Etaj de deplasare a nivelului de curent continuu realizat cu diode conectate în serie Etaj de deplasare a nivelului de curent

Transcript

1 Cuprins CAPITOLL 3 STRCTRA INTERNĂ A AMPLIFICATOARELOR OPERAŢIONALE Introducere SRSE DE CRENT CONSTANT Surse de curent constant realizate cu tranzistoare bipolare Configuraţia fundamentală a sursei de curent constant Sursa simplă de curent cu două tranzistoare Surse (oglinzi) de curent cu trei tranzistoare Sursa standard de curent Sursa de curent Widlar Sursa de curent cascodă Surse de curent multiple Surse de curent realizate cu TEC-J Surse de curent constant realizate cu tranzistoare MOS Sursa simplă de curent Sursa de curent cascodă Sursa de curent Wilson Polarizarea independentă de sursele de alimentare Circuite de polarizare de referinţă bazate pe tensiunea directă a joncţiunii bazăemitor Circuite de polarizare de referinţă bazate pe tensiunea termică Circuite de polarizare care utilizează ca referinţă o diodă Zener SRSE ŞI REFERINŢE DE TENSINE Surse de tensiune Referinţe de tensiune Referinţe de tensiune cu diode Zener Referinţe de tipul bandă interzisă ETAJE DE AMPLIFICARE DIFERENŢIALE Configuraţii de bază ale amplificatoarelor diferenţiale Parametrii amplificatoarelor diferenţiale Caracteristica statică de transfer a AD Analiza de semnal mic a etajelor diferenţiale perfect simetrice Analiza de semnal mic etajelor diferenţiale cu sarcină rezistivă şi ieşire diferenţială Analiza de semnal mic a etajelor diferenţiale perfect simetrice şi cu degenerare în emitor Analiza de semnal mic a etajelor diferenţiale perfect simetrice, cu ieşire simplă şi sarcină rezistivă Amplificatorul parafază Amplificatoare diferenţiale cu sarcină activă Amplificatoare diferenţiale cu asimetrii Determinarea tensiunii de offset la intrare Variaţia tensiunii de offset cu temperatura (drift) Determinarea curentului de offset la intrare Răspunsul în frecvenţă al amplificatorului diferenţial Răspunsul în frecvenţă al amplificării de mod diferenţial Răspunsul în frecvenţă al amplificării de mod comun Răspunsul în frecvenţă al rejecţiei modului comun ETAJE DE DEPLASARE A NIVELLI DE CRENT CONTIN Etaje de deplasare a nvelului de curent continuu realizate cu diode...0

2 3.5.. Etaj de deplasare a nivelului de curent continuu realizat cu diode conectate în serie Etaj de deplasare a nivelului de curent continuu realizat cu diodă Zener Etaje de deplasare a nivelului de curent continuu realizate cu tranzistoare Etaj de deplasare a nivelului de c.c. realizat cu diodă multiplicată Etaje de deplasare a nivelului de c.c. realizate cu repetor pe emitor Etaj de deplasare a nivelului de c.c. care utilizează un tranzistor pnp ETAJE DE IEŞIRE Etaje de ieşire clasă A Etaje de ieşire clasă A de tipul repetor pe emitor Puterea de ieşire şi randamentul amplificatorului în clasă A Cerinţe relative la comanda repetorului pe emitor Etaje de ieşire clasă B Etaje de ieşire clasă B realizate cu tranzistoare complementare în conexiunea colector comun Puterea de ieşire şi randamentul amplificatorului în clasă B Etaje de ieşire în contratimp clasă B realizate cu tranzistoare compuse Etaje de ieşire în contratimp clasă AB Etaje prefinale de comandă a etajelor finale în contratimp clasă AB Analiza etajului prefinal alimentat de la aceeaşi tensiune ca şi cel final...4 Protecţia la scurtcircuit a tranzistoarelor finale din etajele de ieşire în contratimp STRCTRA INTERNĂ A AMPLIFICATORLI OPERAŢIONAL µa

3

4 5 CIRCITE INTEGRATE ANALOGICE Capitolul 3 STRCTRA INTERNĂ A AMPLIFICATOARELOR OPERAŢIONALE 3. Introducere Amplificatoarele operaţionale ca şi circuitele integrate analogice (CIA), în cadrul cărora ocupă locul cel mai important, sunt alcătuite prin interconectarea convenabilă a unor etaje specifice, numite şi fundamentale, astfel încât să se obţină funcţia de circuit dorită. Spre deosebire de circuitele realizate cu componente discrete, unde fiecare tranzistor delimitează un etaj, la circuitele monolitice, unde numărul de tranzistoare este mult mai mare decât la echivalentul cu componente discrete, analiza circuitului se face după etajele specifice, care conţin, de obicei, mai mult de un tranzistor. Etajele de bază care intră în alcătuirea circuitelor integrate analogice şi care se pot integra monolitic sunt următoarele: surse de curent constant surse şi referinţe de tensiune etaje de amplificare diferenţiale etaje de deplasare a nivelului de c.c. etaje de ieşire (finale). 3. SRSE DE CRENT CONSTANT Sursele de curent constant se realizează cu tranzistoare şi au rolul de a furniza curenţi independenţi de impedanţa de sarcină şi pe cât posibil de tensiunea de alimentare şi de temperatură. In configuraţia CIA, sursele de curent constant îndeplinesc următoarele funcţii: de polarizare a altor etaje, de exemplu a celor diferenţiale; de sarcini active; de reţele de reacţie de mare impedanţă (reţele de reacţie active); de deplasare a nivelului de c.c. Deoarece rezistenţele de valori mari ocupă o parte însemnată din aria cipului de siliciu (de exemplu pentru o rezistenţă de kω, în funcţie de rezistenţa pe pătrat a zonei din cipul de siliciu în care s-a realizat rezistorul, se poate consuma o suprafaţă echivalentă cu cea a două tranzistoare), sursele de curent din CIA conţin mai multe tranzistoare decât echivalentele lor realizate cu componente discrete. In funcţie de tehnologia de fabricare a CI, sursele de curent se pot realiza cu tranzistoare bipolare sau cu tranzistoare cu efect de câmp de tipul MOS, obţinute prin tehnologiile MOS şi CMOS. Principalele surse de curent constant întâlnite în structura CIA şi realizate cu tranzistoare bipolare sunt: sursele de curent cu două tranzistoare, numite şi surse simple de curent sau oglinzi de curent (dacă cele două tranzistoare au ariile de emitor egale); sursele (oglinzile) de curent cu trei tranzistoare; sursa standard de curent; sursa de curent Widlar; sursa de curent cascodă; sursa de curent multiplă; sursa de curent cu tranzistoare cu efect de câmp (TEC-J).

