ΔΙΠΛΩΜΑΤΙΚΗ ΕΡΓΑΣΙΑ. του Φοιτητή του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και. Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του. Πανεπιστημίου Πατρών

Transcript

1 ΠΑΝΕΠΙΣΤΗΜΙΟ ΠΑΤΡΩΝ ΤΜΗΜΑ ΗΛΕΚΤΡΟΛΟΓΩΝ ΜΗΧΑΝΙΚΩΝ ΚΑΙ ΤΕΧΝΟΛΟΓΙΑΣ ΥΠΟΛΟΓΙΣΤΩΝ ΤΟΜΕΑΣ ΣΥΣΤΗΜΑΤΩΝ ΗΛΕΚΤΡΙΚΗΣ ΕΝΕΡΓΕΙΑΣ ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΟ ΗΛΕΚΤΡΟΜΗΧΑΝΙΚΗΣ ΜΕΤΑΤΡΟΠΗΣ ΕΝΕΡΓΕΙΑΣ ΔΙΠΛΩΜΑΤΙΚΗ ΕΡΓΑΣΙΑ του Φοιτητή του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστημίου Πατρών ΖΑΟΣΚΟΥΦΗ ΚΩΝΣΤΑΝΤΙΝΟΥ ΤΟΥ ΝΕΑΡΧΟΥ Α.Μ.: ΜΕΛΕΤΗ ΚΑΙ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΤΡΟΦΟΔΟΤΙΚΟΥ ΜΕ ΠΟΛΛΑΠΛΕΣ ΕΞΟΔΟΥΣ Επιβλέπων: Δρ.-Μηχ. Εμμανουήλ Τατάκης, Καθηγητής Ν ο 369 Πάτρα, Μάρτιος 2014 ΠΑΝΕΠΙΣΤΗΜΙΟΥΠΟΛΗ ΠΑΤΡΑΣ ΡΙΟ - ΠΑΤΡΑ Τηλ: Τηλ: Τηλ: Fax: e.c.tatakis@ece.upatras.gr

2

3 ΠΑΝΕΠΙΣΤΗΜΙΟ ΠΑΤΡΩΝ ΤΜΗΜΑ ΗΛΕΚΤΡΟΛΟΓΩΝ ΜΗΧΑΝΙΚΩΝ ΚΑΙ ΤΕΧΝΟΛΟΓΙΑΣ ΥΠΟΛΟΓΙΣΤΩΝ ΤΟΜΕΑΣ ΣΥΣΤΗΜΑΤΩΝ ΗΛΕΚΤΡΙΚΗΣ ΕΝΕΡΓΕΙΑΣ ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΟ ΗΛΕΚΤΡΟΜΗΧΑΝΙΚΗΣ ΜΕΤΑΤΡΟΠΗΣ ΕΝΕΡΓΕΙΑΣ ΔΙΠΛΩΜΑΤΙΚΗ ΕΡΓΑΣΙΑ του Φοιτητή του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστημίου Πατρών ΖΑΟΣΚΟΥΦΗ ΚΩΝΣΤΑΝΤΙΝΟΥ ΤΟΥ ΝΕΑΡΧΟΥ Α.Μ.: ΜΕΛΕΤΗ ΚΑΙ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΤΡΟΦΟΔΟΤΙΚΟΥ ΜΕ ΠΟΛΛΑΠΛΕΣ ΕΞΟΔΟΥΣ Επιβλέπων: Δρ.-Μηχ. Εμμανουήλ Τατάκης, Καθηγητής Ν ο Πάτρα, Μάρτιος 2014

4

5 ΠΙΣΤΟΠΟΙΗΣΗ Πιστοποιείται ότι η διπλωματική εργασία με θέμα: " ΜΕΛΕΤΗ ΚΑΙ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΤΡΟΦΟΔΟΤΙΚΟΥ ΜΕ ΠΟΛΛΑΠΛΕΣ ΕΞΟΔΟΥΣ" του φοιτητή του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστημίου Πατρών: ΖΑΟΣΚΟΥΦΗ ΚΩΝΣΤΑΝΤΙΝΟΥ ΤΟΥ ΝΕΑΡΧΟΥ (Α.Μ. 6150) Παρουσιάστηκε δημόσια και εξετάστηκε στο Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών στις 18/3/2014 Ο Επιβλέπων Ο Διευθυντής του Τομέα Εμμανουήλ Τατάκης Καθηγητής Αντώνιος Αλεξανδρίδης Καθηγητής

6

7 Αριθμός Διπλωματικής Εργασίας: /2014 ΤΙΤΛΟΣ: " ΜΕΛΕΤΗ ΚΑΙ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΤΡΟΦΟΔΟΤΙΚΟΥ ΜΕ ΠΟΛΛΑΠΛΕΣ ΕΞΟΔΟΥΣ " Φοιτητής: Zαοσκούφης Κωνσταντίνος του Νεάρχου Επιβλέπων: Δρ.-Μηχ. Εμμανουήλ Τατάκης, Καθηγητής Περίληψη Η παρούσα διπλωματική εργασία πραγματεύεται τη μελέτη και κατασκευή ενός τροφοδοτικού με πολλαπλές εξόδους. Η εργασία εκπονήθηκε στο εργαστήριο Ηλεκτρομηχανικής Μετατροπής Ενέργειας του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών του Πανεπιστημίου Πατρών. Σκοπός της εργασίας αυτής είναι η μελέτη και η κατασκευή ενός τροφοδοτικού, το οποίο θα τροφοδοτείται από το μονοφασικό δίκτυο εναλλασσόμενη τάσης και θα έχει την δυνατότητα να τροφοδοτεί πέντε φορτία χαμηλής ισχύος με διαφορετικές συνεχείς τάσεις. Βασικό χαρακτηριστικό της κατασκευής αποτελεί η χρησιμοποίηση ολοκληρωμένου κυκλώματος που ενσωματώνει τρανζίστορ ισχύος τύπου Mosfet μαζί με ελεγκτή (FPS) σε μια συσκευασία. Αρχικά γίνεται μια σύγκριση των βασικών τοπολογιών που μπορούν να χρησιμοποιηθούν για τροφοδοσία πολλαπλών φορτίων και εν τέλει κρίνεται ως καταλληλότερη αυτή που υλοποιείται με τον μετατροπέα τύπου Flyback. Στην συνέχεια αναλύεται η λειτουργία του μετατροπέα στη μόνιμη κατάσταση ισορροπίας με ιδανικά στοιχεία στην CCM και DCM. Ακολουθεί η μελέτη του μετατροπέα με πραγματικά ημιαγωγικά και μαγνητικά στοιχεία με σκοπό να γίνει ορατό το πρόβλημα των υπερτάσεων που αναπτύσσονται στα άκρα του διακόπτη. Προτείνονται και αναλύονται δύο παθητικά κυκλώματα προστασίας του διακόπτη από τις υπερτάσεις, ένα με απώλειες και ένα χωρίς. Στη συνέχεια εξετάζεται ο μετατροπέας ως μαγνητικό κύκλωμα και αναλύεται η μέθοδος κατασκευής του μετασχηματιστή τύπου Flyback. Μετά το πέρας της θεωρητικής ανάλυσης του μετατροπέα παρουσιάζεται η κατασκευαστική μελέτη του τροφοδοτικού. Επιπλέον αναλύεται η μέθοδος ελέγχου και αντιστάθμισης του μετατροπέα καθώς και η λειτουργία του ολοκληρωμένου ελεγκτή. Για την μελέτη των όσων έχουν προαναφερθεί πραγματοποιούνται προσομοιώσεις με χρήση του λογισμικού pspice. Τέλος παρουσιάζονται τα πειραματικά αποτελέσματα της κατασκευής του μετατροπέα. 1

8 2

9 ΠΡΟΛΟΓΟΣ Η παρούσα διπλωματική εργασία εκπονήθηκε στο εργαστήριο Ηλεκτρομηχανικής Μετατροπής Ενέργειας του Τμήματος Ηλεκτρολόγων μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών του Πανεπιστημίου Πατρών. Σκοπός της παρούσας διπλωματικής είναι η μελέτη και η κατασκευή τροφοδοτικού με πολλαπλές εξόδους, το οποίο θα τροφοδοτείται από μονοφασικό δίκτυο εναλλασσόμενης τάσης και θα είναι ικανό να τροφοδοτήσει με σταθερή συνεχή τάση ένα λογικό κύκλωμα, ένα ενισχυτή παλμών, δύο μετρητικά τάσης και ένα ανεμιστηράκι. Για την υλοποίηση της κατασκευής και πιο συγκεκριμένα για την παλμοδότηση του στοιχείου και τον έλεγχο αυτής, αποφασίστηκε η χρησιμοποίηση ενός ολοκληρωμένου κυκλώματος που ενσωματώνει ελεγκτή και τρανζίστορ ισχύος όλα σε μια συσκευασία, με κύριο στόχο την μείωση της πολυπλοκότητας, του όγκου και του βάρους της κατασκευής. Στο Κεφάλαιο 1 πραγματοποιείται μια περιγραφή των βασικών τοπολογιών που μπορούν να υλοποιήσουν τροφοδοτικά με πολλαπλές εξόδους. Στην συνέχεια συγκρίνονται και εν τέλει επιλέγεται η τοπολογία με το χαμηλότερο κόστος, όγκο, βάρος και βαθμό πολυπλοκότητας. Τελική επιλογή αποτελεί η τοπολογία του μετατροπέα τύπου Flyback. Στο Κεφάλαιο 2 αναλύεται η λειτουργία του μετατροπέα τύπου Flyback στην μόνιμη κατάσταση ισορροπίας με ιδανικά ημιαγωγικά και μαγνητικά στοιχεία. Παραθέτονται οι ιδανικές κυματομορφές και οι μαθηματικές σχέσεις που χαρακτηρίζουν τον υπο μελέτη μετατροπέα στις περιοχές συνεχούς και ασυνεχούς λειτουργίας του. Στο Κεφάλαιο 3 αναλύεται η λειτουργία του μετατροπέα τύπου Flyback στην μόνιμη κατάσταση ισορροπίας με πραγματικά στοιχεία, με σκοπό την μελέτη των μεταβατικών φαινομένων κατά την έναυση και σβέση του τρανζίστορ. Δίνεται έμφαση στο φαινόμενο των υπερτάσεων που αναπτύσσονται στα άκρα του τρανζίστορ και ακολούθως αναλύονται δύο παθητικά κυκλώματα προστασίας του από υπερτάσεις, ένα με απώλειες και ένα χωρίς. 3

10 Στο Κεφάλαιο 4 ακολουθεί μια αναδρομή στις βασικές αρχές του ηλεκτρομαγνητισμού με απώτερο σκοπό την κατανόηση της σχεδίασης των υψίσυχνων μαγνητικών στοιχείων. Στην συνέχεια αναλύεται ο μετατροπέας τύπου Flyback και πιο συγκεκριμένα ο μετασχηματιστής του, ως μαγνητικό κύκλωμα στην μόνιμη κατάσταση ισορροπίας. Εξετάζεται η καμπύλη μαγνήτισης κατά τις περιόδους αγωγής και αποκοπής του διακοπτικού στοιχείου στην λειτουργία συνεχούς αγωγής και ασυνεχούς αγωγής. Στο Κεφάλαιο 5 αναλύονται τα βήματα της κατασκευαστικής μελέτης του τροφοδοτικού. Στο Κεφάλαιο 6 αναλύεται η μέθοδος βάση της οποίας ο μετατροπέας από ανοικτό σύστημα μετατρέπεται σε κλειστό με χρήση αντισταθμιστή και μοναδιαίας αρνητικής ανατροφοδότησης με στόχο τον έλεγχο του εύρους του παλμού οδήγησης της πύλης του τρανζίστορ και παράλληλα την επίτευξη ευστάθειας. Στο Κεφάλαιο 7 παρουσιάζεται η λειτουργία του ολοκληρωμένου FPS. Στο Κεφάλαιο 8 πραγματοποιoύνται προσομοιώσεις του μετατροπέα τύπου Flyback αρχικά με ιδανικά διακοπτικά στοιχεία και μετασχηματιστή με τέλεια ζεύξη, ακολούθως θεωρώντας πραγματικά στοιχεία και συνυπολογίζοντας την σκέδαση. Πραγματοποιούνται άλλες δύο προσομοιώσεις στις οποίες χρησιμοποιούνται τα κυκλώματα προστασίας που αναλύονται στο κεφάλαιο 3. Ακολουθεί σύνδεση του μετατροπέα με το δίκτυο και υλοποίηση του κυκλώματος ελέγχου της παλμοδότησης του τρανζίστορ. Στο Κεφάλαιο 9 καταγράφονται τα πειραματικά απολέσματα.. 4

11 ΕΥΧΑΡΙΣΤΙΕΣ Πρώτα θα ήθελα να ευχαριστήσω θερμά τον επιβλέποντα Καθηγητή της διπλωματικής μου εργασίας, Δρ.Μηχ. Εμανουήλ Τατάκη για την έμπνευση και την πολύτιμη καθοδήγηση που μου έχει δώσει. Μέσα από τις παρακολουθήσεις των διαλέξεων του αλλά και από τις δεκάδες συναντήσεις μας κατάφερα να βελτιώσω το επίπεδο της σκέψης μου και να αγαπήσω την τέχνη της ηλεκτρολογίας. Ευχαριστίες επίσης αρμόζουν στον υποψήφιο διδάκτορα Γιώργο Χρηστίδη για την πολύτιμη βοήθεια και τον χρόνο που μου έχει αφιερώσει για την εκπόνηση αυτής της διπλωματικής εργασίας. Οι γονείς μου Νέαρχος και Βούλα, και ο αδερφός μου Λευτέρης αξίζουν άπειρα ευχαριστώ για την υπομονή και την ακλόνητη υποστήριξη τους καθ όλη την διάρκεια των σπουδών μου. Επιπλέον θα ήθελα να ευχαριστήσω τους αγαπητούς μου φίλους Δημητρίου Ιωάννη, Ιωάννου Χριστάκη, Ζαννέτο Κούλλουρο, Σολωμού Αλέξανδρο και τις αδερφές Γεωργίου για την αμέριστη συμπαράσταση τους. Κλείνοντας, θα ήθελα να αφιερώσω την εργασία μου στον σκύλο μου τον Ντάνυ, που μου έκανε συντροφιά στις ατέλειωτες ημέρες μελέτης και γραψίματος. 5

12 1

13 ΠΕΡΙΕΧΟΜΕΝΑ ΠΕΡΙΕΧΟΜΕΝΑ ΚΕΦΑΛΑΙΟ ΠΕΡΙΓΡΑΦΗ ΚΑΙ ΣΥΓΚΡΙΣΗ ΒΑΣΙΚΩΝ ΤΟΠΟΛΟΓΙΩΝ ΜΕ ΣΤΟΧΟ ΤΗΝ ΕΠΙΛΟΓΗ ΤΗΣ ΚΑΤΑΛΛΗΛΟΤΕΡΗΣ ΓΙΑ ΤΗΝ ΥΛΟΠΟΙΗΣΗ ΤΡΟΦΟΔΟΤΙΚΟΥ ΧΑΜΗΛΗΣ ΙΣΧΥΟΣ ΜΕ ΠΟΛΛΑΠΛΕΣ ΕΞΟΔΟΥΣ Εισαγωγή Μετατροπέας Σ.Τ.-Σ.Τ. τύπου FORWARD Μετατροπέας Σ.Τ.-Σ.Τ. τύπου PUSH-PULL Μετατροπέας Σ.Τ.-Σ.Τ. τύπου FLYBACK Σύγκριση τοπολογιών Επιλογή τοπολογίας ΚΕΦΑΛΑΙΟ ΑΝΑΛΥΣΗ ΜΕΤΑΤΡΟΠΕΑ ΤΥΠΟΥ FLYBACK Εισαγωγή Θεωρητική ανάλυση Flyback Περιοχές λειτουργίας Flyback ΚΕΦΑΛΑΙΟ ΜΕΤΑΒΑΤΙΚΗ ΑΝΑΛΥΣΗ ΜΕΤΑΤΡΟΠΕΑ ΤΥΠΟΥ FLYBACK Μεταβατική ανάλυση μετατροπέα τύπου Flyback Παθητικά κυκλώματα προστασίας του τρανζίστορ από υπερτάσεις ΚΕΦΑΛΑΙΟ ΣΧΕΔΙΑΣΗ ΥΨΙΣΥΧΝΩΝ ΜΑΓΝΗΤΙΚΩΝ ΣΤΟΙΧΕΙΩΝ-ΜΕΤΑΣΧΗΜΑΤΙΣΤΗΣ ΤΥΠΟΥ FLYBACK ΚΑΙ ΚΑΜΠΥΛΗ ΜΑΓΝΗΤΙΣΗΣ Εισαγωγή Μαγνητικό πεδίο Μεγέθη μαγνητικού πεδίου Καμπύλη μαγνήτισης Βρόχος υστέρησης και απώλειες υστέρησης Χρήση διακένου Υλικό πυρήνα

14 ΠΕΡΙΕΧΟΜΕΝΑ 4.8 Γεωμετρία πυρήνων από φερρίτη Επιλογή καλωδίων Επιδερμικό φαινόμενο Φαινόμενο γειτνίασης Μέγεθος πυρήνα Μετασχηματιστής τύπου Flyback και καμπύλη μαγνήτισης Σχήμα 4.14 Χρονική περίοδος αγωγής του τρανζίστορ ΚΕΦΑΛΑΙΟ KATAΣΚΕΥΑΣΤΙΚΗ ΜΕΛΕΤΗ KEΦΑΛΑΙΟ ΒΡΟΧΟΣ ΑΝΑΔΡΑΣΗΣ ΚΑΙ ΑΝΤΙΣΤΑΘΜΙΣΤΗΣ Εισαγωγή Συνάρτηση μεταφοράς ανοιχτού συστήματος του μετατροπέα τύπου Flyback για DCM Current Mode Αντιστάθμιση συστήματος Κυκλωματική ανάλυση του βρόχου ανάδρασης ΚΕΦΑΛΑΙΟ ΕΛΕΓΚΤΗΣ ΚΑΙ ΔΙΑΚΟΠΤΙΚΟ ΣΤΟΙΧΕΙΟ ΙΣΧΥΟΣ ΕΝΣΩΜΑΤΩΜΕΝΑ ΣΕ ΕΝΑ ΟΛΟΚΛΗΡΩΜΕΝΟ ΚΥΚΛΩΜΑ Περιγραφή ολοκληρωμένου Έναυση του ελεγκτή Μέθοδος ρύθμισης του εύρους του παλμού οδήγησης της πύλης του Τρανζίστορ Κυκλώματα προστασίας ΚΕΦΑΛΑΙΟ ΠΡΟΣΟΜΟΙΩΣΗ ΜΕΤΑΤΡΟΠΕΑ ΤΥΠΟΥ FLYBACK ΣΕ ΠΕΡΙΒΑΛΛΟΝ PSPICE Εισαγωγή Προσομοίωση μετατροπέα τύπου Flyback με ιδανικά ημιαγωγικά στοιχεία Προσομοίωση μετατροπέα τύπου Flyback με πραγματικά ημιαγωγικά στοιχεία Προσομοίωση μετατροπέα τύπου Flyback με πραγματικά ημιαγωγικά Προσομοίωση μετατροπέα τύπου Flyback με πραγματικά ημιαγωγικα στοιχεία και παθητικό κύκλωμα προστασίας (L2DC) χωρίς απώλειες Προσομοίωση μετατροπέα τύπου Flyback σύνδεση με δίκτυο

15 ΠΕΡΙΕΧΟΜΕΝΑ 8.7 Προσομοίωση μετατροπέα τύπου Flyback - σύνδεση με δίκτυο - έλεγχος ΚΕΦΑΛΑΙΟ ΠΕΙΡΑΜΑΤΙΚΑ ΑΠΟΤΕΛΕΣΜΑΤΑ

16 4

17 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 1 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 1 ΠΕΡΙΓΡΑΦΗ ΚΑΙ ΣΥΓΚΡΙΣΗ ΒΑΣΙΚΩΝ ΤΟΠΟΛΟΓΙΩΝ ΜΕ ΣΤΟΧΟ ΤΗΝ ΕΠΙΛΟΓΗ ΤΗΣ ΚΑΤΑΛΛΗΛΟΤΕΡΗΣ ΓΙΑ ΤΗΝ ΥΛΟΠΟΙΗΣΗ ΤΡΟΦΟΔΟΤΙΚΟΥ ΧΑΜΗΛΗΣ ΙΣΧΥΟΣ ΜΕ ΠΟΛΛΑΠΛΕΣ ΕΞΟΔΟΥΣ 1.1 Εισαγωγή Στην παρούσα διπλωματική εργασία τέθηκε σαν στόχος η κατασκευή ενός τροφοδοτικού χαμηλής ισχύος με πολλαπλές εξόδους, το οποίο θα τροφοδοτείται από μονοφασικό δίκτυο και θα μπορεί να τροφοδοτήσει με σταθερή συνεχή τάση πέντε βοηθητικά κυκλώματα ενός μετατροπέα ηλεκτρονικών ισχύος (ένα λογικό κύκλωμα, ένα ενισχυτή παλμών, δύο μετρητικά τάσης και ένα ανεμιστηράκι). Την πιο εύκολη λύση σε τέτοιες περιπτώσεις δίνουν τα γραμμικά τροφοδοτικά τα οποία όμως χαρακτηρίζονται από μεγάλο όγκο και βάρος λόγω των μετασχηματιστών που εφαρμόζονται στην είσοδο για τον υποβιβασμό της τάσης του δικτύου, αλλά και από χαμηλή απόδοση που φτάνει στο 50%, για το λόγο αυτό προτιμάται η τεχνολογία των παλμοτροφοδοτικών η οποία με την πάροδο του χρόνου έχει αναπτυχθεί σε σημείο που να μπορεί να προσφέρει πολύ ψηλή απόδοση σε συνδυασμό με το χαμηλό όγκο και βάρος στην κατασκευή αλλά με αρκετή δυσκολία στον σχεδιασμό. Στην κατηγορία των διακοπτικών τροφοδοτικών ανήκουν οι μετατροπείς χωρίς γαλβανική απομόνωση όπως οι μετατροπείς τύπου Buck, Boost και Buck Boost και αυτοί που την παρέχουν λόγω του μετασχηματιστή που διαθέτουν όπως οι τύπου Flyback, Forward και Push-Pull. Στην ανάγκη για τροφοδοσία πολλαπλών φορτίων λύση δίνουν οι μετατροπείς που διαθέτουν μετασχηματιστή, με τη χρήση του οποίου είναι εφικτή η τοποθέτηση επιπρόσθετων τυλιγμάτων. Για την επιλογή της τοπολογίας που θα υλοποιήσει το βασικό μέρος του τροφοδοτικού κρίνεται σκόπιμο να γίνει μια σύντομη περιγραφή των βασικών τοπολογιών που χρησιμοποιούνται για την κατασκευή τροφοδοτικών με πολλαπλές εξόδους, καθώς και μια σύγκριση μεταξύ αυτών, με βάσει τα εξής κριτήρια : 5

18 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 1 1. πολυπλοκότητα κυκλώματος 2. αριθμός ημιαγωγικών στοιχείων 3. απόδοση 4. όγκος 5. βάρος 6. κόστος 6

