Διπλωματική Εργασία του φοιτητή του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστημίου Πατρών

Transcript

1 ΠΑΝΕΠΙΣΤΗΜΙΟ ΠΑΤΡΩΝ ΤΜΗΜΑ ΗΛΕΚΤΡΟΛΟΓΩΝ ΜΗΧΑΝΙΚΩΝ ΚΑΙ ΤΕΧΝΟΛΟΓΙΑΣ ΥΠΟΛΟΓΙΣΤΩΝ ΤΟΜΕΑΣ: ΣΥΣΤΗΜΑΤΩΝ ΗΛΕΚΤΡΙΚΗΣ ΕΝΕΡΓΕΙΑΣ ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΟ ΠΑΡΑΓΩΓΗΣ, ΜΕΤΑΦΟΡΑΣ ΔΙΑΝΟΜΗΣ ΚΑΙ ΧΡΗΣΙΜΟΠΟΙΗΣΕΩΣ ΗΛΕΚΤΡΙΚΗΣ ΕΝΕΡΓΕΙΑΣ Διπλωματική Εργασία του φοιτητή του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστημίου Πατρών Βαβάτσικου Παναγιώτη του Αθανασίου Αριθμός Μητρώου: 5921 Θέμα «Μεταφορά εξομοιωμένου συστήματος ελέγχου σε μικροεπεξεργαστή για τροφοδότηση φορτίου από κύτταρο καυσίμου (fuel cell)» Επιβλέπων Καθηγητής Νικόλαος Βοβός Αριθμός Διπλωματικής Εργασίας: Πάτρα, Μάιος 2012

2

3 ΠΙΣΤΟΠΟΙΗΣΗ Πιστοποιείται ότι η Διπλωματική Εργασία με θέμα: «Μεταφορά εξομοιωμένου συστήματος ελέγχου σε μικροεπεξεργαστή για τροφοδότηση φορτίου από κύτταρο καυσίμου(fuel cell)»» Του φοιτητή του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών Βαβάτσικου Παναγιώτη του Αθανασίου Αριθμός Μητρώου: 5921 Παρουσιάστηκε δημόσια και εξετάστηκε στο Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών στις.../../ Ο Επιβλέπων Νικόλαος Βοβός Καθηγητής Ο Διευθυντής του Τομέα Αντώνιος Αλεξανδρίδης Καθηγητής

4

5 Αριθμός Διπλωματικής εργασίας: Θέμα: «Μεταφορά εξομοιωμένου συστήματος ελέγχου σε μικροεπεξεργαστή για τροφοδότηση φορτίου από κύτταρο καυσίμου(fuel cell)»» Φοιτητής: Παναγιώτης Βαβάτσικος Επιβλέπων: Νικόλαος Βοβός Περίληψη Η διπλωματική εργασία που ακολουθεί περιγράφει την διαδικασία που εφαρμόσθηκε ώστε να κατασταθεί δυνατή η τροφοδοσία ενός RL φορτίου με τάση σταθερή σε μέτρο και σε συχνότητα, από μια συστοιχία κυττάρων καυσίμου. Η πειραματική διάταξη, που κατασκευάσθηκε ώστε να πραγματοποιηθεί αυτός ο στόχος, εκτός από την πηγή (κύτταρο καυσίμου) και το φορτίο αποτελείται και από έναν ΣΡ/ΣΡ (dc/dc) μετατροπέα ανύψωσης τάσης, έναν αντιστροφέα πηγής τάσης, έναν τριφασικό μετασχηματιστή, ένα φίλτρο LC, μια συσκευή επιλογής φορτίου και τέλος την ψηφιακή κάρτα με την οποία εκτελούνται οι απαραίτητοι έλεγχοι. Όταν αναφερόμαστε σε τεχνικές ελέγχου εννοούμε αρχικά τόσο την παραγωγή παλμών με την τεχνική της ημιτονοειδούς διαμόρφωσης εύρους παλμών (Sinusoidal Pulse Width Modulation-SPWM) για την τροφοδότηση του αντιστροφέα πηγής τάσης όσο και παλμών με την τεχνική της διαμόρφωσης εύρους παλμών (Pulse Width Modulation PWM) για τον έλεγχο του ΣΡ/ΣΡ (dc/dc) μετατροπέα ανύψωσης τάσης. Οι παλμοί αυτοί παράγονται μέσω προγράμματος που αναπτύχθηκε στην πλατφόρμα του Labview. Σε δεύτερο επίπεδο εφαρμόζεται με την βοήθεια της ψηφιακής κάρτας και του μοντέλου ο ασαφής έλεγχος που έχει ως σκοπό την σταθεροποίηση της τάσης στο φορτίο. Για να διαπιστώσουμε ότι έχουμε εξασφαλίσει απρόσκοπτη τροφοδοσία του τριφασικού φορτίου από την ενέργεια του κυττάρου καυσίμου με μια τάση με μειωμένο αρμονικό περιεχόμενο και σταθερό πλάτος και συχνότητα, πραγματοποιήσαμε βηματική αλλαγή της τιμής του φορτίου και αλλαγή της τάσης εξόδου του κυττάρου καυσίμου ώστε να διαπιστώσουμε αν όντως ο ασαφής έλεγχος αναλαμβάνει να επαναφέρει τις επιθυμητές τιμές της τάσης στο φορτίο. Η διπλωματική εργασία διαρθρώνεται με τον εξής τρόπο: i

6 Στο κεφάλαιο 1 επιχειρούμε μια σύντομη περιγραφή των ανανεώσιμων πηγών ενέργειας που κυριαρχούν στον Ελλαδικό χώρο (ηλιακή, αιολική, υδροηλεκτρική, γεωθερμική και ενέργεια από βιομάζα) ενώ αναφερόμαστε εκτενώς στην τεχνολογία των κυττάρων καυσίμου. Στο κεφάλαιο 2 γίνεται εκτενής περιγραφή των συσκευών που αποτελούν το κύκλωμα ισχύος της πειραματικής διάταξης. Το κύκλωμα ισχύος αποτελείται αρχικά από το κύτταρο καυσίμου που αποτελεί την πηγή ενέργειας, τον ΣΡ/ΣΡ (dc/dc) μετατροπέα ανύψωσης τάσης και τον αντιστροφέα πηγής τάσης. Σε δεύτερο επίπεδο υπάρχει το LC φίλτρο προς περιορισμό των αρμονικών και ο τριφασικός μετασχηματιστής που ανυψώνει το επίπεδο τάσης στο επιθυμητό επίπεδο. Τέλος, υπάρχει ο τριφασικός ζυγός στον οποίο συνδέεται το φορτίο που αποτελεί και την τερματική συσκευή της πειραματικής διάταξης. Στο κεφάλαιο 3 γίνεται μια σύγκριση των διαθέσιμων ψηφιακών μεθόδων για την υλοποίηση των απαραίτητων ελέγχων ενώ έπειτα παρουσιάζονται θεωρητικά αυτοί οι έλεγχοι. Οι διαθέσιμες ψηφιακές μέθοδοι για την πραγματοποίηση των ελέγχων είναι ο μικροεπεξεργαστής ψηφιακού σήματος (Digital Signal Processor-DSP) και οι ψηφιακές κάρτες της εταιρίας Νational Ιnstruments οι οποίες και τελικά επιλέχθηκαν. Οι απαιτούμενοι έλεγχοι που πρέπει να εφαρμοσθούν στην πειραματική μας διάταξη είναι όπως ήδη αναφέραμε η παραγωγή παλμών με τις τεχνικές της ημιτονοειδούς διαμόρφωσης εύρους παλμών (SPWM) και διαμόρφωσης εύρους παλμών (PWM) όπως και ο ασαφής έλεγχος. Στο κεφάλαιο 4 παρουσιάζονται αναλυτικά όλες οι συσκευές της πειραματικής μας διάταξης με ιδιαίτερη αναφορά σε όσες κατασκευάστηκαν στο εργαστήριο (όπως ο ΣΡ/ΣΡ (dc/dc) μετατροπέας ανύψωσης τάσης ) ενώ γίνεται και επεξήγηση διάφορων πρακτικών προβλημάτων που ανέκυψαν κατά την χρησιμοποίηση τους (για παράδειγμα με τον τριφασικό μετασχηματιστή). Στο κεφάλαιο 5 παρουσιάζεται η διαδικασία ανάπτυξης στην πλατφόρμα του Labview του προγράμματος που υλοποιεί τους απαιτούμενους ελέγχους. Πραγματοποιείται λοιπόν μια αναλυτική παρουσίαση όλων των εργαλείων και των ρυθμίσεων τους που μας επέτρεψαν να φθάσουμε στο επιθυμητό αποτέλεσμα. Τέλος, στο κεφάλαιο 6 παρουσιάζονται τα πειραματικά αποτελέσματα και παραθέτουμε τα συμπεράσματα που προέκυψαν. Πιο αναλυτικά υπάρχει παράθεση γραφημάτων και μετρήσεων για το σύνολο της πειραματικής διάταξης ενώ δίνεται ιδιαίτερη προσοχή στην ανάδειξη της λειτουργίας του ελέγχου και του τρόπου που επιδρά στην διάταξη μας. Τέλος, γίνεται μια καταγραφή πιθανών επεκτάσεων αυτής της διπλωματικής εργασίας. ii

7 Λέξεις κλειδιά κύτταρο καυσίμου, αντιστροφέας πηγής τάσης, μετατροπέας ανύψωσης τάσης, μετασχηματιστής, ημιτονοειδής διαμόρφωση εύρους παλμών, δίκτυο χαμηλής τάσης, βρόγχος P-V, ασαφής λογική, Labview iii

8 Abstract The thesis that follows, describes the procedure which we followed in order to be able to supply a RL load with the power produced by a fuel cell. The load s voltage should have constant value and frequency. The experimental configuration which was constructed to help us fulfill our goal further from the fuel cell and the RL load, includes a dc dc boost converter, a voltage source inverter, a 3phase transformer, a LC filter, a device that electronically chooses the value of the load and finally the digital card which executes all the necessary controls. When we talk about controls, we refer firstly to the production of SPWM pulses which are used in order to control the voltage source inverter and to the production of PWM pulses which are needed by the dc dc boost converter. These pulses are produced with the aid of a model developed with Labview. In addition, with the use of our digital card and the model which we developed, we are capable of applying the fuzzy logic to our experimental configuration in order to stabilize the load s voltage. To be certain that we have ensured the smooth supply of the RL load with the power produced by the fuel cell and a voltage signal of constant value and frequency and low harmonic content, we made step changes to the load s value and alterations to the fuel cell s output, in order to assure that the fuzzy logic takes charge of the duty to restore the desired voltage signal to the load. The thesis is organized in the following way: In chapter 1 we make a brief description of the renewable energy sources which dominate Greece (solar, wind, hydroelectric, geothermal and biomass energy) and we present extensively the applications of fuel cells. In chapter 2 we describe on a great scale all the devices which consist the power circuit of the experimental configuration. So, the power circuit consists of the fuel cell, which is our energy source, the dc dc boost converter and the voltage source inverter. Furthermore, we have a LC filter in order to limit the total harmonic distortion and a 3 phase transformer which increase the voltage to the desired level. Finally, we have a 3 phase load which is the terminal device of the experimental configuration. In chapter 3 we compare the available digital methods for performing the desired controls and afterwards we present them theoretically. The available digital methods, in order to accomplish the controls, are the Digital Signal Processor (DSP) and the digital cards constructed by National Instruments (is our final choice). The required controls that must be performed include, as we have already mentioned, the SPWM and PWM pulses and of course the fuzzy control. iv

9 In chapter 4 we present extensively all the devices of our experimental configuration with a special reference to all the devices which were constructed in our lab (like the dc dc boost converter). We make also special reference to some practical problems that we encountered when we used the previous devices (par example with the 3 phase transformer). In chapter 5 we present the procedure in order to develop the Labview model which contains all the necessary controls. Thus, we make a detailed presentation of all the tools and the settings which allowed to us to fulfill our goal. In chapter 6 we present all the experimental results and the conclusions we drew. More specifically, we present graphs and measurements for every part of the experimental configuration and we give special attention in order to give prominence to the fuzzy controller s impact. Finally, some possible extensions of this thesis are underlined. v

10 Key words Fuel cell, voltage inverter source, boost converter, transformer, sinusoidal pulse width modulation (SPWM), low voltage grid, P-V droop, fuzzy logic, Labview vi

11 Ευχαριστίες Για την εκπόνηση της παρούσας διπλωματικής εργασίας θα ήθελα να ευχαριστήσω καταρχήν τον επιβλέποντα καθηγητή μου κ. Νικόλαο Βοβό, ο οποίος μου έδωσε την ευκαιρία να ασχοληθώ με μια τόσο ενδιαφέρουσα επιστημονική περιοχή. Ακόμα ιδιαίτερες ευχαριστίες ανήκουν στο λέκτορα κ. Παναγή Βοβό και στο διδάκτορα κ. Κωνσταντίνο Γεωργάκα για την καθοδήγηση τους και τις χρήσιμες συμβουλές τους. Επίσης, θα ήθελα να ευχαριστήσω του υποψήφιους διδάκτορες του Εργαστηρίου Παραγωγής, Μετατροπής, Διανομής και Χρησιμοποιήσεως Ηλεκτρικής ενέργειας και ιδιαίτερα την υποψήφια διδάκτορα Χριστίνα Παπαδημητρίου για την βοήθεια που μου παρείχαν κατά τη διάρκεια πραγματοποίησης αυτής της διπλωματικής εργασίας. Πολύτιμη αρωγή παρείχε και ο κ. Κωνσταντίνος Πέτρου, μέλος ΕΤΕΠ, στην κατασκευή και επιδιόρθωση διάφορων συσκευών της πειραματική διάταξης. Τέλος, δεν θα μπορούσα να παραλείψω να ευχαριστήσω την οικογένεια και τους φίλους μου για την διαρκή στήριξη τους κατά τη διάρκεια των προπτυχιακών σπουδών μου. vii

12 viii

13 Περιεχόμενα ΚΕΦΑΛΑΙΟ 1 ο :Εισαγωγή 1.1 Πρόλογος Μορφές ανανεώσιμων πηγών ενέργειας(απε) Ηλιακή ενέργεια Αιολική ενέργεια Γεωθερμική ενέργεια Ενέργεια από βιομάζα Υδροηλεκτρική ενέργεια Υδρογόνο-Κύτταρο καυσίμου Εφαρμογές κυττάρων καύσιμων.9 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 2 ο : Περιγραφή και ανάλυση του κυκλώματος ισχύος 2.1 Εισαγωγή Εισαγωγή στην τεχνολογία των κυττάρων καυσίμων Πλεονεκτήματα της τεχνολογίας Κυττάρων Καυσίμου έναντι συμβατικών τεχνολογιών Τύποι Κυττάρων Καυσίμων Κύτταρο μεμβράνης ανταλλαγής πρωτονίων(pem) Βασική αρχή λειτουργίας και δομή των Κυττάρων Καυσίμου Τάση εξόδου PEMFC Απώλειες Πτώσεις τάσης Φόρτιση διπλού στρώματος (charge double layer) Πραγματική τάση εξόδου και V-I χαρακτηριστική PEMFC Το ισοδύναμο ηλεκτρικό κύκλωμα της PEMFC Μοντέλο Συστήματος Κυττάρων Καυσίμου: Βοηθητικά Συστήματα DC-DC Μετατροπέας ανύψωσης τάσης Αντιστροφέας πηγής τάσης (Voltage Source Inverter-VSI) Εισαγωγή Μονοφασικός αντιστροφέας πλήρους γέφυρας δύο επιπέδων Τριφασικός αντιστροφέας δύο επιπέδων Φίλτρο LC εξόδου αντιστροφέα Εισαγωγή Φίλτρο LC Μετασχηματιστές ισχύος Εισαγωγή Μονοφασικός μετασχηματιστής δύο τυλιγμάτων...62 ix

14 2.6.3 Τριφασικός μετασχηματιστής..64 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 3 ο : Περιγραφή και ανάλυση του κυκλώματος ελέγχου 3.1 Εισαγωγή Παρουσίαση και σύγκριση των μεθόδων ψηφιακού ελέγχου Διαμόρφωση εύρους ή διάρκειας παλμών (Pulse Width Modulation PWM) Εισαγωγή Τεχνική ημιτονοειδούς διαμόρφωσης εύρους παλμού (Sinusoidal Pulse Width Modulation-SPWM) Ευφυής έλεγχος-ασαφής λογική Εισαγωγή Βασικές έννοιες ασαφούς λογικής Ασαφής συλλογισμός (Fuzzy reasoning) Ασαφείς Κανόνες Τελεστές και Λογικές Πράξεις με Ασαφή Σύνολα Ασαφές Σύστημα Εξαγωγής Συμπερασμάτων Παράδειγμα ελεγχόμενης διαδικασίας με ασαφή ελεγκτή.94 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 4 ο : Περιγραφή της πειραματικής διάταξης 4.1 Εισαγωγή Παρουσίαση εργαστηριακού εξοπλισμού-πειραματικής διάταξης Υβριδικό σύστημα συστοιχίας κυττάρου καυσίμου-μπαταρίας DC DC μετατροπέας ανύψωσης τάσης(dc dc boost) Ψηφιακή κάρτα Μετατροπέας πηγής τάσης (Voltage Source Inverter) Τριφασικός μετασχηματιστής Φίλτρο LC Τριφασικός ζυγός Μεταβλητό τριφασικό φορτίο Υποβιβαστής σήματος Γενική άποψη πάγκου εργασίας.123 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 5 ο : Υλοποίηση διαδικασίας ελέγχου της πειραματικής διάταξης 5.1 Εισαγωγή Περιγραφή διαδικασίας ανάπτυξης μοντέλου σε περιβάλλον Labview Γενικά : Πληροφοριακά Μετρητικά Συστήματα ( Labview) Το περιβάλλον Labview Παρουσίαση της διαδικασίας υλοποίησης του ελέγχου Εισαγωγή..127 x

15 5.3.2 Παράθυρο γραφικών(front panel) του αναπτυγμένου μοντέλου Μέτρηση χρόνου εκτέλεσης του βρόγχου Παλμοδότηση SPWM του αντιστροφέα τάσης Έλεγχος παλμοδότησης PWM του DC DC μετατροπέα Ασαφής έλεγχος Στόχος του τοπικού ελέγχου Περιγραφή του Ασαφούς Ελεγκτή 1 (ΑΕ 1) Σχεδιασμός του Ασαφούς Ελεγκτή 1 (ΑΕ 1) Ενσωμάτωση ασαφούς ελέγχου στο μοντέλο Labview 151 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 6 ο : Πειραματικές μετρήσεις-συμπεράσματα 6.1 Εισαγωγή Μετρήσεις Εισαγωγή Μεταβολή της τιμής του φορτίου με χαμηλή τάση τροφοδοσίας από το κύτταρο καυσίμου Μεταβολή της τιμής του φορτίου με υψηλή τάση τροφοδοσίας από το κύτταρο καυσίμου Μεταβολή τάσης εισόδου συστήματος για τροφοδοσία φορτίου Β Μεταβολή τάσης εισόδου συστήματος για τροφοδοσία φορτίου A Συμπεράσματα Μελλοντικές Προοπτικές..205 ΒΙΒΛΙΟΓΡΑΦΙΑ ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Α: Λογισμικό(Software) υποστήριξης λειτουργίας του κυττάρου καυσίμου ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Β: Εργαλεία και μενού στο Labview xi

16 xii

17 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 1 EΙΣΑΓΩΓΗ 1.1 ΠΡΟΛΟΓΟΣ Η αύξηση του πληθυσμού της γης, αλλά και η βελτίωση του βιοτικού επιπέδου, έχουν οδηγήσει σε ραγδαία αύξηση της κατανάλωσης ενέργειας, με τη μεγαλύτερη αυξητική τάση να παρατηρείται στις αναπτυσσόμενες χώρες (Ινδία, Κίνα, κλπ). Οι συνεχώς αυξανόμενες καταναλωτικές ανάγκες έχουν ως αποτέλεσμα την αύξηση των εγκατεστημένων μονάδων ηλεκτροπαραγωγής που αξιοποιούν κυρίως ορυκτά καύσιμα με συμβατικές μεθόδους. Η εντατικοποίηση της χρήσης καυσίμων όπως το πετρέλαιο και ο άνθρακας οδήγησαν σε ιδιαίτερα μεγάλη περιβαλλοντική επιβάρυνση, καθώς οι τομείς της ηλεκτροπαραγωγής και των μεταφορών θεωρούνται οι πλέον επιβαρυντικοί για το περιβάλλον. Το γεγονός αυτό τονίστηκε και στα πλαίσια διεθνών συνδιασκέψεων όπως αυτές του Ρίο, του Κιότο και της Χάγης. Για το λόγο αυτό η διεθνής ερευνητική κοινότητα και η ενεργειακή βιομηχανία έχουν στρέψει το ενδιαφέρον τους αφενός σε σύγχρονες «καθαρές» τεχνολογίες παραγωγής με βελτιωμένη ενεργειακά και περιβαλλοντικά απόδοση, όπως π.χ. οι «καθαρές» τεχνολογίες άνθρακα, και αφετέρου στην αξιοποίηση των ανανεώσιμων πηγών ενέργειας (ΑΠΕ). Οι ΑΠΕ αποτελούν τις πλέον περιβαλλοντικά καθαρές τεχνολογίες παραγωγής ενέργειας και προς το παρόν η χρήση τους διαφαίνεται ότι έχει τη δυναμική να περιορίσει δραστικά τα αυξημένα περιβαλλοντικά προβλήματα. Αν και έχουν γίνει σημαντικά τεχνολογικά βήματα, η εφαρμογή των ΑΠΕ βρίσκεται σε αρχικό ακόμη στάδιο. Η εκμετάλλευση του ήλιου, του ανέμου, του νερού, της γεωθερμίας, του υδρογόνου και της βιομάζας, που αποτελούν πηγές ενέργειας φιλικές προς το περιβάλλον, μπορούν και πρέπει να γίνουν οικονομικά εκμεταλλεύσιμες ώστε να συμβάλλουν στην αειφόρο ανάπτυξη, εφόσον είναι ανανεώσιμες και ρυπαίνουν ελάχιστα ή καθόλου. Στη χώρα μας υπάρχει η δυνατότητα σημαντικής αξιοποίησης των ΑΠΕ, καθώς έχουμε σημαντική ηλιοφάνεια, υπάρχει το κατάλληλο αιολικό δυναμικό, ιδιαίτερα στα νησιά, αξιοποιήσιμο υδάτινο δυναμικό στις ορεινές περιοχές, σημαντικές ποσότητες βιομάζας σε όλη την επικράτεια που δεν αξιοποιούνται συστηματικά και αρκετός αριθμός γεωθερμικών πεδίων των οποίων η ενεργειακή αξιοποίηση δεν είναι αντίστοιχη της δυναμικότητάς τους. Παρακάτω επιχειρείται σύντομη περιγραφή των μορφών ΑΠΕ που χρησιμοποιούνται σήμερα στη χώρα μας, αλλά και του επιπέδου διείσδυσής τους στο ενεργειακό μας σύστημα. 1

18 1.2 ΜΟΡΦΕΣ ΑΝΑΝΕΩΣΙΜΩΝ ΠΗΓΩΝ ΕΝΕΡΓΕΙΑΣ (ΑΠΕ) Ηλιακή ενέργεια [1] Ο ήλιος είναι η βασική πηγή ενέργειας του πλανήτη μας καθώς δίνει ζωή σε κάθε οργανισμό της βιόσφαιρας, δημιουργεί τους ανέμους, παράγει την αποθηκευμένη χημική ενέργεια σε ξύλα και ορυκτά καύσιμα, και επομένως είναι η πηγή όλης σχεδόν της ενέργειας που χρησιμοποιούμε. Ο ήλιος είναι απλανής αστέρας μέσου μεγέθους όπου, λόγω των μεγάλων θερμοκρασιών που επικρατούν (μερικών εκατομμυρίων ο C), τα μόρια και άτομα των στοιχείων που τον συνθέτουν βρίσκονται σε κατάσταση νέφους θετικών και αρνητικών ιόντων ή κατάσταση πλάσματος, όπως ονομάστηκε. Σε αυτές τις θερμοκρασίες οι ταχύτατα κινούμενοι πυρήνες υδρογόνου συσσωματώνονται, υπερνικώντας τις μεταξύ τους απωστικές ηλεκτρομαγνητικές δυνάμεις και δημιουργούν πυρήνες του στοιχείου ηλίου. Η πυρηνική αυτή σύντηξη είναι ισχυρά εξώθερμη και οι παραγόμενες τεράστιες ποσότητες ενέργειας ακτινοβολούνται προς όλες τις κατευθύνσεις στο διάστημα. Η γη συλλαμβάνει το ένα δισεκατομμυριοστό της εκπεμπόμενης ηλιακής ακτινοβολίας, που όμως αντιστοιχεί σε τεράστια ενεργειακή ποσότητα αν αναλογιστούμε ότι η ηλιακή ενέργεια που φτάνει στη γη σε μία εβδομάδα είναι περίπου ίση με τη συνολικά αποθηκευμένη ενέργεια όλων των καυσίμων του πλανήτη. Σχήμα 1.1: Διαδικασία παραγωγής ενέργειας στην επιφάνεια του ήλιου. Η ηλιακή ακτινοβολία αξιοποιείται για την παραγωγή ηλεκτρισμού με δύο τρόπους: θερμικές και φωτοβολταϊκές εφαρμογές. Η θερμική αξιοποίηση περιλαμβάνει συλλογή της ηλιακής ενέργειας για να παραχθεί θερμότητα κυρίως για θέρμανση νερού και μετατροπή του σε ατμό για την κίνηση ατμοστροβίλων. Στη δεύτερη εφαρμογή, τα φωτοβολταϊκά συστήματα μετατρέπουν άμεσα την ηλιακή ακτινοβολία σε ηλεκτρισμό με τη χρήση φωτοβολταϊκών κυψελών ή συστοιχιών τους Τα φωτοβολταϊκά κύτταρα κατασκευάζονται από ημιαγώγιμα υλικά, όπως το πυρίτιο που είναι το συνηθέστερο. Όταν το ηλιακό φως προσπίπτει στο 2

19 φωτοβολταϊκό κύτταρο, μέρος της ακτινοβολίας διεγείρει ηλεκτρόνια τα οποία μπορούν να κινούνται σχετικά ελεύθερα μέσα στον ημιαγωγό. Η εφαρμογή ηλεκτρικού πεδίου υποχρεώνει τα ελεύθερα ηλεκτρόνια να κινηθούν προς συγκεκριμένη κατεύθυνση, παράγοντας ηλεκτρικό ρεύμα του οποίου η ισχύς καθορίζεται από τη ροή των ηλεκτρονίων και την εφαρμοζόμενη τάση στο φωτοβολταϊκό κύτταρο. Για να αυξηθεί η ροή των ελεύθερων ηλεκτρονίων προστίθενται στο καθαρό κρυσταλλικό πυρίτιο προσμίξεις, όπως ο φώσφορος και το βόριο. Το μέγιστο θεωρητικό ποσό ενέργειας που μπορεί να απορροφήσει ένα φωτοβολταϊκό κύτταρο είναι περίπου το 25% της ενέργειας που δέχεται, αλλά το πιο συνηθισμένο ποσοστό είναι λιγότερο από 15%. Καθώς η ηλιακή ηλεκτρομαγνητική ακτινοβολία δεν είναι μονοχρωματική, αποτελείται από φάσμα διαφορετικών μηκών κυμάτων, άρα και από φωτόνια διαφορετικών επιπέδων ενέργειας. Τα φωτόνια χαμηλού ενεργειακού περιεχομένου δεν μπορούν να διεγείρουν ηλεκτρόνια του ημιαγωγού και απλώς διέρχονται μέσα από το φωτοβολταϊκό κύτταρο. Μόνο τα φωτόνια που μεταφέρουν μεγαλύτερη ή ίση ενέργεια από ένα συγκεκριμένο ποσό, που εξαρτάται από το υλικό που είναι κατασκευασμένο το κύτταρο, μπορούν να ελευθερώσουν ηλεκτρόνια. Η τεχνολογία των ημιαγώγιμων υλικών επέτρεψε την αξιοποίηση της ηλιακής ακτινοβολίας στην παραγωγή ηλεκτρισμού, καθώς ενδεχόμενη χρήση αγώγιμων υλικών, όπως τα μέταλλα, θα οδηγούσε μεν σε μεγαλύτερη ροή ηλεκτρονίων αλλά θα παρουσίαζε πολύ χαμηλή τάση πεδίου. Η μέγιστη πραγματική απόδοση των φωτοβολταϊκών στοιχείων, ανάλογα με το υλικό κατασκευής τους, κυμαίνεται από 7% (ηλιακά στοιχεία άμορφου πυριτίου) και 12-15% (ηλιακά στοιχεία πολυκρυσταλλικού πυριτίου) έως και λίγο παραπάνω από 15% (ηλιακά στοιχεία μονοκρυσταλλικού πυριτίου). Καθώς η παραγόμενη με τον τρόπο αυτό ενέργεια μπορεί να αποθηκευτεί σε ηλεκτρικούς συσσωρευτές, δίνεται η δυνατότητα αξιοποίησης μιας καθαρής, ανανεώσιμης ενέργειας στην κάλυψη αναγκών λειτουργίας επιστημονικών συσκευών (όπως οι δορυφόροι), για την κίνηση ελαφρών αυτοκινήτων (ηλιακά αυτοκίνητα), για τη λειτουργία απομονωμένων εγκαταστάσεων (π.χ. φάρων), και για την κάλυψη έστω και μέρους των ενεργειακών αναγκών κατοικιών, όπως φωτισμός, τηλεπικοινωνίες, ψύξη και ηχητική κάλυψη. Το 2011, ήταν παγκοσμίως εγκατεστημένα 165 GW th θερμοσιφωνικών συστημάτων, με την Ελλάδα να κατέχει σημαντικό μερίδιο. Τα φωτοβολταϊκά πάρκα σημειώνουν ραγδαία αύξηση προσεγγίζοντας τα 28 GW συνολικής εγκατεστημένης ισχύος παγκοσμίως ενώ στην Ελλάδα προσεγγίζουν τα 630 ΜW Αιολική ενέργεια [2] Η αιολική ενέργεια δημιουργείται έμμεσα από την ηλιακή ακτινοβολία, καθώς η ανομοιόμορφη θέρμανση της επιφάνειας της γης προκαλεί τη μετακίνηση μεγάλων αέριων μαζών από τη μια περιοχή στην άλλη, δημιουργώντας έτσι τους ανέμους. Αν υπήρχε η τεχνολογική δυνατότητα να καταστεί εκμεταλλεύσιμο το συνολικό αιολικό δυναμικό της γης, εκτιμάται ότι η παραγόμενη σε ένα χρόνο ηλεκτρική ενέργεια θα ήταν υπερδιπλάσια από τις ανάγκες της ανθρωπότητας στο ίδιο χρονικό διάστημα. Υπολογίζεται ότι στο 25% της επιφάνειας της γης και σε ύψος 10m πάνω από το έδαφος επικρατούν άνεμοι μέσης ετήσιας ταχύτητας που ξεπερνά τα 5.1 m/sec. Σύμφωνα με τα σημερινά δεδομένα, όταν η μέση ετήσια ταχύτητα του ανέμου ξεπερνά αυτήν την τιμή, το αιολικό δυναμικό ενός τόπου θεωρείται ενεργειακά εκμεταλλεύσιμο και οι απαιτούμενες εγκαταστάσεις μπορούν να καταστούν 3

20 οικονομικά βιώσιμες. Άλλωστε, το κόστος κατασκευής των ανεμογεννητριών έχει μειωθεί σημαντικά και μπορεί να θεωρηθεί ότι η αιολική ενέργεια διανύει την πρώτη περίοδο ωριμότητάς την, καθώς είναι πλέον ανταγωνιστική των συμβατικών μορφών ενέργειας. Σχήμα 1.2: Αιολικό πάρκο. Σήμερα η εκμετάλλευση της αιολικής ενέργειας γίνεται σχεδόν αποκλειστικά με ανεμογεννήτριες οι οποίες κατατάσσονται σε δύο βασικές κατηγορίες: τις ανεμογεννήτριες οριζοντίου άξονα, όπου ο δρομέας είναι τύπου έλικας και ο άξονας μπορεί να περιστρέφεται συνεχώς παράλληλα προς τον άνεμο. τις ανεμογεννήτριες καθέτου άξονα ο οποίος παραμένει σταθερός Το 2011 η συνολική εγκατεστημένη δυναμικότητα των αιολικών πάρκων στον Ελλαδικό χώρο εκτιμάτε πάνω από 1500MW Γεωθερμική ενέργεια [2] Η γεωθερμική ενέργεια είναι η ενέργεια που προέρχεται από τη θερμότητα που είναι αποθηκευμένη στο εσωτερικό της γης. Η θερμότητα αυτή προέρχεται από δύο πήγες: από τη θερμότητα του αρχικού σχηματισμού της γης, από τη ραδιενεργό διάσπαση ασταθών στοιχείων που υπάρχουν στο φλοιό, όπως το ουράνιο, θόριο και πλουτώνιο και από την ηλιακή ενέργεια που απορροφάται στην επιφάνεια. Η πιο σημαντική ίσως εφαρμογή της γεωθερμίας είναι η παραγωγή ηλεκτρισμού. Στις μη ηλεκτρικές εφαρμογές μπορούμε να αναφέρουμε ως κυριότερες την θέρμανση οικιών, την παραγωγή ψύχους και την παροχή ζεστού νερού. 4

21 Σχήμα 1.3: Απεικόνιση του εσωτερικού της γης. Παγκοσμίως υπήρχε το 2008 συνολικά παραγωγή 10 GW από την εκμετάλλευση της γεωθερμικής ενέργειας για την παραγωγή ηλεκτρισμού. Στη πράξη αυτό αντιστοιχεί στο 0.3% της παγκόσμιας ζήτησης ηλεκτρισμού. Η Ελλάδα διαθέτει γεωθερμικά πεδία με δυνατότητα ηλεκτρικής παραγωγής περίπου 350MW Ενέργεια από βιομάζα [2] Με τον όρο βιομάζα ορίζεται το σύνολο της ύλης που έχει οργανική (βιολογική) προέλευση, εξαιρώντας τα ορυκτά καύσιμα. Με βάση τον ορισμό αυτό, περιλαμβάνεται οποιοδήποτε υλικό προέρχεται άμεσα ή έμμεσα από φυτική ή ζωική ύλη, όπως φυτικές ύλες από φυσικά οικοσυστήματα ή από ενεργειακές καλλιέργειες, καθώς και τα υπολείμματα της εκμετάλλευσής τους, τα υποπροϊόντα της δασικής, γεωργικής, κτηνοτροφικής και αλιευτικής παραγωγής, αλλά και το βιολογικής προέλευσης μέρος των αστικών λυμάτων και απορριμμάτων. Η ενέργεια βιομάζας δημιουργείται με τη μετατροπή της ηλιακής ενέργειας σε χημική μέσω της φωτοσύνθεσης και αποταμιεύεται στις οργανικές δομές των ιστών των ζώντων οργανισμών. Η ενεργειακή αξιοποίηση της βιομάζας περιλαμβάνει τεχνολογίες: θερμικής επεξεργασίας της βιομάζας. βιοαποικοδόμησης της βιομάζας μέσω της οποίας παράγεται καύσιμο βιοαέριο. φυσικής και χημικής επεξεργασίας της που οδηγεί στην παραγωγή υγρών βιοκαυσίμων όπως το βιοντήζελ που μπορεί να τροφοδοτήσει κινητήρες εσωτερικής καύσης. Το 2008 η παραγωγή ηλεκτρικής ενέργειας από βιομάζα έφθανε στα επίπεδα των 52 GW ενώ οι χώρες με την μεγαλύτερη παραγωγή είναι οι ΗΠΑ και η Βραζιλία. Παρακάτω ακολουθεί 5

22 ένα διάγραμμα που δείχνει καθαρά την αλματώδη αύξηση της παραγωγής βιοντήζελ και αιθανόλης την προηγούμενη δεκαετία. Σχήμα 1.4: Παγκόσμια παραγωγή αιθανόλης και βιοντήζελ Υδροηλεκτρική ενέργεια[2] Η μετατροπή της ενέργειας των υδατοπτώσεων με τη χρήση υδροηλεκτρικών έργων (υδατοταμιευτήρας, φράγμα, κλειστός αγωγός πτώσεως, υδροστρόβιλος, ηλεκτρογεννήτρια, διώρυγα φυγής) παράγει την υδροηλεκτρική ενέργεια. Οι υδροηλεκτρικές μονάδες εκμεταλλεύονται τη φυσική διαδικασία του κύκλου του νερού. Κάθε μέρα ο πλανήτης μας αποβάλλει μια μικρή ποσότητα νερού καθώς η υπεριώδης ακτινοβολία διασπά τα μόρια του νερού σε ιόντα. Ταυτόχρονα νέες ποσότητες νερού εμφανίζονται λόγω της ηφαιστειακής δραστηριότητας έτσι ώστε η συνολική ποσότητα του νερού να διατηρείται περίπου σταθερή. Η λειτουργία των υδροηλεκτρικών μονάδων βασίζεται στην κίνηση του νερού λόγω διαφοράς μανομετρικού ύψους μεταξύ των σημείων εισόδου και εξόδου. Για το σκοπό αυτό, κατασκευάζεται ένα φράγμα που συγκρατεί την απαιτούμενη ποσότητα νερού στον δημιουργούμενο ταμιευτήρα. Κατά τη διέλευσή του από τον αγωγό πτώσεως κινεί έναν στρόβιλο ο οποίος θέτει σε λειτουργία τη γεννήτρια. Η ποσότητα του ηλεκτρισμού που παράγεται καθορίζεται από αρκετούς παράγοντες. Δύο από τους σημαντικότερους είναι ο όγκος του νερού που ρέει και η διαφορά μανομετρικού ύψους μεταξύ της ελεύθερης επιφάνειας του ταμιευτήρα και του στροβίλου. Η ποσότητα ηλεκτρισμού που παράγεται είναι ανάλογη των δύο αυτών μεγεθών. Παρακάτω παραθέτουμε μια άποψη ενός υδροηλεκτρικού έργου: 6

23 Σχήμα 1.5: Άποψη υδροηλεκτρικού έργου. Το 2008 το παγκόσμιο υδροηλεκτρικό δυναμικό υπολογιζόταν σε 650 GW ενώ για την Ελλάδα η παραγωγή βρισκόταν στα επίπεδα των 1,5 GW Υδρογόνο-κύτταρο καυσίμου Πρόκειται για την μορφή ενέργειας την οποία θα αξιοποιήσουμε στην παρούσα διπλωματική εργασία οπότε θεωρείται σκόπιμο να γίνει μια πιο εκτενής αναφορά στις πρακτικές εφαρμογές. Το κύτταρο καυσίμου (ΚΚ) είναι μια ηλεκτροχημική συσκευή που μετατρέπει την χημική ενέργεια ενός παρεχόμενου αέριου καυσίμου (π.χ. μεθάνιο) σε ηλεκτρική ενέργεια (και θερμότητα) άμεσα (χωρίς ενδιάμεση θερμική ή μηχανική διεργασία) και συνεχόμενα όσο αντιδρώντα στοιχεία παρέχονται στα ηλεκτρόδιά της. Η πρώτη κυψέλη καυσίμων φτιάχτηκε το 1839 από τον Sir William Grove, έναν Ουαλλό δικαστή και πειραματικό επιστήμονα. Όμως σοβαρό ενδιαφέρον για τη κυψέλη καυσίμων ως πρακτική γεννήτρια δεν άρχισε παρά μόνο τη δεκαετία του '60, όταν επέλεξε το διαστημικό πρόγραμμα των ΗΠΑ τις κυψέλες καυσίμων κι όχι την επικίνδυνη πυρηνική ενέργεια και την ακριβότερη ηλιακή ενέργεια. Οι κυψέλες καυσίμων εφοδίασαν με ενέργεια το διαστημικό σκάφος Gemini και Apollo, και παρείχαν ακόμα ηλεκτρική ενέργεια και νερό για το Διαστημικό Λεωφορείο. Ας παραθέσουμε τώρα τα βασικά πλεονεκτήματα που οδηγούν στην ολοένα αυξανόμενη χρησιμοποίηση των κυττάρων καυσίμου και του υδρογόνου κατ επέκταση, για την παραγωγή ηλεκτρικής ενέργειας [3]: 7

24 Ελάχιστες εκπομπές ρύπων. Προστασία της ατμόσφαιρας, φιλικός προς το περιβάλλον Ηλεκτρισμός. Οι κυψέλες δεν έχουν κινητά μέρα. Ήσυχη λειτουργία και μικρή συντήρηση. Μεγάλη απόδοση στην μετατροπή ηλεκτρισμού της τάξης του 40-65%. Εξοικονόμηση ενέργειας. Προσαρμοζόμενος σχεδιασμός για εφαρμογές από watt μέχρι megawatt. Σαν αέριο ή υγρό, το υδρογόνο μπορεί εύκολα να μεταφερθεί, να φυλαχθεί και τελικά μπορεί να χρησιμοποιηθεί σε κάθε εφαρμογή όπου χρησιμοποιούνται σήμερα τα καύσιμα. Κοστίζει λιγότερο για να μετακινηθεί το υδρογόνο σε άλλες ηπείρους ως συμπιεσμένο αέριο με τη βοήθεια σωλήνων, από ένα ίσο ποσό ηλεκτρικής ενέργειας. Το υγρό υδρογόνο είναι η ασφαλέστερη και πιο οικονομική επιλογή για την κίνηση της ενέργειας από τους ωκεανούς. Το υδρογόνο είναι το πιο ασφαλές από όλα τα καύσιμα. Το αέριο υδρογόνο είναι 14 φορές ελαφρύτερο από τον αέρα και για αυτό διαχέεται ταχέως στην ατμόσφαιρα στην περίπτωση ενός ατυχήματος όταν τα άλλα καύσιμα έχουν επικίνδυνα μεγάλο χρόνο έως ότου να διαλυθούν στην ατμόσφαιρα. Το υδρογόνο έχει τo υψηλότερο ενεργειακό περιεχόμενο ανά μονάδα βάρους από οποιοδήποτε άλλο γνωστό καύσιμο (120,7 kj/kg). Για παράδειγμα είναι περίπου τρεις φορές μεγαλύτερο από αυτό της συμβατικής βενζίνης. Kαθαρή καύση. Όταν καίγεται με οξυγόνο παράγει μόνο νερό και θερμότητα. Όταν καίγεται με τον ατμοσφαιρικό αέρα, ο οποίος αποτελείται περίπου από 68% άζωτο, παράγονται επίσης αμελητέες ποσότητες οξειδίων του αζώτου. Εξαιτίας της καθαρής καύσης του δε συμβάλει στη μόλυνση του περιβάλλοντος. Το ποσό του νερού που παράγεται κατά τη καύση είναι τέτοιο ώστε να θεωρείται επίσης αμελητέο και μη ικανό να επιφέρει κάποια κλιματολογική αλλαγή ακόμα και σε περίπτωση μαζικής χρήσης. Μπορεί να συμβάλει στη μείωση του ρυθμού κατανάλωσης των περιορισμένων φυσικών καυσίμων. Αν και σε πολλές περιπτώσεις αυτά τα ίδια καύσιμα χρησιμοποιούνται για την παρασκευή υδρογόνου το ενεργειακό όφελος είναι μεγάλο. Μάλιστα, η πιο συμφέρουσα οικονομικά αυτή τη στιγμή μέθοδος παρασκευής υδρογόνου βασίζεται στη μετατροπή του μεθανίου του φυσικού αερίου. Περνώντας τώρα στα μειονεκτήματα μπορούμε να αναφέρουμε: Η αποθήκευση του. Δεδομένου του ότι το υδρογόνο είναι πολύ ελαφρύ, η συμπίεση μεγάλης ποσότητας σε μικρού μεγέθους δεξαμενή είναι δύσκολη λόγω των υψηλών πιέσεων που χρειάζονται για να επιτευχθεί η υγροποίηση. Η έλλειψη οργανωμένου δικτύου διανομής του. Η τιμή του είναι σχετικά υψηλή σε σύγκριση με αυτή της βενζίνης ή του πετρελαίου. Η περισσότερο διαδεδομένη, λόγω χαμηλού κόστους, μέθοδος παραγωγής υδρογόνου αυτή τη στιγμή είναι η μετατροπή του φυσικού αερίου. Ωστόσο όσο εξελίσσονται και άλλες μέθοδοι το κόστος θα συνεχίσει να μειώνεται. Αν και στις περισσότερες των περιπτώσεων το υδρογόνο θεωρείται περισσότερο ασφαλές από οποιοδήποτε άλλο καύσιμο, κάτω από συγκεκριμένες συνθήκες μπορεί να γίνει εξαιρετικά επικίνδυνο. Η αυξημένη τιμή των κυψέλων καυσίμου με τις οποίες αυτή τη στιγμή γίνεται η μεγαλύτερη εκμετάλλευση του υδρογόνου ως καύσιμο. Επιπλέον η τεχνολογία τους δε μπορεί να θεωρηθεί ολοκληρωτικά αξιόπιστη αφού προς το παρόν υπάρχουν αρκετά τεχνικά 8

25 προβλήματα τα οποία αναζητούν αξιόπιστες λύσεις. Για παράδειγμα, κυψέλες προσανατολισμένες για οικιακή και μεταφορική χρήση χαρακτηρίζονται από μικρή ανοχή σε καύσιμα μη υψηλής καθαρότητας. Αυτό με τη σειρά του αυξάνει το κόστος παραγωγής του καυσίμου. Κυψέλες καυσίμου προσανατολισμένες για βιομηχανική χρήση πάλι χαρακτηρίζονται από πολύ υψηλές θερμοκρασίες λειτουργίας. Στο τέλος αυτού του εισαγωγικού κεφαλαίου θεωρείται σκόπιμο να αναφερθούμε σε μερικές πρακτικές εφαρμογές όπου χρησιμοποιούνται την σημερινή εποχή τα κύτταρα καυσίμου. Το εύρος και η σημασία αυτών των εφαρμογών μας δείχνει ξεκάθαρα την ολοένα αυξανόμενη σημασία που αποκτά αυτή η μορφή ενέργειας στον ενεργειακό χάρτη. Αυτή η αυξανόμενη σημασία ήταν και το κίνητρο για να επιλεγεί το θέμα που πραγματεύεται η παρούσα διπλωματική εργασία και δεν είναι άλλο από την διαδικασία που πρέπει να ακολουθηθεί ώστε να είναι δυνατή η τροφοδότηση τριφασικών φορτίων από μια συστοιχία κυττάρων καυσίμου. 1.3 ΕΦΑΡΜΟΓΕΣ ΚΥΤΤΑΡΩΝ ΚΑΥΣΙΜΟΥ[4] Παρακάτω θα παραθέσουμε μερικές πρακτικές εφαρμογές των κυττάρων καυσίμου στην καθημερινότητα μας: Γεννήτρια για καρδιές Μια μικροσκοπική κυψέλη καυσίμου που παράγει ηλεκτρισμό από τη γλυκόζη του αίματος παρουσιάστηκε στην Ιαπωνία. Στο μέλλον, η συσκευή (βλ. Σχήμα 1.6) θα μπορούσε να τροφοδοτεί με ενέργεια μηχανικές καρδιές και άλλα τεχνητά όργανα. Σχήμα 1.6: Γεννήτρια για ιατρικούς σκοπούς τροφοδοτούμενη από υδρογόνου. Όπως όλες οι κυψέλες καυσίμου, η νέα συσκευή παράγει ηλεκτρισμό αντλώντας ηλεκτρόνια από την ουσία που χρησιμοποιείται ως καύσιμο στη συγκεκριμένη περίπτωση από τη γλυκόζη. Η συσκευή έχει μέγεθος μικρού κέρματος και προς το παρόν η ισχύς της 9

26 περιορίζεται στα 0,2 χιλιοστά του watt. Ακόμα και έτσι, θα ήταν αρκετή για να τροφοδοτεί υποδερμικές συσκευές μέτρησης της γλυκόζης και να μεταδίδει ασύρματα τα δεδομένα. Κατοικία υδρογόνου Το πρώτο οικιακό σύστημα παραγωγής ενέργειας από κυψέλες υδρογόνου εγκατέστησε στο νέο του σπίτι ο πρωθυπουργός της Ιαπωνία. Το σύστημα αποτελείται από δύο υπομονάδες συνολικής ισχύος δύο kilowatt. Οι κυψέλες υδρογόνου, οι οποίες πιστεύεται ότι θα αντικαταστήσουν στο μέλλον τους βενζινοκινητήρες στα οχήματα, είναι ένα είδος μπαταρίας που παράγει ενέργεια από την αντίδραση υδρογόνου με το οξυγόνο της ατμόσφαιρας. Αντί για το διοξείδιο του άνθρακα που παράγεται από τους συμβατικούς κινητήρες και γεννήτριες, οι κυψέλες υδρογόνου εκπέμπουν μόνο υδρατμούς. Γεννήτρια από μικρόβια παράγει ηλεκτρισμό ενώ καθαρίζει τα οικιακά λύματα Τα λύματα των υπονόμων θα μπορούσαν κάποτε να χρησιμοποιούνται ως πηγή ενέργειας, χάρη σε μια συσκευή που φιλοξενεί μικροοργανισμούς και λειτουργεί ταυτόχρονα ως γεννήτρια και ως εγκατάσταση βιολογικού καθαρισμού. Η «μικροβιακή κυψέλη καυσίμου» (MFC) που αναπτύχθηκε στο Πολιτειακό Πανεπιστήμιο της Πενσιλβάνια διασπά το οργανικό υλικό στα λύματα και απελευθερώνει από αυτό ηλεκτρόνια, τα οποία διοχετεύονται στη συνέχεια σε ένα εξωτερικό κύκλωμα. Σύμφωνα με τους ερευνητές, όταν τα MFC εξελιχθούν θα μπορούν να παράγουν 51 kilowatt από τα απόβλητα ανθρώπων. Φορητοί υπολογιστές (laptop) που λειτουργούν με μεθάνιο Σε περίπου ένα χρόνο αναμένεται να παρουσιαστούν στην αγορά οι πρώτοι φορητοί που τροφοδοτούνται με κυψέλες καυσίμου. Τη διάθεση της νέας τεχνολογίας ίσως επιταχύνει η νεοσύστατη αμερικανική εταιρεία PolyFuel, η οποία ανέπτυξε μια μεμβράνη για κυψέλες μεθανίου. 10

27 Η κυψελώδη μεμβράνη που ανέπτυξε η PolyFuel διαχωρίζει ένα διάλυμα που περιέχει μεθάνιο από ένα διάλυμα με αέρα, οξυγόνο ή άλλο οξειδωτικό στοιχείο. Με την εφαρμογή ηλεκτρικού πεδίου, τα μόρια μεθανίου κινούνται προς τη μεμβράνη και, με τη βοήθεια ενός καταλύτη που έχει ενσωματωθεί σε αυτή, απελευθερώνουν ηλεκτρόνια. Τα ηλεκτρόνια αυτά κινούνται κατά μήκος εξωτερικού ηλεκτρικού κυκλώματος και τροφοδοτούν τη συσκευή. Τα παραπροϊόντα της όλης αντίδρασης είναι διοξείδιο του άνθρακα και νερό, γεγονός που καθιστά τις κυψέλες καυσίμου πιο φιλικές για το περιβάλλον σε σχέση με τις συμβατικές μπαταρίες που περιέχουν τοξικά υλικά όπως μόλυβδο. Ενέργεια για νανομηχανές Μικροσκοπικές μπαταρίες που θα μπορούσαν να τροφοδοτούν τις ατμομηχανής του μέλλοντος αναπτύχθηκαν σε πανεπιστήμιο των ΗΠΑ. Οι συσκευές είναι τόσο μικρές ώστε το βασικό πρόβλημα των ερευνητών είναι τώρα το πώς θα τις φορτίσουν και θα συνδέσουν πάνω τους καλώδια. Το πρωτότυπο της μικρομπαταρίας, με μήκος μόλις ένα μικρόμετρο (χιλιοστό του χιλιοστού), παράγει ένα πολύ ασθενές ρεύμα -ένα εκατομμυριοστό του ma. Η ένταση αυτή θα ήταν πάντως αρκετή για να τροφοδοτήσει μικροσκοπικούς αισθητήρες που θα ανιχνεύουν τοξικές ουσίες στο περιβάλλον ή μηχανές που ίσως κάποτε εισέρχονται στην κυκλοφορία του αίματος για να μεταφέρουν φάρμακα σε συγκεκριμένους ιστούς. 11

28 Αντικατάσταση φορτιστών Μια μικρή κυψέλη καυσίμου της Toshiba θα μπορούσε να αντικαταστήσει τις μπαταρίες στις φορητές ηλεκτρονικές συσκευές από το Η κυψέλη χρησιμοποιεί μεθανόλη και μπορεί να τροφοδοτήσει ένα mp3 player για 20 ώρες, με μόλις 2ml καυσίμου. Παρόμοιες κυψέλες καυσίμου που λειτουργούν με υδρογόνο, με μεθάνιο ή μεθανόλη αναμένεται να κάνουν από του χρόνου την εμφάνισή τους και σε φορητούς υπολογιστές. Η NEC έχει ήδη παρουσιάσει έναν πειραματικό φορητό με ενσωματωμένη κυψέλη.. Τα παραπροϊόντα είναι μόνο διοξείδιο του άνθρακα και νερό, καθιστώντας τις κυψέλες καυσίμου πιο φιλικές για το περιβάλλον. Το πρωτότυπο που παρουσίασε η Toshiba στην Ιαπωνία έχει μέγεθος 2,2 επί 4,5 εκατοστά και ζυγίζει 8,5 γραμμάρια. Είναι αρκετά μικρή ώστε να ενσωματωθεί σε ασύρματα ακουστικά για κινητά τηλέφωνα, αλλά αρκετά αποδοτική ώστε να τροφοδοτεί ένα mp3 player για 20 ώρες με ένα και μόνο γέμισμα με δύο χιλιοστόλιτρα μεθανόλης υψηλής συγκέντρωσης. 12

29 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 2 ΠΕΡΙΓΡΑΦΗ ΚΑΙ ΑΝΑΛΥΣΗ ΤΟΥ ΚΥΚΛΩΜΑΤΟΣ ΙΣΧΥΟΣ 2.1 ΕΙΣΑΓΩΓΗ Όπως αναφέρθηκε και στο εισαγωγικό κεφάλαιο της διπλωματικής εργασίας σκοπός της πειραματικής διάταξης που κατασκευάσθηκε είναι η τροφοδότηση ενός τριφασικού φορτίου από την ενέργεια που είναι σε θέση να μας προσφέρει το κύτταρο καυσίμου. Για να πραγματοποιηθεί όμως αυτό είναι απαραίτητο η πειραματικής μας διάταξη να περιέχει κάποιες συσκευές-κατασκευές οι οποίες θα επιτελούν μια συγκεκριμένη εργασία. Κατ αρχάς ο ΣΡ/ΣΡ μετατροπέας ανύψωσης τάσης ο οποίος έχει ως αποστολή την ανύψωση του επιπέδου τάσης που παρέχει το κύτταρο καυσίμου σ ένα υψηλότερο ώστε να ταιριάζει με τα ονομαστικά στοιχεία του αντιστροφέα της πειραματικής μας διάταξης. Έπειτα ο αντιστροφέας πηγής τάσης χρησιμοποιείται ώστε να μετατρέψουμε την συνεχή τάση σε εναλλασσόμενη. Τέλος, είναι απαραίτητη η χρήση του μετασχηματιστή με στόχο την ανύψωση της τάσης με σκοπό να τροφοδοτήσει τα στοιχεία (φορτία) που είναι συνδεδεμένα στον τριφασικό ζυγό. Παρακάτω ακολουθεί ένα σχήμα που βοηθάει στην κατανόηση της πορείας που ακολουθεί η ενέργεια από το κύτταρο καυσίμου έως τον τριφασικό ζυγό. Κύτταρο καυσίμου dc dc μετατροπέας dc ac αντιστροφέας LC φίλτρο 3φασικός ζυγός Μετασχηματιστής Σχήμα 2.1:Κύκλωμα ισχύος της πειραματικής διάταξης. Η ανάλυση μας θα ξεκινήσει με την συσκευή η οποία τροφοδοτεί την διάταξη μας με ενέργεια και δεν είναι άλλη από το κύτταρο καυσίμου. 13

30 2.2 ΕΙΣΑΓΩΓΗ ΣΤΗΝ ΤΕΧΝΟΛΟΓΙΑ ΤΩΝ ΚΥΤΤΑΡΩΝ ΚΑΥΣΙΜΟΥ Πλεονεκτήματα της τεχνολογίας Κυττάρων Καυσίμου έναντι συμβατικών τεχνολογιών [6]. Τα ΚΚ συνήθως συγκρίνονται με τις μηχανές εσωτερικής καύσης και τις μπαταρίες και πλεονεκτούν σημαντικά έναντι αυτών. Τα ΚΚ λειτουργούν με μηδενικές εκπομπές ρυπογόνων ενώσεων όπως υδρογονάνθρακες ή οξείδια του αζώτου όταν χρησιμοποιείται καθαρό υδρογόνο σαν καύσιμο. Στην περίπτωση όπου σαν καύσιμο χρησιμοποιείται μίγμα αερίων πλούσιο σε υδρογόνο οι εκπομπές ρύπων είναι ασύγκριτα χαμηλότερες με αυτές των συμβατικών μηχανών εσωτερικής καύσης που χρησιμοποιούν συμβατικά ορυκτά καύσιμα. Τα συστήματα ΚΚ έχουν καλύτερη θερμοδυναμική απόδοση όταν συγκρίνονται με συμβατικές μηχανές θέρμανσης όπως μηχανές εσωτερικής καύσης και στροβίλους. Οι τελευταίες μετατρέπουν την χημική ενέργεια σε θερμότητα μέσω της καύσης, κάνοντας χρήση της θερμότητας αυτής για χρήσιμο έργο. Η βέλτιστη θερμοδυναμική απόδοση μιας μηχανής δίνεται απ τον παρακάτω τύπο: Όπου: Efficiency MAX T 1 2 T 1 (2.1) Τ 1 = Απόλυτη θερμοκρασία του αερίου (θερμού) που εισέρχεται (Κ). Τ 2 = Απόλυτη θερμοκρασία του αερίου (ψυχρού) που εξέρχεται (Κ). Από τον παραπάνω τύπο είναι φανερό πως όσο αυξάνεται η θερμοκρασία του εισερχόμενου αερίου και όσο μειώνεται η θερμοκρασία του αερίου που εξέρχεται η απόδοση αυξάνεται. Όμως στην πράξη η Τ 2 δεν είναι άλλη από την θερμοκρασία περιβάλλοντος. Επιπλέον, η Τ 1 δεν μπορεί να αυξηθεί αξιόλογα λόγω περιορισμών στην αντοχή των υλικών και ταυτίζεται με την θερμοκρασία λειτουργίας της μηχανής. Με δεδομένο ότι τα συστήματα ΚΚ δεν χρησιμοποιούν καύση η αποδοτικότητά τους δεν συνδέεται με την θερμοκρασία εισόδου. Η αποδοτικότητά τους συνδέεται με την απόδοση της ηλεκτροχημικής αντίδρασης που πραγματοποιείται στο εσωτερικό του ΚΚ και είναι σημαντικά καλύτερη από την αντίδραση της καύσης. Στο Σχήμα 2.2 φαίνεται παραστατικά η σύγκριση της απόδοσης των ΚΚ με τις συμβατικές μηχανές. 14

