1.2 DIODA SEMICONDUCTOARE DE PUTERE.

Transcript

1 . DIODA SEMICONDUCTOARE DE PUTERE... STRUCTURĂ. În fig..3 este prezentată o secţiune longitudinală prin structura unei diode de putere, grosimile straturilor fiind cele tipice.stratul p +, numit stratul anodului, este înalt impurificat, 0 9 /cm 3, iar stratul n +, numit stratul catodului, tot cu 0 9 /cm 3. Stratul n -, cu o impurificare Fig..3 Secţiune printr-o diodă de putere. Fig..4 Simbolul diodei. redusă,0 4 /cm 3, are rolul discutat în capitolul anterior, grosimea d fiind variabilă, în funcţie de tensiunea inversă necesară. Simbolul diodei, acelaşi cu al diodei de semnal, este prezentat in fig..4, cei doi electrozi, anod şi catod, fiind simbolizaţi prin literele A, respectiv K... CARACTERISTICA STATICĂ. Caracteristica statică reprezintă dependenţa dintre curentul care trece prin diodă în funcţie de tensiunea la bornele acesteia. Caracteristica are două ramuri: în cadranul unu pentru polarizare directă şi în cadranul trei pentru polarizare inversă (fig..5).pentru polarizarea directă, ca urmare a prezenţei stratului n -, caracteristica statică se aproximează printr-o dreaptă pentru tensiuni v F > V To, V To fiind numită tensiune de prag. Ea reprezintă tensiunea peste valoarea căreia se amorsează conducţia prin diodă. Pentru majoritatea diodelor de putere 0,7 V To V, sensibil mai mare ca la o joncţiune pn obişnuită. Porţiunea pentru tensiuni v V To nu interesează d.p.d.v. al aplicaţiilor. Un punct de funcţionare oarecare F este caracterizat prin perechea I F şi V F interesând în aplicaţii din două considerente. Primul se referă la căderea de tensiune pe diodă, care, pentru variaţii ale curentului în limite admisibile, poate căpăta valori maxime de,4,6 V, indicând faptul că modificarea căderii de tensiune V F este relativ redusă, iar Fig..5 Caracteristica statică. rezistenţa diodei în sens direct redusă ca valoare, de ordinul mω. Cel de al doilea aspect se referă la pierderea de putere în diodă P F = v i (.9) care va determina regimul termic al joncţiunii. Ecuaţia indică faptul că regimul termic este determinat esenţial de curentul i F prin dioda, întrucât v F se modifică relativ puţin. F F

2 0 ELECTRONICĂ DE PUTERE SI ACTIONARI REGLABILE Ramura caracteristicii statice pentru polarizare inversă este caracterizată prin două mărimi. Pentru v F < V BR, curentul invers prin diodă are o valoare constantă, I RM, fiind determinat de curentul invers de saturaţie. Valoarea acestui curent depinde de mărimea diodei, având valori de la zeci de μa până la zeci de ma, I RM fiind cu atât mai mare cu cât curentul nominal al diodei este mai mare. Corespunzător valorii I RM, rezistenţa în sens invers, R OFF, are valori de ordinul zecilor de MΩ. Atingerea tensiunii V BR, tensiune de prăbuşire inversă, conduce la deteriorarea ireversibilă a diodei.rezultă că la polarizarea inversă puterea disipată pe diodă este nesemnificativă, în timp ce inegalitatea v F < VBR este esenţială pentru integritatea diodei. La Fig..6 Caractersitica statică ideală. nivelul caracteristicii ideale,diodă fără pierderi, fig..6, dioda se comportă ca un întreruptor ideal, pentru v > 0 fiind închis, iar pentru v < 0 fiind deschis. In aplicaţiile din electronica de putere, unde curenţii şi tensiunile sunt de ordinul sutelor sau miilor de amperi şi volţi, caracteristica ideală aproximează destul de bine caracteristica reală...3 CARACTERISTICI DINAMICE. Comutaţia cuprinde două regimuri: trecerea din stare blocată în stare de conducţie şi invers. Variaţiile curentului i F şi tensiunii v F în funcţie de timp pentru aceste regimuri reprezintă caracteristicile dinamice ale diodei. Caracteristicile de comutaţie interesează din următoarele motive: mărimea timpului de intrare în conducţie, notat prin t ON, şi a timpului de ieşire din conducţie (blocare), t OFF ; apariţia supratensiunilor sau supracurenţilor ; pierderile de putere în diodă generate de aceste regimuri. În fig..7 este prezentat circuitul în care este inclusă dioda, iar în fig..8 caracteristicile de comutaţie corespunzătoare.se consideră că Fig..7 Circuit pentru analiza regimurilor dinamice. la momentul t=0 dioda este polarizată invers cu o tensiune V R, care se regăseşte integral în bariera de potenţial, adică pe stratul n -. La t > 0 tensiunea -V R este modificată sub formă de treaptă la +V. În primul interval, t, sarcina spaţială, stocată în stratul n - ca urmare a tensiunii inverse V R, este recombinată prin creşterea curentului i F în sens direct. Când această sarcină este anihilată, joncţiunea capătă polarizare directă şi începe injecţia de purtători de sarcină în stratul de sărăcire. În acest interval gradientul de curent di F /dt este, în general, determinat de proprietăţile sarcinii, respectiv de inductivitatea acesteia, fiind mult mai mic decât cel maxim admis de diodă.în intervalul t sarcina spaţială din stratul n - creşte, ca urmare a injecţiei de purtători, la valoarea de regim staţionar. Valoarea tipică a timpuluide intrare în conducţie, t = t + t (.0) ON este de ordinul microsecundelor. Pierderile de putere pe diodă în intervalul t ON sunt relativ mari ca urmare a valorilor apreciabile ale curentului I F şi tensiunii V F. Datorită valorii reduse a lui t ON energia disipată în diodă este însă redusă. Dacă dioda funcţionează la frecvenţe de comutaţie mici energia disipată pe t ON este nesemnificativă în raport cu cea de regim staţionar şi se neglijează în calculul regimului termic. Pentru funcţionarea la frecvenţe mari cele două energii devin comparabile şi ca urmare se iau în consideraţie ambele componente. Comutaţia din starea de

3 ELECTRONICĂ DE PUTERE conducţie în starea de blocare începe cu intervalul t 3 prin modificarea tensiunii de alimentare de la Fig..8 Caracteristicile dinamice ale diodei. +V la V R. În intervalul t 3, ca urmare a inversării tensiunii curentul se micşorează cu un gradient di R /dt determinat de proprietăţile sarcinii şi sursei, la fel ca pe intervalul t. Tensiunea pe diodă rămâne la valoarea V FON ca urmare a sarcinii stocate în straturile diodei în starea de conducţ ie.pentru obţinerea stării de blocare, prin refacerea barierei de potenţial, este necesar ca sarcina spaţială din joncţiune, care a constituit suportul curentului în sens direct, să se recombine şi anihileze. Acest lucru se realizează în intervalul t 4 prin inversarea sensului curentului prin joncţiune. La sfârşitul intervalului t 4 procesul de recombinare diminuează ca urmare a faptului, cea mai mare parte a sarcinii spaţiale din straturi fiind recombinată. Ca urmare curentul invers se micşorează tinzând spre cel invers de saturaţie I RM. La sfârşitul intervalului t 5 se poate considera că bariera de potenţial şi capacitatea de blocare pentru tensiuni inverse au fost realizate. Intervalul de timp t rr = t 4 + t 5 (.) se numeşte timp de restabilire inversă, fiind o mărime cu importanţă deosebită în electronica de putere.după valoarea timpului de restabilire inversă, t rr, diodele de putere se împart în două categorii: diode standard sau de reţea, pentru care t rr 0 μsec; diode rapide sau de comutaţie, pentru care t rr este cuprins între 0, μsec. Timpul total al blocării conducţiei are valoarea t + OFF = t3 + t5 t f (.) şi este sensibil mai mare decât t rr, depinzând de t 3, deci de proprietăţile circuitului. La sfârşitul intervalului t 4 are loc o modificare spectaculoasă a gradientului de curent di R /dt, corespunzător punctului A din fig..8. Această modificare, prin fenomenul de autoinducţie din inductivităţile circuitului, produce creşterea bruscă a tensiunii inverse la valoarea V RM. Mărimea acesteia precum şi gradientul de creştere pot afecta integritatea diodei. Dacă V RM > V BR, dioda se străpunge în sens invers. Gradientul dv R /dt poate produce efecte secundare în capacităţile parazite din joncţiune prin apariţia unor curenţi necontrolaţi. Menţinerea tensiunii V RM la valori mai mici decât V BR se asigură fie prin proiectare, fie prin prevederea unor circuite speciale de protecţie, care reduc atât V RM cât şi gradientul dv R /dt. Puterea disipată în diodă are valori mai mari în intervalul t f, ca urmare a

4 ELECTRONICĂ DE PUTERE SI ACTIONARI REGLABILE valorilor relativ mari ale curentului invers şi tensiunii. Luarea în consideraţie a pierderilor de putere are aceleaşi aspecte ca în cazul intrării în conducţie...4 PARAMETRI DE CATALOG PENTRU DIODE. Luând ca referinţă notaţiile din fig..7 se definesc următorii parametri: a) Curentul instantaneu i F cu o variaţie oarecare, depinzând de sursa de alimentare şi sarcină. b) Curentul mediu pe o perioadă definit prin T I FAV = if ( t)dt (.3) T 0 Astfel pentru variaţia curentului din fig..9, caracteristică unei alimentări sinusoidale, T / I I FAV = I sinω tdt = (.4) T 0 π c) Valoarea efectivă a curentului definită prin T I FRMS = if ( t)dt T 0 Pentru exemplul din fig..9 valoarea efectivă este I [ I sin t] T / I FRMS = (.5) = dt T ω (.6) 0 Curentul direct mediu maxim, numit şi nominal, I FAVM, reprezintă valoarea medie maximă permisă pentru o diodă corespunzător unui curent direct, de formă sinusoidală sau dreptunghiulară, cu o durată de conducţie de Fig..9 Calculul curenţilor. jumătate de perioadă şi care determină o încălzire a diodei admisibilă. e) Valoarea de vârf maximă admisibilă a curentului direct I FSM este constituită de valoarea de vârf a unei semialternanţe sinusoidale cu durata de 0 msec. I FSM este indicat în cataloage pentru temperatura maximă a joncţiunii când are valoarea minimă. f) Integrala de curent I t reprezintă valoarea maximă a energiei care poate fi suportată de diodă, corespunzător curentului I FSM, pe o durată t = 0 msec. g) Curentul invers maxim I RRM, definit în fig.8. h) Tensiunea directă maximă V FM este tensiunea pe diodă în sens direct pentru un anumit curent direct şi temperatură i) Tensiunea inversă de vârf repetitivă V RRM, reprezentând cea mai mare tensiune inversă ce se poate aplica în mod repetat, periodic, fără a pereclita integritatea diodei. j)temperatura de funcţionare a joncţiunii θ j, reprezentând gama de temperaturi în care diodă este aptă de funcţionare.există o limită maximă, θ jm, cuprinsă, în funcţie de firma care produce dioda, între 5 C şi 50 C. k) Rezistenţele termice de transfer ale căldurii dinspre joncţiune spre exterior. Se definesc trei rezistenţe termice: rezistenţa termică joncţiune-capsulă, R thjc, măsurabilă în C/W ; rezistenţa termică capsulă-radiator, R thcr ;

5 ELECTRONICĂ DE PUTERE 3 rezistenţa termică suplimentară joncţiune-capsulă, ΔR, care depinde de forma curentului, sinusoidal sau dreptunghiular, şi durata θ a acestuia pe o perioadă...5 REGIMUL TERMIC AL DIODELOR. Pentru orice diodă se indică ca dată nominală temperatura maximă admisibilă a joncţiunii, θ jm. Păstrarea integrităţii diodei în orice regim de funcţionare implică nedepăşirea acestei temperaturi.temperatura de la un moment dat a unei diode este determinată de mai mulţi factori. Pe de o parte de sursa care produce încălzirea, reprezentată de pierderile de putere ca urmare a trecerii curentului în sens direct sau invers. O parte din căldura produsă se înmagazinează în structura diodei, capsulă şi radiator, iar altă parte se transmite spre mediul exterior. Transmitarea căldurii spre mediu se face prin cele trei modalităţi: conducţie, convecţie şi radiaţie. În cele mai multe din aplicaţiile industriale, cu răcire cu aer, convecţia este predominată. Se consideră cazul cel mai frecvent când dioda este montată pe un radiator, iar răcirea se face prin convecţia naturală sau forţată a aerului. Pierderile de putere în joncţiune, P j, se furnizează de fabricanţi în funcţie de valoarea medie a curentului în sens direct, forma, sinusoidală sau dreptunghiulară, şi durata θ a impulsului de curent. O astfel de evaluare este prezentată în fig..0, pentru un regim în impuls dreptunghiular cu durata θ. Curentul I FAV la care poate funcţiona dioda este limitat superior prin linia întreruptă cu RMS, care reprezintă valoarea efectivă maxim admisă de diodă. O diagramă asemănătoare este data în cataloage pentru impulsuri sinusoidale. În regim staţionar diferitele părţi ale ansamblului diodă-radiator ajung în regim permanent, adică la temperaturi constante, întreaga căldură produsă în joncţiune evacuându-se spre mediul exterior. Prin analogie cu circuitele electrice, se realizează o schemă echivalentă termică, fig.., unde: rezistenţele termice sunt echivalente rezistenţelor electrice; puterea disipată prin generator de curent electric; temperaturile prin tensiuni şi potenţiale electrice. Fig..0 Pierderile de putere în diodă. În fig.. θ j, θ C, θ R şi θ A sunt temperaturile joncţiunii, capsulei, radiatorului şi mediului ambiant, iar R thra rezistenţa termică radiator-aer. Determinarea temperaturii joncţiunii θ j pentru o funcţionare dată se face după unde Fig.. Schema echivalentă pentru regimul termic permanent. θ j = θ A + PJ Rth, (.7) R th = R th + R R R JC th + CR th +Δ (.8) RA

6 4 ELECTRONICĂ DE PUTERE SI ACTIONARI REGLABILE În cazul lucrului în frecvenţe înalte, peste khz pierderile de putere provocate de comutaţiile ON- OFF şi OFF-ON nu se mai pot neglija şi se introduc în calcul...6 ALEGEREA DIODELOR. Alegerea diodelor utilizate într-un convertor se face din două puncte de vedere, în curent şi tensiune.în curent alegerea constă în adoptarea unei diode cu un curent nominal I ki, (.9) FAVM S FAV unde I FAV este curentul mediu prin diodă, valoarea lui depinzând de tipul şi schema convertorului, iar k S coeficient de suprasarcină admisibilă.în tensiune alegerea constă în stabilirea tensiunii inverse repetitive maxime, V RRM, după RRM (,5..., ) V RW V 5, (.0) unde V RW este tensiunea inversă de vârf maximă ce poate apare pe diodă în mod repetat. Multiplicarea tensiunii V RW cu,5...,5 are în vedere supratensiunea de comutaţie ce apare în procesul de blocare şi eficienţa circuitului de protecţie la supratensiuni interne. Astfel dacă se prevede un circuit de protecţie la supratensiuni se iau valorile mici, iar în cazul absenţei acestui circuit, situaţie mai des întâlnită în practică, valorile mari. Atât pentru I FAVM cât şi pentru V RRM valorile sunt standardizate. Dacă pentru I FAVM valorile nominale sunt diferite în funcţie de firma producătoare, pentru V RRM se fabrică diode cu tensiuni în trepte de 00V. După alegerea diodei se face verificarea termică în regim staţionar avându-se în vedere funcţionarea la o temperatură de regim a joncţiunii cât mai aproape de θ jm. Verificarea termică are în vedere fie calcularea temperaturii θ jm pentru un radiator ales, fie alegerea radiatorului pentru a se asigura funcţionarea cât mai aproape de θ jm

7 .3 TIRISTORUL. Tiristorul este un dispozitiv semiconductor de putere cu o mare capacitate în curent şi tensiune şi posibilitatea de comandă a intrării în conducţie. Uneori acest tiristor este denumit SCR redresor semiconductor cu control (semiconductor controlled rectifier)..3. STRUCTURĂ. Tiristorul este construit într-o structură cu patru straturi şi trei electrozi (fig..). Stratul anodului este de tipul p + cu o impurificare de 0 9 /cm 3. Stratul catodului este de tipul n + cu o impurificare asemănătoare.stratul porţii, p, are o impurificare medie de 0 7 /cm 3. Al patrulea strat permanent este n -, cu o impurificare de / cm 3, având acelaşi rol cu stratul similar de la diode. Suplimentar este prevăzut stratul p, care împreună cu p + formează stratul anodului şi care conferă proprietăţile tiristorului.în ceea ce priveşte secţiunea transversală a unui tiristor, acesta este de obicei circulară, cu diametre până la 0 cm şi Fig..3 Simbolul ridică probleme deosebite privimihai33nd realizarea ansamblului poartăcatod astfel încât amorsarea conducţiei să se facă simultan în toată tiristoarelor secţiunea..3.. POLARIZARE. Considerând poarta izolată, polarizarea tiristorului se poate face direct, + pe A şi pe K, sau invers, polarităţile fiind evident inversate. În primul caz joncţiunea J, de tip n - p, fig.., este polarizată invers şi valoarea tensiunii posibil de aplicat depinde de grosimea stratului n -, la fel ca la diode.în cazul al doilea, jonctiunile J 3 şi J sunt polarizate invers. Joncţiunea J 3, de tip n + p, va asigura o barieră redusă, în timp ce J, de tip n - p, va asigura o tensiune de aceeaşi mărime ca in cazul polarizării directe.rezultă că tiristorul poate suporta tensiuni inverse şi directe de aceeaşi mărime, fiind realizate unităţi pentru tensiuni de ordinul miilor de volţi CARACTERISTICA STATICĂ. Fig.. Structura unui tiristor. Se consideră tiristorul alimentat de la sursa U şi având o rezistenţă de sarcină R (fig..4). Caracteristica statică, fig..5, este dependenţa dintre curentul prin tiristor, i T, şi tensiunea anod-catod, u T. Pentru polarizare directă şi în absenţa curentului de poartă, i G = 0, caracteristica statică este furnizată de curba. Se constată trei lucruri:

8 6 ELECTRONICA DE PUTERE SI ACTIONARI REGLABILE Fig..4 Schema de alimentare. o creştere a curentului direct, nesemnificativ ca valoare, odată cu creşterea tensiunii anodcatod; intrarea în conducţie fără comandă, i G =0, dacă tensiunea anod-catod depăşeşte valoarea tensiunii U BD, numită de prăbuşire în sens direct, ca fiind tensiunea maximă admisă de tiristor la polarizarea directă; cu cât tensiunea anod-catod este mai mică, curentul de poartă necesar pentru intrarea în conducţie este mai mare, i G3 > i G > i G =0 Intrarea în conducţie controlată prin i G 0 se realizează printr-un proces de autoamorsare, punctul de funcţionare deplasându-se rapid de pe ramura pe ramura 3, pentru funcţionare în conducţie, într-un punct stabil F. Pe această caracteristică sunt două valori de curent care prezintă interes: I L, curent de amorsare, ca fiind valoarea de curent i T peste care are loc procesul de autoamorsare; I H, curent de menţinere, ca valoare minimă a curentului i T pentru care, tiristorul amorsat fiind, rămâne în conducţie chiar în absenţa curentului de poartă. Caracteristica statică pentru polarizare inversă este situată în cadranul 4 fiind caracterizată prin două mărimi: I RM curentul invers de saturaţie, generat de purtătorii minoritari, cu aceeaşi semnificaţie şi mărime ca la diode; V BR, tensiunea de prăbuşire în sens invers, ca fiind valoarea de tensiune la care are loc amorsarea unei conducţii de avarie în sens invers, fără limitarea curentului, semnificaţia fiind aceeaşi ca la diode. Caracteristica statică pentru starea de conducţie, curba 3, este liniară, din aceleaşi considerente ca la diode, cu diferenţa că tensiunea anod-catod V ON este mai mare ca la diode putând lua valori între,..., V AMORSAREA CONDUCŢIEI. Fig..5 Caracteristica statică. Tristorul poate fi echivalat prin două tranzistoare T şi T conectate ca în fig..6. T, tranzistor pnp, este format din straturile p + n - p, iar T, npn, de straturile n - p n +. Se consideră circuitul anod-catod alimentat de la sursa E A, iar cel de poartă de la sursa E G cu polarităţile din fig.3.7. Circuitul bază-emitor al lui T este polarizat direct, i B = i G (.)

9 ELECTRONICA DE PUTERE 7 Tranzistorul T este polarizat pentru conducţie şi electronii din emitorul său se vor regăsi în colector sub forma curentului de colector i C, susţinut de sursa E A. Dar i = i (.) B C şi deci şi tranzistorul T este polarizat pentru intrarea în conducţie, apărând curentul de colector i C, pe seama golurilor injectate din emitor în colectorul acestuia. Consecinţa este creşterea curentului de bază al tranzistorului T la valoarea i = i + i ' B G C, (.3) care produce o nouă creştere a lui i C, respectiv i B şi i B. Astfel apare, ca urmare a reacţiei pozitive declanşate, o creştere rapidă a curentului prin dispozitiv, procesul numindu-se amorsare a conducţiei, punctul de funcţionare trecând pe caracteristica 3, fig..5, într-un timp de ordinul microsecundelor. Tranzistoarele T şi T fiind în zona activă se pot scrie relaţiile: i C i C = α i E = α i E + I + I CO CO, (.4) unde I CO şi I CO sunt curenţii de colector ai celor două tranzistoare, pentru baze nepolarizate şi având valori nesemnificative, iar α, α de forma β α =, (.5) + β unde β este factorul de amplificare în curent al tranzistorului, şi Din fig..5 se poate scrie că Prelucrând relaţiile anterioare rezultă K i = C β (.6) ib i T = i E (.7) i = i = i + i. (.8) E T G α ig + ICO + ICO i T = (.9) α ( α + ) Relaţia (.8) indică modul de realizare al structurii tiristorului astfel încât să se realizeze amorsarea conducţiei. Astfel în stare blocată, trebuie ca α + α << (.30) astfel că i T să aibă valori reduse. Condiţia (.9) se poate realiza cu uşurinţă pe tranzistoarele T şi T, acestea fiind în stare blocată.pentru starea de conducţie trebuie ca Fig..6 Schema echivalentă a tiristorului.

10 8 ELECTRONICA DE PUTERE SI ACTIONARI REGLABILE α + α, (.3) astfel încât i T să crească foarte mult, atingând valoarea de regim staţionar.creşterea coeficientului α este generată de transformarea stratului de sărăcire n - într-un strat de tip n pe măsură ce tensiunea anod-catod creşte. Acest lucru determină ca grosimea bazei tranzistorului T, formată din stratul n - transformat în n, să se reducă substanţial, producând creşterea lui α. Pe de altă parte, tot ca urmare a creşterii tensiunii anod-catod, are loc o extensie a stratului n - în stratul porţii p, reducând de asemenea grosimea acestuia, adică a bazei tranzistorului T, deci o creştere a lui α. Conectarea celor două tranzistoare astfel încât să aibă loc reacţia pozitivă descrisă mai sus, face ca între anod şi catod să se închidă un curent suficient de mare care să menţină cele două tranzistoare în saturaţie, chiar după anularea curentului de poartă. Desfăurarea procesului de amorsare conduce la concluziile:amorsarea conducţiei necesită injectarea unui curent I G >0 în joncţiunea poartă-catod; după amorsarea conducţiei, curentul de poartă se poate anula, permiţând o comandă de tip impuls; întreruperea conducţiei prin tiristor se poate realiza numai prin micşorarea curentului I T sub valoarea curentului de menţinere I H CARACTERISTICI DINAMICE. Caracteristicile dinamice se referă la procesele de intrare şi ieşire din conducţie având ca obiect: timpii de comutare, supratensiuni sau supracurenţi şi pierderile de putere. Se consideră tiristorul înglobat în schema din fig..7, unde u(t) este o tensiune sinusoidală, iar sarcina R+L Fig..7 Cicuit pentru analiza regimului dinamic. Fig..8 Procesul de intrare în conducţie. este caracterizată printr-o bobină de valoare foarte mare încât practic se constituie într-un generator de curent constant I 0. Variaţia principalilor parametri din circuit este prezentată în fig..8, considerând că aplicarea curentului de poartă I G la t = 0, coincide cu valoarea maximă a tensiunii u(t). În primul interval de timp, t d timp de întârziere, tiristorul rămâne în stare blocată ca urmare a faptului că injecţia de purtători de sarcină în exces datorată lui I G, rămâne la nivelul stratului p, în vecinătatea metalizării porţii, şi începe să crească suma α +α. Când α +α începe injecţia de electroni din n + în p şi de goluri din p + în n -, în zona centrală a tiristorului apărând un exces de purtători care va permite amorsarea curentului i T. Curentul i T creşte, cu un gradient determinat de sarcina din anodul tiristorului, în timpul t ri. In acelaşi timp, ca urmare a densităţii mari de purtători de sarcină din zona centrală conductivitatea acestei zone creşte mult şi tensiunea anod-catod scade repede.la sfârşitul intervalului t ri, purtătorii de sarcină din zona centrală continuă să se răspândească spre zonele laterale ale secţiunii tiristorului, tensiunea anodcatod descrescând pe intervalul t fv mult mai lent, la sfârşitul căruia densitatea de purtători de

11 ELECTRONICA DE PUTERE 9 sarcină se uniformizează în întreaga secţiune, tensiunea anod-catod atingând valoarea de regim staţionar V ON. Timpul de intrare în conducţie este dat de t = t + t + t (.3) ON d şi are valori de până la 0 μsec pentru tiristoarele lente, de reţea, şi de - μsec pentru tiristoarele rapide. Pierderile de putere la intrarea în conducţie sunt relativ mari pe intervalul t ri + t fv, când atât curentul cât şi tensiunea au valori relativ mari. Dacă frecvenţa de comutaţie este redusă, cazul tiristoarelor lente, energia dezvoltată în tiristor este nesemnificativă în raport cu cea din stare de conducţie şi se neglijează în calculul termic.pentru tiristoarele rapide, energia cumulată nu mai poate fi neglijată şi se ia în consideraţie în acelaşi mod ca la diode. Procesul de ieşire din conducţie decurge în mod asemănător ca la diode, fiind provocat de inversarea polarităţii tensiunii de alimentare. Un proces standard de ieşire din conducţie este prezentat în fig..9. Intervalele t, t s şi t f au aceeaşi semnificaţie de la diode. Apare suplimentar intervalul de timp t q necesar tiristorului pentru a căpăta capacitatea de blocare la aplicarea unor tensiuni anod-catod pozitive. ri fv Dacă înaintea epuizării intervalului t q se aplică o tensiune pozitivă cu un gradient relativ mare tiristorul reintră în conducţie în sens direct, fără a fi comandat pe poartă. Pentru tiristoarele lente, t q = 300 μsec,în timp ce pentru cele rapide are valori mult mai mici, în jur de 0μsec. Timpul de blocare al conducţiei dat de Fig..9 Procesul de ieşire din conducţie. toff = t+ ts + tf + tq (.33) este practic determinat de t q, limitând frecvenţa de lucru a dispozitivului. Se mai remarcă de asemenea supratensiunea inversă de comutaţie V RM, având acelaşi mecanism de generare ca la diode, dar şi gradientul de aplicare al acesteia la începutul intervalului t f. Pierderile de putere din tiristor în procesul de blocare sunt determinate de intervalul t f, când atât tensiunea cât şi curentul invers sunt relativ însemnate ca valoare. Pentru tiristoarele utilizate la frecvenţe joase aceste pierderi sunt nesemnificative în bilanţul total. Luarea lor în considerare se face în aceleaşi situaţii ca la diode..3.6 CIRCUITE DE COMANDĂ PE POARTĂ. Circuitele de comandă pe poartă trebuie să asigure următoarele condiţii, fig..30: un curent de poartă I G > 0, având o valoare suficient de mare pentru a asigura intrarea fermă în conducţie a tiristorului, indiferent de temperatura acestuia; valoarea curentului de poartă să nu conducă la încălziri excesive ale joncţiunii G-K; să fixeze precis momentul intrării în conducţie, în special pentru tiristoarele conectate în serie sau paralel; să asigure separarea galvanică între circuitul de generare a comenzii şi circuitul de tensiune mare A-K;

