναμο κύκλωμα μεταξύ ανόδου και γης, το οποίο έχουμε σχεδιάσει στο σχήμα 5-3 για να βρούμε το κέρδος και την αντίσταση εξόδου του σταδίου αυτού. Η αντίσταση R k είναι βραχυκυκλωμένη στο AC από τον πυκνωτή και ο ενισχυτής θα έχει σαν αντίσταση φορτίου την αντίσταση που θα εμφανίζει το ποτενσιόμετρο, διότι θεωρούμε ότι η αντίσταση εισόδου της δεύτερης λυχνίας είναι αρκετά μεγάλη ώστε να παραληφθεί. Η αντίσταση αυτή του ποτενσιομέτρου έχει ληφθεί σε δύο τμήματα, διότι μεταβάλλεται ανάλογα με τη θέση του. Με απλή επισκόπηση του κυκλώματος βρίσκουμε ότι τελικά: 105

112 Αυτό σημαίνει ότι ανάλογα με τη θέση του ποτενσιομέτρου, το κέρδος στην έξοδο κυμαίνεται από 0 εως 76, δηλαδή έχουμε μέγιστο κέρδος 37 db. Όσον αφορά την αντίσταση ε- ξόδου, πάλι με απλή επισκόπηση βλέπουμε ότι αυτή ισούται με: Σχήμα 5-3 Ισοδύναμο Μεταξύ Ανόδου και Γης της Πρώτης Λυχνίας του McTube Η οποία όπως φαίνεται εξαρτάται από την θέση του ποτενσιομέτρου. Για μέγιστο κέρδος (R pot =0) ισούται με 47Κ. Η τιμή αυτή είναι σχετικά υψηλή, αλλά δεν δημιουργεί προβλήματα στο κύκλωμα, καθώς η αντίσταση εισόδου της επόμενης λυχνίας διατηρείται σε αρκετά υψηλή τιμή. Στο σχήμα 5-4 φαίνεται η κυματομορφή της εξόδου της πρώτης λυχνίας για διάφορες τιμές της τιμής της τάσης σήματος εισόδου. Έχουμε θέσει και το ποτενσιόμετρο Σχήμα 5-4 Έξοδος Πρώτης Λυχνίας του McTube για στα 250Κ και τη συχνότητα Διάφορες Τιμές Εισόδου του σήματος εισόδου στα 440Hz. Βλέπουμε όντως τον ψαλιδισμό των αρνητικών ημιπεριόδων (το σήμα εξόδου είναι σε αντίθετη φάση με αυτό της εισόδου). Θα κρατήσουμε τώρα σταθερό το σήμα εισόδου στα 100mV και θα μεταβάλλουμε την τιμή του ποτενσιομέτρου. Στο σχήμα 5-5 φαίνονται τα αποτελέσματα. Παρατηρούμε πάλι πως οι θετικές ημιπερίοδοι της εισόδου λαμβάνουν πολύ μεγαλύτερη αύξηση πλάτους από τις αρνητικές. Το αξιοσημείωτο φαινόμενο σε αυτό το σημείο είναι ότι οι κυματομορφές της εξόδου για υψηλή θέση του ποτενσιομέτρου έχουν πιο ημιτονοειδή μορφή από αυτές για μικρότερη ενίσχυση. Δηλαδή, ο ψαλιδισμός Σχήμα 5-5 Έξοδος Πρώτης Λυχνίας του McTube για Διάφορες Τιμές του Ποτενσιομέτρου είναι μεν πιο έντονος, αλλά η μορφή του σήματος είναι πιο ομαλή. Στο σχήμα 5-6 βλέπουμε την απόκριση συχνότητας του πρώτου σταδίου, όταν αυτό οδηγεί το δεύτερο στάδιο, με τις τιμές και των δύο ποτενσιομέτρων στη μέση. Παρατη- 106

113 ρούμε ότι το κέρδος δεν φτάνει στα 37dB που υπολογίσαμε νωρίτερα. Αυτό οφείλεται στον ψαλιδισμό που εμφανίζεται και η επιπλέον πτώση στις σχετικά υψηλές συχνότητες οφείλεται στο φαινόμενο Miller που αναλύσαμε στην προηγούμενη παράγραφο. Οι πυκνωτές εισόδου αυξάνουν την τιμή τους, όπως αυτή φαίνεται από την άνοδο και έτσι δημιουργείται ένα low pass φίλτρο στην έξοδο, που περιορίζει το κέρδος στις σχετικά υψηλές συχνότητες. Λέμε σχετικά υψηλές τις συχνότητες άνω των 10KHz διότι έιναι μεν αρκετά υψηλά στο ακουστικό φάσμα, αλλά σε μια γενικότερη σχετική κλίμακα συχνοτήτων δεν θα τις τοποθετούσε κάποιος ιδιαίτερα ψηλά. Τέλος τονίζουμε ότι δεν πρόκειται για την απόκριση του σταδίου αυτού όταν οδηγεί κάποιο άπειρο φορτίο, αλλά όταν οδηγεί το δεύτερο στάδιο, το οποίο μπορεί μεν να έχει αρκετά υψηλή αντίσταση εισόδου, αλλά παραμένει πεπερασμένη και ειδικά στις υψηλότερες συχνότητες μειώνεται αρκετά Αναλυση Δευτερου Σταδιου Το δεύτερο στάδιο του McTube είναι πάλι ένας ενισχυτής κοινής καθόδου με bypass πυκνωτή. Διαφέρει όμως ως προς τις τιμές των αντιστάσεων που είναι συνδεδεμένες στα ηλεκτρόδιά της λυχνίας και στην αντίσταση που φέρει σαν φορτίο. Εκεί παρατηρούμε ότι έχει μια επιπλέον εν σειρά αντίσταση και μια επιπλέον παράλληλα. Σχήμα 5-6 Απόκριση Συχνότητας Πρώτης Λυχνίας του McTube Λαμβάνοντας υπόψην τις τιμές των αντιστάσεων της λυχνίας, σχεδιάζουμε τη γραμμή φορτίου της, η οποία φαίνεται στο σχήμα 5-7. Παρατηρούμε ότι η μορφή αυτής της γραμμής φορτίου είναι πολύ πιο απότομη (και πιο δυσδιάκριτη) από αυτήν της πρώτης λυχνίας. Αυτό οφείλεται στη μεγαλύτερη τιμή της ανοδικής αντίστασης που φέρει. Το Αξιοσημείωτο εδώ πέρα είναι ότι το σημείο πόλωσης της λυχνίας αυτής δεν είναι σταθερό, αλλά εξαρτάται από την τιμή της αντίστασης του ποτενσιομέτρου, διότι αυτό λειτουργεί και ως αντίσταση διαρροής σχάρας του δεύτερου σταδίου. Η αλήθεια είναι πως γενικά η διάταξη διας νδεσης των δύο σταδίων είναι παράξενα απλουστευμένη, με την έννοια ότι συνήθως τοποθετείται μια αντίσταση εν σειρά με το ποτενσιόμετρο (πριν από το ποτενσιόμετρο) ώστε να ορίζεται έτσι η ελάχιστη ενίσχυση του πρώτου σταδίου. Κατά την ανάλυση του πρώτου σταδίου αναφέραμε πως αν το ποτενσιό- 107 Σχήμα 5-7 Γραμμή Φορτίου Δεύτερης Λυχνίας

