ΔΙΠΛΩΜΑΤΙΚΗ ΕΡΓΑΣΙΑ. του Φοιτητή του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστημίου Πατρών

Transcript

1 ΔΙΠΛΩΜΑΤΙΚΗ ΕΡΓΑΣΙΑ του Φοιτητή του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστημίου Πατρών ΚΩΝΣΤΑΝΤΙΝΟΥ ΕΜΜΑΝΟΥΗΛ ΠΕΡΑΚΗ Α.Μ.: 5746 ΜΕΛΕΤΗ, ΠΡΟΣΟΜΟΙΩΣΗ ΚΑΙ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΣΥΣΤΗΜΑΤΟΣ ΔΙΑΣΥΝΔΕΣΗΣ ΑΝΕΜΟΓΕΝΝΗΤΡΙΑΣ ΜΙΚΡΗΣ ΙΣΧΥΟΣ ΜΕ ΤΟ ΔΙΚΤΥΟ ΧΑΜΗΛΗΣ ΤΑΣΗΣ Επιβλέπων: Δρ.-Μηχ. Εμμανουήλ Τατάκης, Αναπληρωτής Καθηγητής Ν ο /2010 Πάτρα, Οκτώβριος 2010

2

3 ΠΙΣΤΟΠΟΙΗΣΗ Πιστοποιείται ότι η διπλωματική εργασία με θέμα: "ΜΕΛΕΤΗ ΠΡΟΣΟΜΟΙΩΣΗ ΚΑΙ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΣΥΣΤΗΜΑΤΟΣ ΔΙΑΣΥΝΔΕΣΗΣ ΑΝΕΜΟΓΕΝΝΗΤΡΙΑΣ ΜΙΚΡΗΣ ΙΣΧΥΟΣ ΜΕ ΤΟ ΔΙΚΤΥΟ ΧΑΜΗΛΗΣ ΤΑΣΗΣ" Του φοιτητή του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστημίου Πατρών: ΚΩΝΣΤΑΝΤΙΝΟΥ ΕΜΜΑΝΟΥΗΛ ΠΕΡΑΚΗ (Α.Μ. 5746) Παρουσιάστηκε δημόσια και εξετάστηκε στο Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών στις 15/10/2010 Ο Επιβλέπων Ο Διευθυντής του Τομέα Εμμανουήλ Τατάκης Αναπληρωτής Καθηγητής Αντώνης Αλεξανδρίδης Καθηγητής

4

5 Αριθμός Διπλωματικής Εργασίας: /2010 ΤΙΤΛΟΣ: "ΜΕΛΕΤΗ ΠΡΟΣΟΜΟΙΩΣΗ ΚΑΙ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΣΥΣΤΗΜΑΤΟΣ ΔΙΑΣΥΝΔΕΣΗΣ ΑΝΕΜΟΓΕΝΝΗΤΡΙΑΣ ΜΙΚΡΗΣ ΙΣΧΥΟΣ ΜΕ ΤΟ ΔΙΚΤΥΟ ΧΑΜΗΛΗΣ ΤΑΣΗΣ" Φοιτητής: Επιβλέπων: Καθηγητής Κωνσταντίνος Περάκης Δρ.-Μηχ. Εμμανουήλ Τατάκης, Αναπληρωτής Περίληψη Η παρούσα εργασία πραγματεύεται αφ ενός μεν τη μελέτη, μέσω προσομοίωσης, ενός αιολικού συστήματος παραγωγής ηλεκτρικής ενέργειας συνδεδεμένο στο δίκτυο χαμηλής τάσης αφ ετέρου δε την κατασκευή ενός τμήματος του συστήματος αυτού. Το αιολικό σύστημα συγκροτείται από μία ανεμογεννήτρια με σύγχρονη γεννήτρια μόνιμων μαγνητών και διατάξεις ηλεκτρονικών ισχύος που μετατρέπουν αρχικά την εναλλασσόμενη τάση σε συνεχή και στη συνέχεια τη συνεχή τάση σε εναλλασσόμενη, συχνότητας 50Hz, για τη σύνδεση με το δίκτυο. Πιο συγκεκριμένα, χρησιμοποιούνται κατά σειρά μία μη ελεγχόμενη ανορθωτική γέφυρα με διόδους για την ανόρθωση της τάσης, που παράγεται από τη γεννήτρια, ένας μετατροπέας τύπου Boost για την ανύψωση και σταθεροποίηση της τάσης και τέλος, ένας μονοφασικός αντιστροφέας με MOSFET. Η έξοδος του αντιστροφέα, μέσω φίλτρου και μετασχηματιστή, συνδέεται στο δίκτυο. Στόχος είναι η κατασκευή ενός πειραματικού πρωτοτύπου για τη σύνδεση της ανεμογεννήτριας του εργαστηρίου, ισχύος 1kW, με το δίχτυο χαμηλής τάσης, ώστε να χρησιμοποιηθεί για εργαστηριακούς και ερευνητικούς σκοπούς. Αρχικά, αναλύεται η λειτουργία τεσσάρων ευρέως διαδεδομένων μετατροπέων dc-dc ανύψωσης και σταθεροποίησης τάσης και επιλέγεται ο καταλληλότερος για την συγκεκριμένη εφαρμογή, δίνοντας ιδιαίτερη βαρύτερα στο κόστος κατασκευής του κάθε μετατροπέα. Ο μετατροπέας ο οποίος επιλέχθηκε τελικά είναι ο απλός μετατροπέας boost, του οποίου τα πλεονεκτήματα παρουσιάζονται αναλυτικά. Στη συνέχεια, μοντελοποιούνται τα επιμέρους μέρη του αιολικού συστήματος, δίνοντας ιδιαίτερη έμφαση στον μετατροπέα ανύψωσης και σταθεροποίησης της τάσης. Ακολούθως τα επιμέρους μοντέλα συνενώνονται ώστε να προσομοιωθεί το σύστημα στο σύνολό του, να εξακριβωθεί η σωστή λειτουργία του και να εξαχθούν χρήσιμα συμπεράσματα. Έτσι, αναπτύσσεται ένα ακριβές μοντέλο που ανταποκρίνεται πλήρως στη λειτουργική συμπεριφορά μιας ανεμογεννήτριας με σύγχρονη γεννήτρια μόνιμων μαγνητών, ενώ σχεδιάζεται και το σύστημα ελέγχου του μετατροπέα ανύψωσης τάσης. Τέλος, σχεδιάζεται και κατασκευάζεται στο εργαστήριο το τμήμα της διάταξης που περιέχει το μετατροπέα ανύψωσης και σταθεροποίησης της συνεχούς τάσης μαζί με τον βρόγχο ελέγχου του. Πρώτο βήμα όμως, πριν από την υλοποίηση είναι η μελέτη του συνολικού συστήματος, η οποία πραγματοποιήθηκε μέσω προσομοίωσης σε ηλεκτρονικό υπολογιστή, με τη χρήση του λογισμικού Matlab/Simulink. Αφού ελεγχθεί η λειτουργία του, συνδέεται με τη σύγχρονη γεννήτρια, ολοκληρώνοντας επιτυχώς ένα μεγάλο κομμάτι του πειραματικού πρωτοτύπου του αιολικού συστήματος που εξετάζεται.

6

7 Abstract This thesis presents the study, modeling and implementation of a wind power system consists of a permanent magnet synchronous generator, a rectifier and boost stage, as well as an inverter stage for grid connection. Control applies on the dc-dc converter aiming at rendering the connection to the electrical power grid more versatile. The analysis was performed by developing an appropriate model for the system at the Matlab computing program aided by the Simulink toolbox of The MathWorks,Inc. In more detail, Chapter 1 is an introduction to renewable energy sources focusing on wind energy. Also, two different wind turbine operation types are introduced, mentioning some of their benefits and drawbacks, and the proposed wind power system with the appropriate technical requirements is examined. In Chapter 2, a comparison, with emphasis to the cost, among the most attractive stepup converters, for this application, is presented and the basic boost converter is chosen as the most promising converter. In Chapter 3, detailed mathematical models of the wind turbine, the three-phase rectifier with diodes, the boost converter, the inverter as well as the transformer with the output LC filter are presented. Aerodynamic system is given and analysis of the steady state operational characteristics of the models with the relevant equations and the basic theory are included. The control strategy of the dc-dc converter and the parameters of PI control are described in detail. In Chapter 4, the model of whole wind power system is presented with the appropriate demand specifications and parameters of the operation. Simulations have been carried out on each subsystem separately, as well as on assembled operation, making possible to investigate operating limits. Different tests have been done to the basic boost converter model in order to analyze the effect of the components tolerance to the performance and stability of the system. In Chapter 5, power stage, control subsystems implemented in dsp30f4011 microcontroller, as well as measurement and communication peripherals of the boost converter have been designed and constructed. Laboratory measurements have been carried out on an experimental construction in order to confirm the theoretically expected operational characteristics of the converter. Moreover, the perspective of connection to the power grid has been examined by defying the operational power limits of the system. Finally the most important conclusions of the thesis are presented, while the future steps for further system improvement are discussed.

8

9 ΠΡΟΛΟΓΟΣ Η διπλωματική εργασία που ακολουθεί πραγματοποιήθηκε στο εργαστήριο Ηλεκτρομηχανικής Μετατροπής Ενέργειας του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστημίου Πατρών. Τμήμα της εργασίας εκπονήθηκε κατά την διάρκεια της εξάμηνης παρουσίας μου στο Ινστιτούτο Ενεργειακής Τεχνολογίας στο Πανεπιστήμιο του Aalborg και συγκεκριμένα στο εργαστήριο «wind power systems». Πρόκειται για μέρος του project που πραγματοποιήθηκε στο πλαίσιο του προγράμματος Erasmus, με τίτλο «dc-dc converter for PMSG based wind turbine applications». Σκοπός της παρούσας εργασίας είναι αφ ενός μεν η μελέτη μέσω προσομοίωσης στον υπολογιστή ενός αιολικού συστήματος παραγωγής ηλεκτρικής ενέργειας αφ ετέρου δε η κατασκευή του μετατροπέα ανύψωσης τάσης του συστήματος μαζί με τον βρόγχο ελέγχου του. Στο σύστημα αυτό χρησιμοποιείται σύγχρονη γεννήτρια μόνιμων μαγνητών και συνδέεται στο δίκτυο χαμηλής τάσης μέσω ηλεκτρονικών μετατροπέων ισχύος. Η ανεμογεννήτρια ισχύος 1KW είναι εγκατεστημένη στην οροφή του εργαστηρίου και η εναλλασσόμενη τριφασική τάση στην έξοδο της ανορθώνεται με τη βοήθεια μιας μη ελεγχόμενης γέφυρας ανόρθωσης με διόδους. Στη συνέχεια, η συνεχής αυτή τάση ανυψώνεται και σταθεροποιείται στα 120V με τη χρήση ενός μετατροπέα τύπου Boost, ενώ τέλος ένας μονοφασικός αντιστροφέας με MOSFET χρησιμοποιείται για τη σύνδεση του συστήματος με το δίκτυο χαμηλής τάσης μέσω φίλτρου και μετασχηματιστή 1:4. Εκτός από την προσομοίωση τόσο των υποσυστημάτων της διάταξης όσο και του ολοκληρωμένου συστήματος, σκοπός της εργασίας είναι, επίσης, η κατασκευή της διάταξης του μετατροπέα ανύψωσης της τάσης τύπου Boost και η σταθεροποίηση της τάσης εξόδου του τελευταίου στα 120V. Το σύστημα το οποίο θα προσομοιωθεί και μέρος του θα κατασκευασθεί, παρά το γεγονός ότι η ισχύς του δεν θα ξεπερνά το 1kW, μπορεί να αποτελέσει ένα εργαστηριακό πρωτότυπο, για τη μελέτη της συμπεριφοράς παρόμοιων συστημάτων μεγάλης ισχύος. Στο πρώτο κεφάλαιο θα γίνει μία γενική αναφορά πάνω στις αρχές λειτουργίας των ανεμοκινητήριων συστημάτων. Εν συνεχεία, θα παρουσιασθούν οι δύο βασικές μέθοδοι λειτουργίας των συστημάτων μετατροπής της αιολικής ενέργειας σε ηλεκτρική, οι οποίες είναι η λειτουργία σταθερών στροφών-σταθερής συχνότητας και η λειτουργία μεταβλητών στροφών-σταθερής συχνότητας. Ακολούθως, αναλύονται τα πλεονεκτήματα και μειονεκτήματα των δύο αυτών μεθόδων, παρουσιάζονται διάφορες τοπολογίες που έχουν 1

10 προταθεί για την ανάπτυξη αιολικών συστημάτων, ενώ τέλος θα παρουσιάζεται αναλυτικά το συνολικό αιολικό σύστημα που επιλέγεται να μελετηθεί. Στο δεύτερο κεφάλαιο πραγματοποιείται η περιγραφή και σύγκριση των διάφορων μετατροπέων ανύψωσης και σταθεροποίησης τάσης οι οποίοι προσφέρονται για την συγκεκριμένη εφαρμογή και επιλέγεται η τοπολογία που θα κατασκευαστεί. Συγκεκριμένα παρουσιάζεται η λειτουργία των push-pull single inductor (SIC), push-pull double inductor (DIC), full-bridge και του απλού μετατροπέα boost και επιλέγεται τελικά ο απλός μετατροπέας boost ως ο καταλληλότερος για την συγκεκριμένη εφαρμογή. Στο τρίτο κεφάλαιο θα πραγματοποιηθεί η μοντελοποίηση των υποσυστημάτων του υπό διερεύνηση αιολικού συστήματος πλην του μετατροπέα ανύψωσης τάσης, καθώς θα αφιερωθεί ειδικό κεφάλαιο για την μοντελοποίηση του. Μοντελοποιούνται η σύγχρονη γεννήτρια μόνιμων μαγνητών, η ανορθωτική γέφυρα, ο μονοφασικός αντιστροφέας και τέλος, το φίλτρο εξόδου και ο μετασχηματιστής. Στο τέταρτο κεφάλαιο θα παρουσιαστεί η μοντελοποίηση μόνο του μετατροπέα ανύψωσης και σταθεροποίησης της τάσης καθώς αποτελεί τον μετατροπέα που θα κατασκευαστεί πρακτικά στο εργαστήριο. Θα αναλυθεί η επιλογή των στοιχείων που τον αποτελούν ενώ θα σχεδιαστεί και ο βρόχος ελέγχου του. Στο πέμπτο κεφάλαιο, θα πραγματοποιηθεί η προσομοίωση ολόκληρου του αιολικού συστήματος, συνενώνοντας ουσιαστικά τα επιμέρους τμήματά του που αναπτύχθηκαν στα προηγούμενα κεφάλαια και θα μελετηθεί η συμπεριφορά του σε αλλαγές αφενός μεν της ταχύτητας του ανέμου αφετέρου δε του φορτίου στην έξοδό του. Στο έκτο κεφάλαιο θα περιγραφεί η διαδικασία κατασκευής του τμήματος που περιλαμβάνει τον ανυψωτή τάσης με το ψηφιακό βρόχο ελέγχου του. Θα παρουσιαστεί η διαδικασία επιλογής των στοιχείων του, ο μικροεπεξεργαστής που θα χρησιμοποιηθεί καθώς και η διαδικασία παραγωγής παλμών καθώς επίσης και όλα τα υπόλοιπα βήματα που ακολουθήθηκαν για την κατασκευή του. Τέλος, στο έβδομο κεφάλαιο θα παρουσιαστούν τα πειραματικά αποτελέσματα που ελήφθησαν στον μετατροπέα ανύψωσης τάσης και θα ελεγχθεί η ορθή λειτουργία του χωρίς το βρόχο ελέγχου του. Στο σημείο αυτό θα ήθελα να εκφράσω τις θερμές μου ευχαριστίες στον Αναπληρωτή Καθηγητή κ. Τατάκη για την πολύτιμη βοήθεια και καθοδήγηση που μου προσέφερε καθ όλη την διάρκεια εκπόνησης της διπλωματικής εργασίας. Επίσης, ιδιαίτερες ευχαριστίες θα ήθελα να απευθύνω στους Καθηγητές του Aalborg University τους κκ.dezso Sera και Marian Lungeanu για τις πολύτιμες συμβουλές τους 2

11 στην προσομοίωση του μετατροπέα και του συνολικού συστήματος καθώς και στην επιλογή των στοιχείων που θα χρησιμοποιηθούν στην κατασκευή καθώς και τον καθηγητή Florin Iov για την συμβολή του στη συγκεκριμένη εργασία. Επίσης ευχαριστώ του προπτυχιακούς και μεταπτυχιακούς φοιτητές του τμήματος μας και ιδιαίτερα τον Παναγιώτη Γρυπαίο για την βοήθειά του. Τέλος, θα ήθελα να ευχαριστήσω θερμά τους γονείς μου, Μανώλη και Μαριάννα, για την αμέριστη συμπαράστασή τους καθ όλη τη διάρκεια των σπουδών μου. 3

12 4

13 ΠΕΡΙΕΧΟΜΕΝΑ ΠΕΡΙΕΧΟΜΕΝΑ...5 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 1 ΣΥΣΤΗΜΑΤΑ ΜΕΤΑΤΡΟΠΗΣ ΑΙΟΛΙΚΗΣ ΕΝΕΡΓΕΙΑΣ ΣΕ ΗΛΕΚΤΡΙΚΗ Γενικά Παραγωγή ενέργειας από τον άνεμο Λειτουργία σταθερών στροφών σταθερής συχνότητας Λειτουργία Μεταβλητών στροφών-σταθερής συχνότητας Προτεινόμενο σύστημα μεταβλητών στροφών-σταθερής συχνότητας για την.. σύνδεση της ανεμογεννήτριας στο δίκτυο Σχεδιασμός του συστήματος 22 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 2 ΜΕΤΑΤΡΟΠΕΑΣ ΑΝΥΨΩΣΗΣ ΤΑΣΗΣ Μετατροπέας Full Bridge με μετασχηματιστή απομόνωσης Μετατροπέας Double Inductor push-pull ανύψωσης τάσης Βασική τοπολογία μετατροπέα Boost Μετατροπέας Cuk Επιλογή τοπολογίας. 43 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 3 ΜΟΝΤΕΛΟΠΟΙΗΣΗ ΤΩΝ ΥΠΟΣΥΣΤΗΜΑΤΩΝ ΤΗΣ ΔΙΑΤΑΞΗΣ Γενικά,, Μοντελοποίηση της σύγχρονης γεννήτριας Μοντελοποίηση της ανορθωτικής γέφυρας Μοντελοποίηση του μονοφασικού αντιστροφέα Μοντελοποίηση των φίλτρων και του μετασχημσατιστή

14 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 4 ΜΟΝΤΕΛΟΠΟΙΗΣΗ ΤΟΥ ΜΕΤΑΤΡΟΠΕΑ BOOST Εισαγωγή Μοντελοποίηση μετατοπέα στο Matlab/Simulink Επιλογή στοιχείων του μετατροπέα Σχεδιασμός συστήματος ελέγχου.66 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 5 ΠΡΟΣΟΜΟΙΩΣΗ ΤΩΝ ΥΠΟΣΥΣΤΗΜΑΤΩΝ ΚΑΙ ΤΟΥ ΣΥΝΟΛΙΚΟΥ ΑΙΟΛΙΚΟΥ ΣΥΣΤΗΜΑΤΟΣ Εισαγωγή Παράμετροι λειτουργίας του αιολικού συστήματος Προσομοίωση της σύγχρονης γεννήτριας μόνιμων μαγνητών Προσομοίωση του ανορθωτή με διόδους Προσομοίωση του ανυψωτή-σταθεροποιητή τάσης Προσομοίωση του μονοφασικού αντιστροφέα Προσομοίωση του συνολικού αιολικού συστήματος.111 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 6 ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΤΟΥ ΜΕΤΑΤΡΟΠΕΑ ΑΝΥΨΩΣΗΣ ΚΑΙ ΣΤΑΘΕΡΟΠΟΙΗΣΗΣ Εισαγωγή Επιλογή των στοιχείων του μετατροπέα Διαδικασία κατασκευής της διάταξης Ο μικροεπεξεργαστής dsp30f4011 και τo MPLAB Ανάπτυξη προγράμματος-διαδικασία Παραγωγής Παλμών.144 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 7 ΠΕΙΡΑΜΑΤΙΚΑ ΑΠΟΤΕΛΕΣΜΑΤΑ-ΠΡΟΟΠΤΙΚΕΣ Πειραματικά αποτελέσματα λειτουργίας ανοιχτού βρόχου Συμπεράσματα - Προοπτικές.165 ΒΙΒΛΙΟΓΡΑΦΙΑ ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Α

15 ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Β ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Γ ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Δ

16 8

17 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 1 ΣΥΣΤΗΜΑΤΑ ΜΕΤΑΤΡΟΠΗΣ ΑΙΟΛΙΚΗΣ ΕΝΕΡΓΕΙΑΣ ΣΕ ΗΛΕΚΤΡΙΚΗ 1.1 Γενικά Τα ολοένα αυξανόμενα περιβαλλοντικά προβλήματα και η μείωση των αποθεμάτων των φυσικών πόρων, που χρησιμοποιούνται ως πρώτη ύλη για την παραγωγή ηλεκτρικής ενέργειας από συμβατικούς σταθμούς οδήγησαν στην αναγκαιότητα διερεύνησης εναλλακτικών δυνατοτήτων ηλεκτροπαραγωγής. Μέχρι σήμερα, το φυσικό αέριο και οι ανανεώσιμες πηγές ενέργειας παρουσιάζονται ως οι πλέον χρησιμοποιούμενες λύσεις. Από τις ανανεώσιμες πηγές ενέργειας, διαφαίνεται ότι η αιολική θα διαδραματίσει πρωτεύοντα ρόλο καθώς αποτελεί μία από τις γρηγορότερα αναπτυσσόμενες πηγές ενέργειας παγκοσμίως και υπολογίζεται ότι θα καλύψει το 12% της παγκόσμιας ζήτησης ενέργειας μέχρι το τέλος του 2012[1] Σύμφωνα με την Ελληνική Επιστημονική Ένωση Αιολικής Ενέργειας (ΕΛΕΤΑΕΝ) [2], στο τέλος του 2008, η παγκόσμια εγκατεστημένη ισχύ ανεμογεννητριών ήταν 120.8GW. Κατά το 2009 σημειώθηκε αύξηση της εγκατεστημένης ισχύς κατά 37.9GW παγκοσμίως. Η Ευρώπη έφτασε τα MW και καλύπτει το 4.2% της ηλεκτρικής ζήτησης, αποτρέποντας την εκπομπή 108 εκατομμυρίων τόνων διοξειδίου του άνθρακα ετησίως, αριθμός που ισοδυναμεί με την απόσυρση 50 εκατομμυρίων αυτοκινήτων. Στα τέλη του 2008, εργαζόμενοι απασχολούνται άμεσα ή έμμεσα στην αιολική βιομηχανία ενώ οι επενδύσεις στην ΕΕ ανήλθαν σε 11 δις ευρώ. Η Γερμανία και η Ισπανία εξακολουθούν να μονοπωλούν την κορυφή του Ευρωπαϊκού πίνακα αιολικών εγκαταστάσεων. Η Γαλλία, η Ιταλία και το Ην. Βασίλειο είχαν ικανοποιητική ανάπτυξη ξεπερνώντας τα MW. Υπάρχουν 10 κράτη μέλη που ξεπέρασαν τα MW, ενώ άλλα 2, η Αυστρία και η Ελλάδα είναι πολύ κοντά. Μεταξύ των νέων κρατών μελών, εντυπωσιακή πρόοδο στον τομέα αυτό παρουσίασαν η Ουγγαρία, που διπλασίασε την εγκατεστημένη ισχύ της, φτάνοντας τα 127 MW, η Βουλγαρία που την τριπλασίασε από τα 57 MW στα 158 MW και η Πολωνία που σχεδόν την διπλασίασε στα 472 MW από τα 276 MW. Από τα μη κράτη μέλη εντυπωσιακή αύξηση παρατηρήθηκε στην Τουρκία, όπου τριπλασιάσθηκε η εγκατεστημένη ισχύς από 147 MW σε 433 MW. Οι ΗΠΑ πέρασαν την Γερμανία, ενώ η Κίνα διπλασίασε την εγκατεστημένη ισχύ της για 4 η συνεχόμενη χρονιά, αλλά παρέμεινε 9

18 στην 4 η θέση, με 3 η την Ισπανία και 5 η την Ινδία, ενώ τις επόμενες 5 θέσεις κατέχουν η Ιταλία, η Γαλλία, το Ηνωμένο Βασίλειο, η Δανία και η Πορτογαλία (Σ.Σ. την οποία Πορτογαλία ξεπερνούσαμε μέχρι το 2004). Στις ΗΠΑ η μεγάλη ανάπτυξη του 2008 αντιστοιχεί σε 50% αύξηση της εγκατεστημένης ισχύος. Τα νέα αιολικά έργα του 2008, καλύπτουν το 42% όλων των νέων σταθμών παραγωγής ενέργειας που κατασκευάστηκαν το 2008, ενώ δημιούργησαν νέες θέσεις εργασίας Και η Ελλάδα; Από τα 871 MW ανέβηκε στα 985 MW δηλαδή 114 MW το 2008, έναντι 125 MW το 2007 και 173 MW το Η συνεισφορά μας στο παγκόσμιο σύνολο βρίσκεται στο 0,82%, από 0,93% το 2007 και 1,01% το 2006 [2]. Σε αρκετές χώρες η ραγδαία αύξηση που παρατηρείται οφείλεται, εκτός των προαναφερθέντων, στην αλλαγή του θεσμικού πλαισίου που σχετίζεται με την παραγωγή ηλεκτρικής ενέργειας και ειδικότερα στη δυνατότητα ηλεκτροπαραγωγής από ιδιώτες και στη θέσπιση ισχυρών οικονομικών κινήτρων για την αξιοποίηση συστημάτων ανανεώσιμων πηγών ενέργειας (Α.Π.Ε.), όπως επιδοτήσεις, αγορά από Δημόσιους Οργανισμούς της παραγόμενης ενέργειας από Α.Π.Ε. κλπ. Η προοπτική αξιοποίησης του αιολικού δυναμικού στη χώρα μας είναι ραγδαία και οφείλεται, εκτός των παραπάνω, στο υψηλό αιολικό δυναμικό που έχει καταγραφεί στα ελληνικά νησιά, στην ύπαρξη απομακρυσμένων, όσον αφορά την ηλεκτρική διασύνδεση, ηπειρωτικών περιοχών, καθώς επίσης και στα κίνητρα που έχουν καθοριστεί. Τα κύρια πλεονεκτήματα των Α.Π.Ε είναι τα εξής [3] είναι πρακτικά ανεξάντλητες πηγές ενέργειας και συμβάλλουν στην μείωση της εξάρτησης από εξαντλήσιμους συμβατικούς ενεργειακούς πόρους είναι εγχώριες πηγές ενέργειας και συμβάλλουν στην ενίσχυση της ενεργειακής ανεξαρτητοποίησης και της ασφάλειας του ενεργειακού εφοδιασμού σε εθνικό επίπεδο είναι διάσπαρτες γεωγραφικά και οδηγούν στην αποκέντρωση του ενεργειακού συστήματος, δίνοντας την δυνατότητα κάλυψης των ενεργειακών αναγκών σε τοπικό και περιφερειακό επίπεδο, με αποτέλεσμα την μείωση των απωλειών στις γραμμές μεταφοράς έχουν συνήθως χαμηλό λειτουργικό κόστος και δεν επηρεάζεται από τις διακυμάνσεις της διεθνούς οικονομίας και των τιμών των καυσίμων οι επενδύσεις των Α.Π.Ε δημιουργούν σημαντικό αριθμό νέων θέσεων εργασίας ιδιαίτερα σε τοπικό επίπεδο 10

19 είναι φιλικές προς το περιβάλλον και τον άνθρωπο και η αξιοποίηση τους είναι γενικά αποδεκτή από το ευρύ κοινό 1.2 Παραγωγή ενέργειας από τον άνεμο Η παραγωγή ηλεκτρικής ενέργειας από ανεμογεννήτριες διαφοροποιείται σημαντικά από τις συμβατικές μεθόδους παραγωγής. Στο σημείο αυτό είναι σημαντικό να αναφέρουμε τα βασικά μέρη από τα οποία αποτελείται ένα σύστημα παραγωγής ηλεκτρικής ενέργειας από τον άνεμο. Στο σχήμα 1.1 φαίνεται το block διάγραμμα ενός τέτοιου συστήματος καθώς και η ροή ενέργειας σε αυτό: Σχήμα 1.1: Διάταξη παραγωγής ηλεκτρικής ενέργειας από τον αέρα [4]. Η κινητική ενέργεια των αερίων μαζών μετατρέπεται σε μηχανικό έργο με την βοήθεια μιας αεροδυναμικής διάταξης, του ανεμοκινητήρα (Α/Κ). Μεταξύ του ανεμοκινητήρα και της γεννήτριας, η οποία μετατρέπει το μηχανικό έργο σε ηλεκτρική ενέργεια, παρεμβάλλεται ένα μηχανικό σύστημα προσαρμογής. Στη συνέχεια, η ηλεκτρική ενέργεια που παράγεται στην έξοδο της γεννήτριας, τροφοδοτείται στο δίκτυο, μέσω της χρησιμοποιούμενης συσκευής συνδέσεώς της με αυτό. Οι μεγάλες διακυμάνσεις της ταχύτητας του ανέμου με το χρόνο, οδηγούν σε ασυμφωνία μεταξύ ζήτησης και παραγωγής ενέργειας. Λύση στο πρόβλημα αυτό μπορεί να δοθεί με την χρήση συσκευών αποθήκευσης ενέργειας. Η αποθηκευμένη ενέργεια καλύπτει το ενεργειακό έλλειμμα, όταν η ισχύς της ανεμογεννήτριας πέφτει κάτω από ένα συγκεκριμένο επίπεδο [4]. Στα αιολικά συστήματα παραγωγής ηλεκτρικής ενέργειας η μεταβλητότητα του ανέμου προκαλεί σημαντικές διακυμάνσεις στην ισχύ που απομαστεύεται από τον ανεμοκινητήρα, οι οποίες μεταφέρονται μέσω του μηχανικού συστήματος μετάδοσης στην έξοδο της γεννήτριας. Αυτό έχει ως αποτέλεσμα αφενός μεν να εμφανίζονται έντονες μηχανικές και ηλεκτρικές καταπονήσεις και αφετέρου να έχουμε μεγάλες ταλαντώσεις της ηλεκτρικής 11

20 ισχύος στην έξοδο της ανεμογεννήτριας. Οι ταλαντώσεις αυτές αλλοιώνουν την ποιότητα της ισχύος, ενώ είναι δυνατό να επηρεάσουν την ευστάθεια του δικτύου στο οποίο είναι συνδεδεμένη η ανεμογεννήτρια. Στη δυναμική αυτών των φαινομένων συμμετέχουν εξίσου ο ανεμοκινητήρας, το μηχανικό σύστημα μετάδοσης της ισχύος, η γεννήτρια, τα συστήματα αυτομάτου ελέγχου που μπορεί να υπάρχουν και το ηλεκτρικό δίκτυο [4]. Ο άνεμος, από μετεωρολογικής άποψης, είναι αέριες μάζες σε κίνηση. Ο αέρας έχει μάζα m η οποία όταν αποκτήσει ταχύτητα u w, ο προκύπτων άνεμος έχει κινητική ενέργεια 2 1/2 m u w (1.1) Αν ρ η πυκνότητα του αέρα που μεταβάλλεται με το ύψος και τις ατμοσφαιρικές συνθήκες, u w η ταχύτητα του ανέμου και Α η επιφάνεια που σχηματίζουν τα πτερύγια όταν περιστρέφονται, τότε m=ρ Α u w (1.2) θα είναι η μάζα αέρα που περνά στη μονάδα του χρόνου από τη συγκεκριμένη επιφάνεια. Συνεπώς, σύμφωνα με τη σχέση 1.1 η κινητική ενέργεια που περνά από την επιφάνεια στη μονάδα του χρόνου, δηλαδή η ισχύς θα είναι P wind =1/2 ρ Α u w u 2 w =0.5ρ u 3 w Α=0.5 ρ u 3 w π R 2 (1.3) όπου R η ακτίνα των πτερυγίων. Αυτή είναι η ολική ισχύς που διαθέτει ο άνεμος όταν διαπερνά τα πτερύγια ενός ανεμοκινητήρα. Η μηχανική ισχύς που απομαστεύεται από τον ανεμοκινητήρα (P WM ) είναι μόνο ένα κλάσμα αυτής της ισχύος, διότι αφενός μεν ο αέρας πρέπει να απομακρύνεται από τον ανεμοκινητήρα με κάποια ταχύτητα, αφετέρου δε τα πτερύγια του Α/Κ προκαλούν εκτροπή μέρους του αέρα το οποίο τα παρακάμπτει χωρίς να τα διαπεράσει [10]. Τα μεγέθη P wind και P WM συνδέονται μεταξύ τους μέσω ενός συντελεστή C p, που ονομάζεται συντελεστής αεροδυναμικής ισχύος και αποτελεί χαρακτηριστικό μέγεθος για κάθε Α/Κ: P C P 0.5 ρ u π R (1.4) 3 2 WM p wind C p w Ο συντελεστής αεροδυναμικής ισχύος C p προκύπτει βάσει μετρήσεων και υπολογισμών και εκφράζει την αεροδυναμική απόδοση του ανεμοκινητήρα. Η μέγιστη τιμή που μπορεί να λάβει είναι C p,max =16/27=59% και καλείται όριο του Βetz [10]. Το όριο αυτό είναι κατά κάποιο τρόπο ο μέγιστος βαθμός απόδοσης ενός συστήματος με ιδανική έλικα, κάτι ανάλογο με το βαθμό απόδοσης Carnot των θερμοδυναμικών κύκλων [4]. O συντελεστής C p εξαρτάται από τα κατασκευαστικά χαρακτηριστικά του Α/Κ και στην απλούστερη περίπτωση είναι μία συνάρτηση του λόγου ακροπτερυγίου λ και της κλίσης β των πτερυγίων: C p (λ,β). Ο λόγος ακροπτερυγίου (tip-speed ratio) λ ορίζεται από τη σχέση: 12

21 λ ταχύτητα ακροπτερυγίου ταχύτητα ανέμου Ω u WM (1.5) όπου Ω WM η γωνιακή ταχύτητα του ανεμοκινητήρα. Στο σχήμα 1.2 δίνεται μια τυπική καμπύλη του αεροδυναμικού συντελεστή ισχύος C p (λ) θεωρώντας την κλίση των πτερυγίων σταθερή. Όπως φαίνεται από το σχήμα μόνο για μία τιμή του λόγου λ ο συντελεστής αεροδυναμικής ισχύος αποκτά τη μέγιστη τιμή του, η οποία είναι βέβαια μικρότερη από το όριο του Betz. w R Σχήμα 1.2: Συντελεστής αεροδυναμικής απόδοσης συναρτήσει του λόγου λ [3]. Με τη βοήθεια του σχήματος 1.2 θα περιγραφούν στη συνέχεια οι δύο βασικές μέθοδοι λειτουργίας των συστημάτων μετατροπής της αιολικής ενέργειας σε ηλεκτρική, οι οποίες είναι [4-6]: Μέθοδος σταθερών στροφών σταθερής συχνότητας (ΣΣΣΣ) Μέθοδος μεταβλητών στροφών σταθερής συχνότητας (ΜΣΣΣ) Οι πρώτες ανεμογεννήτριες που εγκαταστάθηκαν λειτουργούσαν σύμφωνα με τη μέθοδο σταθερών στροφών σταθερής συχνότητας. Αργότερα διαπιστώθηκε ότι το σύστημα μεταβλητών στροφών σταθερής συχνότητας προσφέρει περισσότερα πλεονεκτήματα και για το λόγο αυτό καθιερώθηκε. Στη συνέχεια θα αναλυθούν οι δύο μέθοδοι λειτουργίας και θα γίνουν σαφή τα πλεονεκτήματα της λειτουργίας των μεταβλητών στροφών συγκριτικά με τις σταθερές στροφές. 1.3 Λειτουργία σταθερών στροφών-σταθερής συχνότητας Στη λειτουργία σταθερών στροφών ο δρομέας του ανεμοκινητήριου συστήματος στρέφεται με σχεδόν σταθερή ταχύτητα, ανεξάρτητα από την ταχύτητα του ανέμου. Η σύνδεση της ανεμογεννήτριας με το δίκτυο γίνεται απευθείας, με τη χρήση ενός 13

22 μετασχηματιστή προσαρμογής της τάσης εξόδου της Α/Γ στην τάση του δικτύου με το οποίο αυτή συνδέεται. Ένα σχηματικό διάγραμμα της λειτουργίας αυτής φαίνεται στο σχήμα 1.3: Σχήμα 1.3: Λειτουργία σταθερών στροφών σταθερής συχνότητας [4]. Η γεννήτρια του αιολικού συστήματος μπορεί να είναι είτε σύγχρονη είτε ασύγχρονη. Στην περίπτωση σύγχρονης γεννήτριας οι στροφές είναι σταθερές και εξαρτώνται από τη συχνότητα του δικτύου, ενώ στην περίπτωση χρησιμοποίησης ασύγχρονης γεννήτριας οι στροφές είναι σχεδόν σταθερές, αφού εξαιτίας της ολίσθησης μεταβάλλονται σε ένα μικρό εύρος τιμών. Τα συστήματα ΣΣΣΣ παρουσιάζουν προβλήματα που οφείλονται στην απευθείας σύνδεσή τους με το δίκτυο. Για παράδειγμα, όταν χρησιμοποιείται σύγχρονη γεννήτρια όπως στην περίπτωσή μας, η μανδάλωση της ταχύτητας σε μία συγκεκριμένη τιμή έχει ως αποτέλεσμα απότομες μεταβολές της ισχύος του ανέμου να μεταφέρονται απ ευθείας στο δίκτυο. Επιπλέον, εάν η μεταβαλλόμενη αεροδυναμική ροπή περιέχει αρμονικές συνιστώσες, που βρίσκονται κοντά στις συχνότητες συντονισμού του μηχανικού συστήματος μετάδοσης της ισχύος, θα εμφανιστούν έντονες ταλαντώσεις σ αυτό αλλά και στην ισχύ εξόδου της γεννήτριας. Από την άλλη πλευρά, η χρησιμοποίηση ασύγχρονης γεννήτριας η οποία επιτρέπει τη μεταβολή της γωνιακής ταχύτητας σε ένα περιορισμένο εύρος έχει σαν αποτέλεσμα την εξομάλυνση των διακυμάνσεων της ισχύος στην έξοδό της. Το μειονέκτημά της είναι ότι σε αντίθεση με την σύγχρονη γεννήτρια απορροφά άεργο ισχύ, πράγμα που σημαίνει ότι δεν μπορεί να χρησιμοποιηθεί για την αποκλειστική τροφοδότηση δικτύων [4]. Το μεγαλύτερο όμως μειονέκτημα της λειτουργία ΣΣΣΣ είναι άλλο. Στη λειτουργία με σταθερές στροφές, έχοντας δηλαδή Ω WM =ct, ο λόγος ακροπτερυγίου, όπως προκύπτει από τη σχέση 1.5, θα είναι αντιστρόφως ανάλογος της ταχύτητας του ανέμου. Αυτό σημαίνει πως μόνο για μία ταχύτητα ανέμου ο λόγος λ θα παίρνει τη βέλτιστη τιμή λ opt για την οποία C p =C p,max (σχήμα 1.2). Η λειτουργία ΣΣΣΣ συνεπάγεται, λοιπόν, την ελλιπή εκμετάλλευση 14

23 του ανεμοκινητήρα για τις περισσότερες ταχύτητες ανέμου, γεγονός που οδηγεί σε δραστική μείωση του συντελεστή απόδοσης τέτοιων συστημάτων. Ως συμπλήρωση του βασικού σχήματος 1.2 δίδεται παρακάτω, στο σχήμα 1.4, η τυπική μορφή των καμπυλών της αεροδυναμικής ισχύος του δρομέα της ανεμογεννήτριας P WM συναρτήσει της ταχύτητας περιστροφής του Ω WM, με παράμετρο την ταχύτητα του ανέμου u w. Όπως φαίνεται από το σχήμα 1.4, όταν η ταχύτητα του δρομέα είναι σταθερή, π.χ. N S, μόνο για μία ταχύτητα ανέμου (12m/s) η ισχύς που απομαστεύεται από τον άνεμο είναι η μέγιστη δυνατή. Για όλες τις υπόλοιπες ταχύτητες ανέμου η ισχύς που παίρνουμε από τον άνεμο είναι εμφανώς μικρότερη της μέγιστης δυνατής, οδηγώντας έτσι στη μείωση της απόδοσης των συστημάτων που λειτουργούν με σταθερές στροφές περιστροφής (λειτουργία ΣΣΣΣ). Σχήμα 1.4: Καμπύλες αεροδυναμικής ισχύος στροφών του δρομέα, με παράμετρο την ταχύτητα του ανέμου και βέλτιστη καμπύλη λειτουργίας [6]. Ο έλεγχος των συστημάτων ΣΣΣΣ βασίζεται στην υλοποίηση παθητικών και ενεργητικών τεχνικών ελέγχου. Παθητικές τεχνικές ελέγχου είναι αυτές που βασίζονται στα φυσικά χαρακτηριστικά του ανεμοκινητήρα. Μια τέτοια τεχνική είναι ο έλεγχος stall, όπου η ρύθμιση της ισχύος στα επιθυμητά επίπεδα γίνεται μέσω της αύξησης της δύναμης τριβής στα πτερύγια (απώλεια προσανατολισμού). Αντίθετα ο ενεργητικός έλεγχος στηρίζεται στην τροποποίηση της λειτουργικής κατάστασης του Α/Κ, άρα ουσιαστικά στη δυνατότητα τροποποίησης των κατασκευαστικών χαρακτηριστικών του (pitch control) [5]. Συμπερασματικά, το σύστημα σταθερών στροφών σταθερής συχνότητας παρουσιάζει το πλεονέκτημα της εξαιρετικής απλότητας και αξιοπιστίας και των μηδενικών αναγκών συντήρησης, γεγονός που συνέβαλε στην καθιέρωσή του σε μια εποχή όπου η αξιοπιστία 15

24 ήταν το βασικότερο από τα προς επίλυση προβλήματα των ανεμογεννητριών. Ταυτόχρονα, όμως, το σχήμα αυτό χαρακτηρίζεται από μια σειρά από καθοριστικά μειονεκτήματα: αυξημένη μεταβλητότητα της ροπής και της ισχύος εξόδου, ταλαντώσεις του μηχανικού συστήματος και λειτουργία του συστήματος σε υποβέλτιστο αεροδυναμικό συντελεστή ισχύος [6]. 1.4 Λειτουργία μεταβλητών στροφών-σταθερής συχνότητας Λύση σε πολλά από τα παραπάνω προβλήματα μπορεί να δώσει η λειτουργία ΜΣΣΣ, όπου η ταχύτητα του δρομέα της ανεμογεννήτριας μεταβάλλεται κατά ελεγχόμενο τρόπο, ανάλογα με την ταχύτητα του ανέμου. Για το σκοπό αυτό και τη σύνδεση της ηλεκτρικής γεννήτριας στο δίκτυο σταθερής συχνότητας έχουν προταθεί παλαιότερα διάφορες μέθοδοι με χρήση υδραυλικών συστημάτων ή κιβωτίων ταχυτήτων μεταβαλλόμενου λόγου, αλλά ο πλέον κατάλληλος τρόπος, για λόγους απωλειών, αξιοπιστίας και αναγκών συντήρησης, είναι με τη χρήση μετατροπέα συχνότητας. Με τον τρόπο αυτό η ταχύτητα περιστροφής αποδεσμεύεται από τη σταθερή συχνότητα του δικτύου και είναι δυνατή η μεταβολή της εντός ευρέων ορίων [6]. Στο σχήμα 1.5 δίνεται το διάγραμμα ενός τέτοιου συστήματος. Σχήμα 1.5: Λειτουργία μεταβλητών στροφών σταθερής συχνότητας [4]. Όπως φαίνεται και στο σχήμα 1.5, στην έξοδο της γεννήτριας συνδέεται ένας τριφασικός ανορθωτής ελεγχόμενος ή μη, που μετατρέπει τα εναλλασσόμενα ηλεκτρικά μεγέθη της ανεμογεννήτριας σε συνεχή. Η σύνδεση στο δίκτυο γίνεται μέσω ενός αντιστροφέα, ο οποίος μετατρέπει τα συνεχή ηλεκτρικά μεγέθη σε εναλλασσόμενα, συχνότητας ίδιας με αυτήν του δικτύου. Οι μετατροπείς αυτοί μπορούν να αποτελούνται είτε από θυρίστορ, είτε από ημιαγωγικά στοιχεία ελεγχόμενης έναυσης και σβέσης, όπως θυρίστορ με πύλη σβέσης (GTO, θυρίστορ) ή τρανζίστορ μονωμένης πύλης (IGBT). Αυτός ο τρόπος σύνδεσης αποσκοπεί κυρίως στην μεγιστοποίηση της ισχύος που απομαστεύεται από τον άνεμο, μεταβάλλοντας κατάλληλα την γωνιακή ταχύτητα της ανεμογεννήτριας, μέσω του ηλεκτρονικού ελέγχου της διασύνδεσης ΕΡ/ΣΡ/ΕΡ [3]. 16

