ΔΙΠΛΩΜΑΤΙΚΗ ΕΡΓΑΣΙΑ. των Φοιτητών του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστημίου Πατρών

ΠΑΝΕΠΙΣΤΗΜΙΟ ΠΑΤΡΩΝ ΤΜΗΜΑ ΗΛΕΚΤΡΟΛΟΓΩΝ ΜΗΧΑΝΙΚΩΝ ΚΑΙ ΤΕΧΝΟΛΟΓΙΑΣ ΥΠΟΛΟΓΙΣΤΩΝ ΤΟΜΕΑΣ ΣΥΣΤΗΜΑΤΩΝ ΗΛΕΚΤΡΙΚΗΣ ΕΝΕΡΓΕΙΑΣ ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΟ ΗΛΕΚΤΡΟΜΗΧΑΝΙΚΗΣ ΜΕΤΑΤΡΟΠΗΣ ΕΝΕΡΓΕΙΑΣ ΔΙΠΛΩΜΑΤΙΚΗ ΕΡΓΑΣΙΑ των Φοιτητών του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστημίου Πατρών ΑΛΕΞΑΝΔΡΟΥ ΑΝΑΣΤΑΣΙΟΥ ΝΤΑΛΑΓΙΑΝΝΗ του ΠΑΝΑΓΙΩΤΗ Α.Μ.: 227338 ΚΩΝΣΤΑΝΤΙΝΟΥ ΦΩΤΙΑΔΑΚΗ του ΙΩΑΝΝΗ Α.Μ.:227406 ΜΕΛΕΤΗ ΚΑΙ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΦΟΡΤΙΣΤΗ ΣΥΣΣΩΡΕΥΤΩΝ ΗΛΕΚΤΡΟΚΙΝΗΤΟΥ ΟΧΗΜΑΤΟΣ Επιβλέπων: Δρ.-Μηχ. Εμμανουήλ Τατάκης, Καθηγητής Ν ο 406 Πάτρα, Ιούλιος 2016 ΠΑΝΕΠΙΣΤΗΜΙΟΥΠΟΛΗ ΠΑΤΡΑΣ Τηλ: +30.2610.996412 Fax: +30.2610.997362 26504 ΡΙΟ ΠΑΤΡΑ Τηλ: +30.2610.996415 E-mail e.c.tatakis@ece.upatras.gr Τηλ: +30.2610.996414

ΠΑΝΕΠΙΣΤΗΜΙΟ ΠΑΤΡΩΝ ΤΜΗΜΑ ΗΛΕΚΤΡΟΛΟΓΩΝ ΜΗΧΑΝΙΚΩΝ ΚΑΙ ΤΕΧΝΟΛΟΓΙΑΣ ΥΠΟΛΟΓΙΣΤΩΝ ΤΟΜΕΑΣ ΣΥΣΤΗΜΑΤΩΝ ΗΛΕΚΤΡΙΚΗΣ ΕΝΕΡΓΕΙΑΣ ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΟ ΗΛΕΚΤΡΟΜΗΧΑΝΙΚΗΣ ΜΕΤΑΤΡΟΠΗΣ ΕΝΕΡΓΕΙΑΣ ΔΙΠΛΩΜΑΤΙΚΗ ΕΡΓΑΣΙΑ των Φοιτητών του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστημίου Πατρών ΑΛΕΞΑΝΔΡΟΥ ΑΝΑΣΤΑΣΙΟΥ ΝΤΑΛΑΓΙΑΝΝΗ του ΠΑΝΑΓΙΩΤΗ Α.Μ.: 227338 ΚΩΝΣΤΑΝΤΙΝΟΥ ΦΩΤΙΑΔΑΚΗ του ΙΩΑΝΝΗ Α.Μ.: 227406 ΜΕΛΕΤΗ ΚΑΙ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΦΟΡΤΙΣΤΗ ΣΥΣΣΩΡΕΥΤΩΝ ΗΛΕΚΤΡΟΚΙΝΗΤΟΥ ΟΧΗΜΑΤΟΣ Επιβλέπων: Δρ.-Μηχ. Εμμανουήλ Τατάκης, Καθηγητής Ν ο 227338/16 Ν ο 227406/16 Πάτρα, Ιούλιος 2016

ΠΙΣΤΟΠΟΙΗΣΗ Πιστοποιείται ότι η διπλωματική εργασία με θέμα: "ΜΕΛΕΤΗ ΚΑΙ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΦΟΡΤΙΣΤΗ ΣΥΣΣΩΡΕΥΤΩΝ ΗΛΕΚΤΡΟΚΙΝΗΤΟΥ ΟΧΗΜΑΤΟΣ" των Φοιτητών του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστημίου Πατρών ΑΛΕΞΑΝΔΡΟΥ ΑΝΑΣΤΑΣΙΟΥ ΝΤΑΛΑΓΙΑΝΝΗ του ΠΑΝΑΓΙΩΤΗ Α.Μ.: 227338 ΚΩΝΣΤΑΝΤΙΝΟΥ ΦΩΤΙΑΔΑΚΗ του ΙΩΑΝΝΗ Α.Μ.: 227406 Παρουσιάστηκε δημόσια και εξετάστηκε στο Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών στις 14/07/2016 Ο Επιβλέπων Ο Διευθυντής του Τομέα Εμμανουήλ Τατάκης Καθηγητής Αντώνιος Αλεξανδρίδης Καθηγητής

Αριθμός Διπλωματικής Εργασίας: 227338/2016, 227406/2016 ΤΙΤΛΟΣ: "ΜΕΛΕΤΗ ΚΑΙ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΦΟΡΤΙΣΤΗ ΣΥΣΣΩΡΕΥΤΩΝ ΗΛΕΚΤΡΟΚΙΝΗΤΟΥ ΟΧΗΜΑΤΟΣ" Φοιτητής: Φοιτητής: Επιβλέπων: Νταλαγιάννης Αλέξανδρος Αναστάσιος του Παναγιώτη Φωτιαδάκης Κωνσταντίνος του Ιωάννη Δρ.-Μηχ. Εμμανουήλ Τατάκης, Καθηγητής Περίληψη Η παρούσα διπλωματική εργασία πραγματεύεται το σχεδιασμό και την κατασκευή ενός μετατροπέα τοπολογίας Flyback που προορίζεται για τη φόρτιση συσσωρευτών αυτόνομου ηλεκτροκίνητου οχήματος με είσοδο το δίκτυο χαμηλής τάσης. Η εργασία αυτή εκπονήθηκε στο Εργαστήριο Ηλεκτρομηχανικής Μετατροπής Ενέργειας του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστημίου Πατρών. Αρχικά, γίνεται μια εισαγωγή στις βασικές αρχές της ηλεκτροκίνησης και των ηλεκτροκίνητων οχημάτων και με παραγωγικό συλλογισμό εξετάζονται οι πηγές ηλεκτρικής ενέργειας των ηλεκτροκίνητων οχημάτων, αλλά και η φόρτιση αυτών. Στη συνέχεια, αναλύεται θεωρητικά, η λειτουργία του μετατροπέα τόσο με ιδανικές συνθήκες όσο και με πραγματική προσέγγιση. Επιπροσθέτως, γίνεται λεπτομερής περιγραφή των κυκλωμάτων καταστολής υπερτάσεων για τον ημιαγωγικό διακόπτη ισχύος του μετατροπέα και εμπεριστατωμένη ανάλυση του κυκλώματος προστασίας που επιλέχθηκε. Επιπλέον, παρουσιάζεται η μέθοδος ελέγχου του συνολικού κυκλώματος, Τέλος, παρατίθενται προσομοιώσεις του μετατροπέα με τη βοήθεια του λογισμικού Simulink του Matlab σε όλες τις παραπάνω περιπτώσεις με έξοδο την συστοιχία των μπαταριών και με ωμικό φορτίο. Πριν το στάδιο της κατασκευής περιγράφεται η θεωρία σχεδίασης και υπολογισμού των μαγνητικών στοιχείων του μετατροπέα αλλά και ο τρόπος επιλογής των ηλεκτρονικών που τοποθετήθηκαν στις πλακέτες. Ακολουθεί η διαδικασία σχεδίασης και κατασκευής των ηλεκτρονικών πλακετών της συνολικής διάταξης φόρτισης και επεξηγείται ο ψηφιακός και ο αναλογικός έλεγχος του μετατροπέα. Τέλος, δίνονται οι πειραματικές μετρήσεις, ώστε τα προκύπτοντα αποτελέσματα να συγκριθούν με τα θεωρητικά, για να διερευνηθούν και να αιτιολογηθούν τυχόν διαφορές μεταξύ τους. Επίσης,

εκτιμάται η απόδοση του συστήματος και παρουσιάζεται τρόπος επέκτασης της παρούσας διπλωματικής εργασίας.

Summary The current thesis deals with the design and the construction of a device which is responsible for the charging of battery of an autonomous electric vehicle with low voltage input network. The thesis was elaborated at the Laboratory of Electromechanical Energy Conversion in the Department of Electrical and Computer Engineering, at University of Patras. Initially, an introduction to the basic principles of electro-motion and electric vehicles is made. Further on, the sources of energy of electrical vehicles, as long as their charging are examined. Then, the operation of the converter is analyzed both in ideal and real conditions. Moreover, a detailed description of the circuits for the suppression of high voltage is made. These circuits ensure the protection of the semiconductor power-switch of the conductor. In addition, a thorough analysis of the safety circuit which was chosen, but also of the control method of the whole circuit is made. Finally, the respective simulations, made with the Simulink tool of Matlab are presented for all the above cases with output the battery array and the resistive load. The theory of designing and computing the magnetic elements of the converter and also an explanation about the selection of certain electronics which were placed on the boards, is described before the stage of the construction. Subsequently is described the process of designing and building the electronic boards of the overall electrical layout. Further, the analog and digital control of the converter are illustrated. In the end, experimental measurements are given, so that a comparison with the theoretical results can be possible in order to determine whether they are consistent. Otherwise identification and justification of any differences between two, is desirable. To conclude, the system performance is estimated and methods of extending the current thesis are proposed.

ΠΡΟΛΟΓΟΣ Στη παρούσα διπλωματική εργασία διερευνάται η λειτουργία μιας νέας διάταξης φόρτισης συσσωρευτών ηλεκτροκίνητου οχήματος με είσοδο το δίκτυο παροχής ηλεκτρικής ενέργειας, η οποία τοποθετείται επί του οχήματος (on board). Πιο συγκεκριμένα, μελετάται και κατασκευάζεται μια ηλεκτρονική διάταξη με απομόνωση και συγκεκριμένα ένας μετατροπέας Συνεχούς Τάσης σε Συνεχή Τάση τοπολογίας Flyback. Παρακάτω δείχνονται το σχηματικό ενός τμήματος του φορτιστή και η συνολική διάταξη, υπό μορφή δομικού διαγράμματος. Σχηματικό διάγραμμα ενός τμήματος του φορτιστή Η συνολική διάταξη φόρτισης Στο κεφάλαιο 1 γίνεται αναφορά στην ηλεκτροκίνηση, εστιάζοντας κυρίως στις πηγές ενέργειας των αυτόνομων ηλεκτροκίνητων οχημάτων καθώς και στη διαδικασία φόρτισης αυτών. Το κεφάλαιο αυτό κλείνει με την ανάδειξη και επεξήγηση του θέματος μελέτης και κατασκευής της διπλωματικής αυτής εργασίας. i

Στο κεφάλαιο 2 γίνεται θεωρητική και μαθηματική ανάλυση του μετατροπέα τοπολογίας Flyback, ενώ παράλληλα παρουσιάζονται οι προσομοιώσεις του μετατροπέα αυτού σε περιβάλλον Matlab Simulink, προσεγγίζοντας τη λειτουργική συμπεριφορά του τόσο σε ιδανικές όσο και σε πραγματικές συνθήκες λειτουργίας. Στο κεφάλαιο 3 παρουσιάζονται παθητικά κυκλώματα για την καταστολή της υπέρτασης στον ημιαγωγικό διακόπτη του μετατροπέα Flyback και αναλύεται η λειτουργία τους σε θεωρητικό επίπεδο αλλά και σε επίπεδο προσομοίωσης. Στη συνέχεια, πραγματοποιείται θεωρητική ανάλυση και προσομοίωση του ενεργού κυκλώματος προστασίας που επιλέχθηκε για τον μετατροπέα μας, του ολικού κυκλώματος ισχύος του μετατροπέα αλλά και της μεθόδου ελέγχου αυτού. Στο κεφάλαιο 4 γίνεται παρουσίαση της σχεδίασης και της κατασκευής της πειραματικής διάταξης. Αρχικά γίνεται αναφορά στον τρόπο σχεδίασης και υπολογισμού των μαγνητικών στοιχείων που απαιτεί ο μετατροπέας μας. Στη συνέχεια, παρουσιάζονται οι πλακέτες τροφοδοτικών, ελέγχου και ισχύος, καθώς και ο τρόπος επιλογής και κατασκευής των στοιχείων που τις αποτελούν. Στο κεφάλαιο 5 πραγματοποιείται η υλοποίηση του charge controller και περιγράφεται η λειτουργία του μικροελεγκτή dspic30f2020 καθώς και των ενσωματωμένων σε αυτόν περιφερειακών που απαιτούνται για τον έλεγχο του μετατροπέα. Παράλληλα, αναλύεται η λογική προγραμματισμού του, παραθέτοντας τμήματα του τελικού εκτελέσιμου κώδικα. Στο κεφάλαιο 6 παρατίθενται τα αποτελέσματα από τις πειραματικές δοκιμές της διάταξης που κατασκευάστηκε και γίνεται η σύγκριση τους με τα θεωρητικά αναμενόμενα. Τέλος, εξάγονται τα τελικά συμπεράσματα αυτής της διπλωματικής εργασίας και τίθενται οι προοπτικές. Στο τέλος κάθε κεφαλαίου, καταγράφεται η βιβλιογραφία που χρησιμοποιήθηκε και στα παραρτήματα ενσωματώνονται τα φυλλάδια των κατασκευαστών των στοιχείων που χρησιμοποιήθηκαν, τα τυπωμένα κυκλώματα των πλακετών που υλοποιήθηκαν καθώς και ο κώδικας του μικροελεγκτή για τον έλεγχο του μετατροπέα. Η επιμέλεια των κεφαλαίων 1, 2 και των υποκεφαλαίων 3.1 και 4.2 πραγματοποιήθηκε από τον Κωνσταντίνο Φωτιαδάκη, ενώ τα κεφάλαια 5,6 και τα υποκεφάλαια 3.2, 3.3, 3.4, 3.5, 3.6 και 4.1 επιμελήθηκε ο Αλέξανδρος Αναστάσιος Νταλαγιάννης. ii

ΕΥΧΑΡΙΣΤΙΕΣ ΝΤΑΛΑΓΙΑΝΝΗ ΑΛΕΞΑΝΔΡΟΥ-ΑΝΑΣΤΑΣΙΟΥ Στο σημείο αυτό θα ήθελα να εκφράσω τις θερμές μου ευχαριστίες στον καθηγητή του Τμήματος Δρ-Μηχ. Εμμανουήλ Τατάκη τόσο για την εμπιστοσύνη που επέδειξε κατά την ανάθεση αυτής της διπλωματικής εργασίας όσο και για την πολύτιμη βοήθεια του και καθοδήγηση σε όλη τη διάρκειά της. Ευχαριστίες επίσης αρμόζουν στον υποψήφιο διδάκτορα Κωνσταντίνο Ζαοσκούφη για την πολύτιμη βοήθεια και τον χρόνο που αφιέρωσε για την εκπόνηση αυτής της διπλωματικής εργασίας καθώς και όλους τους Υ.Δ. για τις συμβουλές τους Θα ήθελα να ευχαριστήσω θερμά το συνάδελφο και φίλο Φωτιαδάκη Κωνσταντίνο για τη συνεργασία καθώς και την Γκόλφω Τσουκνίδα, τον Μπουκουβάλα Σίλβεστρο, τον Φραγκάκη Κωνσταντίνο, τον Ορφανό Βασίλη, το Δάκη Γιώργο, την Παπούλια Άννα, τον Γκούντα Κωνσταντίνο, τον Αντώνη, το Χρήστο, την Εφη, το Νίκο για την υπομονή, την κατανόησή τους και τις όμορφες στιγμές που περάσαμε σε αυτό τον κύκλο ζωής που ονομάζεται φοιτητική ζωή. Το μεγαλύτερο ευχαριστώ το οφείλω στον πατέρα μου Παναγιώτη, την μητέρα μου Ιωάννα και τον αδερφό μου Σπύρο που πίστεψαν σε μένα και μου πρόσφεραν ανιδιοτελώς ηθική, πνευματική και οικονομική υποστήριξη καθ όλη τη διάρκεια των σπουδών μου. ΕΥΧΑΡΙΣΤΙΕΣ ΦΩΤΙΑΔΑΚΗ ΚΩΝΣΤΑΝΤΙΝΟΥ Στο σημείο αυτό θα ήθελα να ευχαριστήσω θερμά τον επιβλέποντα Καθηγητή Δρ.-Μηχ. Εμμανουήλ Τατάκη και τον Υ.Δ. κ. Κωνσταντίνο Ζαοσκούφη για την καθοδήγηση και τη συνεργασία καθώς και όλους τους Υ.Δ. του Ε.Η.Μ.Ε. για τις πολύτιμες συμβουλές τους. Θέλω να εκφράσω πάρα πολλά ευχαριστώ στο Σίλβεστρο, στον Αλέξανδρο, στον Κωνσταντίνο, στο Βασίλη, στο Χρήστο, στην Έφη, στον Κώστα, στην Κωνσταντίνα, στο Διονύση και στην Κατερίνα που αποτέλεσαν την 'δεύτερη οικογένειά μου' όλα αυτά τα χρόνια της φοιτητικής μου ζωής και με έκαναν να νιώθω σπίτι μου, μία αρχικά ξένη πόλη. Σας ευγνωμονώ και σας ευχαριστώ από καρδιάς για όλο αυτό το όμορφο και δύσκολο ταξίδι που ζήσαμε μαζί όλα αυτά τα χρόνια. Τέλος, θα ήθελα να αφιερώσω αυτή την διπλωματική εργασία στον πατέρα μου Ιωάννη, στην μητέρα μου Βασιλική και στην αδερφή μου Παναγιώτα, οι οποίοι αποτελούν το μεγαλύτερο κομμάτι του εαυτού μου. Σας ευχαριστώ από τα βάθη της καρδιάς μου και νιώθω ευλογημένος για όλα αυτά που μου προσφέρατε, υλικά και άϋλα, όλα αυτά τα χρόνια. iii

iv

Πίνακας Περιεχομένων ΚΕΦΑΛΑΙΟ 1 11 ΗΛΕΚΤΡΟΚΙΝΗΣΗ-ΠΗΓΕΣ ΕΝΕΡΓΕΙΑΣ -ΦΟΡΤΙΣΗ 11 1.1 Ηλεκτροκίνηση 11 1.1.1 Σπουδαιότητα της ηλεκτροκίνησης 11 1.1.2 Τεχνικά χαρακτηριστικά ενός ηλεκτροκίνητου οχήματος 14 1.1.3 Πλεονεκτήματα και μειονεκτήματα ηλεκτροκίνησης 17 1.1.4 Το ηλεκτροκίνητο όχημα BYGGY του ΕΗΜΕ 19 1.2 Πηγές ενέργειας 21 1.2.1 Συσσωρευτές 21 1.2.2 Υπερπυκνωτές 35 1.2.3 Ενεργειακές κυψέλες 37 1.2.4 Λειτουργικά και τεχνικά χαρακτηριστικά συσσωρευτών πειραματικής διάταξης 42 1.3 Φόρτιση 45 1.3.1 Σενάρια φόρτισης 45 1.3.2 Υπάρχουσες τοπολογίες φορτιστών συσσωρευτών 49 1.3.3 Βασικές λειτουργικές προδιαγραφές της διάταξης φόρτισης 51 1.3.4 Διάταξη φόρτισης συσσωρευτών της παρούσας διπλωματικής εργασίας 52 Βιβλιογραφία 59 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 2 63 O ΜΕΤΑΤΡΟΠΕΑΣ ΣΤ/ΣΤ ΤΥΠΟΥ FLYBACK 63 2.1 Θεωρητική ανάλυση του μετατροπέα Flyback 63 2.1.1 Ανάλυση της λειτουργίας του μετατροπέα Flyback 63 2.1.2 Περιοχή συνεχούς αγωγής ρεύματος του μετατροπέα Flyback 66 2.1.2.1 Λειτουργία συνεχούς αγωγής ρεύματος (CCM) 67 2.1.2.2 Σχέσεις εισόδου εξόδου για τάσεις και ρεύματα (CCM) 68 v

2.1.3 Περιοχή ασυνεχούς αγωγής ρεύματος του μετατροπέα Flyback (DCM) 69 2.1.3.1 Λειτουργία ασυνεχούς αγωγής ρεύματος (DCM) 69 2.1.3.2 Σχέσεις εισόδου εξόδου για τάσεις και ρεύματα (DCM) 71 2.1.4 Όριο μεταξύ συνεχούς και ασυνεχούς αγωγής ρεύματος 72 2.1.5 Εδραίωση της λειτουργίας του μετατροπέα 73 2.1.6 Λειτουργία του μετατροπέα Flyback ως διάταξη διόρθωσης του συντελεστή ισχύος 74 2.1.7 Θεωρητική επιλογή των παραμέτρων του μετατροπέα Flyback 82 2.1.8 Προσομοιώσεις μετατροπέα Flyback σε ιδανικές συνθήκες σε περιβάλλον Μatlab 84 2.1.8.1 Προσομοίωση «ιδανικού μετατροπέα Flyback» για την ελάχιστη τάση φόρτισης της συστοιχίας των μπαταριών 86 2.1.8.2 Προσομοίωση «ιδανικού μετατροπέα Flyback» για την ονομαστική τάση φόρτισης της συστοιχίας των μπαταριών 88 2.1.8.3 Προσομοίωση «ιδανικού μετατροπέα Flyback» για την μέγιστη τάση φόρτισης της συστοιχίας των μπαταριών 90 2.2 Ανάλυση της λειτουργίας του μετατροπέα Flyback με μη ιδανικά στοιχεία. 93 2.2.1 Θεωρητική ανάλυση του μετατροπέα Flyback σε πραγματικές συνθήκες 93 2.2.2 Προσομοιώσεις του μετατροπέα Flyback σε πραγματικές συνθήκες σε περιβάλλον Matlab 98 2.2.2.1 Προσομοίωση «πραγματικού μετατροπέα Flyback» για την ελάχιστη τάση φόρτισης της συστοιχίας των μπαταριών 99 2.2.2.2 Προσομοίωση «πραγματικού μετατροπέα Flyback» για την ονομαστική τάση φόρτισης της συστοιχίας των μπαταριών 102 2.2.2.3 Προσομοίωση «πραγματικού μετατροπέα Flyback» για την μέγιστη τάση φόρτισης της συστοιχίας των μπαταριών 105 Βιβλιογραφία 108 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 3 109 vi

ΜΕΛΕΤΗ ΚΥΚΛΩΜΑΤΩΝ ΚΑΤΑΣΤΟΛΗΣ ΥΠΕΡΤΑΣΕΩΝ ΓΙΑ ΤΟΝ ΜΕΤΑΤΡΟΠΕΑ FLYBACK 109 3.1 Παθητικά κυκλώματα προστασίας 109 3.1.1 Παθητικό κύκλωμα προστασίας με απώλειες (RCD) 109 3.1.1.1 Σχεδιασμός RCD κυκλώματος προστασίας (RCD Snubber) 111 3.1.1.2 Σχεδιασμός και προσομοίωση μετατροπέα Flyback με μη ιδανικά στοιχεία για την μέγιστη τάση φόρτισης της συστοιχίας των συσσωρευτών με χρήση παθητικού κυκλώματος προστασίας με απώλειες (RCD) 113 3.1.1.3 Προσομοίωση μετατροπέα Flyback με μη ιδανικά στοιχεία για την ονομαστική τάση φόρτισης της συστοιχίας των συσσωρευτών με χρήση παθητικού κυκλώματος προστασίας με απώλειες (RCD) 119 3.1.1.4 Προσομοίωση μετατροπέα Flyback με μη ιδανικά στοιχεία για την ελάχιστη τάση φόρτισης της συστοιχίας των συσσωρευτών με χρήση παθητικού κυκλώματος προστασίας με απώλειες (RCD) 122 3.1.2 Παθητικό κύκλωμα προστασίας χωρίς απώλειες (LC2D) 124 3.1.2.1 Σχεδιασμός και προσομοίωση μετατροπέα Flyback με μη ιδανικά στοιχεία για την μέγιστη τάση φόρτισης της συστοιχίας των συσσωρευτών με χρήση παθητικού κυκλώματος προστασίας χωρίς απώλειες (LC2D) 129 3.1.2.2 Προσομοίωση μετατροπέα Flyback με μη ιδανικά στοιχεία για την ονομαστική τάση φόρτισης της συστοιχίας των συσσωρευτών με χρήση παθητικού κυκλώματος προστασίας χωρίς απώλειες (LC2D) 133 3.1.2.3 Προσομοίωση μετατροπέα Flyback με μη ιδανικά στοιχεία για την ελάχιστη τάση φόρτισης της συστοιχίας των συσσωρευτών με χρήση παθητικού κυκλώματος προστασίας χωρίς απώλειες (LC2D) 135 3.2 Το ενεργό κύκλωμα προστασίας της διάταξης φόρτισης 137 3.2.1 Θεωρητική ανάλυση ενεργού snubber 137 3.2.2 Θεωρητικός υπολογισμός χαρακτηριστικών μεγεθών του μετατροπέα 141 vii

3.2.3 Προσομοίωση της τοπολογίας του μετατροπέα περιλαμβανομένου του κυκλώματος καταστολής υπερτάσεων ανοιχτού βρόχου. 145 3.2.3.1 Στοιχεία προσομοίωσης 145 3.2.3.2 Αποτελέσματα προσομοίωσης 146 3.3 Μέθοδος ελέγχου φορτίου (Charge Control method) 161 3.3.1 Έλεγχος του μετατροπέα με τη μέθοδο ελέγχου φορτίου 164 3.4 Ανάλυση λειτουργίας του μετατροπέα με ενεργό snubber και έλεγχο charge control για PFC και σταθερό ρεύμα εξόδου σε περιβάλλον Simulink του Matlab. 165 3.4.1 Περιγραφή κυκλώματος ισχύος, ολοκληρωτή και ελέγχου 165 3.5 Προσομοίωση του συνολικού συστήματος, με ωμικό φορτίο στην έξοδο σε περιβάλλον Simulink του Matlab. 170 3.5.1 Ονομαστική κατάσταση λειτουργίας: 171 3.5.2 Κατάσταση λειτουργίας μέγιστης ισχύος: 179 3.6 Προσομοίωση μετατροπέα με έλεγχο κλειστού βρόχου και φορτίο μπαταρία 185 3.6.1 Προσομοίωση μετατροπέα με συνεχή τάση εισόδου 185 3.6.2 Προσομοίωση μετατροπέα με εναλλασσόμενη τάση εισόδου 187 Βιβλιογραφία 190 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 4 191 ΜΕΛΕΤΗ ΚΑΙ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΤΗΣ ΔΙΑΤΑΞΗΣ ΦΟΡΤΙΣΗΣ ΣΥΣΣΩΡΕΥΤΩΝ 191 4.1 Μαγνητικά στοιχεία 191 4.1.1 Βασική ορολογία ηλεκτρομαγνητισμού για μετασχηματιστές και πηνία 192 4.1.2 Επιμέρους στοιχεία μετασχηματιστή 196 4.1.2.1 Υλικό Πυρήνα 197 4.1.2.2 Σχήμα και διαστάσεις πυρήνα 200 4.1.2.3 Επιλογή τυλιγμάτων 203 4.1.2.4 Τρόποι περιέλιξης τυλιγμάτων 204 viii

4.1.2.5 Χρήση διακένου. 207 4.1.3 Απώλειες 209 4.1.4 Σχεδίαση μετασχηματιστή για Flyback μετατροπέα και πηνίου εισόδου 213 4.2 Πλακέτες της κατασκευής της διάταξης φόρτισης συσσωρευτών 220 4.2.1 Πλακέτα ισχύος 220 4.2.1.1 Κύκλωμα ισχύος 220 4.2.1.2 Κύκλωμα παλμοδότησης 228 4.2.1.3 Κύκλωμα αναλογικού ολοκληρωτή 233 4.2.2 Πλακέτα Ελέγχου 235 4.2.2.1 Μικροελεγκτής 235 4.2.2.2 PICkit3 237 4.2.2.3 Ενισχυτής ρεύματος 238 4.2.2.4 Σχηματική απεικόνιση πορείας παλμών 239 4.2.3 Πλακέτα τροφοδοσίας 240 Βιβλιογραφία 242 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 5 247 ΜΙΚΡΟΕΛΕΓΚΤΗΣ ΚΑΙ ΑΝΑΛΟΓΙΚΟΣ ΟΛΟΚΛΗΡΩΤΗΣ 247 5.1 Υλοποίηση αναλογικού ολοκληρωτή για τη μέθοδο ελέγχου του φορτίου 247 5.1.1 Πόλωση τρανζίστορ σήματος στην περιοχή κορεσμού. 250 5.2 Μικροελεγκτής 251 5.2.1 Επιλογή μικροελεγκτή 252 5.2.2 Χαρακτηριστικά dspic30f2020 253 5.2.2.1 Βασικά περιφερειακά μικροελεγκτή 253 5. 2. 3 Ανάλυση χρησιμοποιούντων περιφερειακών μικροελεγκτή 254 5.2.2.2 Χρονιστές (Timers) 254 5.2.2.3 Μονάδα μετατροπής Αναλογικού σήματος σε Ψηφιακό (A/D Module) 256 5.2.2.4 Συγκριτής (SMPS Comparator Module) 260 5.2.2.5 Σήματα διακοπών 261 ix

5.2.3 Λόγοι επιλογής του μικροελεγκτή dspic30f2020 263 5.3 Χρήση του εργαλείου MPLAB X IDE v3. 25 για τον προγραμματισμό του μικροελεγκτή 264 5.4 Υπολογισμός χρόνου καθυστέρησης μεταξύ της σβέσης του S2 και της έναυσης του S1( Τ ) 265 delay 5.5 Προγραμματισμός του μικροελεγκτή dspic30f2020. 266 5.5.1 Αρχικοποίηση μεταβλητών προγράμματος, χρονιστών, περιφερειακών, καταχωρητών και επιλεκτική ενεργοποίηση 266 5.5.2 Σημείο εκκίνησης συνολικού ελέγχου και ενεργοποίηση υπόλοιπων χρονιστών και περιφερειακών 267 5.5.3 Ροή προγραμματισμού 269 Βιβλιογραφία 272 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 6 273 ΠΕΙΡΑΜΑΤΙΚΕΣ ΜΕΤΡΗΣΕΙΣ-ΣΥΜΠΕΡΑΣΜΑΤΑ 273 6.1 Εισαγωγή 273 6.2 Μετρήσεις με ωμικό φορτίο 273 6.2.1 Μέρος Πρώτο 273 6.2.1.1 Μετρήσεις ανοιχτού βρόχου. 274 6.2.1.2 Μετρήσεις κλειστού βρόχου 276 6.2.2 Μέρος δεύτερο 278 6.3 Συμπεράσματα 289 ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Α Σχηματικά και τυπωμένα κυκλώματα 291 ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Β Εκτελέσιμο πρόγραμμα μικροελεγκτή 295 ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Γ Τεχνικά φυλλάδια κατασκευαστών 303 x

Κεφάλαιο 1 ο ΚΕΦΑΛΑΙΟ 1 ΗΛΕΚΤΡΟΚΙΝΗΣΗ-ΠΗΓΕΣ ΕΝΕΡΓΕΙΑΣ -ΦΟΡΤΙΣΗ Το κεφάλαιο αυτό αποτελεί μια εισαγωγή στην ηλεκτροκίνηση εστιάζοντας κυρίως στις πηγές ενέργειας των ηλεκτροκίνητων οχημάτων καθώς και στην διαδικασία φόρτισης αυτών. Κατακλείδα του κεφαλαίου αυτού αποτελεί η ανάδειξη και επεξήγηση του θέματος μελέτης και κατασκευής της διπλωματικής αυτής εργασίας. 1.1 Ηλεκτροκίνηση Το υποκεφάλαιο αυτό αποτελεί μια γενική αναφορά και ανάλυση των βασικών αρχών της ηλεκτροκίνησης, ενώ παράλληλα υπογραμμίζεται η σημασία της και η αναγκαιότητά της, ενώ τελικά παρουσιάζονται τα χαρακτηριστικά του προς φόρτιση ηλεκτροκίνητου οχήματος της παρούσας διπλωματικής εργασίας. 1.1.1 Σπουδαιότητα της ηλεκτροκίνησης Η ευρεία και ανελλιπώς αυξανόμενη χρήση των συμβατικών οχημάτων με κινητήρα εσωτερικής Καύσεως, η οποία παρατηρείται κατά τη διάρκεια των τελευταίων δεκαετιών, έχει οδηγήσει με σημαντικό μερίδιο ευθύνης σε δύο μεγάλα προβλήματα που χρήζουν άμεσης και ουσιαστικής αντιμετώπισης. Το πρώτο έχει να κάνει με τις συνέπειες της χρήσης των συμβατικών καυσίμων για το περιβάλλον. Πιο συγκεκριμένα, η χρήση των συμβατικών καυσίμων, τα οποία αποτελούν παράγωγα του πετρελαίου (βενζίνη, πετρέλαιο κίνησης) γεμίζουν την ατμόσφαιρα με ουσίες όπως μονοξείδιο του άνθρακα (CO), διοξείδιο του άνθρακα (CO2), οξείδια του αζώτου(nox), διοξείδιο του θείου(so2), μόλυβδο(pb), διάφορα είδη υδρογονανθράκων (Cx Hx) κ.α., οι οποίες αποδεδειγμένα συντελούν στην σταδιακή καταστροφή της φύσης, ενώ παράλληλα είναι επιβλαβείς και για την υγεία των ανθρώπων. Στο σχήμα 1.1 φαίνεται το νέφος στην πόλη του Παρισιού λόγω της μαζικής κυκλοφορίας των οχημάτων. Το δεύτερο μεγάλο πρόβλημα είναι η ενεργειακή κρίση που έρχεται στο προσκήνιο, καθώς οι απαιτήσεις της ανθρωπότητας για χρήση πετρέλαιου και των παραγώγων του είναι τεράστιες και δεν θα μπορούν να ικανοποιούνται για πάντα με αυτόν το ρυθμό σε βάθος δεκαετιών. Οι προσπάθειες που έχουνε γίνει σε όλες αυτές τις δεκαετίες, εστίασαν στη βελτίωση της τεχνολογίας των συμβατικών οχημάτων και είχαν 11

Κεφάλαιο 1 ο άμεσα αποτελέσματα, αλλά με το πέρασμα του χρόνου η κατάσταση του περιβάλλοντος, που συνεχώς χειροτερεύει, τις καθιστά ημίμετρα. Συνεπώς, αποτελεί αδήριτη ανάγκη η εξεύρεση μιας λύσης που θα είναι διαχρονικά αποτελεσματική. Σχήμα 1.1: Νέφος στην πόλη του Παρισιού [1] Η ανάγκη λοιπόν για την εξάλειψη των παραπάνω προβλημάτων έφερε στο προσκήνιο την ηλεκτροκίνηση [2]. Όλο το ενδιαφέρον της επιστήμης αλλά και της αγοράς εστιάζει στην δημιουργία και στην εξέλιξη των αυτόνομων ηλεκτροκίνητων οχημάτων. Τα νέα και καινοτόμα αυτά οχήματα, είτε έχουν αμιγώς ηλεκτρικό χαρακτήρα, είτε αποτελούν υβρίδια, συνδυάζοντας τόσο την ηλεκτροκίνηση όσο και τη χρήση συμβατικού καυσίμου. Η χρήση δύο πηγών ενέργειας συνεπάγεται το πλεονέκτημα της επιλογής του ποσοστού συνεισφοράς του κάθε τύπου ενέργειας (ηλεκτρική ενέργεια, χημική ενέργεια του καυσίμου) στην παραγωγή μηχανικής ενέργειας και κατά συνέπεια στο μεταφορικό έργο. Ήδη εταιρείες κολοσσοί της αυτοκινητοβιομηχανίας έχουν βγάλει στην αγορά μοντέλα και των δύο τύπων και πλέον μπορούμε να μιλάμε για χαμηλή ή και μηδενική εκπομπή ρύπων προς την ατμόσφαιρα. Έτσι, λοιπόν, τα οχήματα αυτά δικαιωματικά έχουν επικρατήσει διεθνώς με την ονομασία "ΖΕV" (Zero Emmision Vehicles) ή "LEV" (Low Emmision Vehicles).Στα σχήματα 1.2, 1.3, 1.4 παρουσιάζονται τύποι οχημάτων που έχουν προωθηθεί στην αγορά από κατασκευαστικές εταιρείες. 12

Κεφάλαιο 1 ο Σχήμα 1.2: Mercedes Benz S300 Hybrid [3] Σχήμα 1.3: Brammo Motorcycle [4] Σχήμα 1.4: Volkswagen Golf GTE Sport [5] 13

Κεφάλαιο 1 ο 1.1.2 Τεχνικά χαρακτηριστικά ενός ηλεκτροκίνητου οχήματος Μια βαθύτερη ερμηνεία και αντίληψη της αρχής λειτουργίας των ηλεκτροκίνητων οχημάτων, μας προσφέρει η ανά τμήμα ανάλυση των τεχνικών χαρακτηριστικών αυτών [2]. Κάθε τμήμα της δομής του ηλεκτροκίνητου οχήματος επιτελεί ένα συγκεκριμένο και μοναδικό ρόλο και όλα μαζί συνθέτουν ένα ολικό σύστημα, το χονδρικό διάγραμμα του οποίου φαίνεται στο σχήμα 1.5. Εδώ αξίζει να σημειωθεί ότι ορισμένα τμήματα είναι πιθανό να διαφοροποιούνται ή ακόμα και να μην υφίστανται. Σχήμα 1.5: Χονδρικό διάγραμμα αυτόνομου ηλεκτροκίνητου οχήματος [2] Ας αναλύσουμε κάθε μονάδα ξεχωριστά: Πηγή ηλεκτρικής ενέργειας: Είναι το τμήμα, το οποίο παρέχει ηλεκτρική ενέργεια στο υπόλοιπο σύστημα και μπορεί να έχει διττή λειτουργία είτε ως πηγή, είτε ως αποθήκη ηλεκτρικής ενέργειας είτε ως συνδυασμός αυτών. Η συγκεκριμένη μονάδα μπορεί είτε να αποτελείται από ηλεκτροχημικούς συσσωρευτές (Battery Electric Vehicles), είτε από ηλεκτρικούς υπερπυκνωτές ή από το συνδυασμό των ανωτέρω συστημάτων αποθήκευσης. Οι υπερπυκνωτές παρουσιάζουν το πλεονέκτημα ότι μπορούν να αποδώσουν μεγάλη ισχύ, όμως έχουν μικρή πυκνότητα ενέργειας, και έτσι είναι σύνηθες να χρησιμοποιούνται σε συνδυασμό με ηλεκτροχημικούς συσσωρευτές(μπαταρίες). 14

Κεφάλαιο 1 ο Μονάδα φόρτισης: Η μονάδα αυτή λαμβάνει ως είσοδο την τάση του δικτύου παροχής ηλεκτρικής ενέργειας και τροφοδοτεί με την προδιαγραφόμενης μορφής και ποιότητας ενέργεια την πηγή (συστοιχία συσσωρευτών ή/και υπερπυκνωτών) φορτίζοντάς την, έτσι ώστε αυτή με την σειρά της να μπορεί να παρέχει την απαιτούμενη αυτονομία ενέργειας στο ηλεκτροκίνητο όχημα. Τη μονάδα φόρτισης είναι σε θέση να αποτελέσουν μιας ευρείας γκάμας ηλεκτρονικοί μετατροπείς, ανάλογα πάντοτε με τις απαιτήσεις της εκάστοτε εφαρμογής. Ηλεκτρονικός μετατροπέας ισχύος: Το τμήμα αυτό του συστήματος λαμβάνει την συνεχή τάση από την πηγή ηλεκτρικής ενέργειας και τη μετατρέπει σε κατάλληλης μορφής τάση ώστε να τροφοδοτηθεί ο ηλεκτρικός κινητήρας του οχήματος, ενώ παράλληλα καθορίζει και την λειτουργία του οχήματος, πραγματοποιώντας τόσο έλεγχο της ροπής όσο και των στροφών του κινητήρα. Ο τύπος του ηλεκτρικού κινητήρα, που χρησιμοποιεί το εκάστοτε όχημα είναι εκείνος που καθορίζει και την επιλογή του ηλεκτρονικού μετατροπέα ισχύος που πρέπει να χρησιμοποιήσουμε. Ειδικότερα, για ηλεκτρικούς κινητήρες συνεχούς ρεύματος γίνεται χρήση μετατροπέων DC/DC τύπου chopper, ενώ για κινητήρες εναλλασσόμενου ρεύματος έχουμε μετατροπείς DC/AC (inverter), οι οποίοι μπορούν να οδηγήσουν ΑC κινητήρες είτε με διαμόρφωση του εύρους των παλμών, (ασύγχρονος κινητήρας, σύγχρονος κινητήρας), είτε με τετραγωνικούς παλμούς (κινητήρας τύπου Brushless, κινητήρας τύπου Switched Reluctance). Για τους μετατροπείς DC/DC τύπου chopper υπάρχουν διάφορες παραλλαγές, οι οποίες ποικίλλουν, λόγω του βοηθητικού κυκλώματος σβέσης του διακοπτικού στοιχείου (thyristor), ενώ οι αντιστροφείς χωρίζονται σε δύο μεγάλες κατηγορίες, τους κλασσικούς μετατροπείς με Διαμόρφωση Εύρους Παλμών (PWM), και τους αντιστροφείς συντονισμού (Resonant).Στο σχήμα 1.6 παρουσιάζονται οι κατηγορίες ηλεκτρονικών μετατροπέων που χρησιμοποιούνται σε ένα ηλεκτροκίνητο όχημα. Σχήμα 1.6: Ηλεκτρονικοί μετατροπείς σε ηλεκτρικό αυτοκίνητο [2] 15

Κεφάλαιο 1 ο Ηλεκτρικός κινητήρας: Το ζωτικότερο τμήμα ενός αυτόνομου ηλεκτροκίνητου οχήματος αποτελεί ο ηλεκτρικός του κινητήρας, αφού μετατρέπει την ηλεκτρική ενέργεια σε μηχανική, παράγοντας έτσι μεταφορικό έργο. Όπως διακρίνεται στο σχήμα 1.7 οι ηλεκτρικοί κινητήρες χωρίζονται σε μια πληθώρα κατηγοριών και υποκατηγοριών. Οι ηλεκτρικοί κινητήρες μπορεί να είναι, είτε κινητήρες εναλλασσόμενου ρεύματος, είτε συνεχούς ρεύματος. Σχήμα 1.7: Χρήση ηλεκτρικών κινητήρων στα ηλεκτροκίνητα οχήματα [2] Τους κινητήρες συνεχούς ρεύματος αποτελούν οι κινητήρες ξένης διέγερσης, οι κινητήρες παράλληλης διέγερσης, οι κινητήρες με διέγερση σε σειρά και οι κινητήρες μόνιμου μαγνήτη. Από την άλλη πλευρά, οι κινητήρες εναλλασσόμενου ρεύματος διαχωρίζονται σε αυτούς που απαιτούν τροφοδοσία ημιτονοειδούς τάσεως και σε εκείνους, οι οποίοι τροφοδοτούνται από τετραγωνικούς παλμούς. Οι κινητήρες ημιτονοειδούς τάσεως μπορεί να είναι τριφασικοί ασύγχρονοι (βραχυκυκλωμένου κλωβού ή δακτυλιοφόρου δρομέα) ή τριφασικοί σύγχρονοι (με μόνιμο ή χωρίς μόνιμο μαγνήτη),ενώ οι κινητήρες τετραγωνικών παλμών διακρίνονται σε τύπου Brushless DC, τύπου Switched Reluctance. Η επιλογή του καταλληλότερου κινητήρα γίνεται πάντοτε με βάση τις προδιαγραφές που απαιτούνται, ενώ τελικά αξίζει να σημειώσουμε ότι οι ευρύτερα χρησιμοποιημένοι κινητήρες για ηλεκτροκίνητα οχήματα είναι ο τριφασικός ασύγχρονος με βραχυκυκλωμένο κλωβό, ο σύγχρονος κινητήρας με μόνιμο μαγνήτη, ο κινητήρας Σ.Ρ. με διέγερση σειράς, ο κινητήρας Σ.Ρ. με μόνιμο μαγνήτη και τέλος ο κινητήρας τύπου Brushless. 16

Κεφάλαιο 1 ο Σύστημα μετάδοσης κίνησης: Είναι το μηχανολογικό τμήμα του ηλεκτροκίνητου οχήματος, το οποίο μεταδίδει την κίνηση στους τροχούς, προσαρμόζοντας καταλλήλως τόσο τη ροπή όσο και την ταχύτητα του οχήματος. 1.1.3 Πλεονεκτήματα και μειονεκτήματα ηλεκτροκίνησης Με εφόδιο την παραπάνω ανά τμήμα ανάλυση της διάταξης ενός ηλεκτροκίνητου οχήματος πλέον μπορούν με μεγαλύτερη ευκολία να γίνουν αντιληπτά τα πολλά και ποικίλα πλεονεκτήματα που παρουσιάζουν τα ηλεκτροκίνητα οχήματα, αλλά και να υπογραμμισθούν τα "ευάλωτα" σημεία τους [6]. Πιο αναλυτικά: ο συντελεστής απόδοσης ενός ηλεκτροκινητήρα μπορεί να αγγίξει το 90%, σε αντίθεση με τους συμβατικούς κινητήρες, οι οποίοι δεν ξεπερνούν το 30% για βενζινοκινητήρες, και το 50%, για κινητήρες πετρελαίου. οι ηλεκτρικοί κινητήρες προσφέρουν πολλαπλές και αυξημένες δυνατότητες αυτομάτου ελέγχου, μετρώντας τα ηλεκτρικά και μηχανικά τους μεγέθη, σε αντιδιαστολή με τους κινητήρες εσωτερικής καύσης των οποίων ο έλεγχος πραγματοποιείται μόνο μέσω της ποσότητας καυσίμου που εισάγεται σε αυτόν. μια ηλεκτρική μηχανή είναι σε θέση να λειτουργήσει είτε σαν κινητήρας είτε σαν γεννήτρια. Έτσι στα ηλεκτροκίνητα οχήματα κατά τη διάρκεια της πέδησης ή της κίνησης σε κατηφορικό περιβάλλον επιστρέφεται ενέργεια προς το σύστημα που αποτελεί την πηγή ηλεκτρικής ενέργειας, με αποτέλεσμα τόσο την αποφυγή απωλειών κινητικής ενέργειας με μορφή θερμότητας στα φρένα όσο και την αύξηση της αυτονομίας του οχήματος. σε περίπτωση ατυχήματος τα ηλεκτροκίνητα οχήματα είναι ασφαλέστερα σε σχέση με τα συμβατικά, διότι οι νέες και καινοτόμες τεχνολογίες συσσωρευτών επιτρέπουν την ομαλή καύση του ηλεκτρολύτη σε περίπτωση πυρκαγιάς χωρίς να υπάρχει έτσι κίνδυνος έκρηξης. οι ηλεκτροκινητήρες έχουν μικρό όγκο και βάρος με αποτέλεσμα την ελάττωση βάρους και την εξοικονόμηση ενέργειας του οχήματος στα ηλεκτροκίνητα οχήματα υπάρχει η δυνατότητα κατάργησης του μηχανικού διαφορικού, το οποίο μπορεί να αντικατασταθεί με ηλεκτρονικό διαφορικό. 17

Κεφάλαιο 1 ο οι ηλεκτροκινητήρες παρουσιάζουν υψηλή ροπή σε ολόκληρο το φάσμα στροφών με αποτέλεσμα να μην είναι απαραίτητη η ύπαρξη κιβωτίου ταχυτήτων ούτε πεντάλ του συμπλέκτη, προσφέροντας έτσι μεγάλη εξοικονόμηση ενέργειας άρα και υψηλότερη απόδοση, ενώ ταυτόχρονα η οδήγηση γίνεται πιο εύκολη. οι ηλεκτροκινητήρες μπορούν να αποδώσουν τα μέγιστα των δυνατοτήτων τους ανεξαρτήτως της θερμοκρασίας τους σε αντίθεση με τους συμβατικούς κινητήρες οι οποίοι μέχρι να φτάσουν σε κάποια συγκεκριμένη θερμοκρασία, έχουν χαμηλή απόδοση και μεγάλη κατανάλωση. οι ηλεκτροκινητήρες είναι αθόρυβοι με αποτέλεσμα το πρόβλημα της ηχορύπανσης να μην υφίσταται. οι ηλεκτροκινητήρες διακρίνονται από ελάχιστη έως μηδενική εκπομπή ρύπων σε αντίθεση με τους αρκετά ρυπογόνους βενζινοκινητήρες ή ντιζελοκινητήρες. κατά τη διάρκεια στάσης των ηλεκτροκίνητων οχημάτων η πηγή ενέργειας τους μπορεί να προσφέρει ισχύ στο δίκτυο, καλύπτοντας τα φορτία αιχμής, αναμένοντας όμως ύστερα από το δίκτυο την επιστροφή της προσφερθείσας αυτής ενέργειας. Βέβαια όπως κάθε εφαρμογή, το ηλεκτροκίνητο όχημα παρουσιάζει και μειονεκτήματα: Οι υδρογονάνθρακες των συμβατικών οχημάτων έχουν σημαντικά υψηλότερη πυκνότητα ενέργειας από κάθε είδους συσσωρευτές, με αποτέλεσμα να προσφέρουν πολύ μεγαλύτερα ποσά ενέργειας άρα και χιλιόμετρα αυτονομίας, με φυσικό επακόλουθο να απαιτούνται αρκετά πιο συχνές ηλεκτρικές φορτίσεις σε σχέση με το γέμισμα των συμβατικών ρεζερβουάρ. οι συσσωρευτές των ηλεκτροκίνητων οχημάτων έχουν πεπερασμένους κύκλους ζωής (φόρτισης-εκφόρτισης) και το κόστος αντικατάστασης τους αποτελεί ένα μεγάλο ποσοστό του συνολικού κόστους του οχήματος. ο χρόνος φόρτισης ενός ηλεκτροκίνητου οχήματος είναι υπέρπολλαπλάσιος συγκριτικά με ένα συμβατικό ανεφοδιασμό, ο οποίος πραγματοποιείται σε πρατήρια καυσίμων. Κλείνοντας, μπορούμε εύκολα να συμπεράνουμε ότι όσο η επιστήμη εστιάζει στην εξάλειψη των μειονεκτημάτων της ηλεκτροκίνησης μέσω της έρευνας, τόσο πιο κοντά είμαστε στο να χαρούμε τα οφέλη της ηλεκτροκίνησης με μαζική χρήση αλλά και στο να δώσουμε στο περιβάλλον μια τεράστια ανάσα και το σεβασμό που του αρμόζει. 18

Κεφάλαιο 1 ο 1.1.4 Το ηλεκτροκίνητο όχημα BYGGY του ΕΗΜΕ Το έτος 2012 τις πολλές και επιτυχημένες προσπάθειες κατασκευής διαφόρων τύπων ηλεκτροκίνητων οχημάτων του Εργαστηρίου Ηλεκτρομηχανικής Μετατροπής Ενέργειας του Πανεπιστημίου Πατρών, ακολούθησε η μετατροπή ενός οχήματος τύπου BUGGY από συμβατικό σε εξ' ολοκλήρου ηλεκτρικό [6]. Σχήμα 1.8: Ηλεκτροκίνητο Όχημα BUGGY του Εργαστηρίου Ηλεκτρομηχανικής Μετατροπής Ενέργειας του Πανεπιστημίου Πατρών Ειδικότερα, πρόκειται για το μοντέλο FA-G300 της εταιρίας Buyang, το οποίο προσφέρει τα πλεονεκτήματα του μικρού βάρους και όγκου, ενώ παράλληλα αξιολογείται πολύ θετικά ως προς την ταχύτητα που μπορεί να αναπτύξει, την αυτονομία του και την ευελιξία του. Αυτό είναι λοιπόν το ηλεκτροκίνητο όχημα τους συσσωρευτές του οποίου καλούμαστε να φορτίσουμε με τη χρήση της διάταξης μας. Στη συνέχεια ακολουθούν τα τεχνικά χαρακτηριστικά του οχήματος, συνεπτυγμένα υπό μορφή πινάκων, πριν αλλά και μετά τη μετατροπή από συμβατική σε ηλεκτρική μορφή. Στον πίνακα 1.1 δείχνονται τα τεχνικά χαρακτηριστικά του μοντέλου Buggy FA-G300 της εταιρίας Buyang, ενώ στον πίνακα 1.2 τα τεχνικά χαρακτηριστικά του οχήματος, όπως αυτά προέκυψαν μετά την μετατροπή του οχήματος σε εξ ολοκλήρου ηλεκτροκίνητο. 19

Κεφάλαιο 1 ο Μεγέθη Χαρακτηριστικά Μέγιστη 60 km/h ταχύτητα Σύστημα φρένων εμπρός/ πίσω Υδραυλικό χωρίς υποβοήθηση Απόσταση 7m στα 30km/h ακινητοποίησης Ακτίνα στροφής 3800mm Μέγιστο φορτίο 156kg Ελαστικά εμπρός 185/88-12 Ελαστικά πίσω 270/60-12 Τύπος τροχών Κράμα αλουμινίου Διαστάσεις (ΜxΠxΥ) 2700mm x 1470mm x 1440mm Μετατρόχιο 2005mm Ύψος 500mm καθίσματος Απόσταση από 250mm το έδαφος Βάρος 370kg Πίνακας 1.1: Τεχνικά χαρακτηριστικά μοντέλου Buggy FA-G300 της εταιρίας Buyang [6] Μεγέθη Χαρακτηριστικά Ισχύς κινητήρων Μέγιστη ροπή κινητήρων Τάση λειτουργίας κινητήρων Μέγιστο ρεύμα κινητήρων Χωρητικότητα συσσωρευτών Τάση συσσωρευτών Ρεύμα συσσωρευτών Μέγιστο ρεύμα συσσωρευτών Σχέση μετάδοσης Βάρος 2x5kW 38Nm (0,13Nm/1A) 24V-48V 300A 6,912kWh 76.8V 45Α <270Α 1/3,5 ~370kg Πίνακας 1.2: Τεχνικά χαρακτηριστικά μοντέλου Buggy μετά την μετατροπή [6] 20

Κεφάλαιο 1 ο 1.2 Πηγές ενέργειας Στην υποενότητα αυτή γίνεται περιγραφή όλων των μορφών πηγής ενέργειας ενός ηλεκτροκίνητου οχήματος, καθώς και ανάλυση της προς φόρτιση πηγής ενέργειας για την οποία προορίζεται ο φορτιστής που μελετήθηκε και κατασκευάστηκε στα πλαίσια της διπλωματικής αυτής εργασίας. 1.2.1 Συσσωρευτές Βασικός στόχος της επιστήμης του μηχανικού σε οποιοδήποτε κλάδο και αν εστιάζει δεν είναι μόνο η δημιουργία πρακτικών εφαρμογών οι οποίες είναι σε θέση να προσφέρουν στην ανθρωπότητα, αλλά και η αναβάθμιση των ήδη υπαρχόντων, είτε ενισχύοντας τα πλεονεκτήματα της εκάστοτε εφαρμογής, είτε εξαλείφοντας τα μειονεκτήματα αυτής. Έτσι λοιπόν κάθε προσπάθεια της επιστήμης όσον αφορά την ηλεκτροκίνηση έχει στραφεί στην αναβάθμιση της πηγής ηλεκτρικής ενέργειας του οχήματος με στόχο την αύξηση της ενεργειακής πυκνότητας για περισσότερα χιλιόμετρα αυτονομίας. Η πιο συνηθισμένη πηγή ηλεκτρικής ενέργειας που χρησιμοποιείται στα ηλεκτροκίνητα οχήματα είναι οι συσσωρευτές (μπαταρίες). Σχήμα 1.9: Σχηματική αναπαράσταση συσσωρευτή [7] 21

Κεφάλαιο 1 ο Ο συσσωρευτής [7] είναι μια διάταξη η οποία έχει διττή δυνατότητα λειτουργίας καθώς είναι σε θέση να αποθηκεύσει ηλεκτρική ενέργεια αλλά και να προσφέρει την αποθηκευμένη ενέργεια του μέσω ηλεκτροχημικών διεργασιών. Η δομή μιας στοιχειώδους μονάδας συσσωρευτή φαίνεται στο σχήμα 1.9. Τη μπαταρία συνιστούν δύο αγώγιμα υλικά σε απόσταση μεταξύ τους, τα οποία βρίσκονται βυθισμένα μέσα σε έναν ηλεκτρολύτη υγρής και αγώγιμης μορφής και ένα μονωτικό υλικό ανάμεσα τους. Κάθε τμήμα του συσσωρευτή έχει την δική του μοναδική ιδιότητα. Πιο αναλυτικά: Θετικό ηλεκτρόδιο: Είναι κατασκευασμένο από τέτοιο υλικό, έτσι ώστε κατά τη διαδικασία της εκφόρτισης να προσελκύει ηλεκτρόνια από το εξωτερικό ηλεκτρικό κύκλωμα στο οποίο είναι συνδεδεμένη η μπαταρία. Αρνητικό ηλεκτρόδιο: Είναι κατασκευασμένο από μεταλλικό υλικό και τροφοδοτεί τον εξωτερικό ηλεκτρικό κύκλωμα με ηλεκτρόνια κατά τη διαδικασία της εκφόρτισης ενώ υπάρχει περίπτωση οξείδωσής του. Ηλεκτρολύτης: Είναι το μη αγώγιμο υλικό μέσω του οποίου πραγματοποιείται η μεταφορά των ιόντων μεταξύ των ηλεκτροδίων του συσσωρευτή. Μονωτής: Είναι το υλικό, που αποτρέπει την επαφή των ηλεκτροδίων της μπαταρίας, επιτρέπει την διέλευση των ηλεκτρονίων διάμεσου του, ενώ παράλληλα προσφέρει μηχανική υποστήριξη στη δομή της μπαταρίας. Ανάλογα με τα υλικά που επιλέγονται για καθένα από τα παραπάνω ζωτικά μέρη της μπαταρίας διαμορφώνονται και τα βασικά χαρακτηριστικά της όπως η ενέργεια ανά μονάδα μάζας (Wh/kg), το κόστος, ο ρυθμός φόρτισης, ο ρυθμός εκφόρτισης ή το βάθος εκφόρτισης. Βασικό στόχο αποτελεί η επίτευξη του ελάχιστου βάρους σε συνδυασμό με το υψηλότερο επίπεδο τάσης και χωρητικότητας. Η κάθοδος(θετικό ηλεκτρόδιο) απαιτείται να είναι αποδοτικό οξειδωτικό μέσο με σταθερότητα όταν έρχεται σε επαφή με τον ηλεκτρολύτη. Τα συνηθέστερα υλικά που επιλέγονται για το ρόλο της καθόδου είναι τα μεταλλικά οξείδια. Η άνοδος(αρνητικό ηλεκτρόδιο) θα πρέπει να είναι κατασκευασμένη από υλικό με υψηλή αποδοτικότητα ως αναγωγικό μέσο, υψηλή αγωγιμότητα και χημική ευστάθεια, με ευκολία στην παραγωγή και χαμηλό κόστος. Ως το ελαφρύτερο μέταλλο, έχοντας υψηλό βαθμό ηλεκτροχημικής ισορροπίας, το λίθιο αποτελεί μία από τις πρώτες επιλογές ως υλικό ανόδου. 22

Κεφάλαιο 1 ο Ο ηλεκτρολύτης είναι αναγκαίο να έχει καλή ιοντική αγωγιμότητα, να μην είναι ηλεκτρικά αγώγιμος ώστε να μην λαμβάνει χώρα εσωτερικό βραχυκύκλωμα μεταξύ των ηλεκτροδίων. Επιπροσθέτως, θα πρέπει να μην παράγει χημική αντίδραση σε επαφή με τα ηλεκτρόδια ανόδου και καθόδου, να διατηρεί τις ιδιότητες του σε μεταβολές της θερμοκρασίας, να προσφέρει ασφαλή χειρισμό της μπαταρίας και να έχει χαμηλό κόστος. Συνηθέστερα ως ηλεκτρολύτες χρησιμοποιούνται υδατικά διαλύματα και σπανιότερα τηγμένα άλατα όπως και άλλοι μη υδατικοί ηλεκτρολύτες για να αποφευχθεί η αντίδραση του ηλεκτρολύτη με κάποιο από τα υπόλοιπα στοιχεία. Οι συσσωρευτές παράγονται με μεγάλη γκάμα σχημάτων και σύστασης (κυλινδρικοί, επίπεδοι, πρισματικοί), ενώ σφραγίζονται με διάφορους τρόπους για να αποτραπούν φαινόμενα τόσο διαρροής όσο και ξηρασίας του ηλεκτρολύτη. Επίσης, κάποιοι συσσωρευτές μπορεί είναι εφοδιασμένοι με μέσα εξαερισμού, έτσι ώστε να επιτρέπεται η διαφυγή συσσωρευμένων αερίων. Αφού δόθηκε μια λεπτομερής ανά τμήμα ανάλυση της δομής της μπαταρίας, πλέον μπορεί να γίνει εύκολα εξηγήσιμη και κατανοητή η αρχή λειτουργίας ενός κελιού μπαταρίας, εστιάζοντας ξεχωριστά στις διαδικασίες φόρτισης και εκφόρτισης αυτών. Σχήμα 1.10: Ηλεκτροχημική λειτουργία ενός κελιού κατά την εκφόρτιση [7] Εκφόρτιση: Όταν συνδεθεί η μπαταρία με ένα εξωτερικό κύκλωμα, τότε ξεκινά μια διαδικασία ροής ηλεκτρονίων μέσω του φορτίου από την άνοδο προς την κάθοδο, αλλά και 23

Κεφάλαιο 1 ο ροή ανιόντων (αρνητικών ιόντων) και κατιόντων (θετικών ιόντων) προς την άνοδο και την κάθοδο αντίστοιχα. Κατά τη διάρκεια της διαδικασίας αυτής η άνοδος οξειδώνεται, ενώ η κάθοδος υφίσταται χημική αναγωγή με τον ηλεκτρολύτη να δρα ως μέσο για την διαδικασία αυτή. Το σχήμα 1.10 προσφέρει μια σχηματική απεικόνιση της διαδικασίας εκφόρτισης. Σχήμα 1.11: Ηλεκτροχημική λειτουργία ενός κελιού κατά την φόρτιση [7] Φόρτιση: Η τροφοδοσία ηλεκτρικής ενέργειας συνδέεται παράλληλα στην μπαταρία με τους ακροδέκτες αυτής να συνδέονται στους αντίστοιχους ομόσημους πόλους της μπαταρίας. Έτσι προκύπτει ροή ηλεκτρονίων αντίθετη με αυτή της φόρτισης καθώς τα ηλεκτρόνια κατευθύνονται πλέον από το θετικό προς το αρνητικό ηλεκτρόδιο με αποτέλεσμα το θετικό ηλεκτρόδιο να υφίσταται οξείδωση και το αρνητικό χημική αναγωγή. Επειδή η άνοδος εξ' ορισμού είναι εκείνη στην οποία λαμβάνει χώρα η οξείδωση και η κάθοδος αυτή η οποία ανάγεται, το θετικό ηλεκτρόδιο τώρα θα είναι η άνοδος και το αρνητικό η κάθοδος.. Το σχήμα 1.11 προσφέρει μια σχηματική απεικόνιση της διαδικασίας φόρτισης. Στο σημείο αυτό θα πρέπει να σημειωθεί ότι οι συσσωρευτές διακρίνονται σε κατηγορίες ανάλογα με το αν έχουν την ιδιότητα της επαναφόρτισης ή όχι. Έτσι λοιπόν με αυτό το κριτήριο έχουμε δύο κατηγορίες συσσωρευτών τους μη επαναφορτιζόμενους (ή αλλιώς πρωτεύοντες) και τους επαναφορτιζόμενους (ή αλλιώς δευτερεύοντες). Οι πρωτεύουσες μπαταρίες προσφέρουν την απαιτούμενη ενέργεια μέσω της ηλεκτροχημικής αντίδρασης οξειδοαναγωγής. Μόλις η αντίδραση φτάσει σε σημείο ισορροπίας τίθεται σε κατάσταση αχρηστίας, αφού δεν υφίσταται η δυνατότητα ηλεκτρικής επαναφόρτισης. Ωστόσο, παρουσιάζουν πλεονεκτήματα τα οποία τις καθιστούν ιδανικές ανάλογα με την εκάστοτε 24

Κεφάλαιο 1 ο εφαρμογή όπως μεγάλη διάρκεια ζωής, μεγάλη πυκνότητα ενέργειας σε χαμηλές και μεσαίες τιμές εκφόρτισης, ελάχιστη ανάγκη συντήρησης και εύκολη χρήση. Οι δευτερεύουσες μπαταρίες μπορούν να έχουν το ρόλο της πηγής αλλά και της αποθήκης ηλεκτρικής ενέργειας, με αποτέλεσμα να μπορούν να φορτίζονται από πηγές ενέργειας και να τροφοδοτούν τα συνδεδεμένα σε αυτές φορτία τους ανάλογα με την ζήτηση, ενώ μπορούν να λειτουργήσουν και ως πρωτεύουσες μπαταρίες, αλλά με την δυνατότητα επαναφόρτισης, λαμβάνοντας ρεύμα αντίθετης φοράς. Τα σημαντικά χαρακτηριστικά από τα οποία διακρίνονται οι δευτερεύουσες μπαταρίες, είναι η υψηλή πυκνότητα ισχύος, η δυνατότητα μεγάλου βαθμού εκφόρτισης και οι καλές επιδόσεις σε λειτουργία με χαμηλές θερμοκρασίες. Η πυκνότητα ενέργειας τους, η διατήρηση του φορτίου τους είναι χαμηλότερη από αυτή των πρωτευουσών μπαταριών, αλλά η χωρητικότητα τους η οποία χάνεται κατά την αποθήκευση αναπληρώνεται μέσω της επαναφόρτισής τους. Οι συσσωρευτές αποτελούν στοιχεία των οποίων τα χαρακτηριστικά εξαρτώνται άμεσα από τις συνθήκες που επικρατούν κατά την λειτουργία τους αλλά και από τις συνθήκες κατασκευής τους. Ειδικότερα, ο αρχικός σχεδιασμός της μπαταρίας, η θερμοκρασία λειτουργίας της, η διάρκεια της περιόδου αποθήκευσης, το προφίλ φόρτισης, το προφίλ εκφόρτισης είναι παράγοντες που συμβάλλουν τα μέγιστα στις ηλεκτροχημικές αντιδράσεις, που λαμβάνουν χώρα σε αυτήν και αυτές με την σειρά τους στη φθορά της μπαταρίας. Τελικά όλοι αυτοί οι παράγοντες δρώντας ο καθένας είτε μεμονωμένα είτε συνδυαστικά, καθορίζουν τη διάρκεια ζωής της μπαταρίας, αλλά και τα βασικά της χαρακτηριστικά, όπως είναι η χωρητικότητα, η ενέργεια εξόδου και η απόδοση. Δυστυχώς, οι συσσωρευτές διακρίνονται από σημαντικά μειονεκτήματα τα οποία συνηγορούν στην ένταση της ερευνητικής δραστηριότητας πάνω στον κλάδο των μπαταριών, με στόχο την ελάττωση των μειονεκτημάτων τους. Πιο αναλυτικά, ο χαμηλός λόγος ενέργειας προς βάρος, ο μεγάλος χρόνος φόρτισης είναι χαρακτηριστικά τα οποία δεν ανταποκρίνονται στο απαιτητικό προφίλ ενός αυτόνομου ηλεκτρικού οχήματος, το οποίο απαιτεί πηγές ενέργειας με μεγάλη ενεργειακή πυκνότητα, δηλαδή όσο το δυνατόν καλύτερη σχέση ενέργειας βάρους, αλλά και γρήγορη φόρτιση. Έτσι λοιπόν, όλα αυτά τα δεδομένα οδήγησαν με την πάροδο του χρόνου στη δημιουργία ποικίλων τύπων συσσωρευτών [7] με διαφορετικά χαρακτηριστικά ο καθένας από τα οποία τα πιο αξιοσημείωτα και ελπιδοφόρα ως προς την επιτυχημένη χρήση στον τομέα της ηλεκτροκίνησης είναι τα ακόλουθα: 25