5 STRCTRA INTERNĂ A AMPLIFICATOARELOR OPERAŢIONALE SRSE DE CRENT CONSTANT 53 In tehnologia MOS de realizare a CI se utilizează în principal: sursa simplă de curent cu două tranzistoare; sursa de curent Wilson; sursa de curent cascodă. Deoarece aceste surse de curent au rol în polarizarea unor etaje ale CIA iar impedanţele lor de ieşire intervin în analiza de semnal mic a unor structuri integrate complexe, este foarte important să se cunoască valoarea de c.c. a curentului generat (I o ) şi valoarea impedanţei de ieşire (R o ). In cele ce urmează se vor analiza structurile de surse enumerate, determinându-se în principal aceste două mărimi. 3.. Surse de curent constant realizate cu tranzistoare bipolare 3... Configuraţia fundamentală a sursei de curent constant In studiul surselor de curent constant se poate porni de la o configuraţie generală, construită cu tranzistor bipolar, utilizată şi în circuitele cu componente discrete (fig.3.). Dacă se asigură un potenţial constant, V B, pe baza tranzistorului T, iar acesta lucrează în regiunea activă, curentul de emitor va fi independent de impedanţa de sarcină Z L. EG BE ie (3.) rg RE β + + şi este determinat de tensiunea constantă de polarizare E G şi de rezistenţa R E. Fig. 3.. Configuraţia fundamentală a sursei de curent constant, realizată cu tranzistor bipolar. Pentru un tranzistor cu factor de amplificare în curent β>00, se poate neglija curentul de bază faţă de cel de colector şi asigurând r G /(β +)<< R E rezultă: R v L RR E V o,max o,max C 7, (3.) L + E 6 + Rezistenţa de emitor R E realizează o reacţie negativă cu rol de stabilizare a curentului de emitor. La creşterea curentului i E, se măreşte căderea de tensiune R E i E, micşorându-se BE care comandă scăderea injecţiei de curent în colector şi deci revenirea curentului de emitor la valoarea avută anterior tendinţei de creştere. Determinarea rezistenţei de ieşire, R o se face pe schema echivalentă de semnal mic din fig.3., unde sursa de la intrare a fost pasivizată (înlocuită cu rezistenţa sa internă). Expresia rezistenţei de ieşire a sursei de curent este: Fig. 3.. Schema echivalentă de semnal mic folosită pentru determinarea rezistenţei de ieşire a sursei de curent din fig. 3..

6 54 CIRCITE INTEGRATE ANALOGICE ux β RE Ro ro ( + ) + RE ( rg + rb + r ) ix RE + rg + rb + r (3.3) π π Rezistenţa de ieşire este puternic dependentă de R E şi subliniază rolul ei determinant în stabilizarea curentului. Expresia rezistenţei de ieşire indică posibilitatea obţinerii unor valori de ordinul MΩ-ilor, utilizând tranzistoare integrate care au r 0 de sute de kω, r b -sute de Ω, r π -zeci de kω, β-sute şi R E - unităţi de kω. Dependenţa pronunţată de temperatură (-mv/ C) a tensiunii BE a tranzistorului T (fig.3.) se compensează asigurând o variaţie similară pentru tensiunea de polarizare V B a bazei tranzistorului din sursa de curent. In acest scop circuitul de polarizare (r G, E G ) va cuprinde pe lângă sursa de alimentare E C, obligatoriu stabilizată pentru a se obţine în final un curent constant, o diodă realizată dintr-un tranzistor (T pe fig.3.3), circuitul având aspectul din fig.3.3. Fig Circuitul din fig. 3., modificat pentru a asigura compensarea variaţiei cu temperatura a tensiunii bază-emitor a tranzistorului T Sursa simplă de curent cu două tranzistoare Sursa simpla de curent cu două tranzistoare este un circuit propriu structurii integrate şi reprezintă un generator de curent comandat în curent, cu aspectul din fig.3.4. Fig Schema sursei simple de curent, realizată cu două tranzistoare (oglinda de curent cu două tranzistoare). Intre curentul comandat I o şi cel de comandă I ref există o relaţie ce se poate determina mai uşor dacă se presupune că cei doi curenţi de bază sunt egali între ei şi egali, convenţional, cu unitatea. Considerând şi cele două tranzistoare identice, lucru posibil prin integrare, rezultă β β β. Cu aceste consideraţii raportul I o /I ref devine: R RR ( BE) + Dacă β 00 atunci raportul I o /I ref este aproximativ egal cu unitatea, adică I o I ref şi se poate spune că I o este "imaginea" curentului I ref. De aici provine denumirea de "oglindă de curent" dată acestui tip de sursă de curent. Decalajul dintre curentul de referinţă şi cel de ieşire se calculează ca o eroare relativă, aplicându-se formula: Io Io ( ) real ( ) Iref Iref ε β Io ( ) ideal I ref ideal (3.4) 00 [%] (3.5)

7 STRCTRA INTERNĂ A AMPLIFICATOARELOR OPERAŢIONALE SRSE DE CRENT CONSTANT 55 unde raportul (I o /I ref ) real este dat de relaţia (3.4), iar (I o /I ref ) ideal. Dacă β este mic, de exemplu în cazul surselor de curent realizate cu tranzistoare pnp, atunci decalajul dintre cei doi curenţi poate deveni inacceptabil de mare. Rezolvarea acestui inconvenient o aduc sursele de curent cu trei tranzistoare. Exemplul 3.. Să se determine decalajul dintre curentul de referinţă şi cel de ieşire, dacă factorul de amplificare în curent al tranzistoarelor este: a) 00 şi b) 5. Rezolvare: Raportul (I o /I ref ) ideal pentru ambele valori ale lui β, (I o /I ref ) real se calculează cu relaţia (3.4) iar decalajul dintre curenţi cu relaţia (3.5). Rezultatele s-au trecut în tabelul următor. β (I o /I ref ) ideal (I o /I ref ) real ε β [%] 00 0,98 5 0,96 7,4 Practic, pentru a calcula curentul de ieşire I o, mai întâi se determină curentul de referinţă I ref, aplicând teorema a II-a lui Kirchhoff pe ochiul format din +E C, R şi joncţiunea bază-emitor a tranzistorului T. Rezultă: EC BE Iref (3.6) R Deoarece I o I ref iar I ref este o funcţie de tensiunea de alimentare E C, dacă se presupune că tensiunea BE este constantă sau se adoptă, în modelare, valoarea medie BE 0,65V, se observă că valoarea curentului I o depinde de valoarea tensiunii sursei de polarizare a referinţei, E C. Din acest motiv, o soluţie adoptată de fabricanţii de CIA constă în alimentarea tuturor surselor de curent (şi anume a referinţei) de la surse de tensiune stabilizate intern. Dezavantajul metodei constă în limitarea valorii minime a tensiunii de alimentare a respectivului CI la 8 0V, dacă la obţinerea tensiunii stabilizate se utilizează o diodă Zener, de tipul celei descrise în capitolul (o joncţiune bază-emitor polarizată invers). Pentru determinarea rezistenţei de ieşire a sursei simple de curent din fig.3.4, se determină mai întâi rezistenţa introdusă în circuit de tranzistorul T conectat ca diodă (rezistenţa de ieşire a tranzistorului T ). Pentru schema echivalentă de semnal mic din fig.3.5, a se poate scrie: RIERI ( ) olcce,max 3, sat unde u x este tensiunea electromotoare (t.e.m.) a unei surse de semnal, conectată la ieşirea circuitului, care determină un curent i x egal cu cel care apare la funcţionarea normală a circuitului a cărui rezistenţă de ieşire se calculează. (3.7) a) b) Fig (a) Schema echivalentă de semnal mic pentru tranzistorul T, conectat ca diodă. (b) Schema echivalentă de semnal mic pentru sursa din fig ux u Dar ix + gm u+ ro r T, conectat ca diodă este: π şi deoarece u u x rezultă că rezistenţa de ieşire a tranzistorului