25 Ο βασικός λόγος που οδήγησε στην εισαγωγή της λειτουργίας μεταβλητών στοφών ήταν η βελτιστοποίηση της ενεργειακής απόδοσης του συστήματος, η οποία είναι μειωμένη στη λειτουργία σταθερών στροφών. Στη λειτουργία μεταβλητών στροφών στόχος είναι η αλλαγή της ταχύτητας του δρομέα ανάλογα με την ταχύτητα του ανέμου, έτσι ώστε το σημείο λειτουργίας να βρίσκεται πάντοτε στην κορυφή των αντίστοιχων καμπυλών, ή διαφορετικά να βρίσκεται πάνω στην καμπύλη μέγιστης αποδιδόμενης ισχύς, όπως φαίνεται από το Σχήμα 1.4. Αυτό θα συμβαίνει όταν η γωνιακή ταχύτητα του δρομέα μεταβάλλεται σύμφωνα με τη σχέση: ταχύτητα ακροπτερυγίου Ω R λ opt (1.6) WM opt λ ΩWM u w ταχύτητα ανέμου u w R όπου λ ο λόγος ακροπτερυγίου (tip-speed ratio) και u w η ταχύτητα του ανέμου. Πρέπει πάντως να τονιστεί ότι η αύξηση της απόδοσης σε σχέση με τη λειτουργία σταθερών στροφών είναι πολύ μικρότερη της αναμενόμενης από τις στατικές καμπύλες ισχύος, διότι σε δυναμικές συνθήκες ο δρομέας, λόγω αδράνειας, μπορεί να παρακολουθεί μόνο τις αργές μεταβολές της ταχύτητας του ανέμου και άρα βρίσκεται συνεχώς σε μηβέλτιστη κατάσταση λειτουργίας. Σε πολύ υψηλές ταχύτητες ανέμου, όπου η αεροδυναμική ισχύς και η ροπή έχουν φτάσει τις ονομαστικές τους τιμές η ταχύτητα του δρομέα διατηρείται γενικά σταθερή στη μέγιστη τιμή της. Σε αυτή την περιοχή ο περιορισμός της ισχύος του δρομέα πραγματοποιείται είτε από το σύστημα μεταβολής της κλίσης των πτερυγίων είτε με εκμετάλλευση των αεροδυναμικών χαρακτηριστικών τους. Το βασικότερο ίσως πλεονέκτημα της λειτουργίας μεταβλητών στροφών είναι η εξομάλυνση της μεταβλητότητας των μηχανικών ροπών, η απόσβεση των συντονισμών του μηχανικού συστήματος μετάδοσης της κίνησης και ο περιορισμός των μέγιστων φορτίων (αιχμών της ροπής, π.χ. για ριπές του ανέμου). Άμεση συνέπεια αυτών είναι ο περιορισμός των καταπονήσεων και άρα η αύξηση της αναμενόμενης διάρκειας ζωής των μηχανικών συνιστωσών και η δυνατότητα μείωσης του μεγέθους τους, με θετική επίπτωση στο βάρος και το κόστος της κατασκευής (περιορισμός του over-engineering της όλης κατασκευής) [4-6]. Επιτρέποντας στις στροφές της ανεμογεννήτριας να μεταβάλλονται, διακυμάνσεις της ισχύος από την πλευρά του ανέμου δεν εμφανίζονται κατευθείαν στην γεννήτρια, αφού τα στρεφόμενα μέρη του συστήματος λειτουργούν τώρα ως σφόνδυλος, ο οποίος αποθηκεύει ή δίνει ενέργεια, σε μια αύξηση ή μείωση της ταχύτητας του ανέμου. Έτσι, ως τελικό αποτέλεσμα, εκτός από τη μεγαλύτερη απομάστευση ισχύος από τον άνεμο, έχουμε καλύτερη ποιότητα ισχύος που προσδίδεται στο δίκτυο[4]. Επίσης, ανάλογα με τον τύπο 17

26 των χρησιμοποιούμενων μετατροπέων ισχύος, σε ορισμένες περιπτώσεις είναι επίσης δυνατός ο έλεγχος και της άεργου ισχύος εξόδου, με λειτουργία της ανεμογεννήτριας υπό μοναδιαίο συντελεστή ισχύος. Άλλα σημαντικά πλεονεκτήματα είναι τα χαμηλότερα επίπεδα θορύβου λόγω λειτουργίας σε μειωμένες στροφές. Η χρήση των μετατροπέων ισχύος παρέχει ακόμα τη δυνατότητα ηλεκτρικής πέδησης σχεδόν μέχρι μηδενικής ταχύτητας (ανάλογα με το είδος των μετατροπέων) μειώνοντας τη φθορά των μηχανικών συστημάτων πέδησης, ενώ επίσης ο έλεγχος των υπερφορτίσεων της μηχανής είναι πολύ πιο αποτελεσματικός, αφού ελέγχεται άμεσα το ρεύμα και η ροπή της γεννήτριας. Η λειτουργία της ανεμογεννήτριας σε μειωμένη ταχύτητα έχει ως αποτέλεσμα και τη μείωση των απωλειών ισχύος του συστήματος μετάδοσης της κίνησης, η οποία όμως αντισταθμίζεται από τις απώλειες των μετατροπέων ισχύος, σε ποσοστό που εξαρτάται από το είδος των χρησιμοποιούμενων μετατροπέων. Ένα ακόμα πλεονέκτημα είναι ότι η λειτουργία με μεταβλητό αριθμό στροφών παρέχει τη δυνατότητα μείωσης της ισχύος εξόδου σε ώρες χαμηλού φορτίου. Αυτή η δυνατότητα είναι σημαντική, γιατί έτσι αποφεύγεται η αποσύνδεση της ανεμογεννήτριας από το δίκτυο [4]. Να αναφέρουμε τέλος ότι στα ΜΣΣΣ είναι εύκολο να προσαρμοστούν συστήματα τηλεχειρισμού λόγω της δυνατότητας ενεργοποίησης (με ασύρματο ή ενσύρματο τρόπο) των υποσυστημάτων που σχετίζονται με την μεταβολή των γωνιών έναυσης των ημιαγωγικών στοιχείων ισχύος [5]. Συμπερασματικά, η λειτουργία μεταβλητών στροφών με τη χρήση κατάλληλων μετατροπέων ισχύος περιορίζει τον μη-ελεγχόμενο χαρακτήρα της ανεμογεννήτριας ως πηγής ισχύος και καθιστά ευκολότερη την ενσωμάτωσή της στα υπάρχοντα συστήματα ηλεκτρικής ενέργειας. Πέραν των πολλών πλεονεκτημάτων των ανεμογεννητριών με λειτουργία μεταβλητών στροφών υπάρχουν και αρκετά μειονεκτήματα. Το πρώτο μειονέκτημα σχετίζεται με την αυξημένη πολυπλοκότητα του συστήματος λόγω του μετατροπέα συχνότητας. Ταυτόχρονα, ανάλογα με τη χρησιμοποιούμενη διαμόρφωση του ηλεκτρικού μέρους, ενδεχομένως να χρησιμοποιείται σύγχρονη γεννήτρια ή μηχανή επαγωγής δακτυλιοφόρου δρομέα, αντί για την απλή γεννήτρια κλωβού, με αποτέλεσμα την αύξηση του κόστους, του βάρους και των αναγκών συντήρησης. Εξαιτίας της ύπαρξης ηλεκτρονικών μετατροπέων ισχύος υπάρχουν διακοπτικά φαινόμενα, τα οποία οδηγούν σε αύξηση των ανώτερων αρμονικών που εγχέονται στο δίκτυο. Συνεπώς είναι απαραίτητη η εγκατάσταση ογκωδών φίλτρων για τον περιορισμό των ανώτερων αρμονικών. Τα προβλήματα αυτά είναι ιδιαίτερα έντονα για τους συμβατικούς εξαπαλμικούς μετατροπείς γέφυρας, οι οποίοι χαρακτηρίζονται επιπλέον από την αυξημένη κατανάλωση άεργου ισχύος. Με την χρήση μετατροπέων ελεγχόμενων 18

27 με τη μέθοδο PWM σε διακοπτικές συχνότητες της τάξης των λίγων khz (που είναι εφικτές με τη χρήση MOSFETs) τα προβλήματα των αρμονικών περιορίζονται σημαντικά, αφού μεταφέρονται σε υψηλότερες συχνότητες απαιτώντας έτσι μικρότερα φίλτρα [7]. Τα πολύ σημαντικά πλεονεκτήματα των συστημάτων μεταβλητών στροφών οδήγησαν στην καθιέρωσή τους. Για τους μετατροπείς με ηλεκτρονικά ισχύος μπορούν να χρησιμοποιηθούν διάφορα εναλλακτικά σχήματα, ανάλογα με τον τύπο της χρησιμοποιούμενης γεννήτριας. 1.5 Προτεινόμενο σύστημα μεταβλητών στροφών-σταθερής συχνότητας για τη σύνδεση ανεμογεννήτριας με το δίκτυο Το αιολικό σύστημα που επιλέγεται να μελετηθεί στην παρούσα εργασία απεικονίζεται στο σχήμα 1.6 και περιέχει σύγχρονη γεννήτρια μόνιμων μαγνητών, η οποία παρότι αυξάνει το κόστος της κατασκευής έχει το πλεονέκτημα της παραγωγής άεργου ισχύος, προϋπόθεση απαραίτητη σε πολλές εφαρμογές και έτσι δεν χρειάζεται πυκνωτές αυτοδιέγερσης στα άκρα της. Σχήμα 1.6: Το υπό διερεύνηση αιολικό σύστημα ΜΣΣΣ με σύγχρονη γεννήτρια μόνιμων μαγνητών. 19

28 Τα βασικά χαρακτηριστικά της ανεμογεννήτριας [8] παρουσιάζονται στον παρακάτω πίνακα: Maximum Power Rated power V peak Cut in wind Peak Power wind 1000W 840W 75V 3.1m/s 13.5m/s Η χαρακτηριστική κυματομορφή της ανεμογεννήτριας φαίνεται στο παρακάτω σχήμα[8]: Σχήμα 1.7: Χαρακτηριστική ανεμογεννήτριας [8] Η ανεμογεννήτρια του εργαστηρίου είναι η Whisper 200 της εταιρίας SouthWest Windpower, αμερικάνικης κατασκευής και ισχύος 1kW, τεχνικά χαρακτηριστικά της οποίας παρουσιάζονται στο ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Α. Στο Σχήμα 1.7 παρουσιάζεται η καμπύλη ισχύος της ανεμογεννήτριας ως προς τον άνεμο όπου, όπως διακρίνεται, η ανεμογεννήτρια λειτουργεί στην μέγιστη ισχύ για ταχύτητα ανέμου 13.5m/s. H μέγιστη ταχύτητα που μπορεί να αντέξει είναι 55m/s και οι τάσεις που παράγει στην έξοδό της είναι 24,36 και 48 VDC. 20

29 Σχήμα 1.8: Πραγματική καμπύλη ισχύος που παίρνουμε ως προς τον άνεμο από την Α/Γ που έχουμε στην οροφή του εργαστηρίου Στο σχήμα 1.8 φαίνεται η πραγματική χαρακτηριστική της ανεμογεννήτριας σύμφωνα με μετρήσεις που πραγματοποιήθηκαν από τον φοιτητή Γιακουμή Ιάκωβο για διάστημα 2 μηνών. Σχήμα 1.9: Ανεμογεννήτρια στην κορυφή του εργαστηρίου Στη διάταξη της παρούσας διπλωματικής εργασίας, η ανόρθωση πραγματοποιείται με τον μη ελεγχόμενο ανορθωτή διόδων. Στην έξοδο του υπάρχει ένας πυκνωτής προκειμένου να διατηρεί την τάση κατάλληλα ανορθωμένη και σταθερή στην είσοδο του επόμενου μετατροπέα. Στην πλευρά συνεχούς παρεμβάλλεται ένας μετατροπέας ανύψωσης και σταθεροποίησης τάσης για τον έλεγχο της τάσης εισόδου του αντιστροφέα. Ο αντιστροφέας είναι εφοδιασμένος με σύστημα ελέγχου το οποίο εξαναγκάζει τα φασικά 21

30 ρεύματα στην έξοδό του να ακολουθούν κάποια ρεύματα αναφοράς. Οι κυματομορφές των ρευμάτων αναφοράς είναι συγχρονισμένες με τις κυματομορφές τάσης του δικτύου έτσι ώστε να επιτυγχάνεται μοναδιαίος συντελεστής ισχύος. Εξαιτίας της αδυναμίας επίτευξης υψηλού λόγου ανύψωσης (Vo/Vi) από τον boost μετατροπέα, χρησιμοποιείται ένας μετασχηματιστής μετά τον αντιστροφέα για την ανύψωση της τάσης και την ομαλή σύνδεση με το δίκτυο. 1.6 Σχεδιασμός του συστήματος Για την πραγματοποίηση της σύνδεσης με το δίκτυο χαμηλής τάσης απαιτείται σταθερή συχνότητα (50Ηz για την Ελλάδα) και για τον λόγο αυτό είναι απαραίτητες οι διατάξεις μετατροπής ΕΡ/ΣΡ/ΕΡ. Για τη μετατροπή των εναλλασσόμενων τάσεων σε συνεχή χρησιμοποιείται τριφασική ανορθωτική γέφυρα με διόδους. Δεδομένου ότι στην είσοδο της ανορθωτικής γέφυρας οι εναλλασσόμενες τάσεις είναι μεταβλητού πλάτους, επόμενο είναι στην έξοδό της να παίρνουμε μία συνεχή τάση με μεταβαλλόμενο πλάτος. Η ανορθωτική γέφυρα με διόδους έχει τα σημαντικά πλεονεκτήματα της απλότητας και της αξιοπιστίας αλλά και τα μειονεκτήματα της μη ελεγχόμενης λειτουργίας καθώς και της μη αντιστροφής της ροής ισχύος. Η μέση τιμή της τάσης στην έξοδο της ανορθωτικής γέφυρα, με την ύπαρξη του πυκνωτή εξομάλυνσης, προκύπτει από τον τύπο V0 2 3 V m. Η τάση στην έξοδο της ανεμογεννήτριας είναι εναλλασσόμενη και κυμαίνεται μεταξύ 15-40V AC οπότε, με βάση τον παραπάνω τύπο, η τάση στην έξοδο της ανορθωτικής γέφυρας είναι συνεχής και έχει τιμές από V DC. Εδώ πρέπει να επισημάνουμε την χρήση του πυκνωτή εξομάλυνσης στην έξοδο της ανορθωτικής γέφυρας καθώς σε αντίθετη περίπτωση ο υπολογισμός της μέσης τάσης εξόδου θα γινόταν με διαφορετικό τύπο. Για την ανύψωση και σταθεροποίηση της τάσης στην είσοδο του αντιστροφέα, ώστε να μην ακολουθεί τις μεταβολές της τάσης εξόδου της ανορθωτικής γέφυρας, χρησιμοποιείται ο ανυψωτής τάσης, ο οποίος με το κατάλληλο σύστημα ελέγχου δίνει σταθερή τάση στην έξοδό του δηλαδή στην είσοδο του αντιστροφέα. Το βασικό πλεονέκτημα από την χρήση του ανυψωτή είναι ότι επιτυγχάνεται έλεγχος χρησιμοποιώντας ένα μόνο ημιαγωγικό διακόπτη ισχύος, στην προκειμένη περίπτωση ένα MOSFET ισχύος. Ο μετατροπέας boost είναι ικανός για μια ανύψωση, στην έξοδο, 2-3 φορές την τάση εισόδου καθώς ο μέγιστος λόγος κατάτμησης είναι D 0.7. Βάση, λοιπόν, της συνάρτησης μεταφοράς V T S 1 V t 1 D g o ff και θέτοντας D=0.7 προκύπτει ανύψωση Vo/Vi 3. Στην παρούσα 22

31 διπλωματική εργασία ο μετατροπέας boost ελέγχεται ώστε να διατηρεί σταθερή την τάση εξόδου του στα 120V. Ακολουθεί ο αντιστροφέας ο οποίος μετατρέπει την συνεχή τάση σταθερού πλέον πλάτους σε εναλλασσόμενη συχνότητας 50Ηz προκειμένου να γίνει η σύνδεση με το δίκτυο. Στον αντιστροφέα χρησιμοποιούνται MOSFET και με τη βοήθεια της τεχνικής ημιτονοειδούς διαμόρφωσης εύρους παλμών (SPWM) και του κατάλληλου βρόχου ελέγχου, το ρεύμα εξόδου συγχρονίζεται με την τάση του δικτύου για την επίτευξη μοναδιαίου συντελεστή ισχύος και την έγχυση μόνο ενεργού ισχύος στο δίκτυο. Ουσιαστικά με το βρόχο ελέγχου του ρεύματος του αντιστροφέα επιτυγχάνεται και ο έλεγχος της αποδιδόμενης προς το δίκτυο ισχύος από όλο το αιολικό σύστημα. Η ενεργός τιμή της βασικής αρμονικής της πολικής τάσης εξόδου του αντιστροφέα δίνεται από τον τύπο V, 0,61 m V. o inv a dc Τέλος, πριν τη σύνδεση με το δίκτυο είναι απαραίτητη η τοποθέτηση φίλτρων για την απορρόφηση των ανωτέρων αρμονικών της τάσης εξόδου του αντιστροφέα και ενός μετασχηματιστή, με λόγο μετασχηματισμού 1:4, για την ανύψωση της τάσης και την ηλεκτρική απομόνωση της πριν την σύνδεση με το δίκτυο. Παρόλο που η ταυτόχρονη χρήση, για τη ανύψωση της τάσης, boost μετατροπέα και μετασχηματιστή δεν είναι λογική, στην παρούσα διπλωματική εργασία χρησιμοποιούνται ταυτόχρονα, για εκπαιδευτικούς λόγους, προκειμένου οι φοιτητές να έχουν την δυνατότητα να μελετήσουν, ξεχωριστά, την λειτουργία τόσο του boost μετατροπέα όσο και του μετασχηματιστή κατά την διασύνδεση της ανεμογεννήτριας με το δίκτυο. Η στρατηγική διαστασιολόγησης που εφαρμόστηκε, βασίζεται αποκλειστικά στην ιδέα ότι για τη χαμηλότερη τάση στην έξοδο του ανορθωτή ( V DC,min ) και συνεπώς για την περίπτωση της χαμηλότερης παραγωγής ισχύος από την πλευρά της Α/Γ, το αιολικό σύστημα θα είναι ικανό να συνδέεται στο δίκτυο Χ.Τ. (230V). Για να γίνει αυτό, εκτός άλλων, θα πρέπει για V,min 40V (έξοδος ανορθωτή) να έχουμε στην έξοδο του Μ/Σ DC τάση ενεργού τιμής V % 260V (προκειμένου να λάβουμε υπόψη τη rms χειρότερη περίπτωση διακύμανσης του μέτρου της τάσης του δικτύου). Με βάση τα παραπάνω καταλήξαμε στην επιλογή ενός Μ/Σ με λόγο μετασχηματισμού n 1: 4. Έτσι πηγαίνοντας αντίστροφα, δηλαδή από την έξοδο του αιολικού συστήματος προς την έξοδο του ανορθωτή, θα υπολογίσουμε και τα υπόλοιπα μεγέθη. Αφού ο λόγος μετασχηματισμού είναι 1:4 και η υπό μελέτη ενεργός τάση του δικτύου είναι 260V, αυτό σημαίνει ότι η μέγιστη τιμή της τάσης εξόδου του αντιστροφέα θα είναι 23

32 Vo, inv (260 / 4) 2 92V και σύμφωνα με τη σχέση που συνδέει την τάση εξόδου με την τάση εισόδου για το μονοφασικού αντιστροφέα Vo, inv ma Vdc όπου, m a ο συντελεστής διαμόρφωσης πλάτους του αντιστροφέα και επιλέγοντας μία λογική τιμή ma 0.77 βρίσκουμε Vdc 120V V T S 1 V t 1 D g o ff V dc η τάση εξόδου του ανυψωτή και. Τέλος από τη σχέση που ισχύει για τον ανυψωτή και δεδομένου ότι στην έξοδο του, επιθυμούμε σταθερή τάση V dc =120V προκύπτει max 0.67 (για Vi 40V ). Η επιλογή του λόγου μετασχηματισμού προκύπτει από τις ενδιάμεσες τάσεις του συστήματος. Η τάση στην έξοδο του ανορθωτή κυμαίνεται από V και με βάση το γεγονός ότι ο boost μετατροπέας έχει δυνατότητα για ανύψωση 2-3 φορές της τάσης εισόδου του, η τάση στην έξοδό του παραμένει σταθερή στα 120V. Η τάση στην έξοδο του αντιστροφέα θα έχει μέγιστη τιμή 96V (για m a =0.8) οπότε για τη σύνδεση με το δίκτυο απαιτείται ένας μετασχηματιστής 1:4 προκειμένου η τάση να φθάσει τα 381V της πολικής τάσης του δικτύου. Στόχος της παρούσας εργασίας είναι αρχικά η προσομοίωση στον υπολογιστή όλων των επιμέρους τμημάτων του αιολικού συστήματος του σχήματος 1.6 και η εξαγωγή χρήσιμων συμπερασμάτων για τη λειτουργία τους. Ειδικά η παραμετροποίηση του μοντέλου της σύγχρονης γεννήτριας θα γίνει έτσι ώστε αυτό να ανταποκρίνεται στη λειτουργική συμπεριφορά της ανεμογεννήτριας που βρίσκεται στην οροφή του εργαστηρίου. Ακολούθως θα προσομοιωθεί εκτενώς η λειτουργία του μετατροπέα ανύψωσης τάσης ώστε να εξασφαλιστεί η σταθερή τάση εξόδου ανεξάρτητα από τις μεταβολές του ανέμου και του φορτίου εξόδου. Στη συνέχεια θα προσομοιωθεί το αιολικό σύστημα στο σύνολό του ώστε να διερευνηθεί τόσο η στατική όσο και η δυναμική συμπεριφορά του σε μεταβολές τόσο του ανέμου όσο και της αποδιδόμενης στο δίκτυο ισχύος. Τέλος, θα κατασκευαστεί ο μετατροπέας ανύψωσης και σταθεροποίησης τάσης και θα ελεγχθεί η λειτουργία για ισχύ περίπου 1kW. Συνοπτικά, οι επιθυμητές προδιαγραφές του συστήματος φαίνονται παρακάτω: 24

33 Οι επιθυμητές προδιαγραφές της παρούσας εργασίας είναι οι εξής: Η τάση εξόδου του μετατροπέα πρέπει να είναι V OUT =120V Η τάση εισόδου κυμαίνεται μεταξύ V IN = V Η μεταφερόμενη ισχύς κυμαίνεται P outmax =50W-1kW Απόδοση του μετατροπέα boost η=95% Κυμάτωση του ρεύματος εισόδου 5% I 5% I Κυμάτωση τάσης εξόδου V 2% V 2% V out in C L Η ελάχιστη μεταφερόμενη ισχύς προκύπτει από την ύπαρξη μιας ελάχιστης ταχύτητας κάτω από την οποία κόβεται η λειτουργία της ανεμογεννήτριας. Σύμφωνα με την χαρακτηριστική της ανεμογεννήτριας, για ταχύτητα ανέμου κάτω από 3.5m/sec,η οποία αντιστοιχεί σε ελάχιστη αποδιδόμενη ισχύ σταματά. P 5% P 50W.η ανεμογεννήτρια out max 25

34 26

35 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 2 ΕΠΙΛΟΓΗ ΜΕΤΑΤΡΟΠΕΑ ΑΝΥΨΩΣΗΣ ΤΑΣΗΣ Στο κεφάλαιο που ακολουθεί πραγματοποιείται η επιλογή της βέλτιστης τοπολογίας του μετατροπέα dc-dc σύμφωνα με τις απαιτήσεις της παρούσας εργασίας. Λαμβάνοντας υπόψη, ότι το σύστημα μας διαθέτει μετασχηματιστή πριν τη σύνδεση με το δίκτυο, ο οποίος παρέχει την αναγκαία ηλεκτρική απομόνωση, οι μετατροπείς χωρίς μετασχηματιστή απομόνωσης, όπως ο βασικός μετατροπέας step-up, είναι προτιμότεροι. Εκτός αυτού όμως, η ύπαρξη ενός πηνίου στην είσοδο του κυκλώματος είναι απαραίτητη για την εξομάλυνση του ρεύματος, την αποφυγή παλμικού ρεύματος στην είσοδο και με αυτόν τον τρόπο την αποφυγή έγχυσης αρμονικών στη γεννήτρια. Επίσης, ο σχετικά υψηλός βαθμός ανύψωσης με ταυτόχρονα χαμηλή διακύμανση του ρεύματος εισόδου καθώς και το χαμηλό κόστος αποτελούν κριτήρια που θα πρέπει να ληφθούν υπόψη. Στην βιβλιογραφία υπάρχουν πολλοί μετατροπείς dc-dc κατάλληλοι για την απαραίτητη ανύψωση και σταθεροποίηση της τάσης εξόδου του μετατροπέα. Ορισμένοι από αυτούς είναι οι Full-Bridge, Half-Bridge,ο Flyback, ο Forward,ο Cuk και οι τοπολογίες Push-pull με ένα ή δύο πηνία.oι πλέον όμως συμφέρουσες τοπολογίες, σύμφωνα με τα κριτήρια που αναφέρθηκαν παραπάνω, φαίνεται να είναι ο μετατροπέας Full-Bridge, οι τοπολογίες Push-pull, ο μετατροπέας Cuk και ο βασικός μετατροπέας boost, που έχουν διαφορετικές χαρακτηριστικές εξόδου από τους αντίστοιχους μετατροπείς που τροφοδοτούνται από πηγή τάσης και οι οποίοι εξαιτίας της ύπαρξης του πηνίου στην είσοδο θεωρούνται ότι λειτουργούν ως πηγές ρεύματος. Οι μετατροπείς που θα εξετασθούν διαδοχικά είναι: α) Μετατροπέας Full-Bridge με μετασχηματιστή απομόνωσης β) Μετατροπέα Double Inductor Push-Pull γ) Βασική τοπολογία μετατροπέα Boost δ) Μετατροπέας Cuk 2.1 Full-bridge μετατροπέας με μετασχηματιστή απoμόνωσης Το σχηματικό διάγραμμα και οι κυματομορφές στη συνεχή αγωγή για τον συγκεκριμένο μετατροπέα παρουσιάζονται στα Σχήματα 2.1 και 2.2 αντίστοιχα. Η διακοπτική λειτουργία του μετατροπέα παρουσιάζεται στις πρώτες δύο κυματομορφές, όπου διακρίνονται τα διαστήματα στα οποία άγουν οι ημιαγωγικοί διακόπτες S1,S2,S3 και S4. Κατά το χρονικό διάστημα (0-t 1 ), όλες οι ημιαγωγικοί διακόπτες είναι κλειστές 27

36 προκαλώντας την φόρτιση του πηνίου, ενώ δεν μεταφέρεται ενέργεια σε αυτό το χρονικό διάστημα από την είσοδο στην έξοδο. Κατά το χρονικό διάστημα (t 1 -t 2 ) οι ημιαγωγικοί διακόπτες S 2, S 3 είναι ανοιχτές, ενώ οι S1,S4 διατηρούνται κλειστές. Σε αυτό το διάστημα ενέργεια από την πηγή και το πηνίο μεταφέρεται στην έξοδο. Στη συνέχεια άγουν πάλι όλες οι ημιαγωγικοί διακόπτες με αποτέλεσμα την επαναφόρτιση του πηνίου, ενώ στο χρονικό διάστημα (t 3 -t 4 ) οι ημιαγωγικοί διακόπτες S 1 και S 4 είναι ανοιχτές, ενώ οι S 2 και S 3 είναι κλειστές, με αποτέλεσμα την εκ νέου μεταφορά ενέργειας στην έξοδο του μετατροπέα. Η ύπαρξη ενός «μεγάλου» πηνίου στην είσοδο κάνει τον μετατροπέα να λειτουργεί ως πηγή ρεύματος Σχήμα 2.1: Σχηματικό διάγραμμα μετατροπέα Full bridge όπου V FC η τάση εισόδου του μετατροπέα 28

37 Σχήμα 2.2: Τυπικές κυματομορφές για τον μετατροπέα Full-Bridge [9] Θεωρώντας μετατροπέα χωρίς απώλειες, ευρισκόμενο στη μόνιμη κατάσταση λειτουργίας και σε συνεχή αγωγή, η αναλογία της τάσεως εξόδου ως προς την τάση εισόδου δίνεται από τον τύπο[9]: V V OUT IN n (2.1) 1 D 29

38 I I R IN I IN 1 D (2.2) n I (2.3) L Η μεταβολή του ρεύματος στην είσοδο και στο πηνίο είναι η ίδια καθώς το πηνίο βρίσκεται σε σειρά με τον ανορθωτή που προηγείται. Η έκφραση για το ρεύμα εισόδου δίνεται από την σχέση 2.4[9]: όπου 1 fl 2 fs, fs T VIN L D 2 Lf L INPUT L (2.4) Πρέπει να επισημανθεί ότι τα transistor ή, γενικά, οι ημιαγωγικοί διακόπτες του μετατροπέα full-bridge με μετασχηματιστή απομόνωσης οφείλουν να αποκόπτουν την εκάστοτε τάση φορτίου. Αυτός ο τύπος μετατροπέα, συνήθως, χρησιμοποιείται για ισχύ κάτω από 750W. Πλεονεκτήματα: ηλεκτρική απομόνωση Μειονεκτήματα: μεγάλο αριθμό στοιχείων στο κύκλωμα 30

39 2.2 Double inductor push-pull μετατροπέας ανύψωσης τάσης (DIC) Το σχηματικό διάγραμμα του μετατροπέα DIC push-pull καθώς και οι κυματομορφές λειτουργίας του για συνεχή αγωγή ρεύματος παρουσιάζονται στα σχήματα 2.3 και 2.4 αντίστοιχα. Η διαφορά αυτού του μετατροπέα σε σχέση με τον push-pull(sic) είναι η ύπαρξη του δεύτερου πηνίου το οποίο οδηγεί στην μεταβολή του ρεύματος και της τάσης των στοιχείων και απλοποιεί τον μετασχηματιστή. Η ύπαρξη ενός «μεγάλου» πηνίου στην είσοδο κάνει τον μετατροπέα να λειτουργεί ως πηγή ρεύματος. Κατά το χρονικό διάστημα (0-t 1 ), όλες οι ημιαγωγικοί διακόπτες είναι σε αγωγή οπότε φορτίζονται τα πηνία L1,L2 ενώ δεν μεταφέρεται ενέργεια προς την έξοδο. Εν συνεχεία, ο διακόπτης S1 παύει να άγει με αποτέλεσμα την εκφόρτιση του πηνίου L1 και την μεταφορά ενέργειας στην έξοδο τόσο από το πηνίο όσο και από την πηγή. Ο διακόπτης S2 παραμένει σε κατάσταση αγωγής οπότε το πηνίο L2 συνεχίζει να φορτίζεται. Στο επόμενο χρονικό διάστημα (t 2 -t 3 ) οι ημιαγωγικοί διακόπτες μεταβαίνουν σε κατάσταση αγωγής οπότε δεν μεταφέρεται ενέργεια προς την έξοδο. Τέλος, ο διακόπτης S2 στο διάστημα (t 3 -t 4 ) πάει σε κατάσταση αποκοπής με αποτέλεσμα την εκ νέου μεταφορά ενέργειας στην έξοδο και την εκφόρτιση του πηνίου L2. Αντίστοιχα ο διακόπτης S1 συνεχίζει να βρίσκεται σε κατάσταση αγωγής οπότε το πηνίο L1 συνεχίζει να φορτίζεται. Σχήμα 2.3: Σχηματικό διάγραμμα DIC push-pull converter 31

40 Σχήμα 2.4: Τυπικές κυματομορφές του DIC push-pull [9] Στο σχήμα 2.4 το σύμβολο D ορίζεται ως ο χρόνος όπου ο διακόπτης είναι κλειστός (t on ) σε διάστημα περιόδου T/2, V FC συμβολίζεται η τάση εισόδου, ενώ θεωρούμε L 1 =L 2 =L. Η αναλογία εισόδου-εξόδου, στην μόνιμη κατάσταση λειτουργίας και σε συνεχή αγωγή, δίνεται από τον παρακάτω τύπο: V V O UT IN 2n 1 D (2.5) θεωρώντας κύκλωμα χωρίς απώλειες: 32

41 I I R IN 1 D (2.6) 2n I IN IL (2.7) Η μεταβολή του ρεύματος του πηνίου και του ρεύματος στην είσοδο περιγράφονται από τις ακόλουθες εξισώσεις[9]: VIN L (1 D) 4Lf VIN INPUT D 2Lf L L (2.8) όπου 1 fl fs, fs f s η διακοπτική συχνότητα λειτουργίας T Συνοπτικά, τα πλεονεκτήματα και μειονεκτήματα αυτού του μετατροπέα παρουσιάζονται παρακάτω: Πλεονεκτήματα [10] δυνατότητα επίτευξης υψηλής απόδοσης αποδοτική χρήση του μετασχηματιστή χαμηλή κυμάτωση στο ρεύμα εισόδου χαμηλή τάση στα άκρα των διακοπτών χαμηλή διακοπτική συχνότητα πηνίου χαμηλές απώλειες κόρου ο ακροδέκτης της πηγής(source) είναι γειωμένος εύκολη οδήγηση Μειονεκτήματα ύπαρξη 2 πηνίων στην είσοδο δυσκολίες στην υλοποίηση, στην πράξη, του μετασχηματιστή 2.3 Βασική τοπολογία μετατροπέα boost Το σχηματικό διάγραμμα καθώς και οι κυματομορφές του συγκεκριμένου μετατροπέα, για λειτουργία στην συνεχή αγωγή, παρουσιάζονται στα σχήματα Όταν ο διακόπτης είναι κλειστός, η δίοδος είναι ανάστροφα πολωμένη απομονώνοντας με αυτόν τον τρόπο την έξοδο του κυκλώματος. Την ίδια χρονική στιγμή η είσοδος παρέχει ενέργεια στο πηνίο, το οποίο φορτίζεται, και το ρεύμα του ρέει, μέσω του διακοπτικού στοιχείου(mosfet), από την είσοδο στην γη. Όταν ο διακόπτης είναι ανοιχτός, στο 33

42 στάδιο εξόδου παρέχεται ενέργεια προερχόμενη τόσο από τα πηνία όσο και από την είσοδο. Εξαιτίας του περιορισμού του ρεύματος που διαρρέει το πηνίο, η τάση του τελευταίου αντιστρέφει την πολικότητα μέχρις ότου η δίοδος να μεταβεί σε κατάσταση ορθής πόλωσης και να ξεκινήσει να άγει. Εφόσον η εφαρμοζόμενη τάση είναι ουσιαστικά σταθερή, το ρεύμα του πηνίου μειώνεται με γραμμικό τρόπο. Σχήμα 2.5: Βασικό κύκλωμα του μετατροπέα Boost [9] Σχήμα 2.6: Πρακτική υλοποίηση με χρήση MOSFET και διόδου [9] όταν ο διακόπτης είναι σε αγωγή το ισοδύναμο κύκλωμα που προκύπτει παρουσιάζεται στο παρακάτω σχήμα: Σχήμα 2.7: Ισοδύναμο κύκλωμα όταν ο διακόπτης είναι σε αγωγή [9] 34

43 ενώ στην περίπτωση που ο διακόπτης είναι σε αποκοπή το ισοδύναμο κύκλωμα παρουσιάζεται στο σχήμα που ακολουθεί: Σχήμα 2.8: Ισοδύναμο κύκλωμα όταν ο διακόπτης είναι ανοιχτός [9] Σχήμα 2.9: Τυπικές κυματομορφές του μετατροπέα boostσε κατάσταση συνεχούς αγωγής (CCM) [9] Το ρεύμα εισόδου για έναν μετατροπέα boost είναι συνεχές και όχι παλμικό επειδή το ρεύμα εισόδου είναι το ίδιο με το ρεύμα που διαρρέει το πηνίο, το οποίο είναι συνεχές όταν βρισκόμαστε στην CCM. Αντιθέτως, το ρεύμα στην έξοδο του κυκλώματος είναι μη συνεχές εξαιτίας της διόδου, η οποία άγει μόνο σε ένα τμήμα της περιόδου με αποτέλεσμα το ρεύμα να είναι παλμικό[12]. 35

44 ο λόγος εισόδου-εξόδου στην μόνιμη κατάσταση λειτουργίας και σε συνεχή αγωγή είναι: V T S 1 V t 1 D g o ff (2.9) υιοθετώντας ένα κύκλωμα χωρίς απώλειες ισχύει: Vg IIN V IR (2.10) και I I R IN 1 D (2.11) Η διακύμανση του ρεύματος του πηνίου δίνεται από τον τύπο[9]: Vg L D (2.12) 2Lf L όπου 1 fl fs, fs η διακοπτική συχνότητα λειτουργίας T Πλεονεκτήματα: χαμηλό κόστος απλή σχεδίαση ο διακόπτης είναι γειωμένος στην πηγή του(source) εύκολη οδήγησή του Μειονεκτήματα: ηλεκτρική σύνδεση μεταξύ εισόδου και εξόδου μη εφαρμόσιμος σε εφαρμογές υψηλής τάσεως χαμηλή απόδοση (έως και 92%) 36

45 2.4 Μετατροπέας CUK Το σχηματικό διάγραμμα και οι κυματομορφές για τον CUK μετατροπέα στην συνεχή αγωγή παρουσιάζονται στα Σχήματα 2.10 και Όταν ο διακόπτης είναι κλειστός(ον), διαρρέεται ρεύμα από την πηγή στην είσοδο διαμέσου του πηνίου L 1 με αποτέλεσμα την συσσώρευση ενέργειας στο μαγνητικό πεδίο του πηνίου. Από την άλλη, όταν ο διακόπτης είναι ανοιχτός (OFF) η τάση πάνω στο πηνίο αλλάζει πολικότητα προκειμένου να διατηρήσει την φορά της ροής ρεύματος στο πηνίο. Όπως και στον απλό μετατροπέα ανύψωσης τάσης, ρεύμα ρέει από την είσοδο, μέσω του πηνίου L 1 και της διόδου, στον πυκνωτή, ο οποίος φορτίζεται σε τάση λίγο υψηλότερη από την τάση εισόδου V g καθότι μεταφέρεται ενέργεια στον πυκνωτή τόσο από την είσοδο όσο και από αυτήν που ήταν αποθηκευμένη στο πηνίο L 1. Η ενέργεια που είναι αποθηκευμένη στο πηνίο L 2 οδηγείται στην έξοδο. Στην συνέχεια ο διακόπτης κλείνει ξανά και εφόσον η τάση V 1 πάνω στον πυκνωτή δεν μπορεί να μεταβληθεί ακαριαία, οδηγεί στην αναστροφή της διόδου με αποτέλεσμα τα ρεύματα των πηνίων i L1 and i L2 να ρέουν μέσω του ημιαγωγικού διακόπτη. Ο πυκνωτής C 1 στην περίπτωση αυτή ενεργεί σαν μπαταρία και εκφορτίζεται μέσα από τον διακόπτη διανέμοντας την ενέργεια τόσο στο πηνίο L 2 όσο και στην έξοδο. Από την άλλη πλευρά, ενέργεια συσσωρεύεται και πάλι στο πηνίο L 1, για τον επόμενο κύκλο, με αποτέλεσμα την αύξηση του ρεύματος i L1 [9]. Σχήμα 2.10α: Σχηματικό διάγραμμα του Cuk μετατροπέα με ιδανικό διακόπτη [9] 37

46 Σχήμα 2.10β: Πρακτική υλοποίηση με χρήση MOSFET και διόδου [9] Όταν ο διακόπτης είναι κλειστός το ισοδύναμο κύκλωμα που προκύπτει παρουσιάζεται στο παρακάτω σχήμα: Σχήμα 2.11: Κυκλωματικό ισοδύναμο όταν ο διακόπτης είναι στην θέση 1(MOSFET ON) [9] Οι εξισώσεις των τάσεων και των ρευμάτων των πηνίων και των πυκνωτών του κυκλώματος, όταν το MOSFET βρίσκεται σε αγωγή, είναι οι ακόλουθες: v L1 V (2.13) g vl2 v1 v2 (2.13.α) i i i (2.13.β) C1 2 v R 2 C 2 i2 (2.13.γ) θεωρώντας ότι v V, i I v L1 V (2.14) g vl2 V1 V2 (2.14.α) i i (2.14.β) C1 2 38

47 i v R 2 C 2 i2 (2.14.γ) αντίθετα όταν ο διακόπτης είναι ανοιχτός (το ΜΟSFET δεν άγει), το ισοδύναμο κύκλωμα που προκύπτει είναι: Σχήμα 2.12: Κυκλωματικό ισοδύναμο όταν ο διακόπτης είναι στην θέση 2 (MOSFET OFF) [9] Οι εξισώσεις των τάσεων και των ρευμάτων των πηνίων και των πυκνωτών του κυκλώματος, όταν το MOSFET δεν βρίσκεται σε αγωγή, είναι οι ακόλουθες v V v (2.15) L1 g 1 v v (2.15.α) L2 2 i i i (2.15.β) C1 1 v R 2 C 2 i2 (2.15.γ) υιοθετώντας την απλοποίηση στην κυμάτωση της τάσης και του ρεύματος v V, i I, θα έχουμε: v V V (2.16) L1 g 1 v i i V (2.16.α) L2 2 I (2.16.β) C1 1 V R 2 C 2 I2 (2.16.γ) 39

48 Σχήμα 2.13: Τυπικές κυματομορφές του CUK μετατροπέα [9] Η αναλογία εισόδου εξόδου του μετατροπέα CUK στην μόνιμη κατάσταση λειτουργίας και σε συνεχή αγωγή, θεωρώντας D =1-D, δίνεται από τις παρακάτω εξισώσεις: V V 0 g D 1 D (2.17) υιοθετώντας κύκλωμα χωρίς απώλειες: I I D D (2.18) 40

49 Σχήμα 2.14: Κυματομορφές ρεύματος στο πηνίο και τάσης στον πυκνωτή [9] Οι εξισώσεις της διακύμανσης των ρευμάτων των πηνίων και της τάσης του πυκνωτή εξόδου, κατά την διάρκεια της πρώτης ημιπεριόδου είναι: Vg DTs i1 (2.19) 2L V 1 V 1 2 i2 DTs (2.19.α) 2L2 I DT 2 s vc (2.19.β) 2C1 λαμβάνοντας υπόψη τις εξισώσεις των DC συνιστωσών V g V1 (2.20) 1 D DV V g 2 1 D DI2 I1 1 D (2.20.α) (2.20.β) 41

50 Οι εξισώσεις (2.17) μετατρέπονται σε: VgDTs i1 (2.21) 2L 1 VgDTs i2 (2.21.α) 2L v c 2 2 VgD Ts 2(1 D) RC 1 (2.21.β) Σχήμα 2.15: Κυματομορφή του ρεύματος του διακόπτη [12] Πλεονεκτήματα: υψηλή απόδοση χαμηλή κυμάτωση της τάσης εξόδου παρέχει απομόνωση στο κύκλωμα και προσαρμοστικότητα σε πιθανές εφαρμογές με χρήση interleaved boost μετατροπέα η διακοπτική επαφή είναι γειωμένη οπότε είναι εύκολη η οδήγησή της Μειονεκτήματα: η αντιστροφή της πολικότητας της τάσεως στην είσοδο δεν είναι επιθυμητή σε ορισμένες εφαρμογές ύπαρξη ενός επιπλέον πηνίου σε σχέση με τον απλό μετατροπέα boost η πολυπλοκότητα του κυκλώματος και της σχεδίασης του ελέγχου του. 42

51 2.5 Επιλογή τοπολογίας Στη συνέχεια, οι παραπάνω τοπολογίες θα συγκριθούν με βάση το αναμενόμενο κόστος τους και κυρίως τον αριθμό και το μέγεθος των στοιχείων που χρησιμοποιούνται σε καθεμία από αυτές. Για την σύγκριση των μετατροπέων παραθέτουμε για μία ακόμη φορά τις συνθήκες λειτουργίας του κυκλώματος: Ονομαστική Ισχύς 840W Μέγιστη Ισχύς 1kW Τάση εισόδου V Τάση εξόδου 120V Διακοπτική συχνότητα f s =25kHz Ρεύμα εισόδου έως 10Arms Πίνακας 2.1: Συνθήκες λειτουργίας του κυκλώματος Τα κύρια χαρακτηριστικά των προαναφερθέντων μετατροπέων, θεωρώντας τις συνθήκες λειτουργίας που μόλις αναφέραμε και θεωρώνταςv DC =V OUTPUT, συνοψίζονται στον παρακάτω πίνακα: Παράμετρος Full- Cuk Push-pull Boost Bridge Αριθμός διακοπτικών στοιχείων Αριθμός διόδων Αριθμός πηνίων Μετασχηματιστής 1 ενός 1 ενός - τυλίγματος τυλίγματος - Τάση εξόδου σε VOUT n VOUT D VO UT 2n VOUT 1 συνεχή αγωγή VIN 1 D VIN 1 D VIN 1 D VIN 1 D Μέγιστη τάση στο διακόπτη V DC /n V DC +V IN V DC /n V DC Ενεργό (rms) ρεύμα στον I 2 D / 2 I sw, rms IIN 2 D / 2 IN D διακόπτη IN 43

