طراحی و شبیه سازی اینورتره یا

Transcript

1 دانشکده برق و رباتیک گروه قدرت طراحی و شبیه سازی اینورتره یا سه فاز و تکفاز گرد آورنده: جواد برسالنی زمستان 95

2

3 چکیده با توجه به مزایای استفاده از وسایل الکترونیک قدرت تعداد این وسایل روز به روز در حال افزایش AC است. مبدل های الکترونیک قدرت DC جهت تبدیل ولتاژ و به یکدیگر با سطح ولتاژ مورد نظر و جریان ورودی مطلوب به کار گرفته می شوند. این نوشتار برآن است تا با معرفی اجمالی اینورتر وکاربرد های آن با به کارگیری روش مطلوب برای رسیدن به پاسخ مورد نظر طرحی را در جهت ساخت این مبدل پر کاربرد ارائه دهد. اینورتر ها می توانند از یک ولتاژ DC ثابت یا متغییر ولتاژ های AC تکفاز یا سه فاز را تولید نمایند. روشهای گوناگونی برای کنترل ولتاژ خروجی اینورتر وجود دارد که هر کدام هارمونیک هایی را در ولتاژ خروجی پدید می آورند. روش به کار گرفته شده جهت ساخت اینورتر می بایستی بتواند شرایط کارکرد در رنج وسیع ایزوالسیون نوترال بار سه فاز و... را برآورد نماید. روش Space Vector بر اساس مزیت های موجود و مقایسه ی صورت پذیرفته با دیگر روش های مدوالسیون جهت کنترل ولتاژ خروجی و بهینه سازی عملکرد اینورتر سه فاز شش پالسه برگزیده شده است. این روش سعی برآن دارد که با ایجاد بردارهای متغییر مناسب از ولتاژ مرجع خروجی وتطبیق آن بر الگوهای کلیدزنی خاص تغذیه ی گیت سوئیچ های اینورتر سه فاز را فراهم سازد. با اعمال این روش می توان با داشتن تلفات کمتر و حداکثر ولتاژخروجی بیشتر به ولتاژ خروجی AC متقارن بادامنه و فرکانس دلخواه دسترسی پیدا کرد. مزایای این روش بهینه بودن آن را جهت به کارگیری در اینورتر سه فاز تضمین می کند.نتایج شبیه سازی ارائه شده توسط قسمت Simulink نرم افزار MATLAB صحت این ادعا را اثبات کرده و نشان می دهد که طراحی از روش های دیگر موجب برآورد نمودن شرایط مدنظر در اینورتر سه فاز را نخواهند داشت. همچنین در راستای ارائه راهکاری در جهت ساخت اینورتر مذکور کنترلر دیجیتال به کار گرفته شده میکرو کنترلر ATmega 128 می باشد. کلید واژه - اینورتر سه فاز مدوالسیون عرض پالس PWM مدوالسیون پهنای پالس فضای برداری SV PWM میکروکنترلر

4 1 فهرست مطالب فهرست مطالب: 1- فصل اول: مقدمه فصل دوم: ساختارهای اینورترهای قدرت مقدمه فصل: اینورترهای ولتاژ...9 تکفاز با تغذیه ولتاژ اینورتر ه یا نیم پل اینورتر ه یا تکفاز اینورتر پل تکفاز بررسی ریپل جریان و ولتاژ خروجی اینورتر تک فاز با تغذیه ولتاژ اینورتر سه فاز بررسی ریپل ولتاژ خروجی اینورتر سه فاز اینورترهای جریان مدکارکرد اینورترهای ولتاژ خالصه فصل : 24...

5 2 فهرست مطالب کنترل اینورترهای ولتاژ فصل سوم: روش ه یا 3.1- مقدمه فصل مدوالسیون مفرد عرض پالس مدوالسیون چند تایی عرض پالس مدوالسیون سینوسی عرض پالس شاخص مدوالسیون در اینورتر تک فاز جریان سمت DC درمدوالسیون سینوسی دو قطبی تکفاز نحوه اعمالPWM سینوسی به اینورتر سه فاز حاالت مختلف شاخص مدوالسیون در سه فاز مدوالسیون خطی مدوالسیون باال جریان سمت DC در روش مدوالسیون سینوسی سه فاز روش مدوالسیون عرض پالس فضای برداری مدوالسیون خطی و باال در روشSVM روش مدوالسیون حذف هارمونیک ه یا انتخابی... 52

6 فهرست مطالب 3.8- اثر زمان مرده 3.9- خالصه فصل: فصل چهارم: شبیه سازی و نتایج آن مقدمه فصل شبیه سازی سیستم کنترلی مدوالسین ع ضر پالس سینوسی شبیه سازی سیستم کنترلی حذف هارمونیکهای انتخابی شبیه سازی سیستم کنترلی مدوالسیون فضای برداری روش مدوالسیون عرض پالس سینوسی تصحیح شده مقایسه تکنیک ه یا مدوالسیون فصل پنجم: نتیجه گیری و پیشنهادات نتیجه گیری فهرست مراجع:... 81

7 فصل اول: 1- مقدمه

8 5 فصل اول: مقدمه هدف اصلی اینورتر های قدرت تولید ولتاژ خروجی AC متقارن در دامنه و فرکانس مورد نظر از منبع ولتاژ ورودی 1 DC است.کاربرد اینگونه از ولتاژ های تولید شده در درایوهای سرعت قابل تنظیم ac فیلتر های اکتیو سیستم های انتقال 3 )UPS( منابع قدرت غیر قابل قطع 2 )ASDs( انعطاف پذیر) FACTs ( 4 جبران ساز های ولتاژ و... می باشد.برای خروجی سینوسی دامنه فرکانس و فاز باید DC کنترل پذیر باشد.اگر ولتاژ ورودی وثابت باشد می توان با تغییر ضریب تقویت اینورتر ولتاژ خروجی متغییری را بدست آورد این امر به طور معمول با کنترل مدوالسیون عرض پالس )PWM( 5 انجام می پذیرد. ایجاد خروجی AC به وسیله ی سوئیچ های قدرت توسط مقادیر گسسته انجام می پذیرد.الزم به ذکر است که تکنیک های به کار گرفته شده سبب عدم ایجاد شکل موج گسسته ی AC خروجی خواهد شد. ضریب تقویت اینورتر نسبت ولتاژ خروجی AC به ورودی DC تعریف می شود. شکل موج ولتاژ خروجی اینورتر ایده آل باید سینوسی باشد با این وجود شکل موج خروجی اینورتر عملی غیر سینوسی و دارای هارمونی های معینی است.گرچه خروجی اینورتر ها آنطوریکه انتظار می رود سینوسی نمی باشند ولی هارمونیک اصلی آن رفتار مدنظر ما را برآورده خواهد ساخت. در این بین تکنیک مدوالسیون به کار گرفته شده می بایستی توانایی تعیین مدت زمان و توالی روشن و خاموش شدن سوئیچ ها را داشته باشد و تضمین 1 Directed Current 2 Adjustable Speed Drives 3 Uninterruptible Power Supplies 4 Flexible Ac Transmission Systems 5 Pulse Width Modulation

9 6 فصل اول: مقدمه الزمه را فراهم سازد. برای مصارف پایین و متوسط ولتاژهای مربعی و یا شبه مربعی قابل قبول است و برای مصارف توان باال شکل موج سینوسی با نویز کم مورد نیاز است. ورودی اینورتر می تواند یک باتری سلول 50 Hz اتمی سلول خورشیدی و یا منابع دیگر باشد. خروجی های تکفاز معموال 60 Hz در 120 V در 400 Hz 220 V در 115 V است.اگر ورودی اینورتر ثابت باشد آن اینورتر اینورتر با تغذیه ی ولتاژ )VSI( 1 نامیده می شود. 1 Voltage Source Inverter

10 2- فصل دوم: ساختارهای اینورترهای قدرت

11 8 فصل دوم: ساختارهای اینورترهای قدرت 2.1 فصل: مقدمه به طور کلی اینورترها به دو دسته ی اینورترهای ولتاژ 1 و اینورترهای جریان 2 تقسیم می شوند ولی با توجه به کاربری بیشتر اینورترهای ولتاژ اغلب منظور و مقصود از به کار بردن لفظ اینورتر اینورتر های ولتاژ می باشد. این فصل با بررسی ساختار انواع اینورترهای ولتاژ تکفاز که خود به دو نوع نیم پل و پل تقسیم می شوندآغاز و با مطالعه ی ریپل ولتاژ خروجی در این مبدل ادامه می یابد.ادامه فصل با بررسی چگونگی کارکرد اینورترهای ولتاژ سه فاز همراه با مطالعه ی ریپل ولتاژ خروجی این مبدل ها خواهد بود.همچنین جهت پوشش تمامی مباحث مربوط به ساختارهای اینورتر به معرفی اجمالی ساختار کلی اینورتر های جریان پرداخته می شود و در انتهای فصل انواع مد کارکرد اینورتر های ولتاژ به صورت اجمالی توصیف خواهد شد. 1 VSI 2 CSI

12 9 فصل دوم: ساختارهای اینورترهای قدرت 2.2 اینورترهای ولتاژ 1 ها محدوده اینورتر های تکفاز با تغذیه ولتاژ اینورتر های تکفاز به دو صورت نیم پل و پل یافت می شوند گرچه اینگونه از اینورتر قدرتی راکه تحت پوشش قرار می دهند پایین است ولی به صورت گسترده در منابع تغذیه قدرت منابع قدرت غیر قابل قطع تکفاز و... مورد استفاده قرار می گیرند اینورتر های نیم پل تکفاز ساده ترین ساختار اینورتری شامل یک مدار نیم پل تک فاز می باشد که شکل 1-2 نشان دهندهی ساختار این پل است. همانطور که مشاهده می شود دراین ساختار نیازبه دو خازن با ظرفیت باال برای بدست V i 2 آوردن نقطه ی خنثی می باشد به طوریکه هر یک از خازن ها دارای ولتاژ ثابت می باشند. مشخص S است که سوئیچ های + S و نمی توانند بطور همزمان روشن باشند و دلیل آن اتصال کوتاهی است که در دو سر منبع ولتاژ DC رخ می دهد. در شکل 2-2 هم می توان خروجی این ساختار را مشاهده کرد. [2] شکل 1-2 : اینورتر نیم پل تکفاز [1] 1 Voltage source inverter (VSI)