Κεφάλαιο 1 ο Συσσωρευτές μολύβδου-οξέως νέου τύπου Συσσωρευτές νικελίου-καδμίου Συσσωρευτές νικελίου-μεταλλικού υδριδίου Συσσωρευτές λιθίου-ιόντων και λιθίου-πολυμερούς Συσσωρευτές λιθίου-σιδήρου-φωσφόρου Στον πίνακα 1.1 δείχνονται συγκεντρωμένα τα τεχνικά χαρακτηριστικά των παραπάνω τύπων συσσωρευτών, ενώ στην συνέχεια ακολουθεί μια περιγραφική ανάλυση του κάθε τύπου συσσωρευτών, των πλεονεκτημάτων αλλά και των μειονεκτημάτων του καθενός. Πίνακας 1.3: Τεχνικά χαρακτηριστικά των συσσωρευτών [8] Συσσωρευτές μολύβδου-οξέως Σχήμα 1.12: Συσσωρευτής Μολύβδου-οξέως [9] 26

Κεφάλαιο 1 ο Οι ηλεκτρικοί συσσωρευτές μολύβδου-οξέως Pd-Acid αποτελούν έναν από τους πιο παλαιούς τύπους συσσωρευτών στους οποίους ως ηλεκτρολύτης χρησιμοποιείται διάλυμα θειικού οξέος με πυκνότητα 1,18-1,29 gr/cm3 και ως ηλεκτρόδια το διοξείδιο του μολύβδου ΡbΟ2 και ο σπογγώδης μόλυβδος. Κατά την εκφόρτιση γίνεται η αντίδραση: PbΟ2 + Pb + 2Η2SO4 -> 2PbSO4 + 2H2O (1.1),ενώ η τάση και η πυκνότητα του ηλεκτρολύτη ελαττώνονται. Οι μέσες τάσεις είναι κατά την εκφόρτιση 1,98 V και κατά τη φόρτιση 2,4 V. Πλεονεκτήματα: μεγάλη ανθεκτικότητα εύκολη πρόσβαση σε μόλυβδο εύκολη κατασκευή χαμηλό κόστος Μειονεκτήματα: μικρή συγκέντρωση ενέργειας, η οποία βρίσκεται σε επίπεδα 30-40Wh/kg το βάρος τους είναι τόσο μεγάλο που ενδέχεται να είναι το 25-50% του συνολικού βάρους του ηλεκτροκίνητου οχήματος ρυθμός αυτοεκφόρτισης τους μπορεί να φτάσει μέχρι και 20% λόγω της ασταθούς χημικής τους σύνθεσης μεγάλη τοξικότητα διότι εκπέμπουν οξυγόνο, υδρογόνο και θείο κατά τη φόρτισή τους πτωχές επιδόσεις σε χαμηλές θερμοκρασίες απαιτούν ιδιαίτερη προσοχή κατά την αντικατάσταση τους, διότι ο μόλυβδος είναι επικίνδυνος για το περιβάλλον και τον άνθρωπο ελλοχεύει ο κίνδυνος διαρροής του ηλεκτρολύτη στην περίπτωση που η μπαταρία αναποδογυρίσει και το κέλυφός της δεν είναι ερμητικά κλειστό απαιτείται προστασία από ακραίες χαμηλές θερμοκρασίες ιδιαίτερα όταν έχουν χαμηλή στάθμη φόρτισης Λόγω αυτής της πληθώρας των ελαττωμάτων, οι συσσωρευτές Μολύβδου-οξέως περιορίζουν τα χιλιόμετρα αυτονομίας και έτσι η χρήση τους σε εφαρμογές ηλεκτροκίνησης γίνεται μόνο σε ηλεκτροκίνητα οχήματα, τα οποία διανύουν μικρές αποστάσεις. Στο σχήμα 1.12 παρουσιάζεται η δομή ενός συσσωρευτή μολύβδου-οξέος. 27

Κεφάλαιο 1 ο Συσσωρευτές νικελίου-καδμίου Σχήμα 1.13: Συσσωρευτής νικελίου-καδμίου [10] Στους συσσωρευτές νικελίου-καδμίου το θετικό ηλεκτρόδιο είναι κατασκευασμένο από υδροξείδιο του νικελίου και το αρνητικό από κάδμιο. Ο ηλεκτρολύτης αποτελείται από υδατικό διάλυμα υδροξειδίου του καλίου αν η μπαταρία προορίζεται για λειτουργία σε χαμηλές θερμοκρασίες, ενώ σε περίπτωση που απαιτείται να λειτουργήσουν σε υψηλές θερμοκρασίες, χρησιμοποιείται ηλεκτρολύτης από υδατικό υδροξείδιο του νατρίου. Σε περίπτωση υπερφόρτωσης της μπαταρίας για μεγάλο χρονικό διάστημα, λαμβάνουν χώρα απώλειες νερού και για το λόγο αυτό τα κελιά είναι σχεδιασμένα να περιέχουν μεγάλη ποσότητα ηλεκτρολύτη. Πλεονεκτήματα: συγκέντρωση ενέργειάς τους κυμαίνεται μεταξύ 40-60Wh/kg δυνατότητα λειτουργίας σε χαμηλές θερμοκρασίες μεγάλος κύκλος λειτουργίας αξιοπιστία χαμηλές απαιτήσεις σε συντήρηση ως προς το κόστος και τη συχνότητα εξασφαλισμένη ασφαλής λειτουργία για θερμοκρασίες μεταξύ -200C και 450C ιδιαίτερα υψηλό βάθος εκφόρτισης σε ποσοστό 70-90%, δυνατότητα μη χρήσης σε οποιαδήποτε στάθμη φόρτισης για μεγάλες χρονικές περιόδους, χωρίς να υπάρχει ο κίνδυνος να υποστούν βλάβες 28

Κεφάλαιο 1 ο Μειονεκτήματα: τοξικότητα λόγω της παρουσίας καδμίου άρα και μεγάλη προσοχή στην αντικατάσταση τους ακριβή κατασκευή λόγω της σπανιότητας του καδμίου άρα και μεγάλο κόστος εμφανίζουν το φαινόμενο της "μνήμης", δηλαδή ύστερα από την πραγματοποίηση επαναλαμβανόμενων κύκλων φόρτισης στους οποίους δεν εκφορτίζονται πλήρως οι συσσωρευτές, τότε σε επόμενη εκφόρτιση φτάνουν στην ίδια κατάσταση από την οποία ξεκίνησαν να φορτίζονται μη αξιοποιώντας έτσι τις δυνατότητές τους εμφανίζουν παροδική πτώση τάσης σε υψηλές θερμοκρασίες Οι συσσωρευτές νικελίου καδμίου αποτελούν επιλογή πολλών εταιρειών στον τομέα της ηλεκτροκίνησης λόγω του πλεονεκτήματος του υψηλού αριθμού κύκλων λειτουργίας. Στο σχήμα 1.13 παρουσιάζεται η δομή ενός συσσωρευτή νικελίου-καδμίου. Συσσωρευτές νικελίου-μετάλλου-υδριδίου Σχήμα 1.14:Συσσωρευτής νικελίου-μετάλλου-υδριδίου [11] Το θετικό ηλεκτρόδιο είναι κατασκευασμένο από υδροξείδιο του καλίου και το αρνητικό από μέταλλο ή κράμα μετάλλων που περιέχουν υδρογόνο. Ειδικότερα, το θετικό ηλεκτρόδιο κατασκευάζεται με διαφορετικό τρόπο σύμφωνα με τις επιθυμητές συνθήκες λειτουργίας, ενώ στο αρνητικό ηλεκτρόδιο πραγματοποιείται ειδική επεξεργασία έτσι ώστε να ευνοείται η απορρόφηση του υδρογόνου και να επιτυγχάνεται η αποφυγή έκλυσης διαφόρων αερίων σε περιπτώσεις υψηλών ρυθμών φόρτισης. Ο ηλεκτρολύτης αποτελείται 29

Κεφάλαιο 1 ο από υδροξείδιο του καλίου και ως μονωτής χρησιμοποιείται υδρόφιλο προπυλένιο με σκοπό να αποτρέπεται η αυτοεκφόρτιση του κελιού. Πλεονεκτήματα: φιλικότητα προς το περιβάλλον μεγάλη χωρητικότητα πυκνότητα ενέργειας σε επίπεδα 30-80Wh/kg αντοχή πάνω από χίλιους κύκλους ζωής Μειονεκτήματα: χαμηλός βαθμός απόδοσης υψηλή αυτοεκφόρτιση πολύπλοκος κύκλος φόρτισης αυτοεκφόρτιση με ημερήσιο ποσοστό 4-5% παρουσιάζουν το φαινόμενο της μνήμης επομένως και μείωση της τάσης κατά τον κύκλο φόρτισης-εκφόρτισης ευαισθησία σε υπερφορτίσεις Οι συσσωρευτές νικελίου-μετάλλου-υδριδίου χρησιμοποιούνται σε εφαρμογές, όπου βασικό κριτήριο θεωρείται το κόστος. Στο σχήμα 1.14 παρουσιάζεται η δομή ενός συσσωρευτή νικελίου-μετάλλου-υδριδίου. Συσσωρευτές λιθίου-ιόντων και λιθίου-πολυμερούς Σχήμα 1.15: Ποσοστά χρήσης κάθε τύπου συσσωρευτών [12] 30

Κεφάλαιο 1 ο Η κατηγορία αυτή των συσσωρευτών που κάνουν χρήση του λιθίου βρίσκεται δικαιωματικά στο μεταίχμιο του τεχνολογικού τομέα των συσσωρευτών λόγω των ιδιαίτερων λειτουργικών προδιαγραφών τους, έχοντας επαναφορτιζόμενο ή μη χαρακτήρα, ενώ χρησιμοποιούνται κατά κόρον στον τομέα της ηλεκτροκίνησης, διότι αποτελούν μία από τις ποιοτικότερες πηγές ενέργειας. Στο σχήμα 1.15 παρουσιάζονται τα ποσοστά χρήσης κάθε τύπου συσσωρευτών με τους συσσωρευτές λιθίου να βρίσκονται στην κορυφή. Στις κυψέλες λιθίου το αρνητικό ηλεκτρόδιο είναι κατασκευασμένο από μέταλλο λιθίου, ο ηλεκτρολύτης αποτελείται από ιόντα λιθίου, ενώ το θετικό ηλεκτρόδιο από υλικά τα οποία έχουν την ιδιότητα της αντιστρεπτής ηλεκτροχημικής αντίδρασης με τα ιόντα λιθίου. Κατά την διαδικασία της φόρτισης, τόσο τα ηλεκτρόνια όσο και τα ιόντα λιθίου κινούνται από το θετικό ηλεκτρόδιο προς το αρνητικό ηλεκτρόδιο, μέσω του εξωτερικού κυκλώματος και του ηλεκτρολύτη. Πλεονεκτήματα: χαμηλότερης πυκνότητα σε λίθιο χαμηλή ηλεκτροχημική αναλογία υψηλή τάση υψηλή πυκνότητα ενέργειας σε ποσό γύρω στα 160Wh/kg κύκλος φόρτισης/εκφόρτισης με πολύ χαμηλές απώλειες ασφαλής λειτουργία σε φάσμα θερμοκρασιών που κυμαίνεται από -40 C έως και 120 C Μειονεκτήματα: μικρή διάρκεια ζωής φθίνουσες επιδόσεις λόγω γήρανσης κίνδυνος ανάφλεξης κατά την φόρτιση υψηλό κόστος 31

Κεφάλαιο 1 ο Συσσωρευτές λιθίου-ιόντων Σχήμα 1.16: Συσσωρευτής λιθίου-ιόντων [13] Τα ηλεκτροχημικά στοιχεία από τα οποία αποτελούνται τα ηλεκτρόδια στις μπαταρίες Liion είναι τα μεταλλικά οξείδια (συνήθως λιθίου) για το θετικό ηλεκτρόδιο και ο άνθρακας για το αρνητικό ηλεκτρόδιο. Το δυο ηλεκτρόδια μεταξύ τους είναι ηλεκτρικά απομονωμένα με τη χρήση ενός πορώδους διαχωριστικού φύλλου πολυαιθυλενίου ή πολυπροπυλενίου στις μπαταρίες οι οποίες διαθέτουν υγρό ηλεκτρολύτη ή μέσω ενός διαχωριστικού φύλλου πολυμερούς ηλεκτρολύτη σε μορφή τζελ στις μπαταρίες τζελ-πολυμερούς ή χρησιμοποιώντας ένα φύλλο στερεού ηλεκτρολύτη όπως στις μπαταρίες στερεάς κατάστασης. Τα κελιά λιθίου-ιόντων κατά την κατασκευή τους βρίσκονται σε κατάσταση μηδενικής φόρτισης για αυτό απαιτείται να φορτιστούν πριν από τη χρήση τους. Η φόρτισή τους μπορεί να είναι είτε σταθερού ρεύματος, είτε φόρτιση αρχικά σταθερού ρεύματος, η οποία στη συνέχεια μετατρέπεται σε σταθερής τάσης. Εμφανίζουν μεγάλη ευαισθησία καθώς υποβαθμίζονται ανεπανόρθωτα από την υπερφόρτιση ή την υπερεκφόρτιση. Για αυτό και απαιτούνται συστήματα διαχείρισης της μπαταρίας προκειμένου να εξασφαλίζεται η ασφαλής λειτουργία και να αποτρέπεται το φαινόμενο της υπερφόρτισης. Στο σχήμα 1.16 παρουσιάζεται η δομή ενός συσσωρευτή λιθίου-ιόντων. 32

Κεφάλαιο 1 ο Συσσωρευτές λιθίου-πολυμερούς Σχήμα 1.17: Συσσωρευτής λιθίου-πολυμερούς [14] Οι μπαταρίες ιόντων λιθίου πολυμερών (LiPO) παρουσιάζουν χαρακτηριστικά επίδοσης αντίστοιχα με αυτά των Li-ion με το βασικότερο από αυτά χαρακτηριστικό να είναι αυτό της υψηλής πυκνότητας ενέργειας. Οι μπαταρίες LiPO έχουν μεγάλη αντοχή σε φυσική καταπόνηση. Σύμφωνα με τους κατασκευαστές, ακόμα και σε περίπτωση που είναι φορτισμένες ή υπερφορτισμένες, είναι σε θέση να υποστούν μηχανικό τρύπημα χωρίς να συμβεί έκρηξη ή φωτιά. Στα κελιά LiPO, χρησιμοποιούνται επίπεδα, συνδεδεμένα μεταξύ τους με ηλεκτρόδια έτσι ώστε να είναι εφικτή η παραγωγή λεπτών κελιών, τα οποία είναι συσκευασμένα μεταξύ τους σε μία ταινία, αντιθέτως με τις μεταλλικές ή αλουμινένιες θήκες κελιών των συσσωρευτών Li-ion. Στο σχήμα 1.17 παρουσιάζεται η δομή ενός συσσωρευτή λιθίου-πολυμερούς. 33

Κεφάλαιο 1 ο Συσσωρευτές λιθίου-σιδήρου-φωσφόρου Σχήμα 1.18: Συσσωρευτής λιθίου-σιδήρου-φωσφόρου [15] Οι συσσωρευτές λιθίου-σιδήρου-φωσφόρου (LiFePO4) είναι ένα είδος επαναφορτιζόμενης μπαταρίας ιόντων-λιθίου η οποία χρησιμοποιεί LiFePO4 ως υλικό καθόδου. Αυτή η κατηγορία συσσωρευτών προσφέρει μικρότερη πυκνότητα ενέργειας σε σχέση με τις κοινές μπαταρίες λιθίου-οξειδίου του κοβαλτίου, αλλά έχει μεγαλύτερη διάρκεια ζωής, μεγαλύτερη πυκνότητα ισχύος και μεγαλύτερη ασφάλεια. Οι συσσωρευτές λιθίου-σιδήρουφωσφόρου, βρίσκουν εφαρμογή σε ηλεκτρικά αυτοκίνητα και σε συστήματα εφεδρικής παροχής ενέργειας, ενώ παράλληλα με τη χρήση τους επιτυγχάνονται μεγαλύτερες τιμές ρεύματος άρα και μεγαλύτερες αιχμές ισχύος. Επιπρόσθετα, λόγω της χρήση του φωσφόρου αποφεύγεται το κόστος του κοβαλτίου καθώς και περιβαλλοντικοί κίνδυνοι που ελλοχεύουν εξ αιτίας της χρήσης του. Εξαιτίας του γεγονότος ότι οι συσσωρευτές LiFePO4 έχουν παρόμοια χημική σύσταση με τις μπαταρίες Li-ion και LiPO, έχουν παρόμοια φόρτιση και έτσι η φόρτισή τους γίνεται με σύστημα είτε σταθερού ρεύματος, είτε σταθερής τάσης. Στο σχήμα 1.18 παρουσιάζεται η δομή ενός συσσωρευτή λιθίου-σιδήρου-φωσφόρου, ενώ στον πίνακα 1.4 φαίνεται η πυκνότητα ενέργειας διαφόρων μέσων αποθήκευσης ενέργειας. 34

Κεφάλαιο 1 ο Πίνακας 1.4: Πυκνότητα ενέργειας διαφόρων μέσων αποθήκευσης ενέργειας [16] 1.2.2 Υπερπυκνωτές Σχήμα 1.19: Υπερπυκνωτές διαφόρων τύπων [17] Μία άλλη μορφή πηγής ενέργειας, η οποία αποτελεί καινοτομία στον τομέα της ηλεκτροκίνησης είναι η χρήση υπερπυκνωτών. Ο υπερπυκνωτής [17] (supercapacitor) είναι ένας υψηλής χωρητικότητας ηλεκτροχημικός πυκνωτής με χωρητικότητα, η οποία είναι πολύ υψηλότερη από αυτή των ηλεκτρολυτικών πυκνωτών αλλά και μικρότερη από αυτή των μπαταριών, συμπληρώνοντας έτσι το "χάσμα" χωρητικότητας μεταξύ αυτών των δύο πηγών ενέργειας. Οι υπερπυκνωτές τυπικά μπορούν να αποθηκεύσουν 10 με 100 φορές περισσότερη ενέργεια ανά μονάδα μάζας από έναν ηλεκτρολυτικό πυκνωτή, λαμβάνουν και προσφέρουν ενέργεια πολύ γρηγορότερα από τις μπαταρίες, ενώ παράλληλα είναι σε θέση να υποστούν πολύ περισσότερους κύκλους φόρτισης και εκφόρτισης από τις επαναφορτιζόμενες μπαταρίες. Από την άλλη πλευρά, παρουσιάζουν βασικά μειονεκτήματα καθώς έχουν μεγάλο βάρος, καταλαμβάνουν αρκετό χώρο λόγω του όγκου 35

Κεφάλαιο 1 ο τους αφού για δεδομένη φόρτιση είναι 10 φορές μεγαλύτεροι από τις συμβατικές μπαταρίες, ενώ μπορούν να προσφέρουν και να ανεχτούν χαμηλή τάση. Στο σχήμα 1.19 απεικονίζονται διάφοροι τύποι υπερπυκνωτών. Σχήμα 1.20: Ιεραρχική κατηγοριοποίηση των υπερπυκνωτών [17] Οι υπερπυκνωτές δεν χρησιμοποιούν το συμβατικό στερεό διηλεκτρικό όπως οι συνηθισμένοι πυκνωτές. Κάνουν χρήση της ηλεκτροστατικής διπλής στρώσης χωρητικότητας ή της ηλεκτροχημικής ψευδοχωρητικότητας ή συνδυασμό αυτών των δύο. Ανάλογα λοιπόν με την τεχνολογία που χρησιμοποιούν χωρίζονται στις εικονιζόμενες στο σχήμα 1.20 κατηγορίες. Πιο συγκεκριμένα: Οι ηλεκτροστατικοί διπλής στρώσης πυκνωτές χρησιμοποιούν ηλεκτρόδια άνθρακα ή υποκατάστατα με πολύ υψηλότερη ηλεκτροστατική διπλής στρώσης χωρητικότητα από την ηλεκτροχημική ψευδοχωρητικότητα, επιτυγχάνοντας διαχωρισμό της φόρτισης σε ένα Helmholtz διπλό στρώμα στο σημείο επαφής μεταξύ της επιφάνειας του αγώγιμου ηλεκτροδίου και του ηλεκτρολύτη. Ο διαχωρισμός της φόρτισης είναι της τάξης των λίγων angstroms (0.3-0.8 nm) που είναι πολύ μικρότερη από έναν συμβατικό πυκνωτή. Οι ηλεκτροχημικοί ψευδοπυκνωτές χρησιμοποιούν μεταλλικό οξείδιο ή αγώγιμα πολυμερή ηλεκτρόδια με υψηλό ποσό ηλεκτροχημικής ψευδοχωρητικότητας. Η ψευδοχωρητικότητα επιτυγχάνεται με μεταφορά φορτίου ηλεκτρονίων με οξειδοαναγωγικές αντιδράσεις, παρεμβολή ή ηλεκτρορόφηση. 36

Κεφάλαιο 1 ο Υβριδικοί πυκνωτές, όπως ο λιθίου ιόντων πυκνωτής, χρησιμοποιούν ηλεκτρόδια με διαφορετικά χαρακτηριστικά. Το ένα παρουσιάζει ως επί το πλείστον ηλεκτροστατική χωρητικότητα και το άλλο ως επί το πλείστον ηλεκτροχημική χωρητικότητα. Στους υπερπυκνωτές ο ηλεκτρολύτης σχηματίζει μια αγώγιμη σύνδεση μεταξύ των δύο ηλεκτροδίων που τους διακρίνει από τους ηλεκτρολυτικούς πυκνωτές, όπου ο ηλεκτρολύτης είναι το δεύτερο ηλεκτρόδιο (η κάθοδος ). Οι υπερπυκνωτές είναι πολωμένοι με σχεδιασμό με ασύμμετρα ηλεκτρόδια ή για συμμετρική σχεδίαση ηλεκτροδίων, με ένα δυναμικό που εφαρμόζεται κατά την κατασκευή τους. Οι υπερπυκνωτές συνήθως χρησιμοποιούνται σε συστοιχίες. Μια συστοιχία τέτοιων πυκνωτών είναι σύνηθες να τοποθετείται παράλληλα με τους συσσωρευτές ως πηγή ενέργειας του ηλεκτροκίνητου οχήματος, ώστε να αναλαμβάνει τα μεταβατικά ρεύματα των επιταχύνσεων και των επιβραδύνσεων του οχήματος. Κατά αυτόν τον τρόπο οι συσσωρευτές καταπονούνται ελάχιστα από μεγάλα ρεύματα με αποτέλεσμα να αυξάνεται αρκετά η διάρκεια ζωής τους, στόχος ο οποίος είναι ζωτικής σημασίας. Δυστυχώς, όμως λόγω της χαμηλής τάσεως που μπορεί να αντέξει ο κάθε πυκνωτής απαιτείται συνδεσμολογία πολλών πυκνωτών σε σειρά για τη διαίρεση της τάσης, πληρώνοντας βέβαια όμως έτσι το τίμημα του κόστους. 1.2.3 Ενεργειακές κυψέλες Σχήμα 1.21: Κατασκευαστική δομή μιας κυψέλης καυσίμου τύπου ΡΕΜ [18] Μία άλλη μορφή πηγής ενέργειας, η οποία μπορεί να χρησιμοποιηθεί από ένα ηλεκτροκίνητο όχημα, η οποία θεωρείται εναλλακτική λύση είναι οι ενεργειακές κυψέλες (fuel cells) [18]. Οι κυψέλες καυσίμου μπορούν να χαρακτηριστούν σαν κέντρα ενός συστήματος, το οποίο χρησιμοποιεί το υδρογόνο ως καύσιμο. Είναι αυτές οι οποίες 37

Κεφάλαιο 1 ο αναλαμβάνουν τη μετατροπή του καυσίμου σε χρήσιμη ηλεκτρική ενέργεια. Η έννοια της κατάλυσης παίζει πολύ σημαντικό ρόλο στη λειτουργία μιας κυψέλης καυσίμου, και όπως θα δούμε παρακάτω και η έρευνα για τη βελτίωση των αποδόσεων των ενεργειακών κυψελών γίνεται κυρίως σε αυτόν τον τομέα, τομέας εξ' ορισμού μελετημένος στην κλίμακα του νανομέτρου. Η κυψέλη καυσίμου αποτελεί ένα μηχανισμό για την ηλεκτροχημική μετατροπή της ενέργειας μετατρέποντας υδρογόνο και οξυγόνο σε νερό, παράγοντας ταυτόχρονα με τη διαδικασία αυτή, ηλεκτρισμό και θερμότητα. Ο ηλεκτρισμός παράγεται με τη μορφή συνεχούς ρεύματος(dc current).πιο συγκεκριμένα, η ενεργειακή κυψέλη αποτελείται από δύο ηλεκτρόδια, τα οποία διαχωρίζονται από μία μεμβράνη, η οποία έχει το ρόλο του ηλεκτρολύτη. Μεταξύ αυτής της πολυμερισμένης μεμβράνης και των ηλεκτροδίων υπάρχει ένα στρώμα καταλύτη. Ειδικότερα, το υδρογόνο τροφοδοτεί την άνοδο της κυψέλης, το αρνητικό ηλεκτρόδιο, το οποίο ερχόμενο σε επαφή με τον καταλύτη διαχωρίζεται σε θετικά φορτισμένα ιόντα υδρογόνου και ηλεκτρόνια. Η άνοδος και ο καταλύτης είναι τέτοιας κατασκευής ώστε η διάχυση των ατόμων του υδρογόνου να γίνεται με ομογενή τρόπο. Τα ηλεκτρόνια τα οποία απελευθερώνονται μεταφέρονται μέσω εξωτερικού ηλεκτρικού κυκλώματος προς την κάθοδο δημιουργώντας ηλεκτρισμό, αφού η μεμβράνη αποτρέπει τη διέλευση τους μέσω αυτής. Για αυτό το λόγο άνοδος και καταλύτης διαλέγονται αγώγιμα υλικά. Σχήμα 1.22: Βασική λειτουργία μια ενεργειακής κυψέλης τύπου ΡΕΜ [2] 38

Κεφάλαιο 1 ο Τα θετικά φορτισμένα ιόντα του υδρογόνου (στην ουσία αναφερόμαστε σε μεμονωμένα πρωτόνια) διαπερνούν τη μεμβράνη και ενώνονται με το οξυγόνο το οποίο τροφοδοτεί την κάθοδο, το θετικά φορτισμένο ηλεκτρόδιο, και παράγεται νερό. Όπως και πριν, την ομογενή διάχυση του οξυγόνου στον καταλύτη εξασφαλίζει η κατασκευή του ηλεκτροδίου. Ο καταλύτης αναλαμβάνει την επιτάχυνση της δημιουργίας του νερού από τα συστατικά του. Στο σχηματισμό του νερού συμμετέχουν εκτός των μορίων του οξυγόνου και των ιόντων του υδρογόνου, τα ηλεκτρόνια τα οποία διοχετεύτηκαν μέσω του εξωτερικού ηλεκτρικού κυκλώματος στην κάθοδο, στην αρχή της διαδικασίας. Τα δύο στρώματα καταλύτη χρησιμεύουν στην αύξηση της ταχύτητας των αντιδράσεων διάσπασης του μορίου του υδρογόνου και της ένωσης υδρογόνου οξυγόνου για τη δημιουργία νερού, στην άνοδο και στην κάθοδο αντίστοιχα. Συνήθως αποτελείται από ένα πολύ λεπτό στρώμα λευκόχρυσου (Pt) πάνω σε επιφάνεια άνθρακα. Το στρώμα αυτό είναι και το μέρος του καταλύτη το οποίο βρίσκεται σε επαφή με τη μεμβράνη. Ο καταλύτης είναι τραχύς και πορώδης ώστε να μεγιστοποιείται η εκτεθειμένη επιφάνεια τους. Οι χημικές αντιδράσεις οι οποίες χαρακτηρίζουν τα παραπάνω βήματα, συνοψίζονται παρακάτω και παράγουν τάση περίπου στα 0,7 Volts σε μία απλή κυψέλη καυσίμου. Στην άνοδο: 2H 2 4H + + 4e (1.2) Στην κάθοδο: O 2 + 4H + + 4e 2H2O (1.3) Ολική αντίδραση: 2H 2 + O 2 2H2O (1.4) Οι κυψέλες καυσίμου βασίζονται στο υδρογόνο. Ωστόσο οποιοδήποτε υλικό το οποίο περιέχει υδρογόνο μπορεί να χρησιμοποιηθεί ως καύσιμο, όπως η μεθανόλη, η αιθανόλη, το φυσικό αέριο, παράγωγα του πετρελαίου, υγρό προπάνιο κτλ. Μέσω της διαδικασίας της αναμόρφωσης (reforming) επιτυγχάνεται η παραγωγή υδρογόνου από τα υλικά αυτά και κατά αυτό τον τρόπο γίνεται εφικτή η χρήση του σε εφαρμογές, όπως η κίνηση ενός οχήματος χωρίς να είναι απαραίτητη αποθήκευση του αυτού καθ' αυτού. Οι αναμορφωτές φαίνεται να είναι αναγκαίοι αφού προς το παρόν δεν υπάρχει οργανωμένη υποδομή για την παράδοση υδρογόνου ενώ δεν υπάρχουν επίσης και αποτελεσματικοί τρόποι για την αποθήκευση του ώστε να επιτευχθεί η άμεση χρήση του. Η αναμόρφωση μπορεί να λάβει χώρα σε μεγάλη, μεσαία ή μικρή κλίμακα. Παράδειγμα της πρώτης είναι η παραγωγή του 39

Κεφάλαιο 1 ο υδρογόνου σε υγρή μορφή ύστερα από επεξεργασία των καυσίμων σε μεγάλα εργοστάσια παραγωγής. Παράδειγμα της δεύτερης αποτελούν οι ήδη υπάρχοντες σταθμοί ανεφοδιασμού. Τέλος αναμόρφωση μπορεί να γίνει τοπικά με την άμεση τροφοδότηση μιας κυψέλης καυσίμου από τον αναμορφωτή όπως για παράδειγμα σε ένα όχημα το οποίο τροφοδοτείται αρχικά με συμβατική βενζίνη την οποία μετατρέπει σε υδρογόνο προς χρήση στην κυψελίδα καυσίμου. Οι κυψέλες καυσίμου χωρίζονται στις ακόλουθες κατηγορίες: Κυψέλη καυσίμου πολυμερισμένης μεμβράνης (PEM) Αυτές οι κυψέλες (κυψέλες καυσίμου ανταλλαγής πρωτονίων, proton exchange membrane fuel cells, PEM ) λειτουργούν σε σχετικά χαμηλές θερμοκρασίες και παράγουν ισχύ αρκετή για την εφαρμογή τους για την ικανοποίηση καθημερινών ενεργειακών αναγκών, όπως αυτή για την κίνηση ενός οχήματος. Σε αυτό βοηθά η ικανότητα τους να προσαρμόζονται σε γρήγορες αυξομειώσεις στην απαίτηση ισχύος. Η ισχύς που παράγει μια τέτοια κυψέλη κυμαίνεται μεταξύ των 50 και 250 kw. Ο συγκεκριμένος τύπος κυψέλης είναι αρκετά ευαίσθητος σε μη καθαρά καύσιμα. Η έρευνα πάνω στις κυψέλες καυσίμου όσον αφορά εφαρμογές τους στην τροφοδότηση οχημάτων αυτή τη στιγμή είναι επικεντρωμένη κυρίως σε αυτόν τον τύπο. Τα σχήματα 1.21, 1.22 απεικονίζουν την κατασκευαστική δομή και τη βασική λειτουργία αντίστοιχα μιας κυψέλης τύπου PEM. Κυψέλη καυσίμου φωσφορικού οξέος(pafc) Οι κυψέλες φωσφορικού οξέος (phosphoric - acid fuel cells, PAFC) είναι αυτές όπου είναι διαθέσιμες σήμερα στο εμπόριο. Η απόδοση ενός τέτοιου συστήματος κυμαίνεται σε αρκετά υψηλά επίπεδα. Οι θερμοκρασίες λειτουργίας του βρίσκονται στην περιοχή των 150 με 200oC. Σε χαμηλότερες θερμοκρασίες το φωσφορικό οξύ γίνεται κακός ιοντικός αγωγός και το μονοξείδιο του άνθρακα CO, το οποίο σχηματίζεται πάνω στον καταλύτη δηλητηριάζει την άνοδο ρίχνοντας πάρα πολύ την απόδοση. Ωστόσο τα επίπεδα ανοχής της συγκέντρωσης του CO είναι τέτοια ώστε να επιτρέπει περισσότερα είδη καυσίμων για τη τροφοδότηση του. Στην περίπτωση της συμβατικής βενζίνης ωστόσο πρέπει να απομακρυνθούν τα σουλφίδια. Τα μειονεκτήματα των PA κυψελών καυσίμου, είναι το μεγάλο μέγεθος και βάρος, ο ακριβός καταλύτης όπου χρησιμοποιείται (λευκόχρυσος) ενώ το ρεύμα το οποίο παράγεται είναι χαμηλό και η ισχύς συγκρίσιμη με αυτή άλλων τύπων κυψελών 40

Κεφάλαιο 1 ο καυσίμου. Οι ηλεκτροχημικές αντιδράσεις που χαρακτηρίζουν αυτόν τον τύπο είναι ίδιες με αυτής της PEM κυψέλης. Κυψέλη καυσίμου μεθανόλης (DMFC) Σε όλες τις παραπάνω κυψέλες ως καύσιμο χρησιμοποιείται το υδρογόνο. Ωστόσο, στο συγκεκριμένο τύπο κυψελών (direct methanol fuel cells, DMFC) χρησιμοποιείται ως καύσιμο μεθανόλη χωρίς να απαιτείται η μετατροπή της σε υδρογόνο. Σε αυτή την περίπτωση η μεθανόλη είναι αυτή που οξειδώνεται στην άνοδο. Η κατηγορία αυτή είναι πιο πρόσφατη των κυψελίδων PEM με αρκετά ακόμα προβλήματα προς επίλυση όπως η μεγάλη ποσότητα καταλύτη όπου απαιτείται. Ωστόσο, εάν η συγκεκριμένη τεχνολογία επρόκειτο να χρησιμοποιηθεί στη θέση των PEM κυψελών δε θα υπήρχε η ανάγκη αναζήτησης εναλλακτικών τρόπων αποθήκευσης του καυσίμου όπως γίνεται στη δεύτερη περίπτωση με το υδρογόνο, ενώ δε θα ήταν αναγκαία και η ανάπτυξη αναμορφωτών. Προκειμένου να παραχθούν μεγαλύτερες (και πρακτικά αξιοποιήσιμες) τάσεις, χρησιμοποιούνται περισσότερες κυψέλες σε σειρά (fuel cell stack). Η απόδοση μιας κυψέλης καυσίμου δεν φτάνει το 100% κι επομένως η θεωρητική τάση των 1,16 V δε συναντάται. Αντίθετα μια συνηθισμένη τιμή τάσης εξόδου ισούται περίπου με 0,7V. Ωστόσο επειδή αυτή η τάση είναι μικρή και επομένως ακατάλληλη για τις περισσότερες πιθανές εφαρμογές της, γίνεται χρήση παραπάνω από μιας κυψέλης συνδεόμενες μεταξύ τους σε σειρά, δημιουργώντας αυτό το οποίο ονομάζουμε στήλη κυψέλης καυσίμου (fuel cell stack). Ανάλογα με τη χρήση όπου προορίζεται η κυψέλη η στήλη μπορεί να αποτελείται από μερικές έως και εκατοντάδες κυψέλες. Ειδικά σε περιπτώσεις όπου απαιτείται εκτός από μεγάλη τάση και μεγάλη ισχύ χρησιμοποιούνται περισσότερες από μία στήλες σε σειρά. Προκειμένου να μειωθεί ο συνολικός όγκος και βάρος της στήλης γίνεται χρήση αντί δύο πλακών καθορισμού της ροής των αερίων, μόνο μίας. Αυτή η πλάκα έχει δύο περιοχές με κανάλια μεταφοράς, μια σε κάθε μεριά της η οποία αναλαμβάνει τη μεταφορά διαφορετικού αερίου (υδρογόνου ή αέρα) και ονομάζεται διπολική πλάκα (bipolar plate). Στα άκρα της κυψέλης βρίσκονται δύο απλές πλάκες. Ιδιαίτερη σημασία δίνεται στο αδιαπέραστο από αέρια της στήλης, διότι σε αντίθετη περίπτωση υδρογόνο και αέρας θα ενώνονταν άμεσα χωρίς την παραγωγή εκμεταλλεύσιμου ρεύματος. Η διπολική πλάκα πρέπει επίσης να είναι αγώγιμη, ώστε το ρεύμα να μπορεί να κινηθεί από τη μία κυψέλη στην επόμενη. 41

Κεφάλαιο 1 ο Οι ενεργειακές κυψέλες είναι φιλικές προς το περιβάλλον και παρουσιάζουν υψηλή αυτονομία έναντι των συσσωρευτών, παρόλα αυτά όμως μειονεκτήματα όπως η πολυπλοκότητα τους, ο κίνδυνος ανάφλεξης, η παραγωγή διοξειδίου του άνθρακα όταν γίνεται χρήση της μεθανόλης, κ.α. αποτελούν τροχοπέδη στην εξάπλωση και καθιέρωση τους στον χώρο των πηγών ηλεκτρικής ενέργειας. 1.2.4 Λειτουργικά και τεχνικά χαρακτηριστικά συσσωρευτών πειραματικής διάταξης Μετά από την εκτεταμένη περιγραφή και ανάλυση που προηγήθηκε πάνω στις πηγές ενέργειας, θα δούμε σε αυτό το υποκεφάλαιο την προς φόρτιση πηγή ενέργειας του ηλεκτροκίνητου οχήματος στο οποίο αναφέρεται αυτή η διπλωματική εργασία. Πιο αναλυτικά, με κριτήριο το κόστος αγοράς και συντήρησης, την τάση κάθε κελιού, την απαιτούμενη χωρητικότητα, το βάρος, τον όγκο, τη διάρκεια ζωής και την πυκνότητα ενέργειας, το Εργαστήριο Ηλεκτρομηχανικής Μετατροπής Ενέργειας τοποθέτησε στο όχημα που περιεγράφηκε στο υποκεφάλαιο 1.1.4 κελιά συσσωρευτών λιθίου-σιδήρου-φωσφόρου (LiFeYPO4) με επικάλυψη υττρίου. Ειδικότερα, χρησιμοποιήθηκε ο τύπος κελιού LFP090AHA της εταιρίας WINSTON battery. Τα τεχνικά χαρακτηριστικά εμφανίζονται στον πίνακα 1.5. Στα σχήματα 1.23, 1.24 παρουσιάζονται η καμπύλη αυτοεκφόρτισης ενός κελιού και οι διαστάσεις του αντίστοιχα. Το σχήμα 1.25 αποτελεί φωτογραφία της συστοιχίας των συσσωρευτών που έχει τοποθετηθεί στο όχημα Βuggy του ΕΗΜΕ. 42

Κεφάλαιο 1 ο Μέγεθος Χαρακτηριστικά Σχόλια Ονομασία μοντέλου LFP090AHA Παλαιότερες ονομασίες TS-LFP90AHA, TS-LYP90AHA Ονομαστική τάση 3,2V Η τάση λειτουργίας υπό φορτίο είναι 3,0V Χωρητικότητα 90 Ah +/- 5% Τάση λειτουργίας Μέγιστη 4,0V Σε στάθμη εκφόρτισης 80% ελάχιστη 2,8V Ελάχιστη τάση βαθιάς εκφόρτισης 2,5V Το κελί υφίστανται βλάβη αν η τάση πέσει κάτω από το επίπεδο Μέγιστη τάση φόρτισης 4,0V Το κελί υφίστανται βλάβη αν η τάση ξεπεράσει το επίπεδο Βέλτιστο ρεύμα εκφόρτισης <45A 0,5C Μέγιστο ρεύμα εκφόρτισης <270A 3C, συνεχόμενα μέχρι 15 min ξεκινώντας από την πλήρη φόρτιση Μέγιστη κορυφή του ρεύματος εκφόρτισης <1800A 20C, μέγιστος χρόνος 5s για κάθε λεπτό Βέλτιστο ρεύμα φόρτισης <45A 0,5C Μέγιστο ρεύμα φόρτισης <270A <3C με την προϋπόθεση επίβλεψης της θερμοκρασίας των κελιών Μέγιστη Ανώτατο όριο για οποιεσδήποτε θερμοκρασία 80 oc συνθήκες συνεχούς λειτουργίας Διαστάσεις 143x61x218 mm +/- 2mm Βάρος 3,1kg +/- 150g Πίνακας 1.5: Τεχνικά χαρακτηριστικά του κελιού LFP090AHA της εταιρίας WINSTON battery [6] 43

Κεφάλαιο 1 ο Σχήμα 1.23: Χαρακτηριστική καμπύλη αυτοεκφόρτισης του κελιού [6] Σχήμα 1.24: Το κελί LFP090AHA της εταιρίας WINSTON battery [6] Σχήμα 1.25: Η συστοιχία των συσσωρευτών του ηλεκτροκίνητου οχήματος 44

Κεφάλαιο 1 ο Η συστοιχία των συσσωρευτών περιλαμβάνει 24 συσσωρευτές συνδεδεμένους σε σειρά με συνολική χωρητικότητα σε ενέργεια 2160Ah, συνολική ονομαστική τάση 76,8V και προσφέρει στο όχημα 92km αυτονομίας. 1.3 Φόρτιση Στο συγκεκριμένο υποκεφάλαιο γίνεται λεπτομερής ανάλυση της διαδικασίας και των τρόπων φόρτισης των ηλεκτροκίνητων οχημάτων, των διατάξεων φόρτισης και των προδιαγραφών τους αλλά και παρουσίαση της προς κατασκευή διάταξης φόρτισης. 1.3.1 Σενάρια φόρτισης Ο ρόλος των πηγών ενέργειας όπως έχει ορισθεί και παραπάνω είναι να τροφοδοτούν το ηλεκτροκινητήριο σύστημα με την αποθηκευμένη σε αυτές ενέργεια. Αυτό όμως προϋποθέτει την φόρτιση τους πρώτα. Οι φορτιστές αποτελούν διατάξεις, οι οποίες μετατρέπουν μια οποιαδήποτε μορφή ηλεκτρικής ενέργειας σε ηλεκτρική ενέργεια συνεχούς τάσεως. Η επιστημονική δραστηριότητα είναι πολύ έντονη πάνω στον τομέα της φόρτισης των ηλεκτροκίνητων οχημάτων και εστιάζει κυρίως στην ταχύτητα της φόρτισης αλλά και στην απόδοση (αποτελεσματικότητα) αυτής. Τα σενάρια φόρτισης [2] που έχουν αναπτυχθεί είναι πολλά και ποικίλα και συνιστούν ένα πολλαπλό σύστημα φόρτισης για το ηλεκτροκίνητο όχημα, το οποίο φαίνεται στο σχήμα 1.26. Σχήμα 1.26: Σύστημα φόρτισης ηλεκτρικού οχήματος [2] 45

Κεφάλαιο 1 ο Ακολουθούν οι πιο αξιοσημείωτοι τρόποι φόρτισης: Οικιακή φόρτιση Η οικιακή φόρτιση αποτελεί τον πλέον συμβατικό τρόπο φόρτισης του ηλεκτροκίνητου οχήματος διότι το όχημα βρίσκεται την πλειονότητα των ωρών της ημέρας κοντά στο σπίτι του χρήστη. Η διαδικασία αυτού του τύπου φόρτισης λαμβάνει χώρα από μονοφασική παροχή και συνήθως τις νυχτερινές ώρες καθώς έχουμε χαμηλότερο τιμολόγιο κατανάλωσης ρεύματος. Κατά αυτόν τον τρόπο αυτό η φόρτιση διαρκεί περίπου6-8 ώρες, ενώ παράλληλα το μέγιστο ρεύμα της φόρτισης δεν ξεπερνάει τα 15 Α. Σε αυτό το σενάριο φόρτισης η διάταξη βρίσκεται εντός του οχήματος (on-board διάταξη) και απαιτείται να έχει χαμηλό βάρος (<5 kgr). Το σχήμα 1.27 απεικονίζει οικιακή φόρτιση ηλεκτροκίνητου οχήματος. Σχήμα 1.27: Οικιακή φόρτιση ηλεκτροκίνητου οχήματος [19] Φόρτιση σε σταθμούς παρκαρίσματος (Park and Charge-PAC) Σύμφωνα με την μέθοδο φόρτισης αυτή το όχημα θα φορτίζεται, όταν είναι παρκαρισμένο σε σταθμούς ηλεκτρικής φόρτισης. Οι προδιαγραφές των συσκευών φόρτισης για αυτό το σενάριο φόρτισης απαιτούν τριφασική τροφοδοσία, ενώ ο φορτιστής θα βρίσκεται εκτός οχήματος (οff-board συσκευή). Πρόκειται για ένα προφίλ ταχυφόρτισης κατά το οποίο η πλήρης φόρτιση των συσσωρευτών γίνεται με μεγάλο ρεύμα (>100Α) και διαρκεί λίγο (περί τα 20 λεπτά). Ο τρόπος αυτός φόρτισης παρουσιάζει το μειονέκτημα της μεγάλης καταπόνησης των συσσωρευτών, αλλά μέσω της δυνατότητας της εξισωτικής φόρτισης που παρέχουν αυτές οι διατάξεις, η οποία συνίσταται στο ξεχωριστό έλεγχο της τάσης των εν σειρά συνδεδεμένων στοιχείων επιτυγχάνεται μια ισορροπημένη φόρτιση των στοιχείων, με άμεσο αποτέλεσμα την εξασφάλιση μεγαλύτερης διάρκειας ζωής τους. Στο 46

Κεφάλαιο 1 ο σχήμα 1.28 παρουσιάζεται σταθμός παρκαρίσματος για τη φόρτιση ηλεκτροκίνητου οχήματος. Σχήμα 1.28: Σταθμός παρκαρίσματος (Park and Charge-PAC) [20] Ανάκτηση ενέργειας Ένα διαφορετικό σενάριο φόρτισης των συσσωρευτών είναι η φόρτιση κατά την ανάκτηση ενέργειας, η οποία πραγματοποιείται όταν το όχημα επιβραδύνεται ή κινείται σε κατηφορικό επίπεδο. Κατά αυτό τον τρόπο η ηλεκτρική μηχανή περνά από λειτουργία κινητήρα σε λειτουργία γεννήτριας προσλαμβάνοντας μέρος της κινητικής ενέργειας του οχήματος, την οποία μετατρέπει σε ηλεκτρική ενέργεια φορτίζοντας έτσι τους συσσωρευτές. Μέσω της διαδικασίας ανάκτησης ενέργειας εξοικονομούνται μεγάλα ποσά ενέργειας, αλλά λόγω των μεγάλων ρευμάτων τα οποία εμφανίζονται, οι συσσωρευτές καταπονούνται αρκετά. Φόρτιση από ηλιακή ακτινοβολία Η φόρτιση γίνεται μέσω φωτοβολταϊκών κυττάρων που είναι τοποθετημένα επί της οροφής του οχήματος ή σε στέγαστρα σε πάρκινγκ όπως φαίνεται στο σχήμα 1.29. Η φόρτιση δεν χρειάζεται κάποια εξωτερική παρέμβαση (κάποιον χειριστή), αλλά εμφανίζει σοβαρά μειονεκτήματα όπως ο χαμηλός βαθμός απόδοσης λόγω των φωτοβολταϊκών κυττάρων, το υψηλό κόστος, ο κίνδυνος της φθοράς των πάνελ με αποτέλεσμα η χρήση τους σε εφαρμογές ηλεκτροκίνησης να είναι περιορισμένη. 47

Κεφάλαιο 1 ο Σχήμα 1.29: Σταθμός παρκαρίσματος με χρήση φωτοβολταϊκών πάνελ [21] Φόρτιση με Ηλεκτροπαραγωγό Ζεύγος Αποτελεί ένα ευρέως διαδεδομένο σενάριο φόρτισης το οποίο εφαρμόζεται στην περίπτωση των Σειριακών Υβριδικών Οχημάτων. Κατά αυτό, ένας βενζινοκινητήρας είναι κομπλαρισμένος στον άξονα μιας γεννήτριας, η οποία φορτίζει τους συσσωρευτές. Η φόρτιση λαμβάνει χώρα είτε κατά την κίνηση είτε σε στάση του οχήματος. Το πλεονέκτημα αυτού του τρόπου φόρτισης σε σχέση με ένα καθαρά βενζινοκίνητο όχημα είναι ότι ο βενζινοκινητήρας λειτουργεί στο βέλτιστο σημείο λειτουργίας, με αποτέλεσμα τη βέλτιστη απόδοση και τη χαμηλότερη εκπομπή ρύπων. Φόρτιση κατά την κίνηση (Move and Charge-MAC) Πρόκειται για ένα σενάριο δύσκολα εφαρμόσιμο το οποίο απαιτεί επίπονες, δαπανηρές και χρονοβόρες μελέτες και κατασκευές καθώς σύμφωνα με αυτό τα οχήματα κινούνται σε δρόμους που έχουν ειδικές ηλεκτροφόρες ράγες επί του εδάφους. Το όχημα μέσω δύο ειδικών ακροδεκτών θα λαμβάνει ηλεκτρική ενέργεια τόσο για τη κίνηση όσο και για τη φόρτιση. Η μεταφορά της ηλεκτρικής ενέργειας από τις ράγες στο όχημα λαμβάνει χώρα είτε με γαλβανική σύνδεση είτε με επαγωγικό τρόπο. Το πλεονέκτημα της συγκεκριμένης μεθόδου είναι ότι η φόρτιση μπορεί να γίνεται κατά την κίνηση εξοικονομώντας χρόνο. 48

Κεφάλαιο 1 ο 1.3.2 Υπάρχουσες τοπολογίες φορτιστών συσσωρευτών Μετά από όλα αυτά που έχουν προηγηθεί καθίσταται πλέον εύληπτο ότι η πηγή ενέργειας σε ένα ηλεκτροκίνητο όχημα αποτελεί την 'καρδιά' αυτού, επομένως μπορούμε να κατανοήσουμε πόσο σημαντικές είναι οι συσκευές φόρτισης για την καλή λειτουργία των συσσωρευτών άρα και του οχήματος και την αυτονομία αυτού. Έχουν αναπτυχθεί αρκετές τοπολογίες φορτιστών συσσωρευτών [2],μερικές από αυτές απεικονίζονται στα σχήματα 1.30, 1.31, 1.32, με την κάθε μία να παρουσιάζει τα δικά της χαρακτηριστικά. Πιο συγκεκριμένα: 1. Μονοφασικός ανορθωτής με πλήρη ελεγχόμενη γέφυρα Σχήμα 1.30: Μονοφασικός ανορθωτής με πλήρη ελεγχόμενη γέφυρα [2] 2. Μονοφασικός ανορθωτής με μερικώς ελεγχόμενη γέφυρα (τα θυρίστορ 4,2 αντικαθίστανται από διόδους) 3. Τριφασικός ανορθωτής με τρία θυρίστορ Σχήμα 1.31: Τριφασικός ανορθωτής με τρία θυρίστορ [2] 49

Κεφάλαιο 1 ο 4. Τριφασικός ανορθωτής 6 παλμών Σχήμα 1.32: Τριφασικός ανορθωτής 6 παλμών [2] 5. Τριφασικός ανορθωτής με τρία θυρίστορ και τρεις διόδους (τα θυρίστορ 4,6,2 αντικαθίστανται με διόδους) Οι διατάξεις 1, 2, και 4 είναι οι πιο ευρέως χρησιμοποιημένες καθώς είναι σε θέση να λειτουργήσουν σε μεγάλα επίπεδα ισχύος. Ωστόσο παρουσιάζουν σημαντικά μειονεκτήματα, τα οποία είναι τα ακόλουθα: Η παραγωγή αρμονικών ρεύματος προς την πλευρά του δικτύου. Ειδικότερα, οι αρμονικές βρίσκονται σε χαμηλές συχνότητες και έτσι το φιλτράρισμα αυτών με παθητικά στοιχεία δεν είναι καθόλου εύκολα πραγματοποιήσιμο. Οι αρμονικές αυτές επιβαρύνουν το δίκτυο με άεργο ισχύ και προκαλούν ηλεκτρομαγνητική παρενόχληση άλλων πλησιέστερων ηλεκτρονικών συσκευών. Η χρήση παθητικών στοιχείων (μετασχηματιστής, πηνίο) τα οποία λειτουργούν σε χαμηλές συχνότητες προκαλούν αύξηση στο βάρος, τον όγκο και το κόστος της κατασκευής. Συνήθως είναι απαραίτητη η χρήση ενός μετασχηματιστή ανύψωσης προκειμένου να επιτύχουμε το επίπεδο τάσεως που επιθυμούμε με αποτέλεσμα και πάλι την δραματική αύξηση βάρους, όγκου και κόστους. Το μειονέκτημα των διατάξεων των σχημάτων 3,4,5, είναι η ανάγκη ύπαρξης τριφασικής παροχής η οποία καθιστά την τοπολογία ακατάλληλη για χρήση σε οικιακό περιβάλλον και χρήσιμη μόνο σε βιομηχανικές εγκαταστάσεις. 50

Κεφάλαιο 1 ο Κλείνοντας πρέπει να τονισθεί ότι υπάρχουν αρκετές εναλλακτικές τοπολογίες, οι οποίες δεν παρουσιάζουν τα μειονεκτήματα των παραπάνω, ωστόσο υστερούν στο κριτήριο της πολυπλοκότητας τόσο του κυκλώματος όσο και του τρόπου λειτουργίας. 1.3.3 Βασικές λειτουργικές προδιαγραφές της διάταξης φόρτισης H διάταξη φόρτισης θα πρέπει να ακολουθεί ορισμένους κανόνες και προδιαγραφές [2] καθώς είναι άμεσα συνδεδεμένη στο δίκτυο παροχής και πρέπει να εναρμονίζεται ως προς αυτό. Οι κανόνες αυτοί σχετίζονται με διάφορα κριτήρια εκ των οποίων τα σημαντικότερα είναι η ανθρώπινη ασφάλεια, η ηλεκτρομαγνητική συμβατότητα, η διάρκεια ζωής και η βέλτιστη απόδοση των συσσωρευτών. Σύμφωνα με όσα προαναφέρθηκαν ο φορτιστής της πηγής ενέργειας του ηλεκτροκίνητου οχήματος είναι αδήριτη ανάγκη να πληροί τις παρακάτω προδιαγραφές: Ο φορτιστής απαιτείται να παρέχει γαλβανική απομόνωση σύμφωνα με τους διεθνείς κανόνες προστασίας, ώστε να υπάρχει η προστασία έναντι ηλεκτροπληξίας. Αυτό πραγματοποιείται με τη χρήση μετασχηματιστή απομόνωσης, το μέγεθος του οποίου καθορίζεται από τη συχνότητα λειτουργίας του μετατροπέα και για αυτό είναι απαραίτητο να λειτουργεί η διάταξη φόρτισης σε όσο το δυνατόν υψηλότερη συχνότητα. Η διάταξη φόρτισης απαιτείται να βρίσκεται σε συμφωνία με τους διεθνείς κανόνες ηλεκτρομαγνητικής συμβατότητας (E.M.C.), δηλαδή η συσκευή θα πρέπει να επιβαρύνει στον ελάχιστο δυνατό βαθμό την παροχή ηλεκτρικής ενέργειας με άεργο ισχύ εξαιτίας του ρεύματος εισόδου. Αυτό επιτυγχάνεται με τη χρήση μια τεχνικής Διόρθωσης του Συντελεστή Ισχύος (Power Factor Correction-P.F.C.), η οποία στοχεύει στη μέγιστη δυνατή εξοικονόμηση ενέργειας που απορροφάται από το ηλεκτρικό δίκτυο. Η φόρτιση των συσσωρευτών θα πρέπει να μπορεί να είναι πραγματοποιήσιμη οπουδήποτε και ιδιαίτερα στο οικιακό περιβάλλον του χρήστη. Έτσι ο χρήστης θα μπορεί να φορτίζει το όχημά του κατά τις βραδινές ώρες, με χαμηλό κόστος ηλεκτρικής ενέργειας αφού η απαίτηση για κατανάλωση ηλεκτρικής ενέργειας από την πλευρά του ηλεκτρικού δικτύου μεγαλύτερη. 51

Κεφάλαιο 1 ο Η συσκευή φόρτισης θα πρέπει να καταλαμβάνει το μικρότερο δυνατό όγκο και βάρος έτσι ώστε να μπορεί να τοποθετηθεί εντός του οχήματος συνεισφέροντας έτσι και στη μείωση των ενεργειακών απαιτήσεων. Η πολυπλοκότητα της διάταξης απαιτείται να είναι κατά το δυνατόν η μικρότερη, δηλαδή ο αριθμός των μαγνητικών και ημιαγωγικών στοιχείων θα πρέπει να είναι ο μικρότερος δυνατός, ώστε να έχουμε τη μέγιστη δυνατή απόδοση, το ελάχιστο κόστος λειτουργίας, αλλά και το ελάχιστο δυνατό κόστος κατασκευής. Η διαδικασία φόρτισης θα πρέπει να έχει προσαρμοστικό χαρακτήρα, ούτως ώστε να είναι εφικτή η φόρτιση διαφορετικών τύπων συσσωρευτών, διότι κάθε τύπος συσσωρευτή απαιτεί ένα διαφορετικό προφίλ ή και πολλαπλά προφίλ φόρτισης για να έχει τη βέλτιστη απόδοση αλλά και την επιθυμητή διάρκεια ζωής. Στο σχήμα 1.33 δείχνεται ένας τύπος ακροδέκτη σύνδεσης ηλεκτροκίνητου οχήματος με τη διάταξη φόρτισης. Σχήμα 1.33: Ακροδέκτης σύνδεσης του ηλεκτροκίνητου οχήματος με τη διάταξη φόρτισης [22] 1.3.4 Διάταξη φόρτισης συσσωρευτών της παρούσας διπλωματικής εργασίας Ο μετατροπέας που επιλέχθηκε σε αυτή τη διπλωματική εργασία για να αποτελέσει τη διάταξη φόρτισης (On board) των συσσωρευτών του ηλεκτροκίνητου οχήματος του Εργαστηρίου Ηλεκτρομηχανικής Μετατροπής Ενέργειας είναι ένας Flyback DC to DC Converter. Η επιλογή αυτή πραγματοποιήθηκε καθώς με βάση τις προαναφερθείσες απαιτούμενες προδιαγραφές ο μετατροπέας flyback υπερτερεί έναντι των άλλων τοπολογιών στα ακόλουθα: 52

Κεφάλαιο 1 ο Η διάταξη του μετατροπέα flyback περιλαμβάνει μικρότερο αριθμό ημιαγωγικών και μαγνητικών στοιχείων (χαμηλή πολυπλοκότητα) με άμεσο αποτέλεσμα τη μείωση του βάρους, του όγκου και του κόστους της κατασκευής, στόχοι άμεσα επιθυμητοί, καθώς η διάταξη αποτελεί έναν on board φορτιστή αλλά και την αύξηση του βαθμού απόδοσης της συσκευής. Στο μετατροπέα flyback μπορεί να εφαρμοστεί μια μέθοδος διόρθωσης του συντελεστή ισχύος (P.F.C.) ώστε να υπάρχει ηλεκτρομαγνητική συμβατότητα με το δίκτυο. Ο μετατροπέας flyback κάνει χρήση μετασχηματιστή αποσύζευξης και έτσι προσφέρει ηλεκτρική απομόνωση μεταξύ εισόδου και εξόδου άρα και προστασία στον καταναλωτή έναντι ηλεκτροπληξίας σύμφωνα με τους διεθνείς κανονισμούς. Επιπροσθέτως, με την επιλογή του λόγου μετασχηματισμού δίνεται η δυνατότητα, να έχουμε τάση εξόδου σε εντελώς διαφορετικά επίπεδα τάσης από την είσοδο, χωρίς να υποβαθμίζονται οι επιδόσεις του μετατροπέα. Επιλέγοντας κατάλληλα το λόγο μετασχηματισμού, δίδεται η δυνατότητα βελτιστοποίησης του λόγου κατάτμησης, δηλαδή αποφυγής ακραίων τιμών, ώστε να ελαχιστοποιούνται οι μέγιστες τιμές των ρευμάτων που διαρρέουν τα ημιαγωγικά στοιχεία. Από την άλλη πλευρά, υπάρχουν δύο αρκετά σημαντικά προβλήματα που περιορίζουν τη λειτουργία του μετατροπέα flyback σε επίπεδα ισχύος κάτω των 500 W, τα οποία είναι τα παρακάτω: Η ενεργειακή καταπόνηση του ημιαγωγικού διακόπτη δηλαδή η ύπαρξη διακοπτικών απωλειών στο ημιαγωγικό στοιχείο. Οι υπερτάσεις που εμφανίζονται στο πρωτεύον τύλιγμα του μετασχηματιστή και κατά συνέπεια στον ημιαγωγικό διακόπτη, εξαιτίας της επαγωγής σκέδασης του μετασχηματιστή. 53

Κεφάλαιο 1 ο Σχήμα 1.34: Διάταξη φόρτισης τύπου Flyback [2] Ωστόσο, για να μπορέσουμε να εκμεταλλευτούμε τα πλεονεκτήματα που μας προσφέρει ο συγκεκριμένος μετατροπέας και συνολικά η προτεινόμενη διάταξη φόρτισης να διακρίνεται από την όσο το δυνατόν καλύτερη σχέση κόστους-απόδοσης έγιναν οι εξής επιλογές: Χρησιμοποιήθηκε ενεργό κύκλωμα καταστολής υπερτάσεων για την προστασία του ημιαγωγικού διακόπτη. Σχήμα 1.35: Σχηματικό της μίας μονάδας μετατροπέα Flyback με το ενεργό κύκλωμα καταστολής υπερτάσεων. Κατά τη διαδικασία της φόρτισης, η μέγιστη δυνατή τάση, η οποία μπορεί να εφαρμοστεί πάνω σε κάθε μία εκ των 24 μπαταριών είναι ίση με 4V ενώ παράλληλα φορτίζουν με ρυθμό C/10 (όπου C η χωρητικότητα των μπαταριών για την οποία ισχύει ότι C=90Ah), δηλαδή φορτίζουν με ρεύμα ίσο με 9A, το οποίο είναι το ίδιο για 54

Κεφάλαιο 1 ο όλες καθώς είναι συνδεδεμένες σε σειρά και παραμένει σταθερό μέχρι η τάση τους να φτάσει την προκαθορισμένη τιμή. Μόλις οι μπαταρίες φτάσουν αυτήν την τάση, η οποία είναι 96V (24*4V) η φόρτιση της συστοιχίας ολοκληρώνεται. Έτσι, θεωρώντας τη χειρότερη δυνατή περίπτωση η απαιτούμενη ισχύς υπολογίζεται στα 864W(96V*9A). Επομένως, χρειαζόμαστε έναν φορτιστή ισχύος 1000W ώστε σίγουρα να είναι σε θέση να καλύψει τις ενεργειακές μας ανάγκες. Για να αντιμετωπίσουμε το μειονέκτημα της καταλληλότητας του μετατροπέα μόνο για χαμηλά επίπεδα ισχύος κάναμε χρήση μίας interleaved τοπολογίας τεσσάρων παραλληλισμένων Flyback μετατροπέων με κοινή είσοδο την ανορθωμένη τάση του δικτύου και κοινή έξοδο την συστοιχία των 24 συσσωρευτών σε σειρά. Κάθε βαθμίδα φόρτισης Flyback παρέχει 2,25Α στην έξοδο με μέγιστη τάση τα 96V, έτσι κάθε βαθμίδα είναι επιπέδου ισχύος των 250W. Τελικά, η συνολική αυτή διάταξη οδηγεί σε χαμηλότερα ρεύματα λειτουργίας καθώς το ρεύμα θα πρέπει να καταμερίζεται εξίσου στους τέσσερις μετατροπείς που την απαρτίζουν, με αποτέλεσμα την μικρότερη δυνατή καταπόνηση των στοιχείων. Στο σχήμα 1.34 φαίνεται η διάταξη φόρτισης τύπου Flyback,στο σχήμα 1.35 φαίνεται η διάταξη φόρτισης τύπου Flyback με το ενεργό κύκλωμα καταστολής υπερτάσεων, ενώ στο σχήμα 1.36 παρουσιάζονται οι τέσσερις παραλληλισμένοι μετατροπείς Flyback. 55

Κεφάλαιο 1 ο Σχήμα 1.36: Ιnterleaving τοπολογία τεσσάρων παραλληλισμένων μετατροπέων Flyback. Προφίλ φόρτισης Από τις πολλές και ποικίλες μεθόδους φόρτισης [23] που υπάρχουν στην διεθνή βιβλιογραφία (Σταθερού ρεύματος (Constant Current), Σταθερής τάσης (Constant Voltage), Κωνικού ρεύματος (Taper current), Φόρτιση με αρνητικούς παλμούς (Negative Pulse Charging- Burp Charging- Reflex Charging), Παλμική φόρτιση (Pulsed Charging), Σταθερού Ρεύματος Σταθερής Τάσης Σταθερού Ρεύματος (IUI Charging), Trickle Charging, Float Charging, Τυχαία Φόρτιση (Random Charging )) επιλέχθηκε η φόρτιση σταθερού ρεύματος ως η καταλληλότερη. Η φόρτιση με σταθερό ρεύμα αποτελεί την ταχύτερη μέθοδο για την προσφορά φορτίου στην μπαταρία, ενώ παράλληλα σημαντικό πλεονέκτημα της, αποτελεί η προσφορά εξισορρόπησης μεταξύ των επιπέδων φόρτισης των κελιών της μπαταρίας (cell-to-cell equalization), φαινόμενο το οποίο είναι άκρως επιθυμητό σε περίπτωση που 56

Κεφάλαιο 1 ο υπάρχει μεγάλος αριθμός κυττάρων σε σύνδεση σειράς. Κατά αυτόν τον τρόπο περιορίζεται ικανοποιητικά η ανισοκατανομή του φορτίου στην μπαταρία. Χρησιμοποιώντας την μέθοδο του σταθερού ρεύματος, η τάση που εφαρμόζεται στις μπαταρίες μεταβάλλεται ώστε να διατηρείται μια σταθερή ροή ρεύματος. Την στιγμή που η τάση των μπαταριών πάρει την τιμή που παρουσιάζουν πλήρως φορτισμένες (ανώτερη τιμή), τότε η διαδικασία της φόρτισης ολοκληρώνεται. Ωστόσο είναι άξιο αναφοράς ότι σ αυτήν τη μέθοδο φόρτισης ο χρόνος φόρτισης είναι αναγκαίο να ελέγχεται αυστηρά διότι αν η φόρτιση παρατείνεται για μεγάλο χρονικό διάστημα, ενώ η μπαταρία βρίσκεται σε κατάσταση πλήρους φόρτισης τότε η τάση της αυξάνεται υπερβολικά και υπερφορτίζεται, με άμεση συνέπεια την διάβρωση του πλέγματος, την διάβρωση των ηλεκτροδίων, την παραγωγή αερίων, αλλά ακόμα και την ολική καταστροφή της. Η μέθοδος φόρτισης μιας μπαταρίας ουσιαστικά καθορίζει τον τρόπο με τον οποίον αυτή θα φορτισθεί, ωστόσο η διάρκεια της φόρτισης ρυθμίζεται από το ρυθμό φόρτισης. Ο ρυθμός αυτός καθορίζεται από την ονομαστική χωρητικότητα των μπαταριών. Οι μπαταρίες μπορούν να φορτισθούν με πολλούς και διαφορετικούς ρυθμούς ανάλογα με τις απαιτήσεις των εφαρμογών στις οποίες χρησιμοποιούνται. Τυπικοί ρυθμοί φόρτισης φαίνονται στον παρακάτω πίνακα. ΧΑΡΑΚΤΗΡΙΣΜΟΣ ΦΟΡΤΙΣΗΣ ΔΙΑΡΚΕΙΑ (ώρες) ΡΥΘΜΟΣ Αργή φόρτιση 14-16 0.1C Γρήγορη φόρτιση 3-6 0.3C Ταχεία φόρτιση <1 1.0C Πίνακας 1.6: Ενδεικτικοί ρυθμοί φόρτισης συσσωρευτών [23] Στην παρούσα διπλωματική εργασία επιλέχθηκε ρυθμός φόρτισης C/10 και επομένως σύμφωνα με τον παρακάτω πίνακα μια αργή φόρτιση. Ειδικότερα, η αργή φόρτιση λαμβάνει χώρα συνήθως με χρήση σχετικά απλών διατάξεων φόρτισης, αλλά απαιτείται να γίνεται προσεχτικά έτσι ώστε να μην προκαλείται υπερθέρμανση των μπαταριών. Κατά την ολοκλήρωση της φόρτισης οι μπαταρίες πρέπει να απομακρύνονται από το φορτιστή, διότι δεν έχουν όλοι οι τύποι συσσωρευτών μεγάλες ανοχές σε υπερφορτίσεις ή υπερτάσεις και έτσι η φόρτιση αυτών επιβάλλεται να διακόπτεται άμεσα όταν το άνω όριο τάσης επιτευχθεί. Όσο ο ρυθμός φόρτισης αυξάνεται, ελλοχεύουν οι κίνδυνοι υπερφόρτισης και 57