31 Σχήμα 2.2: Σύγκριση αποδοτικότητας συμβατικών τεχνολογιών με ΚΚ. Επιπλέον, στο Σχήμα 2.3 φαίνεται η πορεία της μετατροπής της ενέργειας για τα ΚΚ, τις μπαταρίες και τις μηχανές εσωτερικής καύσης. Όσο λιγότερες είναι οι μετατροπές πριν την επιθυμητή μορφή ενέργειας τόσο καλύτερη απόδοση παρουσιάζει το σύστημα. Η απόδοση των ΚΚ κατά τις αλλαγές φορτίου δεν αλλάζει ραγδαία. Αντίθετα, η απόδοσή των μηχανών εσωτερικής καύσης πέφτει δραματικά όταν εξυπηρετούν μερικό φορτίο και όχι το ονομαστικό τους. Οι μπαταρίες είναι επίσης ηλεκτροχημικές συσκευές και όπως φαίνεται από το Σχήμα 2.3 μετατρέπει όπως και τα ΚΚ άμεσα την χημική σε ηλεκτρική ενέργεια. Ωστόσο, η μπαταρία λειτουργεί ωσότου τα αντιδρώντα που είναι αποθηκευμένα εσωτερικά να εξαντληθούν. Έπειτα είναι απαραίτητη η αντικατάσταση ή η φόρτιση της μπαταρίας. Αντίθετα, τα χημικά αντιδρώντα στα ΚΚ είναι εξωτερικά αποθηκευμένα και η επαναφόρτιση δεν είναι εφαρμόσιμη. Τα ΚΚ θα συνεχίζουν να λειτουργούν όσο τα αντιδρώντα είναι διαθέσιμα. Στην περίπτωση που αυτά εξαντληθούν, το ξαναγέμισμα των δεξαμενών είναι ιδιαίτερα πιο ταχύ από την επαναφόρτιση των μπαταριών. 15

32 Μετατροπές ενέργειας για την παραγωγή ηλεκτρικής ενέργειας Κύτταρο καυσίμου Χημική Ηλεκτρική Μπαταρία Χημική Ηλεκτρική Θερμική μηχανή Χημική Θερμική Μηχανική Ηλεκτρική Μετατροπές ενέργειας για την παραγωγή μηχανικής ενέργειας Κύτταρο καυσίμου Χημική Ηλεκτρική Μηχανική Μπαταρία Χημική Ηλεκτρική Μηχανική Θερμική μηχανή Χημική Θερμική Μηχανική Σχήμα 2.3: Πορεία μετατροπής της ενέργειας για συμβατικές τεχνολογίες και για ΚΚ Τύποι Κυττάρων Καυσίμου [7] Πέρα από πρακτικά προβλήματα όπως το κόστος των υλικών και της κατασκευής τα δύο κύρια τεχνικά προβλήματα των κυττάρων καυσίμου είναι: Η χαμηλή ταχύτητα της αντίδρασης που οδηγεί σε χαμηλά ρεύματα και ισχύ. Το υδρογόνο δεν είναι καύσιμο άμεσα διαθέσιμο, αλλά πρέπει να παραχθεί. Για την επίλυση των παραπάνω προβλημάτων αναπτύχθηκαν διάφοροι τύποι κυττάρων καυσίμου. Το κύριο χαρακτηριστικό διάκρισής τους είναι ο ηλεκτρολύτης που χρησιμοποιείται αλλά και άλλα χαρακτηριστικά που θα αναφερθούν συνοπτικά στη συνέχεια. Μέχρι σήμερα έχουν αναπτυχθεί έξι διαφορετικοί βιώσιμοι τύποι κυττάρων καυσίμου όπως φαίνεται στον Πίνακα 2.1 όπου παρουσιάζονται και βασικές πληροφορίες για αυτά. 16

33 Πίνακας 2.1: Τύποι κυττάρων καυσίμου και γενικές πληροφορίες. Τύπος Κυττάρων Κινούμενο Ιόν Θερμοκρασία Εφαρμογές Λειτουργίας Αλκαλικά (AFC) OH ο C Χρήση σε διαστημικές εφαρμογές Μεμβράνης Ανταλλαγής πρωτονίων(pemfc) H ο C Αυτοκίνητα και σταθμούς παραγωγής Καθαρής Μεθανόλης (DMFC) Φωσφορικού οξέος(pafc) Τετηγμένου άνθρακα(mcfc) Στερεού οξέος(sofc) H ο C Φορητά ηλεκτρονικά συστήματα χαμηλής ισχύος H + ~220 ο C Σταθμοί παραγωγής περί τα 200 kw CO 3 2- ~650 ο C Σε μεγάλης ισχύος σταθμούς παραγωγής (MW) O ο C Κατάλληλο για σταθμούς παραγωγής όλων των ισχύων. 1. Κύτταρο μεμβράνης ανταλλαγής πρωτονίων (PEM): Στην τεχνολογία αυτή συνοψίζεται η απλότητα στην δημιουργία ενός κυττάρου καυσίμου. Ο ηλεκτρολύτης είναι ένα στέρεο πολυμερές που τα πρωτόνιά του είναι μετακινήσιμα. Τα κύτταρα αυτά έχουν χαμηλές θερμοκρασίες λειτουργίας και για να αντιμετωπίσουν το πρόβλημα της αργής αντίδρασης χρησιμοποιούν εξεζητημένα ηλεκτρόδια και καταλύτες αλλά και λειτουργούν σε υψηλές πιέσεις. Το κόστος των ηλεκτροδίων και του λευκόχρυσου που χρησιμοποιείται σαν καταλύτης είναι μικρό σε σχέση με το κόστος παρασκευής του κυττάρου. Το πρόβλημα του υδρογόνου σαν καύσιμο δεν λύνεται αφού τα κύτταρα αυτά χρειάζονται καθαρό υδρογόνο για την λειτουργία τους. Για τον λόγο αυτό, εξοπλίζονται με συστήματα παροχής υδρογόνου όπως θα αναφερθεί στη συνέχεια. Τα κύτταρα αυτής της τεχνολογίας είναι πολύ ελκυστικά για ηλεκτρικές εφαρμογές όπου χρειάζεται σταθερή παροχή ισχύος σε μεγάλες χρονικές περιόδους. Με άλλα λόγια, τα κύτταρα αυτά μπορούν να χρησιμοποιηθούν για την τροφοδότηση φορτίων βάσης αλλά και κρίσιμα φορτία σε περίπτωση έκτακτης ανάγκης. Η συγκεκριμένη τεχνολογία χρησιμοποιείται στην παρούσα διπλωματική εργασία και για αυτό θα μελετηθεί πιο διεξοδικά παρακάτω. 17

34 2. Κύτταρο φωσφορικού οξέος (PAFC): Είναι το πρώτο που παράχθηκε σε εμπορικές ποσότητες και είναι ιδιαίτερα δημοφιλές. Πολλά συστήματα που εκμεταλλεύονται αυτήν την τεχνολογία έχουν εγκατασταθεί σε Ευρώπη, Ιαπωνία και Αμερική. Το πρόβλημα της αργής αντίδρασης σε αυτά τα κύτταρα αντιμετωπίζεται με πορώδη ηλεκτρόδια, την χρήση λευκόχρυσου σαν καταλύτη και αρκετά υψηλή θερμοκρασία (~220 ο C). Ωστόσο δεν αντιμετωπίζουν το πρόβλημα παροχής υδρογόνου αφού χρησιμοποιείται εξοπλισμός για την παραγωγή υδρογόνου από μεθάνιο. Στο παραπάνω οφείλεται το μεγάλο κόστος, η πολυπλοκότητα και το μεγάλο μέγεθος των συστημάτων που χρησιμοποιούν κύτταρα τέτοιου τύπου. Ωστόσο, το πλεονέκτημα αυτών των συστημάτων είναι η αξιοπιστία τους και το χαμηλό κόστος συντήρησης. 3. Κύτταρο στερεού οξειδίου (SOFC): Τα κύτταρα αυτής της τεχνολογίας λειτουργούν σε υψηλές θερμοκρασίες ( ο C). Με αυτόν τον τρόπο αντιμετωπίζουν το πρόβλημα της αργής απόκρισης χωρίς ακριβούς καταλύτες. Επιπλέον, τα κύτταρα τέτοιου τύπου μπορούν να χρησιμοποιήσουν απευθείας φυσικό αέριο για καύσιμο χωρίς την ύπαρξη κάποιου άλλου συστήματος. Όπως φαίνεται από τα παραπάνω η συγκεκριμένη τεχνολογία αντιμετωπίζει και τα δύο κύρια προβλήματα των κυττάρων. Ωστόσο παρουσιάζει μειονεκτήματα που δεν μπορούν να παραβλεφθούν. Τα κεραμικά υλικά που χρησιμοποιούνται είναι δύσκολα στην κατασκευή και επομένως το κόστος τους είναι υψηλό. Επιπλέον, τα συστήματα αυτής της τεχνολογίας είναι εξοπλισμένα με επιπλέον περιφερειακά συστήματα όπως συσκευές προθέρμανσης του αέρα και του καυσίμου αυξάνοντας την πολυπλοκότητα και το κόστος. Τέλος, υπάρχουν κάποιες δυσκολίες στο ξεκίνημα της λειτουργίας τους. 4. Κύτταρο τετηγμένου ανθρακικού άλατος (MCFC): Αυτά τα κύτταρα παρουσιάζουν ενδιαφέρον στο ότι χρειάζονται διοξείδιο του άνθρακα στον αέρα που τους παρέχεται για να λειτουργήσουν. Επίσης η υψηλή θερμοκρασία λειτουργίας χωρίς καταλύτη υψηλού κόστους (νικέλιο) αντισταθμίζει το πρόβλημα της αργής απόκρισης. Τα κύτταρα αυτά δεν χρειάζονται επεξεργαστή καυσίμου αφού μπορούν να τροφοδοτηθούν απευθείας με φυσικό αέριο. Τα παραπάνω πλεονεκτήματα αντισταθμίζονται από τον έντονα διαβρωτικό και υψηλής θερμοκρασίας λειτουργίας ηλεκτρολύτη (μίγμα λιθίου, καλίου και ανθρακικό άλας νατρίου) Κύτταρο μεμβράνης ανταλλαγής πρωτονίων (PEM) [5],[8],[35] Η κυψέλη καυσίμου μεμβράνης ανταλλαγής πρωτονίων (PEMFC) παρουσιάζει ιδιαίτερο ενδιαφέρον, αφού το μεγάλο εύρος ισχύος της (από μερικά W μέχρι 10 MW) και η χαμηλή θερμοκρασία λειτουργίας της, την καθιστούν κατάλληλη για οικιακές και μικρές βιομηχανικές εφαρμογές. Επίσης, είναι κατάλληλη για χρήση σε μικροδίκτυα χαμηλής τάσης που θα αναπτυχθούν στο μέλλον (κατανεμημένη παραγωγή). Κατά την ανάλυση και τη μοντελοποίηση της διασύνδεσης μιας κυψέλης καυσίμου με το δίκτυο/φορτίο που θα ακολουθήσει, επιλέγεται η 18

35 PEMFC εξαιτίας της ευρύτερης διάδοσης του συγκεκριμένου είδους, της απλότητας του καυσίμου και επομένως των αντιδράσεων που συμβαίνουν στο εσωτερικό της. Επιπλέον, υπάρχει και μια πληθώρα μοντέλων και στοιχείων πάνω στο συγκεκριμένο είδος. Μια PEMFC αποτελείται από τα παρακάτω βασικά μέρη: 1.Μεμβράνη ανταλλαγής ιόντων (Proton Exchange Membrane): Η βασική της λειτουργία είναι να επιτρέπει στα ιόντα να τη διαπερνούν ενώ ταυτόχρονα αποτελεί το φυσικό εμπόδιο μεταξύ αντιδρώντων-προϊόντων. Το υλικό της είναι μονωτικό πολυμερές και κατασκευάζεται από πλήρως φθοριωμένο Τeflon. H μεταφορά των ιόντων μέσα από αυτή τη διάφανη μεμβράνη γίνεται μέσω ομάδων ιόντων και εξαρτάται από την ποσότητα του νερού που βρίσκεται δεσμευμένη ή ελεύθερη μέσα στο πολυμερές. 2.Πορώδες στρώμα (Porous Backing Layer ή Gas Diffusion Layer): Η μεμβράνη βρίσκεται ανάμεσα σε δύο λεπτά στρώματα πορώδους υλικού. Οι λειτουργίες των στρωμάτων αυτών είναι: Να τα διαχέουν τα αέρια, δηλαδή το καύσιμο και την οξειδωτική ουσία. Να στηρίζουν μηχανικά τη μεμβράνη. Να είναι ηλεκτρικά αγώγιμα ώστε να προσφέρουν δρόμο για τη διαφυγή των ηλεκτρονίων. Να διοχετεύουν το νερό που παράγεται μακριά από τα ηλεκτρόδια. Το υλικό που χρησιμοποιείται έχει συνήθως ως βάση τον άνθρακα μαζί με κάποιο υδροφοβικό υλικό το οποίο αποτρέπει τη συγκέντρωση του νερού ώστε να μπορούν τα αέρια να έρχονται ελεύθερα σε επαφή με τον καταλύτη. 3. Ηλεκτροκαταλύτης: Το στρώμα αυτό βρίσκεται σε άμεση επαφή και με τη μεμβράνη και με το πορώδες στρώμα. Στην ουσία είναι το ηλεκτρόδιο της κυψέλης καυσίμου. Ο καταλύτης είναι συνήθως λευκόχρυσος και μπορεί να εφαρμοστεί είτε στην μεμβράνη είτε στο πορώδες στρώμα. Στις PEMFC που χρησιμοποιείται καθαρό υδρογόνο ο λευκόχρυσος μπορεί να υποστηρίζεται από άνθρακα ή γραφίτη. Λόγω του υψηλού κόστους του λευκόχρυσου γίνεται προσπάθεια να μειωθεί η ποσότητα που απαιτείται. Επίσης, η ύπαρξη του λευκόχρυσου είναι αυτή που δεν επιτρέπει την ύπαρξη CO στο καύσιμο. Η ύπαρξη CO ακόμη και 10ppm μειώνει την απόδοση γιατί είναι «δηλητήριο» για τον καταλύτη στις χαμηλές θερμοκρασίες λειτουργίας των PEMFC. Στα παρακάτω σχήματα φαίνονται τα βασικά μέρη μιας PEMFC. 19

36 Σχήμα 2.4: Τομή μιας PMFC. Σχήμα 2.5: Τα βασικά μέρη μιας PMFC. 20

37 Βασική αρχή λειτουργίας και δομή των Κυττάρων Καυσίμου ανταλλαγής πρωτονίων (PEMFC) [5] Το ΚΚ αποτελείται από έναν ηλεκτρολύτη που βρίσκεται ανάμεσα από δυο ηλεκτρόδια. Η ειδική ιδιότητα που έχει ο ηλεκτρολύτης επιτρέπει στα θετικά ιόντα (πρωτόνια) να τον διαπερνούν ενώ αποκλείει τα ηλεκτρόνια. Το αέριο υδρογόνο που παρέχεται στο ηλεκτρόδιο της ανόδου, με την βοήθεια ενός καταλύτη, χωρίζεται σε ηλεκτρόνια και πρωτόνια υδρογόνου (βλ. Σχήμα 2.6) σύμφωνα με την παρακάτω εξίσωση e (2.2) 2 Τα πρωτόνια ρέουν στο ηλεκτρόδιο της καθόδου, μέσω του ηλεκτρολύτη ενώ τα ηλεκτρόνια ρέουν μέσω ενός εξωτερικού βρόχου παράγοντας έτσι ηλεκτρισμό. Στην συνέχεια, τα πρωτόνια υδρογόνου και τα ηλεκτρόνια συνδυάζονται με το οξυγόνο που παρέχεται στην κάθοδο και παράγουν νερό σύμφωνα με την παρακάτω εξίσωση. O 4H 4e 2H O (2.3) 2 2 Η γενική αντίδραση του κυττάρου καυσίμου είναι η παρακάτω: 2H2 O2 2H2O (2.4) Σχήμα 2.6: Η αντίδραση ενός κυττάρου καυσίμου. 21

38 Η τάση που παράγεται από ένα μόνο ΚΚ κυμαίνεται από 0 έως 1 Volts ανάλογα με τις λειτουργικές συνθήκες του κυττάρου και το μέγεθος του φορτίου που είναι συνδεμένο στο ΚΚ. Μια τυπική τιμή της τάσης λειτουργίας ενός ΚΚ είναι περίπου τα 0.7 Volts. Για την επίτευξη υψηλότερης και εκμεταλλεύσιμης τάσης πολλά ΚΚ στοιβάζονται σε σειρά δημιουργώντας μια συστοιχία κυττάρων (fuel cell stack). Όπως σε κάθε άλλη ηλεκτρική συσκευή, οι απώλειες που σχετίζονται με τις ηλεκτρικές αντιστάσεις της συστοιχία των ΚΚ απάγονται με την μορφή θερμότητας. Τα τυπικά χαρακτηριστικά των ΚΚ δίνονται με την μορφή της καμπύλης πόλωσης σαν αυτήν που παρουσιάζεται στο Σχήμα 2.7. Η καμπύλη πόλωσης είναι το διάγραμμα της τάσης ενός κυττάρου προς την πυκνότητα ρεύματος (ρεύμα ανά μονάδα ενεργής περιοχής του κυττάρου)του κυττάρου αυτού. Η διαφορά μεταξύ της ιδανικής τάσης και της πραγματικής οφείλεται στις απώλειες του κυττάρου. Όπως φαίνεται στο Σχήμα 2.7 όσο περισσότερο ρεύμα εξάγεται από το κύτταρο τόσο μειώνεται η τάση εξόδου του λόγω της ηλεκτρικής αντίστασης του κυττάρου, την ανεπαρκή μεταφορά του αντιδρώντος αερίου και την χαμηλής κλίμακας αντίδραση (low reaction rate). Επειδή, η χαμηλότερη τάση λειτουργίας παραπέμπει σε χαμηλότερη απόδοση των ΚΚ, είναι προτιμότερη η λειτουργία τους σε χαμηλό φορτίο όπου εξάγεται χαμηλό ρεύμα. Η καμπύλη πόλωσης του Σχήμα 2.7 αφορά συγκεκριμένες λειτουργικές συνθήκες. Η καμπύλη διαφέρει ανάλογα με την πίεση, την θερμοκρασία, την μερική πίεση του αντιδρώντος και την υγρασία της μεμβράνης. Το πώς μπορεί να επηρεάσει η πίεση την καμπύλη πόλωσης φαίνεται στο Σχήμα 2.8. Τάση κυττά ρου (V) Πυκνότητα ρεύματος (Α/cm 2 ) Σχήμα 2.7: Καμπύλη πόλωσης ενός ΚΚ. 22

39 Τάση κυττά ρου (V) Πυκνότητα ρεύματος (Α/cm 2 ) Σχήμα 2.8: Καμπύλη Πόλωσης ενός ΚΚ για διαφορετικές πιέσεις λειτουργίας Τάση εξόδου PEMFC [5],[35] Στην PEMFC το υδρογόνο από την άνοδο και το οξυγόνο από την κάθοδο, συνδυάζονται για την παραγωγή ηλεκτρικής ενέργειας, νερού και θερμότητας. Η συνολική αντίδραση στο εσωτερικό ενός PEMFC (με καύσιμο το υδρογόνο) είναι η εξής: 1 H2 O2 H2O 2 (2.5) 2H O 2H O Όταν πραγματοποιείται μια αντίδραση, μειώνεται η ελεύθερη ενέργεια του συστήματος (ελεύθερη ενέργεια Gibbs), η οποία εκφράζεται μέσω του παρακάτω τύπου: όπου, o o o o G G n F E E (2.6) nf n: είναι ο αριθμός των ηλεκτρονίων που σχετίζονται με την στοιχειομετρική αντίδραση (στην περίπτωση ισούται με δύο). F: είναι η σταθερά Faraday (96487 Coulomb/mol). o E : είναι το ιδανικό δυναμικό ανοιχτού κυκλώματος (V), σε κανονικές συνθήκες ( πίεση 1 atm και θερμοκρασία 25 ο C). Για το μέγιστο ηλεκτρικό έργο W που μπορεί να παραχθεί από την κυψέλη, αυτό σχετίζεται με την παραπάνω μεταβολή της ελεύθερης ενέργειας του Gibbs και έτσι έχουμε: o o W G n F E (2.7) 23

40 Η μεταβολή της ελεύθερης ενέργειας του Gibbs, είναι συνάρτηση της θερμοκρασίας, της μεταβολής της εντροπίας και ενθαλπίας του συστήματος, δηλαδή ισχύει: όπου, ΔH: είναι η μεταβολή της ενθαλπίας(j). ΔS: είναι η μεταβολή της εντροπίας(j/k). T: είναι η θερμοκρασία (Κ). o G H T S (2.8) Για κανονικές συνθήκες πίεσης και θερμοκρασίας (1 atm και 25 ο C), υπολογίζουμε από τις εξισώσεις (2.6) και (2.7) το ιδανικό δυναμικό Ε Ο της κυψέλης. Τελικά έχουμε Εο=1.229V για προϊόν νερό σε υγρή μορφή και Εο=1.18V για προϊόν νερό σε αέρια μορφή. Στην πράξη η κυψέλη λειτουργεί σε υψηλότερες συνθήκες πίεσης και θερμοκρασίας από τις κανονικές και είναι ανάγκη επομένως να διορθωθεί το Eo που χρησιμοποιήσαμε παραπάνω και να υπολογιστεί για τις συνθήκες λειτουργίας. Αυτή η διόρθωση γίνεται με τη βοήθεια της εξίσωσης του Nernst : όπου, RT ph p 2 O2 E Eo ln( ) (2.9) nf p R: είναι η παγκόσμια σταθερά των αερίων (J/(kmol * K)) T: είναι η θερμοκρασία λειτουργίας της κυψέλης ( Ο Κ) p Η2, p ο2, p Η2Ο : είναι οι αδιάστατες τιμές των μερικών πιέσεων του υδρογόνου, οξυγόνου και νερού αντίστοιχα-για την περίπτωση όπου θεωρούνται ιδανικά αέρια. Ε O : είναι το ιδανικό δυναμικό ανοιχτού κυκλώματος στη θερμοκρασία λειτουργίας T n : o αριθμός των ηλεκτρονίων που παίρνουν μέρος στην αντίδραση F : η σταθερά Faraday HO Απώλειες Πτώσεις τάσης [5],[8],[35] Όταν η κυψέλη λειτουργεί υπό κάποιο φορτίο έχουμε την εμφάνιση των παρακάτω απωλειών: Απώλειες ενεργοποίησης (activation losses): Οι απώλειες ενεργοποίησης σχετίζονται με την μη άμεση εκτέλεση των χημικών αντιδράσεων που λαμβάνουν χώρα στην επιφάνεια των ηλεκτροδίων. Ένα ποσοστό της τάσης που παράγεται στα άκρα της κυψέλης χάνεται, επειδή θα πρέπει να ξεπεραστεί η ενέργεια ενεργοποίησης των χημικών αντιδράσεων στα ηλεκτρόδια. Οι απώλειες αυτές εξαρτώνται από την ίδια την αντίδραση, από το υλικό και τη δομή του ηλεκτρο- 24

41 καταλύτη, από τις συγκεντρώσεις των αντιδρώντων και σε μικρό βαθμό από την πυκνότητα του ρεύματος. Για τον υπολογισμό της πτώσης τάσης λόγω των απωλειών ενεργοποίησης η πλέον χρησιμοποιούμενη εξίσωση είναι η εξίσωση του Tafel (εμπειρικός τύπος): όπου, R T i Vact ln A Bln i a n F i o (2.10) α: είναι o συντελεστής μεταφοράς ηλεκτρονίων (electron transfer coefficient) της αντίδρασης (με τυπικές τιμές μεταξύ 0 και1 ) R: είναι η παγκόσμια σταθερά των αερίων i : είναι η πυκνότητα ρεύματος της κυψέλης i Ο: είναι η πυκνότητα ρεύματος ανταλλαγής (με τυπικές τιμές για KK υδρογόνου και ατμοσφαιρικού αέρα, στην άνοδο 200 ma/cm 2 και στην κάθοδο 0.1 ma/cm 2 ) T: είναι η θερμοκρασία λειτουργίας της κυψέλης n: ο αριθμός των ηλεκτρονίων που παίρνουν μέρος στην αντίδραση (για την PEMF είναι 2) Επίσης όπου A (RT / a n F) ln i και B RT / anf o Απώλειες συγκέντρωσης (concentration losses ή transport losses): Οι απώλειες συγκέντρωσης εμφανίζονται εξαιτίας της περιορισμένης μεταφορά μάζας στο εσωτερικό της κυψέλης καυσίμου και εξαρτώνται από την πυκνότητα του ρεύματος, από τη συγκέντρωση των αντιδρώντων και από τη δομή των ηλεκτροδίων. Η φυσική εξήγηση είναι ότι τα μόρια δε διαχέονται ομοιόμορφα και δεν έρχονται ομοιόμορφα σε επαφή με τον ηλεκτρο-καταλύτη και τη μεμβράνη. Ουσιαστικά οι απώλειες αυτές οφείλονται στον περιορισμένο ρυθμό απομάκρυνσης των προϊόντων και ανανέωσης των αντιδρώντων. Στην πράξη, στις περιοχές όπου γίνονται αντιδράσεις χρειάζεται κάποιος χρόνος μέχρι να μεταφερθούν νέα μόρια καυσίμου και να απομακρυνθούν τα προϊόντα της αντίδρασης. Στις PEM κυψέλες καυσίμου η υγρή φάση του νερού μπορεί να προκαλέσει πρόβλημα και επιπλέον η απομάκρυνση των προϊόντων είναι σαφώς πιο αργή. Οι απώλειες αυτές έχουν μικρή τιμή για μικρή πυκνότητα ρεύματος αλλά γίνονται σημαντικές σε υψηλές πυκνότητες ρεύματος όπου δουλεύουν άλλωστε πρακτικά οι κυψέλες καυσίμου. Η πτώση τάσης λόγω αυτών των απωλειών δίνεται από τον παρακάτω τύπο: RT C (2.11) s Vconc ln( ) nf CB όπου Cs είναι η επιφανειακή συγκέντρωση και CB η συνολική συγκέντρωση. 25

42 Ωμικές απώλειες (ohmic losses) :Οι ωμικές απώλειες σε μια κυψέλη καυσίμου προκαλούνται λόγω της αντίστασης που εμφανίζουν τα ηλεκτρόδια στην ροή των ηλεκτρονίων όσο και της αντίστασης που εμφανίζει ο ηλεκτρολύτης στη ροή των ιόντων. Τέλος να μην ξεχνάμε και την αναπόφευκτη αντίσταση η οποία δημιουργείται από τις συνδέσεις μεταξύ διαφορετικών υλικών της κυψέλης. Όλες αυτές συμβολίζονται με μια ισοδύναμη αντίσταση σε σειρά με την κυψέλη η οποία προκαλεί μια πτώση τάσης η οποία είναι γραμμική συνάρτηση της πυκνότητας ρεύματος και δίνεται από την παρακάτω εξίσωση: V Όπου i: είναι η πυκνότητα ρεύματος (ma/cm 2 ) r: είναι η ειδική αντίσταση της κυψέλης i r (2.12) Απώλειες διαρροής καυσίμου (fuel crossover): Στο εσωτερικό μιας κυψέλης καυσίμου έχουμε την εμφάνιση απωλειών εξαιτίας του γεγονότος πως ένα μικρό κλάσμα του καυσίμου δεν αντιδρά στην άνοδο και διαπερνά τη μεμβράνη φτάνοντας στην κάθοδο χωρίς φυσικά να παράγει κάποιο ρεύμα. Απώλειες εσωτερικού ρεύματος (internal current): Πρόκειται για απώλειες που οφείλονται σε εσωτερικά ρεύματα στην κυψέλη τα οποία δημιουργούνται από ροη ηλεκτρονίων μέσα από την μεμβράνη(θεωρητικά μονωτής) και όχι από το εξωτερικό κύκλωμα, όπως και θα έπρεπε Φόρτιση διπλού στρώματος (charge double layer) [5],[35] Η φόρτιση διπλού στρώματος είναι ένα πολύπλοκο φαινόμενο ηλεκτρομηχανικής φύσης, το οποίο παρουσιάζει μεγάλο ενδιαφέρον για την κατανόηση της δυναμικής ηλεκτρικής συμπεριφοράς των κυψελών καυσίμου. Κατά την επαφή δύο διαφορετικών υλικών παρατηρείται συγκέντρωση φορέων ηλεκτρικού φορτίου στην επιφάνεια επαφής τους. Δημιουργείται έτσι ένα στρώμα φορέων φορτίου στην επιφάνεια κάθε υλικού, για παράδειγμα στην επιφάνεια επαφής μεταξύ ημιαγωγών τύπου-p και τύπου-n συγκεντρώνονται οπές στην επιφάνεια του πρώτου και ηλεκτρόνια στην επιφάνεια του δεύτερου. Αυτό ονομάζεται φαινόμενο φόρτισης διπλού στρώματος. Μιλώντας ειδικότερα για τις κυψέλες καυσίμου, αυτό το φαινόμενο παρατηρείται μεταξύ του ηλεκτροδίου της καθόδου και του ηλεκτρολύτη, καθώς στην επιφάνεια του ηλεκτροδίου συσσωρεύονται ηλεκτρόνια, ενώ στην επιφάνεια επαφής του ηλεκτρολύτη με το ηλεκτρόδιο συγκεντρώνονται ιόντα. Η αντίδραση που γίνεται σε αυτό το σημείο είναι η εξής : 26

43 4H 4e O 2H O (2.13) 2 2 Όσο μεγαλύτερη είναι η πυκνότητα του φορτίου, τόσο πιθανότερο είναι να αντιδράσει το υδρογόνο με το οξυγόνο και τόσο μεγαλύτερο είναι συνεπώς το ρεύμα της κυψέλης. Όπως είναι λογικό όμως, η μεγάλη πυκνότητα φορτίου δημιουργεί μεγάλη διαφορά δυναμικού που αντιτίθεται στη διέλευση του ρεύματος. Πρόκειται ουσιαστικά για τη πτώση τάσης ενεργοποίησης και συγκέντρωσης. Είναι σαφές, ότι η φόρτιση διπλού στρώματος είναι απαραίτητη προκειμένου να γίνει η αντίδραση και εξαιτίας της δημιουργείται ένα ηλεκτρικό πεδίο το οποίο αποθηκεύει ενέργεια. Συνεπώς, αυτό το φαινόμενο μοντελοποιείται σαν πυκνωτής. Όταν μεταβάλλεται η τιμή του φορτίου χρειάζεται κάποιος χρόνος μέχρι να μεταβληθεί η ποσότητα του ρεύματος. Η πτώση τάσης που σχετίζεται με αυτό το φαινόμενο δεν ακολουθεί αμέσως τη μεταβολή του ρεύματος, όπως γίνεται με τις ωμικές απώλειες, αλλά παρουσιάζει μια ορισμένη καθυστέρηση. Αυτή η συμπεριφορά μπορεί να προσομοιωθεί σε ένα κύκλωμα με την εισαγωγή ενός πυκνωτή, η χωρητικότητα του οποίου δίδεται από τον τύπο: C (2.14) d όπου ε η ηλεκτρική αγωγιμότητα, Α η επιφάνεια του ηλεκτροδίου και d η απόσταση μεταξύ των δύο στρωμάτων φορτίου. Στο παρακάτω σχήμα παρουσιάζεται σχηματικά το φαινόμενο της φόρτισης διπλού στρώματος που αναλύθηκε παραπάνω. Σχήμα 2.9: Φαινόμενο της φόρτισης διπλού στρώματος στην επιφάνεια της καθόδου μιας κυψέλης. 27

44 Πραγματική τάση εξόδου και V-I χαρακτηριστική PEMFC [5],[6],[35] Λαμβάνοντας υπόψη τις απώλειες (ενεργοποίησης, συγκέντρωσης, ωμικές) και αμελώντας το φαινόμενο της φόρτισης διπλού στρώματος, η πραγματική τάση εξόδου της PEMFC δίνεται από τον τύπο: Vcellout E Vact Vconc Vohm (2.15) Αν λάβουμε υπόψη το φαινόμενο φόρτισης διπλού στρώματος,το οποίο αναλύθηκε παραπάνω, η τάση εξόδου γίνεται: Vcellout E Vc Vohm (2.16) όπου Vc η τάση στα άκρα του πυκνωτή C που μοντελοποιεί το φαινόμενο. Παρακάτω δίνεται η καμπύλη πόλωσης (polarization curve) η οποία χρησιμοποιείται για να μας δώσει μια γενική άποψη των χαρακτηριστικών λειτουργίας της κυψέλης καυσίμου. Η συμπεριφορά της κυψέλης είναι σαφώς μη γραμμική και εξαρτάται όπως αναφέραμε από διάφορους παράγοντες όπως η πυκνότητα ρεύματος, η θερμοκρασία της κυψέλης, κ.α. Σχήμα 2.10: V-I χαρακτηριστική μια κυψέλης καυσίμου. 28

45 Γενικά μπορούμε να δούμε πως η τάση της κυψέλης μειώνεται με την αύξηση του ρεύματος (δηλαδή του φορτίου). Αυτό όπως θα δούμε θα φανεί καθαρά και στις πειραματικές μετρήσεις της διπλωματικής εργασίας. Επίσης, είναι ξεκάθαρο πως για μηδενικό ρεύμα, η τάση εξόδου είναι η ιδανική τάση ανοιχτού κυκλώματος. Για μικρές σχετικά πυκνότητες ρεύματος έχουμε μια απότομη πτώση τάσης που οφείλεται στις απώλειες ενεργοποίησης. Έπειτα ακολουθεί μια γραμμική μείωση της τάσης λόγω των ωμικών απωλειών και τέλος για μεγάλες πυκνότητες ρεύματος έχουμε μια πολύ απότομη πτώση τάσης η οποία οφείλεται στις απώλειες συγκέντρωσης. Επιπλέον, από την παραπάνω χαρακτηριστική μπορούμε να συμπεράνουμε ότι η κυψέλη καυσίμου έχει ένα κατώτατο όριο τάσης λειτουργίας (στην περιοχή των 0.4 V), κάτω από το οποίο η κυψέλη πάσχει από έλλειψη καυσίμου και οδηγείται στην καταστροφή Το ισοδύναμο ηλεκτρικό κύκλωμα της PEMFC [5],[35] Το ισοδύναμο ηλεκτρικό κύκλωμα της κυψέλης καυσίμου, σύμφωνα με όσα είπαμε παραπάνω και λαμβάνοντας υπόψη το φαινόμενο της φόρτισης διπλού στρώματος (πυκνωτής C) είναι το εξής: Σχήμα 2.11: Το ισοδύναμο ηλεκτρικό κύκλωμα μιας PEMFC με το φαινόμενο φόρτισης διπλού στρώματος. Η αντίσταση Rohmic χρησιμοποιείται για την προσομοίωση των ωμικών απωλειών οι οποίες είναι ανάλογες του ρεύματος. Αντιθέτως, οι Ract και Rconc είναι μη γραμμικές αντιστάσεις που προσομοιώνουν τις απώλειες ενεργοποίησης και συγκέντρωσης και οι οποίες σε παράλληλο συνδυασμό με τον πυκνωτή C προσομοιώνουν το φαινόμενο φόρτισης διπλού στρώματος. 29

46 H τάση στα άκρα του πυκνωτή C τώρα, είναι: dvc V c (I C ) (Ract R conc ) (2.17) dt Σύμφωνα με την παραπάνω διάταξη σε μια απότομη μεταβολή του ρεύματος η πτώση τάσης στα άκρα της Rohmic θα μεταβάλλεται και αυτή απότομα, ενώ η τάση στα άκρα του πυκνωτή σύμφωνα με την σχέση 2.17 θα μεταβάλλεται μεν αλλά σαφώς ομαλότερα σε σχέση με τη μεταβολή του ρεύματος. Έτσι, σε μια τυχόν απότομη μεταβολή του ρεύματος η τάση εξόδου της κυψέλης θα ισορροπήσει σε μια νέα τιμή πιο αργά και σταθερά λόγω της παρουσίας του πυκνωτή C που λειτουργεί ουσιαστικά ως πυκνωτής εξομάλυνσης Μοντέλο Συστήματος Κυττάρων Καυσίμου: Βοηθητικά Συστήματα [6] Μια συστοιχία κυττάρων καυσίμου (fuel cell stack) προκειμένου να ενσωματωθεί με το ηλεκτρικό σύστημα πρέπει να εξοπλιστεί με κάποια βοηθητικά συστήματα ώστε να αποτελέσει ένα ολοκληρωμένο σύστημα κυττάρων καυσίμου (ΣΚΚ-fuel cell system, FCS). Το ΣΚΚ περιλαμβάνει τα παρακάτω κύρια συστήματα που είναι υπεύθυνα για τα βασικά μεταβατικά φαινόμενα και παρουσιάζονται στο Σχήμα 2.12: Σύστημα παροχής οξυγόνου στην κάθοδο Σύστημα παροχής υδρογόνου στην άνοδο Σύστημα ψύξης με απιονισμένο νερό σαν ψυκτικό Σύστημα ύγρανσης της μεμβράνης με απιονισμένο νερό. 30

47 Πίεση Εισαγωγής του Πολλαπλού Ροή εισόδου ψυκτικού Απαγωγέας θερμότητας Ροή εξόδου ψυκτικού Θέση Βαλβίδας Δεξαμενή Υδρογόνου και βαλβίδα Πίεση καθόδου συστοιχίας Ροή Αέρα Πολλαπλό Εισαγωγής Ψύκτης Ροή Ροή Υγραντήρας Υγραντήρας Ροή Ροή Συστοιχία Κυττάρων Καυσίμου Ροή Πίεση εξόδου πολλαπλού Πολλαπλό Επιστροφής Ροή Αέρα Συμπιεστής Κινητήρας Συνεχούς Ρεύματος Συμπαγής Άξονας Νερό Έγχυσης Δεξαμενή νερού Τάση Ρεύμα Ροή Διαχωριστής νερού Σχήμα 2.12: Σύστημα Κυττάρων Καυσίμου. Ροή Έχει καταγραφεί πως η λειτουργία των ΚΚ σε υψηλή πίεση βελτιώνει τον ρυθμό της αντίδρασης που λαμβάνει χώρα στο εσωτερικό τους και συνεπώς βελτιώνεται η απόδοση και η ενεργειακή τους πυκνότητα. Επομένως, η ύπαρξη του ζεύγους συμπιεστή - μηχανής συνεχούς ρεύματος δεν είναι απαραίτητη μόνο για να εξασφαλίζει την επιθυμητή ροή του αέρα στην κάθοδο αλλά και την επιθυμητή πίεσή του. Ο συμπιεσμένος αέρας που εξέρχεται από τον συμπιεστή είναι σε υψηλότερη θερμοκρασία και γι αυτό είναι απαραίτητη η ύπαρξη του ψύκτη (cooler), που μειώνει την θερμοκρασία του αέρα πριν εισέρθει στην συστοιχία. Όπως φαίνεται στο Σχήμα 2.12, ο υγραντήρας (humidifier) προσθέτει υδρατμούς στην ροή του αέρα προκειμένου να αποφευχθεί η αφύγρανση της μεμβράνης. Ο αέρας που εξέρχεται τελικά από την συστοιχία έχει υδρατμούς που παράχθηκαν στο εσωτερικό της συστοιχίας και με την βοήθεια του διαχωριστή νερού (water separator) το νερό που αποσπάται χρησιμοποιείται για την ύγρανση των αντιδρώντων όπως φαίνεται στο Σχήμα Στην πλευρά της ανόδου, το υδρογόνο παρέχεται από μια δεξαμενή στην οποία υπάρχει αποθηκευμένο συμπιεσμένο υδρογόνο και μια βαλβίδα ρυθμίζει την ροή του υδρογόνου. Το υδρογόνο πριν εισέλθει στην συστοιχία υγραίνεται από τον υγραντήρα και στο εσωτερικό της συστοιχίας αντιδρά με τον αέρα παράγοντας ηλεκτρισμό, νερό και θερμότητα. Επειδή η θερμοκρασία της συστοιχίας πρέπει να παραμένει κάτω των 100 ο C ώστε η μεμβράνη να είναι υγρή, η θερμότητα που ελευθερώνεται κατά την αντίδραση απομακρύνεται με την βοήθεια ψυκτικού. Όπως φαίνεται από το Σχήμα 31

48 2.12 το ψυκτικό που εξέρχεται από την συστοιχία οδηγείται σε έναν απαγωγέα θερμότητας (heat exchanger) ώστε να απαλλαγεί το σύστημα από αυτήν. Από την σύντομη περιγραφή των κύριων βοηθητικών συστημάτων που αναφέρθηκαν προκύπτει πως: 1) για την καλύτερη και ταχύτερη απόκριση του συστήματος αλλά και 2) την προσαρμοστικότητα και καλύτερη στιβαρότητά του κατά τις αλλαγές στην ζήτηση της ισχύος θα πρέπει να ρυθμίζονται οι παρακάτω βασικοί παράμετροι: Ροή και πίεση των αντιδρώντων Θερμοκρασία Υγρασία της μεμβράνης Με άλλα λόγια ο έλεγχος στον συμπιεστή ρυθμίζει την ροή του αέρα και την πίεσή του, η βαλβίδα στην άνοδο ρυθμίζει αντίστοιχα την ροή του υδρογόνου και την πίεσή του ώστε να ακολουθεί αυτήν της καθόδου, ο απαγωγέας θερμότητας και η αντλία νερού ρυθμίζουν την θερμοκρασία του συστήματος και τέλος, ο έλεγχος του υγραντήρα ρυθμίζει την υγρασία της μεμβράνης. Ωστόσο, οι παραπάνω παράμετροι ελέγχου δεν είναι ανεξάρτητες μεταξύ τους. Για παράδειγμα μια αύξηση στην ροή του αέρα μπορεί να προκαλέσει αύξηση της πίεσής του αλλά και να επηρεάσει την ποσότητα των υδρατμών και της θερμότητας που εισέρχονται και εξέρχονται της συστοιχίας. Έτσι, επηρεάζεται τόσο η υγρασία της μεμβράνης όσο και η θερμοκρασία της συστοιχίας. Επιπλέον, μια αλλαγή στην θερμοκρασία της συστοιχίας επηρεάζει την υγρασία του αέρα και του υδρογόνου μέσα στην συστοιχία γιατί η πίεση κορεσμού των υδρατμών (vapor saturation pressure) εξαρτάται από την θερμοκρασία. Με αυτό το τρόπο, ο έλεγχος καθενός από τα τέσσερα υποσυστήματα έχει έναν αντικειμενικό στόχο που ανταγωνίζεται και αλληλεπιδρά με τους ελέγχους των υπόλοιπων βοηθητικών συστημάτων. Ο στόχος του ελέγχου των συστημάτων παροχής οξυγόνου και υδρογόνου είναι η επαρκής τροφοδοσία της συστοιχίας με αντιδρώντα (ώστε ο λόγος χρησιμοποιήσεως λ να παραμένει σταθερός ), η καλύτερη μεταβατική απόκριση του συστήματος και η ελαχιστοποίηση της κατανάλωσης ενέργειας σε βοηθητικά υποσυστήματα. Ο αντικειμενικός στόχος του συστήματος ψύξης είναι η διατήρηση της θερμοκρασίας στα επιθυμητά επίπεδα και η χαμηλή κατανάλωση των βοηθητικών συστημάτων της αντλίας και του ανεμιστήρα. Τέλος, το σύστημα διαχείρισης του νερού πρέπει να διατηρεί την υγρασία στην μεμβράνη και την ισορροπία της χρήσης/κατανάλωσης νερού στο σύστημα γενικά. Στην συνέχεια ακολουθεί η θεωρητική ανάλυση της λειτουργίας της επόμενης συσκευής που συναντάμε στο κύκλωμα ισχύος δηλαδή τον ΣΡ/ΣΡ μετατροπέα ανύψωσης τάσης. 32

49 2.3 ΣΡ/ΣΡ ΜΕΤΑΤΡΟΠΕΑΣ ΑΝΥΨΩΣΗΣ ΤΑΣΗΣ [9] Στο σημείο αυτό θα γίνει μια σύντομη περιγραφή του ΣΡ/ΣΡ μετατροπέα ανύψωσης τάσης. Οι κύριες εφαρμογές αυτής της συσκευής είναι η ρύθμιση σταθερής τάσης (voltage regulation) και το φρενάρισμα μηχανών με ανάκτηση ενέργειας (regenerative breaking).ο ΣΡ/ΣΡ μετατροπέας ανύψωσης τάσης (step up ή boost dc - dc converter), παράγει μέση τάση εξόδου V ο μεγαλύτερη από την DC τάση εισόδου του, V d. Το βασικό κύκλωμα του μετατροπέα παραθέτεται στο Σχήμα 2.13(α). Όπως φαίνεται και από το Σχήμα 2.13(β). κατά τη διάρκεια που ο διακόπτης S είναι κλειστός το ρεύμα του πηνίου περνάει από αυτόν, ενώ η δίοδος βρίσκεται σε κατάσταση αποκοπής (είναι ανάστροφα πολωμένη), απομονώνοντας τη βαθμίδα εξόδου από το υπόλοιπο κύκλωμα. Σε αυτό το χρονικό διάστημα, στα άκρα του πηνίου εφαρμόζεται η τάση εισόδου V L = V d και το ρεύμα του αυξάνει. Επομένως, κατά το χρόνο 0 t on το πηνίο αποταμιεύει ενέργεια. Όταν ο διακόπτης S βρεθεί σε κατάσταση αποκοπής, η αποθηκευμένη στο πηνίο ενέργεια αποδίδεται στη βαθμίδα μέσω της διόδου. Επίσης η βαθμίδα συνεχίζει να λαμβάνει ενέργεια από την είσοδο της διάταξης. Όταν η δίοδος είναι αγώγιμη, το πηνίο συνδέεται παράλληλα με τον πυκνωτή εξόδου, όπως φαίνεται και από το Σχήμα 2.13(γ), και η τάση του γίνεται V L = V d V o. Πρέπει σ αυτό το σημείο να τονίσουμε ότι ο πυκνωτής C στην βαθμίδα εξόδου του μετατροπέα πρέπει να είναι όσο το δυνατόν μεγαλύτερος ώστε η τάση εξόδου να είναι όσο το δυνατόν πιο σταθερή, χωρίς κυματώσεις. Σχήμα 2.13: Κύκλωμα μετατροπέα ανύψωσης και ισοδύναμα κυκλώματα για τις καταστάσεις του διακόπτη. 33

50 Η λειτουργία του μετατροπέα βασίζεται στον ημιαγώγιμο διακόπτη και στη σχετική διάρκεια αγωγής του η οποία συμβολίζεται με D. Αν ορίσουμε με t on το διάστημα όπου ο διακόπτης είναι ανοιχτός, t off το διάστημα όπου ο διακόπτης είναι κλειστός και Τ= t off + t on την περίοδο και σκεφτόμενοι πως το ολοκλήρωμα του χρόνου για την τάση του πηνίου σε μια περίοδο πρέπει να είναι μηδέν τότε βρίσκουμε πως η τάση εισόδου V d και η τάση εξόδου V ο συνδέονται με τη σχετική διάρκεια αγωγής D σύμφωνα με τη σχέση : V t (V V )t 0 V T 1 o d on d o off (2.18) Vd toff 1 D Και θεωρώντας επίσης πως έχουμε ένα κύκλωμα χωρίς απώλειες, η ισχύς εξόδου Ρo είναι ίση με την ισχύ εισόδου Ρd και άρα προκύπτει η ανάλογη σχέση για το ρεύμα εισόδου Ι d, το ρεύμα εξόδου Ιo και τη σχετική διάρκεια αγωγής D : I V I (2.19) o d o Pd Po Vd Id Vo I o (1 D) Id Vo Id Παρακάτω παραθέτουμε και μια υλοποίηση του κυκλώματος του μετατροπέα ανύψωσης τάσης με χρήση MOSFET και διόδου. Είναι ουσιαστικά η υλοποίηση που έχουμε στην πειραματική μας διάταξη και θα αναλυθεί σε επόμενο κεφάλαιο. Σχήμα 2.14: Υλοποίηση μετατροπέα ανύψωσης τάσης με χρήση MOSFET. 34

51 Ο μετατροπέας ανύψωσης τάσης μπορεί, ανάλογα με την επιλογή του D και του πηνίου L, να λειτουργεί σε δύο καταστάσεις: μια συνεχούς αγωγής όπου το ρεύμα στο πηνίο δεν μηδενίζεται καμία στιγμή και μία μη συνεχούς αγωγής όπου υπάρχουν χρονικά διαστήματα όπου το ρεύμα στο πηνίο μηδενίζεται. Παρακάτω θα βρούμε το όριο μεταξύ αυτών των δύο καταστάσεων λειτουργίας. Στο Σχήμα 2.15 φαίνονται οι κυματομορφές στο όριο της συνεχούς αγωγής. Εξ ορισμού σε αυτή την κατάσταση έχουμε πως i L =0 στο τέλος του διαστήματος t off. Το μέσο ρεύμα του πηνίου όταν η διάταξη λειτουργεί σε αυτό το όριο είναι: I I LB LB 1 i 2 1 Vd t 2L TV 2L L,peak ON s o ILB D(1 D) (2.20) Σχήμα 2.15: Κυματομορφές α) ρεύματος πηνίου i L και b)ρεύματος εξόδου i ob στο όριο της συνεχούς αγωγής. Αναγνωρίζοντας ότι σε έναν μετατροπέα ανύψωσης τάσης το ρεύμα εισόδου και το ρεύμα του πηνίου είναι τα ίδια, δηλαδή i L= i d και χρησιμοποιώντας τις εξισώσεις 2.19 και 2.20 βρίσκουμε πως το μέσο ρεύμα εξόδου στο όριο της συνεχούς αγωγής είναι: TV I D(1 D) 2L s o 2 ob (2.21) Στις περισσότερες εφαρμογές όπου χρησιμοποιείται ο μετατροπέας ανύψωσης τάσης απαιτείται η τάση εξόδου V o να παραμένει όσο το δυνατόν πιο σταθερή. Συνεπώς, στο Σχήμα 2.15 b έχει σχεδιαστεί, με σταθερή την τάση εξόδου V ο, το ρεύμα i ob συναρτήσει της σχετικής 35

52 διάρκειας αγωγής ή λόγου κατάτμησης D. Το γεγονός ότι έχουμε σταθερή την τάση εξόδου V ο και μεταβάλουμε το D υπαγορεύει αλλαγή και στην τάση εισόδου. Το σχήμα 2.15 b δείχνει καθαρά ότι το ρεύμα i LB φθάνει μια μέγιστη τιμή για D=0.5 και είναι ίση με: I LB,max TV 8L s o (2.22) Επίσης, το ρεύμα εξόδου i ob βλέπουμε πως έχει την μέγιστη τιμή του για D=0.333 και είναι ίση με: 2 T V T V I L L s o s o ob,max (2.23) εξής: Τα ρεύματα Ι ob και I LB μπορούν να εκφραστούν συναρτήσει των μέγιστων τιμών τους ως 27 4 I 4D(1 D) i 2 IoB D(1 D) iob,max LB LB,max (2.24) Τέλος, μπορούμε να παρατηρήσουμε από το Σχήμα 2.15 b πως για ένα δεδομένο D, με σταθερή την τάση εξόδου V o, αν το μέσο ρεύμα φορτίου πέσει κάτω από i ob (και συνεπώς το μέσο ρεύμα πηνίου κάτω από i LB ) τότε θα περάσουμε στην κατάσταση μη συνεχούς αγωγής. Εξετάζοντας τώρα την περίπτωση μη συνεχούς αγωγής θεωρούμε πως αφού η ισχύς στο φορτίο στην έξοδο μειώνεται, η τάση εισόδου V d και η σχετική διάρκεια αγωγής D μένουν σταθερά ( αν και στην πραγματικότητα το D μεταβάλλεται ώστε η τάση εξόδου V ο να παραμένει σταθερή). Στο Σχήμα 2.16 που ακολουθεί μπορούν να συγκριθούν οι κυματομορφές του ρεύματος πηνίου i L στην οριακή κατάσταση μεταξύ συνεχούς και μη συνεχούς αγωγής και της κατάστασης μη συνεχούς αγωγής. 36

53 Σχήμα 2.16: Κυματομορφές ρεύματος πηνίου i L α) στο όριο συνεχούς και μη συνεχούς αγωγής β) σε μη συνεχή αγωγή. Στο σχήμα 2.16(β) η μη συνεχής αγωγή πραγματοποιείται εξαιτίας της μειωμένης ισχύς εξόδου P o (θεωρητικά ίση με την ισχύ εισόδου P d ) και συνεπώς του μειωμένου ρεύματος I L μιας και η τάση εισόδου V d είναι σταθερή. Από την στιγμή που το μέγιστο ρεύμα στο πηνίο i L,peak είναι το ίδιο και στις δύο καταστάσεις του σχήματος 2.16, μια μικρότερη τιμή για το μέσο ρεύμα Ι L (και συνεπώς ένα μη συνεχές i L ) είναι δυνατή μόνο αν αυξηθεί η τάση εξόδου V o στη δεύτερη περίπτωση (μη συνεχής αγωγή). Αν εξισώσουμε το ολοκλήρωμα της τάσης του πηνίου σε μια περίοδο με το 0, θα έχουμε: και Vo 1 D Vd DT S (Vd V o) 1TS 0 V d 1 (2.25) I I (αφού P o =P d ) (2.26) D o 1 d 1 Από το σχήμα 2.16(β) το μέσο ρεύμα εισόδου, που επίσης είναι ίσο με το ρεύμα πηνίου ισούται: Vd Id DT s(d 1) (2.27) 2L Χρησιμοποιώντας την εξίσωση 2.26 από την προηγούμενη σχέση υπολογίζουμε: 37

54 TV s d o ( )D 1 (2.28) 2L Σε πρακτικό επίπεδο, αφού η τάση εξόδου V o διατηρείται σταθερή και το D μεταβάλλεται αντίστοιχα με την τάση εισόδου V d, είναι πιο χρήσιμο να έχουμε στην διάθεση μας μια σχέση που να δίνει τη σχετική διάρκεια αγωγής D συναρτήσει του ρεύματος φορτίου για Vo διάφορες τιμές του λόγου. Χρησιμοποιώντας τις εξισώσεις 2.25, 2.28, 2.23 υπολογίζουμε: V d 4 V V I D ( 1) 27 V V I o o o d d ob,max 1/2 (2.29) I I o ob,max Στο παρακάτω σχήμα σχεδιάζουμε τη σχετική διάρκεια αγωγής D συναρτήσει του λόγου Vo για διάφορες τιμές του λόγου. Το όριο μεταξύ της συνεχούς και της μη συνεχούς V αγωγής σχεδιάζεται με διακεκομμένη γραμμή. d Σχήμα 2.17: Χαρακτηριστικά μετατροπέα ανύψωσης τάσης για V o σταθερή. 38

55 Παρακάτω θα παραθέσουμε κάποιες κυματομορφές που θα μας βοηθήσουν να καταλάβουμε την λειτουργία του μετατροπέα ανύψωσης τάσης στην κατάσταση της συνεχούς αγωγής που είναι και η πιο συνηθισμένη περίπτωση και αυτή στην οποία λειτουργεί ο μετατροπέας στην πειραματική μας διάταξη [9],[10],[11]. Στο Σχήμα 2.18, παρουσιάζονται οι κυματομορφές της τάσης και του ρεύματος του πηνίου του μετατροπέα ανύψωσης κατά τη λειτουργία του με σχετική διάρκεια αγωγής D = 0.6. Σχήμα 2.18: Κυματομορφές τάσης(επάνω) και ρεύματος(κάτω) πηνίου dc-dc μετατροπέα τάσης. Στο επόμενο σχήμα φαίνονται τα ρεύματα του διακόπτη I s και της διόδου Ι d, όπου κατά το χρόνο 0 t on το ρεύμα πηνίου διέρχεται από το διακόπτη και το ρεύμα της διόδου είναι μηδέν, ενώ κατά το χρόνο t on - T το ρεύμα του πηνίου διαρρέει τη δίοδο και το ρεύμα του διακόπτη είναι τώρα μηδέν: 39

56 Σχήμα 2.19: Ρεύμα διακόπτη Ι s και διόδου Ι d dc-dc μετατροπέα τάσης. Όπως φαίνεται από το Σχήμα 2.19, τα ρεύματα του διακόπτη και της διόδου σχηματίζουν το συνολικό ρεύμα πηνίου. Στα επόμενα σχήματα παρουσιάζονται η τάση και το ρεύμα του διακόπτη και της διόδου του ΣΡ/ΣΡ μετατροπέα ανύψωσης τάση: Σχήμα 2.20: Κυματομορφές τάσης(επάνω) και ρεύματος(κάτω) διακόπτη dc-dc μετατροπέα τάσης. Από το παραπάνω σχήμα, φαίνεται ότι όταν ο διακόπτης βρίσκεται σε κατάσταση αγωγής η τάση του είναι μηδέν, ενώ κατά την κατάσταση αποκοπής, η τάση στα άκρα του είναι ίση με την τάση εξόδου V ο. Αυτό μπορεί να γίνει αντιληπτό από το ισοδύναμο κύκλωμα του Σχήματος 2.13(γ). 40

57 Σχήμα 2.21: Κυματομορφές τάσης(επάνω) και ρεύματος(κάτω) διόδου dc-dc μετατροπέα τάσης. Όταν ο διακόπτης βρίσκεται σε κατάσταση αγωγής, η δίοδος δεν άγει και η τάση στα άκρα της είναι ίση με την τάση εξόδου V ο.to αρνητικό πρόσημο προκύπτει γιατί οι κυματομορφές αναφέρονται στην τάση ανόδου καθόδου της διόδου, η οποία έχει αντίθετη πολικότητα από την τάση εξόδου. Αυτό είναι εμφανές από το ισοδύναμο κύκλωμα του Σχήματος 2.13(β). Επίσης, όταν ο διακόπτης δεν άγει, η δίοδος γίνεται αγώγιμη και η τάση στα άκρα της είναι μηδέν. Τέλος, θεωρείται σκόπιμο να αναλύσουμε την ύπαρξη όσο και την λύση ενός προβλήματος που συνδέεται με τον ΣΡ/ΣΡ μετατροπέα ανύψωσης τάσης. Το πρόβλημα ουσιαστικά αφορά την συμπεριφορά του κυκλώματος του μετατροπέα κατά την διάρκεια της μετάβασης του διακόπτη μεταξύ των δύο καταστάσεων που περιγράψαμε παραπάνω. Αυτό το χρονικό διάστημα είναι σαφώς μικρότερο από την περίοδο λειτουργίας του κυκλώματος. Όπως γνωρίζουμε, η τάση εξόδου του μετατροπέα παρουσιάζει σε κανονικές συνθήκες λειτουργίας πολύ μικρή κυμάτωση οπότε είμαστε σε θέση να αντικαταστήσουμε το φορτίο και τον πυκνωτή με μια μπαταρία.. Το ρεύμα στο πηνίο παρουσιάζει επίσης μια πολύ μεταβολή κατά την διάρκεια της μετάβασης οπότε στο ισοδύναμο κύκλωμα μπορούμε να αντικαταστήσουμε τον πυκνωτή και τον φορτίο με μια πηγή ρεύματος. Το αρχικό και το απλοποιημένο κύκλωμα φαίνονται στο Σχήμα 2.22 παρακάτω: 41

58 (α) (β) Σχήμα 2.22: Αρχικό(α) και απλοποιημένο(β) κύκλωμα μετατροπέα ανύψωσης τάσης. Στο επόμενο σχήμα παραθέτουμε πάλι για λόγους αμεσότητας την τάση και το ρεύμα του πηνίου: Σχήμα 2.23: Τάση και ρεύμα στο πηνίο του μετατροπέα ανύψωσης τάσης. 42

