ΔΙΠΛΩΜΑΤΙΚΗ ΕΡΓΑΣΙΑ. του Φοιτητή του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστημίου Πατρών

Transcript

1 ΠΑΝΕΠΙΣΤΗΜΙΟ ΠΑΤΡΩΝ ΤΜΗΜΑ ΗΛΕΚΤΡΟΛΟΓΩΝ ΜΗΧΑΝΙΚΩΝ ΚΑΙ ΤΕΧΝΟΛΟΓΙΑΣ ΥΠΟΛΟΓΙΣΤΩΝ ΤΟΜΕΑΣ ΣΥΣΤΗΜΑΤΩΝ ΗΛΕΚΤΡΙΚΗΣ ΕΝΕΡΓΕΙΑΣ ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΟ ΗΛΕΚΤΡΟΜΗΧΑΝΙΚΗΣ ΜΕΤΑΤΡΟΠΗΣ ΕΝΕΡΓΕΙΑΣ ΔΙΠΛΩΜΑΤΙΚΗ ΕΡΓΑΣΙΑ του Φοιτητή του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστημίου Πατρών ΑΝΔΡΕΑ ΗΛΙΑ ΧΑΡΜΠΙΛΑ Α.Μ.: ΜΕΛΕΤΗ ΚΑΙ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΜΟΝΟΦΑΣΙΚΟΥ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑ Η5 ΓΙΑ ΤΗ ΔΙΑΣΥΝΔΕΣΗ ΦΩΤΟΒΟΛΤΑΪΚΟΥ ΣΥΣΤΗΜΑΤΟΣ ΜΕ ΤΟ ΔΙΚΤΥΟ ΕΝΑΛΛΑΣΣΟΜΕΝΗΣ ΤΑΣΗΣ Επιβλέπων: Δρ.-Μηχ. Εμμανουήλ Τατάκης, Καθηγητής Ν ο /2017 Πάτρα, Ιούλιος 2017

2 Πανεπιστήμιο Πατρών, Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών Ανδρέας Χαρμπίλας 2017 Με την επιφύλαξη παντός δικαιώματος Το σύνολο της εργασίας αποτελεί πρωτότυπο έργο, παραχθέν από τον Ανδρέα Χαρμπίλα και δεν παραβιάζει δικαιώματα τρίτων καθ οιονδήποτε τρόπο. Υλικό που περιέχεται στην εργασία, το οποίο δεν έχει παραχθεί από τον ίδιο, είναι ευδιάκριτο και αναφέρεται ρητώς εντός του κειμένου της εργασίας ως προϊόν εργασίας τρίτου, σημειώνοντας με παρομοίως σαφή τρόπο τα στοιχεία ταυτοποίησής του, ενώ παράλληλα βεβαιώνεται πως στην περίπτωση χρήσης αυτούσιων γραφικών αναπαραστάσεων, εικόνων, γραφημάτων κλπ., ο συγγραφέας έχει λάβει τη χωρίς περιορισμούς άδεια του κατόχου των πνευματικών δικαιωμάτων για τη συμπερίληψη και επακόλουθη δημοσίευση του υλικού αυτού.

3 ΠΙΣΤΟΠΟΙΗΣΗ Πιστοποιείται ότι η διπλωματική εργασία με θέμα: "ΜΕΛΕΤΗ ΚΑΙ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΜΟΝΟΦΑΣΙΚΟΥ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑ Η5 ΓΙΑ ΤΗ ΔΙΑΣΥΝΔΕΣΗ ΦΩΤΟΒΟΛΤΑΪΚΟΥ ΣΥΣΤΗΜΑΤΟΣ ΜΕ ΤΟ ΔΙΚΤΥΟ ΕΝΑΛΛΑΣΣΟΜΕΝΗΣ ΤΑΣΗΣ" του φοιτητή του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστημίου Πατρών: ΑΝΔΡΕΑ ΗΛΙΑ ΧΑΡΜΠΙΛΑ (Α.Μ ) Παρουσιάστηκε δημόσια και εξετάστηκε στο Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών στις 19/07/2017 Ο Επιβλέπων Ο Διευθυντής του Τομέα Εμμανουήλ Τατάκης Καθηγητής Αντώνιος Αλεξανδρίδης Καθηγητής

4

5 Αριθμός Διπλωματικής Εργασίας: /2017 (γραμματείας) ΤΙΤΛΟΣ: "ΜΕΛΕΤΗ ΚΑΙ ΚΑΤΑΣΚΥΗ ΜΟΝΟΦΑΣΙΚΟΥ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑ Η5 ΓΙΑ ΤΗ ΔΙΑΣΥΝΔΕΣΗ ΦΩΤΟΒΟΛΤΑΪΚΟΥ ΣΥΣΤΗΜΑΤΟΣ ΜΕ ΤΟ ΔΙΚΤΥΟ ΕΝΑΛΛΑΣΣΟΜΕΝΗΣ ΤΑΣΗΣ" Φοιτητής: Επιβλέπων: Χαρμπίλας Ανδρέας του Ηλία Δρ.-Μηχ. Εμμανουήλ Τατάκης, Καθηγητής Περίληψη Η παρούσα διπλωματική εργασία πραγματεύεται τη μελέτη και κατασκευή του μονοφασικού αντιστροφέα Η5, ο οποίος χρησιμοποιείται ευρέως σε τοπολογίες αντιστροφέων χωρίς μετασχηματιστή, για τη διασύνδεση φωτοβολταϊκών πλαισίων με το δίκτυο χαμηλής τάσης. Η εκπόνηση της εργασίας πραγματοποιήθηκε στο Εργαστήριο Ηλεκτρομηχανικής Μετατροπής Ενέργειας του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών του Πανεπιστημίου Πατρών. Σκοπός της διπλωματικής αυτής εργασίας είναι να μελετηθεί και να κατανοηθεί η λειτουργία του αντιστροφέα μέσω της θεωρητικής ανάλυσής του. Μέσω της ανάλυσης αυτής αποσκοπούμε στην κατανόηση των χαρακτηριστικών εκείνων που κάνουν τον αντιστροφέα αυτόν να προτιμάται σε σχέση με άλλους μονοφασικούς αντιστροφείς. Αρχικά, γίνεται μια σύντομη παρουσίαση του ενεργειακού προβλήματος το οποίο έστρεψε την ανθρωπότητα προς τις ανανεώσιμες πηγές ενέργειας και ακολουθεί η περιγραφή των τρόπων εκμετάλλευσης της ηλιακής ενέργειας. Επίσης περιγράφονται τα φωτοβολταϊκά συστήματα και οι τρόποι διασύνδεσής τους με το δίκτυο χαμηλής τάσης. Ακολούθως, γίνεται η θεωρητική ανάλυση και η προσομοίωση της λειτουργίας του μονοφασικού αντιστροφέα Η5 για διάφορες μεθόδους φόρτισης αλλά και για τη σύνδεσή του με το δίκτυο. Τέλος, περιγράφεται η διάταξη που κατασκευάστηκε μαζί με τα στοιχεία που χρησιμοποιήθηκαν, καθώς και το πρόγραμμα για τη λειτουργία του μικροελεγκτή, τα οποία συνοδεύονται από τις παλμογραφήσεις και τις μετρήσεις που λήφθηκαν στο πλαίσιο των πειραμάτων που έγιναν στο εργαστήριο.

6

7 ΠΡΟΛΟΓΟΣ Η διπλωματική αυτή εργασία εκπονήθηκε στο Εργαστήριο Ηλεκτρομηχανικής Μετατροπής Ενέργειας του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών του Πανεπιστημίου Πατρών. Αντικείμενο της εργασίας αποτέλεσε η μελέτη και κατασκευή του μονοφασικού αντιστροφέα Η5. Αρχικά, στο κεφάλαιο 1 γίνεται η παρουσίαση του ενεργειαού προβλήματος, το οποίο αποτέλεσε την αφετηρία για τη μελέτη σε βάθος των ανανεώσιμων πηγών ενέργειας, ενώ παράλληλα γίνεται μια σύντομη περιγραφή μερικών από τις πιο χαρακτηριστικές ανανεώσιμες πηγές ενέργειας. Το κεφάλαιο αυτό ολοκληρώνεται με μια σύντομη περιγραφή του αντιστροφέα που κατασκευάστηκε. Στο κεφάλαιο 2 γίνεται η παρουσίαση των μεθόδων εκμετάλλευσης της ηλιακής ενέργειας για την απευθείας μετατροπή αυτής σε ηλεκτρική ενέργεια, ενώ αναφορά επίσης γίνεται στα φωτοβολταϊκά συστήματα και τις μεθόδους διασύνδεσής τους με το δίκτυο χαμηλής τάσης. Στο κεφάλαιο 3 γίνεται η θεωρητική ανάλυση της λειτουργίας του συγκεκριμένου αντιστροφέα. Στο κεφάλαιο αυτό γίνεται, επίσης, παρουσίαση της μεθόδου παλμοδότησης με ημιτονοειδή διαμόρφωση παλμών ενός μονοφασικού αντιστροφέα πλήρους γέφυρας. Στο κεφάλαιο 4 παρουσιάζονται οι προσομοιώσεις που πραγματοποιήθηκαν για τη λειτουργία του αντιστροφέα Η5 μέσω των οποίων, μπορούμε να κατανοήσουμε καλύτερα τη λειτουργία του αντιστροφέα. Στο κεφάλαιο 5 γίνεται η παρουσίαση της διάταξης που κατασκευάστηκε στα πλαίσια αυτής της διπλωματικής, η οποία συνοδεύεται από την παρουσίαση των στοιχείων εκείνων που χρησιμοποιήθηκαν για την κατασκευή της διάταξης. Στο κεφάλαιο 6 περιγράφεται ο μικροελεγκτής που χρησιμοποιήθηκε, ενώ επίσης γίνεται η επεξήγηση του κώδικα ο οποίος χρησιμοποιήθηκε για τον προγραμματισμό του μικροελεγκτή αυτού. Στο κεφάλαιο 7 παρουσιάζονται τα αποτελέσματα των πειραματικών μετρήσεων που πραγματοποιήθηκαν για το συγκεκριμένο αντιστροφέα. Στα πειράματα αυτά ο αντιστροφέας χρησιμοποιήθηκε αρχικά σε διάταξη πλήρους γέφυρας, ώστε να γίνει σύγκριση των δύο τοπολογιών.

8 Τέλος, γίνεται η καταγραφή της βιβλιογραφίας που χρησιμοποιήθηκε, ενώ στα παραρτήματα ενσωματώνονται τα φυλλάδια των κατασκευαστών των βασικότερων στοιχείων που χρησιμοποιήθηκαν στη διάταξη, το σχέδιο της πλακέτας που υλοποιήθηκε καθώς και ο αναλυτικός κώδικας του προγράμματος του μικροελεγκτή. Ευχαριστίες Στο σημείο αυτό θα ήθελα να ευχαριστήσω τον Καθηγητή και επιβλέποντα της διπλωματικής μου εργασίας κ. Εμμανουήλ Τατάκη για τη συνολική του αρωγή κατά τη διάρκεια εκπόνησης της διπλωματικής αυτής εργασίας. Το ενδιαφέρον του για την πρόοδο της εργασίας, οι πολλές ώρες που δαπάνησε για την επίλυση αποριών και το τεράστιο γνωστικό του επίπεδο πάνω στα Ηλεκτρονικά Ισχύος είχαν τεράστια συμβολή για την ολοκλήρωση της εργασίας αυτής. Επίσης, θα ήθελα να ευχαριστήσω τον Επίκουρο Καθηγητή κ. Επαμεινώνδα Μητρονίκα, ο οποίος με τις γνώσεις του για θέματα προγραμματισμού με βοήθησε σημαντικά να ξεπεράσω διάφορα προβλήματα που προέκυψαν κατά το στάδιο προγραμματισμού του μικροελεγκτή. Επιπρόσθετα, θα ήθελα να ευχαριστήσω θερμά τους υποψήφιους διδάκτορες κ. Κωνσταντίνο Ζαοσκούφη, κ. Στυλιανό Συρίγο και κ. Δημήτριο Παπαθανασόπουλο, οι οποίοι με βοήθησαν σημαντικά προσφέροντάς μου απλόχερα τις γνώσεις και την εμπειρία τους, όποτε ζήτησα τη βοήθειά τους. Θα ήθελα επίσης να ευχαριστήσω όλους τους προπτυχιακούς φοιτητές με τους οποίους συνεργαστήκαμε άψογα κατά τη διάρκεια της παραμονής μου στο εργαστήριο. Τέλος, θα ήθελα να αφιερώσω αυτή τη διπλωματική εργασία στον πατέρα μου, τον οποίο δυστυχώς χάσαμε πρόωρα και αποτελεί πάντα πρότυπο για μένα και στη μητέρα μου για όλη της την υπομονή και όλη τη βοήθεια που μου παρείχε κατά τη διάρκεια της φοίτησής μου.

9 ΠΙΝΑΚΑΣ ΠΕΡΙΕΧΟΜΕΝΩΝ ΚΕΦΑΛΑΙΟ 1 Εισαγωγή 1.1 Ενεργειακό πρόβλημα-συμβατικές πηγές ενέργειας Ανανεώσιμες πηγές ενέργειας Στόχος της διπλωματικής εργασίας... 7 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 2 Η ηλιακή ενέργεια 2.1 Το φωτοβολταϊκό φαινόμενο-ιστορική αναδρομή Φωτοβολταϊκά συστήματα Το ηλιακό κύτταρο Συστοιχίες φωτοβολταϊκών κυττάρων Κατηγορίες φωτοβολταϊκών συστημάτων Τρόποι διασύνδεσης φωτοβολταϊκών με το δίκτυο ΚΕΦΑΛΑΙΟ 3 Θεωρητική ανάλυση του αντιστροφέα Η5 3.1 Περιγραφή τοπολογίας μονοφασικής γέφυρα Παλμοδότηση αντιστροφέα με spwm Διαμόρφωση παλμών με διπολική spwm Διαμόρφωση παλμών με μονοπολική spwm Παρασιτική χωρητικότητα φωτοβολταϊκών συστοιχιών και ρεύμα διαρροής Περιγραφή τοπολογίας αντιστροφέα Η Ανάλυση λειτουργίας του αντιστροφέα Η Υβριδική παλμοδότηση του αντιστροφέα Η Σύνδεση με το δίκτυο Έλεγχος πραγματικής-αέργου ισχύος Έλεγχος ενεργού-αέργου ισχύος σε d-q άξονες... 53

10 3.7.3 Βρόχος κλειδώματος φάσης (PLL) ΚΕΦΑΛΑΙΟ 4 Προσομοίωση λειτουργίας αντιστροφέα Η5 4.1 Παρουσίαση του συστήματος Προσομοίωση λειτουργίας αντιστροφέα Η5 για ωμικό φορτίο Προσομοίωση λειτουργίας Η5 αντιστροφέα για ωμικό-επαγωγικό φορτίο Προσομοίωση λειτουργίας αντιστροφέα Η5 για σύνδεση με το δίκτυο χαμηλής τάσης Έλεγχος ενεργού - αέργου ισχύος (μέθοδος Α) Υπολογισμός ισχύος με d-q συνιστώσες Έλεγχος ενεργού αέργου ισχύος (μέθοδος Β) Έλεγχος ενεργού αέργου ισχύος (μέθοδος Γ) ΚΕΦΑΛΑΙΟ 5 Σχεδίαση-κατασκευή του μονοφασικού αντιστροφέα Η5 5.1 Κύκλωμα ισχύος Επιλογή ημιαγωγικών στοιχείων ισχύος Φίλτρο στην είσοδο του αντιστροφέα Κύκλωμα παλμοδότησης ημιαγωγικών στοιχείων Μετρητικά τάσης και ρεύματος Μετρητικό τάσης Μετρητικό ρεύματος Τροφοδοσία πλακέτας Φίλτρο εξόδου Απαγωγός θερμότητας Πλακέτα ισχύος ΚΕΦΑΛΑΙΟ 6 Παραγωγή παλμών με το μικροελεγκτή dspic30f Γενικά για την παλμοδότηση ημιαγωγικών στοιχείων Επεξήγηση κώδικα παλμοδότησης των στοιχείων

11 6.2.1 Το περιφερειακό PWM Motor Παλμοδότηση μέσω χρονιστή (timer) Παλμοί 15kHz λόγου κατάτμησης Παλμοδότηση μονοφασικής γέφυρας με διπολική spwm Υβριδική παλμοδότηση μέσω χρονιστή Υβριδική παλμοδότηση μέσω χρονιστή και OC ΚΕΦΑΛΑΙΟ 7 Πειραματικές μετρήσεις και συμπεράσματα 7.1 Το σύστημα που υλοποιήθηκε Παλμογραφήματα Λειτουργία πλήρους γέφυρας (full-bridge) Λειτουργία αντιστροφέα Η5 με υβριδική παλμοδότηση Συμπεράσματα και προοπτικές ΒΙΒΛΙΟΓΡΑΦΙΑ ΠΑΡΑΡΤΗΜΑΤΑ ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ A Σχέδιο πλακέτας (PCB) ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ B Κώδικας που χρησιμοποιήθηκε

12 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 1 ΕΙΣΑΓΩΓΗ 1.1 Ενεργειακό πρόβλημα-συμβατικές πηγές ενέργειας Παρακολουθώντας την πορεία και την εξέλιξη του ανθρώπου ανά τους αιώνες μπορούμε να συμπεράνουμε ότι η εξέλιξή του είναι άμεσα συνυφασμένη με την αυξημένη ζήτηση ποσών ενέργειας. Και αν τις προηγούμενες δεκαετίες η έννοια έλειψη ενέργειας δεν είχε κανένα πρακτικό νόημα, εντούτοις τη σημερινή εποχή αποτελεί ένα από τα σημαντικότερα - αν όχι το σημαντικότερο - πρόβλημα που πρέπει να επιλύσει ο άνθρωπος. Η αλματώδης ανάπτυξη του πολιτισμού, η εξέλιξη της τεχνολογίας, η οποία λαμβάνει χώρα με φρενήρεις ρυθμούς αλλά και η αύξηση του παγκόσμιου πληθυσμού, οι ενεργειακές απαιτήσεις του οποίου οφείλουν να καληφθούν είναι οι βασικότερες αιτίες επιδείνωσης του προβλήματος. Και αν μέχρι τα προηγούμενα χρόνια η απάντηση στην ερώτηση: πώς θα καλυφθούν οι ενεργειακές απαιτήσεις του πληθυσμού, ήταν μέσω των συμβατικών πηγών ενέργειας σήμερα η απάντηση στο ερώτημα αυτό παύει να είναι προφανής. Μέχρι σήμερα τη βασική πρώτη ύλη για την παραγωγή ηλεκτρικής ενέργειας αποτελούν τα ορυκτά καύσιμα. Αυτά περιλαμβάνουν το πετρέλαιο και τα παράγωγα αυτού όπως η βενζίνη, το μαζούτ, η κηροζίνη κ.ά. Τα αποθέματα των καυσίμων αυτών χρειάστηκαν πολλά εκατομμύρια χρόνια για να διαμορφωθούν στο εσωτερικό της γης σε πολύ υψηλές θερμοκρασίες και κάτω από υψηλή πίεση. Εύλογα λοιπόν μπορεί κανείς να αντιληφθεί πως τα κοιτάσματα αυτά κάθε άλλο παρά ανεξάντλητα είναι, μιας και ο ρυθμός παραγωγής τους είναι εξαιρετικά αργός. Μάλιστα σύμφωνα με έρευνα που δημοσιεύτηκε στα μέσα της δεκατίας του 90 από τον Οργανισμό Πετρελαιοπαραγωγών Χωρών τα αποθέματα ορυκτών καυσίμων θα εξαντληθούν μέσα στα επόμενα χρόνια, αν συνεχιστεί η κατανάλωσή τους με τον ίδιο ρυθμό [3]. Αυτή ήταν η πρώτη φορά που η ανθρωπότητα ήρθε αντιμέτωπη με το ενεργειακό πρόβλημα και συνειδητοποίησε ότι δεν ζούμε σε έναν «ενεργειακό παράδεισο». Και αν κάποιος θα πίστευε πως μετά τις σοβαρές αυτές προειδοποιήσεις, ο αλόγιστος ρυθμός κατανάλωσης των ορυκτών καυσίμων θα περιοριζόταν, εντούτοις οι εξελίξεις θα τον διέψευαν. Η κατανάλωση του αργού πετρελαίου και των προϊόντων του συνεχίστηκε με αμείωτους ρυθμούς. Κύρια αιτία του γεγονότος αυτού είναι η προσπάθεια για συνεχή μεγιστοποίηση του κέρδους [1]. 1

13 Επίσης, λαμβάνοντας υπ όψιν το γεγονός πως τα μεγαλύτερα εναπομείναντα κοιτάσματα ορυκτών καυσίμων βρίσκονται σε χώρες της Μέσης Ανατολής μπορούμε να κατανοήσουμε τη δυσχερή οικονομικά θέση κρατών, οι οποίες δεν έχουν δικά τους κοιτάσματα και είναι αναγκασμένα να εισάγουν καύσιμα συνεχώς. Η συγκέντρωση αυτή των ορυκτών καυσίμων στις χώρες της Μέσης Ανατολής εκτός από τεράστια οικονομικά οφέλη για τις ίδιες είναι και η αιτία πολλών και μακροχρόνιων πολέμων στις περιοχές αυτές. Εκτός από τον περιορισμένο αριθμό κοιτασμάτων ορυκτών καυσίμων όμως, υπάρχει και ένας ακόμη σοβαρός λόγος που έκανε την ανθρωπότητα να επιχειρήσει να απαγγιστρωθεί από το πετρέλαιο και τα παράγωγά του και αυτός είναι τα πολλά προβλήματα που προέρχονται από την καύση των ορυκτών καυσίμων. Συγκεκριμένα, τα παράγωγα της καύσης αυτής είναι ενώσεις του άνθρακα (CO, CO2 κ.ά), οξείδια του θείου και αζώτου αλλά και άλλες ενώσες επιβλαβείς για το περιβάλλον όπως υδρογονάνθρακες. Φαινόμενα όπως αυτό του θερμοκηπίου, της υπερθέρμανσης του πλανήτη και το λιώσιμο των πάγων είναι ακριβώς απόρροια της ακατάπαυστης έγχυσης διοξειδίου του άνθρακα ( CO2 ) στην ατμόσφαιρα. Επίσης τα αέρια παράγωγα της καύσης εκτός από το περιβάλλον είναι εξαιρετικά επιβλαβή και για την υγεία του ανθρώπου μιας και προκαλούν σοβαρά αναπνευστικά προβλήματα και άλλες σοβαρές παθήσεις όπως καρκίνο του δέρματος [1]. Μια ερώτηση που εύλογα μπορεί να προκύψει στο σημείο αυτό είναι η εξής: Δεν υπήρχαν και στο παρελθόν τα προβλήματα αυτά; Η απάντηση είναι πως προφανώς και υπήρχαν. Σε αντίθεση με τη σημερινή εποχή όμως, στο παρελθόν τα ποσά ορυκτών καυσίμων που χρησιμοποιούνταν δεν ήταν τόσο μεγάλα όπως στη σημερινή εποχή, ώστε ο βαθμός επικινδυνότητας των παραπάνω προβλημάτων να είναι τέτοιος που να κρίνει την αντικατάσταση των ορυκτών καυσίμων με κάποια άλλη πηγή ενέργειας επιτακτική, όπως συμβαίνει σήμερα. Η πιο ρεαλιστική μέχρι στιγμής λύση είναι η μερική (αν όχι όλη ιδανικά) και σταδιακά αυξανόμενη αντικατάσταση ενός ποσοστού της χρήσης των ορυκτών καυσίμων με ανανεώσιμες πηγές ενέργειας ή ήπιες πηγές ενέργειας στις οποίες θα αναφερθούμε στην επόμενη ενότητα. Εκτός όμως από τις ήπιες μορφές ενέργειας, μια ακόμα πηγή ενέργειας, η οποία παρουσιάζει τεράστιο ερευνητικό ενδιαφέρον ως προς την εκμετάλλευσή της, είναι και η πυρηνική ενέργεια. Οι βασικοί όμως λόγοι που η παραγωγή ηλεκτρικής ενέργειας από την πυρηνική δεν έχει διαδοθεί στον ίδιο βαθμό με τις προαναφερθείσες πηγές ενέργειας, είναι α) η μέχρι στιγμής αδυναμία του ανθρώπου να αποθηκεύσει τα τεράστια ποσά ενέργειας που παράγονται μέσω 2

14 της πυρηνικής σύντηξης, β) τα πυρηνικά απόβλητα που παράγονται από τη διαδικασία της σύντηξης τα οποία όντας ραδιενεργά αποτελούν πηγή ρύπανσης για το περιβάλλον και γ) η πιθανότητα ενός ολέθριου για την περιοχή πυρηνικού ατυχήματος (όπως στο Τσέρνομπιλ στις 26 Απριλίου 1986). 1.2 Ανανεώσιμες πηγές ενέργειας Με τον όρο ανανεώσιμες πηγές ενέργειες εννοούμε πηγές ενέργειας οι οποίες είναι α) φιλικές προς το περιβάλλον και β) ανεξάντλητες. Χαρακτηριστικά παραδείγματα τέτοιων πηγών ενέργειας με μεγάλο ερευνητικό ενδιαφέρον είναι: Η αιολική ενέργεια Η ενέργεια που προέρχεται από τη βιομάζα Η ενέργεια λόγω γεωθερμίας Η ηλιακή ενέργεια Η εκμετάλλευση των λεγόμενων μη συμβατικών μορφών ενέργειας δεν είναι κάτι καινούριο. Ήδη από την αρχαιότητα ο άνθρωπος προσπάθησε να εκμεταλλευτεί την ενέργεια του ανέμου κατασκευάζοντας ιστιοφόρα πλοία πραγματοποιώντας έτσι ταξίδια κοντινά ή και πιο μακρινά με σκοπό το εμπόριο, την μετακίνηση στρατευμάτων κ.ά. Εκτός όμως από τα ιστιοφόρα, η αιολική ενέργεια χρησιμοποιήθηκε και σε ανεμόμυλους (κυρίως σε νησιωτικές περιοχές όπου οι άνεμοι είναι ισχυρότεροι) με σκοπό την παραγωγή αλευριού από το σιτάρι. Οι συγκεκριμένες εφαρμογές της αιολικής ενέργειας φαίνονται στα σχήματα 1.1 και 1.2 που ακολουθούν. 3

15 Σχήμα 1.1: Ιστιοφόρο πλοίο της αρχαιότητας [40] Σχήμα 1.2: Ανεμόμυλος σε νησί των Κυκλάδων [41] 4

16 Η αιολική ενέργεια εκτός από τις παραπάνω εφαρμογές, στη σημερινή εποχή χρησιμοποιείται για την κίνηση του ρότορα μεγάλων γεννητριών (ανεμογεννήτριες) με σκοπό την τελική παραγωγή ηλεκτρικής ενέργειας [2]. Μια τέτοια γεννήτρια φαίνεται στο σχήμα 1.3, όπου μπορούμε να ξεχωρίσουμε τα πτερύγια τα οποία χρησιμοποιούνται για την απομάστευση όσο το δυνατόν μεγαλύτερων ποσών ενέργειας. Σχήμα 1.3: Ανεμογεννήτριες για την παραγωγή ηλεκτρικής ενέργειας [41] Η αξιοποίηση της αιολικής ενέργειας με σκοπό την παραγωγή ηλεκτρικής ενέργειας αποτελεί ένα πεδίο το οποίο μελετάται και εξελίσσεται συνεχώς τα τελευταία χρόνια. Ειδικά στη χώρα μας που το αιολικό δυναμικό είναι τεράστιο, η αιολική ενέργεια αποτελεί μια πολλά υποσχόμενη λύση για το μέλλον ειδικά για τις νησιωτικές περιοχές της χώρας [2]. Ωστόσο το βασικό μειονέκτημα της αιολικής ενέργειας είναι η αστάθεια των ανέμων. Έτσι σε καμία περίπτωση δεν μπορεί μια ανεμογεννήτρια να αποτελέσει τη βασική πηγή ηλεκτικής ενέργειας για την τροφοδότηση ενός φορτίου, αλλά χρειάζεται και μια σταθερή πηγή. Δύο ακόμα ανανεώσιμες πηγές ενέργειας που έχουν συγκεντρώσει αρκετό ερευνητικό ενδιαφέρον ως προς την εκμετάλλευσή τους τα τελευταία χρόνια, είναι η γεωθερμική ενέργεια και η ενέργεια από βιομάζα. Με τον όρο γεωθερμική ενέργεια εννοούμε τη θερμότητα του 5

17 εσωτερικού της γης σε βάθη που εκτείνονται από μερικές εκατοντάδες μέτρα ως και μερικά χιλιόμετρα. Το ενεργειακό δυναμικό της πηγής αυτής εκτιμάται μεταξύ έως MW. Επειδή γεωθερμική ενέργεια σημαίνει «άντληση» ποσοτήτων αποθηκευμένης θερμικής ενέργειας είναι πιθανόν ότι οι μεγάλες εγκαταστάσεις θα είναι και βραχύβιες (της τάξεως του αιώνα) [3]. Με τον όρο βιομάζα αναφερόμαστε στο μέρος εκείνο της ηλιακής ενέργειας που ακολουθεί το δρόμο της φωτοσύνθεσης και αποθηκεύεται ως χημική ενέργεια μέσα στη φυτική ύλη (ξύλα, αγροτικά απορρίματα, δημοτικά στέρεα απορρίματα, απορρίματα βιομηχανιών παραγωγής τροφίμων). Οι κυριότερες χρήσεις της βιομάζας είναι για παραγωγή θερμότητας και υγρών κυσίμων για τα αυτοκίνητα. Γενικά, οι εφαρμογές αυτών των δύο ήπιων μορφών ενέργειας (γεωθερμία, βιομάζα) είναι πιο περιορισμένες σε σχέση με τις αντίστοιχες εφαρμογές της αιολικής και της ηλιακής ενέργειας [3]. Εκτός όμως από την αιολική ενέργεια, μια ακόμα ήπια μορφή ενέργειας που εμφανίζεται στη χώρα μας σε αφθονία είναι και η ηλιακή. Η ενέργεια που φτάνει στην επιφάνεια της Γης από τον Ήλιο μέσω ακτινοβολίας είναι κυριολεκτικά ανεξάντλητη και φιλική προς το περιβάλλον. Η δέσμευση και εκμετάλλευση της ενέργειας αυτής έχει ξεκινήσει εδώ και αρκετά χρόνια και χρησιμοποιούνταν κυρίως για τη μετατροπή της ηλιακής ενέργειας σε θερμότητα με σκοπό τη θέρμανση του νερού των κατοικιών (ηλιακοί θερμοσίφωνες). Τα τελευταία όμως χρόνια με την εξέλιξη και ωρίμανση της τεχνολογίας το ενδιαφέρον των ερευνητών στράφηκε στην προσπάθεια απευθείας παραγωγής ηλεκτρικής ενέργειας από την ηλιακή. Ενδεικτική αυτής της προσπάθειας είναι η εγκατάσταση όλο και περισσότερων φωτοβολταϊκών συστημάτων τόσο στην Ελλάδα, όσο και σε άλλες χώρες. Στο σχήμα 1.4 βλέπουμε μια φωτοβολταϊκή συστοιχία για την απομάστευση μεγάλων ποσών ηλιακής ενέργειας. 6

18 Σχήμα 1.4: Ηλιακή συστοιχία για την απομάστευση μεγάλων ποσών ενέργειας [42] Στο επόμενο κεφάλαιο γίνεται μια αναλυτικότερη παρουσίαση του τρόπου εκμετάλλευσης και μετατροπής της ηλιακής ενέργειας σε ηλεκτρική. 1.3 Στόχος της διπλωματικής εργασίας Μια από τις σημαντικότερες μορφές ήπιων μορφών ενέργειας αν όχι η σημαντικότερη είναι η ηλιακή ενέργεια. Η συγκεκριμένη πηγή ενέργειας είναι ανεξάντλητη μιας και προσφέρεται αδιάκοπα από τον ήλιο και προσφέρεται ως μια πολύ ρεαλιστική λύση στην προσπάθεια ελάττωσης των ρύπων που εγχέονται στην ατμόσφαιρα. Στόχος των επιστημόνων είναι η διαρκής βελτίωση των υπαρχουσών τοπολογιών για την αποδοτικότερη εκμετάλλευση της ηλιακής ενέργειας. Ένα πεδίο με τεράστιο ερευνητικό ενδιαφέρον είναι η απ ευθείας παραγωγή ηλεκτρικής ενέργειας από την ηλιακή, μέσω του φωτοβολταϊκού φαινομένου. Η μετατροπή αυτή επιτυγχάνεται μέσω φωτοβολταϊκών κυττάρων, μετατροπέων ισχύος και γραμμών μεταφοράς. Σημαντικό μέρος της έρευνας ενός ηλεκρολόγου μηχανικού αποτελούν οι μετατροπείς ισχύος, με σκοπό την όσο το δυνατόν μεγαλύτερη εκμετάλλευση της ηλιακής ενέργειας. 7

19 Στη συγκεκριμένη διπλωματική εργασία παρουσιάζεται η προσπάθεια που έγινε για τη μελέτη και την κατασκευή ενός τέτοιου αντιστροφέα ισχύος, ο οποίος θα τροφοδοτείται με συνεχή τάση από μια φωτοβολταϊκή συστοιχία και θα αποδίδει εναλλασσόμενη τάση στην έξοδό του. Ο συγκεκριμένος δηλαδή αντιστροφέας ανήκει στην κατηγορία των αντιστροφέων (inveter) και μάλιστα των μονοφασικών αντιστροφέων. Η τοπολογία που κατασκευάστηκε είναι αυτή του Η5 αντιστροφέα, η οποία φαίνεται στο σχήμα 1.5 [4]. Ο συγκεκριμένος αντιστροφέας κατασκευάστηκε πρώτα και αποτελεί πατέντα της γερμανικής εταιρίας SMA. Κύριο πεδίο εφαρμογής του είναι οι φωτοβολταϊκές εγκαταστάσεις, ενώ το βασικότερο χαρακτηριστικό του είναι ο πολύ υψηλός βαθμός απόδοσής του. Ο υψηλός βαθμός απόδοσης, ο οποίος φτάνει και το 98%, είχε καθοριστική συμβολή στη διάδοση του αντιστροφέα Η5 μιας και είναι ο υψηλότερος βαθμός απόδοσης σε σχέση με τους υπόλοιπους μετατροπείς που συναντώνται στην αγορά. Εκτός όμως από τον υψηλό βαθμό απόδοσης ο εν λόγω αντιστροφέας προσφέρει και μεγαλύτερη ασφάλεια στο χρήστη, έναντι ρευμάτων δαρροής που μπορεί να προκύψουν. Στα κεφάλαια που θα ακολουθήσουν θα γίνει αναλυτικά η παρουσίαση της λειτουργίας του μέσα από προσομοιώσεις και πειράματα που έγιναν στο εργαστήριο. Σχήμα 1.5: Τοπολογία αντιστροφέα Η5 [4] 8

20 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 2 Η ηλιακή ενέργεια Η ηλιακή ενέργεια φτάνει στη Γη μέσω ακτινοβολίας και αποτελεί απαραίτητη προϋπόθεση για τη συνέχιση της ζωής στον πλανήτη. Ενδεικτικό της σημασίας της ηλιακής ενέργειας για τον πλανήτη μας είναι πως η πλειονότητα των ενεργειακών πηγών που χρησιμοποιούμε προέρχονται άμεσα ή έμμεσα από την προσπίπτουσα ηλιακή ακτινοβολία, με μοναδικές εξαιρέσεις να αποτελούν η ενέργεια των ωκεανών (παλιρροιακή ενέργεια), η ενέργεια που μεταφέρεται στην επιφάνεια της γης από το εσωτερικό της (γεωθερμία) και η πυρηνική ενέργεια. Ο Ήλιος ο οποίος είναι ο αστέρας του ηλιακού μας συστήματος είναι ουσιαστικά μια θερμή σφαίρα αερίων στο εσωτερικό της οποίας πραγματοποιούνται θερμοπυρηνικές αντιδράσεις. Σύμφωνα με επιστημονικές έρευνες στον πλανήτη μας φτάνουν Watt από ηλιακή ενέργεια [5]. Στο σχήμα που ακολουθεί φαίνεται η πορεία που ακολουθεί η ηλιακή ενέργεια. Σχήμα 2.1: Πορεία της ηλιακής ακτινοβολίας μέσα στην ατμόσφαιρα [43] Όταν η ηλιακή ακτινοβολία εισέρχεται στην ατμόσφαιρα ένα μέρος αυτής απορροφάται από τα μόρια του αέρα ή τα σωματίδια που βρίσκονται στην ατμόσφαιρα, ενώ ένα άλλο μέρος της ανακλάται. Το ποσοστό της ακτινοβολίας το οποίο δεν έχει υποστεί σκέδαση στην ατμόσφαιρα και φτάνει στην επιφάνεια της γης ονομάζεται άμεση ακτινοβολία, ενώ διάχυτη ακτινοβολιά 9

21 ονομάζεται εκείνη η οποία λαμβάνεται, αφού προηγουμένως έχει υποστεί σκέδαση και έχει αλλάξει κατεύθυνση στην ατμόσφαιρα. Όταν η ηλιακή ακτινοβολία φτάσει στην επιφάνεια του εδάφους το μεγαλύτερο μέρος της ενέργειάς της απορροφάται από το έδαφος, ενώ ένα μικρότερο μέρος αυτής ανακλάται πίσω στην ατμόσφαιρα (ανακλώμενη ακτινοβολία) [5]. Ένας συλλέκτης ο οποίος είναι τοποθετημένος με κλίση προς το έδαφος είναι σε θέση να εκμεταλλευτεί και αυτή την ανακλώμενη ακτινοβολία για να αυξήσει το ενεργειακό του δυναμικό. Από τους παραπάνω ορισμούς γίνεται σαφές πως η ηλιοφάνεια μεταβάλλεται καθώς παράγοντες όπως η χρονική περίοδος, η γεωγραφική θέση και οι ατμοσφαιρικές συνθήκες της κάθε περιοχής παίζουν καθοριστικό ρόλο. Οι μεταβλητές που μόλις αναφέρθηκαν οφείλουν να ληφθούν σοβαρά υπ όψιν στη μελέτη και κατασκευή ενός συστήματος λήψης και εκμετάλλευσης της ηλιακής ακτινοβολίας. Όπως αναφέρθηκε και προηγουμένως τα συστήματα αυτά χωρίζονται σε δύο κατηγορίες: Συστήματα για τη μετατροπή της ηλιακής ενέργειας σε θερμότητα Συστήματα για τη μετατροπή της ηλιακής ενέργειας σε ηλεκτρική Κύριο αντικείμενο μελέτης για την παρούσα διπλωματική εργασία είναι τα συστήματα της δεύτερης κατηγορίας μιας και σκοπός ενός αντιστροφέα ισχύος, είναι η εκμετάλλευση της ισχύος που παρέχει μια φωτοβολταϊκή συστοιχία και η έγχυση πραγματικής ισχύος στο δίκτυο. Η μετατροπή αυτή της ενέργειας γίνεται μέσω των φωτοβολταϊκών στοιχείων. Ο όρος είναι μια σύνθετη λέξη, πρώτο συνθετικό της οποίας είναι η λέξη φως και δεύτερο η λέξη βολτ προς τιμήν του μεγάλου φυσικού και πρωτοποριακού για την έρευνά του πάνω στον ηλεκτρισμό Alessandro Volta [6]. Η ίδια η λέξη από μόνη της λοιπόν φανερώνει τη χρήση των στοιχείων αυτών. Η λειτουργία τους είναι απολύτως φιλική προς το περιβάλλον, ενώ απαιτούν ελάχιστο κόστος για τη συντήρησή τους. Τα τελευταία χρόνια μάλιστα η χρήση τους εδραιώνεται όλο και περισσότερο από την πλειονότητα των χωρών. Στη χώρα μας ειδικά που χαρακτηρίζεται από ηλιοφάνεια τις περισσότερες μέρες του χρόνου η χρήση των φωτοβολταϊκών αυξάνεται συνεχώς τόσο σε κρατικό, όσο και σε ιδιωτικό επίπεδο μιας και πολλοί ιδιώτες επιλέγουν να εγκαταστήσουν φωτοβολταϊκά για την κάλυψη των αναγκών τους σε ηλεκτρική ενέργεια και 10