13 10 فصل دوم: ساختارهای اینورترهای قدرت شکل 2-2 : نمایش خروجی اینورتر نیم پل تکفاز [1] تمامی حاالتی که ممکن است برای روشن و یا خاموش بودن سوئیچ ها اتفاق بیفتد در جدول 1-2 آورده شده است.دو حالت تعریف شده )حالت های 1 و ) 2 و یک حالت تعریف نشده )حالت 3( برای سوئیچ ها وجود دارد. سوئیچ های S و S + طوری در مدار کنترل روشن و خاموش می شوند که یک موج مربعی با 180 درجه اختالف فاز را دو سر بار پدید می آورند. وقتی فقط سوئیچ + S روشن باشد ولتاژ دو سر بار V i 2 ( o V (برابر با می شود و اگر تنها S روشن باشد ولتاژ دو سر بار برابر V i 2 می گردد. به منظور جلوگیری از بروز اتصال کوتاه در دو سر منبع ولتاژ DC و همچنین عدم به وجود آمدن حالتی که در آن خروجی تعریف نشده است )حالت 3( تکنیک مدوالسیون به کار گرفته شده باید این تضمین را بدهند که در هر لحظه تنها یکی از سوئیچ های S + و S روشن باشند.[ 2 ] جدول 1-2 : حاالت ممکن در وضعیت روشن یا خاموش بودن سوئیچ ها در اینورتر نیم پل تکفاز

14 11 فصل دوم: ساختارهای اینورترهای قدرت اینورتر پل تکفاز شکل 3-2 ساختار یک اینورتر پل تکفاز را نشان می دهد. همانطور که از شکل مشخص است این پل از اتصال دو نیم پل حاصل گردیده است. عملکرد این اینورتر شبیه به اینورتر نیم پل است با این تفاوت که نقطه ی خنثی برای بار از دومین پایه 1 گرفته می شود. همانند اینورتر نیم پل سوئیچ های S 1+ و S 2 S 2 و 2+ S ( ویا ) نمی توانند به طور همزمان روشن باشند زیرا اتصال کوتاه در دو سر منبع تغذیه DC رخ می دهد. [2] شکل 3-2 : اینورتر پل تکفاز [1] 3 2 برای وضعیت سوئیچ ها چهار حالت تعریف شده )حالت های 1 و 4( و یک حالت تعریف نشده )حالت 5( وجود دارد. این حالت ها در جدول 2-2 نشان داده شده اند. 1 Leg

15 12 فصل دوم: ساختارهای اینورترهای قدرت جدول 2-2 : : حاالت ممکن در وضعیت روشن یا خاموش بودن سوئیچ ها در اینورتر پل تکفاز در مورد این نوع اینورتر نیز برای جلوگیری از بروز اتصال کوتاه و همچنین عدم بروز حالت تعریف نشده تکنیک مدوالسیون به کار گرفته شده باید این تضمین را بدهد که سوئیچ های باال و پایین هر پایه همزمان روشن نشوند. بررسی ریپل جریان و ولتاژ خروجی اینورتر تک فاز با تغذیه ولتاژ اصطالح ریپل 1 در یک موج متناوب به تفاوت مابین مقادیر لحظه ای آن و دامنه هارمونیک اصلی اتالق می شود. شکل 4-2 یک اینورتر تک فاز را نشان می دهد که فرض شده این سیستم یک موتور القایی را تغذیه می کند. تا هنگامی که (t) e o سینوسی باشد فقط مقادیر سینوسی ولتاژ و جریان خروجی اینورتر i o در توان انتقالی به بار موثر هستند.در اینجا می توان هارمونیک اصلی و مقادیر v o و را از یکدیگر جدا نمود به گونه ای که داریم: v o = v o1 + v ripple ونیز.i o = i o1 + i ripple قسمت a و b از شکل 4-2 مدار های موجود در فرکانس هارمونیک اصلی و فرکانس ریپل را نشان می دهد که در آن فرکانس ریپل شامل هارمونیک های کناری و متفاوتی از ترادف ها می باشد.فرم فازوری در قسمت d از شکل 4-2 نشان داده شده است.[ 4 ] 1 Ripple

16 13 فصل دوم: ساختارهای اینورترهای قدرت شکل 4-2 : ریپل ولتاژ و جریان در اینورتر تکفاز [4] داریم: V o1 = E o + V L1 = E o + jω 1 LI o1 ) 1-2 ( تا موقعی که شرایط مذکور برقرار باشد کلیه ریپل v o روی L ظاهر می شود به طوریکه : v ripple (t) = v o v o1 ) 2-2 ( ریپل جریان خروجی هم اینگونه محاسبه خواهد شد: i ripple (t) = 1 t v L ripple(ζ)dζ + k 0 ) 3-2 ( که در آن k ثابت و ζ متغییر انتگرال گیری است. در ناحیه مناسبی از زمان) = 0 t( ثابت k در رابطه ( 3-2( صفر خواهد شد. بنابراین رابطه نشان می دهد که میزان ریپل جریان خروجی به مقدار توان انتقالی به بار وابسته است. از این بحث می توان به فواید افزایش فرکانس هارمونیک ها تا جایی که امکان دارد پی بردکه این مهم با افزایش فرکانس کلید زنی اینورتر ممکن است.

17 وS وS وS 14 فصل دوم: ساختارهای اینورترهای قدرت اینورتر سه فاز اینورتر های تکفاز کاربرد هایی با رنج کارکرد قدرت پایین و اینورتر های سه فاز کاربری قدرت متوسط و باال را شامل می شوند. هدف اصلی این ساختار فراهم کردن منبع ولتاژ سه فاز با اندازه فاز و فرکانس قابل کنترل می باشد.اگرچه اغلب کاربری های این شکل موج ( از جمله FACTs UPSs ASDs و جبران کننده ها( به ولتاژ سینوسی نیاز دارند ولی استفاده از ولتاژ قراردادی بعضا در کاربری های اضطراری مانند جبران ساز های ولتاژ و فیلتر های فعال و... نیز به کار گرفته شده است. S 6 ساختار استاندارد اینورتر سه فاز در شکل 5-2 مشاهده می شود.شش سوئیچ S 1 برای ایجاد تا V c ولتاژ خروجی مورد نظر کنترل می شوند. V b ولتاژ های خروجی اینورتر سه فاز جهت اعمال به V a S 4 سیم پیچ تجهیز مورد نظر برحسب مورد مورد استفاده می باشد. سوئیچ های هر بازوی اینورتر )1 DC نمی توانند به طور همزمان روشن باشند چراکه سبب ایجاد اتصال کوتاه در منبع S( 2 5 S 6 3 ورودی خواهد شد. شکل 5-2 : اینورتر پل سه فاز [1] سه بازوی اینورتر طوری کنترل می شوند که موج هایی با 120 درجه اختالف فاز را پدید آورند. V a هنگامی که Q 1 روشن می شود ترمینال فاز به ترمینال مثبت ولتاژ DC ورودی متصل می شود و V a هنگامی که Q 4 سوئیچ روشن می شود ترمینال فاز به ترمینال منفی ولتاژ DC ورودی وصل خواهد شد. در هر سیکل شش مرحله ی کاری وجود دارد که مدت هر مرحله 60 درجه می باشد. ها سوئیچ برحسب توالی تحریکشان شماره گذاری شده اند ( یعنی و 612( و هر سوئیچ

18 15 فصل دوم: ساختارهای اینورترهای قدرت 180 درجه در حالت هدایت به سرمی بردکه با یکدیگر 60 درجه اختالف دارند تا سبب ایجاد ولتاژ های متعادل سه فاز شوند. بار را می توان به صورت ستاره یا مثلث متصل نمود.نقطه نوترال ایزولهی سر ستارهی v an = 2 3 v a0 1 3 v b0 1 3 ) از طریق رابطه v c0 بار )مثال برای ولتاژ فاز v an در غیاب هارمونیک سوم ایجاد خواهد شد.در بار متقارن جریان های خط خروجی نیز متقارن خواهند بود که در آن نیز ها هارمونیک سوم حذف شده است.برای یافتن ولتاژهای فاز وخط درهرسیکل سه مرحله اجرایی وجود داردکه هرمرحله به طور مجزا مورد بررسی قرار گرفته است. در مدت مرحله یک برای < ωt < π 0 داریم: 3 R eq = R + R 2 = 3R 2 ) 4-2 ( i 1 = V s = 2V s R eq 3R ) 5-2 ( V an = V cn = Ri 1 2 = V s 3 V bn = Ri 1 = 2V s 3 π < ωt < 2π 3 3 داریم: ) 6-2 ( ) 7-2 ( در مدت مرحله دو برای R eq = R + R 2 = 3R 2 ) 8-2 ( i 2 = V s = 2V s R eq 3R ) 9-2 ( V bn = V bn = Ri 2 2 V an = Ri 2 = 2V s 3 = V s 3 ) 10-2 ( ) 11-2 ( 2π 3 در مدت مرحله سه برای < ωt < π داریم: R eq = R + R 2 = 3R 2 ) 12-2 ( i 3 = V s = 2V s R eq 3R ) 13-2 (

19 وV 16 فصل دوم: ساختارهای اینورترهای قدرت V an = V bn = Ri 3 2 = V s 3 ) 14-2 ( V cn = Ri 3 = 2V s 3 ) 15-2 ( بر π 6 ولتاژ خط V ab در حالی که به اندازه جابه جا شده و هارمونیک های زوج صفر داراست را حسب سری فوریه بیان می شود. x 4V s nπ V ab = n=1 3 cos nπ sin n(ωt + π ) 6 6 )16-2 ( V ab از معادله ی ( 16-2( با جابه جا کردن به ترتیب به اندازه ی درجه و V ca bc بدست می آید. x 4V s nπ V bc = n=1 3 cos nπ sin n(ωt π ) 6 2 x 4V s nπ V ca = n=1 3 cos nπ sin n(ωt 7π ) 6 6 ) 17-2 ( )18-2 ( از معادالت ( )16-2 تا) )18-2 می توان دریافت که هارمونیک های مضرب سه.(.. 9 =3 6 n ) در ولتاژ خط صفر خواهد بود.[ 2 ] ولتاژ موثر خط از رابطه ی زیر نتیجه می شود: V L = 2 2π 3 V 2π s 2 0 d(ωt) ) 19-2 ( بررسی ریپل ولتاژ خروجی اینورتر سه فاز در شکل 6-2 اینورتر سه بازو به صورت بلوک دیاگرام نشان داده شده است. این اینورتر جهت تغذیه ی بار موتوری به کار گرفته شده است. در این قسمت هر فاز از بار بصورت مدار ساده شده نسبت به نوترال بار )n( نمایش داده شده است.

