ΔΙΠΛΩΜΑΤΙΚΗ ΕΡΓΑΣΙΑ. του Φοιτητή του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστημίου Πατρών

Transcript

1 ΠΑΝΕΠΙΣΤΗΜΙΟ ΠΑΤΡΩΝ ΤΜΗΜΑ ΗΛΕΚΤΡΟΛΟΓΩΝ ΜΗΧΑΝΙΚΩΝ ΚΑΙ ΤΕΧΝΟΛΟΓΙΑΣ ΥΠΟΛΟΓΙΣΤΩΝ ΤΟΜΕΑΣ ΣΥΣΤΗΜΑΤΩΝ ΗΛΕΚΤΡΙΚΗΣ ΕΝΕΡΓΕΙΑΣ ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΟ ΗΛΕΚΤΡΟΜΗΧΑΝΙΚΗΣ ΜΕΤΑΤΡΟΠΗΣ ΕΝΕΡΓΕΙΑΣ ΔΙΠΛΩΜΑΤΙΚΗ ΕΡΓΑΣΙΑ του Φοιτητή του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστημίου Πατρών ΔΗΜΗΤΡΙΟΥ ΑΠΟΣΤΟΛΟΥ ΚΟΥΤΣΟΓΕΩΡΓΟΥ Α.Μ.: ΜΕΛΕΤΗ ΤΜΗΜΑΤΟΣ ΜΙΚΡΟΔΙΚΤΥΟΥ ΑΝΑΛΥΣΗ ΚΑΙ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΥ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑ ΤΑΣΗΣ ΓΙΑ ΔΙΑΣΥΝΔΕΣΗ ΑΝΕΜΟΓΕΝΝΗΤΡΙΑΣ ΜΙΚΡΗΣ ΙΣΧΥΟΣ ΣΤΟ ΔΙΚΤΥΟ Επιβλέπων: Δρ.-Μηχ. Εμμανουήλ Τατάκης, Καθηγητής Ν ο /2017 Πάτρα, Ιούλιος 2017

2 Πανεπιστήμιο Πατρών, Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών Κουτσογεώργος Δημήτριος 2017 Με την επιφύλαξη παντός δικαιώματος Το σύνολο της εργασίας αποτελεί πρωτότυπο έργο, παραχθέν από τον Κουτσογεώργο Δημήτριο, και δεν παραβιάζει δικαιώματα τρίτων καθ οιονδήποτε τρόπο. Υλικό που περιέχεται στην εργασία, το οποίο δεν έχει παραχθεί από τον ίδιο, είναι ευδιάκριτο και αναφέρεται ρητώς εντός του κειμένου της εργασίας ως προϊόν εργασίας τρίτου, σημειώνοντας με παρομοίως σαφή τρόπο τα στοιχεία ταυτοποίησής του, ενώ παράλληλα βεβαιώνεται πως στην περίπτωση χρήσης αυτούσιων γραφικών αναπαραστάσεων, εικόνων, γραφημάτων κλπ., ο συγγραφέας έχει λάβει τη χωρίς περιορισμούς άδεια του κατόχου των πνευματικών δικαιωμάτων για τη συμπερίληψη και επακόλουθη δημοσίευση του υλικού αυτού.

3 ΠΙΣΤΟΠΟΙΗΣΗ Πιστοποιείται ότι η διπλωματική εργασία με θέμα: " ΜΕΛΕΤΗ ΤΜΗΜΑΤΟΣ ΜΙΚΡΟΔΙΚΤΥΟΥ ΑΝΑΛΥΣΗ ΚΑΙ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΥ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑ ΤΑΣΗΣ ΓΙΑ ΔΙΑΣΥΝΔΕΣΗ ΑΝΕΜΟΓΕΝΝΗΤΡΙΑΣ ΜΙΚΡΗΣ ΙΣΧΥΟΣ ΣΤΟ ΔΙΚΤΥΟ" του φοιτητή του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστημίου Πατρών: ΔΗΜΗΤΡΙΟΥ ΑΠΟΣΤΟΛΟΥ ΚΟΥΤΣΟΓΕΩΡΓΟΥ (Α.Μ ) Παρουσιάστηκε δημόσια και εξετάστηκε στο Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών στις 18/07/2017 Ο Επιβλέπων Ο Διευθυντής του Τομέα Εμμανουήλ Τατάκης Καθηγητής Αντώνιος Αλεξανδρίδης Καθηγητής

4

5 Αριθμός Διπλωματικής Εργασίας: /2017 ΤΙΤΛΟΣ: "ΜΕΛΕΤΗ ΤΜΗΜΑΤΟΣ ΜΙΚΡΟΔΙΚΤΥΟΥ ΑΝΑΛΥΣΗ ΚΑΙ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΥ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑ ΤΑΣΗΣ ΓΙΑ ΔΙΑΣΥΝΔΕΣΗ ΑΝΕΜΟΓΕΝΝΗΤΡΙΑΣ ΜΙΚΡΗΣ ΙΣΧΥΟΣ ΣΤΟ ΔΙΚΤΥΟ" Φοιτητής: Επιβλέπων: Δημήτριος Κουτσογεώργος του Αποστόλου Δρ.-Μηχ. Εμμανουήλ Τατάκης, Καθηγητής Περίληψη Η παρούσα διπλωματική εργασία πραγματεύεται τη μελέτη ενός τμήματος μικροδικτύου και εστιάζει στην ανάλυση ενός συστήματος διασύνδεσης μιας ανεμογεννήτριας, ονομαστικής ισχύος 1kW, με το δίκτυο χαμηλής τάσης. Συγκεκριμένα, πραγματεύεται τη σχεδίαση, κατασκευή και έλεγχο ενός τριφασικού αντιστροφέα που αποτελεί την τελευταία βαθμίδα πριν τη σύνδεση με το δίκτυο χαμηλής τάσης. Η εργασία αυτή εκπονήθηκε στο Εργαστήριο Ηλεκτρομηχανικής Μετατροπής Ενέργειας του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστημίου Πατρών. Σκοπός είναι η διασύνδεση της ανεμογεννήτριας με το δίκτυο χαμηλής τάσης μέσω δύο βαθμίδων: ενός μετατροπέα ανύψωσης τάσης και ενός τριφασικού αντιστροφέα. Ο μετατροπέας ανύψωσης τάσης αποτέλεσε αντικείμενο μελέτης της διπλωματικής εργασίας του κ. Ιωάννη Γκαρτζώνη, ενώ στην παρούσα διπλωματική εργασία μελετάται και σχεδιάζεται ο τριφασικός αντιστροφέας. Αμφότερες οι διατάξεις περιλαμβάνουν ελέγχους κλειστού βρόχου, μέσω των οποίων απομαστεύεται η μέγιστη ισχύς από την ανεμογεννήτρια (έλεγχος μετατροπέα ανύψωσης) και διατηρείται σταθερή η τάση μεταξύ των δύο βαθμίδων, παρέχοντας ενεργό ισχύ στο δίκτυο υπό μοναδιαίο συντελεστή ισχύος (έλεγχος τριφασικού αντιστροφέα). Αρχικά, παρουσιάζεται το ενεργειακό πρόβλημα καθώς και οι ανανεώσιμες πηγές ενέργειας ως λύση του προβλήματος. Επιπλέον, γίνεται μια σύντομη αναφορά στα μικροδίκτυα και αναφέρονται τα πλεονεκτήματα και τα μειονεκτήματα των υπεράκτιων ανεμογεννητριών ενώ αναλύεται και ο τρόπος με τον οποίο η αιολική ενέργεια μετατρέπεται σε ηλεκτρική. Στη συνέχεια, γίνεται θεωρητική ανάλυση για κάθε βαθμίδα του συνολικού συστήματος. Ιδιαίτερη έμφαση δίνεται στη λειτουργία του τριφασικού αντιστροφέα και στην τεχνική παλμοδότησής του που ονομάζεται Ημιτονοειδής Διαμόρφωση του Εύρους των Παλμών (Sinusoidal Pulse Width Modulation - SPWM). Το επόμενο βήμα αποτελεί η προσομοίωση στο λογισμικό προσομοίωσης κυκλωμάτων Simulink του Matlab, τόσο του τριφασικού αντιστροφέα σε ανοιχτό και σε κλειστό βρόχο, όσο και ολόκληρου του συστήματος διασύνδεσης. Ο κλειστός βρόχος αποτελεί ένα νέο και άμεσο έλεγχο της ισχύος που παρέχεται στο δίκτυο. Επιπρόσθετα, περιγράφεται ο σχεδιασμός και η κατασκευή όλων των κυκλωμάτων που απαιτούνται για την υλοποίηση του τριφασικού αντιστροφέα, καθώς και των κυκλωμάτων ελέγχου του. Τέλος, πραγματοποιούνται πειραματικές δοκιμές για να διαπιστωθεί η ορθή λειτουργία των βαθμίδων που κατασκευάστηκαν, να εντοπιστούν και δικαιολογηθούν τυχόν διαφορές μεταξύ της θεωρητικής ανάλυσης και των μετρήσεων στην πραγματική διάταξη, καθώς και για να εκτιμηθεί τόσο η απόδοση του συστήματος, όσο και η λειτουργία ελέγχου κλειστού βρόχου.

6 Abstract This diploma thesis deals with the study and construction of a three-phase inverter, which is used for the interconnection of an 1kW wind power generator, that has a full-wave rectifier connected at its output, with the low voltage power grid. The study was conducted at the Laboratory of Electromechanical Energy Conversion, at the Department of Electrical and Computer Engineering in University of Patras. The aim is to construct a two-part topology, used to interconnect the wind turbine with the low voltage power grid. The first part of topology is a DC/DC converter (Interleaved Boost) and its purpose is to track the Maximum Power Point of the wind turbine. The second part is a three-phase DC/AC converter (Inverter) used to produce three alternating voltages to interconnect with the low-voltage power grid and also to maintain at a predefined value the voltage of the capacitor, which is placed at the output of Interleaved Boost converter and the input of the three-phase Inverter, by controlling the active power that is injected to the grid while maintaining unity power factor. The main objective of this diploma thesis is the study and construction of the three-phase inverter. Firstly, the advantages and challenges in exploiting the offshore wind power are listed along with today s perspectives. The current technology of wind turbines and the techniques used to interconnect them with low, medium and high voltage power grid are also presented, to provide the reader with a complete presentation on the subject. Furthermore, a theoretical analysis of all the parts used in the topology is provided with great emphasis on the analysis of the inverter and the methods used to generate the pulses that control the inverter. After a brief sizing of the topology under investigation, various methods of controlling the flow of power of the inverter are presented. In addition, an analysis of the technical characteristics of the inverter and the circuits that is consisted of is provided, along with the process used to produce the code for the microcontroller DSPIC30F4011 manufactured by Microchip that controls the inverter. Finally, providing waveforms and measurements taken during the experiments that were conducted on the constructed inverter, we observe the behavior of the system in an open loop control.