22 πώληση του πλεονάσματος στη Δ.Ε.Η (Δημόσια Επισχείρηση Ηλεκτρισμού). Τα φωτοβολταϊκά συστήματα μπορούν να χρησιμοποιηθούν για την τροφοδοσία οποιουδήποτε φορτίου, από μπαταρίες μικρής ισχύος μέχρι εργοστάσια παραγωγής ηλεκτρικής ενέργειας. Τα φωτοβολταϊκά κύτταρα είναι σε θέση να παράγουν ηλεκτρική ενέργεια τόσο από την άμεση όσο και από τη διάχυτη ακτινοβολία που φτάνει στην επιφάνειά τους. Όταν το φως προσπίπτει στα φωτοβολταϊκά κύτταρα παράγεται μια συνεχής DC τάση, μια τάση η οποία μπορεί να αξιοποιηθεί και να χρησιμοποιηθεί αν τα στοιχεία συνδεθούν με ένα φορτίο. Άξιο αναφοράς στο σημείο αυτό, είναι το γεγονός πως σε ηλεκτρική ενέργεια μπορεί να μετατραπεί μόνο ένα ποσοστό της ηλιακής ακτινοβολίας. Αυτό συμβαίνει γιατί μόνο το ορατό φάσμα της προσπίπτουσας ακτινοβολίας μπορεί να μετατραπεί σε ηλεκτρισμό. Αυτό σημαίνει πως το ενεργειακό περιεχόμενο που περιλαμβάνει το υπεριώδες και το υπέρυθρο φάσμα του φωτός δεν χρησιμοποιείται από τα φωτοβολταϊκά. Αυτός είναι και ο κυριότερος λόγος για τη χαμηλή απόδοση μετατροπής που δεν ξεπερνά το 26% σε επίπεδο κυττάρου, ενώ στην παραγωγή τα φωτοβολταϊκά πλαίσια χαρακτηρίζονται από απόδοση 17% [6]. Όπως συμβαίνει στις ανεμογεννήτριες, έτσι και στα φωτοβολταϊκά συστήματα παρατηρείται μεταβλητότητα του παραγόμενου ενεργειακού δυναμικού από μέρα σε μέρα. Το γεγονός αυτό είναι απόλυτα φυσιολογικό αφού από μέρα σε μέρα αλλάζει και το ποσό της ηλιακής ακτινοβολίας που προσπίπτει πάνω στην ηλιακή συστοιχία. Όσο δηλαδή περισσότερη ακτινοβολία δεσμεύεται από τη συστοιχία, τόσο μεγαλύτερο είναι το παραγόμενο ηλεκτρικό δυναμικό. Ένα ακόμη στοιχείο που πρέπει να ληφθεί υπ όψη κατά το στάδιο της τοποθέτησης ενός φωτοβολταϊκού συστήματος είναι το σημείο στο οποίο θα τοποθετηθεί, μιας και οι επιφάνειες στις οποίες προσπίπτει η ακτινοβολία δεν πρέπει να σκιάζονται. Σε περίπτωση μερικής σκίασης η απόδοση του φωτοβολταϊκού συστήματος μείωνεται, ενώ για ολική σκίαση έχουμε μηδενισμό της παραγόμενης ηλεκτρικής ενέργειας. Για να αποφευχθεί το πρόβλημα αυτό οι συστοιχίες τοποθετούνται συνήθως στην κορυφή ψηλών κτιρίων ή σε χώρους οι οποίοι δεν περιτριγυρίζονται από ψηλά κτίρια. Για να επιτευχθεί η μέγιστη απομάστευση ηλιακής ακτινοβολίας πρέπει τα φωτοβολταϊκά πλαίσια να έχουν προσανατολισμό προς τον ήλιο. Έαν η θέση τους είναι σταθερή πρέπει να βελτιστοποιηθεί ο προσανατολισμός τους προς το Νότο και η γωνία κλίσης τους ως προς το οριζόντιο επίπεδο. Συγκεκριμένα τα περισσότερα συστήματα έχουν κλίση προς το Νότο 11

23 (μηδενική αζιμούθια γωνία επιφάνειας), ενώ για την κλίση ως προς το έδαφος ισχύει ο εμπειρικός κανόνας πως εάν το σύστημα λειτουργεί ολόκληρο το χρόνο, τότε η βέλτιστη γωνία κλίσης είναι ίδια με τη γωνία φ του γεωγραφικού πλάτους της περιοχής που θα τοποθετηθεί. Αν λειτουργεί μόνο το καλοκαίρι η κλίση είναι φ-15 ο. Αν το σύστημα λειτουργεί μόνο το χειμώνα η κλίση είναι φ+15 ο [3]. Τελευταία λεπτομέρεια που αξίζει προσοχής όσον αφορά την τοποθέτηση ενός φωτοβολταϊκού συστήματος είναι η θέρμανση των κυττάρων. Σε χαμηλότερες θερμοκρασίες τα στοιχεία είναι πιο αποδοτικά. Άρα ο χρήστης οφείλει να εξασφαλίσει ότι το φωτοβολταϊκό πλαίσιο δεν υπερθερμαίνεται. Για να ισχύει κάτι τέτοιο πρέπει ο αέρας να κινείται με άνεση γύρω από τα στοιχεία. Η ψύξη των στοιχείων είναι μια ιδιαίτερα σημαντική παράμετρος για πλαίσια που είναι τοποθετημένα σε περιοχές που κατά τη διάρκεια της μέρας εμφανίζουν πολύ υψηλές θερμοκρασίες. Συνοψίζοντας, μπορούμε να αναφέρουμε πως οι ιδανικές ατμοσφαιρικές συνθήκες λειτουργίας για ένα Φ/Β είναι ψυχρές και ηλιόλουστες ημέρες. 2.1 Το φωτοβολταϊκό φαινόμενο-ιστορική αναδρομή Στη συνέχεια, θα γίνει μια σύντομη ιστορική αναδρομή στις μελέτες και τις ανακαλύψεις εκείνες που οδήγησαν στην ανακάλυψη των φωτοβολταϊκών στοιχείων και την εξέλιξή τους μέχρι τη μορφή που έχουν σήμερα [6]. Η πρώτη επαφή του ανθρώπου με το φωτοβολταϊκό φαινόμενο ιστορικά έγινε από το Γάλλο φυσικό και ερευνητή Edmond Becquerel ( ), όταν κατά τη διάρκεια των πειραμάτων του το 1873 ανακάλυψε το συγκεκριμένο φαινόμενο με μια ηλεκτρολυτική επαφή φτιαγμένη από δύο μεταλλικά ηλεκτρόδια. Το επόμενο βήμα στη μελέτη του φαινομένου έγινε από τους Adams και Day, οι οποίοι παρατήρησαν ποσότητα ηλεκτρικού ρεύματος παραγόμενη από το σελήνιο (Se) όταν αυτό ήταν εκτεθειμένο στο φως. Το 1918 ο Πολωνός Czochralski κατασκεύασε μονοκρυσταλλικό πυρίτιο (Si), ενώ το 1949 οι Mott και Schottky ανέπτυξαν τη θεωρία της διόδου σταθερής κατάστασης. Το φαινόμενο πλεόν μπορούσε να χρησιμοποιηθεί και σε πρακτικές εφαρμογές. Το πρώτο ηλιακό κελί κατασκευάστηκε το 1954 με απόδοση μόλις στο 6%. Έκτοτε, με την πρόοδο της τεχνολογίας το ποσοστό αυτό αυξάνεται συνεχώς με αποκορύφωμα τα φωτοβολταϊκά στοιχεία που χρησιμοποιούνται σήμερα. Φυσικά, πειράματα και δοκιμές με νέα υλικά γίνονται διαρκώς με στόχο την εκμετάλλευση όσο το δυνατόν μεγαλύτερου φάσματος της ηλιακής ακτινοβολίας [6]. 12

24 2.2 Φωτοβολταϊκά συστήματα Το ηλιακό κύτταρο Η βασική μονάδα από την οποία αποτελείται ένα φωτοβολταϊκό σύστημα είναι το ηλιακό κύτταρο [7]. Το ηλιακό κύτταρο αποτελεί την ένωση (junction) μιας n επαφής ημιαγωγού (συνήθως πυρίτιο) και μιας p επαφής. Μια επαφή τύπου n είναι ένα κομμάτι πυριτίου, το οποίο έχει ντοπαριστεί με άτομα στοιχείων της 15ης ομάδας του Περιοδικού Πίνακα (συνήθως φώσφορο) με σκοπό τη δημιουργία πολλών ελεύθερων ηλεκτρονίων. Τα ηλεκτρόνια στην περίπτωση αποτελούν τους φορείς πλειονότητας της επαφής. Αντίστοιχα μια επαφή τύπου p έχει «ντοπαριστεί» με άτομα στοιχείων της 13ης ομάδας του Περιοδικού Πίνακα (συνήθως άτομα βορίου). Στο σχήμα 2.2 μπορούμε να δούμε τη μικροσκοπική απεικόνιση μιας n και μιας p επαφής. Σχήμα 2.2: Μικροσκοπική απεικόνηση n και p τύπου επαφής [4] Ενώνοντας μια επαφή τύπου n και μια επαφή τύπου p η διαχωριστική γραμμή των δύο επαφών αποτελεί την εστία δημιουργίας του φράγματος δυναμικού, το οποίο είναι καθοριστικό για τη λειτουργία του φωτοβολταϊκού κυττάρου. Μπορούμε λοιπόν να συμπεράνουμε πως όταν το ηλιακό κύτταρο δε φωτίζεται, δεν είναι τίποτε άλλο, παρά μια δίοδος. Η βασική εξίσωση που περιγράφει τη λειτουργία μιας διόδου είναι η ακόλουθη: I = I o (e q V K T 1) (2.1) Στην εξίσωση 2.1 μπορούμε να διακρίνουμε τα εξής μεγέθη: 13

25 I : ρεύμα διόδου Io : ρεύμα κόρου διόδου q : φορτίο ηλεκτρονίου V : τάση διόδου K : σταθερά του Boltzmann T : απόλυτη θερμοκρασία Στην περίπτωση που το ηλιακό κύτταρο φωτίζεται, δηλαδή πάνω του προσπίπτουν φωτόνια διαφορετικής κάθε φορά ενέργειας, προκύπτουν δύο ενδεχόμενα. Είτε τα φωτόνια αυτά έχουν ενέργεια μικρότερη του ενεργειακού χάσματος του υλικού από το οποίο αποτελείται το κύτταρο, είτε έχουν ενέργεια μεγαλύτερη ή ίση αυτού. Με τον όρο ενεργειακό χάσμα ορίζεται η ελάχιστη ενέργεια που απαιτείται για την απελευθέρωση ενός ηλεκτρονίου (μετράται σε ev και λαμβάνει συγκεκριμένη τιμή για κάθε υλικό, στο δε πυρίτιο είναι 1.1 ev). Στην πρώτη περίπτωση το μόνο αποτέλεσμα της πτώσης του φωτονίου είναι η αύξηση της θερμοκρασίας της p-n επαφής. Στη δεύτερη περίπτωση όμως, η πτώση του φωτονίου οδηγεί στην απελευθέρωση ενός ηλεκτρονίου και στη δημιουργία ενός ζεύγους ηλεκτρονίου-οπής. Έστω ότι το ηλεκτρόνιο απελευθερώνεται στην περιοχή τύπου p, δηλαδή αποτελεί φορέα μειονότητας. Το ηλεκτρόνιο αυτό είναι πιθανόν να επανασυνδεθεί με κάποια οπή, μιας και οι οπές είναι σε πλεόνασμα στην περιοχή αυτή. Αν αυτό συμβεί το ηλεκτρόνιο αυτό δεν προσφέρει στη δημιουργία φωτορεύματος. Αν όμως το ηλεκτρόνιο που απελευθερώθηκε δεν επασυνδεθεί με κάποια οπή, αλλά φτάσει στο φράγμα δυναμικού, θα επιταχυνθεί από το φράγμα προς την πλευρά της n επαφής. Εκεί θα αποτελεί πλέον φορέα πλειονότητας με την πιθανότητας επιστροφής του στην πλευρά p να είναι πλεόν πολύ μικρή μιας και πρέπει να υπερνικήσει το φράγμα δυνμικού. Επίσης πολύ μικρότερη είναι η πιθανότητα να επανασυνδεθεί με μια οπή στην n πλευρά μιας και οι οπές στην πλευρά αυτή του υλικού είναι πολύ λιγότερες. Ανάλογα είναι και τα φαινόμενα για το υλικό τύπου n [7]. H διαδικασία διαχωρισμού ζευγών οπών ηλεκτρονίων που περιγράφηκε παραπάνω δημιουργεί πλεόνασμα αρνητικών φορτίων στο υλικό τύπου n και θετικών στο υλικό τύπου p. Αν λοιπόν συνδέσουμε τις δύο άκρες της p-n επαφής με δύο ηλεκτρόδια μέσω ενός εξωτερικού κυκλώματος, θα έχουμε ροή ρεύματος. Έτσι η εξίσωση που περιγράφει τη λειτουργία του ηλιακού κυττάρου όταν φωτίζεται, είναι πλέον η εξής: 14

26 I = I o (e q V K T 1) I L (2.2) όπου IL : το φωτόρευμα Στο σχήμα 2.3 φαίνεται η χαρακτηριστική καμπύλη λειτουργίας του ηλιακού κυττάρου όταν αυτό φωτίζεται και όταν δε φωτίζεται. Όπως φαίνεται από τις εξισώσεις 2.1 και 2.2 αλλά και από το σχήμα 2.3, όταν το φωτοβολταϊκό κύτταρο φωτίζεται η χαρακτηριστική καμπύλη της διόδου μετατοπίζεται προς τα αρνητικά κατά IL. Σχήμα 2.3: Χαρακτηριστική καμπύλη ηλιακού κυττάρου όταν φωτίζεται και όταν δε φωτίζεται [8] Η εξίσωση 2.2 περιγράφει με ικανοποιητική ακρίβεια τη λειτουργία ενός φωτιζόμενου ηλιακού κυττάρου. Μέσω πειραμάτων όμως έχουμε οδηγηθεί στο μοντέλο του σχήματος 2.4 το οποίο περιγράφει τη λειτουργία του κυττάρου με περισσότερη ακρίβεια. Το βελτιωμένο αυτό μοντέλο περιγράφεται από την εξίσωση 2.3. I = I L I O (e q (V+I R S ) A K T 1) V+I R S R SH (2.3) 15

27 Σχήμα 2.4: Ισοδύναμο κύκλωμα ηλιακού κυττάρου [9] Από το παραπάνω κύκλωμα μπορούμε να διακρίνουμε τα εξής μεγέθη: IL : φωτόρευμα VD : τάση της διόδου μέσα στο ηλιακό κύτταρο ID : ρεύμα της διόδου ISH : ρεύμα στην παράλληλη αντίσταση RSH : παράλληλη αντίσταση, η οποία οφείλεται σε διαρροεές φορέων λόγω επανασύνδεσης των ηλεκτρονίων με οπές κ.ά. RS : σε σειρά αντίσταση του κυττάρου, η οποία παριστάνει σε συγκεντρωτική μορφή όλα τα στοιχεία αντίστασης κατά τη ροή των φορέων ρεύματος I: ρεύμα στην έξοδο του κυττάρου V: τάση εξόδου του κυττάρου Η χαρακτηριστική παράσταση του ρεύματος ενός φωτοβολταϊκού στοιχείου σε συνάρτηση με την τάση του αποτελεί την χαρακτηριστική I-V και φαίνεται στο σχήμα

28 Σχήμα 2.5: Χαρακτηριστική I-V και P-V φωτοβολταϊκού στοιχείου [44] Από τη χαρακτηριστική ρεύματος-τάσης του φωτοβολταϊκού κυττάρου μπορούμε να ορίσουμε ορισμένα σημαντικά μεγέθη για τη λειτουργία του κυττάρου. VOC : τάση ανοιχτού κυκλώματος ISC : ρεύμα βραχυκύκλωσης του κυττάρου VMP : τάση μέγιστης ισχύος IMP : ρεύμα μέγιστης ισχύος Παρατηρώντας το σχήμα 2.5 μπορούμε να διακρίνουμε ότι η μέγιστη τάση που μπορεί να αποδώσει το φωτοβολταϊκό στοιχείο, είναι η τάση VOC για την οποία έχουμε μηδενικό ρεύμα, δηλαδή έχουμε ανοιχτό κύκλωμα. Επίσης το μέγιστο ρεύμα είναι το ISC για το οποίο η τάση του στοιχείου είναι 0, δηλαδή έχουμε βραχυκύκλωμα. Το σημείο εκείνο της χαρακτηριστικής I-V, που είναι πιο σημαντικό είναι το σημείο μέγιστης ισχύος (Maximum Power Point). Στο σημείο εκείνο η τάση και το ρεύμα του φωτοβολταϊκού στοιχείου είναι VMP και IMP αντίστοιχα. Αυτό λοιπόν που εμείς επιθυμούμε, είναι η συνεχής λειτουργία του φωτοβολταϊκού κυττάρου στο σημείο μέγιστης ισχύος, ώστε να έχουμε τη μέγιστη δυνατή απομάστευση ισχύος. Έτσι έχουν σχεδιαστεί κατάλληλες συσκευές, οι οποίες επεξεργάζονται το ρεύμα και την τάση ενός φωτοβολταϊκού με σκοπό την ανίχνευση του σημείου μέγιστης ισχύος (Maximum Power Point 17

29 Tracking - MPPT), ώστε σε κάθε χρονική στιγμή το σύστημα να απορροφά τη μέγιστη δυνατή ισχύ από το φωτοβολταϊκό. Ο βαθμός απόδοσης ενός ηλιακού κυττάρου δίνεται από τη σχέση: n = V MP I MP P IN (2.4) όπου Pin η ολική ισχύς της ακτινοβολίας που προσπίπτει στο κύτταρο. Όπως έχουμε ήδη αναφέρει, τα ηλιακά κύτταρα που συναντώνται στο εμπόριο έχουν βαθμό απόδοσης που δεν ξεπερνά το 17%. Αξίζει να αναφέρουμε στο σημείο αυτό πως η χαρακτηριστική του σχήματος 2.5 δεν είναι σταθερή για ένα ηλιακό κύτταρο, αλλά επηρεάζεται από παράγοντες όπως η προσπίπτουσα ακτινοβολία και η θερμοκρασία. Όπως είναι αναμενόμενο για αυξημένη ποσότητα ακτινοβολίας (και σταθερή θερμοκρασία) η ισχύς που μπορεί να αποδώσει το φωτοβολταϊκό στοιχείο θα είναι μεγαλύτερη. Η εξάρτηση της I-V χαρακτηριστικής από την ακτινοβολία φαίνεται στο σχήμα 2.6. Σχήμα 2.6: Εξάρτηση της χαρακτηριστικής I-V από την ακτινοβολία [7] Όταν η θερμοκρασία του κυττάτου μεταβάλλεται το ρεύμα βραχυκύκλωσης μεταβάλλεται ελάχιστα όπως φαίνεται στο σχήμα 2.7, ενώ η τάση ανοιχτού κυκλώματος μεταβάλλεται σημαντικά με την αύξηση της θερμοκρασίας και μάλιστα αντιστρόφως ανάλογα αυτή. 18

30 Σχήμα 2.7: Εξάρτηση της χαρακτηριστικής I-V από τη θερμοκρασία [7] Με βάση τα παραπάνω για την εξάρτηση της χαρακτηριστικής από την ακτινοβολία και τη θερμοκρασία, συνηθίζεται ένα φωτοβολταϊκό στοιχείο να χαρακτηρίζεται από την ισχύ εξόδου του για συγκεκριμένες τιμές θερμοκρασίας και ακτινοβολίας οι οποίες είναι Τ=25 ο C και G=1000 W/m 2. Η ισχύς του κυττάρου για τις συνθήκες αυτές ονομάζεται ισχύς αιχμής (peak power). Έτσι ένα φωτοβολταϊκό κύτταρο χαρακτηρίζεται εν πολλοίς από την ισχύ αιχμής που μπορεί να αποδώσει Συστοιχίες φωτοβολταϊκών κυττάρων Η ισχύς εξόδου ενός φωτοβολταϊκού κυττάρου κυμαίνεται περίπου στα 0,5 W. Μια τέτοια ποσότητα ισχύος δεν είναι φυσικά αποδεκτή για την κάλυψη ενεργεικών αναγκών. Έτσι είμαστε αναγκασμένοι να συνδέσουμε πολλά κύτταρα είτε σε σειρά (αυξάνοντας την τάση), είτε παράλληλα (αυξάνοντας το ρεύμα), ανάλογα με την ισχύ που επιθυμούμε. Έτσι, πολλά κύτταρα μαζί αποτελούν ένα φωτοβολταϊκό πλαίσιο αποδίδοντας ισχύ μερικών δεκάδων Watt. Συνδέοντας πολλά φωτοβολταϊκά πλαίσια μαζί παίρνουμε ένα πάνελ και συνδέοντας πολλά πάνελ έχουμε μια φωτοβολταϊκή συστοιχία. Μια τέτοια φωτοβολταϊκή συστοιχία είδαμε και στο σχήμα

31 2.2.3 Κατηγορίες φωτοβολταϊκών συστημάτων Μια φωτοβολταϊκή συστοιχία είναι δυνατόν να συνδεθεί με διάφορες άλλες συσκευές όπως συσσωρευτές, αντιστροφείς ισχύος, συστήματα διαχείρησης της αποθηκευμένης ενέργειας κ.ά χωρίς αυτό να κρίνεται αναγκαίο. Το σύστημα των φωτοβολταϊκών πλαισίων σε συνδιασμό με τις συσκευές με τις οποίες συνδέονται, αποτελούν ένα φωτοβολταϊκό σύστημα. Ανάλογα με την εφαρμογή για την οποία κατασκευάζεται ένα σύστημα, έχουμε διαφορετικές κατηγορίες φωτοβολταϊκών συστημάτων [4]: Συστήματα τα οποία είναι συνδεδεμένα με το δίκτυο, στα οποία η φωτοβολταϊκή συστοιχία τροφοδοτεί απ ευθείας το δίκτυο με ενέργεια. Συστήματα που είναι απομονωμένα από το δίκτυο, στα οποία η φωτοβολταϊκή συστοιχία δε συνδέεται με το δίκτυο, οπότε προκύπτει ένα αυτόνομο σύστημα ηλεκτρικής ενέργειας. Υβριδικά συστήματα τα οποία αποτελούν ένα συνδιασμό φωτοβολταϊκού συστήματος και μιας άλλης πηγής ενέργειας, όπως γεννήτρια Diesel. Στα συστήματα αυτά, η δεύτερη πηγή ενέργειας συμπληρώνει τα απαιτούμενα ποσά ενέργειας που δεν μπορεί να αποδώσει η φωτοβολταϊκή συστοιχία. Από τα παραπάνω συστήματα αυτά που μας ενδιαφέρουν περισσότερο είναι τα συστήματα της πρώτης κατηγορίας για διασύνδεση με το δίκτυο, μιας και ο αντιστροφέας τον οποίο πραγματεύεται η παρούσα διπλωματική είναι προορίζεται για ένα τέτοιο σύστημα. Στο υποκεφάλαιο που ακολουθεί θα γίνει μια σύντομη προσπάθεια παρουσίασης των τρόπων με των οποίων μπορεί να επιτευχθεί η σύνδεση ενός φωτοβολταϊκού με το δίκτυο Τρόποι διασύνδεσης φωτοβολταϊκών με το δίκτυο Πρωταρχικός στόχος ενός φωτοβολταϊκού το οποίο συνδέεται με το δίκτυο είναι η μεγιστοποίηση της ενεργειακής παραγωγής. Ανάλογα με τον αριθμό των πλαισίων που συνδέονται και τον τρόπο σύνδεσής τους (σε σειρά σύνδεση, παράλληλη σύνδεση ή συνδιασμός αυτών) έχουμε τις παρακάτω κατηγορίες [10]: Κεντρικοποιημένη τεχνολογία Τεχνολογία αλυσίδας 20

32 Τεχνολογία πολλαπλών αλυσίδων Τεχνολογία φωτοβολταϊκών πλαισίων εναλλασσόμενου ρεύματος (AC-PV Modules) Στο σχήμα 2.8 φαίνεται το δομικό διάγραμμα των φωτοβολταϊκών συστημάτων κεντρικοποιημένης τεχνολογίας. Το βασικό γνώρισμα αυτού του είδους τεχνολογίας είναι η χρήση μεγάλου αριθμού φωτοβολταϊκών πλαισίων, τα οποία χωρίζονται σε εν σειρά ομάδες (αλυσίδες), με σκοπό την επίτευξη υψηλής τιμής συνεχούς τάσης στα άκρα της αλυσίδας. Με τον τρόπο αυτό μπορεί να αποφευχθεί η χρήση μετατροπέα συνεχούς τάσης για την ανύψωσή της στα επιθυμητά επίπεδα. Επιπλέον η παράλληλη σύνδεση των αλυσίδων επιτρέπει την επίτευξη του επιθυμητού επιπέδου ισχύος (κυμαίνεται στα 400 kw περίπου), ενώ με τη χρήση ενός κεντρικού αντιστροφέα μπορεί να πραγματοποιηθεί η σύνδεση με το δίκτυο [10]. Σχήμα 2.8: Δομή φωτοβολταϊκού συστήμαατος κεντρικοποιημένης τεχνολογίας [10] Βασικό μειονεκτήμα αυτής της τεχνολογίας είναι η ύπαρξη ενός μόνο κεντρικού M.P.P.T ελεγκτή. Αυτό έχει ως αποτέλεσμα μειωμένη ενεργειακή παραγωγή σε περιπτώσεις ανομοιόμορφης σκίασης των πλαισίων. Επίσης, αν κάποια από τις παράλληλα συνδεδεμένες 21

33 αλυσίδες σκιαστεί περισσότερο από τις υπόλοιπες, η τιμή της τάσης στα άκρα της θα είναι μικρότερη από τις υπόλοιπες αλυσίδες. Κάτι τέτοιο είναι επικίνδυνο για το σύστημα, αφού η αλυσίδα με την μικρότερη τάση στην έξοδό της συμπεριφέρεται πλέον ως φορτίο. Το φαινόμενο αυτό είναι γνωστό ως φαινόμενο hot-spot και μπορεί να παρατηρηθεί κάλλιστα μεταξύ φωτοβολταϊκών πλαισίων της ίδιας αλυσίδας. Για την αποφυγή του προβλήματος αυτού πρέπει οι αλυσίδες να συνδέονται μεταξύ τους μέσω διόδων. Η προσθήκη διόδων για το σκοπό αυτό όμως μειώνει την απόδοση του συστήματος λόγω των απωλειών στις διόδους. Ένα ακόμα πρόβλημα της συγκεκριμένης τεχνολογίας συστημάτων, είναι το γεγονός πως τα υψηλά επίπεδα τάσης στα οποία μπορεί να φτάσει στην έξοδό του ένα τέτοιο σύστημα κάνουν επιτακτική την ανάγκη προστασίας και κατάλληλης γείωσης των πλαισίων αυξάνοντας σημαντικά το συνολικό κόστος της εγκατάστασης. Επόμενο κατηγορία συστημάτων είναι αυτά τα οποία κατασκευάζονται με τεχνολογία αλυσίδας. Τα συστήματα αυτά δεν μπορούν να φτάσουν σε ισχύ παραπλήσια με αυτή των συστημάτων της πρώτης κατηγορίας (μέχρι 3 kw περίπου). Σύμφωνα με τη λογική αυτή τα φωτοβολταϊκά πλαίσια συνδέονται σε σειρά σχηματίζοντας μία μόνο διάταξη αλυσίδας, η οποία τροφοδοτεί έναν αντιστροφέα. Το αντίστοιχο δομικό διάγραμμα φαίνεται στο σχήμα

34 Σχήμα 2.9: Δομικό διάγραμμα Φ/Β συστημάτων τεχνολογίας αλυσίδας [10] Στην πλεοψηφία των περιπτώσεων των συστημάτων αυτής της τεχνολογίας, η συνεχής τάση στα άκρα της αλυσίδας είναι σε επίπεδα κατάλληλα ώστε να μετατραπεί απ ευθείας σε εναλλασσόμενη τάση μέσω ενός αντιστροφέα. Αν αυτό δε συμβαίνει, χρησιμοποιείται διάταξη μετατροπέα ανύψωσης τάσης ή ένας μετασχηματιστής στην έξοδο του αντιστροφέα. Τα συστήματα τεχνολογίας αλυσίδας είναι γενικά πιο διαδεδομένα από αυτά της κεντρικοποιημένης τεχνολογίας, αφού η συντήρηση και επισκευή τους είναι διαδικασία ευκολότερη. Επίσης ο ελεγκτής Μ.Ρ.Ρ.Τ οφείλει να διαχειριστεί μικρότερο αριθμό πλαισίων σε σχέση με τα συστήματα της πρώτης κατηγορίας, κάνοντας τον έλεγχο πιο αποδοτικό. Το σημαντικότερο μειονέκτημα των συστημάτων αυτών είναι η μεγάλη πιθανότητα εμφάνισης φαινομένου hot-spot σε περιπτώσεις ανομοιόμορφης σκίασης των πλαισίων, εξ αιτίας των πολλών φωτοβολταϊκών πλαισίων που συνδέονται σε σειρά στην αλυσίδα. Επόμενη κατηγορία Φ/Β συστημάτων είναι τα συστήματα πολλαπλών αλυσίδων τα οποία αποτελούν μια μείξη των δύο προηγούμενων κατηγοριών με σκοπό την παραγωγή μεγάλων 23

35 ποσών ενέργειας από Φ/Β συστήματα μεγάλης κλίμακας. Το δομικό διάγραμμα αυτής της κατηγορίας φαίνεται στο σχήμα Σχήμα 2.10: Δομικό διάγραμμα Φ/Β συστημάτων πολλαπλών αλυσίδων [10] Τα συστήματα αυτά τα οποία τα τελευταία χρόνια χρησιμοποιούνται ευρέως σε διάφορες εφαρμογές μπορούν να αποδώσουν ισχύ ανάλογη με αυτή των συστημάτων κεντρικοποιημένης τεχνολογίας, ενώ ταυτόχρονα εμφανίζουν πολλά χαρακτηριστικά των συστημάτων τύπου αλυσίδας. Κάθε τέτοιο σύστημα περιλαμβάνει πολλούς μετατροπείς dc-dc κάθε ένας εκ των οποίων διαθέτει το δικό του ελεγκτή Μ.Ρ.Ρ.Τ. Η είσοδος κάθε τέτοιου μετατροπέα είναι μια ανεξάρτητη αλυσίδα Φ/Β πλαισίων και η έξοδος των μετατροπέων αυτών συνδέεται σε ένα κεντρικό αντιστροφέα. Οι ανεξάρτητες πλέον αλυσίδες μπορούν να αποτελούνται από διαφορετικό αριθμό Φ/Β πλαισίων και μάλιστα διαφορετικών χαρακτηριστικών. Επίσης τα συστήματα αυτά δεν υποφέρουν από φαινόμενο hot-spot καθώς κάθε αλυσίδα είναι δυνατόν 24

36 να λειτουργεί στο δικό της σημείο μέγιστης ισχύος ανάλογα με τα επίπεδα σκίασης των πλαισίων. Η ύπαρξη ενός μόνο κεντρικού dc-ac μετατροπέα αποτελεί και το βασικό μειονέκτημα των συστημάτων αυτών, καθώς σε περίπτωση βλάβης του αντιστροφέα αυτού, αυτόματα αναιρείται το βασικό πλεονέκτημα που είναι η ανεξαρτησία των αλυσίδων. Τέλευταία κατηγορία φωτοβολταϊκών συστημάτων είναι αυτά τα οποία κατασκευάζονται με χρήση τεχνολογίας φωτοβολταϊκών πλαισίων εναλλασσόμενου ρεύματος (AC-PV modules). Το δομικό διάγραμμα της κατηγορίας αυτής η οποία αποτελεί και την πιο σύγχρονη κατασκευαστική λύση φαίνεται στο σχήμα Σχήμα 2.11: Δομικό διάγραμμα Φ/Β συστημάτων τεχνολογίας Φ/Β πλαισίων εναλλασσόμενου ρεύματος [10] Τα συστήματα αυτά είναι ουσιαστικά διατάξεις μικρής ηλεκτρικής ισχύος, οι οποίες αποτελούνται από ένα μόνο Φ/Β πλαίσιο και ένα μονοφασικό αντιστροφέα. Έτσι η μέγιστη ηλεκτρική ισχύς που μπορεί να παραχθεί από μια τέτοια διάταξη καθορίζεται από τα χαρακτηριστικά του Φ/Β πλαισίου. Οι συνήθεις τιμές ισχύος μιας τέτοιας διάταξης κυμαίνεται 25

37 περίπου στα 300 Watt. Εύλογα λοιπόν προκύπτει πως είναι αναγκαία η ύπαρξη ενός σταδίου ανύψωσης (boost μετατροπέας) της παραγόμενης τάσης. Η παράλληλη λειτουργία πολλών τέτοιων μονάδων οδηγεί στην παραγωγή μεγάλων ποσών ηλεκτρικής ενέργειας, αυξάνοντας ταυτόχρονα την αξιοπιστία του συστήματος μιας και μια πιθανή βλάβη σε κάποια διάταξη δεν οδηγεί στην ολική απώλεια του συστήματος. Επίσης η σύνδεση ενός μόνο πλαισίου ανά αντιστροφέα δίνει τη δυνατότητα βέλτιστου ελέγχου του Φ/Β από τον ελεγκτή Μ.Ρ.Ρ.Τ οδηγώντας σε βελτιστοποίηση της παραγωγικότητας. Το μειονέκτημα των συστημάτων αυτών είναι η ενσωμάτωση των μετατροπέων στο πίσω μέρος των Φ/Β πλαισίων με αποτέλεσμα την καταπόνησή τους λόγω υψηλών θερμοκρασιών, ειδικά τους καλοκαιρινούς μήνες. Έτσι είναι αναγκαία, η επαρκής απαγωγή θερμότητας του αντιστροφέα. Επίσης η τοποθέτηση του αντιστροφέα στο Φ/Β πλαίσιο μειώνει την ροή του αέρα στην επιφάνεια του πλασίου δυσχεραίνοντας ακόμη περισσότερο την ψύξη του πλαισίου. Έχοντας ολοκληρώσει την περιγραφή ενός τυπικού φωτοβολταϊκού συστήματος μπορούμε να συνεχίσουμε με το βασικό άξονα μελέτης της παρούσας διπλωματικής εργασίας, ο οποίος δεν είναι άλλος από την περιγραφή της τοπολογίας του μονοφασικού αντιστροφέα πέντε ημιαγωγικών στοιχείων Η5 και της λεπτομερούς λειτουργίας του. 26

38 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 3 Θεωρητική ανάλυση του αντιστροφέα Η5 Όπως έχει ήδη αναφερθεί αντικείμενο της παρούσας διπλωματικής εργασίας είναι η μελέτη και η κατασκευή του μονοφασικού αντιστροφέα με πέντε ημιαγωγικά στοιχεία (H5 inverter). Κρίθηκε όμως σκόπιμο, προτού γίνει αναφορά στη λειτουργία του ανιστροφέα αυτού, να γίνει περιγραφή της λειτουργίας του τυπικού μονοφασικού αντιστροφέα (μονοφασική γέφυρα), ο οποίος αποτελείται από τέσσερα ημιαγωγικά στοιχεία. Συγκεκριμένα, θα περιγραφεί η τοπολογία του και θα γίνει ανάλυση της παλμοδότησης με διπολική και μονοπολική spwm (sinusoidal Pulse Width Modulation) [12]. Με τον τρόπο αυτό θα γίνει πιο εύκολα κατανοητή από τον αναγνώστη η μέθοδος παλμοδότησης του αντιστροφέα Η5, η οποία παρουσιάζει αρκετές και σημαντικές ομοιότητες με αυτή της μονοφασικής γέφυρας, ενώ μπορεί να γίνει πιο εύκολα κατανοητό πότε συμφέρει η χρήση της μιας και πότε της άλλης τοπολογίας. 3.1 Περιγραφή τοπολογίας μονοφασικής γέφυρα Στο σχήμα 3.1 που ακολουθεί φαίνεται ο μονοφασικός αντιστροφέας σε τοπολογία πλήρους γέφυρας. Σχήμα 3.1: Μονοφασικός αντιστροφέας σε διάταξη πλήρους γέφυρας [11] Παρατηρώντας το σχήμα 3.1 βλέπουμε τους τέσσερις διακόπτες που αποτελούν τη μονοφασική γέφυρα και συμβολίζονται με ΤΑ+, ΤΑ-,ΤΒ και ΤΒ-. Εκτός από τους διακόπτες, μπορούμε να διακρίνουμε και τέσσερις αντιπαράλληλες στα τρανζίστορ διόδους, οι οποίες όπως θα δούμε και στη συνέχεια είναι απαραίτητες για την περίπτωση που στην έξοδο του 27

39 αντιστροφέα δεν έχουμε καθαρά ωμικό φορτίο. Αξίζει δε να σημειωθεί, ότι οι δίοδοι αυτοί ως επί το πλείστον είναι ενσωματωμένες στο ημιαγωγικό στοιχείο. Οι πυκνωτές που τοποθετούνται στην πλευρά της εισόδου συνεχούς τάσης του αντιστροφέα χρησιμεύουν για τη σταθεροποίηση της τάσης εισόδου και αποφυγή των αιχμών τάσης στην είσοδο. Η τάση εξόδου συμβολίζεται με uo όπως φαίνεται και στο σχήμα 3.1. Στο σχήμα 3.1 φαίνεται επίσης ότι κάθε κλάδος (Α και Β) αποτελείται από δύο τρανζίστορ. Σε κατάσταση αγωγής, η πτώση τάσης πάνω σε ένα ημιαγωγικό στοιχείο είναι πρακτικά μηδενική. Για το λόγο αυτό είναι προφανές πως σε καμία περίπτωση δεν πρέπει τα στοιχεία του ίδιου κλάδου να άγουν ταυτόχρονα. Αν κάτι τέτοιο συμβεί θα έχουμε πρακτικά βραχυκυκλώσει την πηγή τάσης στην είσοδο. Έτσι για να έχουμε δημιουργία αγώγιμου δρόμου μεταξύ της πλευράς της εισόδου και της εξόδου πρέπει τα στοιχεία των δύο κλάδων να άγουν «χιαστί» και συμπληρωματικά. Αυτό επί της ουσίας σημαίνει ότι το τρανζίστορ ΤΑ+ και το τρανζίστορ ΤΒ- θα άγουν ταυτόχρονα και όταν αυτά είναι σε αγωγή, τα τρανζίστορ ΤΑ- και ΤΒ+ θα είναι σε αποκοπή και αντίστροφα. Έτσι, η φορά του ρεύματος στην έξοδο θα αντιστρέφεται κάθε φορά που έχουμε μετάβαση στην αγωγή των στοιχείων. 3.2 Παλμοδότηση αντιστροφέα με spwm Μέχρι τώρα έχουμε δείξει, πώς μπορούμε να παράγουμε εναλλασσόμενη τάση στην έξοδο του αντιστροφέα έχοντας συνεχή τάση στην είσοδο. Η τάση αυτή έχει παλμική μορφή και συγκεκριμένα αποτελείται από θετικούς παλμούς πλάτους +Vin και αρνητικούς πλάτους -Vin. Η τάση εξόδου για αυτή την απλή παλμοδότηση φαίνεται στο σχήμα 3.2 που ακολουθεί. 28