52 Ρεύμα στο πηνίο Συχνότητα της κυμάτωσης του ρεύματος I IN I IN I /2 IN 2f s f s f s f s I IN Πίνακας 2.2: Τα κύρια χαρακτηριστικά των υπό μελέτη μετατροπέων όπου για τον CUK μετατροπέα η ενεργός τιμή του ρεύματος στον διακόπτη είναι: ( i i ) L1 L2 sw, rms ( L1 L2 ) (2.22) I D I I Σύμφωνα με την παραπάνω ανάλυση για τις τέσσερις τοπολογίες μετατροπέων ανύψωσης τάσης, ο βασικός μετατροπέας boost φαίνεται να είναι η πιο ελκυστική λύση όσον αφορά το κόστος καθώς περιλαμβάνει τα λιγότερα στοιχεία στην κυκλωματική υλοποίησή του. Συγκεκριμένα, η χρήση ενός διακοπτικού στοιχείου, ενός μόνο πηνίου και η έλλειψη μετασχηματιστή, καθιστούν αυτόν τον μετατροπέα τον πιο κατάλληλο για την συγκεκριμένη εφαρμογή. Εκτός αυτού, το πηνίο ανάμεσα στην γέφυρα και τον διακόπτη προκαλεί την αργή μεταβολή του ρεύματος di dt στην είσοδο, άρα τον περιορισμό του παραγόμενου θορύβου στην είσοδο με αποτέλεσμα τον περιορισμό των απαιτήσεων του EMI φίλτρου [12]. Οφείλουμε να επισημάνουμε ότι, ακόμα και εάν δύο μετατροπείς διαθέτουν τον ίδιο αριθμό στοιχείων, όπως για παράδειγμα ο μετατροπέας boost και ο Cuk διαθέτουν τον ίδιο αριθμό διακοπτικών επαφών, το κόστος διαφέρει καθώς εξαρτάται από τα όρια τάσης και ρεύματος που χαρακτηρίζουν τον εκάστοτε μετατροπέα. 44

53 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 3 ΜΟΝΤΕΛΟΠΟΙΗΣΗ ΤΩΝ ΥΠΟΣΥΣΤΗΜΑΤΩΝ ΤΗΣ ΔΙΑΤΑΞΗΣ 3.1 Γενικά Όπως παρουσιάστηκε και σε προηγούμενη παράγραφο, το προτεινόμενο αιολικό σύστημα αποτελείται από τη σύγχρονη γεννήτρια, έναν μη ελεγχόμενο ανορθωτή διόδων, έναν ανυψωτή-σταθεροποιητή τάσης και έναν τριφασικό αντιστροφέα. Στο κεφάλαιο αυτό θα παρουσιασθεί η μεθοδολογία μοντελοποίησης όλων των υποσυστημάτων πλην του boost μετατροπέα στον οποίο αφιερώνεται ιδιαίτερο κεφάλαιο καθώς αποτελεί το κυριότερο τμήμα της διπλωματικής εργασίας και το τμήμα που θα κατασκευαστεί στο εργαστήριο. Τα υποσυστήματα θα μοντελοποιηθούν με τη βοήθεια του λογισμικού Matlab/Simulink, ξεκινώντας ευθύς αμέσως με την σύγχρονη μηχανή. 3.2 Μοντελοποίηση της σύγχρονης γεννήτριας μόνιμων μαγνητών Η γεννήτρια μόνιμων μαγνητών αν και εκ πρώτης όψεως έχει αρκετά μειονεκτήματα, με κυριότερο την απομαγνήτιση των μαγνητών, είναι ευρύτατα χρησιμοποιούμενη σήμερα στα συστήματα μεταβλητών στροφών για λόγους που θα αναλυθούν παρακάτω. Η βασική διαφορά της σύγχρονης γεννήτριας μόνιμων μαγνητών από μια κοινή σύγχρονη γεννήτρια είναι η απουσία του τυλίγματος διέγερσης. Το πεδίο διέγερσης της μηχανής δημιουργείται από τη συστοιχία των μόνιμων μαγνητών, οι οποίοι βρίσκονται τοποθετημένοι περιμετρικά στην επιφάνεια του δρομέα, ώστε να δημιουργούν ακτινικό μαγνητικό πεδίο. Η λειτουργία μεταβλητών στροφών καταργεί αυτομάτως την ανάγκη ύπαρξης μηχανικού κιβωτίου. Τα πτερύγια μεταβλητού βήματος μπορούν να συνεργαστούν με συστήματα μεταβλητών στροφών αυξάνοντας την απόδοση του συστήματος. Αν, όμως, πρόκειται για συστήματα μερικών kw, όπως αυτό που εξετάζεται, η υιοθέτηση τους είναι οικονομικά ασύμφορη. Επιπλέον, πιθανή χρήση τους θα σήμαινε και την ανάγκη ενός ιδιαίτερα πολύπλοκου συστήματος ελέγχου. Από την άλλη, το κιβώτιο είναι απαραίτητο σε συστήματα απευθείας σύνδεσης προκειμένου να διατηρούνται σταθερές οι στροφές της γεννήτριας κατά τις μεταβολές της ταχύτητας του ανέμου. Συνεπώς, είναι περιττό για ένα σύστημα που μπορεί να ρυθμίζει αυτόνομα τις στροφές του. Η ύπαρξη μηχανικού κιβωτίου συνεπάγεται αύξηση στο κόστος και το βάρος της διάταξης, απώλειες στη μεταφορά ισχύος και ανάγκη περιοδικής συντήρησης. Οι ανεμογεννήτριες μεταβλητών στροφών λειτουργούν υπό βέλτιστες στροφές (δηλαδή με το βέλτιστο αεροδυναμικό συντελεστή 45

54 ισχύος) για μεγαλύτερο εύρος ταχυτήτων ανέμου, με αποτέλεσμα να εκμεταλλεύονται καλύτερα την αιολική ενέργεια. Στο παρόν κεφάλαιο θα παρουσιασθεί, αρχικά, ένα αναλυτικό μοντέλο μιας σύγχρονης γεννήτριας με χρήση του λογισμικού Matlab και στη συνέχεια θα προσδιοριστούν οι παράμετροι της ανεμογεννήτριας του εργαστηρίου, με τη σύγχρονη γεννήτρια μόνιμων μαγνητών, η οποία θα χρησιμοποιηθεί ως βάση για τη λειτουργία ολόκληρου του αιολικού συστήματος. Για τη μοντελοποίηση της σύγχρονης μηχανής είναι απαραίτητος ο μετασχηματισμός των εξισώσεων που διέπουν τη λειτουργία της από το abc σύστημα στο dq σύστημα δύο αξόνων, μέσω του γνωστού μετασχηματισμού Park. Αν και έχει παρουσιασθεί σε άλλες εργασίες [13,14,15], ωστόσο κρίνεται απαραίτητη η αναφορά στις εξισώσεις της σύγχρονης μηχανής, καθώς ορισμένες προσθήκες και διευκρινήσεις ήταν απαραίτητες για την ορθή λειτουργία του μοντέλου. Οι εξισώσεις που περιγράφουν τη λειτουργία της σύγχρονης γεννήτριας προκύπτουν με εφαρμογή της γενικευμένης θεωρίας των ηλεκτρικών μηχανών. Η γεννήτρια δεν διαθέτει τυλίγματα απόσβεσης και μπορεί να περιγραφεί αναλυτικά ως μοντέλο τέταρτης τάξης με εισόδους τις φασικές, ως προς τον ουδέτερο, τάσεις v as, v bs, v cs και τη μηχανική ροπή στον άξονα T m και μεταβλητές κατάστασης τις ροές του στάτη ψ qs, ψ ds, τη γωνιακή ταχύτητα και τη θέση του δρομέα ω r, θ r. Ως έξοδοι του συστήματος λαμβάνονται τα ρεύματα i as, i bs, i cs. Παρακάτω παρατίθενται οι εξισώσεις που περιγράφουν το σύστημα. Όλα τα μεγέθη (τάσεις, εντάσεις, πεπλεγμένες ροές ανά δευτερόλεπτο, γωνιακή ταχύτητα δρομέα, αντιστάσεις, ροπή) είναι εκφρασμένα ανά μονάδα με τις βασικές τιμές που δίνονται στη συνέχεια[16]. Πεπλεγμένες ροές: rs qs b v qs ( mq qs ) r ds dt (3.1) X ls rs ds b v ds ( md ds ) r qs dt (3.2) X ls όπου mq 1 X mq 1 1 X ls X qs ls X X mq mq X ls qs (3.3) 46

55 md 1 X md 1 1 X ls X ds ls i ' m X md X X md ls ds X X md md X ls X ls i ' m (3.4) Εντάσεις τυλιγμάτων: i qs mq qs (3.5) X ls i ds md ds X (3.6) ls Κίνηση δρομέα: T e dsiqs qsids (3.7) 1 r T m Te dt H (3.8) 2 r b r dt (3.9) όπου v ds, v qs : οι τάσεις των τυλιγμάτων d,q του στάτη αντίστοιχα i ds, i qs : τα ρεύματα των τυλιγμάτων d, q του στάτη αντίστοιχα ψ ds, ψ qs : οι πεπλεγμένες ροές ανά δευτερόλεπτο των τυλιγμάτων του στάτη αντίστοιχα ψ md, ψ mq : οι αμοιβαίες πεπλεγμένες ροές στον d, q άξονα αντίστοιχα i m : το ρεύμα μαγνήτισης r s : η ωμική αντίσταση του στάτη ω b : η βάση ηλεκτρική γωνιακή ταχύτητα (σε ηλεκτρικά rad/s) του συστήματος Χ md, X mq : οι αμοιβαίες επαγωγές αντιδράσεις στον άξονα d και q αντίστοιχα ω r : γωνιακή ταχύτητα δρομέα T m : μηχανική ροπή στον άξονα Η : ανοιγμένη σταθερά αδρανείας Τe : η ηλεκτρομαγνητική ροπή Χ ls : η αυτεπαγωγή του στάτη 47

56 Ανά μονάδα σύστημα: Ισχύ βάσης: S b = ονομαστική ισχύς της γεννήτριας Τάση βάσης για τις μεταβλητές abc: V b(abc) ανοιχτοκύκλωσης σε ονομαστικές στροφές = ενεργός (rms) τιμή της φασικής τάσης Τάση βάσης για τις μεταβλητές qd0: Vb( qd0) 2V b( abc) = πλάτος της φασικής τάσης. Ένταση βάσης για τις μεταβλητές abc: I b( abc) S b 3V b( abc) Ένταση βάσης για τις μεταβλητές qd0: Εμπέδηση βάσης: Z b b( abc) b S I b( qd 0) 3 V 2 b b( qd 0) 2 Vb( abc) 3V b( abc) ή ισοδύναμα Z I S b V I b( qd 0) b( qd 0) 3 V 2 S 2 b( qd 0) b Ροπή βάσης: T S b b όπου η βασική γωνιακή ταχύτητα ω b αντιστοιχεί στην 2 b P ονομαστική ή βασική (ηλεκτρική) συχνότητα της μηχανής. Ανοιγμένη σταθερά αδράνειας: μηχανική ταχύτητα. H b mb J J b 2 2 P όπου ω mb είναι η βασική S S b Οι παραπάνω σχέσεις μετασχηματίζονται από το σύστημα a-b-c στο d-q-0 σύστημα όπου δεν υφίσταται μαγνητική ζεύξη μεταξύ των τριών αξόνων. Για να γίνει αυτό χρησιμοποιείται η μήτρα μετασχηματισμού Park, η γενική μορφή της οποίας είναι: 2π 2π cosθx cos(θ x + ) cos(θ x - ) π 2π M x = sinθx sin(θ x + ) sin(θ x - ) (3.10) Για την αντίστροφη μετατροπή από το d-q-0 στο a-b-c σύστημα θα πρέπει να χρησιμοποιηθεί η αντίστροφη μήτρα Park: 48

57 1 cosθ x sinθ x 2 2 2π 2π 1 M x = cos(θ x + ) sin(θ x + ) π 2π 1 cos(θ x - ) sin(θ x - ) (3.11) όπου θ x η γωνία που σχηματίζει ο στάτης (θ S ) ή ο δρομέας (θ R ) με το σύστημα αναφοράς που έχει επιλεγεί. Ο συντελεστής 2/ 3 μπαίνει στις παραπάνω μήτρες, έτσι ώστε να -1 ισχύει η σχέση M M =I. Η συνθήκη αυτή είναι απαραίτητη, για να διατηρείται x x αμετάβλητη η ισχύς κατά το μετασχηματισμό από το ένα σύστημα στο άλλο. Αυτό, όμως, έχει ως συνέπεια να μην μένουν σταθερά τα ρεύματα και οι τάσεις. Γι αυτόν τον λόγο, στο εσωτερικό του μοντέλου, όπου χρειαζόμαστε πραγματικά ρεύματα, θα πρέπει να πολλαπλασιάσουμε τις τιμές που θα έχουμε με τον όρο 2/ 3. Τέλος, αναφέρουμε ότι σε συμμετρικά ηλεκτρικά συστήματα η μηδενική συνιστώσα που προκύπτει από τον μετασχηματισμό είναι μηδέν και παραλείπεται. Στο σχήμα 3.1 φαίνεται το εσωτερικό του block με το όνομα Permanent Magnet Synchronous Machine με όλα τα επιμέρους τμήματα τα οποία και θα εξηγηθούν στη συνέχεια. Σχήμα 3.1: Μοντέλο σύγχρονης γεννήτριας Σχήμα 3.2: Εσωτερικό σύγχρονης γεννήτριας 49

58 Είσοδος είναι η μηχανική ροπή στον άξονα της γεννήτριας. Αυτή η είσοδος θα πρέπει να είναι αρνητική εφόσον λειτουργούμε το μοντέλο σαν γεννήτρια. Η έξοδος της γεννήτριας είναι ένας συντελεστής με 12 εσωτερικά σήματα τα σημαντικότερα από τα οποία είναι: - τα ρεύματα στον στάτη στο abc σύστημα - τα ρεύματα στον στάτη στο dq σύστημα - η τάση στον στάτη στο dq σύστημα - η ταχύτητα στον δρομέα σε rad/sec - η γωνιακή ταχύτητα του δρομέα σε rad - η ηλεκτρομαγνητική ροπή Τ e Οι παράμετροι της γεννήτριας είναι: η φασική αντίσταση στον στάτη Rs οι εμπεδήσεις του στάτη Ld, Lq η αδράνεια J, o αριθμός των ζευγών πόλων και ο συντελεστής τριβής η σταθερά της γεννήτριας που θα χρησιμοποιηθεί στην παραμετροποίηση και θα είναι είτε η ροή που εισάγετε στα τυλίγματα από τους μαγνήτες, είτε η μέγιστη τάση όταν το κύκλωμα είναι ανοιχτοκυκλωμένο και λειτουργεί στις 1000rpm, είτε η ροπή. οι αρχικές συνθήκες λειτουργίας της γεννήτριας (μηχανική ταχύτητα w m σε rad/sec, η μηχανική γωνία θ m σε rad και τα ρεύματα στις 2 φάσεις του στάτη i a και i b. Στο ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Α παρουσιάζεται το datasheet της ανεμογεννήτριας μαζί με τα απαραίτητα για τις προσομοιώσεις μεγέθη. 3.3 Μοντελοποίηση της ανορθωτικής γέφυρας Στο σχήμα 3.3 φαίνεται το μοντέλο της μη ελεγχόμενης ανορθωτικής γέφυρας, όπου εκτός από τις διόδους, διακρίνονται μία τριφασική πηγή στην είσοδο και ένα ωμικό φορτίο στην έξοδό της. Για τον περιορισμό της κυμάτωσης της τάσης εξόδου χρησιμοποιείται στην έξοδο ένας παράλληλος πυκνωτής. Όπως προκύπτει από τη θεωρητική ανάλυση του κυκλώματος η τάση εξόδου της γέφυρας, χωρίς τη χρήση πυκνωτή εξομάλυνσης, δίνεται από τη σχέση

59 Σχήμα 3.3: Μοντέλο ανορθωτικής γέφυρας Στο μαθηματικό μοντέλο που μελετάται, η ανορθωτική γέφυρα δεν μοντελοποιείται ξεχωριστά πλην, όμως, λαμβάνονται υπόψη κατά τη μοντελοποίηση των υπόλοιπων υποσυστημάτων, οι επόμενες σχέσεις. Μέση τιμή της τάσης εξόδου[20]: V m 3 6Vm V0 2 3V m cos td t / 3 (3.12) 0 30 όπου V m η ενεργός τιμή της φασικής τάσης εισόδου της ανόρθωσης. Στην περίπτωση της χρήσης πυκνωτή εξομάλυνσης η τάση εξόδου δίνεται από την σχέση: V O 2 3 V (3.13) m Ενεργός τιμή του ρεύματος εισόδου: `` I 2 I (3.14) 3 as, rms 0 Πρέπει να επισημάνουμε ότι τόσο η τάση όσο και το ρεύμα που παράγει η γεννήτρια παύουν να είναι απολύτως ημιτονοειδή με την εισαγωγή του ανορθωτή, εξαιτίας των ανωτέρων αρμονικών που αυτός παράγει. Καθίσταται, λοιπόν, φανερή η ανάγκη για τη χρήση διάταξης σταθεροποίησης της τάσης εξόδου του ανορθωτή, η οποία και μελετάται στο επόμενο κεφάλαιο. 51

60 3.4 Μοντελοποίηση του μονοφασικού αντιστροφέα Για τη σύνδεση της διάταξης στο δίκτυο χαμηλής τάσης χρησιμοποιείται ένας μονοφασικός αντιστροφέας ο οποίος παλμοδοτείται με την τεχνική SPWM [11]. Το block διάγραμμα του αντιστροφέα μαζί με τη διαδικασία παραγωγής των παλμών για κάθε ημιαγωγικό στοιχείο φαίνεται στο σχήμα 3.4 όπου διακρίνονται η πηγή συνεχούς τάσης καθώς και τα ημιαγωγικά στοιχεία (4 διακόπτες και 4 δίοδοι). Εδώ, στα άκρα της εισόδου συνεχούς τάσης συνδέονται σε σειρά δύο ίδιοι πυκνωτές. Το σημείο σύνδεσης των πυκνωτών βρίσκεται στο μισό δυναμικό, οπότε στα άκρα του κάθε πυκνωτή αναπτύσσεται τάση ίση με Vd/2. Η παραγωγή των σημάτων ελέγχου των διακοπτικών στοιχείων επιτυγχάνεται με εφαρμογή της τεχνικής SPWM. Κατά τη μέθοδο SPWM συνίσταται η παραγωγή της κατάλληλης για κάθε στοιχείο παλμοσειράς, συγκρίνοντας μία ημιτονοειδή τάση συχνότητας ίδιας με την επιθυμητή συχνότητα εξόδου του αντιστροφέα, με έναν τριγωνικό παλμό υψηλής συχνότητας όπως φαίνεται στο σχήμα 3.5. Το πλάτος της κυματομορφής αναφοράς Α r είναι μεταβλητό σε σχέση με το πλάτος της κυματομορφής φορέα Α c το οποίο παραμένει σταθερό. Μεταβάλλοντας αυτό το πλάτος επιτυγχάνεται μεταβολή του συντελεστή διαμόρφωσης (modulation factor) σύμφωνα με τη σχέση[16]: A r M f (3.15) Ac Η σχέση που συνδέει την τάση εξόδου με την τάση εισόδου για το μονοφασικό αντιστροφέα είναι [11] όπου m a o συντελεστής διαμόρφωσης. V m V o, inv a dc (3.16) 52

61 Σχήμα 3.4: Μονοφασικός αντιστροφέας πλήρους γέφυρας [11]. Σχήμα 3.5: Ημιτονοειδής διαμόρφωση του εύρους των παλμών (SPWM) [11]. 3.4 Μονοφασικός μετασχηματιστής ισχύος και φίλτρο εξόδου Το ισοδύναμο κύκλωμα ενός μονοφασικού Μ/Σ δίνεται στο σχήμα 3.6. Ο δείκτης 1 χαρακτηρίζει ένα μέγεθος του πρωτεύοντος, ενώ ο δείκτης 2 αναφέρεται στα μεγέθη του δευτερεύοντος [20]. Σχήμα 3.6: Ισοδύναμο κύκλωμα ενός μονοφασικού Μ/Σ. 53

62 ορίζουμε τα μεγέθη: R 1 R 2 ωμική αντίσταση πρωτεύοντος ωμική αντίσταση δευτερεύοντος L 1 αυτεπαγωγιμότητα σκεδάσεως πρωτεύοντος L 2 αυτεπαγωγιμότητα σκεδάσεως δευτερεύοντος L h1 κύρια αυτεπαγωγή πρωτεύοντος R Fe αντίσταση σιδήρου (εκφράζει τις απώλειες υστέρησης και δινορευμάτων [20]) Στη συνέχεια τα τονούμενα μεγέθη ονομάζονται ανηγμένα στο πρωτεύον και δίνονται από τις σχέσεις: u i n u (3.17) ' 2 2 i (3.18) n ' 2 2 R n R (3.19) L ' n L (3.20) ' όπου, n ο λόγος μετασχηματισμού των τάσεων u n u 1 2 Ο Μ/Σ 1:4 που χρησιμοποιείται στο αιολικό σύστημα που μελετάται φαίνεται στο σχήμα 3.7, έχει ονομαστική φαινόμενη ισχύ 2500VA και διαστάσεις 18.5cm*14cm*15.5cm. Οι ονομαστικές τάσεις πρωτεύοντος και δευτερεύοντος είναι 85V και 340V αντίστοιχα, ενώ έχει σχεδιαστεί ώστε το ονομαστικό ρεύμα στο δευτερεύον του να είναι 5Α υπό φορτίο. 54

63 Σχήμα 3.7: Ο Μ/Σ του προτεινόμενου αιολικού συστήματος Υπολογίζοντας το LC φίλτρο εξόδου, ώστε να έχει συχνότητα αποκοπής 10% της συχνότητας του φορέα της παλμοδότησης, δηλαδή 2.5KHz και χρησιμοποιώντας τις σχέσεις 2 f και 1/ LC προκύπτει ότι LC Επίσης, πρέπει να γίνει κατάλληλη επιλογή του πυκνωτή, έτσι ώστε να απορροφά πολύ χαμηλό ρεύμα. Τελικά, καταλήγουμε στις τιμές L = 0.92mH και C = 4.4μF για το πηνίο και τον πυκνωτή του φίλτρου εξόδου. 55

64 56

65 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 4 ΜΟΝΤΕΛΟΠΟΙΗΣΗ ΤΟΥ ΜΕΤΑΤΡΟΠΕΑ BOOST 4.1 Εισαγωγή Στο παρόν κεφάλαιο θα παρουσιασθεί η μοντελοποίηση του μετατροπέα boost,ο οποίος επιλέχθηκε για την συγκεκριμένη εφαρμογή, στο Matlab/Simulink, θα γίνει η επιλογή των στοιχείων του μετατροπέα και τέλος, θα αναπτυχθεί η διαδικασία σχεδιασμού του συστήματος ελέγχου του. 4.2 Μοντελοποίηση μετατροπέα στο Matlab/Simulink Για την ανύψωση και σταθεροποίηση της τάσης εξόδου του ανορθωτή, έτσι ώστε στην είσοδο του αντιστροφέα να υπάρχει μία σταθερή τάση ανεξαρτήτως της ταχύτητας του ανέμου και της ισχύος του φορτίου, επιλέγεται η χρήση ενός μετατροπέα ανύψωσης τάσης. Με βάση την μελέτη που έγινε στο προηγούμενο κεφάλαιο ο μετατροπέας ανύψωσης τάσης που επιλέγεται είναι ο βασικός μετατροπέας boost. Το επίπεδο της ανύψωσης της τάσης καθορίσθηκε στην ενότητα 1.6, όπου περιγράφεται ο σχεδιασμός του αιολικού συστήματος, να είναι στα 120V. Σημειώνεται ότι μελετώντας τη λειτουργία του μετατροπέα τύπου Boost [11,17] προκύπτει εύκολα ότι ο συγκεκριμένος μετατροπέας δεν επιτρέπεται να λειτουργήσει ποτέ χωρίς φορτίο, αφού σε αυτήν την περίπτωση η τάση εξόδου του αυξάνεται ανεξέλεγκτα οδηγώντας τελικά στην καταστροφή του. Το block διάγραμμα του ανυψωτή τάσης τύπου Boost φαίνεται στο σχήμα 3.4, όπου από τα αριστερά προς τα δεξιά διακρίνονται η συνεχής τάση εισόδου, το πηνίο του μετατροπέα, ο ιδανικός διακόπτης με την παλμοδότησή του, η δίοδος και ο πυκνωτής του μετατροπέα και τέλος, ένα ωμικό φορτίο στην έξοδό του. Ο πυκνωτής στην έξοδο της διάταξης λειτουργεί ως φίλτρο αποκοπής των αρμονικών της τάσης και σε συνδυασμό με το σχετικό σύστημα ελέγχου του αντιστροφέα συμβάλλει στη διατήρηση σταθερής τάσης εξόδου V o. Εναλλακτικά θα μπορούσαν να υπάρχουν και συσσωρευτές παράλληλα στον πυκνωτή, ώστε να μην υπάρχει το πρόβλημα σταθεροποίησης της τάσης, αλλά οι συσσωρευτές πρέπει να αντικαθίστανται μετά από κάποια χρόνια και το κόστος τους είναι μεγάλο. Όσο μεγαλύτερος είναι ο πυκνωτής του μετατροπέα Boost, τόσο μικρότερη είναι η κυμάτωση της τάσης εξόδου. 57

66 Σχήμα 4.1: Ανυψωτής τάσης τύπου Boost. Όταν το διακοπτικό στοιχείο άγει, βραχυκυκλώνει το πηνίο L το οποίο αποθηκεύει ενέργεια μαγνητικού πεδίου[16]: W V 1 d Iston (4.1) όπου I s είναι η μέση τιμή του ρεύματος εισόδου και t on ο χρόνος αγωγής. Όταν το διακοπτικό στοιχείο σταματήσει να άγει τότε η ενέργεια η αποθηκευμένη στην αυτεπαγωγή, θα μεταφερθεί προς την έξοδο μέσω της διόδου D, μαζί με την ενέργεια της πηγής εισόδου. Επομένως, η τάση της αυτεπαγωγής L προστίθεται με την τάση εισόδου και έτσι εξαναγκάζει το ρεύμα της αυτεπαγωγής να κυκλοφορήσει με φορά προς το τον πυκνωτή και τα επόμενα κυκλώματα. Κατά τη φάση που δεν άγει ο διακόπτης το πηνίο απελευθερώνει ενέργεια[16]: W ) I t (4.2) 0 ( Vd V0 s off Για έναν μετατροπέα χωρίς απώλειες, η ενέργεια που αποθήκευσε το πηνίο πρέπει να έχει την ίδια τιμή με την ενέργεια που απελευθερώνει. Επομένως: V I t ) I t (4.3) d s on ( Vd V0 s off ton toff Vd V 0 Vd (4.4) t 1 off όπου δ ο βαθμός χρησιμοποίησης του διακόπτη (Λόγο κατάτμησης) = t on /T Επιπλέον για το ρεύμα εξόδου ισχύει: I I (1 ) (4.5) 0 s 58

67 4.3 Επιλογή στοιχείων μετατροπέα Στο τμήμα αυτό της διπλωματικής παρουσιάζεται η επιλογή των στοιχείων του boost μετατροπέα. Τα στοιχεία στα οποία θα αναφερθούμε είναι τα διακοπτικά στοιχεία (MOSFET), το πηνίο, ο πυκνωτής εξόδου και η δίοδος Διακοπτικό στοιχείο (MOSFET): Σε υψηλές διακοπτικές συχνότητες, όπως αυτές που χρησιμοποιούνται σε dc-dc μετατροπείς, το MOSFET αποτελεί την πιο συμφέρουσα λύση από άποψη επιδόσεων και κόστους. Τα κρίσιμα χαρακτηριστικά με βάση τα οποία γίνεται η επιλογή του MOSFET είναι η μέγιστη τάση την οποία πρέπει να αποκόψει καθώς και η ενεργός τιμή του ρεύματος που το διαρρέει. Οφείλει, επίσης, να διαθέτει την μικρότερη δυνατή αντίσταση μεταξύ απαγωγού και πηγής R DS(on), ώστε να περιορίζονται στο ελάχιστο οι απώλειες αγωγής. Η μέγιστη τάση που πέφτει πάνω στο MOSFET είναι, όταν αυτό βρίσκεται σε κατάσταση αποκοπής και ισούται με την τάση εξόδου: VSW PEAK V0 120V (4.6) η ενεργός τιμή του ρεύματος που διαρρέει το διακοπτικό στοιχείο μπορεί να υπολογιστεί με βάση την κυματομορφή του: T 1 1 I 2 ( ) ( 2 sw rms isw t dt DTITR ) ITR D T T 0 (4.7) όπου Ι TR η μέγιστη τιμή του ρεύματος που διαρρέει το mosfet, το οποίο στην περίπτωση που αυτό άγει, ισοδυναμεί με το ρεύμα εισόδου. Θεωρώντας την χείριστη περίπτωση, δηλαδή για ταχύτητα ανέμου 3.5m/s, η ισχύς, σύμφωνα με το Σχήμα 1.7, θα είναι περίπου το 5% της ονομαστικής δηλαδή P=50W. Άρα θεωρώντας ότι το μέγιστο ρεύμα θα υφίσταται για την μέγιστη ταχύτητα ανέμου (13.5m/s) και ισχύ 1kW, προκύπτει ότι η μέγιστη τιμή του ρεύματος είναι τα 10Α. Επίσης βάση του τύπου 4.4 και για μέγιστη τάση εισόδου 100V, προκύπτει ότι ο λόγος κατάτμησης θα είναι D 0.16 D 0.37 οπότε τελικά I 3.7A. Το mosfet που θα επιλεγεί θα πρέπει να διαθέτει V (BR)DSS sw rms μεγαλύτερο από 120V με επιπρόσθετο περιθώριο για απότομες αιχμές της τάσεως. Ακόμα, θα πρέπει να έχει Ι D(MAX) τουλάχιστον 1.5 φορές τα 3.7Α. Λαμβάνοντας υπόψη τις 59

68 παραπάνω παραμέτρους επιλέγεται το mosfet IRFP254N της εταιρίας International Rectifier του οποίου το datasheet παρατίθεται στο Παράρτημα Σχεδίαση πηνίου Το κυριότερο μέλημα στη σχεδίαση ενός μετατροπέα boost είναι η επιλογή του κατάλληλου πηνίου. Η επαγωγιμότητα του πηνίου είναι μέγεθος αντιστρόφως ανάλογο της επιθυμητής κυμάτωσης του ρεύματος και οφείλει να διατηρεί την κυμάτωση αυτή μέσα στα επιθυμητά όρια. Ο λόγος είναι, ότι η υψηλή κυμάτωση ρεύματος οδηγεί σε υψηλές αιχμές ρεύμαος, με αποτέλεσμα μεγαλύτερη πιθανότητα κορεσμού του πηνίου και υψηλότερες απώλειες στο MOSFET[10,11]. Επιπλέον, το πηνίο θα πρέπει να μπορεί να διαχειριστεί την ενεργό τιμή του ρεύματος που το διαρρέει και την υψηλή διακοπτική συχνότητα. Μια, ακόμη, παράμετρος, που πρέπει να ληφθεί υπόψη, είναι η θερμοκρασία του πηνίου η οποία θα πρέπει να διατηρείται μέσα στα επιτρεπτά όρια ενώ, τέλος, το βάρος και το κόστος της κατασκευής αποτελούν παράγοντες που πρέπει να μελετηθούν. Για τον περιορισμό της επίδρασης του μαγνητικού πεδίου του πηνίου σε κοντινές σε αυτό συσκευές χρησιμοποιείται πυρήνας φερρομαγνητικού υλικού [9]. Σχήμα 4.2: Κυματομορφή ρεύματος πηνίου του boost μετατροπέα [9] Το μέγιστο ρεύμα που διαρρέει το πηνίο είναι 10Α και συμπίπτει με το ρεύμα εισόδου του μετατροπέα. Η επαγωγή του πηνίου μπορεί, λοιπόν, να υπολογιστεί από την επιθυμητή κυμάτωση του ρεύματος εισόδου ΔΙ L. Θεωρώντας συνεχή λειτουργία αγωγής (CCM), επιτυγχάνονται μικρές αιχμές του ρεύματος τόσο στο πηνίο, όσο και στον διακόπτη καθώς, επίσης, μικρή κυμάτωση του ρεύματος εισόδου. Θεωρώντας ότι μια κυμάτωση ρεύματος της τάξης του 50% του ελάχιστου ρεύματος αποτελεί μία συνήθη τιμή, η επιθυμητή κυμάτωση ρεύματος του μετατροπέα θα είναι: [13,10] 60

69 L 50% 2.5A 1.25A (4.8) Vg ( V0 Vg ) Vg ( V0 Vg ) 40 (120 40) 2 L * L * 214 Lf V 2 f V L 0 L L 0 (4.9) Επειδή, γενικώς, τα µαγνητικά στοιχεία του εµπορίου έχουν περιορισµένο εύρος εφαρµογών, το πηνίο κατασκευάσθηκε στο εργαστήριο και η περιγραφή της διαδικασίας κατασκευής ακολουθεί παρακάτω. Σηµειώνεται ότι στην συγκεκριμένη ενότητα δεν θα γίνει εις βάθος ανάλυση της θεωρίας και των εννοιών του µαγνητισµού γιατί αυτή θα αποτελούσε από µόνη της ξεχωριστή εργασία. Θεωρώντας κάποιες βασικές έννοιες γνωστές, γίνεται µια συνοπτική παρουσίαση, όταν χρειάζεται, των όσων πρέπει να γνωρίζει ο αναγνώστης για την κατανόηση της διαδικασίας κατασκευής. Το πρώτο βήµα στην κατασκευή ενός µαγνητικού στοιχείου είναι η επιλογή του υλικού του πυρήνα. Υπάρχουν δύο µεγάλες οικογένειες υλικών γι αυτό το σκοπό [11]. Η πρώτη οικογένεια απαρτίζεται από κράµατα µε βασικό στοιχείο τον σίδηρο και µικρές ποσότητες άλλων στοιχείων όπως χρώµιο και πυρίτιο. Η δεύτερη οικογένεια είναι οι φερρίτες, υλικά που στη βάση τους αποτελούν µείγµατα οξειδίων µετάλλου και άλλων µαγνητικών υλικών. Η επιλογή του υλικού που θα χρησιµοποιηθεί βασίζεται κυρίως στις αναµενόµενες απώλειες του µαγνητικού στοιχείου αλλά και στην απαιτούµενη ένταση του µαγνητικού πεδίου. Όσον αφορά στις απώλειες που µπορούν να εµφανιστούν σε ένα µαγνητικό υλικό κατά τη λειτουργία του ως πυρήνα, αυτές είναι δύο ειδών: 1. Απώλειες υστέρησης, οι οποίες οφείλονται στην υστέρηση της Β Η χαρακτηριστικής του υλικού. 2. Απώλειες δινορευµάτων, που οφείλονται στις µεταβολές του µαγνητικού πεδίου. Η πρώτη οικογένεια έχει το µειονέκτηµα ότι υφίσταται και τα δύο είδη απωλειών, µε εντονότερο το δεύτερο εξαιτίας της µεγάλης αγωγιµότητας που παρουσιάζει. Μάλιστα, επειδή οι απώλειες δινορευµάτων εξαρτώνται σε µεγάλο βαθµό από τη συχνότητα λειτουργίας, η χρήση των υλικών της πρώτης οµάδας περιορίζεται σε συχνότητες λειτουργίας µέχρι το πολύ 2ΚHz. Ακόμα όμως και στις µικρές συχνότητες, πρέπει να ληφθούν µέτρα για την αντιµετώπιση του φαινοµένου αυτού. Το πλεονέκτηµα της πρώτης, όµως, οικογένειας, σε σχέση µε τους φερρίτες, είναι οι µεγάλες τιµές κορεσµού της 61

70 µαγνητικής επαγωγής Β (τυπική τιµή 1.8Τ). Οι φερίτες από την άλλη πλευρά παρουσιάζουν πολύ υψηλή ηλεκτρική αντίσταση άρα και µηδενικές, σχεδόν, απώλειες δινορευµάτων, έχουν όµως µικρές τιµές κορεσµού του Β (περίπου 0.5Τ). Γίνεται, λοιπόν, εµφανές ότι στη συγκεκριµένη εφαρµογή, εξαιτίας της υψηλής συχνότητας λειτουργίας (25ΚHz), η επιλογή του µαγνητικού υλικού δεν µπορεί να είναι άλλη από φερρίτης. Το δεύτερο βήµα στην κατασκευή θα πρέπει να είναι η επιλογή του σχήµατος του πυρήνα. Οι πυρήνες κυκλοφορούν στο εµπόριο σε πολλά σχήµατα και µεγέθη. Παρόλο που κάθε σχήµα έχει τις δικές του ιδιότητες, στις περισσότερες εφαρµογές (και στην περίπτωση αυτή) χρησιµοποιείται ο πυρήνας σχήµατος διπλού Ε ως µια ασφαλής και αξιόπιστη λύση. Στο σχήμα 4.3 φαίνεται ο συγκεκριμένος πυρήνας, η μπομπίνα γύρω από την οποία θα τυλιχθεί το τύλιγμα του πηνίου και η τελική μορφή της κατασκευής [11]. Σχήμα 4.3: (α) Ο πυρήνας «διπλού Ε» (β) Η μπομπίνα για το τύλιγμα (γ) Τελική μορφή της κατασκευής Για να προχωρήσουµε, πρέπει να παρουσιασθούν δύο βασικές διαστάσεις όσoν αφορά στον πυρήνα και στο σύστηµα πυρήνας - µποµπίνα - τύλιγµα. Σε αυτό θα βοηθήσει το Σχήμα 4.4. όπου διακρίνονται οι διαστάσεις Α c, l g και Α w. H A c καλείται «επιφάνεια πυρήνα» και τις περισσότερες φορές ισχύει A c A e, όπου A e η «ενεργός επιφάνεια» του πυρήνα από την οποία διέρχεται η μαγνητική ροή, I g είναι το διάκενο του πυρήνα στον οποίο αποθηκεύεται μαγνητική ενέργεια και A w είναι η επιφάνεια του παραθύρου που είναι ελεύθερη να καλυφθεί από το τύλιγμα. 62

71 Σχήμα 4.4: (α) Ο πυρήνας μόνος του όπου φαίνεται η επιφάνεια του πυρήνα (A c ) (β) Τομή του συστήματος πυρήνας τύλιγμα. Παριστάνεται το διάκενο Ι g και η επιφάνεια του παραθύρου (A w ) την οποία καταλαμβάνει το τύλιγμα. Στη συνέχεια με δεδομένη την τιμή της επαγωγής L = 0.214mH που υπολογίστηκε, πρέπει να προσδιοριστούν: α) Το μέγεθος του πυρήνα β) Οι σπείρες του τυλίγματος γ) Η διατομή του χαλκού του τυλίγματος Θα χρησιμοποιήσουμε τον διαθέσιμο από το εργαστήριο πυρήνα ETD 59 της εταιρείας EPCOS με I e = 139mm και Α e = 368mm 2. Ο υπολογισμός των σπειρών του τυλίγματος υπολογίζεται από τους τύπους 5.2 και 5.3: I e e I g 2 (4.10) όπου, Ι e το ενεργό μήκος του μαγνητικού κυκλώματος του πυρήνα (δίνεται από τον κατασκευαστή), I g2 = 2 * I g μιας και το I e αναφέρεται σε ολόκληρο τον πυρήνα και μ e η σχετική μαγνητική διαπερατότητα του μαγνητικού κυκλώματος που περιλαμβάνει το διάκενο A [ mm 2 ] N 2 L[ mh ] e e (4.11) Ie[ mm], όπου Ν ο αριθμός των σπειρών. Έτσι επιλέγοντας ως I g =1mm, αντικαθιστώντας την 4.10 στην 4.11 και λύνοντας ως προς Ν, βρίσκουμε Ν= 30 σπείρες. 63

72 Έπειτα, πρέπει να καθοριστεί η διατομή των αγωγών που θα χρησιμοποιηθούν. Δεχόμενοι πως από 1mm 2 διατομή δύνανται να διέλθουν ασφαλώς 5Α υπολογίζουμε την διατομή που χρειάζεται για την διέλευση της έντασης που έχουμε στην περίπτωσή μας. Για 10Α rms που αναμένουμε (από τις προσομοιώσεις) να διέλθουν από το τύλιγμα, άρα, για την απαιτούμενη διατομή χαλκού A cu του τυλίγματος έχουμε: A cu =2mm 2 Έτσι επιλέγοντας σύρμα διαμέτρου 0.71 mm, έχουμε ότι η διατομή του κάθε κλώνου του σύρματος θα είναι: d mm 2 και έτσι για τη διέλευση του αναμενόμενου ρεύματος θα χρειαστούν 2 Acu 2mm 5 κλώνοι για το συγκεκριμένο σύρμα mm 0.396mm Τώρα, ο θεωρητικός αριθμός σπειρών που χωράει στον πυρήνα θα είναι το πηλίκο της ελεύθερης επιφάνειας του παραθύρου του πυρήνα Α w (βλ. Σχήμα 4.4β) προς την επιφάνεια που καλύπτει ο χαλκός του τυλίγματος (αριθμός κλώνων επί διατομή κλώνου), πολλαπλασιασμένο με μια σταθερά 0.4. Δηλαδή: A w 0.4 (4.12) ό _ ώ * ή _ ώ Στην προκειμένη περίπτωση προκύπτει: οπότε οι Ν=30 σπείρες χωράνε στον συγκεκριμένο πυρήνα. 5*0.396 Τέλος από την σχέση 4.13 ελέγχουμε το ενδεχόμενο κορεσμού του πηνίου: e N I max B I sat (4.13) e όπου, max A για την συγκεκριμένη εφαρμογή και Β sat = 0.5T για τον πυρήνα που χρησιμοποιούμε. Έτσι κάνοντας αντικατάσταση στην σχέση 4.13 βρίσκουμε Β=0.28Τ < Β sat εξασφαλίζοντας ότι το πηνίο δεν θα φθάσει στον κόρο. 64

73 4.3.3 Σχεδίαση πυκνωτή εξόδου Η τιμή του πυκνωτή εξόδου του boost μετατροπέα μπορεί να υπολογιστεί από την κυμάτωση της τάσης του πυκνωτή μέσα από την γραφική της παράσταση. Λαμβάνοντας υπόψη ότι μια κυμάτωση τάσης της τάξης του 2% της τάσης εξόδου είναι μια συνήθης τιμή [11], η επιθυμητή κυμάτωση της τάσης εξόδου του μετατροπέα θα είναι: V 2%* V (4.14) C Μελετώντας το Σχήμα 3.6 και το κυκλωματικό διάγραμμα του μετατροπέα, κατά τη διάρκεια που ο διακόπτης άγει το φορτίο είναι αποκομμένο από την είσοδο; αυτό σημαίνει ότι η ενέργεια στο φορτίο παρέχεται από τον πυκνωτή με αποτέλεσμα την σταδιακή εκφόρτισή του. Στο υπόλοιπο της περιόδου πραγματοποιείται η φόρτιση του πυκνωτή οπότε, η συνολική μεταβολή της τάσης του πυκνωτή στο διάστημα μίας περιόδου είναι - 2Δ VC. Σχήμα 4.5: Κυματομορφή τάσης εξόδου του boost μετατροπέα [9] το φορτίο που ισοδυναμεί σε ισχύ εξόδου P 1000W και τάση εξόδου Vο=120V 2 V είναι R P out 1000 για λόγο κατάτμησης D=0.67, η τιμή του πυκνωτή κυμαίνεται στα: out Q IRD V0D V0D VC C 48[ F] C Cf RCf 2 V Rf S S C S (4.15) 65