7 ΠΡΟΛΟΓΟΣ Στη διπλωματική αυτή εργασία μελετάται, κατά κύριο λόγο, η διασύνδεση μιας ανεμογεννήτριας, ονομαστικής ισχύος 1kW, με το δίκτυο χαμηλής τάσης μέσω ενός ολοκληρωμένου συστήματος που περιλαμβάνει σύγχρονη γεννήτρια μόνιμων μαγνητών, ανορθωτική γέφυρα, μετατροπέα ανύψωσης τάσης, τριφασικό αντιστροφέα, τριφασικό φίλτρο και μετασχηματιστή. Ιδιαίτερα αναλύεται η λειτουργία του τριφασικού αντιστροφέα και προτείνεται ένας νέος και άμεσος έλεγχος της ενεργού και αέργου ισχύος που παρέχεται στο δίκτυο, διατηρώντας παράλληλα σταθερή τη συνεχή τάση εισόδου του αντιστροφέα. Ο μετατροπέας ανύψωσης τάσης που προηγείται του αντιστροφέα μελετήθηκε στη διπλωματική εργασία του κ. Ιωάννη Γκαρτζώνη. Συγκεκριμένα, προσομοιώνεται αφενός μεν ο τριφασικός αντιστροφέας με τον προτεινόμενο έλεγχο κλειστού βρόχου, αφετέρου δε όλο το σύστημα διασύνδεσης της ανεμογεννήτριας με το δίκτυο χαμηλής τάσης. Επιπλέον, διαστασιολογείται και κατασκευάζεται ο αντιστροφέας του συστήματος, ώστε να διαπιστωθούν στην πράξη τα αποτελέσματα της θεωρητικής μελέτης και προσομοίωσης. Αναλυτικά, στο Κεφάλαιο 1 αναφέρεται το ενεργειακό πρόβλημα και προτείνονται ως επίλυση του οι ανανεώσιμες πηγές ενέργειας και ειδικότερα η χρήση ανεμογεννητριών. Επίσης, περιγράφεται η τεχνολογία των υπεράκτιων ανεμογεννητριών και αναλύονται τα πλεονεκτήματα και μειονεκτήματα της χρήσης τους σε σχέση με τις χερσαίες. Τέλος, παρουσιάζεται το υπό μελέτη σύστημα μετατροπής της αιολικής ενέργειας σε ηλεκτρική και γίνεται θεωρητική ανάλυση κάθε βαθμίδας του ολικού συστήματος. Ιδιαίτερη έμφαση δίνεται στη λειτουργία του τριφασικού αντιστροφέα, παλμοδοτούμενου με την τεχνική της Ημιτονοειδούς Διαμόρφωσης του Εύρους των Παλμών (spwm) και προτείνεται ένας νέος και άμεσος έλεγχος κλειστού βρόχου για την παρεχόμενη ισχύ στο δίκτυο. Στο Κεφάλαιο 2 προσομοιώνεται ο τριφασικός αντιστροφέας σε απομονωμένο φορτίο, ώστε να διαπιστωθεί τόσο η ορθή λειτουργία του όσο και το αρμονικό περιεχόμενο των παραγόμενων τάσεων. Για να γίνει εμφανής η λειτουργία τόσο του φίλτρου όσο και του μετασχηματιστή, ο τριφασικός αντιστροφέας προσομοιώνεται ανά στάδια προσθέτοντας μια επιπλέον βαθμίδα σε κάθε στάδιο. 1

8 Στο Κεφάλαιο 3 προσομοιώνεται το συνολικό σύστημα του τριφασικού αντιστροφέα, τόσο σε ανοικτό όσο και σε κλειστό βρόχο με σύνδεση στο δίκτυο χαμηλής τάσης. Αρχικά, γίνεται η προσομοίωση της σύνδεσης με το δίκτυο, ενώ στη συνέχεια ελέγχεται η παρεχόμενη ενεργός και άεργος ισχύς μέσω PI ελεγκτών υπό σταθερή συνεχή (DC) τάση εισόδου του αντιστροφέα. Επιπλέον, θέλοντας να συμπεριληφθεί η προσομοίωση και της προηγούμενης βαθμίδας, ο τριφασικός αντιστροφέας τροφοδοτείται από πηγή ρεύματος, ώστε να μεταβάλλεται η τάση εισόδου του. Τέλος, προσομοιώνεται το συνολικό σύστημα διασύνδεσης της ανεμογεννήτριας με το δίκτυο χαμηλής τάσης. Στο Κεφάλαιο 4 περιγράφεται η λειτουργία του μικροελεγκτή dspic30f4011, καθώς και κάποιων περιφερειακών που ενσωματώνει που είναι ιδιαίτερα χρήσιμα για την παλμοδότηση και τον έλεγχο του αντιστροφέα. Επιπρόσθετα, αναλύεται η λογική του κώδικα με τον οποίο προγραμματίστηκε ο μικροελεγκτής. Στο Κεφάλαιο 5 αναφέρεται λεπτομερώς η σχεδίαση και κατασκευή όλων των πλακετών που συγκροτούν τη διάταξη του τριφασικού αντιστροφέα. Επίσης, αναλύονται όλα τα επιμέρους κυκλώματα που χρησιμοποιήθηκαν, καθώς και η λειτουργία των ολοκληρωμένων στοιχείων. Στο Κεφάλαιο 6 παρατίθενται τα αποτελέσματα από τις πειραματικές δοκιμές στη διάταξη του αντιστροφέα και συγκρίνονται με τα αντίστοιχα θεωρητικά. Δικαιολογούνται τυχόν διαφορές μεταξύ θεωρίας και πράξης και γίνεται εκτίμηση της απόδοσης του συστήματος τόσο σε απομονωμένο φορτίο όσο και στο δίκτυο. Τέλος, καταγράφεται η βιβλιογραφία που χρησιμοποιήθηκε και στα παραρτήματα ενσωματώνονται τα φυλλάδια των κατασκευαστών των στοιχείων που χρησιμοποιήθηκαν, τα τυπωμένα κυκλώματα των πλακετών (PCB) και οι μετρήσεις των παραγόμενων μεγεθών του μετασχηματισμού Park. 2

9 ΕΥΧΑΡΙΣΤΙΕΣ Οι λέξεις είναι λίγες για να περιγράψουν την ευγνωμοσύνη μου προς τον Καθηγητή και επιβλέποντα της Διπλωματικής μου Εργασίας κ. Εμμανουήλ Τατάκη. Το αστείρευτο ενδιαφέρον του και η καταπληκτική του μεταδοτικότητα τόσο στις παραδόσεις των μαθημάτων των Ηλεκτρονικών Ισχύος, όσο και στις πολύωρες συζητήσεις μας κατά τη διάρκεια εκπόνησης της Διπλωματικής Εργασίας, με καθοδήγησαν σωστά και σταθερά. Οι αστείρευτες γνώσεις του αποτέλεσαν και συνεχίζουν να αποτελούν πηγή θαυμασμού και έμπνευσης για μένα. Ιδιαίτερα θα ήθελα να ευχαριστήσω τη συνάδελφο Χαρούλα Ζωγόγιαννη για τον ενεργό ρόλο της στην υλοποίηση αυτής της Διπλωματικής Εργασίας, την πολύτιμη βοήθεια που μου προσέφερε και τους τρόπους αντιμετώπισης που μου υπέδειξε σε πληθώρα προβλημάτων. Επιπρόσθετα, εγκάρδιες ευχαριστίες θα ήθελα να απευθύνω στον υποψήφιο διδάκτορα κ. Στέλιο Συρίγγο. Με επιμονή και αμείωτη υπομονή, μου προσέφερε απλόχερα συμβουλές, καθοριστικής σημασίας, για τη διεκπεραίωση της Διπλωματικής μου Εργασίας. Επιπλέον, θερμές ευχαριστίες αρμόζουν στον υποψήφιο διδάκτορα κ. Δημήτρη Παπαθανασόπουλο για την εξαιρετική συνεργασία μας και τη μεγάλη προθυμία του στην επίλυση ζητημάτων που ανέκυψαν. Επίσης, ευχαριστίες απευθύνω προς όλους τους υποψήφιους διδάκτορες του Εργαστηρίου Ηλεκτρομηχανικής Μετατροπής Ενέργειας, που ο καθένας έθεσε το λιθαράκι του για την περαίωση αυτής της Διπλωματικής Εργασίας. Πολλές ευχαριστίες αρμόζουν στους συναδέλφους κκ. Χαράλαμπο-Δημήτριο Βογιατζάκη και Άγγελο Ηλιακίδη για τις πολύτιμες συμβουλές που μου προσέφεραν σε όλα τα στάδια εκπόνησης της παρούσας διπλωματικής εργασίας. Θα ήθελα να ευχαριστήσω θερμά τους γονείς μου και την οικογένεια μου για την αμέριστη ψυχολογική και οικονομική στήριξη που μου προσέφεραν κατά τη διάρκεια εκπόνησης της διπλωματικής εργασίας, καθώς χωρίς τη πίστη τους στις δυνατότητες μου τίποτα από αυτά δε θα ήταν εφικτά. Τέλος, πολλές ευχαριστίες αρμόζουν στους φίλους μου για την υπομονή και κατανόηση που έδειξαν στη προσπάθεια μου για την εκπόνηση της παρούσας διπλωματικής εργασίας. 3

10 4

11 ΠΙΝΑΚΑΣ ΠΕΡΙΕΧΟΜΕΝΩΝ ΚΕΦΑΛΑΙΟ 1 ΑΙΟΛΙΚΗ ΕΝΕΡΓΕΙΑ ΚΑΙ Η ΜΕΤΑΤΡΟΠΗ ΤΗΣ ΣΕ ΗΛΕΚΤΡΙΚΗ ΤΟ ΕΝΕΡΓΕΙΑΚΟ ΠΡΟΒΛΗΜΑ Η ΑΙΟΛΙΚΗ ΕΝΕΡΓΕΙΑ ΜΙΚΡΟΔΙΚΤΥΑ Κατηγορίες μικροδικτύων ΥΠΕΡΑΚΤΙΑ ΑΙΟΛΙΚΑ ΠΑΡΚΑ Η ΚΑΤΑΣΤΑΣΗ ΣΤΗΝ ΕΛΛΑΔΑ ΠΡΟΤΕΙΝΟΜΕΝΟ ΣΥΣΤΗΜΑ ΓΙΑ ΜΕΤΑΤΡΟΠΗ ΑΙΟΛΙΚΗΣ ΕΝΕΡΓΕΙΑΣ ΣΕ ΗΛΕΚΤΡΙΚΗ ΛΕΙΤΟΥΡΓΙΑ ΜΕΤΑΒΛΗΤΩΝ ΣΤΡΟΦΩΝ-ΣΤΑΘΕΡΗΣ ΣΥΧΝΟΤΗΤΑΣ Προτεινόμενο σύστημα διασύνδεσης ανεμογεννήτριας με το δίκτυο ΣΥΓΧΡΟΝΗ ΓΕΝΝΗΤΡΙΑ ΜΟΝΙΜΩΝ ΜΑΓΝΗΤΩΝ - ΑΝΟΡΘΩΤΙΚΗ ΓΕΦΥΡΑ Κύρια χαρακτηριστικά της ανεμογεννήτριας «Whisper 200» Ανορθωτική γέφυρα ΜΕΤΑΤΡΟΠΕΑΣ DC/DC INTERLEAVED BOOST ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΣ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑΣ ΣΥΝΕΧΟΥΣ ΤΑΣΗΣ ΣΕ ΕΝΑΛΛΑΣΣΟΜΕΝΗ Ανάλυση λειτουργίας τριφασικού αντιστροφέα Παλμοδότηση τριφασικού αντιστροφέα Έλεγχος κλειστού βρόχου τριφασικού αντιστροφέα ΚΑΤΩΔΙΑΒΑΤΟ ΦΙΛΤΡΟ LC ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΣ ΜΕΤΑΣΧΗΜΑΤΙΣΤΗΣ ΤΟΠΟΛΟΓΙΑ ΤΟΥ ΥΠΟ ΜΕΛΕΤΗ ΣΥΣΤΗΜΑΤΟΣ ΚΕΦΑΛΑΙΟ 2 ΠΡΟΣΟΜΟΙΩΣΗ ΛΕΙΤΟΥΡΓΙΑΣ ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΥ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑ ΜΕ ΠΑΛΜΟΔΟΤΗΣΗ SPWM ΣΕ ΑΠΟΜΟΝΩΜΕΝΟ ΦΟΡΤΙΟ ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΣ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑΣ ΜΕ ΩΜΙΚΟ ΦΟΡΤΙΟ ΣΤΗΝ ΕΞΟΔΟ ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΣ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑΣ ΣΕ ΩΜΙΚΟ ΦΟΡΤΙΟ ΜΕΣΩ LC ΦΙΛΤΡΟΥ. 68 5