12 0 ELECTRONICA DE PUTERE SI ACTIONARI REGLABILE Fig..30 Comanda pe poartă. Fig..3 Caracteristica de poartă. suplimentar, pentru convertoarele de reţea, sincronizarea comenzii cu tensiunea anod-catod (semialternanţa pozitivă). Joncţiunea poartă-catod este un semiconductor p-n. Caracteristica de comndă, V G = f(i G ), va fi asemănătoare cu caracteristica tensiune-curent a unei diode de semnal, prezentată în fig..3. Datorită dispersiei de fabricaţie, pentru aceiaşi serie de tiristoare, se garantează poziţionarea caracteristicii V G = f(i G ) între două limite şi. Pentru calcule se ia de obicei în consideraţie caracteristica medie 3. Există două categorii de limitări. Limitarea inferioară se referă la amorsarea certă, fiind determinată de temperatura la care se află dispozitivul în momentul generării comenzii. Astfel, la stânga regimurilor determinate de limitările a, b şi c, amorsarea este incertă. Cele trei caracteristici a, b, c, sunt determinate de temperatura dispozitivului, de exemplu în ordine, 5 C, 5 C şi -40 C. Limitările superioare au în vedere nedepăşirea regimului termic admisibil al joncţiunii, în sensul că în stânga caracteristicii A comanda se poate face în c.c., iar în dreapta în regim de impuls cu durate determinate, de exemplu : A 0msec, B msec, C - 00μsec, D - 0μsec, ş.a.m.d. Punctul de funcţionare, F, se stabileşte în funcţie de condiţiile de mai sus la intersecţia dintre caracteristica medie 3 şi dreapta de sarcină, DS, care se trasează prin cele două puncte cunoscute: I G = 0 şi V G = E G ; I GK = E G /R G şi V G = 0. În funcţie de tipul de aplicaţie se utilizează frecvent trei tipuri de comenzi : impuls tare, impuls moale şi tren de impulsuri (fig..3).impulsul tare, fig..3a, este utilizat în special pentru cazul tiristoarelor conectate în serie sau paralel având ca scop creşterea preciziei de intrare în conducţie. Fig..3 Tipuri de impulsuri. Impulsul de tip moale, fig..3b, este utilizat în cazurile obişnuite, adică tiristoare independente şi solicitări dinamice reduse. Al treilea tip de comandă, tren de impulsuri, fig..3c, se utilizează în special în convertoarele c.c. c.a. unde conducţia efectivă poate să nu coincidă cu durata de comandă. Pentru convertoarele de reţea circuitul de comandă pe poartă trebuie să asigure generarea impulsului într-o anumită concordanţă cu faza tensiunii anod-catod, semialternanţa pozitivă, când tiristorul poate efectiv intra în conducţie. O schemă tipică pentru o astfel de utilizare este prezentată in fig..33, utilizând circuitul integrat specializat βaa45. La intrarea I se aplică o tensiune sinusoidală U sin, numită de sincronizare, separată galvanic şi de valoare

13 ELECTRONICA DE PUTERE redusă (fig..34).pe baza acestei tensiuni se generează o tensiune în dinte de fierăstrău v Δ (t). Această tensiune este comparată cu tensiunea de comandă U C, continuă şi variabilă în limitele 0 U C vˆ Δ (.34) La egalitatea celor două tensiuni, U C = v (t), (.35) se generează, la cele două ieşiri E şi E, două impulsuri pozitive cu durata reglabilă şi poziţionate la π. Prin varierea tensiunii U c în limitele menţionate mai sus, faza de apariţie α a impulsului E se deplasează în domeniul [0,π], adică in intervalul în care tiristorul, având tensiunea A-K pozitivă, poate intra în conducţie. Impulsurile sunt amplificate prin montajul Darlington format din tranzistoarele T şi T fiind aplicat primarului transformatorului de impuls m. Acest transformator are un dublu rol: separare galvanică şi adaptarea curentului la cerinţele circuitului G-K. În circuit mai sunt prevăzute o serie de elemente cu funcţiunile: poarta sau, formată din diodele n şi n, care permite amplificarea şi trimiterea pe poartă a unui al doilea impus generat cu o altă fază; Δ Fig..33 Schema de comandă pe poartă pentru convertoare de reţea. rezistenţa de sarcină R s folosită atât pentru realizarea circuitului de descărcare a energiei transformatorului, împreună cu n 4 şi n 5, precum şi pentru adaptarea curentului de poartă pentru cazul când acelaşi transformator de impuls este utilizat pentru mai multe tipodimensiuni de tiristoare; dioda n 6 pentru selectarea impulsului pozitiv generat de transformator; rezistenţa R, de ordinul ohmilor, cu scop de a evita efectele nedorite ale întreruperii circuitului de poartă asupra transformatorului de impuls; capacitate C cu efect de filtrare a perturbaţilor exterioare culese de conexiunile între transformatorul de impuls şi circuitul G-K. Un alt mod de a realiza separarea galvanică este prezentat în fig..35 prin utilizarea optocuploarelor, formatorul de impulsuri FI putând fi de tipul prezentat mai sus sau de altă construcţie. Prin intermediul optocuplorului Fig..34 Diagrama de semnale. T semnalul este transmis tranzistorului T, care împreună cu fototranzistorul din T formează un montaj Darlington.Schema are avantajul utilizării unui număr redus de componente, însă necesită

14 ELECTRONICA DE PUTERE SI ACTIONARI REGLABILE două surse separate, una pentru formatorul de impulsuri FI şi a doua, +E c, pentru circuitul de amplificare, în contact galvanic cu circuitul G-K ALEGEREA TIRISTOARELOR. Fig..35 Separare galvanică prin optocuplor. Alegerea tiristoarelor utilizate într-un convertor urmează aceeaşi metodologie de la diode. La alegerea în curent se procedează identic, în timp ce la alegerea în tensiune, ca urmare a sensibilităţii deosebite a tiristorului la supratensiuni V RRM = (...,5)V RW. (.36) De asemenea trebuiesc avute în vedere gradientele de curent şi tensiune maxim admise, pentru ca în cazul neîncadrării în limitele admisibile să se prevadă circuite de protecţie adecvate. Verificarea corectei alegeri se face prin calculul regimului termic al joncţiunii după metodologia de la diode, fiind valabile toate consideraţiile prezentate. Singura diferenţă constă în introducerea în puterea totală disipată a puterii disipate în circuitul de comandă, calculabilă cu relaţia ti PG = UG IG, (.37) T unde t î este durata impulsului, iar T perioada de generare a acestuia..3.8 PARAMETRI DE CATALOG AI TIRISTOARELOR. Parametrii de catalog ai diodelor se regăsesc aproape în totalitate la tiristoare cu o diferenţa de notaţie constând în înlocuirea literei F cu T, adică, de exemplu, curentul mediu prin tiristor, se notează cu I TAV. Apar în plus o serie de parametri specifici, prezentaţi mai sus, cum ar fi: pentru circuitul de poartă V G, I G ; tensiunea de prăbuşire în sens direct V BD ; curenţii de amorsare şi de menţinere, I L şi I H ; dit dvv gradienţii de curent şi tensiune admisibili, ; dt dt sarcina stocată Q S. Se fabrică în mod curent tiristoare pentru tensiuni şi curenţi de ordinul miilor de volţi şi amperi.

15 .4 CIRCUITE DE PROTECŢIE PENTRU DIODE ŞI TIRISTOARE. În regimurile dinamice de intrare şi ieşire din conducţie, diodele şi tiristoarele, ca urmare a sarcinilor preponderent inductive, pot fi supuse la supratensiuni ce periclitează integritatea acestora. De asemenea pot să apară supracurenţi sau pierderi de putere însemnate, care afectează regimul termic al joncţiunilor.pentru tiristoare, un stres suplimentar este produs de gradientele de curent şi tensiune, care de asemenea pot produce fie comutări necomandate, fie deteriorarea joncţiunilor.în scopul utilizării cât mai aproape de parametri nominali precum şi pentru a evita deteriorările accidentale, diodele şi tiristoarele sunt prevăzute cu circuite de protecţie numite, după terminologia anglo-saxonă snubere..4. CIRCUITE DE PROTECŢIE LA SUPRACURENŢI. O primă protecţie se referă la curenţii de suprasarcină previzibilă sau neprevizibilă. Protecţia se realizează clasic cu relee termice sau relee electromagnetice cu temporizare, în funcţie de mărimea suprasarcinii şi durata ei, astfel încât să nu se depăşească temperatura admisibilă a joncţiunii. Protecţia la curenţi de scurtcircuit este strâns legată de capacitatea Fig..36 Curentul I TSM. Fig..37 Plasarea siguranţei fuzibile ultrarapide. semiconductorului de a suporta, o durată determinată, curentul de vârf I FSM (I TSM ), fig..36. Intervalul redus, 0msec, în care dioda sau tiristorul poate suporta curentul I TSM nu poate fi realizat utilizând soluţia cu întrerupătoare sau siguranţe fuzibile obişnuite, care întrerup circuitul defect în timpi mult mai mari. Soluţia utilizată, aproape în exclusivitate, se bazează pe siguranţele fuzibile ultrarapide, înseriate cu tiristorul sau dioda protejată, fig..37. O siguranţă fuzibilă, prin construcţia ei, întrerupe un circuit într-un timp t = t+ t, (.38) mai mic decât semiperioada T/ = 0 msec a tensiunii sinusoidale de alimentare, în cazul unui convertor de reţea. Funcţionarea fuzibilului presupune două intervale de timp diferite. Presupunând că scurtcircuitul are loc la t = 0, fig.4.3, curentul de scurtcircuit I K creşte practic liniar producând încălzirea fuzibilului până la atingerea punctului de fuzibilitate. Intervalul de timp al acestei etape, notat cu t, se numeşte timp de prearc. La sfârşitul acestui interval fuzibilul se întrerupe fizic, dar curentul continuă să se închidă prin arcul electric dintre extremităţile acestuia. Fig..38 Variaţia curentului şi tensiunii.

16 4 ELECTRONICA DE PUTERE SI ACTIONARI REGLABILE Arcul electric este însoţit de apariţia tensiunii de arc, U ARC, care este mai mare decât tensiunea de alimentare u(t). Ca urmare a acestui fapt curentul de scurtcircuit începe să scadă şi se anulează după intervalul t, numit timp de arc. În cazul utilizării diodelor şi tiristoarelor în convertoare de reţea protecţia la curenţi de scurtcircuit se poate realiza şi cu întrerupătoare de curent ultrarapide, care au timpi maximi de lucru în jur de 0 msec..4. CIRCUITE DE REDUCERE A GRADIENTULUI DE CURENT. Gradientul de creştere sau descreştere a curentului printr-un semiconductor este, în general, determinat de sarcină.atât pentru diode cât mai ales pentru tiristoare există o limită a valorii maxime a gradientului din motivele expuse anterior. Se consideră circuitul din fig..39 alimentat de la o sursă de c.c., U. Considerând L S = 0, variaţia curentului prin circuit la intrarea în conducţie a tiristorului T este furnizată de ecuaţia diferenţială d() it L + Ri() t = U, (.39) dt a cărei soluţie este Fig..39 Circuit pentru limitarea gradientului de curent. unde constanta de timp a circuitului U t / τ it () = ( e ), R (.40) L τ = R (.4) Gradientul de curent di(t)/dt are valoarea maximă la t = 0, fiind dat de relaţia d() it U U U dt R R L t / δ = e = = (.4) t= 0 τ τ t= 0 Formele de variaţie a curentului şi gradientul de curent sunt prezentate în fig..40, curbele şi. Micşorarea gradientului de curent se poate atinge numai prin mărirea inductivităţii din circuit, respectiv prin introducerea inductivităţi suplimentare L S. In acest caz, procedând ca mai sus, rezultă un gradient de curent d'() i t U U = <, (.43) dt L+ L L noile variaţii fiind reprezentate prin curbele şi,fig..40. Introducerea bobinei suplimentare L S are însă unele inconveniente: având şi o rezistenţă proprie aceasta conduce la diminuarea randamentului conversiei, prin pierderile de putere pe care le produce; S

17 Fig..40 Variaţia curentului şi gradientului. ELECTRONICA DE PUTERE 5 prezenţa ei în circuit conduce la micşorarea tensiunii disponibile pe sarcina R+L; la variaţii ale curentului i(t) produce supratensiuni de forma d(*) it ul() t = LS, (.44) dt care solicită suplimentar semiconductorul. Pentru limitarea acestor suprasarcini se prevede circuitul de descărcare a energiei acumulate format din dioda n S şi rezistorul R S. În general sarcinile acestor convertoare sunt de tipul R+L şi limitează gradientul de curent la valori sub cele admisibile. Totuşi se impune, pentru fiecare aplicaţie, verificarea valorii gradientului maxim şi prevederea, dacă este cazul, a circuitului de protecţie CIRCUITE DE PROTECŢIE LA SUPRATENSIUNI INTERNE. Supratensiunile interne sunt produse în procesul de comutaţie din starea de conducţie în starea blocată, fiind materializate prin tensiunea V RM, fig..4. Pentru tiristoare este important şi gradientul de tensiune dv(t)/dt, aplicat în sens direct sau invers, care produce de asemenea efecte Fig..4 Circuit de protecţie la supratensiuni interne. nedorite, mai ales în capacităţile parazite ale joncţiunilor.ca urmare a variaţiei gradientului de curent di(t)/dt la momentul t0, fig..4, supratensiunea produsă de inductivitatea L are o valoare apreciabilă, V RM, şi un gradient însemnat, ambele fiind inadmisibile pentru diodă sau tiristor.reducerea tensiunii V RM cât şi a gradientului se realizează prin plasarea în paralel cu semiconductorul a unui circuit serie R C, fig..4. Anterior momentului t0, ca urmare a faptului că u () t = V, (.45) T condensatorul C este practic neîncărcat. În momentul t0, ca urmare a creşterii tensiunii u T (t), începe încărcarea condensatorului C prin circuitul serie R,L,C, încarcare descrisă de ecuaţia d ir ( t) L + R ir() t + uc() t = U, (.46) dt unde ON Fig..4 Reducerea supratensiunii de comutaţie.

18 6 ELECTRONICA DE PUTERE SI ACTIONARI REGLABILE uc() t = ir()d t t C (.47) Ecuaţia (.45) poate fi analizată din punct de vedere al variaţiei curentului i R (t) şi a tensiunii u T (t).pentru primul caz, utilizând (.46), ecuaţia (.45) devine prin derivare d ir( t) d ir( t) L + R + ir () t = 0 (.48) dt dt C cu condiţia iniţială nenulă i (0) = I. (.49) R Variaţia curentului i R (t) depinde de polinomul caracteristic al ecuaţiei (.47), care este de forma cu soluţii de forma p RRM R + p 0 L + LC =, (.50) R R p, = ±. (.5) L 4L LC Cea mai convenabilă formă de variaţie este de tipul aperiodic, dacă R 0, (.5) 4L LC care conduce la R L, (.53) C oferind o relaţie pentru calculul rezistenţei circuitului de protecţie.pe de altă parte sarcina stocată în straturile tiristorului sau diodei, Q s, care provoacă curentul I RRM şi supratensiunea V RM, trebuie, pentru a evita o valoare mare a tensiunii de autoinducţie a bobinei, să fie preluată de capacitatea C la un nivel de tensiune admisibil, de exemplu U M ( 0,5...0,5) = V. (.54) Preluarea sarcinii Q s la nivelul de tensiune U M conduce la determinarea valorii capacităţii după QS C =. (.55) U Variaţia tensiunii la bobinele tiristorului va fi dată de ecuaţia d ir ( t) ut () t = U L, (.56) dt ceea ce înseamnă că polinomul caracteristic al acestei ecuaţii este cel dat de relaţia (.49),iar forma de variaţie a tensiunii de asemenea aperiodică, curba din fig..4.se constată că odată cu reducerea valorii maxime a supratensiunii la nivelul U < V (.57) M M RM RRM

19 ELECTRONICA DE PUTERE 7 se produce şi o diminuare considerabilă a gradientului de tensiune.la reaplicarea tensiunii de alimentare cu polaritate pozitivă, în vederea unei noi intrări în conducţie a tiristorului, tensiunea u T (t) va creşte exponenţial cu constanta de timp τ = RC. (.58) î Creşterea cu întârziere a tensiunii poate provoca ratarea intrării în conducţie a tiristorului. Pentru a se evita acest lucru, uneori, se prevede dioda n în paralel cu rezistorul R, care asigură încărcarea condensatorului C cu polaritatea inversă faţă de cea din fig..4 practic instantaneu. La intrarea în conducţie a tiristorului capacitatea C se va descărca prin rezistorul R, dioda n fiind blocată. În acest fel se limitează curentul de descărcare al capacităţii, care suprapunându-se peste curentul de sarcină, poate conduce la creşterea exagerată a gradientului di(t)/dt, precum şi la o suprasolicitare termică.circuitele de protecţie la supratensiuni de comutaţie se prevăd întotdeauna pentru tiristoare şi numai uneori pentru diode, condiţionat de V RRM diodei utilizate şi supratensiunile produse în circuit CIRCUITE DE PROTECŢIE LA SUPRATENSIUNI EXTERNE. Supratensiunile externe sunt provocate de sursa de alimentare a convertorului, care poate fi un transformator, sau direct reţeaua.în câmpul magnetic al transformatoarelor sau inductivităţilor de reţea se inmagazinează o energie proporţională cu tensiunea, respectiv curentul de mers în gol, i0. Orice variaţie a tensiunii, produsă fie ca urmare a variaţiei tensiunii reţelei sau a deconectării de la reţea, conduce la apariţia unei variaţii a energiei, care se transferă la intrarea convertorului, rămas conectat la sursă, prin apariţia unei supratensiuni.la fel ca în cazul supratensiunilor interne, poate fi depăşit V RRM semiconductorului cu efectele cunoscute, sau, în cazul tiristoarelor, poate produce intrarea în conducţie necontrolată.metodele de protecţie utilizate sunt, la fel ca în cazul anterior, circuite R-C plasate ca în fig..43, pentru cazul unui convertor trifazat.există două variante de protecţie: Fig..43 Circuite de protecţie pentru supratensiuni externe.

20 8 ELECTRONICA DE PUTERE SI ACTIONARI REGLABILE în c.a., când circuitele R-C sunt plasate între fazele transformatorului de alimentare m, fig..43a; în c.c., când circuitul R-C este conectat la secundarul transformatorului printr-un redresor cu diode în punte trifazată U, fig..43b. Capacitatea C a circuitelor de protecţie se dimensionează pentru preluarea a 30 50% din energia transformatorului, care conduce la o reducere convenabilă a supratensiunii. În aceste condiţii capacitatea se determină, pentru protecţia din fig..43a, cu relaţia C = ω V RRM i 0 S T ( 6 US ) 7 0 [ μ ] F (.59) unde: S T puterea aparentă a transformatorului în kva, i o curentul de mers în gol procentual,calculabil din curentul nominal I N şi cel de mers în gol I 0, după i I = ; (.60) [ 0 ] 00 I N ω - pulsaţia tensiunii de alimentare; V RRM tensiunea inversă a semiconductorului utilizat, 6 U S - tensiunea maxim între fazele secundarului. Capacitatea C preia supratensiunea tot printr-un circuit serie R, L, C, ca în cazul supratensiunilor de comutaţie, L fiind inductivitatea din circuit, generată de suma celor două inductivităţi de dispersie din transformator, adică L = Lσ. (.6) Ca urmare, pentru realizarea unei variaţii aperiodice trebuieşte îndeplinită condiţia de forma (.5),care permite determinarea rezistenţei R.Pentru cazul circuitului de protecţie din fig..43b, luând în considerare şi efectul punţii redresoare, capacitatea se calculează cu C, 5 = T 0 3 ω V RRM S i ( 6 US ) 0 7 [ μf], (.6) iar rezistenţa ca în cazul anterior. Schemele mai moderne prevăd înlocuirea circuitelor RC cu varistoare sau diode cu avalanşă controlată.la fel ca în cazul supratensiunilor de comutaţie, circuitele de protecţie la supratensiuni externe se prevăd întotdeauna la convertoarele cu tiristoare şi doar uneori la cele cu diode.

21 .5 TIRISTORUL GTO. Tiristorul obişnuit, ca urmare a proprietăţilor sale de a suporta tensiuni şi curenţi mari, este comutatorul static aproape ideal pentru convertoarele de mare putere, inconvenientul esenţial constând în imposibilitatea de a comanda pe poartă blocarea conducţiei..5. STRUCTURĂ. Structură tipică pentru un tiristor GTO este prezentată în fig..44, iar simbolizarea în fig..45. Diferenţele principalele constructive între tiristorul GTO şi tiristorul obişnuit constau în: structura catod-poartă, straturile n + şi p, este realizată înalt întreţesut în scopul asigurării unui Fig..44 Structura unui tiristor GTO. Fig..45 Simbolizarea unui GTO. cât mai bun acces, prin intermediul porţii, în secţiunea transversală a catodului; catodul este realizat sub forma unor degete, cu contact direct la metalizarea catodului, degete care sunt conectate direct la radiator; în structura p + a anodului sunt intercalate porţiunile de dimensiune redusă n +, care fac contact direct între metalizarea anodului şi stratul n -. Impurificarea straturilor este cea tipică..5.. POLARIZARE. Considerând poarta izolată, în cazul polarizării directe se aplică polaritatea pozitivă pe anod şi cea negativă pe catod. Din cele trei joncţiuni ale tiristorului GTO, fig..44, este polarizată invers nu mai joncţiunea J. Ca urmare a dopării reduse a stratului n -, bariera de potenţial este determinată de grosimea acestui strat, capacitatea de a susţine tensiuni în sens direct fiind asemănătoare cu a unui tiristor obişnuit. În cazul aplicării polarităţii minus pe anod sunt polarizate invers joncţiunile J şi J 3. Ca urmare a structurii stratului anodului cu incluziunile n +, joncţiunea J nu realizează nici o barieră de potenţial, în timp ce joncţiunea J 3 poate suporta cel mult 0 30V. Ca urmare tiristorul GTO nu poate funcţiona decât cu polarizare directă, deci alimentat numai în c.c CARACTERISTICA STATICĂ. Caracteristica statică, curent-tensiune, pentru polarizare directă este identică cu cea a tiristorului obişnuit, fig..5. În ceea ce priveşte ramura din cadranul 3, pentru polarizare inversă,

22 30 ELECTRONICA DE PUTERE SI ACTIONARI REGLABILE acesta nu există ca urmare a celor prezentate mai sus. Intrarea în conducţie se desfăşoară prin autoamorsarea conducţiei într-un mod asemănător cu tiristorul obişnuit IEŞIREA DIN CONDUCŢIE Având o structură asemănătoare cu tiristorul obişnuit, tiristorul GTO se poate echivala cu schema formată din două tranzistoare npn şi pnp, fig..46.se consideră tiristorul GTO în conducţie, după schema echivalentă din fig..46. Pentru ieşirea din conducţie se polarizează Fig..46 Ieşirea din conducţie a tiristorului GTO. invers joncţiunea G-K prin sursa E G, respectiv prin extragerea din stratul de poartă al curentului i G < 0.Curentul din baza tranzistorului T va avea valoarea i = i i Pentru ca tranzistorul T să înceapă a se bloca trebuie ca B C G (.63) i i < (.64) C B β unde β este factorul de amplificare în curent a acestui tranzistor. Dar pe de altă parte ib ic = = i (.65) α întrucât i A este curentul de emitor al tranzistorului T.Curentul de colector al tranzistorului T, din aceleaşi considerente, are valoarea A Fig..47 Tiristor GTO cu o sarcină R+L. Fig..48 Intrarea în conducţie.

23 Ştiind că ( ) i A i C i B = α şi introducând relaţiile de mai sus în condiţia (.63) se obţine α ELECTRONICA DE PUTERE 3 =. (.66) β α = (.67) α α i A i G <, (.68) α α de unde prin manipulări simple se determină condiţia pe care trebuie să o îndeplinească curentul de poartă negativ, i G, pentru a se produce ieşirea din conducţie, sub forma i G ia ia > = α β α + α OFF, (.69) unde prin β OFF s-a notat factorul de amplificare în curent poartă-anod. Din (.68), pentru a obţine un curent de poartă cât mai mic necesar întreruperii conducţiei, rezultă două condiţii: α cât mai mic; α cât mai mare. Aceste două condiţii se realizează prin structura constructivă a tiristorului GTO. Astfel pentru a se realiza un α cât de mic, se micşorează durata de viaţă a purtătorilor de sarcină din baza lui T, lucru realizat prin incluziunile n +, care oferă o cale de recombinare a purtătorilor direct în anodul tiristorului. Pe de altă parte posibilitatea de recombinare a purtătorilor direct în anod, face ca acest proces să fie foarte activ, conducând la reducerea substanţială a timpului de blocare a conducţiei. Realizarea unui α cât mai mare se realizează printr-o bază, stratul p, cât mai îngustă a tranzistorului T şi o dopare înaltă a emitorului acestuia, stratul n CARACTERISTICI DINAMICE. Se consideră tiristorul GTO înglobat în schema din fig..47, adică având o sarcină cu puternic caracter inductiv, care poate fi asimilată cu un generator de curent. Dioda n are rol de descărcare a energiei bobinei. Procesul de intrare în conducţie, iniţiat prin i G > 0, decurge asemănător cu procesul similar de la tiristorul obişnuit, fig..48. După trecerea timpului de întârziere t d, curentul i A (t) începe să crească cu un gradient de curent determinat de sarcina R+L. Simultan începe să se micşoreze şi tensiunea anod-catod, atingând valoarea de regim staţionar, V ON, de aceeaşi mărime ca la tiristorul obişnuit. Timpul de intrare în conducţie are valoarea Fig..49 Ieşirea din conducţie t = t + t (.70) ON având valori de ordinul μsec. Pierderile de putere în tiristor pe durata procesului de intrare în conducţie sunt relativ mari, mai ales pe intervalul t ri, dar, ca d ri

24 3 ELECTRONICA DE PUTERE SI ACTIONARI REGLABILE urmare a duratei reduse a acestuia, încălzirea joncţiunilor este neimportantă, chiar la frecvenţe mari. În sfârşit, ultima problemă este generată de conducerea curentului de poartă, fig..48. În primul rând curentul de poartă i G este sensibil mai mare decât la tiristorul obişnuit, ca urmare a amplificării mai mici a tranzistorului pnp, T. În al doilea rând, pentru a se evita ieşirea din conducţie necontrolată ca urmare a variaţiei curentului de sarcină i A şi a scăderii lui sub curentul de menţinere I H, care de asemenea este mai mare ca la tiristorul obişnuit, pe toată durata intervalului preconizat de conducţie se păstrează un curent de poarta de palier I GF < I GM (.7) Ieşirea din conducţie este activată prin inversarea curentului de poartă i G, la o valoare mai mare decât cea dată de relaţia (.68). Un proces tipic de ieşire din conducţie este prezentat în fig..49. În primul interval de timp, timpul de stocare t s, ca urmare a densităţii mari a purtătorilor de sarcină, starea tiristorului GTO nu se modifică, i A şi u T (t) păstrând valorile anterioare. Prin intermediul curentului de poartă i G < 0 se extrage o sarcină stocată importantă din tiristor, astfel încât la începutul lui t fi, curentul i A (t) începe să scadă cu un gradient impus de sarcină, iar u T (t) să crească. La sfârşitul lui t fi apare un vârf de tensiune, curba, generat de modificarea gradientului de curent di A (t)/dt. De asemenea curentul de poartă i G începe să scadă ca urmare a micşorării semnificative a densităţii de purtători din straturi. Cei doi curenţi i A (t) şi i G (t) continuă să scadă lent până la anulare, pe măsura recombinării purtătorilor de sarcină, generând asa numitul efect de coadă, cu durata t C.. După t ri, ca urmare a diminuării considerabile a purtătorilor de sarcină, tensiunea u T (t) creste repede, gradientul de creştere fiind mare. Durata timpului de ieşire din conducţie este t = t + t + t + t (.7) OFF S şi are valori de ordinul μsec, sensibil mai mic ca la tiristorul obişnuit, ceea ce face ca tiristorul GTO să poată fi utilizat la frecvenţe de ordinul khz. Problema principală la ieşirea din conducţie este generată de gradientul de tensiune du T (t)/dt aplicat în sens direct, curba din fig..49. Gradientul de tensiune fiind mare poate produce, la fel ca la tiristorul obişnuit, reamorsarea necontrolată a conducţiei, favorizată de polarizare directă. Evitarea acestui fenomen se realizează prin circuitul de protecţie R S, C S, n S, din fig..50. În stare de conducţie a tiristorului, condensatorul C S este încărcat la tensiunea V ON. La Fig..50 Circuit de protecţie la ieşirea din conducţie u C fi rv C începutul lui t fi, când u T (t) începe să crească, se deschide dioda n S şi condensatorul începe să se încarce, variaţia tensiunii la bornele condensatorului fiind de forma t ( t) = ic ( t)dt. (.73) C Considerând că sarcina R+L reprezintă practic un generator de curent constant, S 0 I 0 = i A + i C = cst., (.74)

25 ELECTRONICA DE PUTERE 33 variaţia celor trei curenţi fiind prezentată în fig..5.aşadar, considerând o scădere liniară a curentului prin tiristor, curentul de încărcare al condensatorului se poate scrie sub forma I ic ( t) = 0 t, (.75) t iar tensiunea la bornele acestuia prin u C fi t I 0 I 0 t ( t) = t dt = (.76) C t C t S 0 fi Această formă de variaţie întârzie mult creşterea tensiunii u T (t), curba din fig..49, reducând considerabil gradientul de tensiune du T (t)/dt. Reducându-se valoarea tensiunii u T (t) pe intervalul t fi, se reduc şi fi pierderile de putere în tiristor, regimul termic îmbunătăţindu-se considerabil. La sfârşitul lui t fi, ca urmare a anulării curentului i A (t), pentru scurt timp se deschide dioda de regim liber n, apărând în sarcină curentul i n (t), fig..5, şi de asemenea curentul de încărcare a capacităţii începe să se micşoreze până la atingerea valorii u ( t) = (.77) C V d Circuitul de protecţie astfel realizat se prevede obligatoriu pentru toate convertoarele cu tiristoare GTO. La o nouă intrare în conducţie, condensatorul C S se va descărca prin tiristor, valoarea maximă a curentului de descărcare fiind limitată prin rezistorul R S, dioda n S fiind blocată..5.6 CIRCUITE DE COMANDĂ PE POARTĂ. Fig..5 Variaţia curenţilor Comanda pe poartă a tiristorului GTO trebuie să îndeplinească, suplimentar faţă de tiristorul obişnuit, încă două condiţii: realizarea curentului de poartă de palier, I GF, fig..48; realizarea curentului de poartă negativ, i G <0. În fig..5 este prezentată o schemă de principiu,care stă la baza realizării majorităţii schemelor de comandă pe poartă, evitând prezenţa unei a doua surse pentru realizarea curentului i G < 0. Separarea galvanică se face prin optocuplorul T 3, între tensiunea de comandă U C produsă de generatorul G şi amplificatorul de tip Darlington realizat cu fototranzistorul T 3 şi tranzistorul T.Pentru tensiune de comandă U C = 0, tranzistorul T se găseşte în conducţie, fiind polarizat pozitiv în bază prin divizorul format din R şi tranzistorul T, aflat în stare de blocare. Curentul de poartă i G > 0 se închide de la sursa +E C prin T, condensatorul C şi joncţiunea poartă-catod. Condensatorul C se încarcă cu polaritatea din desen la o tensiune stabilită de dioda Zenner n, mai mică decât E C. După încărcarea condensatorului, curentul i G se micşorează la valoarea de palier I GF închizându-se prin n, în regim de stabilizare. Pentru blocarea conducţiei, tensiunea de comandă, U C, care Fig..5 Circuit de comandă pe poartă. este un semnal de tip logic, trece în starea,

26 34 ELECTRONICA DE PUTERE SI ACTIONARI REGLABILE producând intrarea în conducţie a tranzistorului T. Se creează o cale de descărcare a condensatorului C prin T şi joncţiunea poartă-catod, furnizând curentul negativ de poartă, i G < ALTE CONSIDERAŢII. Tiristorul GTO se dimensionează asemănător cu tiristorul obişnuit mai puţin tensiunea inversă V RRM, care nu există. Calculul temperaturii joncţiunii, θ j, urmează aceeaşi metodologie şi evident trebuie să se încadreze în limitele admisibile. O problemă deosebită este protecţia la supracurenţii provocaţi de scurtcircuite. Având în vedere capacitatea de blocare prin comandă pe poartă, o primă rezolvare a problemei constă în măsurarea curentului şi comanda inhibării conducţiei, când acesta depăşeşte o valoare prescrisă. Această soluţie este posibilă până la anumite valori de vârf ale curentului de lucru, numit curent controlabil, până la care curentul negativ de poartă poate anula curentul anod-catod. Peste această valoare curentul negativ de poartă nu mai poate dezamorsa conducţia şi protecţia nu mai este eficientă. In aceste cazuri se apelează, la fel ca la tiristorul obişnuit, la siguranţe fuzibile ultrarapide, cu funcţionarea în c.c. Totuşi întreruperea siguranţei ultrarapide, într-un timp relativ mare, 5 8 msec, poate produce deteriorarea tiristorului GTO, Fig..53 Protecţia la supracurent cu tiristor auxiliar. vârful de curent necontrolabil fiind în general suportat un timp relativ mai mic. Pentru a se evita acest lucru în paralel cu circuitul de sarcină, format din R+L şi tiristorul GTO-T, se plasează un tiristor obişnuit TA, cu capacitate mare în curent, fig..53. La apariţia curentului de defect se comandă intrarea în conducţie a tiristorului auxiliar TA, care preia în mare parte curentul tiristorului GTO, făcând posibilă arderea siguranţei ultrarapide f, cu evitarea deteriorării tiristorului GTO.