74 4.3.4 Σχεδίαση διόδου εξόδου Τα σημαντικότερα κριτήρια στην επιλογή της διόδου του μετατροπέα ανύψωσης τάσης είναι το γρήγορο ανοιγοκλείσιμο της, η τάση κατάρρευσης (η ελάχιστη ανάστροφη τάση η οποία αναγκάζει την δίοδο να οδηγηθεί σε ανάστροφη αγωγή), το ρεύμα που τη διαρρέει καθώς και η χαμηλή πτώση τάσης κατά την αγωγή ώστε να περιοριστεί η κατανάλωση ισχύος. Η δίοδος έρχεται σε κατάσταση αγωγής όταν το mosfet παύει να άγει και έτσι παρέχει μονοπάτι για το ρεύμα του πηνίου. Η τάση κατάρρευσης πρέπει να είναι μεγαλύτερη από την μέγιστη τάση εξόδου εξαιτίας των αιχμών τάσης και των μεταβατικών φαινομένων που είναι πιθανόν να συμβούν ενώ το ρεύμα της διόδου οφείλει να είναι τουλάχιστον δύο φορές μεγαλύτερο από το ρεύμα εξόδου για λειτουργία του μετατροπέα σε μέγιστη ισχύ. Τέλος, η πτώση τάσης πάνω στην δίοδο κατά την αγωγή της τελευταίας αποτελεί την κύρια αιτία την απωλειών της διόδου. Οι διακοπτικές απώλειες, οι οποίες λαμβάνουν χώρα κατά την μετάβαση από την αγωγή στην αποκοπή και αντίστροφα, είναι πολύ μικρές σε σχέση με τις απώλειες αγωγής και συνήθως παραλείπονται[18]. Η μέγιστη τάση που εφαρμόζεται στην δίοδο είναι: VD _ peak 120V (4.16) Η δίοδος που επιλέγεται, με βάση τα παραπάνω χαρακτηριστικά, είναι δίοδος της Fairchild Semiconductors της οποίας το datasheet βρίσκεται στα Παράρτημα Δ. 4.4 Σχεδιασμός συστήματος ελέγχου Σε όλους τους διακοπτικούς μετατροπείς, η τάση επιθυμούμε να διατηρείται σταθερή ανεξαρτήτως μεταβολών στα στοιχεία των μετατροπέων, στο φορτίο ή στην είσοδο. Είναι σαφές ότι μεταβάλλοντας είτε την τάση εισόδου, είτε την αντίσταση φορτίου, η τάση εξόδου του μετατροπέα θα μεταβληθεί, γεγονός που αντιτίθεται στην επιθυμητή λειτουργία του κυκλώματος. Για να διατηρείται σταθερή η τάση θα πρέπει με κάποιο τρόπο να αλλάζει ο λόγος κατάτμησης δ. Το ρόλο αυτό αναλαμβάνει ένας κλειστός βρόχος ελέγχου, ο οποίος λαμβάνει ως είσοδο την τιμή της εκάστοτε τάσης εξόδου, κατάλληλα υποβιβασμένης, και παράγει ως έξοδο τους παλμούς έναυσης του ημιαγωγικού στοιχείου. Η διατήρηση της τάσης με την εφαρμογή του ελέγχου λόγου κατάτμησης χρησιμοποιείται, στην συγκεκριμένη εφαρμογή, έναντι του ελέγχου μέσω του ρεύματος (current control) εξαιτίας της χαμηλότερης τιμής της και της εύκολης υλοποίησής της σε μικροεπεξεργαστή. Η τάση εξόδου μετριέται και εν συνεχεία, συγκρινόμενη με μια τάση αναφοράς, δημιουργεί ένα σήμα σφάλματος, το οποίο και αποτελεί την είσοδο του 66

75 αντισταθμιστή. Η έξοδος του αντισταθμιστή είναι το σήμα ελέγχου και εισάγεται στην γεννήτρια παλμών η οποία βγάζει στην έξοδο τους παλμούς που οδηγούν το ημιαγωγικό στοιχείο. Η λειτουργία ελέγχου μέσω του λόγου κατάτμησης παρουσιάζεται γραφικά στο παρακάτω σχήμα: Σχήμα 4.6: Διάγραμμα του ελέγχου λόγου κατάτμησης [9] Η λειτουργία γενικά του κλειστού βρόχου του μετατροπέα boost βασίζεται στο σχήμα 4.7 και μπορεί να περιγραφεί συνοπτικά ως εξής: Σχήμα 4.7: Βρόγχος ελέγχου του μετατροπέα Boost [7] Όταν η τάση εξόδου, για κάποιο λόγο, αυξηθεί και ξεπεράσει την τάση αναφοράς, η έξοδος του συγκριτή και ολοκληρωτή θα είναι μία ράμπα με αρνητική κλίση. Συγκρινόμενη η ράμπα με μία πριονωτή τάση συχνότητας ίση με την επιθυμητή συχνότητα παλμοδότησης, θα παράγει μία παλμοσειρά, που θα έχει μικρότερο λόγο κατάτμησης απ ότι είχε προηγουμένως. Εφαρμοζόμενη η παλμοσειρά στο ημιαγωγικό στοιχείο θα μειώσει το χρόνο αγωγής του ελαττώνοντας με αυτόν τον τρόπο την ενέργεια που αποθηκεύεται στο πηνίο και συνεπώς, μειώνοντας και την τάση εξόδου. 67

76 Σχήμα 4.8: Τεχνική διαμόρφωσης του εύρους των παλμών [6] Το block διάγραμμα του μετατροπέα Βοοst μαζί με το βρόχο ελέγχου του φαίνεται στο σχήμα 4.9 που ακολουθεί. Σχήμα 4.9: Μετατροπέας boost μαζί με το βρόχο ελέγχου του παρατηρώντας το σχήμα 4.9, ο βρόγχος ελέγχου αποτελείται από 2 μπλοκ: το πρώτο που δέχεται σαν είσοδο το τη διαφορά error Vref Vo και βγάζει σαν έξοδο τον λόγο κατάτμησης και το δεύτερο που λαμβάνει τον λόγο κατάτμησης και παράγει τους απαραίτητους παλμούς. Στα σχήματα 4.10 και 4.11 παρουσιάζονται τα εσωτερικό των δυο αυτών μπλοκ: 68

77 Σχήμα 4.10: Εσωτερικό του PWM block σύμφωνα με το σχήμα 4.10, το σήμα error πολλαπλασιάζεται αρχικά με το μοναδιαίο κέρδος Kc και στην συνέχεια με το κέρδος Κp. Ταυτόχρονα στον άλλο κλάδο ολοκληρώνεται και πολλαπλασιάζεται εν συνεχεία με το κέρδος Ki. Η πρόσθεση των δυο κλάδων οδηγεί στον λόγο κατάτμησης. Σχήμα 4.11: Εσωτερικό του block PI Controller εν συνεχεία, ο λόγος κατάτμησης εισέρχεται στο μπλοκ παραγωγής παλμών στο οποίο, με την χρήση ενός συγκριτή, ο οποίος συγκρίνει την κυματομορφή αναφοράς με την πραγματική κυματομορφή, παράγονται παλμοί επιθυμητού εύρους και συχνότητας Ηλεκτρικό μέρος και σύστημα ελέγχου Το ηλεκτρικό μέρος αναμένεται να έχει πολύ μικρότερη σταθερά χρόνου από το μηχανικό στις χαμηλές συχνότητες, οπότε η επίδραση του στη χρονική απόκριση του πλήρους συστήματος θα είναι αμελητέα. Ενδιαφέρον παρουσιάζουν οι υψηλές συχνότητες όπου οι σταθερές χρόνου γίνονται συγκρίσιμες [9]. Το διάγραμμα του μετατροπέας ανύψωσης παριστάνεται, από το κύκλωμα του σχήματος

78 Σχήμα 4.12: κυκλωματικό διάγραμμα μετατροπέα boost όπου για την παρούσα εφαρμογή οι τιμές των στοιχείων του μετατροπέα, όπως υπολογίστηκαν σε προηγούμενη ενότητα, παρουσιάζονται στον πίνακα 4.1 L 230μΗ R 14.4Ω C 48μF Πίνακας 4.1: Τιμές στοιχείων μετατροπέα Για τις ανάγκες της θεωρητικής ανάλυσης ο μετατροπέας ανύψωσης θεωρείται ιδανικός Vd με λόγους τάσεων και ρευμάτων V0 και I0 Is(1 D). Η δίοδος, επίσης, θεωρείται 1 D ιδανική και παρουσιάζει μηδενική τάση αγωγής. Η αντίσταση και αυτεπαγωγή της μηχανής αντιστοιχούν σε δύο τυλίγματα και η πηγή τάσης είναι η πολική τάση της γεννήτριας. Από το κύκλωμα μπορούν να εξαχθούν οι εξισώσεις κατάστασης με μεταβλητές κατάστασης, την τάση του πυκνωτή V c και το ρεύμα του πηνίου I L. Οι εξισώσεις κατάστασης θα είναι της μορφής: d x dt Ax Bu (4.17) y Cx Du (4.18) όπου x είναι το διάνυσμα κατάστασης, u το διάνυσμα εισόδων του συστήματος και y το διάνυσμα εξόδων. Εφαρμόζοντας νόμους Kirchoff στο κύκλωμα και θεωρώντας ότι ο μετατροπέας boost λειτουργεί στην continuous conduction mode(ccm) προκύπτουν οι εξισώσεις 70

79 θεωρώντας, στη συνέχεια, ότι dil Vi (1 D) VC dt L dvc (1 D) il VC dt C RC v ( t) V v i I i C C C L L L v ( t) V v L L L vi ( t) Vi v i d( t) D d i ( t) I i C C C (4.19) (4.20) και αντικαθιστώντας τις παραμέτρους ελέγχου, τις εισόδους και τις μεταβλητές των εξισώσεων 4.19 με τις 4.20 έχουμε: d ( I L i L ) Vi v i (1 ( D d )( VC v C ) dt L d ( VC v C ) (1 ( D d ))( I L i L ) ( Vc v C ) dt C RC (4.21) οι AC συνιστώσες των εξισώσεων 4.21 είναι: di L dv C v i (1 d ) v C dt L dv C (1 D) i L di L v C dt C RC (4.22) ενώ ο λόγος εισόδου εξόδου είναι: VO 1 Vs 1 D I R 1 D I IN (4.23) η κυμάτωση του ρεύματος του πηνίου: V S L D (4.24) Lf L 71

80 εφαρμόζοντας τον μετασχηματισμό Laplace στις εξισώσεις και θεωρώντας σαν έξοδο του συστήματος την τάση του πυκνωτή ή το ρεύμα στο πηνίο προκύπτει: (1 D) VC LILs vc d 2 L 2 LCs s (1 D) R VCCs 2(1 D) IL il d 2 L 2 LCs s (1 D) R vc (1 D) VC LI Ls i V Cs 2(1 D) I L C L (4.25) η συνάρτηση μεταφοράς δίνεται από τον παρακάτω τύπο: G ( s) G vg go 1 s s 1 ( ) Q (4.26) όπου G είναι το dc κέρδος, go 0 είναι η γωνιακή συχνότητα και Q είναι ένας συντελεστής ονομαζόμενος συντελεστής αιχμής. Οι εκφράσεις για τους παραπάνω εξέχοντες παράγοντες δίνονται παρακάτω: G go 1 (1 D) (1-D) 0 LC C Q (1 D) R L (4.27) οπότε η συνάρτηση μεταφοράς παίρνει την μορφή της εξίσωσης: D Gvg ( s) G go 2 s s 2 2 sl 2 1 ( ) D sl s LC 1 D s LC 2 2 Q D R D R 0 0 (4.28) Η συνάρτηση μεταφοράς μεταξύ εισόδου και εξόδου θα είναι τελικά: G ( s) G vd d 0 s (1 ) z s s Qω ω 2 (1 ( ) ) 0 0 (4.29) όπου 72

81 G i i d0 2 z V Vc V Vc (1 D) (1 D) (1 D) 2 Vi Vc (1 D) R LI L (4.30) s Ls (1 ) (1 ) 2 z Vc (1 D) R Gvd ( s) Gd 0 2 s s 2 (1 ( ) ) (1 D) sl s LC (1 ) 2 2 Qω ω (1 D) R (1 D) 0 0 Vc sl R sl R 2 ((1 D) ) 2 2 (1 D) ((1 D) s LC) (4.31) Σχεδιασμός συστήματος ελέγχου Το πρώτο βήμα στον σχεδιασμό του συστήματος ελέγχου είναι η επιλογή του κέρδους του αισθητήρα (sensor gain) Ηο, όπως φαίνεται στο Σχήμα 4.4. Το κέρδος αυτό μπορεί να θεωρηθεί σαν μια σταθερή τιμή: H 1V (4.32) O λόγω της αναπόφευκτης ύπαρξης κυμάτωσης στην τάση εξόδου, ένα χαμηλοδιαβατό φίλτρο είναι απαραίτητο προκειμένου να περιορίζει την κυμάτωση της τάσης εξόδου, Η συνάρτηση μεταφοράς ενός τέτοιου φίλτρου έχει την παρακάτω μορφή: H c ( s ) H 0 (4.33) s ωc όπου η συχνότητα αποκοπής ω c ορίζεται μια δεκάδα κάτω από την συχνότητα κυμάτωσης της τάσης εξόδου (25kΗz) δηλαδή ω c =2.5kHz [9]. O βρόχος ελέγχου σύμφωνα με το σχήμα 4.6 θα είναι: T ( s) C( s) G( s) H( s) (4.34) όπου C(s) ο αντισταθμιστής, G(s) η συνάρτηση μεταφοράς και Η(s) ο αισθητήρας που θα χρησιμοποιηθεί. Σχεδιάζοντας τον βρόχο ελέγχου θεωρούμε ωμικό φορτίο στην έξοδο. Έτσι θέτοντας την συνάρτηση μεταφοράς του αντισταθμιστή ίση με μονάδα ο ανοιχτός βρόγχος ελέγχου θα έχει την μορφή: 73

82 2 sl V c ((1 D ) ) T ( s ) C ( s ) G ( s ) H ( s ) 1 R H sl (1 D ) ((1 D ) s L C ) R C s ω C (4.35) εισάγοντας εν συνεχεία της αριθμητικές παραμέτρους ω c =2.5kHz, D=0.67, L=230μΗ και R=14.4Ω, C=48μF οδηγούμαστε στην παρακάτω συνάρτηση μεταφοράς ανοιχτού βρόγχου: ( s) s ( s 6700) 596s (4.36) το κέρδος ελέγχου Τ(s) ορίζεται ως το αποτέλεσμα του συνόλου των κερδών των βρόγχων του συστήματος. Η εξίσωση αυτή δείχνει πως επηρεάζει η εφαρμογή του βρόγχου ανάδρασης την συνάρτηση μεταφοράς του συστήματος και την συμπεριφορά του. Στο σχήμα που ακολουθεί φαίνονται τα αποτελέσματα του ανοιχτού βρόγχου ελέγχου: Σχήμα 4.13: Διάγραμμα Bode ανοιχτού βρόγχου Από το διάγραμμα του ανοιχτού βρόγχου συμπεραίνουμε ότι το dc κέρδος είναι χαμηλό. Για αυτό το λόγο ένας αντισταθμιστής ώστε να ενισχύσει το κέρδος του βρόγχου και να παρέχει το απαραίτητο εύρος κέρδους. Για αυτό το λόγο χρησιμοποιούμε έναν αντισταθμιστή ελέγχου PI. Έτσι η συνάρτηση μεταφοράς γίνεται πλέον: ( s 6700) K s K ( s) P 2 3 s 596s s I (4.37) 74

83 Εισάγοντας την παραπάνω εξίσωση στο λογισμικό SISOTOOL του Matlab παίρνουμε το διάγραμμα του σχήματος 4.14 και ρυθμίζοντας τις τιμές των K I και K P, επιτυγχάνουμε την ευσταθή λειτουργία του μετατροπέα. Σημαντική παράμετρος είναι κυρίως το κέρδος Κ I του βρόχου ελέγχου της τάσης στο μετατροπέα τύπου Boost. Αν το κέρδος αυτό ξεπεράσει μία ορισμένη τιμή το σύστημα γίνεται ασταθές και δεν συγκλίνει στα σωστά αποτελέσματα[21]. Από τη άλλη, όσο μικρότερο είναι το κέρδος Κ I, τόσο πιο αργός γίνεται ο κλειστός βρόχος. Μετά από πολλές προσομοιώσεις επιλέγονται οι τιμές Κ I =0.01 και K P =10 ώστε το σύστημα να είναι ευσταθές υπό όλες τις λειτουργικές συνθήκες. Σχήμα 4.14: Οι πόλοι του κλειστού βρόγχου μαζί με το εύρος κέρδους (gain margin) και το εύρος φάσης (phase margin) Παρατηρώντας το Σχήμα 4.14, οι πόλοι βρίσκονται στο αριστερό ημιεπίπεδο οπότε το σύστημα είναι ευσταθές. Επίσης τόσο το εύρος κέρδους όσο και το εύρος φάσης αυξήθηκαν, με την προσθήκη του αντισταθμιστή, σε σχέση με τον ανοιχτό βρόγχο. Η προσομοίωση του μετατροπέα ανύψωσης τάσης καθώς και ο έλεγχος της ορθής λειτουργίας του βρόγχου ελέγχου παρουσιάζονται αναλυτικά στο επόμενο κεφάλαιο όπου μελετάται και η λειτουργία του μετατροπέα σε διάφορες μεταβολές τόσο της εισόδου όσο και του φορτίου. Στο σημείο αυτό ολοκληρώνεται η παρουσίαση της μοντελοποίησης των επιμέρους διατάξεων σύνδεσης της ανεμογεννήτριας με το δίκτυο. Στο επόμενο, και πιο σημαντικό 75

84 κεφάλαιο της παρούσας διπλωματικής εργασίας, θα παρουσιαστούν τα αποτελέσματα της προσομοίωσης των επιμέρους τμημάτων και του συνολικού αιολικού συστήματος το οποίο περιλαμβάνει τον ανεμοκινητήρα, την σύγχρονη ανεμογεννήτρια, τον ανορθωτή διόδων, τον ανυψωτή και σταθεροποιητή τάσης τύπου Boost και τέλος τον αντιστροφέα. 76

85 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 5 ΠΡΟΣΟΜΟΙΩΣΗ ΤΩΝ ΥΠΟΣΥΣΤΗΜΑΤΩΝ ΚΑΙ ΤΟΥ ΣΥΝΟΛΙΚΟΥ ΑΙΟΛΙΚΟΥ ΣΥΣΤΗΜΑΤΟΣ 5.1 Εισαγωγή Στο παρόν κεφάλαιο θα παρουσιασθούν τα αποτελέσματα των προσομοιώσεων των υποσυστημάτων της διάταξης καθώς και του συνολικού αιολικού συστήματος σύνδεσης της ανεμογεννήτριας στο δίκτυο, στο πρόγραμμα Matlab/Simulink. Οι προσομοιώσεις πραγματοποιήθηκαν με βάση τα μοντέλα που αναπτύχθηκαν στα προηγούμενα δυο κεφάλαια.στο κεφάλαιο αυτό επίσης θα πραγματοποιηθεί η προσομοίωση ολόκληρου του αιολικού συστήματος χρησιμοποιώντας τα μοντέλα που αναπτύχθηκαν στο προηγούμενο κεφάλαιο για τα επιμέρους τμήματά του. Το μόνο τμήμα για το οποίο δεν έγινε καμία αναφορά είναι ο ανεμοκινητήρας και αυτό γιατί για την προσομοίωσή του θα χρησιμοποιηθεί ένα έτοιμο μοντέλο που βρίσκεται στη βιβλιοθήκη του Matlab, ονόματι Wind Turbine. Το εν λόγω block δέχεται ως είσοδο την ταχύτητα του ανέμου και τις στροφές του ανεμοκινητήρα και παράγει ως έξοδο τη ροπή που ασκείται στον άξονα της ανεμογεννήτριας, σύμφωνα με τις χαρακτηριστικές καμπύλες του παρακάτω σχήματος: Σχήμα 5.1: Χαρακτηριστικές καμπύλες ανεμοκινητήρα 77

86 Στη συνέχεια του κεφαλαίου, αρχικά θα παρουσιαστεί το block διάγραμμα του συνολικού αιολικού συστήματος, στη συνέχεια θα καθοριστούν οι συνθήκες λειτουργίας του και τέλος θα παρατεθούν τα διαγράμματα που προκύπτουν από τις προσομοιώσεις του. Σχήμα 5. 2: Block διάγραμμα του συνολικού αιολικού συστήματος Παρατηρώντας το Σχήμα 5.2, διακρίνουμε από αριστερά προς τα δεξιά τον ανεμοκινητήρα ο οποίος δέχεται σαν είσοδο την ταχύτητα του ανέμου και την γωνία βήματος και παράγει στην έξοδο την μηχανική ροπή η οποία αποτελεί την είσοδο της γεννήτριας μόνιμων μαγνητών η οποία διακρίνεται κάτω από τον ανεμοκινητήρα. Η γεννήτρια αυτή παράγει στην έξοδο τριφασική εναλλασσόμενη τάση η οποία οδηγείται στον μη ελεγχόμενο ανορθωτή με διόδους ο οποίος διακρίνεται με το γαλάζιο χρώμα. Ο ανορθωτής διόδων μετατρέπει την εναλλασσόμενη τάση σε συνεχή ώστε να αποτελέσει την είσοδο του boost μετατροπέα. Ο μετατροπέας αυτός, μέσω του κυκλώματος ελέγχου του, ανυψώνει και σταθεροποιεί την τάση στην έξοδο του στα 120V. Τέλος, στο δεξή μέρος του σχήματος διακρίνουμε τον μονοφασικό αντιστροφέα, ο οποίος μετατρέπει την συνεχή τάση σε εναλλασσόμενη, με τον βρόγχο ελέγχου του για την ομαλή σύνδεση με το δίκτυο. Επίσης διακρίνονται το LC φίλτρο στην έξοδο, ο μονοφασικός μετασχηματιστής 1:4 και το δίκτυο χαμηλής τάσης, το οποίο μοντελοποιείται με μία πηγή εναλλασσόμενης τάσης. 78

87 5.2 Παράμετροι λειτουργίας του κυκλώματος Η προσομοίωση του παραπάνω αιολικού συστήματος θα γίνει θεωρώντας ως μεταβλητά μεγέθη αφενός την ταχύτητα του ανέμου και αφετέρου την ισχύ που τροφοδοτείται στο δίκτυο, η οποία καθορίζεται από το ρεύμα εξόδου του αντιστροφέα. O πυκνωτής στην έξοδο του μετατροπέα Boost επιλέγεται στο 120μF, παρόλο που θεωρητικά απαιτείται μικρότερος, προκειμένου να επιτύχουμε καλύτερη εξομάλυνση, της τάσης εξόδου. Το LC φίλτρο στην έξοδο του αντιστροφέα έχει τιμές L=15mH και C=5μF. Στα σχήματα που ακολουθούν παρατίθενται οι σημαντικότερες κυματομορφές που προκύπτουν από την προσομοίωση των υποσυστημάτων του συνολικού συστήματος και κατά σειρά αφορούν την γεννήτρια, την ανορθωτική γέφυρα, τον μετατροπέα Boost, τον αντιστροφέα καθώς και το συνολικό αιολικό σύστημα. 5.3 Προσομοίωση της σύγχρονης γεννήτριας μόνιμων μαγνητών Στο υποκεφάλαιο αυτό μελετάται το μοντέλο της σύγχρονης γεννήτριας μόνιμων μαγνητών, όπως απεικονίζεται στο Σχήμα 3.1. Ως παράμετροι στις διάφορες προσομοιώσεις λαμβάνονται οι στροφές περιστροφής της γεννήτριας, η ταχύτητα του ανέμου καθώς και το φορτίο στην έξοδο. Τα αποτελέσματα παρουσιάζονται με τη μορφή διαγραμμάτων στα παρακάτω σχήματα. Η μηχανική ροπή αποτελεί την είσοδο της γεννήτριας και παίρνει αρνητικές τιμές προκειμένου το μοντέλο της σύγχρονης μηχανής μόνιμων μαγνητών του Simulink να λειτουργεί σαν γεννήτρια. Στα παρακάτω γραφήματα η μηχανική ροπή είναι για το διάστημα (0-2sec) -2Ν.m και για το διάστημα από (2-5sec) -1N.m. 79

88 Σχήμα 5.3: Ρεύμα στο στάτη (Α) Σχήμα 5.4: Τάση στο στάτη στους d,q άξονες 80

89 Σχήμα 5. 5: Παραγόμενη ηλεκτρομαγνητική ροπή Παρατηρώντας τα παραπάνω διαγράμματα, συμπεραίνουμε ότι τη χρονική στιγμή t=3sec που μειώνεται η ροπή εισόδου στο ήμισυ, παρατηρείται μείωση τόσο του εύρους της τάσης όσο και του ρεύματος στο στάτη, ενώ αντίθετα παρατηρείται αύξηση της ηλεκτρομαγνητικής ροπής (σε απόλυτη τιμή), αποτελέσματα τα οποία δικαιολογούνται από την θεωρητική μελέτη. Αφού μελετήσαμε την λειτουργία της γεννήτρια για μεταβολή της εισόδου, θα μελετήσουμε σε αυτό το σημείο της συμπεριφορά της για μεταβολή του φορτίου. Έτσι την στιγμή t=3sec η αντίσταση φορτίου υποδιπλασιάζεται με τα αποτελέσματα να παρουσιάζονται στις παρακάτω κυματομορφές. 81

90 Σχήμα 5. 6: Τάση στο στάτη στους d,q άξονες Σχήμα 5. 7: Ρεύμα στο στάτη 82

91 Σχήμα 5. 8: Γωνιακή ταχύτητα δρομέα(rad/sec) Σχήμα 5. 9: Παραγόμενη ηλεκτρομαγνητική ροπή 83

92 5.4 Προσομοίωση του ανορθωτή με διόδους Στο σχήμα 5.10 φαίνεται το μοντέλο της μη ελεγχόμενης ανορθωτικής γέφυρας, όπου εκτός από τις διόδους, διακρίνονται μία τριφασική πηγή στην είσοδο και ένα ωμικό φορτίο στην έξοδό της. Για την απορρόφηση της κυμάτωση της τάσης εξόδου χρησιμοποιείται ένας παράλληλος πυκνωτής. Όπως προκύπτει από τη θεωρητική ανάλυση του κυκλώματος, η τάση εξόδου της γέφυρας, με τη χρήση πυκνωτή εξομάλυνσης, δίνεται από τη σχέση V o 2 3 V, όπου V m η ενεργός τιμή της φασικής τάσης εισόδου. m Σχήμα 5.10: Σχηματικό διάγραμμα ανορθωτή με διόδους[21] Στη συνέχεια, παραθέτονται οι κυματομορφές της τάσεως και του ρεύματος εξόδου που προέκυψαν από την προσομοίωση του παραπάνω μοντέλου χωρίς τον πυκνωτή εξόδου. Στο χρόνο από sec η φασική τάση εισόδου έχει ενεργό τιμή 40V ενώ το ωμικό φορτίο είναι 70Ω. Παρατηρούμε πράγματι μία μεγάλη κυμάτωση τόσο στην τάση (2ΔV 12V)όσο και στο ρεύμα εξόδου η οποία έχει συχνότητα εξαπλάσια της συχνότητας της τάσεως εισόδου. H ισχύ στην οποία πραγματοποιήθηκε η προσομοίωση είναι περίπου 130W. 84

93 Σχήμα 5.11: Τάση εξόδου του ανορθωτή (V) Σχήμα 5.12: Ρεύμα εξόδου ανορθωτή (A) Παρακάτω φαίνονται τα αποτελέσματα εάν διατηρήσουμε σταθερή την τάση εισόδου και μεταβάλλουμε την αντίσταση φορτίου. Οι εν λόγω κυματομορφές φαίνονται στο σχήμα 3.5, όπου από 0-0.1sec η αντίσταση φορτίου είναι 70Ω και η ισχύς προσομοίωσης περίπου 130W, ενώ από sec η αντίσταση φορτίου γίνεται η μισή με αποτέλεσμα να διπλασιάζονται τα ρεύματα (αφού οι τάσεις δεν αλλάζουν) και άρα βάση του τύπου: 85

94 U R P R I R P P (5.1) 2 N 2 N PREVIOUS N N RN 2 N 2 PREVIOUS η ισχύς στη έξοδο διπλασιάζεται όπως φαίνεται και από τα σχήματα 5.13 και Σχήμα 5.13: Κυματομορφή τάσης εξόδου για μεταβολή του φορτίου Σχήμα 5.14: Ρεύμα εξόδου ανορθωτή για μεταβολή του φορτίου Εν συνεχεία μεταβάλλουμε την τάση εισόδου του ανορθωτή και μελετάμε την συμπεριφορά του συστήματος. Στο χρόνο από 0-0.1sec η τάση εισόδου έχει ενεργό τιμή 68V, 86

95 ενώ από sec πέφτει στα 48V. Παρατηρούμε πράγματι μία μεγάλη κυμάτωση τόσο στην τάση όσο και στο ρεύμα εξόδου η οποία έχει συχνότητα εξαπλάσια της συχνότητας της τάσεως εισόδου. Όπως φαίνεται από τα παρακάτω διαγράμματα τόσο το ρεύμα εξόδου όσο και η τάση εξόδου μειώνονται ανάλογα με την μείωση της τάσης που εφαρμόσαμε στην είσοδο. Σχήμα 5. 15: Τάση εξόδου ανορθωτή για μεταβολή της τάσης εισόδου Σχήμα 5. 16: Ρεύμα εξόδου ανορθωτή για μεταβολή της τάσης εισόδου 87

96 5.5 Προσομοίωση του ανυψωτή-σταθεροποιητή τάσης Προσομοιώνοντας το σύστημα του μετατροπέα Boost με το πηνίο και τον πυκνωτή να έχουν τις τιμές που υπολογίστηκαν στο προηγούμενο κεφάλαιο, τάση εισόδου V i =70V, συχνότητα παλμοδότησης 25kHz και με το βρόχο ελέγχου όπως υπολογίστηκε παραπάνω, παίρνουμε τις κυματομορφές του σχήματος 5.17 Όπως φαίνεται στα διαγράμματα του εν λόγω σχήματος, αφενός η τάση εξόδου συγκλίνει στην αναμενόμενη τιμή, δηλαδή τα 120V, αφετέρου δε το ρεύμα στο πηνίο στη μόνιμη κατάσταση δεν παρουσιάζει μηδενισμούς, υποδηλώνοντας λειτουργία σε κατάσταση συνεχούς αγωγής. Σημειώνεται ότι τόσο στις κυματομορφές του σχήματος 5.17 όσο και σε όλες τις υπόλοιπες που ακολουθούν στη συνέχεια της εργασίας ο χρόνος που σημειώνεται μετράται σε δευτερόλεπτα (sec). Σχήμα 5.17: Τάση εξόδου μετατροπέα ανύψωσης τάσης Στο Σχήμα 5.17, παρουσιάζεται η τάση εξόδου του μετατροπέα ανύψωσης τάσης. Στην αρχή συμβαίνουν κάποια μεταβατικά φαινόμενα με ταλαντώσεις της τάσης, τα οποία θα αναλύσουμε στην συνέχεια, ενώ, μετά από 0.08 sec, το σύστημα πλέον οδηγείται στη μόνιμη κατάσταση και η τάση εξόδου σταθεροποιείται στα 120V. 88

97 Σχήμα 5.18: Ρεύμα εξόδου μετατροπέα ανύψωσης τάσης Το φορτίο στην έξοδο του μετατροπέα boost είναι ωμικό και έχει τιμή R=14.4Ω. Έτσι, παρόμοια με τη τάση είναι και η κυματομορφή του ρεύματος το οποίο σταθεροποιείται ύστερα από το πέρας 0.08sec στα 8.33Α, με κάποια αντίστοιχα μεταβατικά φαινόμενα στην αρχή. Σχήμα 5.19: Ισχύς εξόδου μετατροπέα ανύψωσης τάσης Όπως αναμενόταν, η ισχύς του μετατροπέα σταθεροποιείται στα 1000W η οποία αποτελεί την μέγιστη μεταφερόμενη ισχύ η σύμφωνα με το εγχειρίδιο της γεννήτριας. 89

98 Σχήμα 5.20: Ρεύμα πηνίου στην είσοδο του μετατροπέα Σχήμα 5.21: Κυμάτωση ρεύματος πηνίου στην είσοδο του boost μετατροπέα Σύμφωνα με τις κυματομορφές των Σχημάτων 5.20 και 5.21, το ρεύμα του πηνίου, το οποίο είναι ουσιαστικά το ρεύμα εισόδου του μετατροπέα, σταθεροποιείται στα 14.4Α και παρουσιάζει μικρή διαφορά με την θεωρητική τιμή του καθώς το πηνίο που κατασκευάστηκε μετρήθηκε 230μΗ ενώ στους θεωρητικούς υπολογισμούς υπολογίστηκε 214μΗ. H κυμάτωση που παρουσιάζει είναι 2ΔΙ L =2.5A η οποία και συμφωνεί με τους θεωρητικούς υπολογισμούς που έγιναν κατά την σχεδίαση του πηνίου. 90

99 Σχήμα 5.22: Τάση που εφαρμόζεται στο MOSFET Σχήμα 5.23 Μεγέθυνση της τάση του ημιαγωγικού στοιχείου (MOSFET) Η τάση που εφαρμόζεται πάνω στο mosfet καθορίζεται από την τάση εξόδου του μετατροπέα. Έτσι όταν η τάση εισόδου είναι 70V η τάση που εφαρμόζεται πάνω στο MOSFET είναι 120V και η μορφή της είναι σύμφωνη με την θεωρητική ανάλυση. 91

100 Σχήμα 5.24: Ρεύμα που διαρρέει το MOSFET Η αιτία που προκαλεί τις ταλαντώσεις στην αρχή των Σχημάτων είναι η ανικανότητα του πυκνωτή να φορτιστεί από τα 0-70V απευθείας. Λύση στο πρόβλημα αυτό δίνει η σταδιακή φόρτιση του πυκνωτή από τα 0-70V σε διάστημα 10msec. Αυτό πρακτικά επιτυγχάνεται με την χρήση ράμπας αντί dc πηγής στην είσοδο του μετατροπέα ανύψωσης τάσης. Τα αποτελέσματα της μεθόδου αυτής φαίνονται στα παρακάτω διαγράμματα. Σχήμα 5.25: Τάση εξόδου μετατροπέα ανύψωσης τάσης με σταδιακή φόρτιση του πυκνωτή 92

101 Σχήμα 5.26: Ισχύς εξόδου μετατροπέα ανύψωσης τάσης με φόρτιση του πυκνωτή όπως παρατηρούμε από τα παραπάνω διαγράμματα οι ταλαντώσεις δεν υφίστανται πια και η γραφική παράσταση μεταβαίνει ομοιόμορφα στην μόνιμη κατάσταση. Πρέπει να ληφθεί υπόψη ότι οι τιμές στην πράξη διαφέρουν από τις ονομαστικές τιμές τους εξαιτίας αναπόφευκτων διαταραχών στις γραμμές παραγωγής, αλλαγών στις περιβαλλοντικές συνθήκες και γήρανσης. Το σημαντικότερο χαρακτηριστικό, λοιπόν, της δυναμικής συμπεριφοράς ενός συστήματος ελέγχου είναι η ευστάθειά του[11]. Εξαιτίας της κατασκευής του boost μετατροπέα στο εργαστήριο, θα μελετήσουμε εκτενέστερα τον μετατροπέα αυτόν. Αρχικά θα μελετηθεί η ευστάθεια του συστήματος εφαρμόζοντας διαταραχές στην είσοδο και στο φορτίο και μελετώντας την συμπεριφορά του. Η πρώτη διαταραχή είναι στην τάση των γραμμών μεταφοράς, δηλαδή στην είσοδο του συστήματος. Αρχικά η τάση εισόδου διατηρείται στα 40Vrms ενώ στα 100msec πραγματοποιείται μεταβολή της στα 60Vrms. Η επίδραση αυτής της αλλαγής στην συμπεριφορά του συστήματος παρουσιάζεται στις παρακάτω προσομοιώσεις. 93

102 Σχήμα 5.27: Τάση εξόδου για μεταβολή της τάσης της γραμμής Σχήμα 5.28: Ρεύμα εξόδου για μεταβολή της τάσης της γραμμής 94

103 Σχήμα 5.29: Ρεύμα πηνίου για μεταβολή της τάσης της γραμμής Μελετώντας τα σχήματα , το σύστημα βρίσκεται στην μόνιμη κατάσταση όταν πραγματοποιείται η μεταβολή στην τάση εισόδου. Μετά την διαταραχή, ο έλεγχος του συστήματος ανταποκρίνεται ώστε να διατηρήσει την τάση εξόδου σταθερή στα 120V. Εξαιτίας της αύξησης της τάσης εισόδου, το λόγος κατάτμησης μειώνεται προκειμένου να διατηρηθεί η τάση εξόδου σταθερή. Αυτή η μείωση του λόγου κατάτμησης οδηγεί στην μείωση του ρεύματος εισόδου, δηλαδή στην μείωση του ρεύματος του πηνίου. Το σύστημα μετά από 27msec επανέρχεται ξανά στην μόνιμη κατάσταση. Η ταλαντώσεις που εμφανίζονται στο ρεύμα του πηνίο οφείλονται στην ύπαρξη των παρασιτικών στοιχείων του πηνίου. Ένα πραγματικό πηνίο περιέχει αντίσταση (R) και χωρητικότητα (C) τα οποία μειώνουν την ποιότητα του πηνίου. Η αντίσταση σπαταλά ενέργεια ενώ η χωρητικότητα αποθηκεύει ηλεκτρική ενέργεια στο πηνίο. Έτσι δημιουργείται ένα LC κύκλωμα με αποτέλεσμα την εμφάνιση ταλαντώσεων κατά τις απότομες μεταβολές του ρεύματος. Η δεύτερη διαταραχή που θα εφαρμοστεί είναι η μεταβολή της αντίστασης φορτίου. Η αντίσταση στην έξοδο μεταβάλλεται την χρονική στιγμή t=0.1sec από R=70Ω to R=35Ω και η επίδραση της διαταραχής αυτής τόσο στην τάση όσο και στο ρεύμα τoυ μετατροπέα παρουσιάζεται στα παρακάτω διαγράμματα. 95

104 Σχήμα 5.30: Τάση εξόδου για μεταβολή του φορτίου όπως παρατηρούμε, το σύστημα βρίσκεται στην μόνιμη κατάσταση όταν η μεταβολή του φορτίου πραγματοποιείται. Το σύστημα ελέγχου ανταποκρίνεται προσπαθώντας να διατηρήσει την τάση εξόδου σταθερή στα 120V. Μετά το πέρας μιας μεταβατικής περιόδου 40msec το σύστημα επανέρχεται στην μόνιμη κατάσταση και η τάση σταθεροποιείται στα 120V. Σχήμα 5.31: Ρεύμα εξόδου για μεταβολή του φορτίου 96

105 Σχήμα 5.32: Ρεύμα πηνίου για μεταβολή του φορτίου Σχήμα 5.33: Ισχύς εξόδου για μεταβολή του φορτίου Παρατηρώντας τα διαγράμματα του ρεύματος εξόδου, της ισχύος εξόδου καθώς και του ρεύματος του πηνίου συμπεραίνουμε ότι, εξαιτίας της αύξησης του φορτίου, το σύστημα ελέγχου ανταποκρίνεται ώστε να διατηρήσει την τάση εξόδου σταθερή. Αποτέλεσμα της διατήρησης της τάσης σε συνδυασμό με την αύξηση του φορτίου είναι η μείωση τόσο του ρεύματος εξόδου όσο και της ισχύς που μεταφέρεται στην έξοδο. Εφόσον ο λόγος κατάτμησης στην συγκεκριμένη περίπτωση δεν αλλάζει, το ρεύμα εισόδου μειώνεται και αυτό. Οι ταλαντώσεις στο ρεύμα του πηνίου παρατηρούνται για τον ίδιο λόγο που αναφέρθηκε παραπάνω. Προκειμένου να μελετηθεί η step-response του συστήματος, θα πρέπει το σύστημα να έχει φθάσει στην μόνιμη κατάσταση λειτουργίας του. Τότε η τάση αναφοράς μεταβάλλεται από 97

106 70V στα 120V και η συμπεριφορά του συστήματος παρουσιάζεται στα παρακάτω διαγράμματα. Η αντίσταση φορτίου στην έξοδο επιλέγεται να είναι 20Ω.. Σχήμα 5.34: Τάση εξόδου για βηματική μεταβολή της τάσης αναφοράς Σύμφωνα με το Σχήμα 5.34 το σύστημα φθάνει στην νέα μόνιμη κατάσταση με το πέρας περίπου18msec. Έτσι ενώ η τάση αρχικά ήταν σταθεροποιημένη στα 70V, μετά από 18msec σταθεροποιείται στα 120V. Σχήμα 5.35: Ρεύμα εξόδου για βηματική μεταβολή της τάσης αναφοράς 98

107 Σχήμα 5.36: Ρεύμα στο πηνίο εισόδου για μεταβολή της τάσης αναφοράς Παρατηρώντας τα σχήματα 5.36 και 5.37, παρατηρούμε την μεταβολή τόσο του ρεύματος εξόδου όσο και του ρεύματος του πηνίου για μεταβολή της τάσης αναφοράς. Εφόσον το φορτίο παραμένει σταθερό και η τάση στην έξοδο αυξάνεται, αυξάνεται και το ρεύμα στην έξοδο. Εφόσον ο λόγος κατάτμησης παραμένει σταθερός, το ρεύμα στο πηνίο αυξάνεται αντίστοιχα. Η παρουσία μιας υποθετικής παρασιτικής επαγωγιμότητας στο κύκλωμα προσφέρει την δυνατότητα μελέτης του σε πραγματικές συνθήκες λειτουργίας. Το κύκλωμα με την ύπαρξη της παρασιτικής χωρητικότητας φαίνεται παρακάτω. Σχήμα 5.37: Κυκλωματικό διάγραμμα boost μετατροπέα με την παρουσία παρασιτικής χωρητικότητας 99

108 Η παρουσία της υποθετικής παρασιτικής επαγωγιμότητας δεν έχει επίδραση στις κυματομορφές της τάσης εξόδου, της ισχύς εξόδου καθώς και του ρεύματος εισόδου καθώς δεν επηρεάζει την λειτουργία του κυκλώματος κατά την εκκίνηση. Έτσι οι κυματομορφές που αναφέραμε παραμένουν ίδιες όπως σε ιδανικές συνθήκες. Αντίθετα επηρεάζεται η τάση και το ρεύμα στο διακοπτικό στοιχείο όπως φαίνεται από τις παρακάτω κυματομορφές. Σχήμα 5.38: Τάση στο MOSFET με ύπαρξη υποθετικής παρασιτικής επαγωγιμότητας Παρατηρώντας την κυματομορφή της τάσης διαπιστώνουμε ότι η ύπαρξη της παρασιτικής επαγωγιμότητας προκαλεί ένα overshoot της τάσης, όταν το mosfet σβήνει, η οποία φθάνει μέχρι και τα 240V με κίνδυνο την καταστροφή του ημιαγωγικού στοιχείου. 100

109 Σχήμα 5.39: Ρεύμα στο MOSFET με ύπαρξη υποθετικής παρασιτικής επαγωγιμότητας Συγκρίνοντας το ρεύμα στο mosfet σε ιδανικές συνθήκες και με την παρουσία της παρασιτικής επαγωγιμότητας συμπεραίνουμε ότι το ρεύμα δεν επηρεάζεται από την ύπαρξη της παρασιτικής επαγωγιμότητας. Προκειμένου να περιορίσουμε την αιχμή της τάσης και να μειώσουμε τον κίνδυνο καταστροφής του mosfet χρησιμοποιούμε ένα RCD turn-off snubber κύκλωμα. Η αντίσταση του snubber κυκλώματος επιλέγεται μετά από δοκιμές Rs=1856Ω και του πυκνωτή C=4μF. Η παρουσία του κυκλώματος αυτού δεν επηρεάζει την εκκίνηση του μετατροπέα οπότε οι κυματομορφές της τάσης εξόδου και της ισχύς εξόδου καθώς και του ρεύματος εισόδου παραμένουν όπως στις ιδανικές συνθήκες. Οι κυματομορφές της τάσης και του ρεύματος στο διακοπτικό στοιχείο, με την παρουσία του snubber, καθώς και το κυκλωματικό διάγραμμα του μετατροπέα φαίνονται παρακάτω. 101

110 Σχήμα 5. 40: Κυκλωματικό διάγραμμα boost μετατροπέα με snubber κύκλωμα Σχήμα 5.41: Τάση MOSFET με χρήση κυκλώματος snubber Από το Σχήμα 5.41 παρατηρούμε ότι η παρουσία του κυκλώματος snubber περιορίζει την αιχμή της τάσης που εφαρμόζεται πάνω στο mosfet σε πλαίσια μέσα στα όρια που αντέχει ώστε να αποφευχθεί η καταστροφή του. Βέβαια είναι λογικό να υπάρχει ακόμα αιχμή τάσης πάνω στο mosfet. Το ρεύμα που διαρρέει το ημιαγωγικό στοιχείο, όπως φαίνεται από το Σχήμα 5.42, δεν επηρεάζεται. 102