20 17 فصل دوم: ساختارهای اینورترهای قدرت داشت : شکل 6-2 : ریپل ولتاژ خروجی اینورتر سه فاز [4] در حالت بار متعادل می توان فاز خروجی اینورتر را به صورت V An V kn = V kn V nn ) 20-2 ( هر فاز ولتاژ را می توان به صورت زیر نوشت: V kn = L di k dt + e kn ) 21-2 ( در سیستم سه فاز داریم: i A + i B + i C = 0 d dt (i A + i B + i C ) = 0 ) 22-2 ( ) 23-2 ( به طور مشابه تحت شرایط بار متعادل سه emf متناظر نیز در حالت تعادل قرار دارند. e A + e B + e C = 0 ) 24-2 ( مطابق موارد ذکر شده می توان برای ولتاژ های اینورتر نوشت: V An + V Bn + V Cn = 0 V nn = 1 3 (V AN + V BN + V CN ) ) 25-2 ( )26-2 ( با جایگزینی Vمی nn توان ولتاژ فاز به نوترال را برای ولتاژ فاز A نوشت:

21 18 فصل دوم: ساختارهای اینورترهای قدرت V An = 2 3 V AN 1 3 (V BN + V CN ) ) 27-2 ( الزم به ذکر است که می توان برای ولتاژ فاز های B و C نیز این معادله را نوشت. مطابق موارد ذکر شده در قسمت های قبلی در مورد ریپل ولتاژ اینورتر تک فاز تنها مولفه ی اصلی فرکانس ولتاژ فاز V An1 و جریان خروجی i A1 در انتقال توان حقیقی نقش دارند.این حقیقت در شکل 6-2 قسمت b نشان داده شده است. ریپل جریان خروجی جدا از قدرت انتقال یافته به اندوکتانس بار نیز وابسته است. ریپل جریان خروجی در شکل 7-2 به نمایش درآمده است.[ 4 ] شکل 7-2 : ریپل جریان خروجی در اینورتر سه فاز [4]

22 19 فصل دوم: ساختارهای اینورترهای قدرت 2.3 اینورترهای جریان 1 DC AC ماهیت واقعی این مبدل های قدرت تولید شکل موج جریان خروجی از منبع جریان است.برای خروجی AC جریان خروجی اندازه فرکانس و فاز می بایستی کنترل شود.به همین علت می بایست جریان AC خط خروجی di i ob i oa و i oc با مشخصه ی باال توسط فیلتر خازنی که در سمت ترمینال dt های AC با بار های اندکتیو قرار داده شود )مانند )ASDs که ولتاژ بار گرفته شده تقریبا سینوسی خواهد بود و کاربرد این ساختار را در کاربری های ولتاژ متوسط که نیاز به کیفیت باالی شکل موج ولتاز می باشد توجیه می کند اگرچه CSI های تک فاز نیز مشابه با ساختار CSI های سه فاز می باشند ولی با توجه به کاربری اینورتر های منبع جریان سه فاز این ساختار توضیح داده شده است. : 8-2 ساختار کلی یک اینورتر جریان [2] جهت کلید زنی مناسب در گیت سوئیچ های اینورتر منبع جریان سه فاز دو شرط همواره می بایست مدنظر قرار گیرد: - 1 خازنی بودن سمت AC بنابراین نبایستی اتصال کوتاهی رخ داده شود این 5 3 بدان معنا و مفهوم خواهد بود که نبایستی یکی از سوئیچ های باال )1 یا یا ) و یکی از سوئیچ های پایین ( 2 یا 4 یا ) 6 همزمان بسته باشند. 2- باس DC از نوع منبع جریان بوده و نبایست هیچ گاه مسیر 1 Current source inverters (CSI)

23 20 فصل دوم: ساختارهای اینورترهای قدرت جریان باز شود بنابراین یکی از سوئیچ های باال )1 یا 3 یا ) 5 یا یکی از سه سوئیچ پایین ( 2 یا 4 یا ) 6 بایستی حتما بسته باشند. دو شرط مذکور می بایست در تمامی حاالت و زمان ها برقرار و جاری باشند. در اینورتر منبع جریان 9 حالت مختلف وجود دارد.در وضعیت 8 7 و 9 از جدول 3-2 جریان خط صفر ایجاد می شود. در این حالت جریان DC در هیچ یک از سوئیچ های و S 1 S 3 S 4 و S 6 یا S 5 و AC AC به طور همزمان جاری نخواهد شد.در 6 حالت باقی مانده ی 1 تا 6 از جدول 3-2 مقادیر غیر صفر S 2 از جریان خط خروجی بوجود می آید.بدین جهت برای ایجاد جریان AC خروجی اینورتر می بایسا از یک i i 0 حالت به حالت دیگر تغییر وضعیت دهد که موجب ایجاد مقادیر گسسته ی جریان بصورت i i و میشود.جهت چگونگی انتخاب حاالتی که شکل موج را می سازد از تکنیکی استفاده می شود که بایستی تضمین الزم را برای استفاده از حاالت معتبر ایجاد کند [2] جدول 3-2 : حالت ه یا مختلف کلید ز ین در اینورتر ه یا [2] جریان

24 21 فصل دوم: ساختارهای اینورترهای قدرت 2.4 مدکارکرد اینورترهای ولتاژ DC در بسیاری از کاربرد های اینورتر نیاز است تا انرژی از سمت ac اینورتر گرفته و به سمت بازگردانده شود به طور مثال در ASD ها توسط ضامن یا کاهنده ی سرعت موتور انرژی جنبشی به سمت منبع DC انتقال داده میشود. در این قسمت شرایط الزم برای مدهای مختلف کارکرد اینورتر را مورد بررسی قرار میدهیم. برای سادگی کار اینورتر تک فاز مورد بررسی قرار می گیرد که به صورت بلوک دیاگرامی در شکل V o نشان داده شده است. در این سیستم فرضی ولتاژ خروجی فیلتر شده ( ) را می توان تقریبا 9-2 سینوسی فرض کرد تا هنگامی که اینورتر بار اندوکتیو را تغذیه می کند جریان خروجی I o نسبت به ولتاژ خروجی پس فاز خواهد بود. که در قسمت b از شکل 9-2 نشان داده شده است. از فرم ولتاژ خروجی می I o V o توان دریافت که در مدت زمان 1 و هر دو مثبت است و این درحالیست که طی مدت زمان 3 هر دو منفی خواهند بود بنابراین در مدت زمان های 1 و 3 توان لحظه ای خروجی P o )برابر ) v o i o از سمت قسمت DC به طرف قسمت AC جاری خواهد شد که بیانگر همان عملکرد اینورتری سیستم خواهد بود. در عوض در مدت زمان های 2 و 4 V o و I o I o - V o در جهت های مختلف خواهند بود بنابراین توان خروجی از قسمت AC به سمت DC جاری می شود که به معنی حالت یکسوکنندگی سیستم است در نتیجه اینورتر نشان داده شده در شکل 9-2 می تواند در هر سیکل ولتاژ AC خروجی در 4 ناحیه ی کارکرد صفحه ی که در شکل 10-2 نشان داده شده عمل کند.[ 4 ]

25 22 فصل دوم: ساختارهای اینورترهای قدرت شکل 9-2 : اینورتر تکفاز به همراه نمایش ولتاژ و جریان خروجی آن [4] شکل 10-2 : مدهای کارکرد اینورتر [4] همان طور که پیش تر هم گفته شد از میان ساختار های مختلف اینورتری در ساختار پل کامل 1 جریان خروجی می تواند در دو جهت جاری شود و ولتاژ خروجی نیز بسته به جهت جریان هر پالریته ای را داراست پس مالحظه می شودکه این ساختار شرایط الزم جهت عملکرد به صورت Switch-mode را دارا می باشد.الزم به ذکر است که اگر خازنی به عنوان نگهدارنده ی ولتاژ DC مورد استفاده قرار گیرد می بایست انرژی به طور مناسب توزیع و یا به سیستم توزیع بازگردانده شود در غیر اینصورت منبع DC بایستی به تدریج افزایش یابد.خازن به کار گرفته شده می بایستی با یک مقاومت به صورت موازی قرار 1 Full-bridge

26 23 فصل دوم: ساختارهای اینورترهای قدرت گیرد تا تغییر وضعیت مناسب تنها در زمان هایی که نیاز به جاری شدن انرژی از بار موتور به سمت منبع DC ست صورت پذیرد.

27 24 فصل دوم: ساختارهای اینورترهای قدرت 2.5 خالصه فصل : به طور کلی اینورترها به دو دسته ی اینورترهای ولتاژ و جریان تقسیم می شوند ولی با توجه به کاربری بیشتر اینورترهای ولتاژ اغلب منظور و مقصود از به کار بردن لفظ اینورتر اینورتر های ولتاژ باشد. این فصل با بررسی ساختار انواع اینورترهای ولتاژ تکفاز که خود به دو نوع نیم پل و پل تقسیم می می شوند آغاز و با مطالعه ی ریپل ولتاژ خروجی در این مبدل ادامه یافت. ادامه فصل به بررسی چگونگی کارکرد اینورترهای ولتاژ سه فاز همراه با مطالعه ی ریپل ولتاژ خروجی این مبدل ها پرداخت.همچنین جهت پوشش تمامی مباحث مربوط به ساختارهای اینورتر به معرفی اجمالی ساختار کلی اینورتر های جریان پرداخته شد و در انتهای فصل انواع مد کارکرد اینورتر های ولتاژ به صورت اجمالی توصیف گردید.