27 .6 TRANZISTORUL BIPOLAR DE PUTERE. Tranzistorul bipolar de putere derivă din tranzistorul obişnuit de semnal, prin mărirea capacităţii în curent şi tensiune. El este abreviat prin iniţialele BJT, provenind de la denumirea anglo-saxonă bipolar jonction transistor. Se realizează tranzistoare de tipul npn şi rar tranzistoare pnp..6. STRUCTURĂ. POLARIZARE. Structura verticală a unui tranzistor bipolar de putere npn este prezentată în fig..54, iar în fig..55 simbolizarea tranzistoarelor npn, respectiv pnp. Un tranzistor bipolar de tip npn este format din: n + - stratul colectorului, cu dopare la nivelul 0 9 /cm 3 ; n - - stratul sărac, cu dopare la nivelul 0 4 /cm 3 ; p - stratul bazei, cu dopare de 0 6 /cm 3 ; n + - stratul emitorului, dopat la nivelul 0 9 /cm 3. Tranzistorul de tip pnp are aceleaşi patru straturi, tipurile de semiconductoare fiind inversat. La fel ca la celelalte semiconductoare polarizarea se analizează în cazul bazei izolate. În cazul polarizării directe, plus pe colector minus pe emitor, este polarizată invers joncţiunea J, care fiind o structură de tipul n - p, va determina o barieră de potenţial proporţională cu grosimea stratului n -.Astfel tensiunea directă suportată de un tranzistor poate atinge valori de până la 500V, întreaga tensiune fiind reţinută în structura colector-bază. În cazul polarizării inverse, joncţiunea J preia întreaga tensiune şi, ca urmare o structurii de tip n + p, tensiunea maximă inversă este redusă, nivelele tipice fiind între 5 0V. Aşadar tranzistorul bipolar poate suporta numai tensiuni directe, putând fi utilizat numai cu alimentare în c.c..6. CARACTERISTICA STATICĂ. Caracteristica statică este dependenţa curentului de colector i C de tensiunea colectoremitor V CE pentru diverşi curenţi de bază,fig..56 şi.57. În convertoarele statice tranzistoarele bipolare sunt utilizate în montajul cu emitor comun, fig..56, şi în regim de comutaţie. Funcţionarea tranzistorului bipolar de putere este identică cu cea a tranzistorului de semnal mic, cu unele diferenţe produse de prezenţa stratului n -. O primă influenţă constă în micşorarea substanţială a factorului de amplificare în curent, i i C β = (.78) care are valori maxime cuprinse între 5 0. În planul caracteristicilor statice se disting mai multe zone: Dreapta, pentru tensiunea V cesus, ca reprezentând tensiunea maximă admisă în sens direct de tranzistor pentru comanda i B > 0, sau i B = 0 cu circuitul de bază deschis. In această zonă, datorită tensiunii colector-emitor mari, apare fenomenul numit prima străpungere sau prăbuşire, fenomen care, ca urmare a accelerării purtătorilor, produce creşterea densităţii purtătorilor minoritari şi a curentului prin tranzistor. Dacă se iau măsuri de eliminare a cauzei B

28 36 ELECTRONICA DEPUTERE SI ACTIONARI REGLABILE fenomenul este reversibil şi tranzistorul nu se deteriorează. În caz contrar, datorită puterii mari disipate în joncţiunea colector-bază, tranzistorul se distruge. În cazul curentului de bază nul, Fig..54 Structură. Fig..55 Simbolizare. cu circuit închis la emitor prin rezistenţa nulă, tensiunea colector-emitor admisă creşte la valoarea V CEO >V CESUS. Dacă baza este polarizată negativ, i B < 0, tensiunea directă admisă creşte la V CEX > V CEO, proprietate folosită în procesul de ieşire din conducţie al tranzistorului. Regiunea activă este caracterizată printr-o independenţă a curentului i C faţă de tensiunea v CE, curenţii de colector obţinuţi fiind cu atât mai mari cu cât curentul de bază este mai mare, i B < i B < i B3 < i B4 < i B5. Această zonă este folosită în general în regim de amplificare, iar în electronica de putere doar Fig..56 Schema cu emitor comun. Fig..57 Cracteristica statică. în perioadele de intrare, respectiv ieşire din conducţie. În această zonă, la curenţi mari, dacă tensiunea v CE capătă de asemenea valori mari, apare fenomenul celei de a doua străpungeri, curba, fenomen care conduce la deteriorarea ireversibilă a tranzistorului. Fenomenul apare ca urmare a faptului că, deşi creşterea tensiunii v CE nu produce o creştere semnificativă a curentului i C, se produce o creştere a pierderilor de putere în tranzistor şi deci o supraîncălzire. Această încălzire nu este însă uniform repartizată în secţiunea transversală a tranzistorului şi produce deteriorarea ireversibilă a semiconductorului. Zona de cvasisaturaţie situată între dreptele 3 şi 4. Ea este proprie tranzistoarelor de putere şi se datorează prezenţei stratului suplimentar n -. Astfel în această zonă, straturile tranzistorului,

29 ELECTRONICA DE PUTERE 37 inclusiv stratul n -, sunt invadate de purtători de sarcină, conductivitatea electrică a acestora fiind practic constantă. Zona de saturaţie adâncă, dreapta 4 Ca urmare a densităţii mari a purtătorilor, conductivitatea straturilor creşte, ceea ce provoacă o scădere în continuare a tensiunii v CE, care evident atrage micşorarea curentului de colector. Saturaţia adâncă este avantajoasă întrucât pierderea de putere în tranzistor p T = v i (.79) CE este sensibil mai mică ca în zona de cvasisaturaţie. Ca urmare însă a densităţii mari a sarcinii spaţiale, recombinarea acesteia în vederea întreruperii conducţiei va dura mult, limitând frecvenţa de lucru a tranzistorului. Din motivele enunţate mai sus punctul de funcţionare se alege în zona de cvasisaturaţie. Căderea de tensiune colector-emitor în conducţie, specifică cvasisaturaţiei, este sensibil mai mare luând valori între 0,9,6V. În sfârşit prezintă interes variaţia caracteristicii statice cu temperatura joncţiunilor. Astfel în fig..58 sunt prezentate caracteristici i C = f(v CE ) pentru temperatura θ j = 5, linie continuă, şi cu linie întreruptă pentru θ j = 5 C, indicând posibilitatea unui fenomen de ambalare termică a conducţiei prin tranzistor. O altă caracteristică importantă este cea de transfer, reprezentând dependenţa i c = f(v BE ), C Fig..58 Dependenţa cu temperatura a caracteristicii i c = f(v CE ). Fig..59 Caracteristica de transfer. fig..59, de asemenea pentru două temperaturi. Se poate constata că în zona, la aceeaşi tensiune v BE, care de altfel este practic constantă în funcţionarea tranzistorului, curentul de colector creşte cu temperatura, fiind în fapt o zonă instabilă d.p.d.v. termic. În schimb în zona fenomenul este invers, apărând o reacţie negativă cu creşterea temperaturii, ceea ce produce o funcţionare stabilă d.p.d.v. termic..6.3 CARACTERISTICI DINAMICE. Caracteristicile dinamice se referă la procesele de intrare şi ieşire din conducţie. Se consideră tranzistorul înglobat în circuitul din fig..56. Un proces tipic de intrare în conducţie este prezentat în fig..60.intrarea în conducţie este cauzată de aplicarea unui curent de bază i B > 0, care se aplică cu un anumit gradient, datorat configuraţiei circuitelor de comandă. Tensiunea bază-emitor porneşte de la V BEOFF < 0, caracteristică barierei de potenţial din joncţiunea bază-emitor. Această tensiune se modifică treptat la valoarea V BEON > 0 într-un timp finit, necesar pentru anihilarea sarcinilor difuzate în bariera de potenţial, timp notat prin t d şi numit timp de întârziere.

30 38 ELECTRONICA DEPUTERE SI ACTIONARI REGLABILE După polarizarea în sens direct a joncţiunii bază-emitor prin V BEON > 0, începe transferul de electroni din emitor în colector şi curentul de colector i C începe să crească cu un gradient di C /dt determinat de proprietăţile sarcinii. Timpul de creştere al curentului este notat cu t ri. La sfârşitul acestui interval se produc două fenomene: ca urmare a modificării gradientului de curent, pentru timp scurt se deschide dioda de regim liber n, provocând o cădere rapidă a tensiunii v CE, care continuă să scadă ca urmare a faptului că tranzistorul se află în regiunea activă, interval de timp notat prin t fv ; la sfârşitul descărcării energiei bobinei, urmează blocarea diodei prin curentul invers I RRM, care este preluat de tranzistor. Fig..6 Circuit de protecţie la intrarea în conducţie. micşorează. Fig..60 Intrarea în conducţie. Pe intervalul următor, t fv, tensiunea colector emitor scade mai lent, ca urmare a faptului că tranzistorul a intrat în zona de cvasisaturaţie, unde factorul de amplificare β se Timpul de intrare în conducţie t ON = t d + t ri + t fv + t fv, (.80) fiind de ordinul μ secundelor, permiţând tranzistorului funcţionarea la frecvenţe de până la zeci de khz. Singurul supracurent care apare este I RRM, care nu modifică esenţial încărcarea tranzistorului, astfel încât se neglijează. Problema principală a intrării în conducţie este generată de pierderile de putere pe intervalele t ri şi t fv când, atât i C, cât şi V CE au valori apreciabile, putând conduce la depăşirea regimului termic admisibil al tranzistorului. Depăşirea acestui inconvenient se poate realiza în două moduri. O primă cale constă în calculul pierderilor de putere din intervalul t ri + t fv şi introducerea lor în bilanţul termic.a doua cale constă în prevederea unui circuit de protecţie la intrarea în conducţie, fig..6., format din inductivitatea L S şi circuitul de descărcare n S, R S. Energia disipată în tranzistor pe intervalul t ri este dată de relaţia t ri W = V i dt. (.8) ON CE C 0

31 Pe circuitul din fig..6 se poate scrie V ' CE ELECTRONICA DE PUTERE 39 dic = Vd ( L + LS ). (.8) dt Deci micşorarea tensiunii V CE la valoarea V CE ca urmare a introducerii bobinei suplimentare L S va reduce corespunzător pierderile de putere în tranzistor. Soluţia este eficientă d.p.d.v. a scopului propus însă are unele dezavantaje: conduce la creşterea pierderilor de putere şi a căderii de tensiune din circuit, înrăutăţind randamentul conversiei; înrăutăţeşte dinamica curentului i C (t), bobina L S micşorând gradientul di C /dt. Circuitul se utilizează cu precădere pentru tranzistoarele de curent mare şi cu frecvenţă de comutaţie ridicată. Ieşirea din conducţie se poate comanda prin anularea curentului de bază. Pentru a se obţine performanţe mai bune, aproape întotdeauna se utilizează curent de bază i B < 0. În fig..6 este prezentat un proces tipic de ieşire din conducţie pentru un circuit de forma celui prezentat în fig..56.curentul de bază i B trece de la valoarea pozitivă I BON spre valoarea negativă I BOFF cu un gradient Fig..6 Ieşirea din conducţie. generat de configuraţia circuitului de comandă. Prima mărime care reacţionează este tensiunea bază-emitor, v BE, care începe să scadă pe măsură ce sarcina stocată în bază începe să se recombine. În acest interval, numit timp de stocare t d, stare de conducţie a tranzistorului nu se modifică, astfel încât i C şi v CE rămân la valorile din starea anterioară. Pe intervalul t rv, ca urmare a reducerii sarcinii stocate din bază, tranzistorul iese din saturaţie şi tensiunea v CE începe să crească. Pe intervalul t rv tranzistorul intră în regiunea activă, tensiunea v CE crescând mai repede. La sfârşitul lui t rv, v CE atingând valoarea tensiunii de alimentare V d, produce scăderea rapidă a curentului de colector, cu un gradient fixat de sarcina R+L. Timpul de ieşire din conducţie este dat de relaţia t + OFF = td + trv + trv t fi (.83) având acelaşi ordin de mărime ca t ON. Problemele deosebite care apar sunt determinate de pierderile mari de putere pe intervalele t rv şi t fi, care au aceleaşi efecte ca la intrarea în conducţie, problema tratându-se utilizând tot cele două căi. Circuitul de protecţie, numit pentru ieşirea din conducţie, este prezentat în fig..63. Funcţionarea lui este asemănătoare cu a circuitului analog de la tiristorul GTO, di fig..49 şi.50. Supratensiunea L C, produsă la începutul dt Fig..63 Circuit de protecţie la ieşirea intervalului t fi apare ca urmare a sarcinii inductive şi a din conducţie. modificării brutale a gradientului curentului de colector. Supratensiunea este deosebit de periculoasă întrucât se suprapune peste v CE = V d, la un curent de

32 40 ELECTRONICA DEPUTERE SI ACTIONARI REGLABILE Fig..64 Circuit de protecţie la supratensiuni. Fig..65 Reducerea supratensiunii. colector i C apropiat de I 0, cea de a doua străpungere fiind foarte probabilă. Evitarea defectului se realizează prin circuitul de protecţie la supratensiuni din fig..64.indiferent de starea tranzistorului, condensatorul C ov se încarcă prin R ov la tensiunea V COV = V d (.84) Când tranzistorul este în conducţie dioda n ov este blocată întrucât V COV > v CE (.85) La sfârşitul intervalului t rv, când tensiunea v CE are tendinţa de a depăşi tensiunea de alimentare V d, ca urmare a supratensiunii d i L c, dioda nov se deschide şi condensatorul se încarcă peste dt valoarea V d. Încărcarea condensatorului C ov se face prin circuitul sarcinii R+L şi dioda n ov, adică printr-un circuit serie R, L, C, care se poate dimensiona astfel încât forma tensiunii de încărcare să fie de tip periodic amortizat sau aperiodic, după modelul de la tiristoare şi diode, micşorând atât mărimea supratensiunii cât şi gradientul acesteia. Modificarea supratensiunii cu un circuit corect proiectat este prezentată în fig..65. Circuitul de protecţie se utilizează frecvent în cazul sarcinilor de tip inductiv COMANDA PE BAZĂ. ANTISATURAŢIA. Comanda în circuitul de bază trebuie să îndeplinească condiţiile: să asigure curenţi de bază pozitivi şi negativi, pentru realizarea regimurilor dinamice; separarea galvanică între circuitul de comandă şi cel de tensiune mare, colector-emitor; evitarea saturării adânci. Datorită factorului de amplificare în curent,β, mic, curentul de bază ic i B = (.86) β capătă valori apreciabile la tranzistoarele de curent mare, ceea ce face ca sistemul de comandă să conţină un amplificator de curent mare. Un circuit principial de comandă al bazei este prezentat în fig..66a. Separarea galvanică se face de obicei prin optocuplor la nivelul blocului de comandă. Tensiunea de ieşire U C are forma din graficul.66b. Pentru tensiune de comandă U C > 0 tranzistorul T intră în conducţie asigurând curentul de bază pozitiv, Fig..66 Circuit tipic pentru comanda bazei. în timp ce pentru U C < 0 se deschide T,

33 ELECTRONICA DE PUTERE 4 permiţând extragerea sarcinii stocate în bază prin i B < 0. În fig..66a grupul R b, L B se prevede pentru ca scăderea curentului i B să fie sincronă cu variaţia lui i C în scopul evitării aşa numitului fenomen de coadă. În prezent sunt realizate circuite integrate specializate pentru comanda pe bază în care sunt incluse şi alte funcţiuni. Efectele negative ale funcţionării în saturaţie au fost prezentate anterior. Mecanismul intrării în saturaţie adâncă este determinat fie de variaţia curentului de bază, fie a curentului de colector. Astfel în fig..67 se consideră punctul de funcţionare A în zona de cvasisaturaţie, la un curent de bază i B. Considerându-se curentul de colector constant, la valoarea i CA, modificarea curentului de bază la valoarea i B > i B conduce la transferarea punctului de funcţionare din A în B şi la intrarea în saturaţie adâncă. Această situaţie este însă puţin probabilă ca urmare a modului de realizare a schemei de comandă. Situaţia prezentată în fig..68 este însă foarte probabilă întrucât curentul de sarcină se poate modifica în limite largi. Se consideră de asemenea o funcţionare în cvasisaturaţie, în punctul A. Dacă curentul de colector se modifică la valoarea i CB < i CA, (.87) iar curentul de bază i B se păstrează constant, punctul de funcţionare se deplasează în B, în saturaţie adâncă. Soluţia evitării saturaţiei, în acest caz, constă în micşorarea curentului de bază la valoarea i B < i B, respectiv aducerea punctului de funcţionare în B. Saturaţia adâncă este caracterizată şi prin scăderea accentuată a tensiunii v CE, aceasta putând scădea sub nivelul tensiunii bază-emitor v BE, producând polarizarea directă a joncţiunii bază-colector cu o serie de efecte nedorite. Evitarea intrării în saturaţie adâncă se bazează pe controlul tensiunii v CE astfel încât în permanenţă vce v BE. (.88) Circuitul antisaturaţie, fig..69, este realizat cu dioda antisaturaţie D AS şi diodele D şi D din baza tranzistorului. Considerând circuitul bază-emitor alimentat la tensiunea V B se pot scrie relaţiile V = V + V (.89) B D BE Fig..67 Saturaţie provocată de curentul de bază. Fig..68 Saturaţie provocată de curentul de colector. şi V = V + V. (.90) AS B D CE Din relaţiile (.87) şi (.88) rezultă Întrucât diodele D AS şi D sunt de acelaşi tip V + V = V + V AS D BE D CE. (.9) V CE = V BE (.9)

34 4 ELECTRONICA DEPUTERE SI ACTIONARI REGLABILE Fig..69 Circuit antisaturaţie. adică realizarea condiţiei de păstrare a tranzistorului în cvasisaturaţie. Din punct de vedere al funcţionării acestui circuit, la orice tendinţă de scădere a tensiunii V CE sub nivelul tensiunii V BE, dioda D AS se deschide, iar curentul de bază i B se divide în două componente, i B prin circuitul de colector şi i B prin circuitul bază-emitor. În acest fel se produce micşorarea curentului efectiv de bază la valoarea " i B < i B, (.93) readucând punctul de funcţionare în cvasisaturaţie..6.5 FUNCŢIONAREA TRANZISTORULUI. Parametrii nominali ai tranzistoarelor bipolare, în cea mai mare parte, au fost prezentaţi prin caracteristicile statice şi dinamice. Suplimentar, la fel ca la celelalte dispozitive semiconductoare prezentate anterior, mai sunt specificate: rezistenţele termice R thjc, R thcr şi eventual R thra ; curentul nominal I C, reprezentând curentul continuu suportat de tranzistor un timp îndelungat, fără depăşirea regimului termic admisibil; curentul maxim I CM, reprezentând curentul maxim admis de tranzistor în regim de impuls; arii de funcţionare sigură. Problemele principale privind funcţionarea în conducţie constau în: stabilirea punctului de funcţionare; calculul regimului termic; protecţia la curenţi de scurtcircuit. Alegerea punctului de funcţionare constă în determinarea perechii V CEON, I C şi, în funcţie de aceasta, perechea V BE, i B corespunzătoare, fig..70.alegerea se face în planul caracteristicilor statice în funcţie de dreapta de sarcină, care se trasează prin perechile de puncte la mersul în gol, i C = 0 şi V 0 = V d, respectiv în scurtcircuit, V CE = 0 şi I C = V d /R. Intersecţia cu una din caracteristicile statice, a cărui punct de funcţionare F, corespunde necesităţilor de curent de colector i CF solicitate de sarcină şi regimului de funcţionare în cvasisaturaţie, furnizează curentul de bază necesar i BF. Din caracteristica i B = f(v BE ) se determina tensiunea bază-emitor necesară Fig..70 Alegerea punctului de funcţionare. Fig..7 Aria de operare sigură. dimensionării circuitului de comandă. Mai trebuiesc îndeplinite două condiţii. Prima se referă la efectuarea alegerii de mai sus în condiţii de temperatură a joncţiunii prestabilite, de obicei la niveluri apropiate de temperatura maximă a θ jm.a doua condiţie se referă la încadrarea punctului

35 ELECTRONICA DE PUTERE 43 de funcţionare în interiorul ariei de operare sigură, SOA (safety operating area).aria de operare sigură, SOA, fig..7, delimitează o suprafaţă în interiorul căreia este garantată funcţionarea tranzistorului fără deteriorări de orice natură. Aria de operare sigură pentru funcţionare în c.c. are limitele: curba, pentru tensiuni v CE mici, limitare la curentul maxim I C ; curba, pentru tensiuni v CE mai mari, limitare la putere disipată în tranzistor p = i v ; (.94) T C curba 3, limitare mai accentuată, pentru evitarea celei de a doua străpungeri; curba 4, limitare la tensiuni v CE mai mici decât V CESUS. Pentru funcţionarea intermitentă, în regim de impuls, aria de operare sigură se extinde pentru valori mai mari ale curentului. Astfel curentul în regim de impuls poate atinge o valoare mai mare, I CM, iar limitările de putere sunt cu atât mai sus cu cât durata impulsului este mai mică. De exemplu notaţiile din desen sunt pentru: a=0msec; b=msec; c=00μsec..6.6 PROTECŢIA LA SUPRASARCINĂ. Un tranzistor poate suporta, în anumite condiţii, un curent de vârf însă pentru un interval de timp limitat CE i C >> I CM, (.95) t 0...0μ sec, (.96) Acest lucru face imposibilă protecţia cu siguranţe fuzibile ultrarapide al căror timp de lucru este mult mai mare. Protecţia la suprasarcini utilizează proprietatea tranzistorului de a se bloca într-un timp t OFF de ordinul μsec. Pentru a se realiza protecţia sunt necesare: sesizarea curentului de suprasarcină şi elaborarea comenzii de inhibare a conducţiei. O schemă de protecţie simplificată, bazată pe supravegherea tensiunii v CE, este prezentată în fig..7. Astfel la creşterea curentului, ca urmare a unui defect pe sarcină, se petrec două evenimente: punctul de funcţionare, fig..68, se deplasează din A spre valori mai mari de curent, dar pe aceeaşi caracteristică întrucât i B nu se modifică, tranzistorul trecând din cvasisaturaţie în regiunea activă, curentul fiind, pentru început, limitat chiar de caracteristica i C = f(v CE ); în al doilea rând creşte tensiunea v CE, ca urmare a trecerii funcţionării în regiunea activă, creştere care este folosită pentru activarea protecţiei. Fig..7. Protecţia la suprasarcină. În stare normală tensiunea în punctul P, fig..7, va polariza direct dioda D p, tensiunea v CE fiind mai mică. La creşterea tensiunii v CE, ca urmare a suprasarcinii, tensiunea în punctul P creşte. Această tensiune se aplică ca o intrare în blocul de comandă, unde se compară o mărime prestabilită, corespunzătoare curentului I C de defect maxim admis. În urma comparaţiei blocul de comandă generează semnalul de înhibare a conducţiei, de obicei cu o temporizare prestabilită, care să evite lucrul protecţiei la variaţii ale curentului de colector i C, cauzate de regimurile tranzitorii.

36 44 ELECTRONICA DEPUTERE SI ACTIONARI REGLABILE.6.7. REGIMUL TERMIC. Regimul termic al tranzistorului se calculează, în cazurile staţionar şi dinamic, după aceeaşi metodologie de la diode sau tiristoare. Singurele diferenţe constau în aprecierea pierderilor de putere în joncţiuni în funcţie de tipul de regim de funcţionare şi prezenţa sau absenţa circuitelor de protecţie la intrarea sau ieşirea din conducţie. Finalizarea calculului se face fie prin determinarea temperaturii joncţiunii θ j şi încadrarea ei în θ j θ jm, (.97) fie prin calculul radiatorului care să conducă la îndeplinirea condiţiei (.74) MONTAJE DARLINGTON Tranzistoarele bipolare, ca urmare a factorului de amplificare în curent mic, necesită curenţi apreciabili pentru comandă. O soluţie des practicată în prezent este montajul de tip Darlington, fig..73, constituit din două tranzistoare T şi T. Principalul avantaj constă în creşterea factorului de amplificare în curent după relaţia β = β +, (.98) + β β β unde β şi β sunt factorii de amplificare în curent pentru cele două tranzistoare. Considerând β = β 0, (.99) = rezultă un β = 0, care în fapt înseamnă micşorarea de ori a curentului de bază necesar, faţă de cazul utilizării unui singur tranzistor de capacitate similară cu T.Montajul introduce şi unele neplăceri, mai ales la ieşirea din conducţie. Tranzistorul T lucrează de obicei saturat iar T în cvasisaturaţie. La ieşirea din conducţie, curentul de bază aferent tranzistorului T poate inversa de sens, extragerea sarcinilor stocate din baza acestuia având loc ca la un tranzistor obişnuit. Fig..73 Montaj Darlington. Fig..74 Darlington monolitic. Tranzistorul T începe să se blocheze abia după ieşirea din conducţie a lui T, iar curentul lui de bază nu poate inversa de sens, ceea ce face ca timpul lui de stocare să fie mult mai mare. Rămânând în conducţie numai T, acesta va prelua întregul curent de sarcină, supraîncărcându-se.evitarea acestui inconvenient se atinge prin introducerea diodei de de stocare D DS, fig..73, care, după evacuarea sarcinii stocate din T, permite o situaţie similară şi pentru tranzistorul T permiţând un curent negativ de bază pe T. În prezent se realizează aşa numitele Darlington monolitice care au înglobate în aceeaşi capsulă toate elementele unei corecte funcţionări. Pentru exemplificare, în fig..74, este prezentat un astfel de tranzistor, având trei etaje. În capsulă sunt incluse rezistoarele R de echilibrare şi diodele de stocare D DS, capsula având numai cei trei

37 ELECTRONICA DE PUTERE 45 electrozi consacraţi, C,B,E. În prezent tranzistoarele de mare putere sunt realizate numai în montaje de tip Darlington monolitic. Per ansamblu un montaj de acest fel este luat în consideraţie ca un tranzistor simplu, comportarea lui fiind în fapt cea a unui tranzistor bipolar obişnuit, mai puţin curentul de bază, care este sensibil mai mic.