59 Προχωρώντας τώρα στην ανάλυση του προβλήματος που δημιουργείται διαπιστώνουμε πως στην αρχή της περιόδου όπου ο διακόπτης είναι έστω ανοιχτός, όλο το ρεύμα ρέει διαμέσου της διόδου στην μπαταρία. Με το κλείσιμο του διακόπτη το ρεύμα θα μεταφερθεί σταδιακά από την δίοδο στον διακόπτη. Για όσο όμως συνεχίζει να υπάρχει ρεύμα στην δίοδο, η τάση στον διακόπτη παραμένει E o. Όταν όλο το ρεύμα έχει πλέον μεταφερθεί στον διακόπτη τότε η τάση του μπορεί να αρχίσει να πέφτει. Στο άνοιγμα του διακόπτη η κατάσταση αντιστρέφεται. Όταν ο διακόπτης ανοίγει η τάση πάνω του αρχίζει να αυξάνεται. Το ρεύμα του διακόπτη ωστόσο, δεν θα αρχίσει να μειώνεται έως η τάση να φθάσει στο E διότι έως εκείνο το σημείο η δίοδος είναι ανάστροφα πολωμένη. Όταν η δίοδος αρχίσει να άγει το ρεύμα στον διακόπτη μπορεί να αρχίσει να μειώνεται. Είναι εύκολα κατανοητό πως αυτού του είδους η μετάβαση ανάμεσα στις δύο καταστάσεις του διακόπτη, τον εκθέτει σε υψηλές καταπονήσεις καθώς πρέπει να υποστηρίξει ταυτόχρονα τόσο τη μέγιστη τάση όσο και το μέγιστο ρεύμα. Αυτό όπως είναι φυσικό οδηγεί και σε μεγάλες διακοπτικές απώλειες. Πρέπει επίσης να λάβουμε υπόψη μας τόσο τις παρασιτικές χωρητικότητες όσο και τις παρασιτικές επαγωγές που αναπόφευκτα υπάρχουν και μεγαλώνουν τις διακοπτικές απώλειες. Η ύπαρξη αυτών των παρασιτικών μεγεθών φαίνεται στο Σχήμα 2.24 παρακάτω: o Σχήμα 2.24: Κύκλωμα μετατροπέα ανύψωσης τάσης με παρασιτικές επαγωγές και χωρητικότητες. Για να περιορίσουμε αυτό το φαινόμενο προχωρούμε στην κατασκευή ενός κυκλώματος RC snubber ώστε να μειώσουμε τόσο την μέγιστη τάση που εφαρμόζεται στον διακόπτη όσο και τις διακοπτικές απώλειες. Το κύκλωμα αυτό είναι ιδιαίτερα απλό και αποτελείται από μια 43

60 αντίσταση σε σειρά με έναν πυκνωτή. Το κύκλωμα του μετατροπέα μαζί με το κύκλωμα RC snubber φαίνεται παρακάτω: Σχήμα 2.25: Κύκλωμα μετατροπέα ανύψωσης τάσης με κύκλωμα RC snubber. Για την επιλογή της αντίστασης σκεπτόμαστε ότι πρέπει το ρεύμα να συνεχίσει να ρέει αμετάβλητο,χωρίς υπερύψωση στην τάση, όταν ανοίγει ο διακόπτης και το ρεύμα ρέει διαμέσου του κυκλώματος RC snubber. Σύμφωνα με το νόμο του Ohm η τιμή της αντίστασης πρέπει να είναι: EO Rs (2.30) I όπου E η τάση εξόδου του μετατροπέα και Ι το ρεύμα που διαρρέει το πηνίο. o Για την επιλογή της τιμής του πυκνωτή σκεφτόμαστε πως η αντίσταση καταναλώνει σε 1 2 κάθε περίοδο την ενέργεια που είναι αποθηκευμένη στον πυκνωτή και είναι ίση με CVo. 2 Υποθέτοντας τώρα πως χρησιμοποιούμε αντίσταση ισχύος 2W διαλέγουμε πυκνωτή ώστε σε κάθε περίοδο η αντίσταση να καταναλώνει τη μισή ονομαστική της ισχύ, δηλαδή 1W. Αν πάρουμε υπόψη μας ότι σε κάθε περίοδο έχουμε 2 μεταβάσεις τότε για να καταναλώνει η αντίσταση 1W σε κάθε περίοδο, υπολογίζουμε: 1 1 ( C V )(2f ) 1 C (2.31) 2 V f 2 s o s s 2 o s Στην συνέχεια ακολουθεί η θεωρητική ανάλυση της λειτουργίας της επόμενης συσκευής που συναντάμε στο κύκλωμα ισχύος και δεν είναι άλλη από τον αντιστροφέα πηγής τάσης. 44

61 2.4 ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑΣ ΠΗΓΗΣ ΤΑΣΗΣ (VOLTAGE SOURCE INVERTER-VSI) Εισαγωγή [10] Το πρόβλημα της δημιουργίας μίας πηγής εναλλασσόμενης τάσης με μεταβλητή συχνότητα και πλάτος προέκυψε πριν από πoλλές δεκαετίες. Λύση στο πρόβλημα αυτό αποτελεί η μετατροπή μίας συνεχούς τάσεως σε εναλλασσόμενη, μονοφασική ή τριφασική, με τη βοήθεια ηλεκτρονικών μετατροπέων ισχύος, των λεγόμενων αντιστροφέων (inverters).η παραγόμενη αυτή εναλλασσόμενη τάση μπορεί να έχει οποιοδήποτε πλάτος και οποιαδήποτε συχνότητα με την χρήση κατάλληλων μετασχηματιστών, διακοπτών και κυκλωμάτων ελέγχου. Οι σύγχρονοι αντιστροφείς δεν έχουν κινούμενα μέρη και χρησιμοποιούνται σε μια ευρεία γκάμα εφαρμογών όπως οι εξής: Συστήματα αδιάκοπης παροχής ισχύος (UPS). Συστήματα ελέγχoυ στροφών ή ροπής ηλεκτρικών κινητήρων εναλλασσόμενου ρεύματος. Συστήματα ελέγχoυ της θερμοκρασίας με επαγωγή. Συστήματα μετατροπής και ελέγχoυ της τάσης εξόδου αιολικών γεννητριών. Συστήματα μετατροπής και ελέγχoυ της τάσης εξόδου φωτοβολταϊκών γεννητριών. Συστήματα μεταφοράς ηλεκτρικής ενέργειας. Οι αντιστροφείς μπορούν να διαιρεθούν σε δύο κυρίως κατηγορίες : i) Στoυς μovoφασικoύς αντιστροφείς σε συνδεσμολογία ημιγέφυρας (με δύο ελεγχόμενα ημιαγωγικά διακοπτικά στοιχεία) ή σε συνδεσμολογία πλήρους γέφυρας (με τέσσερα ελεγχόμενα ημιαγωγικά διακοπτικά στοιχεία) η οποία αναλύεται παρακάτω. ii) Στους τριφασικούς αντιστροφείς (με έξι ελεγχόμενα ημιαγωγικά διακοπτικά στοιχεία) Επίσης κάθε μία από τις παραπάνω κατηγορίες μπορεί να υποδιαιρεθεί στις εξής δύο κατηγορίες : i) Στους αντιστροφείς οι οποίοι τρoφoδoτoύvται από πηγή συνεχούς τάσης (Αντιστροφείς Τάσης - Voltage Source Inverters) και οι οποίοι αναλύονται στο παρόν κεφάλαιο. ii) Στoυς αvτιστρoφέωv οι οποίοι τρoφoδoτoύvται από πηγή συνεχούς ρεύματος (Αντιστροφείς Ρεύματος - Current Source Inverters). Η συνεχής τάση που τροφοδοτεί έναν αντιστροφέα μπορεί να προέρχεται από ένα συσσωρευτή. Στις περισσότερες βιομηχανικές εφαρμογές παρέχεται από ένα ανορθωτικό 45

62 σύστημα, που αποτελείται είτε από διόδους είτε από θυρίστορ. Η ανορθωμένη τάση σταθεροποιείται με τη βοήθεια ηλεκτρολυτικών πυκνωτών μεγάλης χωρητικότητας, οι οποίοι συνδέονται στους ακροδέκτες εισόδου του αντιστροφέα. Ως ελεγχόμενα ημιαγωγικά διακοπτικά στοιχεία ισχύος μπορούν να χρησιμoπoιηθoύv στοιχεία των οποίων ελέγχεται μόνο η έvαυση (π.χ. θυρίστορ) ή στοιχεία των οποίων ελέγχεται τόσο η έvαυση όσο και η σβέση (π.χ. διάφορα τρανζίστορ όπως BJT, MD, MOSFET, IGBT, GTO θυρίστoρ ή MCT). Η συχνότητα στην έξοδο του αvτιστρoφέα καθορίζεται από τov ρυθμό έvαυσης και σβέσης των ελεγχόμενων ημιαγωγικών στoιχείωv και επομένως παρέχεται η δυνατότητα ρύθμισης αυτής μέσω τoυ κυκλώματος παλμοδότησης. Η διακοπτική λειτουργία τoυ αvτιστρoφέα όμως έχει, συνήθως, ως αποτέλεσμα μη ημιτονοειδείς κυματομορφές τάσης και ρεύματος στηv έξoδό τoυ. Τo φιλτράρισμα τωv αvώτερωv αρμovικώv στηv έξοδο τoυ αvτιστρoφέα δεν είναι εύκολο, ειδικά στην περίπτωση κατά την οποία η συχvότητα τωv ανωτέρων αρμovικώv μεταβάλλεται και βρίσκεται κοντά στη συχvότητα της βασικής αρμονικής της τάσης εξόδου τoυ. Αυτό έχει ως αποτέλεσμα vα αυξάνεται τo βάρος, o όγκος και τo κόστος τoυ αvτιστρoφέα Μονοφασικός αντιστροφέας πλήρους γέφυρας δύο επιπέδων [10],[31],[12] Αποτελείται από δύο αντιστροφείς ημιγέφυρας και προτιμάται σε διατάξεις με υψηλότερες απαιτήσεις ισχύος καθώς με την ίδια συνεχή τάση εισόδου, η μέγιστη τάση εξόδου του αντιστροφέα πλήρους γέφυρας είναι διπλάσια από αυτή του αντιστροφέα ημιγέφυρας. Αυτό σημαίνει ότι για την ίδια ισχύ, το ρεύμα εξόδου και τα ρεύματα των διακοπτών είναι το μισό εκείνων του αντιστροφέα ημιγέφυρας. Το τίμημα που πληρώνουμε όμως είναι η χρήση περισσότερων διακοπτικών στοιχείων. Σχήμα 2.26: Τοπολογία μονοφασικού αντιστροφέα πλήρους γέφυρας. 46

63 Οι ελεγχόμενοι ημιαγωγικoί διακόπτες στο μονοφασικό αvτιστρoφέα με συνδεσμολογία πλήρους γέφυρας αvαβoσβήvoυv σε διαγώνια ζευγάρια. Όταν δηλαδή οι T Α+ και T Β- είvαι σε αγωγή, οι T Β+ και T Α- είvαι σε αποκοπή και τo αντίθετο. Έτσι πάνω στο φορτίο το οποίο υποθέτουμε ότι είναι συνδεδεμένο στην έξοδο του αντιστροφέα εμφανίζεται μία τετραγωνική τάση από Vd έως Vd. Όταν τo φορτίο είvαι καθαρά ωμικό, τότε και τo ρεύμα έχει παρόμoια μορφή με τηv τάση και οι αvτιπαράλληλες δίοδοι δεv έχουν ενεργό ρόλο στη λειτουργία τoυ κυκλώματος. Στηv περίπτωση όμως που τo φορτίο είvαι επαγωγικής φύσης τα πράγματα είvαι διαφορετικά. Ας υποθέσουμε ότι άγουν τα T Α+ και T Β-. Όταν σβήσουν αυτά και έρθουν σε αγωγή τα T Β+ και T Α-, η πολικότητα της τάσης πάνω στο φορτίο θ αλλάξει, τo ρεύμα όμως θα συνεχίσει vα ρέει με τηv ίδια φορά, λόγω της καθυστέρησης που εισάγει τo επαγωγικό φορτίο. Για το διάστημα μέχρι το μηδενισμό του ρεύματος αυτό θα ρέει μέσω των D Β+ και D Α-, επιστρέφοντας ενέργεια. Στο αρμονικό περιεχόμενο στηv έξοδο ενός τέτοιου είδους αvτιστρoφέα, εμφανίζονται η βασική αρμονική και ανώτερες αρμονικές σε συχνότητες που είvαι μονά ακέραια πολλαπλάσια της συχνότητας της βασικής αρμονικής. Παρακάτω παραθέτουμε τις κυματομορφές τάσης και ρεύματος του μονοφασικού αντιστροφέα πλήρους γέφυρας του οποίου τα διακοπτικά στοιχεία ελέγχονται με τετραγωνικούς παλμούς και ο οποίος τροφοδοτεί ένα ωμικοεπαγωγικό φορτίο. Να τονίσουμε πως με τov έλεγχο με τετραγωνικούς παλμούς δεv είvαι δυνατό vα μεταβληθεί η βασική αρμονική της τάσης εξόδου τoυ αvτιστρoφέα. T Α+ ON T Α- ON T Α+ ON T Β- ON T Β+ ON T Β- ON Σχήμα 2.27: Κυματομορφές τάσης μονοφασικού αντιστροφέα πλήρους γέφυρας. 47

64 Ρεύμα σε T Α+ και T Β- Ρεύμα σε D Β+ και D Α- Ρεύμα σε D Α+ και D Β- Ρεύμα σε T Β+ και T Α- Σχήμα 2.28: Ρεύμα ωμικοεπαγωγικού φορτίου μονοφασικού αντιστροφέα πλήρους γέφυρας Τριφασικός αντιστροφέας δύο επιπέδων [9],[33] Είναι πολύ διαδεδομένη η χρήση των τριφασικών αντιστροφέων σε εφαρμογές όπως συστήματα αδιάκοπης τροφοδοσίας ισχύος και συστήματα οδήγησης κινητήρων για την τροφοδοσία τριφασικού φορτίου. Η τροφοδοσία ενός τριφασικού φορτίου θα μπορούσε βέβαια να γίνει και από τρεις ανεξάρτητους μονοφασικούς αντιστροφείς, οι οποίοι θα υπακούουν στους νόμους των τριφασικών συστημάτων (κάθε αντιστροφέας παράγει μια έξοδο μετατοπισμένη κατά τέτοιο τρόπο ώστε οι τρεις έξοδοι να παρουσιάζουν φασική διαφορά 120 ο ). Παρά το γεγονός ότι μια τέτοια τοπολογία θα ήταν ικανή να τροφοδοτήσει ένα τριφασικό φορτίο, η αδήριτη ανάγκη για ύπαρξη τριφασικού μετασχηματιστή εξόδου ή ξεχωριστής πρόσβασης σε κάθε μια από τις τρεις φάσεις του φορτίου, υποβαθμίζει τη χρήση της σε πρακτικό επίπεδο. Η πιο συνηθισμένη τοπολογία αντιστροφέα δύο επιπέδων φαίνεται στο Σχήμα Πρόκειται για τον συμβατικό αντιστροφέα δύο επιπέδων με τροφοδοσία συνεχούς τάσης(dc). 48

65 Σχήμα 2.29: Τοπολογία τριφασικού συμβατικού αντιστροφέα. Όπως φαίνεται στο Σχήμα 2.29, ο τριφασικός αντιστροφέας είναι μία τοπολογία η οποία αποτελείται από τρεις αντιστροφείς ημιγέφυρας συνδεδεμένους εν παραλλήλω, με αποτέλεσμα η έξοδος κάθε φάσης, ξεχωριστά, να περιγράφεται από τις αρχές λειτουργίας του μονοφασικού αντιστροφέα ημιγέφυρας, όπως περιγράφηκε αμέσως παραπάνω. Οι κυματομορφές της τάσης εξόδου των τριών αντιστροφέων ημιγέφυρας σε σχέση με το ουδέτερο «υποθετικό» σημείο Ο είναι ίδιες με μια μετατόπιση φάσης 120 ο μεταξύ τους. Επομένως, για τον αντιστροφέα αυτόν ισχύουν οι παρακάτω σχέσεις: o o V AO ( t) V BO( t 120 ) V CO( t 240 ) V ( t) V ( t) V ( t) AB AO BO V ( t) V ( t) V ( t) BC BO CO V ( t) V ( t) V ( t) CA CO AO (2.32) Η έξοδος κάθε φάσης, δηλαδή κάθε μονοφασικού αντιστροφέα ημιγέφυρας, εξαρτάται μόνο από τη dc τάση εισόδου V dc και την κατάσταση αγωγής ή μη των διακοπτών. Παρατηρούμε επίσης πως η τάση εξόδου είναι ανεξάρτητη από το ρεύμα εξόδου του φορτίου. Για να γίνει ξεκάθαρη η λειτουργία του τριφασικού αντιστροφέα δύο επιπέδων παρουσιάζεται στη συνέχεια ένα παράδειγμα όπου οι διακόπτες S 1 - S 6 παλμοδοτούνται με παλμούς έναυσης διάρκειας 180 o. Η λειτουργία ενός τριφασικού αντιστροφέα δύο επιπέδων μπορεί να διαιρεθεί σε χρονικά διαστήματα, που είναι ανάλογα του αριθμού των διακοπτών που χρησιμοποιούνται. Αυτό σημαίνει ότι αν οι κυματομορφές εξόδου του αντιστροφέα είναι γνωστές, τότε μπορεί να βρεθούν και οι παλμοί έναυσης των διακοπτών ή αντίθετα αν οι παλμοί 49

66 έναυσης των διακοπτών είναι γνωστοί, τότε μπορούν να βρεθούν οι τάσεις εξόδου του αντιστροφέα, ανεξάρτητα με το είδος του φορτίου, το οποίο μπορεί να είναι ισορροπημένο ή μη και να έχει οποιοδήποτε συνδυασμό αντίστασης, αυτεπαγωγής και χωρητικότητας. Όπως δείχνει και το Σχήμα 2.29, ο τριφασικός αντιστροφέας έχει έξι διακόπτες, επομένως τα χρονικά διαστήματα στα οποία μπορεί να χωριστεί η λειτουργία του αντιστροφέα είναι και αυτά έξι. Κάθε χρονικό διάστημα λειτουργίας έχει διάρκεια 60 o, σε μια περίοδο η οποία διαρκεί 360 ο. Στο σχήμα 2.30 παρουσιάζονται οι παλμοί έναυσης των διακοπτών S 1 - S 6. Οι παλμοί έναυσης είναι διάρκειας 180 ο, επομένως οι παλμοί των πολικών τάσεων εξόδου του αντιστροφέα [V ΑΒ (ωt), V ΒC (ωt), V CA (ωt)] έχουν εύρος 120 o. Όπως φαίνεται και στο Σχήμα 2.26, για να λειτουργεί ομαλά ο τριφασικός αντιστροφέας δεν πρέπει να άγουν ταυτόχρονα οι διακόπτες των ζευγών (S 1, S 4 ), (S 3, S 6 ), (S 5, S 2 ), γιατί σε αντίθετη περίπτωση έχουμε βραχυκύκλωμα. Στην εξεταζόμενη περίπτωση, όπου οι παλμοί έναυσης έχουν διάρκεια 180 o, τα παραπάνω ζεύγη πρέπει να οδηγούνται από συμπληρωματικούς παλμούς Σχήμα 2.30: Παλμοί έναυσης εύρους 180 o για τριφασικό αντιστροφέα. 50

67 S 1 S 1 S 4 S 3 S 3 S 6 S 6 S 5 S 5 S 2 S 2 Σχήμα 2.31: Σύνθεση των τάσεων εξόδου κατά τη λειτουργία με τετραγωνική κυματομορφή τάσης ενός παλμού ανά ημιπερίοδο. 51

68 Για να επιτευχθούν οι κυματομορφές του σχήματος 2.31 θα πρέπει σε κάθε χρονικό διάστημα (έξι συνολικά) της περιόδου μια κατάλληλη αλληλουχία διακοπτών να άγει, ακολουθώντας πάντα τους περιορισμούς που αναφέρθηκαν παραπάνω. Αναλυτικότερα, στο πρώτο χρονικό διάστημα [0,π/3] άγουν οι διακόπτες S 1, S 5, S 6, στο δεύτερο χρονικό διάστημα [π/3, 2π/3] άγουν οι διακόπτες S 1, S 2, S 6, στο τρίτο χρονικό διάστημα [2π/3, π] άγουν οι διακόπτες S 1, S 2, S 3, στο τέταρτο χρονικό διάστημα [π, 4π/3] άγουν οι διακόπτες S 2, S 4, S 3 και η, στο πέμπτο χρονικό διάστημα [4π/3, 5π/3] άγουν οι διακόπτες S 5, S 4, S 3 ενώ τέλος στο έκτο χρονικό διάστημα [5π/3, 2π] άγουν οι διακόπτες S 5, S 4, S 6. Στον παρακάτω πίνακα συνοψίζονται οι έξι καταστάσεις λειτουργίας και η αλληλουχία αγωγής των διακοπτών. Πίνακας 2.2: Χρονικά διαστήματα αγωγής διακοπτών. ΑΡΙΘΜΟΣ ΧΡΟΝΙΚΟΥ ΔΙΑΣΤΗΜΑΤΟΣ ΧΡΟΝΙΚΟ ΔΙΑΣΤΗΜΑ ΑΛΛΗΛΟΥΧΙΑ ΑΓΩΓΗΣ ΔΙΑΚΟΠΤΩΝ 1ο χρονικό διάστημα 2ο χρονικό διάστημα 3ο χρονικό διάστημα 4ο χρονικό διάστημα 5ο χρονικό διάστημα 6ο χρονικό διάστημα [0, π/3] S1, S5, S6 [π/3, 2π/3] S1, S2, S6 [2π/3, π] S1, S2, S3 [π, 4π/3] S1, S2, S3 [4π/3, 5π/3] S5, S4, S3 [5π/3, 2π] S5, S4, S6 Παρατηρώντας τον παραπάνω πίνακα εξάγονται κάποια σημαντικά συμπεράσματα. Σε κάθε χρονικό διάστημα λειτουργίας άγουν πάντοτε 3 διακόπτες, δύο από τους πάνω (S 1, S 3, S 5 ) και ένας από τους κάτω διακόπτες (S 2, S 4, S 6 ) ή το αντίστροφο. Για την ορθή λειτουργία του αντιστροφέα δεν πρέπει να άγουν ταυτόχρονα οι τρεις πάνω ή οι τρεις κάτω διακόπτες. Επιπρόσθετα, σύμφωνα με την αλληλουχία των διακοπτών δεν υπάρχει χρονικό διάστημα λειτουργίας στο οποίο να άγει ταυτόχρονα ένα εκ των ζευγών (S 1, S 4 ), (S 3, S 6 ), (S 5, S 2 ) κάτι το οποίο είναι απολύτως λογικό αν σκεφθούμε ότι αυτά τα ζευγάρια τα παλμοδοτούμε συμπληρωματικά. 52

69 Κάθε περιοδικό σήμα συνεχούς χρόνου μπορεί να γραφτεί ως σειρά απείρων όρων ημιτονοειδών σημάτων, σύμφωνα με τη θεωρία Fourier. Με αυτό τον τρόπο, κάθε περιοδικό σήμα μπορεί να πάρει την παρακάτω μορφή αναπτύγματος: 2 mt 2 mt F(t) a a cos( ) b sin( ) T (2.33) o m m m 1 T m 1 Όπου: a o T 1 T T F(t)dt 2 2 mt a m F(t) cos( )dt T (2.34) T T 2 2 mt bm F(t) sin( )dt T (2.35) T Η έξοδος της φασικής τάσης του τριφασικού αντιστροφέα δύο επιπέδων πρόκειται για έναν τετραγωνικό παλμό που αποτελεί μια περιοδική συνάρτηση. Η περίοδος του τετραγωνικού αυτού παλμού, όπως προκύπτει και από το Σχήμα 2.27 είναι ίση με 2π. Η συνάρτηση F(t) για τη συγκεκριμένη περίπτωση δίνεται από τον τύπο: F(t) V / 2,0 t V / 2, t 2 (2.36) Vo Εξετάζοντας τη συνάρτηση που περιγράφει τη κυματομορφή της φασικής τάσης εξόδου του τριφασικού αντιστροφέα και τη συνάρτηση της κυματομορφής της τάσης εξόδου του μονοφασικού αντιστροφέα όπως περιγράφηκε στην προηγούμενη ενότητα, συμπεραίνουμε ότι πρόκειται για την ίδια συνάρτηση. Συνεπώς, θα έχουν και το ίδιο ανάπτυγμα Fourier. Επομένως, η φασική τάση εξόδου του τριφασικού αντιστροφέα μπορεί να γραφτεί υπό τη μορφή σειράς Fourier ως εξής: 2V VAO sin(m t) (2.37 α) m m 1,3,5,7 2V (2.37 β) o VBO sin(m( t 120 )) m 1,3,5,7 m 2V (2.37 γ) o VCO sin(m( t 240 )) m 1,3,5,7 m 53

70 Όσον αφορά τις πολικές τάσεις εξόδου του τριφασικού αντιστροφέα ισχύουν οι ακόλουθες σχέσεις: Όπου: ˆ o VAB VAB,m sin(m( t 30 )) (2.38) V ˆAB, m τάσης V AB Υπολογίζουμε: = πλάτος της m-οστής αρμονικής συνιστώσας της πολικής T/2 2 1 ˆV AB,m f (t) sin(m t)d t f ( t) sin(m t)d t T T/2 /2 /2 4 4 f ( t) sin(m t)d t V sin(m t)d t 4V /6 /6 m cos( ) 6 (2.39) Όπως παρατηρούμε, για m=3(2k-1), με k N η παραπάνω σχέση δίνει V, ˆAB m = 0. Αυτό σημαίνει ότι οι τριπλές, περιττές αρμονικές συνιστώσες (δηλ. m = 3,9,15 21,27, ) των πολικών τάσεων εξόδου του τριφασικού αντιστροφέα έχουν μηδενική τιμή. Επομένως, στο φάσμα συχνοτήτων θα εμφανίζονται μόνο οι αρμονικές m=1, 5, 7, 11, Η πολική τάση εξόδου του αντιστροφέα επομένως δίνεται από τη σχέση: 4V m (2.40 α) o VAB cos( ) sin(m( t 30 )) m 1,5,7,11 m 6 4V m (2.40 β) o o VBC cos( ) sin(m( t )) m 1,5,7,11 m 6 4V m (2.40 γ) o o VCA cos( ) sin(m( t )) m 1,5,7,11 m 6 Οι τριφασικές θεμελιώδεις και αρμονικές συνιστώσες είναι συμμετρικές και o παρουσιάζουν μεταξύ τους διαφορά φάσης 120. Αν ο ουδέτερος κόμβος n ενός συνδεδεμένου σε αστέρα τριφασικού φορτίου είναι ενωμένος με τον κόμβο αναφοράς 0, τότε οι φασικές τάσεις του φορτίου είναι οι VAO, VBO, V CO που δίνονται από τις σχέσεις (2.37α),(2.37β),(2.37γ) αντίστοιχα. Για φορτίο με απομονωμένο ουδέτερο κόμβο το ισοδύναμο κύκλωμα του αντιστροφέα θα είναι το παρακάτω: 54

71 Σχήμα 2.32: Ισοδύναμο κύκλωμα αντιστροφέα που τροφοδοτεί φορτίο συνδεδεμένο σε αστέρα με απομονωμένο ουδέτερο κόμβο. Από το κύκλωμα αυτό μπορούν να εξαχθούν οι παρακάτω εξισώσεις που αφορούν τις φασικές τάσεις του αντιστροφέα και τις τάσεις σε σχέση με τον κόμβο αναφοράς 0 που δημιουργείται από τον χωρικό καταμεριστή της εισόδου: Va0 Van Vn0 (2.41α) Vb0 Vbn Vn0 (2.41β) Vc0 Vcn Vn0 (2.41γ) Για συμμετρικό φορτίο ισχύει ότι Van Vbn Vcn 0 και έτσι, προσθέτοντας τις παρακάτω εξισώσεις, παίρνουμε: ή 3Vn0 0 Va0 Vb0 Vc0 (2.42) 1 V n0 (Va0 Vb0 V c0) (2.43) 3 Τελικά, αντικαθιστώντας τη (2.43) στις (2.41α),(2.41β) και (2.41γ) παίρνουμε για τις φασικές τάσεις του αντιστροφέα: Van Va0 Vb0 Vc0 (2.44α)

72 2 1 1 Vbn Vb0 Va0 Vc (2.44β) Vcn Vc0 Va0 Vb (2.44γ) Οι φασικές αυτές τάσεις του φορτίου με απομονωμένο ουδέτερο κόμβο, μπορούν να περιγραφούν είτε με σειρές Fourier είτε να κατασκευαστούν γραφικά, όπως φαίνεται στην τελευταία κυματομορφή του σχήματος Μπορούμε να παρατηρήσουμε ότι αυτή είναι μια τετραγωνική κυματομορφή της οποίας η θεμελιώδη συνιστώσα είναι μετατοπισμένη φασικά o κατά 30 σε σχέση με την αντίστοιχη πολική τάση. Για την ακρίβεια, οι φασικές τάσεις V an και V a0, που αφορούν φορτίο με απομονωμένο και συνδεδεμένο ουδέτερο κόμβο αντίστοιχα, είναι οι ίδιες, με τη διαφορά ότι στην πρώτη περίπτωση απουσιάζουν οι αρμονικές συνιστώσες τρίτης τάξης και τα πολλαπλάσια αυτών. Να τονίσουμε τελικά πως η ενεργός ισχύς εξόδου, προερχόμενη μόνο από τη βασική αρμονική συνιστώσα της τάσης και του ρεύματος εξόδου, ισούται με: Po 3Pp 3VAo1 IAo1 cos 1 (2.45) Όπου: P p = ενεργός τιμή ισχύος της φάσης εξόδου. V Ao1 = ενεργός τιμή της βασικής αρμονικής της φασικής τάσης εξόδου. I Ao1 =ενεργός τιμή της βασικής αρμονικής του φασικού ρεύματος εξόδου. 1 =διαφορά φάσης μεταξύ των βασικών αρμονικών της φασικής τάσης και του φασικού ρεύματος εξόδου. Στην συνέχεια ακολουθεί η θεωρητική ανάλυση της λειτουργίας της επόμενης συσκευής που συναντάμε στο κύκλωμα ισχύος και δεν είναι άλλη από το τριφασικό φίλτρο LC. 56

73 2.5 ΦΙΛΤΡΟ LC ΕΞΟΔΟΥ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑ Εισαγωγή [9],[33] Ένα βασικό πρόβλημα που υφίσταται σχεδόν σε κάθε σύστημα ηλεκτρικής ενέργειας είναι η υποβάθμιση της ποιότητας της παρεχόμενης ηλεκτρικής ισχύος από την ύπαρξη αρμονικών συνιστωσών πέρα από την θεμελιώδη. Γενικά οι αρμονικές χωρίζονται σε δύο κατηγορίες: 1) αρμονικές τάσεως 2) αρμονικές ρεύματος. Οι αρμονικές ρεύματος οφείλονται κατά κύριο λόγο στην ύπαρξη αρμονικών στην παρεχόμενη τάση. Ένας σημαντικός παράγοντας που επηρεάζει το αρμονικό περιεχόμενο του ρεύματος είναι το είδος του φορτίου. Δηλαδή το αρμονικό περιεχόμενο του ρεύματος μεταβάλλεται ανάλογα με το αν το φορτίο είναι ωμικό, επαγωγικό ή χωρητικό. Από την άλλη πλευρά οι αρμονικές τάσεως παράγονται κυρίως από τροφοδοτικά που παράγουν μη ημιτονοειδή κυματομορφή τάσεως. Στην πειραματική διάταξη της παρούσας διπλωματικής εργασίας οφείλονται κυρίως στη μη γραμμική λειτουργία των διατάξεων όπως ο αντιστροφέας και ο μετατροπέας ανύψωσης τάσης. Παρακάτω, αναφέρονται μερικές από τις συνέπειες ύπαρξης αρμονικών: Οι αρμονικές τάσεως μπορούν να προκαλέσουν επιπρόσθετη θέρμανση σε σύγχρονους κινητήρες και γεννήτριες. Οι αρμονικές τάσεως που παρουσιάζουν υψηλές αιχμές μπορούν να προκαλέσουν βλάβες στη μόνωση των καλωδίων και των πυκνωτών. Οι αρμονικές τάσεως μπορούν να προκαλέσουν τη δυσλειτουργία των ηλεκτρονικών διατάξεων ή κυκλωμάτων τα οποία χρησιμοποιούν τη κυματομορφή τάσεως για συγχρονισμό. Οι αρμονικές ρεύματος στα τυλίγματα του κινητήρα μπορούν να προκαλέσουν ηλεκτρομαγνητική παρενόχληση. Αυτό έχει ως συνέπεια να παράγονται αντιροπές στον κινητήρα και ως εκ τούτου να επιβραδύνεται. Επίσης, οι αρμονικές ρεύματος προκαλούν επιπλέον θέρμανση των τυλιγμάτων του κινητήρα και αύξηση θερμικών απωλειών. Αποτέλεσμα είναι η μείωση της απόδοσης του κινητήρα. Οι αρμονικές ρεύματος που ρέουν διαμέσου των καλωδίων μπορούν να προκαλέσουν υψηλότερα επίπεδα θερμοκρασίας πέραν του κανονικού που δημιουργείται από την θεμελιώδη συνιστώσα του ρεύματος. Οι αρμονικές ρεύματος που ρέουν διαμέσου ενός μετασχηματιστή μπορούν να προκαλέσουν υψηλότερα επίπεδα θερμοκρασίας στον πυρήνα του από αυτά που θα δημιουργούσε μόνη της η θεμελιώδης συνιστώσα. Συντονισμένα ρεύματα, τα οποία δημιουργούνται από αρμονικές ρεύματος και από τις διάφορες τοπολογίες φίλτρων σε κυκλώματα ισχύος, μπορούν να προκαλέσουν αστάθεια τάσης πυκνωτών ή αστοχία ασφαλειών σε κάποιο ηλεκτρικό κύκλωμα. Κάθε περιοδική κυματομορφή μπορεί μαθηματικά να χαρακτηρισθεί ως η υπέρθεση μιας θεμελιώδους συνιστώσας και μιας σειράς αρμονικών συνιστωσών. Οι συνιστώσες αυτές μπορούν να διαχωριστούν και να επεξεργαστούν ξεχωριστά αν εφαρμόσουμε τη θεωρία σειρών Fourier στη περιοδική αυτή κυματομορφή. Κάθε αρμονική συνιστώσα έχει συχνότητα που είναι ακέραιο πολλαπλάσιο της συχνότητας της θεμελιώδους συχνότητας. 57

74 Σε κάθε διάταξη ισχύος είναι απαραίτητη η ποιοτική γνώση του αρμονικού περιεχομένου της τάσης και του ρεύματος. Υπάρχει μια πληθώρα μεθόδων με τις οποίες είναι δυνατόν να καθοριστεί η ποσότητα των αρμονικών συνιστωσών. Η πιο διαδεδομένη μέθοδος είναι η Total Harmonic Distortion γνωστή και ως THD. Πρόκειται για ένα συγκριτικό μέγεθος, το οποίο μας δίνει πληροφορίες για την έκταση του πλάτους των ανωτέρων αρμονικών συνιστωσών σε σχέση με το πλάτος της θεμελιώδους συνιστώσας. Τα παραπάνω περιγράφονται από τον τύπο: THD n 2 H H 1 2 (n) (2.46) όπου Η 1 είναι το πλάτος της θεμελιώδους αρμονικής συνιστώσας στη συχνότητα ω ο και Η (n) είναι το πλάτος της εκάστοτε αρμονικής στη συχνότητα nω ο (n είναι ακέραιος αριθμός). Έχει υπολογισθεί ότι για την ορθή λειτουργία ενός συστήματος ηλεκτρικής ενέργειας, της κλίμακας αυτού που εξετάζουμε στην πειραματική μας διάταξη, πρέπει η THD να είναι μικρότερη του 5% όσο αφορά το ρεύμα και μικρότερη από 4% όσο αφορά την τάση [30]. Κλείνοντας αυτό το υποκεφάλαιο βλέπουμε πως αποτελεί σημαντική ανάγκη η εξάλειψη των αρμονικών στην πειραματική μας διάταξη. Πρώτο μας όπλο σε αυτή την προσπάθεια θα αποτελέσει η παλμοσειρά SPWM (Sinusoidal Pulse width modulation) που θα ελέγχει τα ηλεκτρονικά στοιχεία ισχύος του αντιστροφέα μας και θα αναλυθεί στο επόμενο κεφάλαιο. Σε δεύτερο επίπεδο προχωρήσαμε στην χρήση ενός LC φίλτρου στην διάταξη μας, όπως φαίνεται και στο Σχήμα 2.1. Στο παρακάτω υποκεφάλαιο ακολουθεί θεωρητική ανάλυση των ιδιοτήτων ενός τέτοιου φίλτρου που μας οδήγησαν στην επιλογή του Φίλτρο LC [9],[33],[13] Όπως αναφέρθηκε και παραπάνω, βασική απαίτηση κατά τον σχεδιασμό των φίλτρων είναι οι κυματομορφές στην έξοδο του φίλτρου να παρουσιάζουν THD μικρότερο του 5%. Υπάρχουν πολλές κατηγορίες είδη φίλτρων (πχ ενεργά και παθητικά) που μπορούν να χρησιμοποιηθούν ανάλογα με τις περιστάσεις. Ο πιο απλός και συνηθισμένος τύπος φίλτρου που στην διάταξη μας τοποθετείται στην έξοδο του αντιστροφέα είναι το βαθυπερατό φίλτρο ή φίλτρο LC. Η τοπολογία ενός βαθυπερατού φίλτρου φαίνεται στο Σχήμα Πρόκειται για μια εντελώς απλή τοπολογία η οποία περιλαμβάνει μια αυτεπαγωγή L και μια χωρητικότητα C. Η λειτουργία του βαθυπερατού φίλτρου βασίζεται στο γεγονός ότι επιτρέπει την διέλευση των χαμηλών συχνοτήτων και αποτρέπει την διέλευση των υψηλών συχνοτήτων κάτι που φαίνεται από την συνάρτηση μεταφοράς του φίλτρου στο Σχήμα Σε επίπεδα τάσης αυτό σημαίνει ότι το φίλτρο LC επιτρέπει τη διέλευση της βασικής αρμονικής συνιστώσας και ένα μικρό μέρος των ανώτερων αρμονικών, με αποτέλεσμα να μειώνεται ο συντελεστής THD. 58

75 Σχήμα 2.33: Τοπολογία βαθυπερατού φίλτρου. Σχήμα 2.34: Διάγραμμα συνάρτησης μεταφοράς. Στο παραπάνω σχήμα παρατηρούμε πως η συχνότητα αποκοπής του βαθυπερατού φίλτρου συμβολίζεται με f c. Το φίλτρο ουσιαστικά αποκόπτει κάθε συχνότητα η οποία είναι μεγαλύτερη από την συχνότητα αποκοπής. Ο τύπος από τον οποίο υπολογίζεται η συχνότητα αποκοπής είναι: f c 1 (2.47) 2 LC Στο Σχήμα 2.35 παρακάτω, παρουσιάζεται ένα βαθυπερατό φίλτρο. Υποθέτουμε ότι η σύνθετη αντίσταση που παρουσιάζουν ο μετασχηματιστής και το φορτίο στην πειραματική μας διάταξη είναι ίση με Ζ L. 59

76 Σχήμα 2.35: Διάταξη χρησιμοποίησης βαθυπερατού φίλτρου. Εφαρμόζοντας το νόμο τάσεων του Κirchhoff στην έξοδο του αντιστροφέα πηγής τάσης του παραπάνω σχήματος, θα πάρουμε την παρακάτω συνάρτηση μεταφοράς: U U o f 1 U 1 o 1 f 2 Lf 1 j U f( j f) 1 LfCf j ZL ZL (2.48) Από την σχέση 2.48 συνεπάγεται ότι για τη n-οστή αρμονική συνιστώσα της τάσης εξόδου θα ισχύει η παρακάτω σχέση: Ûo,n 1 Uˆ jn L f,n 1 n L C 2 2 f f f ZL,n (2.49) για ZL,n Κρατώντας σταθερές τις τιμές της χωρητικότητας και της αυτεπαγωγής στην σχέση 2.49, (δηλαδή λειτουργία εν κενώ) ο λόγος Û Û o,n f,n παίρνει τη μεγαλύτερη τιμή του και κατά συνέπεια έχουμε τη χειρότερη περίπτωση ανώτερων αρμονικών τάσης στο φορτίο. 1 Επομένως, θέτοντας 0 η σχέση 2.49 παίρνει την μορφή: Z L,n 60

77 Û 1 U o,n ˆ n L f,n fcf (2.50) Αποδεικνύεται ότι εάν η κυριαρχούσα ανώτερη αρμονική συνιστώσα της τάσης εξόδου του αντιστροφέα μειωθεί στο 3% της βασικής αρμονικής συνιστώσας από το φίλτρο εξόδου, τότε επιτυγχάνεται συντελεστής THD μικρότερος του 5% για λειτουργία εν κενώ (αποτελεί και τη χειρότερη περίπτωση λειτουργίας). Στην συνέχεια ακολουθεί η θεωρητική ανάλυση της λειτουργίας της επόμενης συσκευής που συναντάμε στο κύκλωμα ισχύος και δεν είναι άλλη από τον τριφασικό μετασχηματιστή ισχύος. 2.6 ΜΕΤΑΣΧΗΜΑΤΙΣΤΗΣ ΙΣΧΥΟΣ Εισαγωγή [34] Είναι συνηθισμένο φαινόμενο να απαιτείται η χρήση ηλεκτρικής ενέργειας εναλλασσόμενου ρεύματος με τάση διαφορετική από αυτή που έχει το ηλεκτρικό δίκτυο. Στο συνεχές ρεύμα αυτό μπορεί να αντιμετωπισθεί με μια αντίσταση η οποία θα δώσει την απαιτούμενη πτώση τάσης. Το βασικό μειονέκτημα στην περίπτωση αυτή είναι οι μεγάλες απώλειες ενέργειας λόγω της θερμότητας που αναπτύσσεται στην αντίσταση. Σε σοβαρές περιπτώσεις θα μπορούσε να χρησιμοποιηθεί ζεύγος γεννήτριας-κινητήρα με τον κινητήρα να τροφοδοτείται από το δίκτυο και την γεννήτρια να δίνει την απαραίτητη τάση με μεταβολή της έντασης διέγερσης της. Πάλι όμως ο βαθμός απόδοσης του συστήματος θα είναι ιδιαίτερα χαμηλός. Η μεταφορά μεγάλων ποσοτήτων ηλεκτρικής ενέργειας για να συμφέρει οικονομικά πρέπει να γίνεται με υψηλή τάση που θα διατηρεί χαμηλό το ρεύμα ώστε να μειώνονται οι θερμικές απώλειες κατά την μεταφορά ισχύος. Στην συνέχεια, η υψηλή αυτή τάση πρέπει να μειώνεται σημαντικά ώστε να μπορεί να κατανεμηθεί στους καταναλωτές χωρίς κίνδυνο. Για εναλλασσόμενα μεγέθη υπάρχει συσκευή που μπορεί να εκτελέσει την παραπάνω μετατροπή χωρίς κινούμενα μέρη και με βαθμό απόδοσης που φθάνει έως και το 99%. Αυτή η συσκευή δεν είναι άλλη από τον μετασχηματιστή ισχύος. Οι μετασχηματιστές λοιπόν καθιστούν δυνατή την χρησιμοποίηση συσκευών σχεδιασμένων να λειτουργούν για οποιαδήποτε τάση αρκεί να υπάρχουν μετασχηματιστές που μπορούν να δώσουν τέτοιες τάσεις. 61

78 Οι μετασχηματιστές ισχύος ανάλογα με την λειτουργία του χωρίζονται σε τρεις κατηγορίες: Μετασχηματιστές γεννήτριας, που χρησιμοποιούνται για την ανύψωση της τάσης από το επίπεδο της γεννήτριας στο επίπεδο μεταφοράς. Μετασχηματιστές μεταφοράς, που χρησιμοποιούνται για τον μετασχηματισμό της ισχύος μεταξύ των διαφόρων επιπέδων τάσης του συστήματος μεταφοράς. Μετασχηματιστές διανομής, που χρησιμοποιούνται για τον υποβιβασμό της τάσης στα χαμηλά επίπεδα τάσης που ζητούνται από τους καταναλωτές Μονοφασικός μετασχηματιστής δύο τυλιγμάτων [14], [34] Στο Σχήμα 2.36 φαίνεται ένας μικρός μονοφασικός μετασχηματιστής. Ο πυρήνας είναι κατασκευασμένος από μαγνητικά ελάσματα, αποτελείται από δύο κορμούς (τα κατακόρυφα τμήματα) και τα δύο ζυγώματα (τα οριζόντια τμήματα). Το άνω ζύγωμα αφαιρείται από τον υπόλοιπο πυρήνα για να είναι δυνατή η τοποθέτηση τυλιγμάτων στους κορμούς. Σχήμα 2.36:Μονοφασικός μετασχηματιστής. Για να προχωρήσουμε στην μαθηματική ανάλυση του μονοφασικού μετασχηματιστή παραθέτουμε το κύκλωμα του μονοφασικού μετασχηματιστή στο παρακάτω σχήμα: 62

79 Σχήμα 2.37: Κύκλωμα μονοφασικού μετασχηματιστή. Όταν το ρεύμα i 1 παράγει μόνο του μαγνητική ροή φ 11 που αποτελείται από την συνιστώσα αμοιβαίας ροής φ m1 και από την συνιστώσα ροής σκέδασης φ l1, άρα ισχύει: φ 11 =φ l1 +φ m1 (2.51) Ομοίως όταν το ρεύμα i 2 παράγει μόνο του μαγνητική ροή φ 22 που αποτελείται από την συνιστώσα αμοιβαίας ροής φ m2 και από την συνιστώσα ροής σκέδασης φ l2, άρα ισχύει: Η συνολική ροή εντός του πυρήνα είναι: οπότε η συνολική ροή που εμπλέκει τα τυλίγματα 1 και 2 είναι: φ 22 =φ l2 +φ m2 (2.52) φ m =φ m1 + φ m2 (2.53) και φ 1 = φ 11 + φ m2 = φ l1 + φ m2 + φ m1 = φ l1 + φ m (2.54) φ 2 = φ 22 + φ m1 = φ l2 + φ m2 + φ m1 = φ l2 + φ m (2.55) Αν θεωρήσουμε ότι οι ροές σκέδασης φ l1 και φ l2 είναι ισοδύναμες ροές που εμπλέκουν το σύνολο των σπειρών των αντίστοιχων τυλιγμάτων, τότε οι πεπλεγμένες ροές των δύο τυλιγμάτων είναι: και λ 1 =Ν 1 φ 1 =Ν 1 φ l1 +N 1 φ m1 (2.56) 63

80 Οι τερματικές τάξεις τάσεις λοιπόν γράφονται: λ 2 =Ν 2 φ 2 =Ν 2 φ l2 +N 2 φ m2 (2.57) d d d V ri ri N N dt dt dt 1 l1 m (2.58) d d d V r i r i N N dt dt dt 2 l2 m (2.59) όπου r 1 και r 2 οι αντιστάσεις των δύο τυλιγμάτων Τριφάσικος μετασχηματιστής [14],[15],[34] Το ενεργό μέρος των τριφασικών μετασχηματιστών αποτελείται, όπως και στους μονοφασικούς, από τον πυρήνα και τα τυλίγματα. Στο παρακάτω Σχήμα 2.38, φαίνεται η μορφή του πυρήνα ενός τριφασικού μετασχηματιστή με τρεις όμοιους κορμούς, σε καθένα από τους οποίους τοποθετείται ένα τύλιγμα χαμηλής τάσης και ένα υψηλής τάσης με αποτέλεσμα τρία τυλίγματα φάσεων χαμηλής και τρία τυλίγματα φάσεων υψηλής τάσης και δώδεκα άκρα συνολικά που συνδέονται τόσο μεταξύ τους όσο και στους ακροδέκτες του μετασχηματιστή. Σχήμα 2.38: Πυρήνας και τυλίγματα τριφασικού μετασχηματιστή. Τα προβλήματα που προκύπτουν από τις συνδέσεις των τριφασικών μετασχηματιστών αφορούν τις σχέσεις τάσεων, ρευμάτων, σύνθετων αντιστάσεων και ονομαστικής ισχύος των μετασχηματιστών. Οι συνθήκες που πρέπει να υπάρχουν όταν πραγματοποιούνται οι συνδέσεις αυτές είναι 64

81 Όταν τρεις μονοφασικοί μετασχηματιστές συνδέονται τριφασικά, πρέπει να είναι όμοιοι. Οι συνθήκες τροφοδότησης και φόρτισης τους να είναι συμμετρικές. Εφόσον οι διατάξεις είναι συμμετρικές, οι τρεις φάσεις έχουν την ίδια συμπεριφορά(ίδια τάση, ίδιο ρεύμα, κτλ). Η μόνη διαφορά που υπάρχει είναι η διαφορά φάσεων κατά 120 ο στις τάσεις και τα ρεύματα. Το φορτίο πρέπει να είναι τριφασικό και συμμετρικό, συνεπώς ο κάθε μονοφασικός μετασχηματιστής τα παρέχει το 1/3 του τριφασικού φορτίου. Η ακολουθία φάσεων για το πρωτεύων και το δευτερεύων πρέπει να είναι η ίδια. Οι τριφασικοί μετασχηματιστές μπορούν να συνδεθούν με τέσσερις διαφορετικούς τρόπους που φαίνονται στο παρακάτω σχήμα: Σχήμα 2.39: Συνδεσμολογίες τριφασικών μετασχηματιστών. Έχοντας θεωρήσει ότι έχουμε ιδανικούς μετασχηματιστές και επειδή τα μονοφασικά ισοδύναμα αναφέρονται σε φασικές ποσότητες (τάσεις ως προς τον ουδέτερο και φασικά ρεύματα), η ανάπτυξη που ακολουθεί γίνεται με βάση την Υ-Υ συνδεσμολογία. Οι Υ-Δ,Δ-Υ και Δ-Δ συνδεσμολογίες, συνεπώς, θα πρέπει να μετατραπούν σε ισοδύναμες Υ-Υ συνδεσμολογίες με κατάλληλους ενεργούς λόγους σπειρών ανά φάση. Για την Δ-Υ συνδεσμολογία (συνδεσμολογία η οποία θα χρησιμοποιηθεί στην πειραματική μας διάταξη) έχουμε: N N N V V (V V ) 3e V (2.60) o a 2 ab 2 a b 2 j30 a N1 N1 N1 Παρατηρούμε λοιπόν πως η τάση στο δευτερεύον του μετασχηματιστή παρουσιάζει μια στροφή 30 ο (πιο συγκεκριμένα προπορεύεται) σε σχέση με την τάση του πρωτεύοντος. Αυτό είναι φανερό από την παρουσία του όρου e στη σχέση o j30

82 Αντίστοιχες σχέσεις ισχύουν και για τις φάσεις b και c. Οι τάσεις πρωτεύοντοςδευτερεύοντος σε κάθε φάση της ισοδύναμης Υ-Υ συνδεσμολογίας, σχετίζονται με το λόγο a V o o 1 N1 j30 j30 a e e t V2 N2 3 3 (2.61) όπου α=ν 1 /Ν 2 ο λόγος σπειρών μεταξύ των συζευγμένων τυλιγμάτων του τριφασικού μετασχηματιστή. Για τα ρεύματα ισχύει η σχέση: N N (2.62) o b c 2 c 2 j ( 2 2) 3e 2 N1 N1 Αντίστοιχες σχέσεις ισχύουν και για τις φάσεις b και c. Tα ρεύματα πρωτεύοντοςδευτερεύοντος σε κάθε φάση της ισοδύναμης Υ-Υ συνδεσμολογίας, δηλαδή, σχετίζονται ως εξής I N o j30 1 3e (2.63) * I N t Οι λόγοι των φασικών τάσεων πρωτεύοντος-δευτερεύοντος, V 1 / V 2, για όλες τις συνδεσμολογίες του Σχήματος 2.39 συνοψίζονται στον πίνακα 2.3. Πίνακας 2.3: Λόγος φασικών τάσεων, t, ισοδύναμων Υ-Υ συνδεσμολογιών. 66

83 Παρατηρούμε, λοιπόν, ότι όσον αφορά τους Υ-Υ και Δ-Δ μετασχηματιστές, οι φασικές τάσεις σχετίζονται με το λόγο σπειρών α=ν 1 /Ν 2. Όσον αφορά, όμως, τους Υ-Δ και Δ-Υ μετασχηματιστές, οι φασικές τάσεις σχετίζονται με το μιγαδικό λόγο για Υ-Δ μετασχηματιστή και t a / 3 για Δ-Υ μετασχηματιστή). o t t e j30 ( όπου t 3a Ας εξετάσουμε τώρα αναλυτικά την σύνδεση ενός τριφασικού μετασχηματιστή σε συνδεσμολογία Δ-Υ η οποία θυμίζουμε χρησιμοποιείται στην πειραματική διάταξη της παρούσας διπλωματικής εργασίας. Οι λόγοι που μας οδήγησαν στην επιλογή του Δ-Υ μετασχηματιστή είναι τόσο η γαλβανική απομόνωση που προσφέρει όσο και η μείωση των ανώτερων αρμονικών συνιστωσών της τάσης (ακυρώνεται η 3 η,η 9 η κοκ αρμονική όταν έχουμε 3 αγωγούς). Επίσης, υπάρχει η δυνατότητα να διοχετεύονται (μέσω του ουδετέρου) τα πλεονάζοντα ρεύματα των φάσεων που παρατηρούνται στα ασύμμετρα φορτία. Άλλωστε και στα συστήματα μεταφοράς ηλεκτρικής ενέργειας μεγάλης κλίμακας στα σημεία όπου απαιτείται ανύψωση τάσης (για παράδειγμα από την γεννήτρια στην γραμμή μεταφοράς) χρησιμοποιείται μετασχηματιστής με σύνδεση Δ-Υ. Στο Σχήμα 2.40 φαίνεται ένας μετασχηματιστής με σύνδεση Δ-Υ όπου ο κοινός κόμβος n του δευτερεύοντος γειώνεται μέσω μιας αντίστασης R n. Όταν τα τυλίγματα συνδέονται με τον τρόπο αυτό, η σχέση αναφοράς από το δευτερεύον στον πρωτεύον είναι 3N 1/ N 2, και η τάση του δευτερεύοντος είναι μετατοπισμένη κατά 30 ο προς την ωρολογιακή φορά σε σχέση με την τάση του πρωτεύοντος, κάτι που φαίνεται και από την σχέση Σχήμα 2.40: Πηγή και σύνδεση μετασχηματιστή. Με τα τυλίγματα του πρωτεύοντος ενός μετασχηματιστή να συνδέονται όπως φαίνονται στο Σχήμα 2.40 οι τάσεις εισόδου των τυλιγμάτων του πρωτεύοντος μπορούν να υπολογιστούν άμεσα από τις τάσεις των πηγών: 67

84 VAB VAO VBO (2.64α) VBC VBO VCO (2.64β) VCA VCO VAO (2.64γ) Οι τάσεις εξόδου των τυλιγμάτων του δευτερεύοντος συνάρτηση του κοινού κόμβου του δευτερεύοντος με τη γη είναι: Van Van VnG (2.65α) Vbn Vbn VnG (2.65β) Vcn Vcn VnG (2.65γ) όπου V ng (ia ib i c)r n (2.66) Τα ρεύματα γραμμής από την πλευρά του πρωτεύοντος μπορούν να υπολογιστούν από τα ρεύματα των τυλιγμάτων του πρωτεύοντος από τις σχέσεις: ia iab ica (2.67α) ib ibc iab (2.67β) ic ica ibc (2.67γ) Με την βοήθεια των εξισώσεων και με την θεώρηση ότι ο μετασχηματιστής με σύνδεση Δ-Υ σχηματίζεται από τρία ξεχωριστά μονοφασικά κυκλώματα μπορούμε να αναπαραστήσουμε τον μετασχηματιστή με το ισοδύναμο του κυκλώματος όπως φαίνεται παρακάτω: X s R s R P X p R c Σχήμα 2.41: Ισοδύναμη αναπαράσταση κυκλώματος τριφασικού μετασχηματιστή με σύνδεση Δ-Υ. 68

85 Εξετάζοντας το παραπάνω ισοδύναμο του τριφασικού μετασχηματιστή με σύνδεση Δ-Υ παρατηρούμε πως το μοντέλο του έχει χτιστεί με βάση αυτό του ιδανικού, χωρίς απώλειες, μετασχηματιστή. Η απώλεια ισχύος στα τυλίγματα εξαρτάται από το ρεύμα και αναπαρίσταται με τις σε σειρά συνδεδεμένες αντιστάσεις R P και R S. Η απώλεια ροής οδηγεί στην πτώση κλάσματος της εφαρμοζόμενης τάσης, πτώση η οποία δεν συνεισφέρει στην αμοιβαία σύζευξη και, κατά συνέπεια, μπορεί να μοντελοποιηθεί με τις επαγωγικές αντιδράσεις X P και X S, συνδεδεμένες σε σειρά με την τέλεια συζευγμένη περιοχή. Σ αυτό το σημείο να τονίσουμε πως τόσο η R S όσο και η X S είναι η αντίσταση και η αντίδραση του δευτερεύοντος αφού πρώτα έχουν αναχθεί στο πρωτεύον. Δηλαδή: N R R ( ) 1 2 S S και N2 N X X ( ) 1 2 S S (2.68) N2 όπου R S και X S είναι η αντίσταση και η αντίδραση αντίστοιχα στο δευτερεύων του μετασχηματιστή. Οι απώλειες του πυρήνα οφείλονται κυρίως στην υστέρηση και στις επιπτώσεις των δινορευμάτων στον πυρήνα, ενώ είναι ανάλογα του τετραγώνου της ροής του πυρήνα για λειτουργία σε συγκεκριμένη συχνότητα. Καθώς η ροή στον πυρήνα είναι ανάλογη της εφαρμοζόμενης τάσης, οι απώλειές του μπορούν να εκφραστούν με μια αντίσταση R C τοποθετημένη παράλληλα με τον ιδανικό μετασχηματιστή. Σε διάφορα μοντέλα παράλληλα με αυτήν την αντίσταση συναντούμε μια αντίδραση Χ Μ που ονομάζεται αντίδραση μαγνητισμού. Ένας πυρήνας με πεπερασμένη διαπερατότητα απαιτεί ένα ρεύμα μαγνητισμού I M για να διατηρήσει την αμοιβαία ροή σε αυτόν. Το ρεύμα μαγνητισμού είναι συμφασικό με τη ροή. Με ένα ημιτονοειδές τροφοδοτικό, η ροή του πυρήνα υστερεί της επαγόμενης ΗΕΔ κατά 90 ο και αυτό το φαινόμενο μοντελοποιείτε από την αντίδραση μαγνητισμού X M. Οι R C και X M μερικές φορές αναφέρονται από κοινού ως ο "κλάδος μαγνητισμού" του μοντέλου. 69

86 70

87 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 3 ΠΕΡΙΓΡΑΦΗ ΚΑΙ ΑΝΑΛΥΣΗ ΤΟΥ ΚΥΚΛΩΜΑΤΟΣ ΕΛΕΓΧΟΥ 3.1 ΕΙΣΑΓΩΓΗ Στο προηγούμενο κεφάλαιο της παρούσας διπλωματικής εργασίας έγινε μια εκτενής παρουσίαση όλων των συσκευών που αποτελούν το κύκλωμα ισχύος της πειραματικής μας διάταξης. Στο παρόν κεφάλαιο θα προχωρήσουμε την ανάλυση μας, αναλύοντας διεξοδικά τις τεχνικές ελέγχου που χρησιμοποιήθηκαν. Σε πρώτο επίπεδο θα πρέπει να γίνει μια αναφορά στα πλεονεκτήματα που παρουσιάζει η ψηφιακή υλοποίηση του έλεγχου καθώς και μια παρουσίαση και σύγκριση των διαθέσιμων μεθόδων. Στη συνέχεια, ακολουθεί μια θεωρητική παρουσίαση των μεθόδων παλμοδότησης διαμόρφωσης εύρους ή διάρκειας παλμών (PWΜ-Pulse Width Modulation) και ημιτονοειδούς διαμόρφωσης εύρους παλμού (SPWM-Sinusoidal Pulse Width Modulation). Με τις συγκεκριμένες παλμοσειρές, οι οποίες παράγονται από τον ψηφιακό μας εξοπλισμό, σκοπεύουμε στον έλεγχο του ΣΡ/ΣΡ μετατροπέα ανύψωσης τάσης και του αντιστροφέα πηγής τάσης αντίστοιχα. Να τονίσουμε πως όλοι οι παραπάνω έλεγχοι υλοποιούνται μέσω του ψηφιακού εξοπλισμού που διαθέτουμε. Τέλος, γίνεται μια θεωρητική παρουσίαση της λογικής του ευφυούς ελέγχου καθώς αυτή η λογική χρησιμοποιήθηκε για τον προγραμματισμό του ελεγκτή ο οποίος είχε ως αποστολή την σταθεροποίηση της τιμής της τάσης στο φορτίο στις επιθυμητές τιμές. Στο παρακάτω Σχήμα 3.1, παραθέτουμε πάλι το κύκλωμα ισχύος, όπως και στην εισαγωγή του προηγούμενου κεφαλαίου, έχοντας προσθέσει όμως τα σημεία στα οποία εφαρμόζουμε κάποιο είδος ελέγχου (κόκκινο χρώμα). Στο παρακάτω σχήμα λοιπόν, μπορούμε να παρατηρήσουμε τόσο τις συσκευές που χρησιμοποιούνται στην πραγματοποίηση του ελέγχου (ψηφιακή κάρτα, υποβιβαστής τάσης) όσο και τα είδη των ελέγχων που χρησιμοποιούνται στην παρούσα διπλωματική εργασία (SPWM.PWM και ευφυής έλεγχος). 71