28 فصل سوم: روش های کنترل اینورتره یا -3 ولتاژ

29 26 فصل سوم: روش های کنترل اینورترهای ولتاژ 3.1 فصل مقدمه در بسیاری از کاربرد های صنعتی کنترل ولتاژ خروجی اینورترها برای انطباق با تغییرات ورودی رگوالسیون ولتاژ اینورتر و همچنین برای نسبت ولتاژ به فرکانس ثابت مورد نیاز است.روش های DC مختلفی برای تغییر بهره اینورتر وجود دارد که موثرترین روش کنترل بهره و در نتیجه کنترل ولتاژ خروجی در اینورتر ها که به طور معمول مورد استفاده قرار می گیرند عبارتند از: مدوالسیون مفرد عرض پالس 1 2 مدوالسیون چند تایی عرض پالس مدوالسیون سینوسی عرض پالس 3 4 مدوالسیون پهنای پالس فضای برداری مدوالسیون حذف هارمونیک های انتخابی در این فصل روش های به کار گرفته شده ی کنترلی اینورترها شامل اینورتر های تکفاز و سه فاز به صورت کلی مورد بررسی قرار خواهد گرفت. 1 Single Pulse Modulation 2 Multiple Pulse Modulation 3 Sinusoidal Pulse Modulation 4 Space-Vector Modulation 5 Selective-harmonics Elimination

30 27 فصل سوم: روش های کنترل اینورترهای ولتاژ مدوالسیون مفرد عرض پالس 3.2 در این تکنیک تنها یک پالس در هر نیم سیکل وجود دارد و برای کنترل ولتاژ خروجی اینورتر باید عرض پالس تغییر کند. سیگنال های گیت از مقایسه یک سیگنال مستطیلی با دامنه A r و یک موج A c A r حامل 1 مثلثی با دامنه A c تولید می شوند. با تغییر از صفر تا عرض پالس از صفر تا 180 درجه wt = π تغییر می کند. مرکز پالس در 2 بوده و عرض پالس δمی باشد.آغاز هر پالس در زاویه π δ 2 تکرار می گردد و کنترل ولتاژ خروجی AC توسط کنترل عرض پالس) δ( صورت می پذیرد. بسط فوریه موج ذکر شده در شکل 1-3 به قرار زیر است: v o (t) = n=1 b n sin nωt ) 1-3 ( که : b n = { 4V d nπ sin nδ 2 0 n = 1, 3, 5, n = 2, 4, 6, ) 2-3 ( نسبت دامنه هارمونیک سوم به دامنه هارمونیک اول به صورت زیر خواهد بود. b 3 = 1 (3 4 b 1 3 sin2 δ ), 0 < δ < π 2 ) 3-3 ( b 3 b 1 از این رابطه در میابیم که با کاهش δ نسبت افزایش یافته و در نتیجه بطور کلی باعث افزایش هارمونیک نامیده می شود. های ولتاژ خروجی می گردد. نسبت A r به A c متغییر کنترل بوده و شاخص مدوالسیون m = A r A c ) 4-3 ( 1 Carrier Wave

31 28 فصل سوم: روش های کنترل اینورترهای ولتاژ این موضوع در شکل 1-3 نشان داده شده است. [5] شکل 1-3 : تکنیک مدوالسیون مفرد عرض پالس [4]

32 29 فصل سوم: روش های کنترل اینورترهای ولتاژ 3.3 مدوالسیون چند تایی عرض پالس در این تکنیک شکل موج ولتاژ خروجی در هر لحظه از زمان می تواند یکی از سه مقدار V i و V i و صفر را اختیار کند. با این تکنیک می توان هارمونی ها را در هر نیم سیکل ولتاژ خروجی کاهش داد. سیگنال های گیت که به سوئیچ ها اعمال می شوند در شکل 2-3 نشان داده شده است. این سیگنال ها همانند تکنیک قبل از مقایسه یک سیگنال مبنا و موج حامل مثلثی به وجود می آیند. شکل موج ولتاژ دارای N پالس با عرض مساوی در هر نیم سیکل 1 از ولتاژ مورد نیاز بار می باشد. بنابراین فرکانس های پالس های فوق f p بقرار زیر می باشد. [4] f p = 2fN ) 5-3 ( اگر طول عرض پالس را δ بنامیم به طور کلی باید گفت: δ n π N ) 6-3 ( شکل 2-3 : تکنیک مدوالسیون چند تایی عرض پالس [4] 1 Period

33 30 فصل سوم: روش های کنترل اینورترهای ولتاژ 3.4 مدوالسیون سینوسی عرض پالس 1 شکل 3-3 در مورد تکنیک مدوالسیون PWM سینوسی برای کنترل ولتاژ خروجی و تضعیف هارمونیک های اینورتر تک فاز پل کامل توضیح می دهد.اساس کار بدین ترتیب است که شکل موج مثلثی حامل در فرکانس کلید زنی 2 مدنظر ( c f( با شکل موج ولتاژ سینوسی مبنا ( c V( مقایسه شده و قسمت باالیی موج را ایجاد می کند. ر هنگامی که ولتاژ مدوله شده از اندازه ی موج حامل تجاوز کند زوج تریستور Q 4 Q 2 Q 3 و های Q 1 روشن می شوند و زوج و زمانی که موج حامل بیشتر شود روشن خواهند شد. در این روش عرض پالس گیت ها متناسب با دامنه یک موج سینوسی در مرکز همان پالس تغییر می کند. زمان کوتاه t d زمانی است که بین کلید زنی حفظ می شود تا از رخداد خطا جلوگیری کند.کلید زنی ±V d ( 3 همزمان هر جفت از تریستور ها منجر به ایجاد شکل موج ولتاژ دوقطبی ) خواهد شد که به همین علت این شیوه را دو قطبی می نامند. به سادگی می توان نشان دادکه فرکانس پایه ی 4 خروجی با فرکانس موج مبنا 5 و اندازه ی ولتاژ پایه ی خروجی با اندازه ی موج مبنا برابر است. [8] شکل 3-3 : پل اینورتری تک فاز [8] در این فرآیند کاهش دامنه ولتاژ خروجی اثر خود را با افزایش نسبت سطح صفر به غیر صفر سیگنال ها و کاهش فرکانس موج سینوسی با افزایش تعداد پالس های موجود در هر نیم سیکل نشان می 1 PWM 2 Switching 3 bipolar 4 Fundamental 5 Reference

34 31 فصل سوم: روش های کنترل اینورترهای ولتاژ دهد. تعداد پالس بیشتر در یک سیکل منجر به افزایش بیشتر تعداد هارمونیک های مرتبه باال خواهد شد. این نوع مدوالسیون عموما در کاربرد های صنعتی به کار گرفته شده و به اختصار SPWM 1 نامیده می شود. شکل 4-3 : تکنیک مدوالسیون سینوسی عرض پالس [1] 1 Sinusoidal Pulse Width Modulation

35 32 فصل سوم: روش های کنترل اینورترهای ولتاژ شاخص مدوالسیون در اینورتر تک فاز در این قسمت به بررسی مقدار شاخص مدوالسیون در مدوالسیون سینوسی عرض پالس در اینورتر تکفاز می پردازیم. رنج شاخص مدوالسیون را می توان به دو قسمت کلی زیر تقسیم نمود و هر یک را به طور جداگانه مورد بررسی قرار داد : [3] -1 مدوالسیون خطی) 1 a ) m : طیف هارمونیکی ولتاژ دهد. شکل 5-3 : طیف هارمونیکی ولتاژ [3] V Ao V Ao در شکل 5-3 نشان داده است. این نمودار سه پارامتر مهم را نشان می مقدار پیک هارمونیک اصلی ولتاژ خروجی برابر 1 V 2 خواهد بودکه می توان گفت متوسط d -1 ولتاژ خروجی یا به طور خاص میزان متوسط ولتاژ خروجی به ازای مقدار زمانی یک سیکل V tri T s = 1 f s کلید زنی ( (به میزان نسبت ولتاژ مرجع خروجی و ولتاژ موج مثلثی به ازای یک V d ثابت وابسته است. V Ao = v ref V d V tri 2 v ref V tri ) 7-3 ( m f کند و فرض می کنیم که ولتاژ مرجع خروجی در یک پریود کلید زنی به آرامی تغییر می نیز بزرگ باشد. پس می توان اینگونه فرض کرد که ولتاژ مرجع خروجی در این

36 33 ( فصل سوم: روش های کنترل اینورترهای ولتاژ بازه ی زمانی تقریبا ثابت است رابطه باال چگونگی تغییر میزان میانگین لحظه ای v Ao میانگین در بازه زمانی یک سیکل فرکانس کلید زنی ) را از یک سوئیچینگ تا سوئیچینگ بعدی نشان می دهد این میزان معادل هارمونیک اصلی ولتاژ خواهد بود. [3] مطالب توضیح داده شده نشان می دهند که چرا می بایستی شکل موج ولتاژ مرجع خروجی به فرم سینوسی باشد. حال این ولتاژ را به فرم زیر در نظر می گیرم که در آن f 1 = ω 1 2π فرکانس مطلوب ولتاژ خروجی است: v ref = V ref sin ω 1 t و V ref V tri ) 8-3 ( شکل 6-3 : مدوالسیون خطی سینوسی عرض پالس [3] از روابط می توان اینگونه نتیجه گرفت که فرکانس اصلی ولتاژ خروجی ) 1 Ao v) همفاز با ولتاژ مرجع به صورت سینوسی تغییر خواهد کرد به گونه که خواهیم داشت: (v Ao ) 1 = V ref sin ω 1 t V d = m V tri 2 a sin ω 1 t V d 2 For m a 1 ) 9-33 ( بنابراین: (v Ao ) 1 = m a V d 2 m a 1 ) 10-3 (

37 34 فصل سوم: روش های کنترل اینورترهای ولتاژ که نشان می دهد در روش PWM سینوسی دامنه هارمونیک اصلی ولتاژ خروجی نسبت به پارامتر m a به صورت خطی تغییر می کند )به ازای شرط 1 a (. m بنابراین به مقادیر بین 0 و 1 برای m a ناحیه کارکرد خطی گفته می شود. [3] 2- هارمونیک های موجود در طیف هارمونیکی ولتاژ خروجی اینورتر به صورت کنار- باند 1 ظاهر می شوند که در اطراف فرکانس کلید زنی و ضرایب آن متمرکز شده اند. این الگوی کلی به ازای کلیه مقادیر m a ( بین صفر و یک ) حفظ خواهد شد. برای رنج فرکانسی 9 f m که همیشه موجود است ( بجز در توان های باال ( مقدار دامنه ی هارمونیک ها تقریبا به m f مقدار وابسته است بنابراین m f تعیین کننده فرکانس هایی است که در خروجی ظاهر خواهد شد. در مبنای تئوری هارمونیک های ولتاژ خروجی دارای شکل کلی زیر هستند: f h = ( jm f ± k )f 1 ) 11-3 ( j k که می توان گفت هارمونیک مرتبه h ام همان امین کنار باند برابر نسبت فرکانسی مدوالسیون ( ) است: m f h = j(m f ) ± k ) 12-3 ( به طوریکه به ازای = 1 h هارمونیک اصلی ولتاژ خروجی حاصل خواهد شد. به ازای مقادیر فرد j هارمونیک ها فقط به ازای مقادیر زوج k و نیز برای مقادیر زوج j هارمونیک ها فقط به ازای مقادیر فرد k وجود خواهند داشت. (V Ao ) h 1 2 V d در جدول 1-3 مقادیر استاندارد شده به عنوان تابعی از ضریب مدوالسیون دامنه m a قرار داده شده که در آن 9 f m فرض شده است. این جدول نشان می دهد که رابطه ی باال تقریبا به طور دقیق رعایت شده و مقدار دامنه هارمونیک اصلی ولتاژ هم به صورت خطی با m a تغییر کرده است. [3] 1 Sidebands