38 .7 TRANZISTORUL MOSFET DE PUTERE. Din multitudinea tranzistoarelor utilizând tehnologia MOS (metal-oxid-semiconductor) şi efectul de câmp (FET), în electronica de putere se utilizează cele cu canal indus. Faţă de semiconductoarele de putere prezentate anterior tranzistorul MOSFET cu canal indus se caracterizează prin două diferenţe esenţiale: crearea canalului de conducţie prin câmp electric, deci printr-o comandă în tensiune de putere redusă; asigurarea conducţiei în canal prin purtători de tip minoritar. Exemplificarea acestor diferenţe este prezentată prin structura simplificată din fig..75. Structura este formată din corpul p, cu o dopare de 0 7 /cm 3, în care se realizează două incluziuni n + şi n +, înalt dopate, 0 9 /cm 3, numite dren (D) şi sursă (S).Al treilea electrod, poarta G, este conectat la corpul p printr-un strat izolant de oxid de SiO Fig..75 Principiu de realizare a unui MOSFET cu canal indus n. siliciu (SiO ). Dacă se polarizează pozitiv poarta G în raport cu sursa S, în corpul p se creează un câmp electric pozitiv, care va atrage în zona porţii purtători minoritari din p, electronii. Densitatea de purtători atraşi va depinde evident de intensitatea câmpului electric creat. Sarcina realizată în acest mod formează aşa numitul canal n indus. Dacă, în continuare, se polarizează pozitiv drenul D în raport cu sursa S, electronii din stratul n + vor fi împinşi din stratul n + şi atraşi de stratul n +, formând un curent electric, care se închide prin canalul realizat în corp. Densitatea electronilor din canalul indus, fiind controlată de intensitatea câmpului electric produs de poartă, determină conductivitatea canalului, deci intensitatea curentului electric care se închide, în sens tehnic, de la dren la sursă. Având în vedere cele prezentate mai sus rezultă deosebirile funcţionale: cădere mai mare de tensiune dren-sursă, ca urmare a densităţii reduse a purtătorilor de sarcină din canal; un timp de ieşire din conducţie, t OFF, redus; comanda pe poartă în tensiune..7. STRUCTURĂ. POLARIZARE O structură reală a unui MOSFET de putere cu canal indus n este prezentată în fig..76. Faţă de structura de principiu din fig..75, apar unele diferenţe: prezenţa stratului sărac, n -, cu o dopare de /cm 3 ; realizarea întreţesută a ansamblului corp-sursă, respectiv poartă-sursă, în scopul asigurării unei cât mai bune pătrunderi a câmpului electric în corp; realizarea de structuri de felul celei din fig..76, cu secţiune transversală redusă şi conectarea, în acelaşi cip şi pentru curenţi mari, a mai multor asemenea structuri în paralel, prin intermediul metalizărilor. Structura de tip cu canal indus p, care se realizează mai rar, are aceeaşi construcţie, fiind inversate doar tipurile straturilor, structura între dren şi sursă fiind p + p -, n, p +.

39 ELECTRONICA DE PUTERE 47 Structura complicată a tranzistorului MOSFET de putere introduce o serie de efecte parazite. Cele mai notabile sunt capacităţile parazite din joncţiuni, fig..76 : capacitatea dren-sursă, C DS ; capacitatea poartă-sursă, C GS ; capacitatea poartă-dren C GD. De asemenea ansamblu n - + p n formează un tranzistor bipolar pnp parazit, iar pn - o diodă parazită, care au influenţe în regimurile de funcţionare ale tranzistorului. În fig..77 sunt prezentate simbolurile uzuale pentru tranzistor cu canal n şi cu canal p. Fig..76 Structura unui MOSFET cu canal n indus. Polarizarea directă a tranzistorului înseamnă, pentru tranzistorul cu canal n, polaritatea plus pe dren. Joncţiunea polarizată invers este J, n - p, tensiunea depinzând de grosimea stratului n -. Se realizează în mod obişnuit tranzistoare cu tensiuni până la 000V. Polarizarea inversă, minus pe dren, va fi susţinută de joncţiunea J, n + p, fiind de ordinul a 0 0V. Concluzia constă în aceea că tranzistorul MOSFET poate lucra numai cu alimentare în c.c. şi polarizare directă. Tranzistoarele cu canal p au o funcţionare identică, polarizările fiind de sens opus în raport cu cele de la tranzistorul cu canal n..7. CARACTERISTICA STATICĂ. Se consideră tranzistorul cu canal n indus din fig..78. Caracteristicile statice, fig..79, se analizează împreună cu caracteristica de transfer, fig..80.la nivelul caracteristicii de transfer se constată că pentru V GS < V GSP (.00) Fig..78 Schema de Fig..79 Caracteristica Fig..80 Caracteristica funcţionare. statică. de transfer. unde V GSP se numeşte tensiune de prag, curentul de dren, i D, este nul. Peste această valoare i D este practic proporţional cu tensiunea poartă-sursă. În fig..80 caracteristica reală este prezentată cu linie întreruptă (), iar cea idealizată cu linie plină (). Tensiunea V GSP este de ordinul volţilor. Familia de caracteristici statice este concretizată prin mai multe zone:

40 48 ELECTRONICA DE PUTERE SI ACTIONARI REGLABILE Dreapta V BDDS, limitând tensiunea maximă admisă în sens direct. Depăşirea acestei tensiuni produce creşterea curentului i D şi distrugerea, prin multiplicarea în avalanşă a purtătorilor de sarcină, a joncţiunii dren-corp. Fenomenul este asemănător primei străpungeri de la tranzistorul bipolar. Zona activă, caracterizată prin curenţi de dren constanţi şi tensiuni dren-sursă variabile. Curentul de dren este puternic dependent de tensiunea poartă-sursă. În fig..79 tensiunile poartă-sursă sunt în raportul V > GS 4 > VGS 3 > VGS > VGS VGSP (.0) De asemenea în această zonă sunt valabile relaţiile pentru tensiunea dren-sursă iar pentru curentul de dren i D v DS > v V, (.0) GS GSP [ V V ] = k, (.03) unde k este o constantă a tranzistorului. Zona ohmică, caracterizată prin tensiuni dren-sursă mici, unde există relaţia În această zonă curentul de dren este dat de v DS GS GS GSP < v V. (.04) D v DS GSP i = k. (.05) Separaţia dintre cele două zone, dreapta, este caracterizată prin v DS = v V. (.06) GS Din punct de vedere al electronicii de putere, unde tranzistorul este utilizat în regim de comutaţie, starea de blocare se obţine prin v = 0, (.07) GS iar cea de conducţie prin puncte de funcţionare unde v DS este minim, iar i D maxim. Acest compromis se poate obţine pe curba, de separaţie între cele două zone, activă şi ohmică. Tensiunile v DS, realizabile în condiţiile de mai sus, sunt sensibil mai mari ca la tranzistorul bipolar, luând valori între,5 3V. Zona ohmică nu trebuie confundată cu zona de saturaţie de la tranzistorul bipolar, fenomenul saturaţiei neexistând la tranzistorul MOSFET. GSP.7.3 CARACTERISTICI DINAMICE. Pentru analiza caracteristicilor dinamice se consideră tranzistorul introdus în schema din fig..8, unde sarcina, de tip R+L, este asimilată unui generator de curent constant. Alimentarea circuitului de poartă se face prin aşa numitul driver de poartă, DG. În figură s-au figurat capacităţile parazite C GD şi C GS, care joacă un rol important în realizarea comutaţiei tranzistorului. Se presupune că driverul de poartă DG poate furniza un semnal treaptă, E G, fig..8. Acest semnal nu este identic cu tensiunea v GS ca urmare a prezenţei condensatoarelor parazite C GD şi C GS, care încep un proces de încărcare. În acest fel, deşi s-a aplicat la intrare un semnal treaptă, tensiunea v GS are o creştere exponenţială cu o constantă de timp determinată de rezistenţa R G din circuitul de poartă şi cele două condensatoare parazite. Primul interval din procesul de intrare în conducţie, fig..8, se numeşte timp de întârziere, t d, fiind generat de faptul că

41 interval în care şi GS V GSP ELECTRONICA DE PUTERE 49 v <, (.08) i = 0 (.09) D v DS = V d. (.0) După t d, tensiunea poartă-sursă devine mai mare ca V GSP şi curentul de dren începe să crească cu un gradient di d /dt determinat de sarcina R, L. Intervalul de timp în care curentul creşte la valoarea de regim staţionar I 0 se numeşte timp de creştere a curentului t ri. Pe intervalul t fv începe scăderea tensiunii-dren sursă, ca urmare a faptului că tranzistorul se găseşte în zona activă. Micşorarea tensiunii v DS este mai accentuată ca urmare a deschiderii, pentru timp scurt la sfârşitul intervalului t ri, a diodei de regim liber n. Mai mult, urmează blocarea conducţiei acestei diode, evidenţiată prin curentul I RRM, care se suprapune peste curentul de dren. Pe următorul interval, t fv, tensiunea dren-sursă scade mai lent ca urmare a trecerii tranzistorului în zona ohmică, în final atingându-se valoarea de regim staţionar V DSON. Pe intervalele t fv + t fv, practic încărcarea Fig..8 Circuit pentru analiza regimurilor dinamice. condensatoarelor încetează ca urmare a modificării capacităţii C GD,variabilă in raport de tensiunea V DS.La sfârşitul intervalului t fv reîncepe încărcarea condensatoarelor parazite, până la atingerea stării finale. Timpul de intrare în conducţie este dat de t = t + t + t + t (.) ON d ri fv fv având valori de ordinul zecilor de nanosecunde, cel mult sute de nanosecunde, permiţând funcţionarea acestuia la frecvenţe de ordinul sutelor de khz. În privinţa pierderilor de putere acestea sunt importante pe intervalul de comutaţie propriu-zis, t = t + t + t, (.) C ri fv fv ca urmare a frecvenţei mari de lucru, şi provoacă un regim termic important. Ca urmare în cadrul regimului termic al tranzistorului acestea se iau în Fig..8 Intrarea în conducţie. calcul, furnizorii oferind energia de pierderi pentru o comutaţie, E JC, puterea calculându-se cu P = E f, (.3) C JC

42 50 ELECTRONICA DE PUTERE SI ACTIONARI REGLABILE unde f este frecvenţa de comutaţie..7.4 IEŞIREA DIN CONDUCŢIE. Pentru a se obţine blocarea conducţiei trebuie ca tensiunea poartă-sursă să fie o valoarea normală fiind v GS < V GSP, (.4) v = 0, (.5) GS care se poate realiza prin descărcarea condensatoarelor parazite C GD ş i C GS. Procesul de ieşire Fig..83 Ieşirea din conducţie. din conducţie este unul invers celui de intrare în conducţie fiind prezentat în fig..83. Timpul de ieşire din conducţie t OFF este de acelaşi ordin de mărime ca t on. Supratensiuni pot apare, ca urmare a sarcinii inductive, la modificarea gradientului de curent la începutul intervalului t fi, în acelaşi mod ca la BJT..7.5 CIRCUITE DE COMANDĂ PE POARTĂ. Circuitele de comandă pe poartă trebuie să realizeze următoarele condiţii: asigurarea unei tensiuni v GS > V GSP pentru intrarea în conducţie; anularea tensiunii v GS pentru ieşirea din conducţie; separarea galvanică între circuitul de comandă şi cel de putere. În fig..84 este prezentat un circuit tipic de comandă pe poartă. Comanda este produsă de generatorul G, care furnizează la ieşire un semnal logic. Prin optocuplorul T 3 se realizează separarea galvanică. La semnal logic în colectorul lui T 3, tranzistorul MOSFET T este în conducţie, asigurând prin R G comanda de intrare în conducţie a lui TP. Prin inversorul U tiristorul T este blocat, având pe poartă semnal nul. La inversarea comenzii, T se va bloca, iar T intră în conducţie asigurând descărcarea condensatoarelor parazite. Uneori, pentru micşorarea lui t OFF, se practică polarizarea negativă a tranzistorului T, pentru a mări curentul de descărcare. La fel ca la tranzistoarele bipolare se fabrică drivere integrate de poartă care cuprind şi funcţii suplimentare ca protecţii la supracurenţi, supratemperatură ş.a.

43 ELECTRONICA DE PUTERE 5 Fig..84 Comanda pe poartă..7.6 FUNCŢIONAREA ÎN CONDUCŢIE. Dimensionarea tranzistoarelor MOSFET se face în tensiune şi curent, în acelaşi mod ca la celelalte dispozitive semiconductoare de putere. Curentul nominal al tranzistorului i D se alege în funcţie de curentul solicitat de convertor, regimul de funcţionare, continuu sau intermitent, şi temperatura de funcţionare estimată. La fel ca la tranzistorul bipolar, esenţială este încadrarea punctului de funcţionare în aria de operare sigură, SOA, fig..85. Această arie conţine trei limitări: la tensiunea maximă în sens direct, V BDDS ; la curent maxim, în c.c., i D, iar în regim de impuls, I DM ; la putere maximă disipată în tranzistor, curbele înclinate. Pentru alegerea curentului nominal se utilizează caracteristicile statice, în general pentru temperatura maximă de utilizare, urmărind încadrarea lor în SOA. Esenţial este însă calculul regimului termic după acelaşi model ca la diode sau tiristoare, luându-se în calcul atât puterea disipată în regim staţionar cât şi în comutaţie, componente furnizate de producători. În general pierderile Fig..85 Aria de operare sigură. în conducţie se calculează cu p = V I, (.6) J DSON unde V DSON se determină din caracteristica statică pe care funcţionează tranzistorul. Având în vedere că V DSON este mai mare decât la tranzistoare bipolare, pierderile de putere sunt sensibil mai mari şi cresc cu creşterea temperaturii joncţiunilor. De asemenea pierderile în comutaţie sunt dependente de rezistenţa de poartă R G, producătorii indicând rezistenţe standard de utilizat..7.7 CIRCUITE DE PROTECŢIE. Pentru tranzistoare MOSFET sunt necesare mai multe circuite de protecţie. O primă protecţie se referă la circuitul poartă-sursă. Supratensiunile poartă-sursă pot produce străpungerea stratului de oxid de siliciu. În general tensiunile maxime poartă-sursă admise sunt până la 5 30V. Supratensiunile pot proveni din circuitul de comandă pe poartă, sursa E C, acestea putând fi uşor controlate, utilizând o sursă stabilizată. Supratensiunile mai pot proveni din circuitul drensursă, în special la comutări. În unele scheme de comandă, aceste supratensiuni se anihilează prin prevederea în paralel cu tranzistoarele T şi T, fig..85, a unor diode antiparalel. La apariţia pe poartă a unor supratensiuni mai mari ca E C, indiferent de polaritate, una din aceste diode se d

44 5 ELECTRONICA DE PUTERE SI ACTIONARI REGLABILE deschide şi limitează mărimea supratensiunii la valori admise. Dificultăţi produc şi subtensiunile din circuitul poartă-sursă. Micşorarea accidentală a tensiunii poartă-sursă produce micşorarea conductivităţii canalului, iar ca urmare a tendinţei curentului i D de a rămâne constant, cresc sensibil pierderile de putere, înrăutăţind regimul termic. Protecţia se realizează prin circuite specializate de supraveghere a mărimii acestei tensiuni, incluse în driverul de poartă. Protecţia la supratensiuni dren-sursă se realizează cu circuite RC asemănătoare cu cele de la tiristoare, sau circuite R,C şi diode ca la tranzistoarele bipolare, calculul făcându-se similar, fig..86.rezistenţa R a circuitului are în vedere limitarea curentului de descărcare a condensatorului. In fig..86a descărcarea condensatorului C se face prin tranzistor, astfel încât limitarea curentului este strict necesară. Pentru circuitul din fig..86b, prezenţa diodei n împiedică descărcarea condensatorului prin tranzistor. Protecţia la supracurenţi foloseşte proprietatea tranzistorului de a se bloca, într-un timp scurt, prin comanda pe poartă. Se utilizează în principal două soluţii. Prima soluţie are în vedere măsurarea curentului Fig..86 Circuite de protecţie Fig..87 MOSFET cu senzor la supratensiuni. de curent. de dren, printr-un senzor adecvat, compararea acesteia cu o referinţă şi elaborarea comenzii de blocare a conducţiei. A doua soluţie, de dată mai recentă, se bazează pe tranzistoarele MOSFET cu senzor de curent inclus, fig..87.câteva din celule constitutive ale MOSFET-ului sunt conectate la doi electrozi speciali, suplimentari faţă de cei clasici, K-electrod Kelvin şi CS-sursă de curent. Tensiunea culeasă la ieşire furnizează informaţii în timp real despre valoarea supracurentului. Mai departe semnalul este prelucrat la fel ca în cazul anterior. Acest ultim tip de protecţie are câteva caracteristici foarte avantajoase: exclude senzorul de curent exterior şi constantele de timp aferente; asigură o protecţie distribuită şi individuală, pentru fiecare tranzistor al convertorului..7.8 TRANZISTOARE IN PARALEL. Întrucât tranzistoarele MOSFET se fabrică pentru curenţi relativ mici, 00 00A, în cazul convertoarelor de putere mare este necesară conectarea acestora în paralel, după schema din fig.8.6.problema principală constă în egalizarea curenţilor după I0 id = i D =. (.7) Între caracteristicile de transfer ale celor două tranzistoare pot să apară diferenţe care să conducă la o încărcare inegală, ca în fig..89. Tranzistorul T, mai încărcat,se va încălzi mai mult decât T. Caracteristica de transfer, cu creşterea temperaturii se modifică în poziţia, conducând la un curent

45 ELECTRONICA DE PUTERE 53 Fig..88 Tranzistoare în paralel. Fig..89 Încărcarea tranzistoarelor în paralel. i <, (.8) ' D i D realizându-se în fapt o reacţie negativă având ca sens echilibrarea curenţilor. Ca urmare nu se iau măsuri speciale de echilibrare. Datorită vitezei mari de comutaţie pot să apară oscilaţii de curent, ca urmare a unor oscilaţii între comenzile celor două tranzistoare. Evitarea acestor oscilaţii se realizează prin decuplarea comenzii pe poartă prin rezistenţe separate, R G, ca în fig ALTE CONSIDERAŢII. Aşa cum s-a menţionat mai sus tranzistorul MOSFET, ca urmare a structurii conţine un tranzistor bipolar şi o diodă parazite. Tranzistorul bipolar parazit, de tip npn, este format de straturile n - p n +, baza tranzistorului fiind formată din corpul p, iar emitorul din sursa n +. Factorul de amplificare în curent, β, a acestui tranzistor este suficient de mare ca urmare a configuraţiei corpului. Intrarea în conducţie a acestui tranzistor, produce următoarele efecte: micşorarea substanţială a tensiunii V BDDS, ca urmare a creşterii densităţii de purtători de sarcină din stratul n - ; la tensiuni mari poartă-dren, tranzistorul parazit fiind în conducţie, poate intra în saturaţie, preluând curentul dren-sursă, blocarea lui nefiind posibilă întrucât corpul p nu este accesibil pentru evacuarea sarcinii stocate. Dioda parazită este formată din straturile p n - n +, având deci catodul comun cu drenul. Funcţional ea se comportă ca o diodă antiparalel cu tranzistorul,putând intra în conducţie atunci când sarcina, ca urmare a structurii convertorului, inversează sensul curentului. În felul acesta se pierde capacitatea de blocare a MOSFET-ului, conducând la distrugerea tranzistorului. Anularea efectelor produse de tranzistorul bipolar parazit se realizează constructiv prin menţinerea bazei acestuia la potenţialul sursei. Concret acest lucru se realizează, fig..76, prin extinderea metalizării sursei în zona corpului p. Anularea efectelor diodei parazite, efecte ce pot apare în unele scheme de convertoare, de exemplu în punte, se realizează prin plasarea diodelor n, respectiv n, fig..90. Plasarea Fig..90 Anularea efectului diodei parazite. numai a diodei n asigură o cale de închidere a curentului de sens invers, fiind în fapt o diodă de regim liber. Soluţia radicală constă în plasarea diodei n, care nu va permite amorsarea, în nici o situaţie, a diodei parazite.

46 .8 TRANZISTORUL BIPOLAR CU POARTĂ IZOLATĂ (IGBT). Tranzistoarele bipolare şi MOSFET au, fiecare în parte, o serie de performanţe foarte avantajoase pentru aplicaţii, dar şi unele dezavantaje care limitează dimensiunea aplicaţiei. Astfel tranzistorul bipolar în raport are avantajele: capacitate mai mare în curent şi tensiune; cădere mică de tensiune in conducţie, V CEON. Pe de altă parte dezavantajele mai importante sunt: timpi relativ mari de comutaţie; curent şi putere de comandă mare; prezenţa saturaţiei; pericolul de distrugere prin cea de a doua străpungere. Tranzistorul MOSFET este avantajos din motivele: timpi mici de comutaţie; comandă în tensiune; inexistenţa saturaţiei şi a celei de a doua străpungeri ; capacitate relativ mică în tensiune şi curent. Îmbinarea avantajelor celor două tipuri de tiristoare s-a regăsit într-un nou dispozitiv semiconductor de putere numit tranzistor bipolar cu poartă izolată IGBT..8. STRUCTURĂ. POLARIZARE O structură verticală printr-un IGBT cu canal n este prezentată în fig..9, iar în fig..9 simbolizarea acestuia. Straturile unui tranzistor IGBT sunt: stratul colectorului de tip p +, înalt dopat, 0 9 /cm 3 ; stratul de sărăcire de tip n -, slab dopat, 0 4 /cm 3 ; corpul p, mediu dopat, 0 7 /cm 3 ; stratul emitorului n +, înalt dopat, 0 9 /cm 3. Suplimentar la unele tranzistoare se mai găseşte şi stratul tampon n +, înalt dopat 0 9 /cm 3. Dacă tranzistorul nu are stratul tampon se numeşte IGBT simetric, în caz contrar Fig..9 Structură. Fig..9 Simbolul IGBT-ului cu canal n.

47 ELECTRONICA DE PUTERE 55 asimetric. Emitorul tranzistorului se conectează la stratul n + prin intermediul metalizării, din aluminiu. Metalizarea porţii G este separată de corpul p prin stratul de oxid de siliciu,. Pentru analiza polarizării se consideră poarta izolată. Polarizarea directă constă în aplicarea polarităţii plus pe colectorul C al tranzistorului. Este polarizată invers doar joncţiunea J, bariera de potenţial extinzându-se în toată grosimea stratului n -, IGBT-ul putând susţine tensiuni de până la V. În cazul polarizării inverse, minusul pe colector, există diferenţe între tranzistorul simetric şi asimetric. Astfel pentru tranzistorul asimetric, fig..9, sunt polarizate invers joncţiunile J şi J 3. Fiind joncţiuni de tip n + p, respectiv n + p +, barierele de potenţial sunt reduse, iar capacitatea în tensiune inversă de ordinul zecilor de volţi. În cazul tranzistorului simetric, lipsind stratul n +, joncţiunea J este formată din straturile n - p +, bariera de potenţial fiind de acelaşi ordin de mărime ca la polarizarea directă. Aşadar tranzistorul simetric poate funcţiona alimentat atât în c.c. cât şi în c.a., în timp ce tranzistorul asimetric poate funcţiona alimentat numai alimentat cu tensiune continuă şi polarizare directă. Se realizează foarte rar IGBT-uri cu canal de tip p, structura fiind asemănătoare, tipul straturilor şi polarizarea inversate..8. FUNCŢIONARE. CARACTERISTICA STATICĂ. Stare de conducţie a unui IGBT se realizează dacă este polarizat ca în fig..93. Producători de IGBT-uri furnizează mai multe tipuri de scheme echivalente funcţionale, care permit descrierea conducţiei în tranzistor. O astfel de schemă echivalentă simplificată este prezentată în fig..94, unde IGBT-ul este înlocuit printr-un tranzistor MOSFET cu canal n şi un tranzistor bipolar pnp. Rezistorul R n - materializează rezistenţa stratului n -. Tranzistorul MOSFET reprezintă partea de comandă a IGBT-ului care este similară cu cea a tranzistorului MOSFET, în sensul că în corpul p se creează, prin câmp electric, canalul de tip n. Prin acest canal electronii injectaţi din sursă, polarizată negativ, se regăsesc în dren, iar prin stratul n - în baza tranzistorului pnp, comandând intrarea rapidă în conducţie a acestuia. Blocarea tranzistorului pnp se face prin blocarea conducţiei MOSFET-ului. În felul acesta se realizează comanda în tensiune, deci de putere mică, şi timpi de comutaţie reduşi. Se evită de asemenea fenomenul saturaţiei, comanda pe poartă IGBT-ului fiind în câmp electric. Pe de altă parte prezenţa între colector şi emitor a tranzistorului pnp asigură o cădere de tensiune V CEON comparabilă cu cea de la tranzistoarele bipolare. Caracteristicile statice, i c =f(v CE ), au forma din fig..95 şi se analizează împreună cu caracteristica de transfer i c = f(v GE ) din fig..96. În familia de caracteristici statice se definesc zonele: Fig..93 Schema de funcţionare. Fig..94 Schema echivalentă. dreapta V CESUS, care limitează tensiunea maxim admisă în sens direct, la valori mai mari decât V CESUS apărând fenomenul primei străpungeri, cu aceleaşi caracteristici ca la tranzistoarele bipolare; zona activă, cu aceleaşi proprietăţi ca la MOSFET;

48 56 ELECTRONICA DE PUTERE SI ACTIONARI REGLABILE zona ohmică; pentru tranzistoarele simetrice tensiunea V BR, de prăbuşire în sens invers. Caracteristica de transfer are exact aceleaşi proprietăţi ca la tranzistorul MOSFET. Fig..95 Caracteristica statică. Fig..96Caracteristica de transfer. Stabilirea punctului de funcţionare se face tot ca la tranzistorul MOSFET, în sensul îndeplinirii condiţiilor: să asigure la curent maxim, tensiune V CEON minimă, punctul de funcţionare plasându-se pe curba de separaţie între zonele activă şi ohmică; punctul de funcţionare să se găsească în interiorul ariei de funcţionare sigură, SOA, de formă asemănătoare cu cea de la MOSFET. Tensiunea V CEON, care caracterizează IGBT-ul, are valori între,9,9v. Calculul regimului termic urmează aceeaşi metodologie de la tranzistorului MOSFET..8.3 AUTOAMORSAREA. Structura IGBT-ului este practic de tipul pnpn, identică cu a unui tiristor obişnuit. Din acest motiv IGBT-ul este suspect de apariţia fenomenului de autoamorsare, după modelul de la tiristorul obişnuit. În mod normal curentul de colector se închide între stratul de colector p + şi stratul de emitor n +, traversând corpul p. Acest curent este desenat cu linie continuă în fig..97. Pentru a se evita efectele nedorite ce apar la MOSFET, metalizarea emitorului acoperă parţial corpul tranzistorului. Astfel poate să apară aşa numitul curent lateral, i L, desenat cu linie întreruptă, direct între colector şi emitor, fără traversarea stratului n +. Se pune astfel în evidenţă Fig..97 Autoamorsarea. Fig..98 Schema echivalentă completă.

49 ELECTRONICA DE PUTERE 57 tranzistorul, T, de tip npn, format din straturile n - pn +, care completează schema echivalentă simplificată din fig..94, după schema din fig..98. Acest tranzistor are între bază şi emitor rezistorul R c, care corespunde rezistenţei corpului p. Închiderea curentului lateral, i L, prin corp produce căderea de tensiune u L, cu polaritatea plus pe bază, proporţională cu acest curent. Când curentul de colector este relativ mare curentul lateral i L capătă valori apreciabile. Tensiunea u L din baza tranzistorului T devine suficient de mare încât tranzistoarele T şi T, a căror schemă este identică cu a tiristorului obişnuit, intră în procesul de autoamorsare. Efectele autoamorsării conduc la: intrarea în saturaţie a celor două tranzistoare T şi T însoţită de o creştere accentuată a curentului de colector şi distrugerea IGBT-ului; imposibilitatea blocării conducţiei prin comandă pe poartă, aceasta fiind dezactivată prin apariţia autoamorsării; blocarea conducţiei se mai poate realiza numai prin anularea curentului de colector, ca la tiristorul obişnuit. Evitarea acestui fenomen se realizează în două moduri. Pentru structuri de tipul celei din fig..97 trebuie menţinut curentul de colector ic I CM (.9) Fig..99 Structura pentru evitarea autoamorsării. unde I CM este curentul maxim de colector admis de IGBT pentru care nu apare fenomenul autoamorsării. A doua variantă constă în modificarea constructivă prezentată în fig..99. Evitarea autoamorsării constă în micşorarea tensiunii u L prin reducerea rezistenţei corpului R C, în zona de închidere a curentului lateral. În acest sens corpul se realizează din două regiuni, p cu doparea de 0 7 /cm 3 şi p + cu dopare 0 9 /cm 3. Pericolul apariţiei acestui fenomen este sporit în procesul de blocare, când,ca urmare a curentului relativ mare şi a tensiunii colectoremitor în creştere, tensiunea u L scapă de sub control,igbt-ul rămânând în conducţie, deşi comanda pe poartă este activată..8.4 CARACTERISTICI DINAMICE. CIRCUITE DE COMANDA PE POARTĂ. Intrare şi ieşire din conducţie a IGBT-ului, având în vedere structura de comandă, este identică cu a MOSFET-ului, în sens că efectul capacităţilor parazite poartă-emitor, C GE, şi poartăcolector, C GC, intervin în procesul de comutaţie în acelaşi mod ca şi capacităţile C GD şi C GS. Diferenţele care apar constau în: timpi mai mari de intrare în conducţie, t ON, şi ieşire din conducţie t OFF, valorile fiind de ordinul sutelor de nanosecunde; la începutul ieşirii din conducţie, înaintea începerii scăderii curentului de colector, apare un vârf destul de însemnat al acestui curent, cauzat de începerea recombinării golurilor din stratul de colector; la tranzistorul asimetric prezenţa stratului tampon n +, asigură o recombinare directă a golurilor din stratul de colector, reducând supracurentul şi micşorând substanţial timpul de blocare t OFF ; Fig..00 Circuit de comandă pe poartă.

