با مصرف توان پايين و نويز كم

و 4 نوسانساز متعامد تفاضلي با مصرف توان پايين و نويز كم مليحه زارع ساسان ناصح دانشگاه فردوسي مشهد دانشكده مهندسي گروه مهندسي برق- الكترونيك E-mail: naseh@um.ac.ir چكيده - در اين مقاله ساختار جديدي جهت توليد سيگنالهاي متعامد اراي ه شده است.در ساختار پيشنهاد شده دو نوسانساز تفاضلي مشابه با استفاده از خازن به نحوي با همديگر تزويج شده اند كه خروجيهاي متعامد ايجاد مي كنند. تحليلي از كاركرد مدار خطي شده اراي ه شده است كه نشان مي دهد خروجيها نسبت به هم متعامد هستند. از مهمترين مزاياي ساختار پيشنهاد شده اين است كه عناصر تزويج كننده خازنها هيچ منبع نويزي به مدار اضافه نميكنند همچنين مصرف توان ندارند. نوسانساز پيشنهادي در فن آوري MOS و BJT طراحي شده و نتايج شبيه سازي آن اراي ه شده است. كليد واژه- نوسانساز كنترل شده با ولتاژ نوسانساز متعامد نويز طيف. - مقدمه نوسانسازهاي متعامد در سيستمهاي مخابراتي جهت مدولاسيون دمودلاسيون و حذف فركانس تصوير به كار گرفته مي شوند[ ]. براي توليد سيگنالهاي متعامد روشهاي مختلفي به كار گرفته شده است از جمله: استفاده از يك شبكه - به همراه يك نوسانساز[ ] تركيب يك فليپ فلاپ master-slave با يك نوسانساز داراي فركانسي دو برابر فركانس نوسان مورد نظر [] نوسازهاي حلقه اي متعامد ].[4 3] و نوسانسازهاي تفاضلي تزويج شده [5- سيستمهاي مخابراتي بي سيم نيازمند نوسانسازهايي با نويز طيف noise) (phase و مصرف توان كم مي باشند از اين رو نوسانسازهاي تزويج شده گزينه مناسبي جهت ايجاد سيگنالهاي متعامد هستند. در اين نوع نوسانسازها دو نوسانساز مشابه به نحوي با هم تزويج ميشوند كه خروجيهاي متعامد بدست مي آيند. نوسانسازهاي متعامد تزويج شده داراي مدار تشديد به دو گروه عمده تقسيم ميشوند. در يك گروه تزويج دو نوسانساز به صورتي است شكل : نوسانساز متعامد تفاضلي رفوگران [8]. كه هماهنگهاي مرتبه دوم با هم 80 درجه اختلاف فاز دارند كه باعث ايجاد 90 درجه اختلاف فاز در هماهنگهاي مرتبه اول ميشود [7-5]. در گروه ديگر تزويج دو مرتبه اول صورت مي گيرد. نوسانساز از طريق هماهنگهاي نوسانساز اولين متعامد تزويج شده در اين گروه توسط رفوگران [8] اراي ه شده كه در شكل نشان داده شده است. در اين ساختار كه P-VO ناميده ميشود ترانزيستورهاي تزويج كننده به طور موا يز با ترانزيستورهاي اتصال ضربدري قرار گرفته اند. M M sw M M sw در مدار

رفوگران نكته كليدي در ايجاد سيگنالهاي متعامد نحوه اتصال دو نوسانساز تفاضلي است به اين صورت كه يك نوسانساز به صورت هم فاز به نوسانساز ديگر سيگنال تزريق ميكند وديگري در فاز متقابل. ساختار كلي مدار رفوگران در نوسانسازهاي متعامد بعدي كه اراي ه شده به عنوان الگو به كار گرفته شده است. در [9] مدار تزويج كننده يك شيفت دهنده ي فاز است كه از يك ترانزيستور و يك خازن تشكيل شده است همانند نوسانساز رفوگران مدار تزويج كننده به طور موازي با ترانزيستورهاي اتصال ضربدري قرار گرفته اند. استفاده از شيفت دهنده فاز براي تزويج نويز طيف را كاهش ميدهد اما باعث افزايش شكل : نوسانساز متعامد پيشنهادي با استفاده از ترانزيستورهاي.MOS مدار شامل دو نوسانساز تفاضلي يكسان است كه از طريق -4 بدنه ي اين ترانزيستور ها به بيشترين ولتاژ مدار يعني همچنين بين ولتاژهاي گرههاي و - مصرف