8 56 CIRCITE INTEGRATE ANALOGICE Ro (3.8) gm + + rπ ro In general pentru tranzistoarele integrate /r π <<g m şi /r o <<g m, astfel că tranzistorul T, conectat ca diodă, contează în circuitul echivalent de semnal mic doar cu impedanţa /g m. Aplicând aceeaşi metodă ca mai sus pentru circuitul echivalent de semnal mic din fig.3.5,b sau înlocuind în relaţia (3.3) r G 0 şi R E 0, se obţine valoarea rezistenţei de ieşire a sursei simple de curent: A Ro ro (3.9) Io unde A este tensiunea Early. Rezistenţa de ieşire (relaţia (3.9)) s-a determinat considerând rezistenţa de ieşire a tranzistorului T finită, adică în condiţiile modulării grosimii bazei în funcţie de tensiunea colector-emitor (efectul Early), pentru BE const. Ţinând seama de efectul Early, expresia curentului de colector se scrie: CE BE IC IS( + ) exp( ) (3.0) A T astfel că raportul curenţilor prin cele două tranzistoare nu mai este egal cu unitatea ci va fi: CE CE + + IC A A (3.) I C CE BE + + A Exemplul 3.. Să se determine cu cât diferă raportul curenţilor de colector a tranzistoarelor dintr-o sursă simplă de curent dacă se ţine seama de efectul Early faţă de valoarea aceluiaşi raport calculat în condiţiile neglijării rezistenţei de ieşire a tranzistoarelor. Se presupune că A 00V, CE 30V şi CE BE 0,6V. Rezolvare: Inlocuind valorile date în relaţia (3.) rezultă: CE + 30 IC + A 00 I C BE 06, 9, + + A 00 adică pentru un circuit care lucrează cu o alimentare de 30V, curenţii prin tranzistoarele sursei pot să difere cu 9% faţă de valorile calculate în condiţiile neglijării rezistenţei de ieşire a tranzistoarelor. Stabilitatea termică a sursei de curent se exprimă prin coeficientul K T şi se determină calculând derivata curentului I o în raport cu temperatura. Dacă se presupune că numai tensiunea BE este dependentă de temperatură, se obţine: δ Io δ EC BE δ BE KT ( ) (3.) δ T δ T R R δ T unde δ BE /δt -mv/ C. Pentru R de ordinul kω sau zeci de kω coeficientul de temperatură este foarte mic dar pozitiv şi reprezintă µv/ C sau zecimi de µv/ C. Sursa simplă de curent poate fi realizată şi cu tranzistoare neidentice, la care ariile de emitor nu sunt egale (A A ). Deoarece curentul de saturaţie a tranzistoarelor depinde direct proporţional de aria de emitor şi I C I S exp( BE / T ), în cazul neglijării curentului de bază în raport cu cel de colector rezultă: A

9 STRCTRA INTERNĂ A AMPLIFICATOARELOR OPERAŢIONALE SRSE DE CRENT CONSTANT 57 Io IC A (3.3) Iref IC A Relaţia (3.3) arată că dacă se modifică raportul A /A, dintr-o valoare fixată a curentului de referinţă, se poate obţine orice valoare se doreşte a curentului de ieşire. Practic raportul A /A se limitează la valoarea /5 pentru a nu se realiza un consum mare din aria de siliciu. Din această cauză, cu ajutorul sursei simple de curent nu se pot obţine valori de curent oricât de mici, aspect întâlnit frecvent la CIA de precizie. Realizarea unor curenţi mici (de ordinul µa), fără consum excesiv din aria de siliciu, se realizează cu sursa Widlar. Din cele prezentate rezultă că sursele de erori la calculul curentului de ieşire I o a unei surse simple de curent sunt: neglijarea rezistenţei de ieşire a tranzistorului T ; valoarea factorului de câştig în curent β Surse (oglinzi) de curent cu trei tranzistoare Aceste oglinzi de curent elimină sursa de eroare cauzată de valoarea factorului de curent β şi îmbunătăţesc echilibrul între cei doi curenţi, cel de ieşire şi cel de referinţă. Datorită acestor surse se reduce decalajul dintre cei doi curenţi şi pentru valori ale lui β mai mici decât 00. O schemă posibilă de sursă de curent cu trei tranzistoare este cea din fig.3.6,a. Dacă se notează convenţional I B I B, rezultă: Io β (3.4) I ref β + + β+ β + β O altă schemă utilizată este sursa Wilson (fig.3.6,b), la care printr-un calcul asemănător, considerând I B I B3 rezultă: + β β Io β + Iref + + β β (3.5) + β+ β + β Relaţiile de mai sus evidenţiază faptul că efectul de "oglindire" este mai bun decât la sursa simplă de curent cu două tranzistoare din cauza prezenţei lui β. n avantaj suplimentar al sursei Wilson constă în creşterea rezistenţei de ieşire, în comparaţie cu celelalte două surse descrise anterior. Cauza o constituie reacţia negativă introdusă de tranzistorul T 3. Se poate demonstra că valoarea rezistenţei de ieşire a sursei Wilson este: ro Ro β (3.6) a) b) Fig Surse (oglinzi) de curent realizate cu trei tranzistoare. (b) Sursa WILSON.

10 58 CIRCITE INTEGRATE ANALOGICE Exemplul 3.3. Să se determine decalajul dintre curentul de ieşire şi cel de referinţă pentru cele două oglinzi de curent cu trei tranzistoare din fig. 3.6, dacă β5. Rezolvare: Inlocuind valoarea dată a factorului de curent în relaţia (3.4) se obţine: Io 0, 997 I ref + + β + β decalajul dintre curenţi fiind de 0,3%. Similar, înlocuind valoarea lui β în relaţia (3.5) se obţine: Io 0, 997 I ref + + β + β decalajul dintre curenţi fiind tot de 0,3%. Se observă că acest decalaj de 0,3% este mult mai mic decât cel obţinut în exemplul 3., pentru aceeaşi valoare a factorului de curent Sursa standard de curent Sursa standard de curent se obţine din sursa simplă de curent prin conectarea unor rezistoare în serie cu emitoarele celor două tranzistoare (fig.3.7). Din cele prezentate până în prezent se poate intui că din cauza reacţiei negative introduse de rezistorul R, sursa standard permite obţinerea unei rezistenţe de ieşire mai mari decât oglinda de curent cu două tranzistoare. Fig Sursa standard de curent constant, realizată cu tranzistoare bipolare. Pentru a determina raportul I o /I ref se aplică teorema a II-a lui Kirchhoff pe ochiul format din joncţiunile bază-emitor ale celor două tranzistoare şi cele două rezistoare din emitoarele tranzistoarelor. Se fac următoarele presupuneri simplificatoare: se consideră că factorul de amplificare în curent, β, este suficient de mare pentru a neglija curenţii de bază în raport cu cei de colector; se presupune că valoarea curentului de colector nu depinde de tensiunea colector-emitor. Rezultă: BE + RIref BE + RIo (3.7) dar de unde I I I ref C S I I I o C S BE exp( ), T BE exp( ) T (3.8)