19 ΚΕΦΑΛΑΙΟ Μετατροπέας Σ.Τ.-Σ.Τ. τύπου FORWARD Η κατασκευή της τοπολογίας μετατροπέα τύπου Forward, απαιτεί ένα ελεγχόμενο ημιαγωγικό στοιχείο, μαζί με τριτεύον τύλιγμα σε σειρά με μια δίοδο για την επίτευξη της πλήρους απομαγνήτισης του πυρήνα του μετασχηματιστή. Εναλλακτικά μπορεί να χρησιμοποιηθεί ημιελεγχόμενη γέφυρα για τον ίδιο σκοπό, αποτελούμενη από 2 διόδους και 2 τρανζίστορ, προστατεύοντας έτσι τo τρανζίστορ. Ακολουθεί ο μετασχηματιστής για μετασχηματισμό της τάσης και για γαλβανική απομόνωση. Στο κάθε δευτερεύον επιβάλλεται η χρησιμοποίηση 2 διόδων, ενός πηνίου και ενός πυκνωτή για την επίτευξη της συνεχή σε συνεχή τάση λειτουργίας του κυκλώματος. Η επαγωγή του πηνίου καθορίζει σε ποιά περιοχή λειτουργίας του μετατροπέα, ενώ ο πυκνωτής αποκόπτει την εναλλασσόμενη συνιστώσα του ρεύματος αφήνοντας έτσι μόνο την συνεχή να περάσει στην έξοδο. Ταυτόχρονα σε συνδυασμό με το πηνίο επιτελεί διπλή λειτουργία. Λειτουργεί σαν κατωδιαβατό φίλτρο τάσης δίνοντας μια πιο σταθερή τάση στην έξοδο και παράλληλα τροφοδοτεί το φορτίο όταν το τρανζίστορ βρίσκεται σε αποκοπή. Τέλος πρέπει να αναφερθεί ότι η τοπολογία αυτή κατατάσσεται στους ασύμμετρους μετατροπείς, αφού το σημείο μαγνητικής λειτουργίας του μετασχηματιστή βρίσκεται πάντα στο πρώτο τεταρτημόριο της καμπύλης μαγνήτισης. Γι αυτό το λόγο προτιμάται για εφαρμογές χαμηλής ισχύος. Σχήμα 1.1 Τοπολογία μετατροπέα τύπου Forward. 7

20 ΚΕΦΑΛΑΙΟ Μετατροπέας Σ.Τ.-Σ.Τ. τύπου PUSH-PULL Η τοπολογία και η λειτουργία του μετατροπέα τύπου Push-Pull είναι παρόμοια με του Forward. Συνδυάζονται δύο μετατροπείς τύπου Forward, οι οποίοι δουλεύουν εναλλάξ με διαφορά φάσης 180 ο και λειτουργούν για το ίδιο χρονικό διάστημα Τ/2. Στην είσοδο του μετασχηματιστή χρησιμοποιούνται δύο τρανζίστορ με αντιπαράλληλη δίοδο με συνέπεια το ρεύμα στα δευτερεύοντα να έχει διπλάσια συχνότητα από αυτήν της παλμοδότησης των τρανζίστορ. Όπως και στον μετατροπέα τύπου Forward, ο μετασχηματιστής χρησιμοποιείται για μετασχηματισμό της τάσης και για γαλβανική απομόνωση με τη διαφορά ότι λειτουργεί και στο τρίτο τεταρτημόριο της καμπύλης μαγνήτισης, χαρακτηριστικό που τον κατατάσσει στους συμμετρικούς μετατροπείς εξού και η προτίμηση του σε εφαρμογές υψηλής ισχύος. Στο κάθε δευτερεύον τύλιγμα χρησιμοποιείται ο ίδιος τύπος και αριθμός στοιχείων όπως και στον Forward. Το πηνίο και ο πυκνωτής εξυπηρετούν τον ίδιο σκοπό με το πηνίο και τον πυκνωτή του Forward. Σχήμα 1.2 Τοπολογία μετατροπέα τύπου Push Pull. 8

21 ΚΕΦΑΛΑΙΟ Μετατροπέας Σ.Τ.-Σ.Τ. τύπου FLYBACK Η ιδιεταιρότητα που χαρακτηρίζει τον μετατροπέα τύπου Flyback είναι ο συνδυασμός λειτουργίας μετασχηματισμού της τάσης και επιλογή της περιοχής λειτουργίας του μετατροπέα με τη χρήση ενός μετασχηματιστή και μόνο (η γαλβανική απομόνωση είναι χαρακτηριστικό γνώρισμα των μετασχηματιστών). Στο πρωτεύον του μετασχηματιστή χρησιμοποιείται ένα ελεγχόμενο ημιαγωγικό στοιχείο ή ημιελεγχόμενη γέφυρα (δύο τρανζίστορ και δύο διόδοι) για προστασία των τρανζίστορ. Με την κατάλληλη χρήση μιας διόδου και ενός πυκνωτή, (ο οποίος αποτελεί κατωδιαβατό φίλτρο ρεύματος στην έξοδο) στο κάθε δευτερεύον επιτυγχάνεται η ε μετατροπή της τάσης από συνεχή σε συνεχή. Επίσης ο πυκνωτής συντηρεί το ρεύμα στο φορτίο κατά το χρονικό διάστημα αγωγής του τρανζίστορ. Επειδή δεν υπάρχει πηνίο στην έξοδο για να βοηθά στην συντήρηση του ρεύματος εξόδου, αναγκαστικά ο πυκνωτής αυτός επιλέγεται να είναι μεγάλης χωρητικότητας. Όπως και ο μετατροπέας τύπου Forward κατατάσσεται στους ασύμμετρους μετατροπείς βασικός λόγος για τον οποίο προτιμάται για εφαρμογές χαμηλής ισχύος. Σχήμα 1.3 Τοπολογία μετατροπέα τύπου Flyback. 9

22 ΚΕΦΑΛΑΙΟ Σύγκριση τοπολογιών Χωρίζοντας τους πιο πάνω μετατροπείς σε συμμετρικούς και ασύμμετρους, οι μετατροπείς τύπου Flyback και Forward χρησιμοποιούνται κυρίως για εφαρμογές χαμηλής ισχύος ενώ ο Push- Pull είναι καταλληλότερος για μετατροπές υψηλής ισχύος. Στους Flyback και Forward από την στιγμή που ο μετασχηματιστής λειτουργεί μόνο στο πρώτο τεταρτημόριο της καμπύλη μαγνήτισης είναι ικανός να αποθηκεύσει το μισό πόσο ενέργειας σε σχέση με τον μετασχηματιστή του μετατροπέα Push-Pull. Συμπερασματικά στους ασύμμετρους μετατροπείς χρειάζεται μεγαλύτερο μέγεθος πυρήνα για την μεταφορά μεγάλης ενέργειας στην έξοδο σε σχέση με τους συμμετρικούς όπου είναι εφικτό και με πιο μικρό πυρήνα. Στους μετατροπείς τύπου Forward και Push-Pull υπάρχει μεγαλύτερος αριθμός ημιαγωγικών στοιχείων σε σχέση με τον Flyback. Πιο συγκεκριμένα χρησιμοποιούνται δύο τρανζίστορ στην είσοδο και δύο διόδοι στην κάθε έξοδο του μετασχηματιστή, έναντι του Flyback στον οποίο με ένα τρανζίστορ και μια δίοδο επιτυγχάνεται η ορθή λειτουργία του μετατροπέα. Σαν αποτέλεσμα αυτού το κόστος στους Forward και Push-Pull είναι μεγαλύτερο. Ακόμα αν υπολογίσουμε και την πολλές φορές αναπόφευκτη χρήση των ψυκτικών για την προστασία των ημιαγωγικών στοιχείων, το κόστος, ο όγκος και το βάρος του μετατροπέα μεγαλώνει σημαντικά, χαρακτηριστικά που είναι στα μείον μιας σύγχρονης κατασκευής. Περισσότερα τρανζίστορ όμως, σημαίνει επιπλέον κυκλώματα ελέγχου ανεβάζοντας έτσι τον βαθμό πολυπλοκότητας του κυκλώματος, ανεβάζοντας ταυτόχρονα ακόμα περισσότερο το κόστος της κατασκευής. Περισσότερα τρανζίστορ, περισσότερα κυκλώματα ελέγχου περεταίρω αύξηση του όγκου και του βάρους. Τέλος επιβάλλεται να γίνει σύγκριση μεταξύ των μετασχηματιστών στους υπό μελέτη μετατροπείς. Όπως έχει προαναφερθεί ο μετασχηματιστής τύπου Flyback συνδυάζει λειτουργία μετασχηματισμού της τάσης και επιλογή της περιοχής λειτουργίας του μετατροπέα σε αντίθεση με τους μετασχηματιστές των Forward και Push-Pull που χρησιμοποιείται μόνο για μετασχηματισμό της τάσης. Για την επιλογή της περιοχής λειτουργίας του μετατροπέα στους δύο αυτούς μετατροπείς είναι αναγκαία η χρησιμοποίηση πηνίου (ένα για κάθε δευτερεύον). Αυτό καθιστά τα κυκλώματα των Forward και Push-Pull ασύμφορα από πλευράς πολυπλοκότητας συν το ότι αυξάνει τον όγκο, το βάρος και το κόστος της κατασκευής. Σαν αποτέλεσμα της χρήσης της τοπολογίας του μετατροπέα τύπου Flyback, η κατασκευή χαρακτηρίζεται απλούστερη, ελαφρύτερη και πιο φτηνή, αλλά το αναγκαίο κακό σε αυτή την περίπτωση αποτελούν οι 10

23 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 1 περισσότεροι περιορισμοί στην κατασκευή του μετασχηματιστή, λόγω των πολλών λειτουργιών που επιτελεί. 1.6 Επιλογή τοπολογίας Βασικός στόχος της παρούσας μελέτης είναι η κατασκευή ενός τροφοδοτικού χαμηλής ισχύος με πολλαπλές εξόδους, με όσο το δυνατόν μικρότερο όγκο, βάρος, κόστος και βαθμό πολυπλοκότητας. Με βάσει τις πιο πάνω συγκρίσεις, καταλληλότερη τοπολογία για την επίτευξη του στόχου, κρίνεται αυτή του Flyback. Περιέχει τον μικρότερο αριθμό ημιαγωγικών στοιχείων, άρα απλούστερο κύκλωμα ελέγχου. Aποφεύγεται η χρήση πηνίου στην έξοδο, άρα πάλι απλούστερο κύκλωμα. Και τα δύο αυτά χαρακτηριστικά συντελούν στην μείωση του όγκου, βάρους και κόστους της κατασκευής. Γενικά ο μετατροπέας τύπου Flyback αποτελεί μια πολύ γνωστή και ευρέως διαδεδομένη λύση για την κατασκευή τροφοδοτικών διατάξεων συνεχούς τάσης. Εφαρμογές όπως, η φόρτιση συσσωρευτών για φορητές ηλεκτρονικές συσκευές (laptop, notebook, κινητά τηλέφωνα), η τροφοδοσία τηλεοράσεων CRT και LCD οθονών ή και τροφοδότηση φορτίων χαμηλής ισχύος από φωτοβολταικά συστήματα ή από το δίκτυο, αποτελούν χαρακτηριστικά παραδείγματα εφαρμογής αυτού του μετατροπέα. Στην παρούσα μελέτη ο μετατροπέας τύπου Flyback παρόλο που ανήκει στην κατηγορία των μετατροπέων συνεχούς σε συνεχή τάση, το όλο σύστημα του τροφοδοτικού θα λειτουργεί σαν αντιστροφέας, αφού θα τροφοδοτείται από μονοφασικό δίκτυο και στην έξοδο του θα τροφοδοτεί πέντε φορτία με σταθερή συνεχή τάση. Η ημιτονοειδής τάση του δικτύου θα ανορθώνεται μέσω ανορθωτικής γέφυρας από διόδους ενώ στην συνέχεια θα εξομαλύνεται από έναν ηλεκτρολυτικό κυλινδρικό πυκνωτή και θα εφαρμόζεται στο πρωτεύον του μετασχηματιστή του μετατροπέα. Λόγω της διακύμανσης της τάσης του δικτύου και της μη τέλειας εξομάλυνσης από τον πυκνωτή η τάση στο πρωτεύον του μετασχηματιστή θα χαρακτηρίζεται από μια κυμάτωση με ελάχιστη και μέγιστη τιμή που σε συνδυασμό με την διακύμανση του φορτίου θα έχει σαν αποτέλεσμα μια τάση στην έξοδο του μετατροπέα που ναι μεν θα είναι συνεχής αλλά θα χαρακτηρίζεται από μεγάλη κυμάτωση, γεγονός που οδηγεί στην ανάγκη για χρήση κυκλωμάτων ελέγχου που θα μεταβάλλουν τον λόγο κατάτμησης με τέτοιο τρόπο ώστε να παραμένει όσο το δυνατόν πιο σταθερή. Για την υλοποίηση αυτών των κυκλωμάτων αποφασίστηκε η χρήση ενός ολοκληρωμένου ελεγκτή ο οποίος ενσωματώνει τρανζίστορ ισχύος τύπου n-mosfet, και θα επιτυγχάνει τον έλεγχο της τάσης μεταβάλλοντας τον λόγο κατάτμησης με την χρήση της μεθόδου 11

24 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 1 current mode control. Με την χρήση αυτού του ελεγκτή θα απλοποιείται το κύκλωμα παλμοδότησης και ταυτόχρονα θα μειώνεται ο όγκος της κατασκευής αφού όλα τα στοιχεία θα συμπεριλαμβάνονται σε ένα ολοκληρωμένο κύκλωμα. Για την μεταφορά της πληροφορίας στον ελεγκτή θα χρησιμοποιείται βρόχος ανάδρασης, ο οποίος με ένα διαιρέτη τάσης θα παίρνει ένα δείγμα της τάσης της μεγαλύτερης σε ισχύ εξόδου του μετατροπέα και με την χρήση ενός αναλογικού optocoupler θα μεταφέρει την πληροφορία από το δευτερεύον στον κατάλληλο ακροδέκτη του ολοκληρωμένου στο πρωτεύον χωρίς ηλεκτρική σύνδεση μεταξύ της εισόδου και της εξόδου του μετατροπέα. 12

25 13

26 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 2 14

27 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 2 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 2 ΑΝΑΛΥΣΗ ΜΕΤΑΤΡΟΠΕΑ ΤΥΠΟΥ FLYBACK 2.1 Εισαγωγή Η φιλοσοφία της λειτουργίας του μετατροπέα Flyback, βασίζεται στην λειτουργία του μετατροπέα Buck-Boost. Στην ουσία ο μετατροπέας τύπου Flyback είναι ένας μετατροπέας τύπου Buck-Boost με απομόνωση. Η διαφορά τους όπως φαίνεται και στο σχήμα 2.1 οφείλεται στην χρησιμοποίηση μετασχηματιστή στον μετατροπέα τύπου Flyback αντί του πηνίου στον Buck Boost. Με τη χρήση μετασχηματιστή επιτυγχάνεται ηλεκτρική απομόνωση μεταξύ πρωτεύοντος και δευτερεύοντος για τροφοδότηση φορτίου μεγαλύτερης ισχύος. Επίσης είναι εφικτή η τροφοδότηση πολλαπλών φορτίων αφού με τη χρήση μετασχηματιστή υπάρχει η δυνατότητα πολλαπλών εξόδων σε διαφορετικά επίπεδα τάσης ανάλογα με τον λόγο μετασχηματισμού. Γενικά ο μετατροπέας τύπου Flyback χρησιμοποιείται σε εφαρμογές χαμηλής ισχύος από 20 ως 200W. Σχήμα 2.1 (α) Τοπολογία μετατροπέα τύπου Buck-Boost. (β) Τοπολογία μετατροπέα τύπου Flyback. (γ) Τοπολογία μετατροπέα τύπου Flyback με αντίθετη τοποθέτηση τυλιγμάτων. [2] 15

28 ΚΕΦΑΛΑΙΟ Θεωρητική ανάλυση Flyback [1] Πριν την περιγραφή της λειτουργίας του μετατροπέα τύπου Flyback, πρέπει να αποσαφηνιστεί η έννοια του μετασχηματιστή. Στην πράξη δεν λειτουργεί σαν μετασχηματιστής, αλλά σαν πηνίο με επιπρόσθετα τυλίγματα, αφού όπως θα εξηγηθεί και στην συνέχεια όταν άγει το πρωτεύον, το δευτερεύον (ή δευτερεύοντα) βρίσκεται σε αποκοπή και το αντίθετο. Η περιγραφή της λειτουργίας του μετατροπέα τύπου Flyback σε αυτό το κεφάλαιο θα γίνει στην μόνιμη κατάσταση ισορροπίας δηλαδή μετά το πέρας του μεταβατικού φαινομένου, για μηδενικούς χρόνους μετάβασης και για ιδανικά στοιχεία. Θα θεωρηθούν μηδενικές οι απώλειες αγωγής, οι παρασιτικές επαγωγιμότητες και χωρητικότητες. Τέλος ο έλεγχος του μετατροπέα θα γίνει με τη χρήση της τεχνικής διαμόρφωση εύρους παλμού (PWM), όπου η διακοπτική συχνότητα θα παραμένει σταθερή και ο έλεγχος της τάσης εξόδου θα γίνεται με την μεταβολή του λόγου κατάτμησης δ (duty cycle). t T on s (2.1) t 1 T off s (2.2) Χρονική περίοδος αγωγής του τρανζίστορ [1] Κατά την περίοδο αγωγής του τρανζίστορ στο πρωτεύον του μετασχηματιστή, εφαρμόζεται σταθερή τάση, η τάση εισόδου VI. Το ρεύμα στο πρωτεύον αυξάνεται γραμμικά και κατά συνέπεια μαγνητίζεται ο πυρήνας. Παράλληλα όπως φαίνεται και στο σχήμα 2.2 αναπτύσσεται τάση εξ επαγωγής V2 στο δευτερεύον, με τέτοια πολικότητα ώστε η δίοδος στην έξοδο να πολώνεται ανάστροφα με αποτέλεσμα το δευτερεύον να μην άγει και ο πυρήνας συνεχίζει να μαγνητίζεται καθ όλη τη διάρκεια αγωγής του τρανζίστορ. Το φορτίο στην έξοδο συντηρείται από το φορτίο του πυκνωτή Co. 16

29 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 2 Σχήμα 2.2 Χρονική διάρκεια αγωγής του τρανζίστορ. [2] Χρονική περίοδος αποκοπής του τρανζίστορ [1] Όταν το τρανζίστορ σβήσει η πηγή πλέον δεν μπορεί να τροφοδοτήσει τον πυρήνα συνεπώς το ρεύμα τώρα μειώνεται γραμμικά. Σαν συνέπεια αυτού, όπως φαίνεται και στο σχήμα 2.3 η τάση στα πηνία πρωτεύοντος και δευτερεύοντος αλλάζει πολικότητα, με αποτέλεσμα να πολώνεται ορθά η δίοδος στην έξοδο και να απομαγνητίζεται ο πυρήνας. Αυτή η δράση καλείται Δράση Flyback. Ακολούθως η ενέργεια που έχει συσσωρευτεί στον πυρήνα μεταφέρεται στην έξοδο τροφοδοτώντας έτσι το φορτίο. Σχήμα 2.3 Χρονική διάρκεια αποκοπής του τρανζίστορ. [2] 17

30 ΚΕΦΑΛΑΙΟ Περιοχές λειτουργίας Flyback [1] Ο μετατροπέας τύπου Flyback χαρακτηρίζεται από δύο περιοχές λειτουργίας. Tην συνεχούς αγωγής ρεύματος (CCM) όταν το ρεύμα μαγνήτισης ilm δεν μηδενίζεται ποτέ, και την ασυνεχούς αγωγής ρεύματος (DCM) στην οποία το ρεύμα μαγνήτισης ilm μηδενίζεται για ένα μικρό χρονικό διάστημα κατά την διάρκεια αποκοπής του τρανζίστορ Λειτουργία συνεχούς αγωγής ρεύματος (CCM) [1] Στο σχήμα 2.4 παραθέτονται οι ιδανικές κυματομορφές των τάσεων και των ρευμάτων στο τρανζίστορ, στο πηνίο και στην δίοδο κατά την CCM λειτουργία. Σχήμα 2.4 Κυματομορφές ιδανικού κυκλώματος του μετατροπέα τύπου Flyback στην CCM. [2] 18

31 ΚΕΦΑΛΑΙΟ Μαθηματική περιγραφή των κυματομορφών (CCM) [1] Στην συνέχεια ακολουθεί μαθηματική περιγραφή των κυματομορφών του σχήματος 2.4 κατά την διάρκεια αγωγής και αποκοπής του τρανζίστορ. Χρονική περίοδος αγωγής του τρανζίστορ (0 tt s ) VI Ρεύμα κύριας επαγωγής : i Lm (t) ILm,min t is ( t) Lm Ρεύμα διόδου: i ( ) 0 D t A Τάση διόδου : V D VI n V o Ρεύμα τρανζίστορ : i ( t) i (t) S Lm Τάση τρανζίστορ : V 0V S Χρονική περίοδος αποκοπής του τρανζίστορ ( T t T ) s s Ρεύμα κύριας επαγωγής : Ρεύμα διόδου: nvo id i Lm (t) () t ILm,max t Lm n id () t i n Lm (t) Τάση διόδου : VD 0V Ρεύμα τρανζίστορ : i ( t) 0A Τάση τρανζίστορ : VS VI nvo S V I I T Lm I Lm,max Lm,min s 19

32 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 2 V I I I T Lm I Lm Lm,max Lm,min s I Lm, av I I I I 2 n Lm,max Lm,min o i, i () t I S, av i () t I D, av i o Η ενέργεια που αποθηκεύεται στον πυρήνα : WLm Lm ( ILm,max ILm,min ) Σχέσεις εισόδου εξόδου για τάσεις και ρεύματα (CCM) [1] Ο μετασχηματιστής όση ενέργεια αποθήκευσε τόση θα δώσει. Αυτό συνεπάγεται όπως φαίνεται και στην κυματομορφή του σχήματος 2.5, ότι τα δύο εμβαδά είναι ίσα, άρα η μέση τιμή της τάσης του μετασχηματιστή είναι μηδέν. Σχήμα 2.5 Τάση στα άκρα του πρωτεύοντος. T s 1 VLm, av ulm( ) d 0 T s 0 1 V d nv d V nv 1 I o I o 0 0 nvo V 1 I (2.3) Όπως φαίνεται από την σχέση (2.3) στην CCM η τάση εξόδου Vo εξαρτάται από το την τάση εισόδου VI και τον λόγο κατάτμησης δ. Όταν μεταβάλλεται η τάση στην είσοδο ρυθμίζεται ο 20

33 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 2 λόγος κατάτμησης με τέτοιο τρόπο ώστε η τάση στην έξοδο να παραμένει σταθερή. Στο κύκλωμα δεν υπάρχουν απώλειες άρα η ισχύς εισόδου ισούται με την ισχύ στην έξοδο. o Pi Po VI II nvo n I Io ni I 1 (2.4) Οι σχέσεις (2.3) και (2.4) ισχύουν και στο όριο μεταξύ CCM και DCM Όριο μεταξύ συνεχούς αγωγής και ασυνεχούς αγωγής ρεύματος [1] Καθώς αυξάνεται η αντίσταση RL στην έξοδο, το φορτίο μειώνεται. Μόλις το Lm, min μηδενιστεί, τότε ο μετατροπέας όπως φαίνεται και στην κυματομορφή του σχήματος 2.6 έχει φτάσει στο όριο μεταξύ συνεχούς και ασυνεχούς αγωγής ρεύματος. Περεταίρω μείωση του φορτίου οδηγεί τον μετατροπέα στην DCM. Σχήμα 2.6 Ρεύμα κύριας επαγωγής στο όριο μεταξύ CCM και DCM. [2] I : μέση τιμή οριακού ρεύματος στην έξοδο (ανηγμένο στο πρωτεύον). 21