Κεφάλαιο 1 ο υπερθέρμανσης της μπαταρίας. Ο τερματισμός της διαδικασίας φόρτισης την κατάλληλη χρονική στιγμή είναι ακόμη πιο κρίσιμος πλέον, ενώ σημαντικός παράγοντας προς έλεγχο είναι και η θερμοκρασία. Η γρήγορη και η ταχεία φόρτιση προϋποθέτουν πιο πολύπλοκους φορτιστές και επειδή αυτοί οι φορτιστές δεν χαρακτηρίζονται από προσαρμοστικότητα και ευμεταβλητότητα ως προς το προφίλ φόρτισης, δεν είναι πάντα δυνατόν να φορτισθεί με ασφάλεια ένας τύπος συσσωρευτή με μια διάταξη που σχεδιάστηκε για την φόρτιση ενός άλλου τύπου συσσωρευτή. Οι φορτιστές που μπορούν και πραγματοποιούν το παραπάνω με ασφάλεια λέγονται universal chargers και είναι εφοδιασμένοι είτε με αισθητήρες ώστε να αναγνωρίζουν τον τύπο του συσσωρευτή και να εφαρμόζουν το κατάλληλο προφίλ φόρτισης, είτε με προκαθορισμένες επιλογές λειτουργίας. 58

Κεφάλαιο 1 ο Βιβλιογραφία [1].http://www.ethnos.gr/diethni/arthro/xathike_sto_nefos_o_pyrgos_tou_aifel_fotograf ies-64158616/ [2]. Ε. Ι. Ρίκου, «Μέθοδοι εξοικονόμησης ενέργειας σε ηλεκτροκίνητα οχήματα», Διδακτορική Διατριβή, Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών, Πάτρα 2005 [3]. http://www.nextgreencar.com/review/6827/mercedesbenz-s-300-hybrid-review/ [4]. http://www.electricmotorcyclesandscooters.com/battery_electric_motorcycle.html [5].https://www.google.gr/search?q=golf+gte+sport&espv=2&biw=1366&bih=667&tbm=i sch&tbo=u&source=univ&sa=x&ved=0ahukewjo4vh3ymdnahxkkywkhfdodpmqsaqih A#imgdii=JXwjae0z8PIa1M%3A%3BJXwjae0z8PIa1M%3A%3BvEBJD0sTl8oolM%3A&imgrc =JXwjae0z8PIa1M%3A [6]. Νικόλαος Μήλας, «Βελτιστοποίηση λειτουργίας ηλεκτρονικού διαφορικού για μικρό ηλεκτροκίνητο όχημα», Διπλωματική Εργασία 227062, Πανεπιστήμιο Πατρών, Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών [7]. Παναγόπουλος Κωνσταντινος, «Διάταξη φόρτισης συσσωρευτών ηλεκτροκίνητου οχήματος», Διπλωματική Εργασία 227091, Πανεπιστήμιο Πατρών, Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών [8]. Καρατζαφέρης Ιωάννης, «Μελέτη και κατασκευή διάταξης για τον έλεγχο κινητήρα ενός ηλεκτρικού οχήματος με στόχο την εξοικονόμηση ενέργειας», Διπλωματική Εργασία 225979, Πανεπιστήμιο Πατρών [9]. http://www.amekon.gr/el/hardware/syssoreytis-molyvdoy-oxeos 59

Κεφάλαιο 1 ο [10].https://cactusbush.wordpress.com/tag/battery/ [11].http://global.kawasaki.com/en/energy/solutions/battery_energy/about_gigacell/str ucture.html [12].http://www.greatpower.net/en/NewsDetail-628-0302.html [14]. http://greentecco.net/pin-lithium-cac-loai-467393.html [15]. http://nordkyndesign.com/lithium-battery-banks-fundamentals/ [16]. Δημήτριος Βιδιαδάκης, Νεφέλη Τσιάρα, «Μελέτη και Κατασκευή Οχήματος Πόλης με Διαφορικό Ηλεκτροκινητήριο Σύστημα», Διπλωματική Εργασία 6482-6651, Πανεπιστήμιο Πατρών, Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών [17].https://en.wikipedia.org/wiki/Supercapacitor [18].https://el.wikipedia.org/wiki/%CE%9A%CF%85%CF%88%CE%AD%CE%BB%CE%B7_% CE%BA%CE%B1%CF%85%CF%83%CE%AF%CE%BC%CE%BF%CF%85 [19]. http://insideevs.com/whats-the-perfect-location-for-a-charge-port-poll/ [20]. http://www.blinknetwork.com/chargers-commercial-l2-pedestal.html [21].http://www.ozy.com/fast-forward/hollands-electric-car-paradise/31653 [13].https://www.alibaba.com/product-detail/18650-series-3-7v-cylinderlithium_1355443237.html [22].http://www.bizjournals.com/sacramento/news/2013/08/06/smud-to-install-fastelectric-car-charge.html 60

Κεφάλαιο 1 ο [23]. Στυλιανός Καλαρίδης, «Μελέτη και κατασκευή φορτιστή συσσωρευτών με διόρθωση συντελεστή ισχύος, ελεγχόμενο από μικροελεγκτή», Διπλωματική Εργασία 226997, Πανεπιστήμιο Πατρών, Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών 61

Κεφάλαιο 2 ο ΚΕΦΑΛΑΙΟ 2 O ΜΕΤΑΤΡΟΠΕΑΣ ΣΤ/ΣΤ ΤΥΠΟΥ FLYBACK Στο κεφάλαιο αυτό πραγματοποιείται εκτενέστατη και λεπτομερής ανάλυση του μετατροπέα ΣΤ/ΣΤ τύπου Flyback. 2.1 Θεωρητική ανάλυση του μετατροπέα Flyback Αυτό το υποκεφάλαιο περιέχει την θεωρητική, μαθηματική περιγραφή του μετατροπέα Flyback και την προσομοίωση αυτού. 2.1.1 Ανάλυση της λειτουργίας του μετατροπέα Flyback Ο μετατροπέας Flyback [1] βασίζεται στην λειτουργία του μετατροπέα Buck-Boost. Ο μετατροπέας τύπου Flyback είναι στην ουσία ένας μετατροπέας τύπου Buck-Boost που διαθέτει μετασχηματιστή αποσύζευξης αντί του πηνίου με αποτέλεσμα να παρέχει ηλεκτρική απομόνωση, να προσφέρει μέσω της επιλογής του λόγου μετασχηματισμού τη δυνατότητα βελτιστοποίησης του λόγου κατάτμησης, αλλά και αυτής των πολλαπλών ανεξάρτητων εξόδων με διαφορετικές πολικότητες. Ο μετατροπέας τύπου Flyback χρησιμοποιείται σε εφαρμογές χαμηλής ισχύος από 20 ως 200W. Στο σχήμα 2.1 φαίνονται η τοπολογία μετατροπέα τύπου Buck-Boost και δύο τοπολογίες τύπου Flyback ανάλογα με την τοποθέτηση των τυλιγμάτων. Σχήμα 2.1: (α) Τοπολογία μετατροπέα τύπου Buck-Boost, (β) Τοπολογία μετατροπέα τύπου Flyback (γ) Τοπολογία μετατροπέα τύπου Flyback με αντίθετη τοποθέτηση τυλιγμάτων [1] 63

Κεφάλαιο 2 ο Πριν προβούμε στην ανάλυση και περιγραφή της λειτουργίας του μετατροπέα τύπου Flyback, είναι ανάγκη να αποσαφηνίσουμε την έννοια του μετασχηματιστή του Flyback, καθώς στην πράξη αυτός δεν λειτουργεί σαν κανονικός μετασχηματιστής, αλλά σαν πηνίο με επιπρόσθετα τυλίγματα, διότι όταν άγει το πρωτεύον τύλιγμα, το δευτερεύον τύλιγμα βρίσκεται σε αποκοπή και το αντίστροφο. Η περιγραφή της λειτουργίας του μετατροπέα τύπου Flyback που ακολουθεί σε αυτό το υποκεφάλαιο γίνεται στη μόνιμη κατάσταση ισορροπίας δηλαδή μετά το πέρας του μεταβατικού φαινομένου, για ιδανικά ημιαγωγικά στοιχεία (μηδενικοί χρόνοι μετάβασης, μηδενικές απώλειες). Επιπροσθέτως, θεωρούμε μηδενικές απώλειες αγωγής, μηδενικές παρασιτικές επαγωγιμότητες και χωρητικότητες. Η ανάλυση της λειτουργίας του μετατροπέα γίνεται σε δύο φάσεις, δηλαδή στην αγωγή και στην αποκοπή του ημιαγωγικού διακόπτη. Η διάρκεια του χρόνου αγωγής (t on ) και του χρόνου της αποκοπής του ημιαγωγικού διακόπτη(toff) καθορίζεται από την μεταβολή του λόγου κατάτμησης δ (duty cycle) για δεδομένη συχνότητα λειτουργίας του μετατροπέα. δ = t on Ts (2.1) 1 δ = t off Ts (2.2) Χρονική περίοδος αγωγής του τρανζίστορ Σχήμα 2.2: Χρονική διάρκεια αγωγής του ημιαγωγικού διακόπτη [1] 64

Κεφάλαιο 2 ο Κατά την περίοδο αγωγής του τρανζίστορ στο πρωτεύον του μετασχηματιστή, εφαρμόζεται η σταθερή τάση εισόδου Vi με αποτέλεσμα το ρεύμα στο πρωτεύον να αυξάνεται γραμμικά και να μαγνητίζεται ο πυρήνας, ενώ παράλληλα όπως φαίνεται και στο σχήμα 2.2, αναπτύσσεται τάση εξ επαγωγής V2 στο δευτερεύον τύλιγμα, με τέτοια πολικότητα ώστε να πολώνεται ανάστροφα η δίοδος στην έξοδο. Κατά αυτόν τον τρόπο, το δευτερεύον δεν άγει και ο πυρήνας συνεχίζει να μαγνητίζεται καθ όλη τη διάρκεια αγωγής του τρανζίστορ, ενώ το φορτίο στην έξοδο συντηρείται αποκλειστικά από το φορτίο του πυκνωτή Co. Χρονική περίοδος αποκοπής του τρανζίστορ Σχήμα 2.3: Χρονική διάρκεια αποκοπής του ημιαγωγικού διακόπτη [1] Κατά τη σβέση του τρανζίστορ η πηγή πλέον δεν τροφοδοτεί τον πυρήνα και συνεπώς το ρεύμα τώρα μειώνεται γραμμικά. Όπως φαίνεται και στο σχήμα 2.3 η τάση στα τυλίγματα πρωτεύοντος και δευτερεύοντος αλλάζει πολικότητα, με αποτέλεσμα να πολώνεται ορθά η δίοδος στην έξοδο και να απομαγνητίζεται ο πυρήνας. Το φαινόμενο αυτό ονομάζεται "δράση flyback" και είναι εκείνο στο οποίο οφείλεται η ονομασία του συγκεκριμένου μετατροπέα. Στην συνέχεια η ενέργεια που έχει συσσωρευτεί στον πυρήνα μεταφέρεται στην έξοδο τροφοδοτώντας έτσι το φορτίο και φορτίζοντας τον πυκνωτή εξόδου. 65

Κεφάλαιο 2 ο Σχήμα 2.4: Ηλεκτρικό ισοδύναμο μετατροπέα Flyback [2] Όταν ο διακόπτης Δ είναι σε αγωγή, η δίοδος D0 είναι πολωμένη ανάστροφα και έτσι δεν υπάρχει ροή ενέργειας προς την έξοδο. Η ενέργεια αποθηκεύεται στην επαγωγή μαγνήτισης του μετασχηματιστή. Όταν ο διακόπτης Δ είναι σε αποκοπή η ενέργεια μαγνήτισης μεταφέρεται προς την έξοδο ενώ η δίοδος D0 πολώνεται ορθά. Στο σχήμα 2.4 παρουσιάζεται το ηλεκτρικό ισοδύναμο του μετατροπέα Flyback. Στο μετατροπέα τύπου Flyback υπάρχουν δύο περιοχές λειτουργίας. Η περιοχή συνεχούς αγωγής ρεύματος (CCM) όταν το ρεύμα μαγνήτισης ilm δεν μηδενίζεται ποτέ κατά τη διάρκεια μιας διακοπτικής περιόδου και την περιοχή ασυνεχούς αγωγής ρεύματος (DCM) στην οποία το ρεύμα μαγνήτισης ilm μηδενίζεται για κάποιο χρονικό διάστημα κατά τη διάρκεια της αποκοπής του ημιαγωγικού διακόπτη. 2.1.2 Περιοχή συνεχούς αγωγής ρεύματος του μετατροπέα Flyback Στο υποκεφάλαιο αυτό δίδονται οι ιδανικές κυματομορφές των τάσεων και των ρευμάτων του μετατροπέα στο τρανζίστορ, στο πηνίο και στην δίοδο κατά την CCM λειτουργία καθώς και οι μαθηματικές σχέσεις αυτών [1]. 66

Κεφάλαιο 2 ο 2.1.2.1 Λειτουργία συνεχούς αγωγής ρεύματος (CCM) Σχήμα 2.5: Κυματομορφές ιδανικού κυκλώματος του μετατροπέα τύπου Flyback στην CCM [1] Σχήμα 2.6: Γραφική παράσταση της μαγνητικής ροής στον πυρήνα του μετασχηματιστή στην CCM [3] Χρονική περίοδος αγωγής του τρανζίστορ (0< t < δτs) Ρεύμα κύριας επαγωγής : I lm (t) = I lm,min + V i L m t = I S (t) (2.3) Ρεύμα διόδου: I D (t) = 0 (2.4) Τάση διόδου : V D = V I n + V O (2.5) Ρεύμα τρανζίστορ : I S (t) = I lm (t) (2.6) Τάση τρανζίστορ: V S = 0 V (2.7) 67

Κεφάλαιο 2 ο Χρονική περίοδος αποκοπής του τρανζίστορ (δts> t > Ts) Ρεύμα κύριας επαγωγής : I lm (t) = I lm,max nv O t = I D(t) L m n (2.8) Ρεύμα διόδου: I D(t) n = I lm(t) (2.9) Τάση διόδου: V D = 0V (2.10) Ρεύμα τρανζίστορ: I S (t)=0 A (2.11) Τάση τρανζίστορ: V S = V I + nv o (2.12) Μέγιστο ρεύμα κύριας επαγωγής: I lm,max = I lm,min + V I L m δτ S (2.13) Κυμάτωση ρεύματος κύριας επαγωγής: ΔΙ lm =I lm,max I lm,min = V I L m δτ S (2.14) Μέση τιμή ρεύματος κύριας επαγωγής: I Lm,av = I lm,max+i lm,min 2 = I I + I O N, I S,av (t) = I i, I D,av (t) = I O (2.15) Η ενέργεια που αποθηκεύεται στον πυρήνα: ΔW Lm = 1 L 2 2 2 m(i lm,max -I lm,min ) (2.16) Στο σχήμα 2.5 παρουσιάζονται οι κυματομορφές του μετατροπέα Flyback για ιδανικά ημιαγωγικά στοιχεία, ενώ στο σχήμα 2.6 δείχνεται η γραφική παράσταση της μαγνητικής ροής στον πυρήνα του μετασχηματιστή του μετατροπέα στην CCM. 2.1.2.2 Σχέσεις εισόδου εξόδου για τάσεις και ρεύματα (CCM) Ο μετασχηματιστής αποτελεί παθητικό στοιχείο και ως εκ τούτου όση ενέργεια αποθηκεύει τόση ενέργεια θα πρέπει να προσφέρει πίσω στο κύκλωμα. Αυτό συνεπάγεται, όπως φαίνεται και στην κυματομορφή του σχήματος 2.7, ότι τα δύο εμβαδά πάνω και κάτω από τον άξονα του χρόνου είναι ίσα, με αποτέλεσμα μετασχηματιστή να είναι μηδέν. η μέση τιμή της τάσης του Σχήμα 2.7: Τάση στα άκρα του πρωτεύοντος τυλίγματος [1] 68

Κεφάλαιο 2 ο V 1 Lm= Ts Ts 0 V lm (t)dt =0 => δτ => S V 0 I dt = Τs δts nv O dt => V I δ = nvo(1 δ) => nvo Vi = δ 1 δ (2.17) Όπως φαίνεται από την σχέση (2.17) στην CCM η τάση εξόδου Vo βρίσκεται σε άμεση εξάρτηση από το την τάση εισόδου Vi και τον λόγο κατάτμησης δ. Όταν μεταβάλλεται η τάση στην είσοδο ρυθμίζεται ο λόγος κατάτμησης, έτσι ώστε η τάση στην έξοδο να παραμένει αμετάβλητη. Επειδή στο κύκλωμα δεν υπάρχουν απώλειες, η ισχύς εισόδου ισούται με την ισχύ εξόδου. Επομένως έχουμε: Pi = Po => Vi Ii=N Vo Io n => Ιο nii =1 δ δ (2.18) 2.1.3 Περιοχή ασυνεχούς αγωγής ρεύματος του μετατροπέα Flyback (DCM) Στο υποκεφάλαιο αυτό δίδονται οι ιδανικές κυματομορφές των τάσεων και των ρευμάτων του μετατροπέα στο τρανζίστορ, στο πηνίο και στην δίοδο κατά την DCM λειτουργία καθώς και οι μαθηματικές σχέσεις αυτών [1]. 2.1.3.1 Λειτουργία ασυνεχούς αγωγής ρεύματος (DCM) 69

Κεφάλαιο 2 ο Σχήμα 2.8: Κυματομορφές ιδανικού κυκλώματος του μετατροπέα τύπου Flyback στην DCM [1] Χρονική περίοδος αγωγής του τρανζίστορ (0< t < δτs) Ρεύμα κύριας επαγωγής : I lm (t) = V i L m t=i S (t), I lm,min = 0 (2.19) Κυμάτωση ρεύματος κύριας επαγωγής: ΔΙ lm =I lm,max = V I L m δτ S (2.20) Ρεύμα διόδου :I D (t) = 0 (2.21) Τάση διόδου : V D = V I n + V O (2.22) Ρεύμα τρανζίστορ : I S (t) =I lm (t) (2.23) Τάση τρανζίστορ: V S = 0 V (2.24) Χρονική περίοδος αποκοπής του τρανζίστορ μέχρι να μηδενιστεί το ρεύμα του πηνίου δτs < t < (δ+δ1) Τs Ρεύμα κύριας επαγωγής : I lm (t) = I lm,max nv O (t δt L S ) = I D (t) m n (2.25) Κυμάτωση ρεύματος κύριας επαγωγής: ΔΙ lm =I lm,max = nv O L m δ 1 Τ S (2.26) Ρεύμα διόδου: I D (t) = ni lm (t) (2.27) Τάση διόδου : V D = 0V (2.28) Ρεύμα τρανζίστορ:i S (t)=0 A (2.29) 70

Κεφάλαιο 2 ο Τάση τρανζίστορ :V S = V I + nv o (2.30) Χρονική περίοδος αποκοπής του τρανζίστορ για μηδενικό ρεύμα στο πηνίο πηνίου (δ+δ1) Τs < t < Τs Ρεύμα κύριας επαγωγής : I lm (t) = 0 (2.31) Ρεύμα διόδου :I D (t) = 0 (2.32) Τάση διόδου : V D = V O (2.33) Ρεύμα τρανζίστορ : I S (t) =0 (2.34) Τάση τρανζίστορ: V S = V I (2.35) Η ενέργεια που αποθηκεύεται στον πυρήνα: ΔW Lm = 1 L 2 2 mi lm,max (2.36) Στο σχήμα 2.8 παρουσιάζονται οι κυματομορφές του μετατροπέα Flyback για ιδανικά ημιαγωγικά στοιχεία στην DCM. 2.1.3.2 Σχέσεις εισόδου εξόδου για τάσεις και ρεύματα (DCM) Ο μετασχηματιστής αποτελεί παθητικό στοιχείο και ως εκ' τούτου όση ενέργεια αποθηκεύει τόση ενέργεια θα πρέπει να προσφέρει πίσω στο κύκλωμα. Αυτό συνεπάγεται όπως φαίνεται και στην κυματομορφή του σχήματος 2.9, ότι τα δύο εμβαδά πάνω και κάτω από τον άξονα του χρόνου είναι ίσα, με αποτέλεσμα η μέση τιμή της τάσης του μετασχηματιστή να είναι μηδέν. Σχήμα 2.9: Τάση στα άκρα του πρωτεύοντος τυλίγματος [1] 71

Κεφάλαιο 2 ο V 1 Lm= Ts Ts 0 V lm (t)dt =0 => => nvo Vi = δ δ 1 => V O = δv I nδ 1 δ I 1 Τs O=ID,AV (t)= 1 ( I lm,max 0 T n S V o Lm t )dt = nviδτs n 2 Lm δ 1= 2Ι Ο L m nv i δτ S => δ 1 V O 2Lm n 2 δ 1 2 Τ S => I O = nvi 2L m δ 1 δτ S => nv O V I = δ2 2Ι Ο Lm nv I T S (2.37) Από την παραπάνω σχέση (2.37) μπορούμε να διακρίνουμε ότι στην DCM η τάση στην έξοδο Vo εξαρτάται όχι μόνο από το την τάση εισόδου Vi και το λόγο κατάτμησης δ, αλλά και από το ρεύμα εξόδου Io, άρα από το φορτίο που είναι συνδεδεμένο στην έξοδο του μετατροπέα. Έτσι καθίσταται σαφές ότι ο έλεγχος της τάσης εξόδου είναι πολυπλοκότερος στην DCM απ' ότι στην CCM. 2.1.4 Όριο μεταξύ συνεχούς και ασυνεχούς αγωγής ρεύματος Στην περίπτωση που το Ιlm μηδενίζεται μόνο για μια χρονική στιγμή μέσα στην διακοπτική περίοδο λειτουργίας του μετατροπέα χωρίς να διατηρείται στο μηδέν, τότε ο μετατροπέας όπως φαίνεται και στην κυματομορφή του σχήματος 2.10 έχει φτάσει στο όριο μεταξύ συνεχούς και ασυνεχούς αγωγής ρεύματος [1]. Σχήμα 2.10: Ρεύμα κύριας επαγωγής στο όριο μεταξύ CCM και DCM [1] 72

Κεφάλαιο 2 ο Μέση τιμή οριακού ρεύματος στην έξοδο (ανοιγμένο στο πρωτεύον τύλιγμα) : Ι ΟΒ Ι ΟΒ = I D,av(t) n (1 δ)τ S = 1 (I T lm,max nv O t)dt = s 0 L m I lm,max (1 δ) nv O (1 δ) 2 Τ S L m 2 (2.38) Κυμάτωση ρεύματος κύριας επαγωγής: ΔΙ lm =I lm,max I lm,min = V I L m δτ S (2.39) Επειδή ο μετατροπέας βρίσκεται στο όριο CCM/DCM => I lm,min = 0 I lm,max = V I δτ L S = nv O m nv O L m L m (1 δ) 2 T s => Ι 2 ΟΒ = nv O (1 δ)τ S => Ι ΟΒ = nv O (1 δ)τ L S m L m (1 δ) 2 T s 2 = V I 2L m δ(1 δ)τ s (2.40) 2.1.5 Εδραίωση της λειτουργίας του μετατροπέα Με βάση τις σχέσεις (2.17) και (2.37) που διατυπώθηκαν παραπάνω, εξάγονται οι χαρακτηριστικές εξόδου για σταθερή τάση εισόδου, οι οποίες φαίνονται στο σχήμα 2.11. Σχήμα 2.11: Χαρακτηριστικές εξόδου για σταθερή τάση εισόδου [2] Μελετώντας τις χαρακτηριστικές εξόδου για σταθερή τάση εισόδου, συμπεραίνουμε ότι για ένα λόγο κατάτμησης παραδείγματος χάρη δ=0.5, και ένα μεγάλο φορτίο, ο 73

Κεφάλαιο 2 ο μετατροπέας βρίσκεται στην CCM περιοχή. Όσο το φορτίο μειώνεται ο μετατροπέας πλησιάζει στο όριο προς την DCM περιοχή αλλά επειδή βρίσκεται σε CCM η τάση εξόδου παραμένει σταθερή όπως αποδεικνύεται από τη σχέση (2.17). Η περαιτέρω μείωση του φορτίου οδηγεί το μετατροπέα μας στην DCM περιοχή με αποτέλεσμα η τάση εξόδου να αυξάνεται απότομα, ενώ παράλληλα η τάση εισόδου του μετατροπέα παραμένει αμετάβλητη. Για την εδραίωση μιας οποιασδήποτε περιοχής λειτουργίας DCM ή CCM είναι υπεύθυνη η τιμή της επαγωγής Lm του πηνίου. Ειδικότερα, για την εξασφάλιση της λειτουργίας σε CCM σε όλο το φάσμα λειτουργίας του μετατροπέα απαιτείται η επιλογή μιας τέτοιας τιμής της επαγωγής Lm, έτσι ώστε η ελάχιστη τιμή του ρεύματος εξόδου (ΙΟ,MIN /N) να είναι μεγαλύτερη από το οριακό ρεύμα ΙΟΒ. Για να επιτευχθεί αυτό υπολογίζεται μια επαγωγή Lmmin έτσι ώστε να ισχύει ΙΟ,MIN /N > ΙΟΒ και η επαγωγή του πηνίου πρέπει να επιλεγεί μεγαλύτερη από αυτήν την ελάχιστη τιμή. Η εξασφάλιση της DCM απαιτεί τον αντίστροφο τρόπο σκέψης. Πιο συγκεκριμένα, για την εξασφάλιση της DCM λειτουργίας απαιτείται η επιλογή μιας τέτοιας τιμής της επαγωγής Lm, έτσι ώστε η μέγιστη τιμή του ρεύματος εξόδου (ΙΟ,MΑΧ /N) να είναι μικρότερη από το οριακό ρεύμα ΙΟΒ. Για να επιτευχθεί αυτό υπολογίζεται μια επαγωγή Lmmαx έτσι ώστε να ισχύει ΙΟ,MΑΧ /N < ΙΟΒ και η επαγωγή του πηνίου πρέπει να επιλεγεί μικρότερη από αυτήν την μέγιστη τιμή. 2.1.6 Λειτουργία του μετατροπέα Flyback ως διάταξη διόρθωσης του συντελεστή ισχύος Ο Συντελεστής ισχύος Ως συντελεστής ισχύος (power factor- pf) [3] ορίζεται ο λόγος της ενεργού ισχύος [W] στην είσοδο του κυκλώματος προς τη φαινόμενη ισχύ [VA] στην είσοδο του κυκλώματος. Δηλαδή: pf = Pi Pφ = Pi Vi,rms Ii,rms (2.41) Όπου: Pi: ενεργός ισχύς στην είσοδο της διάταξης (W) Pφ: φαινόμενη ισχύς στην είσοδο της διάταξης (VA) Vi,rms: ενεργός τιμή τάσεως στην είσοδο της διάταξης (V) Ii,rms: ενεργός τιμή ρεύματος στην είσοδο της διάταξης (A) 74

Κεφάλαιο 2 ο Με θεώρηση μιας καθαρά ημιτονοειδούς τάσης εισόδου, η γενική μορφή του ρεύματος εισόδου ενός μη γραμμικού φορτίου μπορεί να προκύψει χρησιμοποιώντας ανάλυση κατά Fourier. Σύμφωνα με την ανάλυση κατά Fourier μια περιοδική μη ημιτονοειδής συνάρτηση αναλύεται σε άθροισμα απείρων ημιτονοειδών συναρτήσεων. Οι συχνότητες αυτών των συναρτήσεων είναι ακέραια πολλαπλάσια (k=1,2,3,, ) της συχνότητας της αρχικής μη ημιτονοειδούς συνάρτησης. Έτσι, κάνοντας χρήση της ανάλυσης Fourier για το ρεύμα στην είσοδο του μετατροπέα προκύπτει: ii(t) =iib(t)+ iih(t) (2.42) iib(t)=iibsin(ωt+φ) (2.43) iih(t)= n k=2 Ι ik sin(kωt) (2.44) ω: η βασική γωνιακή συχνότητα, η οποία αποτελεί και τη γωνιακή συχνότητα της τάσεως του δικτύου (εισόδου). ii(t): το ρεύμα εισόδου iib(t): η βασική αρμονική (στη συχνότητα της τάσεως της εισόδου) του ρεύματος στην είσοδο iih(t): το άθροισμα των ανώτερων αρμονικών του ρεύματος εισόδου σε συχνότητες πολλαπλάσιες αυτής της τάσεως εισόδου Iib: το πλάτος της βασικής αρμονικής του ρεύματος εισόδου φ: η διαφορά φάσης μεταξύ της τάσεως εισόδου και της βασικής αρμονικής του ρεύματος εισόδου Iik: το πλάτος της κ-οστής αρμονικής του ρεύματος εισόδου Για την ενεργό ισχύ που λαμβάνει η διάταξη στην είσοδό της, ισχύει : T Pi= 0 ui(t)ii(t)dt =Vi,rms Ii,rms cosφ (2.45) Ενώ παράλληλα, για την ενεργό τιμή του ρεύματος στην είσοδο ισχύουν οι παρακάτω σχέσεις: Ii, rms = (Iib, rms 2 + Iih, rms 2 ) (2.46) Iih, rms = n k=2 Iik, rms 2 (2.47) Iib, rms = Iib 2 Iik, rms = Iik 2 (2.48) (2.49) 75

Κεφάλαιο 2 ο Έτσι λοιπόν, ο συντελεστής ισχύος τροποποιείται ως εξής : Ή διαφορετικά: pf = Vi,rms Iib,rms Vi,rms Ii,rms cosφ (2.50) pf = Iib,rms Ii,rms cosφ = cosφ Ii,rms/Iib,rms (2.51) Επομένως, καταλήγουμε στην παρακάτω τελική εξίσωση για το συντελεστή ισχύος η οποία μας δίνει σαφώς καλύτερη εποπτεία τόσο για τη βασική όσο και τις ανώτερες αρμονικές: pf = cosφ Iih, rms 1 + ( Iib, rms )2 = DPF 1 + THD 2 (2.52) Όπου: DPF= cosφ, παριστάνει το συντελεστή μετατόπισης (Displacement Power Factor) και THD= Iih,rms, παριστάνει το συντελεστή παραμόρφωσης (Total Harmonic Distortion) Iib,rms Μετά από την παραπάνω μαθηματική ανάλυση γίνεται εμφανές, ότι ο συντελεστής ισχύος μιας διάταξης είναι συνάρτηση της φασικής μετατόπισης της βασικής αρμονικής του ρεύματος εισόδου ως προς την τάση εισόδου και του αρμονικού περιεχομένου του ρεύματος εισόδου. Ο συντελεστής παραμόρφωσης, ο οποίος και καθορίζει ουσιαστικά το ποσοστό των ανώτερων αρμονικών ως προς τη βασική αρμονική, είναι πολύ σημαντικός, ιδιαίτερα στις σύγχρονες διατάξεις ηλεκτρονικών ισχύος, λόγω της φύσης της λειτουργίας τους. Η μέγιστη τιμή που μπορεί να λάβει ο συντελεστής ισχύος είναι προφανώς η μονάδα. Αυτό επιτυγχάνεται όταν η ενεργός ισχύς που απαιτεί το φορτίο ισούται με τη φαινόμενη ισχύς που αυτό τραβάει από το δίκτυο (η άεργος ισχύς ισούται με μηδέν), δηλαδή όταν το φορτίο παρουσιάζει ωμική συμπεριφορά. Οι καταναλωτές αέργου ισχύος μπορούν να ταξινομηθούν σε δύο κατηγορίες, αυτούς που αναγκάζουν το ρεύμα να καθυστερεί ως προς την τάση και αυτούς που παραμορφώνουν την κυματομορφή του ρεύματος. Στην πρώτη κατηγορία κατατάσσονται οι μετασχηματιστές, οι γραμμές μεταφοράς, οι καταναλωτές με φορτία επαγωγικής φύσης (π.χ. ηλεκτρικοί κινητήρες, ηλεκτρομαγνήτες), ενώ στη δεύτερη κατηγορία βρίσκονται οι 76

Κεφάλαιο 2 ο ηλεκτρονικοί μετατροπείς ισχύος, οι οποίοι χρησιμοποιούνται είτε στον έλεγχο ηλεκτρομηχανικών μεγεθών (π.χ. έλεγχος τάσης κάποιου φορτίου, έλεγχος ροπής και ταχύτητας ηλεκτρικών μηχανών κ.τ.λ.) είτε στην παραγωγή και διαχείριση ενέργειας (π.χ. φωτοβολταϊκά συστήματα, διασύνδεση ανεμογεννητριών στο δίκτυο). Στην πλειονότητα των περιπτώσεων η ύπαρξη άεργου ισχύος οφείλεται στον συνδυασμό των δύο παραπάνω περιπτώσεων καθώς μια ηλεκτρική εγκατάσταση περιλαμβάνει πλήθος ηλεκτρικών συνιστωσών γραμμικών ή μη. Από την εξίσωση (2.41) προκύπτει πως για δεδομένη ενεργό ισχύ εισόδου, ένας χαμηλός συντελεστής ισχύος οδηγεί σε μεγάλα ποσά φαινόμενης ισχύος άρα και άεργου ισχύος. Έτσι προκαλείται αύξηση του συνολικού ρεύματος που ρέει στις γραμμές του δικτύου, τους μετασχηματιστές και γενικά όλες τις συνιστώσες ενός συστήματος ηλεκτρικής ενέργειας. Λόγω της αύξησης της ενεργού τιμής του ρεύματος (λόγω της άεργης συνιστώσας), το σύστημα θα πρέπει να σχεδιαστεί με προδιαγραφές μεγαλύτερης ονομαστικής ισχύος, με αποτέλεσμα την υπερδιαστασιολόγηση του συνολικού συστήματος άρα και την αύξηση του κόστους της εγκατάστασης. Επιπλέον, καθώς αυξάνεται η ενεργός τιμή του ρεύματος αυξάνονται και οι απώλειες στις ωμικές αντιστάσεις των συνιστωσών του δίκτυο. Τελικά, οι αυξημένες απαιτήσεις από το δίκτυο σε άεργο ισχύ δημιουργούν προβλήματα στην ποιότητα της τάσης (πχ πτώση τάσης). Εκτός των ζητημάτων απωλειών ισχύος στα συστήματα ηλεκτρικής ενέργειας, η διόρθωση του συντελεστή ισχύος είναι απαραίτητη και για αρκετούς ακόμη λόγους. Στις μέρες μας είναι ιδιαίτερα διαδεδομένη η χρήση ηλεκτρονικών διατάξεων ισχύος και εξαιτίας της μη γραμμικής ιδιότητας τους, το ρεύμα που δημιουργούν στην είσοδο περιέχει υψίσυχνες αρμονικές που σε συνδυασμό με την επαγωγή, την οποία παρουσιάζει το δίκτυο, προκαλεί την υπέρθεση τάσεων οι οποίες αλλοιώνουν την βασική αρμονική της τάσης του, υποβαθμίζοντας έτσι την ποιότητα ενέργειας του δικτύου. Εκτός από την παραμόρφωση της κυματομορφής της τάσης, οι ανώτερες αρμονικές μπορούν να προκαλέσουν αύξηση της θέρμανση του εξοπλισμού (π.χ. αύξηση απωλειών υστέρησης και δινορευμάτων σε μηχανές και μετασχηματιστές λόγω της εξάρτησής τους από τη συχνότητα του ρεύματος), πιθανές υπερτάσεις από φαινόμενα συντονισμού ακόμα και σφάλματα στη λειτουργία των ηλεκτρονόμων του δικτύου. Η ύπαρξη των ανώτερων αρμονικών δημιουργεί ακόμη το φαινόμενο της ηλεκτρομαγνητικής παρεμβολής (electromagnetic interference-εμι ) σε γειτονικές 77

Κεφάλαιο 2 ο συσκευές και κυκλώματα, γεγονός το οποίο προκαλεί έντονα προβλήματα θορύβου και δυσλειτουργία των συστημάτων αυτών, ενώ παράλληλα οι παρεμβολές αυτές μπορούν να προκαλέσουν σφάλματα σε μετρήσεις και αλληλεπίδραση με σήματα ελέγχου και συστήματα τηλεπικοινωνιών. Εξαιτίας όλων αυτών που αναφέρθηκαν παραπάνω, έχουν θεσπιστεί αυστηροί διεθνείς κανονισμοί ηλεκτρομαγνητικής συμβατότητας οι οποίοι καθορίζουν τις μέγιστες επιτρεπόμενες τιμές αρμονικών που μπορεί να εισάγει μια συσκευή σε όλο το φάσμα συχνοτήτων ανάλογα με την εφαρμογή για την οποία προορίζεται αλλά και τα όρια της επιτρεπόμενης κατανάλωσης άεργου ισχύος. Στο σχήμα 2.12 βλέπουμε τις κυματομορφές τάσης και ρεύματος εισόδου μετατροπέα που έχει συνδεθεί στο δίκτυο χαμηλής τάσης, διακρίνοντας καθαρά τόσο την ύπαρξη αρμονικού περιεχομένου στο ρεύμα εισόδου όσο και την φασική διαφορά της βασικής αρμονικής του ρεύματος εισόδου σε σχέση με την τάση εισόδου. Σχήμα 2.12: Τάση και ρεύμα εισόδου (τροφοδοσίας) [4] Η βέλτιστη λύση για όλα τα παραπάνω προβλήματα ηλεκτρομαγνητικής συμβατότητας (χαμηλός συντελεστής ισχύος, άεργος ισχύς, ανώτερες αρμονικές) είναι η προοπτική λειτουργίας χωρίς κατανάλωση άεργου ισχύος παρά η αντιμετώπισή της στη συνέχεια. Αυτό εξασφαλίζεται με τη χρήση ηλεκτρονικών μετατροπέων ισχύος που λειτουργούν με υψηλή διακοπτική συχνότητα, οι οποίοι με κατάλληλο έλεγχο (τεχνικές διόρθωσης συντελεστή ισχύος) της λειτουργίας τους έτσι ώστε να παρουσιάζουν συμπεριφορά αντίστοιχη ενός ωμικού φορτίου, επιτυγχάνουν υψηλό συντελεστή ισχύος και έτσι βελτιστοποιείται η διασύνδεση του καταναλωτή με το δίκτυο. Ειδικότερα, με κατάλληλη επιλογή της τεχνικής παλμοδότησης των ημιαγωγικών στοιχείων και ελέγχου του μετατροπέα ισχύος επιτυγχάνεται, αφενός μεν μηδενική διαφορά φάσης ανάμεσα στην βασική αρμονική του ρεύματος εισόδου και στην τάση του δικτύου, αφετέρου δε μετατόπιση μεγάλου αρμονικού περιεχομένου του ρεύματος εισόδου σε συχνότητες 78

Κεφάλαιο 2 ο πολλαπλάσιες της διακοπτικής συχνότητας λειτουργίας του μετατροπέα και έτσι οι ανώτερες αρμονικές μπορούν εύκολα να εξαλειφτούν με τη χρήση παθητικών φίλτρων μικρού σχετικά όγκου και βάρους, αυξάνοντας έτσι την πυκνότητα ισχύος του μετατροπέα. Με τη χρήση τεχνικών διόρθωσης του συντελεστή ισχύος (Power Factor Correction P.F.C.) επιτυγχάνονται ιδιαίτερα υψηλές τιμές του συντελεστή ισχύος που αγγίζουν το 0,99. Διόρθωση του συντελεστή ισχύος (Δ.Σ.Ι) με χρήση του μετατροπέα Flyback Σχήμα 2.13: Γενικό διάγραμμα τεχνικής Δ.Σ.Ι.(P.F.C.) [4] Στην παρούσα διπλωματική εργασία ο μετατροπέας Flyback τροφοδοτείται από μια πλήρως ανορθωμένη (μέσω ανορθωτικής γέφυρας) τάση δικτύου χωρίς την παρουσία πυκνωτή εξομάλυνσης. Η παλμοδότηση των υπεύθυνων για τη διαμόρφωση της στάθμης του ρεύματος εξόδου διακοπτικών στοιχείων του μετατροπέα, γίνεται με τη χρήση της «μεθόδου ελέγχου φορτίου» (charge control method),η οποία αναλύεται στο κεφάλαιο 3, προκειμένου το ρεύμα στην είσοδο να μεταβάλλεται ανάλογα με την τάση εισόδου. Κατά τη διαδικασία της διόρθωσης του συντελεστή ισχύος του, βασική προϋπόθεση είναι η λειτουργία του στη συνεχή αγωγή (CCM).Στο σχήμα 2.13 παρουσιάζεται ένα γενικό διάγραμμα τεχνικής Δ.Σ.Ι. Στη συνεχή αγωγή, το ρεύμα που διαρρέει το πηνίο, στην προκειμένη περίπτωση τη μαγνητική επαγωγή του μετασχηματιστή, δε μηδενίζεται κατά τη διάρκεια μιας διακοπτικής περιόδου. Έτσι, λοιπόν, ο λόγος κατάτμησης (δ) του ημιαγωγικού στοιχείου διαμορφώνεται 79

Κεφάλαιο 2 ο κατάλληλα ώστε το ρεύμα στην είσοδο του μετατροπέα να έχει τη μορφή του σχήματος 2.14 κατά τη διάρκεια της περιόδου της ανορθωμένης τάσης του δικτύου. Σχήμα 2.14: Μορφή ρεύματος εισόδου κατά την εφαρμογή τεχνικής Δ.Σ.Ι [5] Η τεχνική που ακολουθείται για τη διόρθωση του συντελεστή ισχύος βασίζεται στη συνάρτηση μεταφοράς του μετατροπέα Flyback κατά τη λειτουργία του σε συνεχή αγωγή (CCM). H συνάρτηση μεταφοράς δίνεται από τη σχέση: Vo Vi = N2 δ N1 1 δ (2.53) Όπου: Vo: τάση εξόδου μετατροπέα Vi: τάση εισόδου μετατροπέα δ: λόγος κατάτμησης Η τάση εισόδου μεταβάλλεται κατά τη διάρκεια μιας περιόδου του ανορθωμένου δικτύου. Όμως, λόγω του γεγονότος ότι η διακοπτική περίοδος του τρανζίστορ είναι πολύ μικρότερη από την περίοδο του ανορθωμένου δικτύου μπορούμε να θεωρήσουμε προσεγγιστικά ότι η τάση εισόδου είναι σταθερή κατά τη διάρκεια ενός διακοπτικού κύκλου. Παράλληλα εξαιτίας του ότι η τάση της συστοιχίας των μπαταριών κατά το προφίλ της αργής φόρτισης σταθερού ρεύματος, που έχουμε επιλέξει, αυξάνεται σχεδόν μηδενικά μέσα σε μία διακοπτική περίοδο, μπορούμε εύκολα να θεωρήσουμε προσεγγιστικά, ότι και η τάση εξόδου είναι σταθερή κατά τη διάρκεια ενός διακοπτικού κύκλου. 80

Κεφάλαιο 2 ο Παρατηρώντας προσεκτικά το σχήμα 2.14, είναι ευδιάκριτο ότι ο λόγος κατάτμησης μεταβάλλεται κατά τη διάρκεια της περιόδου του ανορθωμένου δικτύου. Έτσι, σε κάθε διακοπτική περίοδο αποκτά μία τιμή δ(t), η οποία κάθε φορά θα εξαρτάται από τη χρονική θέση του διακοπτικού κύκλου σε σχέση με τον κύκλο του ανορθωμένου δικτύου. Σύμφωνα, λοιπόν, με τις παραδοχές που έγιναν παραπάνω, προκύπτουν τα παρακάτω: V i = u i (t) = V ip sin(ωt) (2.54) Όπου: Vip: η μέγιστη τιμή της τάσης του δικτύου (είσοδος μετατροπέα) N: λόγος πρωτεύοντος προς δευτερεύον τύλιγμα μετασχηματιστή Επιπλέον: n Vo Vi = δ(t) 1 δ(t) (2.55) Από τις σχέσεις (2.54) και (2.55), προκύπτει η επόμενη σχέση που παριστάνει τη χρονική συνάρτηση του λόγου κατάτμησης κατά τη διάρκεια μιας περιόδου του ανορθωμένου δικτύου: δ(t) = nλ nλ + sinωt (2.56) Όπου: λ = Vo Vip (2.57) Στη σχέση 2.56 συμπυκνώνεται η βασική λογική της μεθόδου διόρθωσης του συντελεστή ισχύος, η οποία αναλύεται και προσομοιώνεται στο κεφάλαιο 3. Η διαμόρφωση του λόγου κατάτμησης υλοποιείται μέσω αυτής της σχέσης σύμφωνα με την οποία, όπως φαίνεται, αρκεί να καθοριστεί η τιμή της παραμέτρου nλ μέσω κλειστού βρόχου. 81

Κεφάλαιο 2 ο Σχήμα 2.15: Τάση και ρεύμα εισόδου πριν την ανορθωτική γέφυρα του μετατροπέα για μοναδιαίο συντελεστή ισχύος [5] Τελικά, ακολουθώντας την παραπάνω φιλοσοφία, επιτυγχάνεται σχεδόν μοναδιαίος συντελεστής ισχύος και επομένως η φασική μετατόπιση μεταξύ τάσης και ρεύματος, όπως διακρίνουμε και στο σχήμα 2.15 μηδενίζεται, ενώ παράλληλα η διάταξη καθίσταται ηλεκτρομαγνητικά συμβατή λειτουργώντας αυτόνομα χωρίς τη χρήση επιπλέον βαθμίδας (μετατροπέα για την διόρθωση του συντελεστή ισχύος). Η απομάκρυνση των ανώτερων αρμονικών επιτυγχάνεται με παθητικά φίλτρα μειούμενου όγκου και βάρους στην είσοδο του μετατροπέα μας, λόγω της υψίσυχνης λειτουργίας του μετατροπέα. 2.1.7 Θεωρητική επιλογή των παραμέτρων του μετατροπέα Flyback Στο υποκεφάλαιο αυτό καθορίζονται θεωρητικά όλες οι παράμετροι που συνθέτουν τη λειτουργία του μετατροπέα μας. Αρχικά, θέλουμε ο μετατροπέας μας να λειτουργεί στην CCM καθώς ως διάταξη διόρθωσης συντελεστή ισχύος της τάξεως των 250 Watt με αυτόν τον τρόπο λειτουργίας οι καταπονήσεις των ημιαγωγικών στοιχείων (ρεύμα και κυρίως τάση ) περιορίζονται δραστικά σε ικανοποιητικά επίπεδα. Ειδικότερα: Πλευρά εισόδου: Ο μετατροπέας μας δέχεται στην είσοδο του την πλήρως ανορθωμένη τάση του δικτύου παροχής => VI=230V (RMS) Hμιαγωγικός διακόπτης του μετατροπέα επιλέγουμε να είναι ένα τρανζίστορ Mosfet ισχύος που θα παλμοδοτείται με συχνότητα f=50khz. Aυτός ο τύπος ημιαγωγικού 82

Κεφάλαιο 2 ο διακόπτη ανταποκρίνεται στο βέλτιστο βαθμό στις απαιτήσεις του μετατροπέα μας (τάση, ρεύμα, διακοπτική συχνότητα).στο σχήμα 2.17 παρουσιάζονται οι περιοχές λειτουργίας διαφόρων τύπων ημιαγωγικών στοιχείων. Σχήμα 2.17: Περιοχή λειτουργίας διαφόρων ημιαγωγικών στοιχείων [2] Μετασχηματιστής αποσύζευξης: Γενικά στους μετατροπείς τύπου Flyback, o λόγος κατάτμησης δ, επιλέγεται τέτοιος ώστε να πέφτει στο τρανζίστορ τάση περίπου ίση με την διπλάσια της τάσης του δικτύου, αφού η απόδοση του μετατροπέα για αυτήν την τιμή είναι η μέγιστη δυνατή. Θεωρούμε στην είσοδο του μετατροπέα τη μέση τιμή της ανορθωμένης τάσης του δικτύου (πλήρης dc έξοδος της ανορθωτικής γέφυρας) V I = 2 2 230 = 207 V και στην έξοδο π του μετατροπέα μας την τάση φόρτισης της συστοιχίας των μπαταριών VO=67,2V~96V. Έτσι από τη σχέση 2.17=> nvo Vimin = 2V Imin V Imin V I min n min = n max = δ max 1 δ max δ max 1 δ max = δ max 1 δ max <=> δmax=0,5. V I min Vo,max =0,9 207 = 1,94 96 V I min Vo,min =0,9 207 = 2,77 67,2 δ max 1 δ max <=> V DS V Imin V Imin = δ max 1 δ max <=> 83

Κεφάλαιο 2 ο Συνεπώς επιλέγουμε λόγο μετασχηματισμού N=2. Για λειτουργία στο όριο CCM/DCM έχω: V I = 2 2 230 = 207 V π VO,MAX=96V IO=2,25A Ι Ο,min /N Ι ΟΒ = nv O (1 δ) 2 T s = V I δ(1 δ)τ L m 2 2l s (σχέση 2.40) =>L m 0,46mH => m Επιλέγουμε L m =1mH για CCM λειτουργία. Εκτιμούμε μια τυπική τιμή συνολικής επαγωγής σκέδασης L l = 10%L m =0,1mH Κατανεμημένη ισόποσα σε πρωτεύον και δευτερεύον τύλιγμα: L l = L l1 + n 2 L l2 => L l1 = 0,05mH και L l2 = 0,05 4 = 0,0125mH Πλευρά εξόδου: Στην έξοδο έχουμε IO=2,25A και τάση εξόδου VO=67,2V~96V (76,8V ονομαστική τιμή). Χρειαζόμαστε έναν πυκνωτή εξόδου αρκετά μεγάλης χωρητικότητας, έτσι ώστε να κρατά την τάση εξόδου σταθερή κατά την περίοδο αποκοπής του τρανζίστορ. Για το λόγο αυτό επιλέγουμε C0=3900Μf. 2.1.8 Προσομοιώσεις μετατροπέα Flyback σε ιδανικές συνθήκες σε περιβάλλον Μatlab Πριν περάσουμε στην διαδικασία της κατασκευής και την πειραματική επαλήθευσης της λειτουργίας του μετατροπέα Flyback, κρίνεται απαραίτητη η επιβεβαίωση των θεωρητικά αναμενόμενων αποτελεσμάτων μέσω της προσομοίωσης. Η ορθή λειτουργία του συστήματος στην προσομοίωση είναι άκρως απαραίτητη πριν την κατασκευή διότι πολλά προβλήματα που εμφανίζονται στη λειτουργία του μετατροπέα, αν δεν επιλυθούν και δεν βρεθεί η αιτιολογία τους μπορεί να εμφανιστούν πολύ εντονότερα στην πειραματική διαδικασία, οπού υπεισέρχονται ζητήματα μη ιδανικότητας των στοιχείων που απαρτίζουν τον μετατροπέα. Για την προσομοίωση ηλεκτρικών συστημάτων υπάρχει πληθώρα προγραμμάτων επίλυσης ηλεκτρικών κυκλωμάτων όπως π.χ. το MATLAB και το SPICE. Τα δύο αυτά 84

Κεφάλαιο 2 ο προγράμματα έχουν μεγάλες υπολογιστικές δυνατότητες και μπορούν να προσομοιώσουν με τεράστια αξιοπιστία στην ανάλυση της λειτουργίας πολύπλοκων ηλεκτρικών συστημάτων. Για τη συγκεκριμένη διπλωματική εργασία επιλέξαμε τη χρήση του προγράμματος MATLAB, λόγω κυρίως της μεγαλύτερης ευκολίας που παρέχει στο χρήστη για διαχείριση πολύπλοκων κλειστών βρόχων ελέγχου, της πληθώρας μοντέλων για εξειδικευμένες εφαρμογές και του φιλικού προς το χρήστη γραφικού περιβάλλοντος SIMULINK στο οποίο προσομοιώνεται το σύστημά μας. Στο υποκεφάλαιο αυτό παρουσιάζονται οι προσομοιώσεις του μετατροπέα μας με τις παραμέτρους που επιλέξαμε στο υποκεφάλαιο 2.1.7 θεωρώντας όμως το μετατροπέα μας ιδανικό (μοναδιαίος συντελεστής απόδοσης), δηλαδή μηδενική σκέδαση στον μετασχηματιστή (L l = 0) και ημιαγωγικά στοιχεία (Power Μοsfet, Power diode) που λειτουργούν ως ιδανικοί διακόπτες. Ως τάση εισόδου έχουμε την μέση τιμή της ανορθωμένης τάσης του δικτύου (207V), ενώ στην έξοδο έχουμε πάντοτε ρεύμα 2,25Α και ωμικό φορτίο. Μεταβάλλοντας το ωμικό φορτίο στην έξοδο και το λόγο κατάτμησης δ προσομοιώνουμε την ελάχιστη, την ονομαστική και την μέγιστη στάθμη τάσης της συστοιχίας των μπαταριών υπό την φόρτιση σταθερού ρεύματος. Στο σχήμα 2.18 παρουσιάζεται το κύκλωμα του μετατροπέα Flyback με ιδανικά στοιχεία σε περιβάλλον Μatlab Simulink. Σχήμα 2.18: Μετατροπέας Flyback με ιδανικά στοιχεία σε περιβάλλον Matlab Simulink 85

Κεφάλαιο 2 ο 2.1.8.1 Προσομοίωση «ιδανικού μετατροπέα Flyback» για την ελάχιστη τάση φόρτισης της συστοιχίας των μπαταριών Στα σχήματα 2.19 ως 2.22 παρουσιάζονται οι κυματομορφές διαφόρων ηλεκτρικών μεγεθών του μετατροπέα έχοντας επιλέξει Vi=207V, Vo=67,2V (σταθερός λόγος κατάτμησης δ=39,3%) και ΙΟ=2.25Α. Παρατηρώντας προσεκτικά τα αποτελέσματα της προσομοίωσης γίνεται ορατό ότι τα αποτελέσματα επιβεβαιώνουν στο μέγιστο την θεωρία που αναπτύχθηκε παραπάνω τόσο ποιοτικά όσο και ποσοτικά. Ειδικότερα, επαληθεύoνται η τετραγωνική μορφή των τάσεων, η τριγωνική μορφή των ρευμάτων, τα σταθερά και ανάλογα μεγέθη της τάσης και του ρεύματος στην έξοδο καθώς και η CCM λειτουργία του μετατροπέα. Το τρανζίστορ δέχεται τάση VGS=15V μεταξύ πύλης και πηγής, ενώ η τάση μεταξύ υποδοχής και πηγής είναι VDS=Vi+nVo=207+2*67,2=341,4V. H δίοδος δέχεται τάση VAK=Vo+Vi/N=67,2+207/2=170,7V. Μεταξύ του ρεύματος διόδου και του ρεύματος τρανζίστορ επαληθεύεται η σχέση Ι tranmax = 1. To ρεύμα του πυκνωτή I diodemax 2 Icout έχει, όπως προβλέπεται, μηδενική μέση τιμή, ενώ τελικά ισχύει η σχέση Idiode+Icout=Io. Σχήμα 2.19: α) παλμοί στην πύλη του τρανζίστορ V GS β) ρεύμα τρανζίστορ Ι ΜOS γ) τάση τρανζίστορ V DS 86

Κεφάλαιο 2 ο Σχήμα 2.20: α) ρεύμα διόδου Ι diode β) τάση διόδου V AK Σχήμα 2.21: Ρεύμα πυκνωτή εξόδου 87

Κεφάλαιο 2 ο Σχήμα 2.22: α) ρεύμα εξόδου Ιout β) τάση εξόδου Vout 2.1.8.2 Προσομοίωση «ιδανικού μετατροπέα Flyback» για την ονομαστική τάση φόρτισης της συστοιχίας των μπαταριών Στα σχήματα 2.23 ως 2.26 παρουσιάζονται οι κυματομορφές διαφόρων ηλεκτρικών μεγεθών του μετατροπέα έχοντας επιλέξει Vi=207V, Vo=76,8V (σταθερός λόγος κατάτμησης δ=42,5%) και ΙΟ=2.25Α. Το τρανζίστορ δέχεται τάση VGS=15V μεταξύ πύλης και πηγής, ενώ η τάση μεταξύ υποδοχής και πηγής είναι VDS=Vi+nVo=207+2*76,8=360,6V. H δίοδος δέχεται τάση VAK=Vo+Vi/N=76,8+207/2=180,3V. Μεταξύ του ρεύματος διόδου και του ρεύματος τρανζίστορ επαληθεύεται η σχέση Ι tranmax = 1. To ρεύμα του πυκνωτή I diodemax 2 Icout έχει όπως προβλέπεται μηδενική μέση τιμή, ενώ τελικά ισχύει η σχέση Idiode+Icout=Io. 88

Κεφάλαιο 2 ο Σχήμα 2.23: α) παλμοί στην πύλη του τρανζίστορ V GS β) ρεύμα τρανζίστορ Ι ΜOS γ) τάση τρανζίστορ V DS Σχήμα 2.24: α) ρεύμα διόδου Ι diode β) τάση διόδου V AK 89

Κεφάλαιο 2 ο Σχήμα 2.25: Ρεύμα πυκνωτή εξόδου Ι co Σχήμα 2.26: α) ρεύμα εξόδου Ι out β) τάση εξόδου V out 2.1.8.3 Προσομοίωση «ιδανικού μετατροπέα Flyback» για την μέγιστη τάση φόρτισης της συστοιχίας των μπαταριών Στα σχήματα 2.27 ως 2.30 παρουσιάζονται οι κυματομορφές διαφόρων ηλεκτρικών μεγεθών του μετατροπέα έχοντας επιλέξει Vi=207V, Vo=96V (σταθερός λόγος κατάτμησης δ=48,1%) και ΙΟ=2.25 Α. 90

Κεφάλαιο 2 ο Το τρανζίστορ δέχεται τάση VGS=15V μεταξύ πύλης και πηγής, ενώ η τάση μεταξύ υποδοχής και πηγής είναι VDS=Vi+nVo=207+2*96=399V. H δίοδος δέχεται τάση VAK=Vo+Vi/N=96+207/2=199,5V. Μεταξύ του ρεύματος διόδου και του ρεύματος τρανζίστορ επαληθεύεται η σχέση Ι tranmax = 1.To ρεύμα του πυκνωτή Icout I diodemax 2 έχει όπως προβλέπεται μηδενική μέση τιμή, ενώ τελικά ισχύει η σχέση Idiode+Icout=Io. Σχήμα 2.27: α) παλμοί στην πύλη του τρανζίστορ V GS β) ρεύμα τρανζίστορ Ι ΜOS γ)τάση V DS Σχήμα 2.28: α) ρεύμα διόδου Ι diode β) τάση διόδου V AK 91

Κεφάλαιο 2 ο Σχήμα 2.29: Ρεύμα πυκνωτή εξόδου Ι co Σχήμα 2.30: α) ρεύμα εξόδου Ι out β) τάση εξόδου V out 92

Κεφάλαιο 2 ο 2.2 Ανάλυση της λειτουργίας του μετατροπέα Flyback με μη ιδανικά στοιχεία. Σε αυτή την ενότητα της εργασίας γίνεται θεωρητική και μαθηματική ανάλυση του μετατροπέα Flyback με μη ιδανικά στοιχεία αλλά και προσομοίωση αυτού. 2.2.1 Θεωρητική ανάλυση του μετατροπέα Flyback σε πραγματικές συνθήκες Μέχρι στιγμής έχει αναλυθεί το κύκλωμα του μετατροπέα σε ιδανικές συνθήκες λειτουργίας όπως περιεγράφηκε παραπάνω. Ωστόσο, η λειτουργία του «πραγματικού μετατροπέα»(χρησιμοποιώντας δηλαδή μη ιδανικά στοιχεία) διαφέρει από αυτή του «ιδανικού μετατροπέα» [1]. Έτσι λοιπόν συμπεριλαμβάνοντας την σκέδαση του μετασχηματιστή, την παρασιτική χωρητικότητα των στοιχείων και τις ωμικές αντιστάσεις του κυκλώματος στην ανάλυση μας, τα πράγματα γίνονται εντελώς διαφορετικά. Η σκέδαση του μετασχηματιστή, οφείλεται από τη μια στο γεγονός της μη τέλειας ζεύξης μεταξύ των τυλιγμάτων και από την άλλη στη χρησιμοποίηση του διακένου μεταξύ των στελεχών του πυρήνα του μετασχηματιστή. Η παρασιτική χωρητικότητα οφείλεται στην παρασιτική χωρητικότητα του Mosfet, των τυλιγμάτων και της διόδου στην έξοδο (ανηγμένη στο πρωτεύον). Στο κύκλωμα όλες οι παρασιτικές χωρητικότητες συγκεντρώνονται και μοντελοποιούνται με έναν πυκνωτή Cparasitic συνδεδεμένο παράλληλα στον διακόπτη. Στο σημείο αυτό πρέπει να υπογραμμίσουμε την ιδιομορφία που προσφέρει η σκέδαση του μετασχηματιστή στη λειτουργία του κυκλώματος. Εμβαθύνοντας, όταν άγει το τρανζίστορ, η επαγωγή του πρωτεύοντος μαγνητίζεται, δηλαδή η κύρια επαγωγή και η σκέδαση του πρωτεύοντος αποθηκεύουν ενέργεια, ενώ το δευτερεύον τύλιγμα δεν άγει με αποτέλεσμα να υπάρχει μηδενική ζεύξη μεταξύ πρωτεύοντος και δευτερεύοντος, δηλαδή κατά την περίοδο αγωγής του τρανζίστορ συμμετέχει μόνο η σκέδαση του πρωτεύοντος. Ωστόσο κατά την μετάβαση (σβέση) του ημιαγωγικού διακόπτη ισχύος πραγματοποιείται ζεύξη μεταξύ πρωτεύοντος και δευτερεύοντος από την στιγμή που άγουν και τα δύο τυλίγματα όπως φαίνεται και από το σχήμα 2.31, ενώ το ρεύμα στο πρωτεύον μειώνεται με ρυθμό που καθορίζεται από τη σκέδαση και την διαφορά δυναμικού που επικρατεί στα άκρα της και έτσι η κλίση με την οποία μειώνεται το ρεύμα του πρωτεύοντος είναι ίση με di dt = V I+nV O L lp +n 2 L ls. Για να μηδενιστεί το ρεύμα αυτό χρειάζεται ένα μικρό χρονικό διάστημα Δt. Καθώς μειώνεται το ρεύμα στο πρωτεύον ταυτόχρονα αυξάνεται το ρεύμα στο δευτερεύον. 93

Κεφάλαιο 2 ο Για αυτό και η δίοδος στην έξοδο παρόλο που είναι ορθά πολωμένη άγει αφού μηδενιστεί το ρεύμα στο πρωτεύον δηλαδή σε χρονικό διάστημα Δt μετά το σβήσιμο του τρανζίστορ, ή καλύτερα θα μπορούσαμε να πούμε ότι ενώ η δίοδος έχει χρόνο μετάβασης μικρότερο από το χρονικό διάστημα Δt διαρρέεται από τη μέγιστη τιμή του ρεύματος μετά από χρόνο Δt. Όπως φαίνεται και στο σχήμα 2.31 το ρεύμα της σκέδασης κατά το χρονικό διάστημα Δt αφαιρείται από το ρεύμα της κύριας επαγωγής με αποτέλεσμα η δίοδος να άγει στο ni Lp,peak και όχι στο ni Lp,peak. Eπειδή η σκέδαση του δευτερεύοντος είναι αμελητέα συγκριτικά με την σκέδαση του πρωτεύοντος από εδώ και πέρα η σκέδαση όλου του κυκλώματος θα μοντελοποιείται συγκεντρωμένα με ένα πηνίο Ll στο πρωτεύον. Σχήμα 2.31: Ηλεκτρικό ρεύμα πρωτεύοντος και δευτερεύοντος σε όλη την διακοπτική περίοδο στο όριο μεταξύ CCM/DCM [1] Ακολουθεί ανάλυση της CCM λειτουργίας του μετατροπέα σε τρεις χρονικές περιόδους κατά τη διάρκεια της κατάστασης αγωγής, κατά τη διάρκεια της κατάστασης αποκοπής και κατά τη διάρκεια της μετάβασης του ημιαγωγικού διακόπτη. Η απεικόνιση της προσέγγισης του πραγματικού κυκλώματος του μετατροπέα Flyback φαίνεται στο σχήμα 2.32. 94

Κεφάλαιο 2 ο Σχήμα 2.32: Προσέγγιση πραγματικού κυκλώματος του μετατροπέα Flyback [1] Χρονική περίοδος αγωγής του τρανζίστορ (0<t<δTs): Σχήμα 2.33: Χρονική διάρκεια αγωγής του τρανζίστορ [1] Το τρανζίστορ άγει με αποτέλεσμα να ρέει ρεύμα στο πρωτεύον. Όπως φαίνεται και στο σχήμα 2.33, η κύρια επαγωγή και η σκέδαση φορτίζουν, δηλαδή αποθηκεύουν ηλεκτρική ενέργεια, ενώ παράλληλα το δευτερεύον τύλιγμα είναι ανοικτοκυκλωμένο. Στη χρονική στιγμή t=ton το ρεύμα στο πρωτεύον I LP έχει φτάσει στην μέγιστη τιμή του I Lp peak. I Lp (t) =I Ll (t)= I Lm (t). Eπειδή, είμαστε σε CCΜ: Η ενέργεια που αποθηκεύεται στον πυρήνα: W Lm = 1 L 2 2 2 m(i Lp peak -I Lm,min ) (2.58) 95

Κεφάλαιο 2 ο Η ενέργεια που αποθηκεύεται στην σκέδαση: W Ll = 1 2 L l(i Lp peak 2 2 -I Ll,min ) (2.59) W Lm W Ll Μετάβαση του διακόπτη (ton-< t <ton+ +Δt): Σχήμα 2.34: Ισοδύναμο κύκλωμα μετατροπέα τύπου Flyback κατά την χρονική περίοδο μετάβασης του διακόπτη t on < t < t on+ [1] Κατά τo χρονικό διάστημα της μετάβασης του τρανζίστορ(t on < t < t on+ ), τα ρεύματα της κύριας επαγωγής και της σκέδασης είναι I Lp,peak =I Ll = I Lm, όπου I Lp,peak =I Lp (t on )= I Lp (t on+ ), γι αυτό και οι επαγωγές σύμφωνα με την θεωρία κυκλωμάτων συμπεριφέρονται σαν πηγές ρεύματος όπως φαίνεται και στο σχήμα 2.34, ενώ η παρασιτική χωρητικότητα του τρανζίστορ, η οποία είναι αφόρτιστη συμπεριφέρεται σαν βραχυκύκλωμα. Στην συνέχεια το ρεύμα στο πρωτεύον δεν μηδενίζεται ακαριαία αλλά απαιτείται ένα μικρό χρονικό διάστημα. Η κλίση με την οποία φθίνει το ρεύμα στο πρωτεύον, εξαρτάται από την τιμή της σκέδασης και από την διαφορά δυναμικού που εφαρμόζεται στα άκρα της., διότι αρχικά V DS = 0V. V Ll = V DS (V i + nv O ) => V Ll =L di di l => = V DS (V i +nv O ) => di = (V i+nv O ) (2.60) dt dt L l dt L l Aπό τη στιγμή αυτή και μετά αρχίζει να φορτίζεται ο πυκνωτής με επακόλουθο την αύξηση της τάσης του, η οποία πραγματοποιείται με ρυθμό που εξαρτάται από τη μέγιστη τιμή του ρεύματος στο πρωτεύον και από την παρασιτική χωρητικότητα του κυκλώματος. 96