40 Σχήμα 3.2: Τάση εξόδου αντιστροφέα για Vin = 200 Volt Αυτό όμως που επιθυμούμε στην έξοδο του αντιστροφέα δεν είναι εναλλασσόμενη τάση παλμικής μορφής, αλλά εναλλασσόμενη ημιτονοειδή τάση. Για το λόγο αυτό οφείλουμε να φιλτράρουμε την τάση εξόδου, ώστε να απορρίψουμε το ανεπιθύμητο ανώτερο αρμονικό περιεχόμενο της τάσης και να κρατήσουμε μόνο τη βασική αρμονική αυτής. Για το λόγο αυτό, στην έξοδο του αντιστροφέα τοποθετείται χαμηλοδιαβατό LC φίλτρο. Το βασικό πρόβλημα αυτής της πρακτικής όμως είναι ότι οι ανώτερες αρμονικές της τάσης βρίσκονται σε συχνότητες αρκετά χαμηλές με αποτέλεσμα να χρειαζόμαστε ένα πηνίο μεγάλης τιμής για το φίλτρο αυξάνοντας με τον τρόπο αυτό τον όγκο και το κόστος του αντιστροφέα. Λύση στο συγκεκριμένο πρόβλημα έδωσε η τεχνική της παλμοδότησης των στοιχείων με παλμούς μεταβλητής διάρκειας (PWM). Σύμφωνα με τη λογική αυτή, ένα σήμα αναφοράς (σήμα ελέγχου) με κατάλληλη συχνότητα συγκρίνεται με ένα τριγωνικό φορέα υψηλής συχνότητας. Το είδος του σήματος ελέγχου που θα χρησιμοποιηθεί για τη σύγκριση είναι και αυτό που καθορίζει το είδος της διαμόρφωσης PWM που θα πραγματοποιηθεί. Στη συγκεκριμένη περίπτωση το σήμα ελέγχου είναι μια ημιτονοειδής κυματομορφή, οπότε έχουμε ημιτονοειδή διαμόρφωση παλμών (spwm). Το πλάτος Vsin καθώς και η συχνότητα του 29

41 ημιτόνου αναφοράς fsin καθορίζουν το πλάτος και τη συχνότητα της βασικής αρμονικής της τάσης εξόδου, όπως θα εξηγηθεί στη συνέχεια. Η συχνότητα του τριγωνικού φορέα καθορίζει τη συχνότητα μετάβασης fs των στοιχείων (switching frequency) και διατηρείται γενικά σταθερή όπως και το πλάτος αυτού (Vs). Στο σημείο αυτό πρέπει να οριστούν δύο σημαντικά μεγέθη, ο συντελεστής διαμόρφωσης πλάτους (ma) και ο συντελεστής διαμόρφωσης συχνότητας (mf) σύμφωνα με τις σχέσεις: m a = V sin max V max (3.1) tri m f = f tri f sin (3.2) Στη συνέχεια γίνεται παρουσίαση της μεθόδου της διπολικής και της μονοπολικής spwm Διαμόρφωση παλμών με διπολική spwm Στη συγκεκριμένη μέθοδο διαμόρφωσης παλμών όπως αναφέρθηκε και παραπάνω, τα τέσσερα τρανζίστορ άγουν σε ζεύγη (συμπληρωματικά). Επίσης, στη μέθοδο αυτή για την παραγωγή των παλμών χρησιμοποιείται το ίδιο ημίτονο ελέγχου, σε αντίθεση με όσα συμβαίνουν στην μονοπολική spwm. Συγκεκριμένα, όταν οι διακόπτες της μίας ομάδας είναι κλειστοί και άγουν, οι διακόπτες της άλλης είναι ανοιχτοί. Η δημιουργία των παλμών είναι η εξής: Όταν usin>utri τότε τα τρανζίστορ της πρώτης ομάδας (ΤΑ+ και ΤΒ-) παλμοδοτούνται, ενώ τα τρανζίστορ της δεύτερης ομάδας (ΤΑ- και ΤΒ+) βρίσκονται σε αποκοπή. Έτσι η τάση εισόδου οδηγείται στην έξοδο με αποτέλεσμα U out = V dc Στην αντίστροφη περίπτωση, όταν δηλαδή usin<utri παλμοδοτούνται τα τρανζίστορ της δεύτερης ομάδας (ΤΑ- και ΤΒ+), ενώ τα τρανζίστορ της πρώτης ομάδας (ΤΑ+ και ΤΒ-) είναι σε αποκοπή. Άρα στην έξοδο έχουμε U out = V dc Στο πάνω μέρος του σχήματος 3.3 που ακολουθεί φαίνεται ξεκάθαρα η λογική παραγωγής των παλμών μέσω της σύγκρισης της τριγωνικής κυματομορφής και του ημιτόνου ελέγχου, 30

42 ενώ στο κάτω μέρος φαίνεται η τάση εξόδου, η οποία όπως βλέπουμε έχει τιμές - Vdc και +Vdc, επαληθεύοντας την ανάλυση του προηγήθηκε. Γίνεται λοιπόν σαφές πως οι παλμοί αυτοί έχουν μεταβαλλόμενη διάρκεια. Σχήμα 3.3: Σύγκριση τριγωνικού φορέα και ημιτόνου αναφοράς για την παραγωγή παλμών με τη μέθοδο spwm [13] Η τάση εξόδου όπως αναφέρθηκε προηγουμένως είναι σήμα περιοδικό και έχει παλμική μορφή. Αυτό σημαίνει ότι περιέχει ανώτερες αρμονικές. Αναλύοντας το σήμα της τάσης κατά Fourier μπορούμε να δούμε αναλυτικά τις συχνότητες στις οποίες εμφανίζονται οι ανώτερες αρμονικές. To βασικό πλεονέκτημα της μεθόδου της ημιτονοειδούς διαμόρφωσης παλμών είναι το γεγονός, πως οι ανώτερες αρμονικές εμφανίζονται σε μεγάλες συχνότητες και μπορούν να ομαδοποιηθούν σε ζώνες συχνοτήτων γύρω από τα ακέραια πολλαπλάσια της συχνότητας του τριγωνικού φορέα. Πιο συγκεκριμένα, η πρώτη ομάδα περιέχει μια κεντρική αρμονική στη συχνότητα ftri, καθώς και ένα σύνολο αρμονικών δεξιά και αριστερά της συχνότητας αυτής. Οι ακριβής θέση των αρμονικών αυτών δίνεται από τη σχέση: f tri ± 2 n f sin (3.3) 31

43 Η δεύτερη ομάδα αρμονικών δεν περιλαμβάνει κάποια κεντρική συχνότητα, αλλά το σύνολο των αρμονικών δίνεται από τη σχέση: 2 f tri ± (2 n 1) f sin (3.4) Για την τρίτη ομάδα ισχύει ό,τι και για την πρώτη με τη διαφορά ότι η κεντρική συχνότητα εμφανίζεται σε συχνότητα 3 ftri, για την τέταρτη ισχύει ό,τι και για τη δεύτερη αλλά για κεντρική συχνότητα 4 ftri. Για τις επόμενες ομάδες συχνοτήτων, ακολουθείται όμοια συλλογιστική πορεία όπως και για τις προαναφερθείσες. Με τον τρόπο αυτό μπορούμε να καταλήξουμε στο συμπέρασμα πως οι ανώτερες αρμονικές εμφανίζονται σε συχνότητες σύμφωνα με την παρακάτω σχέση: n f tri ± k f sin (3.5) όπου n=1,2,3 και k=1,3,5. εάν n=άρτιος ή k=2,4,6. εάν n=περιττός Η σχέση αυτή μπορεί να γίνει καλύτερα κατανοητή μέσω του σχήματος 3.4. Στο σχήμα αυτό φαίνονται καθαρά οι ομάδες αρμονικών που δημιουργούνται μέσω της παλμοδότησης των στοιχείων που ακολουθείται, αλλά και η κεντρική αρμονική συχνότητα των ομάδων. 32

44 Σχήμα 3.4: Φάσμα αρμονικών τάσης εξόδου του αντιστροφέα [14] Από το σχήμα αυτό και τη σχέση 3.4 γίνεται σαφές το βασικό πλεονέκτημα της μεθόδου spwm, το οποίο είναι, οι πολύ υψηλές σε σχέση με τη βασική αρμονική της τάσης, συχνότητες στις οποίες εμφανίζονται οι ανώτερες αρμονικές. Έτσι έχουμε τη δυνατότητα τοποθέτησης χαμηλοδιαβατού φίλτρου με μεγαλύτερη τιμή συχνότητας αποκοπής, μειώνοντας σημαντικά με τον τρόπο αυτό την τιμή, άρα και τον όγκο του πηνίου του φίλτρου, άρα και τον όγκο και το συνολικό κόστος του αντιστροφέα. Ολοκληρώνοντας την ανάλυση για το αρμονικό περιεχόμενο της τάσης εξόδου αξίζει να αναφέρουμε πως το εύρος κάθε αρμονικής της τάσης δίνεται από πολύπλοκες εξισώσεις, οι οποίες περιέχουν συναρτήσεις Bessel και ξεφεύγουν από τα όρια μελέτης της παρούσας διπλωματικής εργασίας. Το ημιτονοειδές σήμα που φαίνεται με διακεκκομένες στην τάση uo του σχήματος 3.3 αποτελεί τη βασική αρμονική της τάσης εξόδου. Η βασική αρμονική της τάσης καθορίζεται από το σήμα ελέγχου με το πλάτος της να δίνεται από τη σχέση: V 01 max = m a V dc, για ma<1 (3.6) 33

45 Όπως φαίνεται από την παραπάνω σχέση πρέπει ma<1. Σε αντίθετη περίπτωση, δηλαδή για συντελεστή διαμόρφωσης πλάτους ma μεγαλύτερο της μονάδας, έχουμε φαινόμενο υπερδιαμόρφωσης, η οποία κατά κύριο λόγο αποφεύγεται. Η περίπτωση της υπερδιαμόρφωσης δεν μελετάται στην παρούσα διπλωματική εργασία Διαμόρφωση παλμών με μονοπολική spwm Η διαμόρφωση παλμών με μονοπολική spwm είναι πιο διαδεδομένη στους μονοφασικούς αντιστροφείς σε σχέση με τη διπολική spwm διαμόρφωση. Η κύρια αιτία για το γεγονός αυτό, είναι η βελτίωση του ρεύματος εξόδου του αντιστροφέα, το οποίο εγχέεται στο δίκτυο. Ένα ακόμα βασικό χαρακτηριστικό της συγκεκριμένης παλμοδότησης, είναι πως οι ανώτερες αρμονικές της τάσης εξόδου εμφανίζονται σε συχνότητες μεγαλύτερες από το διπλάσιο της διακοπτικής. Αυτό είναι πολύ σημαντικό μιας και όσο μεγαλύτερες είναι οι συχνότητες των ανώτερων αρμονικών τόσο μειώνεται ο όγκος, άρα και το κόστος του φίλτρου εξόδου. Η διαδικασία μέσω της οποίας πραγματοποιείται η παλμοδότηση των στοιχείων είναι η ακόλουθη: Για τα τρανζίστορ της ομάδας Α γίνεται σύγκριση του τριγωνικού φορέα με το ημίτονο ελέγχου και όταν u sin >u tri, τότε ο διακόπτης ΤΑ+ είναι σε αγωγή, ενώ ο διακόπτης ΤΑ- σε αποκοπή, με την τάση VAO να ισούται με +Vdc. Όταν ισχύει το αντίθετο, τότε σε αγωγή είναι ο διακόπτης ΤΑ- ενώ ο διακόπτης ΤΑ+ είναι σε αποκοπή και V AO =0. Για τα τρανζίστορ της ομάδας Β συγκρίνεται και πάλι το τρίγωνο, αυτή τη φορά όμως με το σήμα -usin και όταν -u sin >u tri τότε ο διακόπτης ΤΒ+ είναι σε αγωγή, ενώ ο διακόπτης ΤΒ- είναι σε αποκοπή. Για την περίπτωση αυτή VBO= -Vdc. Στην αντίθετη περίπτωση, για -u sin <u tri o διακόπτης ΤΒ- άγει ενώ ο ΤΒ+ είναι σε αποκοπή. Τότε VBO=0. Συνοψίζοντας τις καταστάσεις αγωγής, διακρίνουμε τις εξής τέσσερις καταστάσεις: 1. Τ Α+, Τ Β- σε αγωγή: VAΟ = Vdc, VΒΟ = 0, UO = Vdc 2. Τ Α-, Τ Β+ σε αγωγή: VAΟ = 0, VΒΟ = Vdc, UΟ = -Vdc 34

46 3. Τ Α+, Τ Β+ σε αγωγή: VAΟ = Vdc, VΒΟ = Vdc, UO = 0 4. Τ Α-, Τ Β- σε αγωγή: VAΟ = 0, VΒΟ = 0, UO = 0 Σε αυτή τη μέθοδο διαμόρφωσης, όπως φαίνεται και στο σχήμα 3.5 που παρατίθεται στη συνέχεια, όταν συμβαίνει μια μετάβαση, η τάση εξόδου αλλάζει μεταξύ των επιπέδων τάσης 0 και +Vdc ή μεταξύ των επιπέδων 0 και -Vdc. Αυτός είναι και ο λόγος που η συγκεκριμένη μέθοδος ονομάζεται διαμόρφωση παλμών με μονοπολική τάση εξόδου. Δηλαδή με τη μέθοδο αυτή τα άλματα της τάσης εξόδου είναι Vdc και όχι 2 Vdc όπως συμβαίνει για διαμόρφωση παλμών με διπολική τάση στην έξοδο. Για τη βασική αρμονική της τάσης εξόδου ισχύουν οι σχέσεις: V 01 max = m a V dc, όπου m a <1 (3.7) Η σχέση που δίνει τη συχνότητα των ανώτερων αρμονικών είναι η ακόλουθη: f h = (j (2 m f ) ± k) f 1 (3.8) Στην spwm με μονοπολική τάση εξόδου, ο συντελεστής διαμόρφωσης συχνότητας m f λαμβάνει μόνο άρτιες τιμές. Έτσι, στην τάση εξόδου περιλαμβάνονται μόνο περιττές αρμονικές, ενώ ο συντελεστής k της εξίσωσης που προηγήθηκε λαμβάνει μόνο περιττές τιμές. Το αρμονικό περιεχόμενο της τάσης εξόδου φαίνεται στο σχήμα 3.5(e). 35

47 Σχήμα 3.5: Μεθοδολογία διαμόρφωσης παλμών με μονοπολική spwm [13] Κατά τη διάρκεια των περιόδων ελεύθερης διέλευσης σε αντίθεση με τη διπολική spwm το ρεύμα βρίσκει δρόμο επιστροφής μέσω του διακόπτη ΤΑ+ και της διόδου ελεύθερης διέλευσης του διακόπτη ΤΒ+, ή μέσω του διακόπτη ΤΒ+ και της διόδου ελεύθερης διέλευσης του διακόπτη ΤΑ-. Η πρώτη από τις δύο αυτές χρονικές περιόδους φαίνεται στο σχήμα 3.6 με το δρόμο που ακολουθεί το ρεύμα να φαίνεται με διακεκκομένες γραμμές. 36

48 Σχήμα 3.6: Αγώγιμος δρόμος που σχηματίζεται κατά την περίοδο ελεύθερης διέλευσης του ρεύματος [12] Έχοντας κατανοήσει τις βασικές αρχές της παλμοδότησης spwm για έναν απλό μονοφασικό αντιστροφέα είμαστε σε θέση να προχωρήσουμε στη λεπτομερή πριγραφή και ανάλυση της τοπολογίας και μεθοδολογίας παλμοδότησης του μονοφασικού αντιστροφέα Η5. Στο σχήμα 3.6 μπορούμε να ξεχωρίσουμε δύο χωρητικότητες οι οποίες συμβολίζονται με διακεκομμένες γραμμές (CG-PV). Οι χωρητικότητες αυτές αποτελούν παρασιτικές χωρητικότητες και ο ρόλος τους θα εξηγηθεί στην επόμενη υποενότητα [12]. 3.3 Παρασιτική χωρητικότητα φωτοβολταϊκών συστοιχιών και ρεύμα διαρροής Τα περισσότερα φωτοβολταϊκά πλαίσια αποτελούνται από ένα μεταλλικό πλαίσιο το οποίο οφείλει να γειωθεί, όπως επιβάλλουν οι κανόνες ασφαλείας. Εξ αιτίας της γείωσης αυτής και της μεγάλης επιφάνειας των Φ/Β πλαισίων, δημιουργούνται παρασιτικές χωρητικότητες μεταξύ των Φ/Β κυττάρων και του πλαισίου, οι οποίες συμβολίζονται ως CG-PV. Την τιμή της χωρητικότητας αυτής επηρεάζουν παράγοντες όπως η επιφάνεια του Φ/Β πλαισίου και του γειωμένου σκελετού, η απόσταση των φωτοβολταϊκών κυττάρων και οι ατμοσφαιρικές συνθήκες. 37

49 Οι τοπολογίες αντιστροφέων χωρίς μετασχηματιστή όπως και ο αντιστροφέας που μελετήθηκε στη διπλωματική αυτή εργασία, στερούνται γαλβανικής απομόνωσης μεταξύ φωτοβολταϊκής συστοιχίας και δικτύου, με αποτέλεσμα τα Φ/Β πλαίσια να είναι απευθείας συνδεδεμένα με το δίκτυο. Έτσι δημιουργείται αγώγιμος δρόμος για ρεύματα διαρροής. Εξ αιτίας της απουσίας μετασχηματιστή, η παρασιτική χωρητικότητα οδηγεί σε μεταβολές της τάσης μεταξύ συστοιχίας και γης. Οι μεταβολές αυτές της τάσης φορτίζουν και εκφορτίζουν την παρασιτική χωρητικότητα, με αποτέλεσμα τη δημιουργία κυκλώματος συντονισμού μεταξύ της παρασιτικής χωρητικότητας και των παρασιτικών επαγωγών των γραμμών συνεχούς τάσης που συνδέουν τη Φ/Β συστοιχία με τον αντιστροφέα. Ο αγώγιμος δρόμος για τα ρεύματα διαρροής φαίνεται στο σχήμα 3.7. Σχήμα 3.7: Αγώγιμος δρόμος μεταξύ του γειωμένου Φ/Β πλαισίου και του δικτύου για τοπολογία χωρίς μετασχηματιστή [12] Η τιμή του ρεύματος διαρροής καθορίζεται από την τιμή της παρασιτικής χωρητικότητας και τη μεταβολή της τάσης στα άκρα της. Η τιμή αυτή δίνεται από την ακόλουθη σχέση: I leakage (t) = C array dv DC earth (t) dt (3.9) όπου Carray : η τιμή της παρασιτικής χωρητικότητας 38

50 VDC-earth : η τάση μεταξύ Φ/Β πλαισίων και γης Σε ένα φωτοβολταϊκό σύστημα με γειωμένα πλαίσια τα ρεύματα διαρροής που δημιουργούνται μέσω της διαδικασίας που περιγράψαμε, ρέουν σε μεγαλύτερο ποσοστό μεταξύ του Φ/Β πλαισίου και της γης. Το υπόλοιπο ποσοστό, το οποίο είναι και επικίνδυνο για τον άνθρωπο κυμαίνεται στα πλαίσια αντοχής του ανθρώπινου σώματος. Το ερώτημα όμως, το οποίο είναι επίφοβο για τον άνθρωπο, είναι το τι θα συμβεί σε περίπτωση φθοράς των πλαισίων από σκουριά ή κάποια άλλη αιτία. Σε μια τέτοια περίπτωση, η κατάσταση είναι αρκετά επικίνδυνη για τον άνθρωπο, μιας και πιθανή επαφή του ανθρώπου με το αγείωτο πλέον πλαίσιο, μπορεί να οδηγήσει στη διέλευση σημαντικών ρευμάτων μέσω του ανθρώπινου σώματος. Ολοκληρώνοντας την περιγραφή των ρευμάτων διαρροής οφείλουμε να αναφέρουμε, πως τα ρεύματα αυτά δημιουργούν ηλεκτρομαγνητκές παρεμβολές, οι οποίες επηρεάζουν όλο τον υπόλοιπο εξοπλισμό. Οι ηλεκτρομαγνητικές παρεμβολές καθορίζονται σε μεγάλο βαθμό την τοπολογία του αντιστροφέα, τη μέθοδο παλμοδότησής του και τη δομή του Φ/Β πλαισίου. 3.4 Περιγραφή τοπολογίας αντιστροφέα Η5 Στο κεφάλαιο αυτό θα πραγματοποιηθεί η θεωρητική ανάλυση του αντιστροφέα H5, ο οποίος και υλοποιήθηκε. Ο αντιστροφέας αυτός ανήκει στην οικογένεια των αντιστροφέων μίας βαθμίδας, αφού περιλαμβάνει ένα μόνο στάδιο μετατροπής, αυτό δηλαδή του αντιστροφέα. Επίσης, ανήκει στην κατηγορία των αντιστροφέων χωρίς μετασχηματιστή για ανύψωση τάσης (transformerless inverter). Αυτός είναι και ο λόγος για τον οποίο απαιτείται DC τάση υψηλής τιμής στην είσοδο του αντιστροφέα. Η τάση αυτή κυμαίνεται πάνω από 400 Volt. Η τιμή της συνεχούς τάσης εισόδου επιλέγεται τέτοια, ώστε να επιτύχουμε στην έξοδο του αντιστροφέα εναλλασσόμενη τάση με rms τιμή 230 Volt, τιμή η οποία συμπίπτει με την rms τιμή της τάσης του δικτύου χαμηλής τάσης. Ένα από τα βασικά πλεονεκτήματα του αντιστροφέα Η5, το οποίο του δίνει βασικό προβάδισμα έναντι των υπολοίπων αντιστροφέων για χρήση σε φωτοβολταϊκά συστήματα είναι ο υψηλότερος βαθμός αποδοσής του, ο οποίος ξεπερνά το 95%. Καίριας σημασίας για την επίτευξη της τιμής αυτής είναι η επιλογή του τρόπου παλμοδότησης των ημιαγωγικών στοιχείων, μια παλμοδότηση η οποία διαφέρει σε σημαντικό βαθμό από άλλες ευρέως χρησιμοποιούμενες παλμοδοτήσεις. Εκτός όμως από την επίτευξη υψηλής απόδοσης, η 39

51 συγκεκριμένη παλμοδότηση προσφέρει λύση στο πρόβλημα των ρευμάτων διαρροής (leakage currents) που εμφανίζονται στους περισσότερους αντιστροφείς φωτοβολταϊκών συστοιχιών. Στην παρούσα διπλωματική εργασία ωστόσο, το δεύτερο αυτό χαρακτηριστικό δεν μελετήθηκε, μιας και μεγαλύτερη έμφαση δόθηκε στη μελέτη διαφορετικών παλμοδοτήσεων των ημιαγωγικών στοιχείων για την επίτευξη του βέλτιστου αποτέλεσματος στην έξοδο του αντιστροφέα. Στη συνέχεια, ακολουθεί μια εκτενέστερη ανάλυση της λειτουργίας του συγκεκριμένου αντιστροφέα. 3.5 Ανάλυση λειτουργίας του αντιστροφέα Η5 Στο σχήμα 3.8 φαίνεται η τοπολογία του αντιστροφέα Η5, ο οποίος όπως προδίδει και το όνομά του αποτελείται από 5 ημιαγωγικά στοιχεία, ενώ με διακεκομμένες γραμμές παρουσιάζονται δύο χωρητικότητες, οι οποίες όπως αναφέραμε και στην υποενότητα 3.3 αντιστοιχούν στην παρασιτική χωρητικότητα που προκύπτει μεταξύ του φωτοβολταϊκού πλαισίου και του εδάφους. Επίσης διακρίνουμε το φίλτρο στην έξοδο του αντιστροφέα (LCL χαμηλοδιαβατό φίλτρο) αλλά και το φορτίο εξόδου (Zload). Σχήμα 3.8: Τοπολογία αντιστροφέα Η5 [16] 40

52 Βλέποντας το σχήμα 3.8 παρατηρούμε ότι ο αντιστροφέας Η5 δεν είναι τίποτε άλλο, παρά ο τυπικός μονοφασικός αντιστροφέας που αποτελείται απο τέσσερα ημιαγωγικά στοιχεία (full bridge) με την προσθήκη ενός ακόμα ημιαγωγικού στοιχείου (S5) σε σειρά με την πλήρη γέφυρα των τεσσάρων στοιχείων. Η προσθήκη του πέμπτου αυτού στοιχείου οδηγεί στα ακόλουθα αποτελέσματα [15]: Εμποδίζεται η ανταλλαγή ισχύος μεταξύ των σταδίων εισόδου και εξόδου, δηλαδή μεταξύ του πυκνωτή εισόδου και των παθητικών στοιχείων (πυκνωτής και πηνία) που αποτελούν το φίλτρο. Η φωτοβολταϊκή συστοιχία απομονώνεται κατά τις περιόδους ελεύθερης διέλευσης, οπότε μειώνεται το περιεχόμενο των υψηλών συχνοτήτων πάνω στις παρασιτικές χωρητικότητες, γεγονός το οποίο έχει ως συνέπεια τη μείωση του ρεύματος διαρροής. Όπως αναφέρθηκε και στην αρχή του κεφαλαίου ένα από τα δύο βασικά χαρακτηριστικά που κάνει το συγκεκριμένο αντιστροφέα να πλεονεκτεί και να προτιμάται για χρήση σε φωτοβολταϊκά συστήματα έναντι άλλων μονοφασικών μετατροπέων, είναι η μέθοδος παλμοδότησής του. Η συγκεκριμένη μέθοδος έχει αρκετές ομοιότητες με την τυπική παλμοδότηση spwm αλλά και διαφορές αποσκοπώντας στην παραγωγή μονοπολικής τάσης στην έξοδο του αντιστροφέα. Πρόκειται για μια παλμοδότηση υβριδικού τύπου, η οποία πραγματοποιείται ως εξής: Τα δύο άνω στοιχεία της πλήρους γέφυρας (S1 και S3) αποτελούν τα δύο χαμηλόσυχνα ημιαγωγικά στοιχεία καθώς παλμοδοτούνται με τη συχνότητα του ημιτόνου αναφοράς (50 Hz). Το στοιχείο S1 βρίσκεται σε αγωγή κατά τη θετική ημιπερίοδο, ενώ το S3 κατά την αρνητική ημιπερίοδο του ημιτόνου. Σε αντίθεση με τα δύο παραπάνω στοιχεία, τα υπόλοιπα τρία στοιχεία (S2, S4 και S5) παλμοδοτούνται σε υψηλή διακοπτική συχνότητα. Κατά τη θετική ημιπερίοδο και ενώ το στοιχείο S1 άγει συνεχώς, τα στοιχεία S4 και S5 άγουν σε υψηλή διακοπτική συχνότητα, ενώ το S2 είναι σε αποκοπή. Έτσι ο αγώγιμος δρόμος που δημιουργείται από τη φωτοβολταϊκή συστοιχία μέχρι το φίλτρο και εν τέλει το φορτίο είναι: συστοιχία-στοιχείο S5-στοιχείο S1-φίλτρο-φορτίο εξόδου-s4-41

53 συστοιχία. Με τον τρόπο αυτό η τάση στην έξοδο του αντιστροφέα είναι +Vdc. Η διαδρομή που ακολουθεί το ρεύμα κατά τη θετική ημιπερίοδο φαίνεται στο σχήμα 3.9. Σχήμα 3.9: Τάση εξόδου:+vdc (S1, S4, S5 On, S2, S3 Off) Επόμενο στάδιο λειτουργίας του αντιστροφέα είναι το στάδιο ελεύθερης διέλευσης κατά το οποίο τα ημιαγωγικά στοιχεία υψηλής συχνότητας (διακόπτες 2,4 και 5) είναι εκτός λειτουργίας. Έτσι δημιουργείται ένας βρόχος μέσω του οποίου κυκλοφορεί το ρεύμα και είναι ο εξής: στοιχείο S1-φίλτρο-φορτίο-δίοδος ελεύθερης διέλευσης στοιχείου S3-στοιχείο S1. Ο παραπάνω αγώγιμος δρόμος γίνεται καλύτερα κατανοητός μέσω του σχήματος 3.10 που ακολουθεί. Κατά τη διάρκεια αυτού του διαστήματος η τάση εξόδου του αντιστροφέα είναι 0 V, αφού η dc τάση εισόδου είναι αποκομμένη από την έξοδο (ο S5 διακόπτης είναι off). Αυτό είναι απόλυτα φυσιολογικό αφού, όπως αναφέραμε και παραπάνω, αποσκοπούμε στην παραγωγή μιας μονοπολικής τάσης εξόδου. 42

54 Σχήμα 3.10: Μηδενική τάση εξόδου (S1 on, S2, S3, S4, S5 off) Στο διάστημα της αρνητικής ημιπεριόδου ο διακόπτης 1 είναι εκτός λειτουργίας ενώ ο διακόπτης 3 άγει συνεχώς. Τα υψηλόσυχνα στοιχεία τα οποία παλμοδοτούνται στο χρονικό αυτό διάστημα είναι τα στοιχεία S2 και S5 ενώ το S4 είναι μόνιμα σε αποκοπή. Αυτό που πετυχαίνουμε στο διάστημα αυτό είναι η τάση εξόδου να αποκτά την τιμή - Vdc καθώς η αγώγιμη για το ρεύμα διαδρομή είναι πλέον η εξής: φωτοβολταϊκή συστοιχία-στοιχείο S3-φίλτο-φορτίο-στοιχείο S2-συστοιχία. Ο βρόχος αυτός γίνεται αντιληπτός στο σχήμα

55 Σχήμα 3.11: Τάση εξόδου: -Vdc (S2, S3, S5 on, S1, S4 off) Όπως και στην περίπτωση της θετικής ημιπεριόδου έτσι και στην αρνητική ημιπερίοδο έχουμε περίοδο ελεύθερης διέλευσης κατά την οποία η τάση στην έξοδο του αντιστροφέα είναι μηδενική. Συγκεκριμένα, στο διάστημα αυτό ο αγώγιμος δρόμος που δημιουργείται για το ρεύμα είναι: στοιχείο S3-φίλτρο-φορτίο-δίοδος ελεύθερης διέλευσης στοιχείου S1-στοιχείο S3. Ο βρόχος φαίνεται στο σχήμα Σχήμα 3.12: Μηδενική τάση εξόδου (S3 on, S1, S2, S4, S5 off) 44

56 Αυτά είναι λοιπόν τα τέσσερα διαστήματα λειτουργίας του αντιστροφέα Η5, σύμφωνα με τον υβριδικό τρόπο παλμοδότησης που ακολουθούμε για μονοπολική τάση στην έξοδο του αντιστροφέα. Στον πίνακα του σχήματος 3.13 φαίνονται συμπυκνωμένα τα διαστήματα λειτουργίας. Τάση Εξόδου +V dc 0 + -V dc 0 - Ημιαγωγικοί Διακόπτες S1 on on off off S2 off off on off S3 off off on on S4 on off off off S5 on off on off Σχήμα 3.13: Πίνακας λειτουργίας του αντιστροφέα Για τη βασική αρμονική της τάσης εξόδου όπως, είχαμε δει και για αντιστροφέα πλήρους γέφυρας, η σχέση που δίνει το πλάτος αυτής είναι: V 01 max = m a V dc, για ma<1 (3.10) 3.6 Υβριδική παλμοδότηση του αντιστροφέα Η5 Είδαμε μέχρι τώρα τις περιόδους λειτουργίας του αντιστροφέα. Και μόνο από αυτή την περιγραφή γίνεται εύκολα κατανοητό, ότι ο τρόπος παλμοδότησης του Η5 έχει διαφορές με τη 45

57 συνηθισμένη ημιτονοειδή διαμόρφωση εύρους παλμών (spwm). Στο κεφάλαιο αυτό θα δούμε αναλυτικά αυτό τον τρόπο παλμοδότησης. Ο τρόπος παλμοδότησης του Η5 αν και έχει αρκετές ομοιότητες με τη μονοπολική spwm, πράγμα αναμενόμενο αφού στην έξοδο παράγεται μονοπολική τάση, έχει και σημαντικές διαφορές. Στο σχήμα 3.14, φαίνονται οι παλμοί που δέχονται οι πέντε ημιαγωγικοί διακόπτες σε χρονικό διάστημα μιας περιόδου. Σχήμα 3.14: Παλμοδότηση ημιαγωγικών στοιχείων [17] Από το σχήμα βλέπουμε ξεκάθαρα, ότι τα δύο χαμηλόσυχνα στοιχεία S1 και S3 παλμοδοτούνται στη συχνότητα του ημιτόνου αναφοράς όντας συμπληρωματικά μεταξύ τους, σε αντίθεση με τα S2, S4 και S5 που έχουν υψηλή συχνότητα παλμοδότησης και μάλιστα με παλμούς μεταβαλλόμενου εύρους. Για την επίτευξη των παραπάνω παλμών, αρχικά συγκρίνουμε την κυματομορφή του ημιτόνου αναφοράς με το μηδέν. Έτσι παράγονται οι παλμοί που τροφοδοτούν το διακόπτη S1. Ακολούθως, συγκρίνεται η ανεστραμμένη κυματομορφή του ημιτόνου με το μηδέν και προκύπτουν οι παλμοί που τροφοδοτούν το διακόπτη S3. Η συγκεκριμένη διαδικασία θυμίζει εν πολλοίς την τεχνική του zero crossing που ακολουθείται στους περισσότερους μετατροπείς για την εύρεση των σημείων μηδενισμού της τάσης του δικτύου. Όσο για τους υψηλόσυχνους 46

58 διακόπτες, ακολουθούμε μια διαδικασία παρόμοια με αυτή της μονοπολικής spwm παλμοδότησης. Συγκεκριμένα, στη μια είσοδο ενός συγκριτή οδηγούμε την κυματομορφή του ημιτόνου αναφοράς, ενώ στην άλλη είσοδο οδηγούμε μια υψηλής συχνότητας τριγωνική κυματομορφή, όπως και στην απλή spwm. Έτσι παράγονται οι παλμοί του διακόπτη S5. Για το διακόπτη S2 οδηγούμε την έξοδο του συγκριτή και τους χαμηλόσυχνους παλμούς του S3 σε μια λογική πύλη AND. Τέλος, για το διακόπτη S4 ακολουθούμε την ίδια μεθοδολογία όπως και για το διακόπτη S2 με τη διαφορά, ότι στη δεύτερη είσοδο της πύλης AND οδηγούμε τους παλμούς του τρανζίστορ S1. Στο σχήμα 3.15 φαίνεται η λογική παλμοδότησης και των πέντε ημιαγωγικών στοιχείων. Σχήμα 3.15: Λογική παλμοδότησης των ημιαγωγικών στοιχείων αντιστροφέα Η5 [17] Μια ακόμα διαφορά της υβριδικής παλμοδότησης που ακολουθείται για τον Η5 σε σχέση με την απλή spwm παλμοδότηση, είναι ότι η μορφή της τριγωνικής κυματομορφής όπως και του ημιτόνου αναφοράς που χρησιμοποιούνται για την παραγωγή των παλμών του τρανζίστορ S5 είναι ανορθωμένοι, δηλαδή λαμβάνουν μόνο θετικές τιμές. Η σύγκριση του ημιτόνου αναφοράς με τον ανορθωμένο τριγωνικό φορέα φαίνεται στο σχήμα

59 Σχήμα 3.16: Σύγκριση τριγωνικής κυματομορφής με το ημίτονο αναφοράς για την παραγωγή των υψίσυχνων παλμών των στοιχείων S2, S3, S5 [17]. Κατά τη θετική ημιπερίοδο δηλαδή, ο τριγωνικός φορέας V carrier συγκρίνεται με το σήμα V control, ενώ κατά την αρνητική ημιπερίοδο συγκρίνεται με το -V control. 3.7 Σύνδεση με το δίκτυο Σκοπός του αντιστροφέα που παρεμβάλλεται μεταξύ ενός Φ/Β συστήματος και δικτύου, όπως και κάθε αντιστροφέα, μονοφασικού ή τριφασικού, είναι η σύνδεση του Φ/Β συστήματος με το δίκτυο χαμηλής τάσης, έτσι ώστε να παρέχουμε ισχύ από την ανανεώσιμη πηγή στο δίκτυο [18]. Και αν η διαδικασία αυτή μοιάζει απλή με μια πρώτη ματιά, εντούτοις αποτελεί μια διαδικασία αρκετά πολύπλοκη. Αυτό συμβαίνει, καθώς για να πραγματοποιηθεί μια επιτυχής σύνδεση με το δίκτυο, είναι απαραίτητο η παραγόμενη τάση να πληρεί τις εξής προϋποθέσεις: Να έχει ίδια συχνότητα με την τάση του δικτύου (50 Hz) Να έχει ίδια ενεργό τιμή με την τάση του δικτύου (230 Volt) Να έχει μηδενική διαφορά φάσης με την τάση του δικτύου Όταν ικανοποιηθούν και οι τρεις αυτές συνθήκες, είμαστε σε θέση να κλείσουμε το διακόπτη ισχύος. Μόλις γίνει αυτό, το ρεύμα προς το δίκτυο θα είναι μηδενικό μιας και οι δύο τάσεις θα ταυτίζονται. Η απλοποιημένη μορφή του συστήματος αντιστροφέας - δίκτυο φαίνεται στο σχήμα 3.17 και περιγράφεται από τις εξισώσεις 3.11 και 3.12 που ακολουθούν: 48

60 Σχήμα 3.17: Τυπικό σύστημα σύνδεσης του αντιστροφέα με το δίκτυο [11] P = V 1 V 2 X sinδ (3.11) Q = V 1 2 V 1 V 2 X X sinδ (3.12) όπου V1=E, V2=U και Χ=jωL Όπως φανερώνει η εξίσωση 3.11, για να υπάρξει μεταφορά ενεργού ισχύος από τον αντιστροφέα στο δίκτυο, πρέπει να υπάρχει μια διαφορά φάσης μεταξύ της βασικής αρμονικής της τάσης εξόδου του αντιστροφέα και της τάσης του δικτύου (άρα sinδ 0). Αφού λοιπόν επιτευχθεί σύνδεση με το δίκτυο, πρέπει η γωνία δ να μεταβληθεί τόσο, ώστε να αποδώσουμε την επιθυμητή ποσότητα ισχύος. Για να κατανοήσουμε καλύτερα τη συγκεκριμένη πρακτική, παραθέτουμε το ακόλουθο διανυσματικό διάγραμμα. 49

61 Σχήμα 3.18: Διανυσματικό διάγραμμα για τη σύνδεση αντιστροφέα με το δίκτυο [11] Η γωνία φ αντιπροσωπεύει τη διαφορά φάσης ανάμεσα στην τάση του δικτύου και του ρεύματος εξόδου του αντιστροφέα μας. Η γωνία ισχύος (γωνία δ) αντιπροσωπεύει τη διαφορά φάσης ανάμεσα στην τάση του δικτύου και στην τάση εξόδου του αντιστροφέα. Σύμφωνα λοιπόν με το παραπάνω διάγραμμα και τις εξισώσεις 3.10 και 3.11 μπορούμε να συμπεράνουμε, πως ρυθμίζοντας το μέτρο Ε της τάσης εξόδου του αντιστροφέα και τη γωνία ισχύος δ, μπορούμε να ελέγξουμε τη ροή πραγματικής και αέργου ισχύος προς το δίκτυο. Επίσης, μπορεί να αποδειχτεί πως η μεταβολή του μέτρου της τάσης Ε έχει πολύ μεγαλύτερη επίδραση στη ροή αέργου ισχύος σε σχέση με τη ροή πραγματικής ισχύος, ενώ η μεταβολή της γωνίας δ (για μικρές τιμές της γωνίας δ) επιδρά περισσότερο στη ροή πραγματικής ισχύος παρά σε αυτή της αέργου ισχύος. Έτσι, μπορούμε με αρκετά καλή ακρίβεια να θεωρήσουμε, πως η πραγματική και άεργος ισχύς μεταβάλλονται ανεξάρτητα η μία από την άλλη. Το γεγονός αυτό είναι ιδιαίτερα σημαντικό μιας και απλοποιεί σε μεγάλο βαθμό τον έλεγχο. Σκοπός λοιπόν του ελέγχου που πραγματοποιείται σε έναν αντιστροφέα, είναι η μεταβολή της γωνίας ισχύος και του μέτρου της τάσης του αντιστροφέα, ώστε να αποδώσουμε τις επιθυμητές τιμές πραγματικής και αέργου ισχύος αντίστοιχα. Ο τρόπος για να πραγματοποιηθεί κάτι τέτοιο παρουσιάζεται στη συνέχεια [19]. 50