34 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 2 i () t 1 nv nv I I d I (1 ) T s D, av o o 2 s Lm,max Lm,max (1 ) (1 ) n T s Lm Lm 2 0 V I I I T Lm I Lm Lm,max Lm,min s Όμως μετατροπέας βρίσκεται στο όριο CCM/DCM I Lm,min 0 VI nvo ILm,max Ts (1 ) s Lm Lm nv nv I (1 ) (1 ) Lm Lm 2 o o 2 s s nvo 2 V I (1 ) s (1 ) 2Lm 2Lm s (2.5) 22

35 ΚΕΦΑΛΑΙΟ Λειτουργία ασυνεχούς αγωγής ρεύματος (DCM) [1] Στο σχήμα 2.7 παρατίθενται οι ιδανικές κυματομορφές των τάσεων και των ρευμάτων στο τρανζίστορ, στο πηνίο και στην δίοδο κατά την DCM λειτουργία. Σχήμα 2.7 Κυματομορφές ιδανικού κυκλώματος του μετατροπέα τύπου Flyback στην DCM. [2] 23

36 ΚΕΦΑΛΑΙΟ Μαθηματική περιγραφή των κυματομορφών (DCM) [1] Στην συνέχεια ακολουθεί μαθηματική περιγραφή των κυματομορφών του σχήματος 2.7 κατά την διάρκεια αγωγής και αποκοπής του τρανζίστορ. Χρονική περίοδος αγωγής του τρανζίστορ (0 tt s ) Ρεύμα κύριας επαγωγής : VI i Lm (t) t i S ( t ), I Lm,min 0 Lm V I I T Lm I Lm Lm,max s Τάση διόδου : V D VI n V o Ρεύμα διόδου: i ( t) 0 D Τάση τρανζίστορ : VS 0V Ρεύμα τρανζίστορ : i ( t) i (t) S Lm Χρονική περίοδος αποκοπής του τρανζίστορ μέχρι να μηδενιστεί το ρεύμα του πηνίου T t ( ) T s 1 s Ρεύμα κύριας επαγωγής : o D() i Lm (t) ILm,max nv ( t Ts ) i t Lm n, i ( t) 0A S nv I I T Lm o Lm Lm,max 1 s Τάση διόδου : VD 0V Τάση τρανζίστορ : VS VI nvo 24

37 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 2 Χρονική περίοδος αποκοπής του τρανζίστορ για μηδενικό ρεύμα στο πηνίο ( 1) T s t T s i ( t) i ( t) i (t) 0A S D Lm Τάση διόδου : V D V o Τάση τρανζίστορ : V S V I Η ενέργεια που αποθηκεύεται στον πυρήνα : W 1 2 L I 2 Lm m Lm,max Σχέση εισόδου εξόδου για τάσεις (DCM) [1] Ο μετασχηματιστής όση ενέργεια αποθήκευσε τόση θα δώσει. Αυτό συνεπάγεται όπως φαίνεται και στο σχήμα 2.8 ότι τα δύο εμβαδά είναι ίσα, άρα η μέση τιμή της τάσης του μετασχηματιστή είναι μηδέν. Σχήμα 2.8 Τάση στα άκρα του πρωτεύοντος. [2] T 1 s nvo VI Lm, av Lm( ) 0 o T s V 0 I 1 n1 V u d V 25

38 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 2 I i t d 1T s 1 ILm,max Vo nvi s Vo 2 o D, av () 1 1 s T Lm 2Lm s n Lm n nvi 2IoLm Io 1 s 1 2Lm nv I s n nv V I o 2 2IL o m nv I s (2.6) Όπως φαίνεται από την σχέση (2.6) στην DCM η τάση στην έξοδο Vo εξαρτάται όχι μόνο από το την τάση εισόδου VI και τον λόγο κατάτμησης δ, αλλά και από το ρεύμα εξόδου (Io), δηλαδή από το φορτίο στην έξοδο. Αυτό έχει σαν αποτέλεσμα ο έλεγχος της τάσης εξόδου να είναι πολυπλοκότερος στην DCM απ' ότι στην CCM. Με βάση τις σχέσεις (2.3) και (2.6) εξάγονται οι χαρακτηριστικές εξόδου για τάση εισόδου σταθερή σχήμα

39 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 2 Σχήμα 2.9 Χαρακτηριστικές εξόδου για σταθερή τάση εισόδου. [1] Παρατηρώντας τις χαρακτηριστικές εξόδου για σταθερή τάση εισόδου, φαίνεται ότι για ένα λόγο κατάτμησης παραδείγματος χάρη δ=0.5, και ένα μεγάλο φορτίο, ο μετατροπέας βρίσκεται στην CCM. Αν το φορτίο μειωθεί ο μετατροπέας πλησιάζει στο όριο προς την DCM αλλά από την στιγμή που ακόμα βρίσκεται σε CCM η τάση εξόδου παραμένει σταθερή όπως αποδεικνύεται και από την σχέση (2.3). Όμως περεταίρω μείωση του φορτίου οδηγεί το μετατροπέα στην DCM με αποτέλεσμα η τάση εξόδου να αυξάνεται απότομα παρόλο που η τάση είσοδού παραμένει σταθερή. 27

40 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 2 Σχόλια : Εδραίωση περιοχής λειτουργίας του μετατροπέα. Η εδραίωση μιας οποιασδήποτε περιοχής λειτουργίας DCM ή CCM εξαρτάται από την τιμή της επαγωγής Lm του πηνίου. Πιο συγκεκριμένα για να εξασφαλιστεί η CCM πρέπει να γίνει μια τέτοια επιλογή της επαγωγής Lm, ώστε η ελάχιστη τιμή του ρεύματος εξόδου να είναι μεγαλύτερη από το οριακό ρεύμα I o,min n I OB. Δηλαδή αρχικά υπολογίζεται μια επαγωγή Lmmin ώστε να ισχύει I o,min n I OB και η επαγωγή του πηνίου πρέπει να επιλεγεί μεγαλύτερη από αυτήν την ελάχιστη τιμή. Η εξασφάλιση της DCM απαιτεί τον αντίθετο τρόπο σκέψης. Η επιλογή της επαγωγής Lm πρέπει να είναι η μέγιστη τιμή Lmmax ώστε I o,max n < I OB. Αρχικά υπολογίζεται μια επαγωγή Lmmax και η επαγωγή του πηνίου πρέπει να είναι μικρότερη από αυτήν την μέγιστη τιμή. Έτσι το ρεύμα του πηνίου πάντα θα μηδενίζεται όταν το τρανζίστορ θα άγει. Αναφορές [1] Τατάκης Κ. Εμμανουήλ: Ηλεκτρονικά στοιχεία ισχύος και βιομηχανικές εφαρμογές, Σημειώσεις ομότιτλου μαθήματος, Πάτρα [2] Marian K.Kazimierczuk: Pulse width Modulated DC-DC Power Converters, John Wiley and Sons Ltd. (Όλα τα σχήματα.) 28

41 29

42 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 3 30

43 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 3 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 3 ΜΕΤΑΒΑΤΙΚΗ ΑΝΑΛΥΣΗ ΜΕΤΑΤΡΟΠΕΑ ΤΥΠΟΥ FLYBACK 3.1 Μεταβατική ανάλυση μετατροπέα τύπου Flyback [1] Μέχρι τώρα έχει αναλυθεί το κύκλωμα του μετατροπέα σε ιδανικές συνθήκες, αλλά για να γίνει ορατό το πρόβλημα των υπερτάσεων είναι αναγκαίο να μελετηθεί το ηλεκτρικό κύκλωμα στην μόνιμη κατάσταση αλλά με πραγματικά στοιχεία συνυπολογίζοντας τα παρασιτικά στοιχεία του κυκλώματος. Στο παρακάτω (σχήμα 3.1) ισοδύναμο κύκλωμα μικρού σήματος του μετατροπέα, φαίνονται τα παρασιτικά στοιχεία όπως η σκέδαση και η παρασιτική χωρητικότητα. Η σκέδαση L l του μετασχηματιστή, οφείλεται από τη μια στο γεγονός της μη τέλειας ζεύξης μεταξύ των τυλιγμάτων, και από την άλλη στη χρησιμοποίηση του διακένου, που όπως θα εξηγηθεί στο επόμενο κεφάλαιο, μειώνει την κύρια επαγωγιμότητα Lm του μετασχηματιστή. Η παρασιτική χωρητικότητα οφείλεται στην παρασιτική χωρητικότητα του Mosfet, των τυλιγμάτων και της διόδου Schottky (αν χρησιμοποιηθεί ) στην έξοδο (ανηγμένη στο πρωτεύον). Στο κύκλωμα όλες οι παρασιτικές χωρητικότητες μοντελοποιούνται με έναν πυκνωτή C parasitic συνδεδεμένο παράλληλα στον διακόπτη. Ιδιαίτερη αναφορά πρέπει να γίνει στην σκέδαση του κυκλώματος. Όταν άγει το τρανζίστορ, η επαγωγή του πρωτεύοντος μαγνητίζεται, δηλαδή η κύρια επαγωγή και η σκέδαση του πρωτεύοντος αποθηκεύουν ενέργεια. Το δευτερεύον τύλιγμα δεν άγει με αποτέλεσμα να υπάρχει μηδενική ζεύξη μεταξύ πρωτεύοντος και δευτερεύοντος δηλαδή κατά την περίοδο αγωγής του τρανζίστορ συμμετέχει μόνο η σκέδαση του πρωτεύοντος. Κατά την μετάβαση (κλείσιμο) όμως του διακόπτη υπάρχει ζεύξη μεταξύ πρωτεύοντος και δευτερεύοντος από την στιγμή που άγουν και τα δύο τυλίγματα όπως φαίνεται και από το σχήμα 3.8, και σαν di Vi nvo συνέπεια αυτού η κλίση με την οποία μειώνεται το ρεύμα του πρωτεύοντος 2 dt L n L εξαρτάται από όλη την σκέδαση του κυκλώματος, αλλά επειδή η σκέδαση του δευτερεύοντος είναι αμελητέα ποσότητα σε σχέση με την σκέδαση του πρωτεύοντος από εδώ και πέρα η σκέδαση όλου του κυκλώματος θα μοντελοποιείται με ένα πηνίο L l στο πρωτεύον. lp ls 31

44 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 3 Σχήμα 3.1 Προσέγγιση πραγματικού κυκλώματος του μετατροπέα Flyback. Χρονική περίοδος αγωγής του τρανζίστορ (0<t<δTs) : Το τρανζίστορ άγει με αποτέλεσμα να ρέει ρεύμα στο πρωτεύον. Όπως φαίνεται και στο σχήμα 3.2, η κύρια επαγωγή L m και η σκέδαση L l αποθηκεύουν ενέργεια. Στην χρονική στιγμή t t on το ρεύμα στο πρωτεύον i Lp έχει φτάσει στην μέγιστη τιμή του I L, peak. W W W 1 L I 2 1 L I 2 W 2 Lm m L, peak 2 Ll l L, peak Lm Ll, (DCM) 32

45 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 3 Σχήμα 3.2 Χρονική διάρκεια αγωγής του τρανζίστορ. Μετάβαση του διακόπτη (ton-< t <ton+ +Δt) : Κατά την μετάβαση του τρανζίστορ στο χρονικό διάστημα t t t on on, τα ρεύματα της κύριας επαγωγής και της σκέδασης είναι i ( t ) i ( t ) I γι αυτό και οι επαγωγές συμπεριφέρονται σαν πηγές ρεύματος, ενώ η Lp on Lp on L, pk χωρητικότητα του τρανζίστορ είναι αφόρτιστη και συμπεριφέρεται σαν βραχυκύκλωμα (σχήμα 3.3). 33

46 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 3 Σχήμα 3.3 Ισοδύναμο κύκλωμα μετατροπέα τύπου Flyback κατά την χρονική περίοδο μετάβασης του διακόπτη t on t t on. Στην συνέχεια το ρεύμα στο πρωτεύον δεν μηδενίζεται ακαριαία αλλά απαιτείται ένα μικρό χρονικό διάστημα t. Η κλίση με την οποία μειώνεται το ρεύμα στο πρωτεύον, εξαρτάται από την τιμή της σκέδασης και από την διαφορά δυναμικού που αναπτύσσεται στα άκρα της. V V ( V nv ) Ll DS i o di di V ( V nv ) di V nv VLl Ll dt dt Ll dt Ll DS i o i o VDS 0V (αρχικά) 34

47 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 3 Αυτή την στιγμή αρχίζει να φορτίζεται ο πυκνωτής. Ο ρυθμός με τον οποίο αναπτύσσεται η τάση στα άκρα του τρανζίστορ εξαρτάται από την μέγιστη τιμή του ρεύματος στο πρωτεύον και από την παρασιτική χωρητικότητα του κυκλώματος. dv dv L, pk ic C dt dt C parasitic I Όσο μεγαλύτερο το ρεύμα και μικρότερη η παρασιτική χρηστικότητα, τόσο πιο γρήγορα αναπτύσσεται η τάση στα άκρα του τρανζίστορ και τόσο μεγαλύτερη η υπέρταση που θα αναπτυχθεί, με αποτέλεσμα να κινδυνεύει άμεσα το στοιχείο με καταστροφή αν ξεπεραστεί η τάση διάσπασης του. Η υπέρταση σβήνει με υψίσυχνη ταλάντωση (σχήμα 3.4), η οποία αποτελεί θόρυβο ή αλλιώς ηλεκτρομαγνητική παρεμβολή (EMI) για τις γειτονικές συσκευές, ακόμα ένα πρόβλημα που πρέπει να αντιμετωπιστεί. Ένας τρόπος αντιμετώπισης της υπέρτασης είναι η τοποθέτηση πυκνωτή παράλληλα στο τρανζίστορ με αποτέλεσμα να υπερτίθεται στην παρασιτική χωρητικότητα του κυκλώματος, μειώνοντας έτσι την κλίση με την οποία αναπτύσσεται η τάση, δημιουργώντας έτσι μια χαμηλότερη υπέρταση. Σχήμα 3.4 Υψίσυχνες ταλαντώσεις και φαινόμενο υπέρτασης λόγω των παρασιτικών στοιχείων. 35

48 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 3 Το ύψος της υπέρτασης όπως φαίνεται από την σχέση 3.1 εξαρτάται ανάλογα και από την τετραγωνική ρίζα της σκέδασης του μετασχηματιστή. V V nv I DS,max i o L, pk C L l parasitic (3.1) 3.2 Παθητικά κυκλώματα προστασίας του τρανζίστορ από υπερτάσεις Η υπέρταση όπως έχει αναφερθεί, αν ξεπεράσει την τιμή διάσπασης του τρανζίστορ θα προκαλέσει την καταστροφή του. Ακόμα και να μην την ξεπεράσει, καταπονεί σημαντικά το στοιχείο μειώνοντας σημαντικά τον χρόνο ζωής του. Για αυτόν το λόγο κρίνεται επιτακτική η χρήση κυκλώματος προστασίας. Υπάρχουν παθητικά και ενεργά κυκλώματα για την προστασία του τρανζίστορ. Τα ενεργά προσφέρουν την ψηλότερη απόδοση αφού με την χρήση ενός επιπλέον τρανζίστορ γλιτώνονται οι απώλειες μετάβασης του κυρίως τρανζίστορ μαζί με τις απώλειες των υπερτάσεων, παρουσιάζεται όμως ιδιαίτερη δυσκολία στον έλεγχο των στοιχείων και κυρίως στον συγχρονισμό τους. Στην παρούσα μελέτη θα μελετηθούν δύο παθητικά κυκλώματα προστασίας, ένα με απώλειες (RCD) και ένα χωρίς (LC2D) Παθητικό κύκλωμα προστασίας με απώλειες (RCD) [1] Το παθητικό κύκλωμα προστασίας με απώλειες απαρτίζεται από μια δίοδο σε σειρά με έναν παράλληλο συνδυασμό αντίστασης και πυκνωτή, και όλα μαζί παράλληλα στο πρωτεύον τύλιγμα (Σχήμα 3.5). Για την μελέτη αυτού του βρόχου, ο παράλληλος συνδυασμός αντίστασης και πυκνωτή αρχικά θα θεωρηθεί σαν μια σταθερή πηγή τάσης V sn, όπως φαίνεται και στο πιο κάτω κύκλωμα. 36

49 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 3 Σχήμα 3.5 Κύκλωμα προστασίας RCD. Μόλις το τρανζίστορ σβήσει αναπτύσσεται τάση στα άκρα του. Παρόλο που η τάση στα άκρα των τυλιγμάτων έχει αλλάξει πολικότητα στο δευτερεύον δεν ρέει ρεύμα αφού όλη η ενέργεια της κύριας επαγωγής αναιρείται από την ενέργεια της σκέδασης φορτίζοντας έτσι τον πυκνωτή (σχήμα 3.6). Το δυναμικό στην κάθοδο της διόδου είναι V i V sn. Σχήμα 3.6 Ισοδύναμο κύκλωμα μετατροπέα τύπου Flyback με κύκλωμα προστασίας RCD κατά την χρονική περίοδο μετάβασης του διακόπτη t on t t on. 37

50 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 3 Μόλις η τάση στα άκρα του τρανζίστορ γίνει μεγαλύτερη από V i V sn κατά περίπου 1V, η δίοδος του snubber πολώνεται ορθά οδηγώντας έτσι την υπέρταση προς την συνεχή πηγή (δηλαδή η ενέργεια της σκέδασης οδηγείται στον πυκνωτή), προστατεύοντας έτσι το τρανζίστορ από περεταίρω καταπόνηση στα άκρα του (σχήμα 3.7). Ταυτόχρονα η δίοδος στο δευτερεύον άγει. Σχήμα 3.7 Ενεργοποίηση του κυκλώματος προστασίας κατά την εκτόνωση της ενέργειας της σκέδασης. Αυτή την στιγμή η τάση στα άκρα της σκέδασης είναι : V V ( V nv ) Ll DS i o V V V DS i sn V V nv Ll sn o Όταν αφαιρεθεί ο παλμός από την πύλη του τρανζίστορ το ρεύμα στο πρωτεύον μειώνεται με ρυθμό που καθορίζεται από την σκέδαση και την διαφορά δυναμικού που επικρατεί στα άκρα της. 38

51 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 3 Για να μηδενιστεί το ρεύμα αυτό χρειάζεται ένα χρονικό διάστημα Δt. Καθώς μειώνεται το ρεύμα στο πρωτεύον ταυτόχρονα αυξάνεται το ρεύμα στο δευτερεύον. Για αυτό και η δίοδος στην έξοδο παρόλο που είναι ορθά πολωμένη άγει αφού μηδενιστεί το ρεύμα στο πρωτεύον δηλαδή σε χρονικό διάστημα Δt μετά το σβήσιμο του τρανζίστορ, ή πιο σωστά θα μπορούσαμε να πούμε ότι ενώ η δίοδος ενώ έχει χρόνο μετάβασης μικρότερο από το χρονικό διάστημα Δt βλέπει την μέγιστη τιμή του ρεύματος μετά από χρόνο Δt. Όπως φαίνεται και στις πιο κάτω κυματομορφές η το ρεύμα της σκέδασης κατά το χρονικό διάστημα Δt αφαιρείται από το ρεύμα της κύριας επαγωγής με αποτέλεσμα η δίοδος να άγει στο ' ni peak και όχι στο ni peak. Σχήμα 3.8 Ηλεκτρικό ρεύμα πρωτεύοντος και δευτερεύοντος. [1] 39

52 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 3 Μελέτη της κυματομορφής της τάση στα άκρα του τρανζίστορ Λόγω της παρασιτικής χωρητικότητας χρειάζεται ένα χρονικό διάστημα μέχρι να χτιστεί η τάση στα άκρα του τρανζίστορ. Η υπέρταση (και το ύψος της) οφείλεται στην παρασιτική χωρητικότητα του κυκλώματος και την σκέδαση. Μετά το τέλος της, δηλαδή μετά το πέρας του Δt ακολουθεί αποσβεννύμενη ταλάντωση της οποίας η συχνότητα f leak (σχέση 3.2) εξαρτάται από την τιμή της σκέδασης και της παρασιτικής χωρητικότητας μόνο. Η κύρια επαγωγή σε αυτή την φάση δεν συμμετέχει αφού η ενέργεια της πλέον μεταφέρεται στην έξοδο (γιατί η δίοδος πλέον άγει). Παρατηρώντας την πιο κάτω κυματομορφή φαίνεται πώς το κύκλωμα προστασίας κόβει την υπέρταση. Επίσης φαίνεται η υψίσυχνη ταλάντωση που ακολουθεί. Σχήμα 3.9 Αποκοπή της υπέρτασης, υψίσυχνη ταλάντωση και DCM Valleys [1]. 40

53 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 3 Πρέπει να σημειωθεί ότι η δίοδος του κυκλώματος προστασίας από ένα σημείο της ταλάντωσης και μετά σβήνει. Προς το παρόν η δουλειά του κυκλώματος προστασίας έχει τελειώσει, μέχρι την επόμενη σβέση του τρανζίστορ. f leak 2 l 1 LC parasitic (3.2) (Είναι της τάξης των MHz, περίπου 2~3ΜΗz) Στην DCM λειτουργία όπως έχει φανεί και στην ιδανική ανάλυση του μετατροπέα, όταν το ρεύμα στο δευτερεύον μηδενιστεί (δηλαδή η κύρια επαγωγή απομαγνητιστεί πλήρως) η τάση στα άκρα του τρανζίστορ μειώνεται από V i nv o σε V i. Λαμβάνοντας όμως στα υπόψιν και τα παρασιτικά στοιχεία, στην τάση του τρανζίστορ λαμβάνει χώρα και μια δεύτερη ταλάντωση (όπως φαίνεται και στην προηγούμενη κυματομορφή) χαμηλότερης συχνότητας σε σχέση με την πρώτη ταλάντωση. Όταν σταματάει να άγει η δίοδος στο δευτερεύον η παρασιτική χωρητικότητα στο πρωτεύον είναι φορτισμένη αφού στα άκρα του έχει αναπτυχθεί τάση ίση με V i nv o. Σχήμα 3.10 Εκτόνωση της ενέργειας του πυκνωτή και DCM Valleys. 41