88 Σχήμα 3.1: Κύκλωμα ισχύος και κύκλωμα ελέγχου της πειραματικής διάταξης. 3.2 ΠΑΡΟΥΣΙΑΣΗ ΚΑΙ ΣΥΓΚΡΙΣΗ ΤΩΝ ΜΕΘΟΔΩΝ ΨΗΦΙΑΚΟΥ ΕΛΕΓΧΟΥ Η αντικατάσταση του αναλογικού από τον ψηφιακό έλεγχο (που εφαρμόζεται και στην παρούσα διπλωματική εργασία) προσέφερε πολλά πλεονεκτήματα στον σχεδιασμό και των έλεγχο συστημάτων. Αρχικά, η τροποποίηση του ψηφιακού ελέγχου γίνεται σχετικά εύκολα σε επίπεδο λογισμικού ενώ στην περίπτωση του αναλογικού ελέγχου, η επιλογή των αντιστάσεων και των πυκνωτών γίνεται με βάση ένα συγκεκριμένο μοντέλο και έτσι όποια προσπάθεια για τροποποίηση είναι χρονοβόρα και πολυέξοδη. Ακόμα, στην περίπτωση του αναλογικού ελέγχου, προκειμένου να υπάρχει εποπτεία του μοντέλου χρειάζονται αρκετοί παλμογράφοι και μετρητικά όργανα κάτι που κάνει την όλη εγκατάσταση αρκετά ογκώδη και σίγουρα όχι ευέλικτη. Επιπλέον, με τον αναλογικό έλεγχο, η παραγωγή σημάτων δεν είναι απαλλαγμένη από θόρυβο και έχει επιπτώσεις στην παραγωγή της τελικής παλμοσειράς η οποία εμφανίζει υψηλό αρμονικό περιεχόμενο. Επίσης, πρέπει να αναφερθεί πως με την αναλογική μέθοδο παραγωγής παλμοσειρών κάθε έλεγχος πέρα των κλασσικών (απλή ανατροφοδότηση) κρίνεται μάλλον 72

89 απαγορευτική σε αντίθεση με τον ψηφιακό τρόπο. Τέλος, με τον αναλογικό τρόπο όλο το σύστημα γίνεται αρκετά πιο ακριβό, ογκώδες και σίγουρα λιγότερο αξιόπιστο ενώ υπάρχει η ανάγκη για συνεχή ψύξη της κατασκευής. Όπως θα αναφερθεί και στην συνέχεια ο ψηφιακός έλεγχος είναι απαλλαγμένος από αυτά τα μειονεκτήματα και γι αυτό επιλέχθηκε να εφαρμοστεί στην συγκεκριμένη εφαρμογή. Στο εργαστήριο, ο ψηφιακός έλεγχος μπορεί να υλοποιηθεί μέσω δυο τεχνολογιών (ψηφιακός επεξεργαστής σήματος και ψηφιακές κάρτες) προκειμένου να γίνει ψηφιακή παραγωγή των επιθυμητών παλμών PWM. Οι παλμοί αυτοί οδηγούνται στην είσοδο του αντιστροφέα ώστε να ελέγχεται ανεξάρτητα η ενεργός ισχύς που παρέχεται από το υβριδικό σύστημα του κυττάρου καυσίμου. Στην παρούσα διπλωματική εργασία, χρησιμοποιήθηκαν οι ψηφιακές κάρτες προκειμένου να ενσωματωθεί ο έλεγχος στην υβριδική διάταξη και να αποφευχθούν κάποιες δυσκολίες που προκύπτουν από την χρήση του μικροεπεξεργαστή και θα αναφερθούν στην συνέχεια. Η πρώτη τεχνολογία για εφαρμογή ψηφιακού ελέγχου είναι ο μικροεπεξεργαστής ψηφιακού σήματος (Digital Signal Processor-DSP). Oι εν λόγω επεξεργαστές έχουν τη δυνατότητα δειγματοληψίας και εξαγωγής ψηφιακών και αναλογικών σημάτων, καθώς και εκτέλεσης βρόχων και στρατηγικών ελέγχου όπως αυτοί υλοποιούνται σε επίπεδο λογισμικού σε περιβάλλον Matlab/Simulink.Αυτό που επιτυγχάνεται μέσω του ψηφιακού μικροεπεξεργαστή είναι η ταχύτατη μεταφορά του εξομοιωμένου συστήματος στον πραγματικό κόσμο, η δοκιμή της συμπεριφοράς του στο πραγματικό σύστημα και η ταχύτατη διόρθωση και βελτίωση όπου αυτό απαιτείται, χωρίς την χρονοβόρα διαδικασία της υλοποίησης νέων πρωτοτύπων κάθε φορά. Στο παρακάτω Σχήμα 3.2 παρουσιάζεται γενικά η λειτουργία του DSP. Ο μικροεπεξεργαστής αφού δέχεται ως είσοδο ένα αναλογικό σήμα (πχ. τάση), το μετατρέπει σε ψηφιακό με την βοήθεια ενός μετατροπέα αναλογικού σήματος σε ψηφιακό (ADC). Έπειτα, η λογική μονάδα του επεξεργαστή, που είναι και ο πυρήνας του συστήματος, εκτελεί την επιθυμητή από τον χρήστη επεξεργασία του ψηφιακού σήματος όπως εκείνος ορίζει μέσω του λογισμικού. Τέλος, μέσω ενός μετατροπέα αναλογικού σήματος σε ψηφιακό (DAC) η μονάδα του DSP παράγει το τελικό, επιθυμητό αναλογικό σήμα. Σχήμα 3.2: Αρχή λειτουργίας του μικροεπεξεργαστή σήματος. Με μια σύντομη αναδρομή στην εξέλιξη της τεχνολογίας των DSP, διαπιστώνει κανείς πως ενώ τα τελευταία χρόνια τα περισσότερα υπολογιστικά και λειτουργικά συστήματα μπορούσαν να εκτελέσουν τους κώδικες και τους αλγορίθμους των DSP, δεν προσφερόταν η αυτονομία που σε πολλές εφαρμογές κρίνεται απαραίτητη. Εν προκειμένω, στην περίπτωση της κατανεμημένης παραγωγής όπως π.χ. ένα φωτοβολταϊκό σύστημα ή ένα σύστημα κυττάρων 73

90 καυσίμου είναι πιθανό και θεμιτό η εγκατάσταση να είναι σε ένα χώρο όπου δεν είναι δυνατή η επικοινωνία με ένα υπολογιστικό σύστημα. Επομένως, η ανάπτυξη αυτόνομων συστημάτων DSP ήταν αναγκαία. Σύντομα αναπτύχθηκαν μικροεπεξεργαστές χαμηλού κόστους (ενδεικτικά αναφέρεται πως ο επεξεργαστής F2812 κοστίζει στην αμερικάνικη αγορά περίπου 200$), με μηδαμινές απαιτήσεις ψύξης κατά την λειτουργία τους, με μικρή τάση τροφοδοσίας (ο F2812 τροφοδοτείται από μια συνεχή τάση των 5V) και τέλος το πιο σημαντικό χωρίς την απαίτηση της διαρκούς σύνδεσης με ένα υπολογιστικό σύστημα. Παρακάτω ακολουθεί μια εικόνα ενός μικροεπεξεργαστή της οικογένειας που χρησιμοποιείται στο εργαστήριο στο οποίο εκπονήθηκε η παρούσα διπλωματική εργασία (δίχως το περίβλημα για μεγαλύτερη ευκολία στην χρήση) ώστε να γίνει κατανοητό το μικρό μέγεθος της κατασκευής. Σχήμα 3.3: Άποψη Μικροεπεξεργαστή της σειράς F. Όπως αναφέρθηκε, ήδη, ένα από τα σπουδαιότερα χαρακτηριστικά των μικροεπεξεργαστών DSP είναι η αυτονομία που προσφέρουν και προκύπτει ως αποτέλεσμα της μνήμης που αυτοί φέρουν. Για παράδειγμα το μοντέλο F28355 φέρει 16Κ μνήμης RAM,128Κ μνήμης flash ROM και 64Kbyte μνήμης SRAM κάτι που επιτρέπει στον μικροεπεξεργαστή να έχει αποθηκευμένο των κώδικα για την επεξεργασία του ψηφιακού σήματος χωρίς να είναι απαραίτητη η παρουσία ενός υπολογιστή. Η δεύτερη τεχνολογία εφαρμογής ψηφιακού ελέγχου,που εφαρμόστηκε και στην παρούσα διπλωματική εργασία για την ψηφιακή παραγωγή των παλμών, είναι οι ψηφιακές κάρτες της εταιρίας Νational Ιnstruments. Οι κάρτες μπορούν να συνεργάζονται τόσο με το λογισμικό πακέτο Matlab/Simulink όσο και με το λογισμικό πακέτο Labview όπως επιλέχθηκε στην συγκεκριμένη εφαρμογή. Έτσι, η παραγωγή του επιθυμητού κώδικα γίνεται στο Labview και εκτελείται ώστε οι απαιτούμενες εντολές να περάσουν στην ψηφιακή κάρτα. Η επιλογή χρήσης του Labview έγινε βασικά επειδή το εύκολο στην χρήση περιβάλλον του, επιτρέπει στον χρήστη-προγραμματιστή να κάνει αλλαγές στον κώδικα πολύ εύκολα, σε αντίθεση τόσο με τις αναλογικές μεθόδους όσο και με το πρόγραμμα που χρησιμοποιείται στην τεχνολογία των 74

91 μικροεπεξεργαστών η οποία περιγράφτηκε εν συντομία παραπάνω. Στην φωτογραφία φαίνεται μια άποψη της κάρτας που χρησιμοποιήσαμε στην πειραματική μας διάταξη. Σχήμα 3.4: Ψηφιακή κάρτα συνεργαζόμενη με το Labview. Οι συγκεκριμένοι πρακτικοί λόγοι τώρα που οδήγησαν στην επιλογή ψηφιακών καρτών έναντι του DSP είναι οι ακόλουθοι: Οι ψηφιακές κάρτες παρέχουν στον χρήστη, όπως θα δούμε και παρακάτω, μεγάλο αριθμό αναλογικών εισόδων και αναλογικών και ψηφιακών εξόδων. Όπως είναι φανερό, αυτές αρκούν για να καλύψουν κάθε ανάγκη που προκύπτει στην ανάπτυξη μιας εφαρμογής. Για παράδειγμα, με τις διαθέσιμες ψηφιακές εξόδους που διαθέτει η κάρτα, μπορέσαμε να παράγουμε και τις 6 παλμοσειρές που είναι αναγκαίες για την τροφοδότηση του αντιστροφέα χωρίς την χρήση ηλεκτρονικού εξαρτήματος που δέχεται σαν εισόδους τις 3 παλμοσειρές και παράγει τις αντίστροφες τους. Το DSP έχει επίπεδο εξόδου τάσης στα 3V ενώ η τυποποιημένη τιμή για την παλμοσειρά που οδηγείται στον αντιστροφέα είναι τα 5V. Αυτό καθιστά υποχρεωτική την χρήση ειδικού ηλεκτρονικού εξοπλισμού ώστε να επιτευχθεί ανύψωση της τάσης στα επιθυμητά επίπεδα. Το τελευταίο δεν είναι αναγκαίο με την χρήση των καρτών καθώς το επίπεδο τάσης για την έξοδο είναι στα 5V. Στο Labview, όποιο πρόβλημα προέκυψε κατά την διάρκεια του προγραμματισμού επιλύθηκε σχετικά εύκολα μέσω της άμεσης επικοινωνίας με τον χρήστη. Αντίθετα, στο πρόγραμμα CCS (Code Composer Studio) που ενημερώνει τον DSP, κάτι τέτοιο είναι αρκετά πιο χρονοβόρο και δύσκολο (π.χ. η εισαγωγή καθυστερήσεων στον μικροεπεξεργαστή). Στην περίπτωση των ψηφιακών καρτών επιλέγουμε τον ρυθμό γραφής και ανάγνωσης δεδομένων προς και από τις κάρτες κάτι που μας επιτρέπει να ακολουθούμε πολύ γρήγορες 75

92 μεταβολές του σήματος. Αντίθετα, στο DSP είμαστε αναγκασμένοι να ακολουθούμε τον χρονισμό του μικροεπεξεργαστή για την ανάγνωση και την γραφή δεδομένων. Oι ψηφιακές κάρτες παρέχουν στον χρήστη την δυνατότητα εύκολης ανάπτυξης ελεγκτών που αξιοποιούν σύγχρονες μεθόδους ελέγχου. Για παράδειγμα, στην παρούσα διπλωματική εργασία έχει χρησιμοποιηθεί η ασαφής λογική. Το Labview παρέχει ξεχωριστό περιβάλλον για την ανάπτυξη του κώδικα των ασαφών ελεγκτών κάτι που έκανε τόσο τον προγραμματισμό όσο και την ενσωμάτωση τους στο τελικό μοντέλο μια διαδικασία σχετικά απλή και ελάχιστα χρονοβόρα. Τέλος, το Labview και κατ επέκταση και οι ψηφιακές κάρτες δίνουν την δυνατότητα για μετρήσεις και εικονικά παλμογραφήματα σε πολλά σημεία του μοντέλου, κάτι που μας επιτρέπει να έχουμε μια εποπτική εικόνα κατά την εκτέλεση του χωρίς την ανάγκη σύνδεσης πολλών οργάνων και παλμογράφων. Μια βασικότατη διαφοροποίηση των καρτών από τον μικροεπεξεργαστή DSP είναι πως απαιτούν μόνιμη διασύνδεση με κάποιο υπολογιστικό σύστημα καθώς δεν διαθέτουν μνήμη ώστε να αποθηκευθεί εκεί ο κώδικας προς εκτέλεση. Αυτό βέβαια μας απαλλάσσει από την ανάγκη ξεχωριστής τροφοδοσίας για τις κάρτες αφού έχουν την απαραίτητη ενέργεια ώστε να λειτουργήσουν από το υπολογιστικό σύστημα με το οποίο είναι συνδεδεμένες. Από την παραπάνω ανάπτυξη έγινε φανερό πως οι δύο μέθοδοι ψηφιακής παραγωγής των παλμοσειρών PWM παρουσιάζουν η καθεμία τα δικά της πλεονεκτήματα και μειονεκτήματα. Μεγάλο πλεονέκτημα την τεχνολογίας των μικροεπεξεργαστών DSP είναι ότι μπορούν να λειτουργήσουν αυτόνομα χωρίς να είναι συνδεδεμένοι σε κάποιο υπολογιστικό σύστημα καθώς διαθέτουν ενσωματωμένη μνήμη. Αντίθετα, οι ψηφιακές κάρτες οι οποίες και τελικά επιλέχθηκαν, απαιτούν πάντα την παρουσία υπολογιστικού συστήματος για την λειτουργία τους αλλά παράλληλα παρέχουν στον χρήστη μεγάλη γκάμα εργαλείων για την εύκολη παραγωγή, τροποποίηση και εποπτεία του μοντέλου. Ως επίλογος του συγκεκριμένου υποκεφαλαίου να επισημανθεί πως ενώ τελικά επιλέξαμε στην συγκεκριμένη διπλωματική εργασία την υλοποίηση με ψηφιακές κάρτες και την ανάπτυξη του μοντέλου μέσω Labview, είναι πιθανή μια τελική υλοποίηση σε DSP όταν μιλάμε για πρακτικές εφαρμογές ώστε να εκμεταλλευτούμε το γεγονός της αυτόνομης λειτουργίας. Παρακάτω ακολουθεί η θεωρητική παρουσίαση των μεθόδων παλμοδότησης PWM (Pulse Width Modulation) και SPWM (Sinusoidal Pulse Width Modulation) τις οποίες χρησιμοποιήσαμε για τον έλεγχο του ΣΡ/ΣΡ μετατροπέα ανύψωσης τάσης και του αντιστροφέα αντίστοιχα, μέσω της ψηφιακής κάρτας. 76

93 3.3 ΔΙΑΜΟΡΦΩΣΗ ΕΥΡΟΥΣ Η ΔΙΑΡΚΕΙΑΣ ΠΑΛΜΩΝ (Pulse Width Modulation PWM) [9],[16],[36] 3.3.1Εισαγωγή Η μέθοδος διαμόρφωσης εύρους ή διάρκειας παλμών (Pulse Width Modulation PWM) μας προσφέρει την δυνατότητα της μεταφοράς πληροφορίας μέσω μιας σειράς από παλμούς. Η πληροφορία η οποία μεταφέρεται βρίσκεται «κρυμμένη» στο πλάτος αυτών των παλμών και καθορίζει ουσιαστικά την ποσότητα της ισχύος που φθάνει σε ένα φορτίο. Με άλλα λόγια, PWM είναι μια τεχνική διαμόρφωσης η οποία παράγει παλμούς μεταβλητού πλάτους ώστε να αναπαρασταθεί το πλάτος ενός σήματος ή κύματος. Οι πιο διαδεδομένες χρήσεις της συγκεκριμένης τεχνικής εδράζονται στην μεταφορά ηλεκτρικής ισχύος, σε ρυθμιστές τάσης (voltage regulators) καθώς και σε εφαρμογές ενίσχυσης ήχου. Η τεχνική διαμόρφωσης εύρους παλμών χρησιμοποιείται για να αυξομειώσουμε την συνολική ισχύ που προσφέρουμε σε ένα φορτίο χωρίς να χρησιμοποιήσουμε ωμικές αντιστάσεις. Αποφεύγουμε δηλαδή με αυτή την μέθοδο τις ωμικές απώλειες που συνεπάγεται η χρήση ωμικών αντιστάσεων. Ο κανόνας που διέπει την όλη διαδικασία είναι πως η συνολική ισχύς που μεταφέρεται στο φορτίο είναι ευθέως ανάλογη του βαθμού εργασίας (duty cycle) της παλμοσειράς. Ως βαθμό εργασίας ορίζουμε τον λόγο της χρονικής διάρκειας όπου ο παλμός έχει τιμή λογικού 1,t, προς την περίοδο της παλμοσειράς, T. Δηλαδή (για να δοθεί ως ποσοστό επί τοις εκατό, κάτι που είναι ευρέως διαδεδομένο) : t d *100 (3.1) T Το παρακάτω Σχήμα 3.5 δείχνει παλμοσειρές PWM για διάφορους βαθμούς εργασίας: Σχήμα 3.5: Παλμοσειρές PWM για βαθμό εργασίας α)10%, β)50%, γ)90%. 77

94 Συστήματα που χρησιμοποιούνται για τον έλεγχο της ηλεκτρικής ισχύος (όπως αντιστροφείς για παράδειγμα) που λειτουργούν με PWM υψηλής συχνότητας υλοποιούνται με την χρήση ημιαγωγικών διακοπτικών στοιχείων (πχ. IGBT, GΤO). Υπάρχουν δύο διακριτές καταστάσεις την παλμοσειράς (ON (λογικό 1) και OFF (λογικό 0)). Με αυτό τον τρόπο, μπορούν να χρησιμοποιηθούν για το άνοιγμα και το κλείσιμο των διακοπτικών ηλεκτρονικών στοιχείων (ουσιαστικά πραγματοποιούν έλεγχο των διακοπτών) και κατά συνέπεια για τον έλεγχο της τάσης στο φορτίο. Το σημαντικό συγκριτικό πλεονέκτημα της χρησιμοποίησης των ημιαγωγικών διακοπτικών στοιχείων είναι η μηδενική πτώση τάσης (ιδανικά) κατά την διάρκεια την περίοδο αγωγής και μη αγωγής. Μπορούμε εύκολα λοιπόν να έχουμε την επιθυμητή τάση στο φορτίο μας απλά χρησιμοποιώντας PWM με κατάλληλο βαθμό εργασίας. Οι σημαντικότερες από τις πολλές διαφορετικές τεχνικές διαμόρφωσης εύρους παλμών που έχουν προταθεί, είναι: Ημιτονοειδής διαμόρφωση εύρους παλμών (SPWM-Sinusoidal Pulse Width Modulation). PWM για την εξάλειψη συγκεκριμένων αρμονικών (Selected Harmonic Elimination PWM-SHE-PWM. PWM για την ελαχιστοποίηση της κυμάτωσης που παρουσιάζει το ρεύμα (Minimum Ripple Current PWM). PWM για έλεγχο του ρεύματος σε βρόχο υστέρησης (Hysteresis Band Current Control PWM). Ημιτονοειδής PWM με στιγμιαίο έλεγχο στο ρεύμα (Sinusoidal PWM with Instantaneous Current Control). PWM με διανύσματα κατάστασης του αντιστροφέα (Space Vector PWM-SVPWM) Τυχαία PWM (Random PWM). Από τις παραπάνω τεχνικές, στη συνέχεια θα αναλυθεί η πιο αντιπροσωπευτική και συνηθέστερα χρησιμοποιούμενη μέθοδος, η SPWM (Sinusoidal PWM) η οποία άλλωστε χρησιμοποιήθηκε και στην παρούσα εργασία για τον έλεγχο του αντιστροφέα. Οι σπουδαιότεροι λόγοι οι οποίοι μας οδήγησαν σε αυτή την επιλογή είναι: Οι έξοδοι προσεγγίζουν καλύτερα τις ημιτονικές μορφές (που είναι και οι επιθυμητές) ενώ παράλληλα, το ρεύμα εξόδου παρουσιάζει σχετικά χαμηλή κυμάτωση. Παρέχεται η δυνατότητα απόλυτου ελέγχου της τιμής της τάσης εξόδου του αντιστροφέα. Το αρμονικό περιεχόμενο στην έξοδο είναι ελάχιστο. 78

95 3.3.2 Τεχνική ημιτονοειδούς διαμόρφωσης εύρους παλμού (Sinusoidal Pulse Width Modulation-SPWM) Η μέθοδος ημιτονοειδούς διαμόρφωσης εύρους παλμών (Sinusoidal Pulse Width Modulation-SPWM) είναι μια από τις τεχνικές που χρησιμοποιούνται ευρέως για τη μείωση των αρμονικών που παράγονται από έναν αντιστροφέα πηγής τάσης. Αυτό είναι απαραίτητο επειδή όσο πιο μακριά βρίσκεται η συχνότητα της κυριαρχούσας ανώτερης αρμονικής (η αρμονική με την μεγαλύτερη τιμή) από τη συχνότητα της βασικής τόσο μικρότερο είναι και το φίλτρο εξόδου που πρέπει να χρησιμοποιηθεί. Δηλαδή το μέγεθος και το κόστος του φίλτρου εξαρτώνται άμεσα από το πλάτος και τη συχνότητα της κυριαρχούσας ανώτερης αρμονικής σε σχέση με το πλάτος και τη συχνότητα της βασικής αρμονικής. Με αυτό το τρόπο η τεχνική PWM σκοπεύει στην μείωση ή και τον μηδενισμό των αρμονικών με υψηλό ενεργειακό περιεχόμενο ώστε χρησιμοποιώντας μικρότερα φίλτρα εξόδου να ακυρώνονται οι υπόλοιπες. Συνεχίζουμε με τον ορισμό κάποιων θεμελιωδών όρων πριν προχωρήσουμε στην ανάλυση της διαμόρφωσης SPWM: f c : συχνότητα της τριγωνικής κυματομορφής, U trig, καθορίζει τη συχνότητα με την οποία αλλάζουν κατάσταση οι διακόπτες του αντιστροφέα και λέγεται διακοπτική συχνότητα (Switching Frequency) ή συχνότητα μετάβασης. f r : συχνότητα της κυματομορφής αναφοράς (ημιτονικό σήμα), U control, είναι η επιθυμητή θεμελιώδης συχνότητα της τάσης εξόδου του αντιστροφέα και ονομάζεται συχνότητα διαμόρφωσης (Modulating Frequency). Ucontrol m a = U : είναι ο λόγος τους πλάτους της κυματομορφής αναφοράς (ημίτονο στην trig περίπτωση μας) προς το πλάτος της τριγωνικής κυματομορφής του φορέα και ονομάζεται συντελεστής διαμόρφωσης πλάτους (Amplitude Modulation Ratio). f m = : είναι ο λόγος της συχνότητας της τριγωνικής κυματομορφής του φορέα προς τη f c f r συχνότητα της κυματομορφής αναφοράς (ημίτονο) και ονομάζεται συντελεστής διαμόρφωσης συχνότητας (Frequency Modulation Ratio) ή κανονικοποιημένη συχνότητα φορέα. Η γενική αρχή λειτουργίας της τεχνικής αυτής φαίνεται στο Σχήμα 3.6, όπου ένα τριγωνικός φορέας συχνότητας f c (ισοσκελισμένος) συγκρίνεται με ένα ημιτονοειδές σήμα θεμελιώδους (βασικής) συχνότητας f r, ενώ τα σημεία που τέμνονται οι δύο κυματομορφές αποτελούν τα χρονικά σημεία αγωγής και μη των ημιαγωγικών ηλεκτρονικών διακοπτών. Για παράδειγμα, παρακάτω φαίνεται η παραγωγή της τάσης μέσω του διαδοχικού ανοίγματος και 79

96 κλεισίματος (αγωγή και σβέση) των διακοπτών S 1 και S 2 (όπως είναι φυσικό, δεν γίνεται να άγουν μαζί και οι δύο διακόπτες κάθε κλάδου του αντιστροφέα καθώς τότε θα προέκυπτε βραχυκύκλωμα). Όταν το ημιτονοειδές σήμα, V a0, είναι μεγαλύτερο από τον τριγωνικό φορέα άγει ο διακόπτης S 1 (ο S 2 παραμένει κλειστός) και με αυτό το τρόπο η φάση α συνδέεται με το θετικό μισό της τάσης εισόδου ώστε να ισχύει: Va0 V dc / 2. Στην αντίθετη περίπτωση άγει ο S 2 με αποτέλεσμα να έχουμε: Va0 V dc / 2. Σχήμα 3.6:Αρχή λειτουργίας της Ημιτονοειδούς Διαμόρφωσης Εύρους Παλμού (SPWM). Το εύρος των παλμών της τάσης V a0 (αντιστοίχως και των υπόλοιπων τάσεων) μεταβάλλεται έτσι ώστε η συχνότητα της να παραμένει ίδια με τη θεμελιώδη συχνότητα f r, ενώ το πλάτος της θεμελιώδους αρμονικής της συνιστώσας να είναι ανάλογο του πλάτους του διαμορφώντος ημιτονοειδούς σήματος. Εδώ ουσιαστικά είναι και ο πυρήνας της δυνατότητας ελέγχου της τάσης εξόδου που μας παρέχει η συγκεκριμένη τακτική παλμοδότησης. Ο ίδιος τριγωνικός φορέας μπορεί να χρησιμοποιηθεί και για τις τρεις φάσεις όπως είναι λογικό. Οι κυματομορφές των πολικών και φασικών τάσεων (φορτίο απομονωμένου ουδετέρου) μπορούν να παρασταθούν γραφικά όπως στο φαίνεται στο σχήμα που ακολουθεί: 80

97 Σχήμα 3.7: Κυματομορφές πολικών και φασικών τάσεων αντιστροφέα που ελέγχεται με την τεχνική SPWM. Τις παραπάνω κυματομορφές μπορούμε να τις κατανοήσουμε καλύτερα μελετώντας και τις σχέσεις 2.44 και τον τρόπο με τον οποίο αποδείχθηκαν. Από την ανάλυση Fourier της τάσης V a0 που φαίνεται στο Σχήμα 3.6 προκύπτει η σχέση: a0 a dc V 0.5 m V sin( t ) ώ έ (3.2) με τις παραπάνω αρμονικές να είναι τάξης c N r όπου, m α : ο συντελεστής διαμόρφωσης πλάτους, ω r : η θεμελιώδης κυκλική συχνότητα σε rad/sec (συχνότητα ημιτόνου), ω c : η κυκλική συχνότητα του τριγωνικού σήματος σε rad/sec ή κυκλική συχνότητα φορέα, φ: η φασική απόκλιση της εξόδου που προκύπτει από τη σχετική θέση του φορέα και της κυματομορφής αναφοράς (ημιτονοειδές σήμα) για την εκάστοτε φάση, Μ,Ν: είναι ακέραιοι ενώ ισχύει Μ+Ν= περιττός ακέραιος αριθμός Ο συντελεστής διαμόρφωσης m a ορίζει τα σημεία τομής των κυματομορφών αναφοράς και του φορέα. Επομένως καθορίζει και το πλάτος της θεμελιώδους συνιστώσας της τάσης εξόδου του αντιστροφέα. Ανάλογα με τη τιμή του m a διακρίνουμε λοιπόν και τις ακόλουθες περιοχές. Το παρακάτω σχήμα θα μας διευκολύνει στην ανάλυση μας καθώς παρουσιάζει τις περιοχές διαμόρφωσης του τριφασικού αντιστροφέα ελεγχόμενου με την μέθοδο SPWM. 81

98 Σχήμα 3.8: Περιοχές διαμόρφωσης τριφασικού αντιστροφέα ελεγχόμενου με την μέθοδο SPWM. m a Ε[0,1] : Βρισκόμαστε στη γραμμική περιοχή όπου η θεμελιώδης συνιστώσα μεταβάλλεται γραμμικά με τον λόγο διαμόρφωσης πλάτους. Το πλάτος της θεμελιώδους συνιστώσας σ ένα από τα σκέλη του αντιστροφέα είναι : Vd AN 1 ˆV m (3.3) 2 Επομένως, η πολική rms τάση στη θεμελιώδη συχνότητα, εξαιτίας της διαφοράς φάσης των 120 μεταξύ των φασικών τάσεων μπορεί να γραφτεί ως : 3 V LL ( ή,rms) = Vˆ 1 AN V V m V m V 2 2 d LL1 LL1 d (3.4) Το πλεονέκτημα της λειτουργίας σε γραμμική περιοχή είναι ότι ωθεί τις αρμονικές σε υψηλές συχνότητες γύρω από τη συχνότητα μετάβασης f c και τις πολλαπλάσιές της. Με την χρήση ενός σχετικά μικρού φίλτρου μπορούν εύκολα να αποκοπούν. Το μειονέκτημα είναι ότι η μέγιστη (m a =1) ενεργός πολική τιμή της θεμελιώδους τάσης περιορίζεται στην τιμή των V d. m a Ε[1, 3.24] : Σε αυτή την περίπτωση έχουμε υπερδιαμόρφωση καθώς το πλάτος των τάσεων ελέγχου επιτρέπεται να υπερβαίνει το πλάτος της τριγωνικής κυματομορφής. 82

99 Εξαλείφεται,με λίγα λόγια, η γραμμικότητα μεταξύ τάσης εισόδου και της ενεργού πολικής τάσης V LL. Σε αυτή τη μορφή λειτουργίας λοιπόν, το πλάτος της θεμελιώδους συνιστώσας της τάσης δεν αυξάνεται γραμμικά με την τιμή του m a. Η σχέση μεταξύ του πλάτους της θεμελιώδους συνιστώσας και του m a εξαρτάται από τον λόγο διαμόρφωσης συχνότητας m f και η κυματομορφή που προκύπτει είναι μια ενδιάμεση μορφή ανάμεσα σε SPWM και τετραγωνικό παλμό. m a >3.24 : Εδώ η αύξηση του λόγου m a δεν συνεπάγεται καθόλου αύξηση του πλάτους της θεμελιώδους συνιστώσας της τάσης και έχουμε καθαρά τετραγωνικό παλμό, ενώ ισχύει: V LL V d (3.5) Ο συντελεστής διαμόρφωσης m a λοιπόν είναι πολύ σημαντικό μέγεθος, αφενός γιατί καθορίζει το πλάτος της φασικής τάσης του μετατροπέα, και αφετέρου γιατί διαχωρίζει τις προηγούμενες περιοχές λειτουργίας. Η επιλογή της συχνότητας μετάβασης f c και του συντελεστή διαμόρφωσης συχνότητας m f είναι καθοριστικά για την ελαχιστοποίηση της αρμονικής παραμόρφωσης της τάσης. Μην ξεχνάμε άλλωστε πως ένας βασικότατος λόγος που επιλέξαμε την τεχνική SPWM είναι η πρόθεση μείωσης των ανώτερων αρμονικών στο σήμα τάσης στην έξοδο του αντιστροφέα. Οι τάσεις εξόδου του αντιστροφέα που ελέγχεται με την τεχνική SPWM περιέχουν ανώτερες αρμονικές σε συχνότητες, οι οποίες σχετίζονται με τις συχνότητα του τριγωνικού φορέα και των σημάτων αναφοράς, με μορφή c N r (όπως φαίνεται και στην εξίσωση (3.2) ), όπου Μ και Ν είναι ακέραιοι και ισχύει Μ+Ν= περιττός ακέραιος. Κάνοντας χρήση του ορισμού του συντελεστή διαμόρφωσης συχνότητας μπορούμε να δούμε πως οι ανώτερες αρμονικές βρίσκονται σε συχνότητες ( mf N). Γίνεται λοιπόν φανερό ότι οι συχνότητες στις οποίες βρίσκονται οι ανώτερες αρμονικές εξαρτώνται από τη συχνότητα του φορέα (f c ) και επομένως μπορούν να καθοριστούν από μας. Να τονιστεί εδώ πως αποδεικνύεται ότι το πλάτος των ανωτέρων αρμονικών είναι ανεξάρτητο του m f και μειώνεται με αύξηση των Μ,Ν. Επιλέγοντας υψηλή συχνότητα φορέα, λοιπόν, μπορούμε να μετατοπίσουμε τις ανώτερες αρμονικές σε μεγάλες συχνότητες, μειώνοντας έτσι το μέγεθος και το κόστος των φίλτρων (LC φίλτρο στην έξοδο του αντιστροφέα πηγής τάσης που περιγράφθηκε στο προηγούμενο κεφάλαιο) που απαιτούνται για την καταστολή τους καθώς οι αρμονικές με υψηλή συχνότητα φιλτράρονται πιο εύκολα από αυτές με χαμηλή. Άρα, είναι επιθυμητή η χρήση όσο το δυνατό ψηλότερων συχνοτήτων στον τριγωνικό φορέα. Από την άλλη μεριά, οι απώλειες μετάβασης στους διακόπτες του αντιστροφέα αυξάνονται ανάλογα προς τη διακοπτική συχνότητα f c. Στις περισσότερες εφαρμογές λοιπόν, επιλέγεται συχνότητα μετάβασης χαμηλότερη των 9kHz ή υψηλότερη των 20kHz ώστε να βρίσκεται έξω από το φάσμα ακουστικών συχνοτήτων. 83

100 Ανάλογα τώρα με την τιμή του m f διακρίνουμε τις περιπτώσεις : Μικρός m f (m f < 21) : τότε μιλάμε για συγχρονισμένη διαμόρφωση στην οποία τριγωνική κυματομορφή φορέα και η κυματομορφή ελέγχου πρέπει να είναι συγχρονισμένα μεταξύ τους, δηλαδή η τιμή του m f να είναι ακέραια. Σε αντίθετη περίπτωση, εμφανίζονται υποαρμονικές της θεμελιώδους συχνότητας που είναι ανεπιθύμητες. Ειδικά για τριφασικό αντιστροφέα, ο m f πρέπει να είναι περιττός ακέραιος για να εμφανίζονται μόνο περιττές αρμονικές και να εξαφανίζονται οι άρτιες. Μεγάλος m f (m f > 21) : τα πλάτη των υποαρμονικών σε αυτή την περίπτωση είναι μικρά και για αυτό μιλάμε πλέον για ασύγχρονη διαμόρφωση PWM όπου μη ακέραιες τιμές του m f είναι επιτρεπτές. Στην παρούσα διπλωματική εργασία η συχνότητα μετάβασης f c είναι στην περιοχή των 8kHz.Επομένως για ένα δίκτυο με συχνότητα 50Hz ο συντελεστής διαμόρφωσης συχνότητας είναι περίπου 160 και έχουμε να κάνουμε με ασύγχρονη διαμόρφωση PWM. Συμπερασματικά, μπορούμε να δούμε πως οι αντιστροφείς που λειτουργούν με παλμοδότηση SPWM και φέρουν στην έξοδό τους το κατάλληλο φίλτρο παρέχουν τη δυνατότητα γρήγορου και αποδοτικού ελέγχου της ηλεκτρικής ισχύος καθώς μας παρέχεται η προοπτική ελέγχου της τάσης εξόδου. Καταλαβαίνουμε λοιπόν την σημασία αυτής της μεθόδου παλμοδότησης στην προσπάθεια μας να ελέγχουμε την παρεχόμενη ισχύ στο τριφασικό φορτίο. 3.4 ΕΥΦΥΗΣ ΕΛΕΓΧΟΣ-ΑΣΑΦΗΣ ΛΟΓΙΚΗ [17],[18] Εισαγωγή Ο Ευφυής Έλεγχος εφαρμόστηκε για πρώτη φορά στην βιομηχανία διεργασιών στο τέλος της δεκαετίας του 1970 και έκτοτε έχει επιφέρει αξιόλογη βελτίωση στην ποιότητα του παραγόμενου προϊόντος, την αύξηση της παραγωγικότητας, την εξοικονόμηση ενέργειας καθώς και την αύξηση της διαθεσιμότητας του βιομηχανικού εξοπλισμού. Όλα αυτά μεταφράζονται σε κέρδος, το πιο σημαντικό κίνητρο για περαιτέρω ανάπτυξη και διείσδυση μιας νέας τεχνολογίας στην παραγωγή. Πιο συγκεκριμένα, η θεωρία της ασαφούς λογικής (fuzzy logic) διατυπώθηκε για πρώτη φορά το 1965 από τον καθηγητή L.A Zadeh. Δέκα χρόνια αργότερα αναγνωρίστηκε από την επιστημονική κοινότητα και άρχισε να εφαρμόζεται ευρέως στον έλεγχο συστημάτων. Η ευκολία στον σχεδιασμό των ασαφών συστημάτων ελέγχου και η απλότητα τους καθώς και η 84

101 ικανότητα τους να ελέγχουν πολύπλοκες και συνεχώς μεταβαλλόμενες διαδικασίες συνέβαλλαν στην ευρεία αποδοχή τους. Η βασική διαφορά μεταξύ των συμβατικών και των ασαφών ελεγκτών εντοπίζεται στις πληροφορίες που επεξεργάζονται. Οι συμβατικοί έλεγχοι δεν μπορούν να διαχειριστούν ακαθόριστες, ανακριβείς και αβέβαιες πληροφορίες καθώς θα οδηγούνταν σε εσφαλμένη λήψη αποφάσεων. Αντίθετα, οι ασαφείς ελεγκτές έχουν την έμφυτη ιδιότητα να διαχειρίζονται αβέβαια και ασαφή στοιχεία ή και στοιχεία με θόρυβο καταλήγοντας στην καταλληλότερη λήψη αποφάσεων. Επομένως, οι συμβατικοί ελεγκτές καταλήγουν σε ακριβή συμπεράσματα έπειτα από επεξεργασία δεδομένων ακριβείας ενώ οι ευφυείς ελεγκτές είναι σε θέση να αντιλαμβάνονται, όπως συμβαίνει και με την ανθρώπινη ευφυΐα, πως για πολλές σύνθετες διαδικασίες, υψηλά επίπεδα ακρίβειας δεν είναι εφικτά, ούτε καν απαραίτητα για τον ικανοποιητικό έλεγχό τους. Το παραπάνω γίνεται ξεκάθαρο στο Σχήμα 3.9. Οι ασαφείς ελεγκτές μέσω ενός συνόλου απλών λεκτικών κανόνων (linguistic variables), μπορούν να μοντελοποιήσουν την γνώση και την εμπειρία ενός πεπειραμένου χρήστη. Με αυτόν τον τρόπο δημιουργείται ένα σύστημα βασισμένο στην γνώση (knowledge based system) το οποίο δημιουργεί συστήματα εύχρηστα και κοντά στην ανθρώπινη λογική. Έτσι, επιτυγχάνεται ο έλεγχος συστημάτων ακόμα και σε συνθήκες λειτουργίας όπου ο συμβατικός έλεγχος θα αποτύγχανε. Συνοπτικά, οι βασικοί λόγοι που οδήγησαν στην υιοθέτηση της ασαφούς λογικής στον σχεδιασμό των ελεγκτών της παρούσας διπλωματικής εργασίας είναι οι ακόλουθοι: 1. Καλή απόδοση σε περιπτώσεις μη γραμμικών συστημάτων. 2. Δεν απαιτείται ακριβή μαθηματική μοντελοποίηση ή εξεζητημένοι υπολογισμοί. 3. H ασαφής λογική είναι πιο κατάλληλος και πιο εύχρηστη στα πραγματικά συστήματα όπου η ρύθμιση των λεκτικών μεταβλητών του τοπικού ελεγκτή από τον μηχανικό γίνεται ευκολότερα (easy engineering). 4. Παρουσιάζει ευελιξία και προσαρμοστικότητα και έτσι προωθείται το σενάριο της «Σύνδεσης και Λειτουργίας». 5. Τέλος, οι ασαφείς ελεγκτές παρουσιάζουν ικανότητα συνεργασίας με συμβατικούς ελεγκτές. Τα παραπάνω θα γίνουν ξεκάθαρα σε επόμενο κεφάλαιο όπου παρουσιάζεται ο σχεδιασμός των ελέγχων και οι στόχοι τους. 85

102 Σχήμα 3.9: Διαφορά στην αντιμετώπιση μιας κατάστασης από έναν συμβατικό και έναν ευφυή ελεγκτή Βασικές έννοιες ασαφούς λογικής Μια βασική έννοια της ασαφούς λογικής είναι το ασαφές σύνολο (fuzzy set) που ορίζεται ως το σύνολο του οποίου τα όρια δεν είναι σαφώς καθορισμένα και το οποίο περιέχει στοιχεία με διαφορετικούς βαθμούς συμμετοχής. Για να γίνει πιο κατανοητό το ασαφές σύνολο θα συγκριθεί με την έννοια του κλασσικού συνόλου (crisp set) για ένα απλό παράδειγμα. Για το σύνολο, λοιπόν, «μέρες του Σαββατοκύριακου» το κλασσικό σύνολο θα περιείχε τα στοιχεία Σάββατο και Κυριακή ενώ σίγουρα τα στοιχεία Δευτέρα, Τρίτη κ.ο.κ. δεν θα αποτελούσαν μέρος του συνόλου. Ωστόσο, η ασαφής λογική τοποθετεί την Παρασκευή και την Δευτέρα μεταξύ των ορίων του συνόλου «μέρες του Σαββατοκύριακου» και του συνόλου «όχι μέρες του Σαββατοκύριακου». Η ανθρώπινη εμπειρία και λογική υποστηρίζει ότι είναι μέρος της καθημερινής πραγματικότητας μια έννοια να κατατάσσεται στο όριο μεταξύ δυο συνόλων. Η λογική, όμως, των κλασσικών συνόλων δεν θα επέτρεπε μια τέτοια κατάσταση. Με άλλα λόγια, η ασαφής λογική αποτελεί γενίκευση της δίτιμης λογικής (Boolean). Αν η τιμή 1 αντιστοιχεί στο αληθές και η τιμή 0 στο ψευδές τότε η ασαφής λογική επιτρέπει και ενδιάμεσες τιμές όπως 0.3 ή 0.5 ανάλογα δηλαδή με το πόσο ψευδές ή αληθές θεωρείται κάτι. Δηλαδή, αν η κλασσική λογική δέχεται το άσπρο και το μαύρο σαν αποδεκτές καταστάσεις, η ασαφής λογική αναγνωρίζει και το γκρι. Στο παράδειγμα που έχει ήδη αναφερθεί η ασαφής λογική λειτουργεί ως εξής: 86

103 Παρασκευή Σάββατο Κυριακή Δευτέρα Παρασκευή Σάββατο Κυριακή Δευτέρα Ημέρες του Σαββατοκύριακου Ημέρες του Σαββατοκύριακου Ανήκει το Σάββατο στο Σαββατοκύριακο; 1, δηλαδή αληθές Ανήκει η Τετάρτη στο Σαββατοκύριακο; 0, δηλαδή ψευδές Ανήκει η Παρασκευή στο Σαββατοκύριακο; 0.5, δηλαδή ένα μέρος της ανήκει. Ανήκει η Κυριακή στο Σαββατοκύριακο; 0.8, δηλαδή το μεγαλύτερο μέρος της ανήκει Με βάση τα παραπάνω, φαίνεται στο Σχήμα 3.10 το διάγραμμα συμμετοχής κάποιων ημερών της εβδομάδας στο σύνολο «ημέρες του Σαββατοκύριακου» με τον κλασσικό και με τον ασαφή ορισμό Σχήμα 3.10: Διάγραμμα Συμμετοχής στο σύνολο «Ημέρες του Σαββατοκύριακου» (διακριτή μορφή) Αν ο άξονας των ημερών πάρει συνεχείς τιμές στα παραπάνω διαγράμματα η μορφή που θα προκύψει παρουσιάζεται στο Σχήμα Έτσι μπορεί κανείς να παρατηρήσει το βαθμό συμμετοχής κάθε ημέρας στο σύνολο «Ημέρες του Σαββατοκύριακου». Από τα διαγράμματα παρατηρείται -σύμφωνα με τον κλασσικό ορισμό ότι στα μεσάνυχτα της Παρασκευής ο βαθμός συμμετοχής της αλλάζει από το 0 σε 1. Αντίθετα, σύμφωνα με τον ασαφή ορισμό η Παρασκευή και η Δευτέρα έχουν ένα μικρό βαθμό συμμετοχής στο σύνολο ο οποίος μεταβάλλεται ομαλά σχηματίζοντας μια καμπύλη. 87

104 Παρασκευή Σάββατο Κυριακή Δευτέρα Παρασκευή Σάββατο Κυριακή Δευτέρα Ημέρες του Σαββατοκύριακου Ημέρες του Σαββατοκύριακου Σχήμα 3.11: Διάγραμμα Συμμετοχής στο σύνολο «Ημέρες του Σαββατοκύριακου» (συνεχής μορφή). Η καμπύλη αυτή ορίζεται σαν συνάρτηση συμμετοχής (membership function), συμβολίζεται με το γράμμα μ και ορίζει το βαθμό συμμετοχής του κάθε στοιχείου του ασαφούς συνόλου που παίρνει τιμές ανάμεσα στο 0 και το 1. Η συνάρτηση συμμετοχής μπορεί να έχει και διακριτές τιμές. Το σύνολο στο οποίο παίρνει τιμές η κάθε είσοδος αναφέρεται σαν υπερσύνολο αναφοράς της (universe of discourse).το διάστημα για το οποίο η συνάρτηση συμμετοχής παίρνει θετικές τιμές ορίζεται ως σύνολο στήριξης (support set). Η μορφή των συναρτήσεων συμμετοχής ποικίλλει ανάλογα με την εφαρμογή. Οι συνηθέστερες μορφές είναι η τριγωνική, η τραπεζοειδής και η γκαουσιανή. Οι παραπάνω ορισμοί απεικονίζονται στο Σχήμα μ 1 0 Σύνολο Στήριξης Υπερσύνολο Αναφοράς Σχήμα 3.12: Παραδείγματα μορφών συναρτήσεων συμμετοχής. 88

105 Οι τιμές μιας ασαφούς μεταβλητής (fuzzy variable) μπορούν να θεωρηθούν ετικέτες (labels) ασαφών συνόλων. Έτσι, για παράδειγμα η ασαφής μεταβλητή ΘΕΡΜΟΚΡΑΣΙΑ μπορεί να περιγραφεί από λεκτικές μεταβλητές (linguistic variables) όπως «Κανονική», «Χαμηλή», «Μέση», «Υψηλή» και «Πολύ_Υψηλή» κ.ο.κ. Σε κάθε μια από τις λεκτικές μεταβλητές αντιστοιχεί ένα ασαφές σύνολο που προσδιορίζεται από την συνάρτηση συμμετοχής του. Στο Σχήμα 3.13 παρίστανται γραφικά οι βασικές έννοιες της ασαφούς λογικής. Θερμοκρασία Ασαφής Μεταβλητή χαμηλή μέση υψηλή Λεκτικές Μεταβλητές Συναρτήσεις Συμμετοχής C Υπερσύνολο Αναφοράς Σχήμα 3.13: Όροι της ασαφούς λογικής Ασαφής συλλογισμός (Fuzzy reasoning) Ασαφείς Κανόνες Ο έλεγχος μιας διαδικασίας μπορεί να εκφραστεί με λεκτικούς κανόνες που συνδέουν τις διάφορες συνθήκες λειτουργίας της διαδικασίας με τις απαιτούμενες δράσεις που θα πρέπει να επιβληθούν. Ο ασαφής συλλογισμός πραγματοποιείται με κανόνες ελέγχου που αποτελούν σύνολα εξαρτημένων σχέσεων και έχουν την παρακάτω μορφή: «Αν. Τότε..».Οι κανόνες αυτοί υλοποιούνται ως λογικές συνεπαγωγές χρησιμοποιώντας τη θεωρία των ασαφών συνόλων. Ένας ασαφής κανόνας προσδιορίζει την σχέση μεταξύ των ασαφών μεταβλητών εισόδου και εξόδου και αποτελείται από δύο μέρη: την προϋπόθεση (antecedent) και το επακόλουθο(consequence). Ένα τυπικό παράδειγμα τέτοιου κανόνα είναι: «ΑΝ το ΦΟΡΤΙΟ (είσοδος) είναι μικρό, ΤΟΤΕ η ΡΟΠΗ (έξοδος) είναι Πολύ_Μεγάλη». 89

106 Στο παραπάνω παράδειγμα η είσοδος ΦΟΡΤΙΟ και η έξοδος ΡΟΠΗ είναι οι ασαφείς μεταβλητές ενώ οι μικρό και Πολύ_Μεγάλη είναι οι λεκτικές μεταβλητές Τελεστές και Λογικές Πράξεις με Ασαφή Σύνολα Οι πράξεις της ασαφούς λογικής διαφέρουν από τις πράξεις της δίτιμης λογικής (Boolean). Η ασαφής λογική όπως ήδη αναφέρθηκε κάνει χρήση της πλειότιμης λογικής, δηλαδή αποτελεί ένα υπερσύνολο της δίτιμης λογικής. Έτσι, εάν αποδοθούν στις ασαφείς μεταβλητές οι ακραίες τους τιμές δηλαδή 1 και 0, οι λογικές πράξεις της ασαφούς λογικής θα είναι ίδιες με τις λογικές πράξεις AND, OR και NOT της δίτιμης λογικής όπως φαίνονται στον Πίνακα 3.1. Πίνακας 3.1:Λογικές Πράξεις Δίτιμης Λογικής. Α Β Α AND B A B A OR B A NOT A Ωστόσο, οι τιμές εισόδου της ασαφούς λογικής μπορεί να είναι πραγματικοί αριθμοί μεταξύ του 1 και του 0. Για να διατηρηθούν τα αποτελέσματα του παραπάνω πίνακα για όλους τους ενδιάμεσους αριθμούς μεταξύ των ακραίων 0 και 1, θα πρέπει η πράξη AND να αντικατασταθεί από την λογική πράξη MIN (ελάχιστο) ή από το γινόμενο, η πράξη OR από την λογική πράξη MAX (μέγιστο) και η NOT από την πράξη 1-A. Με τις παραπάνω αντιστοιχίες οι πίνακες αληθείας για την ασαφή λογική παραμένουν οι ίδιες. (Πίνακας 3.2) Επομένως για τις λογικές πράξεις με ασαφή σύνολα ισχύουν: Η λογική πράξη AND ταυτίζεται με την Τομή (intersection) δύο ασαφών συνόλων Α και Β και ορίζεται ως εξής: ΑND(μ Α,μ Β )=μα Β=min(μ Α,μ Β ) Η λογική πράξη OR ταυτίζεται με την Ένωση(Unit) δύο ασαφών συνόλων Α και Β και ορίζεται ως εξής: OR (μ Α,μ Β )=μα Β=max(μ Α,μ Β ) Τέλος, το Συμπλήρωμα (Complement) του ασαφούς συνόλου Α ορίζεται ως εξής: ΝΟΤ(μ Α )=1-μ Α Όπου μ Α και μ Β είναι οι τιμές των συναρτήσεων συμμετοχής των ασαφών συνόλων Α και Β. 90

107 Πίνακας 3.2: Λογικές Πράξεις Ασαφούς Λογικής. Α Β ΜIN(Α,B) A B ΜΑΧ A 1-A ή Α*Β (A,B) Ασαφές Σύστημα Εξαγωγής Συμπερασμάτων Η διαδικασία του ασαφούς λογισμού εκτελείται από το Ασαφές Σύστημα Εξαγωγής Συμπερασμάτων-ΑΣΕΣ (Fuzzy Inference System-FIS). Το ΑΣΕΣ αποτελείται από τέσσερα βασικά μέρη όπως φαίνεται στο Σχήμα Στην βάση γνώσης, λοιπόν, είναι καταχωρημένη η κωδικοποιημένη γνώση του χειριστή με την μορφή ασαφών συνόλων και κανόνων ελέγχου. Η μονάδα λήψης αποφάσεων εκτελεί τους ασαφείς κανόνες παίρνοντας ως είσοδο τις ασαφοποιημένες εισόδους και προωθεί το ασαφοποιημένο αποτέλεσμα στον αποασαφοποιητή που με την σειρά του παράγει μια σαφή έξοδο. Σχήμα 3.14: Δομή του συστήματος εξαγωγής συμπερασμάτων. Το ΑΣΕΣ όπως φαίνεται από το παραπάνω σχήμα διαιρείται σε τρία στάδια. Αρχικά, οι κλασσικές είσοδοι που έχουν φυσική τιμή π.χ. 100 m/s αν πρόκειται για ταχύτητα, 20 ο C αν πρόκειται για θερμοκρασία κ.α. εισέρχονται στο ΑΣΕΣ και ασαφοποιούνται. Το δεύτερο στάδιο αφορά την επεξεργασία των ασαφοποιημένων εισόδων στην βάση γνώσης και τέλος τα αποτελέσματα των κανόνων συνδυάζονται και αποασαφοποιούνται. Παρακάτω αναλύεται κάθε στάδιο ξεχωριστά: 91

108 Ασαφοποίηση Εισόδων: Στην πράξη οι μετρήσεις των μεταβλητών μιας διαδικασίας είναι σαφείς (crisp) και συνεπώς απαιτείται μια διαδικασία ασαφοποίησης των τιμών αυτών στα πρώτα στάδια της διαδικασίας της συνεπαγωγής. Έτσι, οι φυσικές μεταβλητές της διαδικασίας μετατρέπονται στη γλώσσα των ασαφών συνόλων. Εξαγωγή Συμπερασμάτων: Η Εξαγωγή Συμπερασμάτων από τους ασαφείς κανόνες εκτελείται από την μονάδα λήψης αποφάσεων. Σε αυτήν την φάση σαρώνονται όλοι οι κανόνες συστηματικά για να υπολογιστεί ο βαθμός συμμετοχής σ j κάθε κανόνα στην τελική απόφαση του ελεγκτή. Οι κανόνες με μικρό βαθμό συμμετοχής συμβάλλουν ελάχιστα στην τελική απόφαση, ενώ οι κανόνες με μεγάλο βαθμό συμμετοχής είναι κυρίαρχοι. Τα τελικά ασαφή σύνολα εξόδου εξαρτώνται από τον τύπο της συνεπαγωγής που θα επιλεγεί. Οι δημοφιλέστερες συνεπαγωγές είναι αυτές του Mamdani και του Larsen. Η συνεπαγωγή κατά Mamdani χρησιμοποίει τον τελεστή MIN και κυριαρχεί στην πράξη λόγω της απλότητάς του. Η συνεπαγωγή κατά Larsen χρησιμοποιεί το καρτεσιανό αλγεβρικό γινόμενο. Συνεπαγωγή κατά Mamdani μ R (x,y)= μ Α (x) μ Β (y)=min(μ Α (x),μ Β (y)) (3.6) Ο συνδυασμός ν εξαρτημένων σχέσεων γίνεται με το συνδετικό Ή μ R Ν (x,y)=(h) k (μ Α k (x) μ B k (y)) όπου k= 1,2, Ν (3.7) Συνεπαγωγή κατά Larsen μ R (x,y)=μ Α (x)*μ Β (y) (καρτεσιανό γινόμενο) (3.8) Ο συνδυασμός ν εξαρτημένων σχέσεων γίνεται επίσης με το συνδετικό Ή μ R Ν (x,y)= k (μ Α k (x)*μ B k (y)) όπου k= 1,2, Ν (3.9) Αποασαφοποίηση: Το τελευταίο βήμα είναι η αποασαφοποίηση ώστε να υπολογιστεί η σαφής τιμή της εξόδου που θα οδηγήσει τον αντίστοιχο ενεργοποιητή. Υπάρχουν διάφορες τεχνικές αποασαφοποίησης, αλλά θα πρέπει να σημειωθεί ότι δεν υπάρχει θεωρητική βάση για καμία από αυτές. Για τον έλεγχο των διαδικασιών, το βασικό κριτήριο επιλογής μιας κατάλληλης τεχνικής είναι η υπολογιστική απλότητα. Με βάση, λοιπόν, το παραπάνω κριτήριο έχουν προταθεί οι ακόλουθες τεχνικές: 92

109 Αποασαφοποίηση μεγίστου(maximum defuzzifier) Στην τεχνική αυτή εξετάζεται η σύνθετη συνάρτηση συμμετοχής του συμπεράσματος, δηλαδή, της εξόδου του ελεγκτή και επιλέγεται ως έξοδος η τιμή της μεταβλητής y όπου μ Υ (y) είναι μέγιστη. Συνεπώς ŷ max (y) max (3.10) Η μέθοδος όμως αυτή δεν δίνει ικανοποιητικά αποτελέσματα ειδικά όταν υπάρχουν πολλαπλά μέγιστα. Αποασαφοποίηση μέσου όρου των μεγίστων(mean of Maximum defuzzifier-mom): Στην τεχνική αυτή εξετάζεται η συνάρτηση συμμετοχής μ Υ (y) για να βρεθούν οι τιμές του y όπου η συνάρτηση συμμετοχής μ Υ (y) είναι μέγιστη. Στην συνέχεια υπολογίζεται ο μέσος όρος των τιμών της εξόδου που αντιστοιχούν στην συνθήκη αυτή, δηλαδή: m 1 yˆ max ( y ) MOM y j m j 1 (3.11) Στην περίπτωση που υπάρχει μόνο ένα μέγιστο τότε αυτήν η τεχνική συμπίπτει με την προηγούμενη. Αποασαφοποίηση κεντρώου (Centre of area ή COA deffuzifier): Στην τεχνική αυτή υπολογίζεται το κέντρο του εμβαδού της σύνθετης συνάρτησης συμμετοχής εξόδου μ Υ (y), η οποία και θεωρείται ως τελικό αποτέλεσμα, δηλαδή η σαφής τιμή της εξόδου: yˆ COA s y ( y ) s i Y i ( y ) i (3.12) Όπου S είναι το σύνολο στήριξης της συνάρτησης μ Υ (y). Στην περίπτωση που το παραπάνω σύνολο είναι διακριτό, η παραπάνω σχέση γίνεται: 93