62 3.7.1 Έλεγχος πραγματικής-αέργου ισχύος Μέσω του ελέγχου του μονοφασικού αντιστροφέα επιδιώκεται επίτευξη μοναδιαίου συντελεστή ισχύος, ώστε να αποφευχθεί ανταλλαγή αέργου ισχύος μεταξύ του αντιστροφέα και του δικτύου και προσφορά του επιθυμητού ποσού πραγματικής ισχύος από το αντιστροφέα στο δίκτυο. Ο έλεγχος για μια τέτοια λειτουργία ονομάζεται έλεγχος ενεργού-αέργου ισχύος (P-Q control). Ο απαιτούμενος έλεγχος P-Q μπορεί να πραγματοποιηθεί με διάφορους τρόπους. Ένας από αυτούς είναι η μέτρηση της ενεργού και της αέργου ισχύος που εγχέει ο αντιστροφέας στο δίκτυο και ο έλεγχός τους με χρήση δύο ελεγκτών PI. H λογική αυτή φαίνεται στο ακόλουθο σχήμα. Σχήμα 3.19: Έλεγχος με μέτρηση της πραγματικής και της αέργου ισχύος [20] 51

63 Σύμφωνα με τη συγκεκριμένη λογική χρησιμοποιούνται δύο εσωτερικοί βρόχοι PI, ένας για την ενεργό και ένας για την άεργο ισχύ. Στο βρόχο της αέργου θέτουμε μηδενική αναφορά, αφού επιθυμούμε συντελεστή ισχύος μονάδα, ενώ ως αρνητική είσοδο εισάγεται η μετρούμενη άεργος ισχύς που ο αντιστροφέας εγχέει στο δίκτυο. Στο βρόχο ενεργού ισχύος στη θετική είσοδο τοποθετείται η τιμή ισχύος που θέλουμε να προσφέρουμε στο δίκτυο, ενώ ως αρνητική η μετρούμενη ενεργός ισχύς. Η έξοδος του βρόχου για την ενεργό ισχύ πολλαπλασιάζεται με ένα ημιτονοειδές σήμα μοναδιαίου πλάτους συγχρονισμένο με το σήμα της τάσης του δικτύου, ενώ η έξοδος του βρόχου αέργου ισχύος πολλαπλασιάζεται με ένα επίσης ημιτονοειδές μοναδιαίο σήμα συγχρονισμένο με την τάση δικτύου, αλλά μετατοπισμένο από αυτή κατά 90 μοίρες [21]. Ο υπολογισμός της ενεργού ισχύος που εγχέεται στο δίκτυο από τον αντιστροφέα μπορεί να πραγματοποιηθεί με μέτρηση της διαφοράς φάσης της τάσης εξόδου του αντιστροφέα και της τάσης δικτύου και δίνεται από τη σχέση 3.11 που αναφέραμε προηγουμένως. Αντίστοιχα την άεργο ισχύ μετράμε με ανάλογο τρόπο μέσω της εξίσωσης Μια τέτοια πρακτική βέβαια κρίνεται ιδιαίτερα δύσκολη, μιας και απαιτεί γνώση της βασικής αρμονικής που προκύπτει από την ανάλυση Fourier. Για το λόγο αυτό χρησιμοποιούνται τεχνικές όπως αυτές που θα περιγραφούν στην επόμενη υποενότητα. Στο σημείο αυτό είναι ουσιαστικό να τονίσουμε τη σημασία που παίζουν για τον έλεγχο αυτό, τα παθητικά στοιχεία του κυκλώματος κι αυτό γιατί πρέπει να γνωρίζουμε με ακρίβεια την επαγωγή L που παρεμβάλλεται μεταξύ του δικτύου και του αντιστροφέα, ώστε να μπορούμε να μεταβάλλουμε τη γωνία ισχύος δ σε ένα μικρό εύρος τιμών και με μεγάλη ακρίβεια. Για να ξεπεράσουμε το πρόβλημα αυτό τοποθετούμε στο φίλτρο εξόδου του αντιστροφέα δύο πηνία της τάξης των 30 mh το κάθε ένα. Έτσι τα πηνία του φίλτρου εκτός από το φιλτράρισμα των ανώτερων αρμονικών της τάσης εξόδου του αντιστροφέα, επιτελούν και το ρόλο της επαγωγής Χ για τις σχέσεις 3.11 και 3.12 που προηγήθηκαν. Με τη λογική αυτή είμαστε σε θέση να πετύχουμε μεγαλύτερο εύρος ρύθμισης της γωνίας ισχύος. Αυξάνοντας το εύρος ρύθμισης της γωνίας ισχύος χρησιμοποιώντας μεγαλύτερη επαγωγή αποφεύγουμε και ένα ακόμα πρόβλημα, το οποίο είναι ο κίνδυνος εμφάνισης μεγάλων διαφορών ισχύος, λόγω σφαλμάτων στους υπολογισμούς του μικροελεγκτή. Αν για παράδειγμα είχαμε μικρή επαγωγή, τότε ένα πιθανό μικρό σφάλμα στον υπολογισμό της γωνίας ισχύος θα οδηγούσε σε σημαντική απόκλιση της ενεργού ισχύος που θέλουμε να αποδώσουμε στο δίκτυο. 52

64 Με μεγάλη επαγωγή και ανάλογο σφάλμα όμως, η απόκλιση στην εγχεόμενη ενεργό ισχύ είναι αποδεκτή. Ολοκληρώνοντας την περιγραφή του φίλτρου εξόδου οφείλουμε να αλλάξουμε την τιμή του πυκνωτή του φίλτρου εφόσον μεταβάλλαμε και την τιμή του πηνίου. Από τη σχέση για τη συχνότητα αποκοπής του φίλτρου και για συχνότητα αποκοπής στα 800 Hz, η τιμή του πυκνωτή υπολογίζεται στα 695 nf. f απ = 1 2 π L C (3.13) C = 1 4π 2 L f απ 2 (3.14) Ξεπερνώντας το συγκεκριμένο πρόβλημα που αφορά την ακρίβεια ρύθμισης της γωνίας ισχύος, θα μπορούσε κανείς να ισχυριστεί, πως ο απλός P-I ελεγκτής μπορεί να εφαρμοστεί χωρίς πρόβλημα για τον έλεγχο ενός αντιστροφέα. Η πραγματικότητα όμως είναι διαφορετική. Για τον υπολογισμό της ενεργού και της αέργου ισχύος χρησιμοποιείται ο υπολογισμός σε στρεφόμενο πλαίσιο αναφοράς, σύγχρονο με τη συχνότητα του δικτύου (d-q πλαίσιο αναφοράς). Ο λόγος για την επιλογή αυτή, όπως και η όλη διαδικασία υπολογισμού παρατίθενται στη συνέχεια Έλεγχος ενεργού-αέργου ισχύος σε d-q άξονες Στο προηγούμενο κεφάλαιο αναφέραμε πως μετρώντας την τάση και το ρεύμα εξόδου είμαστε σε θέση να υπολογίσουμε την πραγματική και άεργο ισχύ, που εγχέεται στο δίκτυο μέσω των εξισώσεων 3.11 και Από τις εξισώσεις αυτές προκύπτουν οι είσοδοι των βρόχων ελέγχου. Επειδή όμως τα μεγέθη αυτά είναι ημιτονοειδή, ο απλός αυτός P-I έλεγχος παρουσιάζει πολλά προβλήματα. Η χαμηλή αποδοτικότητα του ολοκληρωτή (Ι) σε συχνότητα διάφορη της μηδενικής οδηγεί σε ύπαρξη σφάλματος μόνιμης κατάστασης και χαμηλή απόρριψη διαταραχών, καθιστώντας τον ελεγκτή αυτό ακατάλληλο για την παρακολούθηση ενός ημιτονοειδούς σήματος σε σταθερό πλαίσιο αναφοράς [22]. Μια λύση που προτείνεται στη βιβλιογραφία για το πρόβλημα αυτό και χρησιμοποιείται ευρέως σε πρακτικές εφαρμογές, είναι η χρήση στρεφόμενου πλαισίου αναφοράς, ώστε να χρησιμοποιούνται οι P-I ελεγκτές για συνεχή πλέον μεγέθη. Η τεχνική η οποία επιλέγεται για την εφαρμογή μας είναι αυτή της χρήσης ενός συστήματος ελέγχου σε πλαίσιο αναφοράς 53

65 σύγχρονο με τη συχνότητα του δικτύου (d-q πλαίσιο αναφοράς). Ο έλεγχος d-q επιτρέπει απεριόριστο κέρδος στη συχνότητα του δικτύου και εξαιρετική απόρριψη διαταραχών. Παράλληλα, οι δύο P-I ελεγκτές αποδίδουν πολύ καλύτερα, καθώς τα μεγέθη είναι μετασχηματισμένα στο σύγχρονο πλαίσιο αναφοράς, όντας πλέον συνεχή και όχι ημιτονοειδή μεγέθη. Όπως δείχνει και το σχήμα 3.20 στο οποίο φαίνεται η γενική λογική της συγκεκριμένης τεχνικής για μονοφασικούς αντιστροφείς απαιτούνται δύο μετασχηματισμοί καθώς και χρήση PLL. H χρησιμότητα και λειτουργία του PLL θα αναλυθούν στο επόμενο υποκεφάλαιο. Σχήμα 3.20: Σχηματικό διάγραμμα της d-q τεχνικής ελέγχου [23] Η καλύτερη απόδοση και τα υπόλοιπα πλεονεκτήματα της εν λόγω τεχνικής όμως, δεν προσφέρονται χωρίς κόστος. Αυτό είναι ο αυξημένος υπολογιστικός φόρτος που επομίζεται το υπολογιστικό μας σύστημα για την πραγματοποίηση των μετασχηματισμών Clarke και Park, αλλά και τη λειτουργία του PLL. Για το λόγο αυτό η πρακτική αυτή δεν είναι ιδιαίτερα διαδεδομένη σε μονοφασικούς αντιστροφείς. Μια άλλη τεχνική η οποία είναι δυνατόν να εφαρμοστεί σε ένα μονοφασικό αντιστροφέα, είναι αυτή της τροποποιημένης p-q θεωρίας [24]. Η βασική λογική της τεχνικής αυτής φαίνεται στο σχήμα

66 Σχήμα 3.21: Τροποποιημένη θεωρία p-q [24] Σύμφωνα με τη λογική αυτή για τον έλεγχο μονοφασικών συστημάτων απαιτείται ο μετασχηματισμός των μονοφασικών μεγεθών σε εικονικά τριφασικά μεγέθη. Έτσι είναι πλέον δυνατόν, να εφαρμοστεί ο μετασχηματισμός Clarke (συνιστώσες α-β) ή Park (συνιστώσες d- q). Βέβαια, και στην τεχνική αυτή απαιτούνται επιπλέον υπολογισμοί από το σύστημά μας, λόγω των μετασχηματισμών από μονοφασικά σε τριφασικά μεγέθη και την ανάγκη ύπαρξης PLL. Στην παρούσα διπλωματική έγινε προσπάθεια για προσομοίωση και των δύο τεχνικών ελέγχου Βρόχος κλειδώματος φάσης (PLL) Τα ηλεκτρικά δίκτυα είναι συστήματα σύνθετα και δυναμικά, τα οποία επηρεάζονται από διάφορα αίτια, όπως σύνδεση ή αποσύνδεση φορτίων, διαταραχές, φαινόμενα συντονισμών, αλλά και σφάλματα όπως κεραυνούς ή κάποιο βραχυκύκλωμα. Για το λόγο αυτό, όταν ένας αντιστροφέας είναι συνδεδεμένος με το δίκτυο, οι μεταβλητές του δικτύου πρέπει να παρακολουθούνται ανά πάσα στιγμή. Και στους δύο τρόπους ελέγχου με στρεφόμενο πλαίσιο αναφοράς που αναφέραμε παραπάνω η ανίχνευση της κατάστασης του δικτύου κρίνεται απαραίτητη. Με τον όρο κατάσταση του δικτύου εννοούμε τη συχνότητα, τη γωνία και το μέτρο της τάσης του δικτύου. 55

67 Την αποστολή αυτή επωμίζεται ο βρόχος κλειδώματος φάσης (PLL), ο οποίος είναι ένας έλεγχος κλειστού βρόχου και μπορεί να επιτευχθεί με αρκετές τεχνικές μέσω ενός μικροελεγκτή. Η τεχνική που επιλέχτηκε για την παρούσα εργασία είναι αυτή του SOGI-PLL, η οποία παρουσιάζεται στο σχήμα Σχήμα 3.22: Μονοφασικό SOGI-PLL [25] Στο σχήμα φαίνεται πως ο έλεγχος επιτυγχάνεται μέσω ενός P-I ελεγκτή, στόχος του οποίου είναι η διατήρηση μηδενικού σφάλματος, είτε ελέγχοντας την τάση V q είτε τη γωνία θ. Σημαντική λεπτομέρεια για τα μονοφασικά συστήματα που πρέπει να αναφερθεί, είναι η δημιουργία ενός δεύτερου σήματος με διαφορά φάσης 90 μοίρες από το αρχικό (σήμα δικτύου). Αυτό γίνεται για την υλοποίηση του μετασχηματισμού Clarke και του μετασχηματισμού Park στη συνέχεια. Το συγκεκριμένο PLL προσομοιώθηκε μέσω του λογισμικού Simulink. Τα αποτελέσματα της προσομοίωσης βρίσκονται στο κεφάλαιο 4. Όπως φαίνεται και στο σχήμα 3.22 όμως, το PLL απαιτεί αρκετούς πολλαπλασιασμούς και ολοκληρώσεις, γεγονός το οποίο προφανώς επιβαρύνει τον μικροελεγκτή με πράξεις. Έχοντας περιγράψει τη λειτουργία του αντιστροφέα Η5 επόμενο στάδιο της διπλωματικής αυτής εργασίας ήταν η προσομοίωση της λειτουργίας του μέσω του λογισμικού Matlab/Simulink με σκοπό την επιβεβαίωση όσων αναφέραμε στο κεφάλαιο αυτό. 56

68 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 4 Προσομοίωση λειτουργίας αντιστροφέα Η5 Στο κεφάλαιο που ακολουθεί, παρουσιάζεται η λειτουργία της τοπολογίας του αντιστροφέα, όπως αυτή προέκυψε από τις προσομοιώσεις που πραγματοποιήθηκαν μέσω του λογισμικού Simulink του Matlab. Η επαναληπτική αριθμητική μέθοδος υπολογισμών που χρησιμοποιήθηκε είναι η ode23tb. Οι προσομοιώσεις περιλαμβάνουν λειτουργία του αντιστροφέα Η5 με ωμικό και ωμικό-επαγωγικό φορτίο, ενώ στο τέλος ακολουθεί η σύνδεση του αντιστροφέα με το δίκτυο χαμηλής τάσης. 4.1 Παρουσίαση του συστήματος Όπως έχουμε ήδη αναφέρει ο μονοφασικός Η5 αντιστροφέας συγκαταλέγεται στις τοπολογίες χωρίς μετασχηματιστή. Εύλογα, λοιπόν προκύπτει το συμπέρασμα ότι για τη σύνδεση του αντιστροφέα στο δίκτυο χαμηλής τάσης απαιτείται DC τάση στην είσοδο ικανή να αποδώσει 230 Volt (rms τιμή) στην έξοδο (όση είναι δηλαδή και η rms τιμή του δικτύου). Έτσι η DC τάση στην είσοδο του αντιστροφέα επιλέγεται μεγαλύτερη των 400 Volt, ώστε για λόγο πλάτους ma=0.8 να έχουμε τα επιθυμητά αποτελέσματα στην έξοδο. Τα τρία υψίσυχνα διακοπτικά στοιχεία (Q2, Q4, Q5) παλμοδοτήθηκαν σε συχνότητα 15kHz, ενώ τα δύο χαμηλόσυχνα (Q1, Q3) σε συχνότητα δικτύου (50Hz). Τα στοιχεία αυτά προσομοιώθηκαν από έτοιμα IGBT στοιχεία που υπάρχουν στη βιβλιοθήκη SimPowerSystems του Simulink, θεωρώντας την πτώση τάσης πάνω στα στοιχεία μηδενική. Στην έξοδο του αντιστροφέα τοποθετείται LC φίλτρο (χαμηλοδιαβατό φίλτρο) με σκοπό να «φιλτράρει» τις ανώτερες αρμονικές της παλμικής τάσης εξόδου του αντιστροφέα. Αξίζει να σημειωθεί, πως στην πραγματικότητα το φίλτρο που επιλέχτηκε είναι της της μορφής L'CL', όπου L'=L/2, λόγω της δυσκολίας εύρεσης πηνίου με τόσο υψηλή επαγωγή. Συγκεκριμένα η επιθυμητή επαγωγή είναι 60 mh, έτσι ώστε να υπάρχει αρκετή ευχέρεια στη ρύθμιση της γωνίας ισχύος δ κατά τη σύνδεση του αντιστροφέα στο δίκτυο όπως εξηγήσαμε στο κεφάλαιο 3. Ο πυκνωτής του φίλτρου επιλέγεται στα 695 nf, άρα από την εξίσωση (3.13) προκύπτει ότι η συχνότητα αποκοπής του φίλτρου είναι 776Hz. Μετά το φίλτρο εξόδου τοποθετείται το φορτίο εξόδου, το οποίο είναι αρχικά ένα φορτίο και στη συνέχεια το δίκτυο χαμηλής τάσης, το οποίο τροφοδοτεί. 57

69 4.2 Προσομοίωση λειτουργίας αντιστροφέα Η5 για ωμικό φορτίο Στο σχήμα 4.1 που ακολουθεί, φαίνεται ο αντιστροφέας Η5 με ωμική φόρτιση στην έξοδο του φίλτρου: Σχήμα 4.1: Μοντέλο συστήματος που προσομοιώθηκε Παρατηρώντας το σχήμα 4.1 βλέπουμε την τοπολογία του αντιστροφέα, η οποία δεν είναι τίποτε άλλο από μια πλήρη γέφυρα τεσσάρων ημιαγωγικών στοιχείων με την προσθήκη ενός ακόμη στοιχείου (Q5) σε σειρά πριν τη γέφυρα. Εύκολα, λοιπόν γίνεται κατανοητό, πως εάν στέλνουμε παλμό στο πέμπτο ημιαγωγικό στοιχείο σε ολόκληρη την περίοδο του δικτύου οδηγούμαστε σε διάταξη μονοφασικού αντιστροφέα πλήρους γέφυρας. Μόνη διαφορά με την τυπική διάταξη πλήρους γέφυρας είναι οι επιπλέον απώλειες λόγω του επιπλέον διακόπτη Q5. Αμέσως μετά παρουσιάζεται το εσωτερικό του block Παλμογεννήτρια το οποίο αποτελεί ουσιαστικά το λογικό διάγραμμα που χρησιμοποιήθηκε μέσω του Simulink για την παλμοδότηση των ημιαγωγικών στοιχείων. 58

70 Σχήμα 4.2: Λογική παλμοδότησης των ημιαγωγικών στοιχείων Το εσωτερικό του block Παλμογεννήτρια βασίζεται ακριβώς στη λογική παλμοδότησης η οποία περιγράφηκε στο Κεφάλαιο 3. Δηλαδή μπορούμε να δούμε και στην πράξη πως μέσω μιας λογικής πύλης AND και των παλμών των χαμηλόσυχνων στοιχείων S1 και S3 τα υψηλόσυχνα στοιχεία S2 και S4 έχουν παλμούς υψηλής συχνότητας για διάστημα μίας ημιπεριόδου του ημιτόνου αναφοράς. Οι παλμοί των πέντε ημιαγωγικών στοιχείων φαίνονται στο σχήμα 4.3 που ακολουθεί, όπως προέκυψαν από την προσομοίωση στο Simulink. Σχήμα 4.3: Παλμοί των πέντε ημιαγωγικών στοιχείων 59

71 Εστιάζοντας στους παλμούς ενός εκ των τριών στοιχείων S2, S4 και S5 (σχήμα 4.4) μπορούμε να δούμε και στην πράξη πως τα στοιχεία αυτά δεν έχουν σταθερό διάστημα αγωγής, αλλά η διάρκεια των παλμών τους μεταβάλλεται (και μάλιστα ημιτονοειδώς), όπως άλλωστε είναι και επιθυμητό. Τα στοιχεία S1 και S3 αντίθετα βλέπουμε να άγουν και στην πράξη συμπληρωματικά για χαμηλή συχνότητα (50 Ηz) και για σταθερό duty cycle (50%). Ο συντελεστής διαμόρφωσης πλάτους (ma) επιλέγεται ίσος με 0.8 και ισάγεται στο λογικό διάγραμμα μέσω του πλάτους του ημιτόνου αναφοράς, μιας και το πλάτος του τριγωνικού φορέα επιλέγεται ίσο με 1. Σχήμα 4.4: Παλμοί τρανζίστορ Q5 (εστίαση) Τοποθετώντας αντίσταση τιμής R=10 Ω στην έξοδο του αντιστροφέα και για Vdc=420 Volt, τα αποτελέσματα της προσομοίωσης φαίνονται στα σχήματα που ακολουθούν. Πιο συγκεκριμένα, στο σχήμα 4.5 παρατίθενται η τάση στην έξοδο του αντιστροφέα (πριν το φίλτρο εξόδου), η τάση της αντίστασης φορτίου (σχήμα 4.6) καθώς και το ρεύμα φορτίου (σχήμα 4.7). Η τάση που προκύπτει στην έξοδο του αντιστροφέα έχει τη μορφή που φαίνεται στο σχήμα (4.5), δηλαδή παλμική, πράγμα που είναι λογικό, λόγω της μεθόδου παλμοδότησής του. 60

72 Επίσης, η τάση αυτή έχει μέγιστο +420 Volt και ελάχιστο -420 Volt, δηλαδή η τάση εξόδου του αντιστροφέα μεταβάλλεται από +DC έως -DC, γεγονός το οποίο συμπίπτει με τη θεωρητική ανάλυση του αντιστροφέα που έχει προηγηθεί. Εκτός όμως από τιμές +Vdc και -Vdc η τάση εξόδου βλέπουμε πως παίρνει και τιμή 0, άρα έχουμε μονοπολική τάση στην έξοδο όπως επιθυμούμε. Για να προκύψει η ημιτονοειδής μορφή της τάσης εξόδου, όπως αυτή φαίνεται στο σχήμα 4.6, ευθύνεται το χαμηλοδιαβατό φίλτρο, το οποίο φιλτράρει τις ανώτερες αρμονικές της τάσης επιτρέποντας μόνο τη βασική αρμονική των 50 Hz να περάσει στην έξοδο. Παρατηρώντας καλύτερα την τάση φορτίου βλέπουμε πως το μέγιστο αυτής είναι στα 336 Volt, μια τιμή που συμπίπτει και με τη θεωρητική ανάλυση του αντιστροφέα για DC τάση εισόδου ίση με 420 Volt και συντελεστή διαμόρφωσης πλάτους 0.8 (σχέση 3.10). Το ρεύμα στην αντίσταση εξόδου έχει προφανώς μορφή ημιτονοειδή, όπως άλλωστε είναι αναμενόμενο καθώς πρόκειται για καθαρά ωμικό φορτίο. Η μέγιστη τιμή του ρεύματος είναι 33.6 Ampere, όπως επιβάλλει ο νόμος του Ohm. Σχήμα 4.5: Τάση εξόδου του αντιστροφέα (πριν το φίλτρο) 61

73 Σχήμα 4.6: Τάση φορτίου εξόδου Σχήμα 4.7: Ρεύμα φορτίου Μια σημαντική λεπτομέρεια η οποία πρέπει να σημειωθεί στο σημείο αυτό είναι πως η τιμή του πηνίου του φίλτρου που χρησιμοποιήθηκε για την προσομοίωση αυτή είναι πολύ μικρότερη (660 μη) σε σχέση με το πηνίο που επιλέχτηκε για την προσομοίωση σύνδεσης με το δίκτυο και το πηνίο που χρησιμοποιήθηκε για τα πειράματα (60mH). Ο λόγος γι' αυτό θα γίνει 62

74 καλύτερα κατανοητός στη συνέχεια του κεφαλαίου όταν γίνει η παρουσίαση της προσομοίωσης για ωμικό επαγωγικό φορτίο. Ο πυκνωτής του φίλτρου επιλέχτηκε στα 17μF. Άρα από την εξίσωση (3.13) για τη συχνότητα αποκοπής του φίλτρου προκύπτει ότι f = 1502 Hz. Μέσω του μπλοκ powergui του Simulink έχουμε τη δυνατότητα να πραγματοποιήσουμε ανάλυση Fourier στην τάση πριν και μετά το φίλτρο εξόδου. Στην ανάλυση αυτή φαίνεται το αρμονικό περιεχόμενο των δύο τάσεων. Παρατηρώντας τα σχήματα αυτά, λοιπόν βλέπουμε και στην πράξη τη χρησιμότητα του φίλτρου εξόδου στο να αποκόπτει το ανεπιθύμητο αρμονικό περιεχόμενο. Επίσης, μέσω του FFT (Fast Fourier Transform) είμαστε σε θέση να γνωρίζουμε το συνολικό αρμονικό περιεχόμενο ενός σήματος, όπως αυτό εκφράζεται από το συντελεστή THD. Στην περίπτωση της τάσης πριν το φίλτρο ο συντελεστής αυτός είναι 76.88%, ενώ μετά το φίλτρο εξόδου έχει ελαχιστοποιηθεί στο 0.39%. Στα σχήματα (4.8) και (4.9) που ακολουθούν, βλέπουμε ακριβώς αυτή την ανάλυση της τάσης εξόδου του αντιστροφέα και της τάσης του φορτίου εξόδου σε αρμονικές και το ποσοστό με το οποίο συμβάλλει η κάθε αρμονική στην αντίστοιχη τάση. Σχήμα 4.8: FFT ανάλυση της τάσης στην έξοδο του αντιστροφέα 63

75 Σχήμα 4.9: FFT ανάλυση στην τάση φορτίου Στο σχήμα 4.10 που ακολουθεί μπορούμε να δούμε την τάση μεταξύ συλλέκτη και εκπομπού ενδεικτικά για τρία ημιαγωγικά στοιχεία, το στοιχείο S1, το S2 και το S5. Σχήμα 4.10: Τάσεις συλλέκτη-εκπομπού ημιαγωγικών στοιχείων S1 (χαμηλόσυχνο), S2 και S5 (υψηλόσυχνα) Παρατηρώντας το σχήμα 4.10 βλέπουμε πως υπάρχει διαφοροποίηση ανάμεσα στις τάσεις συλλέκτη-εκπομπού για τα χαμηλόσυχνα και τα υψηλόσυχνα στοιχεία. Στα διαστήματα κατά τα οποία ένα στοιχείο άγει, ή άγει η δίοδος ελεύθερης διέλευσής του, η τάση μεταξύ συλλέκτη 64

76 και εκπομπού είναι μηδενική, ενώ κατά τα διαστήματα που βρίσκεται σε αποκοπή η αντίστοιχη τάση διαφοροποιείται ανάλογα με το αν τα στοιχεία άγουν σε υψηλή ή χαμηλή συχνότητα. Συγκεκριμένα το τρανζίστορ 1 όταν βρίσκεται σε αποκοπή εμφανίζει τάση ίση με V dc. Για το τρανζίστορ 2 όμως, βλέπουμε πως η τάση αυτή μπορεί να έχει τιμή ίση με 420 Volt (Vdc) όταν άγει το τρανζίστορ 1, ή 140 Volt όταν άγει το τρανζίστορ 3. Παρατηρώντας την τάση του τρανζίστορ 5 βλέπουμε ότι αυτή είναι είτε 0 (όταν βρίσκεται σε αγωγή), είτε 280 Volt (όταν βρίσκεται σε αποκοπή). Συμπεραίνουμε λοιπόν ότι η τάση της πηγής εισόδου «μοιράζεται» είτε πάνω στα στοιχεία S5 και S2, είτε πάνω στα στοιχεία S5 και S4, ανάλογα με την αντίσταση που παρουσιάζουν τα τρανζίστορ κατά την αποκοπή, δηλαδή ανάλογα με το ρεύμα διαρροής. Η μορφή του ρεύματος εισόδου για μια περίοδο αγωγής φαίνεται στο σχήμα (4.11) που ακολουθεί, ενώ στα σχήματα φαίνεται το ρεύμα που διαρρέει κάθε ένα από τα πέντε ημιαγωγικά στοιχεία. Όταν το ρεύμα είναι θετικό, τότε άγει το τρανζίστορ ενώ όταν το ρεύμα είναι αρνητικό σημαίνει ότι άγει η δίοδος ελεύθερης διέλευσης του στοιχείου. Σχήμα 4.11: Ρεύμα εισόδου 65

77 Σχήμα 4.12: Ρεύμα τρανζίστορ 1 Σχήμα 4.13: Ρεύμα τρανζίστορ 2 66

78 Σχήμα 4.14: Ρεύμα τρανζίστορ 3 Σχήμα 4.15: Ρεύμα τρανζίστορ 4 67

79 Σχήμα 4.16: Ρεύμα τρανζίστορ 5 Από τα σχήματα μπορούμε να παρατηρήσουμε τα εξής. Το ρεύμα εισόδου ταυτίζεται με το ρεύμα που διαρρέει το τρανζίστορ 5 μιας και το τρανζίστορ αυτό είναι συνδεδεμένο σε σειρά με την πηγή τροφοδοσίας. Μια ακόμα παρατήρηση που μπορούμε να κάνουμε με βάση τα σχήματα αυτά είναι πως αρνητικό ρεύμα έχουμε μόνο για τα τρανζίστορ 1 και 3, τα οποία είναι τα χαμηλόσυχνα τρανζίστορ. Για τα τρανζίστορ αυτά δηλαδή, έχουμε διαστήματα κατά τα οποία άγει η δίοδος ελεύθερης διέλευσης. Τα διαστήματα αυτά παρουσιάζονται κατά τις περιόδους ελεύθερης διέλευσης κατά τις οποίες, όπως περιγράψαμε στο Κεφάλαιο 3 η τάση εξόδου του αντιστροφέα είναι 0. Εστιάζοντας στα ρεύματα αυτά για κάποιο μικρό χρονικό διάστημα, μπορούμε να δούμε ξεκάθαρα τους αγώγιμους δρόμους που δημιουργούνται μεταξύ των ημιαγωγικών στοιχείων. Για το λόγο αυτό στη συνέχεια παραθέτουμε το σχήμα 4.17 στο οποίο παρουσιάζουμε τα ρεύματα που διαπερνούν τα πέντε τρανζίστορ έχοντας εστιάσει σε ένα χρονικό διάστημα κατά το οποίο το ημίτονο αναφοράς είναι θετικό, δηλαδή φτάνει παλμός στο τρανζίστορ 1 ενώ το τρανζίστορ 3 βρίσκεται σε αποκοπή. 68

80 Σχήμα 4.17: Ρεύματα ημιαγωγικών στοιχείων (εστίαση) Από το σχήμα αυτό μπορούμε να δούμε μπορούμε να δούμε τους δύο βρόχους που δημιουργούνται κατά τη θετική ημιπερίοδο του ημιτόνου αναφοράς, τους οποίους και περιγράψαμε στο κεφάλαιο 3. Για τον πρώτο βρόχο (πηγή-s1-φίλτρο-φορτίο-s4-πηγή) έχουμε +Vdc στην έξοδο του αντιστροφέα, ενώ για το δεύτερο (S1-φίλτρο-φορτίο-δίοδος S3-S1) έχουμε 0 στην έξοδο του αντιστροφέα. Παρόμοιες είναι οι κυματομορφές και για την αρνητική ημιπερίοδο του ημιτόνου αναφοράς. 4.3 Προσομοίωση λειτουργίας Η5 αντιστροφέα για ωμικό-επαγωγικό φορτίο Έχοντας κατανοήσει τη λειτουργία του αντιστροφέα για καθαρά ωμικό φορτίο ακολουθεί η ανάλυση μέσω προσομοίωσης για ωμικό-επαγωγικό φορτίο. Διατηρώντας το ίδιο φίλτρο εξόδου και προσθέτοντας μια επαγωγή τιμής 12,5mH στο φορτίο και για την ίδια μέθοδο παλμοδότησης όπως αυτή χρησιμοποιήθηκε για ωμικό φορτίο, η μορφή της τάσης του φορτίου εξόδου είναι η ακόλουθη (σχήμα 4.18): 69

81 Σχήμα 4.18: Τάση φορτίου για ωμικό-επαγωγικό φορτίο Από το παραπάνω σχήμα της τάσης του φορτίου γίνεται σαφές πως για ωμικό-επαγωγικό φορτίο η μέθοδος παλμοδότησής μας δεν αποφέρει τα επιθυμητά αποτελέσματα. Μελετώντας μάλιστα τη μορφή της τάσης εξόδου βλέπουμε πως έχει ταλαντωτική μορφή, ενώ στα σημεία μηδενισμού, υπάρχει υπέρταση. Αυτό είναι απόρροια του γεγονότος ότι κατά τις περιόδους ελεύθερης διέλευσης, όταν η τάση αλλάζει πολικότητα δεν υπάρχει δρόμος επιστροφής ώστε να μηδενιστεί η μαγνητική ενέργεια που έχει αποθηκεύσει η επαγωγή εξόδου. Παρατηρώντας τη μέθοδο παλμοδότησης που χρησιμοποιείται, βλέπουμε ότι ο δρόμος αυτός δεν υπάρχει, γιατί κατά τις περιόδους ελεύθερης διέλευσης μόνο ένα ημιαγωγικό στοιχείο βρίσκεται σε αγωγή (S1 ή S3). Το πρόβλημα φαίνεται και από τη μορφή του ρεύματος εισόδου του αντιστροφέα (σχήμα 4.19), όπου κατά τα αντίστοιχα σημεία μηδενισμού της τάσης εξόδου, το ρεύμα χάνει την επιθυμητή διακοπτική του μορφή αποκτώντας πλέον μια ταλαντωτική μορφή η οποία οφείλεται στην επαγωγή εξόδου, τα παθητικά στοιχεία του φίλτρου και τις παρασιτικές επαγωγές των ημιαγωγικών διακοπτών. 70

82 Σχήμα 4.19: Ρεύμα εισόδου για την αρχική παλμοδότηση Για να λυθεί το συγκεκριμένο πρόβλημα, οφείλουμε να «δημιουργήσουμε» το δρόμο αυτό μέσω της μεθόδου με την οποία θα παλμοδοτήσουμε τα ημιαγωγικά στοιχεία. Συγκεκριμένα, όπως έχουμε ήδη δείξει στο κεφάλαιο 3 (σχήμα 3.14) οι παλμοί των πέντε στοιχείων όπως έχουν διαμορφωθεί ως τώρα, φαίνονται στο σχήμα Σχήμα 4.20: Παλμοί ημιαγωγικών στοιχείων με την έως τώρα παλμοδότηση 71

83 Από το σχήμα αυτό βλέπουμε ότι τα στοιχεία S2 και S4 της γέφυρας παλμοδοτούνται υψίσυχνα για μισή περίοδο του ημιτόνου αναφοράς (50Hz). Αν όμως τα δύο αυτά στοιχεία παλμοδοτηθούν και για την άλλη μισή περίοδο με συμπληρωματικούς παλμούς, έχουμε τη δυνατότητα να δημιουργήσουμε αγώγιμο δρόμο μέσω του στοιχείου S2 και της διόδου του στοιχείου S4 για τη θετική ημιπερίοδο και μέσω του στοιχείου S4 και της διόδου του S2 για την αρνητική ημιπερίοδο. Για τα χρονικά διαστήματα που που το S2 και το S4 αντίστοιχα βρίσκονται σε αποκοπή το ρεύμα της επαγωγής εξόδου βρίσκει διέξοδο μέσω του βρόχου α) φορτίο-φίλτρο-δίοδος στοιχείου S1-δίοδος στοιχείου S5-πηγή-δίοδος στοιχείου S4-φίλτροφορτίο για τη θετική ημιπερίοδο και β) φορτίο-φίλτρο-δίοδος στοιχείου S3-δίοδος στοιχείου S5-πηγή-δίοδος στοιχείου S2 για την αρνητική ημιπερίοδο. Στα χρονικά αυτά διαστήματα το ρεύμα εισόδου γίνεται αρνητικό μιας και η κατεύθυνση του ρεύματος είναι από το φορτίο εξόδου στην πηγή. Για να αποσαφηνιστεί η νέα μέθοδος παλμοδότησης παραθέτουμε αρχικά το σχήμα 4.21 με τους τροποποιημένους παλμούς των πέντε ημιαγωγικών στοιχείων, όπου με γαλάζιο περίγραμμα έχουν τονιστεί οι παλμοί που προστέθηκαν για τα δύο στοιχεία S2 και S4 σε σχέση με την προηγούμενη μέθοδο παλμοδότησης. Σχήμα 4.21: Τροποποιημένοι παλμοί των πέντε ημιαγωγικών στοιχείων 72

84 Στα σχήματα φαίνεται το ρεύμα που διαρρέει κάθε ημιαγωγικό στοιχείο, ενώ στο σχήμα 4.27 παραθέτουμε και πάλι τα ρεύματα αυτά εστιάζοντας στη χρονική περίοδο απομαγνήτισης του πηνίου εξόδου, ώστε να γίνουν κατανοητοί οι δρόμοι που ακολουθεί το ρεύμα του πηνίου μέχρι να μηδενιστεί. Σχήμα 4.22: Ρεύμα τρανζίστορ 1 Σχήμα 4.23: Ρεύμα τρανζίστορ 2 73

85 Σχήμα 4.24: Ρεύμα τρανζίστορ 3 Σχήμα 4.25: Ρεύμα τρανζίστορ 4 74

86 Σχήμα 4.26: Ρεύμα τρανζίστορ 5 Σχήμα 4.27: Ρεύματα τρανζίστορ κατά τη χρονική περίοδο απομαγνήτισης του πηνίου Από τα σχήματα μπορεί να αποσαφηνιστεί ακόμα περισσότερο η σημασία της νέας μεθόδου παλμοδότησης. Όσο παλμοδοτείται κάποιο από τα δύο χαμηλόσυχνα τρανζίστορ (έστω το τρανζίστορ Τ1) το κύκλωμά μας λειτουργεί όπως έχουμε περιγράψει μέχρι τώρα. 75

87 Όταν όμως γίνει μετάβαση των δύο χαμηλόσυχνων αυτών στοιχείων και το τρανζίστορ Τ1 που βρισκόταν σε αγωγή οδηγηθεί στην αποκοπή το ρεύμα που διαρρέει το τρανζίστορ αυτό μηδενίζεται. Αυτό όμως δεν ισχύει και για το ρεύμα που διαρρέει την επαγωγή εξόδου. Το ρεύμα αυτό δεν μπορεί να μηδενιστεί ακαριαία. Για να επιτευχθεί ο μηδενισμός του προκύπτουν δύο αγώγιμοι δρόμοι όπως φαίνεται και στο σχήμα Ο πρώτος βρόχος είναι: φορτίο φίλτρο Τ4 δίοδος Τ2 φίλτρο φορτίο. Ο δεύτερος βρόχος είναι: φορτίο φίλτρο δίοδος Τ3 δίοδος Τ5 πηγή τροφοδοσίας δίοδος Τ2 φίλτρο -φορτίο. Βλέπουμε λοιπόν πως στο διάστημα αυτό απομαγνήτισης της επαγωγής φορτίου η δίοδος του τρανζίστορ Τ2 άγει συνεχώς, όπως φαίνεται και στο σχήμα Τέλος οφείλουμε να τονίσουμε πως στα διαστήματα εκείνα που εμφανίζεται ο δεύτερος βρόχος που περιγράψαμε έχουμε αρνητικό ρεύμα εισόδου, άρα ενέργεια επιστρέφεται από το φορτίο στην πηγή τροφοδοσίας. Η λογική της νέας παλμότησης των ημιαγωγικών στοιχείων στο Simulink φαίνεται στο σχήμα 4.28, όπου μέσω της πύλη XOR είμαστε σε θέση να δημιουργήσουμε παλμούς για τα δύο υψίσυχνα στοιχεία της γέφυρας σε όλη τη διάρκεια της περιόδου του ημιτόνου αναφοράς. Σχήμα 4.28: Mέθοδος παλμοδότησης των ημιαγωγικών στοιχείων για ωμικό-επαγωγικό φορτίο Τα αποτελέσματα της νέας παλμοδότησης που εφαρμόστηκε φαίνονται στα σχήματα 4.29 και 4.30 που ακολουθούν, όπου μπορούμε να δούμε την τάση φορτίου και το ρεύμα φορτίου. Το ρεύμα εξόδου παρουσιάζει μια καθυστέρηση (διαφορά φάσης) ως προς την τάση εξόδου, γεγονός αναμενόμενο λόγω του επαγωγικού χαρακτήρα του φορτίου εξόδου. Το ρεύμα εισόδου είναι ίδιο με το ρεύμα που διαρρέει το τρανζίστορ 5 (σχήμα 4.26). Εξετάζοντας την 76