50 58 ELECTRONICA DE PUTERE SI ACTIONARI REGLABILE ca urmare a impedanţei mari de intrare a circuitului de poartă pot să apară oscilaţii ale comenzii, motiv pentru care se introduc filtre pe semnalul de comandă, iar conexiunile circuitului de comandă se realizează cu lungime cât mai mică. Un circuit tipic de comandă pe poartă, fig..00, este aproape identic cu cel de la MOSFET. Diferenţele constau în: prezenţa filtrului RC pentru preîntâmpinarea oscilaţiilor comenzii; polarizarea negativă la ieşirea din conducţie cu scopul de a reduce vârful de curent de la începutul blocării. Nivelul polarizării negative este de maxim 5V, nivel la care reducerea vârfului de curent este substanţială. Peste această valoare vârful de curent nu se mai micşorează. Se menţionează că acest vârf de curent este suportat fără probleme de IGBT, reducerea lui fiind, cel mai adesea, solicitată de sarcină. Similitudinea comenzii IGBT-urilor şi MOSFET-urilor merge până la identitate, în sensul că se realizează drivere de poartă integrate cu utilizare pentru ambele tipuri de tranzistoare..8.5 CIRCUITE DE PROTECŢIE. Protecţiile necesare pentru un IGBT sunt aceleaşi de la MOSFET şi se realizează în acelaşi mod. In privinţa protecţiei la supracurent, se menţionează utilizarea numai a primei metode, ca urmare a faptului că nu se realizează IGBT-uri cu senzor de curent înglobat. O altă diferenţă constă în sensibilitatea IGBT-ului la gradient de tensiune dv CE /dt la ieşirea din conducţie. Astfel dacă gradientul este prea mare poate să apară fenomenul de autoamorsare. Producătorii indică o arie de operare sigură la polarizarea inversă a porţii, RBSOA, fig.0, care limitează valorile curentului de colector i C, în funcţie de gradientul dv CE /dt, pentru v GE < 0. Oricum gradientul dv CE /dt admis este mult mai mare faţă de celelalte semiconductoare de putere. Micşorarea Fig..0 Aria de operare sigură RBSOA. gradientului dv CE /dt se realizează, la fel ca la toate dispozitivele semiconductoare de putere, prin circuite RC în paralel colectoremitor, după modelul de la MOSFET. Având în vedere capacitatea mare în curent a IGBT-urilor, uneori se utilizează doar o capacitate în paralel cu circuitul colector-emitor.

51 .9 ALTE SEMICONDUCTOARE DE PUTERE..9. DIODA CU AVALANŞĂ CONTROLATĂ. Dioda obişnuită este sensibilă la supratensiuni inverse, deteriorându-se dacă tensiunea inversă este mai mare decât V BR Dioda cu avalanşă controlată, cu structura din fig..0, este realizată printr-o tehnologie care îi asigură o uniformitate geometrică şi chimică. Tensiunea inversă este reţinută de straturile n - p -, slab dopate. La solicitările în sens invers dioda cu avalanşă Fig..0 Structura şi simbolul. Fig..03. Caracteristica inversă. diodei cu avalanşă controlată. controlată permite o putere de acelaşi nivel ca în sens direct, curentul fiind uniform distribuit în secţiunea transversală. Caracteristica în sens invers, inclusiv dependenţa acesteia la temperatură este prezentată în fig..03.dioda poate suporta supratensiuni inverse nerepetitive, limitând valoarea supratensiunii, conform caracteristicilor din fig..03.aceste diode sunt utilizate fie pentru redresare obişnuită, fie în circuitele de protecţie la supratensiuni. In acest ultim caz dioda se alege după V V 00 (.0) R = RRM unde V RRM este tensiunea inversă repetitivă maximă a dispozitivului protejat, iar V R tensiunea inversă de avalanşă a diodei de protecţie..9. DIODA CU DUBLĂ AVALANŞĂ CONTROLATĂ. Structura şi cele două simboluri ale acestei diode sunt prezentate în fig..04. Practic această diodă poate fi considerată ca fiind formată din două diode cu avalanşă controlată montate în opoziţie. Structura concretă a acestei diode este formată din stratul n, cu rezistenţă mare şi cele două straturi marginale p, de rezistenţă scăzută. Caracteristica statică, fig..05, este simetrică în cele două cadrane de funcţionare, pentru polarizare directă şi inversă. Este utilizată, din aceleaşi motive ca dioda cu avalanşă controlată, în circuitele de protecţie la supratensiuni ale dispozitivelor semiconductoare de putere..9.3 TRIACUL. Structura triacului, fig..06, indică faptul că acesta este practic compus din două tiristoare conectate antiparalel. Un tiristor, cu anodul la electrodul E, este format din straturile p n p n 3, iar al doilea, cu anodul la electrodul E, din straturile p n p n. Poarta G este plasată pe

52 60 ELECTRONICA DE PUTERE SI ACTIONARI REGLABILE Fig..04 Structura şi simbolul diodei cu dublă avalanşă. Fig..05 Caracteristica statică. stratul special n G. Caracteristica statică, fig..07, este simetrică, pentru polarizarea directă şi inversă, indicând proprietatea triacului de a conduce în ambele direcţii, în funcţie de polaritatea aplicată la electrozii E şi E. Astfel pentru funcţionarea în cadranul, se polarizează cu plus pe E, iar pentru cadranul 3, cu plus pe E. Forma caracteristicilor statice, asemănătoare cu a tiristorului obişnuit, indică prezenţa fenomenului de autoamorsare şi de automenţinere în conducţie, I L fiind curentul de amorsare, I H Fig..06 Structura şi simbolul triacului. Fig..07 Caracteristica statică curentul de menţinere, iar V BD şi V BR sunt tensiunile de prăbuşire în sens direct şi invers. Caracteristicile de comandă sunt de aceeaşi formă ca la tiristorul obişnuit, fiind însă, ca şi cele statice, simetrice, permiţând intrarea în conducţie atât pentru curenţi de poartă pozitivi, cât şi negativi. Funcţionarea triacului este asemănătoare cu a tiristorului obişnuit, triacul fiind mult mai sensibil la gradiente de tensiune dv T /dt şi având frecvenţa de lucru pentru amorsări alternative în ambele sensuri, destul de redusă, ca urmare a timpului necesar pentru recombinarea purtătorilor. Triacul este utilizat pentru puteri mici, în special în reţelele de c.a., pentru controlul tensiunii, respectiv puterii..9.4 TIRISTORUL ASIMETRIC. Cunoscut în literatura de specialitate sub abrevierea ASCR (Asymmetrical Silicon Controlled Rectifier), acest tiristor are structura şi simbolul din fig..08. Diferenţele constructive faţă de tiristorul obişnuit constau în: prezenţa stratului suplimentar n + ; lungimea stratului n - mult redus`.

53 ELECTRONICA DE PUTERE 6 Funcţionarea în cadranul, fig..09, este identică cu a tiristorului obişnuit. În schimb în cadranul Fig..08 Structura şi simbolul. 3, ca urmare a micşorării lungimii stratului n -, tensiunea V BR este mult redusă. De asemenea, din motivul de mai sus şi ca urmare a prezenţei stratului n +, se reduce lungimea de difuzie a purtătorilor de sarcină reducând timpul de blocare a tensiunilor pozitive, t q, de două până la trei ori, permiţând tiristorului să funcţioneze la frecvenţe mari, de până la 30 khz. Acest lucru conduce şi la micşorarea căderii de tensiune V TON, şi corespunzător a pierderilor de putere în conducţie. Se utilizează la puteri medii şi cu alimentare în c.c..9.5 TIRISTORUL CU CONDUCŢIE INVERSĂ. Fig..09 Caracteristica statică. Acest tiristor, abreviat prin RCT (Reverse Conducting Thyristor), se compune dintr-un tiristor obişnuit şi o diodă antiparalel. Structura acestuia şi simbolul sunt prezentate în fig..0. Tiristorul, cu electrozi clasici anod şi catod, este format de straturile p + n + n - p n +. Fig..0 Structura şi simbolul. Fig.. Caracteristica statică. Dioda antiparalel, având anodul la catodul tiristorului, este formată din straturile p n - n +. Caracteristica statică, fig.., confirmă cele prezentate mai sus, şi anume conducţia în ambele sensuri, în sens direct cu amorsare comandată, iar în sens invers exact ca o diodă obişnuită. Are o utilizare destul de rară şi în aplicaţii speciale.

54 6 ELECTRONICA DE PUTERE SI ACTIONARI REGLABILE.9.6 TIRISTORUL CONTROLAT PRIN CÂMP. Abreviat prin iniţialele FCT (Field Controlled Thyristor), acest dispozitiv are structura şi simbolul din fig...straturile acestui tiristor sunt cele clasice de la tiristorul obişnuit, stratul p + fiind însă puternic dopat. Ca urmare a structurii poartă-catod, înglobată în stratul n -, acest tiristor se comandă în tensiune, U < 0. (.) GK Purtătorii minoritari din stratul porţii sunt împinşi, prin stratul n -, spre stratul catodului. În acest fel se creează o sarcină negativă, care modulează conductivitatea stratului n -, asemănător canalului de la tranzistoarele MOSFET. Prin această conductivitate controlată se închide curentul anod-catod, i T, care va depinde, conform cu caracteristica statică din fig..3, atât de tensiunea anod-catod, v T, cât şi de tensiunea U GK. Caracteristicile, şi 3 au raportul tensiunilor poartăcatod în relaţia U < U < U, (.) GK GK GK 3 iar caracteristica 0 este pentru U GK = 0. Acest tiristor nu rămâne în conducţie prin autoamorsare, comanda trebuind să fie permanentă. Blocarea conducţiei se poate realiza prin extragerea, cu Fig.. Structura şi simbolul. Fig..3 Caractersitica statică. ajutorul porţii, a sarcinilor din stratul n -, după un model asemănător ca la tiristorul GTO, adică prin introducerea unui curent pozitiv în poartă. În general t ON şi t OFF sunt relativ mari ca urmare a timpului necesar modulării conductivităţii stratului n -. Suplimentar cei doi timpi sunt în relaţia t OFF > t ON. (.3) Se utilizează în aplicaţii de putere mică, aceste tiristoare fabricându-se la tensiuni de sute de volţi şi curenţi de zeci de amperi..9.7 TIRISTORUL MCT. Simbolizarea MCT provine de la tiristor cu control MOS (MOS Controlled Thyristor). Modificările constructive au în vedere numai partea de comandă şi constau în ataşarea la structura obişnuită a unui tranzistor MOSFET în scopul realizării unor comenzi de mică putere, în tensiune, cât şi pentru realizarea comenzii de blocare a conducţiei. Întrucât structurile straturilor acestui tiristor sunt foarte complicate, se vor prezenta completările numai la nivelul schemelor echivalente. Prima structură, mai simplă, fig..4, conţine numai un tranzistor MOSFET, cu canal de tip p.

55 ELECTRONICA DE PUTERE 63 Fig..4 MCT cu Fig..5 MCT cu Fig..6 Simbolizarea poartă de blocare. două porţi. MCT. Structura conţine cele două tranzistoare din schema echivalentă clasică a tiristorului obişnuit. Amorsarea conducţiei se face prin curentul pozitiv de poartă, i G, ca la tiristorul obişnuit. Blocarea conducţiei se realizează prin intrarea în conducţie a MOSFET-ului T 3, prin comandă în tensiune negativă. Conducţia în acest tranzistor se închide de la sursă la dren, însemnând extragerea purtătorilor de sarcină din baza tranzistorului T, blocarea acestuia şi în final blocarea conducţiei anod-catod. A doua variantă, fig..5, utilizează un al doilea MOSFET, T 4, cu canal n, pentru a realiza o comandă în tensiune la intrarea în conducţie. Intrarea în conducţie se realizează prin U > 0, (.4) GK prin care tranzistorul T 4 intră în conducţie, polarizând baza tranzistorului T negativ, prin sarcinile injectate din sursa acestuia, comună cu catodul polarizat negativ. În felul acesta tranzistorul T intră în conducţie şi furnizează curentul de bază necesar tranzistorului T pentru a intra în conducţie şi a asigura amorsarea tiristorului. Timpii tipici de intrare, respectiv ieşire din conducţie, au valoarea t t = μ sec (.5) ON = OFF Constructiv aceste tiristoare se realizează în două variante, pentru montajul cu catod comun, N-MCT, şi pentru montajul cu anod comun, P-MCT, fig..6. Simbolizarea diferenţei între aceste tipuri de tiristoare este obligatorie, întrucât comanda pe poartă se aplică în raport cu electrodul comun.

56 .0 CONVERTOARE STATICE. Majoritatea sistemelor de conversie electromecanică moderne sunt reglabile având parametrii de ieşire, viteză, cuplu sau poziţie, variabili. Realizarea acestor sisteme de conversie presupune alimentarea maşinii electrice de la surse cu tensiune, curent şi frecvenţă variabile, surse cunoscute sub numele de convertoare statice. Tipurile mai vechi sau mai noi de dispozitive semiconductoare de putere, precum şi limitele în creştere ale tensiunilor şi curenţilor de lucru au permis realizarea unei game deosebit de diversificate de convertoare atât în ceea ce priveşte tipul de conversie, c.a.-c.c., c.c.-c.c., c.c.-c.a. şi c.a.-c.a., cât şi puterile, tensiunile şi frecvenţele de lucru.. CONVERTOARE C.A.-C.C. NECOMANDATE. Aceste tipuri de convertoare sunt realizate cu diode având, în general, ca scop conversia energiei de c.a. a reţelei în energie de c.c.. În sistemele de conversie electromecanică destinaţia lor este alimentarea circuitelor intermediare de tensiune sau curent aferente convertoarelor c.c.-c.c. şi invertoarelor... CONVERTOARE CU DIODE FAŢĂ DE NUL. O schemă generalizată pentru un astfel de convertor, p-fazat, este prezentată în fig..7. Caracteristica principală a acestui convertor constă în alimentarea de la o sursă sinusoidală având p faze şi închiderea conducţiei faţă de nulul O, accesibil, al sursei. Se consideră sistemul de tensiuni p-fazat simetric de forma u() t = Ucosω t π u() t = Ucos( ωt ) p π (.6) uk () t = Ucos[ ωt ( k ) ] p π up () t = Ucos[ ωt ( p ) ] p Luând în considerare funcţionarea ideală a convertorului, adică comutaţia ideală a diodelor şi curentul i d (t) prin sarcina R+L neîntrerupt, o diodă oarecare n k intră în conducţie dacă tensiunea din anod, u k (t), este mai mare, în valoare pozitivă, decât u k- (t) repectiv u k+ (t). Dacă se ia în considerare dioda n, fig..8, domeniul ei de conducţie π rezultă din compararea tensiunilor u p (t) şi u (t) care sunt egale la. Aşadar în domeniul p π π [, + ] tensiunea u (t) este cea mai pozitivă, iar dioda n intră în conducţie. Tensiunea de la p p ieşirea convertorului, pe acest interval, este

57 CONVERTOARE STATICE Fig..7 Convertor cu diode faţă de nul. Fig..8 Comportarea diodei n. vd () t = u() t, (.7) fiind evident pulsatorie, deci diferită de o tensiune continuă în accepţiune riguroasă. Considerând o sarcină cu ωl R curentul i d (t) prin sarcină poate fi asimilat cu un curent continuu constant, adică id() t = Id = const. (.8) Având în vedere că procesul de redresare este periodic, repetându-se pentru fiecare interval π / p, valoarea medie a tensiunii redresate se calculează cu relaţia π π π + + pω p sin p Vd = u() t dt Ucos td. ( t) U. T = ω ω π = (.9) π π π pω p p p Indicele p reprezintă în acelaşi timp şi numărul de pulsuri, de forma celui din intervalul π π [, + ], care apar în tensiunea de ieşire v d (t) pe o perioadă T a tensiunilor de alimentare. Din p p acest motiv convertorul din fig..7 se mai numeşte cu p pulsuri faţă de nul. Convertoarele de acest tip nu sunt prea utilizate din cauza unor dezavantaje importante, dintre care se menţionează: prin fazele sursei trece curent doar un interval redus, π/ p, ceea ce conduce la slaba utilizare a sursei; dacă sursa este un transformator, puterea aparentă a acestuia este mult mai mare decât puterea continuă la ieşirea convertorului. Convertoarele de acest tip cele mai utilizate sunt: cu două pulsuri, care necesită un transformator având secundar cu priză mediană; cu trei pulsuri, care poate fi conectat şi direct la reţele cu nul de lucru accesibil; cu şase pulsuri, care necesită un transformator trifazat cu secundar dublu, în conexiune Yy, respectiv Yy6. Principalele caracteristici ale acestor convertoare sunt prezentate în tabelul., unde S este puterea aparentă a sursei, iar P d0 este puterea debitată pe sarcina R+L. Tabelul. p 3 6 V d 0,9U,7U,35U S/P d0,34,35,55

58 3 REDRESOARE Tensiunea de ieşire v d (t), pulsatorie, conţine componenta de c.c., V d, şi o sumă de armonici superioare. Armonicile superioare ce apar sunt multiplu al numărului de pulsuri p, amplitudinea armonicilor reducându-se relativ repede cu creşterea rangului acestora... CONVERTOARE CU DIODE ÎN PUNTE. Acest tip de convertor provine din două convertoare faţă de nul, P şi N, fig..9, înseriate prin sarcina R+L şi sursa de alimentare. În condiţiile utilizate anterior convertorul P P furnizează la ieşire o tensiune vd () t identică cu cea din fig..8 şi de valoare medie π sin P p Vd = U. (.30) π p Convertorul N, având diodele cu anodul comun, funcţionează asemănător cu convertorul P, cu diferenţa că o diodă va intra în conducţie atunci când tensiunea de alimentare este cea mai negativă. Tensiunea v d (t) medie redresată a acestui convertor este evident de aceeaşi mărime cu cea a convertorului P. Ca urmare, având în vedere şi conexiunea de tip serie, valoarea medie a tensiunii redresate va fi π sin p p Vd = Vd = U (.3) π Fig..9 Convertor cu diode în punte. p Acesta este de altfel avantajul esenţial al convertoarelor în punte şi anume realizarea la ieşire a unei tensiuni duble în raport cu aceeaşi tensiune inversă repetitivă pe diode, cum se întâmplă la convertoarele faţă de nul. Mai sunt şi alte avantaje. Astfel pentru convertorul cu două pulsuri în punte, fig..0, este necesară o singură tensiune de alimentare de ut () = Usinω t (.3) N P Forma tensiunilor redresate vd () t şi vd ( t ), tensiunea v d şi curentul redresat i d, sunt prezentate în fig... Un dezavantaj al convertorului, prezentat la nivelul curentului i d (t), constă în participarea la conducţie a câte două diode, în serie, + şi 3+4, ceea ce conduce la dublarea căderii de tensiune şi a pierderilor de putere în convertor. În acelaşi timp conducţia prezentată mai sus produce un curent alternativ prin transformator, astfel că acesta este bine utilizat. Alt avantaj se referă la numărul de pulsuri ale tensiunii de ieşire v d (t). Dacă la convertorul monofazat în punte numărul de pulsuri rămâne acelaşi ca la convertorul faţa de nul, la convertoarele trifazate în punte, fig.., numărul de pulsuri se dublează de la 3 la 6. Considerând sistemul de alimentare de forma

59 CONVERTOARE STATICE 4 Fig..0 Convertor monofazat în punte., Fig.. Conducţia în convertorul monofazat în punte. u() t = Usinω t π u() t = Usin( ωt ) (.33) 3 4π u3() t = Usin( ωt ) 3 în fig..3a este prezentată forma tensiunii redresate de convertorul P, iar în.3b de convertorul N. Forma de undă a tensiunii v d (t) se poate obţine din însumarea grafică a tensiunilor v P d (t) şi v N d(t), operaţie în general dificilă. Se constată din fig..3 că pe intervale de π/3 conduce câte o diodă din P şi una din v N, fiecare diodă conducând în total π/3. Astfel pentru a b c Fig.. Convertor trifazat în punte. Fig..3 Formele de undă pentru convertorul trifazat în punte.

60 5 REDRESOARE π π intervalul, 6, când conduc n şi n 6, tensiunea de ieşire poate fi calculată din fig..4 cu v () t = u () t u () t. (.34) d Pe intervalele următoare, procedând în acelaşi mod, se calculează vd () t = u() t u3() t vd 3() t = u() t u3() t vd 4() t = u() t u() t. (.35) vd 5() t = u3() t u() t vd 6() t = u3() t u() t Aşadar pe intervale de π/3 tensiunea de ieşire v d (t) evoluează după tensiunile de linie ale sursei, a căror fază iniţială se determină cu uşurinţă din diagrama fazorială din fig..4. Transpunând în fig..3c tensiunile calculate prin (.09) şi (.0) rezultă forma de undă a tensiunii v d (t) care conţine 6 pulsuri pe perioadă. Corespunzător numărului de pulsuri ale tensiunii v d (t) şi conţinutul de armonici al acesteia se modifică în sensul apariţiei armonicilor multiplu al numărului de pulsuri, p=6. La fel ca la convertorul cu două pulsuri în punte se îmbunătăţeşte substanţial şi utilizarea sursei. În tabelul. se prezintă principalele Fig..4 Diagrama fazorială a tensiunilor de linie. caracteristici ale convertoarelor în punte, notaţiile fiind aceleaşi din tabelul.. p 6 V d 0,9U,34U S/P d0,,05 Tabelul.. Mai rar, şi numai în aplicaţii speciale şi pentru puteri mari, se utilizează convertoare cu pulsuri utilizând alimentare hexafazată, sau trifazată cu conectarea punţilor trifazate în serie sau paralel şi alimentarea prin transformatoare care produc în secundare sisteme trifazate defazate cu π/6...3 COMUTAŢIA CONVERTOARELOR. În cele prezentate mai sus convertoarele, indiferent de schema utilizată, îşi menţin tensiunea medie de ieşire, V d, constantă. Căderea de tensiune pe diodele convertorului este practic constantă în raport cu valoarea curentului de sarcină. În realitate însă în convertor mai are loc o pierdere de tensiune datorită fenomenului comutaţiei, care apare la trecerea conducţiei de pe o diodă pe alta. Acest fenomen este cauzat de timpul necesar pentru blocarea conducţiei unei diode, notat mai departe cu t OFF. Se consideră convertorul din fig..7, curentul i d (t)= I d = ct, şi dioda n în conducţie. În momentul în care u (t) devine mai pozitivă decât

61 CONVERTOARE STATICE 6 u (t), dioda n îşi începe conducţia, în timp ce dioda n continuă să conducă. Ambele diode fiind în conducţie sursele u (t) şi u (t) sunt scurtcircuitate, apărând curentul de scurtcircuit bifazat i k (t). Curenţii prin cele două diode pot fi scrişi cu uşurinţă sub forma i () t = Id ik() t. (.36) i () t = ik () t Ecuaţiile (.36) indică care este mecanismul comutaţiei: curentul i k (t) micşorează curentul prin dioda n, până la anularea acestuia, când dioda trece în stare de blocare; acelaşi curent i k (t) contribuie la amorsarea conducţiei prin dioda n ; comutaţia diodei n este posibilă ca urmare a intrării în conducţie a diodei n şi a apariţiei tensiunii u (t) în catodul diodei n, motiv pentru care aceste convertoare se numesc cu comutaţie de la sursă (reţea). Pe de altă parte i() t + i() t = Id (.37) ceea ce indică faptul că procesul comutaţiei nu afectează practic curentul debitat. Nu acelaşi lucru se întâmplă cu tensiunea v d (t). Astfel dacă se scrie teorema a doua Kirchhoff prin sarcină şi sursele l şi se obţine di () t vd () t + Lσ = u() t dt (.38) di () t vd () t + Lσ = u() t dt Înlocuind în (.3) valorile curenţilor din (. ) rezultă di [ d ik( t)] vd () t + Lσ = u() t dt (.39) dik () t vd () t + Lσ = u() t dt Efectuând derivările şi însumând cele două ecuaţii se obţine vd () t = [ u() t + u()] t. (.40) Aşadar evoluţia tensiunii redresate în perioada de comutaţie nu are loc după tensiunea Fig..5 Comutaţia convertorului cu p pulsuri faţă de nul. Fig..6 Caracteristica externă a unui convertor cu diode. u (t) ci după o altă valoare, evident mai mică, fig..5. Astfel apare o cădere de tensiune suplimentară proporţională cu suprafaţa haşurată din figură. Pentru determinarea acestei căderi de tensiune este necesară calcularea unghiului γ, numit unghi de comutaţie sau de suprapunere a

62 7 REDRESOARE conducţiei. În primul rând este necesară expresia curentul de scurtcircuit i k (t) care se determină din fig..7 pe baza relaţiei di() t di() t Lσ Lσ = u() t u() t (.4) dt dt Utilizând în (.4) valoarea curenţilor din (.36) se obţine dik () t Lσ = u() t u() t (.4) dt unde L σ este inductivitatea de dispersie pe o fază a sursei. În ecuaţia (.4) s-au neglijat rezistenţele interne ale surselor, care în mod real sunt mult mai mici decât reactanţele ωl σ. Din (.4) prin integrare se obţine expresia curentului de scurtcircuit sub forma U l ik () t = ( cos ωt), (.43) ωl σ unde U l este valoarea efectivă a tensiunii de linie. Aşadar curentul i (t) evoluează după forma lui i k (t) care are o variaţie sinusoidală, iar i (t) după Id- i k (t), fig..5. Condiţia de determinare a unghiului γ ( π ) ( π i ) + γ = ik + γ = Id (.44) p p conduce la: ω LI σ d cosγ =, (.45) U l adică unghiul de comutaţie pentru un convertor dat depinde prin L σ de tensiunea de scurtcircuit a sursei, iar prin I d de curentul debitat de convertor. Cum sursa are tensiunea de scurtcircuit constantă, unghiul γ este determinat numai de curentul debitat. Pentru a se evita comutaţia multiplă, caracterizată prin rămânerea în conducţie simultană a mai mult de două diode, la proiectare se dimensionează astfel convertorul încât pentru curentul maxim debitat π γ <. (.46) p Căderea de tensiune datorată comutaţiei, numită adesea cădere de tensiune reactivă, se poate calcula din fig..5 cu relaţia π + γ p u() t + u() t [ ( ) ] ( ω ). π p Vγ = u t π d t (.47) p Utilizând relaţia (.45), în vederea eliminării unghiului de comutaţie γ, se obţine pω Lσ Vγ = Id. π (.48) Relaţia (.48), prin V γ < O, indică faptul că are loc o cădere de tensiune, iar prin termenul pω Lσ Rγ π (.49) care este constant pentru un convertor dat, faptul că relaţia (.48) se poate scrie sub forma Vγ = Rγ. I d, (.50) adică valoarea căderii de tensiune reactivă este proporţională cu valoarea curentului debitat. Astfel caracteristica externă reală a convertorului pentru conducţie neîntreruptă are forma căzătoare din fig..6. Pentru convertoarele în punte, întrucât comutaţia se repetă la intervale de π/p, alternativ în convertorul P şi în convertorul N, căderea de tensiune reactivă este dublă faţă de cea din relaţia (.50).