114 μετρο έχει τιμή 500Κ, το κέρδος του είναι 0. Κάτι τέτοιο δεν θα έπρεπε να συμβαίνει. Δεν θα διακινδυνεύσουμε να πούμε ότι είναι αμέλεια του σχεδιαστή, ούτε βέβαια και να πούμε ότι υπάρχει κάποιος συγκεκριμένος σκοπός πίσω από αυτό. Στο σχήμα 5-8 έχουμε κατασκευάσει το ισοδύναμο του δεύτερου σταδίου, μεταξύ ανόδου και γης. Το κέρδος του σταδίου αυτού έχει παρόμοια μορφή με αυτό του πρώτου σταδίου (αναφέραμε άλλωστε ότι είναι παρόμοια ενισχυτικά στάδια). Εδώ βέβαια δεν θα λάβουμε ως τάση εξόδου την τάση της ανόδου της λυχνίας, αλλά την τάση στην έξοδο του κυκλώματος. Πάλι, με απλή επισκόπηση του κυκλώματος βίσκουμε ότι: Σχήμα 5-8 Ισοδύναμο Μεταξύ Ανόδου και Γης Δεύτερης Λυχνίας Δεν γράψαμε αναλυτικά ολόκληρη την επίλυση του κυκλώματος διότι αποτελεί στοιχειώδες αντικείμενο ηλεκτρολογίας. Όπως ήταν αναμενόμενο, πάλι το κέρδος εξαρτάται από την θέση του ποτενσιομέτρου. Το μέγιστο κέρδος που (θεωρητικά) μπορεί να πάρει κάποιος από αυτό το κύκλωμα είναι =250, δηλαδή 48dB. Αν προσθέσει κανείς και τα 37 db του πρώτου σταδίου, έχουμε συνολικό κέρδος 85dB. Όπως είπαμε, ο έντονος ψαλιδισμός που εμφανίζουν και τα δύο ενισχυτικά στάδια δεν επιτρέπει στην έξοδο να φτάσει στα σημεία του κέρδους που υπολογίζεται από τα μοντέλα μικρού σήματος. Η αντίσταση εξόδου του σταδίου υπολογίζεται και αυτή από το σχήμα 5-8 και ισούται με: Φυσικά, και αυτή θα εξαρτάται από την τιμή του ποτενσιομέτρου Συμπεριφορα Συνολικου Κυκλωματος Το συνολικό κύκλωμα συμπεριφέρεται όπως προβλέψαμε στην παραπάνω α- νάλυσή μας, με το φαινόμενο του ψαλιδισμού να έχει την επίδραση που περιμέναμε. Η αντίσταση εξόδου του συνολικού συστήματος θα ισούται με την αντίσταση εξόδου του δεύτερου σταδίου, αφού αυτή είναι που φαίνεται από την έξοδο του κυκλώματος. Από τη μορφή της εξίσωσής της, συμπαιρέναι κάποιος ότι αυξάνοντας το κέρδος πληρώνει το penalty της αύξησης της αντίστασης εξόδου του κυκλώματος, άρα αν θέλει να έχει μέγιστη ενίσχυση θα πρέπει να φροντίσει πως ο ενισχυτής θα οδηγεί κάποιο σύστημα με υψηλή αντίσταση εισόδου. Γενικά, και σε αυτό το κύκλωμα και στο επόμενο (που θα είναι και το τελευταίο), οι αναλύσεις που πραγματοποιούμε είναι ως επί το πλείστον ποιοτικές, καθώς πρόκειται για ηχητικών εφαρμογών κτκλώματα και οι απόλυτα ακριβείς συμπεριφορές τους δεν έχουν ιδιαίτερη σημασία, όσο έχει η τελική χροιά τους. 108

115 Κερδος Συναρτησει Παραμετρων Όπως είδαμε στην ανάλυση των επιμέρους σταδίων του κυκλώματος, το πλάτος της τάσης εξόδου θα εξαρτάται από διάφορες παραμέτρους, με κύριες τις τιμές των ποτενσιομέτρων, τη συχνότητα και το πλάτος εισόδου. Σχήμα 5-9 Έξοδος McTube Για Διάφορες Τιμές Εισόδου Στο σχήμα 5-9 έχουμε τις κυματομορφές εξόδου για αμφότερα τα ποτενσιόμετρα στην τιμή των 250Κ και για διάφορες τιμές του πλάτους εισόδου. Η γαλάζια γραμμή είναι για είσοδο 50mV, η κόκκινη για 150mV και η μπλε για 250mV. Παρατηρούμε το έντονο φαινόμενο του ψαλιδισμού λόγω της έναρξης αγωγής της σχάρας στο peak των πίπτουσων παρυφών της εξόδου. Επίσης Παρατηρούμε επίσης ότι ο ψαλιδισμός δεν φαίνεται ιδιαίτερα ασσύμετρος. Αυτό οφείλεται στο γεγονός ότι και τα δύο ενισχυτικά στάδια είναι αναστρέφοντα, οπότε το πρώτο ψαλιδίζει έντονα την αρνητική ημιπερίοδο και το δεύτερο τη θετική. Σχήμα 5-10 Έξοδος McTube Για Διάφορες Τιμές του Boost Στο σχήμα 5-10 έχουμε διατηρήσει την είσοδο στα 100mV και την τιμή του ποτενσιομέτρου Volume στα 250Κ και μεταβάλλουμε την τιμή του άλλου ποτενσιομέτρου από τα 10Κ ως τα 500Κ. Η γαλάζια κυματομορφή είναι για 10Κ, η κόκκινη για 250Κ και η μπλε για 500Κ. Παρατηρούμε ότι το πλάτος εξόδου δεν μεταβάλλεται ιδιαίτερα, απλώς αυξάνεται ο ψαλιδισμός και η κυματομορφή εξόδου δείχνει να μετατοπίζεται προς πιο υψηλά δυναμικά. Αυτό οφείλεται στο γεγονός ότι το ποτενσιόμετρο Boost αποτελεί και την αντίσταση διαρροής σχάρας της δεύτερης λυχνίας, οπότε μεταβάλλει το σημείο πόλωσής της και το ρεύμα 109

116 που θα τραβήξει η σχάρα. Με αύξηση του κέρδους του πρώτου σταδίου έχουμε και αύξηση του ρεύματος σχάρας του δεύτερου σταδίου, οπότε μειώνουμε το περιθώριο κέρδους του. Σχήμα 5-11 Έξοδος McTube Για Διάφορες Τιμές του Boost Στο σχήμα 5-11 κρατάμε σταθερή την είσοδο στα 50mV, σταθερό το Boost στα 250Κ και μεταβάλλουμε το Volume από τα 10Κ ως τα 500Κ. Παρατηρούμε ότι έχουμε μόνο αύξηση του πλάτους εξόδου, χωρίς να μεταβάλλεται η μορφή του, όπως ακριβώς είναι αναμενόμενο Αποκριση Συχνοτητας Σχήμα 5-12 Απόκριση Συχνότητας του McTube Στο σχήμα 5-12 έχουμε την απόκριση συχνότητας του συνολικού κυκλώματος. Από αυτήν φαίνεται ότι έχουμε έναν επικρατούντα πόλο στο 1ΚHz, ο ο- ποίος οφείλεται στις χωρητικότητες μεταξύ των ηλεκτροδίων των λυχνιών του κυκλώματος που δημιουργούν low pass φίλτρα. Παρατηρούμε ότι το κύκλωμα όντως δεν εμφανίζει τα υπολογισμένα 85dB ενίσχυσης από τα μοντέλα ασθενούς σήματος. Αυτή είναι και η απόδειξη ύπαρξης του ψαλιδισμού μέσω της απόκρισης συχνότητας. 5.3 Κατασκευη Έχοντας ολοκληρώσει την ανάλυση του κυκλώματος, μπορούμε να προχωρήσουμε στην παράθεση των στοιχείων της κατασκευής του McTube. 110

117 5.3.1 Τροφοδοσια Παρά το γεγονός ότι στην παρούσα διπλωματική δεν έχει αναφερθεί καθόλου μέχρι στιγμής η σημασία του συστήματος τροφοδοσίας των κυκλωμάτοων λυχνιών(και δεν θα επεκταθούμε στο θέμα αυτό, καθώς δεν αποτελεί το αντικείμενο της διπλωματικής αυτής), αυτό είναι ένα ιδιαίτερα σημαντικό ζήτημα στην κατασκευή ενισχυτών και θα πρέπει κανείς να αφιερώνει αρκετά σημαντικό μέρος του χρόνου σχεδίασης του συστήματός του. Το Real McTube έχει μια τάση τροφοδοσίας γύρω στα 150 Volt. Δεν μπορούμε να χρησιμοποιήσουμε το σύστημα τροφοδοσίας που έχει το αυθεντικό McTube, διότι, επειδή είναι αμερικανικής σχεδίασης και κατασκευής, είναι πυθμισμένο έτσι ώστε να λειτουργεί υπό 110Vac τάση τροφοδοσίας δικτύου. Επειδή εμείς έ- χουμε 220Vac, θα πρέπει να ανασχεδιάσουμε το σύστημα τροφοδοσίας. Εκτός από την τάση των 150 Volt στις λυχνίες, έχουμε και την τάση των 6,3 Volt στο σύστημα θέρμανσης των ηλεκτροδίων. Επειδή όμως η ECC83 είναι διπλής τριόδου, τροφοδοτούμε μαζί τα δύο συστήματα θέρμανσης με τάση 12 Volt. Το συνολικό σύστημα τροφοδοσίας φαίνεται στο σχήμα Οι μετασχηματιστές που είχαμε στη διάθεσή μας ήταν 220/2Χ12 στο 1Α. Το στοιχείο TU1C είναι οι δύο αντιστάσεις θέρμανσης των δύο λυχνιών της ECC83. H R2 και το standby led προορίζονταν για την ένδειξη ότι οι λυχνίες βρίσκονται υπό τάση, σε συνδυασμό με κάποιον εξωτερικό διακόπτη, αλλά δεν χρησιμοποιήθηκαν τελικά. Το δεξί τύλιγμα του πάνω διακόπτη τροφοδοτεί και το αριστερό τύλιγμα του κάτω διακόπτη, έτσι ώστε να έχουμε 110Vac στο δεξιό τύλιγμα του κάτω μετασχηματιστή, τα οποία και ανορθώνουμε πλήρως για να αποκτήσουμε την επιθυμητή τάση τροφοδοσίας Πλακετα Σχήμα 5-13 Σύστημα Τροφοδοσίας του McTube Για την κατασκευή της πλακέτας επιλέξαμε track width στα 30 mil, διότι τα ρεύματα και οι τάσεις σε πολλά σημεία ήταν αρκετά μεγάλα. Επίσης στα 30 mil ήταν και το clearance μεταξύ του polygon plane και ολόκληρης της υπόλοιπης πλακέτας. Από τη στιγμή που δεν τοποθετήσαμε το κύκλωμα σε κάποιο κατάλλυμα, δεν είχαμε κανέναν περιορισμό ως προς το μέγεθος της πλακέτας. Τα 111