110 yˆ COA f i 1 f i 1 y ( y ) i Y i ( y ) Y i (3.13) Στην τεχνική αυτή τα σχήματα των συναρτήσεων συμμετοχής παίζουν μεγάλο ρόλο στο τελικό αποτέλεσμα. Η μέθοδος αυτή συνηθίζεται στον ασαφή έλεγχο διεργασιών λόγω των λογικών αποτελεσμάτων που προκύπτουν. Αποασαφοποίηση του κέντρου βάρους (Centre of Gravity-COG): Στην τεχνική αυτή υπολογίζεται το κέντρο βάρος όλων των συναρτήσεων συμμετοχής των Ι κανόνων που έχουν ενεργοποιηθεί σταθμισμένοι με τον βαθμό εκπλήρωσης σ j σε κάθε κανόνα. Το τελικό αποτέλεσμα στην περίπτωση που οι συναρτήσεις είναι συμμετρικές είναι: ŷ COG I i 1 I i 1 (y ) i Y i (y ) i Y i (3.14) Όλες οι παραπάνω τεχνικές έχουν στόχο την εύρεση της σαφούς τιμής της εξόδου του ελεγκτή (δηλαδή την μεταβλητή ελέγχου) από το ασαφές σύνολο της εξόδου του ελεγκτή. Συγκρίνοντας τις παραπάνω τέσσερις τεχνικές αποασαφοποίησης σημειώνεται ότι η τεχνική ΜΟΜ καταλήγει σε καλύτερη μεταβατική συμπεριφορά ενώ η τεχνική COA παρουσιάζει μικρότερο μόνιμο σφάλμα Παράδειγμα ελεγχόμενης διαδικασίας με ασαφή ελεγκτή Στο παράδειγμα της ενότητας που ακολουθεί φαίνονται τα βήματα, όπως αναφέρθηκαν προηγουμένως, που ακολουθεί ένας ασαφής ελεγκτής ώστε να ελέγξει μια διαδικασία. Ο ασαφής ελεγκτής του παραδείγματος έχει 2 εισόδους και μία έξοδο. Οι μεταβλητές της εισόδου είναι η Είσοδος_1 και η Είσοδος_2. Η Είσοδος_1 ορίζεται από πέντε λεκτικές περιγραφές ενώ για την Είσοδος_2 αρκούν τρεις. Οι λεκτικές μεταβλητές είναι οι ακόλουθες: VL=(VeryLow) πολύ χαμηλός LO=(LOw) χαμηλός ZO=(ZerO)κανονικός 94

111 LH=(LittleHigh)λίγο υψηλός MH=(MediumHigh)υψηλός VH=(VeryHigh)πολύ υψηλός Οι παρακάτω λεκτικοί κανόνες προσδιορίζουν τις απαιτούμενες δράσεις του ελεγκτή: R 1 : Αν η Είσοδος_1 είναι LO και η Είσοδος_2 είναι VL τότε η έξοδος είναι LO. R 2 : Αν η Είσοδος_1 είναι ZO και η Είσοδος_2 είναι VL τότε η έξοδος είναι ZO. R 3 : Αν η Είσοδος_1 είναι LH και η Είσοδος_2 είναι VL τότε η έξοδος είναι LH. R 4 : Αν η Είσοδος_1 είναι MH και η Είσοδος_2 είναι VL τότε η έξοδος είναι LH. R 5 : Αν η Είσοδος_1 είναι VH και η Είσοδος_2 είναι VL τότε η έξοδος είναι LH. R 6 : Αν η Είσοδος_1 είναι LO και η Είσοδος_2 είναι ZO τότε η έξοδος είναι LO. R 7 : Αν η Είσοδος_1 είναι ZO και η Είσοδος_2 είναι ZO τότε η έξοδος είναι LH. R 8 : Αν η Είσοδος_1 είναι LH και η Είσοδος_2 είναι ZO τότε η έξοδος είναι MH. R 9 : Αν η Είσοδος_1 είναι MH και η Είσοδος_2 είναι ZO τότε η έξοδος είναι MH. R 10 : Αν η Είσοδος_1 είναι VH και η Είσοδος_2 είναι ZO τότε η έξοδος είναι VH. R 11 : Αν η Είσοδος_1 είναι LO και η Είσοδος_2 είναι VH τότε η έξοδος είναι LH. R 12 : Αν η Είσοδος_1 είναι ZO και η Είσοδος_2 είναι VH τότε η έξοδος είναι MH. R 13 : Αν η Είσοδος_1 είναι LH και η Είσοδος_2 είναι VH τότε η έξοδος είναι MH. R 14 : Αν η Είσοδος_1 είναι MH και η Είσοδος_2 είναι VH τότε η έξοδος είναι VH. R 15 : Αν η Είσοδος_1 είναι VH και η Είσοδος_2 είναι VH τότε η έξοδος είναι VH. Οι παραπάνω κανόνες σε μορφή πίνακα έχουν την παρακάτω μορφή: Πίνακας 3.3: Κανόνες του ασαφούς ελεγκτή. Είσοδος 1 LO ZO LH MH VH Είσοδος 2 VL LO ZO LH LH LH ZO ZO LH MH MH VH VH LH MH MH VH VH 95

112 Τα ασαφή σύνολα των μεταβλητών των εισόδων και της εξόδου είναι τριγωνικά και φαίνονται στο Σχήμα Ενδεικτικά παρουσιάζονται σε γραφική μορφή οι πρώτοι πέντε κανόνες στο Σχήμα Θεωρείται ότι την συγκεκριμένη στιγμή η Είσοδος_1 και η Είσοδος_2 έχουν τιμές -20% και -50% αντίστοιχα. LO ZO LH MH VH 1-100% Είσοδος_1 100% (α) VL ZO VH 1 Είσοδος_2 100% (β) LO ZO LH MH VH % Έξοδος Σχήμα 3.15: (α) Συναρτήσεις συμμετοχής της Είσοδος_1 (β) Συναρτήσεις συμμετοχής της Είσοδος_2 (γ) Συναρτήσεις συμμετοχής της εξόδου. (γ) 96

113 Σχήμα 3.16: Απεικόνιση των πέντε πρώτων κανόνων. Πρώτο Βήμα: Αρχικά, σαρώνονται όλοι οι κανόνες συστηματικά για να υπολογιστεί ο βαθμός συμμετοχής σ j κάθε κανόνα στην τελική απόφαση του ελεγκτή. Ο χρόνος διεξαγωγής της απόφασης συνεπώς εξαρτάται άμεσα από το πλήθος των κανόνων στη βάση γνώσης. Για ταχεία απόφαση το πλήθος των κανόνων δεν πρέπει να είναι μεγάλο. Τη συγκεκριμένη στιγμή ισχύει: και μ 1 1=0; μ 2 1=0.66, μ 3 1=0.33, μ 4 1=0, μ 5 1=0 μ 1 2=0.5; μ 2 2=0.5, μ 3 2=0.5, μ 4 2=0.5, μ 5 2=0.5 Ακολουθώντας τη διαδικασία min(μ j 1, μ j 2) για κάθε κανόνα υπολογίζονται οι βαθμοί συμμετοχής σ j κάθε κανόνα (εάν οι ασαφείς δηλώσεις στο αίτιο των κανόνων συνδέονταν με το λογικό τελεστή «ή» αντί του «και» θα υπολογιζόταν το max(μ j 1, μ j 2)). R 1 : σ1=min (μ 1 1, μ 1 2) =min (0, 0.5) =0 R 2 : σ1=min (μ 2 1, μ 2 2) =min (0.66, 0.5) =0.5 R 3 : σ1=min (μ 3 1, μ 3 2) =min (0.33, 0.5) =0.33 R 4 : σ1=min (μ 4 1, μ 4 2) =min (0, 0.5) =0 R 5 : σ1=min (μ 5 1, μ 5 2) =min (0, 0.5) =0 97

114 Οι υπόλοιποι κανόνες που δεν απεικονίζονται στο Σχήμα έχουν μηδενικό βαθμό συμμετοχής, καθώς ισχύει μ i 2=0 για i=6 έως 15. Δεύτερο βήμα: Το δεύτερο βήμα αφορά την εύρεση της συνάρτησης συμμετοχής της εξόδου του ελεγκτή. Η διαδικασία αυτή εξαρτάται από τον κανόνα συνεπαγωγής που θα εφαρμοστεί. Στην περίπτωση της συνεπαγωγής του Larsen η συνάρτηση της συμμετοχής της εξόδου είναι η ένωση των συναρτήσεων συμμετοχής κάθε κανόνα σταθμισμένων με τον αντίστοιχο βαθμό συμμετοχής, δηλαδή: μ(y)=σ 1 μ 1 (y) σ 2 μ 2 (y) σ 3 μ 3 (y) σ 4 μ 4 (y) σ 5 μ 5 (y)= σ 2 μ 2 (y) σ 3 μ 3 (y)= = 0.5μ 2 (y) 0.33μ 3 (y) Η διαδικασία που περιγράφηκε παρουσιάζεται παραστατικά στο Σχήμα 3.17.Το αποτέλεσμα είναι η καμπύλη που παρουσιάζεται στο κατώτερο μέρος του. Στην περίπτωση της συνεπαγωγής του Mamdani, η συνάρτηση συμμετοχής της εξόδου είναι η ένωση των ελαχίστων των βαθμών συμμετοχής και της συνάρτησης συμμετοχής της εξόδου κάθε κανόνα, δηλαδή: μ(y)=min(σ 1 μ 1 (y)) min(σ 2 μ 2 (y)) min(σ 3 μ 3 (y)) min(σ 4 μ 4 (y)) min(σ 5 μ 5 (y))= =min(σ 2 μ 2 (y)) min(σ 3 μ 3 (y))= min(0.5,μ 2 (y)) min(0.33,μ 3 (y)) Η διαδικασία που περιγράφηκε για την συνεπαγωγή Mamdani παρουσιάζεται παραστατικά στο Σχήμα Το αποτέλεσμα είναι η καμπύλη που παρουσιάζεται στο κατώτερο μέρος του. Τρίτο βήμα: Το τελευταίο βήμα του αλγορίθμου ενός ασαφούς ελεγκτή είναι η αποασαφοποίηση της ασαφούς εξόδου σε μια σαφή τιμή. Ανάλογα με την τεχνική της αποασαφοποίησης, η έξοδος του ελεγκτή παίρνει τις παρακάτω τιμές: Τεχνική αποασαφοποίησης ΜΟΜ: 0 Τεχνική αποασαφοποίησης COA:-0.49 Τεχνική αποασαφοποίησης COG:-0.51 με δεδομένο ότι στο δεύτερο βήμα η συνεπαγωγή έγινε κατά Mamdani. 98

115 Σχήμα 3.17: Διαδικασία υπολογισμού της σύνθετης συνάρτησης συμμετοχής της εξόδου με τον κανόνα συνεπαγωγής Larsen. Σχήμα 3.18: Διαδικασία υπολογισμού της σύνθετης συνάρτησης συμμετοχής της εξόδου με τον κανόνα συνεπαγωγής Mamdani. 99

116 100

117 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 4 ΠΕΡΙΓΡΑΦΗ ΤΗΣ ΠΕΙΡΑΜΑΤΙΚΗΣ ΔΙΑΤΑΞΗΣ 4.1 ΕΙΣΑΓΩΓΗ Στα προηγούμενα κεφάλαια αναλύσαμε θεωρητικά τόσο τις συσκευές που χρησιμοποιούμε για την μεταφορά της ενέργειας από το κύτταρο καυσίμου στον τριφασικό ζυγό (ΣΡ/ΣΡ μετατροπέα, μετασχηματιστή, αντιστροφέα πηγής τάσης κτλ) όσο και στις τεχνικές ελέγχου που χρησιμοποιήσαμε (SPWM παλμοδότηση, PWM παλμοδότηση και ευφυή έλεγχο). Στο παρόν κεφάλαιο θα προχωρήσουμε με την εξειδίκευση, πλέον, των συσκευών που χρησιμοποιήσαμε. Αποφασίσαμε να μην παραθέσουμε αναλυτικά τα manuals από κάθε συσκευή που χρησιμοποιείται καθώς κάτι τέτοιο θα ήταν ασύμφορο και από άποψη μεγέθους της διπλωματικής εργασίας όσο και κουραστικό για τον αναγνώστη της. Αποφασίσθηκε λοιπόν να παραθέσουμε, μετά από μια σύντομη περιγραφή, παραπομπές προς links ώστε ο κάθε ενδιαφερόμενος να μπορεί εύκολα να έχει πρόσβαση σε πληροφορίες για κάθε συσκευή. Παρακάτω παραθέτουμε ένα σχήμα ώστε να έχουμε πλέον μια τελική και ολοκληρωμένη εικόνα της πειραματικής μας διάταξης. Ευφυής ελεγκτής Ψηφιακή κάρτα Υποβιβαστής σήματος Ευφυής Έλεγχος m A V I/0 3φασικός ζυγός SPWM PWM Fuel cell dc dc boost dc ac inverter LC φίλτρο Μετασχηματιστής Σχήμα 4.1: Πλήρης απεικόνιση της πειραματικής διάταξης. 101

118 4.2 ΠΑΡΟΥΣΙΑΣΗ ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΑΚΟΥ ΕΞΟΠΛΙΣΜΟΥ- ΠΕΙΡΑΜΑΤΙΚΗΣ ΔΙΑΤΑΞΗΣ Υβριδικό σύστημα συστοιχίας κυττάρου καυσίμου(κκ)-μπαταρίας Στο Σχήμα 4.2 παρουσιάζεται σε γενική άποψη το εκπαιδευτικό σύστημα της εταιρείας Nexa που χρησιμοποιήθηκε στη πειραματική μας διάταξη. Περιλαμβάνει μια συστοιχία ΚΚ της εταιρείας Ballard συνδυασμένη με μια μπαταρία και έχει ονομαστική ισχύ εξόδου 1.2 kw. Σχήμα. 4.2: Εκπαιδευτικό Σύστημα της εταιρείας Nexa. Το σύστημα, όπως φαίνεται στο παραπάνω σχήμα, περιλαμβάνει τα ακόλουθα: 102

119 1. Το σύστημα αποθήκευσης και παροχής υδρογόνου (Metal Hybrid Storage Module) Περιλαμβάνει τρεις φιάλες υδρογόνου (βλ. Σχήμα 4.3) για άμεση παροχή στο σύστημα. Κάθε φιάλη έχει ικανότητα αποθήκευσης 760 sl (στους 0 o C,1013 bar) ενώ υπάρχει ικανότητα μέτρησης της πίεσης του αποθηκευμένου υδρογόνου. Το υδρογόνο που εισάγεται προμηθεύεται από το εμπόριο σε υγροποιημένη μορφή και μια άποψη της φιάλης όπου υπάρχει αποθηκευμένο στο εργαστήριο υπάρχει στο Σχήμα 4.4. Σχήμα 4.3: Φιάλες υδρογόνου στο ΚΚ. Σχήμα 4.4: Φιάλη αποθήκευσης υδρογόνου. 103

120 2. Η συστοιχία κυττάρων καυσίμου (Fuel Cell Module) Ο πυρήνας του εκπαιδευτικού συστήματος είναι η συστοιχία κυττάρων καυσίμου της εταιρείας Ballard (Σχήμα 4.5 και 4.6). Υπάρχει ειδική υποδοχή για την είσοδο των αντιδρώντων (υδρογόνου και οξυγόνου) καθώς και ηλεκτρική έξοδος της συστοιχίας. Επίσης, υπάρχει ηλεκτρονική ένδειξη για την λειτουργία της συστοιχίας η οποία συνδέεται με τον διαχειριστή ενέργειας. Σχήμα 4.5: Συστοιχία Κυττάρων Καυσίμου. Σχήμα 4.6: Συστοιχία Κυττάρων Καυσίμου ενσωματωμένο στο υβριδικό σύστημα. 104

121 3. Διαχειριστής Ενέργειας (Power Management Module) Η ηλεκτρική έξοδος της συστοιχίας οδηγείται στην είσοδο του διαχειριστή. Ο διαχειριστής περιλαμβάνει έναν μετατροπέα ΣΡ/ΣΡ που ρυθμίζει την τάση εξόδου της συστοιχίας σ ένα εύρος τιμών από 24V έως 30V. Η μπαταρία που είναι συνδεδεμένη προσφέρει υποστήριξη της τάσης και άμεση παροχή ενέργειας όταν χρειάζεται ενώ αποθηκεύει ενέργεια όταν είναι θεμιτό. Μέσω του διαχειριστή ενέργειας γίνεται ορθή εκκίνηση του συστήματος ενώ υπάρχει ένδειξη για τυχόν εσφαλμένη λειτουργία. Τέλος, σε περίπτωση έκτακτης ανάγκης υπάρχει μπουτόν άμεσης διακοπής λειτουργίας του συστήματος. 4. Ηλεκτρονικό φορτίο (Electronic Load) Το ηλεκτρονικό φορτίο γενικά συνδέεται ηλεκτρικά με την έξοδο του διαχειριστή ενέργειας προκειμένου να δοκιμαστεί το σύστημα για διάφορες λειτουργικές συνθήκες. Στην παρούσα εργασία όμως δεν χρησιμοποιείται παρά μόνο για δοκιμαστικές λειτουργίες του κυττάρου καυσίμου ώστε να εξοικειωθούμε με τις δυνατότητες που προσφέρει. Η έξοδος του διαχειριστή συνδέεται απευθείας στον μετατροπέα ΣΡ/ΣΡ της πειραματικής μας διάταξης προκειμένου να ανεβάσουμε την τιμή της συνεχούς τάσης η οποία παράγεται από το κύτταρο καυσίμου. 5. Υπολογιστής και λογισμικό (PC and Software) Η εταιρεία έχει αναπτύξει ένα λογισμικό με την βοήθεια του πακέτου Labview προκειμένου να παρακολουθούνται κάποιες μεταβλητές του συστήματος. Έχουν τοποθετηθεί αισθητήρες στα επιθυμητά σημεία του συστήματος (όπως π.χ. στην παροχή οξυγόνου, υδρογόνου κ.τ.λ.) των οποίων τα σήματα εισάγονται σε μια ψηφιακή κάρτα που είναι ενσωματωμένη στην συστοιχία κυττάρων (βλ. Σχήμα 4.7). Σχήμα 4.7: Η θύρα επικοινωνίας του ΣΚΚ. 105

122 Τα δεδομένα αποστέλλονται σειριακά και ασύγχρονα στην θύρα επικοινωνίας ενώ η κωδικοποίηση και αποκωδικοποίηση των σημάτων που στέλνονται μεταξύ των συσκευών γίνεται με το πρωτόκολλο SLIP (Serial Line Internet Protocol, Internet RFC 1055). Κάθε μήνυμα που αποστέλλεται έχει μέγεθος 40 bytes και περιλαμβάνει όλες τις μεταβλητές που μετρώνται. Το πρόγραμμα που αναπτύχθηκε διαβάζει τα bytes των σημάτων που στέλνονται, τα μετατρέπει σε αριθμητικά ή λεκτικά σήματα και τα εμφανίζει στην οθόνη του υπολογιστή. Έτσι, στην οθόνη υπάρχει η δυνατότητα για τις παρακάτω ενδείξεις: o Ροή, συγκέντρωση και πίεση καυσίμου, τάση και ρεύμα ΣΚΚ, θερμοκρασία και προειδοποιήσεις για την λειτουργία του ΣΚΚ, ρεύμα μπαταρίας, τάση και ρεύμα εξόδου του μετατροπέα ΣΡ, προειδοποιήσεις για την λειτουργία του μετατροπέα, τάση και ρεύμα ηλεκτρονικού φορτίου. o Παρουσίαση όλων των μετρήσιμων παραμέτρων (συμπεριλαμβανομένου και των παραπάνω) σε συνάρτηση με τον χρόνο λειτουργίας του συστήματος (βλ. Σχήμα 4.8). o Ροή ισχύος στο σύστημα (βλ. Σχήμα 4.9). Δηλαδή, εμφανίζονται σε διάγραμμα: η ισχύς που αποδίδει το ΣΚΚ, η ισχύς που αποδίδει ή αποθηκεύει η μπαταρία, η ισχύς που χάνεται σε παρασιτικές απώλειες και στον μετατροπέα ΣΡ και πιθανόν κατά την μετατροπή ΣΡ σε ΕΡ, αν χρησιμοποιείται ο ενσωματωμένος αντιστροφέας, και η συνολική απόδοση του συστήματος. Σχήμα 4.8: Παρουσίαση των μεταβλητών συναρτήσει του χρόνου. 106

123 Σχήμα 4.9: Διάγραμμα Ροής Ισχύος. Τα παραπάνω διαγράμματα είναι φανερό ότι προσφέρουν στο χρήστη μια μεγάλη γκάμα από πληροφορίες και μετρήσεις που το βοηθούν να εποπτεύει το σύνολο της διάταξης και για αυτό το λόγο αποφασίσαμε να τα αναλύσουμε εκτενέστερα στο παράρτημα Α. Για εκτενέστερες πληροφορίες γύρω από το κύτταρο καυσίμου καθώς και τα συστήματα τροφοδοσίας και ελέγχου που το συνοδεύουν υπάρχει το manual της συσκευής στην παραπομπή [19] ΣΡ/ΣΡ μετατροπέας ανύψωσης τάσης (dc dc boost) Για να υπολογίσουμε αναλυτικά τις τιμές των στοιχείων που αποτελούν το κύκλωμα ισχύος του ΣΡ/ΣΡ μετατροπέα ανύψωσης τάσης θα μπορούσαμε να ακολουθήσουμε τον «δύσκολο» τρόπο των εξισώσεων που παραθέσαμε στην θεωρητική ανάλυση του ΣΡ/ΣΡ μετατροπέα (υποκεφάλαιο 2.3) και να καταλήξουμε στις τιμές των στοιχείων (IGBT, δίοδος, πυκνωτής, πηνίο) που θα χρησιμοποιηθούν. Αντί αυτού, προτιμήσαμε να χρησιμοποιήσουμε μια εφαρμογή αναπτυγμένη στο διαδίκτυο στην διεύθυνση της παραπομπής [20]. Εισάγουμε τα εξής στοιχεία: 107

124 Πίνακας 4.1: Δεδομένα εισόδου για τον υπολογισμό των στοιχειών του ΣΡ/ΣΡ μετατροπέα. και υπολογίζουμε: Πίνακας 4.2: Αποτελέσματα υπολογισμών της εφαρμογής για τα στοιχεία του ΣΡ/ΣΡ μετατροπέα. Με βάση λοιπόν τους παραπάνω υπολογισμούς προχωρήσαμε στην επιλογή των παρακάτω στοιχείων ώστε να κατασκευάσουμε τον μετατροπέα ΣΡ/ΣΡ: Ως διακοπτικό στοιχείο το IGBT IXGN 200N60B το οποίο παρουσιάζει τα εξής βασικά λειτουργικά χαρακτηριστικά: 108

125 Πίνακας 4.3: Χαρακτηριστικά IGBT IXGN 200N60B. V CES 600V I C 200A V CE(SAT) 2.1V Παρακάτω δίνουμε μια σχηματική παράσταση του χρησιμοποιούμενου IGBT.Αναλυτικά χαρακτηριστικά μπορούμε να έχουμε από το manual στο link της παραπομπής [21]. Σχήμα 4.10: Άποψη του IGBT IXGN 200N60B. Ως δίοδο επιλέξαμε την MDD N1 η οποία παρουσιάζει τα εξής βασικά λειτουργικά χαρακτηριστικά: Πίνακας 4.4: Χαρακτηριστικά διόδου MDD N1. I FAVM I FRMS V RRM 165A 300A 800V Παρακάτω δίνουμε μια σχηματική παράσταση της χρησιμοποιούμενης διόδου. Αναλυτικά χαρακτηριστικά μπορούμε να έχουμε από το manual στο link της παραπομπής [22]. 109

126 Σχήμα 4.11: Άποψη της MDD N1. Από τους παραπάνω υπολογισμούς υπολογίσαμε πως ο πυκνωτής στην έξοδο του ΣΡ/ΣΡ μετατροπέα πρέπει να έχει τιμή μεγαλύτερη από 120μF ή 120uF. Από την θεωρητική ανάλυση του ΣΡ/ΣΡ μετατροπέα γνωρίζουμε πως όσο πιο μεγάλη είναι αυτή η τιμή του πυκνωτή τόσο λιγότερη κυμάτωση θα παρουσιάζει η τάση εξόδου της διάταξης. Τελικά, επιλέξαμε να συνδέσουμε δύο πυκνωτές των 2200μF σε σειρά ώστε να έχουμε στην έξοδο συνολικά μια χωρητικότητα ίση με 1100μF. Αυτοί οι δύο πυκνωτές φαίνονται παρακάτω στην εικόνα του κυκλώματος ισχύος του μετατροπέα ΣΡ/ΣΡ, Σχήμα Τέλος όσον αφορά την επιλογή του πηνίου παρατηρούμε ότι οι παραπάνω υπολογισμοί μας έσωσαν μια ελάχιστη τιμή ίση περίπου με 44μH. Στον εξοπλισμό του εργαστηρίου όμως εμείς διαθέταμε πηνίο 1mH. Η χρήση του μειώνει και σημαντικά το peak ρεύμα που θα περάσει από το πηνίο και την δίοδο σε σχέση με αυτό που υπολογίσαμε παραπάνω. Συγκεκριμένα το peak ρεύμα τώρα θα είvαι: I (V *D) / (f *L) 6A pk inmax Το πηνίο που χρησιμοποιούμε είναι της τάξης των 50A οπότε δεν υπάρχει κάποιο πρόβλημα με το αναμενόμενο ρεύμα τόσο για το πηνίο όσο και για την δίοδο και το IGBT. Για να γίνει πλήρως κατανοητή η λειτουργία του ΣΡ/ΣΡ μετατροπέα ανύψωσης τάσης είναι καλό να παραθέσουμε κάποιες χαρακτηριστικές φωτογραφίες με πρώτη μια γενική άποψη της κατασκευής όπου παρατηρούμε τα δύο ξεχωριστά κυκλώματα: το κύκλωμα ισχύος και το κύκλωμα παλμοδότησης. Μπορούμε να παρατηρήσουμε πως για κατασκευαστικούς λόγους το πηνίο από φερίτη έχει τοποθετηθεί ξεχωριστά από το υπόλοιπο κύκλωμα ισχύος ενώ υπάρχει και ένας διακόπτης ο οποίος μας προσφέρει την δυνατότητα να διακόπτουμε εύκολα την τροφοδοσία του ΣΡ/ΣΡ μετατροπέα από το κύτταρο καυσίμου. Επίσης καθώς στο κύκλωμα ισχύος του ΣΡ/ΣΡ μετατροπέα ρέουν ιδιαίτερα υψηλά ρεύματα (βλ. πίνακα 4.2) που προκαλούν υπερθέρμανση στα 110

127 διακοπτικά στοιχεία ισχύος (IGBT και δίοδος), προχωρήσαμε στην τοποθέτηση ενός ανεμιστήρα στην βάση του κυκλώματος ισχύος. Σχήμα 4.12: Άποψη του dc dc μετατροπέα ανύψωσης τάσης. Παρακάτω παραθέτουμε μια φωτογραφία του κυκλώματος ισχύος του ΣΡ/ΣΡ μετατροπέα που κατασκευάσαμε: 111

128 Σχήμα 4.13: Άποψη του κυκλώματος ισχύος του dc dc μετατροπέα ανύψωσης τάσης. Πέρα από τα στοιχεία (IGBT,δίοδος) που έχουν ήδη περιγραφεί τόσο θεωρητικά όσο και στο επίπεδο της επιλογής του κατάλληλου διακοπτικού εξοπλισμού, στην παραπάνω εικόνα παρατηρούμε τόσο την διασύνδεση του κυκλώματος παλμοδότησης, το οποίο θα περιγραφεί παρακάτω, με το κύκλωμα ισχύος όσο και το RC κύκλωμα snubber του οποίου η σημασία ύπαρξης αναλύεται στην παράγραφο 2.3. Εξετάζοντας την σχέση 2.30 υπολογίζουμε πως: EO 350 Rs Rs Rs I 6 Στο εργαστήριο είχαμε διαθέσιμη μια αντίσταση των 47Ω η οποία κρίθηκε ιδανική για την χρήση της στο κύκλωμα του RC snubber. Για την χωρητικότητα του πυκνωτή από την σχέση 2.31 υπολογίζουμε: Cs C 2 s 5*10 5nF 2 3 Vof s 200 *5*10 112

129 Στο εργαστήριο υπήρχε στην διάθεση μας πυκνωτής των 4nF ο οποίος, όπως υπολογίσαμε παραπάνω, είναι κατάλληλος για το κύκλωμα του RC snubber που κατασκευάσαμε. Θεωρήσαμε επίσης ότι είναι συνετό να έχουμε την δυνατότητα να εφαρμόζουμε σταδιακά την τάση που παράγεται από το κύτταρο καυσίμου στον μετατροπέα ανύψωσης τάσης για την αποφυγή δυσάρεστων καταστάσεων από την απότομη εφαρμογή της τάση του κυττάρου στον μετατροπέα μας και κατά συνέπεια στην πειραματική μας διάταξη. Πέρα από το διακόπτη με τον οποίο είναι εξοπλισμένος ο μετατροπέας ανύψωσης τάσης κατασκευάσαμε στο εργαστήριο μια συσκευή την οποία παρεμβάλουμε μεταξύ του κυττάρου και του μετατροπέα. Αυτή η συσκευή μας παρέχει την δυνατότητα να παρεμβάλουμε στην σύνδεση μετατροπέα και κυττάρου καυσίμου δυο αντιστάσεις, τις οποίες εμείς επιλέγουμε, ενώ μας παρέχεται η δυνατότητα να τις βραχυκυκλώνουμε κατά βούληση ώστε να εφαρμόζουμε σταδιακά την τάση του κυττάρου στον μετατροπέα. Η παραπάνω συσκευή φαίνεται στο παρακάτω Σχήμα Σχήμα 4.14: Συσκευή παρεμβολής αντίστασης μεταξύ κυττάρου καυσίμου και του μετατροπέα ανύψωσης τάσης. Τα παραπάνω αφορούν την σχεδίαση του κυκλώματος ισχύος του ΣΡ/ΣΡ μετατροπέα. Ο μετατροπέας όμως αποτελείται και από τον κομμάτι της παλμοδότησης του οποίου μια άποψη φαίνεται παρακάτω: 113

130 Σχήμα 4.15: Άποψη του κυκλώματος παλμοδότησης του ΣΡ/ΣΡ μετατροπέα ανύψωσης τάσης. Κατ αρχάς εύκολα παρατηρούμε στο κάτω μέρος της παραπάνω φωτογραφίας την διασύνδεση του κυκλώματος παλμοδότησης τόσο με την ψηφιακή κάρτα (αριστερά) όσο και με το κύκλωμα ισχύος του μετατροπέα (δεξιά). Οι δύο μετασχηματιστές της διάταξης υποβαθμίζουν τα 230V της τάσης του δικτύου στα 12V περίπου. Αυτή η τάση μέσω των δύο ανορθωτικών διατάξεων (γέφυρες) μετατρέπεται σε dc τάση η οποία διέρχεται από πυκνωτές οι οποίοι λειτουργούν ως φίλτρα. Παρατηρούμε πως χρησιμοποιήσαμε τέσσερις πυκνωτές πολυεστέρα (καφέ) με χαρακτηριστικά μεγέθη 2mF και 60V. Επίσης, χρησιμοποιήσαμε τέσσερις ηλεκτρολυτικούς πυκνωτές. Δύο 2200μF, 63V (μαύροι) και δύο 2200μF, 35V(μπλε). Παρατηρούμε πως η ανορθωμένη τάση, αφού υποστεί φιλτράρισμα από τους πυκνωτές, μέσω δύο παράλληλων «δρόμων» τροφοδοτεί δύο ηλεκτρονικά στοιχεία. Στο κάτω αριστερά μέρος υπάρχει ο optocoupler 6n 137[23] ο οποίος είναι απαραίτητος καθώς απομονώνει γαλβανικά την ψηφιακή κάρτα από το κύκλωμα ισχύος. Με άλλα λόγια ο optocoupler προστατεύει τον ψηφιακό μας εξοπλισμό από υπερτάσεις η ταχέως μεταβαλλόμενες τιμές τάσης που ενδέχεται να εμφανιστούν στο κύκλωμα ισχύος του μετατροπέα. Τέλος, στο κάτω δεξιά μέρος της φωτογραφίας παρατηρούμε τον driver ICL 7667 [24]. Σκοπός του driver είναι να «οδηγεί» το κύκλωμα ισχύος παρέχοντας το απαραίτητο υψηλό ρεύμα για την έναυση του IGBT με μεγάλη ταχύτητα. Το υψηλό αυτό ρεύμα ελαχιστοποιεί τις απώλειες ισχύος στο IGBT φορτίζοντας και αποφορτίζοντας ταχέως την χωρητικότητα της πύλης του. 114

131 4.2.3 Ψηφιακή κάρτα Οι ψηφιακές κάρτες φαίνονται στο Σχήμα 4.17 και είναι το μοντέλο PCIe-6321 της εταιρείας National Instruments και υποστηρίζονται από το λογισμικό Labview και Matlab/Simulink. Τα βασικότερα χαρακτηριστικά αυτής της οικογένειας των καρτών είναι: Αναλογικές είσοδοι: o Αριθμός καναλιών: 8 διαφορικά ή 16 μονά o Ανάλυση του ADC: 16 bits o Ρυθμός Δειγματοληψίας (μέγιστο): 250 ks/s μονό κανάλι, 250 ks/s πολλαπλό κανάλι. o Εύρος εισόδου: ±10 V, ±5 V Αναλογικές Έξοδοι: o Αριθμός Καναλιών: 2 o Ανάλυση του DAC: 16 bits o Μέγιστος Ρυθμός Ανανέωσης Δεδομένων: 775 ks/s per channel o Εύρος εξόδου: ±10 V Σε αυτό το σημείο να τονίσουμε πως η ψηφιακή μας κάρτα δέχεται αναλογικό σήμα εισόδου με μέγιστη τιμή τα 10V σε απόλυτη τιμή (δηλαδή από -10V έως 10V). Συνεπώς για να μπορούμε να επεξεργαστούμε το σήμα τάσης από τον τριφασικό ζυγό (στον οποίο το επίπεδο τάσης όπως είναι φυσικό είναι σε σημαντικά υψηλότερο επίπεδο από τα 10V) πρέπει με μία ειδική ηλεκτρονική συσκευή ή απλώς ένα διαιρέτη τάσης, να υποβιβάσουμε αυτό το σήμα σε μια τιμή που θα μπορεί να διαβαστεί και να επεξεργασθεί από την ψηφιακή κάρτα. Για το σκοπό αυτό κατασκευάσαμε και χρησιμοποιήσαμε την συσκευή που φαίνεται και αναλύεται στην υποπαράγραφο Παρακάτω παρατίθενται οι είσοδοι και οι έξοδοι των ψηφιακών καρτών και έτσι γίνεται σαφές ότι μέσω της τεχνολογίας αυτής παρέχεται ποικιλία εισόδων και εξόδων προς παραγωγή και επεξεργασία του επιθυμητού σήματος. 115

132 Σχήμα 4.16: Είσοδοι και έξοδοι της ψηφιακής κάρτας. Οι κάρτες μπορούν να συνεργάζονται τόσο με το λογισμικό πακέτο Matlab/Simulink όσο και με το λογισμικό πακέτο Labview το οποίο επιλέχθηκε στην συγκεκριμένη εφαρμογή. Έτσι, η παραγωγή του επιθυμητού κώδικα γίνεται στο Labview και εκτελείται ώστε οι απαιτούμενες εντολές να περάσουν στην κάρτα. Η επιλογή χρήσης του Labview έγινε επειδή το εύκολο στην χρήση περιβάλλον του επιτρέπει στον χρήστη-προγραμματιστή να κάνει αλλαγές στον κώδικα πολύ εύκολα, σε αντίθεση τόσο με τις αναλογικές μεθόδους όσο και με το πρόγραμμα που χρησιμοποιείται στην τεχνολογία των μικροεπεξεργαστών η οποία περιγράφτηκε στο προηγούμενο κεφάλαιο. Σχήμα 4.17: Άποψη ψηφιακής κάρτας PCIe Περισσότερες πληροφορίες γύρω από τις πλούσιες δυνατότητες που προσφέρουν στον χρήστη η συγκεκριμένη οικογένεια καρτών δίνονται στην διεύθυνση της παρακάτω παραπομπής [25]. 116

133 4.2.4 Αντιστροφέας πηγής τάσης (Voltage Source Inverter) Ο αντιστροφέας πηγής τάσης που χρησιμοποιήθηκε στην παρούσα διάταξη είναι το μοντέλο PS12017-A της εταιρείας Powerex (βλ. Σχήμα 4.17). Το συγκεκριμένο μοντέλο επιλέχθηκε γιατί έδινε την δυνατότητα εφαρμογής οποιουδήποτε ελέγχου και τα ηλεκτρονικά στοιχεία του ήταν προσβάσιμα. Επίσης μας παρείχε την πολύ σημαντική ιδιότητα να παρακολουθούμε στον παλμογράφο τα ρεύματα στα διακοπτικά στοιχεία του (IGΒT) αλλά και ένα σήμα λάθους το οποίο σε αρκετές περιπτώσεις μας βοήθησε στο να αντιληφθούμε πως υπήρχε κάποιο πρόβλημα στην πειραματική μας διάταξη κατά την διάρκεια των μετρήσεων. Στο Σχήμα 4.18 φαίνεται στην δεξιά πλευρά του αντιστροφέα η ηλεκτρική είσοδος του ΣΡ (ακροδέκτες P και Ν) όπου συνδέεται η έξοδος του ΣΡ/ΣΡ μετατροπέα ανύψωσης τάσης και η τριφασική έξοδος στην πλευρά του ΕΡ (ακροδέκτες U,V,W) όπου συνδέεται ο Μ/Σ ανύψωσης τάσης αφού παρεμβάλουμε φυσικά το φίλτρο LC. Στην αριστερή πλευρά της συσκευής εισάγονται τα σήματα ελέγχου των ηλεκτρονικών στοιχείων από την ψηφιακή κάρτα (U P,V P,W P,U N,V N,W N -κόκκινοι και λευκοί ακροδέκτες στη σειρά) ενώ επίσης υπάρχουν οι έξοδοι για τα σήματα των ρευμάτων των διακοπτικών στοιχείων και του σήματος σφάλματος που αναφέραμε και στην προηγούμενη παράγραφο (κίτρινοι ακροδέκτες). Επιπλέον, εσωτερικά στον αντιστροφέα υπάρχουν συνδεδεμένοι πυκνωτές για την προστασία του και τη σωστή παραγωγή των σημάτων εξόδου. Σχήμα 4.18: Άποψη αντιστροφέα PS12017-A. 117

134 Στον παρακάτω πίνακα φαίνονται τα σημαντικότερα από τα λειτουργικά στοιχεία του αντιστροφέα τα οποία είναι η μέγιστη dc τάση με την οποία μπορεί να τροφοδοτηθεί ο αντιστροφέας, το μέγιστο ρεύμα αντοχής του συλλέκτη των IGBT και τέλος το μέγιστο ρεύμα εξόδου του αντιστροφέα: V CC 900V I C 20A I O 7.2A Πίνακας 4.5: Χαρακτηριστικά αντιστροφέα PS12017-A. Για περαιτέρω ανάλυση των δυνατοτήτων του μετατροπέα κάθε ενδιαφερόμενος μπορεί να ανατρέξει στο manual της συσκευής στην διεύθυνση της παραπομπής [26] Τριφασικός μετασχηματιστής Στο εργαστήριο είχαμε στην διάθεση μας δύο τριφασικούς ενισχυτές για να πραγματοποιήσουμε τις μετρήσεις μας. Ο πρώτος (μετασχηματιστής 1) έχει λόγο μετασχηματισμού: k n V I n V I και συνδεσμολογία τυλιγμάτων Δ-Υ.Ο δεύτερος μετασχηματιστής (μετασχηματιστής 2) έχει λόγο μετασχηματισμού: n1 V1 I k2 n V I και συνδεσμολογία τυλιγμάτων Δ-Υ Στο σχήμα 4.19 που ακολουθεί δίνεται μία άποψη του τριφασικού μετασχηματιστή ο οποίος χρησιμοποιήθηκε στην κατασκευή της πειραματικής διάταξης. 118

135 Σχήμα 4.19: Άποψη τριφασικού μετασχηματιστή. Σ αυτό το σημείο θα ήταν φρόνιμο να αναλύσουμε ένα βασικό πρόβλημα που αντιμετωπίσαμε κατά την διάρκεια προετοιμασίας της πειραματικής διάταξης. Αρχικά πάρθηκε η απόφαση να χρησιμοποιήσουμε τον μετασχηματιστή 2 καθώς με αυτόν δεν υπήρχε ανάγκη κατασκευής και χρησιμοποίησης ΣΡ/ΣΡ μετατροπέα ανύψωσης τάσης. Το επίπεδο τάσης που μας παρέχει το κύτταρο καυσίμου μπορεί να κινείται στην περιοχή των 25V οπότε μέσω του τύπου που υπολογίζει το πλάτος της βασικής αρμονικής της πολικής τιμής στην έξοδο του αντιστροφέα, VLL 0.612*E*ma (σχέση 3.4) υπολογίζουμε ότι η πολική τιμή της τάσης εξόδου του αντιστροφέα (και άρα της εισόδου του μετασχηματιστή) είναι (υποθέτοντας ένα συντελεστή διαμόρφωσης πλάτους 0.8): V 0.612* E* m 0.612* 25* V LL a Με μια πρώτη ματιά λοιπόν θα ήταν εύκολη απόφαση να χρησιμοποιήσουμε τον μετασχηματιστή 2 καθώς η ονομαστική τάση του πρωτεύοντος ταιριάζει απόλυτα με την αναμενόμενη τιμή εξόδου του αντιστροφέα που υπολογίσαμε παραπάνω. Στις πειραματικές μετρήσεις μας όμως διαπιστώσαμε ότι η μεγάλη σκέδαση που προκαλείται λόγω του ιδιαίτερα μεγάλου ρεύματος στο πρωτεύον του μετασχηματιστή (της τάξης των 30A) είναι αδύνατο να μην έχουμε μεγάλη πτώση τάσης στο πρωτεύον και ως συνέπεια τάση σημαντικά μικρότερη από την επιθυμητή στο δευτερεύον. Με βάση λοιπόν τα παραπάνω προβλήματα που αντιμετωπίσαμε, προχωρήσαμε στην λύση της χρησιμοποίησης του μετασχηματιστή 1. Αυτό συνεπάγεται όμως την ανύψωση του επιπέδου τάσης της εξόδου του κυττάρου καυσίμου ώστε η έξοδος τελικά του αντιστροφέα τάσης να είναι στο επίπεδο των 150V όπου είναι η ονομαστική τάση του 119

136 πρωτεύοντος του μετασχηματιστή 1. Για αυτό το λόγο λοιπόν προχωρήσαμε στην κατασκευή του ΣΡ/ΣΡ μετατροπέα ανύψωσης τάσης, μια συσκευή που περιγράψαμε παραπάνω Φίλτρο LC Στο υποκεφάλαιο 2.5 έγινε μια πλήρης θεωρητική περιγραφή του φίλτρου LC και της ανάγκης παρουσίασης του στην πειραματική μας διάταξη. Κατασκευάσαμε λοιπόν το παρακάτω φίλτρο όπου με βάση τον διαθέσιμο εξοπλισμό στο εργαστήριο επιλέξαμε επαγωγή 5mH ανά φάση και χωρητικότητα 20μΗ ανά φάση. Χρησιμοποιώντας τον τύπο 2.47 μπορούμε να υπολογίσουμε την συχνότητα αποκοπής του βαθυπερατού φίλτρου, η οποία είναι: f 3dB Hz LC 2 5*10 *20*10 Αν σκεφθούμε ότι η συχνότητα της τάσης πάνω στην οποία επιδρά το βαθυπερατό φίλτρο είναι κοντά στα 50Ηz (ιδεατά ακριβώς 50Hz) ίσως η συχνότητα αποκοπής που υπολογίσαμε παραπάνω να μοιάζει μεγάλη. Δοκιμάζοντας όμως στο εργαστήριο να αυξήσουμε την τιμή του πυκνωτή με σκοπό τη μείωση της συχνότητας αποκοπής, διαπιστώσαμε ότι αυξήθηκαν οι LC ταλαντώσεις. Αυτό ήταν φανερό από το γεγονός ότι πάνω στην ημιτονοειδή τάση στην έξοδο του φίλτρου παρατηρήσαμε να εξελίσσεται μια μικρότερη σε εύρος ταλάντωση. Δηλαδή, σαν το ημιτονοειδές σήμα με συχνότητα 50Hz να είναι ο φορέας και πάνω σε αυτό να υπάρχει ένα μικρότερο ημίτονο μεγαλύτερης συχνότητας. Σχήμα 4.20: Τριφασικό φίλτρο LC. 120

137 4.2.7 Τριφασικός ζυγός Ο ζυγός όπου συνδέονται τα φορτία τα οποία θα τροφοδοτήσει η πειραματική μας διάταξη, φαίνεται στο παρακάτω Σχήμα Κατά την κατασκευή του προνοήσαμε να τοποθετήσουμε τόσο μια κεντρική ασφάλεια (πάνω μέρος του τριφασικού ζυγού) όσο και τρεις ξεχωριστές μια για κάθε φορτίο ξεχωριστά. Αυτό παρέχει μεγαλύτερη ασφάλεια κατά την διάρκεια εκτέλεσης της πειραματικής μας διαδικασίας. Επίσης, στο πάνω μέρος του τριφασικού ζυγού παρατηρούμε πως μέσω ενός ρευματοδότη μπορούμε να πάρουμε ένα σήμα της τάσης του ζυγού. Αυτό το σήμα αφού υποβιβαστεί με την συσκευή που παρουσιάζουμε παρακάτω στο υποκεφάλαιο οδηγείται στις κάρτες για να πραγματοποιηθεί ο ευφυής έλεγχος. Σχήμα 4.21:Εσωτερική και εξωτερική άποψη του τριφασικού ζυγού Μεταβλητό τριφασικό φορτίο Κατά την διάρκεια εκτέλεσης των μετρήσεων κρίθηκε σκόπιμο να μπορούμε να μεταβάλλουμε τόσο την τιμή του ωμικοεπαγωγικού φορτίου όσο και να μας παρέχεται η δυνατότητα να περνάμε από την κατάσταση συμμετρικού φορτίου σε αυτή του ασύμμετρου ώστε να είμαστε σε θέση, αν το επιθυμούμε, να μελετήσουμε την μεταβατική συμπεριφορά του συνόλου της πειραματικής μας διάταξης. Όπως είναι κατανοητό θα ήταν θεμιτό αυτή η δυνατότητα να μας δίνεται κατά την διάρκεια εκτέλεσης των πειραμάτων και όχι να είμαστε 121

138 αναγκασμένοι να σταματάμε την διαδικασία των μετρήσεων ώστε να αλλάξουμε την τιμή του τριφασικού μας φορτίου. Αυτό έγινε εφικτό κατασκευάζοντας στο εργαστήριο την παρακάτω συσκευή: Σχήμα 4.22: Συσκευή επιλογής φορτίου. Παρατηρώντας τώρα το Σχήμα 4.22 γίνεται σαφές το πλήθος επιλογών που μας παρέχει η συγκεκριμένη συσκευή. Στην άλλη όψη της συσκευής, η οποία δεν φαίνεται στην παραπάνω εικόνα, έχουμε την δυνατότητα να συνδέσουμε σε κάθε φάση 2 διαφορετικά φορτία (φορτίο Α και φορτίο Β). Η συσκευή επιτρέπει, όπως βλέπουμε, για κάθε φάση να επιλέγουμε αν τα φορτία θα συνδέονται παράλληλα ή σε σειρά η εναλλακτικά αν θα είναι συνδεδεμένο μόνο το φορτίο Α, μόνο το φορτίο Β ή τέλος να μην έχουμε κανένα συνδεδεμένο φορτίο στην αντίστοιχη φάση. Αυτή η επιλογή γίνεται απλά με το πάτημα του αντίστοιχου κουμπιού σε κάθε φάση και το αντίστοιχο λαμπάκι μας ενημερώνει για την επιλογή μας. Πάνω δεξιά στην συσκευή μας παρατηρούμε ένα κουμπί με το οποίο μπορούμε να μετατρέψουμε το φορτίο μας άμεσα σε συμμετρικό. Το ποιες αντιστάσεις θα χρησιμοποιηθούν και με ποιο είδος σύνδεσης (σε σειρά ή παράλληλα) το καθορίζει ο επιλογέας που βρίσκεται ακριβώς από κάτω. 122

139 4.2.9 Υποβιβαστής σήματος Παρατηρώντας το σχήμα της εικόνας 4.1, το οποίο αποτυπώνει το σύνολο της πειραματικής μας διάταξης, είναι φανερό ότι το σήμα τάσης από το τριφασικό φορτίο πρέπει να εισαχθεί στην ψηφιακή μας κάρτα με σκοπό η τιμή τόσο της τάσης όσο και της συχνότητας του σήματος να χρησιμοποιηθεί για την πραγματοποίηση του ψηφιακού ελέγχου. Στην παράγραφο που παρουσιάσαμε τις δυνατότητες της ψηφιακής κάρτας είδαμε όμως πως η κάρτα μπορεί να δεχθεί ως είσοδο σήμα με εύρος από -10V έως 10V. Για αυτό το σκοπό κατασκευάσαμε την συσκευή που φαίνεται στο Σχήμα Με την χρήση ενός τελεστικού ενισχυτή, αυτή η συσκευή μπορεί να υποβιβάζει το σήμα σε ένα σήμα τάσης με εύρος ανάλογα την επιλογή που κάνουμε μέσω του ειδικού διακόπτη στην διεπάφη της συσκευής. Το μέγιστο εύρος που μας επιτρέπει η συσκευή είναι από -7V έως 7V. Με την χρήση του υποβιβαστή τάσης λοιπόν το σήμα από τον τριφασικό ζυγό μπορεί να εισαχθεί και να επεξεργαστεί κατάλληλα από την ψηφιακή κάρτα. Σχήμα 4.23: Συσκευή υποβιβασμού σήματος τάσης Γενική άποψη πάγκου εργασίας Παρακάτω παρουσιάζουμε κάποιες φωτογραφίες για να δώσουμε μια γενικότερη εικόνα του χώρου(στο εργαστήριο Παραγωγής, Μεταφοράς, Διανομής και Χρησιμοποίησης Ηλεκτρικής ενέργειας) όπου πραγματοποιήθηκαν οι πειραματικές μετρήσεις και εκπονήθηκε το σύνολο της διπλωματικής αυτής εργασίας. 123

140 Σχήμα 4.24: Άποψη του χώρου εργασίας στο εργαστήριο. Σχήμα 4.25: Άποψη του πάγκου εργασίας. 124

141 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 5 ΥΛΟΠΟΙΗΣΗ ΔΙΑΔΙΚΑΣΙΑΣ ΕΛΕΓΧΟΥ ΤΗΣ ΠΕΙΡΑΜΑΤΙΚΗΣ ΔΙΑΤΑΞΗΣ 5.1 ΕΙΣΑΓΩΓΗ Στο κεφάλαιο 3 παρουσιάσαμε και αναλύσαμε τα είδη των ελέγχων που εφαρμόζουμε στην παρούσα διπλωματική εργασία. Παρατηρώντας το Σχήμα 3.1 διαπιστώνουμε ότι στην πειραματική μας διάταξη εφαρμόζονται τρία είδη ελέγχων. Αρχικά, όπως έχουμε αναφέρει, τα διακοπτικά στοιχεία του αντιστροφέα πηγής τάσης ελέγχονται μέσω μιας παλμοσειράς SPWM. Αυτή η παλμοσειρά παράγεται από την ψηφιακή κάρτα μέσω ενός μοντέλου που αναπτύξαμε στο πρόγραμμα Labview και αναλύουμε παρακάτω. Επιπροσθέτως, το IGBT που διαθέτει το κύκλωμα ισχύος του ΣΡ/ΣΡ μετατροπέα ανύψωσης τάσης ελέγχεται μέσω μιας παλμοσειράς PWM η οποία επίσης παράγεται από την ψηφιακή μας κάρτα μέσω του ίδιου μοντέλου. Τέλος, στην πειραματική μας διάταξη εφαρμόζεται και ο ασαφής έλεγχος του οποίου η υλοποίηση ενσωματώνεται στο βασικό μοντέλο που αναφέρθηκε παραπάνω, χάρη στη πρόσθετη πλατφόρμα NI Labview PID and Fuzzy Logic Toolkit η οποία προσφέρεται στον χρήστη από το πρόγραμμα Labview. 5.2 ΠΕΡΙΓΡΑΦΗ ΔΙΑΔΙΚΑΣΙΑΣ ΑΝΑΠΤΥΞΗΣ ΜΟΝΤΕΛΟΥ ΣΕ ΠΕΡΙΒΑΛΛΟΝ LABVIEW [27] Γενικά : Πληροφοριακά Μετρητικά Συστήματα ( Labview) Πληροφοριακά μετρητικά συστήματα, όπως το Labview (Laboratory Virtual Instrument Engineering Workbench), είναι προγραμματιστικά εργαλεία τα οποία βασίζονται στη σύζευξη της πληροφορίας και του hardware για την δημιουργία εικονικών μετρητικών οργάνων. Το τυπικό περιβάλλον εργασίας είναι αντικειμενοστραφές και βασίζεται στον γραφικό προγραμματισμό (Graphical Programming). Έτσι, το Labview είναι μια εφαρμογή ανάπτυξης προγραμμάτων που ενώ μοιάζει αρκετά με τα διάφορα συστήματα ανάπτυξης του εμπορίου (π.χ. C ή BASIC), έχει μια σημαντική διαφορά από αυτά. Αυτή έγκειται στο γεγονός πως το Labview, αντί για γλώσσα βασισμένη σε κείμενο( text-based language), χρησιμοποιεί γραφική γλώσσα προγραμματισμού (graphical programming language), τη G, για τη δημιουργία προγραμμάτων 125

142 σε μορφή μπλοκ διαγραμμάτων. Τα προγράμματα αυτά ονομάζονται «Εικονικά Όργανα» ή Virtual Instruments ή απλά VIs. Με αυτά τα χαρακτηριστικά, το Labview προωθεί και επιμένει στην ιδέα του αρθρωτού προγραμματισμού (modular programming). Η γενική ιδέα πίσω από τον αρθρωτό προγραμματισμό είναι πως διαιρούμε την εφαρμογή μας σε μια σειρά από επιμέρους λειτουργίες, τις οποίες διαιρούμε με τη σειρά τους σε άλλες μικρότερες, μέχρι μια πολύπλοκη εφαρμογή να μετατραπεί σε μια σειρά από απλές υποεφαρμογές. Στη συνέχεια κατασκευάζουμε ένα VI για κάθε υποεφαρμογή και στη συνέχεια ενώνουμε όλα αυτά τα VIs σ ένα άλλο μπλοκ διάγραμμα, για να επιτύχουμε τον αρχικό σκοπό. Τελικά, έχουμε ένα VI υψηλού επιπέδου, το οποίο περιέχει μια συλλογή από VIs τα οποία αντιπροσωπεύουν τις συναρτήσεις της εφαρμογής. Να τονισθεί τέλος πως το Labview αποτελεί περιβάλλον ανάπτυξης εφαρμογών, με χρήση της γλώσσας προγραμματισμού G, για: Έλεγχο διαδικασιών Εφαρμογές μετρήσεων και δοκιμών Επιστημονικούς υπολογισμούς Δημιουργία ιδεατών οργάνων μετρήσεων και ελέγχου Το περιβάλλον Labview- Τα εικονικά όργανα (Virtual Instruments ή VIs) Τα προγράμματα που δημιουργούνται με την βοήθεια του Labview ονομάζονται εικονικά όργανα (Virtual Instruments ή VIs), διότι η εμφάνιση και η λειτουργία τους μοιάζουν με αυτές των πραγματικών οργάνων. Αποτελούνται από τα εξής χαρακτηριστικά: Παράθυρο γραφικών ( front panel): Πρόκειται ουσιαστικά για το αλληλεπιδρών, με το χρήστη τμήμα, ενός VI. Το Front panel είναι δυνατό να περιέχει κουμπιά, διακόπτες, διαγράμματα καθώς και γραφικά ελέγχου και ενδείξεων. Ο χρήστης ουσιαστικά εισάγει δεδομένα με το ποντίκι ή το πληκτρολόγιο και παρακολουθεί τα αποτελέσματα στην οθόνη του υπολογιστή μέσω γραφημάτων, αρχείων, αριθμών και χαρακτήρων. Μπλοκ διάγραμμα( block diagram): Κάθε παράθυρο γραφικών συνοδεύεται από ένα μπλοκ διάγραμμα, το οποίο είναι ουσιαστικά ο κώδικας του VI. Είναι κατασκευασμένο στη γραφική γλώσσα G και πρόκειται για μια εικονογραφική λύση ενός προγραμματιστικού προβλήματος. Στο τέλος της διπλωματικής εργασίας και συγκεκριμένα στο Παράρτημα B επιχειρούμε μια σύντομη περιγραφή των μενού και των εργαλείων που προσφέρει η έκδοση 8.6 του Labview, η οποία είναι και αυτή που χρησιμοποιείται στην παρούσα διπλωματική εργασία. 126

143 5.3 ΠΑΡΟΥΣΙΑΣΗ ΤΗΣ ΔΙΑΔΙΚΑΣΙΣΙΑΣ ΥΛΟΠΟΙΗΣΗΣ ΤΟΥ ΕΛΕΓΧΟΥ Εισαγωγή Ξεκινώντας την ανάλυση και το σχολιασμό της υλοποίησης του ελέγχου στα διάφορα επίπεδα της πειραματικής μας διάταξης, θα ήταν χρήσιμο να παραθέσουμε μια γενικότερη εικόνα του μοντέλου το οποίο ενσωματώνει και τους τρεις ελέγχους που αναφέρθηκαν παραπάνω, στην εισαγωγή του κεφαλαίου. Σχήμα 5.1: Μοντέλο αναπτυγμένο σε περιβάλλον Labview. Είναι ευδιάκριτο από το παραπάνω σχήμα ότι το μοντέλο μας αποτελείται από 4 επιμέρους περιοχές. Αρχικά, να τονιστεί ότι το μοντέλο εκτελείται σε ένα βρόγχο do-while ο οποίος μπορεί να διακοπεί από τον χρήστη πατώντας το κουμπί stop που υπάρχει στο παράθυρο γραφικών και φαίνεται παρακάτω στην εικόνα 5.3. Στην πρώτη περιοχή με το πράσινο χρώμα ελέγχουμε διάφορες χρονικές μεταβλητές γύρω από το μοντέλο μας και εξετάζεται στο αμέσως επόμενο υποκεφάλαιο. Στην περιοχή με τον μπλε χρωματισμό υλοποιείται ο ασαφής έλεγχος 127

144 ενώ στην περιοχή με το ροζ χρώμα προγραμματίζεται η παραγωγή της παλμοσειράς PWM που τροφοδοτεί τον ΣΡ/ΣΡ μετατροπέα ανύψωσης τάσης. Τέλος, στην περιοχή με το κίτρινο χρώμα έχουμε το υπομοντέλο παραγωγής της παλμοσειράς SPWM που τροφοδοτεί τον αντιστροφέα πηγής τάσης. Παρακάτω ακολουθεί αναλυτική περιγραφή κάθε περιοχής του μοντέλου που αναπτύξαμε στο περιβάλλον Labview Παράθυρο γραφικών(front panel) του αναπτυγμένου μοντέλου Πριν προχωρήσουμε στην αναλυτική περιγραφή και επεξήγηση της υλοποίησης του κάθε ελέγχου που ενσωματώνεται στο κεντρικό μοντέλο, θεωρούμε σκόπιμο να παραθέσουμε το παράθυρο γραφικών που αναπτύχθηκε παράλληλα με το μπλοκ διάγραμμα του οποίου μια άποψη δώσαμε αμέσως παραπάνω. Το παράθυρο γραφικών όπως ειπώθηκε και στην ενότητα αποτελεί την πλατφόρμα επικοινωνίας του προγράμματος με τον χρήστη. Αυτή η επικοινωνία είναι διαδραστική υπό την έννοια ότι τόσο παρέχει πληροφορίες στο χρήστη μέσω των γραφημάτων και των ενδείξεων των μετρητικών οργάνων όσο και μεταφέρει εντολές και ελέγχους από τον χρήστη προς το πρόγραμμα. Σε πρώτο επίπεδο παρέχουμε μια εικόνα των γραφημάτων που παρέχει το παράθυρο γραφικών. Σχήμα 5.2: Γραφικές παραστάσεις παράθυρου γραφικών. 128