12 2.3 ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΣ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑΣ ΣΕ ΩΜΙΚΟ ΦΟΡΤΙΟ ΜΕΣΩ LC ΦΙΛΤΡΟΥ ΚΕΦΑΛΑΙΟ 3 ΚΑΙ ΜΕΤΑΣΧΗΜΑΤΙΣΤΗ ΠΡΟΣΟΜΟΙΩΣΗ ΛΕΙΤΟΥΡΓΙΑΣ ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΥ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑ ΣΥΝΔΕΔΕΜΕΝΟΥ ΜΕ ΤΟ ΔΙΚΤΥΟ ΧΑΜΗΛΗΣ ΤΑΣΗΣ ΠΡΟΣΟΜΟΙΩΣΗ ΣΥΝΔΕΣΗΣ ΤΟΥ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑ ΣΤΟ ΔΙΚΤΥΟ ΧΑΜΗΛΗΣ ΤΑΣΗΣ ΠΡΟΣΟΜΟΙΩΣΗ ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΥ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑ ΜΕ ΣΥΝΔΕΣΗ ΣΤΟ ΔΙΚΤΥΟ ΚΑΙ ΕΛΕΓΧΟ ΚΛΕΙΣΤΟΥ ΒΡΟΧΟΥ ΠΡΟΣΟΜΟΙΩΣΗ ΕΛΕΓΧΟΥ ΚΛΕΙΣΤΟΥ ΒΡΟΧΟΥ ΥΠΟ ΣΤΑΘΕΡΗ ΠΗΓΗ ΤΡΟΦΟΔΟΣΙΑΣ Μεταβολή ενεργού ισχύος με μηδενική αναφορά αέργου ισχύος Μεταβολή αέργου ισχύος με μηδενική αναφορά ενεργού ισχύος Ταυτόχρονη μεταβολή των αναφορών ενεργού και αέργου ισχύος ΠΡΟΣΟΜΟΙΩΣΗ ΕΛΕΓΧΟΥ ΤΑΣΗΣ ΕΙΣΟΔΟΥ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑ ΜΕ ΤΡΟΦΟΔΟΣΙΑ ΑΠΟ ΠΗΓΗ ΡΕΥΜΑΤΟΣ ΠΡΟΣΟΜΟΙΩΣΗ ΣΥΝΟΛΙΚΟΥ ΣΥΣΤΗΜΑΤΟΣ ΚΕΦΑΛΑΙΟ 4 ΑΝΑΛΥΣΗ ΛΕΙΤΟΥΡΓΙΑΣ ΤΟΥ ΜΙΚΡΟΕΛΕΓΚΤΗ ΚΑΙ ΛΟΓΙΚΗ ΤΟΥ ΕΚΤΕΛΕΣΙΜΟΥ ΚΩΔΙΚΑ Ο ΜΙΚΡΟΕΛΕΓΚΤΗΣ DSPIC30F ΠΕΡΙΦΕΡΙΑΚΗ ΜΟΝΑΔΑ ΜΕΤΑΤΡΟΠΗΣ ΑΝΑΛΟΓΙΚΟΥ ΣΗΜΑΤΟΣ ΣΕ ΨΗΦΙΑΚΟ (Α/D CONVERTER) ΠΕΡΙΦΕΡΙΑΚΉ ΜΟΝΑΔΑ ΠΑΡΑΓΩΓΗΣ ΠΑΛΜΩΝ (MOTOR CONTROL PWM) ΠΕΡΙΦΕΡΕΙΑΚΗ ΜΟΝΑΔΑ ΧΡΟΝΙΣΤΩΝ/ΑΠΑΡΙΘΜΗΤΩΝ (TIMERS) ΛΟΓΙΚΗ ΤΟΥ ΕΚΤΕΛΕΣΙΜΟΥ ΚΩΔΙΚΑ ΠΑΡΑΓΩΓΗ ΠΑΛΜΩΝ ΔΙΑΜΟΡΦΩΜΕΝΩΝ ΚΑΤΑ spwm ΔΗΜΙΟΥΡΓΙΑ ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΥ ΣΥΣΤΗΜΑΤΟΣ ΣΥΓΧΡΟΝΙΣΜΕΝΟ ΜΕ ΤΟ ΔΙΚΤΥΟ ΕΛΕΓΧΟΣ ΑΝΟΙΚΤΟΥ ΒΡΟΧΟΥ ΕΛΕΓΧΟΣ ΚΛΕΙΣΤΟΥ ΒΡΟΧΟΥ

13 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 5 ΣΧΕΔΙΑΣΗ ΚΑΙ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΥ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑ ΓΡΑΜΜΙΚΑ ΤΡΟΦΟΔΟΤΙΚΑ ΣΧΕΔΙΑΣΗ ΚΑΙ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΜΕΤΡΗΤΙΚΩΝ ΤΑΣΗΣ ΚΑΙ ΡΕΥΜΑΤΟΣ ΜΕΤΡΗΤΙΚΑ ΕΝΑΛΛΑΣΣΟΜΕΝΩΝ ΜΕΓΕΘΩΝ Κύκλωμα μετρητικού εναλλασσόμενης τάσης LV25-P Κύκλωμα μετρητικού εναλλασσόμενου ρεύματος LTS-6NP ΜΕΤΡΗΤΙΚΟ ΣΥΝΕΧΟΥΣ ΤΑΣΗΣ ΦΙΛΤΡΑ BUTTERWORTH ΚΥΚΛΩΜΑ ΑΝΙΧΝΕΥΣΗΣ ΤΟΥ ΜΗΔΕΝΟΣ (ZERO CROSSING DETECTION) ΣΧΕΔΙΑΣΗ ΚΥΚΛΩΜΑΤΟΣ ΜΙΚΡΟΕΛΕΓΚΤΗ DSPIC30F ΚΥΚΛΩΜΑ ΟΔΗΓΗΣΗΣ ΤΩΝ ΗΜΙΑΓΩΓΙΚΩΝ ΣΤΟΙΧΕΙΩΝ ΑΡΧΙΚΟ ΣΤΑΔΙΟ ΕΝΙΣΧΥΣΗΣ ΚΑΙ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΗΣ ΤΩΝ ΠΑΛΜΩΝ ΤΟΥ ΜΙΚΡΟΕΛΕΓΚΤΗ ΗΛΕΚΤΡΙΚΗ ΑΠΟΜΟΝΩΣΗ ΚΥΚΛΩΜΑΤΟΣ ΕΛΕΓΧΟΥ ΑΠΟ ΤΟ ΚΥΚΛΩΜΑ ΙΣΧΥΟΣ ΕΝΙΣΧΥΣΗ ΠΑΛΜΩΝ ΓΙΑ ΤΗΝ ΟΔΗΓΗΣΗ ΤΩΝ ΗΜΙΑΓΩΓΙΚΩΝ ΣΤΟΙΧΕΙΩΝ ΤΕΧΝΙΚΗ BOOTSTRAP ΑΝΤΙΣΤΑΣΕΙΣ ΠΥΛΗΣ ΓΙΑ ΤΗΝ ΕΝΑΥΣΗ ΚΑΙ ΤΗ ΣΒΕΣΗ ΤΩΝ ΗΜΙΑΓΩΓΙΚΩΝ ΣΤΟΙΧΕΙΩΝ ΕΠΙΛΟΓΗ ΔΙΑΚΟΠΤΙΚΩΝ ΗΜΙΑΓΩΓΙΚΩΝ ΣΤΟΙΧΕΙΩΝ ΣΥΓΚΡΙΣΗ ΗΜΙΑΓΩΓΙΚΩΝ ΣΤΟΙΧΕΙΩΝ TO IGBT (INSULATED GATE BIPOLAR TRANSISTOR) ΣΥΣΤΗΜΑ ΑΠΑΓΩΓΗΣ ΘΕΡΜΟΤΗΤΑΣ (ΨΥΚΤΙΚΟ) ΠΛΑΚΕΤΕΣ ΠΛΑΚΕΤΑ ΤΡΟΦΟΔΟΤΙΚΩΝ ΠΛΑΚΕΤΑ ΜΕΤΡΗΤΙΚΩΝ ΤΑΣΗΣ ΚΑΙ ΡΕΥΜΑΤΟΣ ΠΛΑΚΕΤΑ ΦΙΛΤΡΩΝ BUTTERWORTH, TRIMMER PREF-QREF KAI ZERO CROSSING ΠΛΑΚΕΤΑ ΜΙΚΡΟΕΛEΓΚΤΗ ΠΛΑΚΕΤΑ ΑΠΟΜΟΝΩΣΗΣ ΚΑΙ ΕΝΙΣΧΥΣΗΣ ΠΑΛΜΩΝ

14 5.9.6 ΠΛΑΚΕΤΑ ΗΜΙΑΓΩΓΙΚΩΝ ΣΤΟΙΧΕΙΩΝ ΣΥΝΟΛΙΚΟ ΣΥΣΤΗΜΑ Πυκνωτές εισόδου DC τροφοδοσίας Φίλτρο LC Τριφασικός μετασχηματιστής ΚΕΦΑΛΑΙΟ 6 ΠΕΙΡΑΜΑΤΙΚΑ ΑΠΟΤΕΛΕΣΜΑΤΑ ΣΥΜΠΕΡΑΣΜΑΤΑ ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΣ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑΣ - ΩΜΙΚΟ ΦΟΡΤΙΟ ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΣ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑΣ - ΦΙΛΤΡΟ - ΩΜΙΚΟ ΦΟΡΤΙΟ ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΣ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑΣ - ΦΙΛΤΡΟ - ΜΕΤΑΣΧΗΜΑΤΙΣΤΗΣ - ΩΜΙΚΟ ΦΟΡΤΙΟ ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΣ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑΣ - ΦΙΛΤΡΟ - ΜΕΤΑΣΧΗΜΑΤΙΣΤΗΣ ΔΙΚΤΥΟ ΚΥΚΛΩΜΑ ΑΝΙΧΝΕΥΣΗΣ ΤΟΥ ΜΗΔΕΝΟΣ (ZERO CROSSING DETECTION) ΣΥΓΧΡΟΝΙΣΜΟΣ ΜΕ ΤΟ ΔΙΚΤΥΟ ΜΕΤΑΒΟΛΗ ΤΗΣ ΓΩΝΙΑΣ ΙΣΧΥΟΣ ΓΙΑ ΠΑΡΑΓΩΓΗ ΕΝΕΡΓΟΥ ΙΣΧΥΟΣ ΑΝΤΙΣΤΑΘΜΙΣΗ ΑΕΡΓΟΥ ΙΣΧΥΟΣ ΜΕΤΡΗΣΕΙΣ ΣΕ ΑΠΟΜΟΝΩΜΕΝΟ ΦΟΡΤΙΟ ΚΑΙ ΔΙΚΤΥΟ Μετρήσεις μετασχηματισμού Park ΣΥΜΠΕΡΑΣΜΑΤΑ ΚΑΙ ΠΡΟΟΠΤΙΚΕΣ ΒΙΒΛΙΟΓΡΑΦΙΑ ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Α ΜΕΤΡΗΣΕΙΣ ΜΕΤΑΣΧΗΜΑΤΙΣΜΟΥ PARK ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Β ΣΧΗΜΑΤΙΚΑ ΚΑΙ ΤΥΠΩΜΕΝΑ ΚΥΚΛΩΜΑΤΩΝ (PCB) ΠΛΑΚΕΤΩΝ ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Γ ΦΥΛΛΑΔΙΑ ΚΑΤΑΣΚΕΥΑΣΤΩΝ