38 35 فصل سوم: روش های کنترل اینورترهای ولتاژ جدول 1-3 : هارمونیک ه یا V_A0 با ضریب مدوالسیون فرکانس باال [3] 3- ضریب مدوالسیون فرکانس m f می بایست یک عدد صحیح فرد باشد. این کار سبب می شود تا تقارن فرد ( f(t) ) f( t) = در شکل موج ایجاد شود به گونه ای که یک تقارن نیم موج در شکل زمانی ولتاژ پدید آید.بنابراین فقط هارمونیک های فرد در طیف هارمونیکی ظاهر خواهند شد و هارمونیک های زوج حذف می شوند. عالوه بر این در بسط فوریه ی تابع نیز فقط ضرایب سینوسی موجود می باشند. به علت فیلتر کردن راحت تر فرکانس های باال مطلوب تر آن است که فرکانس کلید زنی را باال برد مگر به علت محدودیتی که در افزایش تلفات کلید زنی به علت زیاد شدن تعداد تغییر وضعیت سوئیچ ها رخ می دهد. بنابراین در اغلب کاربرد ها فرکانس کلید زنی محدوده ای بین 6 KHz تا 20KHz را داراست. معموال اگر فرکانس کلید زنی از محدوده بهینه ی 6 تا 20 کیلو هرتز تجاوز کند مضرات بیشتر از فواید خواهد بود. بنابراین در مصارف 50- هرتز خروجی اگر ضریب مدوالسیون فرکانس مثال 9 باشد ممکن است فرکانس های 60 کمتر از 2KHz در خروجی بروز پیدا کنند.از طرفی رابطه قابل کنترل میان شکل موج

39 36 فصل سوم: روش های کنترل اینورترهای ولتاژ مثلثی و ولتاژ مرجع این مطلب را می رساند که m f چقدر باید بزرگ انتخاب شود در اینجا = 21 f m به عنوان مرز بین بزرگی و کوچکی ضریب مدوالسیون فرکانس انتخاب گردیده است پس دو حالت بررسی وجود دارد که به صورت زیر خواهند بود. [3] ) m f 21 ( کوچک m f.1 سنکرون. به ازای مقادیر کوچک m f الزم است که سیگنال های PWM -1 m f که کنترلی و موج مثلثی با یکدیگر سنکرون باشند. این سنکرون بودن ایجاب می کند یک عدد صحیح باشد. دلیل استفاده از PWM سنکرون این است که PWM می شود که در m f غیر صحیح (سبب ایجاد هارمونیک های فرعی 1 آسنکرون ( اکثرکاربرد ها نامطلوب خواهد بود. در روش PWM سنکرون مقدار فرکانس کلید زنی با تغییر میزان فرکانس مطلوب خروجی اینورتر تغییر خواهد کرد. m f باید یک عدد صحیح فرد باشد. همانطور که قبال نیز اشاره شد m f 2- عددی صحیح و فرد باشد بجز در اینورترهای ولتاژ تک فاز با PWM تک قطبی. باید m f.2 بزرگ ( 21 > f ) m دامنه هارمونیک های فرعی بر طبق PWM آسنکرون به ازای مقادیر بزرگ m f بسیار کوچک خواهند بود. بنابراین جایی که بخواهیم فرکانس کلیدزنی اینورتر ثابت نگه داشته شود و یا در مواردی که با تغییر فرکانس مطلوب خروجی m f ناصحیح بدست m f آید می توان از PWM آسنکرون با بزرگ ( تا جایی که امکان داشته باشد( استفاده نمود بنابراین اگر اینورترباری مانند یک موتور AC را تغذیه می کند که در آن کاهش یا صفر شدن هارمونیک های فرعی سبب جاری شدن جریان زیادی می شود نباید از PWM آسنکرون استفاده شود. 1 Sub-harmonics

40 37 فصل سوم: روش های کنترل اینورترهای ولتاژ مدوالسیون باال 1( a )m 1-2 در قسمت قبل فرض بر این بود که ضریب مدوالسیون دامنه < 1 a m می باشد که به آن ناحیه عملکرد خطی PWM اتالق می شد.این محدوده ی PWM سبب ایجاد هارمونیک هایی در محدوده فرکانس باال ( اطراف فرکانس کلید زنی و ضرایبش( می شود.یکی از مشکالت عملکرد در ناحیه خطی PWM سینوسی آن است که ماکزیمم دامنه هارمونیک اصلی خروجی به آن میزان که مطلوب ما باشد نیست. برای افزایش دامنه هارمونیک اصلی ولتاژ خروجی باید m a افزایش یابد و از محدوده ی کمتر از 1 عبور کند که به آن مدوالسیون باال گفته می شود. این حالت سبب می شود که در طیف هارمونیکی ولتاژ خروجی تعداد بیشتری از هارمونیک ها در مقایسه با حالت خطی بروز کند و برخی از پالس ها و بریدگی ها تمایل به ناپدید شدن در نزدیکی اواسط موج V a0 پیدا خواهند کرد. برای هر موج PWM مقدار حداقل عرض پالس یا بریدگی بر اساس کموتاسیون موفق صورت می پذیرد بنابراین اگر حداقل عرض پالس مقدار بزرگی باشد ولتاژ مشابه با جریان تغییرات ناگهانی گذرایی را تجربه خواهد کرد. بنابراین در اینورتر های قدرت باال بخصوص با المان های کلید زنی کند فرکانس کلید زنی پایین سبب ایجاد چنین مشکالتی خواهد شد. مطابق با موارد اشاره شده شاخص مدوالسیون m تا سقف دستیابی به موج مربعی قابل افزایش است ولی این عامل نامطلوب سبب ایجاد هارمونیک هایی در خروجی خواهد شد که فیلتر نمودن آن ها به سختی صورت می پذیرد. [3] 1 Over Modulation

41 38 فصل سوم: روش های کنترل اینورترهای ولتاژ شکل 7-3 : مدوالسیون باالی سینوسی عرض پالس [3] جریان سمت DC درمدوالسیون سینوسی دو قطبی تکفاز همانطور که در شکل 8-3 مشاهده می شود به سادگی می توان با قرار دادن یک فیلتر LC فرضی که در دو سمت DC و AC مورد استفاده قرار می گیرد فرکانس های باال را فیلتر نمود. فرکانس کلید زنی فرضی بسیار باال)نزدیک به بی نهایت( فرض می شود و جهت فیلتر نمودن هارمونیک های باال در V o و i d می بایستی فیلتر LC در هر دو سمت DC و AC مورد استفاده قرار گیرد. انرژی ذخیره شده در فیلترها قابل چشم پوشی است. از آنجایی که توان لحظه ای ورودی می بایستی با توان لحظه ای خروجی برابر باشد بنابراین المان های به کار گرفته شده در فیلتر انرژی مصرف نمی کنند. [9]

42 39 فصل سوم: روش های کنترل اینورترهای ولتاژ شکل 8-3 : اینورتر با فیلتر فرضی [9] با داشتن چنین شرایطی فرکانس پایه ی شکل موج سینوسی خروجی ω 1 خواهد بود. V o1 = 2I o sin(ω 1 t Φ) ) 13-3 ( ω 1 e o اگر بار نشان داده شده در شکل 8-3 اندوکتیو مانند موتور سینوسی و نسبت به با فرکانس پس فاز خواهد بود. باشد دراینصورت جریان خروجی در بارهای V o i o = 2I o sin(ω 1 t Φ) ) 14-3 ( نسبت به V o پس فاز می باشد. i o زاویه ای است که Φ فیلتر LC قرار گرفته شده در سمت DC هارمونیک های باالی موجود در i d را فیلتر خواهد کرد i d * و شکل موج تنها فرکانس های پایین ومولفه ی DC را شامل خواهد شد. یقینا در فیلتر ها هیچ گونه انرژی ذخیره نمی شود چراکه داریم: V d i (t) = V oi o V d cos Φ V oi o cos(2ω V 1 t Φ) = I d + i d2 d = i d 2I d2 cos(2ω 1 t Φ) ) 15-3( ) 16-3 ( که I d = V oi o cos Φ V d ) 17-3 ( I d2 = 1 2 V o I o V d ) 18-3 (

43 40 فصل سوم: روش های کنترل اینورترهای ولتاژ I d معادالت نشان می دهند که i * d شامل مولفه ی ( DC ) می باشد که مسئولیت انتقال توان از V d i شامل فرکانس دوم مولفه ی سینوسی در سمت DC اینورتر به سمت AC را بر عهده دارد. همچنین * d i d * می باشد.جریان ورودی اینورتر ( d i( شامل و مولفه های فرکانس باالیی است که در طول کلید زنی اینورتر عمل می کنند این فرآیند در شکل 9-3 نشان داده شده است. [9] شکل 9-3 : جریان سمت DC در اینورتر تکفاز به روش مدوالسیون سینوسی عرض پالس دوقطبی [9]

44 41 فصل سوم: روش های کنترل اینورترهای ولتاژ 3.5 نحوه اعمال PWM سینوسی به اینورتر سه فاز نحوه ی ایجاد موج V a0 توسط مدوالسیون سینوسی از V a0 * در شکل 10-3 نشان داده شده است. به طور مشابه می توان امواج V b0 V c0 و را با ایجاد 120 درجه تاخیر فاز نسبت به موج مدوالسیون V * b0 V ab = V a0 V b0 ایجاد نمود. به طور مثال می توان ولتاژ خط V ab را از طریق و شکل موج V c0 * و ولتاژ خط به نوترال 1 را به وسیله = 2 3 an V ایجاد نمود. ولتاژ خط دارای V a0 1 3 V b0 1 3 V c0 خصوصیت سه مرحله و ولتاژ فاز دارای خصوصیت پنج مرحله در یک سیکل کامل می باشد. سری فوریه ی موج V a0 خیلی پیچیده و شامل فرکانس پایه ی ولتاژ و فرکانس های مرتبط موج حامل است. شاخص V p V T مدوالسیون m به صورت V T تعریف می شود و در شکل قابل مشاهده است. در رنج تحت مدوالسیون)> V p ) اینورتر مشخصه ی متقابل خطی دارد.این رنج می تواند توسط هارمونیک سوم و ضرایبش افزوده شود. سینوسی که روش ناحیه بندی مثلثی نیز نامیده می شود در صنعت کاربرد زیادی دارد و روش PWM ازجمله روشی های رایج به شمار می رود. در اینورتر های قدرت باال به علت افزایش تلفات کلید زنی در این حالت فرکانس کلید زنی را کاهش می دهند. بنابراین جهت جلوگیری از ایجاد هارمونیک های ناخواسته در فرکانس کلید زنی پایین می بایست بین امواج در حال مدوالسیون همزمانی 2 وجود داشته باشد. [10] 1 Neutral 2 Synchronization