11 STRCTRA INTERNĂ A AMPLIFICATOARELOR OPERAŢIONALE SRSE DE CRENT CONSTANT 59 Iref BE T ln( ), I S (3.9) Io BE T ln( ) I S astfel că Iref I S BE BE RIo R Iref T ln( ) (3.0) Io I S Relatia (3.0) se mai poate scrie sub forma: I R I o T ref I S + ln( ) (3.) Iref R RI ref Io IS Dacă se consideră cele două tranzistoare identice, ceea ce implică I S I S, se obţine relaţia: I R I o T ref + ln( ) (3.) Iref R RI ref Io care se poate folosi în probleme la un calcul iterativ. Numărătorul termenului al doilea din dreapta egalităţii (3.) reprezintă diferenţa celor două tensiuni bază-emitor. Această diferenţă este mult mai mică decât căderea de tensiune R I ref, astfel încât, chiar pentru rapoarte ale celor doi curenţi de ordinul 00, acest termen se poate neglija. Relaţia, utilă şi în dimensionare, devine astfel: Io R (3.3) Iref R şi pune în evidenţă faptul că raportul curenţilor se poate ajusta din valorile rezistenţelor din emitoarele celor două tranzistoare şi, spre deosebire de sursa simplă, se pot obţine rapoarte mai mari decât 5. Curentul de referinţă se calculează cu relaţia: EC BE Iref (3.4) R+ R şi astfel expresia curentului de ieşire devine: R Io EC BE R ( R+ R ) ( ) (3.5) Rezistenta de ieşire este dată de relaţia (3.3), în care R E R şi r G R (R +/g m ) sau se poate calcula pentru circuitul echivalent de semnal mic din fig.3.8. Fig Schema echivalentă de semnal mic a sursei standard de curent din fig Se porneşte de la relaţia generală de determinare a rezistenţei de ieşire (R o u x /i x ), se scriu ecuaţii în care intervin, ca necunoscute, curenţii i B şi i ro şi rezolvând sistemul de ecuaţii obţinut, se găseşte pentru R o expresia: β R Ro ro (+ + R rx + r + R R + rx + r + R' ) ( ') π (3.6) π unde R' R ( R + ). g m Se observă că dacă R R, atunci I o I ref şi se obţine o oglindă de curent, cu avantajul că prezenţa rezistorului R măreşte valoarea rezistenţei de ieşire a acestei oglinzi de curent.

12 60 CIRCITE INTEGRATE ANALOGICE Sursa de curent Widlar Sursa de curent Widlar se foloseşte pentru obţinerea unor curenţi de polarizare mici, de ordinul µa, fără un consum excesiv din aria de siliciu pentru rezistenţa totală din circuit. De exemplu, în CIA de precizie este necesar de multe ori să se obţină curenţi de polarizare de ordinul µa. Ţinând cont că tensiunile de alimentare uzuale sunt de 0 0V şi că valorile economice ale curentului de referinţă nu pot coborî mult sub ma, rezultă că în cazul unei surse standard raportul R /R ar trebui să fie de ordinul sutelor sau miilor. Realizarea unui astfel de raport este neeconomică deoarece rezultă valori prea mari pentru R. Exemplul 3.4. Să presupunem că se cere un curent de polarizare I o 0µA, obţinut cu ajutorul unei surse standard (fig. 3.7), circuitul fiind alimentat cu tensiunea E C 0V. Rezistenţa R se adoptă astfel ca I ref să aibă valoarea de ma. Să se determine valoarea rezistenţei R, dacă R 5kΩ. Rezolvare: Inlocuind valorile cunoscute ale curenţilor şi rezistenţei R în relaţia (3.3), rezultă: 3 3 Iref R R 500kΩ 6 Io 0 0 valoare neeconomică pentru structurile integrate. Pentru a micşora valoarea rezistenţei R, se elimină din circuit rezistorului R (se înlocuieşte cu un scurtcircuit). Circuitul care rezultă se numeşte sursa Widlar şi are schema din fig.3.9. Fig Sursa WIDLAR de curent constant, realizată cu tranzistoare bipolare. Pentru a determina curentul de ieşire I o, se procedează asemănător ca la sursa standard. Se pot scrie relaţiile: BE BE RIo (3.7) BE Iref IC ISexp( ) (3.8) T BE Io IC ISexp( ) (3.9) T Dacă din relaţiile (3.8) şi (3.9) se exprimă tensiunile bază-emitor şi se înlocuiesc în (3.7), rezultă: Iref I S RI o T ln( ) (3.30) Io IS Presupunând că tranzistoarele T şi T sunt identice, atunci I S I S şi expresia curentului de ieşire se scrie: I T ref Io ln( ) (3.3) R Io dar

13 STRCTRA INTERNĂ A AMPLIFICATOARELOR OPERAŢIONALE SRSE DE CRENT CONSTANT 6 EC BE EC Iref (3.3) R R dacă se neglijează căderea de tensiune pe joncţiunea bază-emitor în raport cu tensiunea de alimentare. Rezultă pentru curentul de ieşire expresia: T EC Io ln( ) (3.33) R RI o Stabilitatea termică este foarte bună iar rezistenţa de ieşire este mare datorită reacţiei negative introduse de R. Exemplul 3.5. Reluând exemplul 3.4 pentru o sursă Widlar, considerând I ref ma, E C 0V şi I o 0µA, să se determine valoarea necesară a rezistenţei R. Rezolvare: Valoarea rezistenţei R se determină din relaţia (3.3): 3 I T ref 0, 06 0 R ln( ) ln( ), kω 6 6 Io Io Rezistenţa cu valoarea obţinută se poate integra monolitic. Circuitul echivalent de semnal mic folosit pentru determinarea rezistenţei de ieşire se prezintă în fig.3.0. Fig Circuitul echivalent de smnal mic al sursei WIDLAR. Procedând asemănător ca la sursa standard, rezultă: β R Ro ro (+ + R rx + r + R R + rx + r + R' ) ( ') π (3.34) π unde R' R ( ). gm In practică pot apare următoarele situaţii: a) se cunosc I ref şi R ; atunci I o este soluţia unei ecuaţii transcendente. Pentru rezolvare se poate aplica o metodă iterativă. La primul pas se adoptă pentru raportul I ref /I o o valoare egală, de exemplu, cu 0, se calculează tensiunile R I o şi T ln(i ref /I o ) şi se compară între ele. Raportul I ref /I o se modifică până când diferenţa dintre cele două tensiuni devine mai mică decât o valoare impusă, de exemplu 0,mV. Cunoscând I ref, din ultimul raport I ref /I o se poate calcula valoarea curentului de ieşire, I o. b) se cunosc I ref şi I o ; situaţia se întâlneşte în proiectarea unei surse Widlar, când se cere să se dimensioneze rezistoarele din circuit Sursa de curent cascodă Sursa de curent cascodă constituie, pe lângă sursa standard şi sursa Widlar, o altă abordare pentru a se obţine o rezistenţă de ieşire mare. In cazul sursei standard, de exemplu, o valoare mare a rezistorului R determină o valoare mare a rezistenţei de ieşire. Pentru a se evita utilizarea de valori neeconomice pentru R, rezistorul menţionat se înlocuieşte cu o sursă simplă de curent. Aceasta, la o arie ocupată mai mică, poate oferi o valoare de rezistenţă (dinamică) mult mai mare. Schema circuitului se prezintă în fig.3.. Se poate demonstra că rezistenta de ieşire este dată de relaţia:

14 6 CIRCITE INTEGRATE ANALOGICE Ro β ro (3.35) Sursa de curent cascodă se utilizează atunci când se cere o foarte bună stabilizare a curentului la variaţiile sarcinii. Fig. 3.. Sursa de curent cascodă, realzată cu tranzistoare bipolare Surse de curent multiple Sursele de curent multiple folosesc o singură referinţă şi mai multe ramuri de ieşire. Sursele multiple se pot realiza cu tranzistoare npn (fig.3.,a) sau pnp (fig.3.,b). Pentru reducerea ariei totale ocupate, ca circuite oglindă de curent, în CIA se utilizează frecvent tranzistoare pnp multicolector (tranzistoare pnp laterale), conectate ca în fig.3.,c. a) b) c) Fig. 3.. Surse de curent multiple realizate: (a) cu tranzistoare npn; (b) cu tranzistoare pnp; (c) cu tranzistor pnp multicolector Surse de curent realizate cu TEC-J Sursele de curent realizate cu tranzistoare cu efect de câmp cu grilă joncţiune (TEC-J) sunt surse concepute pentru curenţi mici de polarizare, de ordinul microamperilor. Aceste surse înlătură un dezavantaj al sursei simple de curent sau al sursei Widlar care constă în aceea că rezistorul R, de fixare a curentului de referinţă, este practic legat în paralel cu sursa de alimentare E C dacă BE se neglijează în raport cu E C. Dacă se doreşte putere disipată mică, atunci rezistenţa R trebuie să fie de valoare mare, ceea ce este o soluţie costisitoare (arie mare de siliciu). Se poate evita această situaţie prin folosirea în loc de rezistorul R a unui TEC-J cu canal n. Rezultă schema din fig.3.3,a. Metoda prezintă următoarele avantaje: în locul unei arii mari de siliciu, ocupată de rezistorul R, acum suprafaţa consumată este echivalentă cu cea a unui singur tranzistor npn; TEC-J lucrează în regiunea de saturaţie (pentru DS > P, P fiind tensiunea de prag) astfel că I ref practic nu depinde de DS şi deci de tensiunea de alimentare E C, deoarece E C DS + BE DS. O altă soluţie convenabilă pentru obţinerea unor curenţi de polarizare mici, de valoare bine determinată şi reproductibilă, independentă de tensiunile de alimentare, de temperatură şi insensibilă la variaţiile datorate procesului tehnologic, o constituie utilizarea unui TEC-J cu canal

15 STRCTRA INTERNĂ A AMPLIFICATOARELOR OPERAŢIONALE SRSE DE CRENT CONSTANT 63 p, obţinut prin implantare ionică (fig.3.3,b). Prin introducerea rezistorului R se reduce sensibilitatea curentului I DSS faţă de variaţiile de proces şi de temperatură. Fig Surse de curent realizate cu tranzistoare cu efect de câmp cu grilă joncţiune. (a) Sursă cu TEC-J cu canal n. (b) Sursă cu TEC-J cu canal p. 3.. Surse de curent constant realizate cu tranzistoare MOS 3... Sursa simplă de curent Versiunea MOS a sursei simple de curent (fig.3.4) este alcătuită din două tranzistoare n- MOS. Tranzistorul M, conectat ca diodă, generează tensiunea de polarizare GS, stabilită de I ref. Dacă se neglijează valoarea finită a rezistenţei de ieşire, curentul de ieşire este: ID ID Iref (3.36) deoarece GS GS şi ambele tranzistoare sunt în regiunea activă directă. Fig Sursa simplă de curent, realizată cu tranzistoare MOS. Fig Caracteristica de ieşire a tranzistorului M. Tranzistorul M are, de fapt, rezistenţă de ieşire finită şi caracteristica de ieşire I D f( DS ) cu aspectul din fig.3.5, forma caracteristicii fiind asemănătoare cu cea a unui tranzistor bipolar. In ambele cazuri rezistenţa de ieşire, r o este invers proporţională cu curentul de polarizare. Deoarece tranzistoarele MOS nu se comandă în curent ci în tensiune, este important de observat că în cazul sursei realizată cu tranzistoare MOS, nu există eroare din cauza curentului de bază (ca la varianta cu tranzistoare bipolare) şi se poate genera un număr arbitrar de mare de curenţi de ieşire, prin legarea mai multor dispozitive în paralel cu M. De asemenea, tot din aceeaşi cauză nu este nevoie de un al treilea tranzistor ca la sursele cu tranzistoare bipolare (unde astfel se compensa valoarea mică a factorului de curent β). O diferenţă majoră faţă de sursele realizate cu tranzistoare bipolare constă în aceea că rezistenţa de ieşire a tranzistorului MOS, pentru un curent I D dat, se poate mări prin creşterea lungimii canalului. De asemenea este important de reţinut că valoarea dorită a rezistenţei de ieşire se obţine pentru o tensiune drenă-sursă cel puţin egală cu DS,sat. La sursele cu tranzistoare bipolare, tensiunea minimă de ieşire este CE,sat, care tipic este mai mică decât DS,sat. Acest lucru trebuie avut în vedere atunci când se impun valori mici ale tensiunii de alimentare pentru CIA realizate cu tranzistoare MOS.

16 64 CIRCITE INTEGRATE ANALOGICE 3... Sursa de curent cascodă La sursele cascodă realizate cu tranzistoare bipolare, din cauza curenţilor de bază ale tranzistoarelor cascodei, nu se poate obţine o rezistenţă de ieşire mai mare decât βr o /. In contrast, deoarece câştigul în curent al tranzistorului MOS este infinit, cu ajutorul cascodei MOS se pot obţine rezistenţe de ieşire arbitrar de mari prin adăugarea de noi etaje cascodei. n exemplu de astfel de sursă se prezintă în fig.3.6. Fig Sursa de curent cascodă, realizată cu tranzistoare MOS. Fig Surse WILSON: (a) cu neîmperecherea curenţilor de drenă; (b) cu tranzistor suplimentar Sursa de curent Wilson Varianta cu tranzistoare MOS a sursei Wilson se prezintă în fig.3.7,a. Modul de lucru al circuitului este, în esenţă, identic cu cel al variantei de sursă realizată cu tranzistoare bipolare dacă se consideră că factorul de amplificare în curent este infinit. Dacă se presupune că sursa de curent de referinţă nu determină efect de încărcare rezistiv, atunci rezistenţa de ieşire a sursei Wilson se poate scrie: Ro ( + gm ro3 ) ro (3.37) Sursa Wilson din fig.3.7,a lucrează astfel încât valorile de c.c. ale tensiunilor drenăsursă ale tranzistoarelor M 3 şi M sunt diferite şi anume DS (M 3 )> DS (M ). Pentru tensiuni de prag mari, din cauza rezistenţelor de ieşire finite ale tranzistoarelor, apar neîmperecheri ale curenţilor de drenă. Dezavantajul se elimină prin adăugarea unui tranzistor suplimentar M 4, conectat ca diodă (fig.3.7,b) Polarizarea independentă de sursele de alimentare Pentru sursa simplă de curent, sursa standard, oglinzile de curent cu trei tranzistoare, sursa cascodă şi sursele multiple de tipul oglinzi de curent, valoarea curentului de ieşire este proporţională cu tensiunea de alimentare. Atunci când aceste surse se utilizează ca surse de polarizare, acest fapt constituie un dezavantaj. De exemplu, dacă sursa simplă de curent ar fi utilizată într-un amplificator operaţional care trebuie să funcţioneze cu tensiuni de alimentare care variază de la 0V la 30V, curentul de polarizare se va modifica într-un raport de 3: iar puterea disipată într-un raport de 9:. Acest aspect al funcţionării ca circuit de polarizare se poate caracteriza prin variaţia relativă a curentului de polarizare care rezultă pentru o variaţie relativă dată a tensiunii de alimentare. Pentru sursele enumerate mai sus acest factor de merit este unitar. Sursa de curent Widlar este ceva mai bună în ceea ce priveşte sensibilitatea faţă de sursa de alimentare. Prezenţa rezistenţei din emitor determină o dependenţă aproximativ logaritmică a curentului de ieşire în funcţie de tensiunea de alimentare.