118 footprints των στοιχείων επιλέκτηκαν ανάλογά με το μέγεθος και το σχήμα τους. Σχήμα 5-14 Πλακέτα McTube Στο σχήμα 5-14 έχουμε την πλακέτα του σχηματικού που αποτελείται από τα σχηματικά στα σχήματα 5-1 και Παρατηρούμε ότι τα footprints των μετασχηματιστών εξέχουν από το keep out layer του pcb. Αυτό έγινε διότι θέλαμε να υπάρχει η δυνατότητα να γίνει κάποιο mounting σε κατάλλυμα στο μέλλον μέσω βιδών που θα περνούσαν από τα πτερύγια τα οποία φέρουν οι ματασχηματιστές. Αυτό γίνεται πιο σαφές κοιτώντας την πραγματική φωτογραφία της πλακέτας. Αναφέρουμε επίσης ότι για τις λυχνίες έχουμε προμηθευτεί με πορσελάνινες pcb mount βάσεις, έτσι ώστε να αποφύγουμε την χρήση πολλών καλωδίων και επιπλέον chasis για τις λυχνίες. Συνδέσαμε τα ποτενσιόμετρα και τα βύσματα σήματος εισόδου και εξόδου σαν εξωτερικές συσκευές, μέσω καλωδίων, διότι το μέγεθος της λυχνίας και των μετασχηματιστών καθιστούσαν αδύνατη οποιαδήποτε άλλη προσέγγιση. Τέλος, επισημαίνουμε ότι πρέπει να δίνει κανείς ιδιαίτερη προσοχή στο τύπο των ποτενσιομέτρων που θα βάλει σε ένα κύκλωμα λυχνιών. Αυτό συμβαίνει διότι σε πολλά σημεία οι τάσεις και τα ρεύματα είναι σε υψηλές τιμές και θα Σχήμα 5-15 Φωτογραφία McTube (κάτοψη) πρέπει να σιγουρευτεί ο σχεδιαστής ότι δεν υπερβαίνεται το όριο αντοχής ισχύος του ποτενσιομέτρου. Επιπλέον, ακόμα και να μην υπερ- 112

119 βαίνεται το όριο αυτό, μπορεί ο άξονας να αναπτύσσει υψηλές θερμοκρασίες, οπότε θα πρέπει να μην είναι μεταλλικής κατασκευής. Στην δική μας περίπτωση, και τα δύο ποτενσιόμετρα βρίσκονται υπό χαμηλή τάση, οπότε δεν ποέκυψε κανένα σχετικό ζήτημα. Για να υπάρχει μια πιο πλήρης αντίληψη της κατασκευής του κυκλώματος, επισυνάπτουμε και μια επιπλέον φωτογραφία της κατασκευής στο σχήμα Πρόκειται για εμπρόσθια όψη υπό γωνία, όπου φαίνονται και τα ονομαστικά στοιχεία των δύο μετασχηματιστών. Σχήμα 5-16 Φωτογραφία McTube (εμπρόσθια όψη υπό γωνία) 5.4 Χροια Αναφέραμε και προηγουμένως ότι, στα ηχητικά ηλεκτρονικά κυκλώματα, το επιθυμητό αποτέλεσμα δεν είναι κάποια συγκεκριμένη απόκριση η οποία θα μετρηθεί στον παλμογράφο ή τον φασματογράφο. Τα όργανα μέτρησης μπορούν να μας δώσουν κάποιες ενδείξεις για την ακουστική έξοδο των ηχείων, αλλά μόνο μέσω της πραγματικής δοκιμής και αξιολόγησης με (υποκειμενικά) ακουστικά κριτήρια. Για να δοκιμάσουμε το McTube, εφόσον δεν πρόκειται περί τελικού ενισχυτή, το συνδέσαμε στην είσοδο ενός solid state ενισχυτή κιθάρας, έτσι ώστε να διαπιστώσουμε πρώτα απ όλα αν θα ακούσουμε την ζεστή χροιά των λυχνιών, διότι αν τον συνδέαμε σε έναν ενισχυτή με λυχνίες δεν θα μπορούσαμε να διακρίνουμε αν η χροιά αυτή προερχόταν από το McTube ή από τον ίδιο τον ενισχυτή. Όταν συνδέσαμε μια κιθάρα με μαγνήτες σχετικά χαμηλού πλάτους εξόδου και διατηρούσαμε το ποτενσιόμετρο Boost σε χαμηλές τιμές, ακούστηκε όντως η ζεστή χροιά των λυχνιών και δεν εμφανίστηκε σχεδόν καθόλου παραμόρφωση (ηχητικά). Το συμπέρασμα αυτό μας παρακίνησε να δοκιμάσουμε το McTube με χαμηλό Boost τοποθετώντας το μεταξύ μιας ηλεκτροακουστικής κιθάρας και μιας αναλογικής κονσόλας, όπου τα αποτελέσματα ήταν αρκετά ενθαρρυντικά. 113

120 Όταν δοκιμάσαμε πάλι με ηλεκτρική κιθάρα σε solid state ενισχυτή, αυτή τη φορά με υψηλό Boost λάβαμε έναν ιδιαίτερα fuzzy ήχο στην έξοδο, αποτέλεσμα του ασσύμετρου ψαλιδισμού που εμφανίζει το McTube. Συμπερασματικά, θα λέγαμε ότι το McTube μπορεί να χρησιμοποιηθεί σαν καθαρός προενισχυτής είτε σε ηλεκτρική, είτε σε ακουστική κιθάρα. Το πλεονέκτημα που φέρει σαν προενισχυτής, είναι ότι μπορεί να το ποσαρμόσει κάποιος στην έξοδο του όργανού του, ρυθμίζοντας το Boost και επιπλέον, σε σχέση με άλλους ποιοτικούς προενισχυτές, έχει αρκετά χαμηλό κόστος και μπορεί να μειωθεί και σημαντικά το μέγεθός του με τη χρήση μικρότερων μετασχηματιστών, καθώς οι απαιτήσεις του σε ισχύ δεν είναι ιδιαίτερα μεγάλες. Από την άλλη, θα λέγαμε ότι η fuzzy χροιά του δεν του επιτρέπει να χρησιμοποιηθεί ως παραμορφωτής ηλεκτρικής κιθάρας, παρά μόνο ως fuzz εφέ. Το μεγάλο μειονέκτημα του McTube σαν ενισχυτής είναι ότι δεν μπορεί να οδηγήσει απευθείας κάποιο push-pull τελικό στάδιο ενίσχυσης, διότι δεν παράγει συμπληρωματικές εξόδους. Επιπλέον, λόγω της χαμηλής πόλωσής του δεν μπορεί να υπεροδηγήσει ένα τελικό στάδιο ενίσχυσης. Δηλαδή, απαιτεί τη χρήση κάποιου καθοδικού αναστροφέα φάσης ή διαφορικού ενισχτυτή στην έξοδό του για να γίνει ολοκληρωμένος, από κάθε άποψη, προενισχυτής. 114