63 CONVERTOARE STATICE 8 În afară de căderea de tensiune reactivă comutaţia mai are două efecte. Pe de o parte durata de conducţie a diodelor creşte de la π π la + γ, înrăutăţind regimul termic al acestora. Pe de altă p p parte scurtcircuitele periodice din sursă cu durată γ produc o deformare importantă a sistemului de tensiuni de alimentare, convertorul fiind un generator de tensiuni deformante. Deformările apar în puncte fixe, k p π, dar au durată variabilă γ, ceea ce face ca aprecierea gradului de deformare să fie destul de dificilă...4 INFLUENŢA SARCINII ASUPRA FUNCŢIONĂRII CONVERTORULUI. Dacă convertorul este destinat alimentării unui circuit intermediar de curent, atunci schema lui echivalentă este cea din fig..7, unde inductivitatea L F se introduce în mod special pentru reducerea ondulaţiilor curentului i d (t), iar R+L reprezintă sarcina. Bobina L F are rolul de a înmagazina energie electrică, în general în intervalele de creştere a tensiunii v d (t), şi de a o furniza, la solicitările sarcinii, respectiv la descreşterea tensiunii v d (t). Problema principală a acestei scheme constă în dimensionarea inductivităţii L F, astfel încât ondulaţiile curentului i d (t) să fie în interiorul unei limite admise, tinzând spre ideal, când i d (t) = Id= ct. Se consideră un convertor cu p pulsuri în una din variantele în punte sau faţă de nul. Ecuaţia de echilibru electric, conform fig..6, are expresia Fig..7 Schema echivalentă pentru alimentarea unui circuit intermediar de curent. did () t vd() t = Rid() t + ( L+ LF). (.5) dt În fig..8 este prezentată variaţia tensiunii v d (t) şi a curentului i d (t) pe intervalul de conducţie al unei diode. În primul rând se constată că frecvenţa pulsaţiilor curentului i d (t) este de p ori mai Fig..8 Ondulaţia curentului pentru o sarcină R+L. Fig..9 Simplificarea calculului pentru ΔI d. mare ca a sursei. Pe de altă parte căderea de tensiune pe rezistenţa de sarcină v () t = Ri. () t (.5) R are aceeaşi variaţie ca şi curentul i d (t). În intervalul [ ωt, ω t] did () t ul() t = ( L+ LF) (.53) dt d

64 9 REDRESOARE calculabilă din relaţia (.5) conform cu ul() t = vd() t vr() t (.54) este pozitivă, suprafaţa A fiind proporţională cu energia înmagazinată în inductivităţile L F + L. În intervalul [ ωt, ω t3] u () 0 L t < (.55) ceea ce înseamnă că inductivităţile cedează energie, proporţională cu suprafaţa A. Neglijând pierderile, din motive de conservare a energiei, cele două suprafeţe sunt egale, adică ωt ωt did () t [ vd( t) vr( t)] d( ωt) = [ L+ LF] d( ωt) = ω( L+ LF) ΔId, (.56) dt ωt ωt unde prin ΔI d s-a notat ondulaţia curentului i d (t), fig..8. Din ecuaţia (.56), impunând ondulaţia ΔI d admisă, se poate calcula L F însă necesitatea utilizării expresiilor analitice pentru v d (t) şi v R (t), fac practic imposibilă această întreprindere. Dacă se neglijează comutaţia tensiunea redresată variază după vd () t = Usin ωt, (.57) iar dacă ondulaţiile curentului sunt mici, ceea ce de fapt se urmăreşte, v () t = V = RI. (.58) Fig..30 Schemă echivalentă pentru circuit intrermediar de tensiune. Fig..3 Formele de undă pentru tensiuni şi curenţi. c) d d d În aceste ipoteze desenul din fig..7 se modifică ca în fig..9. Aria A, necesară în ecuaţia (.56), se calculează după π A = [ u ( t) Vd ] d( ωt). (.59) β Din fig..8 se scrie Vd = sinβ (.60) Cu această observaţie aria A se calculează la valoarea π A = U(sinωt sin β) d( ωt) = (.6) β = U[cos β ( π β)sin β]. Din (.56) şi (.6), în funcţie de ondulaţia ΔI d admisă pentru curentul de sarcină, rezultă U[cos β ( π β)sin β] LF + L= (.6) ωδi d şi deci posibilitatea de a calcula inductivitatea de filtrare necesară L F. În general curentul absorbit de la sursă are forma determinată de i d (t). Rezultă aşadar că se va absorbi de la sursă un curent nesinusoidal, fundamentala fiind în fază cu tensiunea sursei. Apare deci un regim deformant, convertorul fiind un generator de curent deformant. De asemenea, ca urmare a conţinutului de armonici superioare, factorul de putere total al convertorului este subunitar. În cazul alimentării circuitelor intermediare de tensiune, scopul fiind reducerea ondulaţiilor tensiunii de ieşire v d (t), schema echivalentă are forma din fig..30, unde prin R se materializează sarcina convertorului, iar prin C F capacitatea de filtrare. Se consideră

65 CONVERTOARE STATICE 0 condensatorul C F încărcat la o tensiune U c, cu polaritatea din fig..30, iar convertorul cu p pulsuri pe perioadă fie în schema în punte, fie în schema faţă de nul. Neglijând comutaţia, forma de undă a tensiunii redresate v d (t) este prezentată în fig..3 a. Fie prima tensiune a sursei u () sin (.63) Se începe analiza fenomenelor ce au loc de la ωt α. (.64) În condiţiile de mai sus u () t > Uc (.65) şi id() t = ic() t + ir(), t (.66) unde d id() t = CF [ u() t UC] = ωcf dt Ucos ωt, (.67) iar U ir () t = sin ωt. R (.68) Notând ωcf R= tanϕ (.69) după manipulări simple, rezultă ( ωcf R) id () t = U sin( ωt+ ϕ). R (.70) Ca urmare a faptului că ic () t 0, condensatorul C F începe să se încarce peste valoarea tensiunii U C. Încărcarea are loc pe intervalul θ, atât timp cât u () t > uc (), t (.7) unde prin u C (t) s-a notat tensiunea curentă la bornele capacităţii C F. Unghiul β, la care ic ( t ) = 0, se poate calcula din condiţia id ( β ) = 0, (.7) care conduce la β + ϕ = 0, (.73) respectiv π β = ϕ = arctg( ωcf R) >. (.74) Tensiunea la bornele sarcinii R evoluează în acest interval după v d (t), deci după u (t). După β condensatorul C F începe să se descarce pe rezistenţa de sarcină R. Dacă la ωt = β tensiunea condensatorului a ajuns la valoarea U Cβ, curentul prin R are formă t UCβ τ ir() t = ic() t = e, R (.75) unde constanta de timp a circuitului de descărcare are valoarea τ = RC F. (.76) Tensiunea la bornele sarcinii şi deci la ieşirea redresorului are forma vd() t = RiR() t = UCβe τ. (.77) Descărcarea are loc până se atinge din nou condiţia (.7), de data aceasta sub forma u () t > UC (.78) t

66 REDRESOARE considerând că valoarea U C presupusă iniţial se atinge şi la încheierea procesului de descărcare a capacităţii C F. Formele de undă ale curenţilor i d (t), i C (t) şi i R (t), în conformitate cu relaţia de calcul stabilită mai sus, sunt precizate în fig..30 b, c, d. Se impun câteva observaţii. În primul rând tensiunea medie redresată, ca urmare a încărcării condensatorului C F creşte peste valoarea V d fiind o funcţie de unghiul φ. Dependenţa noii tensiuni medii redresate V' d în funcţie de φ este prezentată în fig..3. Valoarea maximă a tensiunii medii redresate ' V = kv (.79) unde k se atinge pentru d d C F, când datorită energiei teoretic infinite înmagazinate în condensatorul C F, v d (t) este continuă, fără ondulaţii, la nivelul valorii de vârf a tensiunilor sinusoidale de alimentare. Factorul k se calculează cu uşurinţă în funcţie de schema convertorului. Astfel pentru convertorul cu pulsuri în punte k =, iar pentru cel cu 6 pulsuri în punte k=,046. În al doilea rând o diodă conduce un interval Fig..3 Variaţia π θ < (.80) tensiunii medii redresate. p având deci un regim termic mai uşor. Pe de altă parte diodele se sting natural, ca urmare a anulării curentului i d (t), comutaţia nemaiavând loc. În al treilea rând curentul i d (t), care determină curentul absorbit de la sursa de alimentare, este întrerupt, nesinusoidal şi nici măcar fundamentala nu este în fază cu tensiunea sursei. Se produce deci o înrăutăţire a factorului de putere, un regim puternic deformant, convertorul fiind un generator de curenţi deformanţi. În sfârşit tensiunea inversă repetitivă pe diode se obţine prin însumarea tensiunii sursei cu tensiunea π U C a capacităţii C F, având la limită, în cazul ϕ =, valoare dublă faţă de cazul sarcinii de tip R+L. Ondulaţiile tensiunii de ieşire v d (t), depind, pentru o sarcină dată R, de valoarea capacităţii C F. Dimensionarea capacităţii C F este o problemă mai complicată, întrucât, pentru a ameliora forma curentului absorbit, se utilizează filtre mai complicate, de tipul Γ, Π sau rezonante prin includerea şi de inductivităţi alături de condensatoare. CONVERTOARE C.A.-C.C. COMPLET COMANDATE. Aceste convertoare sunt realizate cu tiristoare obişnuite şi au ca destinaţie alimentarea sistemelor de conversie reglabile cu maşini de c.c. de puteri medii şi mari, precum şi pentru alimentarea înfăşurărilor de excitaţie ale maşinilor de c.c. şi sincrone... CONVERTOARE C.A.-C.C. UNIDIRECŢIONALE. Un convertor comandat unidirecţional cu p pulsuri faţă de nul se obţine din schema din fig..7, înlocuind diodele cu tiristoare, fig..3. Tiristoarele, având posibilitatea de comandă pe poartă a momentului intrării în conducţie, condiţionat de existenţa unei tensiuni anod-catod pozitive, vor avea un interval limitat în care este posibilă amorsarea conducţiei, interval numit domeniu de comandă. Dacă se consideră sistemul de tensiuni de alimentare (.6), tiristorul t poate fi comandat începând cu punctul A, fig..33, din acelaşi motiv pentru care în acest punct intră în conducţie dioda n, (fig..7). Acest punct, numit unghi de aprindere natural, se găseşte cu π/p înaintea trecerii prin maximul pozitiv al tensiunii din anodul tiristorului, unde p este numărul de pulsuri, având aceeaşi semnificaţie ca la convertoarele cu diode. Tiristorul care s-ar fi putut afla în conducţie înaintea lui t este t p. Tensiunea anod-catod pe tiristorul t este de forma

67 CONVERTOARE STATICE uak = u () t up () t. (.8) Din fig..33 se constată că u AK > 0 pe domeniul [AB], corespunzând unui interval măsurând π radiani, care constituie domeniul de comandă a fiecărui tiristor al convertorului. Unghiul de comandă al intrării în conducţie se notează de obicei cu α, iar α = 0 se poziţionează în punctul A. Aproape întotdeauna comanda celor p tiristoare se face simetric, adică la acelaşi unghi α. În fig..34 se prezintă forma de undă pentru tensiunea de ieşire v d (t) în cazul conducţiei neîntrerupte prin sarcină, Fig..3 Convertor comamdat id () t 0 şi un unghi de comandă oarecare α. unidirecţional faţă de nul. Impulsurile de comandă sunt desenate în partea superioară a figurii, numerotându-se după tiristorul comandat. Tensiunea medie redresată se calculează conform cu Fig..33 Domeniul de comandă. Fig..34 Tensiunea redresată π α π + p sin p Vdα = Ucos ωtd. ( ωt) U cosα Vd cosα π = =, (.8) π π + α p p p unde V d este tensiunea medie redresată pentru convertorul similar cu diode şi care se obţine pentru unghiul de comandă natural α =0. Dependenţa este prezentată în fig..35. Caracteristica, numită de comandă, conţine două zone distincte: π Prima zonă, 0 α,, pentru care Vd α > 0,, iar puterea debitată de convertor este Pd = Vdα. Id 0 (.83) delimitează funcţionare în regim de redresor când puterea electrică circulă dinspre convertor spre sarcină. π A doua zonă, α π, pentru care Vd α 0, iar puterea convertorului Fig..35 Caracteristica de P d < 0, (.84) comandă. delimitează regimul de ondulor, când, dacă sarcina poate genera putere electrică, aceasta circulă dinspre sarcină spre convertor, având loc o transformarea a puterii de c.c. în putere de c.a., ca urmare a alimentării convertorului de la o sursă de c.a. În cazul

68 3 REDRESOARE convertoarelor cu tiristoare având schema în punte, asemănător convertorului cu diode din fig..9, comanda şi conducţia pentru cele două convertoare componente P şi N decurg după modelul convertorului faţă de nul, tensiunea V dα fiind dublă ca valoare faţă de cea din relaţia (.8). Având în esenţă aceleaşi avantaje şi dezavantaje ca şi convertoarele similare cu diode, cele mai utilizate convertoare cu tiristoare sunt cele în punte cu şi 6 pulsuri. La puteri mari şi foarte mari se realizează şi convertoare cu pulsuri după scheme similare cu ale convertoarelor cu diode... COMANDA CONVERTOARELOR C.A.-C.C. Comanda convertoarelor cu tiristoare trebuie să asigure următoarele deziderate: elaborarea comenzii în interiorul domeniului de comandă, cu posibilitatea de reglare continuă a fazei de apariţie a impulsurilor; faza de generare a impulsurilor să fie precisă, cu cerinţe suplimentare în cazul când în schema convertorului sunt utilizate tiristoare în paralel sau serie; impulsurile de comandă să aibă o putere suficientă pentru a asigura amorsarea sigură, indiferent de temperatura la care se găseşte tiristorul; lăţimea impulsului să fie suficient de mare pentru a permite creşterea curentului prin tiristor la valori superioare curentului de menţinere; să se asigure separarea galvanică între circuitul de comandă, de generare a impulsurilor, şi circuitul poartă-catod al tiristoarelor. În fig..36 este prezentată o schemă bloc de principiu a circuitului de comandă de tip analogic aferent unui tiristor dintr-un convertor cu p pulsuri faţă de nul. Scheme de comandă de acest Fig..36 Schema bloc pentru comanda în fază. fel mai sunt încă utilizate în aplicaţii, în paralel dezvoltându-se scheme numerice de comandă, care ca urmare a performanţelor superioare s-au impus în detrimentul celor analogice. Pentru înţelegerea principiului şi implicaţiilor comenzii în fază, principiu care stă şi la baza comenzilor numerice, se prezintă în continuare soluţionarea problemei la nivelul analogic. Sincronizarea fazei de generare a impulsurilor cu faza tensiunii anod-catod pe tiristor se realizează prin aşa-numita tensiune de sincronizare, u SI (t), fig..37a. Această tensiune trebuie să aibă o anumită fază iniţială care trebuie să corespundă domeniului de comandă al tiristorului respectiv. Astfel pentru convertorul din fig..3, având în vedere domeniul de comandă din fig..33, tensiunea de sincronizare trebuie să Fig..37 Semnalele din circuitul de comandă. π π fie defazată în urma tensiunii u (t) cu [ ]. În blocul GTLV se p realizează tensiunea liniar variabilă U LV, fig..37b. În blocul comparator C are loc comparaţia acestei tensiuni cu cea de comandă Uc. La egalitatea celor două tensiuni generatorul de impulsuri GI produce un impuls de tensiune U i de durată Δt. Modificând tensiunea de comandă între limitele 0 UC UCM (.85) rezultă o modificare a fazei de generare a impulsului în domeniul 0 α π, (.86) adică acoperirea întregului domeniu de comandă.

69 CONVERTOARE STATICE 4 Schema din fig..36 mai conţine un amplificator în putere al impulsului, Al, şi izolarea galvanică IG, care se realizează concret prin transformatoare de impuls sau optocuploare. În cazul convertoarelor în punte circuitele de comandă trebuie să asigure cerinţa suplimentară a comenzii simultane a tiristoarelor din convertorul P şi N care preiau conducţia la un moment dat. Astfel, pentru convertorul cu pulsuri în punte, cu schema din fig..0, din formele de undă ale P N tensiunilor vd ( t) şi vd ( t ), în cazul particular α=0, se constată că circuitul decomandă trebuie să asigure, în cazul comenzii simetrice, generarea simultană a impulsurilor pe perechile de tiristoare l şi, respectiv 3 şi 4. Ca urmare, circuitul de comandă are a configuraţie simplă, trebuind să se genereze doar două impulsuri, pe tiristoarele l şi 3, impulsurile pentru tiristoarele şi 4 rezultând prin multiplicare şi separare galvanică. Pentru convertorul cu 6 pulsuri în punte, cu schema din P N fig.., lucrurile sunt mai complicate. Formele de undă pentru vd ( t) şi şi vd ( t ), reprezentate pentru α=0, indică necesitatea elaborării a şase impulsuri de comandă, în punctele A, B, C pentru convertorul P şi în punctele D, E, F pentru convertorul N, fig..3. Rezultă un sistem de şase impulsuri simetric decalate între ele cu π/p. Dar apariţia impulsului pe tiristorul l în punctul A nu permite amorsarea conducţiei în convertor, întrucât nu primeşte comandă nici un tiristor din convertorul N. Acest lucru este valabil pentru toate tiristoarele convertorului. Evitarea acestui inconvenient se realizează relativ simplu prin generarea, pe fiecare tiristor, a unui impuls suplimentar, decalat în urmă cu π/3, respectiv π/p, în punctele A, B, C, D, E şi F, fig..3. Elaborarea propriu zisă a acestor impulsuri suplimentare se realizează prin multiplicarea impulsurilor principale şi distribuirea lor pe tiristoare conform celor rezultate din fig COMUTAŢIA CONVERTOARELOR CU TIRISTOARE. Comutaţia convertoarelor cu tiristoare se desfăşoară ca la convertoarele cu diode, având aceleaşi implicaţii. Dacă pentru convertoarele cu diode, fig..5, comutaţia începe la π/p, comanda fiind naturală la α=0, pentru un convertor cu tiristoare, comandat laα 0, comutaţia va π începe la + α şi va dura un interval α. Evoluţia curentului de scurtcircuit ik (t), ecuaţia (.43), p π se modifică în sensul că integrarea începe de la + α,conducând la expresia p U l ik ( t) = [cosα cos( α + ωt)]. (.87) ωl σ Unghiul de comutaţie γ se calculează din condiţia (.45) modificată astfel ( π ) ( π i ) + α + γ = ik + α + γ = Id, (.88) p p ceea ce conduce la ω LI σ d cosα cos( α + γ) =. (.89) U l Faţă de ecuaţia (.45) în (.89) apare o dependenţă suplimentară a unghiului de comutaţie γ cu faza de comandă α. Astfel din (.89) rezultă unghiuri de comutaţie mici pentru valori ale lui α în jurul lui π/ şi creşterea, relativ mare, a acestora pentru valori ale lui α spre 0 şi π radiani. Căderea de tensiune reactivă se calculează după o relaţie asemănătoare cu (.47), modificându-se limitele de integrare corespunzător zonei în care are loc comutaţia, rezultând

70 5 REDRESOARE π + α + γ p u() t + u() t p Ul [ ( ) ] ( ω ) [cosα cos( α γ)] (.90) π π + α p Vγ = u t d t = π 4 + p Înlocuind în (.90) ecuaţia (.89) se obţine expresia căderii de tensiune reactiva sub formă identică cu (.48) adică pω Lσ Vγ = Id, π (.9) ceea ce indică independenţa căderii de tensiune reactivă de unghiul de comandă α. Rezultă deci că V γ se poate scrie după ecuaţia (.50) având aceleaşi proprietăţi. Ţinând cont şi de valorile extreme ale unghiului de comandă α şi de valoarea maximă a curentului I d, la proiectarea convertorului se limitează γ la valori cuprinse între 0-5 grade...4 FUNCŢIONAREA CONVERTOARELOR ÎN REGIM DE REDRESOR ŞI ONDULOR. CARACTERISTICA STATICĂ. Destinaţia principală a convertoarelor cu tiristoare constă în alimentarea sistemelor de conversie electromecanică cu motoare de c.c., constituind o sursă de tipul R+L+E, unde E este tensiunea contra electromotoare a maşinii, fig..38. Fig..38 Schema echivalentă pentru alimentarea unui circuit de curent. Fig..39 Redresor comandat cu sarcină R. Prezentarea anterioară a presupus un curent de ieşire id ( t) 0, ondulat, dar care nu se anulează pe intervalul de conducţie a unui tiristor. Întreruperea curentului i d (t) are efecte importante în funcţionarea convertorului. În fig..38 se consideră un convertor cu pulsuri în punte având sarcină rezistivă şi fiind comandat la un unghi oarecare α în regim de redresor. Conducţia prin convertor se întrerupe la π, întrucât tensiunea u (t) devine negativă şi tiristorul se autoblochează. Curentul debitat de convertor vd () t id () t = (.9) R Fig..40 Caracteristica de comandă. Fig..4 Conducţia pe sarcină R+L.

71 CONVERTOARE STATICE 6 are evident aceeaşi formă de variaţie cu v d (t). Tensiunea medie redresată are valoarea π + cosα Vdα = Usin ωtd. ( ωt) Vd π = (.93) α Comparând (.93) cu (.8) se constată o creştere a lui V dα şi modificarea caracteristicii de comandă, după curba l din fig..40. Pentru sarcini ce conţin pe lângă rezistenţă şi o inductivitate, procesul de conducţie este esenţial influenţat de energia vehiculată de aceasta. Astfel în fig..4 se exemplifică efectul inductivităţii asupra conducţiei pentru un convertor cu pulsuri în punte, comandat la unghiul α în redresor. Tensiunea vd() t = ur() t + ul(), t (.94) unde ur() t = Ri. d(), t (.95) iar did () t ul() t = L. (.96) dt Forma de variaţie a curentului i d (t) este puternic influenţată de prezenţa bobinei. În intervalul cât u L (t)>0 inductivitatea înmagazinează energie proporţională cu aria A. Această energie este cedată în momentul când ul() t = u() t ur() t < 0 (.97) şi este proporţională cu aria A. Neglijând pierderile, cele două arii sunt egale, determinându-se astfel prelungirea conducţiei de la π la π +β. Trebuie menţionat, că pe acest interval, deşi u (t)<0, tensiunea anod-catod pe tiristorul aflat în conducţie continuă să rămână pozitivă, ca urmare a apariţiei în circuit a tensiunii de autoinducţie a bobinei, generată de descărcarea energiei acesteia. Valoarea medie a tensiunii redresate este dată de π+ β cosα + cosβ Vdα = Usin ωtd. ( ωt) Vd π = (.98) α şi este de asemenea mai mare decât în cazul conducţiei neîntrerupte. Intervalul β de prelungire a conducţiei depinde evident de energia acumulată de bobină, deci atât de valoarea inductivităţii cât şi de valoarea curentului π între i d (t). Pentru β având valori în domeniul[, π ] se obţin caracteristici intermediare curba şi caracteristica de comandă pentru curent neîntrerupt, figurate cu linie întreruptă în fig..40. În cazul când sarcina este de tipul R+L+E, fig..38, probabilitatea de întrerupere a curentului i d (t) creşte substanţial, fapt prezentat în fig..4, pentru acelaşi convertor. Probabilitatea de întrerupere creşte ca urmare a faptului că t.e.m. E este de sens opus tensiunii redresate v d (t), ceea ce se transpune în fig..4, prin deplasarea abscisei la nivelul E. Fig..4 Conducţia în cazul sarcinii R+L+E. Neglijând căderea de tensiune pe rezistenţa sarcinii energia acumulată de bobina L este proporţională cu aria A delimitată de u (t) şi E. Prelungirea conducţiei este asigurată de energia cedată de bobina circuitului, energie proporţională cu aria A. Cum aria A se micşorează sensibil, egalitatea celor două indică micşorarea unghiului β de prelungire a conducţiei, micşorare cu atât mai accentuată cu cât E este mai mare. Din fig..4 şi.4 se mai constată că probabilitatea de întrerupere a curentului creşte de asemenea cu cât unghiul de comandă α este mai apropiat de π/. Una din consecinţele întreruperii conducţiei a fost deja prezentată şi constă în creşterea tensiunii medii redresate la acelaşi unghi de comandă, inconvenient major în cazul alimentării motoarelor de c.c. Al doilea inconvenient este sesizabil

72 7 REDRESOARE din fig..40 pentru π α π (.99) şi constă în faptul că, pentru acelaşi α, funcţionarea poate fi în redresor sau ondulor în funcţie de gradul de întrerupere al curentului. Întrucât funcţionarea în regim de ondulor are şi alte particularităţi se analizează în continuare o astfel de funcţionare, de asemenea, pentru convertorul cu două pulsuri în punte. Pentru realizarea regimului de ondulor trebuie realizate mai multe condiţii. Prima condiţie se referă la unghiul de comandă a care trebuie să fie în domeniul π α π. (.00) Cea de a doua condiţie rezultă din fig..43. Întrucât curentul i d (t) nu poate inversa de sens prin tiristoare, iar puterea circulă dinspre sarcină spre sursa de alimentare, polaritatea t.e.m. E trebuie inversată faţă de regimul de redresor. În sfârşit, intrarea în conducţie a tiristoarelor se realizează dacă E > v () t, (.0) relaţie care se transferă, la nivelul tensiunii medii, în E > V d. (.0) d a b c Fig..43 Convertor cu două pulsuri în regim de ondulor. Fig..44 Funcţionarea în regim de ondulor la α = 3 π /4. O funcţionare în regim de curent neîntrerupt la α = 3 π /4 este prezentată în fig..44. Suplimentar, în fig. 44c este prezentată forma de undă pentru tensiunea anod-catod, u () AK t, pe tiristorul. Se ştie că pentru blocarea unui tiristor obişnuit, lent, este necesar un timp tb 300μs (.03) ceea ce corespunde unui unghi 0 δb 5, 4. (.04) Pentru cazul prezentat în fig..44c, intervalul în care, fără a lua în considerare unghiul de comutaţie γ, u () 0 AK t <, este de π/4, deci suficient pentru blocarea certa a tiristorului. Dacă însă unghiul α creşte la π, tensiunea u () AK t devine pozitivă şi blocarea tiristorului nu mai este posibilă. Acesta rămâne în conducţie, în regim de redresor la α, când tensiunea v d (t) este pozitivă. Schema

73 CONVERTOARE STATICE 8 echivalentă a convertorului în această situaţie este prezentată în fig..45. Ca urmare a însumării polarităţii celor două surse din circuit curentul i d (t) capătă valori apreciabile, mai mari decât curentul de scurtcircuit. Evenimentul, care este unul de avarie, se numeşte curent bascularea ondulorului în redresor. Evitarea apariţiei acestei avarii se realizează prin limitarea comenzii maxime în ondulor după α π δ γ (.05) max b, Fig..45 Bascularea ondulorului în redresor. Fig..46 Caracteristica externă. unde γ, unghiul de comutaţie, se limitează la 5-0. Având în vedere valoarea lui γ şi δ b 0 αmax (.06) Pentru tiristoare rapide unde tb, 0μs (.07) unghiul α max se limitează la valori mai mari. Pentru corelarea valorilor tensiunilor medii în ondulor cu cea în redresor, se limitează şi unghiul de comandă minim la 0 αmin 5 5. (.08) Caracteristicile externe ale convertoarelor reprezintă dependenţa V = dα f( Id) (.09) pentru diverse unghiuri de comandă α. Caracteristicile ideale, neglijând comutaţia şi considerând conducţia neîntreruptă, sunt prezentate cu linie întreruptă în fig..46. În cazul luării în calcul a comutaţiei, tensiunea medie redresată se modifică după ' Vdα = Vdα RγId, (.0) ceea ce provoacă o scădere a tensiunii în funcţionare ca redresor şi o creştere a tensiunii în invertor, proporţională cu valoarea curentului mediu redresat I d. Pentru curenţii I d mici, favorabili întreruperii conducţiei, tensiunile medii redresate cresc ca valoare, iar caracteristicile externe devenind neliniare. Zona de curent întrerupt, pentru o sarcină dată, este delimitată în fig..46 cu linie întreruptă. Din familia de caracteristici din fig..46 se exclud evident cele pentruα αmin şiα αmax. Dezavantajele întreruperii conducţiei, evidenţiate mai sus, provoacă destul de multe neplăceri în aplicaţiile concrete. Evitarea acestora se realizează prin înscrierea cu sarcina a unei inductivităţi speciale L F, numită inductivitate de filtrare. Calcului ei se face din două considerente: evitarea întreruperii conducţiei la curent minim prin convertor, de obicei curentul de mers în gol al sarcinii; limitarea ondulaţilor curentului i d (t) în limite admise de sarcină, element important când sarcina este o maşină de c.c.