54 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 3 Μέχρι να πάρει τον επόμενο παλμό έναυσης το τρανζίστορ, ο πυκνωτής όπως φαίνεται και στο σχήμα 5.10, εκφορτίζεται με αποτέλεσμα λόγω της σκέδασης, της κύριας επαγωγής και του πυκνωτή η τάση στα άκρα του τρανζίστορ να αποσβένεται με ημιτονοειδή ταλάντωση. Η τάση στα άκρα του πυκνωτή είναι μεγαλύτερη της πηγής κατά nv o. Εκφορτίζεται μέχρι να πάρει παλμό το τρανζίστορ. Παρατηρώντας την κυματομορφή φαίνεται ότι η μέση τιμή της τάσης του τρανζίστορ κατά την εκ φόρτιση του πυκνωτή είναι περίπου ίση με V i. Το φαινόμενο αυτό αποτελεί χαρακτηριστικό της DCM λειτουργίας και αναφέρεται στην ξένη βιβλιογραφία ώς DCM Valleys. Η κυματομορφή της ταλάντωσης αυτής περιγράφεται από την λύση δευτεροβάθμιας διαφορική εξίσωσης (σχέση 3.3) με ένα σταθερό όρο και ένα μεταβαλλόμενο. 0t e V cos DS Vi nvo 2 0t 1 (3.3) ( L L) m l R l C parasitic 4( L L) m l Σχεδιασμός RCD κυκλώματος προστασίας (RCD Snubber) [1] Αρχικά πρέπει να επιλεγεί η τάση Vsn (σχήμα 5.11) που θα αναπτυχθεί στον πυκνωτή του snubber, τάση που θα καθορίσει σε ποιό ύψος θα κοπεί η υπέρταση, σε ποιό ύψος της υπέρτασης θα ανάψει η δίοδος του snubber. Eπιλέγεται ένας πυκνωτής τέτοιας χωρητικότητας και μια τέτοια αντίσταση ώστε να αναπτύσσεται η απαιτούμενη τάση στα άκρα του χρησιμοποιώντας όσο το δυνατόν λιγότερη ενέργεια από την πηγή εκτός από την ενέργεια της σκέδασης. Ιδιαίτερη προσοχή απαιτείται στην επιλογή της χωρητικότητας του πυκνωτή, γιατί αν είναι είναι πολύ μεγάλη, τότε για να αναπτυχθεί η απαιτούμενη τάση Vsn θα χρειάζεται πολύ μεγαλύτερη ενέργεια από αυτήν της σκέδασης με αποτέλεσμα να μειώνεται δραματικά η απόδοση του μετατροπέα. 42

55 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 3 Σχήμα 3.11 Τάση στην οποία ενεργοποιείται το κύκλωμα προστασίας. Vsn k BV V V D DSS d c,max os k D : συντελεστής ασφαλείας V os : το peak της υπέρτασης, λόγω της απότομη κλίσης του ρεύματος της διόδου του snubber κατά την έναυση της. Σχήμα 3.12 Κύκλωμα προστασίας RCD. 43

56 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 3 Υπολογισμός της αντίστασης του snubber [1] Ο υπολογισμός της αντίστασης προκύπτει από τον υπολογισμό των απωλειών σε αυτήν οι οποίες μπορούν να υπολογιστούν από τις εξής σχέσεις : P Rsn V R 2 sn sn (3.4) P V I f Rsn sn Dsn, av s (3.5) Όπου το I Dsn, av είναι η μέση τιμή του ρεύματος που διαρρέει την δίοδο του snubber και χρόνος σβέσης του. t ο I Dsn, av I P, pk 2 t, I t V P, pk sn L l nv o Εξισώνοντας τις σχέσεις (3.4) και (3.5) προκύπτει η σχέση για τον υπολογισμό την αντίστασης του : R sn 2V sn V sn nv o 2 fsip, pk Ll (3.6) Υπολογισμός της χωρητικότητας του πυκνωτή του snubber [1] Q Q 0 Q t t dq L,, ( ) ( ) P pk P pk i t Q ip t dt I dt P, pk dt t I Q P, pk 2 t I I t Όμως Q C V I CV L P, pk 2 t 44

57 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 3 LI 2 l P, pk Csn (3.7) 2 V ( Vsn nv o ) Η ελάχιστη τιμή της κυμάτωσης της τάσης που αναπτύσσεται στα άκρα του πυκνωτή δεν πρέπει να είναι μικρότερη από την nv o και η μέγιστη δεν πρέπει ξεπερνά μια οριακή τιμή πέραν της οποίας η τάση στα άκρα του τρανζίστορ ξεπερνάει την τάση διάσπασης του, γι άυτό τον λόγο η κυμάτωση επιλέγεται με βάση τα όρια των δύο αυτών τιμών ( V 0.02 V sn ). 45

58 ΚΕΦΑΛΑΙΟ Παθητικό κύκλωμα προστασίας χωρίς απώλειες (LC2D) Τα παθητικά κυκλώματα προστασίας με απώλειες πολλές φορές μειώνουν σε τέτοιο σημείο την απόδοση του μετατροπέα με αποτέλεσμα η χρησιμοποίηση τους να είναι ασύμφορη. Σαν εναλλακτική λύση προτείνονται τα παθητικά κυκλώματα προστασίας χωρίς απώλειες, με βασικά πλεονεκτήματα την επίτευξη μιας ψηλής απόδοσης περίπου στο 80% σε συνδυασμό με το χαμηλό κόστος, αλλά με μειονέκτημα τα την αύξηση του όγκου της κατασκευής λόγω του πηνίου και την αναπόφευκτα μεγάλη τάση που αναπτύσσεται στα άκρα του τρανζίστορ. H τοπολογία του κυκλώματος προστασίας όπως φαίνεται στο σχήμα 5.14 αποτελείται από 2 διόδους, έναν πυκνωτή και ένα πηνίο. Το πηνίο μπορεί να αποτελεί μέρος του μετασχηματιστή του μετατροπέα τύπου flyback ή να υλοποιείται σε ξεχωριστό πυρήνα όπως γίνεται και στην παρούσα μελέτη. Σχήμα 3.14 Κύκλωμα προστασίας LC2D. 46

59 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 3 Κατά την διάρκεια αγωγής του τρανζίστορ (σχήμα 3.15) ο πυρήνας του μετασχηματιστή αποθηκεύει ενέργεια ενώ παράλληλα ο πυκνωτής του snubber εκφορτίζεται μέσω του τρανζίστορ. Μέρος της ενέργειας του αποθηκεύεται στο πηνίο και η υπόλοιπη γειώνεται. Η δίοδος D2 άγει και ο πυκνωτής φορτίζεται αντίθετα. Η δίοδος D1 βρίσκεται σε αποκοπή γιατί το δυναμικό στην κάθοδο της είναι μεγαλύτερο από το δυναμικό στην άνοδο. Σχήμα 3.15 Χρονική διάρκεια αγωγής του τρανζίστορ. Mόλις το τρανζίστορ σβήσει (σχήμα 3.16) οι τάσεις στα άκρα όλων των πηνίων αλλάζουν πολικότητα ως απότελεσμα της ιδιότητας τους να αντιδρούν στην απότομη μεταβολή του ρεύματος. Η κύρια επαγωγή δίνει την ενέργεια της στην έξοδο ενώ η ενέργεια της σκέδασης μεταφέρεται στον πυκνωτή του snubber φορτίζοντας τον. Όπως φαίνεται ο πυκνωτής Csn έχει τον ρόλο της ενδιάμεσης αποθήκευσης ενέργειας της σκέδασης. Το πηνίο του snubber απομαγνητίζεται μέσω της D2 και φορτίζει τον πυκνωτή αντίθετα μέχρι να πολωθεί ορθά η D1 δηλαδή δίνει πίσω την ενέργεια του. 47

60 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 3. Σχήμα 3.16 Χρονική διάρκεια αποκοπής του τρανζίστορ. Έτσι σε αδρές γραμμές η ενέργεια της σκέδασης ταλαντώνεται ανάμεσα στον πυκνωτή, το πηνίο και στο πρωτεύον τύλιγμα του μετασχηματιστή ως άεργος ισχύς. Παρά το γεγονός ότι η ενέργεια αυτή δεν χάνεται, εντούτοις η διαχείρισή της ως άεργος ισχύς επιβαρύνει το τρανζίστορ με επιπλέον απώλειες αγωγής. 48

61 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 3 Αν και αυτό το κύκλωμα προστασίας θεωρείται καταλληλότερο από ενεργειακής άποψης, κατά τον σχεδιασμό του παρουσιάζονται αρκετοί περιορισμοί στην λειτουργία του μετατροπέα. Η επιλογή της χωρητικότητας εξαρτάται αρχικά από την σκέδαση του μετασχηματιστή. Ο πυκνωτής του snubber πρέπει να επιλεγεί με τέτοιο τρόπο ώστε να προλαβαίνει η ενέργεια της σκέδασης να μεταφερθεί σε αυτόν, σε χρονικό διάστημα μικρότερο από τον ελάχιστο χρόνο αποκοπής του τρανζίστορ δηλαδή σε χρονικό διάστημα ίσο με T 4. t WLleak WLleak off,min T 4 2 L t t WLleak t leak off,min C sn L 2 LleakCsn t 2 t (1 ) max leak C sn off,min s 1 2s Csn (1 max ) L leak 2 (3.8) t : χρονική διάρκεια μεταφοράς της ενέργειας της σκέδασης στον πυκνωτή Wleak Παράλληλα όμως η επιλογή του πυκνωτή εξαρτάται και από την τάση VDS που θα αναπτυχθεί στα άκρα του τρανζίστορ. Πρέπει να γίνει μια τέτοια επιλογή ώστε η τάση που θα αναπτυχθεί στον πυκνωτή να είναι μεγαλύτερη από την τάση της εξόδου ανηγμένης στο πρωτεύον για να υπάρχουν οι προϋπόθεσες να μεταφέρεται η ενέργεια του πυρήνα στην έξοδο, αλλά ταυτόχρονα να μην είναι τόσο μεγάλη ώστε η τάση στα άκρα του τρανζίστορ να υπερβαίνει τάση διάσπασης του. 49

62 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 3 V Cmax nv V BV V o C max DSS i,max W 1 L 2 I W 1 C V 2 2 Lleak leak P, pk 2 Csn sn C max W W V I Lleak Csn C max P, pk L C leak sn L I leak P, pk VCpeak nvo IP, pk nvo Csn Lleak Csn nvo 2 L leak P, pk VCpeak BVDSS Vi,max IP, pk BVDSS Vi,max Csn Lleak C sn BVDSS V i,max I 2 min sn max 2 2 I P, pk IP, pk Lleak Csn L leak BVDSS V i,max nvo C C C (3.9) Έτσι τη χωρητικότητα του πυκνωτή πρέπει επιπλέον να είναι μεγαλύτερη από μια τιμή να μην ξεπερνάει η τάση VDS την τάση διάσπασης του τρανζίστορ, και μικρότερη από μια τιμή C max για να μπορεί η ενέργεια της κύριας επαγωγής να μεταφέρεται στην έξοδο. Cmin για 50

63 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 3 Με βάση την σχέση V I C max P, pk L C leak sn γίνεται φανερό ότι η V C max εξαρτάται από το I P, pk δηλαδή από το φορτίο στην έξοδο. Οπότε υπάρχει κατώτατο και ανώτατο όριο στο φορτίο εξόδου. Αν το φορτίο που θα τροφοδοτήσει ο μετατροπέας είναι μεγαλύτερο από μια μέγιστη τιμή τότε η τάση που αναπτύσσεται στα άκρα του τρανζίστορ είναι μεγαλύτερη από την τάση διάσπασης του, ενώ αν είναι μικρότερο δεν υπάρχουν οι προϋποθέσεις για να μεταφερθεί η ενέργεια του πυρήνα στην έξοδο με αποτέλεσμα η τάση εξόδου να είναι μικρότερη από την αναμενόμενη. Άρα η ορθή λειτουργία του μετατροπέα οριοθετείται και από το ρεύμα εξόδου. Τέλος με βάση την χωρητικότητα του πυκνωτή επιλέγεται η επαγωγή του πηνίου Lsn έτσι ώστε κατά την ελάχιστη διάρκεια αγωγής του τρανζίστορ να προλαβαίνει ο πυκνωτής να δώσει όλη την ενέργεια του στο πηνίο του snubber. t t t WCsn WCsn on,min T LsnC 4 2 t on,min L C sn 2 min sn t s sn on,min 2 1 mins Lsn 2 C sn (3.10) t : χρονική διάρκεια μεταφοράς της ενέργειας του πυκνωτή στο πηνίο WCsn. 51

64 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 3 Συνοπτικά επιλέγεται πυκνωτής Csn μια χωρητικότητα που να πληρεί τις πιο κάτω προϋποθέσεις C sn 1 L leak 2s (1 max ) I P, pk IP, pk Lleak Csn L leak BVDSS V i,max nvo και ακολούθως επιλέγεται η επαγωγή του πηνίου Lsn με βάση την σχέση L 1 min s sn 2 C sn 2 και όλα αυτά με την προϋπόθεση ότι ρεύμα εξόδου βρίσκεται μέσα στα όρια I I I o,min o o,max και πιο συγκεκριμένα C nv I ( BV V ) sn o p DSS i,max Lsn C L sn sn. Αναφορές [1] Christophe P.Basso : Switch Mode Power Supplies, Spice Simulations and Practical Designs, McGraw-Hill. 52

65 53

66 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 4 54

67 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 4 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 4 ΣΧΕΔΙΑΣΗ ΥΨΙΣΥΧΝΩΝ ΜΑΓΝΗΤΙΚΩΝ ΣΤΟΙΧΕΙΩΝ- ΜΕΤΑΣΧΗΜΑΤΙΣΤΗΣ ΤΥΠΟΥ FLYBACK ΚΑΙ ΚΑΜΠΥΛΗ ΜΑΓΝΗΤΙΣΗΣ 4.1 Εισαγωγή Οι μετασχηματιστές και τα πηνία αποτελούν το σημαντικότερο τμήμα των μετατροπέων ισχύος με έμφαση τα διακοπτικά τροφοδοτικά. Η σχεδίαση των υψίσυχνων μαγνητικών στοιχείων στα διακοπτικά τροφοδοτικά παρουσιάζει σημαντικές ιδιαιτερότητες σε σχέση με τα πηνία και τους μετασχηματιστές ισχύος που λειτουργούν στην συχνότητα του δικτύου. Τα μαγνητικά στοιχεία καθορίζουν σε μεγάλο βαθμό την λειτουργική συμπεριφορά του διακοπτικού τροφοδοτικού όσον αφορά την ρύθμιση της κυμάτωσης του ρεύματος, τον θόρυβο, το βαθμό απόδοσης και την αξιοπιστία. Ειδικότερα στην περίπτωση του μετασχηματιστή τύπου Flyback, ο αριθμός των περιορισμών αυξάνεται σημαντικά σε σχέση με τους μετασχηματιστές και τα πηνία των Forward και Push-Pull, λόγω των πολλαπλών λειτουργιών που καλείται να φέρει εις πέρας, γεγονός που καθιστά την σχεδίαση του πολυπλοκότερη. Η διαδικασία της σχεδίασης ενός πηνίου ή ενός μετασχηματιστή περιλαμβάνει : Την επιλογή του υλικού του πυρήνα. Την επιλογή της γεωμετρίας του πυρήνα. Την επιλογή του μεγέθους του πυρήνα. Τον υπολογισμό του διακένου στον πυρήνα. Την επιλογή της μορφής και της διατομής του αγωγού, του αριθμού των σπειρών και της μεθόδου περιέλιξης των τυλιγμάτων. Η αρχή λειτουργίας των πηνίων και των μετασχηματιστών βασίζεται στους νόμους του ηλεκτρομαγνητισμού γι αυτό το λόγo κρίνεται απαραίτητη μια σύντομη αναδρομή στις βασικές αρχές τους. 55

68 ΚΕΦΑΛΑΙΟ Μαγνητικό πεδίο Βασική πηγή του μαγνητικού πεδίου αποτελεί το ηλεκτρικό ρεύμα. Όταν ένας αγωγός διαρρέεται από ηλεκτρικό ρεύμα δημιουργεί γύρω του μαγνητικό πεδίο, του οποίου η φορά ορίζεται με τον κανόνα του δεξιού χεριού. Με βάση τον Νόμο Ampere : ds 2 r (για συνεχές ρεύμα) Στα σιδηρομαγνητικά υλικά τα μαγνητικά πεδία των ατόμων είναι προσανατολισμένα σε πολύ μικρές περιοχές του υλικού τις περιοχές Weiss. Όταν οι περιοχές Weiss του υλικού είναι προσανατολισμένες στην ίδια κατεύθυνση το υλικό χαρακτηρίζεται μαγνητισμένο, ενώ όταν είναι τυχαία προσανατολισμένες χαρακτηρίζεται αμαγνήτιστο. Η μορφή του μαγνητικού πεδίου παριστάνεται με τις μαγνητικές γραμμές (κλειστές διαδρομές). Όσο πιο πυκνές τόσο πιο έντονο το μαγνητικό πεδίο. 4.3 Μεγέθη μαγνητικού πεδίου : ηλεκτρικό ρεύμα (Α) F NI, (Α-t) (Το άθροισμα των ρευμάτων από όλες τις σπείρες καλείται μαγνητεγερτική δύναμη) Με βάση τον Νόμο Ampere : F Hdl F Hl (για ομογενές τμήμα του μαγνητικού υλικού με ομοιόμορφη διατομή) NI H, l t m 56

69 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 4 Η : ένταση ηλεκτρικού πεδίου (εκφράζει το έργο που καταβάλλει το ρεύμα για την δημιουργία μαγνητικού πεδίου) Φ : μαγνητική ροή, (Weber) (εκφράζει τον αριθμό των μαγνητικών γραμμών ) B, (Tesla) (εκφράζει τον αριθμό των μαγνητικών γραμμών που διέρχονται μέσα από μια επιφάνεια) Rm: μαγνητική αντίσταση (αποτελεί ένα μέτρο αντίδρασης του μαγνητικού κυκλώματος προς την μαγνητική ροή) R m l l : μήκος διαδρομής της μαγνητικής γραμμής μέσα στο υλικό Α : εμβαδό διατομής του υλικού μ : μαγνητική διαπερατότητα F R m (Αντίστοιχος νόμος του Ωhm για τα μαγνητικά κυκλώματα ) l l Σχέση που περιγράφει την καμπύλη μαγνήτισης. 57

70 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 4 Πιο κάτω παρατίθεται πίνακας δύο συστημάτων μονάδων μέτρησης,του cgs (centimeter-grammeter) και του mks(meter-kilogram-second), καθώς η μετατροπή από το ένα στο άλλο. mks ή SI cgs ή Gauss Μετατροπή από cgs σε mks Μαγνητική επαγωγή Β Tesla Gauss 10-4 Ένταση μαγνητικού πεδίου Η (A-t)/m Oersted 1000/4π Μαγνητική διαπερατότητα του κενού μο 4π π10-7 Πίνακας 4.1 Μετατροπή από mks σε cgs. μ: μαγνητική διαπερατότητα μο: μαγνητική διαπερατότητα του κενού (σταθερή) μr: σχετική μαγνητική διαπερατότητα (για κάθε υλικό διαφορετική) r 58

71 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 4 Με βάση την τιμή της μαγνητικής διαπερατότητας μ, τα υλικά κατατάσσονται στις εξής κατηγορίες: Αμαγνητικά υλικά με μαγνητική διαπερατότητα μ=μο=1. Δεν έλκονται ούτε απωθούνται από τους μαγνήτες(π.χ. αέρας, κενό). Διαμαγνητικά υλικά με μαγνητική διαπερατότητα μ<1 (λίγο μικρότερη από το 1).Απωθούνται από τους μαγνήτες(π.χ. ψευδάργυρος). Παραμαγνητικά υλικά με μαγνητική διαπερατότητα μ>1 (λίγο μεγαλύτερη από το 1).Έλκονται ελαφριά από τους μαγνήτες(π.χ. μαγγάνιο, βρώμιο). Σιδηρομαγνητικά υλικά με μαγνητική διαπερατότητα μ>>1 (π.χ. σίδηρος, φερρίτες, διάφορα κράματα τους) 4.4 Καμπύλη μαγνήτισης Ο-Α : γραμμική περιοχή Α-Β : γόνατο Β-Γ : κόρος Σχήμα 4.1 Καμπύλη μαγνήτισης. 59

72 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 4 H κλίση σε οποιοδήποτε σημείο της καμπύλης δίνει την μαγνητική διαπερατότητα μ. Σε κάθε περιοχή της καμπύλης η μαγνητική διαπερατότητα είναι διαφορετική. Όπως φαίνεται στην καμπύλη μαγνήτισης του σχήματος 4.1 και από τους πυρήνες του σχήματος 4.2 για μηδενικό ρεύμα δεν παράγεται μαγνητικό πεδίο. Αυξάνοντας την ένταση του ηλεκτρικού ρεύματος (δηλαδή την πεδιακή ένταση Η) δημιουργείται μαγνητική ροή. Στην γραμμική περιοχή η εξάρτηση του μαγνητικού πεδίου από το ρεύμα είναι γραμμική. Στο γόνατο η μαγνητική διαπερατότητα αρχίζει να μειώνεται γι αυτό και το μαγνητικό πεδίο δεν αυξάνεται τόσο γρήγορα όπως στην γραμμική περιοχή. Στον κόρο φτάνει ο πυρήνας όταν δεν χωράει άλλες μαγνητικές γραμμές. Περαιτέρω αύξηση του ηλεκτρικού ρεύματος δεν συνεισφέρει στην αύξηση του παραγόμενου μαγνητικού πεδίου. Σχήμα 4.2 (α) Συμπεριφορά πυρήνα για μηδενικό ρεύμα. (β) Συμπεριφορά πυρήνα στην γραμμική περιοχή και στο γόνατο. (γ) Συμπεριφορά πυρήνα στον κόρο. [1] Τα αμαγνητικά υλικά όπως φαίνεται στην καμπύλη μαγνήτισης του σχήματος 4.3 έχουν πολύ μικρή μαγνητική διαπερατότητα (μ=μο=1). Αυτό έχει σαν αποτέλεσμα να χρείαζεται μεγάλης έντασης ηλεκτρικό ρεύμα για την παραγωγή του απαιτούμενου μαγνητικού πεδίου, όπως φαίνεται και στην πιο κάτω καμπύλη μαγνήτισης. Επίσης μικρή μαγνητική διαπερατότητα σημαίνει μεγάλη μαγνητική αντίσταση Rm με αποτέλεσμα να μην μπορεί ο οριστεί ένα σαφές μονοπάτι για την δημιουργία ωφέλιμης μαγνητικής ροής. 60

73 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 4 Σχήμα 4.3 Καμπύλη μαγνήτισης στα αμαγνητικά υλικά. [1] Με την χρησιμοποίηση πυρήνα (σχήμα 4.4) από σιδηρομαγνητικό υλικό, παράγεται μαγνητικό πεδίο μεγάλης έντασης διεγείροντας τον πυρήνα με χαμηλής έντασης ηλεκτρικό ρεύμα, αφού η μαγνητική διαπερατότητα είναι κατά πολύ μεγαλυτερη της μονάδας (μ=μο μr). Έτσι ορίζεται καλύτερα το μονοπάτι (αφού η Rm είναι μικρή) για τις μαγνητικές δυναμικές γραμμές και ο πυρήνας μπορεί να αποθηκεύσει μεγάλα ποσά ενέργειας. Γι αυτό το λόγο επιβάλλεται η χρησιμοποιήση σιδηρομαγνητικών υλικών για την κατασκευή πηνίων και μετασχηματιστών. Σχήμα 4.4 καμπύλη μαγνήτισης στα σιδηρομαγνητικά υλικά. [1] 61