Κεφάλαιο 2 ο Ι C = C dv C dt =>dv C dt = I Lp,peak C parasitic (2.61) Παρατηρώντας τον τύπο (2.61) γίνεται εύκολα αντιληπτό ότι όσο μεγαλύτερο είναι το μέγιστο ρεύμα του πρωτεύοντος και μικρότερη η παρασιτική χωρητικότητα του τρανζίστορ, τόσο πιο γρήγορα αναπτύσσεται η τάση στα άκρα του τρανζίστορ και τόσο μεγαλύτερη είναι η υπέρταση που αναπτύσσεται, με αποτέλεσμα να ελλοχεύει ο κίνδυνος άμεσης καταστροφής του στοιχείου αν ξεπεραστεί η τάση διάσπασης του. Η υπέρταση σβήνει με υψίσυχνη ταλάντωση, η οποία αποτελεί θόρυβο ή αλλιώς ηλεκτρομαγνητική παρεμβολή (EMI) για τις γειτονικές συσκευές αλλά και για την παλμοδότηση του ίδιου του τρανζίστορ. Το ύψος της υπέρτασης όπως φαίνεται από την παρακάτω σχέση εξαρτάται ανάλογα και από την τετραγωνική ρίζα της σκέδασης του μετασχηματιστή. V DS,MAX = (V i + nv O )+I Lp,peak L l c parasitic [1] (2.62) Χρονική περίοδος αποκοπής του τρανζίστορ (ton++δt<t<ts): Σχήμα 2.35: Χρονική διάρκεια αποκοπής του τρανζίστορ [1] Το σχήμα 2.35 απεικονίζει το μετατροπέα Flyback με μη ιδανικά στοιχεία κατά την αποκοπή του τρανζίστορ. Κατά το χρονικό διάστημα αυτό τα μεταβατικά φαινόμενα που προκαλούνται από τη σκέδαση, τη παρασιτική χωρητικότητα και τις αντιστάσεις του μετασχηματιστή φθίνουν και τα μεγέθη φτάνουν στην μόνιμη κατάσταση που έχουν σε ιδανικές συνθήκες. Η συχνότητα των παραπάνω μεταβατικών ταλαντώσεων υπολογίζεται από τον τύπο (2.63).Το σχήμα 2.36 97

Κεφάλαιο 2 ο μας προσφέρει μια απεικόνιση των κυματομορφών του ρεύματος και της τάσης του ημιαγωγικού διακόπτη ισχύος. f leak = 1 2π L l C parasitic [1] (2.63) Σχήμα 2.36: Υψίσυχνες ταλαντώσεις και φαινόμενο υπέρτασης λόγω των παρασιτικών στοιχείων [1] 2.2.2 Προσομοιώσεις του μετατροπέα Flyback σε πραγματικές συνθήκες σε περιβάλλον Matlab Στην παράγραφο αυτή παρουσιάζονται οι προσομοιώσεις του μετατροπέα Flyback με τις παραμέτρους που επιλέξαμε στο υποκεφάλαιο 2.1.7 θεωρώντας όμως το μετατροπέα μη ιδανικό, προσομοιώνουμε δηλαδή ένα σύστημα το οποίο προσεγγίζει πολύ καλά τον <<πραγματικό>>μετατροπέα Flyback. Πιο συγκεκριμένα, θεωρούμε σκέδαση στον μετασχηματιστή μας (L l1 = 0,05mH και L l2 = 0,0125mH), αντιστάσεις πρωτεύοντος και δευτερεύοντος τυλίγματος (R1=R2=1mΩ), την παρασιτική χωρητικότητα όλου του κυκλώματος ισχύος συγκεντρωμένη στο Mosfet ισχύος (230pF) και τελικά τις αντιστάσεις αγωγής των ημιαγωγικών στοιχείων. Ως τάση εισόδου έχουμε την μέση τιμή της ανορθωμένης τάσης του δικτύου (207V), ενώ στην έξοδο έχουμε πάντοτε ρεύμα 2,25Α και ωμικό φορτίο. Μεταβάλλοντας το ωμικό φορτίο στην έξοδο και τον λόγο κατάτμησης δ προσομοιώνουμε την ελάχιστη, την ονομαστική και την μέγιστη στάθμη τάσης της συστοιχίας των μπαταριών υπό την φόρτιση σταθερού ρεύματος. Στο σχήμα 2.37 παρουσιάζεται το κύκλωμα του μετατροπέα Flyback με μη ιδανικά στοιχεία σε περιβάλλον Μatlab Simulink. 98

Κεφάλαιο 2 ο Σχήμα 2.37: Μετατροπέας Flyback με μη ιδανικά στοιχεία σε περιβάλλον Matlab Simulink 2.2.2.1 Προσομοίωση «πραγματικού μετατροπέα Flyback» για την ελάχιστη τάση φόρτισης της συστοιχίας των μπαταριών Στα σχήματα 2.38 ως 2.42 παρουσιάζονται οι κυματομορφές διαφόρων ηλεκτρικών μεγεθών του μετατροπέα έχοντας επιλέξει Vi=207V, Vo=67,2V (σταθερός λόγος κατάτμησης) και ΙΟ=2.25 Α. Παρατηρώντας προσεκτικά τα αποτελέσματα της προσομοίωσης γίνεται ορατό ότι τα αποτελέσματα επιβεβαιώνουν στο μέγιστο την θεωρία που αναπτύχθηκε παραπάνω για τον πραγματικό μετατροπέα στην CCM λειτουργία τόσο ποιοτικά όσο και ποσοτικά. Όταν το τρανζίστορ βρίσκεται σε αγωγή τα μη μηδενικά μεγέθη του μετατροπέα (τάσεις, ρεύματα) κατά το χρονικό αυτό διάστημα είναι ίσα με αυτά που παρουσιάστηκαν σε ιδανικές συνθήκες προσομοίωσης. Κατά την αποκοπή του ημιαγωγικού διακόπτη, η υπέρταση που δημιουργείται σε αυτόν είναι εμφανέστατη και έχει μέγεθος 2050 V, ενώ η φθίνουσα ταλάντωση έχει τέτοιο αρχικό πλάτος που πολώνει ορθά την αντιπαράλληλη δίοδο του mosfet..έτσι λοιπόν μηδενίζεται η τάση του ημιαγωγικού διακόπτη κατά τη χρονική αυτή περίοδο και διέρχεται ρεύμα μέσα από την αντιπαράλληλη δίοδο και όχι δια μέσου της παρασιτικής χωρητικότητας, η οποία με εξαίρεση αυτό το χρονικό διάστημα, κατά την αποκοπή του τρανζίστορ βρίσκεται σε μια συνεχή φθίνουσα (λόγω των ωμικών αντιστάσεων που συμπεριλαμβάνουμε στο προς προσομοίωση σύστημα μας) ταλάντωση ενέργειας με την επαγωγή σκέδασης Ll. Η ταλάντωση αυτή μεταξύ επαγωγής σκέδασης και παρασιτικής χωρητικότητας γίνεται ορατή και στα μεγέθη του δευτερεύοντος όπως 99

Κεφάλαιο 2 ο αναμενόταν, αφού το δευτερεύον τύλιγμα διαρρέεται από ρεύμα κατά την αποκοπή. Τελικά η μεταβατική αυτή ταλάντωση για κάθε μέγεθος γίνεται πάντοτε γύρω από την μόνιμη κατάσταση που παρουσιάστηκε κατά τους υπολογισμούς και τις προσομοιώσεις για τον ιδανικό μετατροπέα. Το τρανζίστορ δέχεται τάση VGS=15V μεταξύ πύλης και πηγής, ενώ η τάση μεταξύ υποδοχής και πηγής στην μόνιμη κατάσταση είναι VDS=Vi+nVo=207+2*67,2=341,4V. H δίοδος δέχεται στην μόνιμη κατάσταση τάση VAK=Vo+Vi/N=67,2+207/2=170,7V. Μεταξύ του ρεύματος διόδου και του ρεύματος τρανζίστορ επαληθεύεται η σχέση Ι tranmax = 1. To ρεύμα του πυκνωτή Icout έχει όπως προβλέπεται μηδενική μέση τιμή, ενώ I diodemax 2 παράλληλα ισχύει η σχέση Idiode+Icout=Io. Τελικά, πρέπει να υπογραμμισθεί ότι για να πετύχουμε την επιθυμητή τάση εξόδου χρησιμοποιήσαμε μεγαλύτερο λόγο κατάτμησης από τον αντίστοιχο στην προσομοίωση για ιδανικές συνθήκες εξαιτίας της ύπαρξης των ωμικών αντιστάσεων των στοιχείων του μετατροπέα στην προσομοίωσή μας (μη μοναδιαίος συντελεστής απόδοσης). Σχήμα 2.38: α) παλμοί στην πύλη του τρανζίστορ V GS β) τάση τρανζίστορ V DS γ) ρεύμα τρανζίστορ Ι ΜOS δ) ρεύμα παρασιτικής χωρητικότητας C parasitic 100

Κεφάλαιο 2 ο Σχήμα 2.39: α) ρεύμα σκέδασης πρωτεύοντος Ι Ll β) τάση παρασιτικής χωρητικότητας C parasitic Σχήμα 2.40: α) ρεύμα διόδου Ι diode β) τάση διόδου V AK 101

Κεφάλαιο 2 ο Σχήμα 2.41: Ρεύμα πυκνωτή εξόδου Ι co Σχήμα 2.42: α) ρεύμα εξόδου Ι out β) τάση εξόδου V out 2.2.2.2 Προσομοίωση «πραγματικού μετατροπέα Flyback» για την ονομαστική τάση φόρτισης της συστοιχίας των μπαταριών Στα σχήματα 2.43 ως 2.47 παρουσιάζονται οι κυματομορφές διαφόρων ηλεκτρικών μεγεθών του μετατροπέα έχοντας επιλέξει Vi=207V, Vo=76,8V (σταθερός λόγος κατάτμησης) και ΙΟ=2.25 Α. 102

Κεφάλαιο 2 ο Η υπέρταση που εμφανίζεται στο τρανζίστορ είναι ίση με 2160 V.Το τρανζίστορ δέχεται τάση VGS=15V μεταξύ πύλης και πηγής, ενώ η τάση μόνιμης κατάστασης μεταξύ υποδοχής και πηγής είναι VDS=Vi+nVo=207+2*76,8=360,6V. H δίοδος δέχεται στην μόνιμη κατάσταση τάση VAK=Vo+Vi/N=76,8+207/2=180,3V. Μεταξύ του ρεύματος διόδου και του ρεύματος τρανζίστορ επαληθεύεται η σχέση Ι tranmax = 1. To ρεύμα του πυκνωτή Icout έχει όπως προβλέπεται μηδενική μέση τιμή, ενώ I diodemax 2 τελικά ισχύει η σχέση Idiode+Icout=Io. Σχήμα 2.43: α) παλμοί στην πύλη του τρανζίστορ V GS β) τάση τρανζίστορ V DS γ) ρεύμα τρανζίστορ Ι ΜOS δ) ρεύμα παρασιτικής χωρητικότητας C parasitic Σχήμα 2.44: α) ρεύμα σκέδασης πρωτεύοντος Ι Ll β) τάση παρασιτικής χωρητικότητας C parasitic 103

Κεφάλαιο 2 ο Σχήμα 2.45: α) ρεύμα διόδου Ι diode β) τάση διόδου V AK Σχήμα 2.46: Ρεύμα πυκνωτή εξόδου Ι co 104

Κεφάλαιο 2 ο Σχήμα 2.47: α) ρεύμα εξόδου Ι out β) τάση εξόδου V out 2.2.2.3 Προσομοίωση «πραγματικού μετατροπέα Flyback» για την μέγιστη τάση φόρτισης της συστοιχίας των μπαταριών Στα σχήματα 2.48 ως 2.52 παρουσιάζονται οι κυματομορφές διαφόρων ηλεκτρικών μεγεθών του μετατροπέα έχοντας επιλέξει Vi=207V, Vo=96V (σταθερός λόγος κατάτμησης δ=51,3%) και ΙΟ=2.25 Α. Η υπέρταση που εμφανίζεται στο τρανζίστορ είναι ίση με 2435 V. Το τρανζίστορ δέχεται τάση VGS=15V μεταξύ πύλης και πηγής, ενώ η τάση μεταξύ υποδοχής και πηγής στην μόνιμη κατάσταση ισούται με VDS=Vi+nVo=207+2*96=399V. H δίοδος δέχεται στην μόνιμη κατάσταση τάση VAK=Vo+Vi/N=96+207/2=199,5V. Μεταξύ του ρεύματος διόδου και του ρεύματος τρανζίστορ επαληθεύεται η σχέση Ι tranmax = 1. To ρεύμα του πυκνωτή Icout έχει όπως προβλέπεται μηδενική μέση τιμή, ενώ I diodemax 2 τελικά ισχύει η σχέση Idiode+Icout=Io. 105

Κεφάλαιο 2 ο Σχήμα 2.48: α) παλμοί στην πύλη του τρανζίστορ V GS β) τάση τρανζίστορ V DS γ) ρεύμα τρανζίστορ Ι ΜOS δ) ρεύμα παρασιτικής χωρητικότητας C parasitic Σχήμα 2.49: α) ρεύμα σκέδασης πρωτεύοντος Ι Ll β) τάση παρασιτικής χωρητικότηταςc parasitic 106

Κεφάλαιο 2 ο Σχήμα 2.50: α) ρεύμα διόδου Ι diode β) τάση διόδου V AK Σχήμα 2.51: Ρεύμα πυκνωτή εξόδου Ι co Σχήμα 2.52: α) ρεύμα εξόδου Ι out β) τάση εξόδου V out 107

Κεφάλαιο 2 ο Βιβλιογραφία [1]. Κωνσταντίνος Ζαοσκούφης, «Μελέτη και κατασκευή τροφοδοτικού με πολλαπλές εξόδους», Διπλωματική Εργασία 226150, Πανεπιστήμιο Πατρών, Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών [2]. Εμμανουήλ Κ. Τατάκης, «Ηλεκτρονικά στοιχεία ισχύος και βιομηχανικές εφαρμογές» [3]. Στυλιανός Καλαρίδης, «Μελέτη και κατασκευή φορτιστή συσσωρευτών με διόρθωση συντελεστή ισχύος, ελεγχόμενο από μικροελεγκτή», Διπλωματική Εργασία 226997, Πανεπιστήμιο Πατρών, Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών [4]. Παναγόπουλος Κωνσταντινος, «Διάταξη φόρτισης συσσωρευτών ηλεκτροκίνητου οχήματος», Διπλωματική Εργασία 227091, Πανεπιστήμιο Πατρών, Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών [5]. N.Π. Παπανικολάου, «Βέλτιστος Σχεδιασμός Τροφοδοτικών Συνεχούς Τάσης με Υψηλό Συντελεστή Ισχύος», Διδακτορική Διατριβή, Πανεπιστήμιο Πατρών, Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών, Πάτρα Ιούλιος 2002 108

Κεφάλαιο 3 ο ΚΕΦΑΛΑΙΟ 3 ΜΕΛΕΤΗ ΚΥΚΛΩΜΑΤΩΝ ΚΑΤΑΣΤΟΛΗΣ ΥΠΕΡΤΑΣΕΩΝ ΓΙΑ ΤΟΝ ΜΕΤΑΤΡΟΠΕΑ FLYBACK Στο κεφάλαιο αυτό παρουσιάζονται κυκλώματα για την καταστολή της υπέρτασης στον ημιαγωγικό διακόπτη του μετατροπέα Flyback και αναλύονται τόσο σε θεωρητικό αλλά όσο και σε επίπεδο προσομοίωσης. Εν συνεχεία, πραγματοποιείται θεωρητική ανάλυση και προσομοίωση του κυκλώματος προστασίας (snubber) που επιλέχθηκε για τον μετατροπέα μας, του ολικού κυκλώματος ισχύος αλλά και της μεθόδου ελέγχου αυτού, δηλαδή του συστήματος που αποτελεί την "καρδιά" της διάταξης φόρτισης που κατασκευάστηκε στην παρούσα διπλωματική εργασία. 3.1 Παθητικά κυκλώματα προστασίας Η υπέρταση όπως έχει αναφερθεί, αν ξεπεράσει την τιμή διάσπασης του τρανζίστορ θα προκαλέσει την καταστροφή του αλλά και χωρίς να την ξεπεράσει καταπονεί αρκετά το στοιχείο μειώνοντας αισθητά τον χρόνο ζωής του. Στο υποκεφάλαιο αυτό του μετατροπέα μελετώνται σε θεωρητικό επίπεδο και επίπεδο προσομοίωσης δύο παθητικά κυκλώματα καταστολής υπερτάσεων. 3.1.1 Παθητικό κύκλωμα προστασίας με απώλειες (RCD) Το παθητικό κύκλωμα προστασίας με απώλειες [1] απoτελείται από μια δίοδο σε σειρά με τον παράλληλο συνδυασμό μιας αντίστασης και ενός πυκνωτή. Ολόκληρο το κύκλωμα συνδέεται παράλληλα στο πρωτεύον τύλιγμα του μετασχηματιστή (σχήμα 3.1). Για την μελέτη του κυκλώματος αυτού θα θεωρήσουμε σαν μια σταθερή πηγή τάσης τον παράλληλο συνδυασμό αντίστασης και πυκνωτή, όπως γίνεται ορατό στο σχήμα 3.1. Σχήμα 3.1: Κύκλωμα προστασίας RCD [1] 109

Κεφάλαιο 3 ο Χρονική περίοδος αγωγής του τρανζίστορ (0<t<δTs): Κατά την περίοδο αγωγής του τρανζίστορ το κύκλωμα προστασίας παραμένει ανενεργό χωρίς να επηρεάζει τη λειτουργία του μετατροπέα κατά τη χρονική περίοδο αγωγής. Ο πυκνωτής Csn είναι φορτισμένος, έτσι ώστε η τάση του να είναι μεγαλύτερη από την τάση που φαίνεται από το πρωτεύον του Μ/Τ. Παράλληλα, η τιμή της χωρητικότητάς του πρέπει να είναι τέτοια έτσι ώστε η τάση του να παραμένει σταθερή κατά τη διακοπτική λειτουργία του κυκλώματος. Μετάβαση του διακόπτη (ton-< t <ton+ +Δt): Σχήμα 3.2: Ισοδύναμο κύκλωμα κατά τη χρονική περίοδο μετάβασης του διακόπτη (t on-< t <t on+ +Δt) [1] Κατά τη σβέση του τρανζίστορ ξεκινά να αναπτύσσεται τάση στα άκρα του. Στο σχήμα 3.2 φαίνεται το ισοδύναμο κύκλωμα κατά τη χρονική περίοδο μετάβασης του διακόπτη. Παρόλο που η τάση στα άκρα των τυλιγμάτων του μετασχηματιστή έχει αλλάξει πολικότητα στο δευτερεύον δεν υφίσταται ροή ρεύματος καθώς η ενέργεια της κύριας επαγωγής αναιρείται από την ενέργεια της σκέδασης και έτσι ο παρασιτικός πυκνωτής φορτίζεται. Το δυναμικό στην κάθοδο της διόδου ισούται με την τάση Vi+ Vsn κατά τη χρονική αυτή περίοδο. 110

Κεφάλαιο 3 ο Χρονική περίοδος αποκοπής του τρανζίστορ (ton++δt<t<ts): Σχήμα 3.3: Ενεργοποίηση του κυκλώματος προστασίας κατά την εκτόνωση της ενέργειας της σκέδασης στην χρονική περίοδο αποκοπής του τρανζίστορ [1] Τη στιγμή που η τάση στα άκρα του τρανζίστορ ξεπεράσει κατά περίπου 1V την τιμή του δυναμικού στην κάθοδο της διόδου, η δίοδος του snubber πολώνεται ορθά, αφού η πηγή του mosfet είναι γειωμένη και η τιμή της τάσης του τρανζίστορ ισούται με το δυναμικό ανόδου της διόδου. Κατά αυτόν τον τρόπο η υπέρταση οδηγείται προς τη συνεχή πηγή, δηλαδή η ενέργεια της σκέδασης μεταφέρεται στον πυκνωτή του κυκλώματος προστασίας, προστατεύοντας έτσι το τρανζίστορ από περαιτέρω καταπόνηση στα άκρα του, ενώ πλέον η δίοδος στο δευτερεύον τίθεται σε αγωγή. V Ll = V DS (V I + nv o ) (3.1) V DS = (V I + V sn ) = > (3.2) V Ll = V sn nv o (3.3) Στο σχήμα 3.3 παρουσιάζεται το κύκλωμα του μετατροπέα κατά την χρονική περίοδο αποκοπής. 3.1.1.1 Σχεδιασμός RCD κυκλώματος προστασίας (RCD Snubber) H πρώτη ενέργεια για τον σχεδιασμό του RCD κυκλώματος προστασίας είναι η επιλογή της τάσης Vsn (σχήμα 3.4) που θα αναπτυχθεί στον πυκνωτή του snubber και είναι εκείνη η τάση που θα καθορίσει σε ποιο ύψος θα κοπεί η υπέρταση, δηλαδή σε ποιο ύψος της υπέρτασης θα ανάψει η δίοδος του snubber. Πρέπει να επιλεγεί ένας πυκνωτής τέτοιας χωρητικότητας και μια αντίσταση τέτοιας τιμής, έτσι ώστε να αναπτύσσεται η απαιτούμενη τάση στα άκρα του, ενώ παράλληλα να απορροφά όσο το δυνατόν λιγότερη ενέργεια από την πηγή εκτός από την ενέργεια της σκέδασης. 111

Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3.4: Τάση στην οποία ενεργοποιείται το κύκλωμα προστασίας [1] Η επιλογή της χωρητικότητας του πυκνωτή χρήζει ιδιαίτερης προσοχής, διότι σε περίπτωση που είναι αρκετά μεγάλη, για την ανάπτυξη της απαιτούμενης τάσης Vsn θα χρειάζεται πολύ μεγαλύτερη ενέργεια από αυτήν της σκέδασης με αποτέλεσμα να πραγματοποιείται δραματική μείωση στην απόδοση του μετατροπέα. V Sn = k d V DSS V I V OS (3.4) όπου k d :συντελεστής ασφαλείας V OS : το peak της υπέρτασης, λόγω της απότομης κλίσης του ρεύματος της διόδου του snubber κατά την έναυση της. Υπολογισμός της αντίστασης του snubber Ο υπολογισμός της αντίστασης του παθητικού αυτού Snubber προκύπτει από τον υπολογισμό των πραγματικών απωλειών σε αυτήν, οι οποίες υπολογίζονται από τις εξής σχέσεις P Rsn = V Sn 2 (3.5) R Sn P Rsn = V Sn f s I Dsn,av (3.6) όπου: I Dsn,av είναι η μέση τιμή του ρεύματος που διαρρέει την δίοδο του snubber και Δt ο χρόνος σβέσης του. I Dsn,av = I P,pk 2 Δt, Δt = I P,pk V Sn nv O L l 112

Κεφάλαιο 3 ο Εξισώνοντας τις σχέσεις (3.5) και (3.6) προκύπτει η σχέση 3.7 για τον υπολογισμό την αντίστασης του RCD snubber : R sn = 2 I P,pk 2 f s L l V Sn (V Sn nv O ) (3.7) Υπολογισμός της χωρητικότητας του πυκνωτή του snubber ΔQ=Q-0=Q ΔQ : Μεταβολή του ηλεκτρικού φορτίου Q: Το ηλεκτρικό φορτίο i(t)= dq dt => Q= i Δt 0 p(t) dt = Δt 0 (I P,pk I Lp,pk ) dt = I P,pk Δt => Q = I P,pk Δt Δt 2 2 C = ΔQ => CΔV = I Lp,pk Δt => C ΔV 2 sn= I p,pk 2 L l 2ΔV(V Sn nv O ) Επιλέγουμε ΔV = 0.02V Sn. (3.9) (3.8) Ολοκληρώνοντας τη θεωρητική ανάλυση του RCD κυκλώματος προστασίας (RCD Snubber) υπογραμμίζουμε την άμεση και αποτελεσματική καταστολή της υπέρτασης που προσφέρει, τη χαμηλή πολυπλοκότητα που το διακρίνει, αλλά και την αισθητή μείωση που προκαλεί στον συντελεστή απόδοσης του μετατροπέα, καθώς κάνει χρήση ωμικής αντίστασης. 3.1.1.2 Σχεδιασμός και προσομοίωση μετατροπέα Flyback με μη ιδανικά στοιχεία για την μέγιστη τάση φόρτισης της συστοιχίας των συσσωρευτών με χρήση παθητικού κυκλώματος προστασίας με απώλειες (RCD) 113

Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3.5: Μετατροπέας Flyback με μη ιδανικά στοιχεία με χρήση παθητικού κυκλώματος προστασίας με απώλειες (RCD) σε περιβάλλον Matlab Simulink. Στο σχήμα 3.5 παρουσιάζεται ο μετατροπέας Flyback με μη ιδανικά στοιχεία με χρήση παθητικού κυκλώματος προστασίας με απώλειες (RCD) σε περιβάλλον Matlab Simulink. Από την θεωρητική ανάλυση που έχει προηγηθεί για το μετατροπέα Flyback με μη ιδανικά στοιχεία γνωρίζουμε ότι το ρεύμα μόλις σβήσει το τρανζίστορ, μειώνεται με κλίση di dt = V I +nv O L lp +n 2 L ls. Προσθέτοντας, όμως το κύκλωμα προστασίας στο μετατροπέα η πτώση τάσης στα άκρα της σκέδασης αλλάζει και έτσι το ρεύμα μειώνεται με κλίση di dt = V sn nv O L lp +n 2 L ls. Για να μην καταναλώνει το κύκλωμα προστασίας πολύ μεγαλύτερη ενέργεια από αυτήν της σκέδασης πρέπει αυτές οι δύο κλίσεις να είναι ίσες, δηλαδή το ρεύμα στο πρωτεύον τύλιγμα του μετατροπέα με προσαρμοσμένο το κύκλωμα προστασίας να μειώνεται με τον ίδιο ρυθμό που μειώνεται με την απουσία του κυκλώματος προστασίας, ενώ παράλληλα η μέγιστη τιμή του ΙLp,peak να είναι ίδια. Για να γίνει αυτό θα πρέπει η τάση που θα αναπτυχθεί στα άκρα του πυκνωτή να ισούται με V sn = V I + 2nV O = 207 + 4 96 = 591V (Για την υψηλότερη τάση των συσσωρευτών). Έτσι λοιπόν όσο πιο ψηλά κόβουμε την υπέρταση τόσο μειώνεται ο χρόνος που χρειάζεται για να μηδενιστεί το ρεύμα της σκέδασης και άρα μειώνονται οι απώλειες στο snubber αλλά και οι διακοπτικές απώλειες στο τρανζίστορ, όμως το τρανζίστορ προστατεύεται λιγότερο και επομένως καλύτερη προστασία σημαίνει αυτόματα και χαμηλότερη απόδοση του μετατροπέα. Αρχικά πρέπει να αποφασιστεί σε ποιο ύψος της τάσης που αναπτύσσεται στο τρανζίστορ θα ενεργοποιηθεί το κύκλωμα προστασίας, δηλαδή πρέπει να οριστεί η τάση 114

Κεφάλαιο 3 ο που θα αναπτυχθεί στα άκρα του πυκνωτή. Για να μπορεί να μεταφέρεται η ενέργεια στην έξοδο του μετατροπέα πρέπει οπωσδήποτε η τάση του πυκνωτή να είναι μεγαλύτερη από την nvο, ενώ παράλληλα για να προστατεύεται το τρανζίστορ πρέπει να είναι μικρότερη από μια μέγιστη τιμή k d V DSS V I. Για μια τάση διάσπασης όμως κάπου στα 800V (με κάποιο συντελεστή ασφαλείας ) και ανοιγμένη τάση εξόδου (2*96) προκύπτει 192V <V sn <490V. Έτσι γίνεται κατανοητό ότι με αυτή την επιλογή, και με ίδιο I Lp,peak η κλίση με την οποία θα μειώνεται το ρεύμα στο πρωτεύον θα είναι πολύ μικρότερη (κατά απόλυτη τιμή) και έτσι ο χρόνος Δt που θα απαιτείται για να μηδενιστεί το ρεύμα θα είναι πολύ μεγαλύτερος, με συνέπεια η μέση τιμή του ρεύματος στο πρωτεύον να μεγαλώνει χωρίς να συμβάλει στην ισχύ της εξόδου αφού η επιπλέον ενέργεια θα καταναλώνεται στην αντίσταση του snubber. Κατά αυτόν τον τρόπο δεν είμαστε σε θέση να έχουμε την επιθυμητή τάση εξόδου. Έτσι αναγκαζόμαστε να αυξήσουμε τον λόγο κατάτμησης δ για να επιτευχθεί η επιθυμητή τάση στην έξοδο αλλά αυτό έχει σαν συνέπεια να αυξηθεί η μέση τιμή του ρεύματος στο πρωτεύον άρα αύξηση της ισχύος στην είσοδο, δηλαδή περαιτέρω απώλειες στο κύκλωμα προστασίας και λίγο πιο υψηλή τάση προστασίας. Οι παρακάτω προσομοιώσεις γίνονται για τη μέγιστη τάση της συστοιχίας των μπαταριών με τις εξής παραμέτρους: => R sn = V Sn = 480V I P,pk = 3,25A L l = 0.1mH f S = 50kHz ΔV = 0.02V Sn = 9.6V 2 I P,pk 2 f s L l V Sn (V Sn nv O ) = 5236Ω και C sn= I p,pk 2 L l 2ΔV(V Sn nv O ) = 0,19μF Για να πετύχουμε την επιθυμητή τάση εξόδου αυξήσαμε τον λόγο κατάτμησης από 51,3% σε 51,62% με αποτέλεσμα την αύξηση του I P,pk.Στα σχήματα 3.7, 3.8, 3.9, 3.10, 3.11 και 3.12 δίνονται τα αποτελέσματα της προσομοίωσης. 115

Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3.6: α) ρεύμα εισόδου μετατροπέα β) μέση τιμή ρεύματος εισόδου μετατροπέα Σχήμα 3.7: α) παλμοί τρανζίστορ β) τάση τρανζίστορ γ) ρεύμα τρανζίστορ δ) ρεύμα παρασιτικής χωρητικότητας 116

Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3.8: α) ρεύμα δια μέσου της επαγωγής σκέδασης β) τάση παρασιτικής χωρητικότητας (τρανζίστορ) Σχήμα 3.9: α) τάση πυκνωτή snubber β) ρεύμα πυκνωτή snubber γ) ρεύμα αντίστασης snubber δ) ρεύμα διόδου snubber ε) τάση τρανζίστορ 117

Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3.10: α) τάση διόδου β) ρεύμα διόδου γ) ρεύμα πυκνωτή εξόδου Σχήμα 3.11: α) ρεύμα εξόδου β) τάση εξόδου Βλέπουμε ότι το τρανζίστορ προστατεύεται με ασφάλεια από την υπέρταση καθώς εκείνη κόβεται στα 700V, ενώ η απόδοση του μετατροπέα είναι ίση με ηf= 2.25 96 1.32 207 =0.79 Σαν συμπέρασμα των όσων έχουν ειπωθεί μέχρι στιγμής, το RCD προστατεύει το τρανζίστορ από τις υπερτάσεις που αναπτύσσονται στα άκρα του λόγω της σκέδασης αλλά με αντίτιμο τις μεγάλες απώλειες στην αντίσταση του P sn = 4802 = 44 W (τύπος 3.5) με άμεσο αντίκτυπο στην απόδοση του μετατροπέα. Η τάση στα άκρα του πυκνωτή δεν μπορεί να αναπτυχθεί μόνο από την ενέργεια της σκέδασης, αλλά χρειάζεται και επιπλέον ενέργεια από την πηγή, όμως όσο ψηλότερα κόβεται η υπέρταση τόσο λιγότερη είναι η ενέργεια που χρειάζεται. 118 5236

Κεφάλαιο 3 ο To snubber επιλέχτηκε για την δυσμενέστερη κατάσταση υπέρτασης στο ημιαγωγικό στοιχείο όπου Vo=96V (μέγιστη τάση των μπαταριών) καθώς η τάση εξόδου μεταβάλλεται μεταξύ (67,2 και 96), ενώ το ρεύμα εξόδου παραμένει αμετάβλητο στα 2,25 Α και έτσι μας εξασφαλίζει την προστασία του τρανζίστορ από υπέρταση σε όλη την διάρκεια της φόρτισης. 3.1.1.3 Προσομοίωση μετατροπέα Flyback με μη ιδανικά στοιχεία για την ονομαστική τάση φόρτισης της συστοιχίας των συσσωρευτών με χρήση παθητικού κυκλώματος προστασίας με απώλειες (RCD) Στα σχήματα 3.12, 3.13, 3.14, 3.15, 3.16 και 3.17 δίνονται τα αποτελέσματα της προσομοίωσης. Σχήμα 3.12: α) ρεύμα εισόδου μετατροπέα β) μέση τιμή ρεύματος εισόδου μετατροπέα 119

Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3.13: α) παλμοί τρανζίστορ β) τάση τρανζίστορ γ) ρεύμα τρανζίστορ δ) ρεύμα παρασιτικής χωρητικότητας Σχήμα 3.14: α) ρεύμα διαμέσου της επαγωγής σκέδασης β) τάση παρασιτικής χωρητικότητας (τρανζίστορ) 120

Κεφάλαιο 3 ο * Σχήμα 3.15: α) τάση πυκνωτή snubber β) ρεύμα πυκνωτή snubber γ) ρεύμα αντίστασης snubber δ) ρεύμα διόδου snubber ε) τάση τρανζίστορ Σχήμα 3.16: α) τάση διόδου β) ρεύμα διόδου γ) ρεύμα πυκνωτή εξόδου Σχήμα 3.17: α) ρεύμα εξόδου β) τάση εξόδου 121

Κεφάλαιο 3 ο Βλέπουμε ότι το τρανζίστορ προστατεύεται με ασφάλεια από την υπέρταση καθώς εκείνη κόβεται στα 645 V, ενώ η απόδοση του μετατροπέα είναι ίση με ηf= 2.25 76.8 1.05 207 =0.79. Παρατηρούμε ότι η απόδοση του μετατροπέα δεν μεταβάλλεται όπως αναμενόταν, αλλά αντιθέτως παραμένει σταθερή. Αυτό συμβαίνει διότι η μεταβολή της τάσης εξόδου που προκαλεί μεταβολή της λειτουργίας του μετατροπέα σε σχέση με την ονομαστική κατάσταση για την οποία επιλέξαμε τα στοιχεία του snubber (μέγιστη τάση φόρτισης συσσωρευτών) δεν είναι ικανή να προκαλέσει αξιοσημείωτη αλλαγή στην απόδοση του μετατροπέα μας. 3.1.1.4 Προσομοίωση μετατροπέα Flyback με μη ιδανικά στοιχεία για την ελάχιστη τάση φόρτισης της συστοιχίας των συσσωρευτών με χρήση παθητικού κυκλώματος προστασίας με απώλειες (RCD) Στα σχήματα 3.18, 3.19, 3.20, 3.21, 3.22 και 3.23 δίνονται τα αποτελέσματα της προσομοίωσης. Σχήμα 3.18: α) ρεύμα εισόδου μετατροπέα β) μέση τιμή ρεύματος εισόδου μετατροπέα 122

Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3.19: α) παλμοί τρανζίστορ β) τάση τρανζίστορ γ) ρεύμα τρανζίστορ δ) ρεύμα παρασιτικής χωρητικότητας Σχήμα 3.20: α) ρεύμα διαμέσου της επαγωγής σκέδασης β) τάση παρασιτικής χωρητικότητας (τρανζίστορ) Σχήμα 3.21: α) τάση πυκνωτή snubber β) ρεύμα πυκνωτή snubber γ) ρεύμα αντίστασης snubber δ) ρεύμα διόδου snubber ε) τάση τρανζίστορ 123

Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3.22: α) τάση διόδου β) ρεύμα διόδου γ) ρεύμα πυκνωτή εξόδου Σχήμα 3.23: α) ρεύμα εξόδου β) τάση εξόδου Βλέπουμε ότι το τρανζίστορ προστατεύεται με ασφάλεια από την υπέρταση καθώς εκείνη κόβεται στα 610 V, ενώ η απόδοση του μετατροπέα είναι ίση με ηf = 2.25 67.2 0.92 207 = 0.79. Η ερμηνεία για την αμετάβλητη απόδοση είναι η ίδια με αυτή που δόθηκε για τις προηγούμενες προσομοιώσεις. 3.1.2 Παθητικό κύκλωμα προστασίας χωρίς απώλειες (LC2D) Μετά από την ανάλυση του RCD κυκλώματος προστασίας καθίσταται σαφές ότι τα παθητικά κυκλώματα προστασίας με απώλειες παρέχουν ικανοποιητική προστασία στο τρανζίστορ αλλά μειώνουν σε τέτοιο βαθμό την απόδοση του μετατροπέα με αποτέλεσμα η χρησιμοποίηση τους να είναι ασύμφορη. Ως εναλλακτική λύση προτείνονται τα παθητικά κυκλώματα προστασίας χωρίς απώλειες [1], με βασικά πλεονεκτήματα την επίτευξη μιας 124

Κεφάλαιο 3 ο υψηλότερης απόδοσης, το χαμηλό κόστος, αλλά με μειονεκτήματα την αύξηση του όγκου της κατασκευής λόγω του πηνίου και την αναπόφευκτα μεγάλη τάση που αναπτύσσεται στα άκρα του τρανζίστορ. H τοπολογία του συγκεκριμένου κυκλώματος προστασίας όπως φαίνεται στο σχήμα 3.24 αποτελείται από 2 διόδους, έναν πυκνωτή και ένα πηνίο. Το πηνίο μπορεί να αποτελεί μέρος του μετασχηματιστή του μετατροπέα ή να υλοποιείται σε ξεχωριστό πυρήνα. Σχήμα 3.24: Κύκλωμα προστασίας LC2D [1] Χρονική περίοδος αγωγής του τρανζίστορ (0<t<δTs): Κατά τη διάρκεια αγωγής του τρανζίστορ (σχήμα 3.25) ο πυρήνας του μετασχηματιστή αποθηκεύει ενέργεια, ενώ παράλληλα ο πυκνωτής του snubber εκφορτίζεται μέσω του τρανζίστορ. Μέρος της ενέργειας του αποθηκεύεται στο πηνίο και η υπόλοιπη γειώνεται. Η δίοδος D2 άγει και ο πυκνωτής φορτίζεται αντίθετα από το πηνίο του snubber. Η δίοδος D1 βρίσκεται σε αποκοπή γιατί το δυναμικό στην κάθοδο της είναι μεγαλύτερο από το δυναμικό στην άνοδο. Μόλις δώσει όλη την ενέργεια του ο πυκνωτής η τάση στα άκρα του πηνίου αλλάζει πολικότητα με αποτέλεσμα το πηνίο να δίνει μέρος της ενέργειας του στον πυκνωτή φορτίζοντας τον αντίθετα και επιστρέφοντας το υπόλοιπο στην επαγωγή του 125

Κεφάλαιο 3 ο πρωτεύοντος μέσω της Dsn1 με αποτέλεσμα να ανακυκλώνεται η ενέργεια της σκέδασης, ανεβάζοντας με αυτόν το τρόπο την απόδοση του μετατροπέα. Σχήμα 3.25: Χρονική διάρκεια αγωγής του τρανζίστορ [1] Χρονική περίοδος αποκοπής του τρανζίστορ (ton<t<ts) Σχήμα 3.26: Χρονική διάρκεια αποκοπής του τρανζίστορ [1] Όταν το τρανζίστορ τεθεί στην κατάσταση αποκοπής (σχήμα 3.26) οι τάσεις στα άκρα όλων των πηνίων αλλάζουν πολικότητα ως επακόλουθο της ιδιότητας τους να αντιδρούν στην απότομη μεταβολή του ρεύματος. Το πηνίο του snubber απομαγνητίζεται μέσω της D2 και φορτίζει τον πυκνωτή αντίθετα μέχρι να πολωθεί ορθά η D1 δηλαδή δίνει πίσω την 126

Κεφάλαιο 3 ο ενέργεια του. Ταυτόχρονα η κύρια επαγωγή δίνει την ενέργεια της στην έξοδο, ενώ όταν πολώνεται ορθά η δίοδος D1 η ενέργεια της σκέδασης μεταφέρεται στον πυκνωτή του snubber φορτίζοντας τον. Όπως φαίνεται ο πυκνωτής Csn έχει τον ρόλο της ενδιάμεσης αποθήκευσης ενέργειας της σκέδασης του μετασχηματιστή. Γενικεύοντας, η ενέργεια της σκέδασης πραγματοποιεί ταλάντωση ανάμεσα στον πυκνωτή του κυκλώματος προστασίας, στο πηνίο του κυκλώματος προστασίας και στο πρωτεύον τύλιγμα του μετασχηματιστή ως άεργος ισχύς. Παρά το γεγονός ότι η ενέργεια αυτή δεν χάνεται ως ωμικές απώλειες, όπως στο RCD snubber, εντούτοις η διαχείρισή της ως άεργος ισχύς επιβαρύνει το τρανζίστορ με επιπλέον απώλειες αγωγής. Ενώ το συγκεκριμένο κύκλωμα προστασίας θεωρείται καταλληλότερο από ενεργειακής άποψης σε σχέση με το προηγούμενο παθητικό κύκλωμα καταστολής υπερτάσεων, κατά τον σχεδιασμό [1] του παρουσιάζονται αρκετοί περιορισμοί στη λειτουργία του μετατροπέα. Αρχικά η επιλογή της χωρητικότητας εξαρτάται από τη σκέδαση του μετασχηματιστή. Ο πυκνωτής του snubber πρέπει να επιλεγεί κατά τέτοιο τρόπο έτσι ώστε να προλαβαίνει η ενέργεια της σκέδασης να μεταφερθεί σε αυτόν, σε χρονικό διάστημα μικρότερο από τον ελάχιστο χρόνο αποκοπής του τρανζίστορ δηλαδή σε χρονικό διάστημα ίσο με Τ. 4 t wleak = Τ 4 Τ=2π L L C Sn => t wleak = π 2 L LC Sn t wleak < t offmin => π 2 L LC Sn < t offmin t offmin =(1-δ max )T s => C Sn < 1 L l [(1 δ max )T s 2 π ]2 t wleak : χρονική διάρκεια μεταφοράς της ενέργειας της σκέδασης στον πυκνωτή Επιπροσθέτως, η επιλογή του πυκνωτή εξαρτάται και από την τάση VDS που θα αναπτυχθεί στα άκρα του ημιαγωγικού διακόπτη. Αποτελεί αδήριτη ανάγκη να γίνει μια τέτοια επιλογή χωρητικότητας έτσι ώστε η τάση που θα αναπτυχθεί στον πυκνωτή να είναι μεγαλύτερη από την τάση της εξόδου ανηγμένης στο πρωτεύον για να μπορεί η ενέργεια του πυρήνα να μεταφέρεται στην έξοδο, αλλά ταυτόχρονα να μην είναι τόσο μεγάλη έτσι 127

Κεφάλαιο 3 ο ώστε η τάση στα άκρα του ημιαγωγικού διακόπτη να μην υπερβαίνει την τάση διάσπασης αυτού. V Cmax > nv O V Cmax < k d V DSS V I W Ll = 1 2 L 2 li p,peak W Csn = 1 2 C 2 snv Cmax W Csn = W Ll => V Cmax = I P,peak L l C sn V Cmax > nv o => I P,peak L l C sn > nv o => C sn < L l ( I P,peak nv o ) 2 V Cmax < k d V DSS V I => I P,peak L l C sn < k d V DSS V I => I P,peak C sn > L l ( ) 2 k d V DSS V I I P,peak L l ( ) 2 < C k d V DSS V sn < L l ( I P,peak ) 2 => I nv o C snmin < C sn < C snmax Γίνεται φανερό από τα παραπάνω ότι η V Cmax εξαρτάται από το I P,peak, δηλαδή από το φορτίο εξόδου. Επομένως υπάρχει κατώτατο και ανώτατο όριο στο φορτίο εξόδου. Στην περίπτωση που ο μετατροπέας μας τροφοδοτήσει φορτίο το οποίο είναι μεγαλύτερο από μια μέγιστη τιμή τότε η τάση που αναπτύσσεται στα άκρα του τρανζίστορ είναι μεγαλύτερη από την τάση διάσπασης του, ενώ αν το φορτίο είναι μικρότερο από μια ελάχιστη τιμή δεν υπάρχουν οι προϋποθέσεις για να μεταφερθεί η ενέργεια του πυρήνα στην έξοδο και έτσι η 128

Κεφάλαιο 3 ο τάση εξόδου θα είναι μικρότερη από την αναμενόμενη. Συμπερασματικά, η ορθή λειτουργία του μετατροπέα καθορίζεται και από το ρεύμα εξόδου. Εν συνεχεία, με βάση την χωρητικότητα του πυκνωτή που επιλέγεται με τα παραπάνω κριτήρια, υπολογίζεται η επαγωγή του πηνίου Lsn έτσι ώστε κατά την ελάχιστη διάρκεια αγωγής του τρανζίστορ να προλαβαίνει ο πυκνωτής να δώσει όλη την ενέργεια του στο πηνίο του κυκλώματος προστασίας. t WCsn = T 4 = π L snc sn 2 t WCsn <t on,min => π L snc sn 2 t on,min = δ min T s => L sn < 1 C sn [2 δ mint s π ]2 < t on,min t WCsn : χρονική διάρκεια μεταφοράς της ενέργειας του πυκνωτή στο πηνίο Συνοπτικά για την επιλογή των στοιχείων του snubber πρέπει να ικανοποιούνται τα παρακάτω κριτήρια: I P,peak C Sn < 1 L l [(1 δ max )T s 2 π ]2 (3.10) L l ( ) 2 < C k d V DSS V sn < L l ( I P,peak ) 2 (3.11) I nv o L sn < 1 [2 δ mint s ] 2 (3.12) C sn π και όλα αυτά υπό την προϋπόθεση ότι το ρεύμα εξόδου βρίσκεται μέσα στα παρακάτω όρια και επομένως ισχύει: nv o C sn L l < I P < (k d V DSS V I ) C sn L l (3.13) 3.1.2.1 Σχεδιασμός και προσομοίωση μετατροπέα Flyback με μη ιδανικά στοιχεία για την μέγιστη τάση φόρτισης της συστοιχίας των συσσωρευτών με χρήση παθητικού κυκλώματος προστασίας χωρίς απώλειες (LC2D) 129

Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3.27: Μετατροπέας Flyback με μη ιδανικά στοιχεία με χρήση παθητικού κυκλώματος προστασίας χωρίς απώλειες (LC2D) σε περιβάλλον Matlab Simulink. Στο σχήμα 3.27 παρουσιάζεται ο μετατροπέας Flyback με μη ιδανικά στοιχεία με χρήση παθητικού κυκλώματος προστασίας χωρίς απώλειες (LC2D) σε περιβάλλον Matlab Simulink. Οι παρακάτω προσομοιώσεις γίνονται για την μέγιστη τάση της συστοιχίας των μπαταριών VO=96 V και σταθερό ρεύμα εξόδου IO =2.25 A με τις εξής παραμέτρους: δ=51,3% I P,pk = 3,25A L l = 0.1mH f S = 50kHz k d V DSS = 800V => C Sn < 38.5 10 8 F και 0.3 10 8 F < C sn <. 2.87 10 8 F => C sn = 1. 5 10 8 F L sn < 2.84 10 3 H => L sn = 0.5 10 3 H 2.35 A < I P < 7.26 A 130

Κεφάλαιο 3 ο Στα σχήματα 3.28, 3.29, 3.30, 3.31,3.32 δίνονται τα αποτελέσματα της προσομοίωσης. Σχήμα 3.28: α) ρεύμα εισόδου μετατροπέα β) μέση τιμή ρεύματος εισόδου μετατροπέα Σχήμα 3.29: α) παλμοί τρανζίστορ β) τάση τρανζίστορ γ) ρεύμα τρανζίστορ δ) ρεύμα παρασιτικής χωρητικότητας (τρανζίστορ) 131

Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3.30: α) ρεύμα διαμέσου της επαγωγής σκέδασης β) τάση πυκνωτή snubber γ) ρεύμα πηνίου snubber δ) ρεύμα διόδου D 1 ε) τάση τρανζίστορ Σχήμα 3.31: α) τάση διόδου β) ρεύμα διόδου γ) ρεύμα πυκνωτή εξόδου Σχήμα 3.32: α) ρεύμα εξόδου β) τάση εξόδου 132

Κεφάλαιο 3 ο Βλέπουμε ότι το τρανζίστορ προστατεύεται με ασφάλεια από την υπέρταση καθώς εκείνη κόβεται στα 678 V, ενώ η απόδοση του μετατροπέα είναι ίση με ηf = 2.25 96 1.3 207 = 0.8. To snubber επιλέχτηκε για τη δυσμενέστερη κατάσταση υπέρτασης στο ημιαγωγικό στοιχείο όπου Vo=96V (μέγιστη τάση των μπαταριών) καθώς η τάση εξόδου μεταβάλλεται μεταξύ (67,2 και 96) και έτσι μας εξασφαλίζει την προστασία του τρανζίστορ από υπέρταση σε όλη την διάρκεια της φόρτισης. Με τη χρήση του συγκεκριμένου κυκλώματος προστασίας (LC2D) επιτυγχάνεται η ίδια απόδοση με αυτή που είχαμε κάνοντας χρήση του κυκλώματος προστασίας με απώλειες (RCD). Ωστόσο η μέγιστη τάση που αναπτύσσεται στο τρανζίστορ κάνοντας χρήση του LC2D snubber είναι 22 V (700-678 V) μικρότερη και αυτό μας υπογραμμίζει την ανωτερότητα του συγκεκριμένου κυκλώματος καταστολής της υπέρτασης σε σχέση με το RCD κύκλωμα προστασίας. Αν επιλέγαμε τα στοιχεία του LC2D snubber ώστε η τάση του τρανζίστορ να κοβόταν και πάλι στα 700V, θα βλέπαμε την μεγαλύτερη απόδοση που μας εξασφαλίζει η χρήση του κυκλώματος προστασίας χωρίς απώλειες LC2D. 3.1.2.2 Προσομοίωση μετατροπέα Flyback με μη ιδανικά στοιχεία για την ονομαστική τάση φόρτισης της συστοιχίας των συσσωρευτών με χρήση παθητικού κυκλώματος προστασίας χωρίς απώλειες (LC2D) Στα σχήματα 3.33, 3.34, 3.35, 3.36, 3.37 δίνονται τα αποτελέσματα της προσομοίωσης. Σχήμα 3.33: α) ρεύμα εισόδου μετατροπέα β) μέση τιμή ρεύματος εισόδου μετατροπέα 133

Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3.34: α) παλμοί τρανζίστορ β) τάση τρανζίστορ γ) ρεύμα τρανζίστορ δ) ρεύμα παρασιτικής χωρητικότητας (τρανζίστορ) Σχήμα 3.35: α) ρεύμα διαμέσου της επαγωγής σκέδασης β) τάση πυκνωτή snubber γ) ρεύμα πηνίου snubber δ) ρεύμα διόδου D 1 ε) τάση τρανζίστορ Σχήμα 3.36: α) τάση διόδου β) ρεύμα διόδου γ) ρεύμα πυκνωτή εξόδου 134

Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3.37: α) ρεύμα εξόδου β) τάση εξόδου Βλέπουμε ότι το τρανζίστορ προστατεύεται με ασφάλεια από την υπέρταση καθώς εκείνη κόβεται στα 615 V, ενώ η απόδοση του μετατροπέα είναι ίση με ηf= 2.25 76.8 1.06 207 =0.788 Παρατηρούμε ότι η απόδοση του μετατροπέα μεταβάλλεται ελάχιστα. Αυτό συμβαίνει διότι η μεταβολή της τάσης εξόδου που προκαλεί μεταβολή της λειτουργίας του μετατροπέα σε σχέση με την ονομαστική κατάσταση για την οποία επιλέξαμε τα στοιχεία του snubber (μέγιστη τάση φόρτισης συσσωρευτών) δεν είναι ικανή να προκαλέσει αξιοσημείωτη αλλαγή στην απόδοση του μετατροπέα μας. 3.1.2.3 Προσομοίωση μετατροπέα Flyback με μη ιδανικά στοιχεία για την ελάχιστη τάση φόρτισης της συστοιχίας των συσσωρευτών με χρήση παθητικού κυκλώματος προστασίας χωρίς απώλειες (LC2D) Στα σχήματα 3.38, 3.39, 3.40, 3.41, 3.42 δίνονται τα αποτελέσματα της προσομοίωσης. Σχήμα 3.38: α) ρεύμα εισόδου μετατροπέα β) μέση τιμή ρεύματος εισόδου μετατροπέα 135

Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3.39: α) παλμοί τρανζίστορ β) τάση τρανζίστορ γ) ρεύμα τρανζίστορ δ) ρεύμα παρασιτικής χωρητικότητας (τρανζίστορ) Σχήμα 3.40: α) ρεύμα διαμέσου της επαγωγής σκέδασης β) τάση πυκνωτή snubber γ) ρεύμα πηνίου snubber δ) ρεύμα διόδου D 1 ε) τάση τρανζίστορ Σχήμα 3.41: α) τάση διόδου β) ρεύμα διόδου γ) ρεύμα πυκνωτή εξόδου 136

Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3.42: α) ρεύμα εξόδου β) τάση εξόδου Βλέπουμε ότι το τρανζίστορ προστατεύεται με ασφάλεια από την υπέρταση καθώς εκείνη κόβεται στα 578 V, ενώ η απόδοση του μετατροπέα είναι ίση με ηf= 2.25 67,2 0.92 207 =0,79. Η ερμηνεία για την σχεδόν αμετάβλητη απόδοση είναι η ίδια με αυτή που δόθηκε για τις προηγούμενες προσομοιώσεις. Κλείνοντας, υπογραμμίζουμε ότι το συγκεκριμένο κύκλωμα προστασίας δεν προσφέρει ούτε αυτό υψηλό συντελεστή απόδοσης παρά την ικανοποιητική προστασία του ημιαγωγικού διακόπτη ισχύος. 3.2 Το ενεργό κύκλωμα προστασίας της διάταξης φόρτισης 3.2.1 Θεωρητική ανάλυση ενεργού snubber Σε αντίθεση με τα δυο προηγούμενα παθητικά κυκλώματα προστασίας, το κύκλωμα που αναλύεται χαρακτηρίζεται ως ενεργό κύκλωμα προστασίας λόγω της χρήσης τρανζίστορ(s2), που αποτελεί ενεργό στοιχείο. To κύκλωμα ολοκληρώνει ένας πυκνωτής (Cclamp).Λόγω των στοιχείων που το απαρτίζουν, συντομογραφείται ως ΤC snubber. Το ισοδύναμο κύκλωμα του Flyback έχοντας ενσωματώσει το κύκλωμα προστασίας του κυρίως τρανζίστορ φαίνεται στο σχήμα 3.43. 137

Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3. 43: Σχηματικό Flyback μετατροπέα μετά την ενσωμάτωση του ενεργού snubber [2] Όπου : Lr: Αποτελεί τη συνολική σκέδαση του μετασχηματιστή(πρωτεύοντος και δευτερεύοντος ανοιγμένη στο πρωτεύον) με την τιμή της να κυμαίνεται από 5-10% της κύριας επαγωγής(lm) Cr: Αναπαριστά την συνολική παρασιτική χωρητικότητα των δύο διακοπτών Cclamp: Ο πυκνωτής του snubber Τα MOSFET εμφανίζονται μαζί με την εσωτερική τους αντιπαράλληλη δίοδο. Η χρήση του συγκεκριμένου κυκλώματος προστασίας συγκεντρώνει τα εξής θετικά χαρακτηριστικά: 1. Η υψηλή τιμή τάσης, που αναπτυσσόταν στο κυρίως τρανζίστορ κατά τη σβέση του, περιορίζεται σημαντικά 2. Η ενέργεια της σκέδασης ανακυκλώνεται 3. H έναυση και των δυο διακοπτών πραγματοποιείται υπό μηδενική τάση (ΖVS) Από την άλλη πλευρά, τα αρνητικά χρήσης κυκλώματος προστασίας είναι η χρήση περισσοτέρων στοιχείων και ο πολυπλοκότερος έλεγχος, καθώς πρέπει να παλμοδοτηθούν 2 ημιαγωγικά στοιχεία αντί για ένα. Στο παρακάτω σχήμα περιγράφονται οι καταστάσεις του κυκλώματος του μετατροπέα για μια διακοπτική περίοδο των 50 khz. 138

Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3.44: Τοπολογικές καταστάσεις μετατροπέα με ενεργό κύκλωμα προστασίας[3] Χωρίζοντας την περίοδο σε εφτά διαστήματα και υποθέτοντας πως το κύκλωμα λειτουργεί στην κατάσταση συνεχούς αγωγής(ccm) γίνεται επεξήγηση του τρόπου λειτουργίας του μετατροπέα σε κάθε διάστημα [3]. Έτσι λοιπόν, είναι για το διάστημα : 1. Τ0-Τ1: Τη στιγμή Τ0, ο διακόπτης S1 είναι κλειστός, ενώ ο βοηθητικός διακόπτης S2 είναι ανοιχτός και η αντιπαράλληλη δίοδός του ανάστροφα πολωμένη. Η δίοδος εξόδου είναι επίσης ανάστροφα πολωμένη, οπότε δεν άγει. H επαγωγή μαγνήτισης και σκέδασης φορτίζονται γραμμικά, όπως περιεγράφηκε στο κεφάλαιο 2. 2. Τ1-Τ2: Αφετηρία για τη έναρξη των μεταβατικών διακοπτικών φαινομένων αποτελεί το άνοιγμα του διακόπτη S1. Τόσο η σκέδαση, όσο και η κύρια μαγνήτιση μην επιτρέποντας τις απότομες μεταβολές του ρεύματος, αλλάζουν πολικότητα φορτίζοντας την παρασιτική χωρητικότητα Cr. H τάση που αναπτύσσεται στο Lm ισούται με: V V V V V V 0, 05 V. Επειδή η VLr είναι πολύ μικρή, για Lm Cr i Lr Cr i Lm διευκόλυνση των υπολογισμών δε λαμβάνεται υπόψη, οπότε έχουμε VLm VCr Vi. 3. Τ2-Τ3: Η τάση στον πυκνωτή Cclamp είναι περίπου ίση με ΝVo. Για να ξεκινήσει να άγει η αντιπαράλληλη δίοδος του S2 πρέπει η τάση που θα αναπτυχθεί στο Lm να 139

140 Κεφάλαιο 3 ο είναι μεγαλύτερη από ΝVo + VDS2. Δηλαδή πρέπει V NVo V V NVo. Αυτό Lm Cr i συμβαίνει στο σημείο Τ2,όπου στη Cr έχει αναπτυχθεί τάση VCr Vin+VCclamp κάνοντας τη δίοδο να ξεκινήσει να άγει. Επειδή Cclamp >> Cr, οπότε η σύνθετη αντίσταση που παρουσιάζει ο Cclamp είναι πολύ μικρότερη από αυτή της Cr, σχεδόν όλο το ρεύμα μαγνήτισης διοχετεύεται μέσω της αντιπαράλληλης διόδου του S2 στον πυκνωτή Cclamp φορτίζοντάς τον. Στο νέο αυτό βρόχο, ο πυκνωτής του snubber καθορίζει την τάση τόσο στην επαγωγή σκέδασης όσο και την κύρια επαγωγή στην τιμή NVo, δημιουργώντας ουσιαστικά έναν διαιρέτη τάσης μεταξύ των δύο επαγωγών. Αυτό έχει ως αποτέλεσμα την μείωση της τάσης(την αύξησή της κατά απόλυτη τιμή) που αναπτύσσεται στην επαγωγή μαγνήτισης, Vpri, κάτι που φαίνεται από τη σχέση : Vpri V Cclamp Lm Lm Lr 4. Τ3-Τ4: Τη στιγμή Τ3 η Vpri έχει φτάσει σε τέτοιο σημείο ώστε η δίοδος D1 στην πλευρά του δευτερεύοντος πολώνεται ορθά. Η τάση στο πρωτεύον καθορίζεται τώρα από την τάση του δευτερεύοντος σε τιμή περίπου ίση με ΝVo. Η Lr, Cclamp ξεκινάνε να ταλαντώνουν. Για να επιτευχθεί ZVS από τον S2, πρέπει να δοθεί παλμός στο τρανζίστορ αυτό προτού το icclamp αλλάξει φορά. 5. Τ4-Τ5: Στο σημείο Τ4 ο βοηθητικός διακόπτης σβήνει, αφαιρώντας τον πυκνωτή του κυκλώματος προστασίας από το κύκλωμα ταλάντωσης. Έτσι, δημιουργείται ένα νέο κύκλωμα ταλάντωσης μεταξύ την σκέδασης επαγωγής Lr και τη παρασιτική χωρητικότητα Cr. Η τάση του πρωτεύοντος παραμένει σταθερή και ίση με ΝVo καθώς ο Cr ξεφορτίζεται. 6. Τ5-Τ6: Τη στιγμή Τ5 ο Cr έχει ξεφορτιστεί τελείως, επιτρέποντας στην αντιπαράλληλη δίοδο του S1 να αρχίσει να άγει. Η τάση που αναπτύσσεται στην Lr ισούται με Vin+NVo. Αυτό καθορίζει και το ρυθμό με τον οποίο μειώνεται το ρεύμα στην δίοδο did 1 NVo Vin NVo εξόδου: N dt Lm Lr και επειδή Lm>>Lr η εξίσωση απλοποιείται σε did1 Vin NVo N. Κλείνοντας τον διακόπτη S1 μέσα σε αυτό το διάστημα dt Lr είναι δυνατό να επιτευχθεί έναυση υπό μηδενική τάση. 7. Τ6-Τ7: Στο διάστημα αυτό, ο διακόπτης S1 είναι κλειστός και το ρεύμα στο δευτερεύον συνεχίζει να μειώνεται καθώς το ρεύμα στην επαγωγή σκέδασης

Κεφάλαιο 3 ο αυξάνεται. Τη στιγμή Τ7 το ρεύμα της σκέδασης μηδενίζει και η D1 πολώνεται ανάστροφα επιτρέποντας στην πολικότητα της επαγωγής πρωτεύοντος να αλλάξει. Τόσο η επαγωγή σκέδασης, όσο και η επαγωγή μαγνήτισης φορτίζονται ξανά γραμμικά, ξεκινώντας μια νέα διακοπτική περίοδο. Σχήμα 3. 45: Κυματομορφές των στοιχείων για τον μετατροπέα με ενεργό snubber[3] 3.2.2 Θεωρητικός υπολογισμός χαρακτηριστικών μεγεθών του μετατροπέα Οι υπολογισμοί εκτελούνται υπό την προϋπόθεση πως το κύκλωμα προστασίας για τις υπερτάσεις λειτουργεί άψογα απορροφώντας την υπέρταση που θα εμφανιζόταν στο τρανζίστορ S1.Επίσης, επειδή ο μετατροπέας προορίζεται για PFC αλλά η ανάλυση και η επιλογή στοιχείων του γίνεται με σταθερή τάση εισόδου μια καλή προσέγγιση είναι η χρήση της μέσης τιμής της ανορθωμένης τάσης εισόδου του δικτύου. Επειδή το δίκτυο παρουσιάζει διακύμανση 10% διακρίνουμε τις τιμές : HL V in : Η μέγιστη μέση τιμή της ανορθωμένης τάσης δικτύου. HL V in = 2 2 230 1.1 227V (3.14) nom V in : Η ονομαστική μέση τιμή της ανορθωμένης τάσης τροφοδοσίας. nom Vin nom Vin 2 2 230 207 V (3.15) LL V in : Η ελάχιστη μέση τιμή της ανορθωμένης τάσης δικτύου 141

Κεφάλαιο 3 ο LL Vin 2 2 230 0.9 186 V (3.16) Μεγέθη από την πλευρά του πρωτεύοντος Σύμφωνα με τα προαναφερθέντα δεδομένα, για τη μέγιστη τάση που αναπτύσσεται στους διακόπτες 1, 2 είναι: V V NV (3. 17) max HL S1, S 2 in o Άρα, V = 227 2 96 419V max S1, S2 D min : Ο ελάχιστος λόγος κατάτμησης. Εμφανίζεται όταν η τάση εισόδου έχει την μέγιστη τιμή τηςv και η ισχύς που ζητείτε στην έξοδο είναι η ελάχιστη. Η τιμή του HL in δίνεται από τον τύπο: D min min Vo 68 0.37 HL 227 min Vin V 68 o N 2 LL D : Ο λόγος κατάτμησης που εμφανίζεται όταν η τάση εισόδου έχει την τιμή min και ζητείται στην έξοδο η μέγιστη ισχύς. Η τιμή του δίνεται από τον τύπο: D LL min max V 96 0,5 LL 186 max Vin V 96 o N 2 HL D min : Ο λόγος κατάτμησης που εμφανίζεται όταν η τάση εισόδου έχει την τιμή και ζητείται στην έξοδο η μέγιστη ισχύς. Η τιμή του δίνεται από τον τύπο: (3. 18) LL V in (3. 19) LL V in D HL min max V 96 0,46 HL 227 max Vin V 96 o N 2 (3.20) I : H μέγιστη τιμή του ρεύματος που διαρρέει το διακόπτη S1. max S1, peak I P V D max LL LL max in min S1, peak LL LL η Vin Dmin 2 Lm fs 250 186 0,5 3,9 3 0,9 186 0,5 2 10 50000 (3.21) 142

Κεφάλαιο 3 ο MAX S 2, RMS I : Η μέγιστη RMS τιμή του ρεύματος του βοηθητικού τρανζίστορ S2. I MAX max S 2, RMS S1, peak 1 D 6 LL min 1 0,5 3,9 1,13 (3. 22) 6 I : Η μέγιστη μέση τιμή που διαρρέει την αντιπαράλληλη δίοδο του S2. MAX S 2, AVG LL MAX max 1 Dmin 1 0,5 IS 2, AVG I 3,9 0, 48A (3. 23) S1, peak 4 4 I max pri, rms : H μέγιστη RMS τιμή του ρεύματος που διαρρέει το πρωτεύον τύλιγμα. Ισοδυναμεί με αυτό που ρέει από το διακόπτη S1 και το ρεύμα που ταλαντώνει στο κύκλωμα υπέρτασης μετά τη σβέση του S1.Δηλαδή, ισούται με το ρεύμα που διαρρέει την σκέδασή του μετασχηματιστή.h έκφρασή του δίνεται από τον τύπο 3. 24: I max pri, rms 2 2 LL LL LL Po LL Po Dmin LL Vin Dmin (2Dmin 1) (1 Dmin ) LL LL in min m s 2 m s ηv D ηl f L f 3 2 250 250 0,5 186 0,5 (2 0,5 1) (1 0,5) 3 3 0,9 186 0,5 0,9 10 50000 2 10 50000 3 2,5 (3. 24) 2 max V Cclamp : H μέγιστη τάση που αναπτύσσεται στον πυκνωτή του κυκλώματος προστασίας. Ο δεύτερος όρος αναφέρεται στην τάση που αναπτύσσεται στην σκέδαση του μετασχηματιστή. I max 4 max 2Lr fspo 2 10 50000 250 Cclamp o 2 96 HL HL HL in min (1 min ) 227 0, 46 0,54 V NV V D D max Cclamp, rms 237V (3. 25) : H μέγιστη ενεργός τιμή του ρεύματος που διαρρέει τον πυκνωτή του κυκλώματος καταστολής υπερτάσεων. Η τιμή αυτή ισούται με την συνολική rms τιμή που διαρρέει το τρανζίστορ S2. I 1 D 1 0,5 3,9 1,55 3 3 LL max max min Cclamp, rms IS1, peak (3. 26) 143