17 STRCTRA INTERNĂ A AMPLIFICATOARELOR OPERAŢIONALE SRSE DE CRENT CONSTANT 65 Pentru descrierea variaţiei curentului de ieşire în funcţie de tensiunea de alimentare, se utilizează sensibilitatea, S, care reprezintă variaţia relativă a curentului de ieşire raportată la variaţia relativă a tensuinii sursei de alimentare. Pentru variaţii mici ale mărimilor care intervin, se poate scrie: Io Io Io EC Io EC δ Io S (3.38) EC EC Io EC Io δ EC EC Astfel sensibilitatea pentru sursa simplă de curent este: Io EC δ EC BE EC S ( ) (3.39) EC Io δ EC R Io R deoarece I o I ref iar I ref R E C. In cazul sursei Widlar, curentul de ieşire I o, este dat în mod implicit de expresia: Iref IR o T ln( ) (3.40) Io Pentru determinarea sensibilităţii curentului I o faţă de tensiunea sursei de alimentare, se diferenţiază relaţia (3.40) în raport cu E C şi rezultă: δ I I R I I I o δ ref o δ ref ref δ Io T [ln( )] T ( ) (3.4) δ EC δ EC Io Iref Io δ EC I δ E o C Rezolvând această ecuaţie pentru δi o /δe C, se obţine: E δ I C ref Iref Io EC δ I I o ref δ EC S EC S (3.4) EC Io δ E RI C o RI o + + T T Dacă tensiunea E C este mult mai mare decât o cădere de tensiune directă de diodă, atunci I ref E C /R şi sensibilitatea lui I ref faţă de E C este aproximativ egală cu unitatea. Exemplul 3.6. Se consideră o sursă Widlar la care I ref ma, I o 5µA şi R 7,5kΩ. Să se determine sensibilitatea curentului de ieşire faţă de variaţiile sursei de alimentare. Rezolvare: aplicând relaţia (3.4) şi observaţia că sensibilitatea curentului de referinţă faţă de variaţia sursei de alimentare este aproximativ egală cu unitatea rezultă: S Iref Io E C S EC RIo k A , 6, µ T 6mV adică o variaţie de 0% a tensiunii de alimentare determină o variaţie de numai,6% a curentului de ieşire I o. Pentru multe tipuri de CIA acest nivel de independenţă faţă de sursa de alimentare nu este adecvat. O independenţă mult mai marcată se poate obţine determinând curenţii din circuit să fie dependenţi de o tensiune standard şi nu de tensiunea de alimentare. Tensiunile standard utilizabile sunt: tensiunea bază-emitor a unui tranzistor, BE, tensiunea termică T şi tensiunea de străpungere a unei joncţiuni bază-emitor polarizată invers (tensiunea Zener). Fiecare din ele se poate utiliza pentru a realiza o independenţă faţă de tensiunea de alimentare. Primele două au dezavantajul că tensiunea de referinţă este dependentă de temperatură: BE are un coeficient de temperatură negativ iar tensiunea termică unul pozitiv. tilizarea diodei Zener are dezavantajul că este necesară o tensiune de alimentare de cel puţin 7...8V, deoarece tehnologia circuitelor integrate standard produce tranzistoare npn cu o tensiune de străpungere

18 66 CIRCITE INTEGRATE ANALOGICE bază-emitor de aproximativ 6V; mai mult, joncţiunile pn care lucrează în condiţii de străpungere produc un zgomot de tensiune important Circuite de polarizare de referinţă bazate pe tensiunea directă a joncţiunii bază-emitor In forma sa cea mai simplă circuitul este prezentat în fig.3.8,a. Acest circuit se poate asimila unei surse Wilson în care tranzistorul conectat ca diodă a fost înlocuit cu un rezistor. Curentul de referinţă este forţat să curgă prin T ; ca urmare tranzistorul T trebuie să furnizeze suficient curent prin R. Tensiunea bază-emitor a tranzistorului T va fi o funcţie de I ref, BE f(i ref ). Dacă neglijăm curenţii de bază, curentul I o va fi egal cu curentul de emitor al tranzistorului T, dat de curentul care curge prin rezistorul R. Deoarece căderea de tensiune pe R este egală cu o tensiune BE, curentul de ieşire este proporţional cu această tensiune bazăemitor. Neglijând curenţii de bază se obţine: I BE T ref Io ln( ) (3.43) R R I S Circuitul din fig.3.8,a nu este însă complet independent de alimentare (tensiunea bazăemitor a tranzistorului T se modifică uşor în funcţie de tensiunea sursei de alimentare), deoarece curentul de colector a tranzistorului T este proporţional cu E C. Independenţa faţă de sursa de alimentare se poate mult îmbunătăţi prin utilizarea tehnicii de polarizare bootstrap, denumită şi autopolarizare (fig.3.8,b). In acest caz curentul de referinţă nu se mai obţine prin conectarea unui rezistor la sursa de alimentare, ci este făcut să depindă direct chiar de curentul de ieşire al sursei de curent. Fig Polarizarea independentă de alimentare, utilizând ca referinţă tensiunea BE. (a) independenţă parţială. (b) circuit cu autopolarizare. Presupunând că bucla de reacţie, care se formează prin această conectare, are un punct de funcţionare stabil, curenţii din circuit vor fi mai puţin dependenţi de tensiunea sursei de alimentare în comparaţie cu varianta de polarizare rezistivă. Rezultă: I T ref IC ln( ) (3.44) R I S Sursa simplă, realizată cu tranzistoarele de arii egale T 4 şi T 5, impune egalitatea I ref I C. Neglijând curenţii de bază şi efectul Early, se pot scrie relaţiile: RI R I T ref BE 3 C ln( ) BE (3.45) R IS dar BE3 se mai poate scrie Io BE 3 T ln( ) (3.46) I S3 şi dacă tranzistoarele T şi T 3 au arii egale, atunci se va realiza egalitatea: I I I (3.47) o C ref