74 ΚΕΦΑΛΑΙΟ Βρόχος υστέρησης και απώλειες υστέρησης Σχήμα 4.5 Βρόχος υστέρησης. Ένας πλήρως απομαγνητισμένος σιδηρομαγνητικός πυρήνας, διεγείρεται από ημιτονοειδής μορφής ηλεκτρικό ρεύμα (Η καμπύλη μαγνήτισης για μηδενικό ρεύμα βρίσκεται στο σημείο Χ). Αρχικά οι περιοχές Weiss είναι τυχαία προσανατολισμένες. Καθώς το ρεύμα αυξάνεται μαγνητίζεται ο πυρήνας μέχρι τον κόρο( ΒS).Σε αυτό το σημείο οι μαγνητικές περιοχές έχουν όλες τον ίδιο προσανατολισμό. Όταν το επιβαλλόμενο πεδίο αρχίζει να ελαττώνεται η καμπύλη μαγνήτισης ακολουθεί διαφορετική διαδρομή. Έτσι κατά τον μηδενισμό της πεδιακής έντασης, ο πυρήνας δεν απομαγνητίζεται πλήρως, αλλά υπάρχει μια παραμένουσα μαγνήτιση (Βr). Για να μηδενιστεί η μαγνητική επαγωγή απαιτείται η επιβολή ενός αρνητικού πεδίου Ηc που ονομάζεται κατασταλτικό πεδίο. Με περαιτέρω αύξηση της H κατά την αρνητική φορά ο πυρήνας φτάνει στον κορεσμό κατά την αρνητική φορά. Μειώνοντας την πεδιακή ένταση στο μηδέν πάλι υπάρχει παραμένουσα μαγνήτιση. Εφαρμόζοντας θετικό κατασταλτικό πεδίο ο πυρήνας απομαγνητίζεται πλήρως και συνεχίζοντας την αύξηση της πεδιακής έντασης Η, ο πυρήνας φτάνει ξανά στον κόρο. Αυτό το φαινόμενο ονομάζεται φαινόμενο υστέρησης και ο διαγραφόμενος βρόχος είναι ο βρόχος υστέρησης. Επαναλαμβάνοντας το βρόχο αρκετές φορές μπορεί να παρατηρήσει κανείς ότι τα ΒS 62

75 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 4 και Βr μειώνονται με την πάροδο του χρόνου λόγω της αύξησης της θερμοκρασίας του υλικού η οποία οφείλεται στην ενέργεια που προσφέρεται για την απομαγνήτιση του υλικού. Το εμβαδό του βρόχου υστέρησης πολλαπλασιασμένο με την συχνότητα με την οποία διαγράφεται ο βρόχος δίνει τις απώλειες υστέρησης. Οφείλονται στην ενέργεια που απαιτείται για να αλλάξουν μορφή τα τοιχώματα block (Tοιχώματα block : κάθε περιοχή Weiss χωρίζεται με την γειτονική της με μια ζώνη μετάβασης μέσα στην οποία οι μαγνητικές ροπές αλλάζουν προοδευτικά διεύθυνση πόλωσης ). P k f B a b clh h ac k,, h a b συντελεστές οι οποίοι εξαρτούνται από το υλικό του πυρήνα 4.6 Χρήση διακένου Στα σιδηρομαγνητικά υλικά όπως φαίνεται και στο σχήμα 4.6 σχεδόν όλη η μαγνητική ενέργεια που αποθηκεύεται στον πυρήνα χάνεται σε απώλειες υστέρησης λόγω της μεγάλης μαγνητικής διαπερατότητας μ που τα χαρακτηρίζει. Με άλλα λόγια αποθηκεύονται μεγάλα ποσά ενέργειας αλλά δεν μπορούν να χρησιμοποιηθούν. Λύση στο πρόβλημα αυτό δίνει η χρησιμοποίηση διακένου. Σχήμα 4.6 Απώλειες υστέρησης. [1] Με τη χρήση διακένου όπως θα αποδειχτεί στη συνέχεια αυξάνεται η μαγνητική αντίσταση Rm του υλικού,(άρα μειώνεται η σχετική μαγνητική του διαπερατότητα μr ) και σαν συνέπεια αυτού μειώνεται η κλίση της καμπύλης μαγνήτισης (Σχήμα 4.7). Έτσι είναι δυνατόν να αποθηκευτούν 63

76 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 4 μεγαλύτερα ποσά ενέργειας στον πυρήνα. Όλη η ενέργεια αποθηκεύεται στο διάκενο και στις μονώσεις μεταξύ των αγωγών. Σχήμα 4.7 Καμπύλη μαγνήτισης με διάκενο και χωρίς. [1] Σχήμα 4.8 Τοποθέτηση διακένου. [1] Όταν τοποθετείται διάκενο η μαγνητική αντίσταση του πυρήνα μεγαλώνει. Θεωρείται σαν ένα ενιαίο μαγνητικό κύκλωμα ο πυρήνας μαζί με το υλικό του διακένου. 64

77 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 4 R R R R R m, tot m gap m gap l A l g A o l t l l A A A e g o ltot o r e e lg l lg 1r l o o r μe : μαγνητική διαπερατότητα του τελικού μαγνητικού κυκλώματος 1 1 lg l e o r o c g s o 1, ( 1 r πολύ μικρό, αγνοείται) l e l g Βάση αυτής της σχέσης φαίνεται ότι αυξάνοντας το μήκος του διακένου η ολική μαγνητική διαπερατότητα του μαγνητικού κυκλώματος μειώνεται άρα η μαγνητική αντίσταση του κυκλώματος R m, tot αυξάνεται. Aπό τον Νόμο του Faraday: d e dt, : πεπλεγμένη ροή d d db e N NA dt dt dt όμως B l 2 di di e L l dt dt 2 l L όμως για πυρήνα με διάκενο e l l g 65

78 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 4 L l g 2 L : επαγωγή μαγνήτισης (ή αμοιβαία επαγωγή). Από δώ και πέρα θα συμβολίζεται με Lm (Εκφράζει το ωφέλιμο μαγνητικό πεδίο). Από την πιο πάνω σχέση φαίνεται ότι αυξάνοντας το μήκος του διακένου μειώνεται η αμοιβαία επαγωγή. Δηλαδή χάνεται μέρος του ωφέλιμου μαγνητικού πεδίου σε σκέδαση. Υπάρχει αύξηση του ρεύματος μαγνήτισης (το οποίο παράγει το ωφέλιμο μαγνητικό πεδίο) χωρίς να συμβάλλει στην ισχύ εξόδου του πυρήνα. Δηλαδή προσπαθώντας να διορθώσουμε την καμπύλη μαγνήτισης με τη χρήση διακένου αυξάνεται η σκέδαση γεγονός που δημιουργεί μεγάλο πρόβλημα στο κύκλωμα του μετατροπέα τύπου Flyback, όσον αφορά το βαθμό απόδοσης του, όπως θα φανεί στην συνέχεια. 66

79 ΚΕΦΑΛΑΙΟ Υλικό πυρήνα Τα υλικά κατασκευής πυρήνων στα πηνία και τους μετασχηματιστές είναι : Κράματα σιδήρου με μικρό ποσοστό προσμίξεων από άλλα υλικά (π.χ. πυρίτιο) Οι φερρίτες Πυρήνες από κράματα σιδήρου Εμφανίζουν μεγάλη μαγνητική επαγωγή κορεσμού (κοντά στο 1 Telsa) και για αυτό μπορούν να αποθηκεύσουν μεγάλα ποσά ενέργειας, αλλά παρουσιάζουν μεγάλο βρόχο υστέρησης, άρα και μεγάλες απώλειες υστέρησης. Λόγω της μεταβαλλόμενης τάσης που εφαρμόζεται στα άκρα των μετασχηματιστών ή (πηνίων) επάγονται, σύμφωνα με τον νόμο του Faraday, δινορεύματα στο εσωτερικό του πυρήνα, τα οποία ακολουθούν κυκλική τροχιά. Ο σίδηρος από τη φύση του έχει μικρή ειδική αντίσταση με αποτέλεσμα τα δινορεύματα να είναι μεγάλης έντασης και να προκαλούν μεγάλες απώλειες, τις απώλειες δινορευμάτων. Το πρόβλημα αυτό λύνεται μειώνοντας το μήκος της διαδρομής των δινορευμάτων, κατασκευάζοντας τους πυρήνες από δυναμοελάσματα μονωμένα μεταξύ τους. Έτσι αυξάνεται η ειδική αντίσταση του υλικού, χωρίς να αυξάνεται η μαγνητική του αντίσταση. Αλλά ακόμα και με αυτή την τεχνική τα μαγνητικά στοιχεία μπορούν να δουλέψουν χωρίς σημαντικές απώλειες μέχρι τα 5kHz περίπου. Στα διακοπτικά τροφοδοτικά η συχνότητα φτάνει μέχρι και 200 khz (γιατί όπως θα εξηγηθεί στη συνέχεια η ψηλή συχνότητα συνεπάγεται μικρότερο σε όγκο πυρήνα). Σε τόσο ψηλές συχνότητες στους μετασχηματιστές από κράματα σιδήρου, οι απώλειες υστέρησης και δινορευμάτων, το άθροισμα των οποίων αποτελεί τις απώλειες πυρήνα αυξάνονται σημαντικά, με αποτέλεσμα να μειώνεται σημαντικά ο βαθμός απόδοσης ολόκληρης της κατασκευής. Για αυτό το λόγο πυρήνες από κράματα σιδήρου βρίσκουν εφαρμογή μόνο σε χαμηλές συχνότητες (π.χ. του δικτύου 50 Ηz) και σε εφαρμογές υψηλής ισχύος λόγο της μεγάλης μαγνητικής επαγωγής κορεσμού που τις χαρακτηρίζει. 67

80 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 4 Πυρήνες από φερρίτη Manganese zinc Nickel Zinc Εμφανίζουν μεγάλη ειδική αντίσταση με αποτέλεσμα την καταστολή της επίδρασης των δινορευμάτων. Η μαγνητική επαγωγή κορεσμού του υλικού είναι μικρότερη από του σιδήρου,περίπου στα 0,42Telsa, και ο βρόχος υστέρησης είναι πολύ στενός. Δηλαδή οι πυρήνες από φερρίτη εμφανίζουν πολύ χαμηλές απώλειες υστέρησης σε σχέση με του σιδήρου και σχεδόν μηδενικές απώλειες δινορευμάτων. Το γεγονός αυτό καθιστά τους πυρήνες από φερρίτη την ιδανική επιλογή για την κατασκευή υψίσυχνων μαγνητικών στοιχείων. Απώλειες υστέρησης στους φερρίτες P k f B clh h ac. Στο πιο κάτω σχήμα φαίνονται οι διαφορές στην καμπύλη μαγνήτισης των πιο πάνω κατηγοριών. Σχήμα 4.9 (α) Καμπύλη μαγνήτισης πυρήνα από κράματα σιδήρου. (β) Καμπύλη μαγνήτισης πυρήνα από φερρίτη. [1] 68

81 ΚΕΦΑΛΑΙΟ Γεωμετρία πυρήνων από φερρίτη Τα διάφορα κράματα επιλέγονται και αναμειγνύονται για την επίτευξη της επιθυμητής μαγνητικής διαπερατότητας. Ακολούθως μπαίνουν σε καλούπι στο επιθυμητό σχήμα. Γενικά οι πυρήνες από φερρίτη φτιάχνονται σε όποιο σχήμα χρειάζεται ο μηχανικός. Διακρίνονται σε δύο κυρίως κατηγορίες: Πυρήνες με δακτυλειοδή μορφή Πυρήνες με μπομπίνα Σε κάθε γεωμετρική μορφή είναι διαθέσιμες αρκετές διαστάσεις, ανάλογα με την ισχύ λειτουργίας. Δακτυλειοδής πυρήνας : εμφανίζουν μικρότερο κόστος σε σχέση με τους πυρήνες με μπομπίνα, όμως η τοποθέτηση των τυλιγμάτων απαιτεί ειδικό εξοπλισμό υψηλού κόστους. Πυρήνες με μπομπίνα : μερικοί τύποι πυρήνων με μπομπίνα είναι οι EE, ETD, RM, POT. POT: βασικό τους χαρακτηριστικό η στενή τους είσοδος. Μειώνει το ακτινοβολούμενο μαγνητικό πεδίο δηλαδή προσφέρει προστασία από ΕΜΙ και RFI παρεμβολές. Αυτή η στενή είσοδος αποτελεί ταυτόχρονα μειονέκτημα αφού στην περίπτωση μεγάλων ρευμάτων, χρησιμοποιούνται καλώδια με μεγάλη διατομή, με αποτέλεσμα να είναι δύσκολη η τοποθέτηση του τυλίγματος. Το ίδιο συμβαίνει και στους μετασχηματιστές με πολλαπλές εξόδους. ΕΕ: όπως φαίνεται και στο σχήμα υπάρχει αρκετός χώρος για μπει το τύλιγμα. Αυτό από την μια δεν μειώνει τις ΕΜΙ και RFI παρεμβολές, αλλά όσον αφορά την περίπτωση των πολλαπλών εξόδων αποτελεί ιδανική λύση. Η ψύξη είναι πολύ καλύτερη αφού ο πυρήνας δεν περιβάλλει το μεγαλύτερο μέρος του τυλίγματος. Το μεσαίο πόδι είναι τετραγωνικό. ETD: ίδιος με τον ΕΕ με τη διαφορά ότι το μεσαίο πόδι είναι κυκλικό. Το κυκλικό πόδι δίνει την ευχέρεια στον μηχανικό να φτιάξει τύλιγμα με μικρότερο μήκος σε σχέση με το τετραγωνικό (για ίδιο αριθμό σπειρών), με αποτέλεσμα αντίσταση στο τύλιγμα να είναι μικρότερη, άρα και πιο χαμηλές απώλειες σε αυτό. RM: αποτελεί ένα συνδυασμό μεταξύ ΕΕ και Ρot. Ο πυρήνας καλύπτει μεγαλύτερη επιφάνεια του τυλίγματος σε σχέση με τον ΕΕ αλλά όχι όσο ο Ρot. Η τοποθέτηση του τυλίγματος είναι πιο εύκολη 69

82 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 4 σε σχέση με τον Ρot λίγο πιο δύσκολη σε σχέση με τον ΕΕ. Μικρότερες ΕΜΙ και RFI παρεμβολές σε σχέση με ΕΕ, μεγαλύτερες σε σχέση με τον Ρot. Καλύτερη ψύξη σε σχέση με Ρot. Τέλος επιβάλλεται να γίνει μια σύγκριση μεταξύ των πυρήνων με μπομπίνα σχετικά με το μήκος του μεσαίου ποδιού. Στους ΕΕ και ETD είναι μακρύ ενώ στους υπόλοιπους κοντό. Σχήμα 4.10 Γεωμετρία πυρήνων. [1] 4.9 Επιλογή καλωδίων Circular mil (CM) : Ένα CM ισοδυναμεί με το εμβαδό ενός κυκλικού αγωγού με διάμετρο ίση με 0,001 ίντσες (δηλαδή με 2, m) 70

83 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 4 Για να υπολογιστεί την διατομή του καλωδίου χρησιμοποιείται η εξής μέθοδος. Για ηλεκτρικό ρεύμα έντασης 1Α(rms) χρειάζεται αγωγός με εμβαδό 500CM. Για π.χ. 5 Α πόσα CM χρειάζεται; CM ; CM 500 xirms A Με βάση την τιμή που θα υπολογιστεί για τα CM, από τον πίνακα 4.2 της επόμενης σελίδας επιλέγεται το καλώδιο με την κοντινότερη τιμή (σε CM) και με βάση αυτή μπορεί να βρεθεί η διάμετρος του καλωδίου. 71

84 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 4 Πίνακας 4.2 Πίνακας καλωδίων. [1] 72

85 ΚΕΦΑΛΑΙΟ Επιδερμικό φαινόμενο Όταν ένας αγωγός διαρρέεται από μεταβαλλόμενο ηλεκτρικό ρεύμα παράγεται εντός του αγωγού μεταβαλλόμενο μαγνητικό πεδίο. Αυτό με τη σειρά του επάγει ρεύματα στον αγωγό (νόμος Faraday) με τέτοια φορά ώστε να αναιρούν το αίτιο που τα προκάλεσε δηλαδή το μεταβαλλόμενο ρεύμα (νόμος Lens). Στο εσωτερικό του αγωγού τα δινορεύματα έχουν αντίθετη φορά σε σχέση με το κύριο ρεύμα με αποτέλεσμα να το αναιρούν, ενώ στην εξωτερική επιφάνεια έχουν την ίδια. Σαν αποτέλεσμα αυτού η πυκνότητα του ρεύματος είναι μέγιστη στην επιφάνεια του αγωγού και μειώνεται εκθετικά προς το εσωτερικό του. Αυτό έχει σαν συνέπεια να μειώνεται η επιφάνεια του αγωγού από την οποία ρέει το ρεύμα, δηλαδή να αυξάνεται η αντίσταση του αγωγού με αποτέλεσμα αυξάνονται οι απώλειες στα τυλίγματα. Τα καλώδια των τυλιγμάτων στους υψίσυχνους μετασχηματιστές διαρρέονται από ρεύματα με συχνότητες μέχρι και 200kHz με άμεση συνέπεια να μεγαλώνουν οι απώλειες λόγω του επιδερμικού φαινομένου. Σχήμα 4.11 Επιδερμικό φαινόμενο. [1] Για την αντιμετώπιση αυτού του φαινομένου κρίνεται απαραίτητος ο υπολογισμός του επιδερμικού βάθους δcu. Το επιδερμικό βάθος ορίζεται από την σχέση: Cu 1 6,62 f f Cu Cu, για τον χαλκό f : συχνότητα με την οποία μεταβάλλεται το ρεύμα Cu Cu : μαγνητική διαπερατότητα του χαλκού : ειδική αγωγιμότητα του χαλκού 73

86 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 4 Σχήμα 4.12 Επιδερμικό φαινόμενο. [1] Όταν η διάμετρος του αγωγού είναι μικρότερη της διπλάσιας τιμής του επιδερμικού βάθους η επίδραση του επιδερμικού φαινομένου μπορεί να αγνοηθεί. Στην περίπτωση που δεν συμβαίνει αυτό λύση δίνει η τεχνική Αγωγός Litz. Τεχνική Αγωγός Litz (Litz wire) : Αρχικά υπολογίζεται το επιδερμικό βάθος. Στη συνέχεια επιλέγεται αγωγός με διάμετρο επαρκώς μικρότερη του επιδερμικού βάθους και υπολογίζεται το εμβαδόν του. Υπολογίζεται ο αριθμός των αγωγών (κλώνων) που απαιτείται ώστε το συνολικό εμβαδό της διατομής τους να είναι ίσο με του αρχικού αγωγού (Οι αγωγοί πρέπει να είναι μονωμένοι). Συνδέονται παράλληλα στα δύο άκρα και συστρέφονται μεταξύ τους κατά μήκος. Με τον τρόπο αυτό τα δινορεύματα σε κάθε μισή στροφή είναι αντίθετα από τα δινορεύματα στην επόμενη στροφή. Με τον ίδιο τρόπο αντιμετωπίζεται και το φαινόμενο γειτνίασης. Σχήμα 4.13 Litz wire 74

87 ΚΕΦΑΛΑΙΟ Φαινόμενο γειτνίασης Το φαινόμενο γειτνίασης οφείλεται στα δινορεύματα, τα οποία επάγονται σε ένα αγωγό από τα μαγνητικά πεδία που προκαλούν τα μεταβαλλόμενα ρεύματα γειτονικών αγωγών. Το φαινόμενο γειτνίασης προκαλεί τη ροή του ρεύματος σε ένα τμήμα της εξωτερικής επιφάνειας του αγωγού. Η αντίσταση του αγωγού αυξάνεται πολύ περισσότερο σε σχέση με το επιδερμικό φαινόμενο, ειδικά όταν ο αγωγός σχηματίζει τύλιγμα με πολλές στρώσεις. Τα επαγόμενα ρεύματα επίσης είναι πολύ μεγαλύτερα του κύριου ρεύματος. Τα δινορεύματα αυξάνουν εκθετικά με την αύξηση των στρώσεων. Για την μείωση της αντίστασης χρησιμοποιείται η τεχνική Litz wire ενώ τα δινορεύματα στους μετασχηματιστές περιορίζονται με την κατάτμηση των τυλιγμάτων. Δυστυχώς στην περίπτωση του μετασχηματιστή τύπου Flyback η μέθοδος κατάτμησης δεν μπορεί να χρησιμοποιηθεί αφού πάντα άγει ή το πρωτεύον ή το δευτερεύον, ποτέ και τα δύο μαζί γι αυτό είναι προτιμότερο να επιλέγεται πυρήνας με όσο τα δυνατόν πιο μακρύ το μεσαίο πόδι έτσι ώστε να μειώνονται οι στρώσεις των τυλιγμάτων, ακόμα ένας λόγος για τον οποίο επιλέγεται η γεωμετρία του ETD Μέγεθος πυρήνα Η επιλογή του μεγέθους έχει να κάνει κατά κύριο λόγο με την ισχύ που απαιτεί η έξοδος, δηλαδή με την ποσότητα ενέργειας που πρέπει να είναι ικανός ο πυρήνας να αποθηκεύσει. Όσο αυξάνονται οι απαιτήσεις σε ισχύ, τόσο μεγαλώνει το μέγεθος του πυρήνα. Δεύτερο κριτήριο που παίζει εξίσου σημαντικό ρόλο στο μέγεθος, είναι ο αριθμός των εξόδων του μετασχηματιστή. Τρίτον εκτός από τις εξόδους πρέπει να ληφθεί υπόψιν και ο αριθμός σπειρών των τυλιγμάτων ο οποίος εξαρτάται κατά κύριο λόγο από την περιοχή λειτουργίας του μετατροπέα (CCM/DCM) και από την διακοπτική συχνότητα. Η επιλογή θα γίνει με βάσει με την μέθοδο Area product (Ap). Το κάθε μέγεθος (και τύπος) πυρήνα χαρακτηρίζεται από μια τιμή Αrea product (the product of window area Wa and core cross section Ac). A 4 W A, ( cm ) p a c Wa: εμβαδό παραθύρου του πυρήνα Ac: εμβαδό μεσαίου ποδιού του πυρήνα 75

88 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 4 Το A p υπολογίζεται βάση της πιο κάτω σχέση ( Με βάση την τιμή του A p επιλέγεται ο κοντινότερος σε αυτή την τιμή πυρήνας. 76

89 ΚΕΦΑΛΑΙΟ Μετασχηματιστής τύπου Flyback και καμπύλη μαγνήτισης Μέχρι τώρα έχει γίνει μια περιγραφή του μετατροπέα τύπου Flyback σαν ηλεκτρικό κύκλωμα. Λόγω των ιδιεταιροτήτων του συγκεκριμένου μετασχηματιστή, επιβάλλεται να γίνει μια εξέταση του μετατροπέα ως μαγνητικό κύκλωμα Χρονική περίοδος αγωγής του τρανζίστορ Το τρανζίστορ δέχεται παλμό και άγει. Το ρεύμα στο πρωτεύον αυξάνεται (γραμμικά) με αποτέλεσμα όπως φαίνεται και στο σχήμα 4.14 να μαγνητίζεται ο πυρήνας. Όπως φαίνεται και στην καμπύλη μαγνήτισης αναπτύσσεται μαγνητικό πεδίο λόγω της πεδιακής έντασης που αναπτύσσεται στο πρωτεύον. Στο δευτερεύον αναπτύσσεται τάση, όμως δεν άγει και γι αυτό ο πυρήνας συνεχίζει να αποθηκεύει ενέργεια λειτουργώντας στην γραμμική περιοχή. Σχήμα 4.14 Χρονική περίοδος αγωγής του τρανζίστορ. [2] 77