111 Σχήμα 5.42: Ρεύμα MOSFET με χρήση κυκλώματος snubber και παρασιτική επαγωγιμότητα 5.6 Προσομοίωση του μονοφασικού αντιστροφέα Για τη σύνδεση της διάταξης στο δίκτυο χαμηλής τάσης χρησιμοποιείται ένας μονοφασικός αντιστροφέας ο οποίος αποτελείται από δυο αντιστροφείς ημιγέφυρας και προτιμάται σε διατάξεις με υψηλότερες απαιτήσεις ισχύος. Με την ίδια συνεχή τάση εισόδου, η μέγιστη τάση εξόδου του αντιστροφέα πλήρους γέφυρας είναι διπλάσια από αυτή του αντιστροφέα ημιγέφυρας. Αυτό σημαίνει ότι για την ίδια ισχύ, το ρεύμα εξόδου και τα ρεύματα των διακοπτών είναι το μισό εκείνων του αντιστροφέα ημιγέφυρας [11]. Δυο είναι οι πιο διαδεδομένες διαμορφώσεις SPWM που μπορούν να εφαρμοστούν σε ένα μονοφασικό αντιστροφέα πλήρους γέφυρας 1) η διαμόρφωση SPWM με διπολική τάση εξόδου και 2) η διαμόρφωση SPWM με μονοπολική τάση εξόδου. Εξαιτίας ορισμένων σημαντικών πλεονεκτημάτων που παρουσιάζει η δεύτερη διαμόρφωση σε σχέση με την πρώτη, επιλέχθηκε προκειμένου να υλοποιηθεί για τους σκοπούς της παρούσας διπλωματικής εργασίας. Στο σχήμα 4.43 παρουσιάζεται ο μονοφασικός αντιστροφέας, όπου διακρίνονται η πηγή συνεχούς τάσης και τα ημιαγωγικά στοιχεία (4 διακόπτες και 4 δίοδοι). 103

112 Σχήμα 4.43: Μονοφασικός αντιστροφέας πλήρους γέφυρας Κατά τη μέθοδο SPWM συνίσταται η παραγωγή ίδιας κατάλληλης για κάθε στοιχείο παλμοσειράς, συγκρίνοντας μία ημιτονοειδή τάση συχνότητας ίδιας με την επιθυμητή συχνότητα εξόδου του αντιστροφέα, με έναν τριγωνικό παλμό υψηλής συχνότητας. Η σχέση που συνδέει την τάση εξόδου με την τάση εισόδου για το μονοφασικό αντιστροφέα είναι [11]: V m V (5.2) o, inv a dc Σχήμα 5.44: Βlock διάγραμμα αντιστροφέα χωρίς Μ/Σ Η συχνότητα της τριγωνικής κυματομορφής (συχνότητα φορέα) επιλέγεται να είναι τα 25ΚHz.. Στο σχήμα 5.45 απεικονίζονται οι κυματομορφές που προέκυψαν από την προσομοίωση του αντιστροφέα για τάση εισόδου 120V, αντίσταση φορτίου 50Ω και συντελεστή διαμόρφωσης m a=0.8, έτσι ώστε Vo, inv ma Vdc = 96V (peak τιμή). 104

113 Σχήμα 5.45: Μονοπολική τάση εξόδου. Σχήμα 5.46: Τάση και ρεύμα στην έξοδο του αντιστροφέα Παρατηρούμε στο σχήμα 5.45 ότι η τάση εξόδου πριν το φίλτρο, έχει την αναμενόμενη θεωρητική μορφή, ενώ η τάση μετά το φίλτρο (σχήμα 5.46) έχει πράγματι μέγιστη τιμή 96V, όπως είχε υπολογισθεί, και συνεπώς ενεργό τιμή 96/ 2 68 V. Επιπλέον, το ρεύμα στο φορτίο έχει ενεργό τιμή 68/50 =1.36Α. Τέλος, στο σχήμα 5.47α δίνεται το φάσμα της τάσης εξόδου του αντιστροφέα, το οποίο βρίσκεται σε πλήρη συμφωνία με το αντίστοιχο θεωρητικό. 105

114 Στα σχήματα 5.47b και 5.47c παριστάνεται η πρώτη και η δεύτερη ομάδα ανωτέρων αρμονικών αντίστοιχα. (a) (b) (c) Σχήμα 5.47: Φάσματα τάσης εξόδου του αντιστροφέα (για διαμόρφωση με διπολική SPWM). Εν συνεχεία τοποθετούμε τον Μ/Σ 1:4, προκειμένου να πετύχουμε την τάση των 230V του δικτύου χαμηλής τάσης. Πάλι θεωρούμε ότι το δίκτυο χαμηλής τάσης προσομοιώνεται με μία 106

115 μονοφασική πηγή τάσης με ενεργό τιμή όμως 230V, συχνότητας 50Hz και τυχαίας αρχικής φάσης, στην οποία είναι συνδεδεμένο ένα μονοφασικό ωμικό φορτίο. Η σύνδεση με το δίκτυο πραγματοποιείται με το πέρας 0.05sec. Το αντίστοιχο block διάγραμμα φαίνεται στο σχήμα 5.48, όπου και φαίνεται ότι είναι όμοιο με αυτό του σχήματος 5.44, με τη βασική διαφορά ότι τώρα ως ρεύμα εξόδου του αντιστροφέα θεωρείται το ρεύμα στο δευτερεύον του Μ/Σ. Αντίστοιχα το συγκεκριμένο ρεύμα, συγκρίνεται με ένα ρεύμα αναφοράς που προκύπτει από τον κατάλληλο υποβιβασμό της τάσης του δικτύου. Σχήμα 5.48: Βlock διάγραμμα αντιστροφέα μαζί με τον βρόγχο ελέγχου του Στη συνέχεια, παρατίθενται οι κυματομορφές που προκύπτουν από την προσομοίωση του παραπάνω συστήματος. Η αντίσταση στην έξοδο του αντιστροφέα πριν τη σύνδεση με το δίκτυο παραμένει και πάλι 50Ω, ενώ το ρεύμα σύνδεσης καθορίζεται να έχει μέγιστη τιμή 1.92Α (στο δευτερεύον του Μ/Σ) έτσι ώστε η παρεχόμενη ενεργός ισχύς να είναι η ίδια με την προηγούμενη ενότητα, δηλαδή 230 (1.92/ 2 )=312.5W. 107

116 Σχήμα 5.49: Τάση εξόδου αντιστροφέα πριν το φίλτρο (V) Σχήμα 5.50: Ρεύμα εξόδου αντιστροφέα (Α) Πριν το ανοιγοκλείσιμο των διακοπτών, το ρεύμα στην έξοδο του αντιστροφέα έχει μέγιστη τιμή 2 68 / A ενώ μετά τη σύνδεση έχει την αναμενόμενη μέγιστη τιμή των 4Α. Παρατηρούμε βέβαια και κάποιες ανώτερες αρμονικές στο ρεύμα εξόδου του αντιστροφέα, τις οποίες δεν κατάφερε να απορροφήσει το LC φίλτρο. 108

117 Σχήμα 5.51: Τάση εξόδου αντιστροφέα μετά το φίλτρο (V) Στο Σχήμα 5.51 παριστάνεται η εναλλασσόμενη τάση στην έξοδο του αντιστροφέα η οποία έχει μέγιστη τιμή 96V, άρα ενεργό τιμή 68V, και συμφωνεί με τους θεωρητικούς υπολογισμούς. Σχήμα 5.52: Ενεργός ισχύς αντιστροφέα (W) 109

118 Σχήμα 5.53: Ενεργός ισχύς του δικτύου (W) Ενδιαφέρον παρουσιάζουν τα διαγράμματα της ενεργού ισχύος που προσφέρεται στο φορτίο αφενός από τον αντιστροφέα και αφετέρου από την μονοφασική πηγή των Σχημάτων 5.52 και Στα ίδια διαγράμματα φαίνεται επίσης και η διάρκεια του μεταβατικού φαινομένου η οποία είναι περίπου sec. Πριν από τη σύνδεση, όλη η ισχύς του φορτίου παρέχεται από την πηγή, ενώ ο αντιστροφέας τροφοδοτεί αποκλειστικά το προσωρινό φορτίο που είναι συνδεδεμένο στα άκρα του, με ενεργό ισχύ 68 2 /50=92.48W. Μετά τη σύνδεση του αντιστροφέα με το δίκτυο, η ενεργός ισχύς που παρέχεται από αυτόν είναι 68 (4.5/ 2 )=192.5W ενώ την υπόλοιπη ισχύ την δίνει η πηγή. Το ρεύμα που παρέχει η πηγή, όπως απεικονίζεται στο Σχήμα 5.54, μετά τη σύνδεση με το δίκτυο αφενός μειώνεται, αφετέρου αποκτά κάποιες ανεπιθύμητες ανώτερες αρμονικές. 110

119 Σχήμα 5.54: Ρεύμα δικτύου (Α) 5.7 Προσομοίωση του συνολικού συστήματος Το συνολικό αιολικό σύστημα καθώς και οι κυματομορφές των διαφόρων μεγεθών του φαίνονται στα παρακάτω σχήματα. Να υπενθυμίσουμε ότι η αντίσταση στην έξοδο του αντιστροφέα πριν τη σύνδεση με το δίκτυο είναι 50Ω, ενώ το ρεύμα σύνδεσης καθορίζεται να έχει μέγιστη τιμή 6.5Α. Η σύνδεση πραγματοποιείται τη χρονική στιγμή t=0.05sec, οπότε και ανοίγει ο διακόπτης του τριφασικού φορτίου με ταυτόχρονο κλείσιμο του διακόπτη που συνδέει τον αντιστροφέα με το δίκτυο. Κατά την προσομοίωση θα θεωρηθεί ότι ο άνεμος έχει σταθερή τιμή 13.5m/s, δηλαδή ότι το σύστημα λειτουργεί στη μέγιστη ισχύ του. Οι παράμετροι λειτουργίας του μετατροπέα boost και του αντιστροφέα, κατά την σύνδεση με το δίκτυο, εξηγήθηκαν στην προηγούμενη ενότητα. Παρακάτω παρουσιάζονται τα αποτελέσματα της προσομοίωσης του συνολικού κυκλώματος με βάση τις παραπάνω παραμέτρους. 111

120 Σχήμα 5.55: Βlock διάγραμμα του συνολικού αιολικού συστήματος Στη συνέχεια παρουσιάζονται οι κυριότερες κυματομορφές του συνολικού συστήματος: Σχήμα 5.56: Τάση εξόδου μετατροπέα boost 112

121 Σχήμα 5.57: Μεταφερόμενη ενεργός ισχύς μετατροπέα boost (W) Σχήμα 5.58: Ρεύμα εξόδου μετατροπέα boost (A) 113

122 Σχήμα 5.59: Ρεύμα στο πηνίο στην είσοδο του μετατροπέα boost (A) Παρατηρώντας τις κυματομορφές του boost μετατροπέα παρατηρούμε ότι η τάση εξόδου του μετά από διάστημα 100msec σταθερoποιείται στα 120V και το σύστημα βρίσκεται πλέον στην μόνιμη κατάσταση. Το ρεύμα στην έξοδο σταθεροποιείται στα 8.5Α ενώ το ρεύμα του πηνίου, το οποίο συμπίπτει με το ρεύμα εισόδου σταθεροποιείται στα 14.5Α, τιμές σύμφωνες με τη θεωρητική μελέτη. Σχήμα 5.60: Τάση εξόδου αντιστροφέα (V) 114

123 Σχήμα 5.61: Ενεργός ισχύς εξόδου αντιστροφέα (W) Σχήμα 5.62: Άεργος ισχύς 115

124 Σχήμα 5.63: Τάση εξόδου αντιστροφέα (V) πριν το φίλτρο με μονοπολική SPWM Σχήμα 5.64: Τάση εξόδου (V) μετά το φίλτρο 116

125 Σχήμα 5.65: Ρεύμα εξόδου αντιστροφέα (Α) Σχήμα 5.66: Ρεύμα στο δευτερεύον του Μ/Σ (Α) 117

126 Σχήμα 5.67: Τάση δικτύου (V) Σχήμα 5.68: Eνεργός ισχύς δικτύου (W) 118

127 Σχήμα 5.69: Άεργος ισχύς δικτύου (Var) Οι κυματομορφές της τάσης εξόδου καθώς και του ρεύματος εξόδου του αντιστροφέα έχουν επεξηγηθεί στο παραπάνω κεφάλαιο όπου προσομοιώνεται ο αντιστροφέας μόνος του. Από τις παραπάνω γραφικές παραστάσεις ενδιαφέρον παρουσιάζει το διάγραμμα του σχήματος 5.66 που αναπαριστά το ρεύμα στο δευτερεύον του Μ/Σ. Παρατηρούμε ότι μετά από ένα peak στα 9Α το ρεύμα στο δευτερεύον του Μ/Σ λαμβάνει την τιμή που ορίζει το ρεύμα αναφοράς του κλειστού βρόχου. Ο αντιστροφέας πριν τη σύνδεση με το δίκτυο δεν προσφέρει καθόλου ενεργό ισχύ σε αυτό, ενώ έπειτα αποτελεί την κύρια πηγή ενεργού ισχύος στο δίκτυο. Επίσης ενδιαφέρον παρουσιάζει και το διάγραμμα της άεργου ισχύος της πηγής του δικτύου που αποτελεί το τελευταίο από τα διαγράμματα, καθώς πριν τη διασύνδεση, άεργος ισχύς 300Var προσφέρεται από το δίκτυο στις επαγωγές του ισοδύναμου κυκλώματος του Μ/Σ. 119

128 120

129 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 6 ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΤΟΥ ΜΕΤΑΤΡΟΠΕΑ ΑΝΥΨΩΣΗΣ ΚΑΙ ΣΤΑΘΕΡΟΠΟΙΗΣΗΣ 6.1 Εισαγωγή Στο κεφάλαιο αυτό θα παρουσιαστούν όλα τα διαδοχικά στάδια που ακολουθήθηκαν για την κατασκευή και λειτουργία ενός μετατροπέα ανύψωσης τάσης τύπου Boost, μαζί με το βρόχο ελέγχου του, τέτοιο που να μπορεί να αποτελέσει μέρος του αιολικού συστήματος που περιγράφηκε και προσομοιώθηκε στα προηγούμενα κεφάλαια. Στη συνέχεια του κεφαλαίου αρχικά θα παρουσιαστεί η διαδικασία επιλογής όλων των στοιχείων του μετατροπέα, στη συνέχεια θα περιγραφούν συνοπτικά τα στάδια κατασκευής του, ενώ τέλος θα γίνει η παρουσίαση των πειραματικών αποτελεσμάτων όσον αφορά τη λειτουργία του, σε σύγκριση πάντα με αποτελέσματα προσομοίωσης. 6.2 Επιλογή των στοιχείων του μετατροπέα Για να γίνει σωστά η επιλογή των στοιχείων του μετατροπέα θα πρέπει πρώτα να καθοριστούν με όσο το δυνατόν μεγαλύτερη ακρίβεια οι συνθήκες στις οποίες θα κληθεί να λειτουργήσει. Κατ αρχάς, ο μετατροπέας επιλέγεται να έχει τάση εξόδου 120V και να λειτουργεί στη συνεχή κατάσταση αγωγής για τους λόγους που αναφέρθηκαν στην παράγραφο 4.2 Η τάση εισόδου του εξαρτάται αποκλειστικά από την τάση εξόδου της γεννήτριας. Από τις προσομοιώσεις του κεφαλαίου 4 για την σύγχρονη γεννήτρια, συνδεδεμένη με ένα ανορθωτή διόδων, μπορούμε να θεωρήσουμε ότι η πολική τάση εξόδου της κυμαίνεται από 30V έως 75V ανάλογα με την τιμή του φορτίου. Δεδομένου ότι η συνεχής τάση εξόδου της ανορθωτικής γέφυρας δίνεται προσεγγιστικά από τη σχέση V o= 2 3V, όπου V m m η φασική ενεργός τάση εισόδου, προκύπτει ότι η τάση εισόδου του μετατροπέα Boost θα κυμαίνεται μεταξύ των τιμών V. Η ισχύς την οποία θα διαχειριστεί ο μετατροπέας επιλέγεται να κυμαίνεται μεταξύ 50W και 1000W, με τη μικρότερη τιμή να αντιστοιχεί φυσικά στην περίπτωση της χαμηλότερης τάσης 121

130 εισόδου. Από τα παραπάνω μπορούν εύκολα να υπολογιστούν τα όρια διακύμανσης του ρεύματος εισόδου και εξόδου του μετατροπέα (μέσες τιμές): P 50W min I i,min = = =1.25A Vi,min 40V και P 1000W max I i,max = = =10A Vi,max 100V, ενώ P 50W min I o,min = = =0.42A Vo 120V και P 1000W max I o,max = = =8.34A Vo 120V. Τα διάφορα στοιχεία του μετατροπέα θα πρέπει να επιλεγούν σύμφωνα με τη μέγιστη ενεργό τιμή του ρεύματος που διέρχεται από το εσωτερικό τους καθώς και την μέγιστη τιμή της τάσης που εφαρμόζεται στα άκρα τους. Από τα παραπάνω προκύπτει ότι οι ελάχιστες προδιαγραφές που θα πρέπει να πληρούν τα στοιχεία του κυκλώματος, συμπεριλαμβανομένων και κατάλληλων περιθωρίων ασφαλείας, είναι: MOSFET ισχύος: ρεύμα 20Α, τάση 200V Δίοδος ισχύος: ρεύμα 20Α, τάση 200V Πηνίο εισόδου: ενεργός τιμή ρεύματος 10Α Πυκνωτής εισόδου: τάση 150V Πυκνωτής εξόδου: τάση 200V Στη τελική υλοποίηση της κατασκευής χρησιμοποιήθηκαν λόγω διαθεσιμότητας στοιχεία ισχύος με αρκετά μεγαλύτερες αντοχές σε ρεύμα. Επίσης, το πηνίου εισόδου που χρησιμοποιήθηκε έχει τιμή 230μH, όπως υπολογίστηκε στο υποκεφάλαιο 4.3,2, ενώ αντέχει ενεργό τιμή ρεύματος 10Α και είναι κατασκευασμένο με πυρήνα φερρομαγνητικού υλικού. Τέλος, ο πυκνωτής εξόδου σχηματίστηκε από την εν παραλλήλω σύνδεση δύο πυκνωτών ονομαστικής τάσης 160V και χωρητικότητας 2200μF έκαστος. 6.3 Διαδικασία κατασκευής της διάταξης Εκτός από το κύκλωμα ισχύος και τη σχετικά απλή υλοποίησή του θα πρέπει επίσης να κατασκευασθεί το κύκλωμα παλμοδότησης καθώς επίσης και ο κλειστός βρόχος ελέγχου που κρατά σταθερή την τάση εξόδου στα 120V. Η παραγωγή των παλμών τόσο του ανοικτού όσο και του κλειστού βρόχου επιλέχθηκε να γίνει με ψηφιακό τρόπο, χρησιμοποιώντας τον μικροεπεξεργαστή dspic30f4011 της εταιρίας Microchip. O παλμός προτού οδηγηθεί στην πύλη(gate) του MOSFET περνάει από μια σειρά από ολοκληρωμένα chips προκειμένου να αποκτήσει την απαραίτητη ενίσχυση για την οδήγηση του MOSFET.Αρχικά, μετά τον 122

131 επεξεργαστή οδηγείται στο ολοκληρωμένο 74ΗCΤ04Ν το οποίο ενισχύει και αντιστρέφει τους παλμούς. Πρόκειται ουσιαστικά για μια πύλη NOT, με 14pins, η οποία ενισχύει τον παλμό από τον μικροεπεξεργαστή καθώς το ρεύμα στην έξοδό του είναι πάρα πολύ μικρό. Τα chips του επεξεργαστή και του 74ΗCT04N τοποθετούνται στην ίδια πλακέτα. Σχήμα 6.1: Σχηματικό διάγραμμα του 74ΗCT04N Στο κύκλωμα ισχύος χρησιμοποιούνται ακόμα δύο ολοκληρωμένα για την οδήγηση του MOSFET. Για την απομόνωση του επεξεργαστή από το υπόλοιπο κύκλωμα παλμοδότησης χρησιμοποιήθηκε o οπτικός αποζεύκτης (photocoupler) 6N137 ο οποίος διαθέτει 8 pins και κάνει αντιστροφή του σήματος για αυτό και ο ενισχυτής που τοποθετήθηκε μετά τον επεξεργαστή έκανε επίσης αντιστροφή. Η απομόνωση αυτή προστατεύει σε περίπτωση σφάλματος και πραγματοποιείται με χρήση της φωτομετάδοσης για την μεταφορά των σημάτων από την είσοδο στην έξοδο. Το σήμα εισόδου περνάει μέσα από μια αντίσταση 270Ω για περιορισμό του ρεύματος. Επειδή η έξοδος του οπτοζεύκτη είναι σήμα ρεύματος τοποθετείται μία αντίσταση 1kΩ για την μετατροπή του σε σήμα τάσης. Επίσης πρέπει να επισημανθεί ότι για την απομόνωση είναι απαραίτητη η διαφορετική τάση αναφοράς στην είσοδο και στην έξοδο( γη τροφοδοσίας ολοκληρωμένου), δηλαδή στα pins 3 και 5 του ολοκληρωμένου. Η «γη» στην είσοδο είναι κοινή με αυτή του μ/ε και στην έξοδο είναι κοινή με αυτή του ενισχυτή (driver). 123

132 Σχήμα 6.2: Σχηματικό του 6Ν137, εσωτερική δομή και λογικό διάγραμμα Στη συνέχεια ακολουθεί ο οδηγός παλμών(driver) ο οποίος ενισχύει τον παλμό και τον φέρνει στο επιθυμητό επίπεδο ώστε να μπορεί να λειτουργήσει το MOSFET, συγκεκριμένα διαμορφώνει τον παλμό ώστε το high του να είναι στο15v, ενώ στα προηγούμενα στάδια η άνω στάθμη του παλμού ήταν τα 5V, και αυτό επιτυγχάνεται μέσω της τροφοδοσίας του. Ο driver που χρησιμοποιήθηκε είναι ο IR4427 της ΙΝTERNATIONAL RECTIFIER και φαίνεται στο παρακάτω σχήμα. Σχήμα 6.3: Σχηματικό του IR

133 Το συνολικό κύκλωμα παλμοδότησης παρουσιάζεται στο παρακάτω σχήμα: Σχήμα 6.4: Σχηματικό διάγραμμα του συνολικού κυκλώματος παλμοδότησης Για την κατασκευή του κλειστού βρόχου ελέγχου, σύμφωνα όσα αναφέρθηκαν σε προηγούμενο κεφάλαιο, χρησιμοποιήθηκε το μετρητικό τάσης LV25P της εταιρίας LEM για τη μέτρηση και τον υποβιβασμό της τάσης εξόδου και το μετρητικό LAH25 για την μέτρηση και τον υποβιβασμό του ρεύματος ενώ όλα τα υπόλοιπα μέρη του βρόχου ελέγχου υλοποιήθηκαν με τη βοήθεια του μικροεπεξεργαστή. Το μετρητικό τάσης LV25-P τροφοδοτείται με διπλή τάση+/-15v. Ουσιαστικά πρόκειται για ένα μετασχηματιστή ρεύματος, όπου στην είσοδό του εφαρμόζεται ένα ονομαστικό ρεύμα και στην έξοδό του παράγει ένα σήμα ρεύματος ανάλογο με το ρεύμα εισόδου. Στην είσοδο, για να γίνει σωστή μέτρηση μέχρι μια συγκεκριμένη τιμή τάσης, πρέπει το ρεύμα εισόδου να έχει μέγιστη τιμή 10mA. Για να το πετύχουμε αυτό πρέπει να επιλέξουμε τον κατάλληλο συνδυασμό αντιστάσεων. Στην εφαρμογή μας, η μέγιστη τάση στην έξοδο είναι 120V, άρα θα χρησιμοποιηθεί αντίσταση R=120/10mA=12KΩ. H ισχύς σε κάθε αντίσταση είναι 2 P I R 0,1 12 1, Watt. Έτσι εξαιτίας του περιορισμού της ισχύος που αντέχει κάθε αντίσταση, θα χρησιμοποιηθεί συστοιχία 10 αντιστάσεων των 120ΚΩ η κάθε μια συνδεδεμένες παράλληλα.. Αντίστοιχα στην είσοδο έχουμε μέγιστη τάση 100V οπότε θα χρησιμοποιήσουμε συστοιχία αντιστάσεων των 100ΚΩ. Τέλος, πριν την οδήγηση του σήματος μέτρησης στον επεξεργαστή χρησιμοποιήθηκε το ολοκληρωμένο AD622AN,για την ενίσχυση και απομόνωσή του, το οποίο έχει τροφοδοσία +/- 125

134 15V. Μια δίοδος Ζener τοποθετείται παράλληλα στην έξοδο του προκειμένου να αποκόψει οποιαδήποτε τάση υπερβεί τα 5V, ώστε να μην ξεπεραστεί το όριο αναλογικής εισόδου του μικροεπεξεργαστή. Όσο αφορά το μετρητικό ρεύματος, τροφοδοτείται με τάση +/-15V και μπορεί να μετρήσει ρεύματα μέχρι 25Α. Το μετρητικό αυτό λειτουργεί με βάση το φαινόμενο Hall και ουσιαστικά πρόκειται για ένα μετασχηματιστή ρεύματος, όπου στην είσοδό του εφαρμόζεται ένα ονομαστικό ρεύμα και στην έξοδό του παράγει ένα σήμα ρεύματος ανάλογο με αυτό της εισόδου. Το σήμα στην έξοδο περνάει από μια αντίσταση 100Ω ώστε να μετατραπεί σε σήμα τάσης και στην συνέχεια οδηγείται στον AD622AN ενισχυτή. Και σε αυτή την περίπτωση χρησιμοποιείται μία δίοδο Ζener για προστασία του επεξεργαστή. Για την τροφοδοσία όλων των παραπάνω ολοκληρωμένων κυκλωμάτων χρειάστηκε να κατασκευαστούν ανεξάρτητα γραμμικά τροφοδοτικά συνεχούς ρεύματος [11]: Ένα με τάση εξόδου +5V για την τροφοδοσία του μικροεπεξεργαστή, ένα με τάσεις εξόδου +5V και ±15V για την τροφοδοσία των μετρητικών τάσης και ρεύματος, του ενισχυτή AD622AN και των αναλογικών τροφοδοσιών (AV DD και AV SS ) του μικροεπεξεργαστή και ένα με τάσεις εξόδου +5V και +15V για την τροφοδοσία του photocoupler 6N137 και του Mosfet driver IR2447. Τα τροφοδοτικά που κατασκευάστηκαν είναι τα συμβατικά τροφοδοτικά εναλλασσόμενου ρεύματος σε συνεχές και αποτελούνται από ένα μετασχηματιστή, μία ανορθωτική γέφυρα και ένα σταθεροποιητή τάσης. Κατά την διάρκεια των πειραματικών δοκιμών του μετατροπέα την εναλλασσόμενη τάση την παίρναμε από το δίκτυο. Οι μετασχηματιστές που χρησιμοποιήθηκαν για την κατασκευή των τριών παραπάνω τροφοδοτικών έχουν ονομαστική ισχύ 4.5VA, 4.5VA και 7.5VA αντίστοιχα. Για την σταθεροποίηση των τάσεων εξόδου χρησιμοποιήθηκαν τα ολοκληρωμένα κυκλώματα LM7805 (x3), LM7815 (x2) και LM7915 (x1). Τα datasheets όλων των ολοκληρωμένων κυκλωμάτων αλλά και των στοιχείων που χρησιμοποιήθηκαν φαίνονται στο ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Δ. Το σχηματικό διάγραμμα της πλακέτας των τροφοδοτικών, όπως αυτή τυπώθηκε σε εργαστήριο του πανεπιστημίου, παρατίθεται στο ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Β, όπως επίσης και το αντίστοιχο διάγραμμα για την πλακέτα με το κύκλωμα ισχύος και το κύκλωμα παλμοδότησης. 126

135 6.4 Μικροεπεξεργαστής Γενικά Στις μέρες μας, οι ηλεκτρονικοί υπολογιστές οφείλουν την ευρεία διάδοσή τους στην εξέλιξη της τεχνολογίας των ημιαγωγών. Ολοκληρωμένα κυκλώματα διαστάσεων μερικών τετραγωνικών χιλιοστών αποτελούνται από πολλά εκατομμύρια τρανζίστορ τα οποία μπορούν να λειτουργήσουν σε υψηλές ταχύτητες. Η φιλοσοφία, όμως, της λειτουργίας των Η/Υ είχε ήδη περιγραφεί με ακρίβεια από τις αρχές του προηγούμενου αιώνα, πολύ πριν την αλματώδη εξέλιξη της τεχνολογίας των ημιαγωγών. Ήδη από τις μηχανές Τuring (1949) είναι κυρίαρχη η έννοια ενός εξαρτήματος το οποίο μπορεί να «σκέφτεται» και να λαμβάνει αποφάσεις (CPU) καθώς και ενός εξαρτήματος το οποίο μπορεί να θυμάται (Mνήμη). H CPU καλείται συχνά και ως «Επεξεργαστής» ή «Μικροεπεξεργαστής» από τον όρο που καθιερώθηκε όταν όλα τα κυκλώματα της CPU μπόρεσαν να ενσωματωθούν σε ένα ολοκληρωμένο κύκλωμα στις αρχές της δεκαετίας του 1970 [22]. Η χρήση μικροϋπολογιστικών συστημάτων αφορά την ανάπτυξη και υλοποίηση απλών ή πολύπλοκων λογικών ελέγχου σε διατάξεις μετατροπής της ηλεκτρικής ισχύος. Ανεξάρτητα από την πολυπλοκότητα ελέγχου, το μικροϋπολογιστικό σύστημα πρέπει να είναι σε θέση να μετρήσει ένα ή περισσότερα μεγέθη της διάταξης ισχύος, να εκτελέσει τους κατάλληλους αλγορίθμους και να παράγει τα σήματα εκείνα που θα παλμοδοτήσουν τα ημιαγωγικά στοιχεία ισχύος. Τα μετρούμενα μεγέθη μπορεί να είναι ρεύματα, τάσεις, στροφές, θερμοκρασία, καθώς και σήματα ελέγχου από το χρήστη. Η αλματώδης ανάπτυξη και εξέλιξη των μικροεπεξεργαστών τα τελευταία χρόνια έχουν αναδείξει τα σύγχρονα μικροϋπολογιστικά συστήματα ως τη βέλτιστη λύση για την υλοποίηση πολύπλοκων και ταχύτατων λογικών ελέγχου, αυξάνοντας την αξιοπιστία, τη χρηστικότητα και την απόδοση των διαφόρων τοπολογιών ισχύος [22]. Ένα ολοκληρωμένο κύκλωμα στο οποίο εκτός από την CPU έχουν ενσωματωθεί και διάφορα περιφερειακά κυκλώματα ονομάζεται «Μικροελεγκτής» (microcontroller). Γενικότερα, ο μικροελεγκτής είναι ένας τύπος μικροεπεξεργαστή με έμφαση στην αυτάρκεια και στην υψηλή τιμή απόδοσης/κόστους, σε αντίθεση με ένα μικροεπεξεργαστή γενικού 127

136 σκοπού (όπως αυτοί που χρησιμοποιούνται σε έναν προσωπικό υπολογιστή). Η μοναδική διαφορά τους είναι ότι ο μικροεπεξεργαστής αποτελείται από τρία μέρη: Tην αριθμητική και λογική μονάδα (ALU) Τη μνήμη Τη μονάδα ελέγχου (CU) ενώ, ο μικροελεγκτής περιλαμβάνει εκτός από τα παραπάνω και άλλες μονάδες όπως RAM, ROM, Εισόδους, Εξόδους, κτλ. Ο μικροελεγκτής (μ/ε) είναι ένα ολοκληρωμένο υψηλού βαθμού ολοκλήρωσης (Large Scale Integration chip), που εκτελεί αριθμητικές και λογικές λειτουργίες, καθώς και τις απαραίτητες λειτουργίες ελέγχου. Για την πραγματοποίηση όμως των σκοπών αυτών, υπάρχουν πολλοί τρόποι, με αποτέλεσμα να υπάρχουν μ/ε διαφόρων χαρακτηριστικών και δυνατοτήτων. Η εκλογή του κατάλληλου μ/ε για μία ορισμένη εφαρμογή είναι ζωτικής σημασίας για την επιτυχή πραγματοποίηση του τελικού σκοπού. Σε αντίθεση με τους επεξεργαστές γενικού σκοπού, οι σύγχρονοι μικροελεγκτές δεν υλοποιούν ένα εξωτερικό δίαυλο δεδομένων ή διευθύνσεων, επειδή ενσωματώνουν τη μνήμη RAM και ROM στο ίδιο chip με τον επεξεργαστή. Για αυτό το λόγο, απαιτούνται λιγότερες ακίδες και το ολοκληρωμένο μπορεί να τοποθετηθεί σε ένα μικρότερο και φθηνότερο πακέτο. Αν τοποθετήσουμε τη μνήμη και τα υπόλοιπα περιφερειακά σε ένα πακέτο αυξάνεται το κόστος του chip αλλά μειώνεται το κόστος του συστήματος, αν αυτό υλοποιούταν με ανεξάρτητες μονάδες. Επίσης μειώνεται ο απαιτούμενος χώρος στην πλακέτα, καθώς επίσης και οι παρασιτικές τάσεις στα σήματα. Τούτο είναι πολύ σημαντικό όταν χρησιμοποιείται σε διατάξεις ηλεκτρονικών ισχύος, όπου εμφανίζονται υψηλές μεταβολές τάσεων και ρευμάτων. Ένας μικροελεγκτής συνήθως ενσωματώνει τα παρακάτω χαρακτηριστικά : * Κεντρική μονάδα επεξεργασίας * Είσοδοι Έξοδοι, σειριακές θύρες * Άλλες σειριακές επικοινωνίες (I 2 C, SPI, CAN) * Μνήμη RAM για αποθήκευση δεδομένων 128

137 * Μνήμη για αποθήκευση του προγράμματος (ROM, EPROM, EEPROM, FLASH MEMORY) * A/D - D/A Converter * Εξειδικευμένα περιφερειακά, όπως γεννήτρια PWM Στην παρούσα διπλωματική εργασία χρησιμοποιούμε τον μικροελεγκτή dspic30f4011 της Microchip, τα βασικότερα χαρακτηριστικά του οποίου αναλύονται στη συνέχεια του κεφαλαίου Ανάλυση του dspic30f4011 και του λογισμικού MPLAB IDE Σημαντικό εργαλείο για την ανάπτυξη εφαρμογών στον μικροελεγκτή dspic30f4011 αποτελεί το λογισμικό αναπτυξιακών εργαλείων MPLAB Integrated Development Environment (MPLAB IDE) της Microchip. Το λογισμικό αυτό μπορεί να «τρέχει» σε περιβάλλον Windows, και είναι εύκολο στη χρήση. Για τον προγραμματισμό αλλά και το debugging είναι διαθέσιμο το ICD2 που είναι ένας debugger αλλά και programmer πραγματικού χρόνου που μπορεί να χρησιμοποιηθεί για όλους τους PIC MCUs και dspic DSCs [22]. Η διαδικασία ανάπτυξης μιας εφαρμογής σε μικροεπεξεργαστή περιλαμβάνει τα εξής βήματα. Αρχικά γράφεται ο κώδικας, στη συνέχεια ελέγχεται και μετά τροποποιείται ώστε να δημιουργηθεί μια εφαρμογή που να λειτουργεί σωστά. Η διαδικασία παρουσιάζεται στο διάγραμμα που ακολουθεί [23]. Σχήμα 6.5: Διαδικασία ανάπτυξης εφαρμογής σε μ/ε 129

138 Όταν γράφεται ο κώδικας στο περιβάλλον MPLAB IDE ελέγχεται για τυχόν σφάλματα και στη συνέχεια μπορεί να «φορτωθεί» στον μικροελεγκτή και να «τρέξει» η εφαρμογή. Για αυτή τη διαδικασία απαιτούνται κάποια εργαλεία τα οποία είναι (σχήμα 5.5): * Ο Project Manager, που παρέχει την ολοκλήρωση και επικοινωνία ανάμεσα στο MPLAB IDE και στα εργαλεία της γλώσσας προγραμματισμού. * Ένας editor για τη συγγραφή του κώδικα * Ο compiler ή ο assembler για τη μετατροπή του πηγαίου κώδικα σε γλώσσα μηχανής. * Software και hardware που μπορούν είτε να εξομοιώσουν τη λειτουργία του μικροελεγκτή, είτε να «φορτώσουν» τον κώδικα στον μικροελεγκτή. Σχήμα 6.6: MPLAB Project Manager Όπως αναφέρθηκε και πιο πάνω στην παρούσα διπλωματική εργασία χρησιμοποιήσαμε τον μικροελεγκτή dspic30f4011, o οποίος διατίθεται σε ένα ολοκληρωμένο στοιχείο των 40 pins, όπως φαίνεται και στο σχήμα που ακολουθεί (σχήμα 6.7). 130

139 Σχήμα 6.7: Σχηματικό διάγραμμα του 40 pins dspic30f4011 Στους πίνακες που ακολουθούν παρουσιάζεται το είδος καθενός από τα 40 pin του μικροελεγκτή [24]. Πίνακας 6.1 : Περιγραφή ακροδεκτών του μικροελεγκτή 131

140 Η «καρδιά» του μικροελεγκτή είναι η κεντρική μονάδα επεξεργασίας του (CPU). Η κεντρική μονάδα επεξεργασίας του dspic30f4011 έχει μια 16bit τροποποιημένη κατά Harvard αρχιτεκτονική με βελτιωμένο πακέτο εντολών, περιλαμβάνοντας υποστήριξη σε DSP λειτουργίες. Η CPU έχει εντολές των 24bit με μεταβλητό μήκος του κώδικα λειτουργίας. Ο απαριθμητής προγράμματος έχει μήκος 24 bit και έχει τη δυνατότητα να διευθυνσιοδοτεί μέχρι και 4Μ*24bit μνήμης για το πρόγραμμα χρήστη. Επίσης υπάρχει ένας ενσωματωμένος μηχανισμός προφόρτωσης (prefetch) που εκτελείται σε ένα μόνο κύκλο και αυξάνει την απόδοση προσδίδοντας προβλέψιμη εκτέλεση. Όλες οι εντολές εκτελούνται σε ένα κύκλο, εκτός από τις εντολές που αλλάζουν τη ροή του προγράμματος, τις μετακινήσεις (mov.d) λέξεων διπλής ακρίβειας (double word) και τις εντολές πινάκων. Ο dspic30f4011 διαθέτει δεκαέξι 16bit καταχωρητές εργασίας (Working registers). Κάθε ένας από τους οποίους μπορεί να χρησιμοποιηθεί σαν δεδομένο, σαν διεύθυνση ή σαν καταχωρητής μετατόπισης διεύθυνσης. Ο 16ος καταχωρητής εργασίας (W15) λειτουργεί ως ένας δείκτης στοίβας (stack pointer) για διακοπές και ανακλήσεις υπορουτινών. Το πακέτο εντολών του dspic30f4011 διαθέτει δυο είδη εντολών: Τις εντολές MCU καθώς και τον τύπο DSP εντολών. Αυτά τα δυο είδη εντολών είναι ενσωματωμένα στην αρχιτεκτονική και εκτελούνται από μια μονάδα εκτέλεσης. Το πακέτο εντολών περιλαμβάνει πολλούς τρόπους διευθυνσιοδότησης και είναι σχεδιασμένο για τη βέλτιστη αποτελεσματικότητα του C compiler. 132

141 Η μνήμη του επεξεργαστή και όλοι οι καταχωρητές είναι οργανωμένοι σε μήκος των 16bit. Η μνήμη δεδομένων μπορεί να διευθυνσιοδοτηθεί με 32Κwords ή 64Kbytes και είναι χωρισμένη σε δυο μπλοκ που αναφέρονται σαν Χ και Υ μνήμη δεδομένων. Κάθε μπλοκ μνήμης έχει τη δική του ανεξάρτητη μονάδα παραγωγής μνήμης (AGU). Οι εντολές MCU λειτουργούν αποκλειστικά διαμέσου της Χ μνήμης AGU. Κάποιες DSP εντολές λειτουργούν μέσα και από την Χ και από την Υ μνήμη AGU για να υποστηρίζουν αναγνώσεις διπλών τελεστών, χωρίζοντας τα δεδομένα της διεύθυνσης σε δυο μέρη. Η μνήμη δεδομένων προσπελαύνεται χρησιμοποιώντας δύο μονάδες παραγωγής διευθύνσεων (AGU) και διαφορετικούς δρόμους δεδομένων. Γενικότερα τα χαρακτηριστικά που συγκεντρώνει η αρχιτεκτονική της κεντρικής μονάδας επεξεργασίας (CPU) του dspic30f4011 είναι: * 83 βασικές εντολές * Πίνακας 16 x 16 καταχωρητών εργασίας * Εντολές των 24bit με 16bit path δεδομένων * Λειτουργία υπό 30MIPS * 2Κ bytes RAM * 1K byte EEPROM * 48K bytes ενσωματωμένης Flash μνήμης προγράμματος * 30 πηγές διακοπών * Επίπεδα προτεραιότητας για κάθε πηγή διακοπής * 3 εξωτερικές πηγές διακοπής * 4 διακοπές Trap στον επεξεργαστή * Δυνατότητα DSP λειτουργίας Όπως αναφέρθηκε κα πιο πάνω η βασική διαφορά ανάμεσα σε έναν μικροελεγκτή και έναν μικροεπεξεργαστή είναι το γεγονός ότι ο μικροελεγκτής περιλαμβάνει εκτός από την κεντρική μονάδα επεξεργασίας και μια σειρά από περιφερειακά ενσωμα-τωμένα στο ίδιο ολοκληρωμένο. Κάποια από τα περιφερειακά που διαθέτει ο μικροελεγκτής dspic30f4011 είναι [22, 24]: 133

142 Α) Θύρες Εισόδου/ Εξόδου Ε/Ε Όταν μια περιφερειακή συσκευή ενεργοποιείται και αυτή οδηγεί τον σχετικό ακροδέκτη, η χρήση αυτού του pin ως ακροδέκτη (pin) γενικού σκοπού απενε-ργοποιείται. Ο ακροδέκτης αυτός μπορεί να αναγνωσθεί, αλλά ο ελεγκτής εξόδου θα απενεργοποιηθεί. Αν η περιφερειακή συσκευή ενεργοποιηθεί, αλλά αυτή δεν οδηγεί ενεργά έναν ακροδέκτη, τότε αυτός ο ακροδέκτης μπορεί να οδηγηθεί από μια θύρα. Όλοι οι ακροδέκτες έχουν τρεις αποκλειστικούς καταχωρητές σχετικά με τη λειτουργία τους. Ο καταχωρητής κατεύθυνσης δεδομένων (TRISx) καθορίζει αν η θύρα είναι εισόδου ή εξόδου. Αν το bit κατεύθυνσης δεδομένων είναι λογικό 1 τότε ο ακροδέκτης ορίζεται ως θύρα εισόδου. Οι αναγνώσεις από το μανδαλωτή, διαβάζουν το καταχωρητή (LATx). Εγγραφές στο μανδαλωτή, εγγράφουν στον καταχωρητή (LATx). Αναγνώσεις από το καταχωρητή (PORTx) διαβάζουν τους ακροδέκτες, και εγγραφές στους ακροδέκτες, εγγράφουν τον καταχωρητή (LATx). Οποιοδήποτε ψηφίο και συσχετισμένα δεδομένα ή καταχωρητές που δεν είναι έγκυρα για μια συγκεκριμένη συσκευή θα απενεργοποιηθoύν. Αυτό σημαίνει ότι οι αποκρινόμενοι καταχωρητές LATx και TRISx και ο ακροδέκτης θα αναγνωστούν ως μηδέν. Όταν ένας ακροδέκτης μοιράζεται με μια άλλη συσκευή ή λειτουργία που έχει ορισθεί μόνον ως είσοδος, τότε αυτός θεωρείται ως αποκλειστική θύρα, επειδή δεν υπάρχει άλλη ανταγωνιστική πηγή εξόδων. Ο καταχωρητής TRISx ελέγχει τη διεύθυνση των ακροδεκτών. Ο καταχωρητής LATx παρέχει τα δεδομένα στις εξόδους και έχει τη δυνατότητα εγγραφής/ανάγνωσης. Η ανάγνωση του καταχωρητή PORTx διεγείρει την κατάσταση των ακροδεκτών εισόδου, ενώ η εγγραφή του καταχωρητή αυτού τροποποιεί τα περιεχόμενα του καταχωρητή LATx. Μια παράλληλη θύρα που μοιράζεται έναν ακροδέκτη με μια περιφερειακή συσκευή, είναι γενικά υπάκουη στη περιφερειακή συσκευή. Τα δεδομένα του απομονωτή εξόδου της περιφερειακής συσκευής και τα σήματα ελέγχου οδηγούνται σε ένα ζευγάρι πολυπλεκτών. Οι πολυπλέκτες αυτοί επιλέγουν το αν η περιφερειακή συσκευή ή η συσχετισμένη θύρα έχει την κυριότητα των δεδομένων εξόδου και των σημάτων ελέγχου του. Η χρήση των καταχωρητών ADPCFG και TRIS ελέγχει τη λειτουργία των ακροδεκτών δειγματοληψίας. Οι ακροδέκτες θυρών που επιθυμούμε να είναι αναλογικές είσοδοι και πρέπει να έχουν το αντίστοιχο ψηφίο ενεργοποιημένο (λογικό1). Αν το ψηφίο TRIS γίνει 0 (θεωρείται έξοδος), το ψηφιακό επίπεδο εξόδου (VOH/VOL) θα αλλάξει. Όταν διαβάζεται ο καταχωρητής PORT, όλοι οι ακροδέκτες που έχουν καθορισθεί ως αναλογικές είσοδοι θα διαβάζονται ως 0 (χαμηλό κατώφλι). Ακροδέκτες επιλεγμένοι ως 134