19 STRCTRA INTERNĂ A AMPLIFICATOARELOR OPERAŢIONALE SRSE DE CRENT CONSTANT Circuite de polarizare de referinţă bazate pe tensiunea termică Pentru sursa Widlar căderea de tensiune pe rezistenţa R este: IC IS x IcR T ln( ) (3.48) IC I S Dacă raportul celor doi curenţi de colector este menţinut constant, tensiunea de pe R va fi proporţională cu T. Această situaţie se întâlneşte în circuitul cu autopolarizare din fig.3.9, al cărui montaj cuprinde două surse multiple cu tranzistoare complementare. Sursa simplă realizată cu tranzistoarele cu arii egale T 4 şi T 5 realizează egalitatea: I ref I C, dar I ref I C, astfel că se realizează condiţia de egalitate a celor doi curenţi de colector, I C şi I C. Tranzistorul T este dublu-emitor, ceea ce înseamnă că are aria de emitor dublă faţă de cea a tranzistorului T, iar între curenţii de saturaţie există relaţia: I S I S. Cu aceste observaţii, căderea de tensiune de pe R se scrie: x T ln (3.49) iar curentul de ieşire va avea expresia: T Io IC ln f ( T ) (3.50) R Fig Polarizare independentă de temperatură, utilizând ca referinţă tensiunea termică. Circuitul are un coeficient de temperatură mai bun decât cel care utilizează tensiunea BE ca referinţă deoarece sensibilităţile relative ale tensiunii T şi ale rezistorului difuzat R sunt pozitive şi tind să se anuleze reciproc: δ Io δ T δ T δ R T δ T δ R ( ln ) ln ( ) ln ( ) (3.5) δ T δ T R R δ T δ T R T δ T R δ T n aspect important al funcţionării circuitelor cu autopolarizare este dat de faptul că de multe ori ele au un punct stabil de funcţionare în care curenţii sunt nuli, cu toate că tensiunea de alimentare este nenulă. De aceea aceste circuite se completează cu un circuit separat, numit de pornire care evită posibilitatea ca circuitul cu autopolarizare să rămână în situaţia de curenţi nuli Circuite de polarizare care utilizează ca referinţă o diodă Zener Aceste circuite de polarizare asigură şi îmbunătăţirea comportării cu temperatura. n circuit tipic de polarizare care utilizează ca referinţă o dioda Zener este prezentat în fig.3.0,a. Rezistorul R asigură curentul continuu necesar pentru polarizarea elementelor D, T 4 şi T 5. Potenţialul bazei tranzistorului T, V B, este egal cu Z plus două tensiuni directe de diodă (tensiunile bază-emitor ale tranzistoarelor T 4 şi T 5 ). Căderea de tensiune pe R este egală cu V B minus două tensiuni directe de diodă (tensiunile bază-emitor ale tranzistoarelor T şi T ). Deci căderea de tensiune pe R este aproape egală cu Z şi, ca urmare Z Io (3.5) R Acest circuit are o uşoară dependenţă faţă de tensiunea sursei de alimentare deoarece valoarea curentului prin rezistorul R se schimbă atunci când valoarea sursei de alimentare se modifică.

20 68 CIRCITE INTEGRATE ANALOGICE Prin urmare se modifică şi curentul prin D, T 4 şi T 5. Deoarece aceste dispozitive au o rezistenţă internă finită, variază şi tensiunea din baza tranzistorului T. Pentru a se elimina dependenţa de sursa de alimentare, circuitul se poate realiza cu autopolarizare (fig.3.0,b). a) b) c) Fig Polarizarea independentă de temperatură, utilizând ca referinţă dioda Zener. (a) Schema tipică. (b) Schema cu autopolarizare. (c) Schema cu compensarea variaţiilor de temperatură. Aşa cum sunt realizate, circuitele din fig.3.0 produc la ieşire un curent care are un coeficient de temperatură mic numai dacă şi coeficientul de temperatură al rezistorului R este mic. De exemplu, dacă R este un rezistor difuzat, variaţia rezistenţei cu temperatura este semnificativă iar dacă anularea coeficientului de temperatură al curentului I o constituie un obiectiv al proiectării, în serie cu R se conectează n diode care să compenseze variaţia cu temperatura a valorii rezistenţei R şi a tensiunii Z (fig.3.0,c). Se pot realiza şi circuite de polarizare cu coeficient de temperatură scăzut. Astfel, deoarece tensiunile BE şi T au coeficienţii de temperatură de semne opuse, se poate utiliza ca referinţă o tensiune dată de suma ponderată a tensiunilor BE şi T. Printr-o ponderare convenabilă se poate atinge o valoare nulă a coeficientului de temperatură a tensiunii de referinţă. n astfel de circuit se numeşte referinţă de tipul "bandă interzisă", deoarece expresia tensiunii BE se scrie în funcţie de valoarea benzii interzise a siliciului. Circuitele de tipul bandă interzisă se încadrează mai bine în categoria referinţelor de tensiune, tratate în paragraful 3.3. In cele prezentate până în prezent s-a pus accent pe obţinerea unui curent relativ independent faţă de sursele de alimentare şi cu un coeficient de temperatură mic. De multe ori, însă, sunt necesare tensiuni de polarizare cu un coeficient de temperatură redus, independente faţă de sursele de alimentare. Circuitele cu ajutorul cărora se obţin aceste tensiuni se numesc referinţe de tensiune, exemplul tipic fiind tensiunea de referinţă a unui stabilizator de tensiune integrat. Astfel de circuite sunt tratate tot în paragraful 3.3.

21 STRCTRA INTERNĂ A AMPLIFICATOARELOR OPERAŢIONALE SRSE DE CRENT CONSTANT SRSE ŞI REFERINŢE DE TENSINE In paragraful 3. s-a prezentat modalitatea în care se pot obţine curenţi de polarizare independenţi de tensiunea de alimentare a circuitului. In multe circuite integrate este nevoie de o tensiune independentă de sursele de alimentare, de consum sau de temperatură. Rolul principal al surselor şi referinţelor de tensiune este de a furniza tensiuni insensibile la variaţia impedanţei de sarcină, a temperaturii şi/sau a tensiunii de alimentare. Deoarece un anumit tip de circuit nu poate asigura simultan variaţii minime ale tensiunii stabilizate în prezenţa tuturor acestor perturbaţii, în funcţie de cerinţele concrete ale circuitelor alimentate cu tensiunea stabilizată, se realizează configuraţii optimizate în anumite direcţii, rezultând: circuite tip sursă de tensiune care au o comportare optimă faţă de variaţia impedanţei de sarcină, deci au o impedanţă de ieşire mică; circuite tip referinţă de tensiune care sunt optimizate faţă de variaţiile temperaturii şi ale tensiunii de alimentare dar au impedanţa de ieşire de valoare mai mare decât sursele de tensiune Surse de tensiune Rolul surselor de tensiune în cadrul CIA este de a furniza tensiuni constante de polarizare, indiferent de impedanţa de sarcină. Sursele de tensiune sunt deci circuite care realizează un punct de joasă impedanţă în interiorul circuitului integrat, adică o decuplare faţă de etajele de amplificare adiacente. Din punct de vedere al obţinerii unei impedanţe de ieşire de valoare mică, circuitul potrivit pentru o sursă de tensiune este repetorul pe emitor. na din schemele posibile este cea din fig.3.,a, în care dioda D are rolul de a realiza o compensare termică. Fig. 3.. Sursa de tensiune cu repetor. (a) Schema de principiu. (b) Circuitul echivalent de semnal mic. In c.c. (fig.3.,a), se pot scrie următoarele relaţii: o VB BE (3.53) R V R R E B ( C D) + D (3.54) + Dacă D BE, atunci R R R E o ( C BE) (3.55) + Relaţia tensiunii de ieşire arată că sursa este complet nestabilizată la variaţiile tensiunii de alimentare E C. Pe schema echivalentă de semnal mic din fig.3.,b se poate calcula impedanţa de ieşire a circuitului, care, pentru valori de ordinul kω ale rezistoarelor R şi R şi de ordinul sutelor ale factorului de amplificare în curent β, rezultă de valori foarte mici.