121 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 6. Πεντοδοι Πρωτού παραθέσουμε το τελευταίο κύκλωμα που κατασκευάσαμε, είναι πρέπον να παραθέσουμε μια σύντομη ανάλυση των στοιχείων των πεντοδικών λυχνιών, που θα έιναι απαραίτητα για την ευκολότερη κατανόηση του κυκλώματος. Η πέντοδος, όπως προοικονομεί το όνομά της, διαθέτει πέντε ηλεκτρόδια. Τα δύο επιπλέον ηλεκτρόδια μετατρέπουν την πεντοδική λυχνία σε ηλεκτρονικό στοιχείο που εμφανίζει μοναδική συμπεριφορά. Η μη επίγνωση των επιπλέον παραμέτρων των ηλεκτροδίων αυτών μπορεί να οδηγήσει στην κατασκευή απρόβλεπτων κυκλωμάτων με πολύ μεγάλη εισαγωγή θορύβου. Θα ξεκινήσουμε λοιπόν την ανάλυσή μας εξηγώντας τι εξυπηρετούν τα δύο επιπλέον ηλεκτρόδια. 6.1 Προστατευτικη Σχαρα Η πέντοδος (και η τέτροδος) έχει μια επιπλέον σχάρα, η οποία τοποθετείται ανάμεσα στην αρχική σχάρα (την οποία πλέον θα αποκαλούμε σχάρα 1 ή σχάρα ελέγχου, για λόγους αποφυγής σύγχυσης) και την άνοδο. Η σχάρα αυτή ονομάζεται προστατευτική σχάρα ή σχάρα 2 (screen grid). Σκοπός αυτής της σχάρας είναι να εκμηδενίσει την χωρητική σύζευξη μεταξύ της ανόδου και της σχάρας 1. Σε μια τρίοδο, το μόνο πράγμα που ελκύει ηλεκτρόνια προς την άνοδο είναι το ηλεκτρομαγνητικό πεδίο της ίδιας της ανόδου. Στην πέντοδο, η σχάρα 2 μπορεί και αυτή να ελκύει ηλεκτρόνια, ανάλογα με το δικό της ηλεκτρομαγνητικό πεδίο. Επίσης, σε μια τρίοδο, η χωρητικότητα μεταξύ σχάρας 1 και ανόδου φαίνεται πολλαπλασιασμένη με το κέρδος λόγω φαινομένου Miller. Σε μία πέντοδο όμως, επειδή το δυναμικό της σχάρας 2 συνήθως διατηρείται σε σταθερή τιμή, η σχάρα 1 δεν αντιλαμβάνεται τη μεταβολή της τάσης στην άνοδο, με αποτέλεσμα να μειώνεται το φαινόμενο Miller και έτσι να αυξάνεται το bandwidth της λυχνίας. 115

122 Επιπροσθέτως, οι αλλαγές στην ανοδική τάση δεν επηρρεάζουν πλέον σε τόσο μεγάλο βαθμό το ανοδικό ρεύμα, καθώς η τάση της σχάρας 2 εξακολουθεί να επιταχύνει ηλεκτρόνια προς την άνοδο, ανεξάρτητα από την τάση ανόδου. Αυτό κάνει τη λυχνία πιο αποτελεσματική, με την έννοια ότι ενισχύει την ελγκτική ικανότητα της σχάρας ελέγχου, δίνοντας τη δυνατότητα στην πέντοδο να φτάσει σε πολύ υψηλότερα αρνητικά peaks τάσης από ότι μια τρίοδος. Αυτό γίνεται γανερό στο σχήμα 6-1, όπου φαίνονται τα στατικά χαρακτηριστικά της ανόδου της EL34 πεντοδικής λυχνίας. Οι καμπύλες για διαφορετικές τάσης σχάρας ελέγχου είναι σχεδόν παράλληλες με το άξονα X, κάτι το οποίο δεν συνέβαινε στις αντίστοιχες καμπύλες των τριοδικών λυχνιών. Αυτό υποδεικνύει ότι η πεντοδική λυχνία έχει υψηλή ανοδική αντίσταση, διότι για μία δεδομένη τάση πόλωσης στην σχάρα ελέγχου, το ανοδικό ρεύμα μένει σχεδόν σταθερό, ακόμα και όταν η ανοδική τάση μεταβάλλεται έντονα. 6.2 Σχαρα Αναστολης Σχήμα 6-1 Στατικά Χαρακτηριστικά Ανόδου της EL34 Η προστατευτκή σχάρα συνήθως διατηρείται σε υψηλή τάση και επιταχύνει ηλεκτρόνια με πολύ περισσότερη ισχύ από ότι θα επιτάχυνε η σχάρα ελέγχου μόνη της. Εξαιτίας αυτού, πολλά ηλεκτρόνια προσκρούουν στην άνοδο με τέτοια ενέργεια, που προκαλούν απόσπαση μερικών ηλεκτρονίων από την επιφάνεια της ανόδου. Τα αποσπόμενα αυτά ηλεκτρόνια ονομάζονται δευτερεύοντα ηλεκτρόνια. Για χαμηλές τιμές ανοδικής τάσης (π.χ. λόγω αρνητικής παρυφής πολύ ενισχυμένου σήματος στην έξοδο) είναι πιθανόν ο αριθμός των δευτερευόντων ηλεκτρονίων να ξεπεράσει τον αριθμό των ηλεκτρονίων που ελκύονται από την άνοδο, με συνέπεια τα δευτερεύοντα ηλεκτρόνια να ελκύονται από τη σχάρα 2, η οποία έχει θετικό δυναμικό. Το αποτέλεσμα του φαινομένου αυτού είναι η α- νάστροφη ροή του ανοδικού ρεύματος. Οι περιοχή της ανοδικής τάσης για την οποία εμφανίζεται το φαινόμενο αυτό ονομάζεται περιοχή αρνητικής αντίστασης. Η ανάστροφη αυτή συμπεριφορά της λυχνίας στην περιοχή αυτή προκαλεί απρόβλεπτη ακουστική έξοδο και είναι πολύ πιθανόν να προκαλέσει και ανεγξέλεγκτο συντονισμό. Προκειμένου να αντιμετωπισθεί το φαινόμενο της αρνητικής αντίστασης, εισάγεται μια επιπλέον σχάρα, η σχάρα αναστολής ή σχάρα 3 (suppressor grid) μεταξύ της σχάρας 2 και της ανόδου. Η σχάρα 3 διατηρείται σε χαμηλότερο δυναμικό από την άνοδο (συνήθως συνδεδεμένη στη γη ή στην κάθοδο) και ο ρόλος της είναι να εμποδίζει τα δευτερεύοντα ηλεκτρόνια από το να φτάσουν στη 116

123 σχάρα 2 και να τα επιταχύνει πίσω στην άνοδο. Με αυτόν τον τρόπο επιτυγχάνεται η ομαλή λειτουργία της πεντοδικής λυχνίας. Εδώ πρέπει να τονίσουμε ότι στην πεντοδική λυχνία, το ρεύμα καθόδου δεν ισούται με το ρεύμα ανόδου, αλλά με το άθροισμα των ρευμάτων ανόδου και σχάρας 2, αν και το δεύτερο είναι συνήθως αρκετά μικρότερο από το πρώτο. Η σχάρα 3 διαρρέται και αυτή από ρεύμα, αλλά αυτό είναι αρκετές τάξεις μεγέθους μικρότερο από τα άλλα δύο ρεύματα, οπότε η παράλειψή του είναι ασφαλής. 6.3 Η Επιπτωση της Τασης Προστατευτικης Σχαρας Τα χαρακτηριστικά ενός τρανζίστορ είναι προδιαγεγραμμένα κατά την κατασκευή του, οπότε ο σχεδιαστής κυκλωμάτων δεν έχει κανέναν έλεγχο πάνω σε αυτά. Το ίδιο ισχύει και για τις τριδικές λυχνίες, με την εξαίρεση ότι μπορούν να μεταβληθούν τα χαρακτηριστικά της, μεταβάλλοντας την τάση των ηλεκτροδίων θέρμανσής της, αλλά δεν συνιστάται, διότι μειώνει σημαντικά τη διάρκεια ζωής της λυχνίας και ούτως ή άλλως δεν είναι προβλέψιμα τα αποτελέσματα μιας τέτοιας διαδικασίας. Από την άλλη μεριά, στις πεντοδικές λυχνίες, τα χαρακτηριστικά ελέγχονται από την τάση της προστατευτικής σχάρας. Μεταβάλλοντας την τάση της προστατευτικής σχάρας, μπορούμε να μεταμορφώσουμε τις χαρακτηριστικές καμπύλες της ανοδικής τάσης, από μορφής υψηλού ρεύματος, χαμηλής ευαισθησίας εισόδου και υψηλού κέδους σε μορφής χαμηλού ρεύματος, υψηλής ευαισθησίας εισόδου και χαμηλού κέρδους. Ουσιαστικά, αυτό που συμβαίνει είναι ότι, μειώνοντας την τάση της προστατευτικής σχάρας συμπιέζουμε τις καμπύλες φόρτισης σχάρας ελέγχου πιο κοντά μεταξύ τους και πιο κοντά στον άξονα της ανοδικής τάσης. Με την αύξηση της τάσης της προστατευτικής σχάρας αυξάνεται και το ηλεκτρομαγνητικό της πεδίο. Έτσι αποκτά τη δυνατότητα να ελκύει περισσότερα η- λεκτρόνια, με αποτέλεσμα να έχουμε αύξηση της μέγιστης δυνατής ροής ανοδικού ρεύματος. Οι καμπύλες φόρτισης είναι σε μεγάλη απόσταση μεταξύ τους και σχεδόν παράλληλες στον άξονα της ανοδικής τάσης, κάτι που σημαίνει ότι έχουμε πολύ μεγάλο συνετλεστή ενίσχυσης μ και αυξητική ανοδική τάση r a. Αντίθετα, με μικρή τάση προστατευτικής σχάρας έχουμε μικρότερη δυνατότητα έλξης ηλεκτρονίων από τη σχάρα 2 και συνεπώς μικρότερο ανοδικό ρεύμα. Η ευιασθησία εισόδου απεναντίας αυξάνεται, καθώς πλέον οι μικρές μεταβολλές στην τάση της σχάρας 1 έχουν μεγαλύτερη επίπτωση στο ρεύμα ανόδου. Οι καμπύλες πλέον είναι πολύ πιο κοντά μεταξύ τους. 117