15 9

16 «Η γνώση που κατακτιέται με εξαναγκασμό δε συγκρατείται στη μνήμη» Πλάτων 10

17 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 1 ΑΙΟΛΙΚΗ ΕΝΕΡΓΕΙΑ ΚΑΙ Η ΜΕΤΑΤΡΟΠΗ ΤΗΣ ΣΕ ΗΛΕΚΤΡΙΚΗ 1.1 ΤΟ ΕΝΕΡΓΕΙΑΚΟ ΠΡΟΒΛΗΜΑ Ο άνθρωπος συνδέθηκε με τον όρο ενέργεια από την πρώτη στιγμή της ύπαρξής του πάνω στη γη. Η εκμετάλλευση της ενέργειας που υπήρχε άφθονη και σε διάφορες μορφές στο φυσικό περιβάλλον ήταν το όχημα που μαζί με την ανάπτυξη των ιδιαίτερων ψυχοπνευματικών του ικανοτήτων, του έδωσαν τη δυνατότητα να ακολουθήσει τη μεγαλειώδη εξελικτική του πορεία φτάνοντας στο σημερινό του τεχνολογικό επίτευγμα. Στις μέρες μας όμως, παρατηρείται μια ραγδαία αύξηση της καταναλισκόμενης ενέργειας. Συγκριτικά με τον πρωτόγονο άνθρωπο, ο σύγχρονος χρησιμοποιεί 150 φορές περισσότερη ενέργεια ώστε να καλύψει τις ανάγκες του [1]. Σήμερα, το μεγαλύτερο ποσοστό των ενεργειακών του αναγκών καλύπτεται από συμβατικές πηγές ενέργειας (υδροηλεκτρική, ορυκτά καύσιμα, πυρηνικά καύσιμα). Η σημαντικότερη ίσως από αυτές είναι τα ορυκτά καύσιμα (Σχήμα 1.1) [1]. Η ποσότητα των καυσίμων αυτών ωστόσο δεν είναι ανεξάντλητη και γνωρίζουμε πως, με μαθηματική ακρίβεια, κάποια στιγμή θα εκλείψουν πλήρως από το εσωτερικό της γης. Δημιουργείται συνεπώς ένα πρόβλημα, λόγω της αλόγιστης κατανάλωσης ενέργειας από τη μία πλευρά και του πεπερασμένου των ορυκτών καυσίμων από την άλλη. Το πρόβλημα αυτό δεν είναι άλλο από το ενεργειακό πρόβλημα, την ανάγκη δηλαδή για κάλυψη της ζήτησης ενέργειας με τον πιο αποδοτικό τρόπο. 11

18 Σχήμα 1.1: Παγκόσμιος χάρτης κοιτασμάτων πετρέλαιού [1] Η απαίτηση για την επιμήκυνση του χρόνου εξάντλησης των γεωλογικών καυσίμων και για τη μείωση της ρύπανσης του περιβάλλοντος οδήγησε στην αξιοποίηση εναλλακτικών μορφών ενέργειας για την παραγωγή ηλεκτρικής ενέργειας. Οι περισσότερες από τις νέες μορφές ενέργειας είναι αποτέλεσμα της δράσης της ηλιακής ενέργειας [2]. Μια από τις μορφές αυτές είναι και ο άνεμος, η εκμετάλλευση του οποίου ξεκίνησε από τον άνθρωπο πριν από χιλιάδες χρόνια. Οι εφαρμογές χρήσης του ανέμου από τότε μέχρι σήμερα ποικίλουν, ξεκινώντας από τα ιστιοφόρα για τις θαλάσσιες μετακινήσεις, τους ανεμόμυλους για τη σύνθλιψη σιταριού και καταλήγοντάς, σήμερα, στις ανεμογεννήτριες για την παραγωγή ηλεκτρικής ενέργειας (Σχήμα 1.2). 12

19 Σχήμα 1.2: Μεταβολή των τρόπων εκμετάλλευσης της αιολικής ενέργειας με το πέρασμα των χρόνων [3] 1.2 Η ΑΙΟΛΙΚΗ ΕΝΕΡΓΕΙΑ Ο νόμος της διάχυσης του Fick ορίζει πως όταν δυο περιοχές έχουν άνιση ποσότητα σωματιδίων, τότε προκαλείται μια κίνηση μεταξύ αυτών και μάλιστα με ταχύτητα μεταβολής ανάλογη της διαφοράς της ποσότητας των σωματιδίων, ώστε σε κατάσταση ισορροπίας οι δυο περιοχές να έχουν τον ίδιο αριθμό [4]. Παρόμοιο φαινόμενο εξελίσσεται στην ατμόσφαιρα, όταν ανόμοιες θερμοκρασιακά αέριες μάζες αρχίζουν να κινούνται, ώστε να αποκτήσουν ίδια θερμοκρασία. Η κίνηση αυτή δημιουργεί τον άνεμο και η ενέργεια αυτή ονομάζεται αιολική. Εμμέσως πλην σαφώς, λοιπόν, υπεύθυνος για τη δημιουργία του ανέμου, είναι ο ήλιος που θερμαίνει την ατμόσφαιρα [2]. 13

20 1.2.1 ΜΙΚΡΟΔΙΚΤΥΑ Για την αξιοποίηση της αιολικής ενέργειας δημιουργήθηκαν οι ανεμογεννήτριες, με τις οποίες μετατρέπεται η κινητική ενέργεια του ανέμου σε ηλεκτρική. Αυτές χρησιμοποιούνται για την κάλυψη ή τη συμπλήρωση των ενεργειακών αναγκών απομακρυσμένων κατοικιών, βιομηχανικών μονάδων, ιστιοφόρων πλοίων κ.λ.π.. Είναι επίσης δυνατό να παραλληλίζεται η λειτουργία τους με τη χρήση ηλεκτρικών συσσωρευτών για την αποθήκευση ενέργειας, καθώς και φωτοβολταϊκών ή και ντηζελογεννητριών που λειτουργούν, όταν οι ανάγκες το απαιτούν (Σχήμα 1.3). Αυτή η συνδεσμολογία τους ορίζει ένα μικροδίκτυο το οποίο είτε λειτουργεί αυτόνομα είτε είναι συνδεδεμένο σε ένα μεγαλύτερο δίκτυο. Σχήμα 1.3: Τοπολογία μικροδικτύου Τα μικροδίκτυα αποτελούν μικρογραφίες του κεντρικού δικτύου ηλεκτροδότησης και συμβάλουν στην κατανεμημένη παραγωγή, παρέχοντας την δυνατότητα σε απομακρυσμένους καταναλωτές να έχουν αδιάλειπτη, τοπική παροχή ηλεκτρικής ενέργειας. Τα παραπάνω σε 14

21 συνδυασμό με το γεγονός ότι στα μικροδίκτυα χρησιμοποιούνται στην πλειονότητά τους ανανεώσιμες πηγές ενέργειας (ΑΠΕ), φέρνουν τα συστήματα αυτά στο επίκεντρο των τεχνολογικών εξελίξεων, τόσο στον ερευνητικό όσο και στον εμπορικό τομέα. Οι βασικές μονάδες από τις οποίες αποτελείται το μικροδίκτυο είναι οι μονάδες παραγωγής ενέργειας, οι μονάδες αποθήκευσης ενέργειας και οι μονάδες κατανάλωσης ενέργειας, δηλαδή τα φορτία. Με βάση το γεγονός ότι στην πλειονότητά τους οι μονάδες παραγωγής ενέργειας παράγουν συνεχή τάση και ρεύμα, είναι αντιληπτό ότι βασικό ρόλο σε ένα μικροδίκτυο έχουν οι αντιστροφείς (Inverters), οι οποίοι είναι υπεύθυνοι για την μετατροπή της τάσης και του ρεύματος στην εναλλασσόμενη μορφή τους, ώστε να είναι εκμεταλλεύσιμη από το δίκτυο. Οι μονάδες παραγωγής ενός μικροδικτύου μπορούν να είναι είτε κλασσικής μορφής, είτε από ήπιες μορφές ενέργειας, προσφέροντας ένα εύρος επιλογών ανάλογα με τους φυσικούς πόρους της τοποθεσίας που γίνεται η εγκατάσταση Κατηγορίες μικροδικτύων Ο διαχωρισμός των μικροδικτύων ανάλογα με το μέγεθός τους (μεγάλης και μικρής κλίμακας) και ανάλογα με τη συνδεσιμότητά τους με το κεντρικό σύστημα ηλεκτρικής ενέργειας (συνδεδεμένα και απομονωμένα) οδηγεί σε τέσσερις βασικούς τύπους μικροδικτύων [5]: 1. Μεγάλης κλίμακας μικροδίκτυα συνδεδεμένα με το δίκτυο: Τέτοιου είδους μικροδίκτυα βρίσκουν εφαρμογή σε στρατιωτικές βάσεις και σε μεγάλα πανεπιστημιακά ιδρύματα και έχουν τη δυνατότητα να λειτουργούν τόσο σε σύνδεση με το δίκτυο, όσο και σε λειτουργία νησιδοποίησης. Διαθέτουν πολλές μονάδες παραγωγής και εκτενή κεντρικό έλεγχο, αλλά και εξειδικευμένους ελεγκτές των μικροπαραγωγών για την ορθή λειτουργία του μικροδικτύου. 2. Μικρής κλίμακας μικροδίκτυα συνδεδεμένα με το δίκτυο: Συνήθως διαθέτουν μόνο μια μονάδα παραγωγής ηλεκτρικής ενέργειας και συνοδεύονται από μονάδες αποθήκευσης. Μπορούν να λειτουργήσουν τόσο σε σύνδεση με το κεντρικό δίκτυο, όσο και σε απομόνωση για τη τροφοδότηση αποκλειστικά του φορτίου για το οποίο προορίζονται. Μεγάλης κλίμακας απομονωμένα μικροδίκτυα: Τέτοιου είδους 15

22 μικροδίκτυα κατασκευάζονται για εφαρμογή σε νησιωτικές περιοχές, οι οποίες είναι ασύμφορο να συνδεθούν με το κεντρικό σύστημα ηλεκτρικής ενέργειας. Διαθέτουν πολλαπλές μονάδες παραγωγής και σύστημα διανομής της ηλεκτρικής ενέργειας στα επιμέρους φορτία της περιοχής. 3. Μικρής κλίμακας απομονωμένα μικροδίκτυα: Ο διαχωρισμός αυτών των μικροδικτύων είναι συχνά πιο σαφής, καθώς συνήθως διαθέτουν μόνο μια μονάδα παραγωγής ηλεκτρικής ενέργειας και μονάδες αποθήκευσης για την τροφοδότηση του φορτίου τους. Τυπική εφαρμογή αυτού του είδους μικροδικτύου είναι η τροφοδοσία κατοικιών που είναι απομακρυσμένες από το κεντρικό ηπειρωτικό δίκτυο και η σύνδεσή τους με αυτό είναι είτε αδύνατη, είτε ασύμφορη. Τυπικές πηγές ενέργειας ενός μικροδικτύου αποτελούν οι γεννήτριες ντίζελ ή φυσικού αερίου, συμπαραγωγής ηλεκτρικής ενέργειας και ζεστού νερού (γεννήτριες, μικροστρόβιλοι), οι ανεμογεννήτριες, τα φωτοβολταϊκά, οι κυψέλες καυσίμου, οι γεωθερμικοί και ηλιοθερμικοί σταθμοί, τα μικρά υδροηλεκτρικά, οι μονάδες που χρησιμοποιούν ως πρώτη ύλη βιομάζα, βιοντίζελ ή οποιαδήποτε άλλη μορφή ενέργειας. Η διάταξη που κατασκευάστηκε στην παρούσα διπλωματική εργασία στοχεύει στη παραγωγής ενέργειας από ανεμογεννήτριες. Η παραγωγή ηλεκτρικής ενέργειας από τον άνεμο είναι μια από τις κυριότερες μορφές ανανεώσιμων πηγών ενεργείας και με σκοπό την όσο το δυνατό μεγαλύτερη εκμετάλλευση του ανέμου η τεχνολογία κατασκευής ανεμογεννητριών έχει εξελιχθεί ραγδαία τα τελευταία χρόνια ΥΠΕΡΑΚΤΙΑ ΑΙΟΛΙΚΑ ΠΑΡΚΑ Η συστηματική χρήση πληθώρας ανεμογεννητριών τοποθετημένων σε συστοιχίες δημιουργεί τα λεγόμενα αιολικά πάρκα που επιτρέπουν τη μαζική εκμετάλλευση της αιολικής ενέργειας και τη διοχέτευσή της στο ηλεκτρικό σύστημα. Ιδιαίτερα διαδεδομένα είναι τα υπεράκτια αιολικά πάρκα, τα οποία αποτελούνται από συστοιχίες ανεμογεννητριών, τοποθετημένες σε διάφορα θαλάσσια βάθη. Ανάλογα με το θαλάσσιο βάθος, οι πύργοι των ανεμογεννητριών μπορεί να είναι είτε πακτωμένοι στο βυθό της θάλασσας, είτε πλωτοί αγκυρωμένοι στο βυθό (Σχήμα 1.4, Σχήμα 1.5). 16