Κεφάλαιο 3 ο I : Η μέγιστη RMS τιμή του ρεύματος που διαρρέει το διακόπτη S1. max S1, rms max max 2 max 2 Είναι I ( I ) ( I ). H σχέση αυτή ισχύει επειδή το ρεύμα του pri, rms S1, rms Cclamp, rms τρανζίστορ και το ρεύμα του διαρρέει τον πυκνωτή του snubber έχουν μη μηδενική τιμή σε αλληλοκαλυπτόμενα διαστήματα. max max 2 max 2 2 2 Οπότε I ( I ) ( I ) 2,5 1,55 1,97 (3. 27) S1, rms pri, rms Cclamp, rms Μεγέθη στην πλευρά του δευτερεύοντος I max sec,rms : Η μέγιστη RMS τιμή του ρεύματος που διαρρέει το δευτερεύον τύλιγμα. I max sec, rms max 2Po 1 2 250 1 max LL Vo Dmin 4,27A 3(1 ) 96 3(1 0,5) (3. 28) max V : Η μέγιστη ανάστροφη τιμή της τάσης που βλέπει η δίοδος D1 στην έξοδο. D1 HL max Vin 227 VD 1 VO 96 209,5 V (3. 29) N 2 I : Η μέγιστη μέση τιμή του ρεύματος που διαρρέει τη δίοδο D1. max D1, peak I max max 2Po 2 250 D1, peak LL max (1 Dmin ) Vo 0,5 96 10,5A (3.30) Υπολογισμός της ελάχιστης τιμής της επαγωγής σκέδασης ώστε να επιτυγχάνετε ZVS. Χρησιμοποιώντας μια τυπική τιμή για την παρασιτική χωρητικότητα και των δυο τρανζίστορ τιμής 400pF έχουμε: L C ( V NV ) HL max 2 ZVS r in o r,min 2 ( IS1, peak ).Άρα 400 10 (227 2 96) (3. 31) 3,9 12 2 ZVS L r,min 2 Τελικά L ZVS r,min 4, 6 μη. Υπολογισμός της τιμής της χωρητικότητας του πυκνωτή του κυκλώματος προστασίας. To κριτήριο για την επιλογή του πυκνωτή έχει να κάνει με τον χρόνο ταλάντωσης των στοιχείων Cclamp και Lr. Γι αυτό τον σκοπό πρέπει η μισή περίοδος ταλάντωσης να ξεπερνά min τον μέγιστο χρόνο που δεν άγει το κυρίως τρανζίστορ. Δηλαδή πρέπει, L C T. Οπότε, ο πυκνωτής Cclamp υπολογίζεται από τον τύπο (3. 32) r clamp off 144

Κεφάλαιο 3 ο C clamp HL 1 D 2 2 min (1 0, 46) L f 0,1 10 (50000) 2 2 2 3 2 r s.άραc >> 1,2 10 7 Farad (3. 32) clamp Όσο πιο μεγάλη είναι η τιμή της χωρητικότητας του πυκνωτή τόσο πιο μικρή είναι και η τάση που εμφανίζεται στα τρανζίστορ. Όμως, από ένα σημείο και μετά περαιτέρω αύξηση της τιμής του δεν ωφελεί, αντιθέτως οδηγούμαστε σε πιο μεγάλους και ακριβούς πυκνωτές χωρίς ουσιαστικό κέρδος στην απόδοση. Υπολογισμός χρόνου καθυστέρησης μεταξύ της σβέσης του S2 και της έναυσης του S1. Για την επίτευξη έναυσης του κυρίως διακόπτη υπό μηδενική τάση πρέπει το διάστημα που μεσολαβεί να ισούται με το ένα τέταρτο της περιόδου ταλάντωσης του κυκλώματος συντονισμού που σχηματίζεται από τα Lr, Cr. Αν ο διακόπτης S1 καθυστερήσει να κλείσει, τότε το ρεύμα που διαρρέει τη σκέδαση θα αλλάξει φορά και πάλι, θα ξαναφορτίσει τον πυκνωτή και θα χαθεί η δυνατότητα έναυσης του κυρίως διακόπτη υπό μηδενική τάση [2]. 4 12 Lr C r 10 400 10 Τ delay = 315 nsec (3. 33) 2 2 3.2.3 Προσομοίωση της τοπολογίας του μετατροπέα περιλαμβανομένου του κυκλώματος καταστολής υπερτάσεων ανοιχτού βρόχου. Για την πλήρη εποπτεία της λειτουργίας του μετατροπέα γίνεται προσομοίωση του κυκλώματος τόσο στην ονομαστική κατάσταση, όσο και στις δυο ακραίες, για μέγιστη και ελάχιστη επιθυμητή τάση εξόδου. Όπως φάνηκε στη θεωρητική μελέτη, οι μέγιστες τιμές των στοιχείων εμφανίζονται στην κατάσταση όπου ζητείται η μέγιστη τάση εξόδου ( Vout, max 96V ) τόσο με τη μέγιστη μέση τιμή της ανορθωμένης τάσης εισόδου HL LL ( V 227 V) όσο και την ελάχιστη τιμή ( V 186V ).Tέλος, στην ονομαστική κατάσταση in λειτουργίας αναφέρονται μεγέθη που δείχνουν την ορθή λειτουργία του μετατροπέα. in 3.2.3.1 Στοιχεία προσομοίωσης Csnubber: Πυκνωτής κυκλώματος καταστολής υπερτάσεων χωρητικότητας 0,47μF. Cout: Πυκνωτής εξόδου χωρητικότητας 3,9 m F Cparasitic: Συνολική παρασιτική χωρητικότητα των δυο τρανζίστορ 400 pf 145

Κεφάλαιο 3 ο Lm: Επαγωγή μαγνήτισης 1 mh L1: Επαγωγή σκέδασης πρωτεύοντος 50μΗ L2 : Επαγωγή σκέδασης δευτερεύοντος 12,5 μh, ούτως ώστε η συνολική σκέδαση που φαίνεται από το πρωτεύον να ισούται με 10% του Lm, αφού Lr L1 L L N 12 2 2 3 2 1 L2 (0.05 0.0 5 2 ) 10 0,1 Ron: Αντίσταση αγωγής των διακοπτών S1 και S2 ίση με 0. 5 Ω Τα μεγέθη του μετασχηματιστή και των ημιαγωγικών διακοπτών φαίνονται στο σχήμα 3. 46. mη Σχήμα 3. 46: Χαρακτηριστικά μετασχηματιστή Χαρακτηριστικά τρανζίστορ S1, S2 3.2.3.2 Αποτελέσματα προσομοίωσης Πριν την κατασκευή και την πειραματική επαλήθευση της λειτουργίας του μετατροπέα κρίνεται απαραίτητη η επιβεβαίωση των θεωρητικά αναμενόμενων αποτελεσμάτων μέσω της προσομοίωσης. Ακολουθούν προσομοίωσες για την ονομαστική κατάσταση του 146

Κεφάλαιο 3 ο μετατροπέα (ρεύμα εξόδου Iout=2. 25Α και τάση εξόδου Vout=76. 8Ω) όσο και στις δυο ακραίες καταστάσεις (Iout=2. 25Α και Vout=96V και 67. 2V). 1. Ονομαστική κατάσταση λειτουργίας (τάση εξόδου Vout=76, 8 V και τάση εισόδου Vin=207V). Σχήμα 3. 47: Κυκλωματικό διάγραμμα μετατροπέα με είσοδο συνεχή τάση και ενεργό Snubber Ακολουθεί η τάση εξόδου και το ρεύμα εξόδου. Ο χρόνος μετάβασης από το μηδέν στην μόνιμη κατάσταση είναι περίπου 0. 15 δευτερόλεπτα και οφείλεται, κυρίως, στον χρόνο που κάνει να φορτιστεί ο πυκνωτής εξόδου. Επίσης, η διακύμανση της τάσης είναι περίπου 0. 06 V ενώ το ρεύμα φαίνεται σταθερό στην τιμή 2. 25Α. Σχήμα 3. 48: Κυματομορφή ρεύματος(πάνω) και τάσης(κάτω) εξόδου 147

Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3.49: Λεπτομέρεια ρεύματος και τάσης εξόδου. Στη συνέχεια παρουσιάζονται η τάση και το ρεύμα του διακόπτη S1 σε συνδυασμό με τον παλμό του. Σχήμα 3.50: Παλμός κυρίως τρανζίστορ (πρώτη κυματομορφή) τάση (δεύτερη κυματομορφή) και ρεύμα (τελευταία κυματομορφή) του ημιαγωγικού διακόπτη S1. To διάστημα που το ρεύμα του S1 είναι αρνητικό, μέχρι να αλλάξει κλίση στα θετικά αποτελεί το θεωρητικό διάστημα Τ4-Τ7, όπου αφαιρείται ο παλμός από το δευτερεύον τρανζίστορ και έχουμε ταλάντωση ανάμεσα στην επαγωγή σκέδασης Lr και την παρασιτική 148

Κεφάλαιο 3 ο χωρητικότητα του κυρίως τρανζίστορ. Μόλις ξεφορτιστεί ο Cr, άγει η εσωτερική δίοδος του S1 και είναι το χρονικό διάστημα όπου πρέπει να δοθεί παλμός για να επιτευχθεί ZVS, όπως και πραγματικά γίνεται καθώς τη στιγμή που δίνεται παλμός η τάση στο S1 είναι μηδενική. Τέλος, το διάστημα Τ0-Τ1 είναι αυτό που άγει το κυρίως τρανζίστορ. Μια ακόμα γραφική που καταδεικνύει την ορθή λειτουργία του μετατροπέα είναι το ρεύμα σκέδασης σε συνδυασμό με τους παλμούς των ημιαγωγικών διακοπτών, όπως παρουσιάζεται στο σχήμα3.51. Φαίνεται καθαρά τόσο το διάστημα που μεσολαβεί προτού ξεκινήσει να άγει ο διακόπτης S2 μετά το σβήσιμο του S1, καθώς και το Τdelay ανάμεσα στο σβήσιμο του S2 και την έναυση του S1. Αξίζει να σημειωθεί και ο μηδενισμός του ρεύματος της επαγωγής σκέδασης και η φόρτισή της με αντίθετη φορά. Σχήμα 3. 51: Παλμοί κυρίως και βοηθητικού τρανζίστορ και ρεύμα που διαρρέει την επαγωγή σκέδασης. Ακολουθούν οι κυματομορφές του ρεύματος και της τάσης του βοηθητικού τρανζίστορ. Το ρεύμα με θετική τιμή είναι αυτό που περνάει από την αντιπαράλληλη δίοδο του S2, ενώ το ρεύμα με αρνητική τιμή περνάει από το διακόπτη S2. Τέλος, το ρεύμα του βοηθητικού τρανζίστορ ισούται με το ρεύμα που φορτίζει τον πυκνωτή του κυκλώματος προστασίας Cclamp. 149

Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3. 52: Ρεύμα και τάση βοηθητικού διακόπτη. Έπειτα, παρουσιάζονται τα χαρακτηριστικά μεγέθη της διόδου εξόδου D1 σε σχέση με τον παλμό του κύριου διακόπτη. Παρατηρούμε πως με την πτώση του παλμού αρχίζει να άγει η δίοδος και συνεχίζει να άγει και ακόμα κι αν έχει δοθεί παλμός έναυσης στο διακόπτη S1 (Θεωρητικό διάστημα Τ6-Τ7). Σχήμα 3. 53: Παλμός Mosfet 1, ρεύμα (μεσαίο), τάση (τελευταίο) διόδου εξόδου D1. Τέλος, υπολογίζονται με χρήση των εργαλείων του Simulink οι ενεργές και μέσες τιμές των ρευμάτων των στοιχείων. Με βάση αυτές τις τιμές, η απόδοση του μετατροπέα στην ονομαστική κατάσταση είναι : Po Vo Io 2, 25 76,8 η= 96% P V I 207 0,87 in in, avg in, avg 150

Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3. 54 : Υπολογισμός ενεργών και μέσω τιμών των ρευμάτων των στοιχείων. LL 2.. Τάση εξόδου Vout 96V και τάση εισόδου V in =186V. Σύμφωνα με τη θεωρητική ανάλυση που προηγήθηκε, οι προσομοιώσεις αυτής της κατάστασης είναι αυτές που αντιπροσωπεύουν τους θεωρητικούς υπολογισμούς των ρευμάτων των ημιαγωγικών διακοπτών S1, S2, της διόδου εξόδου D1,του πυκνωτή Cclamp, του πρωτεύοντος και δευτερεύοντος τυλίγματος. Αρχικά, παρουσιάζονται τα μεγέθη της εξόδου(σχήμα 3. 55) Σχήμα 3. 55: Ρεύμα (πάνω) και τάση (κάτω) εξόδου 151

Κεφάλαιο 3 ο Ακολουθεί η τάση εισόδου, σταθερή στα 186 V. Το ρεύμα εισόδου είναι το ίδιο με το ρεύμα του κυρίως τρανζίστορ. Σχήμα 3. 56: Τάση εισόδου Έπειτα παρουσιάζονται τα μεγέθη που αφορούν τον ημιαγωγικό διακόπτη S1 και ο λόγος κατάτμησης του που ισούται με 57%, αρκετά μεγαλύτερος από το θεωρητικά υπολογισμένο LL D min. O κύριος λόγος είναι πως τα στοιχεία είναι ιδανικά στη θεωρητική ανάλυση. Όπως φαίνεται στην αρχική μεταβατική περίοδο, η τάση και το ρεύμα που πρέπει να αντέξει ο LL V in διακόπτης S1 είναι μεγαλύτερα από την μόνιμη κατάσταση. Σχήμα 3. 57: Τάση (πάνω) και ρεύμα (κάτω) κυρίως διακόπτη 152

Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3. 58: Λεπτομέρεια τάσης και ρεύματος S1 σε συνδυασμό με τον παλμό στον διακόπτη στην μόνιμη κατάσταση Σχήμα 3. 59: Λεπτομέρεια τάσης και ρεύματος S1 σε συνδυασμό με τον παλμό στον διακόπτη στην μόνιμη κατάσταση, όπου εκτιμώνται οι μέγιστες τιμές ρεύματος και τάσης του S1. Όπως φαίνεται στο σχήμα 3. 59, το I ισούται περίπου με 3,4Α,κοντά στη θεωρητική max S1, peak τιμή που υπολογίστηκε ίση με 3,9Α. Ενώ η μέγιστη τάση που καταπονεί το τρανζίστορ S1 είναι περίπου 455V για τη μόνιμη κατάσταση λειτουργίας του μετατροπέα. Ακολουθούν τα μεγέθη που είναι σχετικά με τον ημιαγωγικό διακόπτη S2. Στο σχήμα 3.60 παρουσιάζονται η τάση και το ρεύμα που το διαρρέει. Και σε αυτή την περίπτωση το ρεύμα στη μεταβατική κατάσταση είναι αρκετά μεγαλύτερο από ότι στην μόνιμη. 153

Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3. 60: Ρεύμα (πάνω) και τάση (κάτω) του βοηθητικού διακόπτη Σχήμα 3. 61: Παλμός τρανζίστορ S2, λεπτομέρεια ρεύματος (μέση)και τάσης (κάτω) του διακόπτη S2 To μέγιστο ρεύμα που το διαρρέει είναι περίπου 3,4Α και η μέγιστη τάση που το καταπονεί είναι περίπου 440V. Όπως διακρίνεται στο σχήμα3. 61, η έναυση του ημιαγωγικού διακόπτη S2 γίνεται υπό μηδενική τάση. 154

Κεφάλαιο 3 ο Έπειτα, αποτυπώνονται το ρεύμα και η τάση της διόδου εξόδου D1. Σχήμα 3. 62: Ρεύμα (πάνω) και τάση (κάτω) της διόδου εξόδου D1. H μορφή των μεγεθών αυτών είναι σχετική με τη φόρτιση του πυκνωτή εξόδου. Η μέγιστη τιμή του ρεύματος στη μόνιμη κατάσταση είναι περίπου 10Α, επαληθεύοντας τα θεωρητικά δεδομένα. Όσον αφορά τον πυκνωτή του Snubber, παρουσιάζονται η τάση και το ρεύμα που τον διαρρέει. Σχήμα 3. 63: Ρεύμα και τάση πυκνωτή ενεργού κυκλώματος καταστολής υπερτάσεων 155

Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3.64: Λεπτομέρεια ρεύματος (πρώτο) και τάση (δεύτερο)πυκνωτή ενεργού κυκλώματος καταστολής υπερτάσεων Το ρεύμα ισούται, όπως αναφέρθηκε προηγουμένως, με το ρεύμα που διαρρέει τον βοηθητικό διακόπτη και την αντιπαράλληλη δίοδό του. Το καρουμπαλάκι στην τάση οφείλεται στην ενέργεια που αποθηκεύεται στην σκέδαση του μετασχηματιστή και ταλαντώνει με τον πυκνωτή. Αυτός είναι και ο λόγος που αναφέρθηκε ως θετικό του Snubber η ανακύκλωση της ενέργειας της σκέδασης. Τέλος, παρουσιάζονται οι μέσες (avg) και οι ενεργές τιμές (rms) των ρευμάτων των στοιχείων, όπως μετρήθηκαν από τα εργαλεία του Simulink του Matlab. Σχήμα 3. 65: Μέσες και ενεργές τιμές ρευμάτων των στοιχείων του μετατροπέα. 156

Κεφάλαιο 3 ο Οι τιμές αυτές είναι : Για το πρωτεύον τύλιγμα: I max pri, rms =2,87Α. Για τον πυκνωτή του Snubber I max Cclamp, rms =1, 56Α Για τον ημιαγωγικό διακόπτη S1: I max S1, rms =2, 39 Α H επαλήθευση της σχέσης I ( I ) ( I ),δίνει max max 2 max 2 S1, rms pri, rms Cclamp, rms I = max S1, rms 2 2 (2,87) (1, 56) 2, 4 Α, που ισχύει. Για τον ημιαγωγικό διακόπτη S2: I =1, 56 Α. MAX S 2, RMS Επαληθεύεται πως το συνολικό ρεύμα που διαρρέει το βοηθητικό διακόπτη S2 και την αντιπαράλληλη εσωτερική του δίοδο είναι ίσο με το ρεύμα του πυκνωτή του Snubber. Για τη δίοδο εξόδου D1: max Ι D1, avg =2,25Α Για το δευτερεύον τύλιγμα: max I sec,rms =6A Για το ρεύμα εισόδου: max in, avg =1, 2A Παρατηρούμε πως όλα τα θεωρητικά μεγέθη είναι κοντά σε αυτά που προκύπτουν από την προσομοίωση του μετατροπέα πλην της ενεργού τιμής του ρεύματος του δευτερεύοντος και του πρωτεύοντος τυλίγματος που έχουν μεγάλη απόκλιση. Τέλος όσον αφορά την απόδοση του μετατροπέα, αυτή δίνεται από τον τύπο: P V I η= P V I o o o in in, avg in, avg. (3. 34) Άρα, η= 96 2,25 96%. Οι απώλειες οφείλονται κυρίως σε απώλειες αγωγής των 186 1, 2 ημιαγωγικών στοιχείων S1, S2 και της διόδου D1. 157

Κεφάλαιο 3 ο HL 3.. Τάση εξόδου Vout 96V και τάση εισόδου V in = 227V. Σε αυτή τη φάση της προσομοίωσης παρουσιάζονται οι μέγιστες τιμές τάσης των διακοπτών S1, S2 και της διόδου, καθώς αυτές υπολογίστηκαν θεωρητικά για λόγο κατάτμησης HL D =46%. min Αρχικά παρουσιάζεται η μέγιστη τάση που καταπονεί το τρανζίστορ S1. Όπως φαίνεται στο παρακάτω σχήμα η τιμή της ανέρχεται στα 482V. Θεωρητικά η τιμή αυτή ισούται με Vin+NVo=227+2*96=419V. Η διαφορά οφείλεται στο γεγονός πως δεν έχει υπολογιστεί η τάση που αναπτύσσεται στην επαγωγή σκέδασης. Σχήμα 3.66: Μέγιστη τάση S1 στην μόνιμη κατάσταση λειτουργίας και η λεπτομέρειά της Έπειτα, ακολουθεί η τάση του βοηθητικού διακόπτη S2 και η λεπτομέρειά του. H μέγιστη τιμή της τάσης του είναι 465V. Σχήμα 3. 67: Τάση βοηθητικού Τρανζίστορ 158

Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3. 68: Λεπτομέρεια τάσης ημιαγωγικού διακόπτη S2. Στη συνέχεια παρουσιάζεται η τάση που αναπτύσσεται στον πυκνωτή του κυκλώματος καταστολής υπερτάσεων. Η μέγιστη τιμή της οποίας είναι 257V. Σχήμα 3. 69: Μέγιστη τιμή τάσεως στον πυκνωτή του Snubber Ακολουθεί η τάση της διόδου εξόδου, με μέγιστη τιμή ίση με 205 V.Όπως είναι εμφανές, ο παλμός του κυρίως τρανζίστορ ισούται με 51% στην πράξη και όχι με 46%,όπως είχε υπολογιστεί θεωρητικά. 159

Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3. 70: Παλμός τρανζίστορ S1 (πρώτο), ρεύμα (δεύτερο) και τάση (τελευταίο) διόδου D1 Σχήμα 3. 71: Λεπτομέρεια μέγιστης τάσης D1 HL Τέλος, όσον αφορά την απόδοση του μετατροπέα για V 227V και μέγιστη τάση εξόδου in V max o 96V, από το σχήμα 3. 72 και τον τύπο(3. 34) έχουμε: η= 2,25 96 96%. Ο 227 0,99 συντελεστής απόδοσης παραμένει ίδιος με την προηγούμενη κατάσταση του μετατροπέα. 160

Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3. 72: Rms και μέσες τιμές στοιχείων. Επίσης, φαίνεται και στην προσομοίωση πως οι ενεργές και μέσες τιμές των ρευμάτων των στοιχείων είναι χαμηλότερες σε σχέση με την θεωρητικά δυσμενέστερη κατάσταση λειτουργίας που προσομοιώθηκε προηγουμένως. Επίσης παρατηρείται πως για όλες τις καταστάσεις λειτουργίας η απόδοση του μετατροπέα παραμένει σταθερή στο 96% 3.3 Μέθοδος ελέγχου φορτίου (Charge Control method) Λόγω της ανάγκης για καλύτερη ποιότητα ενέργειας η διόρθωση του συντελεστή ισχύος έχει γίνει πλέον αναπόσπαστο κομμάτι των μετατροπέων ισχύος, όπως προαναφέρθηκε, γι αυτό, διάφορες τοπολογίες και μέθοδοι έχουν χρησιμοποιηθεί για την επίτευξη του. Η προαναφερθείσα ανάγκη, η λειτουργία του μετατροπέα στην κατάσταση συνεχούς αγωγής και η φόρτιση συσσωρευτών στην έξοδο του μετατροπέα, καθιστούν τη μέθοδο ελέγχου φορτίου ελκυστική επιλογή. Η μέθοδος αυτή αναγκάζει το φορτίο εισόδου να ακολουθεί μια αντιγραφή της ημιτονοειδούς τάσης εισόδου παλμό ανα παλμό, με αποτέλεσμα το ρεύμα εισόδου να έχει 161

Κεφάλαιο 3 ο ημιτονοειδής μορφή. Πιο συγκεκριμένα, η μέθοδος ελέγχου φορτίου είναι μέθοδος σταθερής συχνότητας, στην οποία πραγματοποιείται ο έλεγχος της μέσης τιμής του ρεύματος του ημιαγωγικού διακόπτη σε κάθε διακοπτική περίοδο. Σχήμα 3. 73: Διάγραμμα επεξήγησης της μεθόδου ελέγχου φορτίου [3]. Μετράται το ρεύμα του ημιαγωγικού στοιχείου και στη συνέχεια κατευθύνεται προς έναν πυκνωτή CΤ, φορτίζοντάς τον μέχρι μία προκαθορισμένη τιμή τάσης VC. Όταν η επιθυμητή τάση του πυκνωτή επιτευχθεί το ημιαγωγικός διακόπτης απενεργοποιείται και ο πυκνωτής εκφορτίζεται μέχρι η τάση του να μηδενιστεί. H επαναφορά του πυκνωτή στο μηδέν πραγματοποιείται με χρήση ενός ακόμα ελεγχόμενου διακόπτη συνδεδεμένου παράλληλα με τον πυκνωτή ολοκλήρωσης, ο οποίος ενεργοποιείται ταυτόχρονα με τη σβέση του κύριου ημιαγωγικού στοιχείου. Συμβολίζοντας με τη στιγμιαία τιμή της τάσης του πυκνωτή και με το στιγμιαίο ρεύμα του ημιαγωγικού στοιχείου, το παραπάνω διάγραμμα περιγράφεται από την σχέση : (3. 35), όπου Nm: H σταθερά που προκύπτει από τον τρόπο με τον οποίο μετράται το ρεύμα που διαρρέει τον ημιαγωγικό διακόπτη. Η ολοκλήρωση της σχέση (3.35) στο χρονικό διάστημα (0,t), με t<ts, όπου Ts η διακοπτική περίοδος λειτουργίας του μετατροπέα, οδηγεί στη σχέση 3.36: (3.36) 162

Κεφάλαιο 3 ο Ο όρος ισούται με το μηδέν υπό την προϋπόθεση πως ο πυκνωτής ολοκλήρωσης είναι πλήρως ξεφόρτιστος στην αρχή κάθε περιόδου. Ο λόγος κατάτμησης με τον οποίον θα λειτουργεί ο μετατροπέας καθορίζεται κάθε φορά από το πότε η τάση του πυκνωτή φτάσει το προβλεπόμενο από τον χρήστη όριο Vc, όπως φαίνεται στο σχήμα 3. 74. Αυτό συμβαίνει, κάθε φορά τη στιγμή,όπου θα ισχύει: (3. 37) Σχήμα 3.74: Ρεύμα τρανζίστορ και τάση πυκνωτή ολοκλήρωση για μια διακοπτική περίοδο Όμως, το ολοκλήρωμα στο δεύτερο μέρος της σχέσης (3. 37) δίνει το φορτίο Qα, που διέρχεται μέσα από το ελεγχόμενο ημιαγωγικό στοιχείο κατά τη διάρκεια του χρόνου αγωγής. Επομένως, η σχέση (3. 37) γράφεται ισοδύναμα ως: (3. 38) Η σχέση (3. 38) αποδεικνύει ότι η μέθοδος charge control, δίνει τη δυνατότητα άμεσου ελέγχου του φορτίου του ημιαγωγικού στοιχείου μέσω της τάσης του πυκνωτή ολοκλήρωσης, εξού και το όνομα της μεθόδου. Πολλαπλασιάζοντας και διαιρώντας το δεξιό μέλος της εξίσωσης (3. 37) με την διακοπτική περίοδο Ts μπορούμε να τη ξαναγράψουμε ως εξής (3. 39) 163

Κεφάλαιο 3 ο Η ποσότητα που εμφανίζεται στο δεύτερο μέρος της παραπάνω εξίσωσης ισούται με το μέσο ρεύμα που διέρχεται μέσα από το ημιαγωγικό στοιχείο στη διάρκεια μιας περιόδου. Άρα η εξίσωση (3. 39) παίρνει τελικά τη μορφή: (3. 40) 3.3.1 Έλεγχος του μετατροπέα με τη μέθοδο ελέγχου φορτίου Με τη βοήθεια του σχήματος 3. 75 θα γίνει η επεξήγηση της λειτουργίας του ελέγχου του μετατροπέα που έχει σκοπό τη διόρθωση συντελεστή ισχύος και την παροχή σταθερού ρεύματος στην έξοδο του. Σχήμα 3. 75. PFC Flyback μετατροπέας με έλεγχο charge control O διακόπτης S1 ενεργοποιείται στην αρχή κάθε διακοπτικής περιόδου μέσω ενός σήματος ρολογιού το οποίο δίνει ένα λογικό παλμό υψηλής στάθμης στην είσοδο S του flipflop. Έπειτα, ανιχνεύεται το ρεύμα IS1 του διακόπτη και αφού πρώτα σταθμιστεί με κέρδος Νm, ολοκληρώνεται από τον πυκνωτή CT. Όταν η τάση στον CT φτάσει την τάση αναφοράς, που προκύπτει από τον πολλαπλασιασμό της ημιτονοειδούς αναφοράς(vg), σταθμισμένη με ένα κέρδος 1/Κ με την έξοδο του PI ελεγκτή του ρεύματος εξόδου, παράγεται ένας λογικός παλμός υψηλής στάθμης στην έξοδο του συγκριτή. Ο παλμός αυτός οδηγείται στην είσοδο R του flip-flop, σβήνοντας το διακόπτη S1(Q=0) και ενεργοποιώντας το reset του ολοκληρωτή επαναφέρει τον πυκνωτή στο μηδέν ώστε να είναι έτοιμος για την επόμενη 164

Κεφάλαιο 3 ο περίοδο. Με αυτόν τον τρόπο, το μέσο ρεύμα του διακόπτη είναι αναγκασμένο να ακολουθεί την ημιτονοειδή αναφορά. 3.4 Ανάλυση λειτουργίας του μετατροπέα με ενεργό snubber και έλεγχο charge control για PFC και σταθερό ρεύμα εξόδου σε περιβάλλον Simulink του Matlab. Συνδυάζοντας την ανάλυση της λειτουργίας του μετατροπέα με ενεργό κύκλωμα καταστολής υπερτάσεων και τον τρόπο που λειτουργεί η μέθοδος ελέγχου φορτίου, οδηγούμαστε στο κυκλωματικό διάγραμμα του σχήματος 3.76 σε περιβάλλον Matlab Simulink. Σχήμα 3. 76: Τελικό κύκλωμα μετατροπέα με έξοδο ωμικό φορτίο 3.4.1 Περιγραφή κυκλώματος ισχύος, ολοκληρωτή και ελέγχου Κύκλωμα ισχύος Οι διαφορές του με το κύκλωμα του σχήματος (3.47) είναι οι εξής: 165

Κεφάλαιο 3 ο Την είσοδο του μετατροπέα αποτελεί μια πηγή εναλλασσόμενης τάσης ίσης με αυτή του δικτύου, δηλαδή AC Voltage= 2 230sin(2 50 t). Υπάρχει μια γέφυρα με διόδους για την ανόρθωση της τάσης εισόδου. Ανάμεσα στην ανορθωτική γέφυρα και την πηγή εισόδου παρεμβάλλεται ένα κατωδιαβατό LC φίλτρο. Η ύπαρξη του πυκνωτή Cin, χωρητικότητας 10nF που χρησιμοποιείται για την ενδιάμεση αποθήκευση της ενέργειας της σκέδασης, αφού πλέον, με την τοποθέτηση της ανορθωτικής γέφυρας η ενέργεια δεν μπορεί να γυρίσει πίσω στην πηγή. Κύκλωμα ολοκλήρωσης Για να ανταποκρίνεται η διαδικασία της προσομοίωσης όσο το δυνατόν περισσότερο στην πραγματικότητα, η λειτουργία του ολοκληρωτή προσομοιώθηκε με τη χρήση ενός πυκνωτή CΤ, ο οποίος θα φορτίζεται με το ρεύμα που διαρρέει τον ημιαγωγικό διακόπτη.s1 Για λόγο μετασχηματισμού Nm=1 η σχέση(3.40) γίνεται: (3. 41) Επιλέγοντας τον πυκνωτή CT ίσο με τη διακοπτική περίοδο, δηλαδή CT =0,2 μf, το μέσο ρεύμα του διακόπτη ισούται με την τάση του πυκνωτή ολοκλήρωσης.(σχέση 3. 41) (3. 42) Η επαναφορά του ολοκληρωτή στο μηδέν υλοποιείται μέσω ενός ελεγχόμενου διακόπτη ο οποίος συνδέεται παράλληλα με τον πυκνωτή ολοκλήρωσης. Κύκλωμα ελέγχου Όπως φαίνεται στο σχήμα 3. 76 οι είσοδοι του κυκλώματος ελέγχου είναι : Η τάση μετά την ανορθωτική γέφυρα (ΑbsVin). Το ρεύμα εξόδου (Iout). Η τάση του πυκνωτή ολοκλήρωσης (VCt). 166

Κεφάλαιο 3 ο Το ρολόι χρονισμού, που συγχρονίζει την όλη διαδικασία, αφού είναι υπεύθυνο για τη ρύθμιση της διακοπτικής συχνότητας και την έναρξη ολοκλήρωσης του ολοκληρωτή (Main Clock). Το δευτερεύον ρολόι που συμβάλει στην παλμοδότηση του δευτερεύοντος τρανζίστορ (Clock Snubber). Έξοδοι του συστήματος ελέγχου αποτελούν οι λογικοί παλμοί των ημιαγωγικών διακοπτών ισχύος S1(Pulse of main Transistor), S2(Pulse of Snubber) και ο παλμός στο διακόπτη που συνδέεται παράλληλα με τον πυκνωτή ολοκλήρωσης (Pulse of Charge Control). Προτού παρουσιαστεί το κύκλωμα ελέγχου είναι αναγκαίο να αναφερθούν δυο έννοιες που παίζουν σημαντικό ρόλο στον έλεγχο. 1. RS flip-flop: Είναι σύγχρονα ακολουθιακά κυκλώματα, οι έξοδοι των οποίων ανταποκρίνονται στις εισόδους όταν εφαρμόζονται παλμοί συγχρονισμού. Το RS flipflop συγκεκριμένα έχει δύο σύγχρονες εισόδους που ονομάζονται R και S. Ως έξοδοι του ορίζονται τα Q και Q. H τελευταία ουσιαστικά αποτελεί το λογικό συμπλήρωμα της εξόδου Q. Συμβολίζοντας με Qnτην ( ) προηγούμενη κατάσταση εξόδου του RS flip-flop και με Qn ( 1) την επόμενη κατάσταση η λειτουργία του έχει ως εξής: Όταν S=0 και R=0,τότε η επόμενη κατάσταση είναι ίδια με την προηγούμενη, δηλαδή Qn ( 1) = Qn ( ) Όταν S=0 και R=1,τότε η επόμενη κατάσταση είναι =0 Όταν S=1 και R=0,τότε η επόμενη κατάσταση είναι =1 Όταν S=1 και R=1,τότε η επόμενη κατάσταση λειτουργίας είναι απροσδιόριστη. Σχήμα 3. 77: Πίνακας αληθείας του RS flip-flop [4]. 167

Κεφάλαιο 3 ο 2. PI ελεγκτής: Είναι ένας μηχανισμός ελέγχου ανάδρασης, που αποτελείται από τρεις όρους, με σκοπό τον έλεγχο της συνολικής συμπεριφοράς του συστήματος. Υπολογίζει συνεχώς το σφάλμα e(t) μεταξύ της επιθυμητής τιμής r(t) και της μετρούμενηςy(t) προσπαθώντας να το μειώσει με προσαρμογή μιας μεταβλητής ελέγχου: Όπου, Kp= Αναλογικό κέρδος Ki=Ολοκληρωτικό κέρδος Kd=Διαφορικό κέρδος e(t) =Σφάλμα= r(t)- y(t) Σχήμα 3. 78: Μπλοκ διάγραμμα PID ελεγκτή[5] Ισοδύναμα, η συνάρτηση μεταφοράς του PID στο πεδίο Laplace ισούται με : και η επίδραση των κερδών Kp, Ki, Kd συνοψίζονται στον παρακάτω πίνακα. Σχήμα 3. 79: Συνοπτικός πίνακας ιδιοτήτων κερδών του PID ελεγκτή Γι αυτή την εργασία χρησιμοποιήθηκαν μόνο οι όροι P και I γιατί μας ενδιαφέρει η εξάλειψη του σφάλματος του ρεύματος εξόδου και ο διαφορικός όρος είναι ευαίσθητος στο θόρυβο. [5] Επίσης η υπολογιστική ισχύς του μικροελεγκτή είναι περιορισμένη, κάτι που θα αναλυθεί στο κεφάλαιο 5. 168

Κεφάλαιο 3 ο Κοιτώντας στο εσωτερικό του υποσυστήματος Control System, σχήμα 3. 80, βλέπουμε τα γρανάζια που είναι υπεύθυνα για την ορθή λειτουργία του μετατροπέα. Σχήμα 3.80: Υποσύστημα Control System Στην είσοδο S του flip-flop έχει συνδεθεί το ρολόι χρονισμού του ελέγχου που καθορίζει τη συχνότητα λειτουργίας του μετατροπέα(50khz). Το ρολόι δίνει παλμό υψηλής λογικής στάθμης S=1 στην αρχή κάθε περιόδου ενεργοποιώντας την έξοδο Q=1 του flip flop που είναι υπεύθυνη για την παλμοδότηση του ημιαγωγικού διακόπτη S1. Ταυτόχρονα, Q 0, οπότε ο διακόπτης που είναι υπεύθυνος για τον ολοκληρωτή είναι ανοιχτός επιτρέποντας την ολοκλήρωση του ρεύματος. Στην είσοδο R έχει συνδεθεί η έξοδος του συγκριτή, ο οποίος παράγει παλμό υψηλής λογικής στάθμης, κάνοντας το R=1, όταν το ρεύμα του ολοκληρωτή φτάσει στην προκαθορισμένη αναφορά. Η αναφορά αυτή προκύπτει ως εξής Προκειμένου να υλοποιήσουμε τον κλειστό βρόχο αντιστάθμισης του σφάλματος του ρεύματος εξόδου χρησιμοποιούμε έναν παράλληλο PI ελεγκτή. Η είσοδός του είναι το σφάλμα e, που προκύπτει, κάθε στιγμή, από τη διαφορά μεταξύ του μετρούμενου ρεύματος εξόδου και του επιθυμητού. H επιλογή των κερδών του PI έγινε εμπειρικά, ύστερα από δοκιμές. Η έξοδος του P και του I ελεγκτή οδηγούνται σε έναν αθροιστή στην έξοδο του οποίου δίνεται το κέρδος αντιστάθμισης ΟutPI. H έξοδος του αθροιστή πολλαπλασιασμένη με την τάση 169

Κεφάλαιο 3 ο αναφοράς ΑbsVin δίνει την αναφορά που πρέπει να ακολουθεί ο ολοκληρωτής. Μόλις, λοιπόν γίνει R=1, τότε οι έξοδοι του flip-flop θα πάρουν τις τιμές Q=0 και Q =1. Άρα, ο διακόπτης S1 θα απενεργοποιηθεί, ενώ ο διακόπτης του ολοκληρωτή θα κλείσει, βραχυκυκλώνοντας τον πυκνωτή ολοκλήρωσης. Όσον αφορά την παλμοδότηση του βοηθητικού διακόπτη, προκύπτει από τον συνδυασμό τριών σημάτων σε μια λογική πύλη AND. Τα σήματα αυτά είναι: 1. το σήμα Q 2. το σήμα Q καθυστερημένο κατά ένα διάστημα 0, 4 μsec 3. το σήμα του ρολογιού Clock snubber, το οποίο είναι συγχρονισμένο με το ρολόι χρονισμού, και δίνει θετικό παλμό για το 99% της διακοπτικής περιόδου, με σκοπό να επιτευχθεί το διάστημα Tdelay,, της σχέσης (3. 33) Όταν και τα τρία αυτά σήματα είναι ταυτόχρονα ίσα με 1, όπως φαίνεται στο σχήμα (3.93) παράγεται παλμός στον ημιαγωγικό διακόπτη S2. Ένας ακόμη παράγοντας που χρήζει προσοχής είναι το φιλτράρισμα τόσο του ρεύματος εξόδου (Ιout) όσο και της τάσης αναφοράς(absvin). Στη μέθοδο ελέγχου του φορτίου τα σήματα έχουν μονάχα τη βασική αρμονική και είναι απαλλαγμένα από ανώτερες αρμονικές. Για το λόγο αυτό το σήμα της τάσης αναφοράς, του οποίου η βασική αρμονική είναι στα 100 Hz, πρέπει να απαλλαγεί από την ανώτερη αρμονική των 50kHz, γι αυτό επιλέχτηκε κατωδιαβατό φίλτρο στα 5kHz. Αντίστοιχα, το σήμα του ρεύματος εξόδου πρέπει να έχει μόνο την DC συνιστώσα. Ωστόσο, λόγω του τρόπου που λειτουργεί ο μετατροπέας είναι αναμεμιγμένο με δυο συνιστώσες, μία στα 50 khz και άλλη μία στα 100Hz. Για να κρατήσουμε το σήμα με τη DC συνιστώσα επιλέχτηκε κατωδιαβατό φίλτρο στη συχνότητα των 50Ηz. Τέλος, για τον περιορισμό της καταπόνησης των στοιχείων κατά τη μεταβατική περίοδο, επιλέχτηκε η γραμμική αύξηση της αναφοράς του ρεύματος εξόδου. Έτσι, περιορίζεται η ισχύς που ζητείται στην έξοδο με αποτέλεσμα την πιο ήπια μεταβατική συμπεριφορά. Με αυτή τη λογική ελέγχου επιτυγχάνεται η διόρθωση του συντελεστή ισχύος, ο περιορισμός των διακοπτικών απωλειών και της επιβάρυνσης των διακοπτικών στοιχείων, καθώς και το επιθυμητό ρεύμα εξόδου ίσο με 2. 25Α. 3.5 Προσομοίωση του συνολικού συστήματος, με ωμικό φορτίο στην έξοδο, σε περιβάλλον Simulink του Matlab. 170

Κεφάλαιο 3 ο Οι καταστάσεις λειτουργίας που προσομοιώνονται είναι δύο. Στην πρώτη ζητείται ρεύμα εξόδου 2,25 Α και τάση εξόδου 76,8 V (ονομαστική κατάσταση λειτουργίας), ενώ στη δεύτερη απαιτείται πάλι το ίδιο ρεύμα εξόδου και τάση 96V (λειτουργία μέγιστης ισχύος). Στην ονομαστική κατάσταση παρουσιάζονται τα μεγέθη που αφορούν τους ημιαγωγικούς διακόπτες S1, S2 τη δίοδο εξόδου και τα μεγέθη ελέγχου ώστε να διαπιστωθεί η ορθή λειτουργία του μετατροπέα. Στη δεύτερη κατάσταση λειτουργίας γίνεται αναλυτική αναφορά στα στοιχεία ισχύος, καθώς αυτή η προσομοίωση είναι καθοριστική για την επιλογή των στοιχείων του τελικού κυκλώματος. 3.5.1 Ονομαστική κατάσταση λειτουργίας: Παρατίθεται η τάση και το ρεύμα εξόδου στα σχήματα 3.81-82. Παρατηρούμε πως η ταλάντωση στα σήματα είναι στις συχνότητες των 100 Hz και 50 khz,όπως αναμενόταν. H διακύμανση. που παρουσιάζει το ρεύμα εξόδου είναι 0, 04 Α, αρκετά μικρή. Σχήμα 3. 81: Ρεύμα (κάτω) και τάση (δεύτερο) εξόδου στην ονομαστική κατάσταση λειτουργίας Σχήμα 3. 82: Λεπτομέρεια ρεύματος (κάτω) και τάσης (πάνω) εξόδου στην ονομαστική κατάσταση λειτουργίας στη συχνότητα των 100 Hz 171

Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3. 83: Λεπτομέρεια ρεύματος (κάτω) και τάσης (πάνω) εξόδου στην ονομαστική κατάσταση λειτουργίας στη συχνότητα των 50 khz. Ακολουθεί το ρεύμα και η τάση εισόδου στο σχήμα 3. 84 Στην πρώτη και τη δεύτερη γραφική παράσταση παρουσιάζονται το ρεύμα και η τάση εισόδου με το LC κατωδιαβατό παθητικό φίλτρο εισόδου στη συχνότητα των 5 khz, ενώ στην τελευταία το ρεύμα χωρίς φίλτρο. Είναι εμφανές η μείωση του αρμονικού περιεχομένου του ρεύματος εισόδου. Τόσο η FFT ανάλυση, όσο και ο υπολογισμός του συντελεστή αρμονικής παραμόρφωσης του ρεύματος εισόδου παρουσιάζονται παρακάτω. Σχήμα 3. 84: Ρεύμα (πάνω) και τάση (μεσαία) εισόδου φιλτραρισμένα και ρεύμα εσόδου μετά το φίλτρο (τελευταίο). Η ανάλυση του σήματος του ρεύματος εισόδου στο πεδίο της συχνότητας πραγματοποιήθηκε για κατωδιαβατά παθητικά LC φίλτρα ποικίλων τιμών και συχνοτήτων 1 αποκοπής. Η συχνότητα -3 db υπολογίζεται ως F 3dB 2 LC. Τα αποτελέσματα παρατίθενται στα σχήματα 3. 85 εως 3. 89. 172

Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3. 85: Αρμονική παραμόρφωση και φάσμα ρεύματος εισόδου για L=1 mh C=1 μf, =5kHz F 3dB Σχήμα 3. 86: Αρμονική παραμόρφωση και φάσμα ρεύματος εισόδου για L=1. 2 mh C=1 μf, =4. 6kHz F 3dB 173

Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3. 87: Αρμονική παραμόρφωση και φάσμα ρεύματος εισόδου για L=2 mh C=1 μf, F =3, 5kHz 3dB Σχήμα 3. 88: Αρμονική παραμόρφωση και φάσμα ρεύματος εισόδου για L=4 mh C=2 μf, =1,78kHz F 3dB 174

Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3. 89: Αρμονική παραμόρφωση και φάσμα ρεύματος εισόδου για L=2 mh C=8 μf, =1,25kHz F 3dB Παρατηρούμε πως ο συντελεστής αρμονικής παραμόρφωσης (THD) του ρεύματος εισόδου είναι αρκετά υψηλός. Το ρεύμα και η τάση του διακόπτη S1 παρατίθενται στα σχήματα 3.90 εως 3. 92. Στην μεταβατική περίοδο το ρεύμα και η τάση που αναπτύσσονται είναι μεγαλύτερα από την μόνιμη κατάσταση. Ωστόσο, αποφεύγεται το τεράστιο ρεύμα που εμφανιζόταν χωρίς την σταδιακή αύξηση του ρεύματος εξόδου. Σχήμα 3. 90: Ρεύμα κυρίως διακόπτη. 175

Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3. 91: Τάση κυρίως διακόπτη Σχήμα 3.92: Λεπτομέρεια τιμής ρεύματος (δεύτερο) και τάσης (τελευταίο) κυρίως διακόπτη, καθώς και ο παλμός του. Όσον αφορά τον έλεγχο παρατίθενται η λογική που προκύπτει ο παλμός στο βοηθητικό τρανζίστορ, το σήμα εξόδου του ολοκληρωτή και η τελική τάση αναφοράς που φτάνει στο συγκριτή. Παλμός βοηθητικού τρανζίστορ: Όπως αναφέρθηκε στην προηγούμενη υποενότητα ο παλμός του S2 είναι συνδυασμός τριών σημάτων. To αποτέλεσμα τους όταν μπουν ως είσοδο στην λογική πύλη AND είναι το παρακάτω. 176

Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3. 93: Λογική παλμοδότησης βοηθητικού τρανζίστορ S2. Q πρώτο σήμα, Q 4 10 7 δεύτερο σήμα, Clock Snubber τρίτο σήμα και έξοδος AND=Παλμός S2 τελευταίο σήμα. Ολοκληρωτής: Παρουσιάζεται η είσοδος και η έξοδος του ολοκληρωτή καθώς και ο παλμός στο τρανζίστορ που επαναφέρει τον ολοκληρωτή στο μηδέν. Το αποτέλεσμα της ολοκλήρωσης μιας ράμπας είναι υπερβολή, όπως φαίνεται και στο σχήμα 3. 95 Σχήμα 3. 94: Σήμα εξόδου του ολοκληρωτή (πάνω) και σήμα εισόδου (κάτω) 177

Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3. 95: Παλμός στο τρανζίστορ του διακόπτη μηδενισμού, λεπτομέρεια εξόδου (μεσαίο) και εισόδου (τελευταίο) του ολοκληρωτή. Συγκριτής: Όπως διακρίνεται στο σχήμα 3. 96 το σήμα εξόδου του ολοκληρωτή, που συμβολίζεται με V1, ακολουθεί την τάση αναφοράς V2 που ισούται με το γινόμενο της σταθμισμένης Ki τάσης εισόδου με τη μεταβλητή ελέγχου ( Kp ) e. Συνάμα παρουσιάζεται και ο παλμός s του κυρίως τρανζίστορ, η διάρκεια του οποίου σχετίζεται με το χρονικό διάστημα που χρειάζεται ο πυκνωτής ολοκλήρωσης να φτάσει το υπολογισμένο σήμα αναφοράς, κάθε διακοπτική περίοδο. Όσον αφορά το τελευταίο, εύκολα διακρίνεται στο σχήμα 3. 97 πως η τιμή του αλλάζει πολύ λίγο κάθε διακοπτική περίοδο. Σε αυτή τη διαπίστωση στηρίχθηκε και η λογική ελέγχου που ακολουθήθηκε στον προγραμματισμό του μικροελεγκτή, όπως αναφέρεται στο κεφάλαιο πέντε. 178

Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3. 96: Σήμα εξόδου ολοκληρωτή (V1), σήμα αναφοράς συγκριτή (V2) και παλμός διακόπτη S1 (τελευταίο) Σχήμα 3. 97: Λεπτομέρεια σήματος εξόδου ολοκληρωτή (V1), σήματος αναφοράς συγκριτή (V2) και παλμού διακόπτη S1 (τελευταίο) 3.5.2 3. 5. 2 Κατάσταση λειτουργίας μέγιστης ισχύος: Αρχικά παρουσιάζεται το ρεύμα και η τάση εξόδου. Η μέγιστη ισχύς που ζητείται στην έξοδο είναι ίση με V I 96 2,25 216W. avg avg 179

Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3. 98: Τάση και ρεύμα εξόδου για λειτουργία μέγιστης ισχύος Σχήμα 3. 99: Λεπτομέρεια τάσης (πάνω) και ρεύματος (κάτω) εξόδου για λειτουργία μέγιστης ισχύος Ακολουθούν τα μεγέθη που αφορούν τον κυρίως διακόπτη S1 στις γραφικές παραστάσεις των σχημάτων 3.100 και 3.101. Η μέγιστη τιμή της τάσης που τον καταπονεί είναι ίση με 570V,ενώ το μέγιστο ρεύμα που τον διαρρέει είναι ίσο με 4,3 Α όπως φαίνεται στο σχήμα(3. 101). 180

Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3. 100: Μεγέθη ημιαγωγικού διακόπτη S1 Σχήμα 3. 101: Λεπτομέρεια μεγεθών ημιαγωγικού διακόπτη S1 Ακολουθούν οι γραφικές παραστάσεις των στοιχείων S2 και του πυκνωτή Cin που αφορούν τις μέγιστες τιμές τάσης που αναπτύσσονται. Για τον πυκνωτή είναι 460V, ενώ για το τρανζίστορ του snubber 680V. Επίσης, η αιχμή τάσης που αναπτύσσεται στον πυκνωτή Cin, επιβαρύνει το διακόπτη S2, όπως φαίνεται στο σχήμα 3. 102 181

Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3.102: τάση πυκνωτή Cin (πάνω), και τάση βοηθητικού ημιαγωγικού διακόπτη S2 Έπεται η τάση του πυκνωτή του κυκλώματος καταστολής υπερτάσεων. Η μέγιστη τιμή της είναι, στην μόνιμη κατάσταση, ίση με 245V, όπως φαίνεται στο σχήμα (3. 104) Σχήμα 3. 103: Τάση πυκνωτή snubber Σχήμα 3. 104: Λεπτομέρεια τάσης πυκνωτή snubber. 182

Κεφάλαιο 3 ο Τέλος, παρουσιάζονται τα μεγέθη που αναπτύσσονται στη δίοδο D1 της εξόδου όταν αυτή δεν άγει. Η μέγιστη τιμή της ανάστροφης τάσης που την καταπονεί είναι 300V. Η αιχμή τάσης που αναπτύσσεται οφείλεται στο γεγονός πως στην προσομοίωση χρησιμοποιήθηκε snubber για την υπέρταση της διόδου λόγω του φαινομένου ανάστροφης ανάκτησης. Σχήμα 3. 105: Παλμός S1 (πάνω), ρεύμα διόδου (δεύτερο) και ανάστροφη τάση διόδου εξόδου D1. Οι ενεργές και μέσες τιμές των ρευμάτων των ημιαγωγικών διακοπτών S1, S2 της διόδου εξόδου D1, του ρεύματος εισόδου και των τυλιγμάτων του μετασχηματιστή παρουσιάζονται στο σχήματα 3. 106 και 3. 107. Σχήμα 3. 106: Τελικό στάδιο μετατροπέα Flyback με απεικόνιση των rms, avg τιμών των ρευμάτων των στοιχείων ισχύος. 183

Κεφάλαιο 3 ο Οι τιμές αυτές είναι : Σχήμα 3. 107: Εστίαση στις μετρήσεις των ρευμάτων. Για το πρωτεύον τύλιγμα: max I pri, rms =2,21Α. Για τον πυκνωτή του Snubber max I Cclamp, rms =1, 55Α Για τον ημιαγωγικό διακόπτη S1: max I S 1, rms =1, 57 Α H επαλήθευση της σχέσης I ( I ) ( I ),δίνει max max 2 max 2 S1, rms pri, rms Cclamp, rms I = max S1, rms 2 2 (2, 21) (1,55) 1,57, που ισχύει. Για τον ημιαγωγικό διακόπτη S2: I =1, 55 Α. MAX S 2, RMS Για τη δίοδο εξόδου D1: Ι =2Α max D1, avg Για το δευτερεύον τύλιγμα: I max sec, rms 4,88 Για το ρεύμα εισόδου: max in, avg =0, 71A 184

Κεφάλαιο 3 ο 3.6 Προσομοίωση μετατροπέα με έλεγχο κλειστού βρόχου και φορτίο μπαταρία Στην έξοδο του μετατροπέα, προκειμένου να προσομοιωθεί η συμπεριφορά μιας συστοιχίας μπαταριών έχει χρησιμοποιηθεί ως φορτίο ένας πολύ μεγάλος πυκνωτής (CBattery=6F) σε σειρά με μία αντίσταση μικρής τιμής (Ro=198mΩ) και μία πηγή σταθερής τάσης(vo). Η αντίσταση αυτή ουσιαστικά εκφράζει την εσωτερική αντίσταση της συστοιχίας των 24 κελιών, αφού μια τυπική τιμή εσωτερικής αντίστασης κάθε κελιού ισούται με 8mΩ( 24 0,008=0,198Ω ). Η πηγή τάσης εκφράζει την κατάσταση αρχικής φόρτισης της συστοιχίας, δηλαδή την τάση από την οποία αυτή θα αρχίσει να φορτίζεται. Έτσι, καθίσταται δυνατόν να παρατηρηθούν σε πραγματικό χρόνο οι μεταβολές της τάσης στην έξοδο του μετατροπέα λόγω της αύξησης του φορτίου του πυκνωτή κατά τη διαδικασία της φόρτισης. Λόγω της ονομαστικής χωρητικότητας των μπαταριών (C=90 Ah) και του ρυθμού φόρτισης που έχει επιλεχθεί (C/10), το ρεύμα διατηρείται σταθερό σε όλη τη διάρκεια του πρώτου σταδίου στα 2. 25 Α για κάθε ένα από τους τέσσερις μετατροπείς 3.6.1 Προσομοίωση μετατροπέα με συνεχή τάση εισόδου Επιλέγοντας για τη σταθερή πηγή τάσης εξόδου μια τιμή ίση με Vo=72V, θεωρούμε ότι η συστοιχία αρχίζει να φορτίζεται από τα 72V. Ως είσοδο επιλέγουμε Vin=207V.To κύκλωμα του μετατροπέα στο περιβάλλον Simulink του Matlab φαίνεται στο σχήμα 3.108, ενώ τα αποτελέσματα παρατίθενται στα σχήματα 3. 109 εως 3. 111. Σχήμα 3.108: Τελικό κύκλωμα μετατροπέα με είσοδο πηγή σταθερής τάσης 207V κι έξοδο ισοδύναμο μοντέλο μπαταρίας 185

Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3.109: α)τάση και β) ρεύμα εξόδου μετατροπέα Σχήμα 3. 110: Τέλος μεταβατικής κατάστασης μετατροπέα 186

Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3. 111: Λεπτομέρεια ρεύματος και τάσης εξόδου Παρατηρούμε ότι κατά την αρχή της διαδικασίας φόρτισης τόσο το ρεύμα εξόδου όσο και η τάση εξόδου παρουσιάζουν μια ταλάντωση πριν σταθεροποιηθούν στις αναμενόμενες τιμές. Αυτό οφείλεται στο γεγονός ότι ο πυκνωτής στην έξοδο του μετατροπέα είναι αρχικά εντελώς αφόρτιστος, έτσι οι μπαταρίες που βρίσκονται υπό μη μηδενική τάση τον φορτίζουν. Το παραπάνω πρέπει να ληφθεί υπόψη κατά την υλοποίηση της διαδικασίας φόρτισης προκειμένου να μην προκληθεί βλάβη στη διάταξη, καθώς στιγμιαία ο πυκνωτής εξόδου καταπονείται με υψηλό μέγιστο ρεύμα. Τέλος, η κυμάτωση που παρουσιάζουν τα μεγέθη εξόδου είναι ελάχιστη. 3.6.2 Προσομοίωση μετατροπέα με εναλλασσόμενη τάση εισόδου Επιλέγοντας πάλι, για τη σταθερή πηγή τάσης εξόδου μια τιμή ίση με Vo=72V, θεωρούμε ότι η συστοιχία αρχίζει να φορτίζεται από τα 72V. Η είσοδος του μετατροπέα είναι μια πηγή εναλλασσόμενης τάσης: AC Voltage= 2 230sin(2 50 t). Το σχηματικό κύκλωμα φαίνεται στο σχήμα 3. 112, ενώ τα αποτελέσματα παρατίθενται στα σχήματα 3.113 εως 3. 116, για διάφορα κέρδη του PI ελεγκτή. 187

Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3.112: Τελικό κύκλωμα μετατροπέα με έξοδο ισοδύναμο μοντέλο μπαταρίας Σχήμα 3. 113: Τάση (πρώτο), ρεύμα (δεύτερο) εξόδου. Κέρδος P=12, κέρδος Ι=40 188

Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3. 114: Τάση (πρώτο), ρεύμα (δεύτερο) εξόδου. Κέρδος P=1, κέρδος Ι=40 Σχήμα 3. 115: Τάση (πρώτο), ρεύμα (δεύτερο) εξόδου. Κέρδος P=1, κέρδος Ι=4 189

Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3. 116: Τάση (πρώτο), ρεύμα (δεύτερο) εξόδου. Κέρδος P=12, κέρδος Ι=1 Είναι φανερό πως για διάφορα κέρδη του PI ελεγκτή, η κυμάτωση του ρεύματος εξόδου είναι αρκετά μεγάλη σε αντίθεση με την κυμάτωση της τάσης εξόδου. Αυτό οφείλεται στη μικρή εσωτερική αντίσταση που παρουσιάζει η συστοιχία των συσσωρευτών, καθώς V0 0,6 3A, όση και η κυμάτωση που παρουσιάζει το ρεύμα εξόδου. R 0,198 o Βιβλιογραφία [1]. Κωνσταντίνος Ζαοσκούφης, «Μελέτη και κατασκευή τροφοδοτικού με πολλαπλές εξόδους», Διπλωματική Εργασία 226150, Πανεπιστήμιο Πατρών, Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών [2]. R. Watson, F. C. Lee, and G. C Hua: Utilization of an active-clamp circuit to achieve soft switching in flyback converters [3] Vatche Vorperian, The charge-controlled PWM switch, in IEEE Power Electronics Specialists Conference, 1996, PESC 96 Record,, 27th Annual IEEE, 23-27 June 1996. [4] KiCad EDA Software Suite : http://www.kicadpcb.org/display/kicad/kicad+eda+software+suite [5]. https: //en.wikipedia.org/wiki/pid_controller 190

Κεφάλαιο 4 ο ΚΕΦΑΛΑΙΟ 4 ΜΕΛΕΤΗ ΚΑΙ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΤΗΣ ΔΙΑΤΑΞΗΣ ΦΟΡΤΙΣΗΣ ΣΥΣΣΩΡΕΥΤΩΝ Στο κεφάλαιο αυτό γίνεται παρουσίαση της σχεδίασης και κατασκευής της πειραματικής διάταξης. Αρχικά, γίνεται αναφορά στον τρόπο σχεδίασης και υπολογισμού των μαγνητικών στοιχείων που απαιτεί ο μετατροπέας μας. Στην συνέχεια, παρουσιάζονται οι πλακέτες τροφοδοτικών, ελέγχου και ισχύος καθώς και ο τρόπος επιλογής και κατασκευής των στοιχείων που τις αποτελούν. Οι διατάξεις που αναφέρθηκαν, υλοποιήθηκαν πάνω σε τυπωμένες πλακέτες χαλκού διπλού επιπέδου. 4.1 Μαγνητικά στοιχεία Το σημαντικότερο τμήμα των περισσότερων ηλεκτρονικών μετατροπέων ισχύος αποτελούν τα μαγνητικά στοιχεία, δηλαδή το πηνίο και ο μετασχηματιστής. Παρ όλη τη σημασία τους απαντώνται σε μικρή ποικιλία στο εμπόριο. Αυτό συμβαίνει εξαιτίας της ιδιαιτερότητας κάθε μετατροπέα και για το λόγο αυτό, η πλειονότητά τους, σχεδιάζονται και κατασκευάζονται για κάποια συγκεκριμένη εφαρμογή. Πιο συγκεκριμένα, στο μετατροπέα Flyback,η κύρια ιδιαιτερότητα του μετασχηματιστή είναι πως λειτουργεί σαν συσκευή αποθήκευσης ενέργειας παρά σαν πραγματικός μετασχηματιστής. Κατά τη διάρκεια της περιόδου όπου το κυρίως Mosfet άγει η ενέργεια αποθηκεύεται στο διάκενο του πυρήνα και δεν μεταβαίνει στην έξοδο επειδή η δίοδος είναι ανάστροφα πολωμένη. Στο διάστημα αυτό η ενέργεια παρέχεται στο φορτίο από τον πυκνωτή εξόδου. Κατά τη διάρκεια που το τρανζίστορ δεν άγει, η αποθηκευμένη μαγνητική ενέργεια μεταφέρεται μέσω της διόδου στο φορτίο και στον πυκνωτή εξόδου, δηλαδή πρωτεύον και δευτερεύον δεν άγουν ποτέ ταυτόχρονα. Οι καταστάσεις λειτουργίας του μετασχηματιστή απεικονίζεται στο σχήμα 4. 1 191

Κεφάλαιο 4 ο Σχήμα 4. 1:Σταδια λειτουργίας μετατροπέα[1] Ακολουθεί η επεξήγηση βασικών όρων ηλεκτρομαγνητισμού σχετικών με την κατασκευή μαγνητικών στοιχείων, καθώς και η ανάλυση και κατηγοριοποίηση των επιμέρους στοιχείων ώστε να γίνει η τελική επιλογή αυτών που θα χρησιμοποιηθούν για τον μετασχηματιστή του Flyback. 4.1.1 Βασική ορολογία ηλεκτρομαγνητισμού για μετασχηματιστές και πηνία Οι σχέσεις που συνδέουν τη ροή του ρεύματος με το μαγνητικό και το ηλεκτρικό πεδίο είναι το πρωταρχικό βήμα για την κατανόηση της διαδικασίας σχεδίασης και κατασκευής αυτών. Ένας αγωγός διαρρεόμενος από ρεύμα δημιούργει το δικό του μαγνητικό πεδίο. Η φορά των δυναμικών γραμμών προσδιορίζεται με τον κανόνα του δεξιού χεριού (σχήμα4.2). Η μαθηματική σχέση [2] που διέπει τον νόμο του Ampere είναι: H dl I όπου : enc Η =ένταση του μαγνητικού πεδίου (Αt/m) (4. 1) I enc =Η ένταση του ρεύματος που περιβάλλεται από την κλειστή διαδρομή ολοκλήρωσης (Α) dl Αναφέρεται στην κλειστή διαδρομή ολοκλήρωσης 192

Κεφάλαιο 4 ο Σχήμα 4. 2: Μαγνητικό πεδίο ευθύγραμμου ρευματοφόρου αγωγού [3] Έτσι, τυλίγοντας έναν ρευματοφόρο αγωγό σε κυλινδρικό σχήμα έχει σαν αποτέλεσμα τη δημιουργία μαγνητικού πεδίου με κατεύθυνση αυτή που φαίνεται στο σχήμα 4. 3: Σχήμα 4. 3: Μαγνητικό πεδίο ρευματοφόρου αγωγού σε κυλινδρικό σχήμα[4] Τοποθετώντας ένα μαγνητικό υλικό στο εσωτερικό του τυλίγματος το ίδιο πεδίο ασκεί ηλεκτρεγερτική δύναμη σε αυτό. Τυλίγοντας κι ένα δεύτερο αγωγό στο μαγνητικό υλικό, ο οποίος δεν διαρρέεται από ρεύμα, και υπό την προϋπόθεση ότι ο πρώτος αγωγός διαρρέεται από εναλλασσόμενο ρεύμα, ώστε να μεταβάλλεται το πεδίο με τον χρόνο, έχει σαν αποτέλεσμα την επαγωγή μιας τάσης εξ επαγωγής eind. Αυτή η τάση είναι ανάλογη προς το ρυθμό μεταβολής της μαγνητικής ροής ως προς το χρόνο. (νόμος Faraday). Η κατεύθυνση της τάσης εξ επαγωγής ορίζεται από τον κανόνα του Lenz, επομένως είναι αντίθετη στη μεταβολή της ροής που το προκάλεσε και κυκλωματικά αποτυπώνεται με τον κανόνα της τελείας. e ind d N dt όπου : eind = η τάση που επάγεται στα άκρα του τυλίγματος (4. 2) 193

Κεφάλαιο 4 ο Ν = ο αριθμός σπειρών του δεύτερου αγωγού φ = η μαγνητική ροή(weber) Καταλήγοντας λοιπόν, οι νόμοι του Ampere, του Faraday και του Lenz διέπουν την λειτουργία του μετασχηματιστή. Σχήμα 4. 4: Αποτύπωση των κανόνων για τον μετασχηματιστή [5] Γιατί χρειαζόμαστε όμως μαγνητικά υλικά για πυρήνες; Η απάντηση κρύβεται στον ορισμό της μαγνητικής διαπερατότητας, δηλαδή το μέτρο της ικανότητας ενός υλικού να υποστηρίζει το σχηματισμό μαγνητικού πεδίου εντός του. Ορίζεται από τη σχέση. Επομένως, τα μαγνητικά υλικά δρουν ως αγωγός για να ρεύσει η ενέργεια από το πρωτεύον τύλιγμα στο δευτερεύον ως (ωφέλιμη) μαγνητική ροή αυξάνοντας το ποσοστό εκμετάλλευσης των μαγνητικών γραμμών(μικρότερη σκέδαση) από ότι χωρίς πυρήνα και γενικά από υλικά με χαμηλή μαγνητική διαπερατότητα. Στο σχήμα 4. 5 φαίνεται ξεκάθαρα πως οι μαγνητικές δυναμικές γραμμές στο πρώτο κύκλωμα δεν είναι συγκεντρωμένες σε σύγκριση με το δεύτερο. Σχήμα 4. 5Αρχή λειτουργίας μετασχηματιστή [6] 194

Κεφάλαιο 4 ο Ένας ακόμα ορισμός, που κρίνεται απαραίτητος για την σχεδίαση και την κατασκευή μαγνητικών στοιχείων, αποτελεί ο λεγόμενος βρόχος υστέρησης ο οποίος παρέχει πληροφορίες για τις μαγνητικές ιδιότητες όλων των σιδηρομαγνητικών υλικών. Δείχνει τη σχέση ανάμεσα στη μαγνητική επαγωγή Β και την ένταση του μαγνητικού πεδίου Η, η οποία δεν είναι γραμμική, όπως φαίνεται στο σχήμα 4. 6. Σχήμα 4. 6: Βρόχος υστέρησης σιδηρομαγνητικών υλικών[7] Αναλύοντας το παραπάνω γράφημα αξίζει να προσεχθούν τα εξής σημεία και τμήματα της καμπύλης: Σημείο 0: Ο πυρήνας είναι αρχικά αμαγνήτιστος, οπότε η μαγνητική επαγωγή Β και η ένταση του μαγνητικού πεδίου Η είναι μηδενικές. Τμήμα 0-1: Αρχική μαγνήτιση του αμαγνήτιστου υλικού Τμήμα 1-2-3 : Καθορίζει τον τρόπο απομαγνήτισης του σώματος Τμήμα 3-4: Αντίστροφη μαγνήτιση του υλικού Τμήμα 4-5-6-1: Εκφράζει την επαναμαγνήτιση του πυρήνα Σημείο 1 και 4: (Βs): Επαγωγή μαγνητικού κορεσμού. Περαιτέρω αύξηση της μαγνητικής δύναμης δεν επιφέρει αύξηση στην μαγνητική επαγωγή.το φαινόμενο αυτό λέγεται κορεσμός Χ (Ηs): Η ένταση του μαγνητικού πεδίου που απαιτείται για την εξάλειψη της παραμένουσας μαγνήτισης. Σημείο 2 και 5 (Βr): Επαγωγή υστέρησης. Εκφράζει την παραμένουσα μαγνήτιση του σώματος. Οφείλεται στην ανελαστική συμπεριφορά των μαγνητικών υλικών. 195