88 κυματομορφή του ρεύματος εισόδου γίνεται σαφές πως για την περίπτωση ωμικού-επαγωγικού φορτίου έχουμε διαστήματα κατά τα οποία ενέργεια επιστρέφεται στην πηγή εισόδου. Επίσης, το ρεύμα εισόδου έχει πλέον την επιθυμητή διακοπτική μορφή ακόμα και για τα διαστήματα που παίρνει αρνητικές τιμές. Σχήμα 4.29: Τάση φορτίου Σχήμα 4.30: Ρεύμα φορτίου Κλείνοντας την αναφορά μας στην προσομοίωση για ωμικό-επαγωγικό φορτίο αξίζει να αναφέρουμε πως η νέα αυτή μέθοδος παλμοδότησης λειτουργεί ικανοποιητικά και για καθαρά 77

89 ωμικό φορτίο, όπως είναι και αναμενόμενο. Έτσι, αυτή θα είναι η μέθοδος παλμοδότησης που θα χρησιμοποιηθεί εξ ολοκλήρου στη συνέχεια για τη σύνδεση του αντιστοφέα με το δίκτυο χαμηλής τάσης. 4.4 Προσομοίωση λειτουργίας αντιστροφέα Η5 για σύνδεση με το δίκτυο χαμηλής τάσης Στη συνέχεια παρουσιάζεται η προσομοίωση σύνδεσης του αντιστροφέα με το δίκτυο χαμηλής τάσης, η οποία είναι και ο βασικός σκοπός κατασκευής ενός τέτοιου αντιστροφέα. Στο σχήμα 4.31 φαίνεται η διάταξη που μελετήθηκε, με το δίκτυο χαμηλής τάσης να προσομοιώνεται μέσω μιας ιδανικής ημιτονοειδούς εναλλασσόμενης πηγής τάσης ενεργού τιμής 230 Volt και συχνότητας 50 Hz (σχήμα 4.32). Επίσης, τροφοδοτείται και ένα ωμικό φορτίο. Σχήμα 4.31: Σύστημα αντιστροφέας Η5-δίκτυο χαμηλής τάσης Το σύστημα προσομοιώθηκε με τρεις τρόπους. Στη μέθοδο Α κατασκευάστηκαν δύο εικονικά ημίτονα (εικονικό τριφασικό σύστημα) και χρησιμοποιήθηκε το έτοιμο μπλοκ Discrete_Virtual_PLL, ενώ στη μέθοδο Β δημιουργήθηκε ένα εικονικό ημίτονο με διαφορά π/2, όπως περιγράφηκε στο Κεφάλαιο 3 και κατασκευάστηκε αναλογικό PLL. Τέλος, στη μέθοδο Γ ακολουθήσαμε ίδια μέθοδο ελέγχου όπως και στη μέθοδο Α χρησιμοποιώντας αυτή τη φορά αναλογικό PLL. 78

90 Σχήμα 4.32: Παράμετροι ορισμού του δικτύου χαμηλής τάσης Παρατηρώντας καλύτερα το σχήμα 4.31 βλέπουμε πέντε block διαγράμματα. Το πράσινο μπλοκ αποτελεί τον αντιστροφέα Η5. Το κόκκινο είναι το φίλτρο εξόδου, το κίτρινο είναι το λογικό διάγραμμα παλμοδότησης των τρανζίστορ, όπως αυτό παρουσιάστηκε στο κεφάλαιο 4.2 (σχήμα 4.28), ενώ το γαλάζιο είναι το μπλοκ στο οποίο υπολογίζεται η ενεργός και άεργος ισχύς που εγχέονται στο δίκτυο, οι οποίες είναι απαραίτητες για την πραγματοποίηση του P-Q ελέγχου. Τέλος, το μπλε μπλοκ diagramm είναι αυτό στο οποίο παράγεται το ημίτονο αναφοράς και λαμβάνει χώρα ο έλεγχος P-Q, για τον οποίο θα πούμε περισσότερα πράγματα στη συνέχεια. Αρχικά ο διακόπτης ισχύος είναι ανοιχτός και το φορτίο εξόδου του αντιστροφέα είναι μια αντίσταση μεγάλης τιμής ώστε το ρεύμα που τη διαπερνά να είναι μικρό. Στο διάστημα αυτό το δίκτυο είναι εκτός συστήματος, καθώς για να συνδεθεί η διάταξή μας με το δίκτυο οφείλει να ικανοποιεί τις τρεις προυποθέσεις που αναφέραμε στο κεφάλαιο 3 (ίδια συχνότητα, ίδιο μέτρο και μηδενική διαφορά φάσης με το δίκτυο): Εάν και οι τρεις αυτές συνθήκες έχουν ικανοποιηθεί, τότε ο διακόπτης μπορεί να κλείσει. Για να επιτευχθεί η δεύτερη συνθήκη απαιτείται DC τάση εισόδου τιμής V Vrms m Volt, δηλαδή η τάση εισόδου οφείλει να είναι στα επίπεδα τιμών όπως και στις προσομοιώσεις για ωμικό και ωμικό-επαγωγικό φορτίο που προηγήθηκαν. 79 dc a

91 Οι άλλες δύο συνθήκες ικανοποιούνται μέσω του μπλοκ sinewave του Simulink, το οποίο εισάγει το ημίτονο αναφοράς που χρησιμοποιείται για την παραγωγή των spwm παλμών των στοιχείων S2, S4 και S5. Οι παράμετροι του ημιτόνου αυτού (συχνότητα και φάση) οφείλουν να είναι «εικόνα» του ημιτόνου του δικτύου. Έτσι το ημίτονο αναφοράς ορίζεται όπως φαίνεται παρακάτω. Σχήμα 4.33: Παράμετροι ορισμού ημιτόνου αναφοράς Η λειτουργία του συστήματος ξεκινά και πριν κλείσουμε τον διακόπτη ισχύος οφείλουμε να έχουμε εξασφαλίσει ότι ικανοποιούνται και οι τρεις αναγκαίες συνθήκες. Στο σχήμα 4.33 που ακολουθεί βλέπουμε την τάση στην αντίσταση φορτίου πριν το διακόπτη ισχύος και την τάση του δικτύου, ελάχιστο χρόνο πριν το κλείσιμο του διακόπτη. 80

92 Σχήμα 4.34: Τάση πριν το διακόπτη και τάση δικτύου (μαύρο-τάση πριν το διακόπτη, κόκκινο-τάση δικτύου) Οι δύο τάσεις ταυτίζονται οπότε είμαστε σε θέση να κλείσουμε το διακόπτη με ασφάλεια, γεγονός το οποίο λαμβάνει χώρα τη στιγμή t=0.06s. Εφόσον οι δύο τάσεις είναι ίδιες (σε πλάτος 1 2 και φάση), τότε από τον τύπο V P V sin για την ενεργό ισχύ εύκολα συμπεραίνουμε ότι η ενεργός ισχύς, όπως και το ρεύμα που εγχέεται στο δίκτυο είναι μηδενικό. Αυτό θα συνεχιστεί για 0.04 s μετά το κλείσιμο του διακόπτη, καθώς τότε θα αρχίσει να λειτουργεί ο έλεγχος ενεργού-αέργου ισχύος, ο οποίος θα παρουσιαστεί αμέσως μετά. Το ρεύμα για το διάστημα αυτό φαίνεται στο σχήμα Παρατηρώντας το σχήμα αυτό βλέπουμε πως η ενεργός τιμή του ρεύματος είναι ma και όχι μηδενική όπως είναι επιθυμητό. Το γεγονός αυτό είναι αποτέλεσμα της μη ακριβούς ρύθμισης του ma. Δηλαδή η τάση φορτίου της αντίστασης και η τάση δικτύου δεν ταυτίζονται απόλυτα αλλά έχουν μια αμελητέα απόκλιση. 81

93 Σχήμα 4.35: Ρεύμα προς το δίκτυο πριν την εφαρμογή του ελέγχου 4.5 Έλεγχος ενεργού-αέργου ισχύος (μέθοδος Α) Μετά το συγχρονισμό με το δίκτυο και αφού παρέλθει ένα μικρό χρονικό διάστημα για την απόσβεση τυχόν μεταβατικών φαινομένων αρχίζει να λειτουργεί ο έλεγχος ενεργού-αέργου ισχύος (t=0.1s) με χρήση ελεγκτών P-I, ο οποίος όμως λειτουργεί σε στρεφόμενο πλαίσιο αναφοράς. Σχήμα 4.36: Εσωτερικό του μπλοκ P-Q Control 82

94 Στο σχήμα 4.36 φαίνεται το εσωτερικό του μπλοκ P-Q Control στο οποίο μπορούμε να διακρίνουμε ξεκάθαρα τους δύο βρόχους για τον έλεγχο της πραγματικής και της αέργου ισχύος. Οι τιμές των κερδών των ελεγκτών μπορούν να υπολογιστούν με τη μέθοδο Ziegler- Nichols η οποία όμως αποφεύγεται συνήθως λόγω των πολλών υπολογισμών που απαιτεί για την υλοποίησή της. Έτσι τα κέρδη επιλέχθηκαν πρακτικά μέσω δοκιμών και προσομοιώσεων. Επίσης στο σχήμα βλέπουμε πως η έξοδος του κάθε βρόχου πολλαπλασιάζεται με ένα ημιτονοειδές μοναδιαίο σήμα. Τα μοναδιαία αυτά σήματα έχουν 90 μοίρες διαφορά μεταξύ τους. Τις παραμέτρους ορισμού των δύο αυτών σημάτων βλέπουμε στα σχήματα 4.37 και Σχήμα 4.37: Παράμετροι ορισμού ημιτόνου για το βρόχο της ενεργού ισχύος 83

95 Σχήμα 4.38: Παράμετροι ορισμού ημιτόνου για το βρόχο της αέργου ισχύος Τα σήματα που προκύπτουν από τον πολλαπλασιασμό των εξόδων των PI ελεγκτών με τα δύο παραπάνω σήματα προστίθενται στο αρχικό ημίτονο που απαιτείται για το συγχρονισμό με το δίκτυο. Έτσι προκύπτει το τελικό ημίτονο (pulses) το οποίο οδηγείται στο μπλοκ Παλμογεννήτρια για την παραγωγή των παλμών των ημιαγωγικών στοιχείων. Θέτοντας ως τιμές αναφοράς για την πραγματική και την άεργο ισχύ 1000 W και 0 Var τα τρία ημίτονα που προστίθενται για την επίτευξη του ελέγχου, φαίνονται στο σχήμα

96 Σχήμα 4.39: Ημιτονοειδή που αθροίζονται για την παραγωγή του ημιτόνου αναφοράς (μαύρο-αρχικό ημίτονο, κόκκινο-ημίτονο που προκύπτει από το βρόχο της πραγματικής ισχύος, πράσινο-ημίτονο που προκύπτει από το βρόχο της αέργου ισχύος) Από το σχήμα 4.39 μπορούμε να δούμε πως το ημίτονο που προκύπτει από το βρόχο της αέργου ισχύος είναι πρακτικά μηδενικό, όπως είναι και λογικό αφού η αναφορά ισχύος για το βρόχο αυτό είναι 0 Var. Επίσης βλέπουμε πως το ημιτονοειδές σήμα που προέρχεται από το βρόχο της πραγματικής ισχύος (κόκκινη κυματομορφή) έχει διαφορά 90 ο από το αρχικό ημίτονο (μαύρη κυματομορφή). Στο συγκεκριμένο σχήμα αποτυπώνεται επίσης η ταχύτητα του ελέγχου μας αν αναλογιστούμε πόσο γρήγορα φτάνουν σε μόνιμη κατάσταση η κόκκινη και η πράσινη κυματομορφή, οι οποίες είναι οι έξοδοι των δύο βρόχων ελέγχου. Στη συνέχεια μπορούμε να δούμε τα σχήματα 4.40 και 4.41 στα οποία φαίνεται η μεταβολή της πραγματικής και της αέργου ισχύος αντίστοιχα. Οι δύο αυτές κυματομορφές παρουσιάζονται μαζί με την αναφορά ισχύος που έχουμε επιλέξει. 85

97 Σχήμα 4.40: Πραγματική ισχύς που εγχέεται στο δίκτυο (χρόνος προσομοίωσης T=1 sec) Σχήμα 4.41: Άεργος ισχύς που εγχέεται στο δίκτυο (χρόνος προσομοίωσης Τ=1sec) Παρατηρώντας τα σχήματα αυτά βλέπουμε πως ο έλεγχός μας επενεργεί αρκετά γρήγορα. Συγκεκριμένα πως ο έλεγχος ξεκινά τη λειτουργία του για t=0.1 sec και για t=0.45 sec έχει ουσιαστικά ολοκληρωθεί αφού η πραγματική ισχύς έχει πλέον ταυτιστεί με την ισχύ αναφοράς, ενώ η άεργος ισχύς έχει πρακτικά τιμή ίση με 0. Ολοκληρώνοντας την περιγραφή του ελέγχου ενεργού-αέργου ισχύος μπορούμε να δούμε το ρεύμα που διαρρέει το διακόπτη ισχύος στο σχήμα

98 Σχήμα 4.42: Ρεύμα που εγχέεται στο δίκτυο χαμηλής τάσης Από τη μορφή του ρεύματος στο σχήμα 4.42 μπορούμε να παρατήρησουμε την μεγάλη ταχύτητα απόκρισης του ελέγχου που χρησιμοποιήθηκε μιας και το ρεύμα οδηγείται σε μόνιμη κατάσταση πολύ γρήγορα όπως φάνηκε και στο σχήμα 4.40 για την πραγματική ισχύ. Η ενεργός τιμή του ρεύματος αυτού είναι 3.69 Α. Εστιάζοντας στην παραπάνω κυματομορφή λαμβάνουμε το σχήμα 4.43 το οποίο παρατίθεται στη συνέχεια. 87

99 Σχήμα 4.43: Ρεύμα δικτύου Στο σχήμα 4.43 βλέπουμε πως το ρεύμα που εγχέεται στο δίκτυο δεν είναι καθαρά ημιτονοειδές, αλλά παρουσιάζει μια παραμόρφωση κοντά στα σημεία μηδενισμού του. Για να αντιμετωπίσουμε αυτό το πρόβλημα ελαττώσαμε αισθητά τα κέρδη του PI ελεγκτή στο βρόχο της πραγματικής ισχύος ελλατώνοντας αυτές τις κορυφές ρεύματος αισθητά. Η βελτίωση αυτή της ποιότητας του ρεύματος δικτύου όμως είχε σαν αποτέλεσμα την καθυστέρηση του ελέγχου. Στην συγκεκριμένη βέβαια πρακτική ο έλεγχος δεν παρουσίασε σημαντική καθυστέρηση μιας και όπως είδαμε για t=0.45 sec το σύστημα μας είχε φτάσει σε μόνιμη κατάσταση. Στην περίπτωση εφαρμογής βρόχου κλειδώματος φάσης όμως, όπως θα δούμε στη συνέχεια, η ελάττωση των κερδών με σκοπό τη βελτίωση της ποιότητας του ρεύματος καθυστερεί σημαντικά τον έλεγχό μας Υπολογισμός ισχύος με d-q συνιστώσες Στο σχήμα 4.44 που ακολουθεί βλέπουμε το εσωτερικό του μπλοκ P-Q Measurement που χρησιμοποιείται για τον υπολογισμό της πραγματικής και της αέργου ισχύος που εγχέονται στο 88

100 δίκτυο. Οι τιμές αυτές όπως έχουμε ήδη εξηγήσει θα χρησιμοποιηθούν ως είσοδοι για τους δύο βρόχους ισχύος. Σχήμα 4.44: Εσωτερικό του μπλοκ P-Q Measurement για τη μέτρηση ισχύος Σύμφωνα με τη μέθοδο αυτή που περιγράψαμε στο υποκεφάλαιο βλέπουμε πως τα σήματα τάσης και ρεύματος μετασχηματίζονται προσωρινά σε τριφασικά μεγέθη και στη συνέχεια εισάγονται στο μπλοκ abc_to_dq0 Transformation στο οποίο πραγματοποιείται ο μετασχηματισμός Park. Έχοντας πλέον στρεφόμενο πλαίσιο αναφοράς υπολογίζουμε την ισχύ (πραγματική και άεργο) για τριφασικό σύστημα και διαιρώντας με 3 παίρνουμε τη μονοφασική ισχύ. Για τη μέτρηση της ισχύος σύμφωνα με τη μεθοδολογία αυτή χρησιμοποιείται το μπλοκ Discrete Virtual PLL που υπάρχει στο Simulink. Στο επόμενο υποκεφάλαιο θα γίνει μέτρηση της πραγματικής και αέργου ισχύος με χρήση PLL που προσομοιώθηκε. 4.6 Έλεγχος ενεργού αέργου ισχύος (μέθοδος Β) Ένα πολύ σημαντικό κομμάτι του ελέγχου που παρουσιάστηκε στο προηγούμενο υποκεφάλαιο με χρήση d-q αξόνων είναι ο βρόχος κλειδώματος φάσης (phase locked loop- PLL), ο οποίος δίνει τη δυνατότητα παρακολούθησης της κατάστασης του δικτύου (πλάτος, γωνία και συχνότητα) ανά πάσα στιγμή. Αυτό είναι λογικό αφού για να πραγματοποιηθεί οποιαδήποτε μορφή ελέγχου, όσο πολύπλοκη κι αν είναι αυτή, πρέπει να ανιχνεύεται η κατάσταση του δικτύου και ανάλογα με την κατάσταση αυτή να παράγεται το αντίστοιχο αποτέλεσμα. Η ύπαρξη ανώτερων αρμονικών στην τάση του δικτύου καθιστά την ανίχνευση του μέτρου και της φάσης της βασικής αρμονικής του δικτύου ανά πάσα στιγμή υπόθεση 89

101 δύσκολη. Έτσι λοιπόν, είναι απαραίτητος κάποιος έλεγχος ο οποίος πραγματοποιεί ένα είδος φιλτραρίσματος στην τάση του δικτύου και αποδίδει τις βασικές παραμέτρους της βασικής αρμονικής. Στα σχήματα που ακολουθούν φαίνεται το PLL που σχεδιάσαμε για την προσομοίωση αυτή. Σχήμα 4.45: SOGI PLL Σχήμα 4.46: Εσωτερικό μπλοκ SOGI2 90

102 Σχήμα 4.47: Μετασχηματισμός Park Στα παραπάνω σχήματα βλέπουμε πως το σήμα της τάσης του δικτύου εισέρχεται στο δεύτερης τάξης γενικευμένο ολοκληρωτή (Second Order Generalized Integrator-SOGI), μέσω του οποίου δημιουργείται ένα σήμα με διαφορά φάσης 90 μοίρες σε σχέση με το αρχικό, ίδιου πλάτους και ίδιας συχνότητας με το αρχικό. Μέσω του διπλού ολοκληρωτή που διαθέτει όπως φαίνεται και από το όνομά του και με κατάλληλη επιλογή των κερδών είναι σε θέση να δώσει στην έξοδό του σήματα απαλλαγμένα από ανώτερες αρμονικές. Έτσι εφαρμόζεται ο μετασχηματισμός Clarke μέσω του οποίου δημιουργούνται οι συνιστώσες α και β. Από τις α,β συνιστώσες παράγουμε τις d-q συνιστώσες (μετασχηματισμός Park). Για την επίτευξη του σκοπού αυτού γίνεται χρήση των εξής εξισώσεων: V d = V a cos(θ) + V β sin(θ) (4.1) V q = V β cos(θ) V a sin(θ) (4.2) Τα σήματα που παράγονται από το μετασχηματισμό Park εισέρχονται στο κυρίως τμήμα του PLL δινοντάς μας την κατάσταση του δικτύου (πλάτος βασικής αρμονικής, συχνότητα και τη γωνία του δικτύου). Η γωνία του δικτύου επιστρέφει σαν ανατροφοδότηση στον μετασχηματισμό Park. Ο λόγος για την ανατροφοδότηση αυτή είναι να έχουμε σύγχρονα στρεφόμενο πλαίσιο ως προς Vd (Vq=0). To σφάλμα της γωνίας του δικτύου ως προς την υπολογιζόμενη δίνεται από τη σχέση: Δθ = (θ θ e ) = arctan ( V q V d ) (4.3) 91

103 Το σφάλμα αυτό θέλουμε να το μηδενίσουμε μέσω ενός PI ελεγκτή. Στη συνέχεια φαίνονται τα αποτελέσματα του ελέγχου με το PLL που προσομοιώθηκε. Σχήμα 4.48: Ενεργός ισχύς που εγχέεται στο δίκτυο (χρόνος προσομοίωσης Τ=5s) Σχήμα 4.49: Ρεύμα προς το δίκτυο 92

104 Σχήμα 4.50: Ρεύμα προς το δίκτυο (εστίαση) Από τα σχήματα που προηγήθηκαν παρατηρούμε και στην πράξη πως ο έλεγχος είναι πολύ πιο αργός σε σχέση με την προηγούμενη περίπτωση μιας και απαιτείται πολύ περισσότερος χρόνος ώστε το σύστημά μας να αποδώσει την επιθυμητή ισχύ προς το δίκτυο. Αυτό είναι αποτέλεσμα της επιπλέον υπολογιστικής ισχύος που απαιτείται για τους υπολογισμούς, λόγω της εισαγωγής του PLL αλλά και τα σημαντικής μείωσης των κερδών των PI ελεγκτών για τη βελτίωση της ποιότητας του ρεύματος που εγχέεται στο δίκτυο. Στο σχήμα 4.50 μάλιστα βλέπουμε πως παρά τη σημαντική αυτή μείωση των κερδών του ελέγχου και την επιβράδυνση του ελέγχου, το ρεύμα δικτύου εμφανίζει σημαντικό αρμονικό περιεχόμενο. 4.7 Έλεγχος ενεργού αέργου ισχύος (μέθοδος Γ) Στη συγκεκριμένη μέθοδο ελέγχου χρησιμοποιήθηκε το ίδιο PLL όπως και στη μέθοδο Β (αναλογικό PLL) για να υλοποιηθεί λογική ελέγχου όμοια με αυτή της μεθόδου Α. Για τη συγκεκριμένη λοιπόν μέθοδο ελέγχου η ενεργός και η άεργος ισχύς που εγχέονται στο δίκτυο φαίνονται στα σχήματα 4.51 και

105 Σχήμα 4.51: Ενεργός ισχύς που εγχέεται στο δίκτυο Σχήμα 4.52: Άεργος ισχύς που εγχέεται στο δίκτυο Στα δύο παραπάνω σχήματα βλέπουμε πως η μέθοδος αυτή είναι το ίδιο γρήγορη και αποδοτική όπως και η μέθοδος Α στην οποία χρησιμοποιήσαμε discrete PLL. Στο σχήμα 4.53 βλέπουμε το ρεύμα που εγχέεται στο δίκτυο, στο οποίο βλέπουμε και πάλι πόσο γρήγορα το ρεύμα φτάνει σε μόνιμη κατάσταση. 94

106 Σχήμα 4.53: Ρεύμα προς το δίκτυο Ολοκληρώνοντας το κεφάλαιο των προσομοιώσεων για τη σύνδεση του αντιστροφέα με το δίκτυο χαμηλής τάσης μπορούμε να καταλήξουμε στο συμπέρασμα πως οι μέθοδοι Α και Γ είναι εξαιρετικά αποδοτικές για τον έλεγχο του αντιστροφέα μας, ενώ η μέθοδος Β φαίνεται να μην προσφέρεται για τον έλεγχο του συγκεκριμένου αντιστροφέα μιας και είναι πολύ πιο αργή σε σχέση με τις άλλες δύο. Έτσι, επιλέξαμε να κάνουμε χρήση της μεθόδου Γ για την κατασκευή και τον έλεγχο του αντιστροφέα σε πρακτικό πλέον επίπεδο. 95

107 96

108 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 5 Σχεδίαση-κατασκευή του μονοφασικού αντιστροφέα Η5 Στο κεφάλαιο αυτό ακολουθεί μια περιγραφή της διάταξης που κατασκευάστηκε αλλά και των στοιχείων που την απαρτίζουν. Η συγκεκριμένη διάταξη περιλαμβάνει την πλακέτα ισχύος πάνω στην οποία είναι τοποθετημένος ο μικροελεγκτής με το κύκλωμα παλμοδότησης, αλλά και τα μετρητικά ρεύματος εξόδου και τάσης εξόδου. Για την κατασκευή της διάταξης χρησιμοποιήθηκε πλακέτα χαλκού διπλής όψης. Η σχεδίαση όλων των κυκλωμάτων έγινε μέσω του δωρεάν λογισμικού KiCad, ενώ το σχηματικό διάγραμμα της πλακέτας, όπως και το Pcb αυτής βρίσκονται στο Παράρτημα Β. Τέλος, στο Παράρτημα Α βρίσκονται κάποια ενδεικτικά φυλλάδια κατασκευαστών (datasheet) των στοιχείων (ημιαγωγικά στοιχεία και ολοκληρωμένα κυκλώματα) που χρησιμοποιήθηκαν. 5.1 Κύκλωμα ισχύος Επιλογή ημιαγωγικών στοιχείων ισχύος Η διαδικασία επιλογής ημιαγωγικών στοιχείων ισχύος είναι πολυπλοκότερη σε σχέση με την αντίστοιχη διαδικασία επιλογής ημιαγωγικών στοιχείων χαμηλής ισχύος. Συγκεκριμένα, υπάρχουν βασικές παράμετροι οι οποίες πρέπει να ληφθούν σοβαρά υπ όψη και οι σημαντικότερες από αυτές είναι [26]: 1. Η τάση διάσπασης του στοιχείου 2. Ικανότητα διέλευσης υψηλής τιμής ρεύματος 3. Μικρή πτώση τάσης σε κατάσταση αγωγής 4. Μικρή αντίσταση αγωγής 5. Μικρή τιμή ρεύματος διαρροής 6. Μικροί χρόνοι έναυσης και σβέσης του στοιχείου 7. Αντοχή υπερρευμάτων και υπερτάσεων 8. Κόστος στοιχείου 97

109 Από τα παραπάνω, οι παράμετροι 1 και 2 οφείλουν να μελετηθούν με προσοχή, καθώς είναι εκείνες, οι οποίες καθορίζουν την ικανότητα διέλευσης ικανού ποσού ισχύος, ενώ οι 3,4 και 6 καθορίζουν τις απώλειες αγωγής και τις διακοπτικές απώλειες των ημιαγωγικών διακοπτών. Επίσης η κατάλληλη επιλογή των χρόνων έναυσης και σβέσης (6) καθορίζει σε μεγάλο βαθμό τη διακοπτική συχνότητα του στοιχείου. Στην παρούσα διπλωματική εργασία επιλέχτηκαν στοιχεία IGBT, τα οποία χρησιμοποιούνται ευρέως στη βιομηχανία και ουσιαστικά συνδυάζουν τα πλεονεκτήματα των MOSFET και των BJT ισχύος, ενώ ταυτόχρονα ελαχιστοποιούν τα μειονεκτήματά τους. Αναλυτικότερα: Τα BJT (Bipolar Junction Transistor) ισχύος παρουσιάζουν μικρές απώλειες αγωγής, μιας και η λειτουργία τους στηρίζεται σε κυκλοφορία φορέων μειονότητας. Το βασικό τους μειονέκτημα είναι οι μεγάλοι διακοπτικοί χρόνοι, γεγονός που κρίνει τη χρήση τους σε μετατροπείς υψηλών συχνοτήτων απαγορευτική. Τα MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) ισχύος από την άλλη πλευρά λειτουργούν μέσω ροής φορέων πλειονότητας, με αποτέλεσμα την ικανότητα λειτουργίας σε υψηλές διακοπτικές συχνότητες, αφού οι διακοπτικοί χρόνοι είναι πολύ μικροί. Από την άλλη πλευρά, οι απώλειες αγωγής των στοιχείων αυτών είναι σημαντικές, με το πρόβλημα να επιδεινώνεται όσο αυξάνεται το ρεύμα διέλευσης και η τάση αποκοπής του στοιχείου. Σημαντικό επίσης πλεονέκτημα των MOSFET είναι η ικανότητά τους να οδηγούνται από τάση με αποτέλεσμα οι απώλειες στο κύκλωμα οδήγησής τους να ελαχιστοποιούνται [26]. Το IGBT (διπολικό τρανζίστορ ισχύος με απομονωμένη πύλη-insulated Gate Bipolar Transistor) αποτελεί μια προσπάθεια «ένωσης» των δύο παραπάνω στοιχείων, καθώς η δομή του είναι παρόμοια με εκείνη ενός MOSFET, ενώ στα χαρακτηριστικά αγωγής θυμίζει ένα BJT. Συγκεκριμένα, τα βασικά χαρακτηριστικά ενός IGBT είναι: 1. Υψηλή εμπέδηση εισόδου με αποτέλεσμα ο ημιαγωγικός διακόπτης να διατηρείται σε κατάσταση αγωγής χωρίς να απαιτείται ισχύς από το κύκλωμα παλμοδότησης. 2. Χαμηλή αντίσταση αγωγής, με αποτέλεσμα μικρές απώλειες αγωγής. 98

110 3. Οδήγηση από τάση, με αποτέλεσμα μικρές απώλειες στο κύκλωμα οδήγησης όπως αναφέρθηκε και παραπάνω. 4. Κατά τη σβέση του στοιχείου παρατηρείται μια «ουρά» στην κυματομορφή του ρεύματος, ανάλογη με την κυματομορφή του ρεύματος των BJT ισχύος. 5. Η ροή ρεύματος οφείλεται στη ροή φορέων μειονότητας, γεγονός το οποίο οδηγεί σε υψηλότερους χρόνους έναυσης και σβέσης σε σχέση με τα MOSFET ισχύος [26]. Για την κατασκευή του συγκεκριμένου αντιστροφέα χρησιμοποιήθηκε ο τύπος FGA20S120M της εταιρίας Fairchild. Το συγκεκριμένο IGBT έχει ονομαστική τάση αποκοπής που ανέρχεται στα 1200 Volt και ονομαστικό ρεύμα συλλέκτη 20 Αmpere. Επίσης, ο χρόνος σβέσης των συγκεκριμένων ημιαγωγικών στοιχείων κυμαίνεται μεταξύ 320 και 480 nsec. Το στοιχείο αυτό προτιμήθηκε σε σχέση με άλλους ημιαγωγικούς διακόπτες που είχαν χρησιμοποιηθεί στο παρελθόν για ανάλογο αντιστροφέα (διπλωματική εργασία Ελευθεράκης Γεώργιος), καθώς προσφέρουν ικανοποιητικές τιμές τάσης και ρεύματος σε συνδιασμό με το χαμηλό κόστος αγοράς τους. Συγκεκριμένα, μετά τις προσομοιώσεις που πραγματοποιήθηκαν είδαμε πως τα ημιαγωγικά στοιχεία του υπό μελέτη αντιστροφέα οφείλουν να αντέχουν τάση 420 Volt, ενώ η ενεργός τιμή του ρεύματος που τα διαπερνά κατά την αγωγή δεν ξεπερνά τα 6 A [33]. Στο σχήμα 5.1 βλέπουμε τα στοιχεία που χρησιμοποιήθηκαν. Τα IGBT ως επί το πλείστον δεν εμφανίζουν αντιπαράλληλη δίοδο (body diode) σε αντίθεση με τα MOSFET. Στο συγκεκριμένο μοντέλο όμως, ο κατασκευαστής έχει ενσωματώσει μια ξεχωριστή δίοδο στο στοιχείο, με αποτέλεσμα η επιπλέον τοποθέτηση αντιπαράλληλης διόδου να μην είναι απαραίτητη. Ολοκληρώνοντας την περιγραφή των ημιαγωγικών διακοπτών αξίζει να αναφέρουμε ότι για τη διακοπτική συχνότητα που επιλέξαμε να λειτουργήσουμε τον αντιστροφέα μας (15kHz), η συγκεκριμένη σειρά τρανζίστορ καλύπτει τις ανάγκες μας [33]. 99

111 Σχήμα 5.1: Ημιαγωγικοί διακόπτες που χρησιμοποιήθηκαν για την κατασκευή [33] Φίλτρο στην είσοδο του αντιστροφέα Στην είσοδο του αντιστροφέα τοποθετήθηκαν δύο πυκνωτές ΜΚΡ και τρεις ηλεκτρολυτικοί πυκνωτές, οι οποίοι συνδέθηκαν παράλληλα για την επίτευξη μεγαλύτερης χωρητικότητας. Αυτό έγινε με σκοπό τη σταθεροποίηση της συνεχούς τάσης εισόδου του αντιστροφέα, τη μείωση των αιχμών τάσης και το φιλτράρισμα των υψίσυχνων αρμονικών. Η επιλογή των εν λόγω πυκνωτών έγινε με βάση τη χωρητικότητά τους και την τάση αντοχής τους. Συγκεκριμένα, οι ΜΚΡ πυκνωτές που επιλέχτηκαν, έχουν χωρητικότητα 1.5μF, ενώ αντέχουν τάση 440 Volt. Οι ηλεκτρολυτικοί πυκνωτές που χρησιμοποιήθηκαν έχουν χωρητικότητα 1mF ο καθένας και αντέχουν τάση 450Volt. Συνδέοντάς τους παράλληλα η συνολική χωρητικότητα που πετυχαίνουμε είναι 3mF. Επίσης τοποθετήθηκαν δύο πηνία 0.5mH το καθένα σε σειρά με την πηγή τροφοδοσίας. Σκοπός των πηνίων αυτών είναι η εξομάλυνση του ρεύματος εισόδου και ο περιορισμός των αιχμών ρεύματος που εμφανίζονταν στο ρεύμα εισόδου. Η διάταξη του φίλτρου εισόδου φαίνεται στο ακόλουθο σχήμα. 100

112 Σχήμα 5.2: Πηνία και πυκνωτές στην είσοδο του αντιστροφέα 5.2 Κύκλωμα παλμοδότησης ημιαγωγικών στοιχείων Για την παραγωγή των παλμών που οδηγούνται μεταξύ πύλης και εκπομπού των πέντε ημιαγωγικών στοιχείων χρησιμοποιείται ο μικροελεγκτής dspic30f4011. Όμως, το πλάτος της τάσης των παλμών στην έξοδο του μικροελεγκτή δεν έχει τιμή ικανή να οδηγήσει τα τρανζίστορ σε αγωγή, καθώς είναι της τάξης των +5V. Για το λόγο αυτό είναι απαραίτητη η ενίσχυσή τους, με σκοπό την όσο το δυνατόν γρηγορότερη μετάβασή τους από την αποκοπή σε κατάσταση αγωγής, αλλά και την παραμονή τους στην κατάσταση αυτή. Εκτός όμως από την ενίσχυση των παλμών, απαραίτητη κρίνεται και η ηλεκτρική απομόνωση των κυκλωμάτων ελέγχου και ισχύος, με απώτερο σκοπό την προστασία του κυκλώματος παλμοδότησης από τα διαφορετικά επίπεδα ισχύος. Στο σχήμα 5.3 φαίνεται η πορεία που ακολουθούν οι παλμοί από το μικροελεγκτή μέχρι την πύλη των τρανζίστορ για έναν από τους δύο κλάδους της γέφυρας των τεσσάρων ημιαγωγικών στοιχείων. 101

113 Σχήμα 5.3: Κυκλωματικό διάγραμμα της πορείας των παλμών από τον μικροελεγκτή μέχρι τα ημιαγωγικά στοιχεία Οι παλμοί που παράγονται στον dspic30f4011 δεν μπορούν να οδηγηθούν απευθείας στα ολοκληρωμένα 6Ν137 και IR2213, τα οποία είναι υπεύθυνα για τα στάδια της ηλεκτρικής απομόνωσης και της ενίσχυσης αντίστοιχα. Αυτό συμβαίνει γιατί ο μικροελεγκτής μπορεί να παράγει τον παλμό και όχι το ρεύμα που απαιτείται για την οδήγηση των ολοκληρωμένων αυτό. Έτσι, αν για παράδειγμα κάποιο ολοκληρωμένο απαιτεί ρεύμα κάποιων ma στην είσοδό του, ο μικροελεγκτής στην προσπάθειά του να αποδώσει το ρεύμα αυτό θα καταστραφεί. Για να αποφευχθεί κάτι τέτοιο, οι παλμοί οδηγούνται αρχικά στο ολοκληρωμένο 74HC540 [34]. Το ολοκληρωμένο αυτό είναι ένας inverting buffer ρεύματος, στον οποίο οι παλμοί που εξέρχονται από τον μικροελεγκτή ενισχύονται ώστε να φτάσουν στα ολοκληρωμένα που ακολουθούν (optocoupler και driver) με επαρκή ισχύ. Εκτός από την ενίσχυση των σημάτων εισόδου όμως, το ολοκληρωμένο αυτό αναστρέφει τα σήματα που έρχονται στην είσοδό του. Η λειτουργία αυτή του 74HC540 θα γίνει περισσότερο κατανοητή όταν περιγραφεί ο τρόπος λειτουργίας του optocoupler 6Ν137, ο οποίος βρίσκεται ακριβώς μετά τον buffer ρεύματος. Το ολοκληρωμένο 74HC540 αποτελείται από 20 ακροδέκτες εκ των οποίων οι ακροδέκτες 1, 10 και 19 γειώνονται, ενώ ο ακροδέκτης 20 συνδέεται με την τροφοδοσία των +5Volt του μικροελεγκτή. Τα υπόλοιπα 16 pins χωρίζονται σε 8 pins εισόδου και 8 pins εξόδου. Στην προκειμένη περίπτωση χρειαζόμαστε μόνο 5 από τα 8 pins εισόδου και εξόδου. Αναλυτικά, στους 102

114 ακροδέκτες 2-6 οδηγούνται τα σήματα εισόδου, ενώ από τους ακροδέτες εξέρχονται τα ανεστραμμένα σήματα εξόδου [34]. Μετά το 74HC540 οι παλμοί οδηγούνται στο ολοκληρωμένο 6Ν137, το οποίο είναι ένας ψηφιακός οπτοζεύκτης (optocoupler) και είναι υπεύθυνος για την ηλεκτρική απομόνωση των κυκλωμάτων ελέγχου και ισχύος [35]. Έχοντας λοιπόν πέντε ημιαγωγικά στοιχεία, άρα και πέντε διαφορετικούς παλμούς χρειαζόμαστε πέντε ολοκληρωμένα 6Ν137 για την απομόνωση και των πέντε παλμών. Το κυκλωματικό διάγραμμα του ολοκληρωμένου αυτού φαίνεται στο σχήμα 5.4. Η είσοδος του 6Ν137 είναι μια φωτοδίοδος η οποία εκπέμπει φως στη βάση ενός τρανζίστορ αναγκάζοντάς το να άγει. Σχήμα 5.4: Κυκλωματικό διάγραμμα ολοκληρωμένου 6n137 [35] Στην είσοδο του ολοκληρωμένου (pin 2) τοποθετείται μια αντίσταση τιμής 470Ω, με σκοπό τον περιορισμό του ρεύματος όπως απαιτούν οι προδιαγραφές. Οι ακροδέκτες 3 και 5 είναι αυτοί που επιτελούν πρακτικά την ηλεκτρική απομόνωση του κυκλώματος μιας και είναι συνδεδεμένες σε διαφορετική γη. Πιο συγκεκριμένα, ο ακροδέκτης 3 του οπτοζεύκτη είναι συνδεδεμένος με τη γη του μικροελεγκτή, ενώ ο ακροδέκτης 5 συνδέεται στη γη της πλευράς ισχύος, δηλαδή στη γη του driver, ο οποίος βρίσκεται μετά τον οπτοζεύκτη. Ο ακροδέκτης 8 103