توان ميشود. در [-0] ترانزيستورهاي تزويج كننده به طور سري با ترانزيستورهاي اتصال ضربدي قرار گرفته اند كه باعث كاهش نويز طيف شده است. در [3] ساختار نوسانساز رفوگران به صورت مكمل به كار گرفته شده كه باعث كاهش مصرف توان و نويز طيف شده است. در نوسانساز متعامد اراي ه شده در [4] با تزويج بدنه هاي ترانزيستورهاي اتصال ضربدري در دو نوسانساز تفاضلي از طريق خازن خروجيهاي متعامد بدست آمده است. اين مدار از آنجا كه ترانزيستورهاي تزويج كننده در آن حذف شده است در مقايسه با نوسانسازهاي قبلي[ 3-8 ] مصرف توان و نويز طيف كمتري دارد. اما در اين ساختار هر ترانزيستور بايد در يك چاهك نوع n جداگانه قرار بگيرد. همچنين اين ساختار با فن آوري BJT قابل پياده سازي نيست. در بخش بعدي نوسانساز جديدي جهت توليد سيگنالهاي متعامد اراي ه و تحليل شده است. در ساختار پيشنهادي هماهنگهاي مرتبه اول دو نوسانساز تفاضلي مشابه با خازن با هم تزويج شده اند. به كار بردن خازن به عنوان عنصر تزويج كننده اين مزيت را دارد كه هيچ منبع نويز و همچنين هيچ توان اضافي به مدار اصلي اضافه نمي كند. در بخش 3 نتايج شبيه سازي براي نوسانساز طراحي شده با فن آوري MOS و BJT اراي ه شده است. در بخش 4 نتايج مهم به طور خلاصه آورده شده است. - نوسانسازمتعامد پيشنهادي نوسانساز پيشنهادي در شكل نشان داده شده است. خازنهاي -4 = به همديگر تزويج شده اند. اتصال M گيتها ودرينهاي ترانزيستورهاي اتصال ضربدري A توسط خازنهاي -4 مورد نياز گيتهاي ترانزيستورهاي فراهم شده است. ولتاژ باياس D M -4 بوسيله منبع ولتاژ V g از طريق g فراهم ميشود. اندازه ي g بزرگ انتخاب ميشود تا اثر بارگذاري كمي بر مدار داشته باشد. ترانزيستورهاي M v به عنوان خازنهاي متغير به كار رفته اند. اتصالات اين ترانزيستورها در شكل نشان داده شده است. متصل شده اند (در شكل اين اتصال نشان داده نشده است) كه باعث افزايش بازه ي تغييرات فركانسي مي شود [5]. تلفات مدار تشديد با قرار دادن مقاومت هاي s سري با سلف ها مدل شده است. به دليل تقارن در ساختار هر يك از نوسانسازهاي شكل يك اختلاف فاز 80 درجه بين ولتاژهاي گرههاي كاملا نوسانساز دو كه دامنه و هم فركانس دارند. يكسان هستند و - و وجود دارد. از آنجا خروجي هاي هم به منظور اينكه نشان دهيم بين ولتاژهاي دو گره و و اختلاف فاز 90 درجه وجود دارد يك تحليل از مدل خطي شده مدار در زير اراي ه شده است. پتانسيلهاي گرههاي و را به صورت فازوري به ترتيب با Ve jϕ و V Y نشان مي دهيم كه ϕ اختلاف فاز بين ولتاژهاي دو گره است. براي اينكه نشان دهيم ϕ نود درجه است K را در گرههاي X كه در شكل s s نشان داده شده اند به صورت زير 3 4 g Vtune MT M M M3 M4 Vg x g g 3 4 g Vb Vg Vtune MT y Vb

s V V tune V V tune jϕ V ( V )j ( e )j x x V ω Vx V ω g ( Vx V )jωgd Vx jωgs = 0 مي نويسيم: () b T b ias 3 4 b b T ias jϕ Vy ( Vy Ve )jω ( Vy V )jω g jϕ ( Vy Ve )jωgd Vy jωgs = 0 () V به ترتيب ولتاژهاي گرههاي X و Y هستند. در كه V و y نوشتن دو رابطه فوق فرض شده است كه كليه جريانهاي خازنهاي و و همچنين كليه پتانسيلهاي گيتها و درينهاي ترانزيستورهاي اتصال ضربدري سينوسي هستند. روابط () و () را ميتوان به صورت زير بازنويسي كرد: ( gd gs ) Vx = jωg V ( gd (cos ϕ jsin ϕ)) ( gd gs ) Vy = jωg V (( gd )(cosϕ jsin ϕ) ) x (3) (4) از آنجا كه دو نوسانساز در شكل يكسان هستند دامنه نوسان در گيتهاي دو ترانزيستور M و M 4 با هم برابرند: y V. x V = با در نظر گرفتن اين نكته از دو رابطه (3) و (4) ( gd cos ϕ) ( sin ϕ) = ( )cos ϕ ) ( ) sin ϕ) gd gd نتيجه ميشود: (5) با به توان دو رساندن دو طرف رابطه (5) و ساده كردن آن نتيجه ميشود cosϕ=0 كه نشان مي دهد ولتاژهاي دو π ϕ = ± kπ گره و نود درجه با هم اختلاف فاز دارند. k=0,,, (6) خازنهايي كه براي تزويج دو نوسانساز به كار رفته اند در تعيين فركانس نوسان نقش دارند. با نوشتن K دريكي از گرههاي خروجي به عنوان مثال گره ميتوان اين اثر را نشان داد. هنگامي كه نوسانساز به حالت ماندگار ميرسد شكل 3: نوسانساز متعامد پيشنهادي با استفاده از ترانزيستورهاي.BJT تلفات مدار تشديد توسط مقاومت منفي ايجاد شده بوسيله ترانزيستورهاي اتصال ضربدري خنثي مي شوند. در نتيجه ميتوان تصور كرد كه در هر كدام از گرههاي خروجي - و - فقط خازنها و سلفها باقي مي مانند. لذا K در ( V jv )jω = 0 گره را ميتوان به صورت زير نوشت: V jωvvar ( V jv )jω jω var (7) در رابطه فوق توسط ترانزيستور ظرفيت خازنهاي متغيير ايجاد شده M v است. پتانسيلهاي jv V و jv به ترتيب ولتاژهاي گرههاي و - مي باشند. در نوشتن رابطه (7) ازاثرات خازنهاي پارازيتيك ترانزيستورهاي اتصال ضربدري صرف نظر شده است. همچنين از جرياني كه در مقاومت g جاري ميشود به علت بزرگ بودن g صرف نظر شده است. با مساوي قرار دادن بخش موهومي دو طرف رابطه (7) ω = e ( var ) فركاس نوسان بدست مي آيد: (8) همان طور كه از رابطه (8) مشخص است خازنهاي تزويج كننده بر فركانس نوسان تاثير مي گذارند اما در بخش بعدي نشان داده خواهد شد كه اين تاثير قابل صرف نظر e مي باشد. 3

v M-4 30μm / 0/ 8μm M T 00μm / 0/ 8μm M v 500μm / 0/8μm nh -4-4 / 5 p 0 p g 0 k Ω s Ω جدول : مقادير عناصر مدار نوسانساز متعامد پيشنهادي استفاده شده در شبيه سازي. شكل : 4 شكل موجهاي شبيه سازي شده براي مدار شكل با پارامترهاي نشان داده در نيز پياده سازي كرد كه در شكل 3 نشان داده شده است. با پيشنهادي نوسانسازمتعامد شكل با پارامترهاي نشان داده شده در جدول شبيه سازي شد. دامنه نوسان توسط ولتاژهاي به اين صورت است كه به ازاي هر يك نانو هانري خودالقايي قبل براي شكل موجهاي سينوسي انجام شد اما شيبه با var نقش var در تعيين فركانس نوسان غالبترميشود در نتيجه بازه تنظيم فركانسي قابل قبولي ميتوان بدست جدو ل. ساختار پيشنهادي را همچنين مي توان با فن آوري BJT تحليلي همانند آنچه كه براي مدار شكل آورده شد مي توان نشان داد كه در شكل 3 نيز خروجيها نسبت به هم متعامد هستند. 3- نتايج شبيه سازي نوسانساز متعامد و V g كنترل ميشود. اندازه مقاومتهاي s در شكل براي انجام شبيه سازيها سلفها يك اهم تلفات در نظر گرفته شده است [6]. در شبيه سازيها براي ترانزيستورها از يك مدل فن آوري 0.8μm MOS استفاده شده است. جريان كل كشيده شده از منبع تغذيه /8 ولت 0 ميلي آمپر است. خروجيهاي شبيه سازي شده در شكل 4 نشان داده شده اند. شكل : 5 شكل موجهاي شبيه سازي شده براي مدار شكل با مدار تشديد با ضريب كيفيت پايين. در اين شبيه سازي 8= Ω S = 8 nh و شده اند بقيه ابعاد ترانزيستورهاي 00μm /0/8μm M انتخاب پارامترها مطابق جدول هستند. شكل : 6 مقايسه نويز طيف شبيه سازي شده براي نوسانساز متعامد پيشنهادي و نوسانساز رفوگران [8]..