90 ΚΕΦΑΛΑΙΟ Χρονική περίοδος αποκοπής του τρανζίστορ Αφαιρείται ο παλμός από το τρανζίστορ, το πρωτεύον δεν άγει. Το ρεύμα μαγνήτισης αρχίζει να μειώνεται αφού ο πυρήνας τείνει να απομαγνητιστεί (αφού η πηγή δεν μπορεί πλέον να τροφοδοτήσει) και σαν αποτέλεσμα αυτού η τάση στα τυλίγματα αλλάζει πολικότητα πολώνοντας ορθά την δίοδο στο δευτερεύον. Έτσι μέρος της ενέργειας που αποθήκευσε ο πυρήνας μεταφέρεται στην έξοδο. Όπως φαίνεται και στην καμπύλη μαγνήτισης μεγάλο πόσο της ενέργειας χάνεται λόγω υστέρησης. Σχήμα 4.15 Χρονική περίοδος αποκοπής του τρανζίστορ. [2] Στην πιο πάνω περιγραφή, φαίνεται η λειτουργία του μετατροπέα τύπου Flyback στη περιοχή ασυνεχούς αγωγής ρεύματος. Όπως παρατηρείται όλη η ενέργεια του πυρήνα έχει μεταφερθεί στην έξοδο. Για αυτό το λόγο η DCM λειτουργία καλείται και Λειτουργία πλήρους μεταφοράς της ενέργειας. Στην CCM το ρεύμα δεν μηδενίζεται για αυτό και μετά το τέλος μια περιόδου ο πυρήνας δεν έχει απομαγνητιστεί πλήρως. Έτσι η CCM καλείται και ως Λειτουργία μη πλήρους 78

91 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 4 μεταφοράς της ενέργειας. Όπως φαίνεται και στις καμπύλες μαγνήτισης του σχήματος 4.16, στην DCM μεταφέρονται μεγαλύτερα ποσά ενέργειας (για δεδομένο διάκενο) απ ότι στην CCM. Σχήμα 4.16 Καμπύλη μαγνήτισης DCM, CCM. [2] Επίδραση του διακένου στην καμπύλη μαγνήτισης Όπως αποδείχθηκε και προηγουμένως, με την χρήση διακένου στον πυρήνα, μειώνεται η σχετική μαγνητική διαπερατότητα του ενιαίου μαγνητικού κυκλώματος μe. Γι αυτό το λόγο όπως φαίνεται στο σχήμα 4.17, η κλίση της καμπύλης μαγνήτισης μειώνεται (με την εισαγωγή διακένου), γεγονός που δίνει την δυνατότητα αποθήκευσης μεγαλύτερων ποσών ενέργειας στον πυρήνα, δυνατότητα που επιβάλλεται να εκμεταλλευτεί ο μηχανικός, αφού χωρίς την χρήση διακένου σχεδόν όλη η ενέργεια που αποθηκεύεται στον πυρήνα χάνεται σε απώλειες υστέρησης. 79

92 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 4 Σχήμα 4.17 Καμπύλη μαγνήτισης με διάκενο και χωρίς. Παρατηρώντας την αλλαγή στην καμπύλη μαγνήτισης του σχήματος 4.17 κρίνεται σκόπιμο να αναφερθούν οι επιδράσεις του διακένου στα χαρακτηριστικά μεγέθη του πυρήνα, εκτός από την μείωση της σχετικής μαγνητικής διαπερατότητας που έχει ήδη αναφερθεί. Μελετώντας την καμπύλη μαγνήτισης πιο προσεκτικά στο σχήμα 4.18 εξάγονται τα εξής συμπεράσματα. Κατ αρχήν η μαγνητική επαγωγή στην οποία ο πυρήνας εισέρχεται στον κορεσμό Bsat είναι χαρακτηριστική για κάθε υλικό και δεν επηρεάζεται από το διάκενο. Αυτό που αλλάζει, είναι η τιμή της παραμένουσας μαγνήτισης Βr. Εισάγοντας το διάκενο, η κλίση της καμπύλης μειώνεται, δίνοντας έτσι την ευχέρεια στον μηχανικό να μεγαλώσει το ρεύμα και το εύρος ρύθμισης αυτού, χωρίς να κορεστεί ο πυρήνας. Σαν συμπέρασμα, η χρήση διακένου επιβάλλεται όχι μόνο για την μεταφορά μεγαλύτερων ποσών ενέργειας, αλλά και για την αποφυγή κορεσμού του πυρήνα. 80

93 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 4 Σχήμα 4.18 Καμπύλη μαγνήτισης με διάκενο και χωρίς. [2] Σε αυτό το σημείο πρέπει να τονιστεί, ότι μεγαλώνοντας το εύρος ρύθμισης του ρεύματος με τη χρήση του διακένου δεν σημαίνει ότι αλλάζει το εύρος ρύθμισης της μαγνητικής επαγωγής ΔΒac του πυρήνα. Αλλάζοντας το μήκος του διακένου αλλάζει το Βr και αυτό σημαίνει ότι υπάρχει η δυνατότητα να μεγαλώσει το εύρος ρύθμισης της μαγνητικής επαγωγής, αλλά δεν μεγαλώνει. Το διάκενο δεν επηρεάζει το εύρος ΔΒac αλλά του αλλάζει το κάτω όριο (το Βr). Εφαρμόζοντας σταθερή τάση στο πρωτεύον (κατά την διάρκεια αγωγής του τρανζίστορ) σύμφωνα με την σχέση 1 il() t Vid L το ρεύμα στο πηνίο είναι γραμμικά χρονικά μεταβαλλόμενο όπως το ίδιο συμβαίνει και με την μαγνητική ροή σύμφωνα με τον νόμο του Faraday. 81

94 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 4 d db B Vi N NA NA dt dt t ac V t V B T i i ac ac s NA P c Με βάση αυτή τη σχέση, φαίνεται ότι η μεταβολή της μαγνητικής επαγωγής ΔΒac εξαρτάται από την τιμή εφαρμοζόμενης τάσης στην είσοδο του μετατροπέα, τον αριθμό των σπειρών στο πρωτεύον, την διατομή του μεσαίου ποδιού του πυρήνα, τον λόγο κατάτμησης και την περίοδο (ή διακοπτική συχνότητα) του τρανζίστορ και δεν εξαρτάται από το μήκος του διακένου. Οπότε μεγαλώνοντας το διάκενο, υπάρχει η δυνατότητα να μεγαλώσει το εύρος ρύθμισης της μαγνητικής επαγωγής του πυρήνα ρυθμίζοντας κατάλληλα τα V,,,, T i P c s Περιέλιξη μετασχηματιστή τύπου Flyback Η τέλεια ζεύξη μεταξύ πρωτεύοντος και δευτερευόντων είναι αδύνατη. Στις πραγματικές συνθήκες υπάρχει και η σκέδαση η οποία με την εκτόνωση της ενέργειας της καταπονεί τα ημιαγωγικά στοιχεία του κυκλώματος. Μια μέθοδος περιέλιξης που χρησιμοποιείται για την μείωση της σκέδασης είναι η περιέλιξη τύπου sandwich. Όπως φαίνεται και στο σχήμα 4.19 πρώτα τοποθετείται το μισό τύλιγμα του πρωτεύοντος, ακολούθως όλα τα δευτερεύοντα το ένα πάνω από το άλλο και τέλος το άλλο μισό τύλιγμα του πρωτεύοντος. 82

95 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 4 Σχήμα 4.19 Περιέλιξη sandwich Όσον αφορά την συνδεσμολογία των τυλιγμάτων κατά την περιέλιξη (Σχήμα 4.20), λαμβάνονται υπόψιν ο νόμος του Faraday και ο νόμος του Lens. Εφαρμόζοντας σταθερή τάση στην είσοδο του μετασχηματιστή αναπτύσσεται χρονικά μεταβαλλόμενη μαγνητική ροή της οποίας η φορά καθορίζεται από τον κανόνα του δεξιού χεριού. Η ροή αυτή διαρρέει το δευτερεύον τύλιγμα και σύμφωνα με τους πιο πάνω νόμους αναπτύσσεται τάση εξ επαγωγής σε αυτό με τέτοια πολικότητα (και ρεύμα με τέτοια φορά) παράγοντας μια μεταβαλλόμενη μαγνητική ροή αντίθετη με αυτή του πρωτεύοντος ώστε να αντιδρά στο μαγνητικό πεδίο που την προκάλεσε. Σχήμα 4.20 Συνδεσμολογία των τυλιγμάτων κατά την περιέλιξη. 83

96 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 4 Αναφορές [1] Colonel Wm. T.McLyman : Transformer and Inductor design Handbook,Marcel.dekker,New York (Υποκεφάλαια : 4.2 ~ 4.11) [2] K.Billings : Switchmode Power Supply Handbook, McGraw-Hill Professional,1997. (Υποκεφάλαιο : 4.13 ) 84

97 85

98 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 5 86

99 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 5 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 5 KATAΣΚΕΥΑΣΤΙΚΗ ΜΕΛΕΤΗ ΠΡΟΔΙΑΓΡΑΦΕΣ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗΣ Τύλιγμα Τάση στην Ρεύμα στην Ισχύς στην Επιτρεπόμενη Στοιχείο που θα Sn έξοδο Vo ( V ) έξοδο I ( A ) o έξοδο PW ( ) o κυμάτωση V ( ) p p mv τροφοδοτείται S Λογικό κύκλωμα S Ανεμιστηράκια S Ενίσχυτης παλμών S Μετρητικά τάσης S Μετρητικά τάσης SCC 10~ Τροφοδοσία Ολοκληρωμένου 87

100 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 5 Βήμα-1 : Αρχικά πρέπει να οριστούν οι πιο κάτω παραμέτροι: Συχνότητα δικτύου f L Διακύμανση της τάσης του δικτύου V Line,max, V Line,min Ολική ισχύς στην έξοδο του μετατροπέα Εκτιμώμενη απόδοση μετατροπέα η P, ( W) o tot f V L Line( rms) Line,max Line,min o, tot 50Hz V V V 340V L,max V V 311V 0.7 P 50W L,min Το τροφοδοτικό θα τροφοδοτεί συνολικό φορτίο μέγιστης ισχύος στα 50W. Όμως θα γίνει ανάλυση για Ρο=70W, έτσι ώστε πρώτον να υπάρχει δυνατότητα να τροφοδοτήθει φορτίο μεγαλύτερης ισχύος από τον μετασχηματιστή που θα κατασκευαστεί και δεύτερον σε περίπτωση που η σκέδαση προκύψει πολύ μεγάλη, η μέγιστη τιμή του ρεύματος στο πρωτεύον να μην οδηγεί το πυρήνα του μετασχηματιστή στον κορεσμό. Με βάση την εκτιμώμενη απόδοση η ισχύς στην είσοδο του μετατροπέα θα είναι στα 100W. Po Pi Pi 100W 88

101 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 5 Βήμα-2 : Καθορισμός των : πυκνωτή εξομάλυνσης της τάσης στην είσοδο του μετατροπέα ελάχιστης τιμής της εξομαλυμένης τάσης V dc,min. C DC Συστήνεται η επιλογή του πυκνωτή στην είσοδο να γίνεται με τέτοιο τρόπο ώστε να αντιστοιχεί 1μF/W της ισχύος εισόδου Pi. C P DC i 1 F CDC 100F W Για τον υπολογισμό της ελάχιστης τιμής της εξομαλυμένης τάσης Vdc,min παρόμoια εφαρμογή της Fairchild η πιο κάτω σχέση : συστήνεται από P(1 D ) V 2( V ) V 284V 2 i ch dc,min L,min dc,min 0.2 fl D ch 0.8 ενώ V V V dc,max Line,max 340 Βήμα-3 : Καθορισμός της μέγιστης τιμής του λόγου κατάτμησης ma x. Η μέγιστη τιμή του λόγου κατάτμησης ma x θα καθοριστεί με βάσει την μέγιστη τιμή της τάσης που αντέχει το τρανζίστορ BVDSS (δηλαδή στα άκρα του ενσωματωμένου τρανζίστορ του FPS). Η τάση διάσπασης του τρανζίστορ είναι στα 800V. BVDSS 800V Η μέγιστη τάση που θα αναπτυχθεί στα άκρα του τρανζίστορ, όπως έχει δειχθεί και στην θεωρητική ανάλυση είναι V DS V i nv o 89

102 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 5 nv o : ανηγμένη τάση του δευτερεύοντος στο πρωτεύον Συνυπολογίζοντας και την πτώση τάσης στην δίοδο στο δευτερεύον (VF), θεωρείται V V V o o F Στην χειρότερη περίπτωση η V i ισούται με V V 340V i dc,max V V nv DS,max dc,max o Όπως έχει αποδειχθεί και στην θεωρητική ανάλυση για την CCM λειτουργία, ακόμα και για το όριο μεταξύ CCM/DCM ισχύει η εξής σχέση (2.3) : nv V i o 1 Η αρχική προσέγγιση πραγματοποιείται στο όριο μεταξύ CCM/DCM, έτσι ώστε στην συνέχεια να γίνει η τελική επιλογή της περιοχής λειτουργίας του μετατροπέα. Όταν η τάση είσοδου (μετά τον πυκνωτή) βρίσκεται στην ελάχιστη τιμή της ο λόγος κατάτμησης πρέπει να αυξάνεται μέχρι μια μέγιστη τιμή ώστε η τάση στην έξοδο να παραμένει σταθερή. nv o max max nvo Vdc,min 1max 1max V dc,min Οπότε στην χειρότερη περίπτωση η μέγιστη τάση που θα αναπτυχθεί στα άκρα του τρανζίστορ κατά την διάρκεια της αποκοπής του, θα δίνεται από την πιο κάτω σχέση. V V V max DS,max dc,max dc,min 1 max 90

103 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 5 Η σχέση αυτή ισχύει για μια μεταβατική κατάσταση, όπου ενώ στην είσοδο του ο μετατροπέας βλέπει την μέγιστη τάση της γραμμής, στην έξοδο η τάση έχει ρυθμιστεί από το κύκλωμα ελέγχου να είναι τέτοια ώστε να αντιστοιχεί στην ελάχιστη τιμή της τάσης της γραμμής, την χειρότερη κατάσταση για το τρανζίστορ, που μπορεί να συμβεί κατά την διάρκεια λειτουργίας του μετατροπέα, η οποία μπορεί να διαρκέσει για πολύ μικρό χρονικό διάστημα, αρκετό όμως για να καταστραφεί το στοιχείο. V V V 1 DS,max dc,max max dc,min max Συστήνεται το μέγιστο δ να επιλέγεται τέτοιο ώστε η V DS,max να ισούται με το διπλάσιο της μέγιστης τάσης εισόδου. V 2V 680V DS,max dc,max Ο λόγος κατάτμησης υπολογίζεται : max 0.55 Γενικά στους μετατροπείς τύπου Flyback, o λόγος κατάτμησης δ, επιλέγεται τέτοιος ώστε να πέφτει στο τρανζίστορ τάση περίπου ίση με την διπλάσια της μέγιστης τάσης του δικτύου, αφού όπως μπορεί να αποδειχθεί, η απόδοση του μετατροπέα για αυτήν την τιμή είναι η μέγιστη δυνατή. Δηλαδή στην περίπτωση του δικτύου της ΔΕΗ, με 680V τάση στο τρανζίστορ θα μπορούσε ο μετατροπέας να δουλέψει για δ=0.55. Μέχρι αυτή την τιμή η σχέση της εξόδου ως προς την είσοδο του μετατροπέα ισχύει προσεγγιστικά και για πραγματικά στοιχεία (Μέχρι δ=0.4 σχεδόν ίδια, για δ>0.4 αρχίζει να αποκλίνει). Πέραν αυτής της τιμής υπολογίζοντας την σχέση του πραγματικού κυκλώματος του μετατροπέα, δηλαδή υπολογίζοντάς την συναρτήσει (συμπεριλαμβανομένου και του δ ) της αντίστασης του τρανζίστορ, της διόδου και του φορτίου, φαίνεται ότι η απόδοση του μετατροπέα μειώνεται σημαντικά. Παραδείγματος χάρη για τον μετατροπέα τύπου Buck-Boost η σχέση που συνδέει την τάση εξόδου με την τάση στην είσοδο που χαρακτηρίζει το πραγματικό κύκλωμα του μετατροπέα είναι η εξής : 91

104 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 5 V o 1 Vi 1 r real D 1 R (1 ) (1 ) L 2 R DS, on R L με άμεση φυσική συνέπεια στον βαθμό απόδοσης P o V o I o P V I i i real i ideal. Για δmax =0,55 η απόδοση του μετατροπέα φτάνει στη μέγιστη εφικτή της τιμή. Αυξάνοντας το δ η απόδοση πέφτει λόγω των αντιστάσεων που έχουν αναφερθεί, ενώ για μικρότερη τιμή,δεν μπορεί ο μετατροπέας να λειτουργήσει στην μέγιστη δυνατή του απόδοση. Ακολούθως με βάση τις τάσεις στην έξοδο του μετατροπέα και το μέγιστο λόγο κατάτμησης που υπολογίστηκε, εκτιμάται ο επιθυμητός λόγος μετασχηματισμού για κάθε έξοδο. V max V n 1 1 max dc,min max dc,min Vo max Vo VF VF 0.5V (με βάση τα φυλλάδια κατασκευαστών ) V max dc,min n nn max Vo Vo,( Sn ) S n V o S n Επιθυμητός λόγος μετασχηματισμού S S S S S SCC

105 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 5 Στόχος η επιλογή των σπειρών των πηνίων με τέτοιο τρόπο, ώστε ο πραγματικός λόγος μετασχηματισμού να πλησιάζει όσο το δυνατόν περισσότερο γίνεται την τιμή του θεωρητικού. Βήμα-4 : Επιλογή της περιοχής λειτουργίας του μετατροπέα. Μέχρι στιγμής για την μελέτη χρησιμοποιήθηκαν σχέσεις, που ισχύουν για λειτουργία του μετατροπέα είτε στην CCM, είτε στο όριο μεταξύ CCM/DCM. Με βάση την κυμάτωση του ρεύματος του μετασχηματιστή (με ανηγμένο το ρεύμα του δευτερεύοντος στο πρωτεύον) η οποία θα καθοριστεί με την σειρά της από την τιμή της επαγωγής του πηνίου (πρωτεύον) θα εδραιωθεί η περιοχή στην οποία θα λειτουργεί ο μετατροπέας. Σε αυτό το σημείο πρέπει να ξεκαθαριστεί η έννοια Ρεύμα Μετασχηματιστή. Στην πράξη τέτοιο ρεύμα δεν υπάρχει. Ξεκινώντας την μελέτη του μετατροπέα τύπου Flyback ο μετασχηματιστής του μετατροπέα ορίστηκε ως πηνίο με πολλαπλά τυλίγματα, αφού δεν λειτουργεί σαν ένας κλασικός μετασχηματιστής, αλλά όταν άγει το πρωτεύον, το δευτερεύον δεν άγει και το αντίθετο. Τα ρεύματα που μπορεί να μελετήσει κάποιος με τη χρήση παλμογράφου (συνδέοντας μικρές αντίστασης σε σειρά με το πρωτεύον και το δευτερεύον δηλαδή μετρώντας την διαφορά δυναμικού στα άκρα των αντιστάσεων ή με current probe) είναι τα εξής : 93

106 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 5 Όμως ο μετασχηματιστής και πιο συγκεκριμμένα ο πυρήνας, βλέπει αυτό το ρεύμα το οποίο μπορεί να υπολογιστεί και να σχεδιαστεί αλλά δεν μπορεί να μετρηθεί ούτε να παλμογραφηθεί. Με βάση τα πιο πάνω, συμπεραίνεται ότι ο μετατροπέας τύπου Flyback βρίσκεται πάντα σε DCM αφού το ρεύμα του πρωτεύοντος και του δευτερεύοντος, μηδενίζονται τόσο κατά έναυση όσο και κατά τη σβέση του τρανζίστορ. Οπότε η CCM υφίστανται μόνο όταν βλέπει κανείς το ρεύμα όπως το βλέπει ο πυρήνας του μετασχηματιστή. Συνεπώς βλέποντας το ρεύμα του μετασχηματιστή και ορίζοντας την κυμάτωση αυτού καθορίζεται ο νοητός ορισμός της εκάστοτε λειτουργίας. Εναλλακτικά μπορεί να πει κανείς παρατηρώντας την κυματομορφή του ρεύματος στο δευτερεύον, ότι υπάρχει DCM στο όριο με CCM όπου το ρεύμα του δευτερεύοντος μηδενίζεται στο πέρας της περιόδου της διακοπτικής λειτουργίας του τρανζίστορ, και βαθιά DCM με το ρεύμα του δευτερεύοντος να μηδενίζεται πριν τελειώσει η περίοδος. 94

107 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 5 Σε αυτήν την μελέτη ο μετατροπέας θα δουλέψει στην DCM προς το όριο με την CCM, δηλαδή το ρεύμα στο δευτερεύον θα μηδενίζεται λίγο πριν το τέλος της περιόδου. Κριτήρια για αυτή την επιλογή αποτέλεσαν το μέγεθος του πυρήνα, το ύψος των υπερτάσεων που βλέπει το τρανζίστορ και η ευκολία στην επίτευξη ευστάθειας στο κυκλώματος του μετατροπέα. Βασικό κριτήριο για την επιλογή της DCM αποτελεί το μέγεθος του πυρήνα. Η DCM λειτουργία απαιτεί μικρότερη επαγωγή Lm στο πηνίο του πρωτεύοντος, με άμεση συνέπεια τον μικρότερο αριθμό σπειρών. Έτσι είναι εφικτή η χρησιμοποίηση μικρότερου σε μέγεθος πυρήνα μειώνοντας έτσι τον όγκο της κατασκευής. DCM λειτουργία όμως σημαίνει και μεγάλα σε peak στα ρεύματα, δηλαδή το ρεύμα του μετασχηματιστή θα έχει μεγάλη κυμάτωση. Αυτό σημαίνει ότι όσο πιο βαθιά στην DCM πηγαίνει ο μετατροπέας τόσο πιο πολύ η μέγιστη τιμή του ρεύματος στο πρωτεύον θα μεγαλώνει. Όμως όσο πιο μεγάλη η μέγιστη τιμή του ρεύματος, τόσο μεγαλύτερες υπερτάσεις θα καταπονούν το τρανζίστορ. Οπότε επιλέγεται DCM αλλά προς το όριο με την CCM για να επιτευχθεί η μικρότερη μέγιστη τιμή στο ρεύμα του πρωτεύοντος, ώστε το στοιχείο να καταπονηθεί με την μικρότερη δυνατή υπέρταση. Στην CCM λειτουργία, η ύπαρξη ενός μηδενικού στο δεξί ημιεπίπεδο στο διανυσματικό σύστημα αξόνων, προκαλεί προβλήματα αστάθειας, τα οποία θέτουν αρκετούς περιορισμούς στο κύκλωμα ελέγχου του μετατροπέα, γι αυτό και εν τέλει προτιμάται η DCM στην οποία το συγκεκριμένο μηδενικό εξαφανίζεται (μετατοπίζεται σε πολύ ψηλές συχνότητες με αποτέλεσμα να μην επηρεάζει την επηρεάζει την λειτουργία του μετατροπέα). 95

108 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 5 Βήμα-5 : Υπολογισμός της μέσης I i και ενεργού I DS, rms τιμής του ρεύματος στο πρωτεύον επαγωγής L m στο πρωτεύον P I V I 0.35A i i dc,min i Ii IM IM 0.64A max DCM i 2I I 1.3A M L,max I max DS, rms IL,max I, DS rms A di VL L L V dt L dt di L m V dc,min i max T s L m 1.8mH Για αυτή η τιμή της επαγωγής του πηνίου ο μετατροπέας λειτουργεί στο όριο μεταξύ CCM και DCM. Από την στιγμή που ο μετατροπέας θα δουλέψει στην DCM προς το όριο της DCM με CCM η τιμή του πηνίου θα επιλεγεί να είναι λίγο μικρότερη από 1.8mΗ (περίπου στα 1.7mΗ). 96