145 Σε δεύτερο επίπεδο, η εικόνα που ακολουθεί περιέχει τους ελέγχους και τα μετρητικά όργανα με τα οποία το μοντέλο επικοινωνεί με το χρήστη. Παρατηρούμε πως με την χρήση πλαισίων έχουμε ομαδοποίηση τα μετρητικό όργανα και τα όργανα ελέγχου με κριτήριο το τμήμα του μοντέλου στο οποίο ανήκουν. Υπάρχει δηλαδή, η ομάδα των οργάνων και των ενδείξεων που χρησιμοποιούνται για μέτρηση του χρόνου, για την παραγωγή της παλμοσειράς SPWM, της παλμοσειράς PWM και της υλοποίησης του ασαφούς ελέγχου. Ελέγχουμε επίσης εξωτερικά και το ρυθμό που η ψηφιακή κάρτα παράγει και διαβάζει τα δεδομένα. Είναι φανερό ότι αυτή η ομαδοποίηση μας προσφέρει ευκολότερη επιτήρηση και χειρισμό των διάφορων οργάνων που βρίσκονται στο παράθυρο γραφικών. Σχήμα 5.3: Έλεγχοι και μετρητικά όργανα παράθυρου γραφικών Μέτρηση χρόνου εκτέλεσης του βρόγχου Όπως αναφέραμε και παραπάνω, το μοντέλο μας εκτελείται σε ένα βρόγχο do-while τον οποίο ο χρήστης πρέπει να έχει την δυνατότητα να τον διακόπτει όταν το επιθυμεί. Είναι επίσης επιθυμητό, ο χρήστης να έχει την δυνατότητα να επισκοπεί τον χρόνο (σε s) για τον οποίο εκτελείται το πρόγραμμα. Για τους παραπάνω ακριβώς λόγους σχηματίσαμε το υπομοντέλο που φαίνεται παρακάτω, στο σχήμα 5.4. Να θυμίσουμε σε αυτό το σημείο ότι στο παράθυρο γραφικών που εξετάσαμε παραπάνω, παρέχει αυτές τις πληροφορίες και τις δυνατότητες στο χρήστη. 129

146 Σχήμα 5.4: Μοντέλο μέτρησης χρόνου και διακοπής εκτέλεσης βρόγχου. Σε πρώτο επίπεδο υλοποιούμε την μέτρηση του αριθμού των επαναλήψεων του βρόγχου for. Αυτό πραγματοποιείται πολύ απλά με το εικονίδιο το οποίο δημιουργείται αυτόματα μαζί με τον βρόγχο do-while και με την βοήθεια ενός μετρητή μας πληροφορεί για τον αριθμό των επαναλήψεων. Σε δεύτερο επίπεδο ακολουθούμε την εξής διαδικασία για την μέτρηση του χρόνου για τον οποίο εκτελείται το μοντέλο. Όπως είναι αναμενόμενο για την μέτρηση του χρόνου χρησιμοποιούμε ένα ρολόι το οποίο μας παρέχει το πρόγραμμα Labview και φαίνεται παρακάτω. Σχήμα 5.5: Ρολόι σε περιβάλλον του Labview. Αυτό που πρέπει να προσέξουμε ιδιαίτερα είναι πως το ρολόι αυτό χρησιμοποιεί αυθαίρετο χρόνο εκκίνησης οπότε δεν μπορούμε να προχωρήσουμε σε απευθείας μετατροπή σε sec. Για αυτό το λόγο ακολουθούμε την εξής στρατηγική. Με τη βοήθεια ενός συγκριτή, ο οποίος συμβολίζεται με το σύμβολο, ελέγχουμε αν πρόκειται για την πρώτη επανάληψη του βρόγχου ή όχι. Αν πρόκειται για την πρώτη επανάληψη ο επιλογέας, που συμβολίζεται με το σύμβολο, έχει έξοδο την χρονική στιγμή μέτρησης του χρόνου εκτέλεσης του μοντέλου η οποία, μέσω της ανατροφοδότησης που συμβολίζεται με το σύμβολο, οδηγείται στη δεύτερη είσοδο του επιλογέα και αποτελεί και την έξοδο του μετά την πρώτη επανάληψη. 130

147 Έπειτα, εκτελώντας μια αφαίρεση, ανάμεσα στο χρόνο που τρέχει και την χρονική στιγμή έναρξης της μέτρησης, και μια διαίρεση με το 1000 (καθώς το ρολόι παρέχει την μέτρηση του χρόνου σε ms), μπορούμε να πληροφορούμε τον χρήστη για τον χρόνο, σε seconds, για τον οποίο εκτελείται το μοντέλο Παλμοδότηση SPWM του αντιστροφέα τάσης Σ αυτό το υποκεφάλαιο θα εστιάσουμε στο τμήμα του μοντέλου το οποίο παράγει την παλμοσειρά SPWM η οποία θυμίζουμε πως αποτελεί είσοδο για τον αντιστροφέα πηγής τάσης. Στην θεωρητική παρουσίαση της μεθόδου παλμοδότησης SPWM, στο υποκεφάλαιο 3.3.2, είδαμε πως η παλμοσειρά SPWM παράγεται από την σύγκριση ενός σήματος ημιτόνου μ ένα τριγωνικό φορέα. Στο μοντέλο μας αυτό υλοποιήθηκε ακολουθώντας τα παρακάτω βήματα, τα οποία φαίνονται και στην παρακάτω εικόνα: Σχήμα 5.6: Μοντέλο παραγωγής παλμοσειράς SPWM σε περιβάλλον Labview. Στο βήμα 1 του παραπάνω σχήματος παράγεται ο τριγωνικός φορέας μέσω του μπλοκ που φαίνεται στο σχήμα 5.7. Παρατηρούμε πως το συγκεκριμένο μπλοκ δέχεται ως εισόδους το μέτρο, τη φάση και τη συχνότητα του τριγωνικού φορέα. Επίσης, είναι δυνατό να δώσουμε μια 131

148 offset τιμή στο σήμα ενώ είναι δυνατό,αν χρειαστεί, μέσω ενός σήματος που θα ενεργεί στην είσοδο Reset signal να επαναδημιουργούμε το τριγωνικό φορέα. Ως έξοδο παρατηρούμε πως υπάρχει το σήμα του τριγωνικού φορέα που παράχθηκε. Η είσοδος error in εισάγει στο μπλοκ, μέσω μια δυαδικής τιμής, την πληροφορία αν πριν από την εκτέλεση αυτού του μπλοκ υπάρχει κάποιο λάθος. Αντίστοιχα, η έξοδος error out μεταφέρει, μέσω μιας δυαδικής τιμής, την πληροφορία σφάλματος που πιθανά να μεταφέρει η είσοδος error in αλλιώς μεταφέρει την πληροφορία σφάλματος για αυτό το μπλοκ. Σχήμα 5.7: Μπλοκ παραγωγής σήματος τριγωνικού φορέα. Στην παρακάτω εικόνα μπορούμε να δούμε τις ρυθμίσεις με τις οποίες τροφοδοτήσαμε το παραπάνω μπλοκ. Παρατηρούμε πως στο πεδίο Signal, κάνουμε την επιλογή για την παραγωγή τριγωνικού σήματος ενώ μας δίνεται η δυνατότητα να ρυθμίσουμε την συχνότητα, τη φάση, το μέτρο και τη τιμή offset του σήματος που θα παραχθεί. Παρατηρούμε πως έχουμε επιλέξει την τιμή 5 για το πλάτος του τριγωνικού σήματος. Εδώ να τονίσουμε πως οι τιμές που εφαρμόζονται εξωτερικά στο μπλοκ (στο σχήμα 5.6 φαίνεται ότι ελέγχουμε εξωτερικά τόσο τη συχνότητα όσο και τη τιμή του σήματος) υπερισχύουν των τιμών που ορίζουμε στην παρακάτω οθόνη. Επίσης, στο ίδιο πεδίο μπορούμε να επιλέξουμε την προσθήκη κάποιου είδους θορύβου στο σήμα μας, αν αυτό είναι επιθυμητό στην εξομοίωση μας. Στο πεδίο timing βλέπουμε πως μας παρέχεται η δυνατότητα να επιλέξουμε τα δείγματα σήματος ανά δευτερόλεπτο, ενώ με την επιλογή Automatic ο συνολικός αριθμός δειγμάτων τίθεται ίσος με το 1/10 των δειγμάτων ανά δευτερόλεπτο. Επί προσθέτως, αν επιλεγεί το πεδίο Integer number of cycles, η συχνότητα και ο αριθμός δειγμάτων τίθενται στην κοντινότερη τιμή ώστε η κυματομορφή να περιέχει ακέραιο αριθμό επαναλήψεων (κύκλων). Σ αυτή τη περίπτωση βλέπουμε και τα πεδία στα οποία εμφανίζονται οι πραγματικές τιμές της συχνότητας και των αριθμό δειγμάτων. Το πεδίο Result Preview μας παρέχει μια άποψη του σήματος που θα παραχθεί από το συγκεκριμένο μπλοκ. Στο πεδίο Time Stamps έχουμε τις εξής επιλογές όσον αφορά το σημείο έναρξης των χρονομετρήσεων που περιέχει το μοντέλο μας και αφορούν αυτό το σήμα. Η πρώτη επιλογή (που έχουμε επιλέξει στο παρόν μοντέλο) θέτει ως σημείο έναρξης των χρονομετρήσεων το σημείο έναρξης εκτέλεσης του μοντέλου όταν η δεύτερη επιλογή θέτει ως σημείο έναρξης την 1η Ιανουαρίου Κοιτώντας παρακάτω, στο πεδίο Reset Signal μπορούμε να επιλέξουμε αν σε κάθε επανάληψη θα υπάρχει επαναορισμός της φάσης στη τιμή 132

149 που έχουμε ορίσει και μηδενισμός της χρονομέτρησης ή θα έχουμε συνεχή παραγωγή του σήματος. Τέλος, στο πεδίο Signal Name ορίζουμε αν το σήμα μας θα εμφανίζεται στο μοντέλο μας με το προεπιλεγμένο όνομα. Μπορούμε να δούμε γραφικά τον παραγόμενο τριγωνικό φορέα στο παράθυρο γραφικών που παρουσιάσαμε στο Σχήμα 5.2. Σχήμα 5.8: Ρυθμίσεις για την παραγωγή του τριγωνικού φορέα. Στο βήμα 2 παράγεται το ημιτονοειδές σήμα, για κάθε μία από τις τρείς φάσεις, από το μπλοκ το οποίο φαίνεται παρακάτω: Σχήμα 5.9: Μπλοκ παραγωγής ημιτονικού σήματος. Παρατηρούμε πως το μπλοκ παραγωγής ημιτονικού σήματος είναι ίδιο με αυτό της παραγωγής του τριγωνικού σήματος που εξετάσαμε παραπάνω (μας δίνεται επίσης η δυνατότητα παραγωγής τετραγωνικού και σήματος σταθερού πλάτους). Παρακάτω, παραθέτουμε μια εικόνα με τις ρυθμίσεις που επιλέξαμε για την παραγωγή του ημιτονικού σήματος. Σ αυτό το σημείο να τονίσουμε πως η τιμή του μέτρου του ημιτόνου (η οποία μην ξεχνάμε ότι καθορίζει το συντελεστή διαμόρφωσης πλάτους της SPWM παλμοσειράς) ορίζεται από τον ασαφή έλεγχο, η επεξήγηση της επίδρασης του οποίου θα γίνει παρακάτω στο κεφάλαιο αυτό. Διαπιστώνουμε ακόμα ότι ως αρχικές τιμές έχουμε επιλέξει την τιμή 4 για το πλάτος και 0 ο,120 ο,240 ο για τη 133

150 φάση, για την κάθε φάση αντίστοιχα. Επί προσθέτως έχουμε θέσει την συχνότητα των ημιτονικών σημάτων σταθερά στα 50Hz. Οι υπόλοιπες ρυθμίσεις είναι πανομοιότυπες με αυτές που έγιναν για την παραγωγή του τριγωνικού φορέα. Να αναφέρουμε πως το παραγόμενο αυτό ημίτονο φαίνεται γραφικά στο παράθυρο γραφικών του σχήματος 5.2. Σχήμα 5.10: Ρυθμίσεις για την παραγωγή του ημιτονικού σήματος. Στο βήμα 3 πραγματοποιείται η σύγκριση των δύο σημάτων που παρήχθησαν παραπάνω με σκοπό να δημιουργηθεί η παλμοσειρά SPWM. Παρακάτω φαίνεται το μπλοκ το οποίο πραγματοποιεί τη σύγκριση των δύο σημάτων. Το συγκεκριμένο μπλοκ δέχεται για εισόδους τα δύο προς σύγκριση σήματα ενώ ως έξοδο παρέχει το αποτέλεσμα της σύγκρισης. Το μπλοκ διαχειρίζεται τα σήματα σφάλματος όπως ακριβώς περιγράψαμε για τα μπλοκ ημιτόνου και τριγώνου. Σχήμα 5.11: Μπλοκ σύγκρισης σημάτων. Στην εικόνα που ακολουθεί μπορούμε να διαπιστώσουμε ποιες επιλογές ρυθμίσεων μας παρέχονται για το συγκεκριμένο μπλοκ. Στο πεδίο Items to Compare μας δίνεται η επιλογή να καθορίσουμε το είδος της σύγκρισης που θα εκτελεί το μπλοκ. Πρώτη επιλογή (και αυτή που έχουμε επιλέξει στο συγκεκριμένο μοντέλο) είναι η σύγκριση σημείο προς σημείο των τιμών 134

151 των δύο εισόδων (επιλογή Data points). Μας παρέχεται επίσης η δυνατότητα σύγκρισης του χρονικού σημείου εκκίνησης των δύο σημάτων (επιλογή Timestamps), σύγκρισης του χρονικού διαστήματος (dt) μεταξύ των σημείων των σημάτων εισόδων (επιλογή Time between points), σύγκρισης του συνολικού αριθμού σημείων των σημάτων εισόδων (επιλογή Number of data points) και τέλος σύγκρισης των ονομάτων των σημάτων εισόδων. Στο τελευταίο είδος σύγκρισης, μπορούμε να ελέγχουμε αν τα ονόματα των σημάτων είναι ίδια ή όχι. Στο πεδίο Compare Condition επιλέγουμε τον κανόνα σύγκρισης που εκτελεί το μπλοκ. Στο μοντέλο μας έχουμε επιλέξει η σύγκριση να δίνει λογικό αποτέλεσμα 1 (αληθές) όταν το πρώτο σήμα (τριγωνικός φορέας) είναι μικρότερο ή ίσο από το δεύτερο (ημιτονικό σήμα). Ιδιαίτερη αναφορά απαιτείται για την περίπτωση επιλογής ισότητας των δύο σημάτων (equal within tolerance), όπου είναι δυνατό να ρυθμίζουμε την ανοχή στο αντίστοιχο πεδίο ώστε τα δύο σήματα να θεωρούνται ίσα και η σύγκριση τους να δίνει λογικό αποτέλεσμα 1 (αληθές). Τέλος οι επιλογές In range και Out of range μας επιτρέπουν να ελέγχουμε αν ένα σήμα έχει τιμή ανάμεσα σε μια ελάχιστη και μέγιστη τιμή τις οποίες επιλέγουμε. Στο πεδίο Comparison Inputs επιλέγουμε αν το πρώτο σήμα εισόδου θα συγκρίνεται με ένα δεύτερο σήμα εισόδου (αποτελεί την επιλογή μας στο συγκεκριμένο μοντέλο) ή με μια σταθερή τιμή την οποία επιλέγουμε. Επί προσθέτως, στο πεδίο Result επιλέγουμε αν το μπλοκ σύγκρισης θα παράγει ένα αποτέλεσμα (λογικό 0 ή 1) για κάθε σημείο των σημάτων εισόδων (αποτελεί την επιλογή μας για αυτό το μοντέλο) ή θα παράγει ένα συνολικό αποτέλεσμα για όλα τα σήματα κάθε καναλιού (θα παράγει λογικό 1 μόνο όταν όλες οι συγκρίσεις των σημάτων του καναλιού δίνουν λογικό αποτέλεσμα 1) ή τέλος ένα συνολικό αποτέλεσμα για όλα τα κανάλια (θα παράγει λογικό 1 μόνο όταν όλες οι συγκρίσεις των σημάτων όλων των καναλιών δίνουν λογικό αποτέλεσμα 1). Υπάρχει ακόμα η επιλογή αντιστροφής του αποτελέσματος που δίνει το μπλοκ σύγκρισης. Τέλος, στα πεδία Input Signal και Result Preview υπάρχει γραφική απεικόνιση τόσο των σημάτων εισόδου (τριγωνικός φορέας και ημιτονικό σήμα) όσο και του αποτελέσματος της σύγκρισης. Σχήμα 5.12: Ρυθμίσεις για την σύγκριση σημάτων. 135

152 Στο βήμα 4 μετατρέπουμε τα δυναμικά δεδομένα (dynamic data) τα οποία προέκυψαν από την σύγκριση των δύο σημάτων, σε κατάλληλη μορφή ώστε στο επόμενο βήμα να κατασκευάσουμε την αναλογική κυματομορφή. Η κατάλληλη αυτή μορφή, είναι αυτή των βαθμωτών δεδομένων. Λέγοντας βαθμωτά δεδομένα εννοούμε απλά αριθμητικές τιμές. Στην περίπτωση μας πρόκειται για 0 ή 1 οι οποίες αντιπροσωπεύουν το αποτέλεσμα της σύγκρισης. Το μπλοκ που εκτελεί αυτή την μετατροπή φαίνεται παρακάτω. Σχήμα 5.13: Μπλοκ μετατροπής δυναμικών δεδομένων σε βαθμωτά. Στη συνέχεια μπορούμε να δούμε μια εικόνα που φαίνονται οι ρυθμίσεις που έχουμε επιλέξει για το συγκεκριμένο μπλοκ. Έχουμε επιλέξει,στο πεδίο Conversion, μετατροπή των δυναμικών δεδομένων σ ένα μονοδιάστατο πίνακα αριθμητικών τιμών. Παρατηρούμε πως μας δίνεται επίσης η δυνατότητα μετατροπής σε πίνακα κυματομορφών, σε δυσδιάστατο πίνακα αριθμητικών τιμών (όπου είτε οι γραμμές είτε οι στήλες είναι ο αύξων αριθμός του καναλιού της ψηφιακής κάρτας) και τέλος σε μεμονωμένες αριθμητικές τιμές που δεν αποτελούν πίνακα. Στο πεδίο Scalar Data Type γίνεται η επιλογή του είδους των αριθμητικών τιμών που αναπαριστούν τα δεδομένα μας. Η πρώτη επιλογή (που εφαρμόζεται και στο μοντέλο μας χάρη γενικότητας) είναι η χρήση αριθμών κινητής υποδιαστολής (ή διπλής ακρίβειας) ενώ η δεύτερη είναι η χρήση των δυαδικών τιμών 1 και 0 (Αληθές και Ψευδές). Τέλος, στα πεδία Input Signal και Result Preview μας παρέχεται μια γραφική απεικόνιση του εισερχόμενου σήματος δυναμικών δεδομένων στο συγκεκριμένο μπλοκ και του πίνακα αριθμητικών τιμών που το μπλοκ δίνει ως έξοδο. Να υπογραμμιστεί ότι στην παρακάτω εικόνα, στα δύο τελευταία πεδία, παρέχονται τυχαία δεδομένα που δεν αντιστοιχούν στο μοντέλο που έχουμε αναπτύξει. Σχήμα 5.14: Ρυθμίσεις για τη μετατροπής δυναμικών δεδομένων σε βαθμωτά. 136

153 Στο βήμα 5, με βάση των πίνακα τιμών που σχηματίζεται από το προηγούμενο βήμα, έχουμε, με τη βοήθεια του μπλοκ που φαίνεται στο παρακάτω σχήμα την κατασκευή μιας αναλογικής κυματομορφής. Στο πεδίο waveform μπορούμε να έχουμε ως είσοδο στο μπλοκ μας την κυματομορφή που θέλουμε να τροποποιήσουμε. Σε περίπτωση που αφήσουμε κενή αυτή την είσοδο (περίπτωση που εφαρμόζεται στο μοντέλο μας καθώς δεν τροποποιούμε κάποια κυματομορφή) δημιουργούμε μια κυματομορφή με βάση τα δεδομένα που εισάγουμε στις άλλες εισόδους του μπλοκ. Με αυτό τον τρόπο λοιπόν, μπορούμε να ορίσουμε το χρονικό σημείο έναρξης της κυματομορφής (είσοδος t 0 ), το χρονικό διάστημα ανάμεσα στα σημεία της κυματομορφής (είσοδος dt) και τις αριθμητικές τιμές οι οποίες θα αποτελούν τα σημεία της κυματομορφής (είσοδος Υ). Παρατηρώντας το Σχήμα 5.6, διαπιστώνουμε ότι επιλέξαμε την χρονική στιγμή 00:00: για έναρξη της κυματομορφής ενώ ως διάστημα ανάμεσα στα σημεία της κυματομορφής επιλέξαμε τα 0.1/ ,5 s. Ως αριθμητικές τιμές για την κατασκευή της κυματομορφής χρησιμοποιούμε τις τιμές που προήλθαν από το προηγούμενο βήμα και ουσιαστικά από την σύγκριση του τριγωνικού φορέα με το ημιτονικό σήμα. Ως έξοδο του μπλοκ έχουμε είτε την τροποποιημένη κυματομορφή (αν έχουμε τροφοδοτήσει με μια κυματομορφή το μπλοκ) είτε την νεοσχηματιζόμενη κυματομορφή με βάση τα δεδομένα που εισάγαμε στο μπλοκ (περίπτωση που εφαρμόζεται στο μοντέλο μας). Σχήμα 5.15: Μπλοκ σχηματισμού αναλογικής κυματομορφής. Στο βήμα 6 πραγματοποιείται η μετατροπή της αναλογικής κυματομορφής που παράχθηκε στο προηγούμενο βήμα σε ψηφιακό σήμα (κυματομορφή). Μπορεί να φαίνεται περίεργος ο χαρακτηρισμός ως αναλογικής μια κυματομορφής που περιέχει μόνο τιμές 0 και 1 αλλά έως αυτό το σημείο, το Labview διαχειρίζεται ως αναλογικό το σήμα αγνοώντας τις τιμές που παίρνει. Αυτό συμβαίνει επειδή το προηγούμενο μπλοκ σχηματίζει αναλογική κυματομορφή. Αυτή η μετατροπή λοιπόν, γίνεται με την βοήθεια του μπλοκ που φαίνεται στο Σχήμα Είσοδο του μπλοκ αποτελεί η αναλογική κυματομορφή (analog waveform) ενώ ως έξοδο έχουμε το ψηφιακό σήμα. Μέσω της εισόδου compress digital είναι δυνατό να επιλέξουμε να συμπιεστούν τα ψηφιακά δεδομένα στην έξοδο. Η προεπιλεγμένη τιμή είναι true (αληθές) και αυτή έχει επιλεχθεί στο μοντέλο μας. Στο πεδίο resolution επιλέγεται η τιμή των bits που χρησιμοποιείται για την αναπαράσταση των ψηφιακών δεδομένων στην έξοδο. Όπως φαίνεται και στο Σχήμα 5.6, έχουμε επιλέξει ανάλυση ενός bit για τα ψηφιακά μας δεδομένα καθώς έτσι ορίζεται η παλμοδότηση (1) ή όχι (0) των IGBT. Επίσης, η είσοδος full-scale range καθορίζει το εύρος τιμών που αναμένεται να πάρει η ψηφιακή έξοδος. Ουσιαστικά δηλαδή πρόκειται για την διαφορά της αναμενόμενης μέγιστης τιμής και της αναμενόμενης ελάχιστης τιμής του ψηφιακού σήματος. 137

154 Επιπροσθέτως, στο πεδίο data format επιλέγουμε το είδος της δυαδικής αναπαράστασης που επιθυμούμε για τα ψηφιακά δεδομένα εξόδου. Μας παρέχεται λοιπόν, η επιλογή της αναπαράστασης με μη προσημασμένους δυαδικούς αριθμούς (unsigned binary), που αποτελεί και την επιλογή στο μοντέλο μας, και η επιλογή των προσημασμένων δυαδικών (offset binary) όπου η μεγαλύτερη αρνητική τιμή (κατά απόλυτη τιμή) αναπαριστάται με συνεχόμενα μηδενικά ενώ η μεγαλύτερη θετική με συνεχόμενους άσσους. Δίνεται, τέλος, και η δυνατότητα επιλογής αναπαράστασης σε μορφή συμπληρώματος του 2 (2 s complement) η οποία είναι παρόμοια με την επιλογή των προσημασμένων δυαδικών με την διαφορά ότι αντιστρέφεται το πιο σημαντικό ψηφίο (Most Significant Bit-MSB) των ψηφιακών δεδομένων. Τέλος, να επισημάνουμε πως η έξοδος resolution επιστρέφει τον αριθμό των bits που χρησιμοποιούνται για την αναπαράσταση των ψηφιακών δεδομένων ενώ η έξοδος full-scale range επιστρέφει το εύρος των ψηφιακών δεδομένων εξόδου. Να τονίσουμε πως το συγκεκριμένο μπλοκ μέσω της εισόδου error in και της εξόδου error out διαχειρίζεται κάθε τυχόν σφάλμα με τον ίδιο τρόπο που περιγράψαμε παραπάνω. Σχήμα 5.16: Μπλοκ μετατροπής αναλογικής κυματομορφής σε ψηφιακό σήμα. Παρακάτω ακολουθεί μια άποψη των ενδείξεων με τις οποίες μας τροφοδοτεί το πρόγραμμα κατά την διάρκεια εκτέλεσης του μοντέλου. Εύκολα διαπιστώνουμε πως μπορούμε να παρακολουθούμε την πορεία μετατροπής των αναλογικών δεδομένων σε ψηφιακά ενώ μπορούμε να ελέγχουμε τις ρυθμίσεις που αφορούν τα bits που χρησιμοποιούνται για την αναπαράσταση των δεδομένων όσο και το εύρος τιμών των ψηφιακών δεδομένων. Σήμανση επίσης μας παρέχεται για τα σφάλματα που προκύπτουν κατά τη διάρκεια μετατροπής της αναλογικής κυματορφής σε ψηφιακό σήμα. 138

155 Σχήμα 5.17: Ενδείξεις μπλοκ μετατροπής αναλογικής κυματομορφής σε ψηφιακό σήμα. Είναι προφανές πως καθώς το μπλοκ σύγκρισης που παρουσιάστηκε στο βήμα 3 έχει ως έξοδο τιμές μόνο 0 και 1, θα ήταν δυνατόν να παραλείψουμε το βήμα 5 αφού ήδη μετά το βήμα 4 υπήρχαν δυαδικά δεδομένα τα οποία το βήμα 6 θα μετέτρεπε σε ψηφιακή κυματομορφή. Θεωρήθηκε σκόπιμο όμως να ακολουθηθεί αυτός ο γενικός δρόμος, που περιέχει την παραγωγή αναλογικής κυματομορφής, καθώς η ψηφιακή κάρτα παρέχει την δυνατότητα εξόδου και αναλογικών σημάτων αν χρειάζεται από κάποια εφαρμογή. Στο βήμα 7 πραγματοποιείται αντιστροφή του ψηφιακού σήματος που παράχθηκε στο βήμα 6 για κάθε μία από τις τρεις φάσεις. Υπενθυμίζουμε ότι ο αντιστροφέας πηγής τάσης ελέγχεται από τρεις παλμοσειρές SPWM με διαφορά φάσης 120 ο μεταξύ τους καθώς και τις συμπληρωματικές αυτών. Η αναγκαία λοιπόν αντιστροφή του σήματος γίνεται από το μπλοκ που φαίνεται στο παρακάτω σχήμα. Παρατηρούμε πως η είσοδος του μπλοκ είναι το ψηφιακό σήμα (digital waveform) το οποίο θέλουμε να αντιστρέψουμε και η έξοδος το αντιστραμμένο σήμα (inverted waveform). Επίσης στην είσοδο response to inverter error ορίζουμε πως το μπλοκ αντιστροφής χειρίζεται πιθανά λάθη στην γραμμή εισόδου του ψηφιακού σήματος. Ως τέτοια λάθη ορίζουμε κάθε τιμή του ψηφιακού σήματος που δεν είναι 0 (Low) ή 1 (High). Με αυτό τον τρόπο, αν αφήσουμε την προεπιλεγμένη τιμή 0 κάθε τιμή που αντιστοιχεί σε λάθος παραμένει αμετάβλητη και η έξοδος error out μεταφέρει πλέον ένα σήμα λάθους. Στην άλλη περίπτωση, όπου έχουμε επιλέξει την τιμή 1, σε περίπτωση κάποιου λάθους στην γραμμή εισόδου, το μπλοκ δεν πραγματοποιεί καμιά αντιστροφή σήματος και δεν επιστρέφει ως έξοδο κάποιο σήμα παρά μόνο ένα σήμα λάθους στην έξοδο error out. Ακόμα, στην είσοδο signal index μπορούμε να ορίσουμε ποιο από τα σήματα εισόδου θα αντιστρέφεται πρώτο σε περίπτωση εισόδου πολλαπλών ψηφιακών σημάτων. Παρατηρούμε επιπροσθέτως πως υπάρχει και η είσοδος number of signals η οποία ορίζει τον αριθμό των σημάτων προς αντιστροφή. Τέλος, μέσω της εισόδου error in και της εξόδου error out το μπλοκ διαχειρίζεται τυχόντα σήματα σφάλματος με τον ίδιο τρόπο που περιγράψαμε παραπάνω. 139

156 Σχήμα 5.18: Μπλοκ αντιστροφής ψηφιακού σήματος. Παρακάτω παραθέτουμε μια εικόνα από τις ενδείξεις που μας παρέχει το περιβάλλον Labview κατά τη διάρκεια εκτέλεσης του προγράμματος. Παρατηρούμε πως μας δίνεται η δυνατότητα να βλέπουμε σε πραγματικό χρόνο το ψηφιακό σήμα εισόδου καθώς και το αντιστραμμένο σήμα. Είναι επίσης εύκολο να επιθεωρούμε τις επιλογές στις εισόδους του μπλοκ που περιγράψαμε παραπάνω (response to invert error, signal index και number of signals) καθώς και τα πιθανά σφάλματα που προκύπτουν κατά τη διάρκεια εκτέλεσης του μοντέλου. Σχήμα 5.19: Ενδείξεις μπλοκ αντιστροφής ψηφιακού σήματος. Στο βήμα 8 του μοντέλου που αναπτύξαμε κατασκευάζουμε έναν πίνακα ο οποίος περιέχει τα 6 ψηφιακά σήματα που αποτελούν τις κυματομορφές SPWM και τροφοδοτούν τα IGΒTs του αντιστροφέα πηγής τάσης. Με αυτό τον τρόπο ο πίνακας που κατασκευάζουμε σε αυτό το βήμα περιέχει 3 ψηφιακά σήματα με διαφορά φάσης καθώς και τα συμπληρωματικά τους η παραγωγή των οποίων περιγράφτηκε παραπάνω. Το μπλοκ το οποίο πραγματοποιεί την κατασκευή του πίνακα με τα ψηφιακά δεδομένα φαίνεται παρακάτω. 140

157 Σχήμα 5.20: Μπλοκ κατασκευής πίνακα ψηφιακών δεδομένων. Στο βήμα 9 ο πίνακας ψηφιακών δεδομένων που σχηματίστηκε στο παραπάνω βήμα, οδηγείται στο μπλοκ το οποίο είναι υπεύθυνο για την παραγωγή των ψηφιακών σημάτων από την κάρτα της National Instruments που χρησιμοποιούμε στη παρούσα διπλωματική εργασία. Το μπλοκ λοιπόν αυτό είναι ο DAQ Assistant (Data Acquisition Assistant) το οποίο μας παρέχει την δυνατότητα να ορίζουμε την διαδικασία μέσω της οποίας η ψηφιακή κάρτα πραγματοποιεί είτε ανάγνωση είτε παραγωγή δεδομένων. Είναι δηλαδή ουσιαστικά το μπλοκ το οποίο επιτρέπει στη ψηφιακή κάρτα να αλληλεπιδρά, ανταλλάσοντας δεδομένα, με το εξωτερικό περιβάλλον. Στο Σχήμα 5.21 που ακολουθεί φαίνεται μια άποψη του DAQ Assistant. Στο πεδίο data, σε αυτή την περίπτωση όπου επιθυμούμε παραγωγή δεδομένων από την ψηφιακή κάρτα, εισάγουμε τον πίνακα με τα ψηφιακά δεδομένα που έχουμε παράγει στο προηγούμενο βήμα. Στην είσοδο rate ορίζουμε το ρυθμό παραγωγής δεδομένων. Παρατηρώντας το Σχήμα 5.6 διαπιστώνουμε πως έχουμε προσθέσει την δυνατότητα να ελέγχουμε εξωτερικά αυτόν τον ρυθμό δίνοντας τον αριθμό των δειγμάτων ανά κανάλι και ανά δευτερόλεπτο που επιθυμούμε να παράγει η ψηφιακή κάρτα. Επίσης, αν στο πεδίο stop συνδεθεί κάποιος διακόπτης εναλλαγής ανάμεσα σε 1 και 0 έχουμε την δυνατότητα να ορίζουμε την χρονική στιγμή της διακοπής της εκτέλεσης της παραγωγής των ψηφιακών δεδομένων από την κάρτα και ως συνέπεια της απελευθέρωσης των πόρων του ψηφιακού εξοπλισμού. Η προεπιλεγμένη επιλογή είναι 0 (False) και υπάρχει διαρκή παραγωγή ψηφιακών δεδομένων από την κάρτα έως να διακοπεί κεντρικά η εκτέλεση του μοντέλου. Μια επιλογή, σε περίπτωση που υπάρχει κάποιο βρόγχος do-while που περιέχει το συγκεκριμένο μπλοκ, είναι να συνδέσουμε την είσοδο stop του μπλοκ του DAQ Assistant με την συνθήκη τερματισμού του βρόγχου do-while. Στην τελευταία διαθέσιμη είσοδο του DAQ Assistant με την ονομασία timeout μπορούμε να ορίσουμε το χρονικό διάστημα που έχει στην διάθεση της η ψηφιακή κάρτα για την ανάγνωση και την παραγωγή δεδομένων. Το μπλοκ παράγει ένα σήμα σφάλματος σε περίπτωση που αυτός ο χρόνος παρέλθει χωρίς η κάρτα να έχει ολοκληρώσει την εργασία που της έχει ανατεθεί (παραγωγή ή ανάγνωση δεδομένων). Η προεπιλεγμένη τιμή είναι τα 10s. Aν επιλέξουμε την τιμή -1 η ψηφιακή κάρτα έχει άπειρο, θεωρητικά, χρόνο, ενώ αν επιλέξουμε την τιμή 0 η ψηφιακή κάρτα προσπαθεί μια φορά μόνο να πραγματοποιήσει την ανάγνωση ή την παραγωγή των δεδομένων. Περνώντας τώρα στις εξόδους του DAQ Assistant, παρατηρούμε πως με την βοήθεια του πεδίου stopped μπορούμε να έχουμε πληροφόρηση για το αν το μπλοκ έχει σταματήσει ή όχι την λειτουργία που του έχει ανατεθεί. Επίσης, η έξοδος task out μπορεί να αποτελέσει είσοδο για κάποιο άλλο μπλοκ το οποίο απαιτεί πληροφορίες για την εργασία που 141

158 εκτελέσθηκε από τον DAQ Assistant. Να τονιστεί σε αυτό το σημείο πως αν η ψηφιακή κάρτα εκτελεί ανάγνωση δεδομένων το πεδίο data δεν αποτελεί είσοδο αλλά έξοδο του DAQ Assistant. Αυτή την περίπτωση θα την δούμε αναλυτικά στην υλοποίηση του ασαφούς ελέγχου στο υποκεφάλαιο Τέλος, να υπογραμμίσουμε πως και αυτό το μπλοκ διαχειρίζεται τα προκύπτοντα σφάλματα ακριβώς όπως περιγράψαμε παραπάνω. Σχήμα 5.21: Μπλοκ DAQ Assistant για παραγωγή ψηφιακών δεδομένων. Σε αυτό το σημείο, θα αναλύσουμε τα βήματα που είναι αναγκαία για την ρύθμιση της κάρτας με σκοπό την παραγωγή των ψηφιακών δεδομένων. Σε πρώτη φάση, επιλέγουμε αν η ψηφιακή κάρτα θα πραγματοποιεί ανάγνωση ή παραγωγή σημάτων. Στην περίπτωση μας έχουμε επιλέξει παραγωγή σημάτων και συγκεκριμένα ψηφιακών. Μας παρέχεται επίσης η επιλογή της αναλογικής εξόδου και της εξόδου ενός απαριθμητή. Μια ακόμα ρύθμιση αποτελεί το αν θα χρησιμοποιήσουμε μεμονωμένες γραμμές (Line output) για την παραγωγή δεδομένων(αποτελεί επιλογή μας στο συγκεκριμένο μοντέλο) ή ομάδες γραμμών (Port Output). Οι παρακάτω επιλογές μας φαίνονται στο σχήμα που ακολουθεί. Σχήμα 5.22: Επιλογή ρυθμίσεων για παραγωγή ψηφιακών σημάτων. 142

159 Σε δεύτερο επίπεδο επιλέγουμε τις ψηφιακές γραμμές οι οποίες θα παράγουν τα ψηφιακά δεδομένα μας. Παρακάτω, παραθέτουμε μια εικόνα που φαίνεται ότι επιλέγουμε επτά γραμμές παραγωγής ψηφιακών σημάτων. Να θυμίσουμε ότι χρειαζόμαστε έξι ψηφιακά σήματα της παλμοσειράς SPWM ενώ η έβδομη γραμμή χρησιμοποιείται για την παραγωγή της παλμοσειράς PWM με την οποία τροφοδοτούμε τον ΣΡ/ΣΡ μετατροπέα ανύψωσης τάσης και εξετάζουμε στο επόμενο κεφάλαιο. Σχήμα 5.23: Επιλογή ψηφιακών γραμμών για την παραγωγή ψηφιακών δεδομένων. Τέλος, υπάρχει η πλατφόρμα επικοινωνίας του DAQ Assistant, η οποία μας παρέχει διάφορες επιλογές και πληροφορίες για το μπλοκ και την εργασία που επιτελεί και φαίνεται στο παρακάτω σχήμα. Στο πάνω μέρος έχουμε μια προεπισκόπηση των προς παραγωγή ψηφιακών δεδομένων ενώ επίσης φαίνονται οι ψηφιακές γραμμές που έχουμε επιλέξει. Να τονιστεί πως έχουμε την δυνατότητα να δούμε γραφικά τους παραγόμενους παλμούς SPWM και στο παράθυρο γραφικών του σχήματος 5.2. Παρατηρούμε επί προσθέτως ότι μας παρέχετε η δυνατότητα αντιστροφής των ψηφιακών δεδομένων στην έξοδο της κάρτας. Στο κάτω μέρος (Generation mode), επιλέγουμε επίσης τον τρόπο παραγωγής των ψηφιακών δεδομένων. Με αυτό τον τρόπο, μας δίνεται η επιλογή, η οποία εφαρμόζεται και στο συγκεκριμένο μοντέλο, της συνεχούς (έως δηλαδή να διακοπεί εξωτερικά) παραγωγής ψηφιακών σημάτων (continuous samples), η επιλογή παραγωγής ή ανάγνωσης ενός δείγματος (1 sample on demand) και τέλος η επιλογή να παραχθούν ή να διαβασθούν ένας συγκεκριμένος αριθμός,ν, ψηφιακών δειγμάτων. Στο διπλανό πεδίο (Samples to write) έχουμε την δυνατότητα να ορίσουμε αυτόν τον αριθμό Ν ενώ όταν μιλάμε για συνεχή παραγωγή δειγμάτων, στο πεδίο αυτό ορίζουμε το μέγεθος του buffer που χρησιμοποιούμε. Ακόμα, στο πεδίο Rate μπορούμε να ελέγχουμε τον ρυθμό εγγραφής ή ανάγνωσης δεδομένων τον οποίο θυμίζουμε ότι έχουμε την επιλογή να μεταβάλουμε 143

160 εξωτερικά. Τέλος, στα πεδία Triggering και Advanced Timing μπορούμε να ορίσουμε τον τύπο του ρολογιού που χρησιμοποιεί το μοντέλο μας (έχουμε επιλέξει να χρησιμοποιείται το εσωτερικό ρολόι της ψηφιακής κάρτας και όχι κάποιο εξωτερικό). Σχήμα 5.24: Πλατφόρμα επικοινωνίας DAQ Assistant για παραγωγή ψηφιακών δεδομένων Έλεγχος παλμοδότησης PWM του ΣΡ/ΣΡ μετατροπέα Η παλμοσειρά PWM η οποία χρησιμοποιείται για τον έλεγχο του IGPT του ΣΡ/ΣΡ αντιστροφέα ανύψωσης τάσης παράγεται από το μοντέλο μας με τρόπο παρόμοιο της παραγωγής της παλμοσειράς SPWM που περιγράψαμε παραπάνω. Μια γενική άποψη του μοντέλου παραγωγής της παλμοσειράς PWM φαίνεται παρακάτω, με σκούρα σκίαση, στο γενικό μοντέλο που έχουμε αναπτύξει. 144

161 Σχήμα 5.25: Μοντέλο παραγωγής παλμοσειράς PWM. Μία πιο προσεχτική μελέτη της παραπάνω εικόνας και συγκεκριμένα του μοντέλου παραγωγής της παλμοσειράς PWM, θα μας οδηγήσει στο συμπέρασμα πως ακολουθήσαμε σχεδόν τον ίδιο δρόμο όπως στην παραγωγή της παλμοσειράς SWPM. Μια διαφορά εδράζεται στο γεγονός ότι εδώ έχουμε την σύγκριση (βήμα 3) ενός σήματος σταθερής τιμής (dc signal) που παράγεται στο βήμα 2 με έναν τριγωνικό φορέα (βήμα 1). Χρησιμοποιούμε διαφορετικό μπλοκ παραγωγής του τριγωνικού φορέα από αυτό που χρησιμοποιήσαμε για την παραγωγή της SPWM καθώς είναι πιθανό κατά τη διάρκεια εκτέλεσης των πειραμάτων να επιθυμούμε άλλη συχνότητα λειτουργίας για τον ΣΡ/ΣΡ μετατροπέα ανύψωσης τάσης και άλλη για τον αντιστροφέα. Το μπλοκ παραγωγής του σήματος σταθερής τιμής φαίνεται παρακάτω. Παρατηρούμε στο Σχήμα 5.25 ότι έχουμε προσθέσει την δυνατότητα να ορίζουμε εξωτερικά την σταθερή τιμή του σήματος με απώτερο σκοπό να ελέγχουμε τον κύκλο εργασίας (duty cycle) της παλμοσειράς PWM. Οι υπόλοιπες ρυθμίσεις του συγκεκριμένου μπλοκ είναι πανομοιότυπες με αυτές που κάναμε για το ημιτονικό και το τριγωνικό σήμα στο υποκεφάλαιο

162 Σχήμα 5.26: Μπλοκ παραγωγής σήματος σταθερής τιμής. Τα επόμενα βήματα που ακολουθούμε για την παραγωγή της παλμοσειράς PWM είναι ακριβώς ίδια με αυτά που ακολουθήσαμε για την παραγωγή της παλμοσειράς SWPM ενώ μια διαφορά έγκειται στο γεγονός πως εδώ δεν χρειαζόμαστε κάποια αντιστροφή σήματος. Τέλος, πρέπει να επισημάνουμε πως στο βήμα 7 χρησιμοποιούμε το ίδιο μπλοκ κατασκευής πίνακα ψηφιακών δεδομένων με το μοντέλο παραγωγής της SPWM. Ο κοινός αυτός πίνακας ψηφιακών δεδομένων οδηγείται, στο βήμα 8, στο μπλοκ του DAQ Assistant ο οποίος, με τις ρυθμίσεις που περιγράφηκαν στο υποκεφάλαιο 5.3.4, οδηγεί την ψηφιακή μας κάρτα σε παραγωγή όλων των επιθυμητών σημάτων ενώ και αυτή την παλμοσειρά (PWM) μπορούμε να την δούμε στο παράθυρο γραφικών του σχήματος Ασαφής έλεγχος Στόχος του τοπικού ελέγχου Είναι γνωστό πως τα δίκτυα μεταφοράς υψηλής τάσης χαρακτηρίζονται από τον έλεγχο πραγματικής ισχύος-συχνότητας (P-f droop) και τον έλεγχο αέργου ισχύος (Q-V droop). Για μικρές μεταβολές στο δίκτυο υπάρχει μικρή μόνο αλληλεπίδραση μεταξύ των βρόγχων P-f και Q-V [28]. Το δίκτυο το οποίο προσομοιώνεται στην παρούσα διπλωματική εργασία χαρακτηρίζεται ως χαμηλής τάσης και σύμφωνα με την παραπομπή [29] σε αυτά τα δίκτυα λόγω χαμηλής αυτεπαγωγής, οι βρόγχοι αντιστρέφονται και πλέον γίνονται P-V και Q-f. Τονίζεται όμως ότι στα δίκτυα χαμηλής τάσης οι βρόγχοι πλέον δεν είναι πλήρως ανεξάρτητοι και σαφώς υπάρχει κάποια επίδραση μεταξύ τους. Ο τοπικός έλεγχος λοιπόν του αντιστροφέα που σχεδιάσαμε στοχεύει στην ανεξάρτητη ρύθμιση της ενεργού ισχύος που αποδίδεται από το υβριδικό σύστημα του κυττάρου καυσίμου. Για την επίτευξη του παραπάνω στόχου χρειάστηκε ο σχεδιασμός ενός ασαφούς ελεγκτή: του Ασαφούς Ελεγκτή 1 (ΑΕ1). Ο παραπάνω έλεγχος εξασφαλίζει μέσω των ηλεκτρονικών στοιχείων (IGBT) του αντιστροφέα πως το υβριδικό σύστημα θα τροφοδοτεί το τριφασικό φορτίο με τάση σταθερού πλάτους 230V και συχνότητας 50Hz. 146

163 Περιγραφή του Ασαφούς Ελεγκτή 1 (ΑΕ 1) Σύμφωνα με όσα αναφέρθηκαν στην παραπάνω παράγραφο ο έλεγχος της ενεργού ισχύος επιτυγχάνεται μέσω του σήματος πλάτους διαμόρφωσης m i (the modulation index) της μεθόδου PWM και αυτό γίνεται εμφανές από την σχέση 3.4. Η τιμή του σήματος m i καθορίζεται μέσω του ασαφούς ελεγκτή 1 (ΑΕ1). Η δομή του ΑΕ1 καθώς και τα σήματα εισόδου και εξόδου του παρουσιάζονται στο Σχήμα Όπως φαίνεται στο Σχήμα 5.27 η είσοδος του ΑΕ1 είναι η διαφορά μεταξύ της μετρούμενης τάσης στην έξοδο του αντιστροφέα πηγής τάσης και της τάσης αναφοράς. Η διαφορά αυτή εισάγεται στον ΑΕ1 και η έξοδος του είναι η μεταβολή του σήματος m i. Αθροίζοντας τα διαδοχικά σήματα Δm i προκύπτει η τιμή του m i που είναι το σήμα πλάτους διαμόρφωσης σύμφωνα με την παρακάτω σχέση: m m m new old i i i Όπου new m i η νέα τιμή του σήματος ελέγχου. old m i η προηγούμενη τιμή του σήματος ελέγχου. Δm i ΑΕ1 ΔV Σχήμα 5.27: Δομή του ΑΕ Σχεδιασμός του Ασαφούς Ελεγκτή 1 (ΑΕ 1) Ο ασαφής ελεγκτής που κατασκευάσαμε για τις ανάγκες της πειραματικής μας διάταξης αποτελείται από τα παρακάτω μέρη: o Είσοδος και Έξοδος: Η είσοδος και η έξοδος του ΑΕ1 συνοψίζονται στο παρακάτω πίνακα

164 Πίνακας 5.1: Σήματα εισόδου και εξόδου του ΑΕ1 Είσοδος Έξοδος ΔV Δm i Όπου ΔV: η διαφορά της μετρούμενης τάσης στην έξοδο του μετασχηματιστή (τάση φορτίου), από την τιμή αναφοράς. Δm i : η μεταβολή του σήματος πλάτους διαμόρφωσης. o Συναρτήσεις Συμμετοχής: Η συνάρτηση συμμετοχής της εισόδου φαίνεται στο παρακάτω Σχήμα Τα ασαφή σύνολα που χρησιμοποιούνται είναι : positive (POS), ok (OK), negative (NEG).Παρατηρούμε πως ως κάτω και πάνω όριο στην διαφορά τάσης, η οποία αποτελεί την είσοδο για τον ελεγκτή, έχουμε επιλέξει τα -10V και τα 10V αντίστοιχα. Σχήμα 5.28: Συνάρτηση συμμετοχής της εισόδου. Η συνάρτηση συμμετοχής της εξόδου φαίνεται στο Σχήμα Τα ασαφή σύνολα που χρησιμοποιούνται είναι: positive (POS), ok (OK), negative (NEG). Είναι φανερό πως τα όρια της μεταβολής του πλάτους διαμόρφωσης είναι από έως Με αυτή την επιλογή πραγματοποιήθηκε ένας συμβιβασμός ανάμεσα στην ταχύτητα εκτέλεσης του ελέγχου και του πόσου απότομος είναι αυτός. 148

165 Σχήμα 5.29: Συνάρτηση συμμετοχής της εξόδου. o Ασαφείς Κανόνες: Η λογική του τοπικού ελέγχου είναι η εξής: Όταν η μετρούμενη τάση στην έξοδο του αντιστροφέα είναι μικρότερη από την τάση αναφοράς σημαίνει πως το υβριδικό αποδίδει λιγότερη ενεργό ισχύ από την επιθυμητή. Προκειμένου να επιτραπεί μεγαλύτερη απόδοση ενεργού ισχύος, θα πρέπει το σήμα m i να αυξηθεί και επομένως περισσότερη ενεργός ισχύς θα περάσει από την πλευρά του υβριδικού στην πλευρά του εναλλασσόμενου ρεύματος. Όταν η μετρούμενη τάση στην έξοδο του αντιστροφέα είναι ίση με την τάση αναφοράς σημαίνει πως το υβριδικό αποδίδει την επιθυμητή ενεργό ισχύ. Προκειμένου η απόδοση ενεργού ισχύος να παραμείνει ίδια θα πρέπει το σήμα m i να παραμείνει σταθερό. Όταν η μετρούμενη τάση στην έξοδο του αντιστροφέα είναι μεγαλύτερη από την τάση αναφοράς σημαίνει πως το υβριδικό αποδίδει περισσότερη ενεργό ισχύ από την επιθυμητή στην πλευρά εναλλασσόμενου ρεύματος. Προκειμένου να επιτραπεί μικρότερη απόδοση ενεργού ισχύος, θα πρέπει το σήμα m i να μειωθεί και επομένως λιγότερη ενεργός ισχύς θα περάσει από την πλευρά του υβριδικού στην πλευρά του εναλλασσόμενου ρεύματος. 149

166 Η παραπάνω λογική ενσωματώνεται σε 3 κανόνες: 1 ος Κανόνας: Εάν η είσοδος ΔV είναι (NEG) τότε η εντολή εξόδου Δm i να γίνει (NEG). 2 ος Κανόνας: Εάν η είσοδος ΔV είναι (OK) τότε η εντολή εξόδου Δm i να γίνει (OK). 3 ος Κανόνας: Εάν η είσοδος ΔV είναι (POS) τότε η εντολή εξόδου Δm i να γίνει (POS). Σχήμα 5.30: Ασαφείς κανόνες και οδηγίες προς τον πρώτο ελεγκτή. Οι παραπάνω κανόνες συνοψίζονται σε μορφή πίνακα ως εξής: Πίνακας 5.2: Ασαφείς κανόνες του ΑΕ1. ΑΕ1 είσοδος ΑΕ1 έξοδος POS OK NEG POS OK NEG o Από-Ασαφοποίηση: Η χρησιμοποιούμενη μέθοδος από-ασαφοποίησης είναι η μέθοδος αποασαφοποίησης του κέντρου βάρους (Centre of Gravity-COG). Η παραπάνω μέθοδος έχει αναλυθεί θεωρητικά στο υποκεφάλαιο Να τονιστεί επίσης πως μας δίνεται η επιλογή να 150

167 καθορίσουμε τον τρόπο με τον οποίο ο ελεγκτής θα παράγει αποτέλεσμα όταν δεν ενεργοποιείται κανένας ασαφής κανόνας. Στην περίπτωση μας, έχουμε επιλέξει ο ελεγκτής να εξάγει ως αποτέλεσμα το τελευταίο αποτέλεσμα που προήλθε από την ενεργοποίηση κάποιου ασαφούς κανόνα ενώ μας παρέχεται η δυνατότητα να προκαθορίσουμε μια τιμή ως έξοδο του ελεγκτή σε αυτές τις περιπτώσεις. Τέλος, είναι ορατό πως έχουμε επιλέξει την συνεπαγωγή κατά Mamdani για την εξαγωγή συμπερασμάτων. Παρατηρώντας την παρακάτω εικόνα μπορούμε να διαπιστώσουμε τον ασαφή κανόνα που ενεργοποιείται για κάθε είσοδο ΔV και τον τρόπο υπολογισμού της εξόδου του ελεγκτή μέσω αυτού του κανόνα. Αυτό είναι ένα ιδιαίτερα σημαντικό εργαλείο που μας παρέχει το Labview καθώς μας επιτρέπει να πραγματοποιήσουμε εκτεταμένες δοκιμές ώστε να εξασφαλίσουμε την ορθή λειτουργία του ελεγκτή. Σχήμα 5.31: Παράδειγμα αποασαφοποίησης για τον ελεγκτή Ενσωμάτωση ασαφούς ελέγχου στο μοντέλο Labview Σε αυτό το υποκεφάλαιο θα εξετάσουμε τον τρόπο με τον οποίο ενσωματώνουμε τον ασαφή έλεγχο και κατ επέκταση τον ασαφή ελεγκτή που περιγράψαμε παραπάνω στο 151

168 γενικότερο μοντέλο ελέγχου. Στην εικόνα που ακολουθεί μπορούμε να δούμε αναλυτικά τα βήματα που ακολουθήσαμε ώστε να εφαρμοσθεί ο έλεγχος στην πειραματική μας διάταξη. Σχήμα 5.32: Μοντέλο εφαρμογής ασαφούς ελέγχου. Στο βήμα 1 η ψηφιακή κάρτα πραγματοποιεί ανάγνωση της υποβαθμισμένης τάσης του τριφασικού ζυγού και αυτή την τάση έχουμε την δυνατότητα να την δούμε γραφικά στο παράθυρο γραφικών στο Σχήμα 5.2. Η υποβάθμιση αυτή πραγματοποιείται με την βοήθεια της συσκευής που περιγράψαμε στο υποκεφάλαιο Για να επιτελέσει η ψηφιακή κάρτα αυτή 152

169 την εργασία χρησιμοποιούμε το μπλοκ του DAQ Assistant που περιγράψαμε παραπάνω στο υποκεφάλαιο και φαίνεται στο Σχήμα Παρατηρώντας επίσης το Σχήμα 5.32 θα διαπιστώσουμε ότι και εδώ έχουμε προσθέσει την δυνατότητα να ελέγχουμε εξωτερικά τον ρυθμό δειγματοληψίας. Επίσης, πρέπει να παρατηρήσουμε πως σε αυτή την περίπτωση το πεδίο data αποτελεί έξοδο του μπλοκ και ουσιαστικά περιέχει το αναλογικό σήμα που αναγνώσθηκε από την ψηφιακή κάρτα. Σχήμα 5.33: Μπλοκ DAQ Assistant για ανάγνωση αναλογικών δεδομένων. Στην εικόνα που ακολουθεί έχουμε την δυνατότητα να δούμε τις επιλογές που κάνουμε για να προγραμματίσουμε την ψηφιακή κάρτα ώστε να εκτελεί την ανάγνωση της υποβαθμισμένης τάσης του τριφασικού ζυγού. Παρατηρούμε λοιπόν πως επιλέγουμε την λειτουργία ανάγνωσης δεδομένων (Acquire Signals) και συγκεκριμένα αναλογικών σημάτων τάσης (Analog Input-Voltage). Στο Σχήμα 5.35 ακόμα, βλέπουμε ότι επιλέγουμε ένα αναλογικό κανάλι το οποίο θα δέχεται ως είσοδο την υποβαθμισμένη κυματομορφή τάσης. Τέλος, στο Σχήμα 5.36 που απεικονίζει την πλατφόρμα επικοινωνίας του μπλοκ με τον χρήστη είναι εμφανείς οι ομοιότητες με το μπλοκ παραγωγής των ψηφιακών δεδομένων που περιγράψαμε παραπάνω. Να τονιστεί όμως ότι μας παρέχετε η δυνατότητα να ενημερώσουμε την ψηφιακή κάρτα για την αναμενόμενη μέγιστη και ελάχιστη τιμή της κυματομορφής εισόδου καθώς και για το είδος της αναλογικής εισόδου (διαφορική ή με αναφορά στη γη). 153

170 Σχήμα 5.34: Επιλογή ρυθμίσεων για ανάγνωση αναλογικών σημάτων. Σχήμα 5.35: Επιλογή καναλιών για την ανάγνωση αναλογικών δεδομένων. 154

171 Σχήμα 5.36: Πλατφόρμα επικοινωνίας μπλοκ ανάγνωσης δεδομένων. Στο βήμα 2 πραγματοποιούμε μέτρηση για την τιμή του πλάτους και της συχνότητας της κυματομορφής που ανάγνωσε η ψηφιακή κάρτα στο προηγούμενο βήμα. Το μπλοκ που πραγματοποιεί αυτές τις μετρήσεις φαίνεται παρακάτω στο Σχήμα Ως είσοδο δέχεται το αναλογικό σήμα που έχει αναγνώσει η ψηφιακή κάρτα ενώ μας τροφοδοτεί με την τιμή τόσο του πλάτους (μέγιστη τιμή της κυματομορφής εισόδου) όσο και της συχνότητας. Το μπλοκ διαχειρίζεται τυχόν προκύπτοντα σφάλματα με τον ίδιο τρόπο που περιγράψαμε παραπάνω για τα υπόλοιπα μπλοκ. Σχήμα 5.37: Μπλοκ μετρήσεων σε αναλογική κυματομορφή. Στο Σχήμα 5.38 που ακολουθεί μπορούμε να διαπιστώσουμε τις ρυθμίσεις που έχουμε επιλέξει και τα αποτελέσματα με τα οποία μας τροφοδοτεί το μπλοκ μετρήσεων. Στο πεδίο Single Tone Measurements επιλέγουμε το είδος μέτρησης που μας ενδιαφέρει (μας παρέχονται οι επιλογές μέτρησης πλάτους, συχνότητας και φάσης). Στην συγκεκριμένη 155

172 εφαρμογή μας τροφοφοτεί με την πληροφορία για το μέτρο του πλάτους και της συχνότητας του σήματος τάσης. Επιπροσθέτως, αν επιλεγεί το πεδίο Search for Specific Frequency το μπλοκ μετρήσεων αναζητά μια συγκεκριμένη συχνότητα (με κάποια ανοχή που επίσης επιλέγουμε) στο σήμα εισόδου. Στον πίνακα Results μπορούμε να επιθεωρούμε τις μετρούμενες ποσότητες ενώ στο γράφημα με την ονομασία Input Signal απεικονίζεται η κυματομορφή εισόδου η οποία και υφίσταται τις διάφορες μετρήσεις. Τέλος, στο γράφημα Result Preview μας παρέχεται μια προεπισκόπηση της μέτρησης που πραγματοποιεί το μπλοκ και η μετρούμενη ποσότητα απεικονίζεται με μια διακεκομμένη γραμμή. Σχήμα 5.38:Ρυθμίσεις μπλοκ μετρήσεων σε αναλογική κυματομορφή. Στο βήμα 3 με την βοήθεια του μπλοκ που φαίνεται στο Σχήμα 5.39 υπολογίζουμε την rms τιμή του σήματος τάσης που αναγνώσθηκε από την ψηφιακή κάρτα στο βήμα 1. Παρατηρούμε ότι ως είσοδος το μπλοκ έχει αυτό το σήμα ενώ η έξοδος δεν είναι άλλη από την rms τιμή του σήματος. Σχήμα 5.39: Μπλοκ υπολογισμού rms τιμής μιας κυματομορφής. 156