45 42 فصل سوم: روش های کنترل اینورترهای ولتاژ شکل 10-3 : مدوالسیون سینوسی عرض پالس در پل اینورتر سه فاز حاالت مختلف شاخص مدوالسیون در سه فاز در اینورتر های سه فاز فقط هارمونیک های موجود در ولتاژ های خط خروجی دارای اهمیت هستند. v Ao هارمونیک های خروجی در هر یک از بازوها مثل v AN مشابه هارمونیک های خواهند بود.ظهور هارمونیک های فرد به عنوان ترادف های کنارباند با مرکزیت ضرایب m f در طیف هارمونیکی سبب می m f شود تا همیشه عددی فرد باشد.در هارمونیک های و 120 v BN درجه خواهد بود.اگر m f و ضرایب آن اختالف فاز بین ولتاژ های v AN m f عدد فرد ضریب سه باشد این اختالف فاز به صفر خواهد رسید بنابر این بعضی از ترادف های غالب در طیف هارمونیکی ولتاژ فاز ممکن است در ولتاژ های خط به خط خروجی حذف شوند. [3]

46 43 فصل سوم: روش های کنترل اینورترهای ولتاژ مفروضات در PWM به صورت زیر خالصه می شوند: به ازای مقادیر کم m f جهت حذف هارمونیک های زوج یک PWM سنکرون باید مورد استفاده -1 قرار گیرد و نیز m f عدد صحیح فرد باشد. عالوه بر این های غالب ولتاژ های خط خروجی حذف شوند. m f باید ضریبسه باشد تا بیشتر هارمونیک به ازای مقادیر بزرگ m f مفروضات سیستم تک فاز پا برجاست. در حالت مدوالسیون باال ( 1 > a m ( صرف نظر از میزان m f شرایط مربوط به کوچک باید m f -2-3 لحاظ گردد مدوالسیون خطی m a m a 1 در ناحیه مدوالسیون خطی ( ) میزان هارمونیک اصلی ولتاژ خروجی با تغییر به صورت خطی تغییر خواهد کرد. از شکل 11-3 میزان قله هارمونیک اصلی یکی از بازو های اینورتر عبارتست از: (V AN ) 1 = m a V d 2 ) 19-3 ( شکل 11-3: موج فاز به نوترال در مدوالسیون سینوسی سه فاز [3]

47 44 فصل سوم: روش های کنترل اینورترهای ولتاژ شکل 12-3 : موج خط ولتاژ خروجی در اینورتر سه فاز به همراه طیف هارمونیکی آن [3] بنابراین میزان موثر ولتاژ خط خروجی به صورت زیر بدست خواهد آمد: V LL1(rms) = 3 2 (V AN ) 1 = m av d m a V d ( شکل 13-3 ) مقادیر هارمونیک ولتاژ خط خروجی را می توان محاسبه کرد. مقدار موثر ترادف ها در جدول زیر لیست شده اند: : هارمونیک های V L L جدول 2-3 m f با بزرگ فرد [3] مدوالسیون باال در PWM مدوالسیون باال مجاز است تا مقدار پیک ولتاژ کنترلی خروجی از پیک موج مثلثی فراتر رود. بر خالف ناحیه خطی در این مد عملکرد میزان دامنه هارمونیک اصلی ولتاژ خروجی

48 45 فصل سوم: روش های کنترل اینورترهای ولتاژ به صورت مستقیم با m a تغییر نمی کند. شکل 14-3 تغییرات آن را نسبت به ضریب مدوالسیون دامنه نشان می دهد. همانند PWM تک فاز به ازای مقادیر به اندازه کافی بزرگ از PWM m a شبیه موج مربعی خواهد شدکه سبب می شود ماکزیمم V LL1 به میزان.0 78V d برسد.در ناحیه مدوالسیون باال تعداد هارمونیک های کنارباند اطراف m f و ضرایبش بیشتر مشاهده می شود. بسته به طبیعت بار و میزان فرکانس کلید زنی تلفات این هارمونیک ها در مدوالسیون باال ممکن است کمتر از ناحیه خطی PWM باشد. [3]. شکل 14-3: تغییرات مقدار دامنه ی هارمونیک اصلی ولتاژ خط خروجی به ضریب مدوالسیون دامنه [3] جریان سمت DC در روش مدوالسیون سینوسی سه فاز در این قسمت شکل موج ولتاژ و جریان سمت DC اینورتر سه فازی که توسط مدوالسیون سینوسی عرض پالس مدوله شده است مورد بررسی قرار می گیرد. ولتاژ منبع DC ورودی بدون ریپل فرض می شود. اگر فرکانس کلید زنی شکل 5-2 به طور فرضی به بی نهایت میل کند مطابق شکل 8-3 فیلتری با انرژی ذخیره شده قابل اغماض می تواند در سمت AC اینورتر جهت ایجاد جریان خروجی سینوسی بدون ریپل

49 46 فصل سوم: روش های کنترل اینورترهای ولتاژ به کار گرفته شود. به علت ناچیز بودن انرژی ذخیره شده در فیلتر سمت AC اینورتر توان لحظه ای AC خروجی می تواند در فرکانس پایه ولتاژ و جریان خروجی ظاهر شود.به طور مشابه فیلتر به کار گرفته شده در سمت DC اینورتر نیز هیچ گونه انرژی را در خود ذخیره نمی کند.بنابراین مولفه های فرکانس باالی کلید زنی در i d فیلتر می شوند. معادل سازی توان لحظه ای ورودی و خروجی می دهد: [9] V d i d = V An1 (t)i A (t) + V Bn1 (t)i B (t) + V Cn1 (t)i C (t) ) 20-3 ( در حالت ماندگار سه فاز با یکدیگر 120 درجه اختالف فاز دارند. Φزاویه ی تاخیر پسیو فاز جریان نسبت به فاز ولتاژ و 2V o و 2I o اندازه ولتاژ و جریان می باشند. = 3V oi o cos Φ = I V d d ) 21-3 ( i که کمیتی DC ست غیر مشابه اینورتر تک مطابق موارد ذکر شده محاسبات نشان می دهد که d فاز است به طوری که i d * شامل فرکانس مرتبه دوم فرکانس پایه می باشد. با این وجود همانطور که در شکل 15-3 مشاهده می شود i d شامل مولفه های فرکانس کلید زنی نیز می باشد که ممکن است اثرات ناچیزی برروی ولتاژ بگذارد. V d شکل 15-3 : جریان ورودی DC در اینورتر سه فاز [9]

50 47 فصل سوم: روش های کنترل اینورترهای ولتاژ روش مدوالسیون عرض پالس فضای برداری روش مدوالسیون عرض پالس فضای برداری قدری پیچیده بوده و نیاز به درکی درست از بردار های فضایی ماشین AC و یا تئوری d-q دارد. این نوع از PWM بهترین عملکرد جهت ایزوالسیون نوترال بار ها را فراهم می سازد. اینوتر دارای = حالت کلید زنی می باشد که به طور خالصه در جدول 3-3 به Q 2 نمایش در آمده است. به عنوان مثال همانطور که مالحظه می شود درحالت 2 المان های Q 1 Q 3 و در وضعیت بسته می باشند در این حالت فاز A و B به پالریته ی مثبت باس DC 2 متصل است و فاز C به پالریته ی منفی این باس متصل می باشد. به طور مشابه اندازه ی ولتاژ فاز نیز در شکل نشان داده شده است که در این شکل مشکل n )نوترال بار ) به سادگی قابل حل می باشد. الزم به ذکر است که به ترتیب وضعیت صفر و هفت به طور مشابه برای مدیریت اتصال کوتاه در پالریته ی مثبت و منفی باس DC اجرا 16-3 می شوند. در هر یک از حاالت برای ایجاد بردار ولتاژ فضایی از ولتاژ فاز معادله شکل و مذکور استفاده می شود. به عنوان مثال این شکل در مورد نحوه ی ایجاد بردار و متمایل به زاویه ی 60 درجه است توضیح می دهد. [6] (110) V که دارای اندازه ی V d 1 Space Vector Modulation (SVM) 2 Bus

51 48 فصل سوم: روش های کنترل اینورترهای ولتاژ جدول 3-3 : حاالت مختلف سوئیچ ها در مدوالسیون فضای برداری [6] شکل 16-3 : وضعیت ه یا سوئیچ ه یا اینورتر سه فاز [6] مدوالسیون خطی و باال در روش SVM شکل 17-3 روش SVM را در نواحی خطی درساختار امواج PWM سه فاز تشریح می کند.در شکل 17-3 همه ی هشت بردار قابل رسم جهت ایجاد مرزهای شش ضلعی نشان داده شده است. بردار ولتاژ * V به عنوان نماینده ی ولتاژ های سه فاز سینوسی اینورتر در خالف جهت عقربه های ساعت می چرخد.

52 49 فصل سوم: روش های کنترل اینورترهای ولتاژ برای یک مکان مشخص از نزدیک ترین سه بردار می توانند به طور همزمان مورد استفاده قرار گیرند V * که مقدار متوسط آنها منطبق بر مقدار * V مرجع می باشد. [7] به طوری که V T c = V 1 t a + V 2 t b + (V 0 or V 7 و )t 0 T c = t a + t b + t 0 T s = 2T c ) 22-3( ) 23-3( V 2 V 1 موج PWM متقارن ایجاد شده به ترتیب به حاالت V 0 V 7 و به کار گرفته شده در فاصله T c t 0 2 t b t a ی زمانی t 0 2 و اشاره می کند واین توالی در فاصله ی زمانی بعدی معکوس می شود. مطابق شکل تا مادامی که بردار مورد نظر به دایره ی شش ضلعی نرسد مدوالسیون نامعتبر خواهد m متفاوت از m می باشد( مربوط به موج مربعی بود.در این شرایط شاخص مدوالسیون ( m می باشد. شکل 17-3 : حاالت مختلف بردار ه یا ولتاژ اینورتر سه فاز [7]