23 Σχήμα 1.4: Εγκατάσταση υπεράκτιας ανεμογεννήτριας ανάλογα με το θαλάσσιο βάθος [6] Σχήμα 1.5: Ανεμογεννήτριες υπεράκτιου αιολικού πάρκου [7] Έως τώρα η εγκατάσταση των υπεράκτιων ανεμογεννητριών περιοριζόταν μόνο σε ρηχά νερά, βάθους έως 50 περίπου μέτρων, διότι η εγκατάστασή τους σε ανοιχτή θάλασσα ήταν ιδιαίτερα δαπανηρή αλλά και τεχνικά δύσκολα υλοποιήσιμη καθώς πρέπει να ληφθούν υπόψη πολλοί διαφορετικοί παράγοντες. Το κόστος εγκατάστασης των υπεράκτιων ανεμογεννητριών 17

24 ανέρχεται σε 54.5 /MWh και είναι κατά παράδοση μεγαλύτερο από αυτό των χερσαίων ανεμογεννητριών που ανέρχεται σε 28 /ΜWh [6], [8]. Διαφορετική εικόνα παρουσιάζει η νέα γενιά υπεράκτιων ανεμογεννητριών, όπου οι πλωτές εγκαταστάσεις βρίσκονται πάνω σε επιπλέουσες πλατφόρμες. Οι πλατφόρμες αυτές στερεώνονται στο βυθό με χοντρά καλώδια και έτσι μπορούν να τοποθετηθούν σε νερά με βάθος ακόμη και αρκετών εκατοντάδων μέτρων, σε μεγάλη απόσταση δηλαδή από τη στεριά. Η πρώτη ανεμογεννήτρια που επιπλέει στη θάλασσα εγκαινιάστηκε το 2009 στα ανοιχτά των νορβηγικών ακτών, στη Βόρεια Θάλασσα [6]. Η ανεμογεννήτρια αυτή ανήκει στην νορβηγική εταιρία Statoil Hydro και ονομάζεται Hywind [9] και φαίνεται στο Σχήμα 1.6, ενώ στο Σχήμα 1.7 φαίνεται το υπεράκτιο αιολικό πάρκο της εταιρίας Alpha Ventus, καθώς και ο αντίστοιχος ηλεκτρικός υποσταθμός του στη Βόρεια Θάλασσα. Σχήμα 1.6: Η ανεμογεννήτρια Hywind της Statoil Hydro στη Νορβηγία [9] 18

25 Σχήμα 1.7: Το υπεράκτιο αιολικό πάρκο Alpha Ventus της εταιρίας Adwen στη Βόρεια Θάλλασα [6] Τα κυριότερα πλεονεκτήματα των υπεράκτιων πλωτών αιολικών πάρκων σε σχέση με τα χερσαία είναι τα εξής [10]: Η ικανότητα υψηλότερης απόδοσης, της τάξεως του 20-40%, σε αντίθεση με τις χερσαίες που κυμαίνεται μεταξύ του 20-30%. Οι εγκαταστάσεις σε βαθιά νερά εξαρτώνται συνήθως λιγότερο από τις καιρικές συνθήκες. Ο άνεμος είναι κατά κανόνα ισχυρότερος και σταθερότερος έξω από την ακτή, επιτρέποντας μεγαλύτερη ηλεκτροπαραγωγή. Εμπόδια, όπως βουνά, κτίρια και δένδρα δεν υπάρχουν στη θάλασσα. Οι δυνατότητες ανάπτυξης αιολικών πάρκων στην ξηρά αρχίζουν να περιορίζονται λόγω του μεγάλου μεγέθους των μηχανών, της κατάληψης σημαντικών εκτάσεων γης και της οπτικής και ηχητικής όχλησης, ενώ οι πιέσεις για την επίτευξη των στόχων παραγωγής από ΑΠΕ αυξάνονται. Τα θαλάσσια αιολικά πάρκα, γενικά, προκαλούν λιγότερες αντιδράσεις του κοινού αναφορικά με τις επιπτώσεις τους στο τοπίο ή το θόρυβο. 19

26 Πολλά μεγάλα αστικά κέντρα βρίσκονται συχνά κοντά στην ακτή, οπότε η παραγωγή ηλεκτρισμού σε μικρή απόσταση είναι πρόσφορη. Μεγάλες πλατφόρμες θα είναι δυνατόν να φιλοξενήσουν πρόσθετες δραστηριότητες όπως ιχθυοκαλλιέργεια, αφαλάτωση, παραγωγή υδρογόνου ή φωτοβολταϊκά. Αυξάνοντας το πλήθος των υπεράκτιων ανεμογεννητριών ενός αιολικού πάρκου, είναι δυνατή η απορρόφηση σημαντικού μέρους της ενέργειας μεγάλων τυφώνων, μειώνοντας την ταχύτητα του ανέμου έως 92 μίλια την ώρα και την ορμή του τυφώνα έως 79%. Παρόλα αυτά τα υπεράκτια πλωτά αιολικά πάρκα παρουσιάζουν και ορισμένα σημαντικά μειονεκτήματα, τα οποία θα πρέπει να ληφθούν υπόψη για τη μαζική παραγωγή τους [10]: Το πρόβλημα σταθερότητας της πλωτής πλατφόρμας είναι ίσως το σημαντικότερο. Σε αυτή στεγάζεται μια μεγάλη μάζα, η οποία βρίσκεται σε ύψος 100m πάνω από την επιφάνεια του νερού, με αποτέλεσμα επιδράσεις απόνερων και στροβίλων να επηρεάζουν το φορτίο και τις κινήσεις της πλατφόρμας. Η διάβρωση είναι πάντα ένα δυνητικό πρόβλημα στις θαλάσσιες εγκαταστάσεις και χρειάζεται κατάλληλη επιλογή των υλικών και πολύ επιμελή κατασκευή. Η αύξηση της διαθεσιμότητας των υπεράκτιων ανεμογεννητριών προϋποθέτει μείωση των διακοπών για συντήρηση, ιδιαίτερα αυτών που συμπίπτουν με εχθρικές καιρικές συνθήκες. Το κυριότερο μη τεχνολογικό πρόβλημα είναι η αβεβαιότητα σε ό,τι αφορά τους κανονισμούς, καθώς η χρονική διάρκεια έγκρισης σχεδίων υπεράκτιων πάρκων κυμαίνεται μεταξύ 7 και 10 ετών, είναι δηλαδή μεγαλύτερη από όλα σχεδόν τα άλλα έργα παραγωγής ενέργειας. Σε σχέση με τα χερσαία, τα υπεράκτια αιολικά πάρκα έχουν υψηλότερο κόστος σε ποσοστό που μπορεί να υπερβεί το 100%. Το βάθος του νερού, η απόσταση από την ακτή, η θεμελίωση, η σύνδεση με το δίκτυο και η υποδομή που απαιτείται για τη λειτουργία και συντήρηση είναι οι εμφανέστεροι παράγοντες που καθορίζουν το συνολικό κόστος κατά τη διάρκεια ζωής του έργου. Τέλος, κύρια ένσταση οικολογικών οργανώσεων για τα υπεράκτια αιολικά πάρκα είναι ότι ο θόρυβος που διαδίδεται κάτω από την επιφάνεια της θάλασσας και μπορεί να έχει σημαντικές επιπτώσεις, κυρίως στα θαλάσσια θηλαστικά. 20

27 1.2.3 Η ΚΑΤΑΣΤΑΣΗ ΣΤΗΝ ΕΛΛΑΔΑ Το ελληνικό αιολικό δυναμικό είναι υψηλό. Ειδικότερα, σε κάποιες περιοχές των ελληνικών θαλασσών, το τοπικό δυναμικό είναι από τα υψηλότερα της Ευρώπης. Η συνολική εγκατεστημένη αιολική ισχύς ήταν, το 2009, 1063 MW. Στη διάρκεια της δεκαετίας , η συνολική εγκατεστημένη ισχύς όλων των τεχνολογιών ΑΠΕ αυξήθηκε από τα 278 MW στα 1734 MW, δηλαδή με μέσο ρυθμό 150 MW ανά έτος, κυρίως λόγω των αιολικών πάρκων [10]. Το υπεράκτιο αιολικό δυναμικό του ελληνικού χώρου φαίνεται πολύ υψηλό και εκτιμάται περίπου πως 1.5 GW υπεράκτιας αιολικής ισχύος είναι πιθανό να εγκατασταθεί μέχρι το 2020 [10]. Υπάρχουν όμως πολλές δυσκολίες που συνδέονται με το βάθος των νερών, τις χρονοβόρες, γραφειοκρατικές και αβέβαιες διαδικασίες αδειοδότησης και την αναγκαία κατασκευή ηλεκτρικού δικτύου που να μπορεί να μεταφέρει την παραγόμενη ενέργεια. Τεχνικά προβλήματα υπάρχουν σε κάποιες περιπτώσεις, όπου το βάθος της θάλασσας ξεπερνά τα 35 m, ενώ τα μη τεχνικά προβλήματα συνδέονται με τοπικές αντιδράσεις από κοινότητες κατοίκων, οπτική όχληση, ανησυχίες για παρεμπόδιση της τουριστικής ανάπτυξης, αντιρρήσεις από αρχαιολογικές υπηρεσίες ή από υπηρεσίες προστασίας του φυσικού περιβάλλοντος, στρατιωτικές χρήσεις κ.λ.π. Μέχρι τώρα, έχουν γίνει σχέδια για υπεράκτια αιολικά πάρκα ρηχών νερών (θεμελιωμένα στο βυθό) με συνολική ισχύ 2681 ΜW στις περιοχές: Αλεξανδρούπολη, Πόρτο Λάγος, Λήμνος, Αντίρριο, Οθωνοί, Διαπόντια νησιά, Πεταλιοί, Κύμη, Ναύπακτος. Ειδικότερα, η σχεδιαζόμενη μεγάλη υπεράκτια εγκατάσταση βόρεια της Λήμνου, ισχύος περίπου 500 MW, περιλαμβάνει 81 ανεμογεννήτριες και έχει προβλεπόμενο κόστος 2 δισεκατομμυρίων Ευρώ [10]. Στα νησιά η παραγωγή ηλεκτρισμού μέχρι σήμερα γίνεται κυρίως με πετρελαϊκούς σταθμούς, κατάσταση που αναμένεται να αλλάξει όταν ολοκληρωθούν οι διασυνδέσεις των Κυκλάδων και της Κρήτης με το ηπειρωτικό σύστημα, οι οποίες θα δώσουν περαιτέρω δυνατότητες αξιοποίησης του μεγάλου τοπικού δυναμικού ΑΠΕ και ιδιαίτερα του υπεράκτιου δυναμικού. Κατά την επόμενη δεκαετία, οι διασυνδέσεις μπορούν να επεκταθούν ώστε να καλύψουν το σύνολο των νησιών του Αιγαίου καθώς και σημαντικό αριθμό υπεράκτιων αιολικών πάρκων που θα μπορούσαν να αναπτυχθούν. Η ανάπτυξη μεγάλης βιομηχανικής δραστηριότητας, ειδικά στην υπεράκτια αιολική ενέργεια, αποτελεί ίσως μια από τις προσφορότερες ευκαιρίες για την ανάπτυξη εύρωστης 21