143 ψηφιακές είσοδοι δε θα μετατρέπουν ένα αναλογικό σήμα. Αναλογικά επίπεδα σε οποιοδήποτε ακροδέκτη που έχει καθορισθεί ως ψηφιακή είσοδος (συμπερι-λαμβανομένων και των ακροδεκτών ΑΝx) μπορεί να οδηγήσουν τον απομονωτή να καταναλώσει ρεύμα πέραν των προδιαγραφών της συσκευής. Ένας κύκλος μιας εντολής απαιτείται μεταξύ της αλλαγής της κατεύθυνσης της θύρας ή της λειτουργίας εγγραφής της και της ανάγνωσής της. Τυπικά μια τέτοια εντολή είναι ένα NOP. Το ολοκληρωμένο του μικροεπεξεργαστή έχει μνήμη προγράμματος για το firmware ή κωδικοποιημένες εντολές για να τρέξει ένα πρόγραμμα. Επίσης έχει μνήμη καταχωρητών αρχείων για αποθήκευση μεταβλητών τις οποίες χρειάζεται το πρόγραμμα για υπολογισμούς ή για προσωρινή αποθήκευση. Έχει ακόμη έναν αριθμό περιφερειακών κυκλωμάτων στο ίδιο ολοκληρωμένο κύκλωμα. Μερικές περιφερειακές συσκευές αποκαλούνται θύρες εισόδου/εξόδου. Αυτές οι θύρες είναι ακροδέκτες στον μικρο-ελεγκτή που μπορούν να οδηγηθούν σε ψηλό ή χαμηλό δυναμικό, να αναβοσβήνουν, να στέλνουν σήματα και εν γένει ότι μπορεί να οδηγηθεί μέσα από ένα καλώδιο. Συχνά αυτοί οι ακροδέκτες είναι δικατευθυντήριοι και μπορούν ακόμη να ρυθμιστούν ως είσοδοι, επιτρέποντας στο πρόγραμμα να απαντά σε ένα εξωτερικό διακόπτη, αισθητήρα ή να επικοινωνεί με μερικές εξωτερικές συσκευές. Για να σχεδιαστεί ένα τέτοιο σύστημα είναι απαραίτητο να αποφασιστεί ποια περιφερειακά χρειάζεται μια εφαρμογή. Οι μετατροπείς αναλογικού σήματος σε ψηφιακού επιτρέπουν στους μικροελεγκτές να συνδέονται με αισθητήρες και να διαβάζουν κυμαινόμενα επίπεδα τάσης. Τα περιφερειακά σειριακής επικοινωνίας επιτρέπουν τη μετάδοση δεδομένων μέσω μερικών καλωδίων σε ένα άλλον μικροελεγκτή, σε ένα τοπικό δίκτυο ή στο ίντερνετ. Τα περιφερειακά στην MCU που καλούνται χρονιστές, μετρούν με ακρίβεια σήματα και δημιουργούν και συλλαμβάνουν σήματα επικοινωνίας, παράγουν επακριβείς κυματομορφές, ενώ δύνανται ακόμη και να επανεκκινήσουν τον μικρο-ελεγκτή αν αυτός διακόψει την επικοινωνία εξαιτίας μιας διαταραχής ρεύματος ή κυκλωματικής δυσλειτουργίας. Άλλα περιφερειακά μπορούν να αναγνωρίζουν αν η εξωτερική παροχή πέφτει κάτω από επικίνδυνα επίπεδα, έτσι ώστε ο μικροελεγκτής να αποθηκεύσει κρίσιμες πληροφορίες και με ασφάλεια να τερματίσει τη λειτουργία του πριν κοπεί τελείως η παροχή ενέργειας. Β) Μετατροπείς A/D Η μονάδα μετατροπής από αναλογικό σε ψηφιακό σήμα (ADC Unit) διαθέτει 9 κανάλια εισόδου. Τα κανάλια αυτά συνδέονται σε 4 μονάδες δειγματοληψίας και αποθήκευσης (S/H). Η 135

144 δειγματοληψία των σημάτων μπορεί να είναι σειριακή ή παράλληλη, ενώ η μετατροπή σε ψηφιακό σήμα είναι σειριακή. Ο μέγιστος δυνατός ρυθμός δειγματοληψίας μπορεί να φτάσει το 1Msps για δειγματοληψία ενός μόνο καναλιού χρησιμοποιώντας δύο S/H για το ίδιο σήμα. Αν τα υπό δειγματοληψία σήματα είναι περισσότερα ο ρυθμός δειγματοληψίας μειώνεται ανάλογα. H μονάδα μετατροπής του σήματος από αναλογικό σε ψηφιακό μπορεί να μετατρέπει οποιοδήποτε αναλογικό σήμα εύρους τάσης 0-5 V σε ψηφιακό σήμα των 10bit. Γ) Μονάδα παραγωγής PWM παλμών Στον μικροελεγκτή dspic30f4011 υπάρχουν 3 γεννήτριες παραγωγής PWM παλμών. Αυτές οι γεννήτριες διαμόρφωσης παλμών PWM παράγουν δύο σήματα η κάθε μία, το σήμα High και το σήμα Low (PWM1H-PWM1L, PWM2H-PWM2L, PWM3H-PWM3L) τα οποία μπορούν να είναι συμπληρωματικά ή ανεξάρτητα μεταξύ τους, καθιστώντας τον μικροελεγκτή αυτόν κατάλληλο για τον έλεγχο μονοφασικών ή τριφασικών διατάξεων ηλεκτρονικών ισχύος. Επιπλέον η μονάδα PWM έχει τη δυνατότητα εισαγωγής νεκρού χρόνου (χρόνου καθυστέρησης ανόδου) μεταξύ των σημάτων High και Low καθώς και τη δυνατότητα για έλεγχο μέσω ράμπας ή τριγωνικής κυματομορφής. H αρχικοποίηση και ο προγραμματισμός της μονάδας παραγωγής παλμών PWM γίνεται μέσω καταxωρητών ειδικού σκοπού οι οποίοι αναλύονται στην επόμενη ενότητα Μονάδα παραγωγής παλμών H μονάδα παραγωγής παλμών PWM προσφέρει πολλές δυνατότητες και συνοπτικά έχει τα ακόλουθα χαρακτηριστικά [22], [24]: * Προσφέρει ανάλυση έως 16 bit. * Διαθέτει 6 ακροδέκτες (pin) εισόδων/ εξόδων της PWM με τρεις παραγωγούς λόγου κατάτμησης. * Δίνει τη δυνατότητα αλλαγών της συχνότητας της PWM σε πραγματικό χρόνο. * Διαθέτει FAULT ακροδέκτες (pin) για προαιρετική οδήγηση κάθε μιας από τις PWM εξόδους. * Προσφέρει τις ακόλουθες δυνατότητες παραγωγής παλμών: Single Pulse τρόπος παραγωγής παλμών Center Aligned PWM Edge Aligned PWM 136

145 * Διαθέτει συγκριτή «ειδικού γεγονότος» για τη διευθέτηση άλλων περιφερειακών γεγονότων. * Διαθέτει έξοδο ελέγχου override για λειτουργία ECM (Electrically Commutative Motor). * Διαθέτει υποστήριξη Interrupt για ασύμμετρες ενημερώσεις στην Center Aligned λειτουργία. Η μονάδα PWM διαθέτει τρεις παραγωγούς λόγου κατάτμησης, αριθμημένους από το ένα ως το τρία. Οι έξι ακροδέκτες εισόδου/εξόδου όπως φαίνεται είναι ομαδοποιημένοι σε αριθμημένα ζευγάρια high/low και συμβολίζονται με την κατάλληξη H ή L αντίστοιχα. Όταν έχει επιλεγεί η λειτουργία συμπληρωματικών εξόδων (complementary mode), τα «χαμηλά» pin είναι πάντα το συμπληρωματικό του αντίστοιχου «υψηλού» pin. Η μέθοδος PWM επιτρέπει διάφορους τρόπους λειτουργίας που είναι χρήσιμοι για συγκεκριμένες εφαρμογές ελέγχου ισχύος, για παράδειγμα μπορούμε να δημιουργήσουμε ημιτονοειδείς παλμούς έπειτα από σύγκριση ενός ημιτονοειδούς σήματος με μία τριγωνική κυματομορφή, καταφέρνοντας έτσι να «οδηγήσουμε» μία επαγωγική μηχανή. Η βάση χρόνου (time base) της PWM περιγράφεται με ένα χρονιστή (timer) 15 bit με prescaler και postscaler. Μπορούμε να έχουμε πρόσβαση στη βάση χρόνου μέσω του PTMR καταχωρητή. Το PTMR<15> ή PTDIR είναι ένα bit ανάγνωσης κατάστασης, που δείχνει τον τρόπο μέτρησης της βάσης χρόνου της PWM. Αν το PTDIR καθαριστεί, το PTMR μετρά προς τα πάνω. Αν το PTDIR γίνει set, το PTMR μετρά προς τα κάτω. Η βάση χρόνου γίνεται enable/disable θέτοντας ή καθαρίζοντας αντίστοιχα το PTEN bit του PTCON SFR (Special Function Register). Το PTPER SFR θέτει τη μετρούμενη περίοδο του PTMR, όπου ο χρήστης μπορεί να γράψει μια τιμή 15 bit στο PTPER<14:0>. Όταν η τιμή του PTMR<14:0> γίνει ίδια με την τιμή του καταχωρητή περιόδου PTPER<14:0>, η βάση χρόνου είτε θα γίνει reset στο μηδέν, είτε θα αντιστρέψει τη διεύθυνση μέτρησης μέχρι τον επόμενο κύκλο ρολογιού, ανάλογα με τη λειτουργία της PWM που έχει επιλεγεί. Η βάση χρόνου της PWM μπορεί να οριστεί με τέσσερις διαφορετικούς τρόπους λειτουργίας: * Single Shot mode * Free Running mode * Continuous Up/Down Count mode with interrupts for double updates * Continuous Up/Down Count mode 137

146 Οι τέσσερις παραπάνω λειτουργίες επιλέγονται μέσω του PTCON SFR (Special Function Register) και συγκεκριμένα από τα PTMOD <1:0> bits. Α) Single Shot Mode Στην Single Shot λειτουργία, όταν το ψηφίο PTEN γίνει ίσο με 1, η βάση χρόνου της PWM ξεκινάει να μετράει «προς τα πάνω». Όταν η τιμή του καταχωρητή PTMR γίνει ίση με αυτή του καταχωρητή PTPER, ο PTMER θα μηδενιστεί στην επόμενη ακμή του ρολογιού και το ψηφίο PTEN θα μηδενιστεί από το κύκλωμα για να συγκρατήσει τη βάση χρόνου. Όταν έχει επιλεγεί η λειτουργία Single Shot (PTMOD<1:0> = 01), μια διακοπή παράγεται όταν συμβαίνει ένα ταίριασμα με τον καταχωρητή PTPER, ο δε καταχωρητής PTMR μηδενίζεται στην επόμενη παρυφή του ρολογιού και το ψηφίο PTEN θα μηδενιστεί και αυτό. Β) Free Running Mode Στην Free Running λειτουργία, η βάση χρόνου του PWM μετράει προς τα πάνω, έως ότου βρεθεί η τιμή στον καταχωρητή PTPER. Ο καταχωρητής PTMR θα γίνει Reset στην επόμενη ακμή του ρολογιού εισόδου, ενώ η βάση χρόνου θα συνεχίσει να μετράει «προς τα πάνω» όσο το PTEN bit είναι ίσο με 1. Στη λειτουργία Free Running (PTMOD<1:0>=00) μια διακοπή (Interrupt) παράγεται κάθε φορά που η τιμή του καταχωρητή PTMR γίνεται Reset, όταν αυτή συμπέσει με την τιμή του PTPER. Tα Postscaler selection bits μπορούν να χρησιμοποιηθούν σε αυτήν την κατάσταση λειτουργίας του χρονοδιακόπτη για να ελαττώσουν τη συχνότητα εμφάνισης των διακοπών. Γ ) Continuous Up/Down Count mode with interrupts for double updates Σε αυτή την λειτουργία (PTMOD <1:0> = 11) μια διακοπή συμβαίνει κάθε φορά που η τιμή του PTMR καταχωρητή γίνεται ίση με το «0», καθώς και κάθε φορά που συμπληρώνεται μία περίοδος. Να σημειωθεί πως τα postscaler selection bits δεν έχουν καμία επίδραση σε αυτή τη λειτουργία. Δ) Continuous Up / Down Mode Στην Continuous Up/Down Count Μode η χρονική βάση της PWM θα μετράει «προς τα πάνω» έως ότου γίνει σύμπτωση με την τιμή του PTPER καταχωρητή. Ο timer θα αρχίσει να μετράει «προς τα κάτω» στην επόμενη παρυφή του ρολογιού εισόδου και θα συνεχίσει να μετράει «προς τα κάτω» μέχρι να φτάσει την τιμή «0». Το PTDIR bit PTMR<15> μπορεί μόνο να αναγνωστεί και υποδεικνύει την κατεύθυνση της καταμέτρησης. Το PTDIR bit γίνεται set, 138

147 μόνο όταν το χρονόμετρο μετράει «προς τα κάτω». Στην Continuous Up/Down Count λειτουργία μέτρησης (PTMOD <1:0> = 10), μια διακοπή παράγεται κάθε φορά που η τιμή του καταχωρητή PTMR γίνεται ίση με το μηδέν και η βάση χρόνου της PWM αρχίζει να μετράει προς τα πάνω. Τα postscaler bits επιλογής μπορούν να χρησιμοποιηθούν σε αυτήν την κατάσταση λειτουργίας του χρονοδιακόπτη για να μειώσουν τη συχνότητα εμφάνισης των διακοπών. Στη συνέχεια αναλύονται κάποια επιπλέον χαρακτηριστικά της μονάδας PWM του μικροελεγκτή dspic30f4011 χρήσιμα για την παραγωγή των κατάλληλων παλμών, όχι μόνο για την παρούσα διπλωματική εργασία, αλλά και για οποιαδήποτε άλλη εφαρμογή που κάνει χρήση του περιφερειακού PWM του συγκεκριμένου μικροελεγκτή. Περίοδος της PWM Ο PTPER είναι ένας καταχωρητής 15bit που ρυθμίζει την περίοδο μέτρησης για τον καταχωρητή PTMR. Ο χρήστης δίνει μία τιμή εύρους 15 bit στον PTPER <14:0>, όταν η τιμή του PTMR συμπέσει με την τιμή του PTPER η χρονική βάση μπορεί να επανέλθει στην τιμή «0» ή να αρχίσει να μετράει προς την αντίστροφη κατεύθυνση ανάλογα με την λειτουργία που έχει επιλεγεί από τον χρήστη. Ο PTPER είναι ένας double buffer. Τα περιεχόμενα του μεταφέρονται στον καταχωρητή στις επόμενες περιπτώσεις : * Στις λειτουργίες Free Running and Single Shot, όταν ο PTMR μηδενίζεται ύστερα από μια εξίσωση του με τον PTPER. * Στη λειτουργία Up/Down, όταν ο PTMR καταχωρητής μηδενίζεται, η τιμή που συγκρατείται στον buffer μεταφέρεται αυτόματα στον ομώνυμο καταχωρητή όταν η βάση μέτρησης της PWM είναι απενεργοποιημένη (PTEN = 0). Η περίοδος της PWM υπολογίζεται από την παρακάτω σχέση [18] : T PWM TCY ( PTPER 1) (6.1) ( PTMR _ Pr escalevalue) Σε περίπτωση που έχει επιλεγεί μία από τις δύο Up/Down Counting λειτουργίες η περίοδος της PWM θα είναι η διπλάσια αυτής που υπολογίζεται από την παραπάνω σχέση. 139

148 Προκλιμάκωση Μετακλιμάκωση της βάσης χρόνου της PWM (Prescaler Postscaler) Το ρολόι αναφοράς για τον καταχωρητή PTMR έχει τέσσερις επιλογές προκλιμάκωσης 1:1, 1:4, 1:16 και 1:64, οι οποίες μπορούν να επιλεγούν από τα bits PTCKPS<1:0> στον καταχωρητή PTCON <15:0>. Αρχικοποίηση του μετρητή που έχει προκλιμακωθεί συμβαίνει όταν : * Γίνει μια εγγραφή στον καταχωρητή PTCON. * Γίνει επανεκκίνηση της συσκευής.\ * Η έξοδος του PTMR μπορεί να μετακλιμακωθεί μέσω ενός καταχωρητή 4bit που πετυχαίνει κλιμάκωση 1:1, 1:4, 1:16. Ο μετρητής αρχικοποιείται όταν συμβεί ένα από τα παρακάτω γεγονότα : * Μία εγγραφή στον καταχωρητή PTCON. * Μία εγγραφή στον PTMR. * Οποιαδήποτε επανεκκίνηση της συσκευής. Η μονάδα παραγωγής παλμών PWM προσφέρει τη δυνατότητα παραγωγής παλμών έπειτα από σύγκριση με «πριονωτή κυματομορφή ή ράμπα» καθώς και με «τριγωνική κυματομορφή», όπου στη συνέχεια εξετάζονται αυτές οι δύο περιπτώσεις [15, 18]. Edge Aligned PWM (PWM βασισμένη σε παρυφή) Αυτός ο τρόπος λειτουργίας δίνει τη δυνατότητα παραγωγής PWM μέσω «ράμπας» όπως φαίνεται και στο σχήμα 6.8. Σήματα PWM βασισμένης σε παρυφή μπορούν να παραχθούν όταν έχει επιλεγεί λειτουργία Free Running. Κάθε PWM σήμα εξόδου έχει περίοδο καθορισμένη από την τιμή που υπάρχει στον καταχωρητή PTPER και λόγο κατάτμησης που καθορίζεται από την τιμή του αντίστοιχου για κάθε κανάλι καταχωρητή PDCx.Κάθε έξοδος της PWM θα καθίσταται ανενεργή όταν η τιμή του PTMR θα συμπίπτει με την τιμή του λόγου κατάτμησης αποθηκευμένη στον κατάλληλο PDCx καταχωρητή, και μια νέα μέτρηση *θα ξεκινά κάθε φορά που η τιμή του PTMR γίνει ίση με την τιμή του PTPER.Αν η τιμή κάποιου PDCx καταχωρητή είναι μηδέν, η έξοδος του αντίστοιχου PWM καναλιού θα είναι ανενεργή καθ όλη τη διάρκει της περιόδου. Αντιστοίχως η έξοδος ενός καναλιού PWM θα είναι καθ όλη τη διάρκεια της περιόδου ενεργή αν η τιμή του αντίστοιχου PDCx καταχωρητή είναι ίση ή μεγαλύτερη από την τιμή του PTPER. 140

149 Σχήμα 6.8: Η λειτουργία Edge Aligned Center Aligned PWM (Κεντρικοποιημένη PWM) Αυτός ο τρόπος λειτουργίας προσφέρεται για την παραγωγή PWM μέσω τριγώνου και θα μας απασχολήσει στην παρούσα διπλωματική εργασία (σχήμα 6.9). Σήματα κεντρικοποιημένης PWM παράγονται όταν έχει επιλεγεί μια από τις δύο Up / Down λειτουργίες. Η έξοδος PWM που μας απασχολεί καθίσταται ενεργή όταν η τιμή του αντίστοιχου PDCx καταχωρητή γίνει ίδια με την τιμή του PTMR και επιπροσθέτως η βάση χρόνου της PWM μετρά «προς τα κάτω» (PTDIR = 1). Aντιστοίχως μία PWM έξοδος καθίσταται ανενεργή όταν βάση χρόνου της PWM μετρά «προς τα πάνω» (PTDIR = 0) και η τιμή του PTMR καταχωρητή συμπέσει με την τιμή του αντίστοιχου προς την έξοδο PDCx καταχωρητή λόγου κατάτμησης. Αν η τιμή ενός καταχωρητή PDCx είναι μηδέν, τότε καθ όλη τη διάρκεια της περιόδου η αντίστοιχη PWM έξοδος θα είναι ανενεργή. Αντιθέτως η έξοδος θα είναι καθ ολη τη διάρκεια της περιόδου ενεργή αν η τιμή που έχει «φορτωθεί» στον κατάλληλο PDCx καταχωρητή, είναι ίση ή μεγαλύτερη από την τιμή του καταχωρητή PTPER. Σχήμα 6.9: Η λειτουργία Center Aligned 141

150 Single Event PWM Operation (Λειτουργία PWM απλού παλμού) Η μονάδα PWM παράγει απλούς παλμούς όταν τα ψηφία ελέγχου PTMOD<1:0> είναι 01. Μόνο έξοδοι PWM βασισμένης σε παρυφή μπορούν να παραχθούν σε αυτή τη λειτουργία. Οι ακροδέκτες γίνονται ενεργοί όταν το PTEN ψηφίο γίνεται 1. Όταν υπάρξει εξίσωση με την τιμή ενός καταχωρητή λόγου κατάτμησης PDCx ο αντίστοιχος ακροδέκτης PWM I/O (εισόδου-εξόδου) γίνεται ανενεργός. Ενώ όταν υπάρχει εξίσωση με την τιμή του καταχωρητή PTPER, ο καταχωρητής PTMR «καθαρίζεται», όλοι οι ενεργοί PWM ακροδέκτες γίνονται ανενεργοί, το PTEN bit «καθαρίζεται» και παράγεται μια διακοπή. Διαδικασία παραγωγής συμπληρωματικών (high-low) PWM παλμών Η λειτουργία παραγωγής συμπληρωματικών PWM παλμών είναι εξαιρετικά χρήσιμη για την οδήγηση αντιστροφέων και γίνεται χρήση της στην εφαρμογή που εξετάζεται από την παρούσα διπλωματική εργασία. Με αυτή την λειτουργία δύο ακροδέκτες PWMxH και PWMxL δεν μπορούν να είναι ταυτόχρονα ενεργοί ή ανενεργοί. Συνίσταται η εισαγωγή και κάποιου νεκρού χρόνου μεταξύ της απενεργοποίησης του ενός ακροδέκτη και της ενεργοποίησης του συμπληρωματικού του ακροδέκτη. Η ενεργοποίηση της συμπληρωματικής λειτουργίας των ακροδεκτών γίνεται με «καθαρισμό» του κατάλληλου PMODx bit στον PWMCON1 καταχωρητή. Διαδικασία εισαγωγής νεκρού χρόνου σε συμπληρωματικούς παλμούς Η εισαγωγή του «νεκρού χρόνου» στην PWM πραγματοποιείται έπειτα από τη δημιουργία των PWM παλμών. Οι καταχωρητές ελέγχου του νεκρού χρόνου είναι οι DTCON1 και DTCON2. Ο χρήστης εισάγει τον νεκρό χρόνο μέσω ενός καταχωρητή των 6 bit, και η εισαγωγή του μπορεί να γίνει είτε στο Low είτε στο High σήμα (σχήμα 6.9) με κατάλληλη ρύθμιση του καταχωρητή DTCON2. Για τον υπολογισμό του νεκρού χρόνου χρησιμοποιείται η σχέση του σχήματος 6.11: 142

151 Σχήμα 6.10: Εισαγωγή νεκρού χρόνου σε συμπληρωματικούς παλμούς PWM Σχήμα 6.11: Εξίσωση υπολογισμού νεκρού χρόνου Τέλος στο σχήμα 6.12 παραθέτουμε το μπλοκ διάγραμμα της μονάδας παραγωγής PWM παλμών του μκροελεγκτή dspic30f4011 που χρησιμοποιούμε [24]: 143

152 Σχήμα 6.12: Μπλοκ διάγραμμα μονάδας παραγωγής παλμών 144

153 6.5 Ανάπτυξη προγράμματος-διαδικασία παραγωγής παλμών Το επόμενο και τελευταίο βήμα για την ολοκλήρωση της κατασκευής είναι ο κατάλληλος προγραμματισμός του μικροεπεξεργαστή, έτσι ώστε να παράγει τους επιθυμητούς παλμούς, τόσο του ανοικτού, όσο και του κλειστού βρόγχου. Το πρόγραμμα του μικροελεγκτή γράφεται με χρήση του λογισμικού MPLAB IDE της εταιρείας Microchip στη γλώσσα προγραμματισμού assembly. Στόχος είναι η παραγωγή αρχικά απλών τετραγωνικών παλμών και εν συνεχεία η παραγωγή παλμών με τη μέθοδο SPWM. Στη λειτουργία ανοικτού βρόχου ο μικροεπεξεργαστής προγραμματίζεται ώστε να παράγει μία παλμοσειρά συχνότητας 25KHz. Ο κώδικας παρουσιάζεται στο ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Γ συνοδευόμενος με τα απαραίτητα σχόλια. Η συχνότητα των 25KHz επιλέχθηκε αντί των 50KHz που αρχικά είχε σχεδιασθεί να χρησιμοποιηθεί, ώστε να μειωθούν οι διακοπτικές απώλειες πάνω στη δίοδο και το transistor ισχύος, οι οποίες στη συχνότητα των 50KHz γίνονταν εξαιρετικά μεγάλες, με αποτέλεσμα την υπερθέρμανση και τελικά την καταστροφή των στοιχείων. Μειώνοντας την συχνότητα παλμοδότησης και διατηρώντας εκ των πραγμάτων σταθερή την τιμή του πηνίου του μετατροπέα αυξάνεται η τιμή του οριακού ρεύματος I ob,max, πάνω από την οποία πρέπει να βρίσκεται συνεχώς το ρεύμα εξόδου ώστε ο μετατροπέας να λειτουργεί σε συνεχή αγωγή. Η σχέση που δίνει την οριακή τιμή του ρεύματος εξόδου συναρτήσει της τάσης εξόδου για τη συχνότητα των 25KHz και με πηνίο εισόδου 230μH είναι: V T L o S I ob,max =0.074 I ob,max =0.0128Vo (6.2) Η θεμελιώδης ανίσωση για τη διασφάλιση της λειτουργίας σε συνεχή αγωγή είναι: Ι ο >Ι οβ,max (6.3) Συνδυάζοντας τις σχέσεις 5.2 και 5.3 προκύπτει ότι για να λειτουργεί ο μετατροπέας σε συνεχή κατάσταση αγωγής θα πρέπει τελικά να ισχύει: I >I I >0.0128V R o <78.125Ω (6.4) o ob,max o o Η παραπάνω συνθήκη είναι αρκετά εύκολο να ικανοποιείται συνεχώς κατά τη διάρκεια της πειραματικής διαδικασίας, εξασφαλίζοντας τη λειτουργία σε συνεχή αγωγή ρεύματος. Να σημειωθεί ότι από την παραπάνω θεώρηση μπορεί εύκολα να προκύψει η ελάχιστη τιμή της ισχύος εξόδου, ώστε να βρίσκεται ο μετατροπέας σε CCM: 2 Vo P = (6.5) R min o,max 145

154 Η ανάπτυξη του κώδικα αλλά και η επικοινωνία με τον μικροεπεξεργαστή (programming, debugging) γίνεται μέσω του προγράμματος MPLAB IDE v7.50 και του αναπτυξιακού MPLAB ICD2. Για τη δημιουργία των παλμών χρησιμοποιήθηκε η MotorControlPWM δυνατότητα που παρέχει ο συγκεκριμένος μικροεπεξεργαστής, με το pin 38 (PWM1L) να επιλέγεται για την έξοδο των παλμών. Τόσο η διακοπτική συχνότητα, όσο και ο λόγος κατάτμησης (duty cycle) της παραγόμενης παλμοσειράς καθορίζονται με την αρχικοποίηση κατάλληλων καταχωρητών (SFRs). Για την υλοποίηση του κλειστού βρόχου χρησιμοποιήθηκε η αναλογική είσοδος ΑΝ0 (pin 0) και ο 10bit Α/D μετατροπέας του επεξεργαστή. Για το σκανδαλισμό (triggering) της δειγματοληψίας επιλέχθηκε η χρήση του εσωτερικού σήματος που παράγει η PWM διαδικασία εντός κάθε περιόδου. Συνεπώς, η συχνότητα με την οποία λειτουργεί ο Α/D μετατροπέας είναι κι αυτή 25ΚΗz. Στο τέλος κάθε μετατροπής παράγεται μία αίτηση διακοπής η οποία βγάζει το πρόγραμμα από τον αέναο βρόχο και ακολουθεί η επεξεργασία του δείγματος. Χρησιμοποιώντας τέσσερα δείγματα και υπολογίζοντας το μέσο όρο τους με στόχο τη μετρίαση του σφάλματος από τυχόν αιχμές της τάσης που δεν αντιστοιχούν στην πραγματική τιμή της, η πραγματική συχνότητα δειγματοληψίας γίνεται 25ΚΗz/4=6.25ΚΗz. Ο PI ψηφιακός βρόχος ελέγχου υλοποιείται εντός της υπορουτίνας _ADCInterrupt στο τέλος της οποίας ανανεώνεται κατάλληλα το λόγος κατάτμησης της PWM παραγωγής παλμών. Για την ψηφιακή υλοποίηση του ολοκληρωτή χρησιμοποιείται η οπίσθια διαφορά (backward Euler method), δηλαδή η σχέση y(n)=y(n-1)+k Ι *T*u(n), όπου Τ η περίοδος δειγματοληψίας (100μsec στην περίπτωσή μας). Το αντίστοιχο πρόγραμμα με τις αρχικοποιήσεις του Α/D μετατροπέα αλλά και την υλοποίηση του κλειστού βρόχου φαίνεται επίσης στο ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Γ. 146

155 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 7 ΠΕΙΡΑΜΑΤΙΚΑ ΑΠΟΤΕΛΕΣΜΑΤΑ 7.1 Πειραματικά αποτελέσματα ανοιχτού βρόγχου Σε αυτό το κεφάλαιο παραθέτουμε τα παλμογραφήματα που προέκυψαν έπειτα από μετρήσεις στο κύκλωμα του μετατροπέα κατά την λειτουργία τoυ ανοιχτού βρόγχου. Στη λειτουργία ανοικτού βρόχου ο μικροεπεξεργαστής προγραμματίζεται ώστε να παράγει μία παλμοσειρά συχνότητας 25KHz. Η συχνότητα των 25KHz επιλέχθηκε ώστε να μειωθούν οι διακοπτικές απώλειες πάνω στη δίοδο και το mosfet ισχύος και την αποφυγή υπερθέρμανσης και καταστροφής των στοιχείων. Το κύκλωμα του συνολικού συστήματος του μετατροπέα φαίνεται στο Σχήμα 7.1, ενώ τα επιμέρους τμήματά του στα Σχήματα 7.2,7.3 και Σχήμα 7.1: Συνολικό σύστημα μετατροπέα 147

156 Σχήμα 7.2: Κύκλωμα μετατροπέα boost Σχήμα 7.3: Κύκλωμα επεξεργαστή 148

157 Σχήμα 7.4: Πλακέτα τροφοδοτικών Στο σχήμα 7.5 φαίνεται ο ψηφιακός παλμογράφος που χρησιμοποιήθηκε για την γραφική απεικόνιση της λειτουργίας του μετατροπέα και την αποθήκευση των κυματομορφών. Στο πάνω μέρος της οθόνης του παλμογράφου, που διαθέτει το εργαστήριο και χρησιμοποιήθηκε για όλα τα πειράματα, υπάρχουν κουμπιά για τον έλεγχο του triggering, για αυτόματη επιλογή των μονάδων και γενικά για ευκολία στις μετρήσεις. Το μηδέν του άξονα σημειώνεται για κάθε κανάλι με ένα βελάκι στα αριστερά και ρυθμίζεται μέσω περιστροφικού διακόπτη.. Ο παλμογράφος διαθέτει 4 κανάλια απεικόνισης καθένα από τα οποία έχει την δική του κλίμακα volt/div και το δικό του μενού επιλογής. Σχήμα 7.5: Ψηφιακός Παλμογράφος 149

158 Στη συνέχεια παρουσιάζονται οι σημαντικότερες κυματομορφές τάσεων και ρευμάτων του μετατροπέα, όπως προέκυψαν από τη διεξαγωγή των πειραμάτων ανοικτού βρόχου για δυο διαφορετικούς λόγους κατάτμησης δ και για ισχύ 120W και 360W. Tα σχήματα που ακολουθούν αποτελούν την οθόνη του ψηφιακού παλμογράφου που διαθέτει το εργαστήριο και χρησιμοποιήθηκε για όλα τα πειράματα. Θα παρουσιαστούν τα διαγράμματα των τάσεων στην είσοδο και έξοδο, τα διαγράμματα των τάσεων πάνω στο MOSFET και στη δίοδο ισχύος καθώς επίσης και των ρευμάτων στην είσοδο και στην έξοδο του μετατροπέα, συνοδευόμενα τα περισσότερα από τους παλμούς έναυσης του διακοπτικού στοιχείου, ώστε να γίνεται εύκολα η σύγκριση με τις θεωρητικά αναμενόμενες κυματομορφές. Σε κάθε μέτρηση, ο σκοπός είναι η τάση εξόδου να διατηρείται σταθερή στα 120V σύμφωνα με τον θεωρητικό σχεδιασμό. Αρχικά επιλέγεται δ 0.57 οπότε για ρεύμα στην έξοδο 1Α η τάση στην είσοδο μετρήθηκε Vin=53V ενώ το ρεύμα στην είσοδο 2.4Α. Η ισχύς του πειράματος είναι τα 120W. Σχήμα 7.6: Παλμοί έναυσης MOSFET Από το σχήμα 7.6 παρατηρούμε ότι οι παλμοί που πάνε στο mosfet είναι όντως κοντά στα 15V αφού έχουμε κλίμακα 5V/div και είναι περίπου 3 κουτάκια, ενώ η διακοπτική συχνότητα είναι περίπου ίση με 25kHz. 150

159 Σχήμα 7.7: Ρεύμα στο πηνίο του μετατροπέα Σύμφωνα με το σχήμα 7.7, τo ρεύμα στο πηνίο έχει μέση τιμή 2.35Α και παρουσιάζει μικρή κυμάτωση. Σχήμα 7.8: Τάση στην έξοδο του μετατροπέα Boost αντίστοιχα η τάση στην έξοδο διατηρείται σταθερή στα 122V 151

160 Σχήμα 7.9: Τάση V DS στα άκρα του MOSFET (κάτω) και παλμοί έναυσης (πάνω) Σχήμα 7.10: Τάση V AK στα άκρα της διόδου (πάνω) και τάση V DS στο MOSFET (κάτω) Μελετώντας προσεκτικά τα παραπάνω σχήματα, εκτός από το γεγονός ότι συμφωνούν απόλυτα με τις αντίστοιχες θεωρητικές κυματομορφές του μετατροπέα Boost [11], μπορούν να γίνουν και άλλες σημαντικές διαπιστώσεις: Παρότι ο λόγος κατάτμησης είναι 57% η τάση εξόδου είναι λίγο μικρότερη της αναμενόμενης, εξαιτίας των πτώσεων τάσεως στις διόδους της ανορθωτικής γέφυρας, της μικρής πτώση τάσης πάνω στο πηνίο εισόδου και τέλος της πτώσης τάσης πάνω στη δίοδο ισχύος του μετατροπέα. 152

161 Τόσο η τάση πάνω στο MOSFET, όσο και η τάση πάνω στη δίοδο δεν παρουσιάζουν μεγάλες υπερυψώσεις κατά την έναυση και σβέση τους. Το ρεύμα που διέρχεται από το πηνίο του μετατροπέα, αφενός δεν εμφανίζει μηδενισμούς, υποδηλώνοντας λειτουργία σε συνεχή αγωγή, αφετέρου όμως παρουσιάζει αιχμές και κάποιο διακοπτικό θόρυβο ο οποίος δεν μπορεί να θεωρηθεί αμελητέος. Η τάση τόσο πάνω στο MOSFET όσο και πάνω στην δίοδο παρουσιάζει αιχμές και φθάνει στο MOSFET τα 134V και στην δίοδο τα 132V. Η εμφάνιση των υπερτάσεων και των ταλαντώσεων στις κυματομορφές, οφείλεται στην ύπαρξη εσωτερικών παρασιτικών αυτεπαγωγών στα στοιχεία στο κυκλώματος (από τις επαγωγές καλωδίων, το πηνίο και τα ημιαγωγικά στοιχεία) που δημιουργούν LC κυκλώματα που ταλαντώνονται κυρίως κατά τις μεταβατικές καταστάσεις (αγωγή και αποκοπή του στοιχείου)και καταπονούν τα στοιχεία. Η εξάλειψη των ταλαντώσεων αυτών επιτυγχάνεται με χρήση εξωτερικών κυκλωμάτων είτε με την όσο το δυνατόν καλύτερη επιλογή των στοιχείων. Οι υπερτάσεις αυτές αποσβένουν γρήγορα καθώς οι αγώγιμοι δρόμοι στο κύκλωμα σχεδιάστηκαν κατά το δυνατόν μικροί. Η επόμενη μέτρηση πραγματοποιείται στα 3Α και 120V στην έξοδο, δηλαδή σε ισχύ 360W. Στην περίπτωση αυτή ο λόγος κατάτμησης παραμένει σταθερός και το ρεύμα εισόδου μετριέται Ιin=7.12A. H τάση εισόδου είναι Vσταθερή Vin=53V. Σχήμα 7.11: Τάση V DS στο MOSFET (κάτω), παλμοί έναυσης (πάνω) και ρεύμα στο πηνίο όπως βλέπουμε από το σχήμα 7.11, το ύψος των παλμών, που οδηγούν το mosfet, είναι 14.8V, η τάση εξόδου του μετατροπέα διατηρείται σταθερή ενώ το ρεύμα στο πηνίο παρουσιάζει 153

162 ελάχιστη κυμάτωση και έχει μέση τιμή 7.12Α. Στο Σχήμα 7.12 φαίνεται καλύτερα καλύτερα η τάση πάνω στο MOSFET συναρτήσει των παλμών έναυσης. Σχήμα 7.12: Τάση στο MOSFET και παλμοί έναυσης Σχήμα 7.13: Τάση στο MOSFET (κάτω) και τάση στην δίοδο (πάνω) παρατηρώντας την τάση τόσο πάνω στην δίοδο όσο και πάνω στο MOSFET διακρίνουμε τις αιχμές τάσεως, οι οποίες οφείλονται στους λόγους που αναπτύχθηκαν παραπάνω και για είναι εντονότερες όσο η ισχύς αυξάνεται. 154

163 Σχήμα 7.14: Ρεύμα εισόδου και παλμοί έναυσης Τέλος στο τρίτο πείραμα μεταβάλλουμε το λόγο κατάτμησης σε δ=0.4 οπότε προκειμένου να διατηρήσουμε την τάση στην έξοδο σταθερή στα 120V η τάση στην είσοδο φθάνει τα 72.2V και το ρεύμα στην έξοδο 1.5Α δηλαδή η ισχύς του πειράματος είναι τα 180W. Σχήμα 7.15: Τάση στο MOSFET και παλμοί έναυσης 155

164 Σχήμα 7.16: Τάση στο MOSFET Σχήμα 7.17: Τάση στη δίοδο (πάνω) και τάση στο MOSFET (κάτω) Συγκρίνοντας τα πειραματικά αποτελέσματα με την θεωρητική ανάλυση του μετατροπέα συμπεραίνουμε ότι η λειτουργία της κατασκευής είναι αναμενόμενη. Συγκεκριμένα η κυμάτωση της τάσης και του ρεύματος εξόδου είναι μικρή ενώ οι κυματομορφές είναι σύμφωνες με τις θεωρητικές. Οι υπερτάσεις εμφανίζονται στα στοιχεία λόγω των μεταβατικών φαινομένων από την έναυση και σβέση των διόδων και του Mosfet. Στην περίπτωση που χρησιμοποιούμε διόδους ultra fast, δεν είναι ιδιαίτερα αισθητές με αποτέλεσμα την μη καταπόνηση των ημιαγωγικών στοιχείων. Από την άλλη όμως, αυτός ο τύπος διόδων επιδεινώνει το φαινόμενο της ανάστροφης ανάκτησης με αποτέλεσμα να μην υπάρχει δυνατότητα λειτουργίας της συσκευής σε μεγάλη ισχύ, καθώς θα είχαμε ηλεκτρομαγνητικό θόρυβο. Η χρήση, στην παρούσα διπλωματική εργασία, διόδου ultra fast με soft recovery λύνει 156

165 το πρόβλημα αυτό και μπορούμε να λειτουργήσουμε τον μετατροπέα σε όλη την περιοχή ισχυών. Το μειονέκτημα βέβαια είναι η ύπαρξη υπερτάσεων σε όλα τα στοιχεία του κυκλώματος με αποτέλεσμα την καταπόνησή τους. Όσο αυξάνεται η ισχύς λειτουργίας του κυκλώματος τόσο οι ταλαντώσεις αυτές γίνονται πιο έντονες. Με την λειτουργία του ανοιχτού βρόγχου διαπιστώθηκε η ορθή λειτουργική συμπεριφορά της διάταξης που κατασκευάστηκε. Πρέπει να σημειωθεί ότι με συνεχή τάση εισόδου (από τροφοδοτικό),συχνότητα παλμοδότησης 27kHz και λόγο κατάτμησης 55% διαπιστώθηκε η ορθή λειτουργία του μετατροπέα για τάση εξόδου 120V και ισχύ περίπου 360W. Εν συνεχεία αυξάνουμε το ρεύμα στην έξοδο, μειώνοντας την αντίσταση εξόδου και διατηρώντας την τάση σταθερή στα 120V. Οι παλμοί που οδηγούν το mosfet στην συγκεκριμένη περίπτωση παριστάνονται στο Σχήμα 7.18 και 7.19, όπου ο λόγος κατάτμησης είναι περίπου 25%. Σχήμα 7.18: παλμοί έναυσης MOSFET Σχήμα 7.19: παλμοί έναυσης MOSFET 157

166 Στο Σχήματα 7.20,7.21 και 7.22 παριστάνονται οι τιμές που δείχνουν τα μετρητικά όργανα κατά την διάρκεια των πειραματικών δοκιμών για τάση εξόδου σταθερή 120V και ρεύματα 4Α, 5Α και 5.7Α, δηλαδή για ισχύς 480W, 600W και 677W αντίστοιχα. Στο μεγάλο πολύμετρο μετριέται το ρεύμα εξόδου της διάταξης, στο μικρό πολύμετρο μετριέται η τάση εξόδου της διάταξης ενώ το ρεύμα και η τάση εισόδου φαίνονται από το τροφοδοτικό. Σχήμα 7.20: Ενδείξεις των μετρητικών οργάνων για ισχύ 480W Σχήμα 7.21: Ενδείξεις των μετρητικών οργάνων για ισχύ 600W 158

167 Σχήμα 7.22: Ενδείξεις των μετρητικών οργάνων για ισχύ 684W Πρέπει να σημειώσουμε εδώ ότι οι παραπάνω μετρήσεις πραγματοποιήθηκαν για σταθερό λόγο κατάτμησης Στη συνέχεια μειώνουμε ακόμα πιο πολύ τον λόγο κατάτμησης ώστε να μπορέσουμε να πάρουμε μεγαλύτερο ρεύμα εξόδου. Ο νέος λόγος κατάτμησης είναι δ 17% και οι παλμοί παριστάνονται στα Σχήματα 7.23 και Σχήμα 7.23: παλμοί έναυσης με δ=17% 159

168 Σχήμα 7.24: παλμοί έναυσης με δ=17% Στα Σχήματα 7.25,7.26 και 7.27 παριστάνονται οι τιμές που δείχνουν τα μετρητικά όργανα κατά την διάρκεια των πειραματικών δοκιμών για τάση εξόδου σταθερή 120V και ρεύματα 6.4Α, 7Α και 8Α, δηλαδή για ισχύς 768W, 840W και 960W αντίστοιχα. Σχήμα 7.25: Ενδείξεις των μετρητικών οργάνων για ισχύ 768W 160

169 Σχήμα 7.26: Ενδείξεις των μετρητικών οργάνων για ισχύ 840W Σχήμα 7.27: Ενδείξεις των μετρητικών οργάνων για ισχύ 960W Ολοκληρώνοντας τις πειραματικές μετρήσεις οδηγούμαστε στο συμπέρασμα ότι ο μετατροπέας που κατασκευάστηκε μπορεί να λειτουργήσει στην μέγιστη ισχύ του χωρίς ιδιαίτερα προβλήματα. Για τον υπολογισμό της απόδοσης του κυκλώματος για διαφορετικά επίπεδα ισχύος παραθέτουμε τον παρακάτω πίνακα με τα πειραματικά δεδομένα. 161