فركانس نوسان براي هر دو نوسانساز /8 GHz است. البته قابل ذكر است كه هر چندتحليل اراي ه شده در بخش سازي نشان مي دهد كه متعامد بودن خروجيها به ضريب كيفيت مدار تشديد در نوسانسازها حساس نبوده وحتي هنگامي كه شكل موجها از حالت سينوسي خارج شده اند همچنان نسبت به هم متعامدند.در شكل 5 يك نمونه از شكل موجهاي خروجي براي حالت غير سينوسي نشان داده شده است. با انتخاب مقادير كوچك براي خازنهاي و درمقايسه آورد. البته و انتخاب كرد چرا كه كاهش بيش از حد 4 3 0 را نميتوان به طور نامحدود كوچك 50 50. 50. 4 50. 6 50. 8 5 زمان ns) ( (v) ولتاژ 40 60 80 00 0 40 60 P VO Pr oposed VO k 0 k 00 k M 0 M باعث از ميان رفتن تزويج بين دو نوسانساز خواهد شد و كاهش بيش از حد باعث كم شدن تزويج بين ترانزيستورهاي اتصال ولتاژ( v فيز نويز dbc/hz) ( آفست فركانسي Hz) ( ( 99 99. 99. 4 99. 6 زمان (ns) 4

نوسانساز متعامد فن آوري μm) ( فركانس( GHz ( توان مصرفي mw) ( فيز نويز( dbc/hz ( ضريب شايستگي( dbc ) -49/3-85[@ 00kHz] 30 0/ 9-78/57-40[@ 3MHz] 50 / 8 0/ 35 [0] -85/5-43[@ 3MHz] 0 / 8 0 / 5 [3] -80/96-37[@ 3MHz] 5/ 4 / 0/ 8-86/84-40[@ 3MHz] 8 / 8 0/ مدار پيشنهادي 8 [8] [4] جدول : مقايسه عملكرد نوسانساز پيشنهادي با كارهاي قبلي. ضربدري در هر يك از نوسانسازها خواهد شد كه منجر به كاهش مقاومت منفي ايجاد شده توسط ترانزيستورهاي اتصال ضربدري ميشود. را و و اما شبيه سازي نشان مي دهد اندازهاي ميتوان به راحتي به گونه اي انتخاب كرد كه هم تزويج كافي و هم بازه تغييرات فركانسي قابل قبولي بدست آورد. با انتخاب مقادير نشان داده شده در جدول براي خازنهاي در فركانس مركزي /8 GHz گستره %0 براي تغييرات فركانسي به دست آمده است. براي مقايسه عملكرد نوسانساز پيشنهادي با كارهاي قبلي ضريب شايستگي FOM) ( Figur Of Merit: كه در [3] پيشنهاد شده به كار گرفته شده است: Δf FOM = 0 log( SSSB( ) PVO) f0 نويز طيف فركانس نوسان Δf آفست فركانسي يك ساختار جديد از نوسانسازهاي متعامد با مدار تشديد و با مصرف توان و نويز طيف پايين در اين مقاله پيشنهاد شد. در ساختار پيشنهادي با تزويج دو نوسانساز تفاضلي از 4- نتيجهگيري [] M. S. J. Steyaert, J. Janssens, B. D. Muer, M. Borremans and N. toh, A -V cellular transceiver front-end, EEE J. Solid- 000, 35, (), pp. 895 907. [] B. azavi, F Microelectronics, Prentice Hall, Upper Saddle State ircuits, December iver NJ, 998, pp.36-43. [3] A. Buchwald and K. Martin, High-speed voltage controlled oscillator with quadrature outputs, Electron. ett., Vol. 7, No. 4, pp. 309-30, February 99. [4] U. Yodprasit and.. Enz, Simple topology for low- voltage and low-power F quadrature oscillators, Electron. ett., Vol. 40, No. 8, pp.458-459, April 004. [5] A. avi, k. Soumyanath,. K. arley and. Bishop, An integrated 0/5GHz injected locked quadrature VO in a 0.8μm digital MOS process, Proc. 8th Eur. Solid-State ircuits onf. (ESS), Florence, taly, pp. 543-546, September 00. [6] S.. J. Gierkink, S. evantino,.. Frye,. Samori and V. Bouzzi, A low-phase-noise 