173 Στο παρακάτω Σχήμα 5.40 μπορούμε να διαπιστώσουμε τις επιλογές που έχουμε κάνει όσον αφορά την λειτουργία του παραπάνω μπλοκ. Αρχικά στο πεδίο Amplitude Measurements επιλέγουμε την μέτρηση που θέλουμε να πραγματοποιεί το μπλοκ ενώ στο πεδίο Results μας εμφανίζεται η μετρούμενη ποσότητα. Έπειτα, στο πεδίο Input signal απεικονίζεται η κυματομορφή εισόδου η οποία και υφίσταται τις διάφορες μετρήσεις ενώ τέλος στο πεδίο Result Preview με διακεκομένη γραμμή μπορούμε να δούμε το προς μέτρηση μέγεθος. Σχήμα 5.40:Ρυθμίσεις μπλοκ μέτρησης rms τιμής σε αναλογική κυματομορφή. Στο βήμα 4 παρατηρούμε πως αφού αρχικά έχουμε πολλαπλασίασει την rms τιμή με τον λόγο υποβιβασμού που εισάγει η συσκευή που περιγράψαμε στο υποκεφάλαιο 4.2.9, αφαιρούμε το αποτέλεσμα αυτού του πολλαπλασιασμού από την επιθυμητή τιμή της τάσης στο φορτίο ώστε να δημιουργηθεί το σήμα εισόδου του ασαφούς ελεγκτή,δv. Σε επόμενο επίπεδο επιθυμούμε να περιορίσουμε αύτο το σήμα εισόδου ΔV μέσα σε όρια ώστε να ενεργοποιείται πάντα κάποιος από τους ασαφείς κανόνες του ελεγκτή. Παρατηρώντας το Σχήμα 5.28 φαίνεται πως ο ελεγκτής ενεργοποιείται για τιμές του ΔV από -10V έως 10V και με την βοήθεια του μπλοκ που φαίνεται στο παρακάτω Σχήμα 5.41 μπορούμε να περιορίσουμε το σήμα ΔV ανάμεσα στις επιθυμητές τιμές. Όπως είναι φανερό το μπλοκ έχεις ως εισόδους το σήμα του οποίου επιθυμούμε να περιορίσουμε την τιμή καθώς και τα δύο αυτά όρια τα οποία εισάγωνται υπό την μορφή πίνακα. Η έξοδος τώρα του μπλοκ είναι είτε το ανώτερο όριο αν το σήμα ξεπερνά την τιμή αυτή είτε το κατώτερο όριο αν το σήμα έχει τιμή μικρότερη από αυτό ή τέλος η αρχική τιμή του σήματος η οποία παραμένει αμετάβλητη αν βρίσκεται εντός των ορίων. Τέλος, μια δυαδική έξοδος μας πληροφορεί αν η αρχική τιμή του σήματος ήταν εντός ορίων (τιμή 1) ή εκτός (τιμή 0). Γίνεται κατανοητό ότι εξαιτίας αυτού του βήματος η επιλογή την οποία αναλύσαμε στο υποκεφάλαιο 157

174 γύρω από την συμπεριφορά του ασαφούς ελεγκτή στην περίπτωση μη ενεργοποίησης κανενός ασαφούς κανόνα δεν έχει κάποια σημασία αφου μέσω αυτού του βήματος εξασφαλίζουμε ότι ο ελεγκτής ποτέ δεν θα βρεθεί σε μια τέτοια κατάσταση. Σχήμα 5.41:Μπλοκ περιορισμού της τιμής ενός σήματος μεταξύ δύο ορίων. Στο βήμα 5 πραγματοποιούμε καταγραφή των μετρήσεων που πραγματοποιεί το μπλοκ στο βήμα 3 (rms τιμή της τάσης στο φορτίο) σ ένα αρχείο. Να τονίσουμε σε αυτό το σημείο πως το συγκεκριμένο μπλοκ δεν είναι απαραίτητο για την εφαρμογή του ασαφούς ελέγχου στο πειραματικό μας μοντέλο αλλά χρησιμοποιείται για καταγραφή και περεταίρω επεξεργασία των μετρήσεων που πραγματοποιεί η ψηφιακή κάρτα. Ως είσοδο δέχεται τη τιμή της rms τάσης στο τριφασικό φορτίο ενώ στο πεδίο Comment μπορούμε να ορίσουμε αν επιθυμούμε κάποιο σχόλειο που θα συνοδεύουν την καταγραφή των μετρήσεων στο αρχείο. Από την είσοδο Enable μποροούμε να ελέγχουμε εξωτερικά την διακοπή λειτουργιάς καταγραφής που εκτελεί το μπλοκ ενώ από το πεδίο Reset μπορούμε με τη βοήθεια ενός λογικού διακόπτη(εναλλαγή ανάμεσα σε 0 και 1) να ορίζουμε πότε το μπλοκ θα διακόπτει την εγγραφή σ ένα αρχείο και θα ξεκινά από την αρχή διαγράφοντας τα παλαιότερα δεδομένα. Επίσης, στο πεδίο File Name ορίζουμε το όνομα του αρχείου στο οποίο θα γίνει η καταγραφή των δεδομένων ενώ αν το αφήσουμε κενό αυτό ορίζεται από την οθόνη ρυθμίσεων του μπλοκ αυτού που θα εξετάσουμε παρακάτω. Εξετάζοντας τώρα τις εξόδους που μας παρέχονται από το μπλοκ, παρατηρούμε πως υπάρχει το πεδίο File Name Out που μας τροφοδοτεί με το όνομα του αρχείου στο οποίο γίνεται η εγγραφή των μετρήσεων όπως και το πεδίο Saving data που μας πληροφορεί αν το μπλοκ αποθηκεύει τα ζητούμενα δεδομένα στο αρχείο που έχουμε καθορίσει. Τέλος, να αναφέρουμε ότι και αυτό το μπλοκ διαχειρίζεται τα προκύπτοντα σφάλματα με τον τρόπο που έχουμε περιγράψει παραπάνω. Σχήμα 5.42: Μπλοκ καταγραφής δεδομένων σε αρχείο. 158

175 Στην συνέχεια παραθέτουμε μια άποψη της οθόνης ρυθμίσεων και ελέγχων του συγκεκριμένου μπλοκ. Στο πεδίο File Name καθορίζουμε το «μονοπάτι» και κατ επέκταση το όνομα του αρχείου που γίνεται η καταγραφή των μετρήσεων. Να τονίσουμε ότι σε περίπτωση που η είσοδος File Name που περιγράψαμε παραπάνω έχει τροφοδοτηθεί εξωτερικά με το επιθυμητό όνομα του αρχείου τότε αυτή η επιλογή (η εξωτερική) επικρατεί. Στο πεδίο Action μπορούμε να καθορίσουμε αν τα δεδομένα μας θα καταγράφονται σε ένα συγκεκριμένο προκαθορισμένο αρχείο ή αν θα ερωτάται ο χρήστης σε κάθε εκτέλεση του μοντέλου ή σε κάθε ενεργοποίηση του συγκεκριμένου μπλοκ. Στο ίδιο πεδίο επιλέγεται και η στρατηγική μας σε περίπτωση που το όνομα του αρχείου που επιθυμούμε υπάρχει ήδη ενώ υπάρχει και η επιλογή χρησιμοποίησης πολλαπλών αρχείων. Μας παρέχεται ακόμα η επιλογή για το είδος (μορφή κειμένου ή δυαδικό αρχείο) του αρχείου όπου θα γίνεται η καταγραφή των μετρήσεων (πεδίο File Format ) όπως και για την ύπαρξη και την θέση των επικεφαλίδων στο αρχείο. Σε τελευταίο επίπεδο, από το πεδίο X Value Columns επιλέγουμε αν στο αρχείο θα έχουμε μια στήλη μέτρησης του χρόνου για κάθε κανάλι της ψηφιακής κάρτας, μια στήλη μέτρησης χρόνου για όλα τα δεδομένα ή τέλος μια κενή στήλη που θα αντιστοιχεί στο πεδίο του χρόνου, ενώ στο πεδίο Delimiter καθορίζεται ο τρόπος διαχωρισμού των δεδομένων (διαχωρισμός με κόμμα και διαχωρισμός με αλλαγή γραμμής-προσομοίωση χρήσης πλήκτρου tab). Σχήμα 5.43: Ρυθμίσεις και επιλογές για το μπλοκ καταγραφής δεδομένων σε αρχείο. Στο βήμα 6 βρίσκεται ουσιαστικά ο πυρήνας της υλοποίησης του ασαφούς ελέγχου. Χρησιμοποιούμε το μπλοκ το οποίο ενσωματώνει και υλοποιεί την ασαφή λογική και χάρη στο οποίο μπορούμε να χρησιμοποιήσουμε τα αποτελέσματα της στο μοντέλο μας. Αυτό το μπλοκ λοιπόν φαίνεται στο παρακάτω σχήμα και παρατηρούμε πως το πεδίο Controller data αποτελεί ουσιαστικά είσοδο για τα δεδομένα με τα οποία μας τροφοδοτεί το επόμενο μπλοκ 159

176 μέσω της εξόδου του, Controller out, η οποία περιέχει όλα τα χαρακτηριστικά του ασαφούς ελεγκτή. Επίσης, στις εισόδους in1 έως in4 και αντίστοιχα name1 έως name 4 αντιστοιχούν οι μεταβλητές εισόδου και τα ονόματα τους. Δηλαδή για τον ελεγκτή μας αυτό το σήμα πρόκειται για μια διαφορά τάσης και είναι ουσιαστικά το σήμα ΔV το οποίο παράγαμε στο βήμα 4. Εξετάζοντας τώρα τις εξόδου αυτού του μπλοκ, το σήμα με την ονομασία analog output φέρει το αποτέλεσμα του ασαφούς ελέγχου που πραγματοποίησε το μπλοκ και το οποίο, με κατάλληλες αριθμητικές πράξεις τις οποίες περιγράφουμε παρακάτω, χρησιμοποιούμε στο γενικό μοντέλο μας όπως φαίνεται και στο Σχήμα Το πεδίο output assessment έπειτα, μας πληροφορεί για τον τρόπο με τον οποίο ο ασαφής ελεγκτής πήρε την απόφαση του και υπολόγισε την έξοδο του ενώ παρατηρούμε στο Σχήμα 5.3 του παράθυρου γραφικών πως αυτή η πληροφορία έχουμε επιλέξει να είναι ορατή στο χρήστη όπως και η τιμή της εξόδου. Ο τρόπος με τον οποίο ο ελεγκτής παίρνει την απόφαση αυτή μπορεί να είναι είτε με βάση τις συναρτήσεις συμμετοχής και τους ασαφείς ελέγχους (controlled result) είτε με βάση τη τελευταία έγκυρη (με την έννοια ότι προήλθε από τους ασαφείς κανόνες) τιμή που έδωσε ο ελεγκτής. Σ αυτή τη περίπτωση ο ελεγκτής παράγει πάλι αυτή τη τελευταία τιμή ενώ αυτό το ενδεχόμενο βρίσκει εφαρμογή στην περίπτωση που η είσοδος του ασαφούς ελεγκτή δεν ενεργοποιεί κάποιον από τους ασαφείς κανόνες του ελεγκτή, κατάσταση που όπως τονίσαμε παραπάνω δεν είναι δυνατή στην συγκεκριμένη εφαρμογή λόγω του βήματος 4. Τέλος, η έξοδος error out φέρει την πληροφορία αν έχει συμβεί κάποιο σφάλμα που αφορά αυτό το μπλοκ. Σχήμα 5.44: Μπλοκ υλοποίησης ασαφούς ελέγχου. Στο βήμα 7 το μοντέλο μας φορτώνει τα χαρακτηριστικά του ασαφούς ελεγκτή από το αρχείο που έχουμε αναπτύξει ξεχωριστά και έχουμε αναλύσει στο προηγούμενο υποκεφάλαιο. Το μπλοκ που πραγματοποιεί την παραπάνω λειτουργία φαίνεται στο παρακάτω σχήμα. Ως είσοδο δέχεται το όνομα του αρχείου το οποίο περιέχει τα χαρακτηριστικά του ασαφούς ελεγκτή ενώ αν το πεδίο αυτό αφεθεί κενό, σε κάθε εκτέλεση του μοντέλου το πρόγραμμα θα ζητάει από το χρήστη να του προσδιορίσει αυτό το αρχείο. Στο πεδίο Open Dialog μπορούμε να καθορίσουμε και ένα μήνυμα προς το χρήστη που θα εμφανίζεται μαζί με το μήνυμα-προτροπή να επιλέξει αρχείο. Περνώντας τώρα στις εξόδους του μπλοκ παρατηρούμε ότι η βασική έξοδος είναι τα χαρακτηριστικά του ελεγκτή που περιέχονται στο αρχείο που προσδιόρισε ο χρήστης και τα οποία πρέπει να μεταφερθούν στο μπλοκ που εξετάσαμε παραπάνω. Στο πεδίο cancel 160

177 βρίσκεται η πληροφορία για το αν ο διάλογος μεταξύ χρήστη και προγράμματος για την επιλογή του αρχείου ήταν επιτυχής ή όχι. Επιπροσθέτως, στις εξόδους anteced data range minimums και anteced data range maximums με την βοήθεια πινάκων μπορούμε να ορίσουμε τις ελάχιστες και τις μέγιστες τιμές των μεταβλητών εισόδου που χρησιμοποιεί ο ελεγκτής. Μας παρέχεται και η δυνατότητα στα πεδία input1 έως input4 και min1 έως min4 να ορίσουμε τα ονόματα των μεταβλητών εισόδου του ελεγκτή καθώς και τις αναμενόμενες ελάχιστες τιμές τους. Τέλος, η έξοδος error out διαχειρίζεται πιθανά σφάλματα με τον τρόπο που έχουμε περιγράψει σε προηγούμενα μπλοκ. Σχήμα 5.45: Μπλοκ ανάγνωσης ρυθμίσεων ασαφούς ελεγκτή από αρχείο. Στο βήμα 8 πραγματοποιείται η άθροιση των σημάτων Δm i (μεταβολή συντελεστή πλάτους διαμόρφωσης), τα οποία αποτελούν την έξοδο του ασαφούς ελεγκτή ώστε να προκύπτει κάθε στιγμή το πλάτος διαμόρφωσης m i της παλμοσειράς SPWM. Αυτή η άθροιση εκτελείται με την βοήθεια του μπλοκ που φαίνεται στο Σχήμα 5.46 και δέχεται ως είσοδο τα διαδοχικά σήματα Δm i από την έξοδο του ελεγκτή ενώ η έξοδος είναι το άθροισμα αυτών. Σχήμα 5.46: Μπλοκ πραγματοποίησης άθροισης των τιμών σήματος. Στο Σχήμα 5.47 που ακολουθεί μπορούμε να μελετήσουμε τις ρυθμίσεις που επιλέχθηκαν για το παραπάνω μπλοκ. Σε πρώτο επίπεδο, στο πεδίο Mathematical Operation επιλέγουμε την λειτουργία που θα επιτελεί το μπλοκ. Οι διαθέσιμες επιλογές είναι η αριθμητική παραγώγιση του σήματος εισόδου, η αφαίρεση των τιμών των διαδοχικών σημάτων εισόδου, η αριθμητική 161

178 ολοκλήρωση του σήματος εισόδου και τέλος το άθροισμα των τιμών των διαδοχικών σημάτων εισόδου που αποτελεί και την επιλογή μας σε αυτό το μοντέλο. Έπειτα, στο πεδίο Calculation Mode ορίζουμε αν για τον υπολογισμό μας θα λαμβάνονται υπόψη όλα τα δείγματα από το σήμα εισόδου ή όχι. Συνεχίζοντας, στο πεδίο Result Name επιλέγουμε αν το μπλοκ θα έχει ονομασία ίδια με την μαθηματική πράξη που θα επιτελεί η θα έχει κάποιο όνομα που επιλέγουμε εμείς. Τέλος, στα πεδία Input Signal και Result Preview μας παρέχεται μια γραφική απεικόνιση του σήματος εισόδου και της μαθηματικής πράξης που εκτελείται, αντίστοιχα. Σχήμα 5.47: Ρυθμίσεις και επιλογές για το μπλοκ άθροισης των τιμών σήματος. Σε αυτό το σημείο πρέπει να τονίσουμε ότι δεν εισάγουμε απευθείας την έξοδο του ελεγκτή στον αθροιστή αλλά αφού εισάγουμε μια καθυστέρηση στο σήμα με το μπλοκ που φαίνεται παρακάτω στο Σχήμα Αυτή η επιλογή είναι απολύτως απαραίτητη καθώς όπως θα δούμε παρακάτω, περιορίζουμε το συντελεστή πλάτους διαμόρφωσης m i ανάμεσα σε δύο ακραίες τιμές. Συνεπώς, πρέπει να αναμένουμε πριν την άθροιση κάθε σήματος ώστε το μοντέλο, με τρόπο που θα εξετάσουμε παρακάτω, να αποφασίζει ότι επιτρέπεται η άθροιση. Σχήμα 5.48: Μπλοκ εισαγωγής καθυστέρησης σε σήμα. 162

179 Όπως αναφέραμε παραπάνω η άθροιση των σημάτων Δm i πρέπει να διακόπτεται όταν ο συντελεστής πλάτους διαμόρφωσης m i ξεπεράσει κάποια όρια που εμείς έχουμε θέσει. Για αυτό ακριβώς το λόγο το μπλοκ άθροισης έχει τοποθετηθεί σε μια δομή (case structure) η οποία ανάλογα με την κατάσταση μιας συνθήκης (true ή false) εκτελεί διαφορετικές εντολές. Αυτή η δομή φαίνεται παρακάτω στο Σχήμα Στην περίπτωση που η συνθήκη είναι αληθής επιτρέπεται η άθροιση ενώ στην αντίθετη περίπτωση, μέσω ανατροφοδότησης, η τελευταία τιμή του αθροίσματος αποτελεί την έξοδο της δομής. Η συνθήκη αυτή, που παίζει καθοριστικό λόγο σε αυτό το βήμα, εξετάζεται στα παρακάτω βήματα. Σχήμα 5.49: Δομή εξέτασης συνθήκης (case structure). Στο βήμα 9 πραγματοποιείται έλεγχος από το μοντέλο για το πρόσημο της εξόδου του ασαφούς ελεγκτή. Όπως θα γίνει και πιο κατανοητό στο επόμενο και τελευταίο βήμα, χρειαζόμαστε μια ένδειξη όταν η άθροιση έχει σταματήσει ώστε αυτή να ξεκινήσει ξανά. Με την βοήθεια κάποιων συγκρίσεων και μια πύλης ΚΑΙ διαπιστώνουμε το πρόσημο της εξόδου καθώς είναι ο καθοριστικός παράγοντας στο αν η άθροιση πρέπει να ξεκινήσει πάλι. Για να γίνει σαφέστερο αυτό, αν θεωρήσουμε ότι η άθροιση έχει διακοπεί επειδή ο συντελεστής διαμόρφωσης πλάτους έχει φθάσει στην ανώτερη επιτρεπτή τιμή του, είναι ξεκάθαρο πως αν το σήμα Δm i (μεταβολή συντελεστή πλάτους διαμόρφωσης) είναι αρνητικό η άθροιση πρέπει να επιτρέπεται ενώ αν είναι θετικό, όχι. Στο βήμα 10, το οποίο είναι και το τελευταίο σε αυτήν την προσπάθεια ενσωμάτωσης του ασαφούς ελέγχου στο μοντέλο μας, γίνεται ο τελικός έλεγχος για τον συντελεστή διαμόρφωσης πλάτους m i. Αρχικά, το αποτέλεσμα της άθροισης που πραγματοποιείται όπως είδαμε στο βήμα 8 προστίθεται σε μια αρχική για το συντελεστή διαμόρφωσης πλάτους (στο μοντέλο αυτό έχουμε επιλέξει την τιμή 0.8). Έπειτα, μέσα από δύο συγκρίσεις και 2 επιλογείς σήματος, περιορίζουμε τον συντελεστή διαμόρφωσης πλάτους μεταξύ των δύο ορίων στα οποία αναφερθήκαμε και παραπάνω. Στην συνέχεια, η τιμή του συντελεστή διαμόρφωσης πλάτους πολλαπλασιάζεται με το πλάτος του τριγωνικού φορέα (στην περίπτωση μας είναι 5) για να μας δώσει μέσω του ορισμού του συντελεστή στο υποκεφάλαιο το πλάτος του ημιτόνου για την παραγωγή της παλμοσειράς SPWM. Όπως είναι αναμενόμενο έχουμε επιλέξει να βλέπουμε τόσο τον συντελεστή διαμόρφωσης πλάτους όσο και το πλάτος του ημιτόνου στο παράθυρο γραφικών που φαίνεται στο Σχήμα

180 Κομβικό σημείο για αυτό το τελικό βήμα, είναι ο καθορισμός της συνθήκης η οποία όπως είδαμε στο βήμα 8 ορίζει αν θα διακοπεί ή όχι η άθροιση των σημάτων Δm i. Παρατηρούμε πως χρησιμοποιούμε δύο πύλες Ή, μια για κάθε όριο για τον συντελεστή διαμόρφωσης πλάτους. Σε κάθε πύλη Ή η μία είσοδος είναι το αποτέλεσμα μια σύγκρισης που δείχνει αν έχουμε ξεπεράσει το συγκεκριμένο όριο ενώ η δεύτερη έρχεται από το βήμα 9. Συγκεκριμένα για το ανώτατο όριο (έχουμε επιλέξει στην εφαρμογή μας το 1.05) από το βήμα 9 χρησιμοποιούμε την ένδειξη για αρνητική τιμή της εξόδου του ασαφούς ελεγκτή ενώ για το κατώτατο όριο (έχουμε επιλέξει στην εφαρμογή μας το 0.6) την ένδειξη για θετική τιμή της εξόδου του ασαφούς ελεγκτή. Ας εξετάσουμε τώρα τις 3 πιθανές περιπτώσεις για την τιμή του συντελεστή διαμόρφωσης πλάτους ώστε να γίνει πλήρως κατανοητή η συμπεριφορά του μοντέλου. Ο συντελεστής διαμόρφωσης είναι μεταξύ 0.6 και 1.05: Σε αυτήν την περίπτωση και οι δύο συγκρίσεις για το αν έχουμε ξεπεράσει κάποιο όριο δίνουν θετικό αποτέλεσμα (λογικό 1). Κάποια επίσης από τις δύο συγκρίσεις του βήματος 9 ( η έξοδος του ελεγκτή θα είναι είτε θετική είτε αρνητική) δίνει και αυτή θετικό αποτέλεσμα(λογικό 1). Είναι φανερό πως και οι δύο πύλες Ή θα δώσουν ως αποτέλεσμα λογικό 1 και το ίδιο θα κάνει και η πύλη ΚΑΙ που τις ακολουθεί και έχει ως εισόδους τις εξόδους των δύο προηγούμενων πυλών Ή. Αυτό σημαίνει πως η συνθήκη (που ουσιαστικά είναι η έξοδος της πύλης ΚΑΙ) έχει τιμή λογικό 1 και η άθροιση συνεχίζεται απρόσκοπτα. Ο συντελεστής διαμόρφωσης έχει φθάσει στην ανώτατη τιμή 1.05: Σε αυτήν την περίπτωση η πύλη Ή που αντιστοιχεί στον έλεγχο για το ανώτατο όριο έχει μόνιμα μια είσοδο με τιμή 0 ενώ η δεύτερη που αντιστοιχεί στο κατώτατο μια τιμή ίση με 1. Αν τώρα η έξοδος του ελεγκτή είναι θετική τότε η πρώτη πύλη Ή έχει δύο εισόδους ίσες με 0 και ως συνέπεια η έξοδος της πύλης ΚΑΙ όπως και η συνθήκη για την άθροιση αποκτούν τιμή 0 και η άθροιση δεν συνεχίζεται. Σε αντίθετη περίπτωση, αν η έξοδος του ελεγκτή είναι αρνητική τότε και οι δύο πύλες Ή δίνουν αποτέλεσμα 1 και αυτή την τιμή παίρνει η συνθήκη η οποία πλέον επιτρέπει την πραγματοποίηση της άθροισης. Ο συντελεστής διαμόρφωσης έχει φθάσει στην κατώτατη τιμή 0.6: Σε αυτήν την περίπτωση η πύλη Ή που αντιστοιχεί στον έλεγχο για το κατώτατο όριο έχει μόνιμα μια είσοδο με τιμή 0 ενώ η δεύτερη που αντιστοιχεί στο ανώτατο μια τιμή ίση με 1. Όταν η έξοδος του ελεγκτή είναι αρνητική τότε η δεύτερη πύλη (αντιστοιχεί στο κατώτατο όριο) Ή έχει δύο εισόδους ίσες με 0 και ως συνέπεια η έξοδος της πύλης ΚΑΙ όπως και η συνθήκη για την άθροιση αποκτούν τιμή 0 και η άθροιση δεν συνεχίζεται. Αντιθέτως, αν η έξοδος του 164

181 ελεγκτή είναι θετική τότε και οι δύο πύλες Ή δίνουν αποτέλεσμα 1 και αυτό έχει ως αποτέλεσμα η συνθήκη να έχει τιμή 1 και η άθροιση να συνεχιστεί. 165

182 166

183 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 6 ΠΕΙΡΑΜΑΤΙΚΕΣ ΜΕΤΡΗΣΕΙΣ-ΣΥΜΠΕΡΑΣΜΑΤΑ 6.1 ΕΙΣΑΓΩΓΗ Σε αυτό το κεφάλαιο θα παραθέσουμε τα αποτελέσματα που προέκυψαν από την εφαρμογή της διαδικασίας ελέγχου που περιγράφθηκε στο κεφάλαιο 5 στην πειραματική μας διάταξη της οποίας αναλυτική παρουσίαση έγινε στο κεφάλαιο 4. Για την καταγραφή των αποτελεσμάτων που προέκυψαν χρησιμοποιήθηκε τόσο η πλατφόρμα του Labview όσο και ο παλμογράφος που χρησιμοποιήθηκε κατά την διάρκεια των μετρήσεων (Tektronix TPS2024) καθώς μας παρείχε την δυνατότητα αποθήκευσης των μετρήσεων σε δισκέτα. Η αποδοτικότητα του ελέγχου για την απρόσκοπτη τροφοδοσία του φορτίου με τάση σταθερού μέτρου και συχνότητας ελέγχεται αρχικά με την μεταβολή του φορτίου μεταξύ δύο τιμών οι οποίες παρουσιάζονται στο επόμενο υποκεφάλαιο και στην συνέχεια με την μεταβολή της τάσης εξόδου του κυττάρου καυσίμου. Τα μεγέθη που μας ενδιέφεραν και που παρουσιάζονται παρακάτω είναι αρχικά η ισχύς που τροφοδοτεί το κύτταρο καυσίμου καθώς και η τάση και το ρεύμα της συστοιχίας των κυττάρων. Στο επίπεδο του φορτίου, εξετάζουμε τόσο την ενεργό και την άεργο ισχύ που καταναλώνει όσο και την μεταβολή του μέτρου της τάσης που εφαρμόζεται πάνω σε αυτό. Τέλος, είναι απολύτως λογικό να παρουσιάζεται για κάθε μεταβολή και η συμπεριφορά του συντελεστή διαμόρφωσης, m i, καθώς αυτή αποτελεί και την βασική ένδειξη λειτουργίας του ελέγχου. Αυτό συνδυάζεται με την παρουσίαση μιας άποψης της παλμοσειράς SPWM και PWM που τροφοδοτούν τον αντιστροφέα πηγής τάσης (ΑΠΤ) και τον ΣΡ/ΣΡ μετατροπέα ανύψωσης τάσης αντίστοιχα, δίνοντας ξεχωριστή σημασία στην μορφή που αλλάζει η πρώτη ως αποτέλεσμα της δράσης του ευφυούς ελέγχου 167

184 6.2 ΜΕΤΡΗΣΕΙΣ Εισαγωγή Αρχικά, σύμφωνα με τον κατασκευαστή του κυττάρου καυσίμου [19] οι ακραίες τιμές της τάσης εξόδου (τάση μπαταρίας) του κυττάρου είναι τα 25.3V και τα 30V. Να τονιστεί σε αυτό το σημείο πως αυτή η τάση δεν αποτελεί και την τάση της συστοιχίας κυττάρων. Ανάμεσα στη συστοιχία και στην έξοδο του κυττάρου καυσίμου παρεμβάλλεται, όπως μπορούμε να δούμε και στο Παράρτημα Α και το υποκεφάλαιο 4.2.1, ένας μετατροπέας σταθερής τάσης ο οποίος ρυθμίζει την τάση εξόδου του κυττάρου σ ένα εύρος τιμών από 25.3V έως 30V, ανάλογα με την επιλογή του χρήστη, ανεξάρτητα από την τάση της συστοιχίας κυττάρων. Είναι απόλυτα σαφές ότι εξαιτίας της παρεμβολής αυτού του μετατροπέα και το ρεύμα της συστοιχίας των κυττάρων δεν είναι το ίδιο με το ρεύμα με το οποίο τροφοδοτείται η διάταξη μας. Όπως αναφέραμε και παραπάνω για τις ανάγκες της πιστοποίησης της αποδοτικότητας του ευφυούς ελέγχου τροφοδοτούμε, εναλλάξ, μέσω της πειραματικής μας διάταξης, δύο φορτία τα οποία φαίνονται παρακάτω στο Σχήμα 6.1. Με διακεκομμένο πλαίσιο παρουσιάζεται το κομμάτι του φορτίου το οποίο μέσω της συσκευής που παρουσιάσθηκε στο υποκεφάλαιο συνδέεται και αποσυνδέεται με το υπόλοιπο φορτίο δημιουργώντας με αυτόν τον τρόπο το φορτίο Α και Β. Αναλυτικά, για το φορτίο Α έχουμε: Z j o ενώ για το φορτίο Β έχουμε: ZB 687. A 230Ω 230Ω 3.87Η 4000Ω 2000Ω 1000Ω Σχήμα 6.1: Φορτίο Α και Β που τροφοδοτείται από την πειραματική διάταξη. Επιπροσθέτως, στο Σχήμα 6.2 έχουμε την δυνατότητα να δούμε τις ρυθμίσεις με τις οποίες πραγματοποιήθηκαν οι μετρήσεις που ακολουθούν. Από το σχήμα 6.2α διαπιστώνουμε πως ο μετατροπέας ανύψωσης τάσης λειτουργεί με διακοπτική συχνότητα 4.75kHz και με έναν 4.15 σταθερό κύκλο λειτουργίας Στο σχήμα 6.2β μπορούμε να παρατηρήσουμε πως η 5 διακοπτική συχνότητα λειτουργίας του αντιστροφέα πηγής τάσης είναι 8kHz ενώ είναι εμφανές το πεδίο στο οποίο επιλέγεται ο ρυθμός με τον οποίο η ψηφιακή κάρτα κάνει εγγραφή/παραγωγή των δεδομένων. 168

185 (α) (β) Σχήμα 6.2: Ρυθμίσεις για την παραγωγή παλμών (α) PWM για τον έλεγχο του μετατροπέα ανύψωσης τάσης και (β) SPWM για τον έλεγχο του αντιστροφέα με πηγή τάσης Μεταβολή της τιμής του φορτίου με χαμηλή τάση τροφοδοσίας από το κύτταρο καυσίμου Όπως αναφέρθηκε και παραπάνω η ελάχιστη τάση με την οποία το κύτταρο καυσίμου μπορεί να τροφοδοτήσει μόνιμα το σύστημα μας είναι τα 25,3V. Σε αυτή την κατηγορία των μετρήσεων αυτή η τάση της εξόδου του κυττάρου καυσίμου παραμένει σταθερή ενώ πραγματοποιούνται 2 μεταβολές στην τιμή του φορτίου (από το φορτίο Α στο Β και αντίστροφα). Σε πρώτη φάση παρουσιάζουμε μια εικόνα από τον παλμογράφο που παρουσιάζει τη τάση στο φορτίο, το ρεύμα στο φορτίο καθώς και τη τάση στην έξοδο του αντιστροφέα με πηγή τάσης (πριν το φίλτρο) όταν η διάταξη μας τροφοδοτεί το φορτίο Α. Σχήμα 6.3: Παλμογραφήματα τάσης φορτίου (πράσινο), τάσης στην έξοδο του ΑΠΤ (βεραμάν) και ρεύματος φορτίου (μοβ) με φορτίο Α και χαμηλή τάση τροφοδοσίας. 169

186 % of Fundamental Harmonic Από το Σχήμα 6.3 και μετρήσεις που πραγματοποιήθηκαν στο εργαστήριο, έχουμε τις παρακάτω πληροφορίες: Πίνακας 6.1: Μετρήσεις για το φορτίο Α, με χαμηλή τάση τροφοδοσίας. Ενεργός ισχύς στο φορτίο(w) 6,36*3=19,08W Άεργος ισχύς στο φορτίο(var) 12,5*3=37,50Var Συντελεστής ισχύος φορτίου Γωνία φάσης φορτίου o Ρεύμα φορτίου ανά φάση(α) 0,095Α Είναι φανερό αρχικά, πως το ρεύμα του φορτίου καθυστερεί της τάσης, κάτι που είναι απολύτως λογικό μιας και το φορτίο Α έχει έντονο επαγωγικό χαρακτήρα. Ο επαγωγικός χαρακτήρας του φορτίου Α φαίνεται και από τον συντελεστή ισχύος (και κατ επέκταση από την γωνία φάσης) που έχει καταγραφεί από τον παλμογράφο και φαίνεται στον πίνακα 6.1. Στον ίδιο πίνακα μια χρήσιμη παρατήρηση η οποία μπορεί να γίνει είναι πως η συνολική ενεργός και άεργος ισχύς υπολογίσθηκε αφού πολλαπλασιάσαμε τα αντίστοιχα μεγέθη, τα οποία κατεγράφησαν από τον παλμογράφο, με το 3, ώστε να δώσουμε την συνολική ενεργό και άεργο τριφασική ισχύ στο φορτίο. Στον πίνακα έχουμε συμπεριλάβει την τιμή του ρεύματος φορτίου όπως αυτό μετρήθηκε από ένα αμπερόμετρο. Στο διάγραμμα που ακολουθεί παρουσιάζουμε μία άποψη από το αρμονικό περιεχόμενο της τάσης φορτίου, το οποίο αποκτήθηκε με την βοήθεια του παλμογράφου που χρησιμοποιήθηκε. 1,0 0,9 0,8 0,7 0,6 0,5 0,4 0,3 0,2 0,1 0, Multiplier of Fundamental Harmonic 170 THD-F: 2,3757% Fundamental Frequency: 49,996Hz Σχήμα 6.4: Αρμονικό περιεχόμενο της τάσης στο φορτίο ως ποσοστό % επί της βασικής αρμονικής για κάθε πολλαπλάσιο της για το φορτίο Α με χαμηλή τάση τροφοδοσίας

187 % of Fundamental Harmonic Παρατηρούμε πως το συνολικό αρμονικό περιεχόμενο (THD), το οποίο ορίστηκε στο υποκεφάλαιο 2.5.1, είναι 2,3757% και είναι σύμφωνο με τους κανονισμούς (μικρότερο του 4%) όπως αυτοί ορίστηκαν στο ίδιο υποκεφάλαιο. Χρήσιμη είναι η παρατήρηση πως οι αρμονικές γύρω από την πέμπτη είναι οι υψηλότερες κάτι λογικό βλέποντας ότι το φίλτρο που χρησιμοποιήσαμε και παρουσιάσαμε στο υποκεφάλαιο έχει συχνότητας αποκοπής στα 500Hz (δέκατη αρμονική). Ακολουθεί το διάγραμμα που παρουσιάζεται το αρμονικό περιεχόμενο του ρεύματος στο φορτίο: 4,0 3,5 THD-F: 22,528% Fundamental Frequency:50,02Hz 3,0 2,5 2,0 1,5 1,0 0,5 0, Multiplier of Fundamental Harmonic Σχήμα 6.5: Αρμονικό περιεχόμενο του ρεύματος στο φορτίο ως ποσοστό % επί της βασικής αρμονικής για κάθε πολλαπλάσιο της για το φορτίο Α με χαμηλή τάση τροφοδοσίας. Είναι φανερό από το Σχήμα 6.5 ότι μετρήθηκε ένα ιδιαίτερα υψηλό αρμονικό περιεχόμενο, της τάξεως του 22,258%, το οποίο είναι αρκετά υψηλότερο από το όριο του 5% που θέτει ο κανονισμός. Αυτό μπορεί να αποδοθεί στην επαγωγική φύση του φορτίου (βλέπουμε από τον πίνακα 6.1 ο συντελεστής ισχύος είναι της τάξεως του 0,453) αλλά κυρίως και στην σημαντική δυσκολία που παρουσιάζει η μέτρηση ρεύματος με τον παλμογράφο καθώς παρουσιάζει ιδιαίτερη ευαισθησία στον θόρυβο (αυτό είναι φανερό και από τις ιδιαίτερα υψηλές τιμές των αρμονικών στις πολύ υψηλές συχνότητες). Παρακάτω παρουσιάζουμε το παράθυρο γραφικών του Labview το οποίο μας δίνει την δυνατότητα να παρακολουθούμε την τάση στο φορτίο, τον συντελεστή διαμόρφωσης (modulation index), την υποβιβασμένη τάση φορτίου (όπως και τον ρυθμό δειγματοληψίας της κάρτας που έχει επιλεχθεί) η οποία εισέρχεται στην ψηφιακή μας κάρτα ώστε να πραγματοποιηθεί ο έλεγχος και τέλος το παραγόμενο από την κάρτα ημιτονικό σήμα το οποίο χρησιμοποιείται για την παραγωγή των παλμών SPWM. 171

188 (α) (β) Σχήμα 6.6: Συντελέστης διαμόρφωσης(α) και τάση φορτίου(β) στο παράθυρο γραφικών του Labview. Σχήμα 6.7: Υποβαθμισμένη τάση και παράγωμενο ημίτονο στο παράθυρο γραφικών του Labview. Σε επόμενο στάδιο, θα εξετάσουμε πως ανταποκρίνεται το σύστημα μας σε μεταβολές του φορτίου όταν δεν επιδρά ο ευφυής έλεγχος. Με αυτόν τον τρόπο, αφού επιλέξουμε τον κατάλληλο συντελεστή διαμόρφωσης ώστε στο φορτίο μας να έχουμε την επιθυμητή τάση των 230V και αφού έχουμε παρακάμψει την λειτουργία του ασαφούς ελέγχου, πραγματοποιούμε διαδοχικά μεταβολή από φορτίο Α σε Β και αντίστροφα. Παρουσιάζουμε αρχικά τις μεταβολές που πραγματοποιούνται στην τάση, το ρεύμα και την ισχύ της συστοιχίας κυττάρων (Stack Voltage,Stack Current) όσο και στην τάση εξόδου του κυττάρου καυσίμου (Battery Voltage). Έπειτα παρουσιάζουμε τις αλλαγές στην τάση του φορτίου και στον συντελεστή διαμόρφωσης με βάση τις τιμές που κατεγράφησαν από το Labview και από το σύστημα καταγραφής δεδομένων που προσφέρει στον χρήστη το κύτταρο καυσίμου (Παράρτημα Α). Στο Παράρτημα Α μπορούμε επίσης να δούμε πως το ελάχιστο διάστημα μεταξύ των μετρήσεων από το κύτταρο καυσίμου είναι 0.2s ενώ τα διαγράμματα για την τάση φορτίου και το συντελεστή διαμόρφωσης κατασκευάσθηκαν με την βοήθεια της δυνατότητας που μας δίνει το Labview για καταγραφή μετρήσεων σε αρχείο. Θυμίζουμε πως αυτή την δυνατότητα την έχουμε αναλύσει διεξοδικά στο βήμα 5 του υποκεφαλαίου όπου περιγράφεται η υλοποίηση του ασαφούς ελέγχου. 172

189 Modulation Index Stack Voltage (V) Stack Current (A) Stack Power (W) Battery Voltage (V) Load Voltage (V) Battery V (V) Stack P (W) Stack I (A) Stack V (V) (A) Time (s) Load A to B Load B to A 1,15 1,10 Modulation Index Load Voltage (V) ,05 1,00 0,95 0,90 0,85 0,80 0, , (B) Load A to B Load B to A Time (s) 200 Σχήμα 6.8: (Α):Μεταβολή τάσης, ρεύματος και ισχύος συστοιχίας ΚΚ και τάσης εξόδου/μπαταρίας του κυττάρου (Β): Μεταβολή τάσης φορτίου και συντελεστή διαμόρφωσης, χωρίς έλεγχο, για αλλαγή από φορτίο Α σε Β και αντίστροφα με χαμηλή τάση τροφοδοσίας. 173

190 Βασική παρατήρηση είναι πως ο συντελεστής διαμόρφωσης παραμένει αμετάβλητος κάτι το οποίο είναι απολύτως λογικό από την στιγμή που δεν είναι ενεργοποιημένος ο ασαφής έλεγχος. Διαπιστώνουμε επίσης ότι με την πρώτη μεταβολή φορτίου η τάση στα άκρα του δεν διορθώνεται, μετά από μια πτώση περίπου 10V, προς την επιθυμητή τιμή, κάτι που όπως θα φανεί παρακάτω, το πραγματοποιεί ο ευφυής έλεγχος. Η τάση στο φορτίο επιστρέφει εδώ στην ονομαστική της τιμή μόνο με την δεύτερη μεταβολή φορτίου. Τέλος, να επισημανθεί ότι το κύτταρο καυσίμου αντιδρά σχεδόν άμεσα στην καινούργια απαίτηση ισχύος παρέχοντας περίπου 70W σε 1s. Επόμενο βήμα λοιπόν είναι, η παρουσίαση της αντίδρασης του ευφυούς ελέγχου που έχουμε ενσωματώσει στο μοντέλο και έχει ως αποστολή να επαναφέρει την τιμή της τάσης στο επιθυμητό επίπεδο μετά την διαταραχή που προκαλεί η αλλαγή στο φορτίο. α) Μεταβολή από φορτίο Α σε φορτίο Β. Αρχικά, μπορούμε να παρατηρήσουμε την επαναφορά της τάσης στο επιθυμητό επίπεδο των 230V και την μεταβολή στον συντελεστή διαμόρφωσης ώστε να επιτευχθεί αυτή η διόρθωση, μέσα από τον παράθυρο γραφικών του Labview. (α) (β) Σχήμα 6.9: Συντελέστης διαμόρφωσης(α) και τάση φορτίου(β) στο παράθυρο γραφικών του Labview. Παρακάτω παραθέτουμε επίσης μια εικόνα των παλμών SPWM στην κατάσταση πριν την μεταβολή φορτίου και αμέσως μετά την δράση του ελέγχου και την επαναφορά της τάσης στην επιθυμητή τιμή. Είναι εμφανής η επίδραση που έχει η μεταβολή του συντελεστή διαμόρφωσης στην μορφή των παραγόμενων παλμών SPWM που θυμίζουμε πως τροφοδοτούν τον αντιστροφέα με πηγή τάσης. Θυμίζουμε σε αυτό το σημείο ότι δεν υπάρχει κάποιος έλεγχος στους παλμούς PWM που τροφοδοτούν τον μετατροπέα ανύψωσης τάσης (λειτουργεί με σταθερό βαθμό εργασίας) και συνεπώς παραμένουν αμετάβλητοι. 174

191 Stack Voltage (V) Stack Current (A) Stack Power (W) Battery Voltage (V) (α) (β) Σχήμα 6.10: Παραγώμενοι παλμοί SPWM και PWM πριν (α) και μετά (β) την αλλαγή φορτίου μέσα από το παράθυρο γραφικών του Labview. Στο επόμενο στάδιο, παραθέτουμε διαγράμματα που καταγράφουν την μεταβολή στην τάση, το ρεύμα και την ισχύ της συστοιχίας κυττάρων (Stack Voltage,Stack Current) όσο και στην τάση εξόδου του κυττάρου καυσίμου (Battery Voltage) ενώ παρουσιάζουμε πάλι υπό μορφή διαγράμματος την μεταβολή στην τάση του φορτίου και το συντελεστή διαμόρφωσης ,4 26,2 26,0 25,8 25,6 Battery V (V) Stack P (W) Stack I (A) Stack V (V) From Load A to Load B (A) 175 Time(s)

192 Modulation Index Load Voltage (V) 1,06 1,04 1,02 1,00 0,98 0,96 0,94 Modulation Index Load Voltage (V) ,92 0,90 0,88 0,86 0,84 3,2 s , Time (s) (B) 200 Σχήμα 6.11: (Α):Μεταβολή τάσης, ρεύματος και ισχύος συστοιχίας ΚΚ και τάσης εξόδου/μπαταρίας του κυττάρου (Β): Μεταβολή τάσης φορτίου και συντελεστή διαμόρφωσης, με έλεγχο, για αλλαγή από φορτίο Α σε Β με χαμηλή τάση τροφοδοσίας. Αυτή η επανάληψη στην παρουσίαση όσον αφορά τα δύο τελευταία μεγέθη, συνίσταται καθώς αυτήν την φορά υπάρχει κοινή κλίμακα χρόνου με τα μεγέθη που εξετάζουμε γύρω από το κύτταρο καυσίμου οπότε είναι σαφές πως καθίσταται πιο εύκολη η πραγματοποίηση συγκρίσεων και η εξαγωγή συμπερασμάτων Οι παρατηρήσεις που χρειάζεται να γίνουν εδώ είναι καταρχάς ότι παρατηρούμε πως από την στιγμή που η τάση φορτίου, λόγω της ανισορροπίας της ισχύς που προκλήθηκε από την αλλαγή φορτίου, φθάσει στην ελάχιστη τιμή της ο ασαφής έλεγχος την επαναφέρει (μέσω της αύξησης του συντελεστή διαμόρφωσης) στην επιθυμητή τιμή των 230V μετά από 3.2s. Στο Σχήμα 6.11α παρατηρούμε επίσης ότι την στιγμή της έναρξης της πτώσης τάσης στο φορτίο (στα 0.8s) το ρεύμα από την συστοιχία κυττάρων αυξάνεται κάτι απολύτως λογικό αφού όπως έχει ειπωθεί το φορτίο Β έχει μικρότερη τιμή αρά και μεγαλύτερο ρεύμα ρέει από την διάταξη μας που τροφοδοτείται από το κύτταρο καυσίμου. Είναι φανερό όμως ότι αυτή η αύξηση στο ρεύμα από την συστοιχία των κυττάρων συνοδεύεται από μια πτώση της τάσης της συστοιχίας. Αυτό δικαιολογείται πλήρως από την παρακάτω χαρακτηριστική, Σχήμα 6.12, που βρίσκεται στην παραπομπή [19]. Τέλος, παρατηρούμε πως η τάση εξόδου του κύτταρου καυσίμου είναι σχεδόν σταθερή στα 25.8V και όχι στα 25.3V που έχουμε επιλέξει. Αυτό είναι αναμενόμενο σύμφωνα με την παραπομπή [19] στις περιπτώσεις που το κύτταρο καυσίμου τροφοδοτεί με ρεύμα μικρότερο από 10Α την διάταξη. 176

193 Σχήμα 6.12: Τάση συστοιχίας κυττάρων καυσίμου σε σχέση με το ρεύμα αυτών. Μετά την αλλαγή αυτή και καθώς τώρα η πειραματική μας διάταξη τροφοδοτεί το φορτίο Β, παραθέτουμε και πάλι ένα παλμογράφημα στο οποίο φαίνονται η τάση στο φορτίο, το ρεύμα στο φορτίο αλλά και η τάση στην έξοδο του αντιστροφέα (πριν το φίλτρο). Σχήμα 6.13:Παλμογραφήματα τάσης φορτίου (πράσινο), τάσης στην έξοδο του ΑΠΤ (βεραμάν) και ρεύματος φορτίου (μοβ) με φορτίο Β και χαμηλή τάση τροφοδοσίας. Από το Σχήμα 6.13 και μετρήσεις που πραγματοποιήθηκαν στο εργαστήριο, έχουμε τις παρακάτω πληροφορίες: Πίνακας 6.2: Μετρήσεις για το φορτίο B, με χαμηλή τάσης τροφοδοσίας. Ενεργός ισχύς στο φορτίο(w) 69,9W Άεργος ισχύς στο φορτίο(var) 3.15Var Συντελεστής ισχύος φορτίου Γωνία φάσης φορτίου o Ρεύμα φορτίου ανά φάση(α) 0.188A 177

194 % of Fundamental Harmonic Παρατηρούμε σε πρώτο επίπεδο πως πλέον το ρεύμα φορτίου είναι σχεδόν συμφασικό με την τάση. Αυτό είναι αναμενόμενο καθώς το φορτίο Β είναι σχεδόν πλήρως ωμικό κάτι που φαίνεται και από το συντελεστή ισχύος του φορτίου. Στον παραπάνω πίνακα μια χρήσιμη παρατήρηση η οποία μπορεί να γίνει είναι πως η συνολική ενεργός και άεργος ισχύς υπολογίσθηκε χωρίς να πολλαπλασιάσαμε τα αντίστοιχα μεγέθη τα οποία κατεγράφησαν από τον παλμογράφο με το συντελεστή 3. Αυτό γίνεται διότι χρειάστηκε να περαστεί 3 φορές ο ρευματοφόρος αγωγός στον όργανο μέτρησης ρεύματος του παλμογράφου (current probe) ώστε να έχουμε την κατά δυνατόν ορθότερη μέτρηση. Αυτό όμως όπως είναι φυσικό, είχε ως αποτέλεσμα να μετρηθεί ένα τριπλάσιο από το σωστό ρεύμα από τον παλμογράφο το οποίο αντισταθμίζει την ανάγκη πολλαπλασιασμού τις ισχύος με τον αριθμό των φάσεων, δηλαδή το 3. Στην συνέχεια παρουσιάζουμε το αρμονικό περιεχόμενο της τάσης φορτίου όπως αυτό καταγράφηκε από τον παλμογράφο της πειραματικής διάταξης. 2,0 1,8 1,6 1,4 1,2 1,0 0,8 0,6 0,4 0,2 0,0 THD-F: 3,1631% Fundamental Frequency: 50,01 Hz Multiplier of Fundamental Harmonic Σχήμα 6.14: Αρμονικό περιεχόμενο της τάσης στο φορτίο ως ποσοστό % επί της βασικής αρμονικής για κάθε πολλαπλάσιο της για το φορτίο Β και χαμηλή τάση τροφοδοσίας. Παρατηρούμε πως το συνολικό αρμονικό περιεχόμενο (THD) είναι 3,1631% και είναι σύμφωνο με τους κανονισμούς (μικρότερο του 4%) ενώ και σε αυτή την περίπτωση οι αρμονικές με την μεγαλύτερη συνεισφορά στο συνολικό αρμονικό περιεχόμενο είναι γύρω από την 5 η αρμονική. Ακολουθεί το διάγραμμα που παρουσιάζεται το αρμονικό περιεχόμενο του ρεύματος στο φορτίο: 178

195 % of Fundamental Harmonic 2,0 1,8 1,6 1,4 1,2 1,0 0,8 0,6 0,4 0,2 0,0 THD-F: % Fundamental Frequency: 49,97 Hz Multiplier of Fundamental Harmonic Σχήμα 6.15: Αρμονικό περιεχόμενο του ρεύματος στο φορτίο ως ποσοστό % επί της βασικής αρμονικής για κάθε πολλαπλάσιο της για το φορτίο Β και χαμηλή τάση τροφοδοσίας. Παρατηρούμε πως το συνολικό αρμονικό περιεχόμενο (THD) είναι % και είναι σύμφωνο με τους κανονισμούς (μικρότερο του 5%). Στην αντίστροφη μεταβολή έχουμε: β)μεταβολή από φορτίο Β σε φορτίο Α. Σε αυτήν την περίπτωση έχουμε την αντίστροφη αλλαγή στο φορτίο το οποίο τροφοδοτείται από την πειραματική μας διάταξη και περνάμε από το φορτίο Β στο φορτίο Α. Παρουσιάζουμε αρχικά την μεταβολή και την επαναφορά στην επιθυμητή τάση όπως αυτή καταγράφηκε μέσα από το παράθυρο γραφικών του Labview ενώ ακολουθούν τα καταγραφόμενα μεγέθη από την συστοιχία των κυττάρων καυσίμου σε κοινή κλίμακα χρόνου με την τάση στο φορτίο και τον συντελεστή διαμόρφωσης. (α) (β) Σχήμα 6.16: Συντελέστης διαμόρφωσης(α) και τάση φορτίου(β) στο παράθυρο γραφικών του Labview. 179

196 Modulation Index Stack Voltage (V) Stack Current (A) Stack Power (W) Battery Voltage(V) Load Voltage (V) ,5 Battery V (V) 26,0 25,5 25, Stack P (W) Stack I (A) Stack V (V) From Load B to A (A) Time (s) 1,10 1,08 1,06 1,04 1,02 1,00 0,98 0,96 0,94 0,92 0,90 0,88 0,86 3,4s Modulation Index Load Voltage (V) 0, Time (s) (B) Σχήμα 6.17: (Α):Μεταβολή τάσης, ρεύματος και ισχύος συστοιχίας ΚΚ και τάσης εξόδου/μπαταρίας του κυττάρου (Β): Μεταβολή τάσης φορτίου και συντελεστή διαμόρφωσης, με έλεγχο, για αλλαγή από φορτίο Β σε Α με χαμηλή τάση τροφοδοσίας

197 Παρατηρούμε ότι και σε αυτήν την αντίστροφη μεταβολή φορτίου ο ευφυής έλεγχος, μέσω της μείωσης του συντελεστή διαμόρφωσης, επανέφερε την τάση φορτίου στα 230 V μετά την υπερύψωση (περίπου 17V) που προκάλεσε η ανισορροπία στην ισχύ λόγω της αλλαγής στο φορτίο, μέσα σε 3.4s. Όπως είναι φυσιολογικό παρατηρούμε μια μείωση στο ρεύμα από την συστοιχία των κυττάρων κάτι που όπως εξηγήσαμε ήδη με το διάγραμμα στο Σχήμα 6.12 είναι φυσιολογικό να συνοδεύεται από μια αύξηση της τάσης αυτών. Επίσης, είναι λογικό η τάση εξόδου του κυττάρου καυσίμου να είναι πάνω από τα 25.3V που έχουμε επιλέξει, κάτι που επίσης αναλύθηκε παραπάνω. Τέλος, στο Σχήμα 6.17(β) μπορούμε να διαπιστώσουμε πως μετά τα 4.8s όπου το σύστημά μας έχει επανέλθει στην σταθερή κατάσταση του, η τάση στο φορτίο παρουσιάζει μια διακύμανση γύρω από την επιθυμητή τιμή των 230 V. Αυτό μας δείχνει ότι ο ασαφής έλεγχος δεν μπορεί να «κλειδώσει» ακριβώς στην επιθυμητή τιμή. Αυτό θα μπορούσε να λυθεί αν επιλέγαμε μια συνάρτηση συμμετοχής για το ασαφές σύνολο «ΟΚ» της εξόδου του ελεγκτή (φαίνεται στο Σχήμα 5.38) με πιο ευρύ πλάτος. Αυτό θα είχε ως αποτέλεσμα καθώς η τάση του φορτίου είναι κοντά στην ονομαστική τιμή της, ο ελεγκτής να παράγει μικρότερες τιμές εξόδου. Αυτό σημαίνει πως θα υπήρχαν μικρότερες μεταβολές στην τάση του φορτίου και ο έλεγχος θα σταθεροποιούταν πιο εύκολα στο επιθυμητό σημείο. Είναι προφανές όμως, ότι μικρότερες τιμές στην έξοδο του ελεγκτή θα σήμαινε και μεγαλύτερος χρόνος αποκατάστασης της διαταραχής, συνεπώς μπορούμε να πούμε ότι η επιλογή μας συνιστά ένα είδος συμψηφισμού Μεταβολή της τιμής του φορτίου με υψηλή τάση τροφοδοσίας από το κύτταρο καυσίμου Σε αυτό το υποκεφάλαιο εξετάζουμε την συμπεριφορά της πειραματική μας διάταξη κατά την εναλλαγή στο φορτίο ενώ το κύτταρο καυσίμου έχει ως τάση εξόδου την μέγιστη δυνατή τιμή, δηλαδή τα 30V. Όπως και πριν αρχικά η διάταξη μας τροφοδοτεί το φορτίο Α. Αρχίζουμε την παρουσίαση των πειραματικών δεδομένων μ ένα παλμογράφημα στο οποίο φαίνονται η τάση και το ρεύμα στο φορτίο αλλά και η τάση στην έξοδο του αντιστροφέα πηγής τάσης (πριν το φίλτρο). 181

198 Σχήμα 6.18:Παλμογραφήματα τάσης φορτίου (πράσινο), τάσης στην έξοδο του ΑΠΤ (βεραμάν) και ρεύματος φορτίου (μοβ) για φορτίο Α και υψηλή τάση τροφοδοσίας. Από το Σχήμα 6.18 και μετρήσεις που πραγματοποιήθηκαν στο εργαστήριο, έχουμε τις παρακάτω πληροφορίες: Πίνακας 6.3: Μετρήσεις για το φορτίο Α, με υψηλή τάση τροφοδοσίας. Ενεργός ισχύς στο φορτίο(w) 6,41*3=19,43W Άεργος ισχύς στο φορτίο(var) 12,8*3=38,4Var Συντελεστής ισχύος φορτίου 0,448 Γωνία φάσης φορτίου 63,40 o Ρεύμα φορτίου ανά φάση(α) 0,099A Αρχική παρατήρηση είναι πάλι η καθυστέρηση του ρεύματος φορτίου από την τάση εξ αιτίας της έντονης επαγωγικής φύσης του φορτίου ενώ για τον υπολογισμό της συνολικής ενεργού και άεργου ισχύος χρειάζεται πολλαπλασιασμός των τιμών που υπολογίζει ο παλμογράφος με τον αριθμό των φάσεων, δηλαδή 3. Εξετάζοντας το αρμονικό περιεχόμενο της τάσης φορτίου, με την βοήθεια των μετρήσεων που αποκτήθηκαν με τον παλμογράφο, έχουμε: 182

199 % of Fundamental Harmonic % of Fundamental Harmonic 2,0 1,8 1,6 1,4 1,2 1,0 0,8 0,6 0,4 0,2 0, Multiplier of Fundamental Harmonic THD-F: 3,9432% Fundamental Frequency: 50,02 Hz Σχήμα 6.19: Αρμονικό περιεχόμενο της τάσης στο φορτίο ως ποσοστό % επί της βασικής αρμονικής για κάθε πολλαπλάσιο της για το φορτίο Α και υψηλή τάση τροφοδοσίας. Παρατηρούμε πως το συνολικό αρμονικό περιεχόμενο (THD) είναι 3,9432% και είναι σύμφωνο με τους κανονισμούς (μικρότερο του 4%) ενώ οι κυρίαρχες αρμονικές συνεχίζουν να βρίσκονται στην περιοχή της 5 ης αρμονικής. Ακολουθεί το διάγραμμα που παρουσιάζεται το αρμονικό περιεχόμενο του ρεύματος στο φορτίο: 5,5 5,0 4,5 4,0 3,5 3,0 2,5 2,0 1,5 1,0 0,5 0, Multiplier of Fundamental Harmonic THD-F:25,17% Fundamental Frequency: 50,03 Hz Σχήμα 6.20: Αρμονικό περιεχόμενο του ρεύματος στο φορτίο ως ποσοστό % επί της βασικής αρμονικής για κάθε πολλαπλάσιο της για το φορτίο Α και υψηλή τάση τροφοδοσίας. Είναι φανερό πως το συνολικό αρμονικό περιεχόμενο του ρεύματος είναι και εδώ υψηλό, 25.17% συγκεκριμένα, όταν ο κανονισμός θέτει ως όριο το 5%. Όπως αναφέραμε ήδη αυτό μπορεί να αποδοθεί τόσο στην επαγωγική φύση του φορτίου όσο και στον θόρυβο που αποτελεί σημαντική παράμετρος στην μέτρηση του ρεύματος από τον παλμογράφο (αυτό φαίνεται και από το μεγάλο ποσοστό που κατέχουν οι αρμονικές στις πολύ υψηλές συχνότητες). 183

200 Modulation Index Stack Voltage (V) Stack Current (A) Stack Power (W) Battery Voltage (V) Load Voltage (V) Έπειτα, θα δούμε πως αντιδρά το σύστημα μας σε αυτές τις συνθήκες, χωρίς τον ασαφή έλεγχο, καθώς πραγματοποιούμε δύο αλλαγές φορτίου (από φορτίο Α σε Β και αντίστροφα) Battery V (V) Stack P (W) 6 5 Stack I (A) Stack V (V) (A) Time (s) Load A to B Load Bto A 1,10 1,05 1,00 0,95 Modulation Index Load Voltage (V) ,90 0,85 0,80 0, , (B) Load A to B Load B to A Time (s) 200 Σχήμα 6.21: (Α):Μεταβολή τάσης, ρεύματος και ισχύος συστοιχίας ΚΚ και τάσης εξόδου/μπαταρίας του κυττάρου (Β): Μεταβολή τάσης φορτίου και συντελεστή διαμόρφωσης, χωρίς έλεγχο, για αλλαγή από φορτίο Α σε Β και αντίστροφα με υψηλή τάση τροφοδοσίας. 184