170 Vo (V) Vi (V) Po (W) Pi (W) eff Πίνακας 7.1: Απόδοση μετατροπέα Παρατηρούμε ότι η απόδοση παραμένει σχετικά σταθερή σε αρκετά υψηλά επίπεδα. Όσο η ισχύς βρίσκεται σε χαμηλά επίπεδα παρατηρείται μείωση του βαθμού απόδοσης ενώ όσο η ισχύς αυξάνεται η απόδοση προσεγγίζει περισσότερο την μονάδα. Παρατηρούμε δηλαδή ότι η αύξηση της ισχύος οδηγεί σε αύξηση της απόδοσης το οποίο οφείλεται στο γεγονός ότι, για να πάμε σε υψηλή ισχύ, μειώνουμε τον λόγο κατάτμησης οπότε το διακοπτικό στοιχείο άγει λιγότερο με αποτέλεσμα οι απώλειες αγωγής να είναι μικρότερες. Οι μικρές αυξομειώσεις στην απόδοση, για διαφορετικές τάσεις εξόδου, δικαιολογείται βάση του γεγονότος ότι για διαφορετικές τάσεις εισόδου επιβαρύνονται διαφορετικά τα στοιχεία και έτσι έχουμε διαφορετικές απώλειες αγωγής και έναυσης-σβέσης στο ημιαγωγικό στοιχείο. Για την λειτουργία του συστήματος με κλειστό βρόγχο ελέγχου, δηλαδή την σταθεροποίηση της τάσης στα 120V ανεξαρτήτως τάσης εισόδου και φορτίου στην έξοδο, η αντίστοιχη έξοδος του μετρητικού τάσης θα είναι 120/12000*2.5*100V=2.5V. Οι συντελεστές 12000, 2.5 και 100 προκύπτουν ως εξής: 12KΩ είναι η αντίσταση που συνδέεται μεταξύ του θετικού ακροδέκτη εξόδου του μετατροπέα και του μετρητικού τάσης. Κατασκευαστικά αποτελείται από τον εν σειρά και παράλληλο συνδυασμό 10 αντιστάσεων των 120ΚΩ για μεγαλύτερη ακρίβεια αλλά και ανεξαρτησία από τη θερμοκρασία. 2.5 είναι η ενίσχυση ρεύματος που επιτυγχάνεται εντός του μετρητικού, ενός τέλος 100Ω είναι η αντίσταση που συνδέεται στην έξοδο του μετρητικού τάσης για τη μετατροπή του σήματος ρεύματος σε σήμα τάσης. 162

171 Το σήμα των 2.5V πρέπει να ενισχυθεί κατάλληλα ώστε να φθάσει τα 3.5V-4.5V για να εισαχθεί στην αναλογική είσοδο του μικροεπεξεργαστή. Η ενίσχυση αυτή επιβάλλεται όχι από τη λειτουργία του κυκλώματος αλλά από τον προγραμματισμό του μικροεπεξεργαστή: εάν η τάση εισόδου είναι πολύ μικρή τότε το σφάλμα που προκύπτει από την επεξεργασία του δείγματος αυξάνεται, καθώς οι αριθμοί μέσα στον επεξεργαστή γίνονται πολύ μικροί, στα όρια των δυνατοτήτων απεικόνισης. Στο συγκεκριμένο παράδειγμα απαιτείται ένας συντελεστής ενίσχυσης περίπου 2.3 που επιτυγχάνεται με τη σύνδεση στα άκρα του AD622AN αντίστασης 84.2ΚΩ. Πλέον τα 120V εξόδου μετατράπηκαν σε 4V στην αναλογική είσοδο του μικροεπεξεργαστή. Μετά τη δειγματοληψία και τη μετατροπή του δείγματος από τον 10bit A/D converter η τάση αυτή θα αντιστοιχεί στον ψηφιακό αριθμό 0x333, ή στον αριθμό 0x6666 σε Q-15 format. Με τον αριθμό αυτό θα πρέπει να αρχικοποιηθεί ο καταχωρητής ώστε ο κλειστός βρόχος να σταθεροποιήσει την τάση εξόδου στα 120V. Εξαιτίας όμως των σφαλμάτων κατά τον υπολογισμό του αριθμού αυτού, που οφείλονται κυρίως στην αδυναμία γνώσης της ακριβούς τιμής των αντιστάσεων που υπεισέρχονται στους υπολογισμούς, η τάση εξόδου θα διαφέρει ελάχιστα από τα 120V. Με τη μέθοδο των τριών μπορεί να διορθωθεί η τιμή της τάσης αναφοράς, ώστε στην έξοδο του μετατροπέα να παίρνουμε ακριβώς την επιθυμητή τιμή των 120V. 163

172 164

173 7.2 Συμπεράσματα-Προοπτικές Στην παρούσα διπλωματική εργασία μελετήθηκε, εξομοιώθηκε και κατασκευάστηκε διάταξη ανύψωσης συνεχούς τάσης σε συνεχή, με σκοπό να χρησιμοποιηθεί, ως δεύτερη βαθμίδα, για την διασύνδεση ανεμογεννήτριας χαμηλής ισχύος με το δίκτυο χαμηλής τάσης. Η δεύτερη βαθμίδα ανυψώνει την τάση που λαμβάνουμε από την έξοδο του ανορθωτή η οποία στη συνέχεια αντιστρέφεται από την τρίτη βαθμίδα, ώστε να συνδεθεί στο δίκτυο. Η βαθμίδα αντιστροφής είναι αντικείμενο της διπλωματικής εργασίας των φοιτητών Γρυπαίου Παναγιώτη και Διαγούπη Θοδωρή. Ο μετατροπέας ανύψωσης τάσης, θεωρούμε ότι θα συνδεθεί στην είσοδό του με ανορθωτή, οποίος είναι συνδεδεμένος στην έξοδο της ανεμογεννήτριας. Η τάση στην είσοδο του ανορθωτή κυμαίνεται από V και η ισχύ που πρέπει να διαχειριστεί το σύστημα φθάνει τα 1000W. Με βάση τις προδιαγραφές αυτές και δεδομένο την σταθερή τάση στην έξοδο του μετατροπέα στα 120V, μελετήθηκαν τέσσερις τύποι μετατροπέων ανύψωσης τάσης οι οποίοι θα μπορούσαν να χρησιμοποιηθούν στην περίπτωσή μας. Ύστερα από την σύγκρισή τους, με γνώμονα το κόστος κατασκευής, επιλέχθηκε ο απλός boost μετατροπέα ως ο πλέον κατάλληλος για την περίπτωσή μας. Αρχικά η διάταξη μελετήθηκε θεωρητικά και εν συνεχεία, προσομοιώθηκαν όλα τα επιμέρους τμήματα του συστήματος στον υπολογιστή με τη βοήθεια του λογισμικού Matlab καθώς και το συνολικό αιολικό σύστημα και εξετάστηκε η συμπεριφορά του σε μεταβολές αφενός της ταχύτητας του ανέμου και αφετέρου της ισχύος εξόδου. Τα αποτελέσματα των προσομοιώσεων επιβεβαίωσαν την θεωρητική ανάλυση του μετατροπέα και έτσι προχωρήσαμε στην επιλογή των στοιχείων για το κύκλωμα ισχύος και το κύκλωμα ελέγχου. Το κύκλωμα κατασκευάσθηκε στο εργαστήριο, καθώς επίσης και το πηνίο και τα γραμμικά τροφοδοτικά που χρησιμοποιήθηκαν. Για τον έλεγχο της διάταξης, αρχικά συνδέσαμε μια παλμογεννήτρια για την παραγωγή των παλμών και στην συνέχεια έγινε ο προγραμματισμός του μικροεπεξεργαστή. Κατά την διεξαγωγή των πειραματικών μετρήσεων επιβεβαιώθηκε η θεωρητική ανάλυση του μετατροπέα ενώ όλες οι κυματομορφές συμφωνούν με τα αποτελέσματα των προσομοιώσεων. Η εμφάνιση των υπερτάσεων και των ταλαντώσεων στις κυματομορφές, οφείλεται στην ύπαρξη παρασιτικών στοιχείων στο κύκλωμα (από τις επαγωγές καλωδίων, το πηνίο και τα ημιαγωγικά στοιχεία) που δημιουργούν LC κυκλώματα που ταλαντώνονται και καταπονούν τα στοιχεία. 165

174 Από τα αποτελέσματα των μετρήσεων διαπιστώθηκε ότι ο βαθμός απόδοσης παραμένει σε υψηλά επίπεδα και κυμαίνεται από 92%-98.5% όταν η ισχύ εξόδου είναι 960W. Ο συγκεκριμένος μετατροπέας έχει περιορισμένο κέρδος τάσης καθώς η μέγιστη ανύψωση που μπορεί να πραγματοποιήσει είναι περίπου 3 φορές την τάση στην είσοδό του. Για ακόμα μεγαλύτερο κέρδος θα μπορούσε να γίνει αναζήτηση σε άλλες τοπολογίες μετατροπέων dc-dc που να περιέχουν άλλες βαθμίδες/κυκλώματα ανύψωσης, το οποίο όμως αυξάνει το κόστος, την πολυπλοκότητα του σχεδιασμού αλλά και τις απώλειες (περισσότερα ημιαγωγικά στοιχεία). Τέλος, ως επέκταση της παρούσας εργασίας για την ολοκλήρωση του συνολικού αιολικού συστήματος είναι η κατασκευή του αντιστροφέα μαζί με το βρόχο ελέγχου του, ώστε να πραγματοποιηθεί η σύνδεση με το δίκτυο χαμηλής τάσης. Εξαιρετικό ενδιαφέρον θα παρουσίαζε ο συνολικός έλεγχος του αιολικού συστήματος, ώστε να λειτουργεί κατά τον βέλτιστο τρόπο, όσον αφορά την μεγιστοποίηση της απομάστευσης της αιολικής ισχύος (MPPT) καθώς και η ομαλή σύνδεση του ολοκληρωμένου αιολικού συστήματος με το δίκτυο. 166

175 ΒΙΒΛΙΟΓΡΑΦΙΑ [1] Centre of Advanced engineering, The will for Wind, Christchurch, New Zealand, CAE distributed generation [2] Ελληνική επιστημονική ένωση αιολικής ενέργειας [3] Περιβάλλον και Διαχείριση ενέργειας- Πηγές ενέργειας-ανανεώσιμες [4] Νέρης Σ. Αριστομένης: «Ανάλυση και έλεγχος αιολικών συστημάτων παραγωγής ηλεκτρικής ενέργειας, Διδακτορική διατριβή, Πανεπιστήμιο Πατρών, Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών & Μηχανικών Τεχνολογίας Υπολογιστών, Φεβρουάριος [5] Τσιμπλοστεφανάκης Κ. Ευάγγελος: Συμβολή στη δυναμική ανάλυση υβριδικού ηλεκτρομηχανικού συστήματος Δηζελογεννήτριας και Ανεμογεννήτριας, Διδακτορική διατριβή, Πανεπιστήμιο Πατρών, Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών & Μηχανικών Τεχνολογίας Υπολογιστών, Μάιος [6] Παπαθανασίου Α. Σταύρος: Συμβολή στην ανάλυση ανεμογεννητριών μεταβλητών στροφών με ασύγχρονη γεννήτρια για την επιλογή του ηλεκτρικού σχήματος, Διδακτορική διατριβή, Ε.Μ.Π., Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών & Μηχανικών Υπολογιστών, Αθήνα [7] Τζινευράκης Ε. Αντώνιος: Μελέτη και κατασκευή διάταξης διασύνδεσης ανεμογεννήτριας με το δίκτυο, Διπλωματική εργασία, Πανεπιστήμιο Πατρών, Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών & Μηχανικών Τεχνολογίας Υπολογιστών, Εργαστήριο Ηλεκτρομηχανικής Μετατροπής Ενέργειας, 2004 [8] Southwest Windpower, Inc : Owners Manual,Whisper Wind Generators Model H- 40,H-80 and [9] Group PED-1014, DC/DC Converter for fuel Cell, Aalborg University, Denmark March 2005 [10] Robert W. Erickson, Dragan Maksimovic: fundamentals of Power Electronics second edition 2001, Champan and Hall, ISBN: [11] Mohan/Undeland/Robbins: Ηλεκτρονικά Ισχύος, Εκδόσεις Τζιόλα (Μετάφραση στα Ελληνικά). [12] Abraham I. Pressman: Switching Power Supply Design-second edition 1997, McGraw-Hill Professional, ISBN , [13] Jan Vergauwe, Andre Martinez, Alberto Ribas: Optimization of a Wind Turbine using Permanent Magnet Synchronous Generator(PMSG), [14] Chee-Mun Ong: Dynamic Simulation of Electric Machinery, School of Electrical and Computer Engineering, Purdue University, West Lafayette Indiana, ISBN:

176 [15] Florin Iov, Anca Daniela Hansen, Poul Sorensen, Frede Blaabjerg, Wind turbine blockset in Matlab/Simulink, Aalborg University, March 2004 [16] Αντωνίου Ε. Χανιώτη: Ανάπτυξη, προσομοίωση και κατασκευή συστήματος ελέγχου ανεμογεννήτριας μεταβλητών στροφών με γεννήτρια μόνιμων μαγνητών για απομονωμένη και διασυνδεδεμένη λειτουργία, Αθήνα 2007 [17] Τατάκης Κ. Εμμανουήλ: Ηλεκτρονικά στοιχεία ισχύος και βιομηχανικές εφαρμογές, Σημειώσεις ομότιτλου μαθήματος, Πάτρα [18] Texas Instruments, Understanding Boost Power Stages in Switchmode Power Supplies, March 2009 [19] Ζαχαρίας Θωμάς: Ήπιες μορφές ενέργειας Ι, Πάτρα [20] Σαφάκας Ν. Αθανάσιος: Ηλεκτρικές Μηχανές Α, Πάτρα [21] Παπαγεωργίου Κ. Δημήτριος: Μελέτη και προσομοίωση διάταξης για τη σύνδεση ανεμογεννήτριας με ασύγχρονη μηχανή στο δίκτυο χαμηλής τάσης-κατασκευή της μονάδας ανύψωσης και σταθεροποίησης της τάσης, Διπλωματική Εργασία, Πανεπιστήμιο Πατρών, Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών & Μηχανικών Τεχνολογίας Υπολογιστών, Οκτώβριος [22] Σπυρόπουλος Διονύσιος: Μελέτη και κατασκευή κυκλώματος οδήγησης κινητήρα μαγνητικής αντίδρασης χρησιμοποιώντας στοιχεία FPGA ή βιομηχανικό μικροελεγκτή, Διπλωματική Εργασία, Πανεπιστήμιο Πατρών, Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών & Μηχανικών Τεχνολογίας Υπολογιστών, Ιούλιος [23] Τατάκης Κ. Εμμανουήλ: Σημειώσεις Εργαστηρίου Ηλεκτρονικών Ισχύος ΙΙ, Πάτρα [24] dspic30f4011/4012 Data Sheet, Microchip. 168

177 ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Α 169

178 170

179 ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Β Στο παράρτημα αυτό παρατίθενται τα σχήματα των πλακετών (PCBs) που σχεδιάσθηκαν για την κατασκευή του μετατροπέα και των περιφερειακών του. Αρχικά παρουσιάζονται οι πλακέτες με τα τροφοδοτικά, όπου διακρίνονται οι θέσεις των πυκνωτών, των μετασχηματιστών, των γεφυρών ανόρθωσης και των σταθεροποιητικών τάσης: Στη συνέχεια παρουσιάζεται η τρίτη πλακέτα που σχεδιάσθηκε και περιλαμβάνει το κύκλωμα ισχύος του boost μετατροπέα μαζί με το κύκλωμα παλμοδότησης. Συγκεκριμένα διακρίνεται το κύκλωμα παλμοδότησης, δηλαδή ο απομονωτής παλμών 6Ν137 και ο ενισχυτής παλμών (IR4427). Διακρίνονται επίσης τα μετρητικά τάσης και ρεύματος με τους ενισχυτές AD622AN καθώς και η θέση τοποθέτησης του πηνίου. 171

180 Τέλος δίνεται το σχέδιο της πλακέτας του μικροελεγκτή με τον μικροεπεξεργαστή dsp30f4011 και τον αντιστροφέα παλμών 74HCTO4N. 172

181 ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Γ Παρακάτω παρουσιάζεται το πρόγραμμα παραγωγής παλμών στον μικροεπεξεργαστή dsp30f4011 για συχνότητα παλμοδότησης 25kHz..equ 30F4011, 1.include "p30f4011.inc" ; declare processor type ; The following lines are related to hardware operation ; ;Global Declarations.global reset ;The label for the first line of code ;.global_pwminterrupt ;Declare PWM Interrupt trap routine label ; ; ;Program Specific Constannts(literals used in code).equ OPS_NORMAL,0x00 ; Normal Operation.equ OPS_FHARD, 0x01 ; Hardware Fault.bss ; ;Program Specific Constants(literals used in code) ; ;======================================================== ;Start of code.text ;Start of Code section ;======================================================== ;Initialize stack pointer and limit register reset: MOV #0x830,W15 MOV #0x850,W1 MOV W1, SPLIM NOP ;Initialize the Stack Pointer register ;Get address at the end of stack space ;Load the Stack Pointer Limit register ;Add NOP to follow SPLIM initialization call _InitSection ;Initialization Section: Runs only once _MainLoop: call _MainSection ;Main code Section: executes for ever bra _MainLoop reset 173

182 ;Initilization section _InitSection: ;ConfigIOPins ;A2d Initilization CLR ADCON1 MOV #0x0001,W0 MOV W0,ADCSSL MOV #0x0001,W0 MOV W0,ADCHS MOV #0x01CC,W0 MOV W0,ADPCFG MOV #0x1F3F,W0 MOV W0,ADCON3 MOV #0x0200, W0 MOV W0,ADCON2 MOV #0x80EC,W0 MOV W0,ADCON1 ;Initialization of the PWM generator CLR PWMCON1 CLR PWMCON2 MOV #0x8000,W0 MOV W0,_PTCON MOV #0x0001,W0 MOV W0,PWMCON1 MOV #0x0008,W0 MOV W0,PWMCON2 MOV #150,W0 MOV W0,PTPER MOV #151W0 MOV W0,PDC1 return ; Main program-executes forever _MainSection: MOV ADCBUF1,W0 MOV W0,PDC1 return 174

183 ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Δ Datasheet 175

184 6N137 TOSHIBA Photocoupler GaAlAs Ired & Photo IC 6N137 Degital Logic Isolation Tele Communication Analog Data Equipment Control Unit in mm The TOSHIBA 6N137 consist of a high emitting diode and a one chip photo IC. This unit is 8 lead DIP package. LSTTL / TTL compatible: 5V Supply Ultra high speed: 10MBd Guaranteed performance over temperature: 0 C to 70 C High isolation voltage: 2500Vrms min. UL recognized: UL1577, file no. E67349 Truth Table Input Enable Output H H L L H H TOSHIBA Weight: 0.54g 11 10C4 H L H L L H Pin Configurations (top view) 1 8 V F 2 3 I F 7 I E V E I CC I O V 8 CC V 6 O GND : N.C. 2 : Anode 3 : Cathode 4 : N.C. 5 : GND 6 : Output(Open collector) 7 : Enable 8 : V CC

185 6N137 Maximum Ratings LED Detector Characteristic Symbol Rating Unit Forward current I F 20 ma Pulse forward current (Note 1) I FP 40 ma Reverse voltage V R 5 V Output current I O 50 ma Output voltage V O 7 V Supply voltage (1 minute maximum) V CC 7 V Enable input voltage (not to exceed V CC by more than 500mV) V EH 5.5 V Output collector power dissipation P O 85 mw Operating temperature range T opr 0~70 C Storage temperature range T stg 55~125 C Lead solder temperature (10 s) (Note 2) T sol 260 C (Note 1) 50% duty cycle, 1ms pulse width. (Note 2) Soldering portion of lead: Up to 2mm from the body of the device. Recommended Operating Conditions Characteristic Symbol Min. Max. Unit Input current, low level each channel I FL µa Input current, high level each channel I FH 7 20 ma High level enable voltage V EH 2.0 V CC V Low level enable voltage (output high) V EL V Supply voltage, output V CC V Fan out (TTL load) N 8 Operating temperature Ta 0 70 C Precaution Please be careful of the followings. A ceramic capacitor(0.1µf)should be connected from pin 8 to pin 5 to stabilize the operation of the high gain linear amplifier. Failure to provide the bypassing may impair the switching property. The total lead length between capacitor and coupler should not exceed 1cm

186 6N137 Electrical Characteristics Over Recommended Temperature (Ta = 0~70 C unless otherwise noted) Characteristic Symbol Test Condition Min. (**)Typ. Max. Unit High level output current Low level output voltage I OH V OL V CC =5.5V, V O =5.5V I F =250 A, V E = 2.0V V CC =5.5V, I F =5mA V EH =2.0V I OL (sinking)=13ma A V High level enable current I EH V CC =5.5V, V E =2.0V 1.0 ma Low level enable current I EL V CC =5.5V, V E =0.5V ma High level supply current I CCH V CC =5.5V, I F =0, V E =0.5V 7 15 ma Low level supply current Resistance (input output (Note 3) Capacitance (input output (Note 3) I CCL R I O V CC =5.5V, I F =10mA V E =0.5V V I O=500V, Ta=25 C R.H. 60% ma C I O f=1mhz, Ta=25 C 0.6 pf Input forward voltage V F I F =10mA, Ta=25 C V Input reverse breakdown voltage BV R I R =10 A, Ta=25 C 5 V Input capacitance C IN V F =0, f=1mhz 45 pf Current transfer ratio CTR I F =5.0mA, R L = % (**) All typical values are at V CC =5V, Ta=25 C (Note 3) Pins 1, 2, 3 and 4 shorted together and pins 5, 6, 7 and 8 shorted together

187 6N137 Switching Characteristics (Ta = 25 C, V CC = 5V) Characteristic Propagation delay time to high output level Propagation delay time to low output level Output rise fall time (10 90%) Propagation delay time of enable from V EH to V EL Propagation delay time of enable from V EL to V EH Common mode transient immunity at logic high output level Common mode transient Immunity at logic low output level Symbol Test Circuit t p LH 1 t p HL 1 t r, t f t ELH 2 t EHL 2 CM H 3 CM L 3 Test Condition Min. Typ. Max. Unit R L =3509, C L =15pF I F =7.5mA R L =3509, C L =15pF I F =7.5mA R L =3509, C L =15pF I F =7.5mA R L =3509, C L =15pF I F =7.5mA V EH =3.0V V EL =0.5V R L =3509, C L =15pF I F =7.5mA V EH =3.0V V EL =0.5V V CM =10V R L =3509 V O(min.) =2V I F =0mA V CM =10V R L =3509 V O(max.) =0.8V I F =5mA ns ns 30 ns 25 ns 25 ns 200 V / s 500 V / s

188 6N137 Test Circuit 1. 5V Input t phl and t plh Output V O t phl t plh 350mV(I F = 7.5mA) 175mV(I F = 3.75mA) 1.5V V OH V OL Pulse generator Z O = 50Ω t r = 5ns I F Monitoring Node 47Ω V CC GND μF Bypass C L R L Output V O monitoring node C L is approximately 15pF which includes probe and stray wiring capacitance. Test Circuit 2. t EHL and t ELH Input V E t EHL Output V O t ELH 3.0V 1.5V 1.5V V OH V OL Pulse generator Z O = 50Ω t r = 5ns 7.5mA dc I F Input V E Monitoring node V CC GND μF Bypass C L 5V R L V O Output monitoring node C L is approximately 15pF which includes prove and stray wiring capacitance. Test Circuit 3. Transient immunity and typical waveforms V O 90% 10% 10% t r Switch at A : I F = 0mA 90% t f 10V 0V 5V V FF B A I F Pulse gen. Z O = 50Ω. V CC GND V CM μF Bypass R L 5V V O V O V OL Switching at B : I F = 5mA

189 6N137 I F V F ΔV F / ΔTa I F 100 Ta = 25 C -2.6 Forward current IF (ma) Forward voltage temperature coefficient ΔVF /Δta (mv / C ) Forward voltage V F (V) Forward current I F (ma) I OH - Ta Output voltage VO (V) V O I F RL = 350Ω 1kΩ 4kΩ VCC = 5V Ta = 25 C High level output current IOH (µa) VF = 1V VCC = 5.5V VO = 5.5V Forward current I F (ma) Ambient temperature Ta ( C) V O L Ta V O I F IF = 5mA Output voltage VO (V) Ta = 70 C 0 C VCC = 5V RL = 350Ω RL = 4kΩ Low level output voltage VOL (V) VCC = 5.5V VE = 2V IOL = 16mA 12.8mA 9.6mA 6.4mA Forward current I F (ma) Ambient temperature Ta ( C)

190 6N137 Propageation delay time tphl, tplh (ns) t phl, t plh - I F tplh tplh tphl tplh RL = 4kΩ 1kΩ 350Ω 350Ω 1kΩ 4kΩ Ta = 25 C VCC = 5V Propageation delay time tphl, tplh (ns) t phl, t plh - Ta tplh tplh tphl RL = 4kΩ 350Ω 1kΩ 350Ω 1kΩ 4kΩ VCC = 5V IF = 7.5mA Forward current I F (ma) Ambient temperature Ta ( C) t r, t f T a t EHL, t ELH - T a Rise, fall time tr, tf (ns) VCC = 5V IF = 7.5mA Ambient temperature Ta ( C) tf tf tf tr RL = 4kΩ 1kΩ 350Ω 350Ω 1kΩ 4kΩ Enable propagation delay time tehl, telh (ns) VCC = 5V VEH = 3V IF = 7.5mA telh telh telh tehl RL = 4kΩ 1kΩ 350Ω 350Ω 1kΩ 4kΩ Ambient temperature Ta ( C)

191 6N137 RESTRICTIONS ON PRODUCT USE EBC TOSHIBA is continually working to improve the quality and reliability of its products. Nevertheless, semiconductor devices in general can malfunction or fail due to their inherent electrical sensitivity and vulnerability to physical stress. It is the responsibility of the buyer, when utilizing TOSHIBA products, to comply with the standards of safety in making a safe design for the entire system, and to avoid situations in which a malfunction or failure of such TOSHIBA products could cause loss of human life, bodily injury or damage to property. In developing your designs, please ensure that TOSHIBA products are used within specified operating ranges as set forth in the most recent TOSHIBA products specifications. Also, please keep in mind the precautions and conditions set forth in the Handling Guide for Semiconductor Devices, or TOSHIBA Semiconductor Reliability Handbook etc.. The TOSHIBA products listed in this document are intended for usage in general electronics applications (computer, personal equipment, office equipment, measuring equipment, industrial robotics, domestic appliances, etc.). These TOSHIBA products are neither intended nor warranted for usage in equipment that requires extraordinarily high quality and/or reliability or a malfunction or failure of which may cause loss of human life or bodily injury ( Unintended Usage ). Unintended Usage include atomic energy control instruments, airplane or spaceship instruments, transportation instruments, traffic signal instruments, combustion control instruments, medical instruments, all types of safety devices, etc.. Unintended Usage of TOSHIBA products listed in this document shall be made at the customer s own risk. Gallium arsenide (GaAs) is a substance used in the products described in this document. GaAs dust and fumes are toxic. Do not break, cut or pulverize the product, or use chemicals to dissolve them. When disposing of the products, follow the appropriate regulations. Do not dispose of the products with other industrial waste or with domestic garbage. The products described in this document are subject to the foreign exchange and foreign trade laws. The information contained herein is presented only as a guide for the applications of our products. No responsibility is assumed by TOSHIBA CORPORATION for any infringements of intellectual property or other rights of the third parties which may result from its use. No license is granted by implication or otherwise under any intellectual property or other rights of TOSHIBA CORPORATION or others. The information contained herein is subject to change without notice

192 This datasheet has been download from: Datasheets for electronics components.

193 INTEGRATED CIRCUITS DATA SHEET 74HC04; 74HCT04 Hex inverter Product specification Supersedes data of 1993 Sep Jul 23

194 Philips Semiconductors Product specification Hex inverter 74HC04; 74HCT04 FEATURES Complies with JEDEC standard no. 8-1A ESD protection: HBM EIA/JESD22-A114-A exceeds 2000 V MM EIA/JESD22-A115-A exceeds 200 V. Specified from 40 to +85 C and 40 to +125 C. DESCRIPTION The 74HC/HCT04 are high-speed Si-gate CMOS devices and are pin compatible with low power Schottky TTL (LSTTL). They are specified in compliance with JEDEC standard no. 7A. The 74HC/HCT04 provide six inverting buffers. QUICK REFERENCE DATA GND = 0 V; T amb =25 C; t r =t f 6.0 ns. TYPICAL SYMBOL PARAMETER CONDITIONS HC04 HCT04 UNIT t PHL /t PLH propagation delay na to ny C L = 15 pf; V CC = 5 V 7 8 ns C I input capacitance pf C PD power dissipation capacitance per gate notes 1 and pf Notes 1. C PD is used to determine the dynamic power dissipation (P D in µw). P D =C PD V 2 CC f i N+Σ(C L V 2 CC f o ) where: f i = input frequency in MHz; f o = output frequency in MHz; C L = output load capacitance in pf; V CC = supply voltage in Volts; N = total load switching outputs; Σ(C L V 2 CC f o ) = sum of the outputs. 2. For 74HC04: the condition is V I = GND to V CC. For 74HCT04: the condition is V I = GND to V CC 1.5 V. FUNCTION TABLE See note 1. INPUT na L H OUTPUT ny H L Note 1. H = HIGH voltage level; L = LOW voltage level Jul 23 2

195 Philips Semiconductors Product specification Hex inverter 74HC04; 74HCT04 ORDERING INFORMATION PACKAGE TYPE NUMBER TEMPERATURE RANGE PINS PACKAGE MATERIAL CODE 74HC04N 40 to +125 C 14 DIP14 plastic SOT HCT04N 40 to +125 C 14 DIP14 plastic SOT HC04D 40 to +125 C 14 SO14 plastic SOT HCT04D 40 to +125 C 14 SO14 plastic SOT HC04DB 40 to +125 C 14 SSOP14 plastic SOT HCT04DB 40 to +125 C 14 SSOP14 plastic SOT HC04PW 40 to +125 C 14 TSSOP14 plastic SOT HCT04PW 40 to +125 C 14 TSSOP14 plastic SOT HC04BQ 40 to +125 C 14 DHVQFN14 plastic SOT HCT04BQ 40 to +125 C 14 DHVQFN14 plastic SOT762-1 PINNING PIN SYMBOL DESCRIPTION 1 1A data input 2 1Y data output 3 2A data input 4 2Y data output 5 3A data input 6 3Y data output 7 GND ground (0 V) 8 4Y data output 9 4A data input 10 5Y data output 11 5A data input 12 6Y data output 13 6A data input 14 V CC supply voltage handbook, halfpage Fig.1 1A 1Y 2A 2Y 3A 3Y GND MNA V CC 6A 6Y 5A 5Y 4A 4Y Pin configuration DIP14, SO14 and (T)SSOP Jul 23 3

196 Philips Semiconductors Product specification Hex inverter 74HC04; 74HCT04 handbook, halfpage 1Y 2 1A V CC A handbook, halfpage 1 1A 1Y 2 2A Y 3 2A 2Y 4 2Y 4 GND (1) 11 5A 5 3A 3Y 6 3A Y 9 4A 4Y 8 3Y 6 9 4A 11 5A 5Y 10 Top view 7 GND 8 4Y MBL A 6Y 12 MNA342 (1) The die substrate is attached to this pad using conductive die attach material. It can not be used as a supply pin or input. Fig.2 Pin configuration DHVQFN14. Fig.3 Logic symbol. handbook, halfpage handbook, halfpage A MNA341 Y MNA343 Fig.4 IEC logic symbol. Fig.5 Logic diagram (one inverter) Jul 23 4

197 Philips Semiconductors Product specification Hex inverter 74HC04; 74HCT04 RECOMMENDED OPERATING CONDITIONS SYMBOL PARAMETER CONDITIONS 74HC04 74HCT04 MIN. TYP. MAX. MIN. TYP. MAX. UNIT V CC supply voltage V V I input voltage 0 V CC 0 V CC V V O output voltage 0 V CC 0 V CC V T amb ambient temperature see DC and AC characteristics per device C t r, t f input rise and fall times V CC = 2.0 V 1000 ns V CC = 4.5 V ns V CC = 6.0 V 400 ns LIMITING VALUES In accordance with the Absolute Maximum Rating System (IEC 60134); voltages are referenced to GND (ground = 0 V). SYMBOL PARAMETER CONDITIONS MIN. MAX. UNIT V CC supply voltage V I IK input diode current V I < 0.5 V or V I >V CC V ±20 ma I OK output diode current V O < 0.5 V or V O >V CC V ±20 ma I O output source or sink 0.5V<V O <V CC V ±25 ma current I CC, I GND V CC or GND current ±50 ma T stg storage temperature C P tot power dissipation DIP14 package T amb = 40 to +125 C; note mw other packages T amb = 40 to +125 C; note mw Notes 1. For DIP14 packages: above 70 C derate linearly with 12 mw/k. 2. For SO14 packages: above 70 C derate linearly with 8 mw/k. For SSOP14 and TSSOP14 packages: above 60 C derate linearly with 5.5 mw/k. For DHVQFN14 packages: above 60 C derate linearly with 4.5 mw/k Jul 23 5

198 Philips Semiconductors Product specification Hex inverter 74HC04; 74HCT04 DC CHARACTERISTICS Type 74HC04 At recommended operating conditions; voltages are referenced to GND (ground = 0 V). SYMBOL PARAMETER TEST CONDITIONS OTHER V CC (V) MIN. TYP. MAX. UNIT T amb =25 C V IH HIGH-level input voltage V V V V IL LOW-level input voltage V V V V OH HIGH-level output voltage V I =V IH or V IL I O = 20 µa V I O = 20 µa V I O = 4.0 ma V I O = 20 µa V I O = 5.2 ma V V OL LOW-level output voltage V I =V IH or V IL I O =20µA V I O =20µA V I O = 4.0 ma V I O =20µA V I O = 5.2 ma V I LI input leakage current V I =V CC or GND ±0.1 µa I OZ 3-state output OFF current V I =V IH or V IL ; 6.0 ±.0.5 µa V O =V CC or GND I CC quiescent supply current V I =V CC or GND; I O = µa 2003 Jul 23 6

199 Philips Semiconductors Product specification Hex inverter 74HC04; 74HCT04 SYMBOL PARAMETER TEST CONDITIONS OTHER V CC (V) MIN. TYP. MAX. UNIT T amb = 40 to +85 C V IH HIGH-level input voltage V V V V IL LOW-level input voltage V V V V OH HIGH-level output voltage V I =V IH or V IL I O = 20 µa V I O = 20 µa V I O = 4.0 ma V I O = 20 µa V I O = 5.2 ma V V OL LOW-level output voltage V I =V IH or V IL I O =20µA V I O =20µA V I O = 4.0 ma V I O =20µA V I O = 5.2 ma V I LI input leakage current V I =V CC or GND 6.0 ±1.0 µa I OZ 3-state output OFF current V I =V IH or V IL ; 6.0 ±.5.0 µa V O =V CC or GND I CC quiescent supply current V I =V CC or GND; I O = µa 2003 Jul 23 7

200 Philips Semiconductors Product specification Hex inverter 74HC04; 74HCT04 SYMBOL PARAMETER TEST CONDITIONS OTHER V CC (V) MIN. TYP. MAX. UNIT T amb = 40 to +125 C V IH HIGH-level input voltage V V V V IL LOW-level input voltage V V V V OH HIGH-level output voltage V I =V IH or V IL I O = 20 µa V I O = 20 µa V I O = 20 µa V I O = 4.0 ma V I O = 5.2 ma V V OL LOW-level output voltage V I =V IH or V IL I O =20µA V I O =20µA V I O =20µA V I O = 4.0 ma V I O = 5.2 ma V I LI input leakage current V I =V CC or GND 6.0 ±1.0 µa I OZ 3-state output OFF current V I =V IH or V IL ; 6.0 ±10.0 µa V O =V CC or GND I CC quiescent supply current V I =V CC or GND; I O = µa 2003 Jul 23 8

201 Philips Semiconductors Product specification Hex inverter 74HC04; 74HCT04 Type 74HCT04 At recommended operating conditions; voltages are referenced to GND (ground = 0 V). SYMBOL PARAMETER TEST CONDITIONS OTHER V CC (V) MIN. TYP. MAX. UNIT T amb =25 C V IH HIGH-level input voltage 4.5 to V V IL LOW-level input voltage 4.5 to V V OH HIGH-level output voltage V I =V IH or V IL I O = 20 µa V I O = 4.0 ma V V OL LOW-level output voltage V I =V IH or V IL I O =20µA V I O = 4.0 ma V I LI input leakage current V I =V CC or GND 5.5 ±0.1 µa I OZ 3-state output OFF current V I =V IH or V IL ; V O =V CC or GND; I O =0 5.5 ±0.5 µa I CC quiescent supply current V I =V CC or GND; µa I O =0 I CC additional supply current per input V I =V CC 2.1 V; I O =0 4.5 to µa T amb = 40 to +85 C V IH HIGH-level input voltage 4.5 to V V IL LOW-level input voltage 4.5 to V V OH HIGH-level output voltage V I =V IH or V IL I O = 20 µa V I O = 4.0 ma V V OL LOW-level output voltage V I =V IH or V IL I O =20µA V I O = 4.0 ma V I LI input leakage current V I =V CC or GND 5.5 ±1.0 µa I OZ 3-state output OFF current V I =V IH or V IL ; V O =V CC or GND; I O =0 5.5 ±5.0 µa I CC quiescent supply current V I =V CC or GND; I O =0 I CC additional supply current per input V I =V CC 2.1 V; I O = µa 4.5 to µa 2003 Jul 23 9

202 Philips Semiconductors Product specification Hex inverter 74HC04; 74HCT04 SYMBOL PARAMETER TEST CONDITIONS OTHER T amb = 40 to +125 C V IH HIGH-level input voltage 4.5 to V V IL LOW-level input voltage 4.5 to V V OH HIGH-level output voltage V I =V IH or V IL I O = 20 µa V I O = 4.0 ma V V OL LOW-level output voltage V I =V IH or V IL I O =20µA V I O = 4.0 ma V I LI input leakage current V I =V CC or GND 5.5 ±1.0 µa I OZ 3-state output OFF current V I =V IH or V IL ; V O =V CC or GND; I O =0 5.5 ±10 µa I CC quiescent supply current V I =V CC or GND; I O =0 I CC additional supply current per input V I =V CC 2.1 V; I O =0 V CC (V) MIN. TYP. MAX. UNIT µa 4.5 to µa 2003 Jul 23 10

203 Philips Semiconductors Product specification Hex inverter 74HC04; 74HCT04 AC CHARACTERISTICS Family 74HC04 GND = 0 V; t r =t f 6.0 ns; C L =50pF. SYMBOL PARAMETER TEST CONDITIONS WAVEFORMS V CC (V) MIN. TYP. MAX. UNIT T amb =25 C t PHL /t PLH propagation delay see Figs 6 and ns na to ny ns ns t THL /t TLH output transition time see Figs 6 and ns ns ns T amb = 40 to +85 C t PHL /t PLH propagation delay see Figs 6 and ns na to ny ns ns t THL /t TLH output transition time see Figs 6 and ns ns ns T amb = 40 to +125 C t PHL /t PLH propagation delay see Figs 6 and ns na to ny ns ns t THL /t TLH output transition time see Figs 6 and ns ns ns 2003 Jul 23 11

204 Philips Semiconductors Product specification Hex inverter 74HC04; 74HCT04 Family 74HCT04 GND = 0 V; t r =t f 6.0 ns; C L =50pF. SYMBOL PARAMETER TEST CONDITIONS WAVEFORMS V CC (V) MIN. TYP. MAX. UNIT T amb =25 C t PHL /t PLH propagation delay see Figs 6 and ns na to ny t THL /t TLH output transition time see Figs 6 and ns T amb = 40 to +85 C t PHL /t PLH propagation delay see Figs 6 and ns na to ny t THL /t TLH output transition time see Figs 6 and ns T amb = 40 to +125 C t PHL /t PLH propagation delay see Figs 6 and ns na to ny t THL /t TLH output transition time see Figs 6 and ns AC WAVEFORMS handbook, halfpage V I na input GND V M V M t PHL t PLH V OH ny output V OL 90% V M V M 10% t THL t TLH MNA722 For 74HC04: V M = 50%; V I = GND to V CC. For 74HCT04: V M = 1.3 V; V I = GND to 3.0 V. Fig.6 Waveforms showing the data input (na) to data output (ny) propagation delays and the output transition times Jul 23 12

205 Philips Semiconductors Product specification Hex inverter 74HC04; 74HCT04 handbook, halfpage V CC PULSE GENERATOR V I D.U.T V O R T C L 50 pf MGK565 Definitions for test circuit: C L = Load capacitance including jig and probe capacitance. R T = Termination resistance should be equal to the output impedance Z o of the pulse generator. Fig.7 Load circuitry for switching times Jul 23 13

206 Philips Semiconductors Product specification Hex inverter 74HC04; 74HCT04 PACKAGE OUTLINES DIP14: plastic dual in-line package; 14 leads (300 mil) SOT27-1 D M E seating plane A 2 A L A 1 Z 14 e b b 1 8 w M c (e ) 1 M H pin 1 index E mm scale DIMENSIONS (inch dimensions are derived from the original mm dimensions) UNIT mm inches A max. A 1 A 2 (1) (1) min. max. b b 1 c D E e e 1 L M E M H w (1) Z max Note 1. Plastic or metal protrusions of 0.25 mm (0.01 inch) maximum per side are not included. OUTLINE VERSION REFERENCES IEC JEDEC JEITA EUROPEAN PROJECTION ISSUE DATE SOT G04 MO-001 SC Jul 23 14

207 Philips Semiconductors Product specification Hex inverter 74HC04; 74HCT04 SO14: plastic small outline package; 14 leads; body width 3.9 mm SOT108-1 D E A X c y H E v M A Z 14 8 Q pin 1 index A 2 A 1 (A ) 3 θ A L p 1 7 L e b p w M detail X mm scale DIMENSIONS (inch dimensions are derived from the original mm dimensions) UNIT mm inches A max A 1 A 2 A 3 b p c D (1) E (1) e H (1) E L L p Q v w y Z Note 1. Plastic or metal protrusions of 0.15 mm (0.006 inch) maximum per side are not included θ o 8 o OUTLINE VERSION REFERENCES IEC JEDEC JEITA EUROPEAN PROJECTION ISSUE DATE SOT E06 MS Jul 23 15

208 Philips Semiconductors Product specification Hex inverter 74HC04; 74HCT04 SSOP14: plastic shrink small outline package; 14 leads; body width 5.3 mm SOT337-1 D E A X c y H E v M A Z 14 8 Q A 2 A 1 (A ) 3 A pin 1 index 1 7 L detail X L p θ e b p w M mm scale DIMENSIONS (mm are the original dimensions) A UNIT A 1 A 2 A 3 b p c D (1) E (1) e H E L L p Q v w y Z(1) max. mm θ o 8 o 0 Note 1. Plastic or metal protrusions of 0.25 mm maximum per side are not included. OUTLINE VERSION REFERENCES IEC JEDEC JEITA EUROPEAN PROJECTION ISSUE DATE SOT337-1 MO Jul 23 16

209 Philips Semiconductors Product specification Hex inverter 74HC04; 74HCT04 TSSOP14: plastic thin shrink small outline package; 14 leads; body width 4.4 mm SOT402-1 D E A X c y H E v M A Z 14 8 pin 1 index A 2 A 1 Q (A ) 3 A θ 1 7 e b p w M L detail X L p mm scale DIMENSIONS (mm are the original dimensions) A UNIT A 1 A 2 A 3 b p c D (1) E (2) e H (1) E L L p Q v w y Z max. mm θ o 8 o 0 Notes 1. Plastic or metal protrusions of 0.15 mm maximum per side are not included. 2. Plastic interlead protrusions of 0.25 mm maximum per side are not included. OUTLINE VERSION REFERENCES IEC JEDEC JEITA SOT402-1 MO-153 EUROPEAN PROJECTION ISSUE DATE Jul 23 17

210 Philips Semiconductors Product specification Hex inverter 74HC04; 74HCT04 DHVQFN14: plastic dual in-line compatible thermal enhanced very thin quad flat package; no leads; 14 terminals; body 2.5 x 3 x 0.85 mm SOT762-1 D B A E A A1 c terminal 1 index area detail X terminal 1 index area e 1 e b 2 6 v M w M C C A B y 1 C C y L 1 7 E h e D h X mm scale DIMENSIONS (mm are the original dimensions) UNIT A (1) max. A 1 b c D (1) D h E (1) E h e e 1 L v w y y 1 mm Note 1. Plastic or metal protrusions of mm maximum per side are not included. OUTLINE VERSION REFERENCES IEC JEDEC JEITA SOT MO EUROPEAN PROJECTION ISSUE DATE Jul 23 18