Κεφάλαιο 4 ο Σημείο 3 και 6 (Hc): Απομαγνητίζουσα δύναμη ή συνεκτικό πεδίο Εκφράζει την αντιτιθέμενη ένταση μαγνητικού πεδίου που πρέπει να εφαρμοσθεί σε ένα μαγνητισμένο υλικό για να μηδενιστεί η μαγνητική επαγωγή. Για να γίνει κατανοητή η διαδρομή του βρόχου υστέρησης αξίζει να σημειωθούν επιπλέον πληροφορίες που αφορούν τη δομή των σιδηρομαγνητικών υλικών. Τα μαγνητικά πεδία των ατόμων του σιδήρου κι άλλων μετάλλων έχουν την τάση να ευθυγραμμίζονται μεταξύ τους. Στο εσωτερικό αυτών των μετάλλων υφίστανται μικρές περιοχές που ονομάζονται τομείς. Έτσι κάθε τομέας του υλικού λειτουργεί σαν μικρός μαγνήτης. Η εικόνα που παρουσιάζει μια τέτοια δομή φαίνεται στο σχήμα 4.7. Με την εφαρμογή ενός εξωτερικού μαγνητικού πεδίου οι τομείς αρχίζουν και προσανατολίζονται στη διεύθυνση του εξωτερικού πεδίου. Τα επιπλέον άτομα που ευθυγραμμίζονται με αυξάνουν τη μαγνητική ροή στο μέταλλο κι αυτή με τη σειρά της κάνει περισσότερα άτομα να ευθυγραμμιστούν. Αυτή η θετική ανάδραση είναι που κάνει τα σιδηρομαγνητικά υλικά να έχουν διαπερατότητα πολύ μεγαλύτερη απο τον αέρα. Όσο αυξάνεται η ένταση του εξωτερικού πεδίου ολόκληροι τομείς με διαφορετικό προσανατολισμό ευθυγραμμίζονται προς τη διεύθυνση του πεδίου. Τελικά, όταν όλα τα άτομα και οι τομείς του μετάλλου έχουν πάρει τη σωστή διεύθυνση, επιπλέον αύξηση του πεδίου προκαλεί την ίδια αύξηση της μαγνητικής ροής που θα προκαλούσε και στον αέρα. Άρα, το φαινόμενο της θετικής ανάδρασης σταματά να έχει εφαρμογή. Σε αυτό το σημείο ο πυρήνας έχει κορεστεί και η μαγνητική ροή οδηγείται στην περιοχή κορεσμού.[8] Σχήμα 4. 7: Τομείς μαγνητικού υλικού [9] 4.1.2 Επιμέρους στοιχεία μετασχηματιστή Η ισχύς, η συχνότητα λειτουργίας και οι απώλειες(ηλεκτρικές και μαγνητικές) του πηνίου και του μετασχηματιστή είναι αυτά που θέτουν τους περιορισμούς στα επιμέρους στοιχεία τους: 196

Κεφάλαιο 4 ο Το υλικό, το σχήμα και τη διάσταση του πυρήνα. Το υλικό, το σχήμα και τη διατομή των τυλιγμάτων. Τον τρόπο περιέλιξης αυτών. Χρήση ή μη διακένου 4.1.2.1 Υλικό Πυρήνα Τα υλικά ανάλογα με τις μαγνητικές τους ιδιότητες και την συμπεριφορά τους υπό την επίδραση ενός μαγνητικού πεδίου χωρίζονται, μακροσκοπικά, σε τρεις κύριες κατηγορίες [10]: 1. Τα διαμαγνητικά υλικά 2. Τα παραμαγνητικά υλικά 3. Τα σιδηρομαγνητικά υλικά Τα διαμαγνητικά υλικά όταν βρεθούν σε εξωτερικά εφαρμοζόμενο μαγνητικό πεδίο δημιουργούν ένα επαγόμενο μαγνητικό πεδίο με αντίθετη κατεύθυνση. Ο διαμαγνητισμός είναι ένα φαινόμενο που συμβαίνει σε όλα τα υλικά. Απλά, για υλικά που επιδεικνύουν και μια από τις δυο υπολειπόμενες μορφές μαγνητισμού, η διαμαγνητική συμπεριφορά τους θεωρείται αμελητέα. Κύριοι εκπρόσωποι διαμαγνητικών υλικών είναι οι εξής: Υδράργυρος, άργυρος, διαμάντι, γραφίτης, χαλκός, νερό. Σχήμα 4. 8: Φορά Εξωτερικά εφαρμοζόμενου μαγνητικού πεδίου Β και του επαγόμενου μαγνητικού πεδίου (Ν-S) στα παραμαγνητικά και διαμαγνητικά υλικά αντίστοιχα [11] 197

Κεφάλαιο 4 ο Τα παραμαγνητικά υλικά όταν βρεθούν υπό την επίδραση εξωτερικού μαγνητικού πεδίου παρουσιάζουν αισθητή μαγνήτιση αντίθετη του εφαρμοζόμενου(σχήμα 4. 8). Ο βαθμός της μαγνητίσεως εξαρτάται κυρίως από την ένταση του εξωτερικού πεδίου και τη θερμοκρασία. Τα υλικά αυτά εκδηλώνουν μαγνήτιση μόνο όταν βρίσκονται υπό την επίδραση του εξωτερικού πεδίου και απομαγνητίζονται με την εξάλειψη αυτού. Σε παραμαγνητικά μετατρέπονται και τα σιδηρομαγνητικά υλικά, όταν θερμανθούν πέρα από τη θερμοκρασία Κιουρί. Χαρακτηριστικά παραμαγνητικά υλικά αποτελούν : το μαγνήσιο, μολυβδαίνιο, λίθιο, και το ταντάλιο. Τα σιδηρομαγνητικά υλικά μαγνητίζονται ευκολότερα από τα παραμαγνητικά υλικά υπό την επίδραση εξωτερικού μαγνητικού πεδίου με φορά αντίθετη του εφαρμοζόμενου. Η κύρια διαφορά τους έγκειται στην ικανότητά τους να διατηρούν τις μαγνητικές τους ιδιότητες και μετά την αφαίρεση αυτού. Επίσης εμφανίζουν μαγνήτιση και χωρίς να υπάρξει εξωτερικό πεδίο. Μακροσκοπικά χωρίζονται σε δυο κατηγορίες ανάλογα την δυνατότητά τους να μαγνητίζονται και να διατηρούν τη μαγνήτισή τους: Τα μαλακά σιδηρομαγνητικά υλικά και Τα σκληρά σιδηρομαγνητικά υλικά Τα μαλακά σιδηρομαγνητικά υλικά μαγνητίζονται και απομαγνητίζονται εύκολα. Παρουσιάζουν μικρή ένταση μαγνητικού πεδίου Η, μεγάλη μαγνητική επαγωγή Β και μεγάλη μαγνητική διαπερατότητα μ. Οι κύριοι εκπρόσωποι τους μπορούν να χωριστούν στις εξής κατηγορίες [12]: 1. Υλικά όπως σίδηρος, κονιοποιημένος σίδηρος, χάλυβες χαμηλής περιεκτικότητας σε άνθρακα, κράματα σιδήρου-πυριτίου, κράματα σιδήρου-αλουμινίου-πυριτίου, κράματα σιδήρου-χρωμίου. Αυτές οι προσμίξεις έχουν μεγάλη ειδική ηλεκτρική αγωγιμότητα και μεγάλη επαγωγή μαγνητικού κορεσμού(βs) περίπου 1.8 Tesla.Tα κράματα αυτά χρησιμοποιούνται για κατασκευή μαγνητικών πυρήνων σε εφαρμογές χαμηλών συχνοτήτων, μέχρι 2 khz. Ο παράγοντας που θέτει τον περιορισμό είναι οι απώλειες υστέρησης και οι απώλειες εξαιτίας των δινορευματών. Για τον περιορισμό των δινορευμάτων τα κράματα ελασματοποιούνται ή ακόμα καλύτερα κονιοποιούνται κι έτσι μπορούν να χρησιμοποιηθούν σε υψηλότερες συχνότητες. 2. Άμορφα κράματα νικελίου-σιδήρου, σιδήρου-κοβαλτίου και σιδήρου-βορίου αποτελούν τη δεύτερη κατηγορία μαλακών μαγνητικών υλικών, γνωστά και ως 198

Κεφάλαιο 4 ο METGLAS. Τα κράματα αυτά κατασκευάζονται σε σχήμα λεπτών, μακριών ταινιών, που σε συνδυασμό με τη μεγαλύτερη ειδική αντίσταση, από την πρώτη κατηγορία, τα καθιστούν κατάλληλα για εφαρμογές υψηλότερων συχνοτήτων. 3. Φερρίτες. Ένα είδος κεραμικής ένωση με οξείδιο του σιδήρου (Fe2O3), συνδυασμένο χημικά με ένα ή περισσότερα πρόσθετα μεταλλικά στοιχεία Ανάλογα με την τιμή της απομαγνητίζουσας δύναμης διακρίνονται σε μαλακό και σκληρό φερρίτη. a. Oι μαλακοί φερρίτες έχουν χαμηλή τιμή Ηc και οι πιο γνωστοί είναι: 1. Manganese-zinc (MnZn) 2. Nickel-zinc ferrite (NiZn) Για εφαρμογές με συχνότητα κάτω των 5 MHz χρησιμοποιούνται φερρίτες της πρώτης κατηγορίας, καθώς έχουν μεγαλύτερη μαγνητική διαπερατότητα μ και επαγωγή μαγνητικού κορεσμού Βs από φερρίτες Nickel-zinc ferrite [13]. Οι τελευταίοι παρουσιάζουν μεγαλύτερη ειδική αντίσταση, οπότε μειώνονται δραστικά οι απώλειες εξαιτίας των δινορευμάτων γι αυτό είναι καταλληλότεροι για εφαρμογές υψηλότερων συχνοτήτων [14]. β. Οι σκληροί φερρίτες έχουν υψηλότερη τιμή απομαγνητίζουσας δύναμης(σχήμα 4. 9) και οι πιο γνωστοί είναι: 1. Στροντίου(SrO 6Fe2O3) 2. Βαρίου(BaO 6Fe2O3) 3. Κοβαλτίου (CoO Fe2O3) Σχήμα 4. 9: Βρόχος υστέρησης μαλακού και σκληρού φερρίτη[15] Οι δυο κατηγορίες φερριτών έχουν χαμηλή τιμή μαγνητικής επαγωγής κορεσμού που κυμαίνεται απο 0.25 Tesla έως 0.5 Tesla [16]. Όπως αναφέρθηκε προηγουμένως, εξαιτίας 199

Κεφάλαιο 4 ο της υψηλής ειδικής τους αντίστασης οι απώλειες δινορευμάτων είναι ελάχιστες, οπότε παρουσιάζουν μόνο απώλειες υστέρησης. Για το λόγο αυτό είναι και τα υλικά που χρησιμοποιούνται σε υψηλές συχνότητες (>10 kηz). 4.1.2.2 Σχήμα και διαστάσεις πυρήνα Οι πυρήνες κατασκευάζονται σε μια μεγάλη ποικιλία σχημάτων και διαστάσεων κυρίως ανάλογα με την ισχύ που πρέπει να λειτουργήσουν: [ΙΟΡΔΑΝΗΣ ΚΙΟΣΚΕΡΙΔΗΣ ΚΕΦΑΛΑΙΟ 26] Πυρήνας σχήματος I, που χρησιμοποιείται συνήθως σε συνδυασμό με τον πυρήνα σχήματος U. Πυρήνας σχήματος C ή U Σχήμα 4. 10:α) Πυρήνας U, με αιχμηρές γωνίες, β) Πυρήνας C, με στρογγυλεμένες γωνίες [17] Επίπεδος πυρήνας (planar core). Αποτελείται από δυο επίπεδα στελέχη μαγνητικού υλικού πάνω και κάτω από ένα επίπεδο τύλιγμα, κομμάτι ενός τυπωμένου κυκλώματος. Τύποι πυρήνων με μπομπίνα: o ΕΕ: Έχουν ορθογώνιο μεσαίο σκέλος. Χρησιμοποιούνται σε εφαρμογές για ισχύ από 5 Watt εως 10 kwatt. Ο πυρήνας δεν περικλείει εντελώς τα τυλίγματα κι αυτό δημιουργεί ηλεκτρομαγνητικές παρεμβολές στο χώρο. Αυτό, από την άλλη πλευρά, βοηθάει στην αποτελεσματικότερη ψύξη από τον αέρα (σχήμα 4. 11). 200

Κεφάλαιο 4 ο Σχήμα 4. 11: Πυρήνας σχήματος ΕE[17] o ΕΤD: Ακριβώς τα ίδια χαρακτηριστικά με τον ΕΕ, απλά έχουν κυκλικό μεσαίο σκέλος με αποτέλεσμα να τυλίγονται πιο εύκολα και να απαιτείται μικρότερο συνολικό μήκος τυλιγμάτων για τον ίδιο αριθμό σπειρών (σχήμα 4. 12). Σχήμα 4. 12: Πυρήνας σχήματος ΕTD[18] o POT: Έχει στρογγυλό σχήμα. To τύλιγμα τοποθετείται στο κεντρικό στέλεχος του πυρήνα. Τα εξωτερικά στελέχη περικλείουν σχεδόν εξολοκλήρου τα τυλίγματα, οπότε οι ηλεκτρομαγνητικές παρεμβολές προς το περιβάλλον γύρω του είναι πολύ μικρότερες από τους παραπάνω πυρήνες. Ωστόσο δεν υπάρχει ο χώρος για πολλά και μεγάλης διατομής τυλίγματα(σχήμα 4.13). Αυτός είναι και ο λόγος που χρησιμοποιούνται σε χαμηλή ισχύ. Σχήμα 4. 13: Πυρήνας POT.[19] 201

Κεφάλαιο 4 ο o RM: Αποτελεί έναν συνδυασμό του σχήματος των πυρήνων ΕΕ και ΡΟΤ. Αυτό έχει σαν αποτέλεσμα καλύτερη ψύξη και μεγαλύτερη επιφάνεια τυλιγμάτων από τον ΡΟΤ, αλλά μεγαλύτερο ακτινοβολούμενο πεδίο (σχήμα 4. 14). Σχήμα 4. 14: Πυρήνας RM.[20] o PQ: Έχουν σχεδιαστεί ειδικά για διακοπτικά τροφοδοτικά. Ο σχεδιασμός παρέχει μια βελτιστοποιημένη αναλογία του όγκου και της περιοχή τυλίγματος και της επιφάνειας. Αυτό έχει ως αποτέλεσμα την επίτευξη της μέγιστης επαγωγής και της επιφάνειας τυλίγματος με το ελάχιστο μέγεθος πυρήνα. Έτσι, παρέχουν τη μικρότερη θερμοκρασία λειτουργίας και το μικρότερο ολικό όγκο. Πυρήνες χωρίς μπομπίνα: 1. Δακτυλιοειδής: Έχουν σχήμα κυκλικού δακτυλίου, έτσι, λόγω της κυκλικής συμμετρίας το μαγνητικό πεδίο που διαφεύγει είναι ελάχιστο με αποτέλεσμα τη μείωση των παρεμβολών στα γειτονικά κυκλώματα. Εμφανίζουν μικρότερο κόστος από αυτούς με μπομπίνα, αλλά η τοποθέτηση τυλιγμάτων απαιτεί ακριβό εξοπλισμό. Σχήμα 4. 15: Πυρήνας τοροειδής.[21] 202

Κεφάλαιο 4 ο 4.1.2.3 Επιλογή τυλιγμάτων O κατασκευαστής μαγνητικών στοιχείων έχει να επιλέξει ανάμεσα σε δυο υλικά για τα τυλίγματα, το αλουμίνιο και το χαλκό. Στον πίνακα 1 παρατίθενται ορισμένα χαρακτηριστικά των υλικών αυτών, ενώ στο σχήμα 4. 16 το κόστος των υλικών. Σχήμα 4. 16: (α): Κόστος Αλουμινίου[15],(β): Κόστος Χαλκού [22] Πίνακας 4 1: Σύγκριση ιδιοτήτων Χαλκού κι Αλουμινίου [23] Από τη σύγκριση των οικονομικών γραφημάτων α),β) είναι εμφανές πως το αλουμίνιο, ως υλικό, είναι αρκετά φθηνότερο από τον χαλκό. Ωστόσο, μια πιο προσεκτική ματιά στον πίνακα 4.1 φανερώνει πως η διαφορά κόστους για την κατασκευή τυλιγμάτων δεν είναι τόσο μεγάλη, καθώς το αλουμίνιο είναι λιγότερο αγώγιμο. Αυτό συνεπάγεται τυλίγματα μεγαλύτερης διαμέτρου και ως εκ τούτου βαρύτερου και μεγαλύτερου όγκου πυρήνα. Τέλος, η αντοχή του χαλκού σε εφελκύστηκες δυνάμεις είναι υπερδιπλάσια, κάτι που μαρτυρά την αντοχή του στο χρόνο. 203

Κεφάλαιο 4 ο 4.1.2.4 Τρόποι περιέλιξης τυλιγμάτων Ανάλογα με τον τρόπο που διατάσσονται τα τυλίγματα στον πυρήνα του μαγνητικού στοιχείου υπάρχουν οι εξής βασικές κατηγορίες [24]: 1. Δισκοειδής περιέλιξη: Μπορεί να περιλαμβάνει έναν μόνο κλώνο ή πολλούς κλώνους μονωμένων αγωγών που τυλίγονται σε μια σειρά παράλληλων δίσκων με οριζόντιο προσανατολισμό. Οι δίσκοι συνδέονται είτε στο εξωτερικό είτε στο εσωτερικό σε σημεία διασταύρωσης εναλλάξ(σχήμα 4. 17). Σχήμα 4. 17: Δισκοειδής περιέλιξη τυλιγμάτων[24] 2. Ελικοειδής περιέλιξη: Αποτελείται από μερικούς εως και παραπάνω από εκατό μονωμένους κλώνους που τυλίγονται παράλληλα, κατά μήκος του κυλίνδρου. Υπάρχουν αποστάτες που παρεμβάλλονται μεταξύ των σπειρών, όπως και κατάλληλες μεταθέσεις, ώστε να μειωθούν τα κυκλοφορόντα ρεύματα μεταξύ των παράλληλων κλώνων(σχήμα 4. 18). Σχήμα 4. 18: Ελικοειδής περιέλιξη τυλιγμάτων[24] 204

Κεφάλαιο 4 ο 3. Περιέλιξη σε στρώσεις (περιέλιξη βαρέλι): Αποτελεί ίσως τον πιο απλό τρόπο περιέλιξης. Οι μονωμένοι αγωγοί τυλίγονται, κατευθείαν, ο ένας δίπλα στον άλλον κατά μήκος του κυλίνδρου και των αποστατών. Αρκετά στρώματα μπορούν να τυλιχθούν το ένα πάνω στο άλλο με την προϋπόθεση ότι παρεμβάλλεται μόνωση μεταξύ αυτών(σχήμα 4. 19). Σχήμα 4. 19: Περιέλιξη βαρέλι[24] 4. Περιέλιξη Σάντουιτς (ή τηγανίτα): Τυλίγεται πρώτα το μισό πρωτεύον τύλιγμα, έπειτα όλα τα δευτερεύοντα και τέλος το υπόλοιπο πρωτεύον. Με αυτόν τον τρόπο περιέλιξης μειώνεται η επαγωγή σκέδασης (σχήμα 4. 20). Σχήμα 4. 20: Περιέλιξη Σάντουιτς [25] 5. Περιέλιξη τύπου C (Γραμμική περιέλιξη): Όπως φαίνεται και στο σχήμα 4. 21 η εναλλαγή στις στρώσεις του πρωτεύοντος γίνονται σε σχήμα C. Επίσης, στη 205

Κεφάλαιο 4 ο χωρητικότητα μεταξύ των σπειρών 1 και 10 εφαρμόζεται η πλήρη τάση τροφοδοσίας του τυλίγματος. Σχήμα 4. 21: Γραμμική περιέλιξη[26] 6. Περιέλιξη τύπου Ζ: Όπως φαίνεται και στο σχήμα 4. 22 μετά την πρώτη στρώση το τύλιγμα επιστρέφει στην αρχική πλευρά και ούτω κάθε εξής. Έχουμε εναλλαγή στις στρώσεις του πρωτεύοντος σε σχήμα Ζ. Σχήμα 4. 22: Περιέλιξη τύπου Ζ[27] 7. Προοδευτική περιέλιξη: Ο καλύτερος τρόπος περιέλιξης από άποψη μείωσης της παρασιτικής χωρητικότητας. Ωστόσο είναι δύσκολη στην υλοποίηση (σχήμα 4. 23). Σχήμα 4. 23: Προοδευτική περιέλιξη[28] Είναι εμφανές πως οι πρώτοι 3 τρόποι περιέλιξης έχουν νόημα για μετασχηματιστές ισχύος όπου οι ωμικές απώλειες παίζουν κυρίαρχο ρόλο. Οι μετασχηματιστές υψηλής συχνότητας έχουν μικρό μέγεθος και οι τεχνικές που χρησιμοποιούνται(4,5,6,7) αποσκοπούν στον περιορισμό των παρασιτικών χωρητικοτήτων και επαγωγών σκεδάσεως 206

Κεφάλαιο 4 ο καθώς αυτές είναι που συμβάλουν σε μεγαλύτερο βαθμό στις απώλειες στις υψηλές συχνότητες. 4.1.2.5 Χρήση διακένου. O ρόλος του μετασχηματιστή είναι να μεταφέρει την ενέργεια από το πρωτεύον στο δευτερεύον τύλιγμα. Στις περισσότερες εφαρμογές είναι επιθυμητό να γίνεται ακαριαία αυτή η μεταφορά γι αυτό χρησιμοποιούνται, ως πυρήνες, υλικά με μεγάλη μαγνητική διαπερατότητα μ και χωρίς διάκενο. Η εξήγηση είναι η εξής: Το ποσό της ενέργειας που αποθηκεύεται κατά την μαγνήτιση του πυρήνα, πέραν της αρχικής μαγνήτισης, ισούται γραφικά με το εμβαδόν ολόκληρης της γραμμοσκιασμένης περιοχής αριστερά της καμπύλης μαγνήτισης Β-Η (μονή και διπλή γραμμοσκίαση), όπως φαίνεται στο σχήμα 4.24. Όσο μεγαλύτερη είναι η μαγνητική διαπερατότητα του υλικού, τόσο πιο απότομη είναι και η κλίση Β-Η, άρα είναι μικρότερο και το εμβαδόν αριστερά της καμπύλης, οπότε η ενέργεια που αποθηκεύεται στο διάκενο και στις μονώσεις μεταξύ των αγωγών είναι μικρότερη. Κατά την απομάκρυνση του πεδίου, όπου υφίσταται η φάση της απομαγνήτισης του πυρήνα, η ενέργεια που απελευθερώνει ο πυρήνας ισούται με την διπλά γραμμοσκιασμένη περιοχή και είναι η ενέργεια που μπορεί να χρησιμοποιηθεί. Η υπόλοιπη γραμμοσκιασμένη περιοχή αποτελεί τις απώλειες υστέρησης. Σχήμα 4. 24: Καμπύλη μαγνήτισης [28] Για εφαρμογές που απαιτείται προσωρινή αποθήκευση ενέργειας χρησιμοποιείται διάκενο. Προσθέτοντας, λοιπόν, μη μαγνητικό διάκενο σε σειρά με τον πυρήνα μειώνεται η μαγνητική διαπερατότητα μ, άρα η κλίση της καμπύλης (σχήμα 4. 25), οπότε η ενέργεια που μπορεί να χρησιμοποιηθεί αυξάνεται. Η ενέργεια αυτή αποθηκεύεται στο διάκενο. O τύπος (4. 3) εκφράζει την αποθηκευμένη μαγνητική ενέργεια ανά μονάδα όγκου [29]: 207

Κεφάλαιο 4 ο 2 B W (4. 3) 2μ Είναι εμφανές πως μείωση της μαγνητικής διαπερατότητας μ οδηγεί σε αύξηση της μαγνητικής ενέργειας που μπορεί να αποθηκευτεί. Σχήμα: 4. 25: Βρόχος υστέρησης με και χωρίς διάκενο[26] H μαθηματική διατύπωση των σχέσεων που συνδέουν τη μαγνητική αντίσταση Rm, το διάκενο lg και τη μαγνητική διαπερατότητα μ, παρατίθενται παρακάτω, ενώ στο σχήμα 4. 26 φαίνεται η φυσική σημασία των μεγεθών : 208

Κεφάλαιο 4 ο Σχήμα 4. 26: Πυρήνας με διάκενο.[26] Ένα ακόμα σημείο που αξίζει να τονισθεί είναι η ένταση του μαγνητικού πεδίου που απαιτείται για τον κορεσμό του πυρήνα. Όπως φαίνεται και στο σχήμα 4. 27 με την χρήση διακένου αυξάνεται η ένταση του μαγνητικού πεδίου στην τιμή Η2. Αυτό συνεπάγεται ότι μπορεί να περάσει περισσότερο ρεύμα χωρίς να κορεστεί. Σχήμα 4. 27: Βρόχος υστέρησης με και χωρίς διάκενο.[29] 4.1.3 Απώλειες Τα κύρια είδη απωλειών που απασχολούν τους κατασκευαστές μαγνητικών στοιχείων είναι τα ακόλουθα: Απώλειες Υστέρησης: Όπως αναφέρθηκε, στο εσωτερικό των μαγνητικών υλικών υφίστανται οι τομείς. Κατά την απομάκρυνση της μαγνητεργετικής δύναμης τα άτομα των τομέων δεν επανέρχονται στην αρχική τους θέση οπότε το υλικό 209

Κεφάλαιο 4 ο παραμένει μαγνητισμένο. Για την απομαγνήτισή του απαιτείται μαγνητεργετική δύναμη αντίθετης φοράς, δηλαδή απαιτείται σπατάλη ενέργειας που ισούται με τις απώλειες υστέρησης. Όσο μεγαλύτερη είναι η τιμή της Ηc τόσο μεγαλύτερη είναι και η ενέργεια που απαιτείται. Απώλειες δινορευμάτων: Η μεταβολή της μαγνητικής ροής ως προς τον χρόνο, στον πυρήνα ενός μετασχηματιστή(ή πηνίου), έχει ως αποτέλεσμα την επαγωγή τάσης, πέρα από το δευτερεύον τύλιγμα, και στο υλικό του πυρήνα. Αυτές οι τάσεις προκαλούν ροή ρευμάτων στον πυρήνα ώστε τα μαγνητικά πεδία που παράγουν να αντιτίθεται στο μαγνητικό πεδίο που τα προκάλεσε όπως φαίνεται στο σχήμα 4. 28. Επίσης, οι διαδρομές που ακολουθούν μοιάζουν με δίνες, εξού και η ονομασία τους. Αποτέλεσμα των δινορευμάτων είναι η θέρμανση του πυρήνα και η αύξηση της αντίστασης. Ο τύπος που δίνει τις απώλειες δινορευμάτων ανα μονάδα όγκου του υλικού είναι προσεγγιστικά [30]: P k f B, (4. 4) 2 e ac όπου ke = Συντελεστής απωλειών δινορευμάτων που εξαρτάται κυρίως από το υλικό του πυρήνα. f= H συχνότητα μεταβολής του μαγνητικού πεδίου με επαγωγή Βac Υλικά με μικρή ηλεκτρική αγωγιμότητα, όπως ο φερρίτης, παρουσιάζουν μικρές απώλειες από δινορεύματα καθώς έχουν μικρό ke. Αντιθέτως, πυρήνες απο κράματα σιδήρου παρουσιάζουν πολύ μεγάλες απώλειες, ακόμα και σε χαμηλές συχνότητες. Για τη μείωση των απωλειών οι πυρήνες αυτοί ελασματοποιούνται, με αποτέλεσμα να αυξάνεται η ηλεκτρική αντίσταση του πυρήνα άρα και ο συντελεστής ke. Σχήμα 4. 28: α)η ροή του εναλλασσόμενου ρεύματος δημιουργεί δινορεύματα αντίθετης κατεύθυνσης, β)κατανομή της πυκνότητας ρεύματος σε έναν αγωγό 210

Κεφάλαιο 4 ο Επιδερμικό φαινόμενο: Είναι η τάση του εναλλασσόμενου ηλεκτρικού ρεύματος να κατανέμεται με τέτοιον τρόπο στον αγωγό, ώστε η πυκνότητα ρεύματος να είναι μεγαλύτερη κοντά στην επιφάνεια του αγωγού και να μικραίνει σε μεγαλύτερα βάθη. Οφείλεται στην επίδραση των δινορευμάτων, δηλαδή ρευμάτων που προκαλούνται από το μεταβαλλόμενο πεδίο που δημιουργείται από το ρεύμα του ίδιου του αγωγού. Το αποτέλεσμα είναι η ανομοιόμορφη κατανομή του ολικού μαγνητικού πεδίου στο εσωτερικό του αγωγού που οδηγεί στη μείωση της μαγνητικής επαγωγής του πεδίου σε βάθος δ όπως φαίνεται στο σχήμα 4. 29: ' 1, όπου: f f μ= μαγνητική διαπερατότητα του υλικού σ=ειδική αγωγιμότητα του υλικού f=συχνότητα του ρεύματος ρ=ειδική αντίσταση του υλικού Σχήμα 4. 29: Επιδερμικό βάθος σε αγωγό[22] Σε αγωγό με διάμετρο d, πολύ μεγαλύτερη από το επιδερμικό βάθος, το ρεύμα ρέει κυρίως στην επιφάνειά του σε βάθος ίσο με το επιδερμικό. Αυτό έχει ως αποτέλεσμα την αύξηση της αντίστασης του αγωγού. H επίδραση του φαινομένου περιορίζεται με την επιλογή αγωγών διαμέτρου d μικρότερη από δυο φορές το επιδερμικό βάθος. Φαινόμενο γειτνίασης: Οφείλεται στα δινορεύματα που επάγονται σε έναν αγωγό από τα μεταβαλλόμενα μαγνητικά πεδία των γειτονικών ρευμάτων. Η αντίσταση του αγωγού αυξάνεται αρκετά περισσότερο από ότι λόγω του επιδερμικού φαινομένου όταν ο αγωγός σχηματίζει τύλιγμα με πολλές στρώσεις. Στο σχήμα 4. 30 φαίνεται η κατανομή της μαγνητικής ροής δυο αγωγών που διαρρέονται από ρεύμα ίδιας φοράς. 211

Κεφάλαιο 4 ο Σχήμα 4.30: Κατανομή ρεύματος λόγω φαινομένου γειτνίασης για αγωγούς με ρεύμα ίδιας φοράς [29] Για τη μείωση των απωλειών λόγω του φαινομένου αυτού, ο αγωγός χωρίζεται σε επιμέρους μονωμένους κλώνους διαμέτρου μικρότερης του επιδερμικού βάθους που συστρέφονται κατά μήκος. Λόγω της συστροφής, ο κάθε κλώνος οδεύει περιοδικά τόσο στο εξωτερικό όσο και στο εσωτερικό της δέσμης των κλώνων με αποτέλεσμα τα δινορεύματα σε κάθε μισή στροφή να είναι αντίθετα στην επόμενη μισή στροφή. Ο αγωγός που σχηματίζεται με αυτή την τεχνική ονομάζεται Litz Wire.(σχήμα 4.31) Σχήμα 4. 31: Litz wire[23] Απώλειες στα τυλίγματα: Είτε χρησιμοποιηθεί χαλκός, είτε αλουμίνιο για την περιέλιξη των μαγνητικών στοιχείων εμφανίζονται απώλειες Joule λόγω της ωμικής αντίστασης αυτών. Μπορούν να υπολογιστούν από τη σχέση: P R 2 rms, όπου (4. 5) Rολ=H ισοδύναμη αντίσταση του τυλίγματος rms =Η ενεργός τιμή του ρεύματος που διαρρέει το τύλιγμα 212

Κεφάλαιο 4 ο Όπως αναφέρθηκε και προηγουμένως, η αντίσταση του αγωγού αυξάνεται λόγω του επιδερμικού φαινομένου και του φαινομένου γειτνίασης. Η Rολ ισούται με την αντίσταση του αγωγού σε συνεχές ρεύμα (Rdc, η αντίσταση σε συνεχές ρεύμα και στις χαμηλές συχνότητες) επαυξημένη λόγω των παραπάνω φαινομένων ανάλογα με τη συχνότητα του εναλλασσόμενου ρεύματος 4.1.4 Σχεδίαση μετασχηματιστή για Flyback μετατροπέα και πηνίου εισόδου Από την εως τώρα ανάλυση, σε συνδυασμό με το άρθρο [31] θα γίνει η επιλογή : του πυρήνα, των τυλιγμάτων, του τρόπου περιέλιξης αυτών του μήκους του διακένου και του αριθμού σπειρών. Οι παράμετροι που ορίζονται ως είσοδοι είναι: Η αυτεπαγωγή του μετασχηματιστή Lm H μέγιστη τιμή Ιmax, η κυμάτωση ΔΙm και η ενεργός τιμή Irms του ρεύματος που τον διαρρέει H διακοπτική συχνότητα λειτουργίας fs Η μέγιστη μαγνητική επαγωγή B max. Όπως αναφέρθηκε στην παράγραφο 4.1.2.1, η μαγνητική επαγωγή κορεσμού Βsat για φερρίτες κυμαίνεται μεταξύ 0,25 0,5 Τesla. Επειδή ο κορεσμός είναι ανεπιθύμητο φαινόμενο, επιλέγουμε B max λίγο μικρότερη της Βsat, ώστε ναι μεν να μην μπει ο μετασχηματιστής στον κόρο, αλλά και να μπορέσουμε να μεταφέρουμε στην έξοδο το μέγιστο δυνατό ποσό ενέργειας. Όπως φαίνεται στο σχήμα 4. 32, η ενέργεια που αποθηκεύεται εξαρτάται σε μεγάλο βαθμό από τη μέγιστη επαγωγή μαγνήτισης. 213

Κεφάλαιο 4 ο Σχήμα 4. 32: Καμπύλη μαγνήτισης για λειτουργία του Flyback σε CCM.[21] Με βάση τις κυματομορφές της λειτουργίας του μετατροπέα, όπως προέκυψαν από την προσομοίωση και τις θεωρητικά υπολογισμένες τιμές για τον μετασχηματιστή έχουμε: max max L=1mH, f=50khz, B max =0,3Tesla, =Irms=2,5Α, ΔΙm=2,5Α, I pri, rms 214 S1, peak =Ιmax=3,9Α (πολλαπλασιασμένο επί έναν συντελεστή ασφαλείας 1,3,οπότε στους παρακάτω υπολογισμούς θα χρησιμοποιήσουμε Ιmax= 4, 8 Α) Ποιος είναι ο κατάλληλος πυρήνας; Λόγω της συχνότητας λειτουργίας του μετατροπέα (50 khz) επιλέγεται ως υλικό του πυρήνα ο φερρίτης. Η γεωμετρική μορφή του πυρήνα εξαρτάται κυρίως από το κόστος, τη διαθεσιμότητα, την ευκολία περιέλιξης, την θωράκιση από ηλεκτρομαγνητικές παρεμβολές και την ευκολία ψύξης. Στο εργαστήριο Ηλεκτρομηχανικής Mετατροπής Eνέργειας υπήρχε απόθεμα πόρων στον φερρίτη τύπου ΕΤD, οι οποίοι διευκολύνουν σημαντικά τη διαδικασία περιέλιξης, ενώ επίσης απαιτείται μικρότερο μήκος καλωδίου λόγω του κυλινδρικού μεσαίου στελέχους. Οπότε επιλέχθηκε η συγκεκριμένη μορφή. Όσον αφορά το μέγεθος του πυρήνα, η επιλογή γίνεται με βάση τη μέθοδο Area Product (AP) [31]. Είναι επιθυμητό ο πυρήνας που θα χρησιμοποιηθεί να είναι σε θέση να αποθηκεύει την απαιτούμενη ενέργεια χωρίς να κορεστεί και με αποδεκτές απώλειες πυρήνα. Παρακάτω εξετάζονται οι δυο τύποι που δίνουν το AP. 1. Περιορισμός από κορεσμό του πυρήνα: AP Όπου: L I I 10 4 pk rms 1,143 sat Aw Ae ( ) 450 K Bmax 3 4 10 4,8 2,5 10 1,143 4 = ( ) 5,5 cm, 450 0, 2 0,3 A w = Ο συνολικός χώρος παραθύρου του πυρήνα για τύλιγμα

Κεφάλαιο 4 ο A e = H ενεργός περιοχή του κεντρικού στελέχους K =Συντελεστής πλήρωσης του παραθύρου. Εξαρτάται από την τοπολογία. (πίνακας 4.2) Σχήμα 4. 33: Εμβαδόν παραθύρου Aw, ενεργός περιοχή Ae[32] Πίνακας 4.2 [31] 2. Περιορισμός από τις απώλειες του πυρήνα: 4 L IM Irms 10 1,34 2 0,559 APcore Aw Ae ( ) [ kh f ke f ] 130 K 10 2,5 2,5 10 =( ) [4 10 50 10 4 10 (50 10 ) ] =4,9 cm 130 0, 2 3 4 1,34 5 3 10 3 2 0,554 4 Παρατηρούμε λοιπόν, πως το APsat είναι μεγαλύτερο από το APcore, οπότε, για να είμαστε προς την ασφαλή πλευρά θα επιλέξουμε πυρήνα με ΑP μεγαλύτερο του APsat. Επίσης, ένα άλλο στοιχείο που παίζει σημαντικό ρόλο στην επιλογή του μεγέθους του πυρήνα είναι η ισχύς που πρόκειται να λειτουργήσει ο μετατροπέας, δηλαδή τα 250 W. Όπως φαίνεται στον πίνακα 4.3 το κατάλληλο μέγεθος είναι ο ΕΤD 49, καθώς καλύπτει τόσο την απαίτηση του AP όσο και αυτή της ισχύος, ενώ η εικόνα 4.34 δηλώνει τα ακριβή χαρακτηριστικά του πυρήνα που χρησιμοποιήθηκε. 215

Κεφάλαιο 4 ο Πίνακας 4.3 [33] Σχήμα 4.34: Διαστάσεις και χαρακτηριστικά του πυρήνα ETD 49 για την κατασκευή του μετασχηματιστή Επιλογή υλικού για τα τυλίγματα. Όπως αναφέρθηκε στην παράγραφο (4.1.3.3), επειδή σημαντικό ρόλο σε αυτή την κατασκευή παίζει ο όγκος του μετασχηματιστή, η στιβαρότητά του και η αντοχή του στο χρόνο επιλέγεται ως υλικό ο χαλκός. Υπολογισμός αριθμού σπειρών Από τη στιγμή που υπάρχει περιορισμός από τον κορεσμό ο αριθμός σπειρών για το πρωτεύον τύλιγμα δίνεται από τον τύπο: N min 4 3 4 L Ipk 10 10 4,8 10 75,8 σπειρες B A 0,3 2,11 max e Επιλέγεται ο αμέσως επόμενος ακέραιος, δηλαδή Νp =76. Επειδή ο λόγος μετασχηματισμού είναι ίσος με 2:1 το δευτερεύον θα έχει 38 σπείρες. 216

Κεφάλαιο 4 ο Υπολογισμός διακένου Το διάκενο που απαιτείται είναι: 2 2 Np Ae 10 gap L 7 2 2 4 10 76 2,11 10 = 1,53mm 3 10 Ο πυρήνας που χρησιμοποιήθηκε έχει διάκενο g=1,1mm ανάμεσα στα δυο μεσαία στελέχη, το οποίο είναι μικρότερο από το επιθυμητό, οπότε το εναπομένον διάκενο θα χωριστεί ως εξής: Απομένουν 1,53-1,1=0,43mm τα οποία πρέπει να μοιραστούν ισομερώς. Άρα, σε κάθε εξωτερικό στέλεχος υπάρχει διάκενο 0,43/2=0, 215mm και στο κεντρικό στέλεχος το συνολικό διάκενο είναι 1,1+0, 215=1, 315mm. Σχήμα 4. 35: Απεικόνιση διακένων[24] Υπολογισμός ποσοστού πληρώσεως Από εμπειρικό κανόνα είναι γνωστό ότι από αγωγό διατομής 1mm 2 μπορεί να 2 διέλθει ρεύμα πυκνότητας J 5 A / mm. Για τη δικιά μας περίπτωση, τα 2,5Α που ρέουν στο πρωτεύον τύλιγμα, απαιτούν σπείρα διατομής A=0.5mm 2. Για την αποφυγή του επιδερμικού φαινομένου και του φαινομένου γειτνίασης χρησιμοποιήθηκε αγωγός τύπου Litz. Το επιδερμικό βάθος για αγωγό από χαλκό ισούται με 8 1, 68 10 ' 0, 291mm. Οπότε έγινε χρήση κλώνων με 3 7 f 50 10 4 10 επιμέρους διάμετρο μικρότερη από 2δ =0,582. Στο εργαστήριο Ηλεκτρομηχανικής Μετατροπής ενέργειας, υπήρχε διαθεσιμότητα κλώνου με διάμετρο 0, 4mm<0, 582. Η 2 2 2 διατομή του αγωγού αυτού είναι ίση με 0, 2 0,1256mm. Επομένως ότι cu 217

Κεφάλαιο 4 ο ο αριθμός των κλώνων που απαιτούνται ισούται με 0,5 / 0,1256 3,98, άρα επιλέγουμε 4 κλώνους. Οι τέσσερις αυτοι κλώνοι θα δημιουργήσουν μια σπείρα διατομής A1, cu= 4 0,1256 0,5024. Τελικά, η συνολική επιφάνεια που καλύπτει το τύλιγμα του 2 πρωτεύοντος είναι : 1, tot 76 0,5024 38, 2mm. Το Αw του πυρήνα ισούται σε 270mm 2, οπότε το ποσοστό πλήρωσης είναι ίσο με 38, 2 / 270 14, 2%. Όμοια για το δευτερεύον τύλιγμα όπου Ιrms,sec=4,7A, απαιτείται σπείρα διατομής 0. 94mm 2. O αριθμός κλώνων δίνεται από την σχέση 0,94 / 0,1256 7, 48, άρα επιλέγουμε 8 κλώνους. Οι 8 αυτοί κλώνοι δημιουργούν μια σπείρα συνολικής διατομής 8 0,1256 1, 01 2, cu 2 mm. Άρα, η συνολική επιφάνεια που καλύπτει το τύλιγμα του 2 δευτερεύοντος ισούται με 2, tot 38 1,01 38,2mm που αντιστοιχεί σε ποσοστό πλήρωσης 38, 2 / 270 14, 2%. Τελικά, το ποσοστό πλήρωσης και από τα δύο τυλίγματα ανέρχεται σε 14, 2% + 14, 2%=28, 4%. Το ποσοστό αυτό είναι μικρότερο από 40% που έχει τεθεί εμπειρικά για περιέλιξη με το χέρι. Σχεδίαση πηνίου εισόδου Το πηνίο εισόδου, σε συνδυασμό με έναν πυκνωτή θα αποτελέσουν κατωδιαβατό φίλτρο στη συχνότητα των 5 khz. Με βάση τις κυματομορφές της λειτουργίας του μετατροπέα, όπως προέκυψαν από την προσομοίωση, για το πηνίο εισόδου έχουμε: L=1mH, f=50khz, max B =0, 3Tesla, I max S1, rms =Irms max =2,2Α, ΔΙm=2,5Α, I =Ιmax =3,9Α(πολλαπλασιασμένο επί έναν συντελεστή ασφαλείας 1,4, S1, peak oπότε στους παρακάτω υπολογισμούς θα χρησιμοποιήσουμε Ιmax=5, 1A) 1. Περιορισμός από κορεσμό του πυρήνα: AP Όπου, L I I 10 4 pk rms 1,143 sat Aw Ae ( ) 450 K Bmax 1 10 5,1 2, 2 10 = ( ) 5,09 cm 450 0, 2 0,3 3 4 1,143 4 A w = Ο συνολικός χώρος παραθύρου του πυρήνα για τύλιγμα A e = H ενεργός περιοχή του κεντρικού στελέχους 218

Κεφάλαιο 4 ο K = Ο συντελεστής πλήρωσης του παραθύρου. Ίδιος με πριν. 1. Περιορισμός από τις απώλειες του πυρήνα: 4 L IM Irms 10 1,34 2 0,559 APcore Aw Ae ( ) [ kh f ke f ] 130 K 1 10 2,5 2, 2 10 =( ) [4 10 50 10 4 10 (50 10 ) ] 5,01cm 130 0, 2 3 4 1,34 5 3 10 3 2 0,554 4 Παρατηρούμε λοιπόν, πως το APsat είναι μεγαλύτερο από το APcore, οπότε, για να είμαστε προς την ασφαλή πλευρά θα επιλέξουμε πυρήνα με ΑP μεγαλύτερο του APsat.. Όπως φαίνεται στον πίνακα 2 το κατάλληλο μέγεθος είναι ο ΕΤD 49, όπως και προηγουμένως. Υπολογισμός αριθμού σπειρών Από τη στιγμή που υπάρχει περιορισμός από τον κορεσμό ο αριθμός σπειρών για το πρωτεύον τύλιγμα δίνεται από τον τύπο: N min 4 3 4 L Ipk 10 1 10 5,1 10 80,5 σπείρες B A 0,3 2,11 max e Επιλέγεται ο αμέσως επόμενος ακέραιος, δηλαδή Νp =81. Υπολογισμός διακένου Το διάκενο που απαιτείται είναι: 2 2 Np Ae 10 gap L 7 2 2 4 10 81 2,11 10 = 1,73mm 3 1 10 Το διάκενο αυτό κατανέμεται όπως και προηγουμένως τόσο στο κεντρικό στέλεχος όσο και στα πλαϊνά πόδια. Υπολογισμός ποσοστού πληρώσεως Χρησιμοποιώντας τον ίδιο εμπειρικό κανόνα με πριν η ροή ρεύματος 2,2Α rms απαιτεί σπείρα διατομής A=0.44mm 2.Για την αποφυγή του επιδερμικού φαινομένου και του φαινομένου γειτνίασης χρησιμοποιήθηκε αγωγός Litz. Το επιδερμικό βάθος για αγωγό από χαλκό ισούται με 0, 291mm. Οπότε έγινε χρήση κλώνων με επιμέρους διάμετρο 219

Κεφάλαιο 4 ο μικρότερη από 2δ=0,582. Στο εργαστήριο Ηλεκτρομηχανικής Μετατροπής Ενέργειας υπήρχε διαθεσιμότητα κλώνου με διάμετρο 0, 4mm<0, 582. Η διατομή του αγωγού αυτού είναι ίση 2 2 2 με 0, 2 0,1256mm. Συνεπώς, ο αριθμός των κλώνων που απαιτούνται cu ισούται με 0, 4 / 0,1256 3,5, άρα επιλέγουμε 4 κλώνους. Οι τέσσερις αυτοι κλώνοι θα δημιουργήσουν μια σπείρα διατομής A1, cu= 4 0,1256 0, 502 mm 2. Τελικά, η συνολική 2 επιφάνεια που καλύπτει το τύλιγμα του πρωτεύοντος είναι: 1, tot 81 0,502 40, 7mm. Το Αw του πυρήνα ισούται σε 270mm 2, οπότε το ποσοστό πλήρωσης είναι ίσο με 40,7 / 270 15% <40%. 4.2 Πλακέτες της κατασκευής της διάταξης φόρτισης συσσωρευτών Στην υποενότητα αυτή παρουσιάζονται οι πλακέτες τροφοδοτικών, ελέγχου και ισχύος καθώς και ο τρόπος επιλογής και κατασκευής των στοιχείων τους. Τα σχέδια των τυπωμένων κυκλωμάτων της κάθε πλακέτας έγιναν με τη χρήση του λογισμικού Ki cad και παρουσιάζονται στο παράρτημα A. 4.2.1 Πλακέτα ισχύος Επιλέχθηκε η πλακέτα ισχύος να έχει όλα τα σήματα ισχύος του συνολικού κυκλώματος, έτσι ώστε στην πλακέτα ελέγχου να μην υπάρχουν ισχυρά σήματα. Γι αυτό το λόγο όλα τα στοιχεία του μετατροπέα μας περιλαμβάνονται στην πλακέτα ισχύος. Επίσης, επειδή δεν συνιστάται να υπάρχουν συνδέσεις, οι οποίες μεταφέρουν ισχυρά σήματα και για να μειωθεί όσο το δυνατόν περισσότερο ο θόρυβος και οι ηλεκτρομαγνητικές παρεμβολές, η πλακέτα περιλαμβάνει στοιχεία, τα οποία αφορούν ένα μέρος του κυκλώματος παλμοδότησης, μετρητικά στοιχεία αλλά και τα στοιχεία που απαρτίζουν το κύκλωμα του αναλογικού ολοκληρωτή. 4.2.1.1 Κύκλωμα ισχύος Διακοπτικά στοιχεία μετατροπέα Επιλέχθηκαν για το μετατροπέα Flyback ως διακοπτικά στοιχεία MOSFET ισχύος. Η επιλογή αυτή έγινε για συγκεκριμένου λόγους: 1. Τα MOSFET ελέγχονται από τάση, με αποτέλεσμα η ισχύς που απαιτείται για την παλμοδότηση τους να είναι χαμηλή. 220

Κεφάλαιο 4 ο 2. Έχουν μικρούς χρόνους έναυσης και σβέσης. 3. Λόγω της δομής τους, διαθέτουν εσωτερικά και μια δίοδο, την οποία χρησιμοποιεί το κύκλωμα καταστολής υπέρτασης που έχουμε διαλέξει, μειώνοντας μ αυτό τον τρόπο το κόστος της κατασκευής και κάνοντας οικονομία στο χώρο. 4. Έχουν ως κύριο τους μειονέκτημα την υψηλή αντίσταση αγωγής, η οποία οδηγεί σε αυξημένες απώλειες αγωγής. Για τη σωστή επιλογή των διακοπτικών στοιχείων πρέπει να είναι γνωστή η μέγιστη τάση που θα εφαρμοστεί πάνω τους, το ενεργό ρεύμα που θα τα διαρρέει και η διακοπτική συχνότητα στην οποία λειτουργεί το κύκλωμα. Από τις προσομοιώσεις που έγιναν στο Matlab Simυlink προέκυψαν τα ακόλουθα αποτελέσματα: Irmsmainmos = 1.57A Iavgdiode = 2 A Irmssnubbmos =1,55 A Vmaxmainmos =550V, Vmaxdiode =300V, Vmaxsnubmos =680V, για διακοπτική συχνότητα fs=50khz. Έτσι με βάση τα παραπάνω αποτελέσματα επιλέξαμε : Κύριο τρανζίστορ: N-channel 900 V, 1.56 Ω, 5.8 A, STP6NK90Z TO-220 της εταιρείας ST Βοηθητικό τρανζίστορ (Snubber) : N-channel 1000 V, 2.7 Ω, 3.5 A, STP5NK100Z, TO-220 της εταιρείας ST Δίοδος μετατροπέα: Ultrafast recovery - high voltage diode 1000 V, 8 A, TO-220Ins STTH810DI της εταιρείας ST Στα σχήματα 4.36, 4.37, 4.38 απεικονίζονται τα ημιαγωγικά στοιχεία ισχύος που επιλέχθηκαν για τον μετατροπέα Flyback. Σχήμα 4.36: Κύριο τρανζίστορ 221

Κεφάλαιο 4 ο Σχήμα 4.37: Τρανζίστορ κυκλώματος προστασίας Σχήμα 4.38: Δίοδοs μετατροπέα Ψυκτικά διακοπτικών στοιχείων Στο σχήμα 4.39 παρουσιάζεται μια θερμική αντίσταση μιας δομής πολλαπλών στρωμάτων. Σχήμα 4.39: Θερμική αντίσταση μια δομής πολλαπλών στρωμάτων που περιλαμβάνει έναν απαγωγό θερμότητας και ροή θερμότητας στη μόνιμη κατάσταση ισορροπίας [12] Για την επιλογή των ψυκτικών των ημιαγωγικών στοιχείων πρέπει να είναι γνωστή η τιμή συγκεκριμένων μεγεθών, τα οποία χρειάζονται στους υπολογισμούς που απαιτούνται για την επιλογή αυτή. Τα μεγέθη αυτά είναι το μέσο ρεύμα της διόδου Iavgdiode, η ενεργός τιμή του ρεύματος των MOSFET Irmsmos, το μέγιστο ρεύμα που διαρρέει τα MOSFET Imos, καθώς και η μέγιστη τάση που εφαρμόζεται πάνω σ αυτά Vmaxmos. Επίσης από τα φυλλάδια των 222

Κεφάλαιο 4 ο κατασκευαστών είναι γνωστά, η αντίσταση αγωγής των MOSFET RDSon και οι χρόνοι έναυσης και σβέσης, ton και toff αντίστοιχα και η τάση αγωγής της διόδου VD. Πραγματοποιήθηκαν υπολογισμοί απωλειών για το MOSFET και τη δίοδο ξεχωριστά με βάση τους παρακάτω τύπους: 2 P mos = I RMS R DS + V max I max t 2 sw f s (4. 6) P diode = V d I avg (4. 7) Το μέγεθος tsw προκύπτει από το άθροισμα του χρόνου έναυσης με το χρόνο σβέσης και fs είναι συχνότητα λειτουργίας των διακοπτικών στοιχείων (στην περίπτωση μας 50kHz). Έτσι κάνοντας χρήση των τύπων (4. 6),(4. 7) και των κατασκευαστικών φυλλαδίων των στοιχείων προέκυψαν τα εξής αποτελέσματα: P maimos =3,75 W P snubbmos = 7,5 W P diode =3,06 W Για τον υπολογισμό της θερμικής αντίστασης των ψυκτικών των ημιαγωγικών στοιχείων χρησιμοποιήθηκε ο ακόλουθος τύπος (4. 8): R θς,α = T imax T α P loss R θι,c R θc,ς (4. 8) όπου R θς,α = θερμική αντίσταση ψυκτικού σώματος T imax = η μέγιστη θερμοκρασία επαφής του ημιαγωγικού στοιχείου T α = η θερμοκρασία περιβάλλοντος R θι,c = θερμική αντίσταση επαφής περιβλήματος τρανζίστορ R θc,ς = θερμική αντίσταση περιβλήματος τρανζίστορ απαγωγού Για θερμοκρασία περιβάλλοντος Τα=25 ο C. Προκύπτουν λοιπόν, με θερμοκρασία περιβάλλοντος Τα=25 ο C, θερμική αντίσταση περιβλήματος τρανζίστορ απαγωγού R θc,ς =0,5 ο C/W και από τα datasheets των στοιχείων τα εξής αποτελέσματα: R θς,α mainmosfet=9,24 ο C/W R θς,α snubbmosfet=4,1 ο C/W R θς,α diode=44,4 ο C/W 223

Κεφάλαιο 4 ο Επιλέχθηκαν ψυκτικά από τα υπάρχοντα στο εργαστήριο τα οποία έχουν θερμική αντίσταση 8 ο C/W, 3.1 ο C/W και 32 ο C/W αντίστοιχα για κάθε στοιχείο και καλύπτουν τις ανάγκες μας για ψύξη. Φίλτρο Εισόδου Στην είσοδο του μετατροπέα τοποθετήθηκε ένα κατωδιαβατό φίλτρο LC για το καθάρισμα του ημιτονοειδούς ρεύματος από τα υψίσυχνα. Από τις προσομοιώσεις στο Μatlab επιλέξαμε πυκνωτή 1μF 400V ενώ το πηνίο που κατασκευάστηκε είναι 1,2mH. Ο τρόπος κατασκευής του αναφέρεται παρακάτω μαζί με αυτόν του μετασχηματιστή. Ανορθωτική γέφυρα Η ανορθωτική γέφυρα που τοποθετήθηκε αντέχει 400 V ανάστροφη τάση και έχει 1,5Α ονομαστικό ρεύμα λειτουργίας. Μετρητικό τάσης εισόδου Για τη μέτρηση της τάσης εισόδου μετά την ανορθωτική γέφυρα, χρησιμοποιήθηκε το μετρητικό LV 25-P με τροφοδοσία ±15V. Το συγκεκριμένο μετρητικό αξιοποιεί το φαινόμενο Hall για γαλβανική απομόνωση του κυκλώματος εισόδου του (κύκλωμα ισχύος) από αυτό της εξόδου του (ηλεκτρονικό κύκλωμα) και λειτουργεί ως γραμμικός ενισχυτής, δηλαδή λαμβάνοντας ένα σήμα ρεύματος στην είσοδο το σταθμίζει σε ένα αντίστοιχο ρεύμα εξόδου. Στο σχήμα 4.40 φαίνεται το κύκλωμα του μετρητικού τάσης LV 25-P. Σχήμα 4.40: Κύκλωμα μετρητικού τάσης LV 25-P Μετά από μελέτη του τεχνικού φυλλαδίου επιλέχθηκαν R1=51κΩ (36κΩ σε σειρά με 15κΩ) και RM=121 Ω έτσι ώστε το σήμα εξόδου του μετρητικού το οποίο αποτελεί σήμα ελέγχου να μην ξεπερνά τα 5V. Πυκνωτής εισόδου Στην είσοδο μετά την ανορθωτική γέφυρα τοποθετήσαμε πυκνωτή εισόδου 10nF 2000 V.. 224

Κεφάλαιο 4 ο Πυκνωτής snubber Επιλέχθηκε πυκνωτής 0.47μF 630V. Πηνίο για αύξηση της σκέδασης Σε σειρά με την σκέδαση του μετασχηματιστή τοποθετήθηκε πηνίο 10μΗ για την αύξηση της, όπως αναλύεται παρακάτω. Μετρητικό του ρεύματος του κυρίως τρανζίστορ Σχήμα 4.41: Κύκλωμα μετρητικού ρεύματος LA 25 - NP Η μέτρηση του ρεύματος του κυρίως τρανζίστορ λαμβάνεται μέσω του μετρητικού ρεύματος LA 25-NP του κατασκευαστικού οίκου LEM. Για τη λειτουργία του απαιτεί τροφοδοσία ±15V. Τo μετρητικό αυτό λειτουργεί αξιοποιώντας το φαινόμενο Hall, δέχεται ως είσοδο ρεύμα και στην έξοδό του παράγεται ένα σήμα ρεύματος. Ο λόγος μεταξύ των ρευμάτων εισόδου-εξόδου καθορίζεται μέσω της συνδεσμολογίας που επιλέγεται και σύμφωνα με το αναμενόμενο ονομαστικό ρεύμα στο πρωτεύον τύλιγμα. Στο σχήμα 4.41 φαίνεται το κύκλωμα του μετρητικού ρεύματος LA 25 NP, ενώ το σχήμα 4.42 παρουσιάζει όλες τις δυνατές συνδεσμολογίες αυτού. 225

Κεφάλαιο 4 ο Σχήμα 4.42: Συνδεσμολογία μετρητικού ρεύματος LA 25-NP Επιλέχθηκε η 4η συνδεσμολογία και μετά από τη μελέτη του τεχνικού φυλλαδίου επιλέχθηκε αντίσταση RM=110Ω, έτσι ώστε το σήμα εξόδου του μετρητικού το οποίο αποτελεί σήμα ελέγχου να μην ξεπερνά τα 5V. Μετασχηματιστής Κατασκευάστηκε μετασχηματιστής με λόγο μετασχηματισμού N=2, επαγωγή μαγνήτισης Lm =1mH. Το πρωτεύον τύλιγμα αποτελείται απο 4 μονωμένους κλώνους μήκους 12 μέτρων ο κάθε ένας. Με τη βοήθεια ενός τρυπανιού συστράφηκαν ώστε να δημιουργηθεί το καλώδιο τύπου Litz. Επειδή το ποσοστό πλήρωσης άφηνε περιθώρια για παραπάνω σπείρες και για να είμαστε προς την ασφαλή πλευρά, το πρωτεύον αποτελείται από 96 σπείρες. Η περιέλιξη των τυλιγμάτων έγινε με την τεχνική sandwich. Οπότε τυλίχτηκαν πρώτα 48 σπείρες του πρωτεύοντος. Στη συνέχεια τοποθετήθηκε ειδικό μονωτικό χαρτί για καλύτερη απομόνωση μεταξύ του πρωτεύοντος και του δευτερεύοντος τυλίγματος κι έπειτα τυλίχτηκε ολόκληρο το δευτερεύον, δηλαδή άλλες 48 στροφές, αφού ο λόγος μετασχηματισμού είναι ίσος με δύο. Τέλος, τοποθετήθηκε πάλι μονωτικό χαρτί και τυλίχτηκε το υπόλοιπο πρωτεύον. Η επαγωγή πρωτεύοντος που επετεύχθη με αυτόν τον τρόπο ήταν 3, 8mH με μηδενικό διάκενο, το οποίο είναι μεγαλύτερο από το 1 mh που ήταν το επιθυμητό. Τελικά, αυξάνοντας το διάκενο στην τιμή 2,8mm το L pri πήρε την τιμή 1,04mH. Η συνολική σκέδαση του μετασχηματιστή διαμορφώθηκε στην τιμή των 65μH. Υποθέτοντας πως είναι ισομερώς μοιρασμένη στο πρωτεύον και το δευτερεύον, προκύπτει ότι η σκέδαση το πρωτεύοντος ( L r1) είναι ίση με 37 μη, το οποίο αντιστοιχεί σε ποσοστό 3, 226

Κεφάλαιο 4 ο 5% της επαγωγής πρωτεύοντος( L L L ), οπότε η κύρια επαγωγή υπολογίζεται σε 1 pri m r 1mH. Ωστόσο, προστέθηκε σε σειρά με τον μετασχηματιστή ένα επιπλέον πηνίο επαγωγής 10 μη για την επίτευξη του επιθυμητού χρόνου καθυστέρησης μεταξύ της σβέσης του S2 και της έναυσης του S1 ( Τ ), όπως αναφέρεται στο κεφάλαιο 5. delay Το ίσιο σκεπτικό χρησιμοποιήθηκε και για την περιέλιξη του πηνίου εισόδου. Και σε αυτή την περίπτωση χρησιμοποιήθηκε Lit wire από 4 συνεστραμμένους μονωμένους κλώνους και οι σπείρες που τυλίχθηκαν ήταν 96. Η τεχνική που χρησιμοποιήθηκε για την περιέλιξη είναι τύπου C. Η επαγωγή του πηνίου διαμορφώθηκε στα 1 mh. Πυκνωτής εξόδου Για την διατήρηση της τάσης εξόδου σε σταθερό επίπεδο με ελάχιστη κυμάτωση τοποθετήθηκε όπως και στις προσομοιώσεις στο Matlab ηλεκτρολυτικός πυκνωτής 3900μF 160V. Μετρητικό ρεύματος εξόδου Ως μετρητικό ρεύματος για την έξοδο του μετατροπέα χρησιμοποιήθηκε το LTS-6NP (με ονομαστικό ρεύμα μέτρησης ως 6Α). Αυτός ο τύπος μετρητικού ρεύματος λειτουργεί με βάση το φαινόμενο Hall και προσφέρει γαλβανική απομόνωση των κυκλωμάτων εισόδουεξόδου του. Το μετρητικό LTS-6NP τροφοδοτείται με +5V, δέχεται ως είσοδο το υπό μέτρηση ρεύμα και παράγει στην έξοδο ένα σήμα τάσης. Σχήμα 4.43: α) Κύκλωμα μετρητικού ρεύματος LTS-6NP β) Χαρακτηριστική λειτουργίας του μετρητικού ρεύματος LTS-6NP. 227

Κεφάλαιο 4 ο Σχήμα 4.44: Συνδεσμολογία μετρητικού ρεύματος LTS-6NP Το μετρητικό αυτό έχει την δυνατότητα να μετρήσει ρεύμα από -19,2Α έως 19,2Α ανάλογα με τον τρόπο σύνδεσης του. Η τάση εξόδου του μετρητικού ορίζεται από το φυλλάδιο ως: V out = 2,5 ± 0,625 I p I pn όπου IP είναι η πραγματική τιμή του ρεύματος σε Α ενώ το ονομαστικό ρεύμα πρωτεύοντος IPN ανάλογα με την συνδεσμολογία μπορεί να πάρει τις τιμές 2,3,6. Τελικά, επιλέχθηκε η 3η συνδεσμολογία. Στο σχήμα 4.43 φαίνεται το κύκλωμα και η χαρακτηριστική λειτουργίας του μετρητικού, ενώ το σχήμα 4.44 δείχνει όλες τις δυνατές συνδεσμολογίες αυτού. Ακροδέκτες εισόδου/εξόδου Για την σύνδεση του μετατροπέα με την τάση εισόδου και το φορτίο χρησιμοποιήθηκαν μπόρνες. 4.2.1.2 Κύκλωμα παλμοδότησης 1. Οπτοζεύκτης Για να λειτουργήσει ο μετατροπέας σωστά, καθώς τα δύο Mosfet αυτού, έχουν διαφορετική γείωση μεταξύ τους, επιβάλλεται οι παλμοί ελέγχου να έχουν διαφορετικές γειώσεις. Για να επιτευχθεί αυτό, πρέπει ν απομονωθούν οι γειώσεις των παλμών που προέρχονται από την πλακέτα ελέγχου όπου υπάρχει κοινή γη. Υπάρχουν διάφορα είδη απομόνωσης. Επιθυμείται γαλβανική απομόνωση και για την ασφάλεια της λειτουργίας της πλακέτας ελέγχου. Για να επιτευχθεί αυτό, χρησιμοποιήθηκε ένα ολοκληρωμένο, το οποίο ονομάζεται οπτοζεύκτης (optocouler 6N137), για κάθε τρανζίστορ. Η απομόνωση 228

Κεφάλαιο 4 ο επιτυγχάνεται καθώς το σήμα στην είσοδο του ολοκληρωμένου έχει διαφορετική γείωση με το σήμα στην έξοδό του. Το συγκεκριμένο ολοκληρωμένο διαθέτει μια φωτοδίοδο και ένα τρανζίστορ ελεγχόμενο από φως στην βάση του, μ αποτέλεσμα όταν η είσοδος είναι high η δίοδος να άγει και να παράγει φως. Αυτό έχει ως αποτέλεσμα την έναυση του τρανζίστορ και να δίνει υψηλή στάθμη στην έξοδο. Η εσωτερική δομή του οπτοζεύκτη φαίνεται στο σχήμα 4.45. Σχήμα 4.45: Εσωτερική δομή οπτοζεύκτη Από το εγχειρίδιο λειτουργίας του ολοκληρωμένου, παρατηρείται ότι πρέπει να συνδεθεί μια αντίσταση σε σειρά με τη είσοδο του, τον ακροδέκτη 2. Η αντίσταση αυτή, χρειάζεται διότι πρέπει να περιοριστεί το ρεύμα εισόδου που διέρχεται από την δίοδο. Επιλέχθηκε μια αντίσταση των 500Ω. Απαιτείται ακόμα να συνδεθεί ο ακροδέκτης 8 με την τροφοδοσία των +5V, όπως και ο ακροδέκτης 7. Αυτό γίνεται διότι, η είσοδος από τον ακροδέκτη 7 καταλήγει σε μία πύλη AND από την οποία προκύπτει η έξοδος στον ακροδέκτη 6 όπως φαίνεται στο παραπάνω σχήμα. Πρέπει λοιπόν αυτή η είσοδος να έχει μόνιμα λογική τιμή 1 έτσι ώστε η πύλη AND να μπορεί να δώσει αποτέλεσμα στην έξοδο. Μεταξύ της εξόδου (ακροδέκτης 6) και της τροφοδοσίας (ακροδέκτης 8) τοποθετήθηκε μια αντίσταση 1kΩ. Σε περίπτωση που δεν υπήρχε η αντίσταση αυτή και συνδέαμε απ ευθείας τον ακροδέκτη εξόδου στην τροφοδοσία, αν ήγαγε το τρανζίστορ, μεταξύ συλλέκτη και 229