124 7.1 Γενικα ΚΕΦΑΛΑΙΟ 7. Πληρης Ακουστικος Ενισχυτης Λυχνιων Έχοντας αναλύσει τις σημαντικότερες παραμέτρους των τριοδικών και των πεντοδικών λυχνιών, μπορούμε πλέον να παραθέσουμε και να αναλύσουμε το τελευταίο project της παρούσας διπλωματικής. Πρόκειται για έναν πλήρη ενισχυτή ακουστικών συχνωτήτων (προενίσχυση και τελική ενίσχυση σήματος). Τα ενεργά στοιχεία ενίσχυσης του σήματος είναι δύο τριοδικές λυχνίες ECC83 που αποτελούν δύο διαφορικά ενισχυτικά στάδια και δύο λυχνίες EL34 που αποτελούν το push-pull τελικό ενισχυτικό στάδιο. Οποιαδήποτε solid state στοιχεία έχουμε προσθέσει είναι μόνο για λειτουργικούς λόγους (κυρίως για πόλωση) και δεν επεξεργάζονται το σήμα. Επειδή το κύκλωμα είναι μεγάλο σε μέγεθος, δεν θα το παραθέσουμε σε κάποιο σχήμα ολόκληρο, αλλά θα το παραθέτουμε σε τμήματα, τα οποία και θα αναλύουμε. 7.2 Τελικο Σταδιο Ενισχυσης Θα ξεκινήσουμε ανάστροφα την ανάλυση του κυκλώματός μας, διότι είναι αναγκαίο να δείξουμε πρώτα ποιο είναι το σήμα ανάδρασης που δημιουργείται στην έξοδο του συστήματος και τροφοδοτεί τη δεύτερη λυχνία του πρώτου ε- νισχυτικού σταδίου. Στο σχήμα 7-1 φαίνεται το τελικό στάδιο ε- νίσχυσης του κυκλώματος. Αποτελείται από δύο EL34 πεντοδικές λυχνίες σε συνδεσμολογία push-pull. Οι λόγοι Σχήμα 7-1 Τελικό Στάδιο Ενίσχυσης Push-Pull για τους οποίους προτιμάται αυτό το είδος σταδίου εξόδου είναι η υψηλότερη ενργειακή απόδοσή του, η μερική σίγαση του ripple της τροφοδοσίας και η μερική αρμονική σίγαση που προσφέρει Επιλογη Τασης Ανοδου Για να επιλειγεί η τάση ανόδου ακολουθείται η ακόλουθη διαδικασία: Θεωρείται ότι η τάση της σχάρας 1 είναι 0 Volts Θεωρείται ότι η τάση ανόδου βρίσκεται στο 60% της αναμενόμενης τάσης κατά τη λειτουργία της λυχνίας. 118

125 Επιλέγεται η επιθυμητή ισχύς εξόδου. Στη δική μας περίπτωση, επιλέγουμε ισχύ εξόδου στα 25W. Έχοντας τα παραπάνω κατά νου, πηγαίνουμε στο datasheet της λυχνίας του σχήματος 6-1, το οποίο επανασυνάπτουμε εδώ για λόγους ευκολίας και βλέπουμε πιο ρεύμα αντιστοιχεί στα 25W. Στο συγκεκριμένο datasheet, ο κατασκευαστής έχει προνοήσει για όλες τις παραπάνω θεωρήσεις που κάναμε, καθώς έχει φροντήσει να χαράξει ο ίδιος την γραμμή των 25W και να επιλέξει τάση σχάρας 3 στα 0 Volt. Από το σχήμα βλέπουμε πως σε τάση σχάρας 0 Volt αντιστοιχεί ανοδικό ρεύμα στα 260mA περίπου. Χρησιμοποιόντας τώρα την εξίσωση της ισχύος, μπορούμε να υπολογίσουμε την τάση ανόδου. Θα έχουμε επομένως: Εμείς θέλουμε από κάθε λυχνία να δίνει 25W. Επίσης, αναφέραμε ότι λειτουργούμε στο 60% της αναμενόμενης τάσης ανόδου. Άρα, η παραπάνω εξίσωση γίνεται: Σχήμα 7-2 Στατικά Χαρακτηριστικά Ανόδου της EL34 Η τάση αυτή που υπολογίσαμε δεν είναι ακριβώς η τάση ανόδου της λυχνίας, αλλά το εύρος τάσης ανόδου που θα κυμαίνεται η άνοδος. Παρατηρούμε από το σχήμα 7-2, ότι η καμπύλη της τάσης σχάρας παύει να έχει γραμμική μορφή περίπου στα 80 Volt. Άρα, αυτό που θέλουμε είναι η άνοδος να εμφανίζει ένα εύρος τάσης 160 Volt, πάνω από τα 80 Volt. Άρα θα πρέπει να έχουμε τάση ανόδου =240 Volt. Στο datasheet έχουμε τάση σχάρας 2 στα 250 Volt, ο- πότε μπορούμε να χρησιμοποιήσουμε την τάση αυτή για να τροφοδοτήσουμε και τις ανόδους των EL34. Έχοντας μια νέα τιμή για την τάση ανόδου, όπου προσθέσαμε ορισμένα Volt για να διατηρήσουμε τη λυχνία στη γραμμική περιοχή, έχουμε μια νέα τιμή και για το μέγιστο ρεύμα, την οποία θα λάβουμε από το διάγραμμα του σχήματος 7-2, για τάση ανόδου =150 Volt. Η τιμή αυτή είναι I max =270 ma. Γενικά, οι κατασκευαστές δεν δίνουν τα στατικά χαρακτηριστικά της ανόδου με τη μορφή του datasheet που εμείς έχουμε στη διάθεσή μας. Άλλοι, δίνουν το ρεύμα ανόδου συναρτήσει της τάσης ανόδου για διαφορετική τάση της σχάρας 2 και για την σχάρα 3 ενωμένη με την κάθοδο. Επιπλέον, δεν χαράσουν όλοι γραμμές ισχύος στο διάγραμμα. Στη δική μας περίπτωση, επειδή η EL34 είναι μια λυχνία που χρησιμοποιείται ευρέως σαν τελική λυχνία για 25W ενισχυτές, ο κατασκευαστής φρόντισε να διευκολύνει τους υπολογοσμούς μας δίνοντάς μας 119