115 συνδέεται με την τροφοδοσία των +5Volt ως προς τη γη του ακροδέκτη 5, όπως και ο ακροδέκτης 7 (enable pin), ενώ ο ακροδέκτης 6 αποτελεί το σήμα εξόδου του ολοκληρωμένου, δηλαδή τον παλμό που προήλθε από τον μικροελεγκτή. Ο παλμός αυτός όμως, έχει πλέον ως αναφορά τον ακροδέκτη 5 (γη της πλευράς ισχύος) κι όχι τον ακροδέκτη 3. Στην έξοδο του ολοκληρωμένου τοποθετείται αντίσταση τιμής 3.6 kω μεταξύ των ακροδεκτών 8 και 6 (pull up αντίσταση). Τέλος, υπ' όψην οφείλει να ληφθεί το γεγονός πως ο παλμός αυτός δεν είναι ο ίδιος με τον παλμό εισόδου, αλλά έχει αναστραφεί. Αυτό είναι αποτέλεσμα της δράσης του optocoupler, ο οποίος εκτός από την ηλεκτρική απομόνωση αναστρέφει το σήμα εισόδου. Γνωρίζοντας το γεγονός αυτό είναι πλέον κατανοητό, γιατί επιλέχτηκε να χρησιμοποιηθεί το ολοκληρωμένο 540 σαν buffer ρεύματος και όχι κάποιος άλλος buffer (π.χ 74ΗC541), ο οποίος δεν αντιστρέφει το σήμα εισόδου. Το σήμα που εξέρχεται από το 6N137 έχει πλέον υποστεί δύο αναστροφές, με αποτέλεσμα να έχει την ίδια μορφή με το σήμα που παράγεται από το μικροελεγκτή. Μετά την ηλεκτρική απομόνωση σειρά έχει το στάδιο της ενίσχυσης των παλμών. Τα εξερχόμενα από τα 6Ν137 σήματα οδηγούνται στους ενισχυτές παλμών (drivers), οι οποίοι είναι επιφορτισμένοι με την ενίσχυση των σημάτων, ώστε αυτά οδηγούμενα στα ημιαγωγικά στοιχεία να τα θέσουν σε αγωγή. Στο σημείο αυτό οφείλουμε να διαχωρίσουμε το στάδιο ενίσχυσης των παλμών των τεσσάρων στοιχείων της μονοφασικής γέφυρας σε σχέση με την ενίσχυση των παλμών του πέμπτου ημιαγωγικού στοιχείου, το οποίο ακολουθεί λίγο διαφορετικό δρόμο. Με το στάδιο ενίσχυσης των παλμών του στοιχείου αυτού θα ασχοληθούμε στη συνέχεια μιας και παρουσιάζει ορισμένες διαφορές. Οι παλμοί των τεσσάρων στοιχείων της μονοφασικής γέφυρας οδηγούνται σε δύο ολοκληρωμένα IR2213. Το ολοκληρωμένο αυτό κύκλωμα αποτελείται από 14 ακροδέκτες, ενώ δέχεται δύο τροφοδοσίες +5Volt και +15Volt, ώστε να ενισχύσει τους παλμούς από τα 5 Volt στα 15Volt, τιμή ικανή να οδηγήσει τους ημιαγωγικούς διακόπτες σε έναυση. Η ενίσχυση των παλμών μπορεί να γίνει για δύο στοιχεία του ίδιου κλάδου, άρα απαιτούνται δύο drivers για την ενίσχυση των παλμών των τεσσάρων στοιχείων της γέφυρας. Στο σχήμα 5.5 που ακολουθεί φαίνεται η συνδεσμολογία του driver που ακολουθήθηκε σύμφωνα με το φυλλάδιο του κατασκευαστή του ολοκληρωμένου [37]. 104

116 Σχήμα 5.5: Συνδεσμολογία του ολοκληρωμένου IR2213 [37] Στους ακροδέκτες 10 και 12 (HIN και LIN αντίστοιχα) εισέρχονται οι παλμοί από τους optocouplers, που στη συνέχεια θα οδηγηθούν στα δύο στοιχεία του κλάδου. Στον ακροδέκτη 9 (Vdd) συνδέεται η τάση των +5Volt, στον ακροδέκτη 3 (Vcc) η δεύτερη τροφοδοσία των +15Volt, ενώ στον ακροδέκτη 13 (Vss) η γείωση. O ακροδέκτης 11 (SD) είναι υπεύθυνος για την λειτουργία ή μη του ολοκληρωμένου και γειώνεται ώστε ο driver να είναι μόνιμα σε λειτουργία. Οι παλμοί που οδηγούνται στην πύλη των δύο ημιαγωγικών στοιχείων εξέρχονται από τα HO και LO (ακροδέκτες 7 και 1 αντίστοιχα), ενώ τα Vs και COM (ακροδέκτες 5 και 2 αντίστοιχα) αποτελούν το δρόμο επιστροφής των παλμών από τον εκπομπό των τρανζίστορ [37]. Ολοκληρώνοντας την περιγραφή των ακροδεκτών των driver, ο ακροδέκτης COM γειώνεται ενώ για το πάνω στοιχείο του κάθε κλάδου χρησιμοποιείται η συνδεσμολογία Bootstrap. Η εφαρμογή της συνδεσμολογίας Bootstrap κρίνεται αναγκαία, καθώς οι εκπομποί των δύο άνω στοιχείων των κλάδων της γέφυρας συνδέονται με τους συλλέκτες των δύο κάτω στοιχείων. Κυκλωματικά, η τεχνική Bootstrap φαίνεται στο σχήμα 5.6, ενώ η λογική λειτουργίας της είναι η εξής: 105

117 Σχήμα 5.6: Κύκλωμα τεχνικής Bootstrap [11] Κατά την έναυση του στοιχείου, ο φορτισμένος πυκνωτής Bootstrap δίνει την απαιτούμενη τάση μεταξύ της βάσης και του εκπομπού. Η φόρτιση του πυκνωτή επιτυγχάνεται μέσω της διόδου Bootstrap κατά τη σβέση του στοιχείου. Προκειμένου να φορτίζεται γρήγορα ο πυκνωτής και ταυτόχρονα να σβήνει γρήγορα το στοιχείο, η δίοδος έχει πολύ μικρό χρόνο απόκρισης. Ο πυκνωτής Bootstrap πρέπει να προλαβαίνει να φορτίζεται κατά το διάστημα αγωγής του κάτω στοιχείου, οπότε χρειάζεται προσεκτική επιλογή τόσο του ίδιου του πυκνωτή, όσο και της διόδου. Έτσι πρέπει να ισχύει ότι [27]: C 2 Q bs V cc V f V LS V min (5.1) Για την σχέση που προηγήθηκε ισχύουν τα εξής: Vcc: τροφοδοσία (15 Volt) Vf : πτώση τάσης πάνω στη δίοδο Bootstrap (όσο αυτή άγει) VLS : πτώση τάσης του κάτω ημιαγωγικού στοιχείου Vmin : ελάχιστη τάση μεταξύ VB και VS Qbs : ελάχιστο φορτίο που μπορεί να προσδώσει ο πυκνωτής Bootstrap 106

118 Το Qbs δίνεται από την εξίσωση που ακολουθεί: Q bs = 2 Q g + I max qbs + Q f bs + I cbs(leaak) f (5.2) Όπου: Qg : φορτίο βάσης του άνω ημιγωγικού στοιχείου Ιqbs(max) : ρεύμα παροχής για σταθερή τάση VBS ICbs(leak) : ρεύμα διαρροής του πυκνωτή bootstrap Qls : = 5nC για ολοκληρωμένα των 500V/600V και 20nC για αυτά των 1200V F : διακοπτική συχνότητα Σύμφωνα με το φυλλάδιο του κατασκευαστή των ημιαγωγικών στοιχείων ισχύει: Qg = 208 nc, VLS = 1.55 Volt, Vbs = VGE = 6 Volt. Επίσης από το τεχνικό φυλλάδιο του driver IR2213 γνωρίζουμε ότι Ιqbs(max)= 230 μα. Για την εν λόγω κατασκευή επιλέχτηκε πυκνωτής τανταλίου, καθώς έχει πολύ μικρό ρεύμα διαρροής συγκριτικά με τους ηλεκτρολυτικούς πυκνωτές επομένως Icbs(leak) =0 A [11], ενώ ως δίοδο Bootstrap επιλέχτηκε η δίοδος BYT56M [38], λόγω των πολύ μικρών χρόνων απόκρισης που την χαρακτηρίζουν και με Vf = 1.6 Volt. Αντικαθιστώντας τις τιμές στην εξίσωση 5.2 έχουμε ότι: Q bs = = 5 μc 50 Έτσι η ελάχιστη τιμή του πυκνωτή Bootstrap όπως αυτή προκύπτει από την εξίσωση 5.1 είναι: C ,6 1,55 6 C 1.7 μf (5.3) Αν και η τιμή του πυκνωτή υπολογίζεται σύμφωνα με τη σχέση που προηγήθηκε, εντούτοις για ασφάλεια η τιμή του επιλέγεται αρκετά μεγαλύτερη και συγκεκριμένα C=4,7 μf. Μεταξύ της εξόδου του driver και της πύλης των ημιαγωγικών στοιχείων τοποθετείται εν σειρά αντίσταση μερικών Ohm (15 Ω), ενώ μεταξύ πύλης και εκπομπού των IGBT τοποθετείται δίοδος Zener 15V παράλληλα με μια αντίσταση 1,5kΩ για την προστασία των στοιχείων. Η δίοδος Zener σε συνδυασμό με την παράλληλη αντίσταση χρησιμεύουν στην 107

119 περίπτωση που η τάση μεταξύ πύλης και εκπομπού ξεπεράσει τα 15Volt. Τότε η δίοδος αρχίζει να άγει αποτρέποντας την καταστροφή του ημιαγωγικού στοιχείου. Στο σημείο αυτό, έχοντας περιγράψει την πορεία των παλμών για τα τέσσερα από τα πέντε ημιαγωγικά στοιχεία του κυκλώματος ισχύος, οφείλουμε να περιγράψουμε και το στάδιο ενίσχυσης του πέμπτου παλμού. Μετά την έξοδό του από το ολοκληρωμένο 6N137, ο παλμός του πέμπτου ημιαγωγικού διακόπτη, αφού υποστεί μια ακόμη αναστροφή μέσω μιας πύλης NAND (ολοκληρωμένο HCT7400 [39]) οδηγείται στο ολοκληρωμένο, το οποίο είναι υπεύθυνο για την ενίσχυση του παλμού αυτού και είναι το ICL7667. Εύλογα προκύπτει το ερώτημα, γιατί είναι μια ακόμη αναστροφή του παλμού απαραίτητη. Η απάντηση προκύπτει αν περιγραφεί η λειτουργία του driver αυτού. Το ICL7667 είναι ένα ολοκληρωμένο κύκλωμα το οποίο αντίθετα με το IR2213 αποτελείται από 8 ακροδέκτες και τροφοδοτείται με συνεχή τάση +15Volt στον ακροδέκτη 6. Το ολοκληρωμένο αυτό έχει τη δυνατότητα να οδηγήσει μέχρι δύο σήματα εισόδου, τα οποία οδηγούνται στους ακροδέκτες 2 και 4, ενώ ο ακροδέκτης 3 γειώνεται. Τα ενισχυμένα σήματα εξόδου του driver εξέρχονται από τους ακροδέκτες 7 και 5 αντίστοιχα. Στην προκειμένη περίπτωση έχουμε ένα μόνο σήμα το οποίο οδηγείται στον ICL7667, οπότε οι ακροδέκτες 2 και 4 βραχυκυκλώνονται, όπως και οι ακροδέκτες 7 και 5, ώστε να επιτευχθεί υψηλότερη ισχύς στο σήμα εξόδου [36]. Εκτός όμως από την ενίσχυση του σήματος που φτάνει στην είσοδό του, το ολοκληρωμένο αυτό αντιστρέφει το σήμα εισόδου. Έτσι γίνεται πλέον κατανοητό, γιατί γίνεται αναστροφή ειδικά του παλμού του πέμπτου στοιχείου μέσω της πύλης NAND πριν το στάδιο της ενίσχυσης μέσω του driver. Το εξερχόμενο από τον ακροδέκτη 5 σήμα έχει την επιθυμητή μορφή και τιμή ικανή να οδηγήσει το τρανζίστορ σε αγωγή. Ολοκληρώνοντας την περιγραφή του σταδίου ενίσχυσης των παλμών του πέμπτου ημιαγωγικού διακόπτη, μια απορία που εύκολα μπορεί να δημιουργηθεί στον αναγνώστη είναι γιατί δεν χρησιμοποιήθηκε driver ανάλογης μορφής (IR2213) και για το στοιχείο αυτό, αλλά επιλέχτηκε συγκεκριμένα ο ICL7667. H απάντηση είναι πως ο ICL7667 έχει τη δυνατότητα να παλμοδοτεί μεμονωμένα ένα ημιαγωγικό στοιχείο χωρίς αυτό να είναι απαραίτητα γειωμένο, καθώς η ισχύς που απαιτείται για την ενίσχυση του παλμού προκύπτει χωρίς το κύκλωμα Bootstrap να είναι απαραίτητο, όπως συμβαίνει στην περίπτωση του IR2213. Αυτό συμβαίνει λόγω του εσωτερικού CMOS κυκλώματος του ICL7667, το οποίο έρχεται σε λειτουργία χωρίς η δημιουργία βρόχου μέσω της γείωσης ενός ημιαγωγικού στοιχείου να κρίνεται αναγκαία [39]. 108

120 Ολοκληρώνοντας την περιγραφή της πορείας του παλμού του πέμπτου τρανζίστορ παραθέτουμε το σχήμα 5.7 στο οποίο φαίνεται ακριβώς η πορεία από τον μικροελεγκτή μέχρι την πύλη του 5ου τρανζίστορ. Σχήμα 5.7: Πορεία του παλμού του 5ου τρανζίστορ 5.3 Μετρητικά τάσης και ρεύματος Για να πραγματοποιηθεί η σύνδεση του αντιστροφέα με το δίκτυο χαμηλής τάσης και να γίνει εφικτός ο έλεγχος ενεργού-αέργου ισχύος είναι απαραίτητη η μέτρηση κάποιων μεγεθών. Συγκεκριμένα, πρέπει να είναι γνωστή η τάση εξόδου, όπως και το ρεύμα εξόδου του αντιστροφέα. Με τη γνώση των μεγεθών αυτών είναι δυνατή η πραγματοποίηση του μετασχηματισμού Park για τον υπολογισμό των ισχύων (πραγματικής και αέργου) Μετρητικό τάσης Για τη μέτρηση της τάσης εξόδου επιλέχτηκε να χρησιμοποιηθεί το μετρητικό LV25-P της εταιρίας LEM, μετρητικό το οποίο απαιτεί διπλή τροφοδοσία +15Volt και -15Volt. To συγκεκριμένο μετρητικό αποτελεί έναν αισθητήρα τάσης ο οποίος κάνει χρήση του φαινομένου Hall για γαλβανική απομόνωση του κυκλώματος εισόδου του (κύκλωμα ισχύος) από το ηλεκτρονικό κύκλωμα (κύκλωμα εξόδου) λειτουργώντας ως γραμμικός ενισχυτής. Αυτό σημαίνει ότι λαμβάνει ένα σήμα ρεύματος στην είσοδο, το οποίο αντισταθμίζει σε ένα αντίστοιχο σήμα ρεύματος στην έξοδό του. Αμέσως μετά, γίνεται ο σχεδιασμός και η παρουσίαση του κυκλώματος για τη μέτρηση της τάσης εξόδου. 109

121 Σχήμα 5.8: Το μετρητικό τάσης LV 25-P [11] Η τάση που επιθυμούμε να μετρήσουμε στην έξοδο του αντιστροφέα είναι πρακτικά η τάση του δικτύου ενεργού τιμής 230 Volt και μέγιστης τιμής Volt. Σύμφωνα με το φυλλάδιο του κατασκευαστή για τάση τροφοδοσίας ±15V και για ρεύμα εισόδου 10mA επιλέγεται αντίσταση μέτρησης Rm=100Ω. Η έξοδος του μετρητικού είναι σήμα ρεύματος, άρα συνδέοντας σε σειρά την αντίσταση Rm θα προκύψει σήμα τάσης. Έτσι υποθέτοντας ότι η τάση εξόδου του μετρητικού θα έχει ενεργό τιμή 2,3 2 το ρεύμα εξόδου του μετρητικού που προκύπτει είναι: I rms out = V rms out = 2.3/ 2 R M 100 = ma (5.4) Η τιμή αυτή είναι μικρότερη από το μέγιστο επιτρεπτό όριο των 25mA. Αντιστοιχίζοντας τα 10mA εισόδου στα 25mA εξόδου, για τα 16,26 ma ισχύει ότι: I rms in = = 6.5 ma (5.5) 25 I in peak = = 9.19 ma < 10 ma (5.6) Για να προκύψει ρεύμα εισόδου στο μετρητικό ίσο με 6,5mA και εφόσον η τάση μέτρησης είναι 230 V, η αντίσταση στην είσοδο του μετρητικού πρέπει να είναι: 110

122 R in = 230 V 36 kω (5.7) 6.5 ma Για αντίσταση εισόδου R in = 36kΩ, το ρεύμα που ρέει στην είσοδο του μετρητικού είναι: I rms in = 230 V = 6.38 ma (5.8) 36 kω I in peak = 6,38 2 = 9.02 ma < 10 ma (5.9) Για την τιμή αυτή της ενεργού τιμής του ρεύματος εισόδου για το ρεύμα εξόδου θα ισχύει: I rms out = = (5.10) 10 Έτσι για την τάση εξόδου προκύπτει ότι: V peak out = R M I rms out 2 = = 2.25 V (5.11) V rms out = 2.25 = 1.59 Volt (5.12) 2 Η ισχύς εισόδου του μετρητικού προκύπτει ίση με: P 2 in=iin R in= ( ) = mw Οι αντιστάσεις που έχουμε στη διάθεσή μας στο εργαστήριο, έχουν ονομαστική τιμή ισχύος P=250mWatt. Για να προκύψει η επιθυμητή αντίσταση εισόδου η οποία είναι ίση με 36kΩ, απαιτείται κατάλληλος συνδυασμός των διαθέσιμων αντιστάσεων, ώστε να μην ξεπεραστεί η ονομαστική τιμή ισχύος των αντιστάσεων. Παρά το γεγονός πως η ονομαστική τιμή των αντιστάσεων είναι 250mW, εντούτοις χρησιμοποιούμε τιμή ίση με 200mW για ασφάλεια. Έτσι, ο ελάχιστος αριθμός αντιστάσεων που απαιτούνται για την είσοδο του μετρητικού τάσης είναι: N min = = 7.32 (5.13) 111

123 Βλέπουμε λοιπόν πως συνδέοντας δέκα αντιστάσεις των 360kΩ παράλληλα, μπορούμε να πετύχουμε την επιθυμητή αντίσταση, ενώ οι αντιστάσεις μας δεν κινδυνεύουν να ξεπεράσουν την ονομαστική τους ισχύ. Το σήμα τάσης που δημιουργείται στην αντίσταση των 100Ω μεταξύ σήματος και γης περνά μέσα από έναν ενισχυτή προτού φτάσει στην αναλογική είσοδο του μικροελεγκτή. Ο ενισχυτής που χρησιμοποιείται είναι ένας buffer με χρήση τελεστικoύ ενιχυτή. Σχήμα 5.9: Buffer τάσης Για την περάτωση της λειτουργίας αυτής χρησιμοποιήθηκε το ολοκληρωμένο LM358. Το ολοκληρωμένο αυτό διαθέτει 8 ακροδέκτες εμπεριέχοντας δύο τελεστικούς ενισχυτές (Α και Β), όπως φαίνεται και στο σχήμα που ακολουθεί. Σχήμα 5.10: Το ολοκληρωμένο LM358 [19] Το LM358 μπορεί να τροφοδοτηθεί με τάση +5V στον ακροδέκτη Vcc, ενώ ο ακροδέκτης 4 οδηγείται στη γη του μικροελεγκτή. Για λόγους ακρίβειας ωστόσο, επιλέχτηκε η τάση τροφοδοσίας του ολοκληρωμένου αυτού να είναι +15V καθώς σε προηγούμενες διπλωματικές εργασίες είχε παρατηρηθεί αλλοίωση της μετρούμενης τιμής για τροφοδοσία +5V. Για να είναι ο τελεστικός ενισχυτής σε θέση να ενισχύσει το σήμα όπως πρέπει, αυτό οφείλει να είναι μόνο 112

124 θετικό. Το σήμα που φτάνει όμως στο LM358 είναι εναλλασσόμενο μιας και η τάση μετά την αντίσταση των 100Ω παίρνει και αρνητικές τιμές ±2,5V. Εύλογα γίνεται κατανοητό, πως η τάση αυτή δεν μπορεί να εισαχθεί στον μικροελεγκτή μιας και αυτός δέχεται τάσεις μεταξύ 0 και 5 Volt [19]. Για την επίλυση του προβλήματος αυτού χρησιμοποιήθηκε το ολοκληρωμένο AD580, το οποίο στην έξοδό του δίνει μια συνεχή τάση ίση με +2,5V. Στα σχήματα 5.11 και 5.12 που φαίνονται στη συνέχεια φαίνεται το ολοκληρωμένο AD580 αλλά και το κύκλωμα βάσει του οποίου έγινε η συνδεσμολογία του. Σχήμα 5.11: Το ολοκληρωμένο AD580 [19] Σχήμα 5.12: Κύκλωμα σύνδεσης του μετρητικού τάσης 113

125 Από το κύκλωμα που προηγήθηκε, βλέπουμε ότι με χρήση ενός από τους δύο τελεστικούς ενισχυτές του ολοκληρωμένου, τα +2,5V του AD580 προστίθενται στα ±2,5V του σήματος με αποτέλεσμα το νέο σήμα που προκύπτει να είναι 0-5V. Σύμφωνα, λοιπόν με το παραπάνω κύκλωμα η σχέση που χαρακτηρίζει τη λειτουργία του αθροιστή είναι η ακόλουθη: V out = (1 + R f ) ( V 1+V 2 ) (5.14) R 1 2 Εφόσον όλες οι αντιστάσεις επιλέχτηκαν ίσες με 2,2kΩ, έχουμε μόνο άθροισμα των δύο τάσεων και όχι ενίσχυση, γεγονός το οποίο επιβεβαιώνεται και από τη σχέση που προηγήθηκε Μετρητικό ρεύματος Για τη μέτρηση του ρεύματος εξόδου επιλέχτηκε να χρησιμοποιηθεί το μετρητικό LTS-6NP. Το μετρητικό αυτό λειτουργεί βάσει του φαινομένου Hall, προσφέροντας γαλβανική απομόνωση μεταξύ του κυκλώματος εισόδου και του κυκλώματος εξόδου του. Το συγκεκριμένο μετρητικό τροφοδοτείται με τάση +5V, ενώ η γείωσή του συνδέεται με τη γείωση του μικροελεγκτή. Η κοινή γείωση κρίνεται αναγκαία ως δυναμικό αναφοράς του σήματος στην έξοδό του και της εισόδου του μικροελεγκτή. Στο σχήμα 5.13 μπορούμε να δούμε το μετρητικό αυτό καθώς και το κυκλωματικό του διάγραμμα. Σχήμα 5.13: Το μετρητικό ρεύματος LTS-6NP [11] Στην είσοδό του το μετρητικό δέχεται το προς μέτρηση ρεύμα, ενώ στην έξοδό του παράγεται ένα σήμα τάσης. Ανατρέχοντας στο φυλλάδιο του κατασκευαστή για το LTS-6NP 114

126 βλέπουμε πως υπάρχουν τρεις τοπολογίες σύνδεσης των ακροδεκτών του μετρητικού (σχήμα 5.14), ανάλογα με το μέγεθος του προς μέτρηση ρεύματος. Σχήμα 5.14: Πιθανές συνδεσμολογίες του μετρητικού LTS-6NP Στην συγκεκριμένη περίπτωση για τη μέτρηση του ρεύματος εξόδου και για ισχύ της διάταξης 1kW επιλέχτηκε η τρίτη συνδεσμολογία για 2Α. Η έξοδος που δίνει το μετρητικό καθορίζεται από τη σχέση: V out = 2.5 ± I P I PN (5.15) όπου ΙPN το ονομαστικό ρεύμα του μετρητικού. Αξίζει να σημειωθεί ότι το συγκεκριμένο μετρητικό δίνει συνεχή τάση στην έξοδό του, γεγονός που αποτυπώνεται και από την προηγούμενη σχέση. Έτσι, δεν απαιτείται κάποιο ολοκληρωμένο αντίστοιχο με το AD580 για να προσθέτει τάση +2.5V, όπως συνέβη για την μέτρηση της τάσης. Εντούτοις, το σήμα εξόδου του μετρητικού οδηγείται στον δεύτερο τελεστικό ενισχυτή του LM358 με σκοπό την απομόνωση του σήματος από τυχόν χωρητικότητες. 5.4 Τροφοδοσία πλακέτας Συνοψίζοντας την ανάλυση για το σύστημα παλμοδότησης και τα μετρητικά που προηγήθηκε, μπορούμε να συμπεράνουμε πως για την κατασκευή της εν λόγω πλακέτας απαιτούνται οι εξής τροφοδοσίες: Τροφοδοσία +5Volt για τον μικροελεγκτή dspic30f4011 τον buffer ρεύματος HCT540, αλλά και το μετρητικό ρεύματος LTS-6NP. 115

127 Τροφοδοσία +15Volt με γείωση ίδια με αυτή του μικροελεγκτή για την τροφοδότηση του LM358 και του μετρητικού τάσης LV-25P. Τροφοδοσία -15Volt ως προς τη γη του μικροελεγκτή για την αρνητική τροφοδοσία του μετρητικού τάσης LV-25P. Τροφοδοσία +5Volt για την τροφοδότηση των τεσσάρων 6N137 της μονοφασικής γέφυρας και του ακροδέκτη Vdd των ολοκληρωμένων IR2213. Τροφοδοσία +15Volt με ίδια γείωση με την παραπάνω για τον ακροδέκτη Vcc των δύο IR2213. Τροφοδοσία +5Volt για την τροφοδότηση του πέμπτου optocoupler. Τροφοδοσία +15Volt για την τροφοδότηση του ICL7667. Γίνεται λοιπόν κατανοητό πως απαιτούνται τρεις ξεχωριστές τροφοδοσίες +15Volt. Οι τροφοδοσίες αυτές προέρχονται από τρία διαφορετικά τροφοδοτικά τα οποία υπήρχαν ήδη στο εργαστήριο και καταλήγουν στην πλακέτα που κατασκευάστηκε. Τα τρία τροφοδοτικά που χρησιμοποιήθηκαν φαίνονται στα ακόλουθα σχήματα. 116

128 Σχήμα 5.15: Τροφοδοτικό μικροελεγκτή 117

129 Σχήμα 5.16: Τροφοδοτικό των ολοκληρωμένων IR2213 (drivers) 118

130 Σχήμα 5.17: Τροφοδοτικό του ολοκληρωμένου ICL7667 Από τις τρεις αυτές τροφοδοσίες παράγονται τρεις τροφοδοσίες +5Volt. Επίσης, στην πλακέτα συνδέεται και η τροφοδοσία των -15Volt, η οποία παράγεται από το ίδιο τροφοδοτικό που χρησιμοποιείται για την τροφοδοσία του μικροελεγκτή και των μετρητικών τάσης και ρεύματος. Πάνω στην πλακέτα κατασκευάστηκαν τρία «τοπικά» τροφοδοτικά για την παραγωγή των τρίων ξεχωριστών τάσεων +5Volt. Αυτό γίνεται εφικτό μέσω τριών σταθεροποιητικών τάσης LM7805, τα οποία δέχονται τάση +15Volt στην είσοδό τους, ενώ στην έξοδό τους αποδίδουν τάση +5Volt. Επίσης για τη σταθεροποίηση της τάσης χρησιμοποιούνται δύο ηλεκτρολυτικοί πυκνωτές τιμής 2200μF και αντοχής 25Volt, τόσο στην είσοδο κάθε σταθεροποιητικού όσο και στην έξοδό του. 119

131 5.5 Φίλτρο εξόδου Το φίλτρο εξόδου ανήκει στην κατηγορία των χαμηλοδιαβατών φίλτρων (L-C φίλτρο), δηλαδή επιτρέπει στις χαμηλές συχνότητες να περάσουν, ενώ παράλληλα αποκόπτει τις υψηλές συχνότητες. Συγκεκριμένα, ο αντιστροφέας μας λειτουργεί για διακοπτική συχνότητα 15kHz. Έτσι το φίλτρο μας θέλουμε να έχει συχνότητα αποκοπής μικρότερη από 10% της διακοπτικής συχνότητας, δηλαδή μικρότερη από 1500 Hz. Στην προκειμένη εφαρμογή επιλέχθηκε συχνότητα αποκοπής στα 800 Ηz. Η συχνότητα αυτή προκύπτει σύμφωνα με τη σχέση 3.12 που είδαμε στο κεφάλαιο 3. Από τη σχέση αυτή, γίνεται σαφές πως για να πετύχουμε την επιθυμητή συχνότητα πρέπει να επιλέξουμε κατάλληλα τις τιμές του πηνίου και του πυκνωτή του φίλτρου εξόδου. Επειδή ο τελικός σκοπός του αντιστροφέα που κατασκευάστηκε είναι η σύνδεση αυτού στο δίκτυο χαμηλής τάσης, θέλουμε μεγάλη τιμή του πηνίου του φίλτρου, ώστε να είναι εφικτή η δυνατότητα ρύθμισης της γωνίας ισχύος δ μεταξύ της τάσης εξόδου του φίλτρου και της τάσης του δικτύου με μεγαλύτερο εύρος τιμών, όπως είδαμε και στο κεφάλαιο 4 στην προσπάθεια προσομοίωσης για σύνδεση με το δίκτυο. Έτσι επιλέχθηκε τιμή επαγωγής του πηνίου ίση με 60 mh. Εύκολα μπορεί να γίνει αντιληπτό πως η τιμή της επαγωγής του πηνίου κρίνει εν πολλοίς την κατασκευή του στο εργαστήριο απαγορευτική. Αντί αυτού, χρησιμοποιήθηκαν δύο πηνία τιμής 31mH τα οποία υπήρχαν έτοιμα στο εργαστήριο. Τα πηνία αυτά είναι κατασκευασμένα από πυρήνα σιδήρου. Έτσι πρακτικά το φίλτρο που κατασκευάστηκε στην έξοδο του αντιστροφέα, είναι ένα L-C-L φίλτρο. Από τη σχέση 3.13 και για fαπ =800 Hz και L=60mH μπορούμε να υπολογίσουμε την τιμή του πυκνωτή του φίλτρου, ο οποίος προκύπτει: C = 1 4π 2 f 2 L = 1 4π 2 (800) nf Πυκνωτής με τη συγκεκριμένη τιμή χωρητικότητας δεν ήταν διαθέσιμος στο εργαστήριο, οπότε επιλέχτηκε να χρησιμοποιηθούν δύο πυκνωτές πολυπροπυλενίου (ΜΚΡ) -ένας 470nF και ένας 220nF - συνδεδεμένοι παράλληλα με αποτέλεσμα η συνολική χωρητικότητα να είναι το άθροισμα των δύο χωρητικοτήτων. Στη συνέχεια, βλέπουμε στο σχήμα 5.18 το φίλτρο εξόδου που κατασκευάστηκε. 120

132 Σχήμα 5.18: Φίλτρο εξόδου 5.6 Απαγωγός θερμότητας Η απαγωγή θερμότητας των ημιαγωγικών στοιχείων ισχύος είναι ένα πρόβλημα, το οποίο πρέπει να λαμβάνεται σοβαρά υπ όψην κατά το στάδιο σχεδιασμού μιας διάταξης ισχύος. Σε περίπτωση αναποτελεσματικής ψύξης τα στοιχεία κινδυνεύουν άμεσα με καταστροφή μιας και όσο αυτά άγουν, οι τυχόν απώλειες μετατρέπονται σε θερμότητα, η οποία αυξάνει τη θερμοκρασία των στοιχείων, σε σημείο τέτοιο ώστε να οδηγήσει στην καταστροφή τους. Για να ξεπεραστεί το πρόβλημα αυτό τα στοιχεία ισχύος τοποθετούνται πάνω σε μια μεταλλική επιφάνεια, η οποία είναι ως επί το πλείστον από αλουμίνιο. Σκοπός της επιφάνειας αυτής είναι η απαγωγή μεγάλων ποσών θερμότητας προστατεύοντας με τον τρόπο αυτό το στοιχείο. Το ψυκτικό ή απαγωγός θερμότητας αποτελείται από πολλές πτυχώσεις. Σκοπός του σχεδιασμού αυτού είναι η μεγιστοποίηση της επιφάνειας του ψυκτικού βελτιώνοντας τις δυνατότητες απαγωγής όσο το δυνατόν μεγαλύτερων ποσών θερμότητας. Η επιλογή του κατάλληλου ψυκτικού σώματος γίνεται σύμφωνα με τις εξισώσεις που ακολουθούν: [13] 121

133 P losses = P SW + P on P SW = E ts(hot) f SW Για τις παραπάνω εξισώσεις ισχύει: T j = P losses R θjc + T C R θja = T j T a P losses R θjc + R θcs + R θsa = T j T a P losses R θsa = T j T a P losses R θjc R θcs RθSA : θερμική αντίσταση μεταξύ απαγωγού και περιβάλλοντος Tj : μέγιστη θερμοκρσία λειτουργίας της επαφής Ta : θερμοκρασία περιβάλλοντος Plosses : συνολικές απώλειες των στοιχείων (διακοπτικές απώλειες και απώλειες αγωγής) τιμές: Ets(hot) : συνολικές διακοπτικές απώλειες του συγκεκριμένου IGBT RθJC : θερμική αντίσταση μεταξύ επαφής και περιβλήματος του στοιχείου RθCS : θερμική αντίσταση περιβλήματος και απαγωγού θερμότητας Ανατρέχοντας στο datasheet των ημιαγωγικών στοιχείων μπορούμε να βρούμε τις εξής RθJC = 0.43 ο C/W, RθJA = 0.40 o C/W, fsw = 15kHz, TC = 100 o C, Ets(hot) = 2.75 mj, IC = 20 A Από τα δεδομένα και τις εξισώσεις που προηγήθηκαν καταλήξαμε στη χρήση του ψυκτικού Aavid της εταιρίας Thermalloy, του οποίου η πλάγια όψη φαίνεται στο ακόλουθο σχήμα: 122

134 Σχήμα 5.19: Ψυκτικό σώμα που χρησιμοποιήθηκε για την απαγωγή θερμότητας [4] 5.7 Πλακέτα ισχύος Όπως αναφέρθηκε και στην αρχή του κεφαλαίου, για τη σχεδίαση της πλακέτας που κατασκευάστηκε, χρησιμοποιήθηκε το ελεύθερο λογισμικό Kicad. Για τη σχεδίαση μετρήθηκαν οι ακριβείς διαστάσεις του κάθε στοιχείου με τη βοήθεια παχυμέτρου και σχεδιάστηκαν τα αποτυπώματά τους, όπως και οι συνδέσεις μεταξύ των ακίδων τους. Οι δρόμοι σύνδεσης των στοιχείων (footprints) σχεδιάζονται με πάχος ανάλογο του ρεύματος που αναμένουμε να τους διαπεράσει. Για την κατασκευή χρησιμοποιήθηκε πλακέτα διπλής όψεως, όπως είναι αναμενόμενο αφού δρόμοι χαλκού υπάρχουν και στις δύο όψεις της πλακέτας. Το σχέδιο της πλακέτας τυπώνεται πάνω της μέσω κατάλληλου μηχανήματος το οποίο χαράσσει τους δρόμους και τα αποτυπώματα των στοιχείων. Στη συνέχεια, τοποθετήθηκαν τα στοιχεία πάνω στην πλακέτα με χρήση καλάι. Το συγκεκριμένο υλικό αποτελεί κράμα με κύριο στοιχείο τον κασσίτερο, αλλά και άλλα μέταλλα χαμηλού σημείου τήξης. Εκτός από την κόλληση των στοιχείων, το συγκεκριμένο υλικό χρησιμοποιήθηκε και για την επικάλυψη των vias, τα οποία δεν είναι τίποτε άλλο παρά διαμπερείς τρύπες στην πλακέτα για την «ένωση» δρόμων που βρίσκονται και στις δύο πλευρές της πλακέτας. Στα δύο σχήματα που ακολουθούν, βλέπουμε την πάνω όψη της πλακέτας που κατασκευάστηκε, αλλά και τη συνολική διάταξη της πλακέτας με τα τροφοδοτικά που χρησιμοποιήθηκε. 123

135 Σχήμα 5.20: Πλακέτα ισχύος 124

136 Σχήμα 5.21: Συνολική διάταξη που κατασκευάστηκε 125

137 126

138 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 6 Παραγωγή παλμών με το μικροελεγκτή dspic30f Γενικά για την παλμοδότηση ημιαγωγικών στοιχείων Όπως είναι ήδη γνωστό για να έρθουν τα IGBT σε αγωγή όπως και τα υπόλοιπα ημιαγωγικά στοιχεία απαιτείται παλμός μεταξύ της πύλης και του εκπομπού τους. Για την παλμοδότηση αυτή απαιτείται η χρήση κάποιου μικροϋπολογιστικού συστήματος. Το σύστημα αυτό πρέπει να έχει τη δυνατότητα να μετρήσει κάποια μεγέθη, να εκτελέσει πράξεις (λογικές ή αριθμητικές), να πραγματοποιήσει ορισμένους αλγορίθμους, αλλά και να παράγει τα σήματα εκείνα τα οποία θα οδηγηθούν στα ημιαγωγικά στοιχεία. Τα μεγέθη που θα μπορούσε κάλλιστα να μετρήσει το μικροϋπολογιστικό σύστημα είναι τάσεις, ρεύματα ή ο αριθμός των στροφών κάποιου κινητήρα. Για την υλοποίηση μεθόδων ελέγχου χρησιμοποιούνται μικροϋπολογιστικά συστήματα τα οποία ονομάζονται μικροελεγκτές. Πιο συγκεκριμένα, οι μικροελεγκτές αποτελούν συστήματα μικροϋπολογιστών με μεγαλύτερη έμφαση στην απόδοση και την αυτάρκεια του συστήματος. Εκτός λοιπόν από την αριθμητική και λογική μονάδα (ALU), τη μονάδα ελέγχου (CU) και τη μονάδα μνήμης που περιλαμβάνει κάθε μικροϋπολογιστής, ένας μικροελεγκτής περιλαμβάνει και επιπλέον μονάδες όπως μνήμες RAM και ROM, εισόδους και εξόδους γενικού σκοπού κ.ά. Οι μικροελεγκτές είναι ολοκληρωμένα κυκλώματα υψηλού βαθμού ολοκλήρωσης με δυνατότητα εκτέλεσης αριθμητικών και λογικών πράξεων, καθώς και εκτέλεση λειτουργιών ελέγχου. Στην αγορά διατίθεται μεγάλη ποικιλία μικροελεγκτών με διαφορετικά χαρακτηριστικά. Αυτό είναι αποτέλεσμα των διαφορετικών λειτουργιών στις οποίες εστιάζει ο κάθε μικροελεγκτής. Έτσι απαιτείται ιδιαίτερη προσοχή κατά το στάδιο της επιλογής του μικροελεγκτή, ώστε να είναι σε θέση να επιτελέσει τις λειτουργίες για τις οποίες προορίζεται [29]. Ο μικροελεγκτής που χρησιμοποιήθηκε για την κατασκευή του αντιστροφέα είναι ο dspic30f4011 της εταιρίας Microchip. Ο συγκεκριμένος μικροελεγκτής έχει 16-bit μνήμη, ενώ παρέχει δυνατότητα λειτουργιών Digital Signal Processing (DSP). Η μνήμη του μικροελεγκτή, όπως και οι 16 καταχωρητές αυτού που χρησιμοποιούνται για τον προγραμματισμό του, είναι οργανωμένοι σε λέξεις των 16 bit. Το εσωτερικό ρολόι του 127