5-GHz MOS quadrature VO using superharmonic coupling, EEE J. Solid-State ircuits, Vol. 38, No. 7, pp. 48-54, July 003. [7] T. M. Hancock and G. M. ebeiz, A novel superharmonic coupling topology for quadrature design at 6 GHz, Proc. EEE adio Frequency ntegrated ircuits Symp., Texas, USA, pp. 85-88, June 004. [8] A. ofougaran, J. ael, M. ofougaran and A. Abidi, A 900 MHz MOS oscillator with quadrature outputs, Proc. EEE nt. Solid-State ircuits onf., San Francisco, USA, pp. 39 393, February 996. [9] P. Van de Ven, J. Van der Tang, D. Kasperkovitz and A. Van oermund, Analysis and design of an optimally coupled 5- GHz quadrature oscillator, EEE J. Solid-State ircuits, Vol. 37, No.5, pp. 657 66, May 00. f o S SSB (9) كه و P VO توان مصرفي بر حسب ميلي وات است. در جدول مقايسه اي از عملكرد نوسانساز پيشنهادي و كارهاي اراي ه شده قبلي نشان داده شده است. در شكل 6 نويز طيف شبيه سازي شده ي نوسانساز متعامد پيشنهادي با نوسانساز متعامد رفوگران تحت شرايط فركانس نوسان و توان مصرفي يكسان مقايسه شده است. نوسانساز متعامد شكل 3 با استفاده از يك مدل BJT فركانس بالا نيز شبيه سازي شد وگستره تغييرات فركانسي 6 درصد در فركانس مركزي 3/ GHz بدست آمد. در اين مدار جريان كل 8 ميلي آمپر از منبع ولتاژ /8 ولت كشيده شده است. طريق 4 خازن خروجي هاي متعامد بدست آمده است. خازنهاي تزويج كننده هيچ منبع نويزي به مدار اضافه نمي كنند لذا در مقايسه با ساير ساختارها نويز طيف كمي دارد. همچنين عناصر تزويج كننده هيچ توان مصرفي به مدار اصلي اضافه نمي كنند. اين ساختار توسط هر دو فن آوري MOS و BJT قابل پياده سازي است. مراجع 5

[0] A. Andreani, A. Bonfanti,. omano and. Samori, Analysis and design of.8ghz MOS quadrature oscillator, EEE J. Solid-State ircuits, Vol. 37, No., pp.737-747, December 00. [] A. Andreani, A GHz, 7% tuning range quadraure MOS VO with high figure-of-merit and 0.6o phase error, Proc. 8th Eur. Solid-State ircuits onf. (ESS), Florence, taly, pp. 85-88, September 00. [] J. H. hang, Y. S. Youn, M. Y. Park and. K. Kim, A new 6GHz fully integrated low power low phase noise MOS quadrature VO, Proc. EEE adio Frequency ntegrated ircuits Symp., Philadelphia, USA, pp. 95-98, June 003. [3] M. Tiebout, ow-power low-phase noise differentially tuned quadrature VO design in standard MOS, EEE J. Solid-State ircuits, Vol. 36, No.7, pp.08-04, July 003. [4] H.. Kim,. Y. ha, S. M. Oh, M. S. Yang and S. G. ee, A very low power quadrature VO with back gated coupling, EEE J. Solid-State ircuits, Vol. 39, No. 6, pp.95-955, June 004. [5].. Bunch and S. aman, arge signal analysis of MOS varactor in MOS-Gm VOs, EEE J. Solid-State ircuits, Vol. 38, No. 8, pp.35-33, August 003. [6] F. Huang, N. Jiang and E. Bian, haracteristic-function approach to parameter extraction for asymmetric equivalent circuit of on-chip spiral inductors, EEE Trans. Microwave Theory and Techniques, Vol. 54, No., pp. 5-9, January 006. 6