126 την καμπύλη των 25W. Αν δεν μας την έδινε, θα έπρεπε να κάνουμε δικές μας διαδοχικές προσεγγίσεις μέσω εξομοιωτών και κατασκευών. Γίνεται προφανές, ότι στην κατασκευή ακουστικών ενισχυτών με λυχνίες, η ακρίβεια είναι πάρα πολύ δύσκολο να επιτευχθεί και η εμπειρία μετράει σε μεγάλο βαθμό κατά τη σχεδίαση Υπολογισμος Ρευματος Πολωσης Ηρεμιας Το ρεύμα πόλωσης ηρεμίας (quiescent bias current) είναι το ρεύμα το οποίο ρέει στις τελικές λυχνίες, όταν η τάση σήματος εισόδου σε αυτές είναι 0 Volt. Αυτό ισούται με:. Η τιμή αυτή είναι για την λειτουργία και των δύο λυχνιών μαζί, οπότε για κάθε λυχνία ξεχωριστά ισούται με 43mA Καταναλωση Ισχυος Ηρεμιας Η κατανάλωση ισχύος ηρεμίας πρέπει να υπολογίζεται πάντα, αφού καθοριστεί η ισχύς εξόδου και η τάση ανόδου, προκειμένου να επιβεβαιώσουμε ότι η κατανάλωση ισχύος δεν υπερβαίνει τη μέγιστη δυνατή ισχύ της λυχνίας που δίνει ο κατασκευαστής. Για τη δική μας περίπτωση έχουμε: Ο κατασκευαστής μας δίνει μέγιστη ισχύ 25W, άρα δεν αντιμετωπίζουμε κανένα πρόβλημα Υπολογισμος Τασης Πολωσης Σχαρας Ελεγχου Για να υπολογίσουμε την τάση πόλωσης της σχάρας ελέγχου χρησιμοποιούμε το διάγραμμα των χαρακτηριστικών μεταφοράς της λυχνίας που μας προμηθεύει ο κατασκευαστής. Αυτό φαίνεται στο σχήμα 7-3. Εφόσον έχουμε επιλέξει U a =250V και U g2 =250V και γειώσαμε τη σχάρα 3, η καμπύλη 1 θα είναι αυτή που μας ενδιαφέρει. Για ρεύμα ανόδου στα 43mA, η τάση σχάρας ελέγχου που αντιστοιχεί είναι -25V. Σχήμα 7-3 Χαρακτηριστικά Μεταφοράς της EL34 120

127 7.2.5 Ρευμα Προστατευτικης Σχαρας Στο διάγραμμα του σχήματος 7-3 υπάρχει και μια δευτερη οικογένεια καμπυλών, η οποία δείχνει το ρεύμα της προστατευτικής σχάρας (I g2 ) συναρτήσει της τάσης της σχάρας ελέγχου. Έχοντας υπολογίσει την τάση αυτή στα -25Volt, βλέπουμε ότι της αντιστοιχούν 5mA ρεύματος προστατευτικής σχάρας. Η τιμή του ρεύματος αυτή θα μας χρησιμεύσει όταν δούμε πως θα πολωθεί η σχάρα Υπολογισμος Αντιστασης Εξοδου Μπορούμε να βρούμε την αντίσταση εξόδου απευθείας από το διάγραμμα στατικών χαρακτηριστικών της ανόδου, όπου βλέπουμε ότι για τάση ανόδου 250 Volt έχουμε ρεύμα 100mA για ισχύ 25W, άρα R pp =2,5K. Υπάρχει όμως και ένας δεύτερος προσεγγιστικός τρόπος, που είναι η εξίσωση, όπου V o είναι η τάση ανόδου μείον το εύρος τάσης σήματος εξόδου, δηλαδή =170 Volt. Επομένως R pp =4 170/270=2,5K. Βλέπουμε ότι και με τους δύο τρόπους βρήκαμε την ίδια τιμή Υπολογισμος Συντελεστων Μετασχηματιστη Εξοδου Η αντίσταση εισόδου που φέρουν τα ηχεία που σχρησιμοποιούνται στον ήχο είναι συνήθως 4, 8 ή 16Ω. Εμείς επιλέξαμε ηχείο αντίστασης 8Ω. Η δουλειά του μετασχηματιστή εξόδου είναι να μετατρέψει την αντίσταση εξόδου των τελικών λυχνιών στην αντίσταση εισόδου του ηχείου. Ως γνωστόν, για έναν μετασχηματιστή ισχύει:, όπου Ν 1,Ν 2 είναι ο αριθμός σπειρών πρωτεύοντος και δευτερεύοντος αντίστοιχα και R 1,R 2 οι αντίστοιχες αντιστάσεις. Στην περίπτωσή μας, R 1 θα είναι η αντίσταση εξόδου των λυχνιών και R 2 η αντίσταση εισόδου του ηχείου. Συνεπώς, ο λόγος τυλιγμάτων του μετασχηματιστή θα είναι (2500/8) 0.5 =17,68. Φυσικά, ο λόγος των αριθμών των σπειρών των δύο τυλιγμάτων ισούται με τον λόγο των τάσεών τους. Επομένως, πρέπει να επιλέξουμε έναν μετασχηματιστή με λόγο τάσεων 17,68 περίπου και με ισχύ 50W. Στη διάθεσή μας υπήρχε ένας μετασχηματιστής 230/2 12 στα 50VA, ο οποίος έχει επομένως λόγο μετασχηματισμού 19,17/1 και έτσι επαρκούσε για την ε- φαρμογή μας και χρησιμοποιήθηκε Επιπεδο Οδηγησης Τασης Εισοδου Εκτιμηση Κερδους Αυτή η πληροφορία είναι κρισιμη. Πρέπει να γνωρίζουμε με πόση peak-topeak τάση πρέπει να τροφοδοτήσουμε το τελικό στάδιο για να πάραουμε πλήρη ισχύ εξόδου. (Αυτό είναι ένας άλλος τρόπος έκφρασης του κέρδους τάσης της τελικής ενισχυτικής βαθμίδας, εάν ληφθεί υπόψη η σύνθετη αντίσταση εξόδου). μπορούμε να προσδιορίσουμε τα χαρακτηριστικά των ενισχυτικών σταδίων πριν από το τελικό μέχρι να έχουμε μια καλή ιδέα σχετικά με την τιμή του κέρδους του ενισχυτή ισχύος. 121

128 Παραθέτουμε μια προσεγγιστική εξίσωση του κέρδους των λυχνιών εξόδου, χωρίς να μπούμε σε λεπτομέρειες για το ποιες προσεγγίσεις-εκτιμήσεις έγιναν προκειμένου να εξαχθεί η εξίσωση αυτή:, όπου E c1 είναι η τάση της σχάρας ελέγχου που χρειάζεται για να πολώσουμε τη λυχνία με ρεύμα πόλωσης I q. Την E c1 την υπολογίσαμε προηγουμένως στα -25Volt και την V o στα 170Volt. Οπότε έχουμε A V =2 170/25=13,6. Η τιμή αυτή χρησιμοποιείται για σχεδιαστικούς λόγους, όπως θα δούμε παρακάτω και όχι για λόγους ακριβούς ανάλυσης Πολωση Προστατευτικης Σχαρας Η πιο απλή μέθοδος πόλωσης της προστατευτικής σχάρας γίνεται με τη χρήση μια αντίστασης. Σημειώνουμε πως η τάση της σχάρας 2 πρέπει να είναι πάντα χαμηλότερη από αυτήν της ανόδου. Παραπάνω, είχαμε υποθέσει ότι και οι δύο θα κυμαίνονται στα 250 Volt. Χρησιμοποιώντας αντίσταση στην σχάρα 2, με κοινή τάση τροφοδοσίας στα 250 Volt για σχάρα 2 και άνοδο, ρίχνουμε την τάση σχάρας 2 ελαφρώς πιο κάτω από τα 250 Volt. Μια παρατήρηση-αντίρρηση σχετικά με την κίνηση αυτή θα ήταν να πει κάποιος πως επηρρεάζονται τα χαρακτηριστικά μεταφοράς των λυχνιών, καθώς αυτά έχουν υπολογιστεί για τάση προστατευτικής σχάρας στα 250 Volt. Στην πραγματικότητα, η πτώση τάσης είναι πολύ μικρή για να προκαλέσει οποιαδήποτε ουσιαστική μεταβολή στα χαρακτηριστικά μεταφοράς της λυχνίας και επιπλέον δεν μπορούμε να είμαστε σίγουροι ότι ο κατασκευαστής δεν χρησιμοποίησε την ίδια μέθοδο πόλωσης με εμάς για να εξάγει τις μετρήσεις του. Επιλέγοντας αντίσταση 1Κ, έχουμε ότι η τάση σχάρας 2 θα είναι =245 Volt. Πρέπει επιπλέον να υπολογιστεί και η αντοχή ισχύος της αντίστασης, η οποία θα έιναι 25 1=0,025 Watt Πολωση Σχαρας Ελεγχου Οι μέθοδοι πόλωσης της σχάρας ελέγχου στις πεντοδικές λυχνίες είναι ίδιες με αυτές που εγαρμόζονται και στις τριοδικές λυχνίες. Στην δική μας περίπτωση επιλέχθηκε η fixed bias μέθοδος πόλωσης. Οι κάθοδοι των πεντόδων γειώθηκαν και εφαρμόσαμε τάση -25Volt στις σχάρες ελέγχου μέσω αντιστάσεων 1Meg Επιπλεον Low Pass Φιλτρα Προσθέσαμε παράλληλα με τις σχάρες ελέγχου πυκνωτές μικρής τιμής για να εξαλείψουμε οποιαδήποτε υψίσυχνα σήματα θορύβου μπορεί να είχαν εισαχθεί στα προενισχυτικά στάδια και το low pass φίλτρο εξόδου δεν θα επαρκούσε για να εξαληφθούν, καθώς θα είχαν ενισχυθεί σημαντικά από το τελικό στάδιο. 122