Κεφάλαιο 4 ο εκπομπού, θα υπήρχε μια πολύ μικρή αντίσταση. Άρα θα πέρναγε ένα πολύ μεγάλο ρεύμα και θα καιγόταν το τρανζίστορ. Λειτουργεί η αντίσταση αυτή λοιπόν, σαν μια pull-up αντίσταση. Η τάξη μεγέθους της αντίστασης αυτής δεν μπορεί να είναι μικρή, διότι δεν θα περιορίζει αρκετά το ρεύμα που ρέει στο τρανζίστορ. Επίσης δεν μπορεί να είναι μεγάλη για δύο λόγους. Πρώτον, διότι οι πυκνωτές που υπάρχουν στο κύκλωμα του οπτοζεύκτη θα έκαναν μεγάλο χρονικό διάστημα να φορτίσουν και δεύτερον, το επόμενο ολοκληρωμένο που συνδέεται στην έξοδο του οπτοζεύκτη έχει μια πολύ μεγάλη αντίσταση εισόδου. Οπότε όταν δεν άγει το τρανζίστορ θα δημιουργείται ένας διαιρέτης τάσης, μεταξύ της pull-up αντίστασης και της αντίστασης εισόδου του επόμενου ολοκληρωμένου, εμφανίζοντας στα άκρα του τάση 5V. Το επόμενο ολοκληρωμένο όπως θα αναφερθεί στην επόμενη υποενότητα, θέλει 5V στην είσοδό του. Άρα η αντίσταση εισόδου του, που βρίσκεται στο κάτω μέρος του διαιρέτη τάσης πρέπει να είναι πολύ μεγαλύτερη της αντίστασης pull-up του πάνω μέρους του διαιρέτη, ώστε να υπάρχει μικρή πτώση πάνω της και τα 5V να εμφανιστούν στην είσοδο του ολοκληρωμένου. Τέλος, μεταξύ των ακροδεκτών της τροφοδοσίας (ακροδέκτης 8) και γης (ακροδέκτης 5) συνδέθηκε πυκνωτής 0.1μF. Πρόκειται για bypass πυκνωτή, που αποκόπτει τα προκύπτοντα AC σήματα γύρω από το κύριο DC σήμα και τα στέλνει στη γη. Ο πυκνωτής αυτός πρέπει να βρίσκεται όσο το δυνατόν πιο κοντά στον οπτοζεύκτη. Δεν τοποθετείται κοντά στην πηγή τροφοδοσίας (τροφοδοτικά) κυρίως για δύο λόγους: Πρώτον, διότι στο καλώδιο από την τροφοδοσία μέχρι τον οπτοζεύκτη μπορεί να προκύψουν παρεμβολές από άλλες συσκευές που λειτουργούν κοντά και δεύτερον λόγω της επαγωγής του καλωδίου. Ως γνωστόν, η επαγωγή του καλωδίου αντιτίθεται στις απότομες μεταβολές του ρεύματος. Στην περίπτωση λοιπόν, που το ολοκληρωμένο απαιτεί το ρεύμα που θέλει για να λειτουργήσει, η επαγωγή βλέπει μια απότομη μεταβολή στο ρεύμα του τροφοδοτικού και δημιουργεί μια αντίθετη τάση (V L = L di ), η οποία θα επηρεάσει την τάση που θα φτάσει στο dt ολοκληρωμένο. Με τους πυκνωτές όμως, τη μεταβολή του ρεύματος αυτού την αναλαμβάνουν αυτοί. Έτσι η επαγωγή βλέπει ένα ομαλοποιημένο ρεύμα από το τροφοδοτικό και δεν δημιουργεί προβλήματα. Τέλος πρέπει να αναφερθεί ότι το ολοκληρωμένο αυτό αντιστρέφει τους παλμούς, οπότε φέρνει τους παλμούς του τρανζίστορ στην κανονική τους μορφή οι οποίοι έχουν αντιστραφεί ήδη μια φορά στην πλακέτα ελέγχου. 230

Κεφάλαιο 4 ο 2. Οδηγητής παλμών Τα διακοπτικά στοιχεία που έχουν χρησιμοποιηθεί (MOSFETισχύος) για να οδηγηθούν χρειάζονται στην είσοδο τους παλμούς εύρους +15V. Τέτοιους παλμούς, ο οπτοζεύκτης που αναλύθηκε πιο πάνω δεν μπορεί να παράγει. Για το λόγο αυτό, χρησιμοποιήθηκε για κάθε ένα Mosfet ένα ολοκληρωμένο το οποίο ονομάζεται οδηγητής παλμών (driver IR2213) και ενισχύει το εύρος των παλμών από +5V σε +15V,καθώς και το ρεύμα των παλμών αυτών. Στο σχήμα 4.46 φαίνεται το διάγραμμα ηλεκτρικών συνδέσεων του οδηγητή παλμών και στο σχήμα 4.47 το διάγραμμα ακροδεκτών του. Χρησιμοποιήσαμε δύο διαφορετικούς οδηγητές παλμών καθώς όπως αναφέραμε και παραπάνω οι ακροδέκτες πηγής των mosfet βρίσκονται σε διαφορετικό δυναμικό. Σχήμα 4.46: Διάγραμμα ηλεκτρικών συνδέσεων οδηγητή παλμών Σχήμα 4.47: Διάγραμμα ακροδεκτών οδηγητή παλμών 231

Κεφάλαιο 4 ο Το IR2213 έχει 14 ακροδέκτες. Στον ακροδέκτη 9 γίνεται η τροφοδοσία με +5V και στον ακροδέκτη 3 με +15V, ενώ οι ακροδέκτες 11, 13 και 2 γειώνονται. Στους ακροδέκτες 10 και 12 εισέρχονται οι παλμοί από τα στοιχεία 6Ν137 και από τον ακροδέκτη 1 εξέρχεται ο παλμός που οδηγείται στην πύλη του αντίστοιχου Μosfet διαμέσου μιας αντίστασης. Ο ακροδέκτες 2 συνδέεται στον εκπομπό του mosfet. Η αντίσταση που αναφέρθηκε παραπάνω χρησιμοποιείται κυρίως για δύο λόγους. Ο πρώτος λόγος είναι ότι μειώνει τις ταλαντώσεις που προκύπτουν από τους παλμούς που παράγει το ολοκληρωμένο. Ο δεύτερος και πιο σημαντικός λόγος είναι ο ακόλουθος: Η αντίσταση αυτή μειώνει το peak ρεύμα που εμφανίζεται και μπορεί να καταστρέψει τον πυκνωτή μεταξύ πύλης και πηγής αν πάρει μεγάλες τιμές. Το μέγεθος της αντίστασης αυτής καθορίζεται από το φυλλάδιο κατασκευαστών του ημιαγωγικού στοιχείου, όπου αναφέρεται μία ενδεικτική τιμή με βάση μία συγκεκριμένη τάση που εφαρμόζεται μεταξύ πύλης-πηγής. Σε περίπτωση εφαρμογής διαφορετικής τάσης, η τιμή της αντίστασης υπολογίζεται μέσω της αναλογικής μεθόδου. Για τον παραπάνω οδηγητή παλμών, υπολογίστηκε ότι απαιτείται μία αντίσταση των 10 Ω. Η αντίσταση αυτή δεν μπορεί να έχει μεγάλη τιμή, διότι σ αυτήν την περίπτωση, η μεταβολή της τάσης θα ήταν πολύ αργή, μ αποτέλεσμα την αύξηση του χρόνου έναυσης του στοιχείου, άρα δεν θα υπήρχε ο επιθυμητός έλεγχος και θα εμφανίζονταν αυξημένες διακοπτικές απώλειες. Από την άλλη πλευρά αν η αντίσταση είναι πολύ μικρή, υπάρχει ο κίνδυνος να διέλθει μεγάλο ρεύμα και να καταστρέψει τον πυκνωτή. Επιπλέον, συνδέσαμε και στις δυο τροφοδοσίες του ολοκληρωμένου (ακροδέκτες 9-13 και 3-2) πυκνωτές που λειτουργούν ως σταθεροποιητές της τάσης εισόδου. Συγκεκριμένα, επιλέχθηκαν πυκνωτές των 680 nf. Παράλληλα με κάθε ένα από τα 2 ημιαγωγικά στοιχεία, μεταξύ πύλης και πηγής, τοποθετήθηκε μία δίοδος Zener παράλληλα συνδεδεμένη με μια αντίσταση του 1,5kΩ. Από τα φυλλάδια των κατασκευαστών παρατηρείται ότι τα ημιαγωγικά στοιχεία αντέχουν μέγιστη τάση μεταξύ πύλης-πηγής 30V. Γνωρίζουμε πως για να λειτουργήσουν τα MOSFET απαιτούν μεταξύ πύλης-πηγής τάση 15V. Επιλέχθηκε λοιπόν μία δίοδος Zener τάσης 18V. Σε περίπτωση που η τάση ξεπεράσει τα 18V η δίοδος άγει και το ρεύμα ρέει μεταξύ της διόδου και της παράλληλης αντίστασης. Με τον παραπάνω τρόπο προστατεύεται η πύλη των ημιαγωγικών στοιχείων από καταστροφή λόγω υπέρτασης εμφανιζόμενης στα άκρα του πυκνωτή πύλης-πηγής. 232

Κεφάλαιο 4 ο 4.2.1.3 Κύκλωμα αναλογικού ολοκληρωτή Για τη δημιουργία του αναλογικού ολοκληρωτή χρησιμοποιήθηκε το ολοκληρωμένο LM6171 (τελεστικός ενισχυτής). Σχήμα 4.48: Ακροδέκτες του τελεστικού ενισχυτή LM6171 της εταιρίας Texas Instruments Πρόκειται για έναν υψηλής ταχύτητας (high speed) τελεστικό ενισχυτή που παρέχει τη δυνατότητα λειτουργίας υπό μοναδιαίο κέρδος για εύρος ζώνης 100 MHz. Επίσης η μέγιστη ταχύτητα με την οποία ο ενισχυτής μπορεί να ανταποκριθεί σε μια απότομη αλλαγή του επιπέδου εισόδου ανέρχεται σε 3600 V/μsec. Η τροφοδοσία που απαιτεί είναι ±15 V. Στους ακροδέκτες 7, 8 συνδέεται η τροφοδοσία των ±15 V. Για το φιλτράρισμα της τροφοδοσίας τοποθετήθηκε σε κάθε ακροδέκτη τροφοδοσίας το ένα άκρο ενός παράλληλου συνδυασμού πυκνωτών (2,2μF, 0,01 μf), ενώ το άλλο άκρο του συνδυασμού των πυκνωτών συνδέθηκε στην γείωση της τροφοδοσίας. Οι ακροδέκτες 2,3 αποτελούν τους ακροδέκτες εισόδου του τελεστικού ενισχυτή και ο ακροδέκτης 6 αποτελεί την έξοδο του. Για τη δημιουργία του κυκλώματος του αναλογικού ολοκληρωτή χρησιμοποιήθηκαν οι τιμές αντιστάσεων και πυκνωτή ολοκλήρωσης που αναφέρθηκαν στην θεωρία. Στο σχήμα4,49, οι τέσσερις αυτές αντιστάσεις είναι οι R11, R12, R13, R17 (4*R των 2ΚΩ),ενώ ο C18 αποτελεί τον πυκνωτή ολοκλήρωσης(c=10nf). Για να είναι δυνατή η επαναφορά του ολοκληρωτή στο μηδέν τοποθετήθηκε παράλληλα με τον πυκνωτή ολοκλήρωσης ένα τρανζίστορ bjt χαμηλής ισχύος, η παλμοδότηση του οποίου γίνεται μέσω του μικροελεγκτή. Για την πόλωση του bjt τρανζίστορ χαμηλής ισχύος στην περιοχή του κόρου (saturation) συνδέσαμε μια αντίσταση στην βάση του RΒ=2,3kΩ και 233

Κεφάλαιο 4 ο μία αντίσταση στον συλλέκτη αυτού RC=10Ω. Τέλος, με χρήση επιλογικών διακοπτών που μετέτρεπαν με τη λειτουργία τους το κύκλωμα μας, δώσαμε την ευελιξία στον τελεστικό ενισχυτή να μπορεί να λειτουργήσει κατά τη βούληση μας ως buffer τάσης, δίνοντας έτσι διττό τρόπο λειτουργίας στο κύκλωμα της αναλογικής ολοκλήρωσης. Στο σχήμα 4.49 παρουσιάζεται το σχηματικό της παραπάνω συνδεσμολογίας Σχήμα 4.49: Σχηματικό του κυκλώματος του αναλογικού ολοκληρωτή Στο σχήμα 4.50 βλέπουμε την κάτοψη της πλακέτας ισχύος. Σχήμα 4.50: Κάτοψη πλακέτας ισχύος 234

Κεφάλαιο 4 ο 4.2.2 Πλακέτα Ελέγχου Στην πλακέτα αυτή περιλαμβάνονται στοιχεία μέσω των οποίων διέρχονται σήματα χαμηλής ισχύος. Ειδικότερα, το θεμελιώδες στοιχείο της πλακέτας αυτής είναι ο μικροελεγκτής dspic30f2020 o οποίος αποτελεί την "καρδιά" του ψηφιακού ελέγχου. 4.2.2.1 Μικροελεγκτής Για τις ανάγκες ελέγχου του φορτιστή μπαταριών με διόρθωση του συντελεστή ισχύος χρησιμοποιήθηκε ο μικροελεγκτής dspic30f2020 της εταιρίας Microchip, το pin διάγραμμα του οποίου φαίνεται στο σχήμα 4.51. Πρόκειται για έναν ισχυρό μικροελεγκτή, με τροποποιημένη κατά Harvard αρχιτεκτονική, που προσφέρει δυνατότητες DSP (Digital Signal Processing). Σχήμα 4.51: Το pin διάγραμμα του μικροελεγκτή dspic30f2020 Στους ακροδέκτες, VDD(pin 13), VDD (pin 20), AVDD (pin 28) συνδέθηκε η τροφοδοσία των +5V. Οι ακροδέκτες VSS(pin 8),VSS (pin19), AVSS (pin27), συνδέθηκαν σε κοινή γη. Μεταξύ των ζευγαριών τροφοδοσίας και γης τοποθετήθηκαν πυκνωτές 100nF, όπως φαίνεται και στο σχηματικό του Kicad στο παράρτημα Α. Η τοποθέτηση αυτή των πυκνωτών έγινε λόγω των παρεμβολών και των επαγωγών των καλωδίων, όπως ακριβώς αναλύθηκε και στην υποενότητα για τον οπτοζεύκτη. Στον ακροδέκτη MCLR (pin 1) έχει συνδεθεί ένα μπουτόν, το οποίο δίνει την δυνατότητα του reset στον μικροελεγκτή. Το μπουτόν συνδέεται μεταξύ γης και του ακροδέκτη. Ενώ από την έξοδο του μπουτόν, μέσω μιας pull-up αντίστασης των 10kΩ, υπάρχει σύνδεση στην τροφοδοσία των +5V. Μ αυτόν τον τρόπο, όταν το μπουτόν δεν είναι πατημένο, ο ελεγκτής λειτουργεί κανονικά και μπορεί να προγραμματιστεί. Αντίθετα, όταν πατάμε το μπουτόν, το δυναμικό του ακροδέκτη γίνεται μηδενικό και έχουμε επανεκκίνηση (Reset). 235

Κεφάλαιο 4 ο Εδώ πρέπει να αναφερθεί ο λόγος για τον οποίον χρησιμοποιείται η pull-up αντίσταση. Εάν δεν είχε συνδεθεί κάτι στον ακροδέκτη, όταν το μπουτόν δεν ήταν πατημένο και ο ελεγκτής προσπαθούσε να διαβάσει την κατάσταση του ακροδέκτη δεν θα ήξερε αν θα ήταν σε υψηλή στάθμη. Αυτό το φαινόμενο ονομάζεται floating και ο ακροδέκτης φαίνεται να είναι στον αέρα. Πέρα από το ότι ο ελεγκτής δεν μπορεί να διαβάσει την κατάσταση του ακροδέκτη, υπάρχει περίπτωση ο ακροδέκτης να αλλάζει κατάσταση λόγω ενός γειτονικού σήματος και να μην υπάρχει ο επιθυμητός έλεγχος. Για την αποφυγή του παραπάνω φαινομένου, με τις αρνητικές συνέπειες του, χρησιμοποιήθηκε η pull-up αντίσταση. Μ αυτόν τον τρόπο όταν το μπουτόν δεν είναι πατημένο, ρέει ρεύμα από την τροφοδοσία στον ακροδέκτη ο οποίος έχει το δυναμικό της τροφοδοσίας. Όταν πατηθεί το μπουτόν το ρεύμα μέσω της αντίστασης ρέει προς τη γη. Εδώ πρέπει επίσης να τονιστεί, ότι αν δεν υπάρχει η αντίσταση και πατηθεί το μπουτόν θα εμφανιζόταν βραχυκύκλωμα μεταξύ τροφοδοσίας και γης. Για τον ίδιο λόγο (floating) χρησιμοποιούνται και οι pull-down αντιστάσεις όπως θα δούμε παρακάτω. Για τον υπολογισμό της τιμής της αντίστασης αυτής πρέπει να ληφθούν δύο παράγοντες υπόψη. Πρώτον, ότι όταν πατηθεί το μπουτόν, η αντίσταση καθορίζει πόσο ρεύμα θα περάσει από το διακόπτη. Γι αυτόν τον λόγο δεν πρέπει η αντίσταση να είναι πολύ μικρή. Δεύτερον, όταν το μπουτόν δεν είναι πατημένο, η αντίσταση καθορίζει την τάση στον ακροδέκτη του μικροελεγκτή. Γι αυτό τον λόγο δεν πρέπει να έχει πολύ μεγάλη τιμή. Στην είσοδο του ακροδέκτη υπάρχει μια πολύ μεγάλη αντίσταση της τάξης των 100kΩ-1ΜΩ, που ονομάζεται εμπέδηση και η οποία περιορίζει το ρεύμα που ρέει στον μικροελεγκτή. Έτσι όταν δεν είναι πατημένο το μπουτόν εμφανίζεται ένας διαιρέτης τάσης μεταξύ της pull-up αντίστασης και της εμπέδησης. Αν τοποθετηθεί αντίσταση με τιμή ίδια με αυτή της εμπέδησης, για παράδειγμα 100kΩ, θα εμφανιστεί μια τάση στην εμπέδηση των 2,5V λόγω του διαιρέτη τάσης. Ο ελεγκτής σ αυτήν την περίπτωση δεν μπορεί να διαβάσει την κατάσταση του ακροδέκτη αν είναι σε υψηλή ή χαμηλή στάθμη. Μια ενδεικτική τιμή λοιπόν, της αντίστασης που συνήθως χρησιμοποιείται είναι το 1/10 της τιμής της εσωτερικής εμπέδησης. Μ αυτήν την τιμή, ούτε στη γη διοχετεύεται μεγάλο ρεύμα, ούτε η τάση πέφτει σε επίπεδα που δεν μπορεί να διαβάσει και να καταλάβει ο ελεγκτής. Οι ακροδέκτες pin2, pin3, pin4 χρησιμοποιούνται ως αναλογικοί είσοδοι. Στον ακροδέκτη pin2 συνδέεται η έξοδος του μετρητικού ρεύματος LTS 6-NP που μετρά το ρεύμα εξόδου του μετατροπέα αφού πρώτα έχει περάσει από ένα παθητικό φίλτρο LC στα 4kHz. Στον 236

Κεφάλαιο 4 ο ακροδέκτη pin3 εισέρχεται η έξοδος του μετρητικού τάσης που είναι τοποθετημένο στην είσοδο του μετατροπέα LV 25-P αφού πρώτα έχει περάσει από παθητικό φίλτρο LC στα 5kHz για μείωση των αρμονικών στα 50 khz, και στον ακροδέκτη pin4 η έξοδος του αναλογικού ολοκληρωτή LM 6171 φιλτραρισμένη από παθητικό φίλτρο RC στα 400kHz για μείωση των υψίσυχνων ταλαντώσεων. Στις παραπάνω εισόδους τοποθετήθηκαν led για την οπτική επιβεβαίωση ότι δέχεται σήματα εισόδου ο μικροελεγκτής μας. Στα led χρησιμοποιήθηκε μια αντίσταση (360Ω) συνδεδεμένη σε σειρά σαν περιοριστής ρεύματος. 4.2.2.2 PICkit3 Η σύνδεση του μικροελεγκτή με τον υπολογιστή γίνεται μέσω του PICkit 3, μιας συσκευής της MicroChip. Οι συνδέσεις με τον υπολογιστή και τον ελεγκτή παρουσιάζονται στα σχήματα 4.52, 4.53. Σχήμα 4.52: Σύνδεση PICkit 3 με υπολογιστή και πλακέτα Σχήμα 4.53: Σύνδεση των ακροδεκτών του PICkit3 με το μικροελεγκτή 237

Κεφάλαιο 4 ο Για τη σύνδεση του PICkit 3 χρησιμοποιήθηκε η τροφοδοσία των +5V και η γείωση καθώς επίσης και οι ακροδέκτες PGD(pin17), PGC(pin18), εκτός από τον ακροδέκτη 1 (MCLR) που αναλύθηκε πιο πάνω. Οι έξοδοι του μικροελεγκτή pin25, pin 24, pin 23 παράγουν τους παλμούς για το κυρίως τρανζίστορ, το τρανζίστορ του κυκλώματος προστασίας και το τρανζίστορ σήματος του κυκλώματος του αναλογικού ολοκληρωτή αντίστοιχα. Τα σήματα αυτά οδηγούνται από το μικροελεγκτή σε έναν ενισχυτή ρεύματος, όπως θα αναλυθεί παρακάτω. 4.2.2.3 Ενισχυτής ρεύματος Ο μικροελεγκτής σύμφωνα με το φυλλάδιο κατασκευαστών του μπορεί να δώσει σε κάθε έξοδο του ρεύμα μέχρι 25mA. Συνολικά όμως μπορεί να αποδώσει ρεύμα μέχρι 200mA. Για να μην καταπονείται ο μικροελεγκτής λοιπόν και για την ύπαρξη ασφάλειας ότι τα ολοκληρωμένα που είναι συνδεδεμένα στις εξόδους του θα λειτουργούν χωρίς πρόβλημα, οι παλμοί που παράγονται από το μικροελεγκτή οδηγούνται αρχικά σε έναν ενισχυτή ρεύματος (74HC04 ΗΕΧ ΙΝVERTER).Στο σχήμα 4.54 φαίνεται το διάγραμμα ακροδεκτών του ενισχυτή ρεύματος, ενώ στο σχήμα 4.55 το λογικό διάγραμμα αυτού. Σχήμα 4.54: Διάγραμμα ακροδεκτών ενισχυτή ρεύματος Σχήμα 4.55: Λογικό διάγραμμα του ενισχυτή ρεύματος 238

Κεφάλαιο 4 ο Ο συγκεκριμένος ενισχυτής αποτελείται από έξι εισόδους και έξι εξόδους και πραγματοποιεί αντιστροφή σήματος(not λογική). Aανάμεσα στους ακροδέκτες τροφοδοσίας (+5V,pin 14) και γείωσης (pin 7) τοποθετήθηκε πυκνωτής 100nF για τους ίδιους λόγους που τοποθετήθηκαν και σε όλα τα υπόλοιπα ολοκληρωμένα. Το σήμα παλμού για το κυρίως τρανζίστορ εισέρχεται στο pin1 και βγαίνει ενισχυμένο και αντεστραμμένο απο το pin2. Το σήμα παλμού για το τρανζίστορ του snubber εισέρχεται στο pin3 και βγαίνει ενισχυμένο και αντεστραμμένο από το pin4, ενώ το σήμα παλμού για το τρανζίστορ του αναλογικού ολοκληρωτή περνάει από τις πύλες not 3 και 4 σε σειρά με αποτέλεσμα να ενισχύεται αλλά να μην αντιστρέφεται(εισέρχεται στο pin 5 και εξέρχεται από το pin 8). Επιπροσθέτως, σε όλες τις εισόδους του ενισχυτή όπου εισέρχονται σήματα τοποθετούνται αντιστάσεις pull-down της τιμής των 10kΩ, οι οποίες τις προστατεύουν από τυχούσα ανεξέλεγκτη ενεργοποίηση, λόγω επαγόμενου ηλεκτρομαγνητικού θορύβου στις γραμμές μεταξύ μικροελεγκτή και ενισχυτή, σε περίπτωση που ο πρώτος τεθεί σε κατάσταση υψηλής εμπέδησης (z- state). Σε κάθε έξοδο του ενισχυτή, έχει συνδεθεί ένα led σε σειρά με μια αντίσταση. Η χρησιμοποίησή τους είναι καθαρά για τυπικούς λόγους για να παρατηρείται ότι όντως οι έξοδοι δίνουν παλμούς, καθώς λόγω της μεγάλης συχνότητας (50kHz) θα φαίνονται στο ανθρώπινο μάτι μονίμως αναμμένα. Οι αντιστάσεις σε σειρά τοποθετούνται και σ αυτή την περίπτωση σαν περιοριστές ρεύματος, έτσι ώστε να μην υπάρχει κίνδυνος να καούν τα led λόγω υψηλού ρεύματος. Η τιμή των αντιστάσεων που επιλέχθηκαν είναι 360Ω. Σχήμα 4.56: Κάτοψη πλακέτας ελέγχου 4.2.2.4 Σχηματική απεικόνιση πορείας παλμών 239

Κεφάλαιο 4 ο Επειδή οι παλμοί από την παραγωγή τους στο μικροελεγκτή, μέχρι να φθάσουν στους ημιαγωγικούς διακόπτες, δέχτηκαν διάφορες τροποποιήσεις μέσω ενός πλήθους ολοκληρωμένων στοιχείων, των οποίων η λειτουργία περιεγράφηκε εκτεταμένα στις παραπάνω ενότητες του κεφαλαίου, παρουσιάζεται ένα σχήμα το οποίο απεικονίζει συνοπτικά την πορεία των παλμών και τις τροποποιήσεις που δέχτηκαν σ αυτή τη διαδρομή. Υπενθυμίζεται ότι τόσο ο οπτοζεύκτης όσο και ο οδηγός παλμών βρίσκονται στην πλακέτα ισχύος έτσι ώστε να είναι κοντά στα ημιαγωγικά στοιχεία, με στόχο τη μείωση των παρεμβολών και των ηλεκτρομαγνητικών θορύβων, ενώ ο μικροελεγκτής καθώς και ο ενισχυτής ρεύματος βρίσκονται στην πλακέτα ελέγχου. Στο σχήμα 4.57 παρουσιάζεται το σχηματικό διάγραμμα της πορείας των παλμών. Σχήμα 4.57: Πορεία παλμών 4.2.3 Πλακέτα τροφοδοσίας Για την τροφοδοσία των ολοκληρωμένων ηλεκτρονικών των πλακετών ελέγχου και ισχύος κρίθηκε αναγκαίο να κατασκευαστεί πλακέτα τροφοδοσίας (γραμμικά τροφοδοτικά).η δομή ενός γραμμικού τροφοδοτικού δείχνεται στο σχήμα 4.58. Σχήμα 4.58: Δομή γραμμικού τροφοδοτικού [30] 240

Κεφάλαιο 4 ο Η διάταξη δέχεται την τάση του δικτύου ως είσοδο, η οποία υποβιβάζεται από τον μετασχηματιστή της εισόδου, στην συνέχεια ανορθώνεται μέσω ανορθωτικής γέφυρας και μέσω ενός φίλτρου πυκνωτών αποκτά πλήρη dc μορφή. Ακολούθως ένα σταθεροποιητικό τάσης αναλαμβάνει να προσφέρει στην έξοδο την επιθυμητή σταθερή τάση, η οποία επαναφιλτράρεται από ένα ίδιο φίλτρο πυκνωτών. Σχήμα 4.59: Κάτοψη πλακέτας τροφοδοσίας Στο σχήμα 4.59 παρουσιάζεται η πλακέτα των τροφοδοτικών χαμηλής ισχύος με είσοδο το δίκτυο και επτά διαφορετικές εξόδους. Χρησιμοποιήθηκαν 4 μετασχηματιστές με κοινή είσοδο το δίκτυο: 230V/2*15V 3,75VA 230V/2*9V 4,5VA 230V/15V 5VA 230V/18 V 5VA Τα ολοκληρωμένα 7805, 7815 και 7915 χρησιμοποιήθηκαν για τη ρύθμιση της τάσης εξόδου των τροφοδοτικών και βιδώθηκαν σε μικρά ψυκτικά σώματα, ώστε να απάγεται η θερμότητα λόγω απωλειών. Στην έξοδο κάθε τροφοδοτικού συνδέεται μια ενδεικτική λυχνία χαμηλής ισχύος τύπου Led προκειμένου να διαπιστώνεται η ορθή του λειτουργία, ενώ για τον περιορισμό του ρεύματος που την διαρρέει τοποθετείται σε σειρά μια αντίσταση. Οι τιμές των αντιστάσεων που επιλέχθηκαν είναι R= 270 Ω και R=820 Ω για τάση 241

Κεφάλαιο 4 ο εξόδου 5V και 15V αντίστοιχα. Οι πυκνωτές φίλτρου σε είσοδο και έξοδο είναι ένας παράλληλος συνδυασμός από ηλεκτρολυτικό πυκνωτή χωρητικότητας 2200 μf και τάσης αντοχής 35V και ένα πυκνωτή πολυεστέρα χωρητικότητας 1μF. Ο πρώτος προσφέρει εξομάλυνση της τάσης, ενώ ο δεύτερος καθαρίζει την τάση από υψίσυχνους θορύβους, ενώ είναι απαραίτητος επειδή παρουσιάζει χαμηλή ESL και τοποθετημένος παράλληλα στην υψηλή ESL του ηλεκτρολυτικού πυκνωτή μειώνει την συνολική ΕSL στο ελάχιστο, γεγονός το οποίο αποτελεί βασική προϋπόθεση, καθώς το ρεύμα στα γραμμικά τροφοδοτικά συνεχώς μεταβάλλεται. Όπως φαίνεται και στη φωτογραφία που παρατίθεται στο σχήμα 4.59, στην πλακέτα υπάρχουν 7 γραμμές τροφοδοσίας: ±15V για την τροφοδοσία του μετρητικού τάσης στην είσοδο του μετατροπέα, του μετρητικού ρεύματος του ρεύματος του τρανζίστορ και του τελεστικού ενισχυτή στο κύκλωμα του ολοκληρωτή. +5V και +5V με κοινή γη για την πλακέτα ελέγχου και το μετρητικό στην έξοδο του μετατροπέα. +15V και +5V με κοινή γη για την τροφοδοσία του οπτοζεύκτη και του οδηγού παλμών του κυριώς τρανζίστορ. +15V και +5V με κοινή γη για την τροφοδοσία του οπτοζεύκτη και του οδηγού παλμών του τρανζίστορ του κυκλώματος προστασίας. Βιβλιογραφία [1]. http://www.wikiwand.com/en/flyback_converter [2]. http://www.maxwells-equations.com/ampere/amperes-law.php [3]. http://mri-q.com/what-causes-magnetism.html [4]. http://hyperphysics.phy-astr.gsu.edu/hbase/magnetic/solenoid.html 242

Κεφάλαιο 4 ο [7]. http://www.itacanet.org/basic-electrical-engineering/part-5-magnetic-materials/ [8]. STEPHEN J. CHAPMAN, ΗΛΕΚΤΡΙΚΕΣ ΜΗΧΑΝΕΣ, ΤΕΤΑΡΤΗ ΕΚΔΟΣΗ, ΕΚΔΟΣΕΙΣ ΤΖΙΟΛΑ 2010 [9]. http://www.seman.gr/dat/d14c917a/file.pdf [10].https://www.ndeed.org/EducationResources/CommunityCollege/MagParticle/Physic s/magneticmatls.htm [5].http://www.globalspec.com/reference/81741/203279/9-5-establishing-polaritymarkings [6].http://www.slideshare.net/prodipdasdurjoy/presentation-of-manufacturing-ofdistribution-transformer-prodip [11].https://skullsinthestars.com/2009/04/13/levitation-and-diamagnetism-or-leaveearnshaw-alone/ [12]. Mohan undeland Robinson, ΕΙΣΑΓΩΓΗ ΣΤΑ ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΑ ΙΣΧΥΟΣ, ΕΚΔΟΣΕΙΣ ΤΖΙΟΛΑ 2010 [13].[Carter, C. Barry; Norton, M. Grant (2007). Ceramic Materials: Engineering. Springer. pp. 212 15. ISBN 0-387-46270-8.].. Science and [14]. http: //www.mag-inc.com/products/ferrite-cores/learn-more-about-ferrites [15]. http://www.simotecthailand.co.th/en/knowledge9.html [16]. Fundamentals of Power Electronics Robert W. Erickson,Dragan Maksimovi [17]. https://en.wikipedia.org/wiki/magnetic_core 243

Κεφάλαιο 4 ο [18]. http://encyclopedia-magnetica.com/doku.php/etd_ferrite_core [19]. http://www.dextermag.com/products-page/5677140821-77-pot-core.html 30.html [21]. http://www.mhw-intl.com/assets/csc/csc_catalog.pdf [22]. http: //www.infomine.com/investment/ [23]. http: //osbornetransformer.com/copper-winding-or-aluminum/]. [24].Electric Power Transformer Engineering, published May 16, 2012 by CRC Press // chapter Power Transformers authored by H.J. Sim and S.H. Digby [25]. https://www.fairchildsemi.com/application-notes/an/an-4140.pdf [26].Colonel Wm. T.McLyman : Transformer and Inductor design Handbook,Marcel.dekker,New York 1978. [27].http://www.infineon.com/dgdl/an1024.pdf?fileId=5546d462533600a401535591115 e0f6d [28]. K.Billings : Switchmode Power Supply Handbook, McGraw-Hill Professional,1997 [20].http://www.dextermag.com/products-page/b65811j0000y038-rm-8-t3812500-40- [29].http://www.edn.com/design/components-and-packaging/4313058/3/What-everydesigner-should-know-about-magnetics-in-switch-mode-power-supplies [30]. Ιορδάνης Κιοσκερίδης, Ηλεκτρονικά Ισχύος, Εκδόσεις Τζιόλα 2008 244

Κεφάλαιο 4 ο [31]. Design of Flyback transformer and Filter inductors by Lloyd H. Dixon, Jr. [32]. Βασίλειος Ορφανός, ΜΕΛΕΤΗ ΚΑΙ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΜΕΤΑΤΡΟΠΕΑ ΓΙΑ ΤΗ ΣΥΝΔΕΣΗ ΦΩΤΟΒΟΛΤΑΪΚΟΥ ΣΥΣΤΗΜΑΤΟΣ ΜΕ ΤΟ ΔΙΚΤΥΟ ΧΑΜΗΛΗΣ ΤΑΣΗΣ, διπλωματική εργασία 227343, Πανεπιστήμιο Πατρών, Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών [33]. ETD cores, Ferroxcube-Philips 245

+ Κεφάλαιο 5 ο 246

+ Κεφάλαιο 5 ο ΚΕΦΑΛΑΙΟ 5 ΜΙΚΡΟΕΛΕΓΚΤΗΣ ΚΑΙ ΑΝΑΛΟΓΙΚΟΣ ΟΛΟΚΛΗΡΩΤΗΣ 5.1 Υλοποίηση αναλογικού ολοκληρωτή για τη μέθοδο ελέγχου του φορτίου H σχεδίαση και κατασκευή του αναλογικού ολοκληρωτή είναι καθοριστικής σημασίας για τη σωστή λειτουργία του μετατροπέα. Επειδή ο υπολογισμός του ολοκληρώματος και η παρακολούθηση του ρεύματος του ημιαγωγικού διακόπτη από τη μονάδα μετατροπής A/D, με ικανοποιητική ακρίβεια, θα εξαντλούσε τις υπολογιστικές δυνατότητες του μικροελεγκτή, αποκλείστηκε η ψηφιακή υλοποίηση του. Έτσι, αποφασίστηκε η σχεδίαση και κατασκευή ενός αναλογικού ολοκληρωτή που θα λειτουργεί σε συνεργασία με το μικροελεγκτή. Το σήμα εξόδου του ολοκληρωτή εισέρχεται στο κατάλληλη ακίδα του μικροελεγκτή για την πραγματοποίηση των περαιτέρω ενεργειών. Το κλασσικό κύκλωμα ενός ολοκληρωτή, που απεικονίζεται στο σχήμα 5.1(α), αποτελείται από έναν τελεστικό ενισχυτή και έναν πυκνωτή που συνδέεται μεταξύ του αρνητικού ακροδέκτη εισόδου του και του ακροδέκτη εξόδου του. Παράλληλα με αυτόν τον πυκνωτή τοποθετείται μια αντίσταση με μεγάλη τιμή προκειμένου να μην επιτραπεί η πόλωση του πυκνωτή με μια σταθερή τάση κατά τη φόρτισή του. Ωστόσο, το μειονέκτημα αυτής της συνδεσμολογίας είναι ότι το σήμα εξόδου είναι το ολοκλήρωμα του σήματος εισόδου ανεστραμμένο. Προκειμένου να αντιμετωπιστεί αυτή η αδυναμία και να μην χρησιμοποιηθεί ένα ακόμα κύκλωμα αναστροφής του σήματος εξόδου του ολοκληρωτή χρησιμοποιήθηκε η τοπολογία του σχήματος 5. 1 (b). Ουσιαστικά, πρόκειται για μια μη αναστρέφουσα τοπολογία καθώς το σήμα στην έξοδο του τελεστικού είναι το ολοκλήρωμα του σήματος εισόδου αυτούσιο. Σχήμα 5.1: (α) Κύκλωμα ολοκληρωτή με αναστροφή(κλασσικό), (b) Κύκλωμα ολοκληρωτή χωρίς αναστροφή[1] 247

+ Κεφάλαιο 5 ο Στον ολοκληρωτή αυτόν, το σήμα από την έξοδο ανατροφοδοτείται τόσο στην αναστρέφουσα όσο και στην μη αναστρέφουσα είσοδο του τελεστικού και επομένως το κύκλωμα παρουσιάζει τόσο θετική όσο και αρνητική ανάδραση. Για την εξαγωγή της εξίσωσης που δίνει το κέρδος τάσης του ολοκληρωτή είναι βολικός ο σχηματισμός δύο ισοδύναμων κατά Norton κυκλωμάτων στον θετικό κόμβο. Το κύκλωμα απεικονίζεται στο σχήμα 5.2. Με R/2 συμβολίζεται ο παράλληλος συνδυασμός των δύο επιμέρους αντιστάσεων. ισχύει: Σχήμα 5.2: Ισοδύναμο κατά Norton μη αναστρέφουσας συνδεσμολογίας[1] Επειδή υπάρχει εικονικό βραχυκύκλωμα μεταξύ θετικής και αρνητικής εισόδου Vo Vi Vo R 1 ( ) ( ) 2 2 2 C s (5.1) Ύστερα από υπολογισμούς καταλήγουμε στη συνάρτηση μεταφοράς του μη αναστρέφοντος ολοκληρωτή: V o 2 Vi RC s (5. 2) Η σταθερά χρόνου του κυκλώματος ισούται με τ=rc 2. H κατάλληλη επιλογή αυτής γίνεται με βάση την παρακάτω λογική. Δεδομένου ότι ο ολοκληρωτής ολοκληρώνει κάθε φορά ένα σήμα τάσης ( VMSR () t ) μέχρι την αναφορά( V () t ) θα ισχύει: ref 248

+ Κεφάλαιο 5 ο (5. 3) Όπου, τ: Σταθερά χρόνου Τs: Διακοπτική περίοδος λειτουργίας Rm: Aντίσταση μέτρησης του μετρητικού LA-25-NP Νm : Λόγος μετασχηματισμού του μετρητικού ρεύματος Επειδή ο αναλογικός συγκριτής που είναι ενσωματωμένος στον μικροελεγκτή μπορεί να συγκρίνει σήματα μέγιστου πλάτους 2,5V, η σταθερά χρόνου επιλέγεται έτσι ώστε η τάση Vref(t) να είναι μικρότερη ή το πολύ ίση με αυτή την τιμή. Άρα έχουμε: V ref 2 R N T I 2 R N T I ( t) 2,5 2,5 RC 2,5 m m S S1 m m S S1 RC, (5. 4) 5 2 110 3 2 10 1,9 Οπότε, RC. Τελικά RC 10 2,5 1000 5 που αποτελεί τον πρώτο περιορισμό. Επίσης, ένας επιπλέον περιορισμός για την σταθερά χρόνου του ολοκληρωτή σχετίζεται με την Rm του μετρητικού ρεύματος LA-25-NP. Επειδή το ρεύμα στην έξοδο του μετρητικού θα διαιρεθεί σε ΙMSR που θα διαρρέει την Rm και στο ρεύμα που θα μπει ως είσοδος στο αναλογικό κύκλωμα ολοκλήρωσης του σχήματος 5. 2, μια συγκρίσιμη τιμή της αντίστασης 249

+ Κεφάλαιο 5 ο ολοκλήρωσης R με την Rm, θα προξενούσε σφάλμα στην μέτρηση του μετρητικού καθώς το ρεύμα θα μοιραζόταν και στους δύο δρόμους. Το αποτέλεσμα θα ήταν, η τάση V () t να έχει χαμηλότερη τιμή. Η επαναφορά του ολοκληρωτή στο μηδέν γίνεται μέσω βραχυκύκλωσης του πυκνωτή ολοκλήρωσης C από ένα bjt τρανζίστορ σήματος. Όταν η επιθυμητή αναφορά επιτευχθεί τότε ο μικροελεγκτής στέλνει έναν υψηλό λογικό παλμό στη βάση του τρανζίστορ, βραχυκυκλώνοντας τον πυκνωτή και μηδενίζοντας την τάση στα άκρα του. Η εκφόρτωση του πυκνωτή πρέπει να γίνεται σε χρονικό διάστημα επαρκώς μικρότερο από T (1 ) T. Για το σκοπό αυτό το bjt τρανζίστορ σήματος πρέπει να λειτουργεί ως off, min max s διακόπτης on-off. Έτσι πολώθηκε για λειτουργία στην περιοχή του κόρου. Η εκφόρτιση του πυκνωτή γίνεται μέσω της αντίστασης Rc=10Ω που χρησιμοποιήθηκε για την πόλωση του bjt στην περιοχή του κόρου(σχήμα 5. 3). Πρέπει: 4 CRc Toff, min. (5. 5) MSR Θέτοντας (1 max ) T s 6 = (1 0, 7) 20 10 6 μsec, προκύπτει ότι CRc 1,5 sec και επιλέγω CRc =100 nano που αποτελεί τον τρίτο περιορισμό. Τελικά, λαμβάνοντας υπόψιν τους παραπάνω περιορισμούς και τη σχέση (3.38) της θεωρίας του charge control καταλήγουμε σε σταθερά χρόνου ίση με RC 20μ sec, με R=2kΩ και C=10nF. 5.1.1 Πόλωση τρανζίστορ σήματος στην περιοχή κορεσμού. Όταν το τρανζίστορ λειτουργεί στον κόρο ισχύει: SAT V V 0,4 V, C Όπου: CE οπότε Ι =Ι C V V R SAT SAT CC CE C C (5. 6) V CC =Vref/2=2, 5/2 1, 3V (5. 7) Έχοντας επιλέξει C=10nF,είναι RC=10Ω(από την σχέση(5.5)). Άρα SAT Ι C 1,3 0, 4 0,09. 10 SAT Επιπλέον, ( overdrive factor ) I / 10 (0,09 / 480) 1,87 ma.οπότε, C min R B VIN VBEon 5 0,7 2,3kΩ 3 I 1,87 10 B (5. 8) 250

+ Κεφάλαιο 5 ο Σχήμα 5. 3: Βjt Τρανζίστορ [4]. 5.2 Μικροελεγκτής Ο κόσμος στον οποίο ζούμε είναι ένας αναλογικός κόσμος. Υπάρχει άπειρος αριθμός χρωμάτων που μπορούμε να ζωγραφίσουμε, άπειρος αριθμός τόνων που μπορούμε να ακούσουμε, άπειρος αριθμός γεύσεων που μπορούμε να γευτούμε. Το κοινό στοιχείο όλων αυτών των αναλογικών σημάτων είναι ο άπειρος αριθμός πιθανοτήτων. Τα ψηφιακά σήματα απο την άλλη πραγματεύονται στη σφαίρα του διακριτού και του πεπερασμένου, εννοώντας ότι υπάρχει ένα περιορισμένο σύνολο τιμών που μπορούν να είναι, ή 0 ή 1. Δουλεύοντας με Ηλεκτρονικά σημαίνει ασχολία με αναλογικά και ψηφιακά σήματα, εισόδους και εξόδους. Σημαίνει αλληλεπίδραση με τον αναλογικό, πραγματικό κόσμο κατά κάποιο τρόπο. Ωστόσο τα μέσα που χρησιμοποιούνται για την υλοποίηση των εργασιών είναι κατά κόρον ψηφιακά, όπως οι μικροεπεξεργαστές, οι υπολογιστές και οι λογικές πύλες. Αυτοί οι δύο τύποι σημάτων είναι, θα λέγαμε, σα δύο διαφορετικές ηλεκτρονικές γλώσσες κάποια ηλεκτρονικά στοιχεία είναι δίγλωσσα κι άλλα καταλαβαίνουν μόνο μια εξ αυτών. Ο συντονισμός των ενεργειών που πρέπει να λάβουν χώρα ώστε να λειτουργήσει ο μετατροπέας ως φορτιστής μπαταριών καθορίζεται μέσω της κατάλληλης τεχνικής ελέγχου. Ο έλεγχος, λοιπόν, μπορεί να γίνει είτε ψηφιακά, είτε αναλογικά, είτε με συνδυασμό αυτών. Στην παρούσα περίπτωση, χρησιμοποιήθηκε ο συνδυασμός τους. Το στοιχείο που είναι δίγλωσσο και συμβάλλει στην υλοποίηση του ελέγχου είναι ο μικροελεγκτής. Γιατί όμως θεωρείται δίγλωσσο κι όχι ψηφιακό? 251

+ Κεφάλαιο 5 ο O μικροελεγκτής είναι ένας τύπος μικροεπεξεργαστή με έμφαση στην αυτάρκεια και στην υψηλή τιμή απόδοσης/κόστους. Σε αντίθεση με τον μικροεπεξεργαστή ο οποίος αποτελείται μόνο από τρία μέρη, την αριθμητική και λογική μονάδα (ALU), τη μονάδα ελέγχου (CU) και τη μνήμη (Memory-Registers), ο μικροελεγκτής ενσωματώνει στο ίδιο ολοκληρωμένο το ρολόι χρονισμού, μνήμη RAM για αποθήκευση δεδομένων, μνήμη ROM,EPROM ή Flash για αποθήκευση του προγράμματος, μετατροπείς αναλογικού σήματος σε ψηφιακό (A/D Converters), μετατροπείς ψηφιακoύ σήματος σε αναλογικό (D/A Converters) καθώς και πλήθος άλλων περιφερειακών αλλά και εισόδων-εξόδων. Τόσο το εσωτερικό κύκλωμα μετατροπέα A/D όσο και του D/A επιτρέπει στον μικροελεγκτή να αλληλοεπιδρά με αναλογικά κυκλώματα. Αυτός είναι και ο λόγος που χαρακτηρίζεται ως μικτό ολοκληρωμένο. Ενσωματώνοντας τη μνήμη και τα υπόλοιπα περιφερειακά σε ένα πακέτο μειώνεται η υπολογιστική ισχύς. Υπάρχουν, όμως, και σημαντικά πλεονεκτήματα του ενσωματωμένου συστήματος, τα κυριότερα από τα οποία είναι: Μειωμένο κόστος συστήματος, σε σχέση με την υλοποίηση του από ανεξάρτητες μονάδες. Εξοικονομείται χώρος στην πλακέτα και μειώνονται οι παρασιτικές τάσεις στα σήματα ελέγχου, καθώς οι διασυνδέσεις με τα περιφερειακά είναι εσωτερικές του chip. Το παραπάνω είναι ιδιαίτερα σημαντικό σε διατάξεις ηλεκτρονικών ισχύος, όπου εμφανίζονται υψηλές μεταβολές τάσεων και ρευμάτων. Μικρό μέγεθος. Αυτάρκεια-Αυτονομία, λόγω της ενσωμάτωσης όλων των απαραίτητων περιφερειακών. 5.2.1 Επιλογή μικροελεγκτή Ο μετατροπέας Flyback οφείλει να λειτουργεί ως μονοφασικός φορτιστής μπαταριών. Για την ορθή λειτουργία του κρίνεται κρίσιμη η επιλογή του κατάλληλου μικροελεγκτή καθώς αυτός είναι υπεύθυνος για το συντονισμό των ενεργειών ελέγχου. Ο μικροελεγκτής που επιλέχθηκε είναι ο dspic30f2020-30i/sp της εταιρείας Microchip, ο οποίος φαίνεται στο σχήμα 5. 4. 252

+ Κεφάλαιο 5 ο Σχήμα 5. 4: Ο μικροελεγκτής dspic30f2020 της εταιρίας Microchip[2] Απαριθμώντας πρώτα τα χαρακτηριστικά του και εξηγώντας τη λειτουργία των βασικών περιφερειακών του θα γίνει κατανοητό γιατί επιλέχτηκε ο συγκεκριμένος μικροελεγκτής. 5.2.2 Χαρακτηριστικά dspic30f2020 Πρόκειται για ένα 16-bit μικροελεγκτή, 28 ακίδων(pins), με τροποποιημένη κατά Harvard αρχιτεκτονική, με δυνατότητες DSP (Digital Signal Processing), ο οποίος διαθέτει τα απαραίτητα περιφερειακά για τον έλεγχο μετατροπέων ισχύος. Τα κυριότερα χαρακτηριστικά του είναι: Προγραμματίζεται σε γλώσσα C. Διαθέτει ένα σετ 83 εντολών με ευέλικτη διευθυνσιοδότηση. 512 bytes μνήμης RAM. 12 Kbytes Flash memory για τα προγράμματα. 16 x 16 bits πίνακες καταχωρητών εργασίας. Ταχύτητα εκτέλεσης εντολών έως και 30 MIPS. 32 πηγές διακοπών (interrupt sources). 3 εξωτερικές πηγές διακοπών (external interrupt sources). 4 διακοπές trap στον επεξεργαστή. 8 επίπεδα προτεραιότητας, επιλεγόμενα από το χρήστη, για κάθε πηγή Διακοπών 5.2.2.1 Βασικά περιφερειακά μικροελεγκτή Τα σημαντικότερα περιφερειακά που ενσωματώνονται στον μικροελεγκτή είναι τα παρακάτω: 253

+ Κεφάλαιο 5 ο 4 γεννήτριες PWM με συνολικά 8 εξόδους (4 κανάλια High και 4 Low). 1 Χρονιστής (Timer) των 16bits. 1 Χρονιστής Γενικού Σκοπού (General Purpose Timer) των 32 bits, οποίος μπορεί να χρησιμοποιηθεί και σαν 2 χρονιστές των 16 bits. 4 μπλόκ Συγκριτών (Comparator Modules), καθένας εκ των οποίων αποτελείται από τέσσερα κανάλια (A,B,C,D). Ένας 10 μπιτ A/D μετατροπέας με 5 κανάλια S/H και μέγιστο ρυθμό μετατροπής στα 2 Msps. Μονάδες ασύγχρονης επικοινωνίας UART και άλλες μονάδες βασισμένες στα πρωτόκολλα SPI και I2C Εξαιτίας του περιορισμένου αριθμού ακίδων έχει γίνει πολύπλεξη των σημάτων των περιφερειακών μεταξύ τους. Το διάγραμμα ακίδων(pin diagram) δείχνει ξεκάθαρα αυτή την πολύπλεξη (σχήμα.4. 51) 5. 2. 3 Ανάλυση χρησιμοποιούντων περιφερειακών μικροελεγκτή 5.2.2.2 Χρονιστές (Timers) Σχήμα 5. 5: Μπλοκ διάγραμμα Timer 1[2] 254

+ Κεφάλαιο 5 ο Σχήμα 5.6: Μπλοκ διάγραμμα timer 2/3 [2] Ο μικροελεγκτής παρέχει έναν χρονιστή γενικού σκοπού των 16 μπιτ (timer1), σχήμα 8997 και έναν χρονιστή γενικού σκοπού των 32 μπιτ (timer 2). Ο τελευταίος μπορεί να χωριστεί σε 2 ανεξάρτητους χρονιστές των 16 μπιτ (timer 2, timer 3), σχήμα 5.5 και 5.6.Τόσο ο χρονιστής 1 όσο και οι 16μπιτοι χρονιστές 2 και 3 μπορούν να λειτουργήσουν με τους εξής τρείς τρόπους: Ως απλοί χρονιστές, με την τιμή τους να αυξάνεται σε κάθε κύκλο του εσωτερικού ρολογιού του μικροελεγκτή μέχρι μια προκαθορισμένη από τον κατάλληλο καταχωρητή (PRx) τιμή. Μόλις η προκαθορισμένη τιμή προσεγγιστεί, μηδενίζονται και επανεκκινούν. Ως σύγχρονοι απαριθμητές, με την τιμή τους να αυξάνεται σε κάθε ανερχόμενο παλμό που προέρχεται από εξωτερικό ρολόι και το οποίο είναι πλήρως συγχρονισμένο με το εσωτερικό ρολόι. Όπως και στην προηγούμενη περίπτωση, όταν η προκαθορισμένη τιμή επιτευχθεί μηδενίζονται και συνεχίζουν την απαρίθμηση. Ως ασύγχρονοι απαριθμητές, με την τιμή τους να αυξάνεται σε κάθε ανερχόμενο παλμό προερχόμενο από εξωτερικό ρολόι μέχρι μια προκαθορισμένη τιμή. Και εδώ, σε αντιστοιχία με πριν, όταν η τιμή προσεγγισθεί ο χρονιστής μηδενίζεται και επανεκκινεί. Ο 32μπιτος χρονιστής 2/3 υποστηρίζει όλες τις ανωτέρω λειτουργίες, με εξαίρεση την ασύγχρονη λειτουργία. 255

+ Κεφάλαιο 5 ο Οι καταχωρητές που ευθύνονται για την ρύθμιση της συμπεριφοράς των χρονιστών είναι: TMRx<15: 0>. Σε αυτόν τον καταχωρητή περιέχεται η τρέχουσα τιμή κάθε χρονιστή. PRx<15: 0>. Καταχωρητής ρύθμισης της περιόδου κάθε χρονιστή. TxCON<15: 0>. Καταχωρητής επιλογής του τρόπου λειτουργίας κάθε χρονιστή. Μέσω αυτού ρυθμίζονται οι παράμετροι λειτουργίας των χρονιστών. TMR3HLD<15: 0>. Πρόκειται για έναν holding καταχωρητή ο οποίος αφορά την 32μπιτη λειτουργία. Αυτός λειτουργεί σε συνεργασία με τους καταχωρητές TMR2 και TMR3 5.2.2.3 Μονάδα μετατροπής Αναλογικού σήματος σε Ψηφιακό (A/D Module) Ο μικροελεγκτής έχει ενσωματωμένο έναν A/D μετατροπέα εύρους 10 μπιτ, μεγάλης συχνότητας δειγματοληψίας (2 Msps στα 5V συνεχούς τροφοδοσίας) και υψηλής ακρίβειας (± 1 LSB). Μπορεί να δειγματοληπτήσει έως 8 αναλογικές εισόδους (AN0-AN7) και να μετατρέψει δυο δειγματοληπτημένες εισόδους ταυτόχρονα. Πιο συγκεκριμένα, είναι σε θέση να παράγει δύο 10μπιτα αποτελέσματα μετατροπών σε 1 μs. Σε περίπτωση που πολλαπλές είσοδοι απαιτούν δειγματοληψία, ο Α/D θα τα μετατρέψει με διαδοχική σειρά, εκκινώντας από το ζεύγος με την υψηλότερη προτεραιότητα. Tο μπλοκ παρέχει 4 ξεχωριστά κανάλια δειγματοληψίας (dedicated Sample&Holds) για εποπτεία πιο γρήγορων σημάτων και 4 ακόμα κανάλια με κοινή δειγματοληψία (common Sample&Hold) για πιο αργά σήματα. Οι είσοδοι μετά την δειγματοληψία πολυπλέκονται και εισέρχονται στον μετατροπέα για την ολοκλήρωση της διαδικασίας της μετατροπής. Η έναυση της διαδικασίας δειγματοληψίας μπορεί να ενεργοποιηθεί από 16 διαφορετικά σήματα. Το μπλοκ διάγραμμα του Α/D μετατροπέα φαίνεται στο σχήμα 5. 7. 256

+ Κεφάλαιο 5 ο Σχήμα5. 7: Μπλόκ διάγραμμα A/D μετατροπέα[2] Οι καταχωρητές του συγκεκριμένου περιφερειακού είναι: ADCON<15: 0>. Καθορίζει τη λειτουργία του μετατροπέα A/D. Μέσω των κατάλληλων μπιτ ρυθμίζεται αν είναι ενεργοποιημένο ή όχι το περιφερειακό, αν θα παραχθεί διακοπή (Interrupt) μετά από μια αλληλουχία μετατροπών, ποιες είσοδοι μετατρέπονται πρώτες, η ταχύτητα δειγματοληψίας. ADSTAT<15: 0>. Δείχνει την κατάσταση της διαδικασίας της μετατροπής. Όταν τα δεδομένα που αποθηκεύονται στον buffer από τις αντίστοιχες δυάδες(ζεύγη) αναλογικών εισόδων είναι έτοιμα προς χρήση τότε το κατάλληλο μπιτ παίρνει την τιμή 1. ADBASE<15: 0>. Περιέχει τη διεύθυνση της ρουτίνας των διακοπών για τον A/D που έχει οριστεί από τον χρήστη. ADPCFG<15: 0>. Ελέγχει τη λειτουργία των ακροδεκτών της αναλογικής θύρας. Ουσιαστικά καθορίζει αν ο αντίστοιχος ακροδέκτης θα χρησιμοποιηθεί ως αναλογική είσοδος ή ως ψηφιακή θύρα εισόδου/εξόδου. 257

+ Κεφάλαιο 5 ο ADCPCx<15: 0>. Περιέχει της πηγές διακοπής και ελέγχει την μετατροπή ανά ζεύγη στον A/D μετατροπέα. Τα ζεύγη ορίζονται από τις αναλογικές εισόδους (AN1,AN0 ζεύγος 0),(AN3,AN2 ζεύγος 1) κ.τ.λ. ADCBUFx<9: 0>. Καταχωρητής μόνο για ανάγνωση, στον οποίον αποθηκεύονται οι 10μπιτες ακολουθίες δεδομένων μετά την μετατροπή. Στον ADCBUF0 αποθηκεύεται το αποτέλεσμα της αναλογικής εισόδου ΑΝ0, στον ADCBUF1 της εσόδου ΑΝ1 και ούτω κάθε εξής. Για την ορθή λειτουργία του A/D μετατροπέα πρέπει να γίνει κατανοητός ο τρόπος δειγματοληψίας. Το σημαντικότερο κύκλωμα που συμμετέχει στη διαδικασία είναι το κύκλωμα δειγματοληψίας και συγκράτησης(sample and hold) που αποτελείται από έναν αναλογικό διακόπτη, μια εσωτερική αντίσταση (RADC) κι έναν πυκνωτή συγκράτησης(cadc), όπως φαίνεται στο σχήμα 5.8. Σχήμα 5.8: Κύκλωμα δειγματοληψίας και συγκράτησης(sample & hold circuit)[3] Όταν τριγγάρεται το A/D περιφερειακό ο διακόπτης κλείνει συνδέοντας τον πυκνωτή συγκράτησης, μέσω της RADC, στην αναλογική είσοδο Vin. Αυτό έχει ως αποτέλεσμα την ροή ρεύματος προς τον πυκνωτή φορτίζοντάς τον. Ο χρόνος που ο διακόπτης παραμένει κλειστός καθορίζεται από τον χρόνο δειγματοληψίας ο οποίος ρυθμίζεται από τον καταχωρητή ADCON και πιο συγκεκριμένα από το bit ADCS<2: 0>. O χρόνος δειγματοληψίας εξαρτάται από το εσωτερικό ρολόι του συστήματος και είναι πολλαπλάσιος των κύκλων ρολογιού(tadc= 1/FADC ), όπως φαίνεται στο σχήμα 5.9. 258

+ Κεφάλαιο 5 ο Σχήμα 5.9: Περίοδος δειγματοληψίας [2] Με το πέρας του χρόνου δειγματοληψίας ο διακόπτης ανοίγει και ο πυκνωτής συγκράτησης πρέπει να έχει την ίδια τάση με την αναλογική τάση εισόδου. Ταυτόχρονα, ξεκινά και η διαδικασία μετατροπής. Ο χρόνος που χρειάζεται για την μετατροπή ονομάζεται χρόνος συγκράτησης και εκφράζεται κι αυτός σε κύκλους ρολογιού. O συνολικός χρόνος που απαιτείται για την μετατροπή ισούται με τον χρόνο δειγματοληψίας συν τον χρόνο συγκράτησης. Το σχήμα 5.10 αποτυπώνει όλη τη διαδικασία μετατροπής. 259

+ Κεφάλαιο 5 ο Σχήμα 5.10: Χρόνος δειγματοληψίας, χρόνος συγκράτησης και διάγραμμα λειτουργίας του Α/D περιφερειακού [3] 5.2.2.4 Συγκριτής (SMPS Comparator Module) Το περιφερειακό του συγκριτή περιλαμβάνει έναν συγκριτή υψηλής ταχύτητας (20 nsec) με απόκλιση 5mV κι έναν σχετιζόμενο με αυτόν μετατροπέα ψηφιακού σήματος σε αναλογικό (DAC) μεγέθους 10 μπιτ που παρέχει μια προγραμματιζόμενη αναφορά τάσης στη αρνητική είσοδο του συγκριτή. Ως αναφορά τάσης μπορεί να χρησιμοποιηθεί είτε αναφορά από εσωτερική, είτε από εξωτερική πηγή. Σε κάθε περίπτωση, το εύρος των τιμών που αυτή δύναται να πάρει καθορίζεται μέσω του κατάλληλου μπιτ (RANGE) στον CMPCON καταχωρητή. Η μέγιστή τιμή της αναφοράς είναι το μισό της τάσης τροφοδοσίας της μονάδας A/D, δηλαδή (AVDD/2. Η θετική είσοδος του μπλοκ συνδέεται σε έναν αναλογικό πολυπλέκτη που επιλέγει τον επιθυμητό ακροδέκτη εισόδου του μικροελεγκτή. Η πολικότητα της εξόδου του συγκριτή προγραμματίζεται από τον χρήστη. (σχήμα 5. 11) 260

+ Κεφάλαιο 5 ο Σχήμα 5.11: Μπλοκ διάγραμμα αναλογικού συγκριτή[2] Ο έλεγχος του περιφερειακού του συγκριτή επιτυγχάνεται μέσω των δύο παρακάτω καταχωρητών: CMPCONx <15: 0>.Ο καταχωρητής αυτός παρέχει τη λογική ελέγχου του μπλοκ. Μέσω των κατάλληλων μπιτ σε αυτόν μπορεί να επιλεχθεί ποιος συγκριτής (A,B,C,D) θα χαρακτηριστεί ως είσοδος (INSEL), αν θα ληφθεί ή όχι εξωτερική αναφορά (EXTREF), η πολικότητα εξόδου του μπλοκ (CMPPOL), κ.τ.λ. Επίσης, μπορεί να εξακριβωθεί ανά πάσα χρονική στιγμή η κατάσταση της εξόδου του (CMPSTAT). Τέλος, η ψηφιακή του λογική παρέχει έναν παλμό παραγωγής αιτημάτων διακοπών ( Interrupt Request) και σκανδαλισμού της μονάδας μετατροπής αναλογικού σήματος σε ψηφιακό. CMPDACx <15: 0>.Ο καταχωρητής αυτός παρέχει την ψηφιακή τιμή αναφοράς η οποία χρησιμοποιείται ως είσοδος στο κύκλωμα DAC και η οποία χρησιμοποιείται στη διαδικασία της σύγκρισης. 5.2.2.5 Σήματα διακοπών Οι διακοπές είναι απροσδόκητα γεγονότα σε μια αλληλουχία εκτέλεσης εντολών από τον μικροελεγκτή προκαλώντας μια διακοπή στην κανονική ροή του προγράμματος. Ο μικροελεγκτής dspic30f2020 προσφέρει έως και 35 πηγές διακοπών. Η κεντρική μονάδα επεξεργασίας (CPU) είναι υπεύθυνη να διαβάζει τον πίνακα διανυσμάτων διακοπών (Interrupt Vector Table- IVT, σχήμα 5.12) και να μεταφέρει τη διεύθυνση που περιέχεται εντός του διανύσματος διακοπών στον μετρητή προγράμματος (Program Counter- PC). 261

+ Κεφάλαιο 5 ο Σχήμα 5.12: Πίνακας διανυσμάτων διακοπών.[2] Ο ελεγκτής διακοπών προ επεξεργάζεται τις διακοπές, πριν αυτές παρουσιαστούν στον πυρήνα του επεξεργαστή. Οι προερχόμενες από τα περιφερειακά διακοπές ενεργοποιούνται, ελέγχονται και τίθενται σε προτεραιότητα μέσω ειδικών καταχωρητών. Οι κυριότεροι παρουσιάζονται παρακάτω: INTCON1<15: 0>, INTCON2<15: 0>. Οι λειτουργίες γενικών διακοπών περιέχονται σε αυτούς τους δύο καταχωρητές. Ο INTCON1<15: 0> περιέχει τις σημαίες κατάστασης και ελέγχου για τις εξαιρέσεις στον επεξεργαστή. Παραδείγματα αποτελούν οι παγίδες υπερχείλισης των συσσωρευτών A, B, C καθώς και λειτουργία εμφωλευμένων διακοπών(nstdis bit). Αντίθετα, ο INTCON2<15: 0> καταχωρητής είναι υπεύθυνος για τη διαχείριση των εξωτερικών πηγών διακοπών και τη χρήση του εναλλακτικού πίνακα διακοπών. 262

+ Κεφάλαιο 5 ο IFS0<15: 0>,IFS1<15: 0>,IFS2<15: 0>. Αυτοί οι τρείς καταχωρητές περιέχουν όλες τις σημαίες αιτημάτων διακοπών. Οι σημαίες ενεργοποιούνται από τα αντίστοιχα περιφερειακά ή εξωτερικά σήματα, και απενεργοποιούνται μέσω του λογισμικού. IEC0<15: 0>, IEC1<15: 0>, IEC2<15: 0>. Όλα τα μπιτ ελέγχου ενεργοποίησης των διακοπών περιέχονται στους τρείς αυτούς καταχωρητές. Αυτά τα μπιτ ελέγχου χρησιμοποιούνται για ατομική ενεργοποίηση των διακοπών από τα περιφερειακά ή από εξωτερικά σήματα. IPC0<15 εως IPC11<15: 0>: Το καθοριζόμενο από τον χρήστη επίπεδο προτεραιότητας σχετίζεται με αυτούς τους δώδεκα καταχωρητές. Η λογική με βάση την οποία λειτουργούν οι διακοπές έχει ως εξής: Όλες οι σημαίες διακοπών (interrupt flag bits) δειγματολειπτούνται στην αρχή κάθε κύκλου εντολών από τους καταχωρητές ISFx. Ένα εκκρεμών αίτημα διακοπής (Pending Interrupt Request- IRQ) υποδεικνύεται από το μπίτ σημαίας, το οποίο έχει τιμή 1, σε κάποιον καταχωρητή ISFx. Δηλαδή, όταν οι συνθήκες υλοποίησης μιας διακοπής πληρούνται, το αντίστοιχο μπιτ στον καταχωρητή ISFx ενεργοποιείται. To αίτημα αυτό θα προκαλέσει την πραγματοποίηση μιας διακοπής εφόσον το κατάλληλο μπιτ στον καταχωρητή ενεργοποίησης διακοπών (IECx) είναι ενεργοποιημένο. Σε κάθε περίπτωση, πριν επιτραπεί μια νέα διακοπή, ο χρήστης του λογισμικού πρέπει να καθαρίσει τα αντίστοιχα μπιτ του καταχωρητή ISFx γιατί σε αντίθετη περίπτωση ο ελεγκτής διακοπών δεν θα είναι σε θέση να την επεξεργαστεί εφόσον έχει ανιχνευθεί ήδη μια. Σε περίπτωση που δυο ή περισσότερα σήματα διακοπών εμφανιστούν, προτεραιότητα έχει αυτό με το μεγαλύτερο αριθμό στον καταχωρητή IPCx. Καθώς περισσότερες από μία πηγές διακοπών μπορούν να έχουν ανατεθεί σε ένα καθορισμένο από τον χρήστη επίπεδο προτεραιότητας, παρέχεται από τον μικροελεγκτή μία μέθοδος για τον προσδιορισμό της προτεραιότητας σε ένα δεδομένο επίπεδο. Αυτή η μέθοδος ονομάζεται φυσική σειρά προτεραιότητας (Natural Order Priority). Η φυσική σειρά προτεραιότητας καθορίζεται από τη θέση μιας διακοπής στον πίνακα διανυσμάτων και επηρεάζει τη λειτουργία των διακοπών μόνο όταν πολλαπλές διακοπές με την ίδια προκαθορισμένη από τον χρήστη προτεραιότητα εκκρεμούν την ίδια χρονική στιγμή. 5.2.3 Λόγοι επιλογής του μικροελεγκτή dspic30f2020 263