28 παραγωγικής και εξαγωγικής υποδομής στη χώρα, κυρίως στον τομέα παραγωγής ηλεκτρισμού αλλά, ενδεχομένως, και σε διάφορους τομείς μεταποίησης. Προφανώς, το ενδεχόμενο ανάπτυξης της υπεράκτιας αιολικής ενέργειας επιβάλλει να γίνουν γρήγορες, ουσιαστικές και αποτελεσματικές οι διαδικασίες αδειοδότησης, ώστε να ελαχιστοποιηθεί ο χρόνος υλοποίησης των σχεδίων. Για να αντιμετωπιστεί το μέγεθος των υπεράκτιων δραστηριοτήτων, ιδιαίτερα των βαθέων υδάτων, είναι απαραίτητο να ενισχυθούν, να απλοποιηθούν και να εξειδικευτούν οι αδειοδοτούσες υπηρεσίες. 1.3 ΠΡΟΤΕΙΝΟΜΕΝΟ ΣΥΣΤΗΜΑ ΓΙΑ ΜΕΤΑΤΡΟΠΗ ΑΙΟΛΙΚΗΣ ΕΝΕΡΓΕΙΑΣ ΣΕ ΗΛΕΚΤΡΙΚΗ Ανεξάρτητα από τη θέση και τη μορφή των ανεμογεννητριών, σκοπός τους είναι η μετατροπή της ενέργειας του ανέμου σε ηλεκτρική. Οι τρόποι μετατροπής ποικίλουν ανάλογα με το είδος της ανεμογεννήτριας και το σύστημα μετατροπής της αιολικής ενέργειας σε ηλεκτρική. Στη συνέχεια του κεφαλαίου θα προταθεί ένα σύστημα μετατροπής αιολικής ενεργείας σε ηλεκτρική για μια ανεμογεννήτρια κατακόρυφου άξονα που στεγάζεται στην οροφή του Εργαστηρίου Ηλεκτρομηχανικής Μετατροπής Ενέργειας [11]. Για την εκμετάλλευση της αιολικής ενέργειας λοιπόν, είναι απαραίτητη η κατασκευή ενός συστήματος, το οποίο θα τη μετατρέπει σε μορφή εκμεταλλεύσιμη από τον άνθρωπο. Το σύστημα αυτό δεν είναι άλλο από το αιολικό, το οποίο μετατρέπει αρχικά μέσω πτερυγίων την ενέργεια του ανέμου σε κινητική και ύστερα μέσω της ανεμογεννήτριας την κινητική σε ηλεκτρική [12]. Στο Σχήμα 1.8 φαίνεται η πορεία της ενέργειας για τη μετατροπή της από αιολική σε ηλεκτρική και την εκμετάλλευση από τον άνθρωπο. Σχήμα 1.8: Αιολικό σύστημα για τη μετατροπή της ενέργειας του ανέμου σε ηλεκτρική [12] 22

29 Καθώς ο άνεμος προσπίπτει στα πτερύγια της αεροδυναμικής διάταξης, δημιουργούνται ζεύγη δυνάμεων που τείνουν να περιστρέψουν την έλικα. Η περιστροφή αυτή μεταφράζεται σε μηχανικό έργο μέσω του άξονα ενός ανεμοκινητήρα, ο οποίος με μηχανικό σύστημα προσαρμογής (συμπλέκτης) είναι συνδεδεμένος με τον άξονα μιας ηλεκτρογεννήτριας. Η παραγόμενη ηλεκτρική ενέργεια από τη γεννήτρια μπορεί είτε να εγχυθεί στο δίκτυο, είτε να αποθηκευτεί σε κάποια μονάδα αποθήκευσης, όπως μπαταρίες ή υπερπυκνωτές, όταν υπάρχει ασυμφωνία μεταξύ ζήτησης και παραγωγής. Η αποθηκευμένη ενέργεια καλύπτει το ενεργειακό έλλειμμα, όταν η ανεμογεννήτρια αδυνατεί να παράγει το απαιτούμενο ποσό ενέργειας, λόγω πτώσης της έντασης του ανέμου κάτω από ένα συγκεκριμένο επίπεδο (κατώφλι έναρξης λειτουργίας της ανεμογεννήτριας) [12] ΛΕΙΤΟΥΡΓΙΑ ΜΕΤΑΒΛΗΤΩΝ ΣΤΡΟΦΩΝ-ΣΤΑΘΕΡΗΣ ΣΥΧΝΟΤΗΤΑΣ Με σκοπό την ανεξαρτητοποίηση της ταχύτητας περιστροφής της ανεμογεννήτριας από τη συχνότητα του δικτύου, επιλέχθηκε η λειτουργία μεταβλητών στροφών-σταθερής συχνότητας του αιολικού συστήματος [12]. Στο Σχήμα 1.9 φαίνεται η τοπολογία του αιολικού συστήματος μεταβλητών στροφών-σταθερης συχνότητας. Σχήμα 1.9: Αιολικό σύστημα μεταβλητών στροφών σταθερής συχνότητας [12] Σύμφωνα με το Σχήμα 1.9, στη λειτουργία μεταβλητών στροφών-σταθερής συχνότητας, παρεμβάλλεται μεταξύ της ανεμογεννήτριας και του δικτύου, σύστημα το οποίο απεμπλέκει τη συχνότητα περιστροφής του ανεμοκινητήρα, που εξαρτάται από την ταχύτητα του ανέμου, από τη συχνότητα του δικτύου που είναι σταθερή. Για το σκοπό αυτό και τη σύνδεση της ηλεκτρικής γεννήτριας στο δίκτυο σταθερής συχνότητας, έχουν προταθεί παλαιότερα διάφορες 23

30 μέθοδοι με χρήση υδραυλικών συστημάτων ή κιβωτίων ταχυτήτων μεταβαλλόμενου λόγου. Λόγω, όμως, αυξημένων απωλειών, αναγκών συντήρησης και έλλειψης αξιοπιστίας, οι μέθοδοι αυτές έχουν πλέον υποσκελιστεί από την ευρύτατη χρήση ηλεκτρονικών μετατροπέων ισχύος Προτεινόμενο σύστημα διασύνδεσης ανεμογεννήτριας με το δίκτυο Tο σύστημα που προτείνεται για τη μετατροπή της αιολικής ενέργειας σε ηλεκτρική φαίνεται στο Σχήμα 1.10 και αναλύεται διεξοδικά παρακάτω. Σχήμα 1.10: Σύστημα διασύνδεσης ανεμογεννήτριας με το δίκτυο χαμηλής τάσης Το σύστημα αυτό, ανεξαρτητοποιεί τις στροφές της ανεμογεννήτριας από τη συχνότητα του δικτύου. Αυτό έχει ως αποτέλεσμα οι στροφές της ανεμογεννήτριας να μεταβάλλονται ανάλογα με την ταχύτητα του ανέμου, ενώ η συχνότητα των παραγόμενων στην έξοδο του συστήματος τάσεων να παραμένει σταθερή και ίση με τη συχνότητα του δικτύου. Ανάλογα με την ταχύτητα του ανέμου, μια σύγχρονη γεννήτρια μονίμων μαγνητών παράγει στην έξοδό της μια εναλλασσόμενη τάση μεταβλητού πλάτους και συχνότητας. Η τάση αυτή στη συνέχεια έρχεται ως είσοδος στην ανορθωτική διάταξη (μετατροπέας AC/DC), η οποία είναι μια τριφασική γέφυρα διόδων και μετατρέπεται από εναλλασσόμενη σε συνεχή. Η τάση στην έξοδο του ανορθωτή, αν και συνεχής, έχει μεταβαλλόμενη τιμή, ανάλογη των μεταβολών του ανέμου. Στη συνέχεια, η συνεχής αυτή τάση εισέρχεται σε ένα μετατροπέα DC/DC. Ο μετατροπέας είναι τύπου ανύψωσης τάσης και κύριος σκοπός του είναι η μέγιστη απομάστευση ισχύος από την ανεμογεννήτρια με έλεγχο κλειστού βρόχου. Ανάλογα λοιπόν με τον έλεγχο κλειστού βρόχου, η τάση και το ρεύμα εξόδου του μετατροπέα ανύψωσης τάσης ρυθμίζονται κατάλληλα ώστε να διοχετεύεται στην επόμενη βαθμίδα πάντα η μέγιστη δυνατή ισχύς, για δεδομένη 24

31 ταχύτητα ανέμου. Στο επόμενο στάδιο, βρίσκεται ένας αντιστροφέας (μετατροπέας DC/AC), ο οποίος δέχεται ως είσοδο τη συνεχή τάση εξόδου του μετατροπέα ανύψωσης τάσης. Ο ρόλος του εν λόγω αντιστροφέα είναι διττός. Στόχος του είναι η μετατροπή της συνεχούς τάσης εισόδου του σε εναλλασσόμενη, όμως με έλεγχο της παλμοδότησης των ημιαγωγικών του στοιχείων, ο αντιστροφέας αυτός στοχεύει και να διατηρεί την τάση εισόδου του σταθερή, εκχέοντας στο δίκτυο όση ισχύ του προσφέρεται από την προηγούμενη βαθμίδα. Στην έξοδο του αντιστροφέα συνδέεται ένα χαμηλοπερατό φίλτρο LC, το οποίο αποκόπτει τις αρμονικές με συχνότητες μεγαλύτερες της βασικής αρμονικής. Στην περίπτωσή μας, είναι επιθυμητή η σύνδεση με το δίκτυο χαμηλής τάσης, συνεπώς ως βασική αρμονική επιλέγεται η συχνότητα δικτύου, η οποία και προκύπτει ως έξοδος του LC φίλτρου. Στο τελικό στάδιο του συστήματος βρίσκεται ένας μετασχηματιστής, που στοχεύει στην ανύψωση της τάσης σε επίπεδο ανάλογο με την τάση δικτύου. Όλες οι βαθμίδες του συστήματος που περιγράφηκαν παραπάνω εξετάζονται αναλυτικότερα στις επόμενες ενότητες. Αυτός ο τρόπος σύνδεσης αποσκοπεί κυρίως στη μέγιστη απομάστευση ισχύος από τον ανεμοκινητήρα, μεταβάλλοντας κατάλληλα κάθε φορά τη γωνιακή ταχύτητά του μέσω του ηλεκτρονικού ελέγχου που περιγράφηκε πιο πάνω. Ο βασικός λόγος που οδήγησε στη χρήση της λειτουργίας μεταβλητών στροφών-σταθερής συχνότητας είναι η βελτιστοποίηση της ενεργειακής απόδοσης, η οποία, όπως περιγράφηκε, είναι μειωμένη στη λειτουργία σταθερών στροφών-σταθερής συχνότητας. Στο Σχήμα 1.11, δίνεται μια τυπική μορφή των καμπυλών της αεροδυναμικής ισχύος του δρομέα της ανεμογεννήτριας συναρτήσει της ταχύτητας περιστροφής του με παράμετρο την ταχύτητα του ανέμου. Όπως φαίνεται, όταν η ταχύτητα του δρομέα είναι σταθερή, η ισχύς που αποδίδει ο ανεμοκινητήρας είναι η μέγιστη δυνατή μόνο για μια ταχύτητα ανέμου, ενώ για όλες τις υπόλοιπες ταχύτητες η ισχύς είναι μικρότερη της μέγιστης. Με τον έλεγχο της ταχύτητας μέσω των μετατροπέων, το σημείο λειτουργίας κινείται πάντοτε στην κορυφή των αντίστοιχων καμπυλών (Σχήμα 1.11), δηλαδή πάνω στην καμπύλη μέγιστης απόδοσης ισχύος (Maximum Power Point Tracking-MPPT) [12]. 25