201 Είναι σαφές ότι και σε αυτήν την περίπτωση, με την απουσία του ασαφούς ελέγχου, η τάση φορτίου αδυνατεί να διορθωθεί προς την επιθυμητή τιμή μετά την μεταβολή του φορτίου και την βύθιση κατά 10V περίπου που αυτή προκαλεί. Αυτό μπορεί να χαρακτηρισθεί ως αναμενόμενο αν παρατηρήσουμε πως ο συντελεστής διαμόρφωσης δεν μεταβάλλεται από την τιμή που του έχουμε δώσει (ώστε να επιτύχουμε 230V για τιμή τάσης στο φορτίο) πριν τις μεταβολές του φορτίου. Η τάση φορτίου επιστρέφει στην ονομαστική της τιμή μόνο με την αντίστροφη αλλαγή στο φορτίο. Τέλος, να υπογραμμιστεί πως και εδώ το κύτταρο καυσίμου αντιδρά άμεσα στην νέα απαίτηση ισχύος προσφέροντας 70W σε 1s περίπου. Ενεργοποιώντας τώρα την λειτουργία του ευφυούς ελέγχου ας εξετάσουμε την συμπεριφορά του συστήματος ξεχωριστά για τις δύο μεταβολές του φορτίου: α) Μεταβολή από φορτίο Α σε Β. Σε πρώτο επίπεδο θα εξετασθεί η αντίδραση του ελέγχου στην περίπτωση αλλαγής από το φορτίο Α (ωμικοεπαγωγικού χαρακτήρα) στο φορτίο Β (καθαρά ωμικού χαρακτήρα). Παραθέτουμε αρχικά, το πώς φαίνεται η διόρθωση της τάσης του φορτίου (ως αποτέλεσμα της μεταβολής του συντελεστή διαμόρφωσης) στην επιθυμητή τιμή μέσα από το παράθυρο γραφικών του Labview. (α) (β) Σχήμα 6.22: Συντελέστης διαμόρφωσης(α) και τάση φορτίου(β) στο παράθυρο γραφικών του Labview. Στη συνέχεια, παρουσιάζουμε μια άποψη των παλμών SPWM οι οποίοι ελέγχουν την έναυση και την σβέση των ηλεκτρονικών στοιχείων ισχύος του αντιστροφέα με πηγή τάσης. Παρατηρούμε με αυτό τον τρόπο την αλλαγή που επιφέρει η αύξηση του συντελεστή διαμόρφωσης στους παλμούς SPWM ως προς την μορφή που αυτοί έχουν στις μόνιμες καταστάσεις πριν και μετά την αλλαγή στο φορτίο. 185

202 Stack Voltage (V) Stack Current (A) Stack Power (W) Battery Voltage (V) (α) (β) Σχήμα 6.23: Παραγώμενοι παλμοί SPWM και PWM πριν (α) και μετά (β) την αλλαγή φορτίου μέσα από το παράθυρο γραφικών του Labview. Στην συνέχεια παρουσιάζουμε με κοινή κλίμακα χρόνου τόσο τα μεγέθη που μας αφορούν γύρω από το κύτταρο καυσίμου (τάση, ρεύμα και ισχύς συστοιχίας κυττάρων όπως και τάση εξόδου του κυττάρου) όσο και την τάση στο φορτίο μαζί με τον συντελεστή διαμόρφωσης Battery V (V) Stack P (W) Stack I (A) Stack V (V) From Load A to B (A) Time(s) 186

203 Modulation Index Load Voltage (V) 0,90 0,88 0,86 0,84 0,82 0,80 0,78 0,76 0,74 0,72 0,70 2,6s Modulation Index Load Voltage (V) 0, , (B) Time (s) Σχήμα 6.24: (Α):Μεταβολή τάσης, ρεύματος και ισχύος συστοιχίας ΚΚ και τάσης εξόδου/μπαταρίας του κυττάρου (Β): Μεταβολή τάσης φορτίου και συντελεστή διαμόρφωσης, με έλεγχο, για αλλαγή από φορτίο Α σε Β με υψηλή τάση τροφοδοσίας. Διαπιστώνουμε λοιπόν πως μετά την ολοκλήρωση της πτώση τάσης λόγω της αλλαγής από το φορτίο Α στο φορτίο Β ο ευφυής έλεγχος χρειάζεται 2.6s ώστε να επιτύχει έναν τέτοιο συντελεστή διαμόρφωσης ώστε η τάση στο φορτίο να επιστρέψει στα 230V μετά την πτώση που προκάλεσε η ανισσόροπα στην ισχύ. Μπορούμε να παρατηρήσουμε επίσης πως ο έλεγχος επαναφέρει πιο γρήγορα από πριν την τάση στην ονομαστική της τιμή παρόλο που δεν έχει υποστεί κάποια αλλαγή. Αυτό οφείλεται στην μεγαλύτερη τάση εισόδου που κάνει την μεταφορά ισχύος ταχύτερη. Μια σημαντική επισήμανση επίσης είναι πως τώρα η τάση εξόδου κυττάρου διατηρείται απολύτως σταθερή στα 30V κατά την διάρκεια όλου του φαινομένου κάτι που στην χαμηλή τάση τροφοδοσίας (25.3V) είδαμε πως δεν ήταν εφικτό. Φανερό είναι και εδώ πως η αύξηση του ρεύματος από την συστοιχία κυττάρων συνοδεύεται από μια πτώση στην τάση τους κάτι που όπως έχει αναλυθεί είναι αναμενόμενο. Μετά την αλλαγή στο φορτίο που πραγματοποιήθηκε παραπάνω και την επικράτηση της σταθερής κατάστασης, η διάταξη μας τροφοδοτεί το φορτίο Β με υψηλή τάση τροφοδοσίας από το κύτταρο καυσίμου. Σε αυτές τις συνθήκες παρουσιάζουμε παρακάτω ένα παλμογράφημα στο οποίο φαίνονται η τάση στο φορτίο, το ρεύμα στο φορτίο αλλά και η τάση στην έξοδο του αντιστροφέα (πριν το φίλτρο). 187

204 Σχήμα 6.25:Παλμογραφήματα τάσης φορτίου (πράσινο),τάσης στην έξοδο του ΑΠΤ (βεραμάν) και ρεύματος φορτίου(μοβ) με φορτίο B και υψηλή τάση τροφοδοσίας. Από το Σχήμα 6.25 και μετρήσεις που πραγματοποιήθηκαν στο εργαστήριο, έχουμε τις παρακάτω πληροφορίες: Πίνακας 6.4: Μετρήσεις για το φορτίο B και υψηλή τάση τροφοδοσίας. Ενεργός ισχύς στο φορτίο(w) 71,9W Άεργος ισχύς στο φορτίο(var) 4,84Var Συντελεστής ισχύος φορτίου 0,998 Γωνία φάσης φορτίου 3,852 o Ρεύμα φορτίου ανά φάση(α) 0,195A Είναι αναμενόμενο και σε αυτή την περίπτωση ο ωμικός χαρακτήρας του φορτίου Β να είναι η αιτία που το ρεύμα και η τάση φορτίου είναι σχεδόν συμφασικά. Να τονιστεί το γεγονός πως και σε αυτή την περίπτωση χρειάστηκε να τυλιχθεί 3 φορές ο ρευματοφόρος αγωγός γύρω από το όργανο μέτρησης ρεύματος του παλμογράφου κάτι που εξάλειψε την ανάγκη πολλαπλασιασμού των τιμών ισχύος που δίνει ο παλμογράφος με τον αριθμό των φάσεων, δηλαδή 3. Παρακάτω παρουσιάζουμε το αρμονικό περιεχόμενο της τάσης του φορτίου με την βοήθεια των μετρήσεων του παλμογράφου. 188

205 % of Fundamental Harmonic % of Fundamental Harmonic 3,5 THD-F: 4,012% Fundamental Frequency: 50,02Hz 3,0 2,5 2,0 1,5 1,0 0,5 0, Multiplier of Fundamental Harmonic Σχήμα 6.26: Αρμονικό περιεχόμενο της τάσης στο φορτίο ως ποσοστό % επί της βασικής αρμονικής για κάθε πολλαπλάσιο της για το φορτίο Β και υψηλή τάση τροφοδοσίας. Όπως είναι σαφές το συνολικό αρμονικό περιεχόμενο (THD) είναι 4,012% και είναι στο όριο που θέτουν οι κανονισμοί (μικρότερο ή ίσο του 4%). Ιδιαίτερα εμφανές είναι εδώ πως οι αρμονικές οι οποίες συνεισφέρουν κυρίαρχο ποσοστό στο συνολικό αρμονικό περιεχόμενο είναι στην περιοχή των 250Hz (5 η αρμονική). Ακολουθεί το διάγραμμα που παρουσιάζεται το αρμονικό περιεχόμενο του ρεύματος στο φορτίο: 2,0 1,8 1,6 1,4 1,2 1,0 0,8 0,6 0,4 0,2 0, Multiplier of Fundamental THD-F: 5,126% Fundamental Frequency: 49,98 Hz Σχήμα 6.27: Αρμονικό περιεχόμενο του ρεύματος στο φορτίο ως ποσοστό % επί της βασικής αρμονικής για κάθε πολλαπλάσιο της για το φορτίο Β και υψηλή τάση τροφοδοσίας. 189

206 Stack Voltage (V) Stack Current (A) Stack Power (W) Stack Voltage (V) α) Μεταβολή από φορτίο Β σε Α. Όπως είδαμε παραπάνω μετά την αλλαγή του φορτίου και την επικράτηση της μόνιμης κατάστασης μετά την δράση του ασαφούς ελέγχου τροφοδοτείται το φορτίο Β από την πειραματική μας διάταξη. Πραγματοποιώντας τώρα την αντίστροφη αλλαγή φορτίου, διαπιστώνουμε το πώς αντιδρά ο ενσωματωμένος ευφυής έλεγχος μέσα από το παράθυρο γραφικών. Στην συνέχεια ακολουθούν η τάση φορτίου και ο συντελεστής διαμόρφωσης σχεδιασμένα σε κοινή κλίμακα χρόνου με τα μεγέθη του κυττάρου καυσίμου που μας αφορούν. (α) (β) Σχήμα 6.28: Συντελέστης διαμόρφωσης(α) και τάση φορτίου(β) στο παράθυρο γραφικών του Labview Battery V (V) Stack P (W) Stack I (A) From Load B to A (A) 190 Stack V (V) Time (s)

207 Modulation Index Load Voltage (V) 0,98 0,96 0,94 0,92 0,90 0,88 0,86 0,84 0,82 0,80 0,78 0,76 0,74 0,72 3s (B) Modulation Index Load Voltage (V) 0, Time (s) Σχήμα 6.29: (Α):Μεταβολή τάσης, ρεύματος και ισχύος συστοιχίας ΚΚ και τάσης εξόδου/μπαταρίας του κυττάρου (Β): Μεταβολή τάσης φορτίου και συντελεστή διαμόρφωσης, με έλεγχο, για αλλαγή από φορτίο Β σε Α και υψηλή τάση τροφοδοσίας. Όπως είναι σαφές, ο ασαφής έλεγχος χρειάζεται, 3s για να διορθώσει την τιμή της τάσης του φορτίου στην επιθυμητή των 230 V μετά την υπερύψωση κατά περίπου 15V λόγω της ανισορροπίας ισχύος. Επί προσθέτως, είναι φανερό πως και σε αυτή την περίπτωση το κύτταρο καυσίμου δεν έχει πρόβλημα να διατηρήσει την τάση εξόδου του στην υψηλότερη τιμή, δηλαδή τα 30V, όπως έχουμε ορίσει. Τέλος, παρατηρούμε πως μετά το πέρας του μεταβατικού φαινομένου η τάση παρουσιάζει μια διακύμανση γύρω από την επιθυμητή τιμή των 230V. Την αιτία καθώς και την πιθανή λύση αυτού του φαινομένου τις περιγράψαμε περιμένω Μεταβολή τάσης εισόδου συστήματος για τροφοδοσία φορτίου Β Σε αυτή την κατηγορία μετρήσεων η μεταβολή στην οποία προβαίνουμε ώστε να διασφαλίσουμε την απρόσκοπτη και ορθή λειτουργία του ευφυούς ελεγκτή που κατασκευάσαμε είναι η αλλαγή στην τάση εξόδου (τάση εισόδου συστήματος) του κυττάρου καυσίμου από χαμηλή (25.3V) σε υψηλή (30V) και αντίστροφα, όταν το φορτίο που τροφοδοτεί η διάταξη παραμένει σταθερό. Αρχικά, η πειραματική μας διάταξη τροφοδοτεί σταθερά το φορτίο Β και παρακάτω παρουσιάζουμε την συμπεριφορά της τάσης στο φορτίο, του συντελεστή διαμόρφωσης και των μεγεθών που εξετάζουμε γύρω από το κύτταρο καυσίμου όταν δεν λειτουργεί ο ασαφής έλεγχος. 191

208 Modulation Index Stack Voltage (V) Stack Current (A) Stack Power (W) Battery Voltage (V) Load Voltage (V) Battery V (V) Stack P (W) Stack I (A) Stack V (V) (A) Time (s) Low In.Voltage to High High In.Voltage to Low 1,15 Modulation Index Load Voltage (V) 290 1, , ,00 0, , (B) Low In.Voltage to High Time (s) High In.Voltage to Low 220 Σχήμα 6.30: (Α):Μεταβολή τάσης, ρεύματος και ισχύος συστοιχίας ΚΚ και τάσης εξόδου/μπαταρίας του κυττάρου (Β): Μεταβολή τάσης φορτίου και συντελεστή διαμόρφωσης, χωρίς έλεγχο, για αλλαγή της τάσης εισόδου του συστήματος από χαμηλή σε υψηλή και αντίστροφα και τροφοδοσία φορτίου Β. 192

209 Βασική παρατήρηση που μπορεί να γίνει εδώ είναι πως μια αύξηση περίπου 5V στην τάση εξόδου του κυττάρου καυσίμου (τάση εισόδου για το σύστημα μας) προκαλεί μια υπερύψωση της τάξεως των 60V στην τάση του φορτίου η οποία καταλήγει, στην μόνιμη κατάσταση σε μια διαφορά περίπου 40V από την επιθυμητή τάση των 230V. Ο συντελεστής διαμόρφωσης που αρχικά είχαμε επιλέξει ώστε αρχικά να έχουμε 230V τάση φορτίου, απουσία ελέγχου, παραμένει αμετάβλητος και είναι λογικό να μην υφίσταται καμία διόρθωση η τάση του φορτίου η οποία επανέρχεται στην ονομαστική της τιμή μόνο μετά την αντίστροφη μεταβολή. Αυτό αλλάζει όταν τεθεί σε λειτουργία ο ασαφής έλεγχος όπως θα φανεί παρακάτω αρχικά, με την πρώτη κατηγορία μετρήσεων. Το κύτταρο καυσίμου και εδώ αντιδρά άμεσα στην απαίτηση μεγαλύτερης ή μικρότερης ισχύος (περίπου 30W σε 1s) λόγω της αύξησης ή της μείωσης της τάσης εξόδου του κυττάρου. α) Μεταβολή τάσης εξόδου κυττάρου καυσίμου (εισόδου συστήματος) από χαμηλή σε υψηλή. Με την ενεργοποίηση του ασαφούς ελέγχου στο μοντέλο μας έχουμε την δυνατότητα να δούμε αρχικά πως αυτός ο έλεγχος καταφέρνει να διορθώσει την τάση στο φορτίο στα 230V μετά την αύξηση της τάσης εισόδου του συστήματος. Αυτό φαίνεται μέσω του παραθύρου γραφικών που παρουσιάζουμε στο παρακάτω Σχήμα 6.31: (α) (β) Σχήμα 6.31: Συντελέστης διαμόρφωσης(α) και τάση φορτίου(β) στο παράθυρο γραφικών του Labview. Παρακάτω, παρουσιάζουμε τους παλμούς SPWM στις μόνιμες καταστάσεις πριν και μετά την αλλαγή στην τάση εξόδου του κυττάρου καυσίμου. Εδώ η αλλαγή στην μορφή των παλμών είναι σαφώς πιο έντονη από τις προηγούμενες περιπτώσεις κάτι απολύτως λογικό καθώς τώρα η μεταβολή που χρειάστηκε ο συντελεστής διαμόρφωσης ώστε η τάση στο φορτίο να επανέλθει στο επιθυμητό επίπεδο, είναι μεγαλύτερη. 193

210 Stack Voltage (V) Stack Current (A) Stack Power (W) Battery Voltage (V) Σχήμα 6.32: Παραγώμενοι παλμοί SPWM και PWM πριν (α) και μετά (β) την αλλαγή της τάσης εξόδου του κυττάρου καυσίμου μέσα από το παράθυρο γραφικών του Labview. Έπειτα, παρουσιάζεται η τάση φορτίου και ο συντελεστής διαμόρφωσης σε κοινή κλίμακα χρόνου με τα μεγέθη του κυττάρου καυσίμου που εξετάζουμε Battery V (V) Stack P (W) Stack I (A) (A) Time (s) Low In.Voltage to High 194 Stack V (V)

211 Modulation Index Load Voltage (V) 1,15 1,10 1,05 1,00 0,95 0,90 0,85 0,80 Modulation Index Load Voltage (V) Time (s) (B) 7,6s Σχήμα 6.33: (Α):Μεταβολή τάσης, ρεύματος και ισχύος συστοιχίας ΚΚ και τάσης εξόδου/μπαταρίας του κυττάρου (Β): Μεταβολή τάσης φορτίου και συντελεστή διαμόρφωσης, με έλεγχο, για αλλαγή της τάσης εισόδου του συστήματος από χαμηλή σε υψηλή και τροφοδοσία φορτίου Β. Μελετώντας το παραπάνω σχήμα και τις μεταβολές των μεγεθών που αυτό παρουσιάζει διαπιστώνουμε ότι ο ευφυής έλεγχος χρειάζεται από την στιγμή που η τάση στο φορτίο θα προσεγγίσει την ανώτερη της τιμή, 7.6s για να την επαναφέρει στο επίπεδο των 230V. Αυτός ο χρόνος είναι σημαντικά μεγαλύτερος από αυτόν που χρειαζόταν ο έλεγχος στις προηγούμενες περιπτώσεις όπως είναι απολύτως λογικό καθώς τώρα η μεταβολή της τάσης πάνω στο φορτίο είναι μεγαλύτερη. Μια σημαντική παρατήρηση είναι πως εξαιτίας της δράσης του ελέγχου, ο οποίος αμέσως μόλις αντιληφθεί την άνοδο της τάσης αρχίζει να μειώνει την συντελεστή διαμόρφωσης, έχουμε μικρότερη υπερύψωση της τάσης στο φορτίο όπως και απουσία απότομων ταλαντώσεων με μεγάλο εύρος. Μελετώντας τα διαγράμματα παραπάνω μπορούμε να δούμε και εδώ πως ενώ το κύτταρο καυσίμου κρατά σταθερή την τάση των 30V δεν έχει την δυνατότητα να κάνει για το ίδιο όταν ορίζουμε ως τάση εξόδου του κυττάρου τα 25.3V. Στην τελευταία περίπτωση παρατηρούμε πως ως τάση εξόδου έχουμε μια τάση περίπου 26V. Είναι φανερό ακόμα ότι η υπερύψωση της τάσης φορτίου στα 3.2s, λόγω της αύξησης της τάσης του εξόδου του κυττάρου, προκαλεί αντίστοιχα αιχμές στην τάση και το ρεύμα του κυττάρου καυσίμου. Με την δράση του ασαφούς ελέγχου τα μεγέθη αυτά διορθώνονται προς τις τιμές που είχαν πριν την μεταβολή της τάσης εξόδου του κυττάρου. Όπως όμως διαπιστώνουμε, οι τιμές αυτές δεν επιστρέφουν ακριβώς στις αρχικές τους τιμές και είναι σαφές πως το κύτταρο καυσίμου αποδίδει περισσότερη ενέργεια στο σύστημα. Αυτό το φαινόμενο μπορεί να αποδοθεί στο γεγονός πως στην τελική μόνιμη κατάσταση, η τάση εισόδου για το σύστημα μας είναι μεγαλύτερη και συνεπώς οι επαγωγές που αυτό περιέχει (για παράδειγμα του μετατροπέα ανύψωσης τάσης) καταναλώνουν μεγαλύτερα ποσά αέργου ισχύος. 195

212 Η μεγαλύτερη άεργος ισχύς είναι ισοδύναμη με υψηλότερες απώλειες τις οποίες οφείλει να καλύψει ενεργειακά το κύτταρο καυσίμου, κάτι που δικαιολογεί την μεγαλύτερη παραγωγή ισχύος στην τελική μόνιμη κατάσταση. Στην αντίστροφη μεταβολή, τώρα, έχουμε: α) Μεταβολή τάσης εξόδου κυττάρου καυσίμου (εισόδου συστήματος) από υψηλή σε χαμηλή. Μετά την παραπάνω αλλαγή και αφού πλέον η πειραματική μας διάταξη έχει ως τάση εισόδου τα 30V (ενώ θυμίζουμε ότι τροφοδοτείται σταθερά το φορτίο Β) επιχειρούμε την αντίστροφη μεταβολή επιστρέφοντας στα 25.3V ως τάση εξόδου του κυττάρου καυσίμου. Αρχικά, παρουσιάζουμε την δράση του ελέγχου για αυτή την μεταβολή όπως καταγράφηκε από το παράθυρο γραφικών του Labview ενώ ακολουθούν τα μεγέθη γύρω από το κύτταρο καυσίμου σχεδιασμένα σε κοινή κλίμακα με την τάση φορτίου και το συντελεστή διαμόρφωσης. (α) (β) Σχήμα 6.34: Συντελέστης διαμόρφωσης(α) και τάση φορτίου(β) στο παράθυρο γραφικών του Labview. 196

213 Modulation Index Stack Voltage (V) Stack Current (A) Stack Power (W) Battery Voltage (V) Load Voltage (V) Battery V (V) Stack P (W) Stack I (A) Stack V (V) (A) Time (s) High In.Voltage to Low 1,10 1,05 1,00 0,95 0,90 0,85 0,80 0,75 0,70 Modulation Index Load Voltage (V) 190 0, (B) 7,6s Time (s) Σχήμα 6.35: (Α):Μεταβολή τάσης, ρεύματος και ισχύος συστοιχίας ΚΚ και τάσης εξόδου/μπαταρίας του κυττάρου (Β): Μεταβολή τάσης φορτίου και συντελεστή διαμόρφωσης, με έλεγχο, για αλλαγή της τάσης εισόδου του συστήματος από υψηλή σε χαμηλή και τροφοδοσία φορτίου Β. 197

214 Stack Voltage (V) Stack Current (A) Stack Power (W) Battery Voltage (V) Μετά την εξέταση των παραπάνω διαγραμμάτων είναι φανερό πως ο ευφυής έλεγχος χρειάζεται, από την στιγμή που η τάση στο φορτίο έχει φθάσει στην ελάχιστη τιμή της εξαιτίας της μείωσης της τάσης εξόδου του κυττάρου, 7.6s για να την επαναφέρει στα 230V ενώ είναι σαφές πως ο συντελεστής διαμόρφωσης αρχίζει να αυξάνεται με σκοπό να πραγματοποιηθεί η διόρθωση στην τάση όταν η τάση στο φορτίο βρίσκεται στην διαδικασία καθόδου ακόμα. Οι αιχμές στην τάση και το ρεύμα της συστοιχίας των κυττάρων είναι και εδώ εμφανή ως αποτέλεσμα του βυθίσματος τάσης στο φορτίο ενώ πρέπει να επισημανθεί ότι μετά την δράση του ελέγχου η νέα μόνιμη τιμή του ρεύματος κυττάρου (καθώς και η ισχύς) έχει χαμηλότερη τιμή από την αρχική (αντίστοιχα η τάση κυττάρου έχει υψηλότερη από την αρχική). Την αιτιολογία αυτού του φαινομένου την δώσαμε στην προηγούμενη μεταβολή Μεταβολή τάσης εισόδου συστήματος για τροφοδοσία φορτίου A Σε αυτό το υποκεφάλαιο θα παρουσιάσουμε την τελευταία ομάδα μετρήσεων. Σε αυτή τη περίπτωση, αλλάζει ξανά η τάση εξόδου του κυττάρου καυσίμου όταν όμως η διάταξη μας τροφοδοτεί το ωμικοεπαγωγικό φορτίο μεγάλης τιμής (φορτίο Α).Σε πρώτη φάση, παρουσιάζουμε την αντίδραση του συστήματος μας όταν δεν βρίσκεται σε λειτουργία ο ασαφής έλεγχος, μέσω των τιμών που κατεγράφησαν από το κύτταρο καυσίμου και το Labview Battery V (V) Stack P (W) Stack I (A) Time (s) (A) Low In.Voltage to High High In.Voltage to Low 198 Stack V (V)

215 Modulation Index Load Voltage (V) Modulation Index Load Voltage (V) Time (s) (B) Low In.Voltage to High High In.Voltage to Low Σχήμα 6.36: (Α):Μεταβολή τάσης, ρεύματος και ισχύος συστοιχίας ΚΚ και τάσης εξόδου/μπαταρίας του κυττάρου (Β): Μεταβολή τάσης φορτίου και συντελεστή διαμόρφωσης, χωρίς έλεγχο, για αλλαγή της τάσης εισόδου του συστήματος από χαμηλή σε υψηλή και αντίστροφα και τροφοδοσία φορτίου Α. Είναι φανερό πως απουσία ελέγχου ο συντελεστής διαμόρφωσης που αρχικά έχει επιλέγει παραμένει σταθερός κατά την διάρκεια όλου του φαινομένου ενώ η τάση στο φορτίο στα 4.2s παρουσιάζει μια υπερύψωση στην τάση της τάξεως των 70V, λόγω της αύξησης της τάσης εξόδου του κυττάρου, ενώ μετά από ταλαντώσεις καταλήγει στην μόνιμη κατάσταση που απέχει περίπου 45V από την επιθυμητή. Η τάση στο φορτίο επιστρέφει στην ονομαστική της τιμή όταν πραγματοποιείται η αντίστροφη μεταβολή, δηλαδή στα 12s. Βλέπουμε επίσης, πως το κύτταρο καυσίμου έχει την δυνατότητα περίπου σε 1s να αποδώσει την παραπάνω ισχύ που του ζητείται στα 4.2 ενώ αυτό συνοδεύεται όπως είναι λογικό με μια αντίστοιχη αύξηση στο ρεύμα από την συστοιχία κυττάρων. Την ίδια άμεση αντίδραση παρατηρούμε και στα 12s όπου πλέον ζητείται μικρότερη ισχύ από το κύτταρο καυσίμου. Με την ενεργοποίηση του ασαφούς ελέγχου έχουμε: α) Μεταβολή τάσης εξόδου κυττάρου καυσίμου (εισόδου συστήματος) από χαμηλή σε υψηλή. Αρχικά παρουσιάζουμε πως αντιδρά ο έλεγχος στην συγκεκριμένη μεταβολή όπως αυτό φαίνεται μέσα από το παράθυρο γραφικών ενώ παρακάτω δίνεται μια άποψη των παλμών 199

216 SPWM στην μόνιμη κατάσταση πριν και μετά την αλλαγή (αύξηση) της τάσης εξόδου του κυττάρου καυσίμου. (α) (β) Σχήμα 6.37: Συντελέστης διαμόρφωσης(α) και τάση φορτίου(β) στο παράθυρο γραφικών του Labview. Σχήμα 6.38: Παραγώμενοι παλμοί SPWM και PWM πριν (α) και μετά (β) την αλλαγή της τάσης εξόδου του κυττάρου καυσίμου μέσα από το παράθυρο γραφικών του Labview. Σχεδιάζοντας τώρα σε κοινή κλίμακα χρόνου τα μεγέθη που εξετάζονται γύρω από το κύτταρο καυσίμου καθώς και την τάση φορτίου μαζί με το συντελεστή διαμόρφωσης, έχουμε: 200

217 Modulation Index Stack Voltage (V) Stack Current (A) Stack Power (W) Battery Voltage (V) Load Voltage (V) Battery V (V) Stack P (W) Stack I (A) (A) Stack V (V) Low In.Voltage to High Time(s) 1,05 1,00 0,95 0,90 Modulation Index Load Voltage (V) ,85 0,80 0,75 0,70 0,65 7.1s , (B) 201 Time (s) Σχήμα 6.39: (Α):Μεταβολή τάσης, ρεύματος και ισχύος συστοιχίας κυττάρων καυσίμου και τάσης εξόδου/μπαταρίας του κυττάρου (Β): Μεταβολή τάσης φορτίου και συντελεστή διαμόρφωσης, με έλεγχο, για αλλαγή της τάσης εισόδου του συστήματος από χαμηλή σε υψηλή και τροφοδοσία φορτίου Α. 220

218 Μελετώντας τα παραπάνω διαγράμματα, είναι φανερό πως ο έλεγχος αρχίζει να δρα αμέσως μόλις αντιλαμβάνεται την αύξηση της τάσης στο φορτίο εξαιτίας της αύξησης της τάσης εξόδου του κυττάρου και καταφέρνει μέσα σε 7.1s να επαναφέρει την τάση στα επίπεδα των 230V.Η αύξηση της τάσης στο φορτίο προκαλεί όπως βλέπουμε αιχμή στο ρεύμα (αντίστοιχα στην τάση) και την ισχύ της συστοιχίας των κυττάρων καυσίμου πριν ο έλεγχος διορθώσει τα μεγέθη προς τις αρχικές τιμές τους. Στη νέα μόνιμη κατάσταση όμως, βλέπουμε, όπως και στην προηγούμενη σειρά μετρήσεων, πως το ΣΚΚ φαίνεται να δίνει περισσότερη ισχύ παρόλο που το φορτίο παραμένει σταθερό κάτι που αιτιολογήθηκε πριν. Η παρατήρηση πως το κύτταρο καυσίμου, στα επίπεδα ρεύματος που απαιτεί η διάταξη μας, δεν μπορεί να κρατήσει απόλυτα σταθερή την χαμηλή τιμή της τάσης εξόδου, αντιθέτως με την υψηλή, βρίσκει ξανά εφαρμογή. Το σύστημα μας μετά την παραπάνω μεταβολή συνεχίζει να τροφοδοτεί το φορτίο Α ενώ έχει ως τάση εισόδου τα 30V από την έξοδο του κυττάρου καυσίμου. Παρακάτω παρουσιάζουμε τις μετρήσεις για την αντίστροφη, σε σχέση με πριν, μεταβολή στην τάση εξόδου του κυττάρου καυσίμου. β) Μεταβολή τάσης εξόδου κυττάρου καυσίμου (εισόδου συστήματος) από υψηλή σε χαμηλή. Όπως έγινε και στις προηγούμενες μετρήσεις που παρουσιάστηκαν, ξεκινάμε με το πώς φάνηκε αυτή η μεταβολή μέσα από το παράθυρο γραφικών του Labview. (α) (β) Σχήμα 6.40: Συντελέστης διαμόρφωσης(α) και τάση φορτίου(β) στο παράθυρο γραφικών του Labview. Σχεδιάζοντας την τάση φορτίου και τον συντελεστή διαμόρφωσης σε κοινή κλίμακα με τα μεγέθη τα οποία εξετάζονται γύρω από το κύτταρο καυσίμου, έχουμε: 202

219 Modulation Index Stack Voltage (V) Stack Current (A) Stack Power (W) Battery Voltage (V) Load Voltage (V) Battery V (V) ,0 Stack P (W) Stack I (A) 2,5 2,0 1,5 41 Stack V (V) (A) High In.Voltage to Low Time (s) 1,05 1,00 0,95 0,90 0,85 0,80 0, Modulation Index Load Voltage (V) 0, Time (s) (B) Σχήμα 6.41: (Α):Μεταβολή τάσης, ρεύματος και ισχύος συστοιχίας κυττάρων καυσίμου και τάσης εξόδου/μπαταρίας του κυττάρου (Β): Μεταβολή τάσης φορτίου και συντελεστή διαμόρφωσης, με έλεγχο για αλλαγή της τάσης εισόδου του συστήματος από υψηλή σε χαμηλή και τροφοδοσία φορτίου Α. 7s

220 Στην τελευταία περίπτωση δοκιμής του ελέγχου, παρατηρούμε πως η τάση στο φορτίο, η οποία παρουσιάζει μια βύθιση κατά περίπου 35V εξαιτίας της μείωσης της τάσης εισόδου του συστήματος, επανέρχεται στην ονομαστική της τιμή μετά από 7s. Κατά την στιγμή της μεταβολής, είναι χαρακτηριστική η βύθιση στο ρεύμα της συστοιχίας των κυττάρων (και αναλόγως η άνοδος στην τάση) ενώ στην τελική μόνιμη κατάσταση η ισχύς που παράγει το κύτταρο καυσίμου είναι μικρότερη από αυτή στην αρχική μόνιμη κατάσταση, φαινόμενο που έχει στοιχειοθετηθεί. Ως επίλογο σε αυτό το υποκεφάλαιο των μετρήσεων θα ήταν χρήσιμο να προσδιορίσουμε τον βαθμό απόδοσης με τον οποίο λειτούργησε η πειραματική μας διάταξη. Εδώ οφείλουμε να υπογραμμίσουμε το γεγονός πως η ισχύς της συστοιχίας των κυττάρων, την οποία παρουσιάζαμε παραπάνω, δεν αποτελεί και την ισχύ με την οποία το κύτταρο καυσίμου τροφοδοτεί την διάταξη μας, καθώς υπάρχουν διάφορες απώλειες. Αυτές προέρχονται τόσο από διάφορα παρασιτικά φορτία όσο και από την λειτουργία του μετατροπέα συνεχούς τάσης που περιλαμβάνει το σύστημα του κυττάρου. Στα μεγέθη ισχύος που λειτουργούμε ο κατασκευαστής μας πληροφορεί ότι εσωτερικά το κύτταρο καυσίμου (από την συστοιχία έως την έξοδο του) έχει έναν συντελεστή απόδοσης περίπου 0,57. Με αυτό το δεδομένο λοιπόν και με βάση τις μετρήσεις που παρουσιάσαμε παραπάνω, έχουμε: Πίνακας 6.5: Βαθμός απόδοσης πειραματικής διάταξης στις διάφορες καταστάσεις λειτουργίας. Κατάσταση Ισχύς εξόδου κυττάρου καυσίμου Φορτίο Α, τάση ΚΚ 25.3V 106*0,57=60,42W Φορτίο Β, τάση ΚΚ 25.3V 177*0,57=100,89W Φορτίο A, τάση ΚΚ 30V 118*0.57=67,26W Φορτίο Β, τάση ΚΚ 30V 186*0.57=106,02W Ισχύς τριφασικού φορτίου Συντελεστής Απόδοσης 19,08W 31,58% 69,90W 69,28% 19,43W 28,88% 71,90W 67,82% Παρατηρούμε πως όταν τροφοδοτείται το φορτίο Α ο συντελεστής απόδοσης είναι σημαντικά χαμηλότερος, κάτι λογικό αν σκεφθούμε την έντονη επαγωγική φύση του φορτίου (γωνία φάσης φορτίου περίπου 63 ο ). Δεύτερη σημαντική επισήμανση είναι πως η διάταξη μας, 204

221 όταν έχει την υψηλή τάση εισόδου των 30V, παρουσιάζει μεγαλύτερες απώλειες, κάτι που έχει σχολιασθεί και παραπάνω, στις μετρήσεις. Για να το διαπιστώσουμε αρκεί να κοιτάξουμε τον συντελεστή απόδοσης και για τις δύο τάσεις εξόδου του κυττάρου καυσίμου, με δεδομένο το φορτίο που τροφοδοτείται. 6.3 ΣΥΜΠΕΡΑΣΜΑΤΑ Παραπάνω έγινε μια εκτενής παρουσίαση των πειραματικών αποτελεσμάτων αυτής της διπλωματικής εργασίας. Αφού λοιπόν στα δύο προηγούμενα κεφάλαια είχαμε προβεί σε μια αναλυτική παρουσίαση της πειραματικής μας διάταξης αλλά και του μοντέλου που ενσωμάτωνε τον ευφυή έλεγχο, προχωρήσαμε στην δοκιμές. Με αυτόν τον τρόπο, η πειραματική διάταξη δοκιμάστηκε για βηματική αλλαγή φορτίου αλλά και για αλλαγή στην τάση εισόδου του μετατροπέα ανύψωσης τάσης (η οποία ουσιαστικά είναι η τάση εξόδου του κυττάρου καυσίμου). Σε όλες τις περιπτώσεις η λειτουργία του ασαφούς ελέγχου κρίθηκε ικανοποιητική ενώ σε κάθε μόνιμη κατάσταση η τάση στο φορτίο είχε τα επιθυμητά χαρακτηριστικά (τάση και συχνότητα) ενώ και οι αρμονικές ήταν μέσα στα πλαίσια των κανονισμών. Να τονιστεί πως η διαδικασία ρύθμισης του ασαφούς ελεγκτή μέσω της τεχνολογίας των ψηφιακών καρτών και της πλατφόρμας του Labview αποδείχθηκε ιδιαίτερα άμεση, ευέλικτη και χρηστική. 6.4 ΜΕΛΛΟΝΤΙΚΕΣ ΠΡΟΟΠΤΙΚΕΣ Στο τέλος της παρούσας διπλωματικής εργασίας θα ήταν χρήσιμο να προταθούν ορισμένες προοπτικές για περαιτέρω εμβάθυνση πάνω στο θέμα που πραγματεύεται αύτη η εργασία: Χρήση της τεχνολογίας FPGA (Field-Programmable Gate Array) για επίτευξη μεγαλύτερης διακοπτικής συχνότητας των ηλεκτρονικών στοιχείων των μετατροπέων. Μελέτη βραχυκυκλωμάτων στο υπάρχον κύκλωμα. Η περίπτωση αυτή παρουσιάζει ξεχωριστό ενδιαφέρον, λόγω της ύπαρξης αντιστροφέα και μετατροπέα ανύψωσης τάσης στην πειραματική μας διάταξη των οποίων τα ηλεκτρονικά στοιχεία καταπονούνται ιδιαίτερα λόγω των υψηλών ρευμάτων των βραχυκυκλωμάτων. Αξιολόγηση του προτεινόμενου συστήματος ελέγχου και πιθανή τροποποίηση του. Ενδιαφέρουσα προοπτική θα ήταν η προσπάθεια για γρηγορότερο έλεγχο με την χρήση μικροεπεξεργαστή DSP του οποίου μια βασική παρουσίαση έγινε στο υποκεφάλαιο 3.2. Ακόμα, θα ήταν ιδιαίτερα χρήσιμο να γίνει σύγκριση της αποδοτικότητας του ευφυούς 205

222 ελέγχου με άλλα είδη ελέγχου στην παρούσα εφαρμογή (PID έλεγχος, βέλτιστος έλεγχος κοκ). Σύνδεση της πειραματικής μας διάταξης στο δίκτυο. Όπως είναι κατανοητό, κάτι τέτοιο θα απαιτούσε εκτός από τον έλεγχο στην τάση που πραγματοποιείται στην παρούσα εργασία και έλεγχο στην συχνότητα. Αυτό θα μπορούσε να γίνει με έναν ασαφή ελεγκτή παρόμοιο με αυτόν του σχήματος 5.27 ενώ θα ήταν απαραίτητη και η δημιουργία ενός μοντέλου για τον έλεγχο ακολουθίας των φάσεων. Η σημαντικότερη ίσως προοπτική είναι ο παραλληλισμός και η ταυτόχρονη λειτουργία μικροπηγών σε πραγματική διάταξη στο εργαστήριο. Με αυτόν τον τρόπο η μικροπηγή του κυττάρου καυσίμου που μελετήθηκε στην παρούσα εργασία θα μπορούσε να εργασθεί παράλληλα με μια μικροπηγή μιας ανεμογεννήτριας ή ενός φωτοβολταϊκού συστήματος. Είναι σαφές πως κάτι τέτοιο θα απαιτούσε επέκταση του ελέγχου σε όλα τα σημεία ενός τέτοιου μικροδικτύου ώστε να επιτευχθεί η βέλτιστη απόδοση των μικροπηγών και η ορθότερη αντιμετώπιση των μεταβατικών φαινομένων (απότομη αύξηση ζητούμενης ισχύος, αποσύνδεση κάποιος μικροπηγής κοκ). 206

223 ΒΙΒΛΙΟΓΡΑΦΙΑ-ΠΑΡΑΠΟΜΠΕΣ [1]Θ.Ζαχαρίας, Ήπιες Μορφές Ενέργειας 1, Εκδόσεις Πανεπιστημίου Πατρών (2008) [2]Θ.Ζαχαρίας, Ήπιες Μορφές Ενέργειας 2, Εκδόσεις Πανεπιστημίου Πατρών (2008) [3] [4]Αμάραντος Παναγιώτης, Δακουράς Στέργιος, Νταγκούμας Αθανάσιος, Παυλίδης Παύλος, Οι προοπτικές των ΑΠΕ στην Ελλάδα με βάση το νέο θεσμικό πλαίσιο, ΤΕΕ/ΤΚΜ Μόνιμη επιτροπή ενέργειας (2006) [5]James Larminie, Andrew Dicks, Fuel Cell Systems Explained (Second edition), Wiley Editions (2003) [6]Gregor Homers, Fuel Cell Technology Handbook, CRC Press (2002) [7]Jiujun Zhang, PEM Fuel Cell Electrocatalysts and Catalyst Layers: Fundamentals and Applications, Springer (2008) [8]Ryan O'Hayre, Suk-Won Cha, Whitney Colella, Fritz B. Prinz, Fuel Cell Fundamentals, Wiley Editions (2006) [9]Νed Mohan, Tore M.Undeland, William P.Robbins, Power Electronics: Converters, Applications and Design, Wiley Edition (2003) [10]Εμμανουήλ Τατάκης, Διαλέξεις μαθήματος Ηλεκτρονικά στοιχεία ισχύος και Βιομηχανικές εφαρμογές, [11]Eric Monmasson, Power Electronics Converters: PWM Strategies and Current Control, Wiley Editions (2010) [12]Andrzej M. Trzynadlowski, Introduction to Modern Power Electronics Wiley Editions (2010) [13] [14]Αθανάσιος Σαφάκας, Ηλεκτρικές Μηχανές Α, Εκδόσεις Πανεπιστημίου Πατρών (2008) [15]Νικόλαος Βοβός, Γαβριήλ Γιαννακόπουλος, Εισαγωγή στα συστήματα Ηλεκτρικής ενέργειας, Εκδόσεις Ζήτη (2008) [16] V. Quercioli, Pulse Width Modulated (PWM) Power Supplies, Elsevier (1993) [17]Κουτίβα Ξανθή Έλεγχος διασύνδεσης ΕΡ/ΣΡ/ΕΡ με μετατροπείς πηγής τάσης με σκοπό τη βελτιωμένη απόκριση αιολικού πάρκου που τροφοδοτεί ασθενές σύστημα, Διδακτορική διατριβή (2007) [18]Ροβέρτος Ε.Κινγκ, Ευφυής Έλεγχος, Εκδόσεις Τζιόλα (2004) [19] [20] [21] [22] [23] [24] [25] i

224 [26] [27]John Essick, Hands-On Introduction to LABVIEW for Scientists and Engineers, Oxford University Press (2008) [28]Νικόλαος Βοβός, Ανάλυση, Έλεγχος και Ευστάθεια Συστημάτων Ηλεκτρικής Ενέργειας, Εκδόσεις Ζήτη (2004) [29]Alfred Engler, Νικόλαος Σουλτάνης, Droop control in LV grids, Future Power Systems, 2005 International Conference on pp.6 [30]ΙΕΕΕ Std , IEEE Recommended Practices and Requirements for Harmonic Control in Electrical Power Systems, New York, NY: IEEE. [31]Στέφανος Μανιάς, Ηλεκτρονικά Ισχύος, Εκδόσεις Συμεών (2000) [32] [33]Ευάγγελος Λ. Καρφόπουλος, Ανάλυση και σύγκριση αντιστροφέων πηγής τάσεως πολλαπλών επιπέδων, Διπλωματική εργασία (2005). [34] sf01.pdf [35]Γρηγόρης Φ.Ιατρόπουλος, Ιωάννης Κ.Κοντογιάννης Μοντελοποίηση συστήματος διανεμημένης παραγωγής με κυψέλες καυσίμου και προσομοίωση μεταβατικών φαινομένων, Διπλωματική εργασία (2008) [36]Κωνσταντίνος Δ.Κορακίτης Εφαρμογή Μοντελοποιημένου Προβλεπτικού PQ Ελέγχου για τη Διασύνδεση Τριφασικού Αντιστροφέα στο Δίκτυο Ηλεκτρικής Ενέργειας, Διπλωματική εργασία (2011) ii

225 ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Α: Λογισμικό (Software) υποστήριξης λειτουργίας του κυττάρου καυσίμου Α1.Εισαγωγή Όπως αναφέρθηκε και στο υποκεφάλαιο η εταιρία κατασκευής του χρησιμοποιούμενου κυττάρου καυσίμου, Ballard, συνοδεύει την συσκευή με το κατάλληλο λογισμικό το οποίο επιτρέπει στο χρήστη τόσο να ρυθμίζει τις παραμέτρους και τις συνθήκες λειτουργίας του κυττάρου καυσίμου όσο και να πληροφορείται μέσω γραφικών παραστάσεων και μετρήσεων για χαρακτηριστικά μεγέθη που αφορούν το συστοιχία κυττάρων καυσίμων. Αυτό το λογισμικό λοιπόν αποτελείται από 2 προγράμματα καθένα από το οποίο επικοινωνεί σειριακά με το κύτταρο και ανταλλάσει με αυτό δεδομένα τα οποία εμφανίζονται στην οθόνη του ηλεκτρονικού υπολογιστή. Α2. Nexa Training System Software Το πρώτο πρόγραμμα που εξετάζουμε είναι το Nexa Training System Software του οποίου η οθόνη εκκίνησης φαίνεται παρακάτω. Σχήμα Α1: Αρχική οθόνη Nexa Training System Software. iii

226 Παρατηρούμε ότι το πρόγραμμα μας παρέχει 3 επιλογές επισκόπησης της λειτουργίας του κυττάρου καυσίμου οι οποίες αναλύονται παρακάτω: Απεικόνιση διαγράμματος ροής (Flow Chart Display) Το διάγραμμα ροής που απεικονίζεται και στο παρακάτω σχήμα αποτελείται από 6 επιμέρους περιοχές. Στην περιοχή 1 έχουμε μια σχηματική παράσταση της συστοιχίας των κυττάρων καυσίμων ενώ πληροφορούμαστε για την ροή και την πίεση του υδρογόνου, το ρεύμα και τη τάση κάθε κυττάρου ενώ μετράται και η πίεση και η συγκέντρωση του οξυγόνου. Επιπλέον, πληροφορούμαστε για πιθανά σφάλματα και αστοχίες κατά την διάρκεια χρήσης της συσκευής. Στην περιοχή 2 γίνεται η επιλογή της οθόνης που επιθυμούμε να φαίνεται ενώ το πεδίο 3 μας επιτρέπει την καταγραφή των μετρήσεων σε υπολογιστικά φύλλα (Excel). Στο πεδίο 4 φαίνεται αν χρησιμοποιούμε τον ενσωματωμένο αντιστροφέα του κυττάρου καυσίμου ενώ το πεδίο 5 χρησιμεύει για την πραγματοποίηση μετρήσεων και δοκιμών με το ηλεκτρονικό φορτίο. Τέλος, η περιοχή 6 μπορεί να χαρακτηρισθεί και ως η πλέον σημαντική της συγκεκριμένης οθόνης. Αυτό το πεδίο λοιπόν μας παρέχει χρήσιμες πληροφορίες για το ρεύμα που παράγεται από το κύτταρο καυσίμου, το ρεύμα που φορτίζει την μπαταρία και το ρεύμα που οδηγείται στο φορτίο ενώ μπορούμε να βλέπουμε επίσης την τάση εισόδου και εξόδου (τάση φορτίου) του ενσωματωμένου μετατροπέα τάσης. Σχήμα Α2: Διάγραμμα ροής Nexa Training System. iv

227 Απεικόνιση ροής ισχύος (Power Display) Στην εικόνα που ακολουθεί παραθέτεται μια άποψη του διαγράμματος ροής ισχύος που παρέχει το συγκεκριμένο πρόγραμμα. Είναι εύκολο να καταλάβουμε πως αποτελεί σημαντικό εργαλείο καθώς ο βαθμός απόδοσης της συστοιχίας των κυττάρων καυσίμων αποτελεί ένα μέγεθος που συνεχώς πρέπει να έχουμε υπ όψιν. Σχήμα Α3: Ροή ισχύος Nexa Training System. Παρατηρούμε πως μας παρέχεται η δυνατότητα επισκόπησης των απωλειών που υπάρχουν στο σύστημα μας σε κάθε στάδιο (για παράδειγμα στην συστοιχία των κυττάρων, σε παρασιτικά φορτία και στο μετατροπέα τάσης) ενώ δίνεται και πληροφορία για τον βαθμό απόδοσης σε κάθε στάδιο. Απεικόνιση χρονικής μεταβολής χαρακτηριστικών μεγεθών (Time Chart Display) Η συγκεκριμένη επιλογή μας επιτρέπει να παρακολουθούμε την χρονική μεταβολή των μεγεθών που μας αφορούν. Είναι σαφές η σημασία της συγκεκριμένης δυνατότητας ειδικά στην περίπτωση που το φορτίο που τροφοδοτείται από το κύτταρο καυσίμου υφίσταται αλλαγές και ενδιαφερόμαστε για την καταγραφή της απόκρισης του κυττάρου. Ενδεικτικά μας παρέχεται η δυνατότητα επιλογής καταγραφής της θερμοκρασίας του κυττάρου και του περιβάλλοντος, του v

228 ρεύματος και της τάσης της συστοιχίας, της συγκέντρωσης υδρογόνου, του ρεύματος και της τάσης φορτίου, της ισχύος εξόδου κοκ. Σχήμα Α4: Οθόνη απεικόνισης χρονικής μεταβολής χαρακτηριστικών μεγεθών στο Nexa Training System. A3.NexaMon OEM Software Το δεύτερο πρόγραμμα υποστήριξης της λειτουργίας του κυττάρου καυσίμου είναι το NexaMon OEM Software το οποίο μας προσφέρει ολοκληρωμένες δυνατότητες ελέγχου κάθε λειτουργίας και κάθε παραμέτρου που συνδέεται με τη λειτουργία της συσκευής. Το λογισμικό αυτό επικοινωνεί σειριακά με το κύτταρο καυσίμου και ο χρήστης πρέπει να μεριμνά για την εγκατάσταση αυτής της επικοινωνίας στην έναρξη της λειτουργίας του λογισμικού. Παρακάτω ακολουθεί μια άποψη της οθόνης εκκίνησης του συγκεκριμένου προγράμματος. vi

229 Σχήμα Α5: Οθόνη εκκίνησης NexaMon OEM Software. Η παραπάνω οθόνη είναι ενδεικτική για το πλήθος επιλογών που μας παρέχει το πρόγραμμα. Κεντρικό ρόλο κατέχει η οθόνη διαγραμμάτων όπου γίνεται η προβολή των επιλεγμένων μεγεθών (θερμοκρασία κυττάρου, τάση και ρεύμα συστοιχίας, συγκέντρωση υδρογόνου και οξυγόνου κοκ) ενώ το πρόγραμμα φροντίζει να μας ειδοποιεί για τυχόν προκύπτοντα προβλήματα και σφάλματα λειτουργίας και να μας πληροφορεί για το τμήμα της συσκευής που παρουσίασε την βλάβη. Επίσης μας δίνεται η πληροφορία για την κατάσταση λειτουργίας της συσκευής (Standby, Starting, Running, Warning, Stopping, Failure). Τέλος, στο κάτω δεξιά μέρος της οθόνης βρίσκεται η περιοχή εγκατάστασης επικοινωνίας μεταξύ κυττάρου και υπολογιστή και μας παρέχεται η δυνατότητα καταγραφής των μετρήσεων σε υπολογιστικά φύλλα. Αυτή η περιοχή απεικονίζεται παρακάτω: Σχήμα Α6: Περιοχή ελέγχου σειριακής επικοινωνίας και καταγραφής δεδομένων. vii

230 Είναι φανερό πως από αυτή την περιοχή γίνεται η έναρξη επικοινωνίας μεταξύ του κυττάρου και του υπολογιστή ενώ ρυθμίζουμε το αρχείο όπου γίνεται πιθανή καταγραφή των δεδομένων και του ρυθμού δειγματοληψίας. Μια τέτοια καταγραφή δεδομένων παρουσιάζεται παρακάτω: Σχήμα Α7: Καταγραφή δεδομένων σε υπολογιστικό φύλλο. Μπορούμε ακόμα να ρυθμίζουμε την λειτουργία του ενσωματωμένου ανεμιστήρα ώστε να μην υπάρχει υπερθέρμανση του συστήματος. Τέλος, παρατηρούμε ότι παρέχεται στο χρήστη δυνατότητα να ελέγχει το περιεχόμενο της EEPROM (Electronically Erasable Programmable Read Only Memory) όπου αποθηκεύονται όλες οι πληροφορίες γύρω από τα προκύπτοντα σφάλματα ώστε να αποκτά πρόσβαση σε όλα τα δεδομένα που θα τον διευκολύνουν στην επίλυση του προβλήματος. Παρακάτω ακολουθεί μια εικόνα από τα περιεχόμενα της μνήμης EEPROM. viii

231 Σχήμα Α8: Περιεχόμενα EEPROM. ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Β: Εργαλεία και μενού στο Labview Β.1 Γραμμές εργαλείων Τα δύο παράθυρα - για έλεγχο και σχεδιασμό ενός VI ( Front Panel Window, Block Diagram Window ), συμπεριλαμβάνουν μια Γραμμή Εργαλείων που αποτελείται από κουμπιά και δείκτες κατάστασης που χρησιμοποιεί ο χρήστης για τον έλεγχο ενός VI. Ανάλογα που δουλεύει ο χρήστης, κάθε φορά, είναι διαθέσιμη και η αντίστοιχη Γραμμή Εργαλείων του συγκεκριμένου παραθύρου. Για παράδειγμα, η Γραμμή Εργαλείων του παράθυρου γραφικών ( Front Panel Window), έχει την παρακάτω μορφή: Σχήμα Β.1: Γραμμή εργαλείων παράθυρου γραφικών. Αυτή η γραμμή εργαλείων μας παρέχει την δυνατότητα να ξεκινάμε και να διακόπτουμε την εκτέλεση του μοντέλου, να επιλέγουμε την επιθυμητή γραμματοσειρά, να καθορίζουμε το ix

232 χρώμα και το μέγεθος των διάφορων αντικειμένων που αποτελούν το παράθυρο γραφικών και τέλος να στοιχίζουμε αυτά τα αντικείμενα. Παρακάτω παραθέτουμε μια άποψη από την γραμμή εργαλείων του μπλοκ-δομικού διαγράμματος. Σχήμα Β.2: Γραμμή εργαλείων μπλοκ διαγράμματος. Εύκολα παρατηρούμε πως υπάρχουν αρκετές ομοιότητες με την γραμμή εργαλείων του παράθυρου γραφικών. Μας παρέχεται επιπλέον η δυνατότητα να επισκοπούμε την ροή δεδομένων στο μπλοκ διάγραμμα, να εισερχόμαστε σε οποιοδήποτε υποεφαρμογή του κεντρικού μοντέλου(subvi) και να ελέγχουμε ποιος κόμβος του μοντέλου είναι έτοιμος να εκτελεστεί. Β.2 Οι παλέτες εργασίας Το Labview, περιέχει γραφικές παλέτες εργασίας σε μορφή menu, με σκοπό την περαιτέρω βοήθεια στη δημιουργία και εκτέλεση των εικονικών οργάνων ( VIs ). Οι τρεις διαθέσιμες παλέτες εργασίας είναι: Η παλέτα εργαλείων(tools Palette) Η παλέτα αυτή περιέχει εργαλεία που είναι κατάλληλα για την δημιουργία και την εκτέλεση των εικονικών οργάνων(vis) και φαίνεται στο παρακάτω σχήμα: Σχήμα Β.3: Η παλέτα εργαλείων. Με την βοήθεια αυτής της παλέτας έχουμε την δυνατότητα να επιλέξουμε, να μετακινήσουμε και να αλλάξουμε το μέγεθος ενός αντικειμένου, να εισάγουμε κείμενο σε ετικέτες, να εισάγουμε breakpoints μέσα στη διαδικασία εκτέλεσης ενός εικονικού x

233 οργάνου, να διασυνδέουμε αντικείμενα στο δομικό διάγραμμα, να εισάγουμε probes στο δομικό διάγραμμα με σκοπό να παρακολουθούμε κάποιες μεταβλητές ενώ τέλος μπορούμε να προσθέτουμε και να αφαιρούμε χρώμα από κάποιο αντικείμενο. Η παλέτα ελέγχων(controls palette) Μέσω της παλέτας αυτής μπορούμε να εισάγουμε κουμπιά ελέγχου και απεικόνισης στο Front Panel και φαίνεται στην εικόνα που ακολουθεί: Σχήμα Β.4: Η παλέτα ελέγχων. Η παλέτα ελέγχων προσφέρει στο χρήστη μια ευρύτατη γκάμα διαθέσιμων ελέγχων και μορφών απεικόνισης των δεδομένων. Μερικές από αυτές τις επιλογές περιλαμβάνουν κουμπιά ελέγχου και απεικόνισης για αριθμητικά και δυαδικά δεδομένα, εργαλεία απεικόνισης γραφημάτων ή δεδομένων πραγματικού χρόνου, λειτουργίες για την επικοινωνία με διάφορες συσκευές, λειτουργίες σχετικά με την εύρεση και το άνοιγμα αρχείων, δημιουργία και χειρισμό πινάκων και δομών δεδομένων, κουμπιά ελέγχου και απεικόνισης για ASCII προτάσεις και πίνακες με χαρακτήρες κ.α.. Παλέτα συναρτήσεων(functions Palette) Μέσω της παλέτας αυτής, μπορούμε να εισάγουμε συναρτήσεις ( functions ) στο μπλοκ διάγραμμα, για την εκτέλεση βασικών λειτουργιών. Κάθε επιλογή σε αυτή την παλέτα, εμπεριέχει ένα menu επιλογών με επιπλέον επιλογές, σχετικές με την προηγούμενη επιλογή. Αυτή η παλέτα φαίνεται στη παρακάτω εικόνα: xi

234 Σχήμα Β.5: Η παλέτα συναρτήσεων. Η παλέτα αυτή προσφέρει στην διάθεση του χρήστη μια μεγάλη ποικιλία από συναρτήσεις με τις οποίες μπορεί να κατασκευάσει το μοντέλο που επιθυμεί. Σε πρώτο επίπεδο υπάρχουν οι δομές ελέγχου εκτέλεσης του κώδικα όπως οι βρόγχοι for και while. Υπάρχουν ακόμα μαθηματικές συναρτήσεις(τριγωνομετρικές, λογαριθμικές, εκθετικές, μιγαδικές κοκ), λογικές συναρτήσεις και συναρτήσεις για την επεξεργασία πινάκων(matrices) και συμπλεγμάτων(clusters). Επίσης, πολύ συχνά χρησιμοποιούνται συναρτήσεις για τη σύγκριση αριθμών, λογικών μεταβλητών και προτάσεων από χαρακτήρες όπως και συναρτήσεις για την επεξεργασία κυματομορφών. Τέλος, αξίζει να αναφερθεί το γεγονός πως η παλέτα αυτή περιέχει και συναρτήσεις για τη δημιουργία παράθυρων διαλόγου, χρονισμού και χειρισμού λαθών, συναρτήσεις για την εκτέλεση I/O λειτουργιών αλλά και εικονικά όργανα για την σύνδεση με ψηφιακές κάρτες συλλογής δεδομένων. xii