74 9 REDRESOARE În general acest mod de soluţionare a întreruperii conducţiei dă rezultate satisfăcătoare, chiar dacă contribuie la diminuarea randamentului conversiei şi la înrăutăţirea dinamicii de creştere a curentului în ansamblul convertor-sarcină...5 CONVERTOARE BIDIRECŢIONALE. Un convertor unidirecţional alimentând o sarcină de c.c. asigură două funcţionări distincte pentru sistemul de conversie: funcţionarea ca motor într-un sens de rotaţie; frânarea recuperativă, până la oprire, pentru acelaşi sens de rotaţie. Funcţionarea ca motor a maşinii electrice este anulată la comanda de reducere a vitezei de rotaţie. Ca urmare a comenzii se diminuează tensiunea medie redresată V d, la valori mai mici decât t.e.m. E, ceea ce blochează conducţia prin convertor. Frânarea sistemului de conversie decurge liber, pe seama cuplului static rezistent, reintrarea în conducţie a convertorului având loc când V d >E. Frânarea recuperativă, pentru îndeplinirea condiţiilor de funcţionare a convertorului în regim de ondulor, presupune, în primul rând, inversarea polarităţii t.e.m. E, care se poate realiza numai prin comutare cu contactoare în circuitul convertor-maşină. În al doilea rând, comanda trebuie deplasată în ondulor la valoarea α max pentru a evita intrarea în conducţie a convertorului la valori mari de curent. Realizarea acestor condiţii presupune introducerea unor scheme logice suplimentare, precum şi apariţia unui interval de timp în care maşina este nealimentată, deci având cuplul nul, care poate să nu fie acceptabil pentru sistemul de conversie. Realizarea inversării sensului de rotaţie presupune inversarea polarităţii tensiunii v d (t), care, în cazul utilizării unui convertor unidirecţional, necesită o comutare prin contactoare, soluţie neagreată ca urmare a unor dezavantaje uşor de înţeles. Varianta cu comutare în circuitul inductor, avantajoasă ca urmare a curentului de excitaţie mai mic, introduce, ca urmare a constantei de timp mari a înfăşurării de excitaţie, timpi morţi, de cuplu nul, mult mai mari ca în cazul comutării retorice. Ambele metode se utilizează foarte rar şi numai în cazul sistemelor de conversie cu reversări ale sensului de rotaţie şi frânări de frecvenţă redusă. Sistemele de conversie moderne folosesc convertoare bidirecţionale, de 4 cadrane, care se realizează, prin cuplarea în opoziţie a două convertoare unidirecţionale identice şi alimentate de la surse identice, după schema din fig..47. Convertorul l se comandă la unghiul iar convertorul la În acest fel Fig..47 Schema de principiu a unui convertor bidirecţional. V V d d α = α, (.) α = π α. (.) = Vd cosα = V cos( π α), d (.3) cele două tensiuni fiind în permanenţă egale în modul, nepermiţând închiderea unui curent continuu între cele două convertoare, fig..48. Preluarea conducţiei de un convertor sau altul depinde de unghiul de comandă şi starea sarcinii. Astfel pentru funcţionarea în cadranul se presupune, fig..49,

75 CONVERTOARE STATICE 0 Fig..48 Caracteristica de comandă. Fig..49 Funcţionarea în cadranul. π 0 α, (.4) t.e.m. a sarcinii cu polaritatea din figură, iar Vdα > E. (.5) Având în vedere cele de mai sus rezultă π α π (.6) Vdα < E, ceea ce înseamnă că acest convertor, deşi comandat în ondulor nu poate prelua conducţia, fiind blocat datorită neîndeplinirii condiţiei de funcţionare (.78). Pe de altă parte convertorul are îndeplinite condiţiile de intrare în conducţie şi preia curentul în regim de redresor. Se consideră pentru această funcţionare Vdα > 0, Id > 0. Funcţionarea în cadranul, fig..50, se obţine prin ' creşterea unghiului de comandă la valoarea α > α, dar păstrând aceleaşi regimuri de funcţionare pentru cele două convertoare. Astfel Vdα < E Vdα < E, (.7) ceea ce înseamnă ca primul convertor, deşi comandat în redresor, nu poate prelua conducţia, în timp ce convertorul preia curentul în regim de ondulor, realizând o frânare cu recuperare a maşinii de c.c.. Având în vedere că funcţionează convertorul, tensiuneavd α > 0, în timp ce I d < 0. Conducând treptat α spre π/ se obţine oprirea motorului. Continuând deplasarea unghiului de comandă astfel încât Fig..50 Funcţionarea în cadranul. π α π, (.8) respectiv

76 REDRESOARE Fig..5 Funcţionarea în cadranul 3. Fig..5 Funcţionarea în cadranul 4. π 0 α, (.9) convertorul trece în regim de redresor, alimentând motorul cu polaritate inversă, ceea ce produce inversarea sensului de rotaţie şi implicit schimbarea polarităţii t.e.m. E, fig..5. Evident Vdα = Vd α > E. (.0) Din (.0) şi fig..5 rezultă că funcţionarea convertorului în ondulor nu este posibilă. Curentul I d < 0 şi Vd α < 0 caracterizează funcţionarea în cadranul 3. Funcţionarea în cadranul 4,fig..5, se obţine modificând în continuare unghiurile de comandă astfel încât, păstrând aceleaşi regimuri de funcţionare pentru cele două convertoare, Vdα = Vdα < E, (.) ceea ce conduce la blocarea convertorului şi la preluarea conducţiei, în ondulor, de convertorul. Corespunzător vom avea I d > 0 şi Vd α < 0, deci funcţionare în cadranul 4. Modificarea în continuare a unghiurilor de comandă permite trecerea funcţionării în cadranul. Tensiuni şi curenţi de circulaţie. Tensiunile produse de cele convertoare, v () dα t şi v () dα t nu au amplitudinile egale în timp, fiind variabile. Diferenţa dintre ele dă naştere la curenţi, care se închid între cele două convertoare, variabili în timp şi numiţi curenţi de circulaţie. Mecanismul apariţiei acestor este exemplificat pentru convertorul bidirecţional cu pulsuri in punte, în conexiune antiparalelă, fig..53. Se consideră cele două convertoare antiparalel l şi comandate la π α = α =. (.) Formele de undă pentru v () dα t şi v () dα t sunt prezentate în fig..55 a şi b. Considerând comandate tiristoarele l şi, respectiv şi ', se constată că există două contururi independente prin care se pot închide curenţii i şi respectiv i ''. Rezistenţele din cele două contururi sunt ' c practic neglijabile. Considerând inductivitatea de dispersie L σ a sursei mult mai mică decât L k, ceea ce corespunde realităţii, atunci se pot scrie ecuaţii de determinare a celor doi curenţi conform cu respectiv c di ' c () t ut () = Lσ, (.3) dt di '' c () t ut () = Lσ. (.4) dt

77 CONVERTOARE STATICE Fig..53 Convertor bidirecţional în conexiune antiparalel. ' '' Din (.00) şi (.0) rezultă că valorile curenţilor i c şi i c sunt practic limitate doar de inductivităţile L σ, tensiunea u(t) a sursei regăsindu-se pe perechile de bobine L σ, formând aşa-numitele tensiuni de circulaţie u, respectiv u ''. Formele de undă ale acestor tensiuni, ' c precum şi a curenţilor de circulaţie O sunt prezentate în fig..55 c şi d. Întrucât forma tensiunilor de circulaţie depinde de valoarea unghiurilor de comandă, atât forma cât şi valoarea celor doi curenţi de circulaţie depind de comanda convertoarelor. Pentru convertorul din fig..53 această dependenţă este prezentată în fig..54. Ca urmare dimensionarea bobinelor L k, având ca rol limitarea valorilor curenţilor π de circulaţie, trebuie efectuată la α =. Prezenţa curenţilor de circulaţie conduce pe de o parte la încărcarea suplimentară a tiristoarelor convertoarelor, iar pe de altă parte la diminuarea randamentului conversiei, ca urmare a pierderilor de putere suplimentare în tiristoare şi bobinele L k. Prevederea a câte două bobine L k pe fiecare contur de circulaţie este determinată de funcţionarea în sarcină. Astfel, dacă convertorul l preia şi curentul de sarcină I d, prima bobină preia suma celor doi curenţi, în timp ce a doua preia numai curentul de circulaţie i c. Pentru a evita prevederea unor inductivităţi supradimensionate, se acceptă saturarea primei bobine şi deci reducerea substanţială a inductivităţii acesteia, limitarea curentului de circulaţie făcându-se numai de cea de a doua bobină, nesaturată şi având inductivitatea nominală. Prezenţa curenţilor de circulaţie şi bobinelor L k este exploatată şi în sens favorabil. Printr-o dimensionare atentă a bobinelor L k şi impunerea valorii curenţilor de circulaţie, astfel încât să fie neîntrerupţi, se asigură un c Fig..54 Dependenţa curenţilor de circulaţie de unghiul de comandă. Fig..55 Forme de undă pentru tensiuni şi curenţi de circulaţie.

78 3 REDRESOARE regim de conducţie neîntreruptă pentru cele două convertoare, independent de curentul de sarcină i d (t). Diminuarea efectelor curenţilor de circulaţie şi realizarea unor convertoare economice au condus la realizarea unor scheme mai performante. O astfel de variantă, numită în cruce, este exemplificată în fig..56 pentru un convertor bidirecţional cu pulsuri în punte. Caracteristica principală a acestui convertor constă în existenţa unui singur contur de curent de circulaţie, ceea ce necesită numai două bobine L k, în schimb sursa de alimentare trebuie să fie un transformator cu două secundare identice, alimentarea celor două convertoare trebuind să se facă de la două surse identice, dar separate galvanic. Varianta modernă a convertoarelor bidirecţionale este cea fără curenţi de circulaţie. Fig..56 Convertor bidirecţional în cruce. Fig..57 Convertor bidirecţional fără curenţi de circulaţie. O astfel de schemă provine din cea din fig..53 prin eliminarea bobinelor de limitarea a curenţilor de circulaţie L K, fig..57. Anularea curenţilor de circulaţie se realizează prin comanda convertoarelor. Sistemul de comandă este prevăzut cu un dispozitiv logic care, în funcţie de comandă şi starea sarcinii, autorizează generarea impulsurilor numai pe un convertor. Trecerea conducţiei de pe un convertor pe altul se face cu o pauză de comandă, interval în care nici un convertor nu este comandat. Această pauză este de ordinul milisecundelor, are ca scop stingerea proceselor electromagnetice din convertoare şi practic nu influenţează regimul de funcţionare al sarcinii. Scheme asemănătoare cu cele din fig..53,.56 şi.57 se realizează şi pentru convertoare cu 3 pulsuri sau 6 pulsuri în punte. Singura diferenţă constă în variaţia curenţilor de circulaţie în funcţie de comanda α.

79 lucru..3. CONVERTOARE C.C.-C.C. Convertoarele c.c. - c.c. bidirecţionale, de 4 cadrane, ca urmare a unor performanţe superioare, înlocuiesc convertoarele c.a. - c.c. comandate la puteri mici şi medii. Performanţele deosebite a acestor convertoare constau în: schemă mai simplă şi deci costuri mai reduse ale echipamentelor; funcţionarea numai în conducţie neîntreruptă; frecvenţă de comutaţie ridicată, cu avantaje în spectrul de armonici al tensiunii şi curentului de ieşire..3. CONVERTOARE C.C. C.C. CU MODULAŢIE ÎN LAŢIME BIPOLARĂ. Schema unui convertor c.c. - c.c. bidirecţional este prezentată în fig..6, comutatoarele statice utilizate fiind IGBT. Convertorul poate fi realizat şi cu tranzistoare bipolare sau MOSFET, precum şi cu tiristoare GTO. Realizarea acestor convertoare cu tiristoare obişnuite, variantă Fig..6 Convertor c.c.-c.c. bidirecţional. constructivă mai veche, este practic abandonată în prezent ca urmare a dificultăţii realizării stingerii forţate a conducţiei. Se consideră convertorul alimentat de la un circuit intermediar de tensiune continuă V d constantă, asigurată printr-un condensator de filtrare C F de valoare mare. La bornele de ieşire - este conectată o sarcină de tipul R+L sau R+L+E. Comanda convertorului este de tipul cu modulaţie în lăţime, PWM, varianta cea mai utilizată în aplicaţii. O schemă bloc de comandă tipică are structura din fig..64. Elementele schemei tipice de comandă sunt G Δ - generator de tensiune triunghiulară; C - comparator; GI - generator de impulsuri cu durată variabilă; CG - circuit de comandă pe poartă IG - izolare galvanică.

80 ELECTRONICA DE PUTERE 65 Generatorul de impulsuri GI furnizează două tensiuni de ieşireu E şi U E în sistem logic. Circuitele de comandă pe poartă CG sunt specifice tipului de dispozitiv semiconductor de putere utilizat cuprinzând de obicei şi anumite tipuri de protecţie Fig..63 Schemă principială de comandă. (supracurent, supratemperatură, etc.). Izolarea galvanică se realizează de obicei prin optocuploare. Relativ recent s-au conceput circuite integrate specializate pentru comanda pe poartă a unui braţ sau al întregului convertor, preluând cea mai mare parte a funcţiilor schemei din fig..63, izolarea galvanică realizându-se la nivelul tensiunilor U E, respectiv U E. Principiul de funcţionare al convertorului este prezentat în diagramele din fig..64. Logica de comandă a comutatoarelor statice rezultă din comparaţia tensiunii de comandă U C, variabilă în limitele UCM UC + UCM, (.34) şi tensiunea triunghiulară v Δ (t), având perioada T, respectiv frecvenţa f =, (.35) T şi valoarea maximă V = Δ U (.36) CM Astfel, dacă UC vδ () t (.37) sunt comandate pentru intrarea în conducţie CS + şi CS, în timp ce CS şi CS + sunt necomandate, deci blocate. Întrucât CS + este în conducţie, tensiunea u N() t = Vd (.38) iar u N () t = 0. (.39) Pentru cazul când UC < vδ ( t) (.40) comanda comutatoarelor statice se inversează, CS + şi CS sunt deschise, iar CS şi CS + sunt închise. Evident tensiunea Fig..64 Funcţionarea convertorului c.c.-c.c. bipolar. un () t = 0. (.4) un() t = Vd Tensiunea la ieşirea convertorului este dată de ut () = u () t u () t (.4) N N

81 66 ELECTRONICA DE PUTERE SI ACTIONARI REGLABILE şi are o variaţie de tip dreptunghiular între limitele Vd, + Vd motiv pentru care modulaţia se numeşte bipolară. Valoarea medie a tensiunii de ieşire U se calculează după relaţia (.9) calculând valorile medii pentru tensiunile u N şi u N. În acest scop se stabileşte dependenţa tensiunii vδ ( t) în funcţie de timp. Astfel, pentru intervalul T 0 t, (.43) 4 se obţine () t vδ t = V Δ. (.44) T /4 Punând condiţia egalităţii tensiunii de comandă U c cu vδ ( t) se poate determina punctul A, fig..64, respectiv intervalul Uc. T t =. (.45) 4V Δ Durata de conducţie dintr-o perioadă T a comutatoarelor statice CS + şi CS, care furnizează tensiunea u N () t, este T T Uc TC = t + = + V Δ. (.46) Se defineşte durata relativă de conducţie a acestor două comutatoare statice prin TC U c D = = + V Δ. (.47) Valoarea medie corespunzătoare tensiunii u () t se calculează conform cu N T C C N = N() = T d =. d T T 0 U u t dt V D V. (.48) În acelaşi mod se defineşte durata de conducţie relativă pentru CS şi CS + prin T T D C = = D, (.49) T iar valoarea medie corespunzătoare tensiunii u () t se calculează cu T T C UN = un() t dt D. Vd. T = (.50) 0 Valoarea medie a tensiunii de ieşire a convertorului se calculează cu relaţia UC U = UN UN = Vd(D ) = Vd. (.5) V Δ Expresia tensiunii medii U, având în vedere (.5) şi faptul că V Δ este constantă, arată că prin modificarea tensiunii de comandă în limitele (.34) se obţine variaţia continuă şi liniară a acesteia în limitele Vd U + Vd, (.5) adică un convertor bidirecţional cu caracteristica de comandă din fig..65. Caracterul bidirecţional este asigurat şi la nivelul curentului de ieşire i(t), un sens fiind asigurat de CS + şi CS, iar celălalt sens de CS şi CS +. Conducţia în convertor este însă mai complicată depinzând atât de starea comutatoarelor statice, cât şi a sarcinii. Considerând N Fig..65 Caracteristica de comandă.

82 ELECTRONICA DE PUTERE 67 o sarcină de tip R+L+E, la aplicarea primului impuls pozitiv al tensiunii u(t), fig..64, curentul creşte prin circuit după o variaţie exponenţială. Având în vedere frecvenţa mare a tensiunii de modulaţie triunghiulară, de ordinul khz sau zecilor de khz, timpul t este mult mai mic decât constanta de timp a circuitului L τ =, (.53) R astfel că exponenţiala se găseşte pe porţiunea de început şi poate fi aproximată printr-o dreaptă. Presupunând valoarea iniţială a curentului I 0, acesta creşte la valoarea I M, bobina din circuit acumulând energie. Evident, având în vedere comutatoarele comandate şi faptul că it () > 0, conducţia se închide prin CS + şics. În intervalul imediat următor, tensiunea u(t)<0 şi sunt comandate CS şi CS +, curentul i(t) începe să se micşoreze, fiind întreţinut de energia acumulată anterior de inductivitatea L, rămânând pozitiv, închiderea conducţiei nu este posibilă prin comutatoarele comandate CS şi CS +. Întrucât descărcarea bobinei trebuie să se producă, tensiunea de autoinducţie a acesteia deschid diodele antiparalel D şi D +, energia circulând de la sarcină spre sursa de alimentare V d. La anularea curentului pot intra efectiv în conducţie comutatoarele statice comandate, curentul inversând de sens. Creşterea curentului în acest interval produce din nou acumularea de energie în bobină. În intervalul următor it () < 0, deci nu se poate închide prin comutatoarele comandate CS + şi CS, astfel că se produce deschiderea diodelor D + şi D prin care are loc descărcarea energiei bobinei. În continuare conducţia este preluată de CS + şi CS ca urmare a faptului că it () > 0. Valoarea medie a curentului se calculează cu T I = itdt (), T (.54) 0 efectuând integrala pe fiecare porţiune separată de variaţie. Prezentarea de mai sus scoate în evidenţă faptul că indiferent de valoarea medie a curentului i(t) şi de comutatoarele statice comandate, conducţia se închide fie prin acestea, fie prin diodele antiparalel, în funcţie de variaţia impusă curentului de către sarcină. Aşadar, la acest tip de convertor conducţia este întotdeauna neîntreruptă, având loc şi recuperarea energiei acumulate de bobină. Spectrul de frecvenţe conţinut de u(t) este determinat de frecvenţa tensiunii modulatoare, armonicile fiind multiplu al acestei frecvenţe. Având în vedere valoarea mare, de ordinul khz sau zecilor de khz a acestei frecvenţe, armonicile apar în poziţii înalte influenţând mai puţin sarcina. Un alt avantaj al frecvenţei mari de lucru sunt ondulaţiile reduse ale curentului i(t), încadrabile în limitele admise de motoarele de c.c., de obicei fără prevederea de inductivităţi suplimentare..3. CONVERTOARE C.C. C.C. CU MODULAŢIE ÎN LAŢIME UNIPOLARĂ. Realizarea unui convertor c.c.-c.c. cu modulaţie în lăţime unipolară nu necesită modificări în schema din fig..6, ci numai în strategia de comandă. În primul rând sunt două tensiuni de comandă U C şi U C, fig..66, care îndeplinesc în permanenţă condiţia U = U. (.55) C C

83 68 ELECTRONICA DE PUTERE SI ACTIONARI REGLABILE Fig..66 Funcţionarea convertorului c.c.-c.c. bipolar. În al doilea rând, logica de comandă presupune comanda braţului l, CS + şi CS, prin comparaţia dintre U C şi vδ ( t), iar a braţului, CS + şi CS, din comparaţia dintre U C şi vδ ( t). Astfel dacă U > v t (.56) C Δ () CS + este comandat, iar CS deschis. La inversarea condiţiei (.33) se inversează şi starea celor două comutatoare. In acelaşi mod este comandat braţul, adică, dacă U > v t (.57) C Δ () atunci CS + este comandat iar CS deschis, starea comutatoarelor statice inversându-se odată cu inegalitatea (.34). În fig..66 rezultă, ca urmare a logicii de comandă de mai sus, formele de undă ale tensiunilor u t şi u () t, precum şi tensiunea de ieşire u(t), calculată cu relaţia (.48). Tensiunea de ieşire u(t) este formată de asemenea din pulsuri dreptunghiulare cu variaţie însă între 0 şi +V d, adică o variaţie unipolară. Valoarea medie a tensiunii de ieşire, U, se calculează după o relaţie asemănătoare cu (.8) conducând la aceeaşi expresie, respectiv la caracteristica de comandă din fig..65. Deşi la prima vedere rezultatele obţinute nu se deosebesc mult de cele de la convertorul bipolar, convertorul cu modulaţie unipolară are câteva avantaje. Astfel, prezenţa în tensiunea de ieşire numai a pulsurilor unipolare conduce la micşorarea ondulaţiilor curentului de ieşire, i(t), iar conducţia în convertor este mai complexă. Astfel, considerând valoarea iniţială a curentului i(t) ca fiind I 0, în primul interval din fig..66, it () > 0, ca urmare a faptului că ut () > 0, conducţia se închide prin CS + şi CS comandate. În intervalul următor ut ( ) = 0 şi curentul începe să se micşoreze fiind întreţinut de energia acumulată în bobina sarcinii. Curentul nu se poate închide însă prin comutatoarele statice comandate CS şi CS, ci prin CS şi D, energia bobinei disipându-se pe sarcină şi în interiorul convertorului. În intervalul următor, dacă sarcina este de tipul R+L+E, curentul i(t) devine negativ, iar conducţia se închide prin CS comandat şi dioda D, energia bobinei disipându-se tot pe sarcină şi în interiorul convertorului. La comutarea comenzii de pe CS pe CS + acest circuit se întrerupe, iar curentul fiind negativ se va închide prin D + şi D, recuperând energia bobinei prin transmiterea ei spre sursa de alimentare. În continuare conducţia decurge alternativ prin comutatoarele statice şi/sau diodele antiparalel în funcţie de starea comenzii şi sensul curentului de sarcină. Valoarea medie a curentului se calculează după relaţia (.3). Rezultă aşadar că şi pentru acest convertor este asigurat regimul de curent neîntrerupt. Suplimentar, din analiza formelor de undă din fig..66, se constată că frecvenţa tensiunii şi curentului de ieşire este dublă faţă de cazul convertorului bipolar şi faţă de frecvenţa tensiunii de modulaţie vδ ( t). Acest lucru conduce la două avantaje: frecvenţa dublă de comutaţie la nivelul tensiunii u(t), faţă de frecvenţa de comutaţie reală a comutatoarelor statice, ceea ce evident diminuează pierderile de putere din dispozitivele semiconductoare de putere datorate comutaţiei; N () N

84 ELECTRONICA DE PUTERE 69 armonicile de tensiune şi curent apar la multiplu întreg al dublului frecvenţei tensiunii modulatoare.3.3 CONVERTOARE C.C. C.C. ÎN REGIM DE FRÂNARE. Ambele convertoare permit regimul de frânare cu recuperare al maşinii de c.c. alimentate, care se realizează prin comandă adecvată a comutatoarelor statice. Problema care apare are în vedere destinaţia energiei recuperate. De obicei circuitul intermediar este alimentat de la un redresor necomandat, cu diode, care nu permite transferul energiei spre reţeaua de curent alternativ. În acest caz injectarea energiei recuperate în circuitul intermediar are ca loc de Fig..67 Convertor c.c.-c.c. cu circuit de disipare a energiei de frânare. acumulare capacitatea de filtrare C F. Având în vedere că energia acumulată de acest condensator se calculează cu WCF = CFVd (.58) efectul va fi creşterea tensiunii V d la valori care pot fi dăunătoare atât pentru condensator, cât şi pentru dispozitivele semiconductoare de putere. La puteri mici, unde energia recuperată nu are valori însemnate, se introduce în circuitul intermediar o rezistenţă de frânare R F, având ca destinaţie disiparea energici suplimentare, fig..67. În fapt acest circuit este un convertor c.c.- vd () t CS F V d +Δ V V d d V d Δ V d on Fig..68 Comanda CS F. t t c.c. de un cadran realizat cu comutatorul static CS F. Comanda acestuia se realizează printr-un regulator de tensiune, care menţine tensiunea din circuitul intermediar în limitele Vd ±Δ Vd. Comanda CS F este prezentată în fig..68. Când tensiunea reală la bornele condensatorului depăşeşte valoarea maximă din V d + Δ V d comutatorul static CS F trece în starea ON, iar la atingerea limitei Vd Δ Vd trece în starea OFF. În cazul puterilor medii şi mari această soluţie nu este economică, apelându-se la alimentarea circuitului intermediar de la un convertor comandat bidirecţional cu tiristoare sau de la un redresor PWM..3.4 TIMPUL MORT AL CONVERTOARELOR C.C. C.C. Strategia de comandă a celor două tipuri de convertoare descrise mai sus realizează o comandă în antifază a comutatoarelor statice de pe un braţ, de exemplu CS + şi CS, fig..67. Întrucât un dispozitiv semiconductor de putere nu comută din starea de conducţie în starea blocată instantaneu ci într-un timp finit t OFF. În acest interval, primind comandă şi celălalt comutator static de pe braţul în discuţie, se creează un circuit prin care sursa V d este scurtcircuitată. Evident, regimul de avarie care apare nu este fericit nici pentru sursa de alimentare şi nici pentru

85 70 ELECTRONICA DE PUTERE SI ACTIONARI REGLABILE dispozitivele semiconductoare de putere. Eliminarea acestui inconvenient se realizează prin introducerea aşa-numitului timp mort, t d, între comanda de stingere a unui comutator static şi cea de intrare în conducţie pentru celălalt comutator static de pe braţ. Evident timpul mort trebuie să îndeplinească condiţia td > toff. (.59) Se consideră braţul l din convertorul din fig..67, tensiunea şi curentul de ieşire având sensurile din desen, iar modulaţia bipolară. În fig..69 suprafeţele haşurate indică comanda pentru intrare în conducţie a lui CS + respectiv CS, iar t d, respectiv t d, timpul mort între aceste comenzi. În intervalul t, cât CS + este comandat, tensiunea u N() t = Vd. (.60) În intervalul t, când CS este închis, curentul i(t) fiind pozitiv conducţia se va închide prin D şi D +, astfel că u N () t = 0. (.6) Acelaşi lucru se întâmplă însă şi pe intervalul t d, fiind în conducţie în continuare aceleaşi diode. Pe intervalul t d, curentul fiind pozitiv, iar CS + neprimind încă comandă tensiunea u N () t = 0 (.6) conducţia fiind în continuare prin aceleaşi diode. Tensiunea furnizată de braţ capătă valoarea u N() t = Vd (.63) abia la începutul intervalului t 3 când CS + intră în conducţie. Aşadar, faţă de forma de undă a tensiunii u N () t din fig..64, introducerea timpului mort produce o micşorare a tensiunii cu spaţiul aferent intervalului t d, reducere care se calculează cu td Δ u N() t = Vd T (.64) unde feste perioada tensiunii modulatoare, iar t = t = t. (.65) d d d Fig..69 Efectul timpului mort pentru i(t)> 0. Fig..70 Efectul timpului mort pentru i(t)<0. Efectul timpului mort pentru cazul i(t)<0 şi acelaşi braţ al convertorului este prezentat în fig..70. Pe intervalul t, deşi CS + este comandat, întrucât i(t)<0, conducţia se închide prin D + şi D, iar tensiunea u N() t = Vd. (.66) Pe intervalul t, ca urmare a intrării în conducţie a lui CS tensiunea u N () t = 0. (.67)

86 ELECTRONICA DE PUTERE 7 Pe intervalul t d, ca urmare a blocării conducţiei comutatorului statice CS, conducţia revine prin diodele D + şi D, tensiunea având valoarea u N() t = Vd. (.68) Intervalul t 3, identic d.p.d.v. al conducţiei cu t, este caracterizat prin valoarea tensiunii u N (t) sub forma relaţiei (.43). Faţă de forma de undă din fig..64 apare intervalul t d cu creşterea de tensiune dată de t Δ u t = V. (.69) d N() T La nivelul tensiunii de ieşire a convertorului se obţine o creştere sau o micşorare a tensiunii de ieşire în funcţie de sensul curentului i(t). Astfel dacă i(t) este pozitiv, fig..69, pentru braţul i(t) este de asemenea pozitiv şi apare o micşorare a tensiunii după relaţia (.64), iar pentru braţul, curentul fiind negativ, apare o creştere a tensiunii egală cu cea din relaţia (.69). Pe ansamblul convertorului va avea loc o micşorare a tensiunii t d N N d Δ U =ΔU Δ U = V. (.70) T În cazul i(t)<0, făcând acelaşi raţionament, rezultă o creştere a tensiunii de ieşire cu t Δ U =ΔU d N Δ UN = Vd. (.7) T Caracteristica de comandă a convertorului, luând în considerare efectele timpului mort, se modifică ca în fig..7. Efectele timpului mort în cazul modulaţiei unipolare sunt identice, deci conduc la aceleaşi rezultate. Anularea efectelor timpului mort se poate realiza prin modificarea comenzii U C în sensul creşterii acesteia pentru i(t)> 0 şi micşorarea pentru i(t)<0, astfel încât să se Fig..7 Caracteristica de comandă ţinând cont de timpul mort. d compenseze variaţiile de tensiune Δ U. Modificarea comenzii Δ U se face cu valori fixe întrucât variaţia de tensiune, relaţiile (.47) şi (.48), nu depind de mărimea curentului, ci numai de valoarea timpului mort, care este constant pentru un convertor dat. Întrucât variaţiile de tensiune sunt relativ mici, cel mult de ordinul..%, iar compensarea prin modificarea tensiunii de comandă este relativ dificil de realizat, cel mai adesea se utilizează convertoarele c.c. - c.c. fără compensarea timpului mort..3.5 FUNCŢIA DE TRANSFER A CONVERTOARELOR C.C. C.C. Modelul matematic al convertoarelor c.c. - c.c. se realizează în aceleaşi condiţii ca la convertoarele c.a. c.c. comandate. Neglijând efectele timpului mort şi luând în consideraţie că prin proiectare limitele ± V d nu se ating în funcţionarea normală, funcţia de transfer a convertorului rezultă din (.8) sub forma U() s Vd YC () s = = = k, (.7) U () C s V Δ adică convertorul este un amplificator de putere liniar. Întrucât la aceste convertoare nu apare necesitatea sincronizării între faza de comandă şi tensiunea colector - emitor (drena - sursă), comanda devine efectivă chiar în momentul generării ei. Ca urmare între intrare şi ieşire nu există întârzieri, convertorul fiind neinerţial.