53 50 فصل سوم: روش های کنترل اینورترهای ولتاژ شکل 18-3 : مدوالسیون SVM در حالت مدوالسیون خطی و مدوالسیون باال [12] در شکل 18-3 آنچه که در روش SVM در حالت مدوالسیون باال رخ می دهد شرح داده شده است و بین این حالت و حالت مدوالسیون خطی مقایسه ای صورت پذیرفته است.در ولتاژ باال در ناحیه ی خطی اگر نیاز به کیفیت مناسب هارمونیک های پایین موج باشد آنچه که در ناحیه ی مدوالسیون باال رخ می دهد اهمیت دو چندانی خواهد یافت زیرا بهره ی ولتاژ انتقال یافته در مدوالسیون خطی اندک است. بهره ی خطی شده از نقطه نظر عملکرد سیستم مطلوب است و آنچه که در شکل نشان داده شده است فقط بخش 1 )یا A( از شش ضلعی می باشد چراکه عملیات جاری در دیگر بخش ها مشابهت زیادی در پیاده V * سازی روند موجود دارد. در ناحیه مدوالسیون بردار مرجع خطی در راستای شعاعی و با محدودیت شرح داده شده داخل دایره ی شش ضلعی امتداد میابدکه درقسمت a شرح داده شده است. اگر * V از این محدودیت تجاوز کند عملیات پیاده سازی وارد مد 1 از مدوالسیون باال خواهد شد که در قسمت b از شکل نشان داده شده است. ولتاژ مرجع * V حدواسط بین دو نقطه ی مرزی شش ضلعی قرار خواهد گرفت و در نتیجه تناسب آن با ولتاژ پایه از دست خواهد رفت.جهت جبرانسازی این تلفات ولتاژ مرجع مطرح شده به وسیله ی بیشترین مقدار شعاعی حدواسط شش ضلعی در زوایه θ قرار خواهد گرفت.این عملیات قسمتی خطی در مسیر دایروی و قسمتی غیر خطی در مسیر شش ضلعی می باشد.در طول مسیر شش ضلعی بردار ها مقدار صفر نیز به خود می گیرند.زمانی که θ صفر و مسیر بر روی شش ضلعی کامل می شود مد 1 به پایان می رسد. ا نی روند در مد 2 در بخشی از مسیر ولتاژ برای زاویه ی α h و در بخشی

54 51 فصل سوم: روش های کنترل اینورترهای ولتاژ دیگر از مسیر شش ضلعی برای رسیدن به موج مربعی ادامه میابد تا به انتهای کار برسد. نمایشی از امواج PWM به جز در مواردی که t 0 صفر می شود در شکل 17-3 نشان داده شده است. [12] شکل 19-3 : مدوالسیون باال به ترتیب در مد یک و دو [12] مدوالسیون خطی زاویه ی θ در مد 1 که به عنوان تابعی از شاخص مدوالسیون m محاسبه شده در قسمت a در شکل 19-3 نشان داده شده است است. شروع این فرآیند در 30 درجه هنگامی که = m می باشد و صفر شدن آن در لبه ی باالیی به هنگام = m صورت می پذیرد و به طور مشابه نگهداری زاویه ی α h که در صفر شروع و در 30 درجه با = 1 m )موج مربعی( به پایان می رسد در قسمت b شکل 19-3 نشان داده شده است. این شکل نیازمندی های یک پروسسور جهت پیاده سازی SVM در ناحیه ی تحت مدوالسیون را نشان می دهد. مراحل پیاده سازی روش SVM به صورت زیر می m تعیین مد کارکرد محاسبه ی زمان حالت مورد نظر باشد: تعیین V * تعیین بخش ها محاسبه ی اینورتری ترکیب امواج. PWM

55 52 فصل سوم: روش های کنترل اینورترهای ولتاژ 3.7 روش مدوالسیون حذف هارمونیک های انتخابی 1 در این تکنیک مدوالسیون هارمونیک های پایین موج مربعی به دلخواه می توانند حذف شوند و ولتاژ اصلی می تواند به خوبی به وسیله ی بریدگی فازهای نشان داده شده در شکل 20-3 کنترل شود. در نیم سیکل مثبت شکل موج ولتاژ هر ربع سیکل دارای تقارن می باشد و به طور مشابه در نیم سیکل منفی نیز همانند نیم سیکل مثبت چنین شرایطی برقرار است.توسط بریدگی های زوایای α 3 α 2 α 1 α 4 و می توان هارمونیک عمده ی سوم ( پنجم هفتم و یا یازدهم( را حذف نمود و مقدار پایه ی شکل موج ولتاژ V a0 را کنترل نمود. برای ایزوالسیون نوترال بار می بایستی ضرایب هارمونیکی نیز حذف شوند. به عنوان مثال در شکل 21-3 نمایشی از زوایای α با ولتاژ متغییر همراه با حذف هارمونیک های پنجم و هفتم ترسیم شده است.الزم به ذکر است که مقدار ولتاژ پایه ی قابل کنترل % موج مربعی است. در نتیجه ی این شیوه ی کنترلی ضرایب هارمونیک های پایین)هارمونیک 11 و 13( افزایش می یابند ولی این افزایش نه چندان مطلوب اثرات زیان بار زیادی به همراه نخواهد داشت.در فرکانس های پایین می توان با ایجاد تعداد زیادی از زوایای α بسیاری از هارمونیک های پایین را حذف نمود. [4] شکل 20-3 : مدوالسیون حذف هارمونیک های انتخابی [4] 1 Selective Harmonic Elimination (SHE)

56 53 فصل سوم: روش های کنترل اینورترهای ولتاژ شکل 21-3 : مقدار پایه ی ولتاژ بر حسب در صد [4]

57 54 فصل سوم: روش های کنترل اینورترهای ولتاژ 1 اثر 3.8 زمان مرده t( d معروف است می زمان نشان داده شده در 22-3 که به زمان مرده یا زمان قفل شده ( 2 شکل بایستی بین المان های یک بازو از اینورتر برای جلوگیری از وقوع خطای اتصال کوتاه اعمال گردد. این شکل اثر این زمان کوتاه را در یک اینورتر نیم پل توضیح می دهد.کلیدزنی ایده آل تریستور های Q 1 و t d Q 4 و کلید زنی واقعی آن ها با در نظر گرفتن در شکل نمایش داده شده است.برای پالریته ی مثبت Q 1 جریان بار i a هیچگونه اثری بر لبه اعمال نمی شود اما در لبه ی پشتی روشن شدن با تاخیر انجام خواهد شد زیرا جریان بار انتقال یافته از به D 4 Q 1 با تاخیر همراه است و موجب ایجاد ناحیه ی مشخص D 1 شده برروی شکل area( )Loss of خواهد شد. از طرف دیگر در پالریته ی منفی جریان در حالیکه Q 1 روشن است در حال هدایت به سر می برد.زمانیکه و Q 1 Q 4 هردو خاموش باشند این جریان پیوسته به سمت D 1 در حال جاری شدن است که این عامل نیز موجب ایجاد Loss of area خواهد شد. در حالت ایده آل هنگامی که Q 4 خاموش می باشد در لبه ی پشتی جریان به سوی پالریته ی مثبت بدون اعمال اثر زمان مرده جاری می شود.در مدارات پل کامل یا اینورتر سه فاز اثرات مشابهی در مورد زمان مرده در تمامی بازو ها خواهیم داشت. [4] 1 Dead Time 2 Lock-out Time

58 55 فصل سوم: روش های کنترل اینورترهای ولتاژ شکل 22-3 : اثر Dead Band در ولتاژ خروجی [4] شکل 23-3 : اثر Dead Band بر روی ولتاژ فاز خروجی [4]

59 56 فصل سوم: روش های کنترل اینورترهای ولتاژ در اینورتر باعث ایجاد دو اثر نامطلوب خواهد شد: 1 - کاهش مقدار ولتاژ پایه. وجود Dead Time 2- برهم ریختگی هارمونیکی در فرکانس های پایین. در قسمت a از شکل 23-3 پس فاز بودن شکل موج ولتاژ فاز ( a0 V( نسبت به شکل موج جریان فاز ( a i( به اندازه ی زاویه ی Φ قابل مشاهده است. در نیم سیکل مثبت جریان افزایش تلفات ولتاژ را در هر سیکل کلید زنی مستقل از اندازه ی جریان می باشد به طور مشابه در نیم سیکل منفی نیز افزایش اندازه ی ولتاژ را نیز شاهد خواهیم بود. مقدار متوسط این افزایش) V( ε در طول نیم سیکل های جریان منطبق با موج V a0 می باشد که به کاهش ناچیز مقدار پایه ی ولتاژ اشاره می کند.مقدار ولتاژ کاهش یافته به عواملی چون فرکانس کلید زنی زمان تاخیر ولتاژ DC و مقدار تاخیر فاز بستگی دارد. ظاهرا این امر موجب اعوجاج هایی که با هارمونیک های فرکانسی مرتبط است همراه خواهد شد. [4]

60 57 فصل سوم: روش های کنترل اینورترهای ولتاژ 3.9 خالصه فصل: در بسیاری از کاربرد های صنعتی کنترل ولتاژ خروجی اینورترها برای انطباق با تغییرات ورودی DC رگوالسیون ولتاژ اینورتر و همچنین برای نسبت ولتاژ به فرکانس ثابت مورد نیاز است. روش های مختلفی برای تغییر بهره اینورتر وجود دارد که موثرترین روش کنترل بهره و در نتیجه کنترل ولتاژ خروجی در اینورتر ها که به طور معمول مورد استفاده قرار می گیرند عبارتند از: مدوالسیون مفرد عرض پالس مدوالسیون چند تایی عرض پالس مدوالسیون سینوسی عرض پالس مدوالسیون پهنای پالس فضای برداری مدوالسیون حذف هارمونیک های انتخابی در این فصل روش های به کار گرفته شده ی کنترلی اینورترها شامل اینورتر های تکفاز و سه فاز به صورت کلی مورد بررسی قرار گرفت.

61 4 -فصل چهارم: شبیه سازی و نتایج آن

62 59 فصل چهارم: شبیه سازی و نتایج آن 4.1 مقدمه فصل جهت انتخاب روش بهینه از سه روش اصلی مدوالسیون که در بخش های قبل در مورد آن ها به طور مفصل توضیح داده شد و نیز جهت مشاهده ی عینی مزایا و معایبی که هریک از تکنیک های مدوالسیون نسبت به دیگری دارا می باشند و سبب شده تا بنا بر کاربرد اینورتر از هر یک در مورد خاص استفاده شود ما را برآن داشت تا به هر سه روش شبیه سازی را انجام داده تا موارد مزیت و عیب هر یک را عینا مشاهده نماییم. شبیه سازی های انجام شده در محیط سیمولینک و S-Function انجام گرفته که این نرم افزار در فصل قبل به اجمال معرفی گردیده است. نرم افزار متلب این بخش به سه قسمت اصلی تقسیم می شود.در ابتدا شبیه سازی صورت پذیرفته به روش SPWM و نتایج حاصله را مورد بررسی قرار می دهیم و در قسمت دوم به شبیه سازی و بررسی نتایج حاصل از آن به روش SHE می پردازیم و در قسمت سوم نیز با انجام شبیه سازی و بررسی نتیجه حاصله از آن به روش SVM این روش را به عنوان روشی بهینه جهت استفاده در اینورتر های سه فاز معرفی خواهیم نمود.در انتها در بحثی مجزا روش تصحیح شده SPWM ارائه گردیده تا به عنوان روشی پیشنهادی جهت کاهش تلفات کلیدزنی و کمتر کردن ترادف های موجود در ولتاژ خروجی در نظر گرفته شود.