109 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 5 Βήμα-6 : Επιλογή πυρήνα. Όπως έχει γίνει σαφές μέχρι τώρα, στην μελέτη αυτή έχει τεθεί σαν κύριος στόχος, η κατασκευή ενός μετασχηματιστή τύπου Flyback, με πολλαπλές εξόδους. Βασιζόμενοι στην μέχρι στιγμής ανάλυση, πρέπει σε πρώτη φάση να επιλεχθεί ο τύπος του πυρήνα που θα χρησιμοποιηθεί για την κατασκευή του μετασχηματιστή, και ακολούθως το μέγεθός του. Ποιός ο καταλληλότερος πυρήνας; Η επιλογή πρέπει να γίνει μεταξύ των γεωμετριών που έχουν προαναφερθεί. Σε αυτόν τον μετασχηματιστή θα υπάρχουν πολλαπλές εξόδοι, χαρακτηριστικό που μας αναγκάζει να αποκλείσουμε τις περιπτώσεις των RM και POT γεωμετριών, λόγω της στενής εισόδου τους. Ο καταλληλότερος πυρήνας είναι αυτός που θα προσφέρει την μεγαλύτερη ευκολία στην περιέλιξη των τυλιγμάτων, γι αυτό και αποκλείεται ακόμα και ο τύπου δακτυλειοδές πυρήνας. Από την στιγμή που μόνο οι EE και ETD είναι ευρύχωροι, θα επιλεγεί ένας εκ των δύο. Βέλτιστη επιλογή θα αποτελέσει ο ETD λόγω του μεσαίου κυκλικού ποδιού αφού χάρις σ αυτό, το μήκος των καλωδίων θα είναι μικρότερο. Εκτός αυτού του κριτηρίου ο πυρήνας στην περίπτωση μας, θα πρέπει να επιλεγεί με βάση το μήκος του μεσαίου του ποδιού. Όσο πιο μακρύ το μεσαίο πόδι, τόσο λιγότερες οι στρώσεις, μοναδική τεχνική αντιμετώπισης του φαινόμενου γειτνίασης στην περίπτωση του μετασχηματιστή τύπου Flyback. Ο ETD έχει το μακρύτερο πόδι με αποτέλεσμα, πάλι να αποτελεί την καλύτερη επιλογή. Τελική επιλογή πυρήνας τύπου ETD. Όσον αφορά το μέγεθος του πυρήνα θα γίνει μια αρχική εκτίμηση του. Γενικά συστήνεται να γίνεται αρχικά η επιλογή του πυρήνα για μια δεδομένη συχνότητα fs. Ακολούθως μειώνεται η συχνότητα με αποτέλεσμα να αυξάνονται οι σπείρες, μέχρι να γεμίσει το παράθυρο του πυρήνα. Όμως στην περίπτωση της παρούσας μελέτης χρησιμοποιείται το ολοκληρωμένο FPS το οποίο είναι ρυθμισμένο εσωτερικά στην συχνότητα 67kHz, γεγονός που μας αναγκάζει να λειτουργήσουμε διαφορετικά. Εναλλακτική μέθοδος για την επιλογή του μεγέθους είναι η μέθοδος του Area product. Εφαρμόζοντας την πιο κάτω σχέση γίνεται μια αρχική εκτίμηση του μεγέθους του πυρήνα. 97

110 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 5 A P 70 x x3.5k x 67k 4 A 0.9cm P 98

111 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 5 Po ( Watts) πυρήνας A c(cm 2 ) A P(cm 4 ) 20kHz 24kHz 48kHz 72kHz 96kHz 150kHz 200kHz Όγκος (cm 3 ) ETD 29 0, ETD ETD ETD ETD 49 2, ETD cores, Ferroxcube-Philips Με βάση τον πιο πίνακα φαίνεται ότι το μέγεθος του πυρήνα κυμαίνεται μεταξύ των ETD 29 και ETD 34. Λόγω των πολλαπλών εξόδων κρίνεται σκόπιμο να λαμβάνεται στα υπόψιν και ο αμέσως μεγαλύτερος πυρήνας παρόλο που και οι δύο πυρήνες μπορούν να χρησιμοποιηθούν για ισχύ εξόδου μεγαλύτερη των 70W (Για μονή έξοδο στα 70W θα μπορούσε να επιλεγεί και μικρότερος από τον ETD 29). 99

112 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 5 Βήμα-7 : Μεθοδολογία υπολογισμού σπειρών και υπολογισμός τους. 1. Αρχικά υπολογίζεται ο ελάχιστος αριθμός σπειρών του πρωτεύοντος N P,min N N N( ) LI m over i i NP,min ( turns) L L L B A sat c I over 1.3I L,max 2. Στην συνέχεια ο αριθμός αυτός διορθώνεται ως προς την έξοδο με την μεγαλύτερη ισχύ. 1 V V V N N a ( turns) max d c,min o d c,min S max NP,min NS Vo NP,min S Αν ο αριθμός των σπειρών που υπολογίστηκε για το δευτερεύον, μείον το ακέραιο του μέρος είναι μικρότερο του 0.3, τότε επιλέγεται το ακέραιο μέρος του αριθμού. Αλλιώς παίρνει την αμέσως μεγαλύτερη ακέραια τιμή. Αν N int N 0.3 N int N S S S S αλλιώς N S int N 1 S Ακολούθως υπολογίζεται η καινούργιος αριθμός σπειρών του πρωτεύοντος. V V V N N V o max d c,min max d c,min NP, new S 1max P, new 1max o N S Επιλέγεται το ακέραιο μέρος του N. P 100

113 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 5 3. Στην συνέχεια υπολογίζεται ο αριθμός των σπειρών των άλλων τυλιγμάτων με βάση τις σπείρες της μεγαλύτερης σε ισχύ έξοδο που έχουν ήδη υπολογιστεί. V V V N N V o S1 S1 NS1 S S1 o N S Αν ο αριθμός των σπειρών που υπολογίστηκε για το επόμενο δευτερεύον, μείον το ακέραιο του μέρος είναι μικρότερο του 0.3, τότε επιλέγεται το ακέραιο μέρος του αριθμού. Αλλιώς παίρνει την αμέσως μεγαλύτερη ακέραια τιμή. Επαναλαμβάνεται η ίδια μέθοδος μέχρι να υπολογιστούν σπείρες και των υπόλοιπων τυλιγμάτων. Tύλιγμα Αριθμός Λόγος Τάση στα σπειρών μετασχηματισμού δευτερεύοντα (turns) n V o (V) Ν P 115 N S N S N S N S Ν S Ν SDD

114 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 5 Βήμα-9 : Υπολογισμός διακένου. l g 2 NPA L m c l l g ( ETD34) g ( ETD39) 0.87mm 1.1mm Βήμα-9: Επιλογή μεγέθους πυρήνα. Για να γίνει η τελική επιλογή μεγέθους πυρήνα πρέπει να ελεγχθεί πόσο μαγνητίζεται. Δηλαδή πρέπει να γίνει τέτοια επιλογή ώστε ο πυρήνας να μην μπαίνει στον κόρο με μαγνητική επαγωγή στα Bmax > 0.3 Tesla, αλλά ούτε και να υποχρησιμοποιείται με Bmax < 0.22Tesla. V T L I Bac N A N A dc,min s m L,max P c P c B d c H d c NPI l g m B B B max ac d c Μέγεθος πυρήνα ΔBac Bdc Bmax Kατάλληλος ή όχι (Telsa) (Telsa) (Telsa) ΕTD Κατάλληλος ETD Υποχρησιμοποίηση 102

115 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 5 Στην περίπτωση ΕTD-34 η μέγιστη τιμή της μαγνητικής επαγωγής φτάνει περίπου στο γόνατο της καμπύλης μαγνήτισης ενώ στον ETD-39 ο πυρήνας υποχρησιμοποιήται και όλα αυτά για ισχύ εξόδου 70W. Οπότε όπως γίνεται αντιληπτό στα 50W οι πιο πάνω τιμές θα είναι μικρότερες. Συνεπώς επιλέγοντας μέγεθος πυρήνα ETD-34 η περίπτωση κορεσμού αποφεύγεται. Βήμα-11 : Επιλογή διατομής καλωδίων. Η διατομή των καλωδίων θα γίνει με βάση την ενεργό τιμή του ρεύματος των καλωδίων. I max P, rms I L,max I, P rms A i o, rms I o 1 max Τύλιγμα Irms(A) AWG d (mm) Εμβαδό διατομής αγωγού (mm) 2 Prim S1 2, S S S S SCC

116 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 5 Λαμβάνοντας υπόψιν το επιδερμικό φαινόμενο πρέπει να φτιαχτεί Litz wire αντίστοιχο για κάθε αγωγό. Αρχικά υπολογίζεται το επιδερμικό βάθος Cu. Cu 1 6,62 Cu 0.25mm f f Cu Cu Πρέπει να επιλεγεί αγωγός με διάμετρο d 2 cu. d 0.4mm με εμβαδόν S=0.13mm 2 Τύλιγμα Αριθμός κλώνων SP 2 S1 6 S2 4 S3 4 S4 3 S5 3 SCC 1 Βήμα-11 : Επιλογή ημιαγωγικών στοιχείων. Τάση και ρεύμα για το τρανζίστορ V V nv V 673V DS dc,max o DS I max DS, rms I L,max I, DS rms A Στην περίπτωση που χρησιμοποιηθεί τρανζίστορ αντί του ολοκληρωμένου FPS πρέπει να επιλεχθεί τρανζίστορ που να αντέχει τάση μεγαλύτερη των 675V και ενεργό τιμή ρεύματος 104

117 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 5 μεγαλύτερη από 1Α. Τελική επιλογή το μοντέλο STP6NK90Z, Power Mosfet με τάση διάσπασης ΒVDSS = 900V και μέγιστη ενεργό τιμή για το ρεύμα στα 6Α. Τάση και ρεύμα στην δίοδο V i D V n D, rms dc,max I V o 1 o max Δίοδος 1.5iD,rms(A) 1.4VD(peak) DCC Πολύ μικρό 34 D D D D D Οι τάσεις που αναπτύσσονται στα άκρα των διόδων είναι σχετικά χαμηλές, γεγονός που μας δίνει την ευχέρεια να χρησιμοποιήσουμε διόδους Schottky, διόδους γνωστές για την χαμηλή πτώση τάσης VF κατά την περίοδο αγωγής τους. Όπως φαίνεται και από τον πίνακα, οι διόδοι αυτοί επιλέγονται βάσει της ενεργού τιμής του ρεύματος, αφού η ροή ρεύματος στην περίπτωση διόδων Schottky οφείλεται σε φορείς πλειονότητας (όπως και του MOSFET). Τέλος θα μπορούσε να επιλεχθεί ξεχωριστή δίοδος για κάθε έξοδο, όσον αφορά την τάση και το ρεύμα, όμως επειδή υπάρχει ελάχιστος αριθμός στοιχείων στην παραγγελία από τις εταιρείες, κρίνεται σωστότερο από οικονομικής πλευράς να επιλεχθεί η μεγαλύτερη σε τάση και ρεύμα δίοδος, και να χρησιμοποιηθεί για όλες τις εξόδους η ίδια. Τελική επιλογή το μοντέλο SB550, δίοδος Schottky με μεγίστη αντοχή σε ανάστροφη τάση στα άκρα της στα 50V, ενεργό τιμή ρεύματος στα 5Α, πτώση τάσης VF ίση με 0.5~0.6V. Για το βοηθητικό τύλιγμα πρέπει να χρησιμοποιηθεί δίοδος σήματος με πολύ μικρούς χρόνους μετάβασης. Το γιατί αναλύεται στην μέθοδο έναυσης του ολοκληρωμένου ελεγκτή. 105

118 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 5 Βήμα-12 : Υπολογισμός ψυκτικών. Γενικά βάση της σχέσης P D Tj T R R ja ja a υπολογίζεται η μέγιστη κατανάλωση ισχύος που αντέχει το στοιχείο.αν οι μεταβατικές απώλειες και απώλειες αγωγής ξεπερνούν την τιμή αυτή, τότε επιβάλλεται η χρήση ψυκτικού στο στοιχείο. Από τα φυλλάδια κατασκευαστών δίνονται συνήθως η μέγιστη επιτρεπτή τιμή για την κατανάλωση ισχύος μέσα στο στοιχείο ή η θερμική αντίσταση μεταξύ επαφής και περιβάλλοντα αέρα. Υπολογισμός ψυκτικών για τις διόδους: Δίνονται R T ja o 25 C W o 150 C j,max Tj Ta PD R 25 P D 5W ja Οι μεταβατικές απώλειες και οι απώλειες αγωγής στις διόδους θα είναι στην χειρότερη περίπτωση στο 1W,αναμενόμενο από την στιγμή που ο μετατροπέας είναι χαμηλής ισχύος,οπότε δεν χρειάζεται η τοποθέτηση ψυκτικών. 106

119 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 5 Υπολογισμός ψυκτικών για ολοκληρωμένο FPS: Δίνονται: P R t D 45W DS, on fall 5 29nsec P I R 2 P, rms DS, on P 2 0, W P V I t f sw DS,max P, max fall sw P n 67k sw P sw 1.9W P P P tot P tot sw 3.4W Το ολοκληρωμένο θεωρητικά δεν χρειάζεται ψυκτικό. 107

120 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 5 Βήμα-13 : Υπολογισμός της χωρητικότητας των πυκνωτών εξόδου. Σύμφωνα με την σχέση που συνδέει την τάση με το ρεύμα σε ένα πυκνωτή i C dv C dt προκύπτει η σχέση C o,min t off I o Vp p με το I o να αποτελεί μια προσεγγιστική τιμή για το ρεύμα που διαρρέει τον πυκνωτή. Οι ελάχιστες τιμές για τις χωρητικότητες φαίνονται στον πιο κάτω πίνακα. Έξοδος Vp-p(mV) Io(A) Co,min(μF) δεν υπάρχει περιορισμός Ποιός ο κατάλληλος τύπος πυκνωτή; Οι (κυλινδρικοί) ηλεκτρολυτικοί πυκνωτές είναι γνωστοί για τις μεγάλες τους χωρητικότητες σε συνδυασμό με τον μεγάλο τους όγκο για σχετικά χαμηλές τάσεις. Από την στιγμή που χρειάζεται μείωση της κυμάτωσης επιβάλλεται η χρησιμοποίηση πυκνωτή μεγάλης χωρητικότητας γι αυτό και προτιμάται η χρήση ηλεκτρολυτικών πυκνωτών στις εξόδους εώς και 2000μF. Εντούτοις η μείωση της κυμάτωσης της τάσης δεν είναι εφικτή αφού μεγάλη χωρητικότητα συνεπάγεται και μεγάλη ΕSR. Ένας άλλος τύπος πυκνωτών είναι οι MKP, οι οποίοι διακρίνονται για την χαμηλή τους χωρητικότητα (από pf εως μερικά μf) δηλαδή και μικρότερη ESR, αλλά και για την αντοχή τους σε μεγάλες τάσεις συνδυάζοντας παράλληλα μικρό μέγεθος. Οπότε ένας παράλληλος συνδυασμός ενός ηλεκτρολυτικού πυκνωτή μεγάλης χωρητικότητας, με έναν πυκνωτή τύπου MKP θα δώσει το επιθυμητό αποτέλεσμα. Τέλος η χωρητικότητα του πυκνωτή δεν παίζει τόσο σημαντικό ρόλο στην κυμάτωση της τάση στην έξοδο από την στιγμή που ο μετατροπέας θα τροφοδοτείται από μεταβαλλόμενη τάση. Το μέγεθος της κυμάτωσης θα εξαρτηθεί σε μεγάλο βαθμό από το πόσο γρήγορη είναι η απόκριση του ελεγκτή. 108

121 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 5 Βήμα-14 : Υπολογισμός παθητικών στοιχείων του (RCD) παθητικού κυκλώματος προστασίας με απώλειες. Αρχικά η αντίσταση και ο πυκνωτής του κυκλώματος προστασίας υπολογίζονται με βάσει τις σχέσεις (3.6) και (3.7). R sn 2V V nv sn sn o 2 fsip, pk Ll C sn V Vsn 2 f V R s 0.01V sn sn H σκέδαση του πρωτεύοντος υπολογίστηκε πειραματικά στα 0.162mH, δηλαδή στο 9% της επαγωγής του πρωτεύοντος. Έστω ότι πρέπει η τάση στα άκρα του τρανζίστορ να αποκόπτεται στα 740V δηλαδή η Vsn επιλέγεται στα 400V. Rsn (kω) Csn (μf) Psn (W) Αν η τάση στον πυκνωτή είναι μικρότερη από την nvo τοποθετείται μεγαλύτερη αντίσταση για να εκφορτίζεται πιο αργά ο πυκνωτής. Αν οι απώλειες στην αντίσταση του snubber είναι μεγάλες τότε αν είναι εφικτό τοποθετείται αντίσταση μεγαλύτερης τιμής π.χ 10kΩ με άμεση φυσική συνέπεια την χειρότερη προστασία του τρανζίστορ αφού η υπέρταση θα αποκόπτεται σε ψηλότερο σημείο. Οι πιο πάνω τιμές υπολογίστηκαν για Po 50 W, δηλαδή για, 1A. (Περεταίρω ανάλυση του υπολογισμού των παθητικών στοιχείων του snubber πραγματοποιείται στο υποκεφάλαιο 8.3) P pk 109

122 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 5 Βήμα-15 : Υπολογισμός παθητικών στοιχείων του (LC2D) παθητικού κυκλώματος προστασίας χωρίς απώλειες. Με βάση τις σχέσεις (3.3), (3.4) και (3.5) υπολογίζονται οι τιμές για την χωρητικότητα του πυκνωτή και την επαγωγή του πηνίου που απαρτίζουν το snubber. C sn 1 L leak 2s (1 max ) I p Ip Lleak Csn L leak BVDSS V i,max nvo L 2 1 mins sn 2 C sn C sn 0.14F 0, 76nF C 1.5nF C sn 1nF sn L L sn sn 14mH 2mH 110

123 111

124 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 6 112

125 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 6 KEΦΑΛΑΙΟ 6 ΒΡΟΧΟΣ ΑΝΑΔΡΑΣΗΣ ΚΑΙ ΑΝΤΙΣΤΑΘΜΙΣΤΗΣ 6.1 Εισαγωγή Σε όλα τα συστήματα στην φύση, υπάρχει ένα είδος ελέγχου που σκοπό έχει να τα επαναφέρει στην ευστάθεια, σε περίπτωση που οποιοσδήποτε παράγοντας προκαλέσει την ανεπιθύμητη αλλά αναπόφευκτη αστάθεια. Το πόσο γρήγορα μπορεί να επανέλθει το σύστημα στην ευστάθεια, αν τα καταφέρει, χαρακτηρίζει το πόσο καλός είναι ο έλεγχος του συστήματος. Παραδείγματος χάρη, βλέποντας το ίδιο μας το σώμα παρατηρούμε ότι όταν για κάποιο λόγο ανεβαίνει η θερμοκρασία του ένας μηχανισμός του οργανισμού μας ψύχει το σώμα ενώ αντίθετα προκαλεί συσπάσεις στους μύες για να ανεβάσει την θερμοκρασία όταν κάνει κρύο προσπαθώντας με αυτό τον τρόπο να κρατήσει την θερμοκρασία του σε φυσιολογικά επίπεδα. Με τον ίδιο τρόπο ο μηχανικός στην προσπάθεια του να υλοποιήσει συστήματα, πάντα βρίσκεται αντιμέτωπος με παράγοντες μη ελεγχόμενους, με άμεση συνέπεια την αστάθεια. Καταρχήν ανατρέχοντας σε βασικές γνώσεις των Συστημάτων Αυτομάτου Ελέγχου, ένα σύστημα για να είναι υλοποιήσιμο πρέπει να είναι αιτιατό, δηλαδή οι τιμή της απόκρισης την χρονική στιγμή t να εξαρτάται από παρελθοντικές τιμές της διέγερσης, και ταυτόχρονα ευσταθές. Υπολογίζοντας την συνάρτηση μεταφοράς του συστήματος προσδιορίζονται οι πόλοι και τα μηδενικά. Εξετάζοντας ένα ανοικτό σύστημα μαθηματικά, για να είναι ευσταθές, πρέπει όλοι οι πόλοι και τα μηδενικά του να βρίσκονται στο αριστερό ημιεπίπεδο των διανυσματικών αξόνων ή εναλλακτικά μελετώντας τα διαγράμματα Bode τα περιθώρια κέρδους και φάσης να είναι θετικές ποσότητες. Όμως στην πράξη αυτό είναι αδύνατο. Ακόμα και αν μαθηματικά είναι ευσταθές, είναι τόσοι πολλοί οι παράγοντες που μεταβάλλονται που το τελικό αποτέλεσμα είναι η σίγουρη αστάθεια. Με χρήση μοναδιαίας αρνητικής ανατροφοδότησης η απόκριση βρίσκεται υπό διαρκή παρατήρηση και μέσω ενός αντισταθμιστή (ελεγκτή) η τιμή της τείνει να διατηρείται στα επιθυμητά επίπεδα. 113

126 ΚΕΦΑΛΑΙΟ Συνάρτηση μεταφοράς ανοιχτού συστήματος του μετατροπέα τύπου Flyback για DCM Current Mode Η συνάρτηση μεταφοράς του μετατροπέα τύπου Flyback για DCM λειτουργία και Current Mode Control προσεγγίζεται με βάσει τα μοντέλα του Dr. Raymond Ridley [2] από την σχέση (6.1). s s 1 1 Vo () s RL fslp 1 z1 z2, RHP Gs () VFb ( s) 2 Rsense s s 1 1 p1 p2 (6.1) 1 nrl z1 z2, RHP rc C o o V o nv o 1 L p Vi Vi f Vi 1 nv o p1 p2 s RL Co 2 nv R T V 2L i o sense s p Όπως φαίνεται από την σχέση (6.1) υπάρχει και στην DCM λειτουργία μηδενικό στο δεξί ημιεπίπεδο αλλά βρίσκεται σε πολύ ψηλή συχνότητα για αυτό μπορεί να αγνοηθεί. Κλείνοντας το σύστημα όπως φαίνεται και στο σχήμα 6.2 o κύριος στόχος είναι η επίτευξη ευστάθειας και αυτό μελετώντας τα διαγράμματα Bode επιτυγχάνεται όταν το περιθώριο κέρδους και περιθώριο φάσης είναι θετικές ποσότητες. 114