32 Σχήμα 1.11: Αποδιδόμενη αεροδυναμική ισχύς συναρτήσει της ταχύτητας ανέμου [12] ΣΥΓΧΡΟΝΗ ΓΕΝΝΗΤΡΙΑ ΜΟΝΙΜΩΝ ΜΑΓΝΗΤΩΝ - ΑΝΟΡΘΩΤΙΚΗ ΓΕΦΥΡΑ Στη συνέχεια θα ακολουθήσει μια σύντομη ανάλυση της ανεμογεννήτριας που έχουμε στη διάθεσή μας και του τρόπου λειτουργίας της. Η ανεμογεννήτρια του υπό μελέτη συστήματος είναι οριζοντίου άξονα και βρίσκεται εγκατεστημένη στην οροφή του Εργαστηρίου Ηλεκτρομηχανικής Μετατροπής Ενέργειας [11] Κύρια χαρακτηριστικά της ανεμογεννήτριας «Whisper 200» Η ανεμογεννήτρια του υπό μελέτη συστήματος είναι το μοντέλο «Whisper 200» της εταιρείας Southwest Windpower και είναι σύγχρονη γεννήτρια μόνιμων μαγνητών σε διάταξη τριγώνου [11]. Το συγκεκριμένο μοντέλο είναι σχεδιασμένο να παράγει ονομαστική ισχύ 1000W σε ταχύτητα ανέμου 11,6 m/s. Το τεχνικό φυλλάδιο με αναλυτικές πληροφορίες βρίσκεται στο Παράρτημα Ε. Όπως φαίνεται και στο Σχήμα 1.12, εκτός της ανεμογεννήτριας, είναι εγκατεστημένα ένα ανεμόμετρο και ένας ανεμοδείκτης για να παρέχονται όλες οι απαραίτητες πληροφορίες για την κατεύθυνση και την ένταση του ανέμου. Τα δεδομένα αυτά συλλέγονται από ένα data 26

33 logger που βρίσκεται στο κτίριο του εργαστηρίου και μπορούν μετέπειτα να υποστούν επεξεργασία [11]. Σχήμα 1.12: Εγκατεστημένη ανεμογεννήτρια του Εργαστηρίου Ηλεκτρομηχανικής Μετατροπής Ενέργειας α) εμπρόσθια και β) πίσω όψη Από τα δεδομένα και τις μετρήσεις στην έξοδο της ανορθωτικής γέφυρας που διενεργήθηκαν στα πλαίσια της διπλωματικής εργασίας του συναδέλφου Ιακώβου Γιακουμή [11], προέκυψε ο Πίνακας 1.1 με τα χαρακτηριστικά μεγέθη της ανεμογεννήτριας. Ονομαστική Ισχύς Εξόδου 1000 W Ελάχιστη Τάση Εξόδου Ανορθωτή 40 V Μέγιστη Τάση Εξόδου Ανορθωτή 100 V Ελάχιστη Ταχύτητα Ανέμου 3,1 m/s Μέγιστη Ταχύτητα Ανέμου 55 m/s Ονομαστική Ταχύτητα Ανέμου 11.6 m/s Πίνακας 1.1: Χαρακτηριστικά μεγέθη ανεμογεννήτριας [11] Από τις τιμές του παραπάνω πίνακα φαίνεται να υπάρχει μια αντιστοιχία μεταξύ της ταχύτητας ανέμου με την τάση εξόδου του ανορθωτή. Πιο συγκεκριμένα, για μέγιστη ταχύτητα 27

34 ανέμου (55m/s), η τάση εξόδου του ανορθωτή είναι 100V, που είναι και η μέγιστη τιμή τάσης εξόδου του, ενώ αντίστοιχα για ελάχιστη ταχύτητα ανέμου (3,1m/s), η τάση εξόδου του είναι 40V, δηλαδή η ελάχιστη τιμή της τάσης εξόδου του. Εύκολα συμπεραίνουμε λοιπόν πως τα όρια της τάσης εξόδου του ανορθωτή κυμαίνονται από V. Στο Σχήμα 1.13 παρατίθεται η χαρακτηριστική ισχύος-ταχύτητας της ανεμογεννήτριας Whisper 200, όπως αυτή δίνεται από τον κατασκευαστή. Σχήμα 1.13: Καμπύλη ισχύος-ταχύτητας ανέμου ανεμογεννήτριας «Whisper 200» 28

35 Η σύγχρονη γεννήτρια μόνιμων μαγνητών προτιμάται στις εφαρμογές ανεμογεννητριών έναντι της σύγχρονης γεννήτριας με τύλιγμα διέγερσης, αφού το μαγνητικό πεδίο παράγεται από τους μόνιμους μαγνήτες και η απουσία κυκλώματος διέγερσης συνεπάγεται απλούστερη κατασκευή, λιγότερη συντήρηση και μεγαλύτερη απόδοση, εφόσον δεν υπάρχουν απώλειες χαλκού στα τυλίγματα διέγερσης. Επίσης, προτιμάται έναντι της ασύγχρονης μηχανής, η οποία χρειάζεται συστοιχία πυκνωτών για τη δημιουργία του πεδίου (αυτοδιεγειρόμενη μηχανή). Ωστόσο, το κόστος των μόνιμων μαγνητών παραμένει αρκετά υψηλό, γιατί κατασκευάζονται από σπάνιες γαίες (όπως νεοδύμιο Nd, γαδολίνιο Gd, σαμάριο Sm κτλ.) και κράματα αυτών (όπως οι μαγνήτες νεοδυμίου-σιδήρου-βορίου Nd-Fe-B). Επιπλέον, χάνουν τις μαγνητικές τους ιδιότητες (απομαγνήτιση) με την πάροδο του χρόνου ή κάτω από υψηλές θερμοκρασίες (σημείο Curie) [13], γεγονός που απαιτεί καλό σχεδιασμό της ψύξης της μηχανής. Το ισοδύναμο ηλεκτρικό μοντέλο μιας σύγχρονης γεννήτριας παρουσιάζεται στο Σχήμα Σχήμα 1.14: Ηλεκτρικό ισοδύναμο μοντέλο σύγχρονης γεννήτριας Με βάση το Σχήμα 1.14, φαίνεται πως η τάση και το ρεύμα κάθε φάσης στην έξοδο της γεννήτριας συνδέονται με την παρακάτω σχέση [14]: 29

36 U S = E P R S I S L S di S dt (1. 1) Όπου Us: εναλλασσόμενη τάση εξόδου γεννήτριας Εp: επαγόμενη τάση στάτη Is: ρεύμα εξόδου της γεννήτριας (ρεύμα στάτη) Rs: αντίσταση στάτη Ls: επαγωγή στάτη Η επαγόμενη τάση Εp δίνεται από τη σχέση: E p = kφω R (1.2) Όπου k: σταθερά που εξαρτάται από τα κατασκευαστικά χαρακτηριστικά της μηχανής Φ: μαγνητική ροή στο εσωτερικό της μηχανής ωr: ταχύτητα περιστροφής του δρομέα της μηχανής Συνδυάζοντας τις δυο παραπάνω σχέσεις, προκύπτει: U S = kφω R R S I S L S di S dt (1.3) Είναι λοιπόν φανερό πως η τάση εξόδου της ανεμογεννήτριας εξαρτάται από τη γωνιακή ταχύτητα του δρομέα και το ρεύμα εξόδου Ανορθωτική γέφυρα Η ανορθωτική γέφυρα που χρησιμοποιείται στο σύστημά μας αποτελείται από διόδους με αποτέλεσμα να καθίσταται μη ελεγχόμενη (Σχήμα 1.15). Αυτή μπορεί να δεχτεί ρεύμα έως 30A και στην έξοδό της συνδέεται ένας πυκνωτής εξομάλυνσης της τάσης εξόδου. Η έλλειψη ελέγχου την καθιστά απλούστερη, φθηνότερη και αποδοτικότερη σε σύγκριση με άλλους ελεγχόμενους ανορθωτές. Στον αντίποδα βέβαια, η μη ύπαρξη ελέγχου απαγορεύει και την αντιστροφή ροής ισχύος. 30

37 Σχήμα 1.15: Ανορθωτική γέφυρα στην έξοδο της σύγχρονης γεννήτριας [15] Η τάση στην έξοδο μιας τριφασικής ανορθωτικής γέφυρας με διόδους υπολογίζεται συναρτήσει της πολικής τάσης εισόδου από την ακόλουθη σχέση [15]: V Out In dc = 2V πολ.rms (1.4) Σύμφωνα με τον Πίνακας 1.1, η έξοδος της ανορθωτικής διάταξης κυμαίνεται από V. Θεωρώντας γραμμική μεταβολή της τάσης εξόδου του ανορθωτή με την αποδιδόμενη ισχύ της ανεμογεννήτριας, η ελάχιστη τιμή της ισχύος εξόδου της αντιστοιχεί στην ελάχιστη τάση εξόδου της ανορθωτικής γέφυρας. Τότε, αν η ελάχιστη αποδιδόμενη ισχύς της ανεμογεννήτριας είναι P min = 5% 1000W = 50W και η ελάχιστη τάση εξόδου του ανορθωτή 40V υποθέτοντας πως τότε εμφανίζεται το ελάχιστο ρεύμα, αυτό θα ισούται με: Αντίστοιχα, το μέγιστο ρεύμα που θα εμφανίζεται είναι: Ι min = P min = 50W = 1,25A (1.5) V min 40V Ι max = P max = 1000W = 10A (1.6) V max 100V Ο πυκνωτής διασύνδεσης της ανορθωτικής γέφυρας με τον μετατροπέα ανύψωσης τάσης επιλέγεται να είναι C=470μF. Η τιμή του αυτή τον κάνει αρκετά μεγάλο ώστε να εξομαλύνει την τάση και αρκετά μικρό ώστε να έχει μικρούς χρόνους φόρτισης και εκφόρτισης, 31