+ Κεφάλαιο 5 ο Οι κύριοι λόγοι, λοιπόν, που επιλέχτηκε ο μικροελεγκτής dspic30f2020 της Microchip είναι: 1. H ταχύτητα του μετατροπέα αναλογικού σήματος σε ψηφιακό (1 μsec για την μετατροπή δυο δειγμάτων) και η δυνατότητα σκανδαλισμού των ζευγών εισόδου προγραμματιστικά. 2. Η ύπαρξη του περιφερειακού του αναλογικού συγκριτή(smps) που επιτρέπει με μεγάλη ακρίβεια τη σύγκριση δυο αναλογικών σημάτων, κάτι που είναι απαραίτητο για τον έλεγχο του φορτίου. Η προσπάθεια δειγματοληψίας του σήματος εξόδου του αναλογικού ολοκληρωτή δε θα είχε αποτέλεσμα. Ο λόγος είναι πως ο μέγιστος αριθμός δειγμάτων που θα μπορούσαν να δειγματοληπτηθούν και να μετατραπούν(με δεδομένο ότι ο λόγος κατάτμησης κυμαίνεται μεταξύ 30 έως 70%) είναι από τρία έως εφτά δείγματα και θα ακολουθούσε μια προγραμματιστική σύγκριση. Αυτό πρακτικά σημαίνει μεγάλη ανακρίβεια στον έλεγχο καθώς η αναπαράσταση μιας παραβολής, με αυτόν τον αριθμό δειγμάτων, είναι ανεπαρκής. 3. Η λειτουργία εμφωλευμένων διακοπών. Χάρις σε αυτή τη δυνατότητα ο μικροελεγκτής μπορεί, ενώ βρίσκεται σε μια ρουτίνα διακοπής (ISR 1), να μεταπηδήσει στην εκτέλεση μιας άλλης ρουτίνα διακοπής(isr 2), μετά το πέρας της οποίας επιστρέφει στην αρχική (ISR 1), στο σημείο που σταμάτησε. Χωρίς αυτή τη δυνατότητα δε θα ήταν εφικτή η λειτουργία του μετατροπέα στη συχνότητα των 50kHz με αυτόν τον μικροελεγκτή καθώς, ακόμα και με τη λειτουργία των εμφωλευμένων διακοπών η τάση αναφοράς του αναλογικού συγκριτή υπολογίζεται κάθε δυο διακοπτικές περιόδους λόγω της περιορισμένης ταχύτητας της λογικής και αριθμητικής μονάδας(alu) του dspic30f2020. 5.3 Χρήση του εργαλείου MPLAB X IDE v3. 25 για τον προγραμματισμό του μικροελεγκτή To MPLAB X IDE είναι ένα πρόγραμμα λογισμικού που χρησιμοποιείται για την ανάπτυξη εφαρμογών σε μικροελεγκτές της εταιρείας Microchip. Αποτελεί ένα Ολοκληρωμένο Περιβάλλον Ανάπτυξης (Integrated Development Environment=IDE) επειδή προσφέρει ένα ενιαίο περιβάλλον για την ανάπτυξη κώδικα για τον μικροελεγκτή. Είναι δηλαδή ένα σύνολο προγραμμάτων που τρέχουν στον υπολογιστή και δίνουν τη δυνατότητα για γραφή, 264

+ Κεφάλαιο 5 ο επεξεργασία, εντοπισμό και διόρθωση λαθών του κώδικα που εκτελείται από τον μικροελεγκτή. 5.4 Υπολογισμός χρόνου καθυστέρησης μεταξύ της σβέσης του S2 και της έναυσης του S1( Τ ) delay Όπως αναφέρθηκε στο κεφάλαιο 3 ο χρόνος Τ υπολογίζεται απο τον τύπο (3. 33). delay Ωστόσο, επειδή η παρασιτική χωρητικότητα των τρανζίστορ ( C DS ) μεταβάλλεται αντιστρόφως ανάλογα με την τάση που τα καταπονεί, μεταβάλλεται και ο χρόνος αυτός. Η χειρότερη, λοιπόν, περίπτωση παρουσιάζεται όταν η τάση V DS στα τρανζίστορ έχει την μέγιστη τιμή της, δηλαδή όταν V DS =550V. Στα φυλλάδια κατασκευαστή δε δίνεται η C DS, αλλά οι χωρητικότητες C oss, test (παρασιτική χωρητικότητα εξόδου), C rss, test ( παρασιτική χωρητικότητα Miller) και C, (παρασιτική χωρητικότητα εισόδου) για τάση V DS Η =25V. CDS ισούται με Coss -C rss και ο τύπος που δίνει τις τιμές της χωρητικότητας ανάλογα με την τάση V DS είναι : V V C 2C και C 2C, οπότε DS, test DS, test oss oss, test rss rss, test VDS VDS iss test Για το κυρίως τρανζίστορ S1, έχουμε: Coss 2 130 10 55, 4 pf και 550 12 25 C rss 2 26 10 =11,1 pf 550 12 25 Άρα, C 1 C C 44,3 pf DS oss rss Για το βοηθητικό τρανζίστορ S2, έχουμε: 12 25 12 25 C 2 106 10 oss =40 pf και C rss 2 21,3 10 =8,1 pf 680 680 Άρα CDS 2 Coss Crss =31, 9 pf Τελικά, η συνολική παρασιτική χωρητικότητα Cr ισούται με C DS1 + C DS 2 μικρότερος χρόνος Τ delay ισούται με 2 18 67 76, 2 10 112nsec =76,2 pf και ο. Ωστόσο, επειδή ο μικρότερος χρόνος που επιτεύχθηκε μέσω των χρονιστών είναι 120nsec, προστέθηκε το 265

+ Κεφάλαιο 5 ο επιπλέον πηνίο σε σειρά με τον μετασχηματιστή για να αυξηθεί ο χρόνος αυτός, η τιμή του οποίου διαμορφώθηκε τελικά στα 123nsec. 5.5 Προγραμματισμός του μικροελεγκτή dspic30f2020. 5.5.1 Αρχικοποίηση μεταβλητών προγράμματος, χρονιστών, περιφερειακών,καταχωρητών και επιλεκτική ενεργοποίηση Ο έλεγχος ξεκινά με την αρχικοποίηση των μεταβλητών προγράμματος. Ακολουθεί η αρχικοποίηση των pin εξόδου(porte=0) και η ενεργοποίηση της λειτουργίας εμφωλευμένων διακοπών. Χωρίς αυτή τη δυνατότητα δε θα ήταν δυνατή η υλοποίηση του ελέγχου, καθώς ο χρόνος που απαιτείται για τον υπολογισμό της τάσης αναφοράς για τον έλεγχο του φορτίου είναι περίπου ίσος με μια διακοπτική περίοδο. Έπειτα αρχικοποιούνται οι χρονιστές και τα περιφερειακά(αναλογικός συγκριτής και μετατροπέας A/D), χωρίς ωστόσο να εκκινούν όλα. Αυτά που ενεργοποιούνται είναι ο χρονιστής 1 και ο μετατροπέας Α/D, όπως διακρίνεται στο σχήμα 5.13. Η χρονική στιγμή t=0, ορίζεται, από τη στιγμή ενεργοποίησης του Χρονιστή 1. Mε Τ1, Τ2, Τ3 συμβολίζονται οι ρουτίνες διακοπής των Χρονιστών 1, 2, 3 αντίστοιχα. Με Α/D συμβολίζεται η ρουτίνα διακοπής του A/D μετατροπέα και με CMP1C η ρουτίνα διακοπής του αναλογικού συγκριτή(smps).τέλος με ΝΤ συμβολίζεται μια τυχαία περίοδος μονής αρίθμησης. Όπως φαίνεται και στο σχήμα 5.16, στη ρουτίνα διακοπής του Χρονιστή 1 δεν δίνεται παλμός στο κυρίως transistor όπως και στου Α/D δεν γίνονται πράξεις για το charge control, απλά παίρνονται δείγματα των αναλογικών εισόδων (ΑΝ0, ΑΝ1) και τα αποτελέσματα των μετατροπών αποθηκεύονται στον αντίστοιχο καταχωρητή ADCBUFx. Δηλαδή ο χρονιστής 1 λειτουργεί, αρχικά, σα μετρητής για τον σκανδαλισμό του ζεύγους (ΑΝ0, ΑΝ1) μέσω λογισμικού(software trigger). H επιλογή αυτού του τρόπου σκανδαλισμού έγινε λόγω περιορισμένου αριθμού χρονιστών. Το software trigger γίνεται κάθε δυο διακοπτικές περιόδους στο 81-83% της περιόδου. Η υλοποίηση των παραπάνω γίνεται μέσω των εντολών: if((tmr1>=490) && (flagadc>= 2 )) //trigger every 2 periods// { flagadc=0;//reset flagadc for measuring again 2 periods// 266

+ Κεφάλαιο 5 ο } //trigger adc// ADCPC0bits.SWTRG0=1; Το χρονικό σημείο επιλέχτηκε γιατί έχουμε τον ελάχιστο θόρυβο από ανοιγο-κλεισίματα των διακοπτικών στοιχείων και έχουν τελειώσει σίγουρα οι πράξεις για τον υπολογισμό της τάσης αναφοράς. Το τελευταίο μας απασχολεί από τη στιγμή που θα ξεκινήσει ο έλεγχος στο σύνολό του. 5.5.2 Σημείο εκκίνησης συνολικού ελέγχου και ενεργοποίηση υπόλοιπων χρονιστών και περιφερειακών O συνολικός έλεγχος εκκινεί αφότου η δειγματοληπτημένη τιμή της τάσης εισόδου ξεπεράσει την αναλογική τιμή των 170V που αντιστοιχεί στην ψηφιακή τιμή 204, όπως φαίνεται στο σχήμα 5. 14.Δηλαδή, λίγο πριν συμπληρωθεί η (Ν+1)Τ, η οποία είναι περίοδος ζυγής αρίθμησης, δειγματοληπτείται από το μετρητικό τάσης τιμή μεγαλύτερη ή ίση των 170V. Ο περιορισμός αυτός τίθεται για μα μετριαστεί το ρεύμα που θα τραβήξει στην είσοδο ο μετατροπέας σε περίπτωση που ζητούσαμε στην έξοδό του ισχύ ανάμεσα στα επιθυμητά πλαίσια(153-216 WATT). Για τον επιπλέον περιορισμό του ρεύματος εισόδου στην αρχική μεταβατική περίοδο η ισχύς που ζητείται στην έξοδο ξεκινά από λιγότερο από 1 W και φτάνει στη μέγιστη ισχύ μέσα σε 0,3 sec. Το τελευταίο χαρακτηριστικό επιτυγχάνεται αυξάνοντας το ζητούμενο ρεύμα εξόδου από ελάχιστα ma μέχρι τη μέγιστη τιμή του, 2,25A, μέσα σε αυτό το διάστημα. Το κομμάτι του κώδικα που είναι υπεύθυνο για την αρχική μεταβατική περίοδο του μετατροπέα παρατίθεται παρακάτω: else if ((Vbridge>=206) && (flagfirstblood==0)) //Voltage limitation// /*{[(Vanalogue /51300)*2.5*121]*1024}/5=Vbridge(digital value)*/ /*where #51300=RinMetrhtikou,2.5=current ratio,121=rmeasurement*/ /*typical values Vanalogue=170V<=>Vbridge=206.. */ { if ((i<30000) && (flagtransition==1))//output Current feature// { Iref=i/210;//X=30000/Iref, such that Ttransition=0, 3 sec// 267

+ Κεφάλαιο 5 ο i=i+1; } else{ flagtransition=2; // i want the limitation ONLY for the transition// Iref=143; /*{Iout, analogue =[(2.5+(0.625*Iref/2))*1024]/5}-516 OR Iout, analogue =(0.625*Iref/2))*1024]/5*/ } /*typical values: 1.5A=96...1.8A=1152A=128...2.25A=143*/ To επόμενο βήμα είναι η ενεργοποίηση των εναπομεινάντων χρονιστών και περιφερειακών. Ο Χρονιστής 2 που είναι υπεύθυνος για τον περιορισμό του λόγου κατάτμησης στο 75% και ο Χρονιστής 3, που είναι υπεύθυνος για τη σβέση του τρανζίστορ του snubber, αφού πρώτα συγχρονιστούν με τον Χρονιστή 1, ενεργοποιούνται στη ρουτίνα διακοπής του Χρονιστή 1. Επίσης, εκκινεί και το περιφερειακό του αναλογικού συγκριτή(smps), η χρήση του οποίου γίνεται με ορισμένες ιδιαιτερότητες. Αυτές είναι οι εξής: 1. Το περιφερειακό απενεργοποιείται μες στην ρουτίνα διακοπής του, και ενεργοποιείται πάλι 100 περίπου κύκλους ρολογιού(αντιστοιχεί σε duty cycle 17%) μετά την έναρξη της κάθε διακοπτικής περιόδου. O λόγος είναι η αποφυγή λαθεμένων σημάτων σύγκρισης λόγω θορύβου που δημιουργούν το αναβόσβημα των διακοπτικών στοιχείων. Το κομμάτι του κώδικα που είναι υπεύθυνο επισυνάπτεται αποσπασματικά : void attribute ((interrupt,auto_psv)) _CMP1Interrupt(void)//SMPS Interrupt// { CMPCON1bits.CMPON =0; //SMPS OFF// Ενώ, η ενεργοποίησή του γίνεται στην ρουτίνα διακοπής του Timer 1: void attribute ((interrupt,auto_psv)) _T1Interrupt() //Timer 1 Interrupt// { flagadc=flagadc+1; 268

+ Κεφάλαιο 5 ο if (flagfirstsample==2) { PORTE=0x0002; //Main_sofet=ON, Snuber_Mosfet=OFF,BJT=OFF// TMR3=TMR1-20; TMR2=TMR1 ; T2CONbits.TON= 1; //RESYCHRONIZE// //RESYCHRONIZE// delay32(100); CMPCON1bits.CMPON =1;//SMPS ON// Στις παραπάνω εντολές είναι εμφανές και ο συγχρονισμός των Timer2,Timer 3 με τον Timer 1. 2. Η τάση αναφοράς του(cmpdac1) περιορίζεται τόσο από μέγιστη όσο και από ελάχιστη τιμή. Όπως παρατηρήθηκε, το charge control δε δούλευε ικανοποιητικά για τιμές αναλογικού σήματος αναφοράς που συνδέεται στον αρνητικό ακροδέκτη του SMPS κάτω των 25mV. Όμως, ο πιο σημαντικός λόγος που τέθηκαν αυτοί οι περιορισμοί είναι η συνέχιση της λειτουργίας του μετατροπέα ακόμα και αν υπάρξει λάθος στον υπολογισμό της τάσης αναφοράς του περιφερειακού του συγκριτή, χωρίς ωστόσο να λειτουργεί βέλτιστα. 5.5.3 Ροή προγραμματισμού Όπως αναφέρθηκε προηγουμένως, ο έλεγχος που αποσκοπεί σε σταθερό ρεύμα εξόδου ξεκινά μετά τη δειγματοληψία τάσης εισόδου μεγαλύτερης από 170V. O μετρητής εντολών(pc)βρίσκεται στη ρουτίνα διακοπής του A/D μετατροπέα υπολογίζοντας την αναφορά (CMPDAC1) για τον αναλογικό συγκριτή. Οι πράξεις για τον υπολογισμό αυτής γίνονται με ακέραιους 16-μπιτους αριθμούς. Η σημαία που δίνει το έναυσμα για να ξεκινήσουν να δίνονται παλμοί είναι η flagfirstsample στην οποία καταχωρείται η τιμή 2 στο τέλος της ρουτίνας διακοπής του A/D. Έχοντας υπολογίσει, λοιπόν, την αναφορά,o μετρητής προγράμματος περιμένει μες στον ατέρμων βρόχο(while (1)) για σήμα διακοπής. Αυτό έρχεται απο τον Χρονιστή 1, όπου μέσω της ρουτίνας διακοπής του, δίνεται παλμός στο κυρίως τρανζίστορ, σηματοδοτώντας την αρχή της λειτουργίας του μετατροπέα. 269

+ Κεφάλαιο 5 ο Όταν η προκαθορισμένη αναφορά (CMPDAC1) προσεγγιστεί από το σήμα του ολοκληρωτή, ο PC εισέρχεται στην ρουτίνα του αναλογικού συγκριτή απενεργοποιώντας το περιφερειακό του συγκριτή και του Timer 2. Ακολουθεί η έναυση του τρανζίστορ που επαναφέρει τον ολοκληρωτή στο μηδέν, η σβέση του κυρίως διακόπτη και μετά από 1 μsec η έναυση του βοηθητικού. Σε περίπτωση που γίνει κάποιο λάθος και ο λόγος κατάτμησης πάει να ξεπεράσει το 70% επενεργεί ο Χρονιστής 2, στη ρουτίνα διακοπής του οποίου πραγματοποιούνται ακριβώς τα ίδια με την ρουτίνα του SMPS. Στη συνέχεια, ένα διάστημα 300 nsec πριν το τέλος της περιόδου ενεργεί ο Χρονιστής 3, στο Interrupt του οποίου σβήνει το βοηθητικό τρανζίστορ, αφήνοντας βραχυκυκλωμένο τον πυκνωτή του ολοκληρωτή. Έπειτα, συμβαίνει πάλι διακοπή από τον Χρονιστή 1, σηματοδοτώντας την αρχή μίας νέας διακοπτικής περιόδου με αναφορά στον ολοκληρωτή, αυτή τη φορά, ίδια με την προηγούμενη. Η διαδικασία επαναλαμβάνεται με τη διαφορά ότι περίπου στο 82% της περιόδου διακόπτεται η ροή του προγράμματος από σήμα διακοπής του A/D μετατροπέα, παίρνοντας πάλι δείγματα από την τάση εισόδου και το ρεύμα εξόδου για να ξεκινήσει πάλι τους υπολογισμούς της νέας αναφοράς. Η δυνατότητα εμφωλευμένων διακοπών που δίνεται συμβάλει στην ορθή εκτέλεση του προγράμματος, καθώς ο χρόνος που απαιτείται για την εκτέλεση των πράξεων για ον υπολογισμό της αναφοράς (CMPDAC1) του συγκριτή είναι περίπου ίσος με μια διακοπτική περίοδο. Αυτό σημαίνει πως σε ολόκληρο το διάστημα των μονών διακοπτικών περιόδων, πέραν της πρώτης φοράς που υπολογίζεται η παραπάνω αναφορά, ο μετρητής εντολών βρίσκεται στη ρουτίνα διακοπής του A/D εκτελώντας πράξεις και πετάγεται κάθε φορά που έρχεται κάποιο σήμα διακοπής. Αυτό μπορεί να είναι, είτε από τους Χρονιστές 1, 2, 3, είτε από τον Αναλογικό Συγκριτή. Μόλις εκτελεστούν οι εντολές της συνάρτησης της ρουτίνας που πετάχτηκε, ξαναεπιστρέφει στην συνάρτηση του A/D συνεχίζοντας τους υπολογισμούς από εκεί που είχε σταματήσει. Η παραπάνω διαδικασία περιγράφεται στο σχήμα 5.14. Μέσα στο πλαίσιο κάθε ρουτίνας διακοπής, περιγράφονται οι σημαντικότερες εντολές που εκτελούνται σε αυτήν. Τέλος, μια ρουτίνα διακοπής μέσα σε άλλη σημαίνει πως υπάρχει εμφωλευμένη διακοπή. 270

+ Κεφάλαιο 5 ο Σημαντικότερες Αρχικοποίηση μεταβλητών εκτελέσιμου προγράμματος Διεργασίες NSTDIS=0, PORTE=0, AN0 AN0 Αρχικοποίηση Timer1, AN1 AN1 Timer2, Timer 3, CMP1C, A/D T1 A/D T1 T1 A/D T1 T1 Ενεργοποίηση Τ1, Ενεργοποίηση Α/D t=0 T 2T 3T 4T NT t Σχήμα 5. 13: Αρχικοποίηση χρονιστών-περιφερειακών-καταχωρητών και επιλεκτική ενεργοποίηση Σημαντικότερες A/D A/D Διεργασίες AN0, AN1 [Vbridge>=206)& T2->ON, AN0, AN1 PI, CMPDAC1 &(flagfirstblood==0)] T3->ON S1->OFF S1->OFF, S2->OFF, BJT->ON, S1->OFF S1->ON PI CMPDAC1 CMP1C->ON BJT->ON S1->ON, BJT->OFF, S2->OFF S2->OFF BJT->OFF flagfirstsample=2 S1->ON delay+s2->on S1->OFF,BJT->ON,delay+S2->ON BJT->ON S2->OFF T1 T1 CMP1C T3 T1 CMP1C T3 T1 (N+1)T (N+2)T (N+3)T (N+4)T (N+5) T t T2 S1->OFF BJT->ON delay+s2->on T2 S1->OFF BJT->ON delay+s2->on Σχήμα 5. 14: 2 Σημείο εκκίνησης συνολικού ελέγχου και ροή προγραμματισμού 271

+ Κεφάλαιο 5 ο Βιβλιογραφία [1]. http: //users.ece.gatech.edu/mleach/ece3050/sp04/opamps01.pdf. [2]. Microchip dspic30f1010/202x Data Sheet : 28/44-Pin High-Performance Switch Mode Power Supply Digital Signal Controllers, 2006 Microchip Technology Inc. [3]http: //www.st.com/content/ccc/resource/technical/document/application_note/9d/5 6/66/74/4e/97/48/93/CD00004444.pdf/files/CD00004444.pdf/jcr: content/translations/en.cd00004444.pdf [4] http://electronics.stackexchange.com/questions/198150/how-is-this-bjt-in-saturation 272

Κεφάλαιο 6 ο ΚΕΦΑΛΑΙΟ 6 ΠΕΙΡΑΜΑΤΙΚΕΣ ΜΕΤΡΗΣΕΙΣ-ΣΥΜΠΕΡΑΣΜΑΤΑ 6.1 Εισαγωγή Στο κεφάλαιο αυτό γίνεται η παρουσίαση των πειραματικών αποτελεσμάτων της ορθής λειτουργίας του μετατροπέα. Στο πρώτο μέρος καταγράφεται η απόδοση του μετατροπέα με έλεγχο ανοιχτού και κλειστού βρόχου, με snubber και είσοδο πηγή σταθερής τάσης, όπως και στη θεωρία (κεφάλαιο 3) για τις κομβικές τιμές 186V, 207V και 227V.Για την τάση εισόδου χρησιμοποιήθηκε τροφοδοτικό σταθερής τάσης. Στο δεύτερο μέρος παρατίθενται τα αποτελέσματα από το τελικό σύστημα που έχει ως στόχο την παροχή σταθερύ ρεύματος στην έξοδο για τη φόρτιση των συσσωρευτών και την επίτευξη μοναδιαίου συντελεστή ισχύος στην είσοδο. Η σύνδεση του μετατροπέα στο δίκτυο έγινε με τη βοήθεια μονοφασικού μετασχηματιστή με μεταβλητό λόγο σπειρών. 6.2 Μετρήσεις με ωμικό φορτίο Οι μετρήσεις τόσο του πρώτου όσο και του δεύτερου μέρους του πειράματος έγιναν με ωμικό φορτίο στην έξοδο του μετατροπέα.η παροχή της σταθερής τάσης εισόδου πραγματοποιήθηκε από το τροφοδοτικό Delta Elektronika power supply sm 120-25D, ενώ για τις μετρήσεις χρησιμοποιήθηκαν: Ψηφιακός παλμογράφος RIGOL DS 1074Z Ψηφιακός παλμογράφος Tektronix Tektronix TCPA 300 AMPLIFIER, AC/DC, CURRENT PROBE Διαφορικό probe μέτρησης τάσης Πολύμετρα σε λειτουργία αμπερομετρου και βολτομετρου. Η συχνότητα λειτουργίας του μετατροπέα είναι στα 50 khz, ενώ το επιθυμητό ρεύμα εξόδου είναι τα 2,25 Α. 6.2.1 Μέρος Πρώτο Ακολουθούν οι πειραματικές μετρήσεις για έλεγχο ανοιχτού και κλειστού βρόχου για τον υπολογισμό της απόδοσης του μετατροπέα καθώς και για να διαπιστωθεί η ορθή λειτουργία του ελέγχου. Οι τιμές της τάσης εισόδου είναι 186V, 207V και 227V, ενώ το 273

Κεφάλαιο 6 ο ωμικό φορτίο εξόδου μεταβάλλεται από 30Ω έως 42,6Ω. Έτσι, η τάση εξόδου θα κυμαίνεται μεταξύ 67V εως 96, όπως θα συνέβαινε και στη φόρτιση των μπαταριών υπο σταθερό ρεύμα 2. 25Α. Η μέτρηση της μέσης τιμής του ρεύματος και της τάσης εισόδου ελήφθησαν από τις ενδείξεις του DC τροφοδοτικού, ενώ η μέση τιμή της τάσης και του ρεύματος εξόδου από τα πολύμετρα που αναφέρθηκαν προηγουμένως. Επίσης, η αντίσταση ισχύος που χρησιμοποιήθηκε ως ωμικό φορτίο, παρουσίαζε μεταβολή στην τιμής της με τη μεταβολή της θερμοκρασίας. Οπότε, τα αποτελέσματα των μετρήσεων εμπίπτουν τόσο σε σχετικό οσο και σε απόλυτο σφάλμα. 6.2.1.1 Μετρήσεις ανοιχτού βρόχου. Πρώτα ρυθμιζόταν η αντίσταση εξόδου στην επιθυμητή τιμή και ύστερα με δοκιμές επιλεγόταν ο λόγος κατάτμησης ώστε να έχουμε τάση εξόδου από την ελάχιστη μέχρι την μέγιση τιμή της. Ακολουθούν οι τιμές των μετρήσεων για τον υπολογισμό του συντελεστή ισχύος του μετατροπέα. H ισχύς εξόδου υπολογίστηκε από τον τύπο απόδοση του μετατροπέα παρουσιάζεται στο σχήμα 6. 1. Για τάση εισόδου ίση με 186V P out V R 2 o o. Τέλος, η Τάση Ρεύμα Ισχύς Τάση Αντίσταση Ισχύς Απόδοση εισόδου(v) εισόδου(a) εισόδου(w) εξόδου(v) εξόδου(ω) εξόδου(w) 186 0,919 170,88 67,6 30 152,325 0,8871 186 0,986 183,34 72 32 162 0,8430 186 1,072 199,36 78,5 36 171,173 0,8586 186 1,168 217,16 84,5 39 183,083 0,8836 186 1,311 243,86 96 42,6 216,338 0,8914 274

Κεφάλαιο 6 ο Για τάση εισόδου ίση με 207V Τάση Ρεύμα Ισχύς Τάση Αντίσταση Ισχύς Απόδοση εισόδου(v) εισόδου(a) εισόδου(w) εξόδου(v) εξόδου(ω) εξόδου(w) 207 0,861 178,2 67,5 30 151,875 0,8522 207 0,947 196,02 72 32 162 0,8264 207 0,976 201,96 78,75 36 172,265 0,8529 207 1,081 223,74 84,5 38,2 186,917 0,8354 207 1,129 233,64 96 42 219,428 0,8658 Για τάση εισόδου ίση με 227V Τάση Ρεύμα Ισχύς Τάση Αντίσταση Ισχύς Απόδοση εισόδου(v) εισόδου(a) εισόδου(w) εξόδου(v) εξόδου(ω) εξόδου(w) 227 1,270 178,76 67,6 30 152,325 0,8521 227 1,197 189,66 72 32 162 0,8541 227 1,132 200,56 78,5 36 171,171 0,8534 227 1,052 215,82 84,5 39 183,083 0,8483 227 0,905 250,7 96 42 219,428 0,8752 Απόδοση ανοιχτού βρόχου Απόδοση 0,9 0,89 0,88 0,87 0,86 0,85 0,84 0,83 0,82 150 155 160 165 170 175 180 185 190 195 200 205 210 215 220 Ισχύς Εξόδου Vin=186V Vin=207V Vin=227V Linear (Vin=186V) Linear (Vin=207V) Linear (Vin=227V) Σχήμα 6. 1: Απόδοση ανοιχτού βρόχυ 275

Κεφάλαιο 6 ο 6.2.1.2 Μετρήσεις κλειστού βρόχου Οι μετρήσεις πάρθηκαν ρυθμίζοτας στο τροφοδοτικό την επιθυμητή τάση εισόδου κι έπειτα μεταβάλλαμε την αντίσταση εξόδου ώστε να έχουμε την επιθυμητή τάση εξόδου. Παρατηρήθηκε πως το ρεύμα εξόδου ήταν πολύ κοντά στην επιθυμητή τιμή κάθε φορά. Tα μεγέθη της εισόδου(ρεύμα, τάση) μετρήθηκαν από το τροφοδοτικό, ενώ της εξόδου(ρεύμα, τάση) μέσω πολύμετρων. Η Ισχύς εξόδου υπολογίστηκε από τη σχέση P V I και o παρουσιάζεται στο σχήμα 6. 2. Για τάση εισόδου ίση με 186V Τάση Ρεύμα Ισχύς Ρεύμα Τάση Ισχύς Απόδοση Εισόδου(V) εισόδου(a) εισόδου(w) εξόδου(α) εξόδου(v) εξόδου(w) 186 0,928 172,66 2,198 67,60 148,584 0,8431 186 1,014 188,68 2,202 72,00 158,544 0,8401 186 1,101 204,7 2,205 78,75 173,643 0,8482 186 1,177 218,94 2,206 84,40 186,186 0,8501 186 1,263 234,96 2,209 90,00 198,81 0,8464 186 1,349 250,98 2,21 96,00 212,16 0,8456 Για τάση εισόδου ίση με 207V Τάση Ρεύμα Ισχύς Ρεύμα Τάση Ισχύς Απόδοση Εισόδου(V) εισόδου(a) εισόδου(w) εξόδου(α) εξόδου(v) εξόδου(w) 207 0,861 178,2 2,198 67,74 148,892 0,8355 207 0,918 190,08 2,2 72, 0 158, 4 0,8333 207 0,996 206,118 2,2 78,90 173, 58 0,8421 207 1,065 220,374 2,201 84,60 186,204 0,8449 207 1,137 235,422 2,203 90,00 198,27 0,8421 207 1,218 252,054 2,204 96,10 211,804 0,8403 276

Κεφάλαιο 6 ο Για τάση εισόδου ίση με 227V Τάση Ρεύμα Ισχύς Ρεύμα Τάση Ισχύς Απόδοση Εισόδου(V) εισόδου(a) εισόδου(w) εξόδου(α) εξόδου(v) εξόδου(w) 227 0,82 178,76 2,192 68,2 149,494 0,8362 227 0,875 190,75 2,193 72,2 158,334 0,8300 227 0,947 206,446 2,183 78,6 171,583 0,8311 227 1,016 221,488 2,178 84,8 184,694 0,8338 227 1,092 238,056 2,179 90,8 197,853 0,8311 227 1,142 248,956 2,179 96,1 209,401 0,8411 Απόδοση Απόδοση κλειστού βρόχου 0,9 0,89 0,88 0,87 0,86 0,85 0,84 0,83 0,82 0,81 0,8 150 155 160 165 170 175 180 185 190 195 200 205 210 215 220 Ισχύς Εξόδου Vin=186V Vin=207V Vin=227V Linear (Vin=186V) Linear (Vin=207V) Linear (Vin=227V) Σχήμα 6. 2: Απόδοση κελιστού βρόχου Η απόδοση του μετατροπέα με ανοιχτό βρόχο ελέγχου και με κλειστό δεν παρουσιάζουν ιδιαίτερη απόκλιση. Οι μετρήσεις που πάρθηκαν με κλειστό βρόχο ελέγχου είναι πιο κοντά στα πραγματικά δεδομένα, καθώς υπήρχε εποπτεία και των δύο μεγεθών εξόδου την στιγμή που καταγραφόταν η μέτρηση. 277

Κεφάλαιο 6 ο 6.2.2 Μέρος δεύτερο Το τελικό κύκλωμα συνδέεται με την εναλλασσόμενη τάση δικτύου μέσω μονοφασικού μετασχηματιστή. Αποτελείται, από το παθητικό φίλτρο εισόδου, την πλακέτα με τα τροφοδοτικά και την πλακέτα ελέγχου. Στην τελευταία, έχουν προστεθεί τα ακόλουθα φίλτρα: Παθητικό LC φίλτρο της τάσης αναφοράς στα 5kHz. Παθητικό φίλτρο RC στην έξοδο του ολοκληρωτή στα 400kHz για μείωση των υψίσυχνων ταλαντώσεων Παθητικό φιλτρο LC στο ρεύμα εξόδου. Παρόλο που σύμφωνα με τις προσομοιώσεις το φίλτρο στα 50 Hz θα είχε αποτέλεσμα και θα περιόριζε τις αρμονικές στα 50 khz και στα 100 Hz, στην πράξη δεν συνέβη κάτι ανάλογο καθώς τα φίλτρα που δοκιμάστηκαν μείωναν και την DC συνιστώσα του ρεύματος. Τελικά, το φίλτρο που επελέγει έχει συχνότητα αποκοπής στα 4kHz, περιορίζοντας ουσιαστικά μόνο την υψηλή αρμονική. Οι μετρήσεις που αποδεικνύουν την ορθή λειτουργία του μετατροπέα παρατίθενται στη συνέχεια. Αρχικά, παρουσιάζονται μεγέθη που αφορούν την ονομαστική κατάσταση του μετατροπέα, δηλαδή 2. 25 Α ρεύμα εξόδου και 76. 8V τάση εξόδου, όπως φαίνεται στο σχήμα 6. 3. Η τιμή της αντίστασης ρυθμίστηκε στα 34, 2Ω. 278

Κεφάλαιο 6 ο Σχήμα 6.3: Τάση εξόδου (κόκκινο), ρεύμα εξόδου (πράσινο) Είναι εμφανές πως υπάρχει ταλάντωση γύρω από τα 2, 25Α, λόγω του ελέγχου με PI ελεγκτή. Η μέση τιμή της τάσης εξόδου υπολογίζεται από τον παλμογράφο στην τιμή 78V. Οπότε, η μέση τιμή του ρεύματος υπολογίζεται περίπου στα 2,28Α. Το γεγονός πως η μέση τιμή της τάσης και του ρεύματος εξόδου είναι μεγαλύτερη από την αναμενόμενη, πιθανώς οφείλεται στην μεταβολή της αντιστάσεως εξόδου, καθώς αυτή μεταβάλλεται αισθητά με τη θερμοκρασία, στον τρόπο υπολογισμού της μέσης τιμής από τον παλμογράφο και στο περιορισμένο φιλτράρισμα του ρεύματος εξόδου που μπαίνει ως είσοδος στον μικροελεγκτή. Ακολουθούν οι κυματομορφές της τάσης και του ρεύματος εισόδου στασχήματα 6. 4 και 6. 5. Είναι φιλτραρισμένες με παθητικό φίλτρο LC στα 5kHz που τοποθετήθηκε στο κύκλωμα ισχύος.. Όπως διακρίνεται στο σχήμα 6.5, το ρεύμα και η τάση εισόδου μηδενίζουν ταυτόχρονα, ωστόσο το αρμονικό τους περιεχόμενο είναι υψηλό. Οι κύριοι λόγοι, που συνδράμουν σε αυτό είναι: 1. Η ψηφιακή τιμή του σήματος αναφορας (CMPDAC1) του αναλογικού συγκριτή(smps) μεταβάλλεται κάθε δεύτερη διακοπτική περίοδο. 2. Το σήμα του ρεύματος εξόδου που δειγματοληπτείται από τον μικροελεγκτή περιέχει αρμονικές πέρα από τη συνεχή τιμή που θα έπρεπε. 3. O πυκνωτής Cin, που δημιουργέι αιχμές τάσης και ρεύματος. 279

Κεφάλαιο 6 ο Σχήμα 6. 4: Ημιτονοειδές ρεύμα (πράσινο) και τάση (κόκκινο) εισόδου Σχήμα 6. 5: Ημιτονοειδές ρεύμα (πράσινο) και τάση εισόδου (καφέ) στο σημείο μηδενισμού. Έπειτα, στα σχήματα 6. 6 και 6. 7 παρουσιάζονται το ρεύμα της σκέδασης, η τάση στον ημιαγωγικό διακόπτη S1 και ο παλμός αυτού. 280

Κεφάλαιο 6 ο Σχήμα 6. 6: Τάση S1 (κόκκινο), ρεύμα σκέδασης (πράσινο), παλμός τρανζίστορ S1 (μπλε) Σχήμα 6. 7: Λεπτομέρεια σχήματος 6. 6 στη μέγιστη τιμή της τάσης που αντέχει το τρανζίστορ S1, Παλμός κυρίως διακόπτη (μπλε), τάση κυρίως διακόπτη (κόκκινο), ρεύμα σκέδασης (πράσινο) Ο λόγος κατάτμησης στο διακόπτη S1 είναι (7. 5/20)*100=37, 5%.Είναι το ελάχιστο duty cycle για την ονομαστική κατάσταση. Η μέγιστη τιμή της τάσης στον ημιαγωγικό διακόπτη είναι 500V, ωστόσο η αιχμή που εμφανίζεται κατά την πτώση του παλμού εκτοξεύει στιγμιαία την τάση στην τιμή των 600V.Αυτή η αιχμή τάσης οφείλεται στον πυκνωτή Cin, 281

Κεφάλαιο 6 ο όπως φαίνεται στο σχήμα 6.19 και αντιστοιχεί στο διάστημα Τ1-Τ2, που παρουσιάστηκε στη θεωρία. Επίσης, η αιχμή ρεύματος που εμφανίζεται στο ρεύμα της σκέδασης οφείλεται στο ρεύμα ανάστροφης ανάκτησης της διόδου Η μορφή του ρεύματος της σκέδασης είναι ίδια με αυτή που αποτυπώθηκε στις θεωρητικές και προσομοιωμένες καμπύλες, όμως η μέγιστη όσο και η rms τιμή της είναι αρκετά μεγαλύτερες. Στα σχήματα 6.8-6.9,απεικονίζεται η τάση της διόδου εξόδου D1. H υπέρταση που αναπτύσσεται στο σχήμα 6.9 οφείλεται στο φαινόμενο ανάστροφης ανάκτησης της διόδου. Για το λόγο αυτό επιλέχτηκε δίοδος που να αντέχει μεγαλύτερη τάση από Vi/N+Vo=275V. Σχήμα 6. 8: Τάση διόδου εξόδου D1. Σχήμα 6. 9: Λεπτομέρεια τάσης διόδου D1 282

Κεφάλαιο 6 ο Ακολουθεί η τάση που αναπτύσσεται στο βοηθητικό τρανζίστορ στο σχήμα 6. 10. Εμφανίζονται δυο αιχμές τάσης. Η μεγάλη αιχμή τάσης που αναπτύσσεται είναι τη στιγμή που σβήνει η δίοδος D1. Το χρονικό σημείο που συμβαίνει σχετίζεται με το χρονικό διάστημα Τ6-Τ7 που περιεγράφηκε στο κεφάλαιο 3, στο οποίο μόλις δοθεί παλμός έναυσης στο διακόπτης S1 (στιγμή Τ6 στη θεωρία), το ρεύμα στο δευτερεύον δεν έχει μηδενιστεί ακόμα, οπότε η δίοδος εξόδου εξακολουθεί να άγει. Μόλις μηδενιστεί το ρεύμα που διαρρέει τη δίοδο, η τελευταία πολώνεται ανάστροφα, δίνοντας αυτή την υπέρταση. Επειδή η τάση που αναπτύσσεται στον ημιαγωγικό διακόπτη ισούται Vi+NVo και στη δίοδο αναπτύσσεται υπέρταση, όπως αναφέρθηκε, αυτή ανακλάται στο πρωτεύον δίνοντας αυτές τις αιχμές. Σχήμα 6. 10: Τάση βοηθητικού διακόπτη S2 Η μικρή αιχμή τάσης οφείλεται στον πυκνωτή Cin. Όπως διακρίνεται στο σχήμα (6. 19) κατά την σβέση του S2 αναπτύσσεται μια αιχμή τάσης στον πυκνωτή, αποτέλεσμα του ρόλου του ως ενδιάμεσο μέσο για την αποθήκευση της ενέργειας της επαγωγής σκέδασης. Αυτό το φαινόμενο είναι εμφανές στο σχήμα (3.102). Τέλος, όσον αφορά τον έλεγχο παρουσιάζονται τα μεγέθη που είναι σχετικά με τον αναλογικό ολοκληρωτή στο σχήμα 6.11 και το σήμα τάσης εισόδου στο σχήμα 6.12. 283

Κεφάλαιο 6 ο Σχήμα 6. 11: Ρεύμα που διαρρέει τη σκέδαση (πράσινο),τάση εισόδου στον αναλογικό ολοκληρωτή, (κόκκινο),σήμα εισόδου στον συγκριτή του μικροελεγκτή. Είναι εμφανές πως κατά την έναυση, όπως και κατά τη σβέση του τρανζίστορ S1, το σήμα εξόδου του μετρητικού τάσης LA 25 ΝP (κόκκινη γραφική) παρουσιάζει υψίσυχνες ταλαντώσεις. Το σήμα αυτό ολοκληρώνεται μέχρι την αναφορά που προκύπτει από τον μικροελεγκτή μέσω του τελεστικού ενισχυτή LM6171. To αποτέλεσμα της ολοκλήρωσης μετά και από το φιλτράρισμα είναι το τελευταίο σήμα του σχήματος 6. 11. Ο θόρυβος στην αρχή και στο τέλος του σήματος παραμένει. Για την αντιμετώπιση του φαινομένου και την αποφυγή ανεπιθύμητων σημάτων διακοπής από τον μικροελεγκτή το περιφερειακό του συγκριτή ενεργοποιείται 3,3μsec μετά την έναυση του ημιαγωγικού διακόπτη S1 και απενεργοποιείται τη στιγμή που ο program counter μπαίνει στη ρουτίνα διακοπής του περιφερειακού του συγκριτή. 284

Κεφάλαιο 6 ο Σχήμα 6. 12: Τάση εισόδου πριν το φίλτρο(μπλε), τάση μετά το φίλτρο(κόκκινο), παλμός κυρίως από μικροελέγκτή(πορτοκαλί) Είναι εμφανές πως το αναβόσβημα των ημιαγωγικών διακοπτών προκαλεί ταλαντώσεις, όπως φαίνεται στο σχήμα 6. 12. Παρόλο το φιλτράρισμα το σήματος, που τις μειώνει σε μεγάλο βαθμό, μια τυχόν δειγματοληψία του σήματος τη στιγμή της ταλάντωσης θα προκαλούσε λάθος στον έλεγχο. Αυτός είναι και ο λόγος που το A/D περιφερειακό τριγγάρεται περίπου στο 82% της διακοπτικής περιόδου, αποφεύγοντας έτσι ανεπιθύμητες παρεμβολές. Μέγιστη ισχύς εξόδου. Τάση εξόδου ίση με 96V Αρχικά παρατίθενται το ρεύμα και η τάση εξόδου που είναι μες στα επιθυμητά πλαίσια. Όπως προηγουμένως παρατηρείται ταλάντωση γύρω από το επιθυμητό σημείο λειτουργίας. Αυτό διακρίνεται στα σχήματα 6.13-6.14, στις οποίες έχουμε Ιavg=2,3 A και Vavg=95 V, όπως φαίνεται στα μετρούμενα μεγέθη από τον παλμογράφο. 285

Κεφάλαιο 6 ο Σχήμα 6.13: Τάση (κόκκινο) και ρεύμα (πράσινο) εξόδου έξι διακοπτικών περιόδων. Σχήμα 6. 14: Λεπτομέρεια τάσης (κόκκινο) και ρεύματος (πράσινο) εξόδου. Το ρεύμα της σκέδασης, η τάση του τρανζίστορ και ο παλμός του διακόπτη S1 παρουσιάζονται στα σχήματα 6.15-6.17. Παρατηρούμε πως ο λόγος κατάτμησης κυμαίνεται μεταξύ 7,5 % 37,5% και 14, 2 100 71%. Το μέγιστο duty cycle είναι μικρότερο από το 20 20 75% που έχει τεθεί ως όριο από τον Χρονιστή 2, πράγμα που μαρτυρά την ορθή λειτουργία του μετατροπέα. Η μέγιστη τιμή του ρεύματος στο διακόπτη S1 είναι αρκετά μεγαλύτερη 286

Κεφάλαιο 6 ο από την μέγιστη θεωρητικά υπολογισμένη καθώς φτάνει την τιμή των 5,2 Α. Το ίδιο ισχύει και για την rms τιμή του ρεύματος στο πρωτεύον τύλιγμα. Σχήμα 6.15: Παλμός(μπλε) και τάση(κόκκινο) S1 και ρεύμα σκέδασης(πράσινο) Σχήμα 6.16: Παλμός (μπλε), τάση S1 (κόκκινο) και ρεύμα σκέδασης (πράσινο) στην ελάχιστη τιμή τους 287

Κεφάλαιο 6 ο Σχήμα 6. 17: Παλμός(μπλε), τάση(κόκκινο) S1 και ρεύμα σκέδασης(πράσινο) στη μέγιστη τιμή τους Τέλος, ακολουθεί η τάση που αναπτύσσεται στην ανορθωτική γέφυρα και στον πυκνωτή Cin που λειτουργεί ως ενδιάμεσο αποθηκευτικό στοιχείο για την ενέργεια της σκέδασης (σχήμα 6. 18 και 6. 19). Σχήμα 6. 18: Τάση Γέφυρας και πυκνωτή Cin 288

Κεφάλαιο 6 ο Σχήμα 6. 19: Λεπτομέρεια τάσης γέφυρας και πυκνωτή στην μέγιστη τιμή. Οι αιχμές τάσεις έχουν τιμή περίπου 100V και είναι υπεύθυνες για τα καρφιά που εμφανίζονται στην τάση του κυρίως και του βοηθητικού τρανζίστορ.γενικά, με βάση την θεωρητική περιγραφή της λειτουργίας του snubber του κεφαλαίου 3, σε όποιο διάστημα στο σχήμα (αυτό με τις φάσεις του nubber) συμμετέχει η πηγή στο χρόνο μη αγωγή ς του S1 (Τoff) τη θέση της παίρνει ο πυκνωτής μετά τη γέφυρα (Cin). Αυτός φορτίζεται και εκφορτίζεται δημιουργώντας αυτές τις αιχμές τάσεις που καταπονούν τόσο τον κυρίως όσο και το βοηθητικό ημιαγωγικό διακόπτη. 6.3 Συμπεράσματα Η παρούσα διπλωματική εργασία πραγματεύτηκε το σχεδιασμό και την κατασκευή ενός φορτιστή μπαταριών ηλεκτροκίνητου οχήματος σε προφίλ φόρτισης σταθερού ρεύματος. Θα μπορολυσε να χωριστεί σε πέντε στάδια. Κατά τη διάρκεια του πρώτου σταδίου πραγματοπιήθηκε σε βάθος ανάλυση και προσομοίωση του μετατροπέα Flyback, όπου επαληθεύτηκε η καταπόνηση του κυρίως τρανζίστορ. Το δεύτερο στάδιο αναφέρεται στην αντιμετώπιση αυτού του φαινομένου. Για το σκοπό αυτό, αναλύθηκαν και προσομοιώθηκαν τρία κυκλώματα προστασίας καταστολής υπερτάσεων. Τα δυο χαρακτηρίζονται ως παθητικά (RCD, LC2D), ενώ το τρίτο ως ενεργό (ΤC).H απόδοση του ενεργoύ snubber ήταν πολύ καλύτερη σε σύγκριση με τα άλλα δύο, γι αυτό αποφασίστηκε η χρήση του τελευταίου. Το τρίτο στάδιο, απότέλεσε η επιλογή της μεθόδου ελέγχου 289

Κεφάλαιο 6 ο φορτίου, με σκοπό τη σύνδεση του μετατροπέα στο δίκτυο με το βέλτιστο συντελεστή ισχύος και την παροχή σταθερού ρεύματος στην έξοδο του μετατροπέα. Ακολούθησαν πάλι προσομοιώσεις για να διαπιστωθεί η ορθή λειτουργία του συνολικού συστήματος ως διάταξη φόρτισης συσσωρευτών, προτού περάσουμε στο τέταρτο στάδιο. Αρχικά, στο στάδιο αυτό, δοκιμάστηκαν σε breadboard οι κυριώτερες συνιστώσες του κυκλώματος που επρόκειτο να υλοποιηθούν αναλογικά(ολοκληρωτής, μετρητικό τάσης. ολοκληρωμένα). Στη συνέχεια σχεδιάστηκαν οι απαιτούμενες πλακέτες τυπωμένου κυκλώματος με βάση τα αποτελέσματα από τη θεωρητική ανάλυση και τις πειραματικές δοκιμές που προηγήθηκαν. Ιδιαίτερη βαρύτητα δόθηκε στην κατασκευή του κυκλώματος ισχύος και στη χωροταξική τοποθέτηση των ημιαγωγικών στοιχείων ούτως ώστε να επιτυγχάνεται τόσο η επαρκή τους ψύξη όσο και μικροί δρόμοι διασύνδεσης στο πλαίσιο της κατά το δυνατόν μείωσης της επίδρασης των παρασιτικών στοιχείων. Η περισσότερη προσοχή δόθηκε στο κύκλωμα του αναλογικού ολοκληρωτή, η οποία ηταν στην ίδια πλακέτα με το κύκλωμα ισχύος. Ένα πρόβλημα που εμφανίστηκε ήταν η λειτουργία του ψυκτικού του κυρίως τρανζίστορ S1 ως κεραία εκπομπής ηλεκτρομαγνητικών παρεμβολών, καθώς βρισκόταν αρκετά κοντά στο κύκλωμα του ολοκληρωτή. Για την αντιμετώπιση του φαινομένου χρησιμοπιήθηκε ψυκτικό μικρότερης επιφάνειας, ώστε να μεγαλώσει η απόσταση από το κύκλωμα του αναλογικού ολοκληρωτή. Tο πέμπτο και τελευταίο στάδιο αφορά τον προγραμματισμό του μικροελεγκτή. Το μεγαλύτερο κομμάτι της μεθόδου ελέγχου φορτίου και ολόκληρο το κομμάτι του ελέγχου του μετατροπέα υλοποιήθηκε ψηφιακά. Πέραν της μείωσης του φαινομένου του θορύβου και της πιο συμπαγούς διάταξης, με την χρήση μικροελεγκτή είναι δυνατόν να προσαρμόζεται η λειτουργία της διάταξης ανάλογα με την εφαρμογή που επιθυμείται να υλοποιηθεί. Το μειονέκτημα του συγκεκριμένου μικροελεγκτή είναι η πεπερασμένη συχνότητα λειτουργίας του ρολογιού του. Αυτό οδήγησε στον υπολογισμό της ψηφιακής τιμής του σήματος αναφοράς (CMPDAC1) του αναλογικού συγκριτή (SMPS) κάθε δυο διακοπτικές περιόδους, χάνοντας έτσι σε ακρίβεια τόσο στην έξοδο όσο και στην επίτευξη μοναδιαίου συντελεστή ισχύος. Συμπερασματικά, η λειτουργία του κυκλώματος, έστω και με τους περιορισμένους υπολογιστικούς πόρους του μικροελεγκτή, κατέστη δυνατή με αρκετά καλά αποτελέσματα όσον αφορά την παροχή σταθερού ρεύματος στην έξοδο του μετατροπέα (προφίλ φόρτισης συσσωρευτών υπό σταθερό ρεύμα) Επίσης, ο συντελεστής απόδοσης της διάταξης είναι 290

Κεφάλαιο 6 ο αρκετά υψηλός και η καταπόνηση των στοιχείων σε φυσιολογικά πλαίσια. Ωστόσο, το αρμονικό περιεχόμενο του ρεύματος και της τάσεως εισόδου ήταν υψηλό. Στις προοπτικές αυτής της διπλωματικής εργασίας εντάσσεται η υλοποίηση τριών, επιπλέον, ίδιων πλακετών ισχύος, ώστε η συνολική ισχύς του κυκλώματος να φτάσει τα 1000W. Φυσικά, για να επιτευχθεί αυτό, είναι αναγκαία η χρήση πολύ ταχύτερου μικροελεγκτή, ώστε να ανταποκριθεί στις υπολογιστικές απαιτήσεις της εφαρμογής καθώς και η ενσωμάτωση της interleaved τεχνικής στον έλεγχο για να παραμείνει υψηλός ο βαθμός απόδοσης του συνολικού κυκλώματος. Επίσης, για μεγαλύτερη ακρίβεια στον έλεγχο και για βελτίωση του συντελεστή ισχύος, απαιτείται φιλτράρισμα του ρεύματος εξόδου με χρήση ενεργού κατωδιαβατού φίλτρου. Με αυτόν τον τρόπο θα μπαίνει η συνεχή συνιστώσα του ρεύματος εξόδου σαν είσοδος στον μικροελεγκτή. Επιπλέον, η χρήση snubber στη δίοδο εξόδου θα είχε σαν αποτέλεσμα την μείωση της καταπόνησης των ημιαγωγικών διακοπτών και του κυκλώματος γενικά. Τέλος, με μικρή διαφοροποίηση του ήδη υπάρχοντος κώδικα και τη μέτρηση της τάσης εξόδου, είναι δυνατή η υλοποίηση όλων των προφίλ φόρτισης που παρουσιάστηκαν στο Κεφάλαιο 1. Μετά την ολοκλήρωση των παραπάνω προδιαγραφών ο μετατροπέας θα είναι σε θέση να λειτουργεί ως φορτιστής συσσωρευτών, πληρώντας, συνάμα, τις προδιαγραφές για μοναδιαίο συντελεστή ισχύος. 291

ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Α ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Α ΣΧΗΜΑΤΙΚΑ ΚΑΙ ΤΥΠΩΜΕΝΑ ΚΥΚΛΩΜΑΤΑ ΠΛΑΚΕΤΩΝ ΣΤΟ ΠΡΟΓΡΑΜΜΑ KICAD Στις επόμενες σελίδες παρατίθενται τα σχηματικά διαγράμματα και τα τυπωμένα κυκλώματα των πλακετών που σχεδιάστηκαν και κατασκευάστηκαν. 1. Πλακέτα ισχύος Σχηματικό πλακέτας ισχύος 292

ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Α Τυπωμένο κύκλωμα πλακέτας ισχύος 2. Πλακέτα ελέγχου Σχηματικό πλακέτας ελέγχου 293

ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Α Τυπωμένο κύκλωμα πλακέτας ελέγχου 3. Πλακέτα τροφοδοσίας Σχηματικό πλακέτας τροφοδοσίας 294

ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Α Τυπωμένο κύκλωμα πλακέτας τροφοδοσίας 295

Παράρτημα Β ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Β ΚΩΔΙΚΑΣ ΠΡΟΓΡΑΜΜΑΤΙΣΜΟΥ ΤΟΥ ΜΙΚΡΟΕΛΕΓΚΤΗ #include "p30f2020.h" #include "libpic30.h" #include "math.h" #include <stdio.h> /* Configuration Bit Settings */ // FBS #pragma config BWRP = BWRP_OFF Protect (Boot Segment may be written) #pragma config BSS = NO_BOOT_CODE Flash Code Protection (No Boot Segment) // Boot Segment Write // Boot Segment Program // FGS #pragma config GWRP = GWRP_OFF // General Code Segment Write Protect (General Segment may be written) #pragma config GSS = GSS_OFF // General Segment Code Protection (Disabled) // FOSCSEL #pragma config FNOSC = FRC_PLL Fast RC (FRC) w/ PLL) // FOSC #pragma config POSCMD = PRIOSC_OFF (Primary Oscillator Disabled) #pragma config OSCIOFNC = OSC2_CLKO (OSCO pin has clock out function) #pragma config FRANGE = FRC_HI_RANGE (High Range) #pragma config FCKSM = CSW_FSCM_OFF Monitor (Sw Disabled, Mon Disabled) // Oscillator Mode (Internal // Primary Oscillator Source // OSCI/OSCO Pin Function // Frequency Range Select // Clock Switching and // FWDT #pragma config WDTPS = WDTPOST_PS32768 // Watchdog Timer Postscaler (1:32,768) #pragma config FWPSA0 = WDTPRE_PR128 // WDT Prescaler (1:128) #pragma config WWDTEN = WINDIS_OFF // Watchdog Timer Window (Non-Window mode) #pragma config FWDTEN = FWDTEN_OFF // Watchdog Timer Enable (Disable) // FPOR #pragma config FPWRT = PWRT_OFF // FICD #pragma config ICS = ICS_PGD PGC/EMUC and PGD/EMUD) // POR Timer Value (Off) // Comm Channel Select (Use 296

Παράρτημα Β //NEW// #define IREF 460 //SET UPPER LIMIT OF RAMP IN ADC VALUE// #define TIMER_PERIOD 600/* Set the timer period for 20msec */ // FCY = 480 MHz/16 = 30 MHz = 30 MIPS and 30Mhz/50Khz=600instruction per second= //numbers of times per second that internal timer will roll over// //variables// int i=110; int flagtimer_2_3_module= 1; int flagadc=0; int flaglarger_than_70=1; int flagfirstsample=1; int flagtransition= 1; int flagfirstblood=0; int flag2= 1; int FLAG=0; int A=0; int B=0; int C=0; int Iout= 0; int Iref; int Vref,Vref1=0,Vref2=0,Vref3=0; int Vbridge = 0; int integral=0 ; int FinalIntegral=0; int Out_PI=0; int error= 0; int FinalError=0; int Kp=8; int Ki=9; int dt=4; //functions declaration// void ADC_init(void); void Timer2_init(void); void Timer3_init(void); void CMP1_init(void); void Timer1_init(void); 297

Παράρτημα Β int main(void) { INTCON1bits.NSTDIS=0;//Nested Interrupts Ability// TRISE=0x0000; //PORTE output pins // PORTE=0x0000; //Reset PORTE // ADC_init(); CMP1_init(); Timer3_init(); Timer2_init(); Timer1_init(); while(1){ if((tmr1>=490) && (flagadc>=2 )) //trigger every 2 periods// { flagadc=0;//reset flagadc for measuring again 2 periods// //trigger ADC// ADCPC0bits.SWTRG0=1; } } } void ADC_init() { /* Set up the ADC Module */ ADCON=0x0000; ADCONbits.ADSIDL = 0; /* Operate in Idle Mode */ ADCONbits.FORM = 0; /* Output in Integer Format */ ADCONbits.EIE = 0; /* No Early Interrupt */ ADCONbits.ORDER = 0; /* Even channel first */ ADCONbits.SEQSAMP = 1; /* Sequential Sampling Enabled */ ADCONbits.ADCS = 3; /*Clock Divider is set up for Fadc/10*/ ADPCFG = 0xFFFC; /* AN0(Iout) and AN1(Vbrgidge */ ADSTAT = 0; /* Clear the ADSTAT register */ ADCPC0bits.TRGSRC0 = 0x0001; /* INDIVIDUAL TRIGGER */ ADCPC0bits.IRQEN0 = 1; /* Enable the interrupt */ /* Set up the ADC Interrupts */ IFS0bits.ADIF = 0; /* Clear AD Interrupt Flag */ IPC2bits.ADIP = 2; /* Set ADC Interrupt Priority */ IEC0bits.ADIE = 1; /* Enable the ADC Interrupt */ /* Enable ADC */ 298

Παράρτημα Β } ADCONbits.ADON = 1; /* Start the ADC module */ void Timer1_init(void) { /* Set up Timer1 */ } T1CON = 0; /* Timer with 0 prescale */ TMR1 = 0; /* Clear the Timer 1 counter */ PR1 =TIMER_PERIOD; /* Load the period register */ /* Set up the TIMER1 Interrupts */ IEC0bits.T1IE= 1; IPC0bits.T1IP= 3; IFS0bits.T1IF= 0; T1CONbits.TON= 1; void Timer2_init(void)/*This timer force the duty cycle to70%*/ { /* Set up Timer2 */ T2CON = 0; /* Timer with 0 prescale */ TMR2 = 0; /* Clear the Timer 2 counter */ PR2 = 450; /* Load the period register */ /* Set up the TIMER2 Interrupts */ IEC0bits.T2IE= 1; IPC1bits.T2IP= 3; IFS0bits.T2IF= 0; /*Start TIMER 2 after logical condition flagtimer_2_3_module==1 comes true */ } void Timer3_init(void) { T3CON = 0; /* Timer with 0 prescale*/ TMR3 = 0; /* Clear the Timer 3 counter */ PR3 = 592; /* Load the period register */ /* Set up the TIMER3 Interrupts */ IEC0bits.T3IE= 1; IPC1bits.T3IP= 4; IFS0bits.T3IF= 0; /*Start TIMER 3 after logical condition flagtimer_2_3_module==1 comes true */ 299

Παράρτημα Β } void CMP1_init(void) { /* CMP1 Configuration */ CMPCON1=0x0000; /*reset CMP1*/ CMPCON1bits.INSEL = 2; /* Select CMP1D input */ CMPCON1bits.EXTREF= 0; /* Choose internal reference */ CMPCON1bits.RANGE = 1; /* Max DAC voltage = AVdd/2 */ CMPDAC1 = 10; /* Choose comparator reference voltage 0.5 */ /*just in case that the system starts before the CMPDAC1 has been calculated in A/D interrupt routine*/ CMPCON1bits.CMPPOL= 0; //polarity non inverted/ /* Set up the SMPS_COMPARATOR Interrupts */ IEC1bits.AC1IE= 1; IPC7bits.AC1IP= 5; IFS1bits.AC1IF= 0; /*Start SMPS after logical condition flagtimer_2_3_module==1 comes true */ } void attribute ((interrupt,auto_psv)) _ADCInterrupt(void { /* AD Conversion complete */ Iout=ADCBUF0-518; //518=2.535.Because of the output signal of the LTS 6 NP.// Vbridge=ADCBUF1; if(flagfirstblood==1) { if ((i<30000) && (flagtransition==1)) { Iref=i/210;//500=X,X=30000/Iref// i=i+1; } else{ flagtransition=2;// Ramp ONLY for the transition// Iref=143;/*{[(2.5+(0.625*Iref/2))*1024]/5}-516 OR (0.625*Iref/2))*1024]/5*/ } /*typicalvalues:.2a=128...2.25a=143*/ ////////// P I /////// error=iref-iout; integral=integral+error; C=Ki*integral; if (C>=2500) { /*instead of doing C/10000;plus that I do not lose the error from the conversion */ 300

Παράρτημα Β integral=integral-277;/*if I change Ki,I have to change the 277. It is X=2500/Ki*/ C=C-2500; B=B+1; } if (C<=-2500) { integral=integral+277; C=C+2500; B=B-1; } FinalIntegral = (B/10); /*I multiply dt=0.00004*25000=1,so i have to /25000 the sum, but I use integer=+-2^15 so i did it this way*/ FinalError=Kp*error; Out_PI=FinalError+FinalIntegral; Vref1=(((Out_PI)/100)*Vbridge); Vref2=(((((((Out_PI)%100)/10))*Vbridge)+5)/10); //rounding up// Vref3= (((((Out_PI)%10)*Vbridge)+50)/100); //rounding up// Vref=(Vref1+Vref2+Vref3); } if(vref>=1023) { CMPDAC1 = 1023; } else if(vref<=30) { CMPDAC1=30;} else{ CMPDAC1= Vref; } else if ((Vbridge>=206) && (flagfirstblood==0)) //Voltage limitation// /*{[(Vanalogue /51300)*2.5*121]*1024}/5=Vbridge(digital value)*/ /*where #51300=RinMeasurement of LV 25 p,2.5=current ratio,121=rm1*/ /*typical values Vanalogue=170V<=>Vbridge=206.. */ { if ((i<30000) && (flagtransition==1) { Iref=i/210;//X=30000/Iref, such that Ttransition=0,3sec// i=i+1; } else{ // I want the limitation ONLY for the transition// flagtransition=2; Iref=143; } ////////// P I /////// 301

Παράρτημα Β error=iref-iout; integral=integral+error; C=Ki*integral; if (C>=2500) /*instead of doing C/10000;plus that I do not lose the error from the conversion */ { integral=integral-277; /*If I change Ki,I have to change the 277. It is X=2500/Ki*/ C=C-2500; B=B+1; } if (C<=-2500) { integral=integral+277; C=C+2500; B=B-1; } FinalIntegral = (B/10); /*I multiply dt=0.00004*25000=1,so i have to /25000 the sum, but I use integer=+-2^15 so i did it this way*/ FinalError=Kp*error; Out_PI=FinalError+FinalIntegral; Vref1=(((Out_PI)/100)*Vbridge); Vref2=(((((((Out_PI)%100)/10))*Vbridge)+5)/10); //rounding up// Vref3= (((((Out_PI)%10)*Vbridge)+50)/100); //rounding up// Vref=(Vref1+Vref2+Vref3); } if(vref>=1023) { CMPDAC1 = 1023; } else if(vref<=30) { CMPDAC1=30;} else{ CMPDAC1= Vref; } ///Change the value of the flags below for starting the rest of the modules and start rising the desired output current /// flagfirstsample=2; } flagfirstblood=1; } ADSTAT = 0; /* Clear the ADSTAT bits */ IFS0bits.ADIF = 0; /* Clear ADC Interrupt Flag */ 302

Παράρτημα Β void attribute ((interrupt,auto_psv)) _T1Interrupt() { flagadc=flagadc+1; if (flagfirstsample==2) { PORTE=0x0002;//Main_sofet=ON,Snuber_Mosfet=OFF,BJT=OFF(RE3)// TMR3=TMR1-20; //RESYCHRONIZE// TMR2=TMR1; //RESYCHRONIZE// T2CONbits.TON=1; if (flagtimer_2_3_module==1) { //first time activation and synchronization// } T2CONbits.TON= 1 //TIMER 2 ON// T3CONbits.TON= 1; //TIMER 3 ON// TMR3=TMR1-20; TMR2=TMR1; flagtimer_2_3_module=2; } delay32(100); CMPCON1bits.CMPON =1; //SMPS ON// } IFS0bits.T1IF = 0; /*Clear timer 1 interrupt flag bit*/ void attribute ((interrupt,auto_psv)) _T2Interrupt() { //BACK UP TIMER// } PORTE=0x0008;/* Main_sofet=OFF, Snuber_Mosfet=OFF, BJT=ON*/ delay32(50);/*i want a delay of usec just for turning on the Diode of the snubber Mosfet before Snuber_Mosfet =ON*/ PORTE=0x000C;// Main_sofet=OFF, Snuber_Mosfet=ON, BJT=ON*/ IFS0bits.T2IF= 0; void attribute ((interrupt,auto_psv)) _T3Interrupt() { PORTE=0x0008;/*Main_sofet=OFF, Snuber_Mosfet=OFF, BJT=ON*/ IFS0bits.T3IF= 0; } void attribute ((interrupt,auto_psv)) _CMP1Interrupt(void) { T2CONbits.TON= 0; //Turn off TIMER 2// CMPCON1bits.CMPON =0;//TURN OFF SMPS// PORTE=0x0008;/*Main_sofet=OFF, Snuber_Mosfet=OFF, BJT=ON)*/ delay32(30); PORTE=0x000C;// Main_sofet=OFF, Snuber_Mosfet=ON, BJT=ON*/ IFS1bits.AC1IF = 0; /*Clear CMP1 interrupt flag bit*/ } 303

Παράρτημα Γ ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Γ ΦΥΛΛΑΔΙΑ ΚΑΤΑΣΚΕΥΑΣΤΩΝ 304

305 Παράρτημα Γ

306 Παράρτημα Γ

307 Παράρτημα Γ

308 Παράρτημα Γ

309 Παράρτημα Γ

310 Παράρτημα Γ

311 Παράρτημα Γ

312 Παράρτημα Γ

313 Παράρτημα Γ

314 Παράρτημα Γ

315 Παράρτημα Γ

316 Παράρτημα Γ

317 Παράρτημα Γ

318 Παράρτημα Γ

319 Παράρτημα Γ

320 Παράρτημα Γ

321 Παράρτημα Γ

322 Παράρτημα Γ

323 Παράρτημα Γ

324 Παράρτημα Γ

325 Παράρτημα Γ

326 Παράρτημα Γ

327 Παράρτημα Γ

328 Παράρτημα Γ

329 Παράρτημα Γ