129 7.3 Πρωτο Διαφορικο Σταδιο Το στάδιο προενίσχυσής μας αποτελείται από δύο πανομοιότυπα διαφορικά στάδια, που το πρώτο τροφοδοτεί το δεύτερο και το δεύτερο τροφοδοτεί το τελικό στάδιο ε- νίσχυσης. Το πρώτο διαφορικό στάδιο φαίνεται στο σχήμα 7-4. Η ανάλυση που θα κάνουμε γι αυτό το στάδιο υποθέτει ότι στην είσοδο της δεύτερης λυχνίας έχουμε γείωση και όχι το σήμα ανάδρασης. Αυτό θα γίνει για να μπορέσουμε να υπολογίσουμε το κέρδος ανοικτού βρόγχου πρώτα, που θα μας χρειαστεί όταν θα αναλύσουμε την ανάδραση. Οι δύο διαφορές που παρατηρεί κάποιος άμεσα σε σχέση Σχήμα 7-4 Πρώτο Διαφορικό Στάδιο με τους διαφορικούς ενισχυτές που παραθέσαμε στο κεφάλαιο 4 είναι το τρίμμερ που είναι συνδεδεμένο στις ανόδους και η πόλωση μέσω solid state στοιχείων. Το τρίμμερ τοποθετήθηκε για να αντισταθμίσει το μη-ταίριασμα των λυχνιών. Από τη στιγμή που δεν είχαμε στη διάθεσή μας ούτε ταιριασμένες λυχνίες, ούτε επρακή ποσότητα λυχνιών για να πραγματοποιήσουμε το ταίριασμα μόνοι μας, τοποθετήσαμε το τρίμμερ αυτό στην άνοδο ώστε να μπορούμε να ρυθμίσουμε τις δύο λυχνίες να τραβάνε το ίδιο ρεύμα. Ιδανικά, θα θέλαμε να έχουμε ανοδική αντίσταση 100Κ σε κάθε λυχνία. Αν υποθέσουμε ότι το τρίμμερ βρίσκεται ακριβώς στη μεσσαία θέση, η κάθε άνοδος βλέπει 97Κ προς την τάση τροφοδοσίας. Κατά την πρακτική δοκιμή, προσαρμόζαμε τη θέση του ποτενσιομέτρου μέχρι να δούμε το ίδιο ρεύμα και στις δύο λυχνίες Πολωση Το σύστημα πόλωσης του διαφορικού ενισχυτή διαφέρει σε σχέση με οτιδήποτε έχουμε μέχρις στιγμής συναντήσει στις αναλύσεις μας, αν και αναφέραμε ότι χρησιμοποιούνται και ημιαγωγικά στοιχεία διαφόρων τεχνολογιών για την πόλωση των λυχνιών. Η δική μας ιδέα ήταν να κατασκευάσουμε μια πηγή ρεύματος με τρανζίστορ στην κάθοδο των λυχνιών. Υποθέτοντας ότι το τρανζίστορ βρίσκεται στην ενεργό περιοχή και όλες οι δίοδοι άγουν, θα έχουμε: 123

130 Ο πυκνωτής C5 μαζί με την αντίσταση R16 συνιστούν το bypass κύκλωμα για την αντίσταση καθόδου. Το ρεύμα του συλλέκτη του τρανζίστορ θα πρέπει να περνάει από τις δύο λυχνίες. Οπότε, δια μέσου κέθε λυχνίας θα ρέει ρεύμα 1,5mA. Το παραπάνω ισχύει στην ηρεμία. Όταν έχουμε σήμα εισόδου στη σχάρα της πρώτης λυχνίας η τάσεις στις ανόδους των δύο λυχνιών θα μεταβάλλονται κατά ίσο και αντίστροφο τρόπο, οπότε το ρεύμα της μιας λυχνίας θα μειώνεται και το ρεύμα της άλλης θα αυξάνεται κατά ίση ποσότητα, ώστε να διατηρηθεί το άθροισμα τους σταθερό Κερδος Όπως υπολογίσαμε στην παράγραγο , το κέρδος του διαφορικού σταδίου ισούται με Αντισταση εισοδου Η αντίσταση εισόδου του σταδίου, που είναι και η αντίσταση εισόδου του συνόλου του ενισχυτή είναι ίση με την αντίσταση σχάρας της λυχνίας, δηλαδή 1Meg Χωρητικοτητα Εισοδου Όπως υπολογίσαμε στην παράγραφο , η χωρητικότητα εισόδου θα είναι. Εδώ αναφέρουμε ότι ο κατασκευαστής δίνει τιμές χωρητικότητας μεταξύ των ηλεκτροδίων και για τις δύο τριόδους που περιέχει η ECC83. Οπότε, θα πρέπει πάντα όταν σχεδιάζουμε, να ελέγχουμε σε ποια λυχνιά είναι συνδεδεμένη η τάση εισόδου. Στη δική μας περίπτωση απλώς τυγχάνει να είναι ίδιες οι χωρητικότητες και για τα δύο στελέχη της ECC Αντισταση Εξοδου Η αντίσταση εξόδου, όπως υπολογίστηκε στην παράγραφο , ισούται με. Δεν είναι ιδιαίτερα μικρή, όμως το επόμενο διαφορικό στάδιο είναι όμοιο, δηλαδή έχει αντίσταση εισόδου 1Meg, οπότε δεν θα υπάρξει πρόβλημα. 124

131 7.4 Δευτερο Διαφορικο Σταδιο Το δεύτερο διαφορικό στάδιο είναι όμοιο με το πρώτο και παρατίθεται στο σχήμα 7-5. Δεν υπάρχει κάτι ιδιαίτερο που πρέπει να πούμε γι αυτό το κύκλωμα, καθώς η ανάλυσή του είναι ακριβώς η ίδια με του προηγούμενου σταδίου. Ο λόγος που κάναμε χρήση δύο διαφορικών σταδίων ήταν για να μπορέσουμε να έχουμε αρκετά μεγάλο πλάτος τάσης στην είσοδο του τελικού ενισχυτικού σταδίου. Σχήμα 7-5 Δεύτερο Διαφορικό Στάδιο 7.5 Αρνητικη Αναδραση Στους ακουστικούς ενισχυτές, χρησιμοποιούμε το σήμα εξόδου προς το ηχείο σαν είσοδο προς τη σχάρα ελέγχου μιας από τις δυο λυχνίες που συνιστούν το διαφορικό ενισχυτή. Αυτό συνιστά την αρνητική ανάδραση των ακουστικών ε- νισχυτών. Όπως και σε κάθε περίπτωση συστήματος, η εισαγωγή αρνητικής ανάδρασης στο κύκλωμα του ακουστικού ενισχυτή έχει πλεονεκτήματα και μειονεκτήματα. Τα πλεονεκτήματα είναι: 1. Αύξηση του έυρους ζώνης συχνοτήτων του ενισχυτή 2. Βελτίωση της γραμμικοποίησης του συστήματος 3. Μείωση της παραμόρφωσης 4. Επιπεδοποίηση της απόκρισης συχνότητας του ενισχυτή Τα μειονεκτήματα είναι: 1. Ενδεχόμενη εισαγωγή συντονισμού στο κύκλωμα 2. Μείωση Κέρδους Ενισχυτή 3. Μείωση Ισχύος Εξόδου Επιπλέον, η αύξηση του εύρους ζώνης ορισμένες φορές οδηγεί σε ενίσχυση υψηλών συχνοτήτων που περιέχουν μόνο θόρυβο και για αυτόν τον λόγο εμείς προσθέσαμε ένα low pass φίλτρο στην έξοδο. Προσθέσαμε έναν επιλογέα αντίστασης ανάδρασης, ώστε να μπορούμε να έ- χουμε τη δυνατότητα να προσαρμόσουμε την τιμή της στις δικές μας ακουστικές προτιμήσεις. 125