139 μικροελεγκτή φτάνει τα Mhz (για PLL x16). Στο σχήμα 6.1 που παρατίθεται στη συνέχεια, φαίνεται ο μικροελεγκτής και οι ακροδέκτες αυτού. Σχήμα 6.1: Κυκλωματικό διάγραμμα του μικροελεγκτή dspic30f4011 [28] Παρατηρώντας το σχήμα που προηγήθηκε γίνεται σαφές, πως για να είναι εφικτή η εκτέλεση όλων των λειτουργιών του μικροελεγκτή, έπρεπε να γίνει πολύπλεξη των σημάτων των περιφερειακών μεταξύ τους. Με λίγα λόγια ένας ακροδέκτης είναι δυνατόν να αντιστοιχεί σε περισσότερα από ένα περιφερειακά, ενώ ένα περιφερειακό μπορεί να λειτουργεί χωρίς να δεσμεύει όλους τους ακροδέκτες του. Οι υπόλοιποι ακροδέκτες μπορούν να χρησιμοποιηθούν για άλλη λειτουργία. Τα περιφερειακά είναι δυνατόν να ενεργοποιηθούν μέσω των καταχωρητών, οι οποίοι ελέγχουν τη λειτουργία τους. 6.2 Επεξήγηση κώδικα παλμοδότησης των στοιχείων Το περιφερειακό PWM Motor Στόχος μας είναι η υλοποίηση κώδικα για την επίτευξη υβριδικής παλμοδότησης του αντιστροφέα Η5, όπως αυτή παρουσιάστηκε στο κεφάλαιο 4 για την προσομοίωση της λειτουργίας του αντιστροφέα με ωμικό-επαγωγικό φορτίο. Για το σκοπό αυτό χρησιμοποιήθηκαν οι ακροδέκτες του ολοκληρωμένου, οι οποίοι δεσμεύτηκαν για την παραγωγή των παλμών που τελικά θα οδηγηθούν στους ημιαγωγικούς διακόπτες. 128

140 Αρχικά, η μέθοδος η οποία δοκιμάστηκε, ήταν η παραγωγή των παλμών μέσω του περιφερειακού PWM Motor. Το συγκεκριμένο περιφερειακό προσφέρεται για τον προγραμματισμό μονοφασικών ή τριφασικών μετατροπέων. Πιο αναλυτικά το περιφερειακό αυτό [28]: Έχει 6 ακροδέκτες εξόδων PWM με τρεις παραγωγούς λόγου κατάτμησης (καταχωρητές PDC). Προσφέρει δυνατότητες αλλαγής της συχνότητας σε πραγματικό χρόνο. Προσφέρει δυνατότητες παραγωγής διαφορετικού είδους παλμών, όπως center aligned PWM, edge aligned PWM κ.ά. Προσφέρει δυνατότητα εισαγωγής «νεκρού χρόνου» πριν την έναυση κάθε παλμού. Η μονάδα PWM διαθέτει τρεις παραγωγούς λόγου κατάτμησης. Έτσι οι έξι ακροδέκτες του περιφερειακού ελέγχονται ανά δύο από τον κάθε ένα από αυτούς τους παραγωγούς λόγου κατάτμησης. Ενδεικτικά, το ένα από τα δύο σήματα έχει ένδειξη L (low), ενώ το άλλο Η (high). Οι δύο παλμοί μπορούν να είναι συμπληρωματικοί μεταξύ τους ή όχι. 129

141 Σχήμα 6.2: Λειτουργικό διάγραμμα του περιφερειακού PWM Motor [28] Η βάση χρόνου της PWM περιγράφεται μέσω ενός χρονιστή (timer) 15 bit του PTMR. Η λειτουργία του χρονιστή γίνεται μέσω του bit PTDR. Όσο αυτό είναι 0, ο χρονιστής μετράει προς τα πάνω, ενώ εάν γίνει 1 ο χρονιστής μετράει προς τα κάτω. Ο χρήστης δεν έχει τη δυνατότητα να επέμβει στο χρονιστή, παρά μόνο να παρακολουθεί την τιμή του (read only 130

142 timer). Ο PTMR συνεχίζει να αυξάνει την τιμή του, έως ότου η τιμή αυτή ταυτιστεί με την τιμή του καταχωρητή PTPER. Όταν γίνει αυτό, η βάση χρόνου είτε θα γίνει reset στο μηδέν, είτε θα αντιστρέψει τη διεύθυνση μέτρησης, ανάλογα με τη λειτουργία της PWM που έχει επιλεγεί. Το PWM Motor παρέχει τέσσερις διαφορετικούς τρόπους λειτουργίας οι οποίοι είναι οι ακόλουθοι: Single shot mode Free running mode Continuous up/down count mode with interrupts for double updates Continuous up/down count mode Η επιλογή μιας εκ των τεσσάρων λειτουργιών γίνεται μέσω του καταχωρητή PTCON. Η λειτουργία που μας ενδιαφέρει για τη συγκεκριμένη εφαρμογή είναι η Continuous up/down count mode, κατά την οποία ο χρονιστής αυξάνεται, έως ότου η τιμή του συμπέσει με την τιμή του καταχωρητή PTPER. Τότε ο χρονιστής θα αρχίσει να μετράει προς τα κάτω μέχρι την τιμή ''0''. Αμέσως μετά ο χρονιστής θα ξεκινήσει και πάλι να μετρά προς τα πάνω. Στη συγκεκριμένη λειτουργία μια διακοπή (PWM Interrupt) παράγεται κάθε φορά που η τιμή του PTMR γίνει ίση με το ''0''. Ο PTPER είναι ένας καταχωρητής ο οποίος ρυθμίζει την περίοδο μέτρησης του PTMR, μέσω της σχέσης: PTPER = F CY F PWM (PTMR Prescaler) 2 (6.1) Έτσι για συχνότητα FPWM=15kHz, PTMR Prescaler=1:1 και FCY=29.48MHz προκύπτει PTPER=983 [28]. Αφού έχει οριστεί η συχνότητα της PWM αυτό που μένει να καθοριστεί, είναι ο λόγος κατάτμησης. Η λειτουργία αυτή επιτελείται μέσω του καταχωρητή PDC. Η έξοδος PWM καθίσταται ενεργή, όταν η τιμή του PTMR γίνει ίση με την τιμή του PDC, ενώ ο χρονιστής μετρά προς τα κάτω. Αντίστοιχα, η ίδια έξοδος καθίσταται ανενεργή, όταν η τιμή του PTMR ταυτιστεί με αυτή του PDC, ενώ ο χρονιστής μετρά πλέον προς τα πάνω. Η λειτουργία αυτή γίνεται περισσότερο κατανοητή μέσω του σχήματος 6.3 που ακολουθεί. 131

143 Σχήμα 6.3: Τριγωνικός φορέας και δημιουργία παλμών μέσω του καταχωρητή PDC [28] Κάθε ένας από τους τρεις καταχωρητές PDC αποτελούν καταχωρητές διπλής ακρίβειας, με τη σχέση που συνδέει κάθε καταχωρητή PDCx με τον PTPER να είναι η εξής: Duty Cycle = PDC (PTPER+1) 2 (6.2) Έτσι για παράδειγμα, αν θέλουμε λόγο κατάτμησης ίσο με 0.5 και για PTPER=983, τότε από την παραπάνω σχέση προκύπτει ότι PDCx=984. Στην συγκεκριμένη εφαρμογή για την κατασκευή ενός inverter, αυτό που εμείς επιθυμούμε, δεν είναι σταθερή τιμή του λόγου κατάτμησης, αλλά ημιτονοειδή μεταβολή αυτού. Αυτό πρακτικά μπορεί να επιτευχθεί μέσω της ημιτονοειδούς μεταβολής του καταχωρητή PDCx σε κάθε διακοπτική περίοδο. Για την παραγωγή υψίσυχνων παλμών με τη μέθοδο spwm, πρακτικά απαιτείται η σύγκριση ενός ημιτόνου με ένα τριγωνικό φορέα υψηλής συχνότητας. Το ημίτονο εισάγεται στο πρόγραμμα του μικροελεγκτή διακριτοποιημένο μέσω ενός πίνακα 512 σημείων, τα οποία λαμβάνουν τιμές από έως Μια εύλογη απορία που μπορεί να προκύψει στον αναγνώστη, είναι πόσες πρέπει να είναι οι διακριτοποιημένες τιμές του πίνακα για να έχουμε τα επιθυμητά αποτελέσματα, καθώς εάν χρησιμοποιηθούν λίγα σημεία, θα έχουμε έντονο αρμονικό περιεχόμενο, ενώ εάν χρησιμοποιηθούν πολλά σημεία, θα δεσμευτεί μεγάλο μέρος 132

144 της μνήμης του μικροελεγκτή. Μια απλή πρακτική για να βρούμε πόσα σημεία χρειάζονται για τον πίνακα των τιμών του ημιτόνου, είναι να διαιρέσουμε τη διακοπτική συχνότητα με τη θεμελιώδη συχνότητα του ημιτόνου αναφοράς όπως φαίνεται στην ακόλουθη σχέση [30]: Table Size = F PWM = = 300 σημεία (6.3) f 1 50 Από τη σχέση αυτή βλέπουμε ότι ένας πίνακας με 512 σημεία είναι κατάλληλος για τη δική μας εφαρμογή. Για να γνωρίζουμε σε ποιο σημείο του πίνακα βρισκόμαστε, χρησιμοποιείται ένας δείκτης 16 bit. Ο δείκτης αυτός ουσιαστικά αναπαριστά μια γωνία 360 μοιρών, όπου η τιμή 0x0000 αντιστοιχεί σε 0 μοίρες ενώ η τιμή 0xFFFF αντιστοιχεί στην τιμή μοίρες. Όπως έχει ήδη αναφερθεί, ο πίνακας του ημιτόνου έχει 512 τιμές, δηλαδή 2 9 τιμές. Έτσι χρειαζόμαστε μόνο τα 9 πάνω bits του δείκτη για να βρεθεί το σημείο στον πίνακα. Επίσης, αυτό που επιθυμούμε είναι το ημίτονό μας να έχει συχνότητα 50 Hz, οπότε εάν σε κάθε διακοπτική περίοδο στον δείκτη αυτό προστίθεται μια σταθερή τιμή, η οποία αντιστοιχεί στα 50Hz, ο πίνακας θα διαβάζεται με την επιθμητή συχνότητα. Η συγκεκριμένη σταθερή τιμή προκύπτει από τη σχέση [30]: Frequency = f F PWM (6.4) Έτσι, για f1= 50Hz και fpwm = 15kHz η τιμή που προκύπτει για τη μεταβλητή Frequency είναι 218. Ο δείκτης ο οποίος αντιστοιχεί στη γωνία του ημιτόνου αναφοράς όπως αναφέραμε, πρέπει να αλλάζει τιμή σε κάθε διακοπτική περίοδο. Αυτό είναι εύκολο να επιτευχθεί μέσω της PWM διακοπής (PWM Interrupt). Δηλαδή, κάθε φορά που η τιμή του PTMR είναι ''0'' καλείται η ρουτίνα της διακοπής η οποία αυξάνει την τιμή του δείκτη και διαβάζει μέσω αυτού τον πίνακα του ημιτόνου. Έτσι δίνονται τιμές στους τρεις καταχωρητές PDC1, PDC2 και PDC3, για να παραχθούν βάσει αυτών οι επιθυμητοί παλμοί. Ανατρέχοντας και πάλι στη λογική παλμοδότησης των ημιαγωγικών στοιχείων για ωμικόεπαγωγικό φορτίο (σχήμα 4.21), βλέπουμε ότι το τρανζίστορ 5 οφείλει κατά το ήμισυ της περιόδου του ημιτόνου αναφοράς να άγει όμοια με το τρανζίστορ 2 και συμπληρωματικά με 133

145 το τρανζίστορ 4. Αντιθέτως, στην δεύτερη ημιπερίοδο του ημιτόνου αναφοράς, το τρανζίστορ 5 άγει όμοια με το τρανζίστορ 4 και συμπληρωματικά με το τρανζίστορ 2. Εφόσον λοιπόν, το τρανζίστορ 2 ελέγχεται από τον PDC1, το τρανζίστορ 4 από τον PDC2 και το τρανζίστορ 5 από τον PDC3, οι σχέσεις που συνδέουν τα τρία PDC θα είναι οι ακόλουθες: για την πρώτη ημιπερίοδο: PDC3=PDC2 PDC1=2 (PTPER+1)-PDC3, για παραγωγή συμπληρωματικών παλμών για τη δεύτερη ημιπερίοδο: PDC3=PDC1 PDC2=2 (PTPER+1)-PDC3 Η παραπάνω μέθοδος παραγωγής παλμών παρουσιάζει ένα βασικό μειονέκτημα. Αν και οι παλμοί που παράγονται για την spwm παλμοδότηση των υψηλόσυχνων στοιχείων είναι συμπληρωματικοί, εντούτοις δεν είναι συγχρονισμένοι. Αυτό σημαίνει πρακτικά, ότι υπάρχουν χρονικά διαστήματα κατά τα οποία τα τρανζίστορ 2 και 4 βρίσκονται και τα δύο σε κατάσταση αγωγής, γεγονός καταστροφικό μιας και έτσι, η πηγή τροφοδοσίας βραχυκυκλώνεται. Αυτό είναι απόρροια του γεγονότος πως αν και έχουμε τρεις παραγωγούς λόγου κατάτμησης (PDCx), έχουμε μόνο ένα παραγωγό τριγωνικού φορέα (PTMR). Για το λόγο αυτό, η παλμοδότηση μέσω του περιφερειακού PWM Motor αναγκαστικά απορρίφθηκε, αφού παρά τις ευκολίες που προσφέρει στο χρήστη, δεν ενδείκνυται για τη συγκεκριμένη εφαρμογή, με αποτέλεσμα να στραφούμε στη λογική παλμοδότησης μέσω ενός χρονιστή (timer) του μικροελεγκτή. 134

146 Σχήμα 6.4: Παλμοί που παράγονται με χρήση του περιφερειακού PWM Motor Παλμοδότηση μέσω χρονιστή (timer) Ο μικροελεγκτής dspic30f4011 διαθέτει χρονιστές 16bit, οι οποίοι αναφέρονται ως Timer1, Timer2, Timer3 κλπ. Οι χρονιστές αυτοί είναι δυνατόν να χρησιμοποιηθούν ως σύγχρονοι ή ασύγχρονοι χρονιστές, ασύγχρονοι απαριθμητές κ.ά. Επίσης, κάθε ένας από τους χρονιστές του συγκεκριμένου μικροελεγκτή έχει διαφορετικά χαρακτηριστικά, τα οποία πιθανώς τον κάνουν καταλληλότερο για κάποια εφαρμογή σε σχέση με τους υπόλοιπους χρονιστές του ολοκληρωμένου [31]. Στην προκειμένη περίπτωση απαιτείται η χρήση ενός μόνο χρονιστή (Timer1) για την υλοποίηση της συγκεκριμένης λογικής παλμοδότησης, οπότε δεν κρίνεται ουσιαστική η περαιτέρω ανάπτυξη των χαρακτηριστικών των χρονιστών του μικροελεγκτή. Για τον έλεγχο της ορθής λειτουργίας του κυκλώματος μέσω του χρονιστή, αρχικά ελέγθηκε η λειτουργία του αντιστροφέα ως απλή μονοφασική γέφυρα (το τρανζίστορ 5 βρίσκεται συνεχώς σε αγωγή) με παλμούς σταθερού λόγου κατάτμησης 50% για διακοπτική συχνότητα 15kHz Παλμοί 15kHz λόγου κατάτμησης 0.5 Για την παρούσα εφαρμογή ορίζεται αρχικά μια μεταβλητή PERIOD, η οποία ουσιαστικά αντιστοιχεί στο ήμισυ της διακοπτικής περιόδου των τρανζίστορ. Συγκεκριμένα, η μεταβλητή 135

147 αυτή αντιστοιχεί στον αριθμό των βημάτων που απαιτούνται, ώστε ο timer αυξάνοντας την τιμή του μέσω του εσωτερικού ρολογιού του μικροελεγκτή να καλύψει το επιθυμητό αυτό χρονικό διάστημα. Η μεταβλητή ορίζεται έτσι, καθώς για να έχουμε λόγο κατάτμησης 0.5 πρέπει τα τρανζίστορ 1 και 4 να άγουν κατά το ήμισυ της διακοπτικής περιόδου, ενώ κατά το έτερον ήμισυ να άγουν τα στοιχεία 2 και 3. Οι έξοδοι του μικροελεγκτή που οδηγούν τα 5 στοιχεία ορίζονται ως έξοδοι γενικού σκοπού (RE0, RE1, RE2, RE3 και RE4) μέσω του καταχωρητή TRIS, ενώ ο χρήστης μπορεί να επηρεάσει την έξοδό τους μέσω του καταχωρητή LAT. Αρχικά, στη συνάρτηση main ορίζεται μια αρχική κατάσταση κατά την οποία οι έξοδοι RE0, RE3 και RE4, οι οποίες αντιστοιχούν στα τρανζίστορ 1,4 και 5, είναι ενεργοποιημένες. Το όριο του χρονιστή (PR1) αρχικοποιείται μέσω της μεταβλητής PERIOD και ο χρονιστής τίθεται σε λειτουργία. Όταν η τιμή του χρονιστή γίνει ίδια με την τιμή του PR1, παράγεται μια διακοπή (interrupt). Τότε το πρόγραμμα εκτελεί τη ρουτίνα της διακοπής. Η ρουτίνα αυτή περιλαμβάνει την απενεργοποίηση των εξόδων RE0 και RE3 και αμέσως μετά την ενεργοποίηση των εξόδων RE1 και RE2. Για την αποφυγή βραχυκύκλωσης της πηγής τροφοδοσίας κατά την μετάβαση των δύο στοιχείων του ίδιου κλάδου (π.χ. όταν σβήνει το στοιχείο 1 και ενεργοποιείται το στοιχείο 2), δημιουργείται μία «παύση» (dead time) ενεργοποιώντας ένα δεύτερο χρονιστή (timer 2) του οποίου η περίοδος αντιστοιχεί σε χρονικό διάστημα τέτοιο, ώστε τα στοιχεία 2 και 3 να αρχίσουν να άγουν, αφού πρώτα σβήσουν τα στοιχεία 1 και 4 που βρίσκονταν σε αγωγή. Ο timer 1 στη συνέχεια αρχικοποιείται και πάλι στο ''0'' και αυξάνει την τιμή του με το ίδιο όριο (PR1=PERIOD), ενώ η σημαία της διακοπής πρέπει να μηδενιστεί μέσω προγράμματος. Αν δε συμβεί αυτό, τότε η ρουτίνα της διακοπής θα εκτελεστεί και πάλι αμέσως μετά, γεγονός το οποίο είναι ανεπιθύμητο. Όταν ο χρονιστής μετρήσει και πάλι το επιθυμητό χρονικό διάστημα και παραχθεί νέα διακοπή, κατά την οποία θα απενεργοποιηθούν οι έξοδοι RE1 και RE2 και θα ενεργοποιηθούν οι RE0 και RE3. Με τον τρόπο αυτό δημιουργούμε παλμούς σταθερής διάρκειας συχνότητας 15kHz. Επόμενο στάδιο για τον έλεγχο της ορθής λειτουργίας του αντιστροφέα ήταν η λειτουργία του σαν μονοφασική γέφυρα (τρανζίστορ 5 και πάλι διαρκώς σε αγωγή) και παλμοδότηση των στοιχείων με διπολική spwm. 136

148 Παλμοδότηση μονοφασικής γέφυρας με διπολική spwm Αυτό που πρακτικά επιθυμούμε μέσω του χρονιστή είναι να επιτελέσουμε την ίδια λειτουργία με εκείνη που περιγράφηκε για το περιφερειακό PWM Motor αντικαθιστώντας τη λειτουργία των καταχωρητών PTPER, PDC και του χρονιστή PTMR μέσω του timer 1, ώστε να έχουμε συγχρονισμένους παλμούς. Πρακτικά τον ρόλο του τριγωνικού φορέα παίζει στην περίπτωση αυτή ο χρονιστής, ο οποίος αυξάνει την τιμή του μέσω του εσωτερικού ρολογιού του μικροελεγκτή. Έτσι, κάθε φορά που παράγεται μια διακοπή και καλείται η ρουτίνα της διακοπής του timer πρέπει να γίνεται μετάβαση από τα στοιχεία 1 και 4, στα στοιχεία 2 και 3 και αντίστροφα. Σε αντίθεση όμως με την προηγούμενη περίπτωση που είχαμε σταθερό duty cycle, αυτή τη φορά η διάρκεια των παλμών πρέπει να μεταβάλλεται μέσω του ημιτόνου του πίνακα που εισάγουμε στο πρόγραμμά μας. Ο πίνακας του ημιτόνου «διαβάζεται» από το πρόγραμμά μας, όπως και στην περίπτωση που περιγράφηκε για την περίπτωση του PWM Motor, δηλαδή στην αρχή κάθε διακοπτικής περιόδου. Συγκεκριμένα, στην αρχή κάθε διακοπτικής περιόδου καλείται η συνάρτηση modulation. Ο 16bit δείκτης που προσδιορίζει το σημείο του πίνακα που θα διαβαστεί, αυξάνεται ακριβώς όπως και στην περίπτωση του PWM Motor περιφερειακού, ώστε το ημίτονο που διαβάζεται να έχει συχνότητα 50Hz. Στη συνέχεια, ορίζεται το πλάτος του επιθυμούμε να έχει το ημίτονο. Αυτό προκύπτει από τη σχέση: ResultA = (0.8 PEAK_TRIGWNOU)/2 Αμέσως μετά, γίνεται fractional πολλαπλασιασμός μεταξύ της δειγματοληπτημένης τιμής του ημιτόνου του πίνακα και της μεταβλητής ResultA, όπως αυτή ορίστηκε από την παραπάνω σχέση για το πλάτος του ημιτόνου. Ο fractional πολλαπλασιασμός αποτελεί μια γρήγορη προγραμματιστικά λύση (γι' αυτό και ο κώδικας γράφεται σε γλώσσα assembly) για τον «περιορισμό» των τιμών του ημιτόνου του πίνακα μεταξύ των τιμών -ResultA και +ResultA. Πρακτικά, η ανώτερη τιμή του πίνακα αντιστοιχίζεται στην τιμή +ResultA, ενώ η κατώτερη τιμή στην τιμή -ResultA. Στη συνέχεια, στην τιμή της μεταβλητής ResultA1 που προκύπτει από τη διαδικασία του fractional πολλαπλασιασμού προστίθεται η τιμή του πλάτους του τριγωνικού φορέα, ώστε το ημίτονο μας να ταλαντώνεται πλέον γύρω από την 137

149 τιμή αυτή. Αυτό συμβαίνει γιατί η περίοδος του χρονιστή (PR1) δεν μπορεί να λάβει αρνητικές τιμές αλλά μόνο θετικές, άρα πρέπει και το ημίτονο να λαμβάνει τιμές μόνο θετικές. Στο σημείο αυτό, οφείλουμε να επισημάνουμε μια ουσιαστική λεπτομέρεια. Οι μεταβλητές που χρησιμοποιούνται στη συνάρτηση modulation για τη δειγματοληψία του πίνακα ημιτόνου είναι integers. Καθώς λοιπόν ο δείκτης Phase αυξάνεται κάθε φορά που καλείται η συνάρτηση αυτή και στη συνέχεια διαιρείται με τον αριθμό 128 = 2 7, προκύπτει η μεταβλητή PointerA, η οποία είναι επίσης integer και προσδιορίζει το σημείο του πίνακα που θα διαβαστεί. Το αποτέλεσμα όμως της διαίρεσης αυτής, είναι ως επί το πλείστον αριθμός δεκαδικός, του οποίου το δεκαδικό περιεχόμενο αποκόπτεται λόγω της φύσης της μεταβλητής PointerA. Έτσι είναι πιθανό τα διαστήματα αγωγής των στοιχείων κατά τη θετική ημιπερίοδο να μην είναι ίδια με τα αντίστοιχα διαστήματα αγωγής κατά την αρνητική ημιπερίοδο του ημιτόνου αναφοράς. Το γεγονός αυτό οδηγεί στην ύπαρξη dc συνιστώσας στην τάση έξοδου. Για να αποφευχθεί κάτι τέτοιο κάθε φορά που καλείται η συνάρτηση modulation αυξάνεται η τιμή ενός μετρητή. Όταν η τιμή αυτή φτάσει στο 150 έχουμε πλέον καλύψει μια ημιπερίοδο του ημιτόνου αναφοράς και η μεταβλητή Phase μηδενίζεται ξεκινώντας τη διαδικασία από την αρχή. Με την τεχνική αυτή εξασφαλίζουμε αφ' ενός ότι τα σημεία του πίνακα που θα διαβαστούν στην αρνητική ημιπερίοδο ταυτίζονται με αυτά που θα διαβαστούν στη θετική ημιπερίοδο, ενώ μπορούμε να γλιτώσουμε αρκετό χώρο στη μνήμη του μικροελεγκτή αποθηκεύοντας ένα πίνακα στοιχείων που περιλαμβάνει μόνο τα στοιχεία της θετικής ημιπεριόδου του ημιτόνου (δηλαδή ακριβώς τα μισά). Έχοντας πλέον δειγματοληπτήσει τον πίνακα του ημιτόνου, πρέπει να ορίσουμε τα δύο σημεία της διακοπτικής περιόδου στα οποία θα γίνει η μετάβαση, δηλαδή τα σημεία όπου α) θα πάψουν να άγουν τα τρανζίστορ 1 και 4 και θα παλμοδοτηθούν τα 2 και 3, και β) θα πάψουν να άγουν τα τρανζίστορ 2 και 3 και θα παλμοδοτηθούν τα 1 και 4. Στην αρχή της διακοπτικής περιόδου το όριο του χρονιστή (PR1) ορίζεται ίδιο με τη μεταβλητή ResultA2 που προκύπτει από τη συνάρτηση modulation που προηγήθηκε. Ο timer αμέσως μετά τίθεται σε λειτουργία. Όταν η τιμή του γίνει ίση με την τιμή του PR1 δημιουργείται μια διακοπή (T1 Interrupt). Με τρόπο ανάλογο με αυτό που παρουσιάστηκε στο κεφάλαιο για την παλμοδότηση με απλούς παλμούς συχνότητας 15kHz, μέσω της ρουτίνας της διακοπής του χρονιστή γίνεται η μετάβαση των στοιχείων. Συγκεκριμένα, αφού απενεργοποιηθούν οι έξοδοι RE0 και RE3, ενεργοποιείται ο χρονιστής 2, για να αποφευχθεί η 138

150 βραχυκύκλωση της πηγής. Όταν η τιμή του δεύτερου χρονιστή γίνει ίση με την περίοδό του, παράγεται μια διακοπή μέσω της οποίας ενεργοποιούνται οι έξοδοι RE1 και RE2. Στη συνέχεια πρέπει ο χρονιστής 1 να παράξει μια διακοπή που αντιστοιχεί στο δεύτερο σημείο της διακοπτικής περιόδου που ο τριγωνικός φορέας συναντά την τιμή του ημιτόνου. Έτσι, αμέσως μετά την πρώτη διακοπή, ο χρονιστής πρέπει να αρχίσει και πάλι να μετράει, αλλά αυτή τη φορά η περίοδός του (PR1) πρέπει να έχει τιμή σύμφωνα με τη σχέση: PR1 = 2 (PEAK_TRIGWNOU ResultA2) ; Όταν η τιμή του χρονιστή γίνει ίση με το νέο PR1 παράγεται η δεύτερη διακοπή της διακοπτικής περιόδου. Στην διακοπή αυτή ακολουθείται η αντίστροφη διαδικασία σε σχέση με την πρώτη διακοπή. Δηλαδή, απενεργοποιούνται οι έξοδοι RE1 και RE2 και μετά την απαιτούμενη καθυστέρηση (delay), ενεργοποιούνται οι έξοδοι RE0 και RE3. Αμέσως μετά την ενεργοποίηση της ρουτίνας της διακοπής ο χρονιστής ενεργοποιείται και πάλι, με το PR1 αυτή τη φορά να έχει και πάλι τιμή ίση με ResultA2. Με το πέρας και αυτού του χρονικού διαστήματος έχει ολοκληρωθεί μια διακοπτική περίοδος, οπότε όταν δημιουργηθεί η διακοπή του χρονιστή, καλείται εκ νέου η συνάρτηση modulation, ώστε να δειγματοληπτηθεί η νέα τιμή του ημιτόνου. Με την παραπάνω μεθοδολογία καταφέρνουμε να παράγουμε τους επιθυμητούς παλμούς μεταβαλλόμενης χρονικής διάρκειας σύμφωνα με τη μέθοδο της διπολικής spwm. Στο κεφάλαιο με τις μετρήσεις που ακολουθεί, φαίνονται η τάση και το ρεύμα φορτίου επιβεβαιώνοντας την ορθότητα της μεθόδου. Έχοντας λειτουργήσει τον αντιστροφέα μας σαν απλή μονοφασική γέφυρα με παλμοδότηση spwm, το επόμενο βήμα είναι η παλμοδότησή του μέσω υβριδικής παλμοδότησης, η οποία είναι άλλωστε και η επιθυμητή παλμοδότηση για τον εν λόγω αντιστροφέα Υβριδική παλμοδότηση μέσω χρονιστή Στην εφαρμογή αυτή, όπως έχουμε αναλύσει στο κεφάλαιο 3, επιθυμούμε το πέμπτο ημιαγωγικό στοιχείο να άγει κατά το ήμισυ της περιόδου του ημιτόνου αναφοράς όπως το στοιχείο 2, ενώ κατά την υπόλοιπη περίοδο του ημιτόνου αναφοράς το πέμπτο στοιχείο να άγει όπως το τρανζίστορ 4. Εκτός από αυτό, τα ημιαγωγικά στοιχεία 1 και 3 άγουν σε χαμηλή συχνότητα (50Ηz). Συγκεκριμένα, το τρανζίστορ 1 άγει όσο το ημίτονο αναφοράς είναι θετικό, ενώ το τρανζίστορ 3 άγει όσο το ημίτονο αναφοράς είναι αρνητικό. 139

151 Επίσης, όπως είδαμε και στην παλμοδότηση, το ημίτονο αναφοράς οφείλει να είναι ανορθωμένο, όπως ανορθωμένος οφείλει να είναι και ο τριγωνικός φορέας. Έτσι εύλογα προκύπτει, ότι ο τριγωνικός φορέας τον ρόλο του οποίου στην συγκεκριμένη εφαρμογή παίζει ο χρονιστής Τ1 θα έχει διπλάσια συχνότητα. Επειδή όμως κάτι τέτοιο θα οδηγούσε σε πολύ υψηλές διακοπτικές απώλειες, λόγω της μεγάλης συχνότητας, επιλέχθηκε ο τριγωνικός φορέας να έχει αρχικά συχνότητα ίση με 7,5 khz, άρα ο ανορθωμένος τριγωνικός φορέας να έχει συχνότητα 15kHz. Όσον αφορά την ανόρθωση του ημιτόνου αναφοράς το μόνο που έχουμε να κάνουμε, είναι ελέγχοντας την τιμή του, να το πολλαπλασιάσουμε με -1 στην περίπτωση που έχει αρνητική τιμή. Για την παραγωγή του ημιτόνου αναφοράς όπως και στις προηγούμενες περιπτώσεις, γίνεται προσπέλαση του πίνακα ημιτόνων κάθε φορά που το πρόγραμμα βρίσκεται στην αρχή της διακοπτικής περιόδου. Στη συνέχεια, όπως και στο υποκεφάλαιο γίνεται fractional πολλαπλασιασμός μεταξύ της δειγματοπηπτημένης τιμής του ημιτόνου και της μεταβλητής ResultA, η οποία καθορίζει ουσιαστικά το πλάτος του ημιτόνου. Η τιμή της μεταβλητής αυτής δίνεται από τη σχέση που ακολουθεί: ResultA = m a PEAK_TRIGWNOU ; όπου ma=0.8 και PEAK_TRIGWNOU=FCY/FPWM/2 FCY= MHz και FPWM= 15 khz Με το πέρας της διαδικασίας αυτής το ημίτονο έχει δειγματοληπτηθεί και η τιμή του είναι μεταξύ -ResultA και +ResultA. Για την μετάβαση των στοιχείων υψηλής συχνότητας χρησιμοποιείται λογική παρόμοια με αυτή που χρησιμοποιήθηκε για την παλμοδότηση της απλής μονοφασικής γέφυρας. Αναλυτικότερα, ορίζουμε μια μεταβλητή-μετρητή (period) μέσω της οποίας μετράμε πόσες περίοδοι του τριγωνικού φορέα έχουν ολοκληρωθεί για χρονικό διάστημα 20msec (περίοδος του ημιτόνου αναφοράς 50Ηz). Όταν ο μετρητής αυτός γίνει ίσος με ''150'', τότε έχει ολοκληρωθεί μία ημιπερίοδος του ημιτόνου αναφοράς. Έτσι, όσο ο μετρητής είναι μικρότερος από 150, οι έξοδοι RE3 και RE4 πρέπει να ενεργοποιούνται ταυτόχρονα και συμπληρωματικά με την έξοδο RE2. Κατά την θετική ημιπερίοδο του ημιτόνου αναφοράς λοιπόν, αφού γίνει η δειγματοληψία του πίνακα στην αρχή της διακοπτικής περιόδου ο χρονιστής ξεκινά να μετράει μέχρι το σημείο που πρακτικά ο τριγωνικός φορέας γίνεται ίσος με την τιμή δειγματοληψίας 140

152 του ημιτόνου αναφοράς. Στο σημείο αυτό παράγεται η διακοπή (interrupt) του χρονιστή και καλείται η ρουτίνα της διακοπής. Η ρουτίνα της διακοπής περιλαμβάνει εκ νέου αρχικοποίηση του timer σε όριο τέτοιο, ώστε η επόμενη διακοπή του να προκύψει στο σημείο που ο τριγωνικός φορέας κατερχόμενος θα ξαναγίνει ίσος με την δειγματοληπτημένη τιμή του ημιτόνου. Στη συνέχεια, αφού πραγματοποιηθεί έλεγχος της τιμής της μεταβλητής period, οι έξοδοι RE3 και RE4 θα απενεργοποιηθούν και μετά την διέλευση της απαραίτητης χρονικής καθυστέρησης (dead time) μέσω του χρονιστή 2, θα ενεργοποιηθεί η έξοδος RE2. Με την περάτωση των εργασιών αυτών ολοκληρώνεται η πρώτη από τις τρεις διακοπές του timer που λαμβάνουν χώρα σε κάθε διακοπτική περίοδο. Στη δεύτερη κατά σειρά διακοπή, ορίζεται εκ νέου το όριο του timer (PR1) το οποίο είναι ίδιο με αυτό που είχε αρχικά οριστεί (PR1=ResultA2), ενώ στη συνέχεια αδρανοποιείται η έξοδος RE2 και μετά την απαραίτητη χρονική καθυστέρηση ενεργοποιούνται οι έξοδοι RE3 και RE4. Στην τρίτη κατά σειρά διακοπή, ο χρονιστής έχει ολοκληρώσει τη μέτρηση μιας διακοπτικής περιόδου, οπότε αυξάνεται η τιμή του μετρητή period και καλείται εκ νέου η συνάρτηση modulation για να προσπελαστεί ο πίνακας και να οριστεί η νέα τιμή δειγματοληψίας του ημιτόνου. Όταν η τιμή της μεταβλητής period βρίσκεται μεταξύ της τιμής ''150'' και ''300'', το πρόγραμμά μας βρίσκεται πλέον στην αρνητική ημιπερίοδο του ημιτόνου αναφοράς. Στο διάστημα αυτό ακολουθείται ακριβώς η ίδια διαδικασία όπως και για τη θετική ημιπερίοδο, με μόνη διαφορά πως στην πρώτη διακοπή του χρονιστή απενεργοποιούνται οι έξοδοι RE2 και RE4 και ενεργοποιείται η έξοδος RE3. Αντίστοιχα στη δεύτερη διακοπή του χρονιστή απενεργοποιείται η έξοδος RE3 και ενεργοποιούνται οι έξοδοι RE3 και RE4. Τέλος, όταν ο μετρητής period φτάσει στην τιμή ''300'' έχει πρακτικά διέλθει μια περίοδος του ημιτόνου αναφοράς. Αν και η παραπάνω μέθοδος παλμοδότησης των στοιχείων μοιάζει να είναι απόλυτα ικανοποιητική για την εφαρμογή μας, στην πράξη τα αποτελέσματα ήταν διαφορετικά. Συγκεκριμένα, παλμογραφώντας την τάση του φορτίου παρατηρήσαμε πως εμφανίζεται υπέρταση για ωt =136 o. Το σημείο αυτό της τάσης εξόδου αντιστοιχεί στο μηδενισμό του ημιτόνου αναφοράς. Η σημαντική αυτή διαφορά φάσης είναι αποτέλεσμα των πηνίων του φίλτρου, των οποίων η επαγωγή είναι μεγάλη. Η υπέρταση αυτή η οποία συνοδεύεται από ένα μεγάλο ρεύμα στην 141

153 είσοδο είναι αποτέλεσμα της διαφορετικής μεθόδου παλμοδότησης των στοιχείων. Επειδή όπως αναφέραμε το ημίτονο αναφοράς για την εφαρμογή αυτή είναι ανορθωμένο, στην περιοχή γύρω από το ''0'' η τιμή της περιόδου του χρονιστή είναι επίσης πολύ μικρή. Και αν αυτό το γεγονός μπορεί να φαντάζει ανάξιο σημασίας, αν αναλογιστούμε πως κατά τη διάρκεια της διακοπής ο μικροελεγκτής πρέπει να εκτελέσει ορισμένες διεργασίες μπορούμε εύκολα να αναλογιστούμε πως ο χρονιστής έχει ξεπεράσει την επιθυμητή τιμή, προτού αυτή φορτωθεί στον καταχωρητή PR. Έτσι «χάνουμε» ορισμένες διακοπές με αποτέλεσμα τα τρανζίστορ που οφείλουν να οδηγηθούν στην αποκοπή, να παραμένουν σε αγωγή και όταν ενεργοποιηθεί το συμπληρωματικό τους τρανζίστορ να βραχυκυκλώνουμε στιγμιαία την πηγή τροφοδοσίας. Για την επίλυση του προβλήματος αυτού επιλέχθηκε η χρήση του περιφερειακού OC (Output Compare). Η λογική του προγράμματος με τη χρήση του περιφερειακού αυτού φαίνεται στη συνέχεια Υβριδική παλμοδότηση μέσω χρονιστή και OC Το περιφερειακό OC (Οutput Compare) είναι ένα περιφερειακό, το οποίο έχει τη δυνατότητα να συγκρίνει την τιμή μιας επιλεγμένης χρονικής βάσης (χρονιστής) με την τιμή ενός ή δύο καταχωρητών σύγκρισης (ανάλογα με την επιλεγμένη λειτουργία σύγκρισης). Επιπλέον, έχει τη δυνατότητα να παράγει έναν απλό παλμό στην έξοδό του ή μια σειρά από παλμούς, όταν η χρονική βάση γίνει ίση με την τιμή του καταχωρητή. Όπως τα περισσότερα περιφερειακά των dspic μικροελεγκτών έχει τη δυνατότητα να παράγει διακοπές (interrupts) όταν πραγματοποιηθεί η ταύτιση του χρονιστή με τους καταχωρητές σύγκρισης. Αυτή ακριβώς η δυνατότητά του να παράγει διακοπές, οι οποίες είναι ανεξάρτητες από τη διακοπή που παράγει ο χρονιστής, είναι το χαρακτηριστικό εκείνο που κάνει το περιφερειακό αυτό χρήσιμο για την παλμοδότηση του αντιστροφέα μας [32]. Ο συγκεκριμένος μικροελεγκτής διαθέτει 4 κανάλια output compare (ΟC1, OC2, OC3 και OC4). Κάθε κανάλι του περιφερειακού αυτού μπορεί να επιτελέσει 7 διαφορετικές λειτουργίες, όπως δημιουργία απλού low-to-high ή high-to-low παλμού, λειτουργία PWM κ.ά. Για την επιλογή της επιθυμητής λειτουργίας απαιτείται η κατάλληλη ρύθμιση του αντίστοιχου καταχωρητή OCxCON. Στους καταχωρητές OCxR φορτώνεται η τιμή εκείνη, η οποία απαιτείται για τη σύγκριση με την τιμή του χρονιστή και την παραγωγή της απαραίτητης διακοπής [32]. Στη συγκεκριμένη όμως εφαρμογή το μόνο που μας ενδιαφέρει είναι η 142