211 Philips Semiconductors Product specification Hex inverter 74HC04; 74HCT04 DATA SHEET STATUS LEVEL DATA SHEET STATUS (1) PRODUCT STATUS (2)(3) DEFINITION I Objective data Development This data sheet contains data from the objective specification for product development. Philips Semiconductors reserves the right to change the specification in any manner without notice. II Preliminary data Qualification This data sheet contains data from the preliminary specification. Supplementary data will be published at a later date. Philips Semiconductors reserves the right to change the specification without notice, in order to improve the design and supply the best possible product. III Product data Production This data sheet contains data from the product specification. Philips Semiconductors reserves the right to make changes at any time in order to improve the design, manufacturing and supply. Relevant changes will be communicated via a Customer Product/Process Change Notification (CPCN). Notes 1. Please consult the most recently issued data sheet before initiating or completing a design. 2. The product status of the device(s) described in this data sheet may have changed since this data sheet was published. The latest information is available on the Internet at URL 3. For data sheets describing multiple type numbers, the highest-level product status determines the data sheet status. DEFINITIONS Short-form specification The data in a short-form specification is extracted from a full data sheet with the same type number and title. For detailed information see the relevant data sheet or data handbook. Limiting values definition Limiting values given are in accordance with the Absolute Maximum Rating System (IEC 60134). Stress above one or more of the limiting values may cause permanent damage to the device. These are stress ratings only and operation of the device at these or at any other conditions above those given in the Characteristics sections of the specification is not implied. Exposure to limiting values for extended periods may affect device reliability. Application information Applications that are described herein for any of these products are for illustrative purposes only. Philips Semiconductors make no representation or warranty that such applications will be suitable for the specified use without further testing or modification. DISCLAIMERS Life support applications These products are not designed for use in life support appliances, devices, or systems where malfunction of these products can reasonably be expected to result in personal injury. Philips Semiconductors customers using or selling these products for use in such applications do so at their own risk and agree to fully indemnify Philips Semiconductors for any damages resulting from such application. Right to make changes Philips Semiconductors reserves the right to make changes in the products - including circuits, standard cells, and/or software - described or contained herein in order to improve design and/or performance. When the product is in full production (status Production ), relevant changes will be communicated via a Customer Product/Process Change Notification (CPCN). Philips Semiconductors assumes no responsibility or liability for the use of any of these products, conveys no licence or title under any patent, copyright, or mask work right to these products, and makes no representations or warranties that these products are free from patent, copyright, or mask work right infringement, unless otherwise specified Jul 23 19

212 Philips Semiconductors a worldwide company Contact information For additional information please visit Fax: For sales offices addresses send to: sales.addresses@ Koninklijke Philips Electronics N.V SCA75 All rights are reserved. Reproduction in whole or in part is prohibited without the prior written consent of the copyright owner. The information presented in this document does not form part of any quotation or contract, is believed to be accurate and reliable and may be changed without notice. No liability will be accepted by the publisher for any consequence of its use. Publication thereof does not convey nor imply any license under patent- or other industrial or intellectual property rights. Printed in The Netherlands /03/pp20 Date of release: 2003 Jul 23 Document order number:

213 FFPF30UP20S Ultrafast Recovery Power Rectifier Features Ultrafast with Soft Recovery : < 50ns (@I F = 30A) High Reverse Voltage : V RRM = 200V Avalanche Energy Rated Planar Construction Applications Output Rectifiers Switching Mode Power Supply Free-wheeling diode for motor application Power switching circuits August 2008 FFPF30UP20S Ultrafast Recovery Power Rectifier 1 TO-220F 1. Cathode 2. Anode Cathode 2. Anode Absolute Maximum Ratings T C = 25 C unless otherwise noted Symbol Parameter Value Units V RRM Peak Repetitive Reverse Voltage 200 V V RWM Working Peak Reverse Voltage 200 V V R DC Blocking Voltage 200 V I F(AV) Average Rectified Forward T C = 85 C 30 A I FSM Non-repetitive Peak Surge Current 300 A 60Hz Single Half-Sine Wave T J, T STG Operating Junction and Storage Temperature - 65 to +150 C Thermal Characteristics Symbol Parameter Max Units R θjc Maximum Thermal Resistance, Junction to Case 3.0 C/W Package Marking and Ordering Information Device Marking Device Package Reel Size Tape Width Quantity F30UP20S FFPF30UP20STU TO-220F Fairchild Semiconductor Corporation 1 FFPF30UP20S Rev. B

214 Electrical Characteristics T C = 25 C unless otherwise noted V FM * I RM * t rr Symbol Parameter Min. Typ. Max. Units I F = 30A I F = 30A V R = 200V V R = 200V I F =1A, di/dt = 100A/μs, V CC = 30V I F =30A, di/dt = 200A/μs, V CC = 130V * Pulse Test: Pulse Width=300μs, Duty Cycle=2% Test Circuit and Waveforms T C = 25 C T C = 100 C T C = 25 C T C = 100 C T C = 25 C T C = 25 C t a I F =30A, di/dt = 200A/μs, V CC = 130V T C = 25 C t b T C = 25 C Q rr T C = 25 C W AVL Avalanche Energy (L = 40mH) mj V V μa μa ns ns ns ns nc FFPF30UP20S Ultrafast Recovery Power Rectifier FFPF30UP20S Rev. B 2

215 Typical Performance Characteristics FORWARD CURRENT, I F [A] JUNCTION CAPACITANCE, C J [pf] Figure 1. Typical Forward Voltage Drop Figure 3. Typical Junction Capacitance T C = 100 o C T C = 25 o C FORWARD VOLTAGE, V F [V] f = 1MHz REVERSE CURRENT, I R [ua] REVERSE RECOVERY TIME, trr [ns] Figure 2. Typical Reverse Current T C = 75 o C T C = 125 o C T C = 25 o C T C = 100 o C 1E REVERSE VOLTAGE, V R [V] Figure 4. Typical Reverse Recovery Time T C = 25 o C T C = 125 o C T C = 75 o C I F = 30A FFPF30UP20S Ultrafast Recovery Power Rectifier REVERSE VOLTAGE, V R [V] di/dt, [A/μs] Figure 5. Typical Reverse Recovery Current Figure 6. Forward Current Deration Curve REVERSE RECOVERY CURRENT, Irr [A] I F = 30A T C = 125 o C T C = 75 o C di/dt, [A/μs] T C = 25 o C AVERAGE FORWARD CURRENT, I F(AV) [A] DC CASE TEMPERATURE, T C [ o C] FFPF30UP20S Rev. B 3

216 Package Demensions TO-220F 2L 3.30 ± ± ±0.20 (6.50) (1.80) ±0.20 ø3.18 ±0.10 (1.00x45 ) 2.54 ±0.20 (0.70) ±0.20 FFPF30UP20S Ultrafast Recovery Power Rectifier 9.75 ±0.30 MAX ± ± ± ± TYP [2.54 ±0.20] 2.54TYP [2.54 ±0.20] ± ±0.20 Dimensions in Millimeters Ultrafast Recovery Power Rectifier

217 tm tm tm TRADEMARKS The following includes registered and unregistered trademarks and service marks, owned by Fairchild Semiconductor and/or its global subsidianries, and is not intended to be an exhaustive list of all such trademarks. Build it Now CorePLUS CorePOWER CROSSVOLT CTL Current Transfer Logic EcoSPARK EfficentMax EZSWITCH * Fairchild Fairchild Semiconductor FACT Quiet Series FACT FAST FastvCore FlashWriter * FPS F-PFS FRFET Global Power Resource SM Green FPS Green FPS e-series GTO IntelliMAX ISOPLANAR MegaBuck MICROCOUPLER MicroFET MicroPak MillerDrive MotionMax Motion-SPM OPTOLOGIC OPTOPLANAR PDP SPM Power-SPM PowerTrench Programmable Active Droop QFET QS Quiet Series RapidConfigure Saving our world, 1mW at a time SmartMax SMART START SPM STEALTH SuperFET SuperSOT -3 SuperSOT -6 SuperSOT -8 SupreMOS SyncFET * EZSWITCH and FlashWriter are trademarks of System General Corporation, used under license by Fairchild Semiconductor. The Power Franchise TinyBoost TinyBuck TinyLogic TINYOPTO TinyPower TinyPWM TinyWire UHC Ultra FRFET UniFET VCX VisualMax DISCLAIMER FAIRCHILD SEMICONDUCTOR RESERVES THE RIGHT TO MAKE CHANGES WITHOUT FURTHER NOTICE TO ANY PRODUCTS HEREIN TO IMPROVE RELIABILITY, FUNCTION, OR DESIGN. FAIRCHILD DOES NOT ASSUME ANY LIABILITY ARISING OUT OF THE APPLICATION OR USE OF ANY PRODUCT OR CIRCUIT DESCRIBED HEREIN; NEITHER DOES IT CONVEY ANY LICENSE UNDER ITS PATENT RIGHTS, NOR THE RIGHTS OF OTHERS. THESE SPECIFICATIONS DO NOT EXPAND THE TERMS OF FAIRCHILD S WORLDWIDE TERMS AND CONDITIONS, SPECIFICALLY THE WARRANTY THEREIN, WHICH COVERS THESE PRODUCTS. LIFE SUPPORT POLICY FAIRCHILD S PRODUCTS ARE NOT AUTHORIZED FOR USE AS CRITICAL COMPONENTS IN LIFE SUPPORT DEVICES OR SYSTEMS WITHOUT THE EXPRESS WRITTEN APPROVAL OF FAIRCHILD SEMICONDUCTOR CORPORATION. As used herein: 1. Life support devices or systems are devices or systems which, (a) are intended for surgical implant into the body or (b) support or sustain life, and (c) whose failure to perform when properly used in accordance with instructions for use provided in the labeling, can be reasonably expected to result in a significant injury of the user. 2. A critical component in any component of a life support, device, or system whose failure to perform can be reasonably expected to cause the failure of the life support device or system, or to affect its safety or effectiveness. ANTI-COUNTERFEITING POLICY Fairchild Semiconductor Corporation s Anti-Counterfeiting Policy. Farichild s Anti-Counterfeiting Policy is also stated on our external website, under Sales Support. Counterfeiting of semiconductor parts is a growing problem in the industry. All manufactures of semiconductor products are experiencing counterfeiting of their parts. Customers who inadvertently purchase counterfeit parts experience many problems such as loss of brand reputation, substandard performance, failed application, and increased cost of production and manufacturing delays. Fairchild is taking strong measures to protect ourselves and our customers from the proliferation of counterfeit parts. Farichild strongly encourages customers to purchase Farichild parts either directly from Fairchild or from Authorized Fairchild Distributors who are listed by country on our web page cited above. Products customers buy either from fairchild directly or from Authorized Fairchild Distributors are genuine parts, have full traceability, meet Fairchild s quality standards for handing and storage and provide access to Farichild s full range of up-to-date technical and product information. Fairchild and our Authorized Distributors will stand behind all warranties and will appropriately address and warranty issues that may arise. Fairchild will not provide any warranty coverage or other assistance for parts bought from Unauthorized Sources. Farichild is committed to committed to combat this global problem and encourage our customers to do their part in stopping this practice by buying direct or from authorized distributors. PRODUCT STATUS DEFINITIONS Definition of Terms Datasheet Identification Product Status Definition Advance Information Formative / In Design Datasheet contains the design specifications for product development. Specifications may change in any manner without notice. Preliminary No Identification Needed First Production Full Production Datasheet contains preliminary data; supplementary data will be published at a later date. Fairchild Semiconductor reserves the right to make changes at any time without notice to improve design. Datasheet contains final specifications. Fairchild Semiconductor reserves the right to make changes at any time without notice to improve the design. Obsolete Not In Production Datasheet contains specifications on a product that is discontinued by Fairchild Semiconductor. The datasheet is for reference information only. Rev. I35

218 a FEATURES Easy to Use Low Cost Solution Higher Performance than Two or Three Op Amp Design Unity Gain with No External Resistor Optional Gains with One External Resistor (Gain Range 2 to 1000) Wide Power Supply Range ( 2.6 V to 15 V) Available in 8-Lead PDIP and SOIC Low Power, 1.5 ma max Supply Current GOOD DC PERFORMANCE 0.15% Gain Accuracy (G = 1) 125 V max Input Offset Voltage 1.0 V/ C max Input Offset Drift 5 na max Input Bias Current 66 db min Common-Mode Rejection Ratio (G = 1) NOISE 12 nv/ 1 khz Input Voltage Noise 0.60 V p-p Noise (0.1 Hz to 10 Hz, G = 10) EXCELLENT AC CHARACTERISTICS 800 khz Bandwidth (G = 10) 10 s Settling Time to G = V/ s Slew Rate APPLICATIONS Transducer Interface Low Cost Thermocouple Amplifier Industrial Process Controls Difference Amplifier Low Cost Data Acquisition Low Cost Instrumentation Amplifier AD622 CONNECTION DIAGRAM R G IN +IN V S AD R G +V S OUTPUT PRODUCT DESCRIPTION The AD622 is a low cost, moderately accurate instrumentation amplifier that requires only one external resistor to set any gain between 2 and 1,000. Or for a gain of 1, no external resistor is required. The AD622 is a complete difference or subtracter amplifier system while providing superior linearity and commonmode rejection by incorporating precision laser trimmed resistors. The AD622 replaces low cost, discrete, two or three op amp instrumentation amplifier designs and offers good commonmode rejection, superior linearity, temperature stability, reliability, and board area consumption. The low cost of the AD622 eliminates the need to design discrete instrumentation amplifiers to meet stringent cost targets. While providing a lower cost solution, it also provides performance and space improvements. REF REV. C Information furnished by Analog Devices is believed to be accurate and reliable. However, no responsibility is assumed by Analog Devices for its use, nor for any infringements of patents or other rights of third parties which may result from its use. No license is granted by implication or otherwise under any patent or patent rights of Analog Devices. One Technology Way, P.O. Box 9106, Norwood, MA , U.S.A. Tel: 781/ World Wide Web Site: Fax: 781/ Analog Devices, Inc., 1999

219 AD622 SPECIFICATIONS +25 C, V S = 15 V, and R L = 2 k unless otherwise noted) AD622 Model Conditions Min Typ Max Units GAIN G = 1 + (50.5 k/r G ) Gain Range Gain Error 1 V OUT = ± 10 V G = % G = % G = % G = % Nonlinearity, V OUT = ± 10 V G = R L = 10 kω 10 ppm G = R L = 2 kω 10 ppm Gain vs. Temperature Gain = 1 10 ppm/ C Gain > ppm/ C VOLTAGE OFFSET (Total RTI Error = V OSI + V OSO /G) Input Offset, V OSI V S = ± 5 V to ± 15 V µv Average TC V S = ± 5 V to ± 15 V 1.0 µv/ C Output Offset, V OSO V S = ± 5 V to ± 15 V µv Average TC V S = ± 5 V to ± 15 V 15 µv/ C Offset Referred to the Input vs. Supply (PSR) V S = ± 5 V to ± 15 V G = db G = db G = db G = db INPUT CURRENT Input Bias Current na Average TC 3.0 pa/ C Input Offset Current na Average TC 2.0 pa/ C INPUT Input Impedance Differential 10 2 GΩ pf Common-Mode 10 2 GΩ pf Input Voltage Range 2 V S = ± 2.6 V to ± 5 V V S V S 1.2 V Over Temperature V S V S 1.3 V V S = ± 5 V to ± 18 V V S V S 1.4 V Over Temperature V S V S 1.4 V Common-Mode Rejection Ratio DC to 60 Hz with 1 kω Source Imbalance V CM = 0 V to ± 10 V G = db G = db G = db G = db OUTPUT Output Swing R L = 10 kω, V S = ± 2.6 V to ± 5 V V S V S 1.2 V Over Temperature V S V S 1.3 V V S = ± 5 V to ± 18 V V S V S 1.4 V Over Temperature V S V S 1.5 V Short Current Circuit ± 18 ma 2 REV. C

220 AD622 Model Conditions Min Typ Max Units DYNAMIC RESPONSE Small Signal 3 db Bandwidth G = khz G = khz G = khz G = khz Slew Rate 1.2 V/µs Settling Time to 0.1% 10 V Step G = µs NOISE Voltage Noise, 1 khz Total RTI Noise = (e 2 ni ) + (e no / G)2 Input, Voltage Noise, e ni 12 nv/ Hz Output, Voltage Noise, e no 72 nv/ Hz RTI, 0.1 Hz to 10 Hz G = µv p-p G = µv p-p G = µv p-p Current Noise f = 1 khz 100 fa/ Hz 0.1 Hz to 10 Hz 10 pa p-p REFERENCE INPUT R IN 20 kω I IN V IN+, V REF = µa Voltage Range V S V S 1.6 V Gain to Output 1 ± POWER SUPPLY Operating Range 3 ± 2.6 ± 18 V Quiescent Current V S = ± 2.6 V to ± 18 V ma Over Temperature ma TEMPERATURE RANGE For Specified Performance 40 to +85 C NOTES 1 Does not include effects of external resistor R G. 2 One input grounded. G = 1. 3 This is defined as the same supply range that is used to specify PSR. Specifications subject to change without notice. AD622 REV. C 3

221 AD622 ABSOLUTE MAXIMUM RATINGS 1 Supply Voltage ± 18 V Internal Power Dissipation mw Input Voltage (Common Mode) ±V S Differential Input Voltage ± 25 V Output Short Circuit Duration Indefinite Storage Temperature Range (N, R) C to +125 C Operating Temperature Range AD622A C to +85 C Lead Temperature Range (Soldering 10 seconds) C NOTES 1 Stresses above those listed under Absolute Maximum Ratings may cause permanent damage to the device. This is a stress rating only; functional operation of the device at these or any other conditions above those indicated in the operational section of this specification is not implied. Exposure to absolute maximum rating conditions for extended periods may affect device reliability. 2 Specification is for device in free air: 8-Lead Plastic Package: θ JA = 95 C/Watt 8-Lead SOIC Package: θ JA = 155 C/Watt ORDERING GUIDE Temperature Package Model Range Option* AD622AN 40 C to +85 C N-8 AD622AR 40 C to +85 C SO-8 AD622AR-REEL 40 C to +85 C 13" Reel AD622AR-REEL7 40 C to +85 C 7" Reel *N = Plastic DIP, SO = Small Outline. CAUTION ESD (electrostatic discharge) sensitive device. Electrostatic charges as high as 4000 V readily accumulate on the human body and test equipment and can discharge without detection. Although the AD622 features proprietary ESD protection circuitry, permanent damage may occur on devices subjected to high energy electrostatic discharges. Therefore, proper ESD precautions are recommended to avoid performance degradation or loss of functionality. WARNING! ESD SENSITIVE DEVICE Typical Characteristics (@ +25 C, V S = 15 V, R L = 2 k, unless otherwise noted) SAMPLE SIZE = SAMPLE SIZE = 383 PERCENTAGE OF UNITS PERCENTAGE OF UNITS OUTPUT OFFSET VOLTAGE mv COMMON-MODE REJECTION RATIO db Figure 1. Typical Distribution of Output Offset Voltage Figure 2. Typical Distribution of Common-Mode Rejection 4 REV. C

222 AD622 Typical Characteristics +25 C, V S = 15 V, R L = 2 k, unless otherwise noted) G = 1000 INPUT OFFSET VOLTAGE V CMR db G = 100 G = 10 G = WARM-UP TIME Minutes Figure 3. Change in Input Offset Voltage vs. Warm-Up Time k 10k 100k 1M FREQUENCY Hz Figure 6. CMR vs. Frequency, RTI, Zero to 1 kω Source Imbalance VOLTAGE NOISE nv/ Hz GAIN = 1 GAIN = 100, 1,000 GAIN = 10 POSITIVE PSR db G = 1000 G = 100 G = 10 GAIN = 1000 BW LIMIT 40 G = k 10k 100k FREQUENCY Hz Figure 4. Voltage Noise Spectral Density vs. Frequency, (G = ) k 10k 100k 1M FREQUENCY Hz Figure 7a. Positive PSR vs. Frequency, RTI (G = ) CURRENT NOISE fa/ Hz FREQUENCY Hz NEGATIVE PSR db G = 1000 G = 100 G = 10 G = k 10k 100k 1M FREQUENCY Hz Figure 5. Current Noise Spectral Density vs. Frequency Figure 7b. Negative PSR vs. Frequency, RTI (G = ) REV. C 5

223 AD622 Typical Characteristics +25 C, V S = 15 V, R L = 2 k, unless otherwise noted) GAIN V/V SETTLING TIME s k 10k 100k 1M 10M FREQUENCY Hz GAIN Figure 8. Gain vs. Frequency Figure 11. Settling Time to 0.1% vs. Gain, for a 10 V Step 30 OUTPUT VOLTAGE SWING Volts p-p V S = 15V G = 10 ø % 10µV 2V k 10k LOAD RESISTANCE Figure 9. Output Voltage Swing vs. Load Resistance Figure 12. Gain Nonlinearity, G = 1, R L = 10 kω (20 µv = 2 ppm) INPUT 20V p-p 100k 0.1% 10k 0.01% 1k 10T 10k 0.1% V OUT SETTLING TIME s 10 5 TO 0.1% 11k 0.1% 1k 0.1% G= % G=1 G=100 G=10 +V S AD k OUTPUT STEP SIZE Volts Figure 10. Settling Time vs. Step Size (G = 1) V S Figure 13. Settling Time Test Circuit 6 REV. C

224 AD622 THEORY OF OPERATION The AD622 is a monolithic instrumentation amplifier based on a modification of the classic three op-amp approach. Absolute value trimming allows the user to program gain accurately (to 0.5% at G = 100) with only one resistor. Monolithic construction and laser wafer trimming allow the tight matching and tracking of circuit components, thus insuring its performance. The input transistors Q1 and Q2 provide a single differentialpair bipolar input for high precision. Feedback through the Q1-A1-R1 loop and the Q2-A2-R2 loop maintains constant collector current of the input devices Q1, Q2 thereby impressing the input voltage across the external gain-setting resistor R G. This creates a differential gain from the inputs to the A1/A2 outputs given by G = (R1 + R2)/R G + 1. The unity-gain subtracter A3 removes any common-mode signal, yielding a single-ended output referred to the REF pin potential. The value of R G also determines the transconductance of the preamp stage. As R G is reduced for larger gains, the transconductance increases asymptotically to that of the input transistors. This has three important advantages: (a) Open-loop gain is boosted for increasing programmed gain, thus reducing gainrelated errors. (b) The gain-bandwidth product (determined by C1, C2 and the preamp transconductance) increases with programmed gain, thus optimizing frequency response. (c) The input voltage noise is reduced to a value of 12 nv/ Hz, determined mainly by the collector current and base resistance of the input devices. The internal gain resistors, R1 and R2, are trimmed to an absolute value of kω, allowing the gain to be programmed accurately with a single external resistor. Make vs. Buy: A Typical Application Error Budget The AD622 offers a cost and performance advantages over discrete two op-amp instrumentation amplifier designs along with smaller size and less components. In a typical application shown in Figure 14, a gain of 10 is required to receive and amplify a 0 20 ma signal from the AD694 current transmitter. The current is converted to a voltage in a 50 Ω shunt. In applications where transmission is over long distances, line impedance can be significant so that differential voltage measurement is essential. Where there is no connection between the ground returns of transmitter and receiver, there must be a dc path from each input to ground, implemented in this case using two 1 kω resistors. The error budget detailed in Table I shows how to calculate the effect various error sources have on circuit accuracy. The AD622 provides greater accuracy at lower cost. The higher cost of the homebrew circuit is dominated in this case by the matched resistor network. One could also realize a homebrew design using cheaper discrete resistors which would be either trimmed or hand selected to give high common-mode rejection. This level of common-mode rejection would however degrade significantly over temperature due to the drift mismatch of the discrete resistors. Note that for the homebrew circuit, the LT1013 specification for noise has been multiplied by 2. This is because a two opamp type instrumentation amplifier has two op amps at its inputs, both contributing to the overall noise. 1/2 LT1013 AD mA TRANSMITTER R L mA R L k 1k R G 5.62k AD622 REFERENCE V IN 1k 1k 1/2 LT1013 9k * 1k * 1k * 9k * *0.1% RESISTOR MATCH, 50ppm/ C TRACKING 0 20 ma Current Loop with 50 Ω Shunt Impedance AD622 Monolithic Instrumentation Amplifier, G = Figure 14. Make vs. Buy Homebrew In Amp, G = 10 REV. C 7

225 AD622 Table I. Make vs. Buy Error Budget Total Error Total Error in ppm in ppm AD622 Circuit Homebrew Circuit Relative to 1 V FS Relative to 1 V FS Error Source Calculation Calculation AD622 Homebrew ABSOLUTE ACCURACY at T A = +25 C Total RTI Offset Voltage, µv 250 µv µv/ µv Input Offset Current, na 2.5 na 1kΩ 15 na 1 kω CMR, db 86 db 50 ppm 0.5 V (0.1% Match 0.5 V)/10 V Total Absolute Error DRIFT TO +85 C Gain Drift, ppm/ C (50 ppm + 5 ppm) 60 C (50 ppm)/ C 60 C Total RTI Offset Voltage, µv/ C (2 µv/ C + 15 µv/ C/10) 60 C 9 µv/ C 2 60 C Input Offset Current, pa/ C 2 pa/ C 1kΩ 60 C 155 pa/ C 1kΩ 60 C Total Drift Error RESOLUTION Gain Nonlinearity, ppm of Full Scale 10 ppm 20 ppm Typ 0.1 Hz 10 Hz Voltage Noise, µv p-p 0.6 µv p-p 0.55 µv p-p Total Resolution Error Grand Total Error GAIN SELECTION The AD622 s gain is resistor programmed by R G, or more precisely, by whatever impedance appears between Pins 1 and 8. The AD622 is designed to offer gains as close as possible to popular integer values using standard 1% resistors. Table II shows required values of R G for various gains. Note that for G = 1, the R G pins are unconnected (R G = ). For any arbitrary gain R G can be calculated by using the formula R G = 50.5 kω G 1 To minimize gain error avoid high parasitic resistance in series with R G, and to minimize gain drift, R G should have a low TC less than 10 ppm/ C for the best performance. Table II. Required Values of Gain Resistors Desired 1% Std Table Calculated Gain Value of R G, Gain k k k k k k k REV. C

226 AD622 INPUT AND OUTPUT OFFSET VOLTAGE The low errors of the AD622 are attributed to two sources, input and output errors. The output error is divided by G when referred to the input. In practice, the input errors dominate at high gains and the output errors dominate at low gains. The total V OS for a given gain is calculated as: Total Error RTI = input error + (output error/g) Total Error RTO = (input error G) + output error REFERENCE TERMINAL The reference terminal potential defines the zero output voltage and is especially useful when the load does not share a precise ground with the rest of the system. It provides a direct means of injecting a precise offset to the output, with an allowable range of 2 V within the supply voltages. Parasitic resistance should be kept to a minimum for optimum CMR. INPUT PROTECTION The AD622 features 400 Ω of series thin film resistance at its inputs, and will safely withstand input overloads of up to ± 25 V or ± 60 ma for up to an hour. This is true for all gains and power on and off, which is particularly important since the signal source and amplifier may be powered separately. For continuous input overload, the current should not exceed 6 ma (I IN V IN /400 Ω). For input overloads beyond the supplies, clamping the inputs to the supplies (using a diode such as an IN4148) will reduce the required resistance, yielding lower noise. RF INTERFERENCE The circuit of Figure 15 is recommended for AD622 series inamps and provides good RFI suppression at the expense of reducing the (differential) bandwidth. In addition, this RC input network also provides additional input overload protection (see input protection section). Resistors R1 and R2 were selected to be high enough in value to isolate the circuit s input from capacitors C1 C3, but without significantly increasing the circuit s noise. IN +IN R1 4.02k 1% C F R2 4.02k 1% C1 1000pF 5% C2 1000pF 5% 3 R G 1 LOCATE C1 C3 AS CLOSE TO THE INPUT PINS AS POSSIBLE 8 2 +V S 0.33 F 0.33 F 4 V S 7 AD F F 6 V OUT Figure 15. RFI Suppression Circuit for AD622 Series In-Amps R1/R2 and C1/C2 form a bridge circuit whose output appears across the in-amp s input pins. Any mismatch between the C1/ R1 and C2/R2 time constant will unbalance the bridge and reduce common-mode rejection. C3 insures that any RF signals are common mode (the same on both in-amp inputs) and are not applied differentially. This low pass network has a 3 db BW equal to: 1/(2π (R1 + R2) (C3 + C1 + C2)). Using a C3 value of µf as shown, the 3 db signal BW of this circuit is approximately 400 Hz. When operating at a gain of 1000, the typical dc offset shift over a frequency range of 1 Hz to 20 MHz will be less than 1.5 µv RTI and the circuit s RF signal rejection will be better than 71 db. At a gain of 100, the dc offset shift is well below 1 mv RTI and RF rejection better than 70 db. The 3 db signal bandwidth of this circuit may be increased to 900 Hz by reducing resistors R1 and R2 to 2.2 kω. The performance is similar to that using 4 kω resistors, except that the circuitry preceding the in-amp must drive a lower impedance load. This circuit should be built using a PC board with a ground plane on both sides. All component leads should be made as short as possible. Resistors R1 and R2 can be common 1% metal film units but capacitors C1 and C2 need to be ± 5% tolerance devices to avoid degrading the circuit s common-mode rejection. Either the traditional 5% silver micas, miniature size micas, or the new Panasonic ± 2% PPS film capacitors are recommended. REV. C 9

227 AD622 GROUNDING Since the AD622 output voltage is developed with respect to the potential on the reference terminal, it can solve many grounding problems by simply tying the REF pin to the appropriate local ground. The REF pin should however be tied to a low impedance point for optimal CMR. The use of ground planes is recommended to minimize the impedance of ground returns (and hence the size of dc errors). In order to isolate low level analog signals from a noisy digital environment, many data-acquisition components have separate analog and digital ground returns (Figure 16). All ground pins from mixed signal components such as analog to digital converters should be returned through the high quality analog ground plane. Maximum isolation between analog and digital is achieved by connecting the ground planes back at the supplies. The digital return currents from the ADC which flow in the analog ground plane will in general have a negligible effect on noise performance. GROUND RETURNS FOR INPUT BIAS CURRENTS Input bias currents are those currents necessary to bias the input transistors of an amplifier. There must be a direct return path for these currents; therefore when amplifying floating input sources such as transformers, or ac-coupled sources, there must be a dc path from each input to ground as shown in Figure 17. Refer to the Instrumentation Amplifier Application Guide (free from Analog Devices) for more information regarding in amp applications. INPUT R G +INPUT V S 7 AD622 V S 5 6 REFERENCE LOAD V OUT TO POWER SUPPLY GROUND ANALOG P.S. +5V 5V C DIGITAL P.S. C +5V Figure 17a. Ground Returns for Bias Currents with Transformer Coupled Inputs 0.1 F 0.1 F 0.1 F V DD AGND DGND V DD GND 12 AD622 V IN 1 AD PROCESSOR V IN 2 Figure 16. Basic Grounding Practice INPUT R G +INPUT V S 7 AD622 V S 5 6 REFERENCE LOAD V OUT TO POWER SUPPLY GROUND Figure 17b. Ground Returns for Bias Currents with Thermocouple Inputs INPUT +V S R G AD622 V OUT LOAD +INPUT REFERENCE 100k 100k V S TO POWER SUPPLY GROUND Figure 17c. Ground Returns for Bias Currents with AC Coupled Inputs 10 REV. C

228 AD622 OUTLINE DIMENSIONS Dimensions shown in inches and (mm). Plastic DIP (N-8) Package (5.33) MAX (4.06) (2.93) (10.92) (8.84) (0.558) (0.356) PIN (7.11) (6.10) (1.52) (0.38) (1.77) (2.54) (1.15) BSC (3.30) MIN SEATING PLANE (8.25) (7.62) (0.381) (0.204) (4.95) (2.93) C2118c 0 4/99 SOIC (SO-8) Package (5.00) (4.80) (4.00) (3.80) (6.20) (5.80) PIN (0.25) (0.10) (1.75) (1.35) (0.50) (0.25) x 45 SEATING PLANE (0.49) (1.27) (0.35) BSC (0.25) (0.19) (1.27) (0.41) PRINTED IN U.S.A. REV. C 11

229 This datasheet has been download from: Datasheets for electronics components.

230 PD IRFP254N HEXFET Power MOSFET l l l l l l l Advanced Process Technology Dynamic dv/dt Rating 175 C Operating Temperature Fast Switching Fully Avalanche Rated Ease of Paralleling Simple Drive Requirements G D S V DSS = 250V R DS(on) = 125mΩ I D = 23A Description Fifth Generation HEXFETs from International Rectifier utilize advanced processing techniques to achieve extremely low on-resistance per silicon area. This benefit, combined with the fast switching speed and ruggedized device design that HEXFET Power MOSFETs are well known for, provides the designer with an extremely efficient and reliable device for use in a wide variety of applications. The TO-247 package is preferred for commercial-industrial applications where higher power levels preclude the use of TO-220 devices. The TO-247 is similar but superior to the earlier TO-218 package because of its isolated mounting hole. TO-247AC Absolute Maximum Ratings Parameter Max. Units I T C = 25 C Continuous Drain Current, V 10V 23 I T C = 100 C Continuous Drain Current, V 10V 16 A I DM Pulsed Drain Current 92 P C = 25 C Power Dissipation 220 W Linear Derating Factor 1.5 W/ C V GS Gate-to-Source Voltage ± 20 V E AS Single Pulse Avalanche Energy 300 mj I AR Avalanche Current 14 A E AR Repetitive Avalanche Energy 22 mj dv/dt Peak Diode Recovery dv/dt ƒ 7.4 V/ns T J Operating Junction and -55 to T STG Storage Temperature Range C Soldering Temperature, for 10 seconds 300 (1.6mm from case ) Mounting torque, 6-32 or M3 srew 10 lbf in (1.1N m) Thermal Resistance Parameter Typ. Max. Units R θjc Junction-to-Case 0.68 R θcs Case-to-Sink, Flat, Greased Surface 0.24 C/W R θja Junction-to-Ambient /20/01

231 IRFP254N Electrical T J = 25 C (unless otherwise specified) Parameter Min. Typ. Max. Units Conditions V (BR)DSS Drain-to-Source Breakdown Voltage 250 V V GS = 0V, I D = 250µA V (BR)DSS / T J Breakdown Voltage Temp. Coefficient 0.33 V/ C Reference to 25 C, I D = 1mA R DS(on) Static Drain-to-Source On-Resistance 125 mω V GS = 10V, I D = 14A V GS(th) Gate Threshold Voltage V V DS = V GS, I D = 250µA g fs Forward Transconductance 15 S V DS = 25V, I D = 14A I DSS Drain-to-Source Leakage Current 25 V DS = 250V, V GS = 0V µa 250 V DS = 200V, V GS = 0V, T J = 150 C I GSS Gate-to-Source Forward Leakage 100 V GS = 20V na Gate-to-Source Reverse Leakage -100 V GS = -20V Q g Total Gate Charge 100 I D = 14A Q gs Gate-to-Source Charge 17 nc V DS = 200V Q gd Gate-to-Drain ("Miller") Charge 44 V GS = 10V, See Fig. 6 and 13 t d(on) Turn-On Delay Time 14 V DD = 125V t r Rise Time 34 I D = 14A ns t d(off) Turn-Off Delay Time 37 R G = 3.6Ω t f Fall Time 29 V GS = 10V, See Fig. 10 Between lead, L D Internal Drain Inductance 5.0 6mm (0.25in.) nh G from package L S Internal Source Inductance 13 and center of die contact C iss Input Capacitance 2040 V GS = 0V C oss Output Capacitance 260 V DS = 25V C rss Reverse Transfer Capacitance 62 pf ƒ = 1.0MHz, See Fig. 5 D S Source-Drain Ratings and Characteristics Parameter Min. Typ. Max. Units Conditions D I S Continuous Source Current MOSFET symbol 23 (Body Diode) showing the A G I SM Pulsed Source Current integral reverse 92 (Body Diode) p-n junction diode. S V SD Diode Forward Voltage 1.3 V T J = 25 C, I S = 14A, V GS = 0V t rr Reverse Recovery Time ns T J = 25 C, I F = 14A Q rr Reverse Recovery Charge µc di/dt = 100A/µs t on Forward Turn-On Time Intrinsic turn-on time is negligible (turn-on is dominated by L S +L D ) Notes: Repetitive rating; pulse width limited by max. junction temperature. (See fig. 11) Starting T J = 25 C, L = 3.1mH R G = 25Ω, I AS = 14A,V GS =10V ƒ I SD 14A, di/dt 460A/µs, V DD V (BR)DSS, T J 175 C Pulse width 400µs; duty cycle 2%. 2

232 IRFP254N I D, Drain-to-Source Current (A) VGS TOP 15V 10V 8.0V 7.0V 6.0V 5.5V 5.0V BOTTOM 4.5V 4.5V I D, Drain-to-Source Current (A) VGS TOP 15V 10V 8.0V 7.0V 6.0V 5.5V 5.0V BOTTOM 4.5V 4.5V 20µs PULSE WIDTH T J = 25 C V DS, Drain-to-Source Voltage (V) 20µs PULSE WIDTH T J = 175 C V DS, Drain-to-Source Voltage (V) Fig 1. Typical Output Characteristics Fig 2. Typical Output Characteristics I D, Drain-to-Source Current (A) T = 175 J C T J = 25 C V DS= 50V 20µs PULSE WIDTH V GS, Gate-to-Source Voltage (V) R DS(on), Drain-to-Source On Resistance (Normalized) 4.0 I D = 23A V GS = 10V T J, Junction Temperature ( C) Fig 3. Typical Transfer Characteristics Fig 4. Normalized On-Resistance Vs. Temperature 3

233 I D, Drain-to-Source Current (A) C, Capacitance(pF) IRFP254N Ciss Coss Crss V GS = 0V, f = 1 MHZ C iss = C gs + C gd, C ds SHORTED C rss = C gd C oss = C ds + C gd V DS, Drain-to-Source Voltage (V) V GS, Gate-to-Source Voltage (V) I = D 14A V DS = 200V V DS = 125V V DS = 50V FOR TEST CIRCUIT SEE FIGURE Q G, Total Gate Charge (nc) Fig 5. Typical Capacitance Vs. Drain-to-Source Voltage Fig 6. Typical Gate Charge Vs. Gate-to-Source Voltage I SD, Reverse Drain Current (A) T J = 175 C T J = 25 C V GS = 0 V V SD,Source-to-Drain Voltage (V) Tc = 25 C Tj = 175 C Single Pulse OPERATION IN THIS AREA LIMITED BY R DS (on) 100µsec 1msec 10msec V DS, Drain-toSource Voltage (V) Fig 7. Typical Source-Drain Diode Forward Voltage Fig 8. Maximum Safe Operating Area 4

234 IRFP254N 25 V DS R D I D, Drain Current (A) T C, Case Temperature ( C) Fig 9. Maximum Drain Current Vs. Case Temperature V DS 90% R G V GS V GS Pulse Width 1 µs Duty Factor 0.1 % D.U.T. Fig 10a. Switching Time Test Circuit 10% V GS t d(on) t r t d(off) t f Fig 10b. Switching Time Waveforms + - V DD 1 Thermal Response (Z thjc ) 0.1 D = SINGLE PULSE (THERMAL RESPONSE) Notes: 1. Duty factor D = t 1 / t 2 2. Peak T J = P DM x Z thjc + TC t 1, Rectangular Pulse Duration (sec) PDM t1 t2 Fig 11. Maximum Effective Transient Thermal Impedance, Junction-to-Case 5

235 IRFP254N R G V DS 20V V GS tp Fig 12a. Unclamped Inductive Test Circuit tp L D.U.T IAS 0.01Ω 15V DRIVER + - V (BR)DSS V DD A E AS, Single Pulse Avalanche Energy (mj) TOP BOTTOM I D 5.6A 9.8A 14A Starting T, Junction Temperature ( J C) Fig 12c. Maximum Avalanche Energy Vs. Drain Current I AS Fig 12b. Unclamped Inductive Waveforms Current Regulator Same Type as D.U.T. 50KΩ Q G 12V.2µF.3µF V GS Q GS Q GD D.U.T. + V - DS V GS V G 3mA Charge Fig 13a. Basic Gate Charge Waveform I G I D Current Sampling Resistors Fig 13b. Gate Charge Test Circuit 6

236 IRFP254N Peak Diode Recovery dv/dt Test Circuit D.U.T* + ƒ - Circuit Layout Considerations Low Stray Inductance Ground Plane Low Leakage Inductance Current Transformer V GS R G dv/dt controlled by R G I SD controlled by Duty Factor "D" D.U.T. - Device Under Test + - V DD * Reverse Polarity of D.U.T for P-Channel Driver Gate Drive Period P.W. D = P.W. Period [ V GS =10V ] *** D.U.T. I SD Waveform Reverse Recovery Current Re-Applied Voltage Body Diode Forward Current di/dt D.U.T. V DS Waveform Diode Recovery dv/dt Inductor Curent Body Diode Ripple 5% Forward Drop [ V DD ] [ ] I SD *** V GS = 5.0V for Logic Level and 3V Drive Devices Fig 14. For N-channel HEXFET power MOSFETs 7

237 IRFP254N TO-247AC Package Outline Dimensions are shown in millimeters (inches) (.626) (.602) - B - - A (.143) 3.55 (.140) 0.25 (.010) M 5.50 (.217) D B M - D (.209) 4.70 (.185) 2.50 (.089) 1.50 (.059) (.800) (.775) (.583) (.559) X - C (.170) 3.70 (.145) 5.50 (.217) 4.50 (.177) NOTES: 1 DIMENSIONING & TOLERANCING PER ANSI Y14.5M, CONTROLLING DIMENSION : INCH. 3 CONFORMS TO JEDEC OUTLINE TO-247-AC (.094) 2.00 (.079) 2X 5.45 (.215) 2X 1.40 (.056) 3X 1.00 (.039) 0.25 (.010) M C A S 3.40 (.133) 3.00 (.118) 3X 0.80 (.031) 0.40 (.016) 2.60 (.102) 2.20 (.087) LEAD ASSIGNMENTS 1 - GATE 2 - DRAIN 3 - SOURCE 4 - DRAIN TO-247AC Part Marking Information EXAMPLE: THIS IS AN IRFPE30 WIT H AS S E MBLY LOT CODE 5657 ASSEMBLED ON WW 35, 2000 IN THE ASS EMBLY LINE "H" INTERNATIONAL RECTIFIER LOGO AS S E MB L Y LOT CODE IRFPE30 035H PART NUMBER DATE CODE YEAR 0 = 2000 WEEK 35 LINE H Data and specifications subject to change without notice. This product has been designed and qualified for the Industrial market. Qualification Standards can be found on IR s Web site. IR WORLD HEADQUARTERS: 233 Kansas St., El Segundo, California 90245, USA Tel: (310) TAC Fax: (310) Visit us at for sales contact information. 7/01 8

238 This datasheet has been download from: Datasheets for electronics components.

239 Current Transducer LAH 25-NP For the electronic measurement of currents : DC, AC, pulsed..., with a galvanic isolation between the primary circuit (high power) and the secondary circuit (electronic circuit). I PN = A Electrical data I PN Primary nominal r.m.s. current 25 At I P Primary current, measuring range 1) At R M Measuring T A = 70 C T A = 85 C R M min R M max R M min R M max with ± 12 I PN [± At DC ] Ω I PN [At RMS ] Ω with ± 15 I PN [± At DC ] Ω I PN [At RMS ] Ω I P < I PN I SN Secondary nominal r.m.s. current 25 ma K N Conversion ratio : 1000 V C Supply voltage (± 5 %) ± V I C Current consumption 10 (@ ± 15V) + I S ma V d R.m.s. voltage for AC isolation test, 50/60 Hz, 1 mn 5 kv V b R.m.s. rated voltage 4) 600 V Accuracy - Dynamic performance data X Accuracy I PN, T A = 25 C ± 0.3 % e L Linearity < 0.2 % Typ Max I O Offset T A = 25 C ± 0.15 ma I OM Residual I P = 0, after an overload of 5 x I PN ± 0.20 ± 0.25 ma I OT Thermal drift of I O 0 C C ± 0.10 ± 0.60 ma - 25 C C ± 0.10 ± 0.70 ma t r a Reaction 10 % of I PN < 200 ns t r Response time 90 % of I PN < 500 ns di/dt di/dt accurately followed > 200 A/µs f Frequency bandwidth (- 1 db) DC khz General data T A Ambient operating temperature C T S Ambient storage temperature C R S Secondary coil T A = 70 C 99 T A = 85 C 104 Ω m Mass 20 g Standards 7) EN Notes : 1)During 10 s, with R M 109 Ω (V C = ± 15 V) - 2) 50 Hz Sinusoidal - 3) The measuring resistance R M min may be lower (see "LAH Technical Information" leaflet) - 4) Pollution class 2, cat. III - 5) Without I O & I OM - 6) With a di/dt of 100 A/µs - 7) A list of corresponding tests is available. Features Closed loop (compensated) multirange current transducer using the Hall effect Printed circuit board mounting Insulated plastic case recognized according to UL 94-V0. Advantages Excellent accuracy Very good linearity Low temperature drift Optimized response time Wide frequency bandwidth No insertion losses High immunity to external interference Current overload capability. Applications AC variable speed drives and servo motor drives Static converters for DC motor drives Battery supplied applications Uninterruptible Power Supplies (UPS) Switched Mode Power Supplies (SMPS) Power supplies for welding applications /3 LEM Components