87 .4 CONVERTOARE C.C. C.A. INVERTOARE. Convertoarele c.c. - c.a., numite curent invertoare, s-au dezvoltat în ultimul deceniu ca urmare a progreselor din tehnica dispozitivelor semiconductoare de putere şi a performanţelor superioare oferite de maşinile de c.a. în raport cu cele de c.c. Pentru sistemele de conversie electromecanică, ca unul din domeniile de utilizare a acestor convertoare, se folosesc invertoare trifazate de tensiune sau de curent cu o mare varietate de tipuri de scheme si comandă (modulaţie). Se remarcă faptul că tehnicile de comandă permit funcţionarea acestor convertoare atât în regimul propriu-zis de invertor, conversie c.c. - c.a., cât şi în regim de redresor, conversie c.a.-c.c. Varietatea deosebită a schemelor şi tehnicilor de modulaţie ale invertoarelor utilizate în prezent nu poate fi cuprinsă în cadrul şi obiectivul acestui manual. Ca urmare se vor prezenta tipuri fundamentale de invertoare şi tehnici de modulaţie, cu scopul stabilirii proprietăţilor principale, reglarea tensiunii şi frecvenţei şi conţinutul de armonici, şi pentru a se putea aprecia influenţa acestora în conducerea unui sistem de conversie electromecanică..4. INVERTOARE MONOFAZATE CU MODULAŢIE ÎN UNDĂ DREPTUNGHIULARĂ Schema unui astfel de invertor, de tip punte şi cu ieşire în tensiune, este prezentată în fig..7, fiind identică cu cea a unui convertor c.c.-c.c. de 4 cadrane. Se consideră alimentarea invertorului de la o sursă de tensiune continuă având V d = cst. Considerând că se doreşte obţinerea unei tensiuni de ieşire u 0 (t), de frecvenţă f c, se defineşte perioada de comandă Tc =. (.73) f c Fig..7 Invertor monofazat de tensiune în punte. Comanda comutatoarelor statice ale invertorului se face după logica: - pe prima jumătate de perioadă T c, T +, T închise, T, T + deschise;

88 ELECTRONICA DE PUTERE 65 - pe a doua jumătate de perioadă T c, T +, T deschise, T, T + închise. Comanda şi forma de undă a tensiunii u 0 (t) sunt prezentate în fig..73, din care rezultă că u 0 (t) este o tensiune alternativă, dar cu o variaţie dreptunghiulară. Semnalul obţinut se poate descompune în serie de armonici, fundamentală fiind de forma u 0 () t = U 0 sin π f c, (.74) unde 4 U 0 = Vd =,73Vd. (.75) π Având în vedere forma lui u 0 (t) armonicile superioare care apar sunt de rang impar, iar amplitudinea armonicii de rang h este dată de Fig..73 Forme de undă pentru invertorul în undă dreptunghiulară. cadrane. 0 h U U 0 =. (.76) h Concluziile care rezultă din această sumară descriere sunt: - tensiunea de ieşire a invertorului este constantă, modificarea acesteia însemnând utilizarea unei surse V d variabile; - frecvenţa se poate regla în limite largi prin modificarea perioadei de comandă; - conţinutul de armonici este important iar prima armonică, de ordinul 3, este semnificativă ca valoare, fiind o treime din fundamentală. Forma curentului i 0 (t) va depinde de sarcina de la ieşirea convertorului, conţinutul de armonici al acestuia putând fi diferit doar ca amplitudine faţa de cel al tensiunii u 0 (t). Sarcina fiind de obicei de tip R+L, apare un defazaj între curent şi tensiune ceea ce face necesară prevederea diodelor antiparalel în scopul asigurării conducţiei neîntrerupte prin sarcina. Conducţia prin comutatoarele statice sau prin diodele antiparalel se desfăşoară ca la convertorul c.c. - c.c. de 4.4. INVERTOARE TRIFAZATE CU MODULAŢIE ÎN UNDĂ DREPTUNGHIULARĂ. Un astfel de invertor s-ar putea realiza prin conectarea trifazată, de obicei în stea, a trei invertoare monofazate de tipul celui din fig..7. Varianta utilizată în practică, mult mai Fig..74 Invertor trifazat de tensiune.

89 66 ELECTRONICA DE PUTERE SI ACTIONARI REGLABILE economică, este prezentată în fig..74. Invertorul se consideră alimentat de la o tensiune continuă V d =cst., iar sarcina, trifazată simetrică, de tipul R+L, conectată în stea, cu nulul O izolat. Comanda convertorului se realizează pe fiecare braţ, în antifază, ca la convertorul monofazat. Comandă pe cele trei braţe, A, B si C sunt decalate cu π /3, aşa cum este prezentat în fig..75. Tensiunile u AN, u BN şi u CN rezultă cu uşurinţă analizând starea comutatoarelor statice de pe fiecare braţ. Tensiunile de linie la ieşirea convertorului se calculează cu uab = uan ubn ubc = ubn ucn (.77) uca = ucn uan şi au o forma fig..75, de tip bipolar, cu variaţie între +V d şi V d. Tensiunea pe faza A a receptorului, u AO, se poate calcula conform modelului următor. Tensiunile pe cele trei faze rezultă din uao = uan uon ubo = ubn uon (.78) uco = ucn uon Însumând relaţiile (.56) rezultă uan + ubn + ucn uon =, 3 (.79) uan + ubn + ucn uao = uan 3 întrucât datorită conexiunii trifazate există relaţia uao + ubo + uco = 0 (.80) Aplicând relaţia (.79) pentru fiecare interval T c /6 rezultă o variaţie în trepte a tensiunii u AO de forma celei prezentate în fig..75. Armonicile de ordinul l ale tensiunilor de linie u,, AB ubc u CA formează un sistem trifazat simetric de tensiuni de succesiune directă, având faza iniţială π /6. Valoarea maximă a tensiunii de linie se calculează cu 34 U AB = Vd, (.8) π iar valoarea efectivă după U AB UAB = = 0,78Vd (.8) Conţinutul de armonici superioare al tensiunilor furnizate de braţele invertorului este acelaşi de la invertorul monofazat, adică întregul spectru de armonici impare. Ca urmare a conexiunii trifazate, în spectrul de armonici al tensiunilor de linie dispar armonicile multiplu de trei, reducând sensibil deformarea acestora în sensul apariţiei, în afara fundamentalei, doar a armonicilor 5, 7,, 3 ş.a.m.d. Armonicile fundamentale ale tensiunilor de fază formează de asemenea un sistem trifazat simetric de succesiune directă, defazat faţă de sistemul de tensiuni de linie cu π /6 în urmă, Fig..75 Formele de undă pentru invertorul trifazat.

90 ELECTRONICA DE PUTERE 67 adică caracteristic unui sistem trifazat standard. Se poate arăta că similitudinea există şi la nivelul valorilor tensiunilor. Astfel valoarea maximă a tensiunii în fază este respectiv valoarea efectivă U U AB AO = = Vd, (.83) 3 π U = Vd. (.84) π Conţinutul de armonici al tensiunilor de fază conţine însă întreg spectrul armonicilor impare. Rezultă că proprietăţile acestui tip invertor nu sunt prea favorabile în sensul că: nu se poate regla tensiunea de ieşire; conţinutul de armonici este bogat şi aflat în apropierea fundamentalei. Astfel de scheme de invertoare se realizează cu tiristoare lente cu stingere forţată şi în general la puteri mari. Pentru reglarea tensiunii se apelează la alimentarea circuitului intermediar printr-un convertor c.a-c.c. comandat. AO.4.3 INVERTOARE MONOFAZATE DE TENSIUNE CU MODULAŢIE ÎN LĂŢIME A PULSURILOR (PWM). Se consideră un invertor monofazat în punte alimentat de la o sursă de c.c. de tensiune V d =cst., fig..7. Modulaţia în lăţime a pulsurilor, curent numită PWM, se realizează în două variante: bipolară şi unipolară. Astfel, în cazul modulaţiei sinusoidale bipolare, comanda comutatoarelor statice rezultă din comparaţia tensiunii de comandă u () c t = U c sin π fc, (.85) unde f c este frecvenţa tensiunii de ieşire dorită, cu o tensiune modulatorie de tip triunghiular, de amplitudine V Δ şi frecvenţă f Δ constante, asemănătoare cu cea de la convertoarele c.c. - c.c., fig..76. Logica de comandă, rezultată din comparaţia menţionată mai sus, decurge după: - pentru cazul când u ( t) v ( t) Fig..76 Modulaţia sinusoidală bipolară. simplificare a desenului, s-a adoptat T +, T - închise, iar T, T + deschise; - pentru cazul când uc ( t) < vδ ( t) funcţionarea comutatoarelor statice se inversează. Tensiunea de ieşire u () t 0 fig..60, este formată din pulsuri dreptunghiulare cu variaţie bipolară, între + V d şi V d. Evident numărul de pulsuri depinde de frecvenţa f Δ, iar lăţimea lor este variabilă în funcţie de variaţia tensiunii de comandă u c (t). Tensiunea de ieşire u () t conţine o fundamentală u () t 0 0 având frecvenţa egală cu a tensiunii de comandă şi o sumă de armonici superioare. In fig..76, din motive de f = Δ 7 f c, (.86) c Δ

91 68 ELECTRONICA DE PUTERE SI ACTIONARI REGLABILE în realitate însă f Δ fc. Ca urmare pentru determinarea amplitudinii tensiunii de ieşire se poate adopta metoda de calcul de la convertoarele c.c. - c.c. de 4 cadrane, PWM bipolare, considerând că pentru două pulsuri triunghiulare alăturate tensiunea de comandă u c (t) nu se modifică semnificativ. Astfel se poate scrie Vd Vd u 0 () t = uc() t = U c sin π fc, (.87) V Δ V Δ rezultând o tensiune sinusoidală având frecvenţa şi faza iniţială a tensiunii de comandă. Această relaţie este corectă pentru cazul când U c V Δ, (.88) numit domeniu de modulaţie în amplitudine liniară. Se defineşte modulaţia în amplitudine prin U c m. A = (.89) V Δ În cazul modulaţiei liniare, ecuaţia (.88), rezultă 0 m A, (.90) iar tensiunea de ieşire U 0 = mavd (.9) va fi cuprinsă în intervalul [0,V d ]. S-a obţinut o primă caracteristică favorabilă a acestui tip de modulaţie constând în variaţia tensiunii de ieşire în limite largi prin simpla modificare a amplitudinii tensiunii de comandă. Pentru tensiuni de comandă U c > V Δ (.9) numai sunt intersectate toate tensiunile triunghiulare, astfel că relaţia (.87) nu mai este valabilă, modulaţia devenind neliniară. La o anumită valoare a tensiunii U c pe întreaga semiperioadă T c /, u c (t) nu intersectează nici o tensiune triunghiulară şi tensiunea de ieşire este formată dintr-un singur puls dreptunghiular cu durată T c /, convertorul aflându-se în cazul modulaţiei în undă dreptunghiulară, fig..77. Se defineşte modulaţia în frecvenţă prin fδ mf =. (.93) fc Conţinutul de armonici superioare al tensiunii u 0 (t) este determinat de modulaţia în frecvenţă adoptată pentru convertor. Astfel rangul h al armonicilor superioare este dat de h= jm. F ± k, (.94) unde pentru j par, k este impar şi invers. Spectrul de armonici este prezentat în fig..78. Din (.94) rezultă că modulaţia în frecvenţă este bine să fie cât mai mare pentru ca prima armonică superioară să fie cât mai departe de fundamentală. Alegerea modulaţiei în frecvenţă mai Fig..77 Caracteristica de comandă. Fig..78 Spectrul de armonici.

92 ELECTRONICA DE PUTERE 69 depinde şi de alţi factori. Astfel o frecvenţă f Δ foarte mare conduce la o frecvenţă de comutaţie de aceeaşi mărime pentru comutatoarele statice, ceea ce înseamnă o solicitare termică importantă a acestora. Pe de altă parte trebuie evitată apariţia armonicilor importante în spectrul audio în scopul micşorării poluării sonore. Acest deziderat se realizează diferit în funcţie de strategia de modulaţie aleasă. Prima, numită modulaţie sincronă, este caracterizată prin m F = cst. şi tensiunile de comandă şi modulatoare sincronizate, ca fază iniţială, ca în fig..76. Considerând motorul alimentat la o frecvenţă maximă de 00Hz, pentru încadrarea primelor armonici în afara spectrului audio se adoptă m F <, (.95) astfel că prima armonică apare în jurul frecvenţei de khz, nesesizabilă audio. A doua, numită modulaţie asincronă, lucrează cu tensiune modulatoare de frecvenţă constantă şi modulaţie în frecventa m F variabilă, cele două tensiuni uc( t ) şi vδ ( t) nemaifiind sincronizate. In acest caz se adopta în general m F > (.96) astfel ca primele armonici superioare să apar peste frecvenţa maximă audio de 0kHz. Modulaţia asincronă are dezavantaje la frecvenţe mici când conţinutul de armonici creşte în amplitudine şi se găseşte în spectrul audio. În concluzie modulaţia în lăţime are câteva avantaje importante: - reglarea independentă a tensiunii şi frecvenţei de ieşire, preferându-se modulaţia în amplitudine liniară; - posibilitatea controlului conţinutului de armonice prin modulaţia în frecvenţă adoptată; - posibilitatea modificării fazei iniţiale a tensiunii de ieşire prin faza iniţială a tensiunii de comandă; - realizarea tensiunii de ieşire, asemănător ca la convertoarele c.c. - c.c., fără întârziere în timp. Performantele obţinute prin modulaţia bipolară se îmbunătăţesc în cazul variantei unipolare. Comutatoarele statice de pe cele două braţe l şi se comandă independent prin compararea tensiunii triunghiulare cu două tensiuni de comandă u () c t si u () c t, fig..79, care îndeplinesc condiţia de antifază uc () t = uc() t. (.97) Logica de comandă se stabileşte într-un mod asemănător ca pentru modulaţia bipolară. Astfel pentru u () t v () t (.98) c T + este închis, iar T deschis. La inversarea inegalităţii (.98) se modifică şi starea comutatoarelor statice. Pentru braţul dacă u () t v () t (.99) c T + este închis, respectiv T deschis, având loc de asemenea inversarea stării la inversarea inegalităţii (.76). În fig..79 sunt prezentate formele de undă rezultate pentru u N () t şi u N () t, precum şi pentru u0() t = un() t un() t. (.300) Cea mai mare parte din concluziile stabilite la modulaţia bipolară rămân valabile. Proprietăţile noi constau în: - variaţia unipolară, între 0 şi +V d, pe o semiperioadă a tensiunii de ieşire, ceea ce va conduce la o ondulaţie a curentului i 0 (t) mult mai mică; - frecvenţa de comutaţie din convertor este dublă faţă de frecvenţa tensiunii modulatoare, ceea ce influenţează favorabil ondulaţiile curentului; - îmbunătăţirea apreciabilă a spectrului de armonici. Δ Δ

93 70 ELECTRONICA DE PUTERE SI ACTIONARI REGLABILE Fig..79 Modulaţia în lăţime unipolară. Astfel tensiunile u N () t şi u N () t conţin spectrul de armonici caracteristice modulaţiei bipolare. Ca urmare a relaţiei de calcul a tensiunii u 0, armonicile pare din cele două tensiuni, u N () t şi u N () t care sunt în fază, se anulează. Dacă se adoptă o modulaţie în frecvenţă m F pară, atunci spectrul de armonici care apar este de forma m F ±, ± 3, ş.a.m.d. Această realizare îndepărtează mult primele armonici de fundamentală, astfel că, deşi valoarea lor este însemnată, influenţa asupra maşinii se reduce considerabil..4.4 INVERTOARE TRIFAZATE DE TENSIUNE CU MODULAŢIE ÎN LĂŢIME A PULSURILOR (PWM). Schema unui astfel de invertor este identică cu cea din fig..74. Comanda celor trei braţe ale invertorului se face prin compararea tensiunii modulatoare de formă triunghiulară vδ () t cu trei tensiuni de comandă de forma, fig..80, u AC () t = U c sinπ fc π ubc () t = U c sin( π fc ). (.30) 3 4π ucc () t = U c sin( π fc ) 3 Pe fiecare braţ al invertorului logica de comandă a comutatoarelor statice rezultă după modelul de la invertorul monofazat de tensiune. Modul de determinare a tensiunilor furnizate de cele trei braţe, a tensiunilor de linie şi a celor de fază este identic cu cel utilizat la acelaşi tip de invertor cu modulaţie în undă dreptunghiulară. Pentru exemplificare în fig..80, s-au determinat grafic două tensiuni de braţ, uan ( t ) şi ubn ( t ) şi tensiunea de linie uab( t ). O primă concluzie

94 ELECTRONICA DE PUTERE 7 Fig..80 Invertor trifazat de tensiune cu modulaţie în lăţime. rezultă din forma tensiunilor de linie care au o variaţie unipolară. Dacă se construiesc şi celelalte două tensiuni de linie, ubc ( t) şi uca( t ) se constată că armonicile de ordinul l ale acestora formează tot un sistem trifazat simetric cu acelaşi defazaj faţă de începutul comenzii ca la modulaţia în undă dreptunghiulară. Sistemul de tensiuni de fază se calculează cu relaţii de forma (.80), rezultând tot tensiuni sub formă de trepte, ca în fig..75. Diferenţa esenţială constă în forma tensiunilor obţinute, care sunt compuse din pulsuri de lăţime variabilă, determinată de valoarea tensiunilor de comandă. Modulaţiile în frecvenţă şi amplitudine se definesc la fel ca la invertorul monofazat şi au aceleaşi proprietăţi. Calculul tensiunilor de linie şi fază se face în ipotezele de la invertorul PWM monofazat, cu observaţia că fiecare braţ al invertorului lucrează separat ca urmare a comenzii independente. In fig..8 este prezentată funcţionarea braţului A. Având în ' vedere comanda tensiunea de ieşire u ', considerând O ca un punct median al sursei V AO d, are o variaţie bipolară în domeniul [ + Vd /, Vd / ]. Similar lucrează şi celelalte două braţe B şi C. Ca urmare relaţia (.65), în condiţiile modulaţiei liniare, capătă forma U c Vd Vd u ' ( t) = sin π fc = ma sin π f, (.30) AO V Δ unde valoarea efectivă a tensiunii de fază, la nivelul primei armonice, este dată de Vd UAO = ma, (.303) iar a tensiunii de linie de UAB = 3UAO = 0,6 mavd. (.304) În cazul supramodulaţiei, m A > l, la limită se ajunge la modulaţia în undă dreptunghiulară, când valoarea efectivă a tensiunii de linie este dată de ecuaţia (.83). Conţinutul de armonici al tensiunii de fază uao () t este cel caracteristic invertoarelor PWM monofazate. Având în vedere că o tensiune de linie se calculează conform cu

95 7 ELECTRONICA DE PUTERE SI ACTIONARI REGLABILE uab () t = u '() t u '() t (.305) AO BO şi ca urmare a defazajului de π /3 dintre cele două tensiuni, armonicile multiplu de 3 au aceeaşi fază şi deci prin operaţiunile de scădere din ecuaţia (.305) se anulează. Aşadar spectrul de armonici al tensiunilor de linie este sensibil redus faţă de un invertor monofazat, depinzând de modulaţia în frecvenţă m F după relaţia (.95). Dacă se alege modulaţia în frecvenţă multiplu de trei spectrul de armonici este şi mai favorabil în sensul că dispar Fig..8 Schema unui braţ de invertor trifazat. armonicile de tipul jm F, care sunt cele mai importante ca amplitudine, rămânând numai armonicile din benzile laterale de tipul jm ±, ±..., care au amplitudini reduse. F.4.5 ONDULAŢIILE TENSIUNII ŞI CURENTULUI LA IEŞIREA INVERTOARE. Aşa cum s-a specificat anterior ondulaţiile curentului de ieşire al unui invertor sunt sensibil diferite faţă de cele ale tensiunii ca urmare a sarcinii. Într-un sistem de conversie electromecanică sarcina este de tipul R+L+e 0 (t), unde e 0 (t), este o t.e.m. sinusoidală produsă de motor, fig..8. De obicei rezistenţa înfăşurării motorului, având valoarea mică, se neglijează în raport cu reactanţa acesteia. Din fig..8 se poate scrie dia () () () t uao t = eao t + L. (.306) dt Cum t.e.m. eao ( t ) produsă de maşină este sinusoidală, ecuaţia (.306) se poate scrie la nivelul armonicii fundamentale sub forma dia() t uao () t = eao () t + L, (.307) dt sau sub forma fazorilor complecşi U AO = EAO + jω LI AO. (.308) Puterea electromagnetică dezvoltată de maşină este dată de P= EAOIA, (.309) ceea ce indică faptul că numai armonica fundamentală a curentului produce putere activă. Ca urmare ondulaţia tensiunii de ieşire, compusă din armonicile superioare, este dată de uo() t = uao() t uao() t (.30) şi nu produce decât putere cu caracter reactiv (deformant). Utilizând (.308), (.309) şi (.30) rezultă dia() t dia() t uo() t = L L dt dt, (.3) adică tensiunea pe bobina L, conţine întreaga ondulaţie din tensiunea de ieşire inclusiv căderea de tensiune datorată armonicii fundamentale. Notând prin i 0 () t ondulaţia curentului de fază, adică

96 aceasta se poate calcula din atunci 0 () A() A() ELECTRONICA DE PUTERE 73 i t = i t i t (.3) t i () t = u () t dt+ i (0). (.33) L 0 Alegând convenabil momentul t = 0 astfel încât i (0) = 0, (.34) 0 i () t = u () t dt. (.35) 0 0 L 0 Ondulaţia de tensiune se pot rescrie sub forma h u 0( t) = U 0 sin( hω ct+ ϕh) (.36) h> unde h este rangul armonicii superioare. Cu această precizare armonica h, conţinută în ondulaţia curentului, devine h h U 0 i0 () t = sin( hωct+ ϕh π /), (.37) hω cl indicând reducerea substanţială a armonicelor de curent cu creşterea rangului acestora, respectiv o ondulaţie mai redusă a curentului în raport cu tensiunea. Pentru Fig..8 Forma ondulaţiei de curent pentru un invertor monofazat. t exemplificare grafică, în fig..8 se prezintă forma ondulaţiei i () t 0 corespunzător unui invertor monofazat PWM, considerând un defazaj ϕ între i () t şi 0 u () 0 t ca urmare a sarcinii de tip R+L. Datorită acesteia pulsurile cu lăţime variabilă ale tensiunii u () t 0 provoacă, dacă sunt pozitive, o creştere exponenţială a curentului, iar dacă sunt negative o descreştere de acelaşi fel. Având în vedere constanta de timp a înfăşurării L τ =, (.38) R care este mult mai mare decât lăţimea pulsurilor de tensiune, practic curentul are mici variaţii în jurul fundamentalei i () 0 t fiind evident mult mai aproape de un semnal sinusoidal..4.6 TIMPUL MORT AL INVERTOARELOR. Timpul mort t d între comanda de blocare a conducţiei pentru comutatoarele statice superioare şi comanda de intrare în conducţie a comutatoarelor statice inferioare de pe acelaşi braţ al invertorului şi reciproc este necesar, din aceleaşi considerente ca la convertoarele c.c.-c.c. Mai mult, efectele acestuia se calculează în acelaşi mod, concluziile fiind evident aceleaşi, adică apare o creştere sau o scădere a tensiunii de linie, respectiv de fază, în funcţie de semnul curentului i () 0 t. La nivelul fundamentalei curentului şi tensiunii efectul timpului mort este prezentat în fig..83. Variaţia de tensiune Δ u 0 este independentă de curentul de sarcină, fiind determinată de

97 74 ELECTRONICA DE PUTERE SI ACTIONARI REGLABILE mărimea timpului mort t d. Compensarea acestui efect se poate realiza prin modificarea amplitudinii comenzii după u () t = U c ±Δ U sinωt, (.39) c ( c) unde Δ Uc se determină în funcţie de Δ u 0. Realizarea concretă este însă mult mai dificilă decât la convertoarele c.c. - c.c. ca urmare a ondulaţiilor curentului şi tensiunii, care fac dificilă aprecierea intervalului în care curentul este pozitiv sau negativ. Dacă însă sunt însă utilizate dispozitive semiconductoare de putere cu timpi de blocare mici, cum ar fi IGBT-uri sau MOSFET-uri, efectul timpului mort poate fi neglijat, variaţia de tensiune Δ u 0 fiind nesemnificativă ca valoare. Fig..83 Efectele timpului mort asupra fundamentalei..4.7 ALTE TIPURI DE MODULAŢIE PENTRU INVERTOARE. Îmbunătăţirea performanţelor invertoarelor, îndeosebi în ceea ce priveşte conţinutului de armonici, a determinat realizarea unor variante modificate ale tipului de comandă PWM. Una dintre variantele de comandă constă în programarea eliminării unor anumite armonici, care se Fig..84 PWM cu programarea eliminării armonicilor. Fig..85 Programarea ondulaţiilor curentului. realizează prin calculul unghiurilorα, α, α 3, fig..84, respectiv a lăţimii pulsurilor de tensiune, în funcţie de rangul armonicilor care trebuie eliminate. Astfel pentru eliminarea armonicilor de ordinul 5 şi 7 trebuie calculate unghiurile α, α, α 3, fig..84, a căror valoare depinde de cea dorită pentru fundamentală, adică de valoarea modulaţiei în amplitudine. Implementarea acestei comenzi se poate realiza numai cu utilizarea unor circuite integrate specializate, cum ar fi HEF 475 (Philips) sau de microcontrolere. Evident metoda se poate extinde pentru eliminarea unui număr mai mare de armonici, caz în care şi numărul de unghiuri de tipα i, care trebuie calculate, creşte.

98 ELECTRONICA DE PUTERE 75 O altă variantă de comandă are în vedere programarea ondulaţiilor curentului. Astfel, fig..85, dacă se doreşte o anumită variaţiei () 0 t a fundamentalei curentului, se admite o variaţie a curentului reali 0 () t, prin ondulaţiile produse de comandă, în limitele i0() t Δi0 i0 i0() t +Δ i0. (.30) La fiecare intersecţie a valorii curentului real i 0 () t cu cele două anvelope poziţionate inferior şi superior se comandă începutul, respectiv sfârşitul, pulsului pozitiv de tensiune unipolar. Realizarea acestui tip de comandă necesită achiziţionarea curentului real i 0 () t şi compararea lui cu valoarea impusă i * () t pentru fundamentală într-un comparator având histerezisul ±Δ i, 0 0 fig..86. În sfârşit una din tehnicile cele mai noi de comandă este cunoscută sub numele de modulaţie fazorială (vectorială). Acest mod de comandă este strâns legat de modelul cu orientare după câmp al maşinilor trifazate de c.a.. Astfel pentru invertorul de tensiune din * fîg..87 comutatoarele statice sunt comandate în aşa fel încât fazorul tensiune impus u, pentru maşina de curent alternativ, să fie aproximat cât mai bine prin fazorul real π 4π j j 3 3 u = ua0 + ub0e + uc0e, (.3) 3 în condiţiile existenţei unor restricţii de comandă şi anume: - comutarea simultană a numai două comutatoare statice; - comutările să aibă loc în acelaşi braţ; - să existe în permanenţă, prin comutatoarele statice sau diodele antiparalel, un circuit de închidere a curentului. * Fazorul de tensiune impusă u are o variaţie continuă, descriind un cerc cu diametrul variabil, în timp ce fazorul tensiune de ieşire a convertorului poate să ia 7 valori discrete, în funcţie de starea comutatoarelor statice, respectiv conducţiei, şi anume π j( k ) u 3 k = Vd e (.3) 3 cu k = l,..., 6, adică un sistem hexafazat de tensiuni la care se adaugă, pentru k=0, u =.Realizarea celor 7 fazori conduce la următoarea secvenţă de comandă 0 0 Fig..86 Schemă bloc de comandă pentru programarea ondulaţiilor curentului.

99 76 ELECTRONICA DE PUTERE SI ACTIONARI REGLABILE Fig..87 Invertor de tensiune. u0 4,6, ; u, 6, ; u,3, ; u3 4,3, ; (.33) u4 4,3,5; u5 4, 6,5; u6, 6,5; u0, 3, 5. Din această secvenţă se constată că fazorul u 0 se poate realiza în două moduri, fie prin comanda celor trei comutatoare statice "sus"; fie a celor trei "jos". Intre cei 6 fazori, posibil de * obţinut se delimitează 6 sectoare, fig..88, în care fazorul tensiune impusă u poate să se găsească la un moment dat. Pentru exemplificare în fig..89 acest fazor se găseşte în sectorul l, fiind, în coordonate polare, determinat prin * j0 * u = Ue. (.34) Există posibilitatea de aproximare a acestuia, indiferent de sectorul în care se găseşte, prin duratele de conectare ale comutatoarelor statice, respectiv ale nivelelor de tensiune adiacente sectorului. Astfel pentru sectorul l, tensiunile care trebuie luate în calcul aproximării sunt u, uşiu 0. Perioada de eşantionare în care se face aproximarea se determină în funcţie de frecvenţa de comutaţie a convertorului, f c, cu Te =. (.35) f Media valorilor celor trei fazori u, u, u 0, ponderată cu duratele de aplicare t, t, t 0 pentru aceştia, trebuie să fie egală cu fazorul tensiune impus, adică să existe ecuaţia * ut + ut + ut 0 0 = ut e, (.36) c

100 ELECTRONICA DE PUTERE 77 Fig..88 Fazorul tensiune. Fig..89 Aproximarea fazorului impus. unde evident t+ t + t3 = Te. (.37) Din triunghiul ABC se pot scrie relaţiile t AC = U Te (.38) t CB = U, Te sau AC * = CB = AB = U (.39) * * sin( π / 3 θ ) sinθ sin π / 3 3/ Dar având în vedere valorile pentru fazorii u, u, care sunt date de U = U = V (.330) şi ecuaţia (.39) rezultă relaţiile * t U * Vd = sin( π / 3 θ ) 3 Te 3 * t U * Vd = sin θ. 3 Te 3 (.33) Din ecuaţiile (.37), (.38) şi (.33) se pot calcula duratele de aplicare după t = * 3U * Te sin( π / 3 θ ) Vd t = * 3U * Te sinθ Vd (.33) t0 = Te t t. Realizarea celor trei fazori este reprezentată în fig..90. Primul interval t 0 / corespunde realizării fazorului u 0 prin conectarea comutatoarelor statice,4 şi 6. Al doilea interval t Fig..90 Calculul duratelor de conectare. corespunde realizării fazorului u prin conectarea comutatoarelor statice,6 şi, iar al treilea interval t corespunde realizării fazorului u prin conectarea comutatoarelor statice,3,. In ultimul interval t 0 / se realizează din nou fazorul u 0, dar prin conectarea comutatoarelor statice l, 3 d