63 60 فصل چهارم: شبیه سازی و نتایج آن 4.2 شبیه سازی سیستم کنترلی مدوالسین عرض پالس سینوسی SPWM شکل 1-4 : مدل سیستم در سیمولینک نرم افزار متلب در روش شکل 2-4 : زیر سیستم ه یا طراحی شده برای مدل اصلی در SPWM

64 61 فصل چهارم: شبیه سازی و نتایج آن در این شبیه سازی شکل موج تغذیه گیت سوئیچ های به کار رفته در شبیه سازی همانند شکل 3-4 می باشد. الزم به گفتن است که فرکانس سوئیچینگ برابر 10 کیلوهرتز در نظر گرفته شده است. شکل 3-4 : ولتاژ ه یا تغذیه گیت اعمالی به سوئیچ ها در شبیه سازی SPWM ولتاژ های خروجی و جریان لینک DC به قرار زیر هستند: شکل 4-4 : شکل موج ولتاژ ه یا خط به خط خروجی در شبیه سازی SPWM

65 طیف: و 6 62 فصل چهارم: شبیه سازی و نتایج آن شکل 5-4 لینک : جریان SPWM در روش DC طیف هارمونیکی ولتاژ خط خروجی AB را می توان در شکل 4- شکل 7-4 مشاهده کرد. شکل 6-4 هارمونیکی ولتاژ خط خروجی در روش SPWM

66 63 فصل چهارم: شبیه سازی و نتایج آن شکل 7-4 : لیست ترادف ه یا موجود در ولتاژ خط خروجی در روش SPWM

67 64 فصل چهارم: شبیه سازی و نتایج آن شبیه سازی سیستم کنترلی حذف هارمونیکهای انتخابی 4.3 SHE شکل 8-4 : مدل سیستم در سیمولینک نرم افزار متلب در روش شکل موج تغذیه گیت سوئیچ های به کار رفته در شبیه سازی همانند شکل 9-4 می باشد. شکل 9-4 : ولتاژ ه یا تغذیه گیت اعمالی به سوئیچ ها در شبیه سازی SHE

68 65 فصل چهارم: شبیه سازی و نتایج آن ولتاژ های خروجی و جریان لینک DC به قرار زیر می باشند : شکل 10-4 : شکل موج ولتاژ ه یا خط به خط خروجی در شبیه سازی SHE شکل 11-4 لینک : جریان SHE در روش DC

69 66 فصل چهارم: شبیه سازی و نتایج آن 12-4 و طیف هارمونیکی ولتاژ خط خروجی AB در این شبیه سازی را می توان در شکل شکل 13-4 مشاهده کرد. شکل 12-4 : طیف هارمونیکی ولتاژ خط خروجی در روش SHE شکل 13-4 : لیست ترادف ه یا موجود در ولتاژ خط خروجی در روش SHE

70 67 فصل چهارم: شبیه سازی و نتایج آن شبیه سازی سیستم کنترلی مدوالسیون فضای برداری 4.4 SVM شکل 14-4 : مدل سیستم در سیمولینک نرم افزار متلب در روش شکل موج تغذیه گیت سوئیچ های به کار رفته در شبیه سازی همانند شکل 15-3 می باشد. الزم به گفتن است که فرکانس سوئیچینگ برابر 10 کیلوهرتز در نظر گرفته شده است. شکل 15-4 : ولتاژ ه یا تغذیه گیت اعمالی به سوئیچ ها در شبیه سازی SVM

71 68 فصل چهارم: شبیه سازی و نتایج آن ولتاژ های خروجی و جریان لینک DC به قرار زیر هستند: : شکل موج ولتاژ ه یا شکل 16-4 خط به خط خروجی در شبیه سازی SVM شکل 17-4 لینک : جریان SVM در روش DC

72 69 فصل چهارم: شبیه سازی و نتایج آن طیف هارمونیکی ولتاژ خط خروجی AB را می توان در شکل 18-4 و شکل 19-4 مشاهده نمود. شکل 18-4 : طیف هارمونیکی ولتاژ خط خروجی در روش SVM شکل 19-4 : لیست ترادف ه یا موجود در ولتاژ خط خروجی در روش SVM

73 70 فصل چهارم: شبیه سازی و نتایج آن روش مدوالسیون عرض پالس سینوسی تصحیح شده 4.5 در روش SPWM همانطور که در فصل های پیشین نیز توضیح داده شد جهت کارایی بهتر و فیلترینگ آسانتر الزم است فرکانس کلیدزنی تاجایی که امکان دارد باال برود. با افزایش فرکانس کلیدزنی در اینورترهای SPWM تعداد عملکرد قطع و وصل هر سوئیچ در هر سیکل به شدت افزایش یافته و لذا متناسب با آن تلفات کلیدزنی نیز افزایش می یابد. پس می بایست مصالحه ای مابین ازدیاد فرکانس و میزان تلفات کلیدزنی صورت پذیرد. حال چنانچه بتوانیم به نحوی میزان تلفات را در روش SPWM کاهش دهیم آنگاه به همه ی مزیت های مربوط به افزایش فرکانس خواهیم رسید. در شکل 20-4 ولتاژ تعذیه گیت مربوط به یکی از سوئیچ های یک اینورتر ولتاژ سه فاز نوعی نشان داده شده است. در این شکل بخشی از این سیگنال که مربوط به زوایای مابین 60 تا 120 درجه می باشد به صورت مجزا باز شده است. مشاهده می شود که در این نواحی ( زوایای بین 60 تا 120 درجه ( شکل موج این سیگنال در بیشتر زوایا دارای مقدار پیک ( یک منطقی ) است و در زوایای محدودی صفر می شود می توان چنین فرض کرد که در این ناحیه سیگنال تقریبا دارای مقدار یک منطقی است. این تقریب که در نیم سیکل مثبت در زوایای 60 تا 120 درجه زده می شود سبب کاهش شدید تعداد سوئیچ ها و در نتیجه کاهش تلفات کلیدزنی می شود. استدالل مشابه را می توان در نیم سیکل منفی و در نواحی 240 تا 300 درجه به کار بست که سبب صفر شدن فرمان گیت سوئیچ در این ناحیه می شود.

74 71 فصل چهارم: شبیه سازی و نتایج آن شکل 20-4 : شکل موج ولتاژ تغذیه گیت یکی از سوئیچ ها در روش SPWM نواحی بین 60 تا 120 درجه به همراه شکل موج باز شده در شبیه سازی برای این روش در سیمولینک نرم افزار متلب انجام گرفت که خروجی های مربوط به آن در اشکال زیر آمده است. الزم به گفتن است که فرکانس سوئیچینگ برابر 10 کیلوهرتز در نظر گرفته شده است. SPWM تصحیح شده : مدل سیستم شکل 21-4 در سیمولینک نرم افزار متلب در روش

75 72 فصل چهارم: شبیه سازی و نتایج آن SPWM تصحیح شده شکل 22-4 : زیر سیستم ه یا طراحی شده برای مدل اصلی در شکل موج تغذیه گیت سوئیچ های به کار رفته در شبیه سازی همانند شکل 5 23 می باشد. SPWM تصحیح شده شکل 23-4 : ولتاژ ه یا تغذیه گیت اعمالی به سوئیچ ها در شبیه سازی

76 73 فصل چهارم: شبیه سازی و نتایج آن ولتاژ های خروجی و جریان لینک DC به قرار زیر است. شکل 24-4 : شکل موج ولتاژ ه یا خط به خط خروجی در شبیه سازی SPWM تصحیح شده شکل 25-4 لینک : جریان DC در روش SPWM تصحیح شده

77 74 فصل چهارم: شبیه سازی و نتایج آن طیف هارمونیکی ولتاژ خط خروجی AB را می توان در شکل 26-4 و شکل 27-4 مشاهده کرد. شکل 26-4 : طیف هارمونیکی ولتاژ خط خروجی در روش SPWM تصحیح شده شکل 27-4 : لیست هارمونیک ه یا موجود در ولتاژ خط خروجی در روش SPWM تصحیح شده

78 75 فصل چهارم: شبیه سازی و نتایج آن مقایسه 4.6 تکنیک های مدوالسیون عالوه بر مواد مشاهده شده در نتایج شبیه سازی در زیر نیز مقایسه ای بین روش های مختلف مدوالسیون عرض پالس انجام پذیرفته است که مزایا و معایب هر یک نسبت به دیگری بیان شده است.[ 4 ] SPWM -1 استفاده از حامل حلقه باز حامل همزمان یا غیر همزمان.1 رنج تحت مدوالسیون پایین )7855 <.0 m < 0( که می توان m را با افزودن هارمونیک های ضرایب سه شکل موج به مقدار افزایش داد. مشخصه ی غیر خطی در در رنج مدوالسیون باال قابلیت هموارنمودن حالت مدوالسیون باال به سوی موج مربعی دارا بودن پایین ترین ریپل هارمونیکی در رنج کارکرد 4 <.0 m < 0 نیاز به فرکانس کلید زنی باال در حالت مدوالسیون باال وجود ریپل ولتاژ DC که ریپل خروجی را در پی خواهد داشت : SVM.2 استفاده از حامل حلقه باز حامل همزمان یا غیر همزمان مناسب برای ایزوالسیون نوترال خروجی سه فاز رنج تحت مدوالسیون بزرگ ( 907 < 0. m < )0 سادگی خطی سازی ناحیه مدوالسیون باال جهت سوق دادن به سوی موج مربعی کمترین ریپل هارمونیکی در رنج کارکرد مدوالسیون خطی نیاز به فرکانس کلید زنی باال در حالت مدوالسیون باال عدم توانایی پیاده سازی با فرکانس حامل باال وجود ریپل ولتاژ DC که ریپل خروجی را در پی خواهد داشت

79 76 فصل چهارم: شبیه سازی و نتایج آن :SHE.3 عدم استفاده از حامل تعدادی بریدگی برگرفته شده از فرکانس کلید زنی دشواری پیاده سازی در فرکانس های پایین بهینه نبودن هارمونیکی خروجی مزیت به کار گیری جهت حذف هارمونیکی خاص سادگی خطی سازی در تمامی رنج مدوالسیون پیاده سازی با میکرپروسسور با کمک جدول داده وجود ریپل ولتاژ DC که ریپل خروجی را در پی خواهد داشت با توجه به شبیه سازی صورت گرفته در محیط نرم افزاری Prpteus در شکل سیگنال های خروجی پروسسور به کار گرفته جهت اعمال به بسته ی اینورتری نام برده شده نشان داده شده است. شکل 28-4 : پروگرم کردن پروسسور در محیط نرم افزار Proteus

80 سی: 77 فصل چهارم: شبیه سازی و نتایج آن شکل 29-4 گنال ه یا خروجی سه پروسسور جهت اعمل به گیت سوئیچ ها