127 ΚΕΦΑΛΑΙΟ Αντιστάθμιση συστήματος To ποιός ο κατάλληλος τύπος ελεγκτή K για την υλοποίηση του κυκλώματος ελέγχου αποτελεί τον πρώτο προβληματισμό για τον μηχανικό. Ο αριθμός των πόλων που βρίσκονται στο μηδέν στο διανυσματικό σύστημα αξόνων καθορίζει τον τύπο του ελεγκτή. Τύπου-0 για κανένα πόλο στο μηδέν, τύπου-1 για ένα πόλο στο μηδέν και τύπου-2 για δύο πόλους στο μηδέν. Όσο πιο μεγάλος ο τύπος του ελεγκτή τόσο πιο μικρό το σφάλμα μόνιμης κατάστασης με την απόκριση να είναι γρηγορότερη, αλλά τόσο μεγαλύτερος ο βαθμός δυσκολίας όσον αφορά την υλοποίηση του. Σύμφωνα με μελέτες οι μετατροπείς τύπου Flyback όπου όπως φαίνεται από τα διαγράμματα Bode δεν χρειάζονται ανύψωση φάσης με αποτέλεσμα οι ελεγκτές τύπου-1 και τύπου-2 να συστήνονται ως οι καταλληλότεροι για την υλοποίηση του κυκλώματος ελέγχου. Στην παρούσα μελέτη από την στιγμή που ένας από τους βασικούς στόχους είναι η απλότητα του κυκλώματος αποφασίστηκε να χρησιμοποιηθεί ελεγκτής τύπου-1 (σχήμα 6.1) με τίμημα φυσικά το σχετικά μεγάλο σφάλμα μόνιμης κατάστασης και την αργότερη απόκριση σε σχέση με τον τύπου-2. Ο συγκεκριμένος ελεγκτής είναι ένας ολοκληρωτής όπως φαίνεται στο σχήμα 6.1. Σχήμα 6.1 Ολοκληρωτής αντισταθμιστής τύπου

128 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 6 Συνάρτηση μεταφοράς αντισταθμιστής τύπου-1 : V out 1 s K s Vi RCs s Ks s (6.2) Συχνότητα αποκοπής : f c 1 2 RC Φάσμα μέτρου : K c j Φάσμα φάσης : j 90 ή 270 Σχήμα 6.2 Μετατροπή ανοιχτού συστήματος σε κλειστό. 116

129 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 6 Σχήμα 6.3 Διαγράμματα Bode αντισταθμιστή τύπου-1. Όπως φαίνεται και από τα διαγράμματα Bode του ελεγκτή τύπου-1 λόγω του πόλου στο μηδέν που παρουσιάζει η συνάρτηση μεταφοράς του το κέρδος στο διάγραμμα μέτρου μειώνεται με 20dB ανά δεκάδα ενώ στο διάγραμμά φάσης η τάση εξόδου υστερεί κατά -90 μοίρες από την τάση εισόδου. 117

130 ΚΕΦΑΛΑΙΟ Κυκλωματική ανάλυση του βρόχου ανάδρασης [1] Στο σχήμα 6.4 φαίνεται το κύκλωμα που υλοποιεί τον βρόχο ανάδρασης. Αποτελείται από έναν διαιρέτη τάσης, δύο πυκνωτές αντιστάθμισης, έναν optocoupler και μια προγραμματιζόμενη δίοδο zener. Για την κατανόηση της λειτουργίας του κρίνεται σκόπιμο να αναλυθούν ένα προς ένα τα στοιχεία που τον υλοποιούν. Σχήμα 6.4 Κυκλωματική υλοποίηση βρόχου ανάδρασης και αντισταθμιστή τύπου

131 ΚΕΦΑΛΑΙΟ OPTOCOUPLER [1] Σχήμα 6.5 Optocoupler Αποτελείται από ένα διπολικό τρανζίστορ και ένα GaAs Led και ενσωματώνονται σε μια συσκευασία (σχήμα 6.5). Τα φωτόνια που εκπέμπονται από την δίοδο μαζεύονται από την βάση του τρανζίστορ (σχήμα 6.6) με αποτέλεσμα όταν πληρούνται οι προϋποθέσεις το τρανζίστορ να άγει. Όλα αυτά γίνονται χωρίς να υπάρχει ηλεκτρική σύνδεση μεταξύ Led και BJT δηλαδή στην περίπτωση του υπό μελέτη μετατροπέα επιτυγχάνεται η ηλεκτρική απομόνωση μεταξύ πρωτεύοντος και δευτερεύοντος. Το ρεύμα στον συλλέκτη εξαρτάται από τον λόγο μεταφοράς ρεύματος CTR σύμφωνα με την σχέση I CTR I C F και ο CTR με την σειρά του εξαρτάται από το ρεύμα που διαρρέει την δίοδο ΙF και από την θερμοκρασία και ποικίλει ανάλογα με το μοντέλο του optocoupler. Στην παρούσα κατασκευή θα χρησιμοποιηθεί το μοντέλο FOD817A300 το οποίο διακρίνεται για τον μεγάλο του CTR. Μεγάλος CTR συνεπάγεται μεγάλο ρεύμα στον συλλέκτη για σχετικά μικρό ρεύμα στην δίοδο άρα και χαμηλότερες απώλειες αγωγής στην RLed. Σχήμα 6.6 Κυκλωματικό μοντέλο του optocoupler. 119

132 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 6 Το διπολικό τρανζίστορ του optocoupler παρουσιάζει μια χωρητικότητα Cμ1 (σχήμα 6.6) μεταξύ συλλέκτη και εκπομπού (βάσει του θεωρήματος Miller) η οποία όπως θα δειχθεί στην συνέχεια ίσως προκαλέσει προβλήματα αστάθειας. Σε πρώτη φάση η τιμή της χωρητικότητας πρέπει να υπολογιστεί και αυτό είναι εφικτό είτε χρησιμοποιώντας χαρακτηριστικές από τα φυλλάδια κατασκευαστών ή ακόμα καλύτερα πειραματικά. Με βάση το διάγραμμα πλάτους που παρατίθεται στα φυλλάδια κατασκευαστών προσδιορίζεται η ω-3db για μια δεδομένη αντίσταση RL με αποτέλεσμα να είναι εφικτός ο υπολογισμός της χωρητικότητας με βάσει την σχέση : f C1 1 2 RC L 1 C RLfC 1 (6.3) Στην ξένη βιβλιογραφία συστήνεται για μεγαλύτερη ακρίβεια, αυτή η χωρητικότητα να υπολογίζεται πειραματικά. Προτείνεται το πιο κάτω κύκλωμα (σχήμα 6.7). Αρχικά η Vac είναι ανοικτοκυκλωμένη. Εφαρμόζεται τάση στα 5V στην αντίσταση Rpullup, ακολούθως αυξάνεται η Vbias μέχρι η τάση στον συλλέκτη να φτάσει τα 3V. Ακολούθως εφαρμόζεται η τάση Vac της οποίας αυξάνεται η συχνότητα και ταυτόχρονα παρακολουθείται η τάση στον συλλέκτη. Η συχνότητα στην οποία η τάση αυτή αρχίζει να μειώνεται είναι η f-3db η συχνότητα στην οποία βρίσκεται ο πόλος που προσθέτει η Cμ1 και έτσι με την σχέση (6.3) υπολογίζεται η τιμή της. 120

133 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 6 Σχήμα 6.7 Πειραματικό κύκλωμα εύρεσης του πόλου που εισάγει η παρασιτική χωρητικότητα Cμ Ρυθμιστής τάσης TL431 ή προγραμματιζόμενη Zener [1] Όπως φαίνεται πιο κάτω αυτός ο ρυθμιστής τάσης ισοδυναμεί προσεγγιστικά με ένα διπολικό τρανζίστορ, έναν συγκριτή, μια σταθερή πηγή τάσης και 2 διόδους. Σχήμα 6.8 Προσεγγιστικό κυκλωματικό μοντέλα του TL431. Λειτουργεί σαν δίοδος zener. Για να βρεθεί σε σημείο λειτουργίας πρέπει σε πρώτη φάση να πολωθεί στην ενεργό περιοχή το τρανζίστορ και αυτό επιτυγχάνεται όταν εφαρμοστεί στον συλλέκτη τάση μεγαλύτερη ή ίση των 2.5V μέσω του ακροδέκτη R και σε δεύτερη φάση πρέπει να περάσει ρεύμα τουλάχιστον 1mΑ από τον ακροδέκτη Κ και αυτό για να είναι όσο το δυνατόν μικρότερη η δυναμική αντίσταση του στοιχείου έτσι ώστε η τάση VAK να είναι όσο το δυνατόν πιο σταθερή γίνεται. 121

134 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 6 Σχήμα 6.9 Χαρακτηριστική ρεύματος τάσης του ρυθμιστή τάσης. Η τάση στον ακροδέκτη R εφαρμόζεται μέσω ενός διαιρέτη τάσης που όπως φαίνεται πιο κάτω διαιρεί την τάση που πρέπει να ελέγχεται. Οι τιμές των αντιστάσεων επιλέγονται τέτοιες ώστε η ελάχιστη τάση VR να βρίσκεται στα 2.5V όταν η τάση εξόδου φτάσει στην επιθυμητή τιμή. Για ρεύμα Ιbridge=1mA και Ibias αμελητέο (αφού ο τελεστικός ενισχυτής έχει άπειρη αντίσταση εισόδου) μπορούν να υπολογιστούν οι κατάλληλες τιμές των αντιστάσεων. R upper V I out V bridge R VR 2.5V Rlower Rlower 2.5k I 1mA bridge 122

135 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 6 Σχήμα 6.10 Έλεγχος μιας εξόδου. Αν απαιτείται έλεγχος δύο εξόδων του μετατροπέα όπως φαίνεται και στο σχήμα 6.11, πρέπει αρχικά να καθοριστεί σε τι ποσοστό θα ελέγχεται η κάθε τάση. Παραδείγματος χάρη βλέποντας το πιο κάτω κύκλωμα, η τάση Vout1 θα ελέγχεται στο 70% ενώ η Vout2 στο 30%. Αυτό συνεπάγεται ότι τα 2.5V της VR θα αναπτύσσονται από τον πιο κάτω αθροιστή από το 70% της Vout1 και το 30% της Vout2. 123

136 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 6 VR 2.5V Rlower Rlower 2.5k I 1mA bridge R R R R V V V upper,2 lower upper,1 lower R out1 out 2 Rupper,1 Rlower Rupper,1 Rupper,2 Rupper,2 Rlower Rupper,1 Rlower Rupper,1 Rupper,2 Rupper,2Rlower 0.7V R R R upper,2 lower Vout1 Rupper,1Rlower Rupper,1 Rupper,2 Rupper,2Rlower 0.3V R R upper,1 R lower R R R R R R upper,1 lower upper,1 upper,2 upper,2 lower V out 2 Σχήμα 6.11 Έλεγχος δύο εξόδων. 124

137 ΚΕΦΑΛΑΙΟ Υλοποίηση του βρόχου ανάδρασης [1] Με τον διαιρέτη τάσης εφαρμόζονται τα 2.5V στο ακροδέκτη R του στοιχείου και στην συνέχεια συγκρίνονται με την Vref = 2.5V. Μόλις η τάση στην έξοδο αυξηθεί έστω και λίγο περισσότερο από την επιθυμητή τιμή, αυξάνεται και η VR με αποτέλεσμα η έξοδος του συγκριτή να πολώνει την βάση του τρανζίστορ (VBE > 0.6V), ταυτόχρονα η τάση στον συλλέκτη η οποία ισούται με την VR είναι μεγαλύτερη από την τάση στην βάση (VCB > 0V) και συνεπώς υπάρχουν οι προϋποθέσεις για να λειτουργήσει το τρανζίστορ στην ενεργό περιοχή. Όμως για να άγει πρέπει να τραβήξει ρεύμα από την δίοδο του optocoupler, ρεύμα το οποίο ρυθμίζεται από την RLED αφού η Vout είναι δεδομένη. H RLED όμως επηρεάζει το dc-gain, για αυτό σύμφωνα με την ξένη βιβλιογραφία είναι καλύτερα να ρυθμιστεί σε τέτοια τιμή ώστε η δίοδος του optocoupler να τραβάει ρεύμα 0.3mA ~ 0.5mA (καλύτερο dc-gain). Με αυτό το ρεύμα όμως το TL431 δεν βρίσκεται στο σημείο λειτουργίας του με αποτέλεσμα η τάση VAK να μεταβάλλεται αρκετά για μικρές μεταβολές του ρεύματος που τραβάει η RLED. To πρόβλημα αυτό λύνεται τοποθετώντας όπως φαίνεται και στο σχήμα 7.12, μια αντίσταση Rbias=1kΩ παράλληλα στη δίοδο με αποτέλεσμα λόγω της περιοχής απογύμνωσης της διόδου η οποία λειτουργεί σαν σταθερή πηγή τάσης 1V το TL431 να τραβάει 1.3mA και να βρίσκεται στο σημείο λειτουργίας του. Σχήμα 6.12 Πόλωση του TL

138 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 6 Μέχρι στιγμής η dc-ανάλυση του βρόχου ανάδρασης έχει ως εξής: (Δεχόμενοι προς το παρόν ότι η τάση στον συλλέκτη του optotransistor δηλαδή η τάση VFb είναι ανάλογη του λόγου κατάτμησης δ βλέπουμε ολόκληρο τον βρόχο ανάδρασης. Οι όποιες χωρητικότητες υπάρχουν στο κύκλωμα ανοικτοκυκλώνονται στην dc-ανάλυση). Έστω ότι η ελεγχόμενη τάση είναι αυτή των 5V (Vo=5V). Αυτό συνεπάγεται ότι οι αντιστάσεις Rupper και Rlower ρυθμίζονται στα 2.5kΩ για να βρίσκεται η τάση VR στα 2.5V. Η RLED ρυθμίζεται έτσι ώστε ο ρυθμιστής τάσης να τραβάει 1.3mΑ ή όσο χρειάζεται για να επιτευχθεί η απαιτούμενη σχετική διάρκεια αγωγής του Mosfet. Μόλις η τάση εξόδου αυξηθεί, η τάση στον ακροδέκτη R του TL431 είναι μεγαλύτερη από 2.5V άρα το τρανζίστορ είναι ικανό να άγει και ταυτόχρονα αφού η Vo>5V το ρεύμα που διαρρέει την δίοδο LED μεγαλώνει, έτσι η βάση του optotransistor τραβάει μεγαλύτερο ρεύμα άρα το ίδιο και ο συλλέκτης του, με άμεσο αποτέλεσμα την μείωση της τάσης VFb άρα και του δ και έτσι η Vo μειώνεται. Αν η Vo<5V τότε το τρανζίστορ του TL431 βρίσκεται στην αποκοπή, η δίοδος LED δεν άγει, το ρεύμα στον συλλέκτη του optotransistor μηδενίζεται και έτσι η τάση VFb αυξάνεται το ίδιο και το δ με αποτέλεσμα να μεγαλώνει η Vo. 126

139 ΚΕΦΑΛΑΙΟ Ανάλυση μικρού σήματος [1] Στην ανάλυση μικρού σήματος οι dc πηγές τάσης βραχυκυκλώνονται και οι dc πηγές ρεύματος ανοικτοκυκλώνονται ενώ οι πυκνωτές συμπεριλαμβάνονται (σχήμα6.13). Σε αυτό το σημείο φανερώνεται ο αντισταθμιστής τύπου-1. Αναλύοντας το ισοδύναμο κύκλωμα προκύπτει η συνάρτηση μεταφοράς ολόκληρου του αντισταθμιστή. Σχήμα 6.13 Ισοδύναμο μοντέλο μικρού σήματος του βρόχου ανάδρασης και του αντισταθμιστή. V TL431 Vo () s ( s) (1) sr C upper 1 V ( s) V ( s) I s I s V s 1 sr o TL431 upper 1 LED ( ) LED ( ) o( ) (2) RLED srledrupperc1 C R 1 sc V s CTR I s R 1 pullup sc pullup 2 Fb( ) LED ( ) (3) 2 127

140 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 6 Αντικαθιστώντας την (2) στην (3) προκύπτει η συνάρτηση μεταφοράς K(s) του αντισταθμιστή με πόλους και μηδενικά να δρουν στις πιο κάτω συχνότητες. V () 1 1 Fb s srupper C Ks () Vo () s RLEDRupper C 1 1 srpullupc s RpullupCTR 1 2 s 1 1 z Ks () s s 1 p0 p (6.4) p0 1 R R C LED R pullup upper CTR 1 (6.5) z 1 C Rupper 1 (6.6) p 1 C Rpullup 2 (6.7) Η συχνότητα ωp0 (0 db crossover frequency) αποτελεί την συχνότητα στην οποία θα προστεθεί ένας πόλος από τον αντισταθμιστή τύπου-1 στην οποία το κέρδος του αντισταθμιστή θα είναι μηδενικό, ώστε επιτευχθεί η απαιτούμενη αντιστάθμιση στην συχνότητα αποκοπής fc που θα δώσει τις τιμές για τα περιθώρια κέρδους και φάσης. Από την συχνότητα ωp0 υπολογίζεται η χωρητικότητα C1. RpullupCTR C 1 2 f R R (6.8) p0 LED upper 128

141 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 6 Στόχος ο πόλος στην ωp να αναιρέσει το μηδενικό στην ωz συνάρτηση μεταφοράς τύπου-1. ώστε να προκύψει η επιθυμητή 1 1 p z R C R C upper 1 pullup 2 C 2 R R upper C pullup 1 Ks () s p0 1 Στην θέση της χωρητικότητας C2 βρίσκεται η παρασιτική χωρητικότητα Cμ1 η οποία υπολογίζεται με την μέθοδο που έχει προαναφερθεί. Έτσι προστίθεται μια επιπλέον χωρητικότητα (παράλληλα στην Cμ1) μέχρι να επιτευχθεί η απαιτούμενη τιμή της C2. C2 CFb C 1 CFb C2 C 1 (6.9) 129

142 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 6 Στην συνέχεια αναλύεται η μέθοδος αντιστάθμισης του ανοικτού συστήματος (εύρεση των πυκνωτών C1 και CFb). Η συχνότητα αποκοπής fc συστήνεται να είναι μικρότερη ή ίση από το 1/10 της διακοπτικής συχνότητας fs και ταυτόχρονα μικρότερη από το 1/5 της συχνότητας του μηδενικού στο δεξί ημιεπίπεδο. Έστω ότι επιλέγεται συχνότητα αποκοπής fc = 6.7 khz. Κύριος στόχος είναι η επίτευξη ενός περιθώριου φάσης με τιμή που να κυμένεται από 50~90 μοίρες και ταυτόχρονα το περιθώριο κέρδους να είναι θετική ποσότητα. Υπολογίζεται η συνάρτηση μεταφοράς του μετατροπέα με βάσει την σχέση (6.1) και με την χρήση του λογισμικού Μatlab υπολογίζονται τα διαγράμματα Bode. Gs () s 0.008s s s1 400 rad / sec 220 Mrad / sec z1 z2 f 796Hz f 35MHz z1 z2 400 rad / sec 0.4 Mrad / sec p1 p2 f 64Hz f 67.8kHz p1 p2 130

143 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 6 Στο διάγραμμα μέτρου στο σχήμα 6.13 στην συχνότητα fc=6.7 khz το κέρδος ισούται με G(fc) = 10dB. Σχήμα 6.14 Διαγράμματα Bode μετατροπέα τύπου Flyback (DCM-CM) πριν την αντιστάθμιση. 131

144 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 6 Έστω ότι χρειάζεται να γίνει αντιστάθμιση στην έξοδο των 5V στα 6.7 khz όπου το κέρδος ανοικτού συστήματος ισούται με G(fc) = 10dB. Στόχος είναι η τοποθέτηση του πόλου ωp0 σε τέτοια συχνότητα ώστε το κέρδος τάσης στην fc =6.7 khz να είναι -10dB. G fc 20dB G 20 log G G 10 fc 10 G f c 20 G 0.1 f p0 G f p0 Hz p0 rad fc / sec R 2 k, R 22 k, R 2.5 k, CTR 0.4 LED pullup upper RpullupCTR 22k 0.4 C1 2 f R R 26702k 2.5k p0 LED upper C 0.42F 1 C 2 RupperC1 2.5k 0.42F R 22k pullup C 2 47nF C 16nF 1 ( ό ά ώ ) C Fb C C C 31nF 2 1 Fb * (Οι αντιστάσεις R LED, R pullup υπολογίστηκαν από προσομοίωση περιβάλλον pspice) 132

145 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 6 Σχήμα 6.15 Διαγράμματα Bode μετατροπέα τύπου Flyback (DCM-CM) μετά την αντιστάθμιση. Από τα διαγράμματα Bode του σχήματος 6.14 και 6.15 φαίνεται ότι μετά την αντιστάθμιση στα 6.7kHz επιτυγχάνεται ένα περιθώριο κέρδους στα 84dΒ και ένα περιθώριο φάσης 70 μοιρών γεγονός που υποδεικνύει ευστάθεια. 133

146 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 6 Αναφορές [1] Christophe P.Basso : Designing Control Loops for Linear and Switching Power Supplies A Tutorial Guide, Artech House. [2] Christophe P.Basso : Switch Mode Power Supplies, Spice Simulations and Practical Designs, McGraw-Hill. 134

147 135

148 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 7 136

149 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 7 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 7 ΕΛΕΓΚΤΗΣ ΚΑΙ ΔΙΑΚΟΠΤΙΚΟ ΣΤΟΙΧΕΙΟ ΙΣΧΥΟΣ ΕΝΣΩΜΑΤΩΜΕΝΑ ΣΕ ΕΝΑ ΟΛΟΚΛΗΡΩΜΕΝΟ ΚΥΚΛΩΜΑ 7.1 Περιγραφή ολοκληρωμένου Για την υλοποίηση του μετατροπέα τύπου Flyback, χρησιμοποιήθηκε ένας ολοκληρωμένος ελεγκτής τύπου PWM, ο οποίος ενσωματώνει στο πακέτο του ένα τρανζίστορ ισχύος τύπου Μosfet. Έτσι, με ένα στοιχείο υλοποιείται ο έλεγχος και η παλμοδότηση του ήδη ενσωματωμένου τρανζίστορ, με αποτέλεσμα την μείωση του αριθμού των στοιχείων (για την υλοποίηση του ελέγχου) άρα και του κόστους, του όγκου και του βάρους της κατασκευής. Το ολοκληρωμένο αυτό πακέτο καλείται FPS (Fairchild Power Switch). Υπάρχει στην αγορά εδώ και τουλάχιστον μια δεκαετία και συνεχώς αναβαθμίζεται όσον αφορά την συσκευασία του, τις λειτουργίες που επιτελεί και το τρανζίστορ που ενσωματώνει. Στην παρούσα μελέτη χρησιμοποιήθηκε το μοντέλο FSL138MRT, που σε σχέση με άλλα μοντέλα, διακρίνεται για το υψηλής τάσης διάσπασης τρανζίστορ ισχύος (BVDSS=800V) που ενσωματώνει στο πακέτο του, οδηγούμενο από ρολόι συχνότητας 67kΗz. Ο έλεγχος του στοιχείου επιτυγχάνεται μέσω του ρεύματος που διαρρέει το τρανζίστορ (current mode control) ενώ περιλαμβάνει και soft-start. Περιέχει κυκλώματα προστασίας από υψηλές τάσεις και ρεύματα, καθώς και soft burst-mode operation για χαμηλή κατανάλωση ισχύος στα εσωτερικά του κυκλώματα. Τέλος με βάση τα φυλλάδια του κατασκευαστή, το FPS συστήνεται για μέγιστη ισχύ εξόδου στα 50 Watts σε θερμοκρασίες περιβάλλοντος. Όπως φαίνεται και στην πιο κάτω εικόνα toy σχήματος 7.1,το FPS απαρτίζεται από το περίβλημα ψύξης και τους 6 ακροδέκτες του. Σημαντικό πλεονέκτημα αυτού τoυ περιβλήματος αποτελεί η υποδοχή ψυκτικού που στα άλλα FPS απουσιάζει. Σχήμα 7.1 Ολοκληρωμένο FSL138MRT 137