132 7.5.1 Κερδος Ανοικτου Βρογχου Για να υπολογίσουμε το κέρδος κλειστού βρόγχου, πρέπει πρώτα να υπολογίσουμε το κέρδος ανοικτού βρόγχου. Αυτό συνίσταται από τα κέρδη των δύο προενισχυτικών σταδίων, το κέρδος του τελικού ενισχυτή και το κέρδος του μετασχηματιστή εξόδου. Το κέρδος κάθε προενισχυτικού σταδίου υπολογίστηκε στην παράγραφο και ισούται με 61,54. Το κέρδος του push-pull υπολογίστηκε στο 13,6 στην παράγραφο Ο μετασχηματιστής έχει λόγο μετασχηματισμού 19,17:1, άρα το κέρδος του θα είναι 0,05. Επομένως, το συνολικό κέρδος ανοικτού βρόγχου θα ισούται με: Α ο =61,54 61,54 13,6 0, Συντελεστης Αναδρασης-Κερδος Κλειστου Βρογχου Στο σχήμα 7-5 παραθέτουμε ένα μέρος του κυκλώματος του σχήματος 7-1, για να υπολογίσουμε το συντελεστή ανάδρασης. Για τις μεσσαίες συχνότητες θα ισχύει:. Επομένως ο συντελεστής ανάδρασης θα είναι: Ως γνωστόν, το κέρδος κλειστού βρόγχου σε σύστημα με αρνητική ανάδραση είναι:, για R f =10k Σχήμα 7-6 Κύκλωμα Ανάδρασης 126

133 7.6 Διαφορικες Εξοδοι Προενισχυτων Παραθέτουμε τις κυματομορφές στα διάφορα κομβικά σημεία του ενισχυτή. Στο σχήμα 7-7 έχουμε στο πάνω γράφημα τη διαφορική έξοδο του δεύτερου διαφορικού ενισχυτή σε σύγκριση με τη διαφορική έξοδο του πρώτου. Στο κάτω γράφημα έχουμε τη Σχήμα 7-7 Έξοδοι Προενισχυτών διαφορική έξοδο του πρώτου διαφορικού ενισχυτή σε σχέση με την τάση εισόδου, η οποία είναι στα 10mV p-p. Λόγω των μεγάλων κερδών των δύο σταδίων, οι τάσεις στις εισόδους τους είναι δυσδιάκριτες, καθώς έχουν πολύ μικρότερο πλάτος από τις διαφορικές τάσεις εξόδου τους. Παρατηρούμε ότι η διαφορική έξοδος του πρώτου σταδίου είναι περίπου στα 600mV p-p, που σημαίνει ότι έχουμε κέρδος περίπου 60, όπως άλλωστε υπολογίσαμε. Η διαφορική έξοδος του δεύτερου σταδίου είναι περίπου 18V p-p, που σημαίνει ότι έχουμε συνολικό κέρδος 1800=60 60, που είναι σύμφωνο με τους υπολογισμούς μας. 7.7 Τελικη Εξοδος Στο σχήμα 7-8 έχουμε την κυματομορφή της τελικής εξόδου, για το ίδιο σήμα εισόδου με τις προηγούμενες κυματομορφές. Το πλάτος της είναι λίγο μικρότερο από αυτό που υπολογίσαμε, δηλαδή είναι 18V p-p, ενώ εμείς θα περιμέναμε περίπου 21V p-p. Αυτό οφείλεται σε διάφορα παρασιτικά Σχήμα 7-8 Κυματομορφή Εξόδου στο Ηχείο φαινόμενα και στη μη τέλεια συμπεριφορά των λυχνιών, σε σχέση με το datasheet τους. 127

134 7.8 Αποκριση Συχνοτητας Στο σχήμα 7-9 έχουμε την απόκριση συχνότητας του ενισχυτή. Γίνεται προφανές ότι υπάρχει ένας επικρατούντας πόλος στα 10kΗz. Σχήμα 7-9 Απόκριση Συχνότητας 7.9 Κατασκευη Η κατασκευή του τελικού κυκλώματος παρουσίασε έναν ιδιαίτερα μεγάλο α- ριθμό από προβλήματα. Το κύριο πρόβλημα που αντιμετωπίσαμε ήταν η ανυπαρξία υλικών για τη δημιουργία των power supplies που χρειαζόταν το κύκλωμα. Η πλακέτα που θα παραθέσουμε εδώ είναι διαφορετική από αυτήν που τελικά κατασκευάσαμε, διότι το αρχικό schematic ήταν διαφορετικό από αυτό που τελικά χρησιμοποιήθηκε και παραθέσαμε στην παρούσα διπλωματική. Δηλαδή, τροποποιήσαμε την κατασκευασμένη πλακέτα του αρχικού σχηματικού, έτσι ώστε να λάβουμε το σχηματικό που έχουμε παραθέσει εδώ Power Supplies Για να λειτουργήσουν οι τέσσερις λυχνίες του συστήματος, χρειαστήκαμε 4 στάθμες τάσης. Μία στάθμη στα 250Volt DC για τις ανόδους, μία στάθμη στα - 30Volt DC για τις σχάρες ελέγχου των τελικών λυχνιών μια τρίτη στα 6,3Volt AC για της αντιστάσεις θέρμανσης των τεσάρρων λυχνιών και μια τέταρτη στάθμη στα -5volt DC για τις πηγές ρεύματος των δύο διαφορικών ενισχυτών Ταση Αντιστασεων Θερμανσης Για τη δημιουργία της 6,3VAC τάσης για τη θέρμανση των λυχνιών χρησιμοποιήσαμε έναν 220/6,3V μετασχηματιστή, τον οποίο συνδέσαμε στην τάση του δικτύου. Επειδή οι πέντοδοι τραβάνε ιδιαίτερα μεγάλο ρεύμα για τη θέρμανσή τους, φροντίσαμε να βάλουμε μεγάλου πλάτους routing στην πλακέτα, ώστε να μην έχουμε φαινόμενα υπερθέρμανσης. 128

135 Ταση Πηγων Ρευματος Για τη δημιουργία της τάσης των -5Volt, χρησιμοποιήσαμε την 6,3VAC τάση των heaters, την ανορθώσαμε πλήρως και τροφοδοτήσαμε ένα 7905 ολοκληρωμένο το οποίο δίνει -5Volt στην έξοδό του. Η διάταξη φαίνεται στο σχήμα Το σύστημα της πλήρους ανόρθωσης είναι η κλασσική γέφυρα των τεσσάρων διόδων. Η έξοδός της είναι γύρω στα 7,6Volt, ικανή τάση για να λειτουργήσει το Ο μετασχηματιστής είναι συνδεδεμένος εξωτερικά από την πλακέτα, όπως και όλοι οι μετασχηματιστές που χρησιμοποιήσαμε. Σχήμα 7-10 Διάταξη Τάσης -5Volt Ταση Ανοδων και Σχαρας Προστασιας Για να δημιουργήσουμε τις δύο αυτές τάσεις χρησιμοποιήσαμε αρχικά έναν 1:1 μετασχηματιστή συνδεδεμένο στο δίκτυο. Η τάση εξόδου του είναι 220VAC, απλώς παρέχει μια α- πομόνωση από την τάση του δικτύου και τον χρησιμοποιούμε για λόγους ασφάλειας. Έπειτα, κατασκευάσαμε το κύκλωμα του σχήματος 7-11, για να δημιουργήσουμε τις δύο επιθυμητές τάσεις. Το παράλληλο σύστημα των διόδων D11,D12 και αντιστάσεων R23,R24 δημιουργήθηκε για να ελαττώσει το ρεύμα διαμέσου Σχήμα 7-11 Κύκλωμα Δημιουργίας 250 και -30 Volt κάθε αντίστασης και για αύξηση της ασφάλειας σε περίπτωση που μία δίοδος δεν άγει σωστά. Ο διαιρέτης τάσης μεταξύ των αντιστάσεων R24 και R25 δημιουργεί μια τάση 250Volt στο Vcc. Ταυτόχρονα, ρυθμίζοντας το τρίμμερ της R29, δημιουργούμε την κατάλληλη αρνητική τάση στην μια άκρη του για τη σωστή πόλωση των σχαρών ελέγχου των πεντόδων (στην πράξη μπορεί να χρειαστεί διαφορετική τάση από αυτήν που υπολογίσαμε για να εξαφανιστεί το crossover distortion). 129

136 7.10 Πλακετα Στο σχήμα 7-12 παραθέτουμε την πλακέτα του ενισχυτή, που περιέχει όλα τα σχηματικά από τα σχήματα 7-1, 7-4, 7-5, 7-10 και Σχήμα 7-12 Πλήρης Πλακέτα Ενισχυτή Τονίζουμε και πάλι ότι δεν κατασκευάσαμε αυτήν την πλακέτα, αλλά τροποποιήσαμε αυτήν που κατασκευάσαμε για να έχει το ίδιο κύκλωμα με αυτήν. Γενικά, η κατασκευή είναι single-layer, οι όποιες γραμμές εμφανίζονται στο top layer είναι jumpers τα οποία έχουμε βάλει για να μας βγει το routing. 130