154 παραγωγή τεσσάρων ανεξάρτητων από τον χρονιστή interrupts, τα οποία είναι επιφορτισμένα με τη μετάβαση των ημιαγωγικών στοιχείων, έτσι ώστε να μη γίνεται η διαδικασία αυτή στην διακοπή του χρονιστή. Έτσι ο χρονιστής έχει πλέον τη δυνατότητα, να διατηρεί σταθερή περίοδο μέτρησης, η οποία αντιστοιχεί στην περίοδο του τριγωνικού φορέα. Η λογική του προγράμματος με τη χρήση της OC είναι η ακόλουθη. Αρχικά ενεργοποιούμε και τα τέσσερα κανάλια του περιφερειακού αρχικοποιώντας τους αντίστοιχους καταχωρητές (ΟCxCON). Επίσης, αρχικοποιούμε τις εξόδους REx=0, θεωρώντας πως τα τρανζίστορ βρίσκονται στην αποκοπή. Στη συνέχεια, καλείται η συνάρτηση modulation για τη δειγματοληψία του ημιτόνου σε κάθε διακοπτική περίοδο. Η μεταβλητή ResultA1 αποτελεί το αποτέλεσμα της συνάρτησης αυτής και μέσω της τιμής της ορίζονται οι καταχωρητές OCxR. Συγκεκριμένα ο ορισμός των καταχωρητών αυτών γίνεται ως εξής: OC1R = ResultA1; OC2R = ResultA1+20; OC3R = PERIOD - (ResultA1+20); OC4R = PERIOD - ResultA1; όπου PERIOD είναι η περίοδος μέτρησης του χρονιστή. Οι παραπάνω τιμές των καταχωρητών φορτώνονται σε κάθε διακοπή του χρονιστή. Με τον τρόπο αυτό εξασφαλίζουμε ημιτονοειδή μεταβολή του περιεχομένου των καταχωρητών. Στις παραπάνω εξισώσεις η πρόσθεση της τιμής +20 για την αρχικοποίηση των καταχωρητών OC2R και OC3R είναι απαραίτητη για τη δημιουργία του απαιτούμενου «νεκρού» χρονικού διαστήματος για την αποφυγή της βραχυκύκλωσης της πηγής τροφοδοσίας. Έτσι, στη ρουτίνα της διακοπής του πρώτου καναλιού (OC1 Interrupt) απενεργοποιούνται τα υψηλόσυχνα τρανζίστορ που βρίσκονταν σε αγωγή. Με την έλευση της δεύτερης διακοπής (OC2 Interrupt) ενεργοποιείται το αντίστοιχο συμπληρωματικό υψηλόσυχνο τρανζίστορ, το οποίο οδηγείται και πάλι στην αποκοπή μέσω της τρίτης διακοπής (OC3 Interrupt). Τέλος, στη ρουτίνα της τέταρτης διακοπής (ΟC4 Ιnterrupt) ενεργοποιούνται και πάλι τα τρανζίστορ τα οποία βρίσκονταν αρχικά σε αγωγή, ενώ με την έλευση της διακοπής του χρονιστή αρχικοποιούνται εκ νέου οι καταχωρητές σύγκρισης και καλείται η συνάρτηση modulation. 143

155 Όσον αφορά τη δειγματοληψία του ημιτόνου ακολουθούμε ανάλογη διαδικασία με αυτή του προηγούμενου υποκεφαλαίου. Δηλαδή ορίζουμε το μετρητή period, ο οποίος αυξάνεται σε κάθε διακοπή του χρονιστή. Όταν η τιμή του γίνει ίση με 150, σημαίνει πως έχουμε καλύψει τη μισή περίοδο του ημιτόνου αναφοράς. Στο σημείο αυτό η μεταβλητή Phase αρχικοποιείται και πάλι στο ''0''. Έτσι η δειγματοληψία αρχίζει και πάλι από την αρχή, ενώ τα χαμηλόσυχνα τρανζίστορ στο σημείο αυτό αλλάζουν κατάσταση. Για να αποφευχθεί πιθανό βραχυκύκλωμα της πηγής που συμβαίνει στις περιπτώσεις που το ημίτονο αναφοράς έχει τιμή πολύ μικρή, άρα και η μεταβλητή ResultA1 έχει επίσης μικρή τιμή, με αποτέλεσμα ο χρονιστής να έχει ξεπεράσει την τιμή σύγκρισης του καταχωρητή OC1R προτού αυτή καταχωρηθεί, ακολουθούμε την εξής πρακτική. Ορίζουμε μια μεταβλητή ελέγχου okay η οποία είναι αρχικά ''0'' και όταν ολοκληρωθεί η ρουτίνα της διακοπής του OC1 παίρνει την τιμή ''1''. Έτσι όταν το πρόγραμμά μας εισέλθει στη ρουτίνα της διακοπής του OC2, ελέγχεται η τιμή της μεταβλητής okay και αν αυτή είναι ίση με ''1'', τότε εκτελείται η ρουτίνα της διακοπής. Έτσι εξασφαλίζουμε πως μόνο αν έχουν απενεργοποιηθεί τα τρανζίστορ που βρίσκονταν στην αρχή της περιόδου σε αγωγή, θα ενεργοποιηθεί το συμπληρωματικό τρανζίστορ. Το τελικό πρόγραμμα για την παλμοδότηση των τρανζίστορ με υβριδική spwm βρίσκεται στο Παράρτημα Β στο τέλος της εργασίας. 144

156 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 7 Πειραματικές μετρήσεις και συμπεράσματα 7.1 Το σύστημα που υλοποιήθηκε Στο κεφάλαιο αυτό παραθέτουμε τις μετρήσεις που ελήφθησαν με τη διάταξη που κατασκευάστηκε στο εργαστήριο, για να ελέγξουμε και στην πράξη όσα αναλύθηκαν στα κεφάλαια 3 και 4 για τη θεωρητική ανάλυση και τις προσομοιώσεις λειτουργίας του εν λόγω αντιστροφέα. Στο σχήμα 7.1 φαίνεται η πειραματική διάταξη που χρησιμοποιήθηκε για την πραγματοποίηση των πειραμάτων. Επίσης στο σχήμα αυτό είναι σημειωμένα τα βασικά όργανα και στοιχεία που χρησιμοποιήθηκαν για τα πειράματα. Σχήμα 7.1: Πειραματική διάταξη αντιστροφέα Η5 Στο σχήμα 7.1 μπορούμε να διακρίνουμε τα εξής στοιχεία: 1. Τροφοδοτικό ισχύος 2. Πλακέτα αντιστροφέα Η5 3. Ψηφιακός παλμογράφος 4. Διαφορικά probe για μέτρηση τάσεων 145

157 5. Φίλτρο εξόδου 6. Φορτίο (μονοφασική μεταβλητή αντίσταση) 7. Probe ρεύματος για τη μέτρηση ρεύματος Την επιθυμητή σταθερή τάση στην είσοδο του αντιστροφέα παρείχε μια τροφοδοσία μεταβλητής τάσης. Στην πράξη μάλιστα, χρησιμοποιήθηκαν δύο τέτοιες τροφοδοσίες, μιας και στο εργαστήριο δεν υπήρχε διαθέσιμο τροφοδοτικό, το οποίο θα μπορούσε να αποδώσει τάση 420 Volt, όπως είναι το επιθυμητό. Έτσι, χρησιμοποιήθηκαν δύο τροφοδοτικά ισχύος συνδεδεμένα μεταξύ τους σε σειρά, ώστε η τάση εισόδου του αντιστροφέα να είναι το άθροισμα των δύο επιμέρους τάσεων. Ως φορτίο χρησιμοποιήθηκε μονοφασική μεταβαλλόμενη αντίσταση υψηλής ισχύος, ρυθμίζοντας την τιμή της οποίας είμαστε σε θέση να επηρεάσουμε την ισχύ εξόδου, σύμφωνα με την ακόλουθη σχέση: P out = V 2 out R L (7.1) Διατηρώντας λοιπόν σταθερή την τάση εξόδου Vout και μεταβάλλοντας την αντίσταση φορτίου RL, μπορούμε να μεταβάλλουμε την ισχύ Pout. Για να έχουμε σταθερή τάση στην έξοδο, πρέπει η DC τάση στην είσοδο του αντιστροφέα να είναι σταθερή, όπως επίσης σταθερός οφείλει να είναι και ο λόγος διαμόρφωσης πλάτους ma.τότε η μέγιστη τιμή της βασικής αρμονικής της τάσης στην έξοδο του φίλτρου θα δίνεται από το γινόμενο των δύο αυτών μεγεθών, όπως έχουμε δείξει στη σχέση Η σχέση αυτή όμως, δεν ισχύει και στην πραγματικότητα μιας και σε αυτή δεν έχουν συμπεριληφθεί οι απώλειες πάνω στα ημιαγωγικά στοιχεία και οι απώλειες στα πηνία του φίλτρου. Τα ημιαγωγικά στοιχεία που χρησιμοποιήσαμε στη διάταξή μας, όπως φαίνεται και από το φυλλάδιο του κατασκευαστή (datasheet) για την καμπύλη ρεύματος συλλέκτη τάσης συλλέκτη εκπομπού για θερμοκρασία 25 ο C και ρεύμα 20 Α, έχουν πτώση τάσης κατά την αγωγή 1.5 Volt, δηλαδή έχουν αντίσταση αγωγής περίπου Ω, συνεπώς οι απώλειες σε κάθε ένα από τα στοιχεία αυτά δίνονται από τη σχέση 7.2: 2 P ON = I C,rms R ON (7.2) 146

158 Στη συνέχεια παρουσιάζονται τα παλμογραφήματα που πήραμε με τη βοήθεια του ψηφιακού παλμογράφου του εργαστηρίου και ακολούθως θα γίνει παρουσίαση των μετρήσεων που πάρθηκαν για την απόδοση του συστήματος. 7.2 Παλμογραφήματα Στην ενότητα αυτή θα γίνει η παρουσίαση των αποτελεσμάτων των πειραματικών μετρήσεων που έγιναν στο Εργαστήριο Ηλεκτρομηχανικής Μετατροπής Ενέργειας. Αρχικά θα γίνει η παρουσίαση των πειραμάτων για λειτουργία του αντιστροφέα ως πλήρη γέφυρα με spwm παλμοδότηση με διπολική τάση στην έξοδο και σταθερό φορτίο και στη συνέχεια θα παρουσιαστούν τα πειράματα και οι μετρήσεις για λειτουργία του Η5 αντιστροφέα με υβριδική παλμοδότηση. Τα παλμογραφήματα που θα παρουσιαστούν αντιστοιχούν σε τάση εισόδου ίση με 120 Volt. Ο λόγος για την επιλογή αυτή θα εξηγηθεί στη συνέχεια Λειτουργία πλήρους γέφυρας (full-bridge) Αρχικά παρουσιάζονται τα παλμογραφήματα που πάρθηκαν με το αντιστροφέα σε λειτουργία πλήρους γέφυρας. Για την πραγματοποίηση του πειράματος αυτού ο μικροελεγκτής μας προγραμματίστηκε σύμφωνα με τη λογική που παρουσιάστηκε στο υποκεφάλαιο Στο σχήμα 7.2 βλέπουμε τους υψηλόσυχνους παλμούς που παράγονται μέσω του χρονιστή του μικροελεγκτή, οι οποίοι αφού ενισχυθούν από το ολοκληρωμένο IR2213, oδηγούνται στις πύλες των ημιαγωγικών στοιχείων. Συγκεκριμένα, στο σχήμα αυτό παρατίθενται οι παλμοί που φθάνουν την πύλη του τρανζίστορ 1 και για χρονικό εύρος t = 600 μsec. 147

159 Σχήμα 7.2: Υψηλόσυχνοι παλμοί του πρώτου ημιαγωγικού στοιχείου Ακολούθως, βλέπουμε το σχήμα 7.3, στο οποίο φαίνονται οι παλμοί που φτάνουν σε δύο στοιχεία του ίδιου κλάδου και συγκεκριμένα τα τρανζίστορ 1 και 2. Σχήμα 7.3: Παλμοί των τρανζίστορ 1 και 2 148

160 Από τα δύο σχήματα που προηγήθηκαν μπορούμε να δούμε πως το εύρος των παλμών κυμαίνεται περίπου στα 14 Volt, τάση η οποία είναι ικανή να οδηγήσει τα τρανζίστορ σε αγωγή, ενώ η περίοδος των παλμών είναι περίπου 66 μsec, όπως είναι και αναμενόμενο, αφού η διακοπτική συχνότητα έχει επιλεγεί στα 15 khz. Επίσης, στο σχήμα 7.3 μπορούμε να δούμε πως οι παλμοί των δύο στοιχείων είναι όντως συμπληρωματικοί μεταξύ τους, γεγονός το οποίο έρχεται σε συμφωνία με τη λογική της ημιτονοειδούς διαμόρφωσης παλμών με διπολική τάση στην έξοδο. Μπορούμε ακόμα να παρατηρήσουμε, πως οι παλμοί των δύο στοιχείων δεν είναι επικαλυπτόμενοι, γεγονός το οποίο αποτρέπει ενδεχόμενη βραχυκύκλωση της πηγής τροφοδοσίας. Στο σημείο αυτό, αφού είδαμε τους παλμούς των ημιαγωγικών στοιχείων, μπορούμε να περάσουμε στην παρουσίαση των παλμογραφημάτων, τα οποία αφορούν τάσεις και ρεύματα ισχύος. Αρχικά, βλέπουμε το σχήμα 7.4 στο οποίο απεικονίζεται η τάση εξόδου του αντιστροφέα. Η τάση αυτή έχει μορφή παλμική, λόγω της διακοπτικής λειτουργίας των τεσσάρων ημιαγωγικών διακοπτών που αποτελούν τον αντιστροφέα πλήρους γέφυρας. Το σχήμα 7.5 που ακολουθεί αμέσως μετά, απεικονίζει και πάλι την τάση εξόδου του αντιστροφέα, αυτή τη φορά όμως έχουμε εστιάσει στην τάση για διάστημα t = 600 μsec. Με τον τρόπο αυτό, μπορούμε να δούμε και στην πράξη πως η παλμοδότησή μας αποδίδει διπολική τάση στην έξοδο του αντιστροφέα, μιας και για τάση εισόδου Vdc = 120 Volt, οι μεταβάσεις της τάσης έχουν τιμή 2 V dc, αφού λαμβάνει τιμές είτε +Vdc, είτε -Vdc. 149

161 Σχήμα 7.4: Τάση εξόδου αντιστροφέα (πριν το φίλτρο) Σχήμα 7.5: Τάση εξόδου αντιστροφέα (πριν το φίλτρο - εστίαση) Στη συνέχεια φαίνεται το σχήμα 7.6 το οποίο περιλαμβάνει την τάση πάνω στο φορτίο εξόδου (αντίσταση φορτίου RL = 25 Ω) αλλά και το ρεύμα της αντίστασης εξόδου. Παρατηρώντας τις δύο κυματομορφές μπορούμε να δούμε ξεκάθαρα την αποτελεσματικότητα 150

162 της μεθόδου παλμοδότησης που ακολουθήσαμε μιας και η τάση στην αντίσταση φορτίου έχει ημιτονοειδή μορφή. Το ρεύμα φορτίου έχει κι αυτό ημιτονοειδή μορφή, ακολουθώντας την τάση επαληθεύοντας με τον τρόπο αυτό το νόμο του Ohm. Σχήμα 7.6: Τάση και ρεύμα φορτίου (κόκκινο χρώμα-τάση φορτίου, πορτοκαλί χρώμα-ρεύμα φορτίου) Ολοκληρώνοντας την παρουσίαση των παλμογραφημάτων για λειτουργία του αντιστροφέα σαν πλήρη γέφυρα, μπορούμε να δούμε το σχήμα 7.7, στο οποίο φαίνεται και πάλι η τάση φορτίου μαζί με το ρεύμα εισόδου του μετατροπέα. Στο σχήμα φαίνεται ξεκάθαρα πως το ρεύμα έχει παλμική μορφή, αποτέλεσμα της spwm παλμοδότησης των στοιχείων, ενώ μπορούμε να διακρίνουμε χρονικά διαστήματα κατά τα οποία, το ρεύμα είναι αρνητικό. Στα διαστήματα αυτά όπως έχουμε περιγράψει στα κεφάλαια 3 και 4, η ροή ισχύος αντιστρέφεται και ισχύς επιστρέφει από το φορτίο στην πηγή, λόγω των μεγάλων πηνίων στο φίλτρο εξόδου του μετατροπέα τα οποία καθιστούν το συνολικό φορτίο στην έξοδο του μετατροπέα ωμικόεπαγωγικό. 151

163 Σχήμα 7.7: Τάση αντίστασης εξόδου και ρεύμα εισόδου αντιστροφέα (κόκκινο χρώμα-τάση φορτίου, πορτοκαλί χρώμα-ρεύμα εισόδου) Παρατηρώντας το ρεύμα εισόδου στο προηγούμενο παλμογράφημα θα μπορούσαμε να πούμε, πως η κυματομορφή του ρεύματος περιέχει σημαντική ποσότητα θορύβου. Εστιάζοντας όμως στο παραπάνω παλμογράφημα μπορούμε να δούμε πως οι κορυφές αυτές του ρεύματος δεν είναι αποτέλεσμα θορύβου, αλλά υψηλόσυχνες αποσβενύμενες ταλαντώσεις που δημιουργούνται από τις παρασιτικές επαγωγές στους αγώγιμους δρόμους του μετατροπέα. Η μορφή των υψίσυχνων αυτών ταλαντώσεων φαίνεται στο σχήμα 7.8. Έχοντας περιγράψει τη λειτουργία του μετατροπέα για συνδεσμολογία πλήρους γέφυρας, επόμενο στάδιο στις πειραματικές μετρήσεις που πραγματοποιήθηκαν ήταν η λειτουργία του αντιστροφέα Η5 με υβριδική παλμοδότηση των ημιαγωγικών στοιχείων για παραγωγή μονοπολικής τάσης στην έξοδο. 152

164 Σχήμα 7.8: Υψίσυχνες ταλαντώσεις του ρεύματος εισόδου Λειτουργία αντιστροφέα Η5 με υβριδική παλμοδότηση Στην ενότητα αυτή παρουσιάζονται τα παλμογραφήματα που πάρθηκαν σε διάφορα μέρη της πειραματικής διάταξης του αντιστροφέα Η5. Όπως και στο προηγούμενο υποκεφάλαιο για τη λειτουργία σε πλήρη γέφυρα, αρχικά παρουσιάζονται οι παλμοί που παρήχθησαν για την παλμοδότηση των τριών υψηλόσυχνων στοιχείων. Συγκεκριμένα, στο σχήμα 7.9 παραθέτουμε τους παλμούς που παράγονται μέσω του μικροελεγκτή και μέσω του ολοκληρωμένου ICL7667 οδηγούνται στην πύλη του 5ου ημιαγωγικού στοιχείου. 153

165 Σχήμα 7.9: Υψίσυχνοι παλμοί πέμπτου ημιαγωγικού στοιχείου Στη συνέχεια, βλέπουμε το σχήμα 7.10 στο οποίο μπορούμε να διακρίνουμε τους παλμούς τριών στοιχείων και συγκεκριμένα τους παλμούς των τρανζίστορ 2, 4 τα οποία είναι υψηλόσυχνα και του τρανζίστορ 1 το οποίο είναι χαμηλόσυχνο. Σχήμα 7.10: Παλμοί των τρανζίστορ 1, 2 και 4 (πράσινο χρώμα-παλμοί Τ1,κόκκινο χρώμα-παλμοί Τ4, μπλε χρώμα-παλμοί Τ2) 154

166 Από τα σχήματα 7.9 και 7.10 βλέπουμε πως οι παλμοί που φτάνουν στις πύλες των τρανζίστορ είναι ικανοί να τα οδηγήσουν σε αγωγή. Επίσης, μπορούμε να διακρίνουμε πως οι παλμοί του τρανζίστορ 1 έχουν διάρκεια 10 msec, όπως είναι και επιθυμητό για χαμηλόσυχνα στοιχεία. Όσον αφορά τη μεγαλύτερη τιμή που φαίνεται να έχουν οι παλμοί του τρανζίστορ αυτού σε σχέση με τους παλμούς των τρανζίστορ Τ2 και Τ4, αυτό είναι αποτέλεσμα της διαφορετικής κλίμακας ρύθμισης του διαφορικού probe που χρησιμοποιείται για τη δειγματοληψία των παλμών του τρανζίστορ αυτού. Η χρήση διαφορικού probe κρίνεται επιτακτική, εξ αιτίας του διαφορετικού σημείου σύνδεσης του εκπομπού του τρανζίστορ Τ1 σε σχέση με τον εκπομπό των τρανζίστορ Τ2 και Τ4 που είναι κοινός. Αυτό έχει σαν αποτέλεσμα να μην είναι δυνατή η δειγματοληψία και των τριών σημάτων μέσω αναλογικών probe, τα οποία έχουν κοινή γείωση. Έτσι για τη δειγματοληψία των παλμών των τρανζίστορ Τ2 και Τ4 χρησιμοποιούνται αναλογικά probe. Ένα ακόμα στοιχείο που μπορούμε να παρατηρήσουμε στο σχήμα αυτό, είναι πως τα υψηλόσυχνα στοιχεία 2 και 4 που απεικονίζονται (όπως και το στοιχείο 5) παλμοδοτούνται συνεχώς. Το γεγονός αυτό επιβάλλεται λόγω της φύσης του φορτίου εξόδου (ωμικό-επαγωγικό) όπως έχουμε δείξει στο κεφάλαιο 4 των προσομοιώσεων. Εστιάζοντας στην παραπάνω κυματομορφή για μικρότερο χρονικό διάστημα παίρνουμε το σχήμα 7.11 στο οποίο, βλέπουμε τους παλμούς των ίδιων στοιχείων όπως και για το σχήμα 7.10, έχοντας εστιάσει στη χρονική στιγμή μετάβασης του στοιχείου 1. Σχήμα 7.11: Παλμοί τρανζίστορ 1, 2 και 4 κατά τη μετάβαση των χαμηλόσυχνων στοιχείων 155

167 Από το σχήμα αυτό είναι εμφανές πως τα τρανζίστορ 2 και 4 άγουν καθ όλη τη διάρκεια της περιόδου του ημιτόνου αναφοράς συμπληρωματικά μεταξύ τους. Από το σχήμα αυτό σε συνδιασμό με το σχήμα 7.12 που φαίνεται στη συνέχεια και απεικονίζει τους παλμούς των τρανζίστορ 1,4 και 5 στο ίδιο χρονικό σημείο, καθίσταται σαφές και στην πράξη, πως αποτρέπεται η βραχυκύκλωση της πηγής τροφοδοσίας μιας και κατά τα χρονικά διαστήματα που τα τρανζίστορ 1 και 2 άγουν ταυτόχρονα, το τρανζίστορ 5 άγει όμοια με το τρανζίστορ 4. Δηλαδή ο παλμός του τρανζίστορ 5 είναι συμπληρωματικός με αυτόν του τρανζίστορ 2. Σχήμα 7.12: Παλμοί τρανζίστορ 1, 2 και 5 κατά τη μετάβαση των χαμηλόσυχνων στοιχείων (παλμοί Τ1 πράσινο χρώμα, παλμοί Τ5 κόκκινο χρώμα, παλμοί Τ4 μπλε χρώμα) Μετά την παρουσίαση και το σχολιασμό των παλμών που προκύπτουν από την υβριδική μέθοδο παλμότησης των στοιχείων, ακολουθούν ορισμένες βασικές κυματομορφές για τον έλεγχο της λειτουργίας του αντιστροφέα Η5. Αρχικά παραθέτουμε το σχήμα 7.13, στο οποίο μπορούμε να δούμε την τάση εξόδου του αντιστροφέα (τάση πριν το φίλτρο), όπως και την τάση στην αντίσταση φορτίου (τάση μετά το φίλτρο εξόδου). Το φορτίο εξόδου είναι αντίσταση τιμής RL=25 Ω. Στο σχήμα αυτό βλέπουμε 156

168 και στην πράξη τη μονοπολική φύση της τάσης εξόδου του αντιστροφέα μας που προκύπτει για τη συγκεκριμένη παλμοδότηση που εφαρμόστηκε. Επίσης, φαίνεται ο ρόλος και η σημασία του L-C-L φίλτρου στην έξοδο του αντιστροφέα μιας και η τάση μετά από αυτό έχει πλέον τη ζητούμενη μορφή, δηλαδή ημιτονοειδή. Η τάση φορτίου όπως έχουμε περιγράψει και στο κεφάλαιο 3 για τη θεωρητική ανάλυση του αντιστροφέα είναι ουσιαστικά η βασική αρμονική της παλμικής τάσης εξόδου του αντιστροφέα. Παρατηρώντας λοιπόν τις δύο κυματομορφές βλέπουμε πως η τάση φορτίου έχει μια διαφορά φάσης σε σχέση με την τάση εξόδου. Αυτό είναι αποτέλεσμα των πηνίων του φίλτρου, των οποίων η εμπέδηση Χ=jωL είναι σημαντική. Σχήμα 7.13: Τάση εξόδου αντιστροφέα πριν και μετά το φίλτρο (κόκκινο χρώματάση μετά το φίλτρο, πράσινο χρώμα-τάση πριν το φίλτρο) Στη συνέχεια, βλέπουμε το σχήμα 7.14 στο οποίο απεικονίζεται η τάση στην αντίσταση εξόδου όπως και το ρεύμα που διαρρέει την αντίσταση αυτή. Η μορφή του ρεύματος φορτίου είναι ημιτονοειδής, γεγονός αναμενόμενο εφ όσον αναφερόμαστε σε αντίσταση. 157

169 Σχήμα 7.14: Τάση αντίστασης φορτίου και ρεύμα φορτίου (τάση φορτίου κόκκινο χρώμα, ρεύμα φορτίου πορτοκαλί χρώμα) Στο σχήμα 7.15 φαίνεται και πάλι η τάση του φορτίου σε συνάρτηση αυτή τη φορά με το ρεύμα εισόδου του μετατροπέα. Παρατηρώντας το ρεύμα εισόδου μπορούμε να διακρίνουμε τα χρονικά διαστήματα εκείνα κατά τα οποία, το ρεύμα αλλάζει φορά αποκτώντας τιμή αρνητική. Τα διαστήματα αυτά, όπως έχουμε αναφέρει, είναι αποτέλεσμα των πηνίων του φίλτρου εξόδου, των οποίων το ρεύμα που τα διαπερνά, δεν μπορεί να αλλάξει ακαριαία τιμή. Έτσι, στα διαστήματα αυτά επιστρέφεται ενέργεια στην πηγή τροφοδοσίας. Οι κορυφές (peaks) του ρεύματος εισόδου, οι οποίες θυμίζουν σε μεγάλο βαθμό ηλεκτρομαγνητικό θόρυβο, είναι αποτέλεσμα των ταλαντώσεων λόγω των παρασιτικών επαγωγών των αγώγιμων δρόμων, όπως αναφέραμε και για την αντίστοιχη περίπτωση του αντιστροφέα πλήρους γέφυρας. 158

170 Σχήμα 7.15: Τάση φορτίου εξόδου και ρεύμα εισόδου μετατροπέα (τάση φορτίου κόκκινο χρώμα, ρεύμα εισόδου πορτοκαλί χρώμα) Στόχος της κατασκευής του αντιστροφέα ήταν η λειτουργία του σε πλήρη ισχύ, δηλαδή για ισχύ εισόδου 1000 Watt και εν συνεχεία, η επιτυχής σύνδεσή του με το δίκτυο χαμηλής τάσης. Δυστυχώς όμως, στα πλαίσια αυτής της διπλωματικής εργασίας δεν καταφέραμε να φτάσουμε σε πλήρη ισχύ λειτουργίας. Συγκεκριμένα, καταφέραμε να λειτουργήσουμε τον αντιστροφέα μέχρι τα 200 Watt ισχύος εισόδου. Στο σημείο αυτό είχαμε καταστροφή τριών από τα πέντε ημιαγωγικά μας στοιχεία. Αιτία του γεγονότος αυτού ήταν ένα σφάλμα, το οποίο εμφανιζόταν τυχαία σε κάποια χρονική στιγμή παρακάμτοντας την ορθή μετάβαση και λειτουργία των ημιαγωγικών στοιχείων με αποτέλεσμα ο αντιστροφέας να «απαιτεί» ένα ρεύμα πολύ μεγαλύτερο από το αναμενόμενο στην είσοδό του. Έτσι, όταν ξεπεράσουμε το επιτρεπτό όριο ισχύος στην είσοδο του αντιστροφέα, το ρεύμα αυτό αποκτά τόσο μεγάλη τιμή που καταστρέφονται τα ημιαγωγικά στοιχεία. Το σφάλμα αυτό φαίνεται στο σχήμα 7.16, όπου απεικονίζονται η τάση φορτίου, το ρεύμα εισόδου και οι τάσεις συλλέκτη εκπομπού των τρανζίστορ Τ1 και Τ4. Στο σχήμα αυτό λοιπόν βλέπουμε πως για rms τιμή του ρεύματος εισόδου ίση με 3.53 Α όταν εμφανίζεται το συγκεκριμένο σφάλμα, η τιμή του ρεύματος φτάνει και 9,2 Α. Αυξάνοντας την ισχύ εισόδου αυξάνεται και η τιμή αυτή. 159

171 Σχήμα 7.16: Τάση φορτίου, ρεύμα εισόδου και τάσεις στοιχείων Τ1 και Τ4 (τάση φορτίου κόκκινο χρώμα, ρεύμα εισόδου πορτοκαλί χρώμα, τάση τρανζίστορ Τ1 πράσινη κυματομορφή, τάση τρανζίστορ Τ4 μπλε κυματομορφή) Στη συνέχεια, παρουσιάζεται ο πίνακας του σχήματος 7.17 στον οποίο παρουσιάζονται οι μετρήσεις που έγιναν για διαφορετικά επίπεδα ισχύος για φορτίο RL = 25 Ω. Vin (V) Iin (A) Vout (V) Iout (A) Pin (W) Pout (W) n (%) Σχήμα 7.17: Πίνακας μετρήσεων ισχύος για R L = 25 Ω 160

172 Παρατηρώντας τον πίνακα 7.17 και συγκεκριμένα τη στήλη για την απόδοση του αντιστροφέα μπορούμε να δούμε πως αυτές οι τιμές απόδοσης του αντιστροφέα μας είναι πολύ μικρότερες σε σχέση με αντίστοιχες μετρήσεις ισχύος που υπάρχουν στη βιβλιογραφία για το συγκεκριμένο αντιστροφέα. Μια πιθανή εξήγηση για το γεγονός αυτό είναι η γενικά μικρή ισχύς των συγκεκριμένων μετρήσεων, μιας και όσο μεγαλύτερη είναι η ισχύς εισόδου, τόσο καλύτερη είναι και η απόδοση ενός αντιστροφέα. 7.3 Συμπεράσματα και προοπτικές Στην παρούσα διπλωματική εργασία έγινε προσπάθεια μελέτης του μονοφασικού αντιστροφέα Η5, ο οποίος βρίσκει εφαρμογή σε φωτοβολταϊκά συστήματα και ανήκει στην κατηγορία των αντιστροφέων χωρίς μετασχηματιστή στην έξοδο. Ιδιαίτερη έμφαση δόθηκε στη μελέτη και κατανόηση της παλμοδότησης εκείνης, που χαρακτηρίζει σε μεγάλο βαθμό την υψηλή απόδοση του αντιστροφέα, ενώ σημαντικό κομμάτι της εργασίας μας ήταν η προσπάθεια επίτευξης της υβριδικής παλμοδότησης του αντιστροφέα με τον επιλεγμένο μικροελεγκτή. Στο στάδιο των πειραματικών μετρήσεων επαληθεύτηκε και στην πράξη η ορθή λειτουργία του αντιστροφέα επαληθεύοντας όσα είδαμε κατά το στάδιο της προσομοίωσης. Μια πρόταση για μελέτη στο μέλλον είναι η μελέτη και κατασκευή του συγκεκριμένου μετατροπέα για σύνδεση με το δίκτυο χαμηλής τάσης μέσω ενός διαφορετικού μικροελεγκτή, ο οποίος με βάση τα χαρακτηριστικά και τα περιφερειακά που διαθέτει, θα προσφέρεται για την παλμοδότηση του συγκεκριμένου αντιστροφέα, ώστε να επιτευχθεί η σύνδεση του αντιστροφέα στο δίκτυο και η υλοποίηση ελέγχου πραγματικής αέργου ισχύος. Σε περίπτωση όμως επιλογής του ίδιου μικροελεγκτή, πρέπει να ληφθεί σοβαρά υπ όψην και να μελετηθεί ενδελεχώς το σφάλμα που εντοπίστηκε κατά την προσπάθεια παλμοδότησης των στοιχείων με την υβριδική παλμοδότηση, ώστε να επιτευχθεί η λειτουργία του αντιστροφέα σε πλήρη ισχύ. 161

173 162

174 Βιβλιογραφία [1] Εμμανουήλ Π. Κουφόπουλος, «Σχεδιασμός και κατασκευή συστήματος μετατροπής τάσεων από πηγές ΑΠΕ σε εναλλασσόμενη, για διασύνδεση με το ηλεκτρικό δίκτυο», Διπλωματική Εργασία, Πανεπιστήμιο Πατρών, Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών, 2011 [2] Νικόλαος Σπύρου, «Αγώγιμες ιδιότητες των ηλεκτροτεχνικών υλικών», Πανεπιστήμιο Πατρών [3] Θωμάς Ζαχαρίας, «Ήπιες Μορφές Ενέργειας Ι», Πάτρα, 2006 [4] Ελευθεράκης Γεώργιος, «Μελέτη και κατασκευή μονοφασικού αντιστροφέα τύπου Η5 για φωτοβολταϊκά συστήματα», Διπλωματική Εργασία, Πανεπιστήμιο Πατρών, Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών, 2013 [5] Μουλός Π. Χρήστος : «Μελέτη, προσομοίωση και κατασκευή ηλεκτρικού μετατροπέα δυο βαθμίδων για τη διασύνδεση Φ/Β πλαισίου με το δίκτυο χαμηλής τάσης», Διπλωματική Εργασία, Πανεπιστήμιο Πατρών, Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών, 2009 [6] [7] Σταυρούλα Ρήγα, «Μελέτη και κατασκευή φωτοβολταϊκού αντλητικού συστήματος έλεγχος για λειτουργία στο σημείο μέγιστης ισχύος», Διπλωματική Εργασία, Πανεπιστήμιο Πατρών, Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών, 2015 [8] Α. Φραγκιουδάκη «Οικιακό φωτοβολταϊκό σύστημα συνδεδεμένο στο δίκτυο», Διπλωματική Εργασία, Πανεπιστήμιο Πατρών, Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών, 2012 [9] [10] Κυρίτσης Α., Κομπούγιας Ι., Νανάκος Α., «Τεχνοοικονομική σύγκριση και ανάπτυξη βέλτιστων υψίσυχνων μονοφασικών μετατροπέων, ενσωματωμένων σε φωτοβολταϊκά πλαίσια κρυσταλλικού πυριτίου, για άμεση διασύνδεση με το δίκτυο ηλεκτρικής ενέργειας», Πανεπιστήμιο Πατρών, Εργαστήριο Ηλεκτρομηχανικής Μετατροπής Ενέργειας, Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών, Έκθεση ερευνητικού προγράμματος 163

175 [11] Χαρούλα Ζωγόγιαννη, «Σύνδεση ανεμογεννήτριας μικρής ισχύος με το δίκτυο χαμηλής τάσης κατασκευή τριφασικού αντιστροφέα τάσης ελεγχόμενου από μικροελεγκτή», Διπλωματική Εργασία, Πανεπιστήμιο Πατρών, Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών, 2013 [12] F.Blaabjerg, F.Iov, T.Terekes, R.Teodorescu, K.Ma : «Power Electronics Key Technology for Renewable Energy Systems», Aalborg University, Institute of Energy Technology [13] Ν. Mohan, Τ. Undeland, W. Robbins, «Ηλεκτρονικά Ισχύος», εκδόσεις ΤΖΙΟΛΑ 1996 [14] Ε. Τατάκης, «Ηλεκτρονικά Ισχύος ΙΙ, Εργαστηριακές Ασκήσεις», Πανεπιστήμιο Πατρών, Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών, 2015 [15] Remus Teodorescu, Marco Liserre, Pedro Rodriguez : «Grid Converters for Photovoltaic and Wind Power Systems», Wiley-IEEE Press, January 2011 [16] Jiri Stach : «PV transformerless inverter topology simulation using Simulink and SimPowerSystems graphical environment», VSB-Technical University of Ostrava, Czech Republic [17] Wensong Yu, Jih-Sheng Lai, Hao Qian, Chris Hutchens, Bradley Department of Electrical and Computer Engineering, Virginia Polytechnic Institute and State University Blacksburg, VA, USA Jianhui Zhang, Gianpaolo Lisi, Ali Djabbari, Greg Smith, Tim Hegarty, National Semiconductor Corporation Santa Clara, CA, USA : «High-Efficiency Inverter with H6-Type Configuration for Photovoltaic Non-Isolated AC Module Applications» [18] Αθανάσιος Σαφάκας, «Ηλεκτρικές Μηχανές Β», Πανεπιστήμιο Πατρών, Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών [19] Χρήστος Λουκάς, «Μελέτη και κατασκευή αντιστροφέα τάσης για τη σύνδεση ανεμογεννήτριας με το δίκτυο χαμηλής τάσης», Διπλωματική Εργασία, Πανεπιστήμιο Πατρών, Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών, 2015 [20] Γεώργιος Πυρρής, «Διερεύνηση της λειτουργίας συστήματος διασύνδεσης ανεμογεννήτριας με το δίκτυο χαμηλής τάσης - κατασκευή αντιστροφέα τάσης», Διπλωματική Εργασία, Πανεπιστήμιο Πατρών, Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών,

176 [21] Mihai Ciobotaru, " Reliable Grid Condition Detection and Control of Single-Phase Distributed Power Generation Systems", Dissertation, Aalborg University, Faculty of Engineering [22] Mojgan Hojabri, Abu Zaharin Ahmad, Arash Toudeshki and Mohammadsoroush Soheilirad An Overview on Current Control Techniques for Grid Connected Renewable Energy Systems ICPES 2012 [23] G. Franceschini, E. Lorenzani, C. Tassoni, " Synchronous reference frame grid current control for single-phase photovoltaic converters", University of Parma [24] K. Kelesidis, G. Adamidisand G. Tsengenes, "Investigation of a control scheme based on modified p-q theory for single phase single stage grid connected PV system" [25] Slobodan Lubura1, Milomir Šoja2, Srđan Lale3, Marko Ikić4 "Experimental verification of single-phase PLL with novel two-phase generator for grid connected converters",epe- PEMC 2012 ECCE Europe, Novi Sad, Serbia [26] Εμμανουήλ Τατάκης, «Ηλεκτρονικά στοιχεία ισχύος και βιομηχανικές εφαρμογές» [27] Jonathan Adams, "Bootstrap Component Selection For Control IC s", Design Tip, International Rectifier [28] "dspic30f4011/12 Datasheet", Microchip [29] Εμμανουήλ Τατάκης, «Σημειώσεις Εργαστηρίου Ηλεκτρονικών Ισχύος ΙΙ», Πανεπιστήμιο Πατρών, Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών [30] Δημήτρης Βαφειάδης, «Μελέτη και κατασκευή τριφασικού αντιστροφέα τάσης για τη ρύθμιση των στροφών ενός μονοφασικού επαγωγικού κινητήρα», Διπλωματική Εργασία, Πανεπιστήμιο Πατρών, Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών [31] "dspic30f4011/12 Datasheet", Microchip, Section 12, Timers [32] "dspic30f4011/12 Datasheet", Microchip, Section 12, Output Compare Module [33] [34] [35] [36] 165

177 [37] [38] [39] [40] [41] [42] [43] [44] 166

178 ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Α Στο παράρτημα αυτό φαίνεται το σχηματικό διάγραμμα της πλακέτας που κατασκευάστηκε καθώς και το τυπωμένο κύκλωμα (PCB) αυτής. Σχηματικό διάγραμμα πλακέτας ισχύος 167

179 Τυπωμένο κύκλωμα πλακέτας (κάτω όψη) 168

180 Τυπωμένο κύκλωμα πλακέτας (άνω όψη) 169