22 70 CIRCITE INTEGRATE ANALOGICE R R Ro (3.56) β + Exemplul 3.7. Se presupune un circuit de forma celui din fig.3.,a, la care R 6,4kΩ, R 8kΩ iar β00. Considerând tensiunea de alimentare egală cu 5V şi căderea de tensiune pe o joncţiune, aflată în conducţie, egală cu 0,6V, să se determine valoarea de c.c. a tensiunii de ieşire şi rezistenţa de ieşire a sursei. Rezolvare: Tensiunea de ieşire se determină cu relaţia (3.55) şi este: R R R E 8k o ( C BE) ( 5 0, 6) V 8V + 64, k + 8k iar rezistenţa de ieşire, conform relaţiei (3.56) va avea valoarea: 64, 8 R R 64, k 8k 4, 4 Ro 35Ω β n circuit cu performanţe superioare se obţine dacă în loc de rezistorul R din fig.3.,a se conectează o diodă Zener, care în tehnologia monolitică se obţine dintr-o joncţine bază-emitor polarizată invers, cu valoarea tensiunii Zener, Z 6V. Deoarece coeficienţii de temperatură pentru joncţiunea polarizată direct şi cea polarizată invers sunt aproximativ egali în modul, prin legarea în serie a unei joncţiuni polarizate direct cu una polarizată invers se obţine o diodă Zener compensată termic. Circuitul care rezultă are aspectul din fig.3.,a. Calculele se pot face pe o schemă echivalentă (fig.3.,b), în care se ia în considerare şi rezistenţa internă a diodei Zener (notată cu r z ). Fig. 3.. Sursa de tensiune cu repetor şi diodă Zener. (a) Schema de principiu. (b) Circuitul echivalent de calcul. Dacă se presupune că tranzistorul T are factorul de curent suficient de mare pentru ca să se neglijeze curentul de bază în raport cu I, curentul care care trece prin divizorul R, D şi D z, rezultă: EC z BE I (3.57) R+ rz Potenţialul din baza tranzistorului este: VB z + rzi + BE (3.58) astfel că tensiunea de ieşire va fi: ( EC BE) rz + zr o VB BE (3.59) R+ rz Dacă se îndeplineşte condiţia r z <<R, atunci tensiunea de ieşire o este aproximativ egală cu tensiunea z Referinţe de tensiune Spre deosebire de sursele de tensiune, la referinţele de tensiune accentul se pune pe stabilitatea tensiunii furnizate în raport cu variaţiile temperaturii şi ale tensiunii de

23 STRCTRA INTERNĂ A AMPLIFICATOARELOR OPERAŢIONALE SRSE DE CRENT CONSTANT 7 alimentare, valoarea mică a rezistenţei interne nemaifiind importantă deoarece aceste surse nu trebuie să debiteze curenţi importanţi. Referinţele de tensiune se proiectează astfel încât coeficientul de temperatură al tensiunii de referinţă să fie practic nul Referinţe de tensiune cu diode Zener a) O schemă de principiu, întâlnită în stabilizatoarele integrate de tensiune, este cea din fig.3.3,a, în care generatorul de curent I poate fi, de exemplu, o oglindă de curent realizată cu tranzistoare pnp. Fig Referinţă de tensiune realizată cu diodă Zener. (a) Schema de principiu. (b) Circuitul echivalent de semnal mic. a) b) Curentul de emitor al tranzistorului T are expresia: z 3BE I (3.60) R + R unde s-a presupus că pe fiecare joncţiune căderea de tensiune este egală cu BE. Tensiunea de ieşire este egală cu căderea de tensiune pe grupul R, D : R z + BE( R R ) o R I + BE (3.6) R + R şi nu depinde de tensiunea de alimentare E C, dacă E C este mai mare decât z cu cel puţin V. Stabilitatea termică se determină cu relaţia: δ o R δ z R R δ BE KT + (3.6) δ T R + R δ T R + R δ T Ţinând seama de faptul că δ z /δt +mv/ C iar δ BE /δt -mv/ C, printr-o dimensionare adecvată a rezistoarelor R şi R se poate realiza o compensare ideală în raport cu temperatura pentru care K T 0. Punând condiţia K T 0 în relaţia (3.6), se obţine: R R R (3.63a) R + R R + R ceea ce presupune următoarea relaţie între rezistenţele R şi R : R 3 (3.63b) R tilizând schema echivalentă de semnal mic din fig.3.3,b, se poate demonstra că rezistenţa de ieşire este dată de relaţia: r rz Ro R ( π + R + β + ) (3.64) iar în cazul compensării termice (pentru R 3R ) se obţinero 3 R. Dacă R 4 şi R sunt de ordinul kω-ilor, rezultă că şi rezistenţa de ieşire este tot de ordinul kω.

24 7 CIRCITE INTEGRATE ANALOGICE Dezavantajul acestui tip de referinţă de tensiune constă în valoarea de ordinul kω-ilor a rezistenţei de ieşire, ceea ce nu permite curentului furnizat la ieşire să înregistreze variaţii mai mari de câţiva microamperi. Deficienţa se înlătură prin introducerea diodei Zener în bucla de reacţie a unui amplificator. Acest tip de referinţă de tensiune se întâlneşte la stabilizatoarele monolitice µa73, MC468 etc. b) Referinţa de tensiune a stabilizatorului integrat µa73 (βa73) (fig.3.4,a) este alcătuită cu ajutorul tranzistoarelor T 4, T 5 şi T 6, a rezistoarelor R 6, R 7, R 8 şi a diodei Zener D. Sursa de curent T, T 3 stabileşte punctul de funcţionare a referinţei de tensiune. Schema din fig.3.4,a pune în evidenţă faptul că sursa de curent este aproape independentă de valoarea tensiunii de alimentare E C, deoarece depinde numai de tensiunea Zener a diodei D, care este polarizată la un curent practic constant prin intermediul tranzistorului T. Deoarece dioda D are tensiunea Zener de aproximativ 6,4V, montajul nu va lucra corect pentru tensiuni de alimentare mai mici de 6,4V sau egale cu această valoare. Valoarea minimă a tensiunii de alimentare, numită şi tensiune de intrare sau tensiune nestabilizată, este, conform datelor de catalog, egală cu 9,5V. Explicaţia este următoarea: pentru ca prin D să circule un curent independent de valoarea tensiunii de alimentare, tranzistorul T (TEC-J) trebuie să lucreaze în zona de saturaţie şi atunci trebuie îndeplinită condiţia: DS DS, sat GS P (3.65) Dar tensiunea GS este egală cu zero deoarece grila este conectată împreună cu sursa şi deci DS, sat P (3.66) Tensiunea de tăiere sau de prag a tranzistorului T are valoarea P -3,V, rezultând astfel că DS,sat +3,V. In consecinţă, valoarea minimă a tensiunii de alimentare trebuie să fie: EC,min D + DS, sat D + P 6,4 + 3, 9,5 [V] (3.67) Circuitul referinţei de tensiune furnizează tensiunea REF, cu valoarea tipică de 7,5V şi este o variantă de sursă Wilson (fig.3.4,b). a) b) Fig Referinţa de tensiune din stabilizatorul integrat µa73. (a) Schema referinţei de tensiune. (b) Circuitul echivalent. Neglijând curentul de bază al tranzistorului T 6 şi deci şi căderea de tensiune pe rezistorul R 7, se observă că: REF D + BE 6 (3.68)