38 μεταβάλλοντας γρήγορα την τάση του, ανάλογα και με τις μεταβολές στην ταχύτητα του ανέμου ΜΕΤΑΤΡΟΠΕΑΣ DC/DC INTERLEAVED BOOST Στην έξοδο της ανορθωτικής γέφυρας βρίσκεται ένας μετατροπέας ανύψωσης τάσης. Σκοπός του μετατροπέα είναι η απομάστευση μέγιστης ισχύος από την ανεμογεννήτρια. Για το σύστημά μας θεωρήθηκε ως καταλληλότερος ο μετατροπέας Interleaved Boost (Σχήμα 1.16) [16]. Η διαφορά του από έναν κλασσικό μετατροπέα Boοst έγκειται στις απώλειες αγωγής. Η τοπολογία του Interleaved Boost προσφέρει χαμηλότερες απώλειες αγωγής σε σύγκριση με τον κλασσικό μετατροπέα Boost, όπως αυτό παρατηρήθηκε και από προηγούμενη κατασκευή. Έτσι, σε ισχύ 1kW ο Interleaved Boost έχει υψηλότερο βαθμό απόδοσης από τον κλασσικό μετατροπέα Boost. Η λειτουργία και των δυο παραπάνω μετατροπέων αναλύεται διεξοδικά στη διπλωματική του συναδέλφου Ιωάννη Γκαρτζώνη [16]. Σχήμα 1.16: Τοπολογία μετατροπέα Interleaved Boost [16] Στόχος του μετατροπέα είναι ο έλεγχος του ρεύματος και της τάσης με σκοπό τη μέγιστη απομάστευση ισχύος. Προκειμένου να υλοποιηθεί ο έλεγχος αυτός, ο οποίος έχει επικρατήσει στη βιβλιογραφία ως «Εύρεση σημείου Μέγιστης ισχύος-maximum Power Point Tracking 32

39 MPPT», εφαρμόζονται διάφορες τεχνικές [16]. Μια από αυτές είναι και ο αλγόριθμος Διαταραχής και Παρατήρησης ή P&Q (Perturbation and Observation algorithm). Αυτός είναι και ο αλγόριθμος που επιλέχθηκε για το σύστημά μας. Η λογική του αλγορίθμου βασίζεται στις συνεχείς διαταραχές του λόγου κατάτμησης και στις παρατηρήσεις της ισχύος σε κάθε διαταραχή με σκοπό να βρεθεί το MPP. Πιο συγκεκριμένα, με τον αλγόριθμο αυτό μεταβάλλεται κατά ένα μικρό βήμα dδ ο λόγος κατάτμησης και ελέγχεται η μεταβολή της ισχύος για αυτήν τη μεταβολή. Αν η νέα ισχύς είναι μεγαλύτερη από την προηγούμενη, επαναλαμβάνεται η ίδια μεταβολή, ενώ αντίθετα αν η νέα ισχύς είναι μικρότερη από την προηγούμενη, τότε η μεταβολή αλλάζει και αποκτά φορά αντίθετη της προηγούμενης (- dδ ). Εύκολα προκύπτει πως ο αλγόριθμος αυτός θα ταλαντούται αέναα γύρω από το MPP, καθώς κάθε μεταβολή που θα αποκλίνει από αυτό θα αντισταθμίζεται από μία ίδιου μέτρου και αντίθετης φοράς μεταβολή. Όπως προέκυψε από τη διπλωματική εργασία του συναδέλφου Ιωάννη Β. Γκαρτζώνη, η τάση εξόδου του Interleaved Boost μετατροπέα μπορεί να μεταβάλλεται σε ένα εύρος από ,2V, ενώ η τάση στην είσοδο του κυμαίνεται μεταξύ V. Η ελάχιστη τιμή του πυκνωτή διασύνδεσης με τον αντιστροφέα, η οποία εγγυάται τη σωστή λειτουργία του συστήματος, είναι τα 50mF. Τέλος, η επιλογή της διακοπτικής συχνότητας έγινε με βάση τη κυμάτωση του ρεύματος εισόδου. Όσο αυξάνεται η διακοπτική συχνότητα, τόσο η κυμάτωση του ρεύματος εισόδου μειώνεται. Προκειμένου λοιπόν η τελευταία να διατηρηθεί σε χαμηλές τιμές επιλέγεται διακοπτική συχνότητα 50kHz [16] ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΣ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑΣ ΣΥΝΕΧΟΥΣ ΤΑΣΗΣ ΣΕ ΕΝΑΛΛΑΣΣΟΜΕΝΗ Στην έξοδο του Interleaved Boost μετατροπέα συνδέεται η τοπολογία του τριφασικού αντιστροφέα, ενώ μεταξύ τους παρεμβάλλεται ένας πυκνωτής διασύνδεσης. Ο αντιστροφέας στοχεύει τόσο στη μετατροπή της συνεχούς τάσης εισόδου του σε τριφασική εναλλασσόμενη για τη σύνδεση με το δίκτυο όσο και σε έλεγχο της παρεχόμενης στο δίκτυο ισχύος με σταθεροποίηση της τάσης εισόδου του, με χρήση κατάλληλου κυκλώματος ελέγχου της τάσης αυτής. 33

40 Ανάλυση λειτουργίας τριφασικού αντιστροφέα Ο απλούστερος μονοφασικός αντιστροφέας είναι αυτός σε συνδεσμολογία ημιγέφυρας (Σχήμα 1.17). Η τοπολογία του απαιτεί την υπάρξει μόνο δυο ημιαγωγικών στοιχείων για τη δημιουργία εναλλασσόμενης τάσης στην έξοδό του. Το είδος των ημιαγωγικών στοιχείων ποικίλει και μπορεί να είναι από IGBT ή MOSFET έως και Thyristor. Σχήμα 1.17: Τοπολογία μονοφασικού αντιστροφέα ημιγέφυρας Η λειτουργία του παραπάνω αντιστροφέα είναι απλή. Η είσοδος του είναι μια συνεχής τάση, τιμής Vd, η οποία μοιράζεται ισόποσα σε δυο σειριακά συνδεδεμένους πυκνωτές εισόδου σε Vd/2. Τα δυο ημιαγωγικά στοιχεία άγουν συμπληρωματικά, ώστε στο φορτίο να δημιουργείται μια τετραγωνική εναλλασσόμενη κυματομορφή από Vd/2 έως -Vd/2. Το ρεύμα κατά το χρονικό διάστημα αγωγής κάθε ημιαγωγικού στοιχείου ρέει μέσα από αυτό κατά τη φορά που ορίζει η τάση στα άκρα του φορτίου. Σε περιπτώσεις όμως που το φορτίο δεν είναι καθαρά ωμικό, ποσό της ενέργειας αποθηκεύεται σε αυτό και πρέπει κάπως να εκτονωθεί. Το ρόλο αυτό αναλαμβάνουν οι αντιπαράλληλες δίοδοι οι οποίες επιτρέπουν κατά το χρονικό διάστημα σβέσης των ημιαγωγικών στοιχείων αντίθετη ροή ρεύματος. Έτσι, η αποθηκευμένη ενέργεια του φορτίου επιστρέφει στην πηγή μέσω του δρόμου επιστροφής των αντιπαράλληλων διόδων. Η τοπολογία του τριφασικού αντιστροφέα είναι στην ουσία τρεις παράλληλα συνδεδεμένοι κλάδοι μονοφασικού αντιστροφέα ημιγέφυρας και φαίνεται στο Σχήμα

41 Σχήμα 1.18: Τοπολογία τριφασικού αντιστροφέα Παλμοδότηση τριφασικού αντιστροφέα Αν είναι επιθυμητό η μορφή της τάσης εξόδου να πλησιάζει όσο το δυνατόν περισσότερο το ημίτονο, τότε το εύρος των παλμών θα πρέπει να μεταβληθεί με ημιτονοειδή τρόπο. Η μέθοδος αυτή ονομάζεται Ημιτονοειδής Διαμόρφωση του Εύρους των Παλμών (Sinusoidal Pulse Width Modulation SPWM) και παρουσιάζεται στα Σχήματα 1.19 και Σύμφωνα με την τεχνική αυτή, δημιουργείται ένα ημιτονοειδές σήμα το οποίο ονομάζεται ημίτονο αναφοράς και μια τριγωνική κυματομορφή που ονομάζεται κυματομορφή φορέα. Στη συνέχεια, οι δύο παραπάνω κυματομορφές συγκρίνονται μεταξύ τους. Το αποτέλεσμα της σύγκρισης είναι μια λογική στάθμη 0, όταν το τρίγωνο είναι μεγαλύτερο του ημιτόνου και μια λογική στάθμη 1, όταν συμβαίνει το αντίθετο. Το αποτέλεσμα της σύγκρισης εξαρτάται από τα σημεία τομής των δύο κυματομορφών [17]. 35

42 Σχήμα 1.19: Τεχνική παλμοδότησης spwm: α) Σήματα προς σύγκριση για παραγωγή παλμών β) Τάση εξόδου μονοφασικού αντιστροφέα Σχήμα 1.20: α) Συμμετρικά ημίτονα αναφοράς και τρίγωνο προς σύγκριση και παραγωγή παλμών για οδήγηση έξι ημιαγωγικών στοιχείων, β) Παλμικές φασικές και πολικές τάσεις εξόδου [18] 36

43 Με σκοπό να εξάγουμε τις απαραίτητες σχέσεις και τα συμπεράσματα της τεχνικής της παλμοδότησης spwm είναι απαραίτητος ο ορισμός των παρακάτω μεγεθών: * Αsin: πλάτος ημιτόνου αναφοράς * Atri: πλάτος τριγώνου * Fsin: συχνότητα ημιτόνου αναφοράς * Ftri: συχνότητα τριγώνου * ma: συντελεστής διαμόρφωσης πλάτους * mf: συντελεστής διαμόρφωσης συχνότητας όπου m a = A sin A tri και m f = F tri F sin Η συχνότητα των παλμών και άρα η διακοπτική συχνότητα των ημιαγωγικών στοιχείων ισούται με τη συχνότητα του τριγώνου Ftri. Επιπλέον, η ανάλυση κατά Fourier της τάσης εξόδου του αντιστροφέα δείχνει πως η βασική της αρμονική έχει συχνότητα ίση με τη συχνότητα του ημιτόνου αναφοράς Fsin, ενώ οι ανώτερες αρμονικές μπορούν να ομαδοποιηθούν γύρω από ακέραια πολλαπλάσια της συχνότητας του τριγώνου. Η πρώτη ομάδα αποτελείται από ακέραια πολλαπλάσια της συχνότητας του ημιτόνου αναφοράς με κέντρο τη συχνότητα του τριγώνου. Η παρακάτω σχέση δίνει όλες τις ανώτερες αρμονικές της πρώτης ομάδας: F ν = F tri ± 2nF sin F ν = (m f ± 2n)F sin (1.7) Στη δεύτερη ομάδα αρμονικών η συχνότητα του τριγώνου είναι διπλάσια (2*Ftri), ενώ δεν περιέχει κεντρική αρμονική, καθώς ο αριθμός των αρμονικών της είναι ζυγός. Το σύνολο των αρμονικών της δίνεται από τη σχέση: F ν = 2F tri ± (2n 1)F sin F ν = [2m f ± (2n 1)]F sin (1.8) Για την τρίτη ομάδα ισχύει ότι και στην πρώτη, μόνο που η κεντρική αρμονική είναι σε συχνότητα 3Ftri. Στην τέταρτη ομάδα ισχύει ότι και για τη δεύτερη, αλλά με κεντρική συχνότητα 4Ftri, η οποία και πάλι δεν εμφανίζεται. Με αυτήν τη λογική, εξάγεται ένα γενικός τύπος για όλες τις αρμονικές [17], [19]: F ν = (λm f ± k)f sin (1.9) 37

44 Αν λ άρτιος (λ=2,4,6, ), τότε αρμονικές υπάρχουν μόνο στις περιττές τιμές του k (k=1,3,5, ). Aν λ περιττός (λ=1,3,5, ), τότε αρμονικές υπάρχουν μόνο στις άρτιες τιμές του k (k=2,4,6, ). Η αρμονική ανάλυση της τάσης εξόδου που προηγήθηκε αναφέρεται σε μονοφασικό αντιστροφέα. Για έναν τριφασικό αντιστροφέα πραγματοποιείται η ίδια ανάλυση με μόνη διαφορά πως τώρα για την παραγωγή των παλμών, δημιουργούνται τρία ημίτονα αναφοράς με 120 ο διαφορά φάσης μεταξύ τους, τα οποία συγκρίνονται με κοινή κυματομορφή φορέα (συνήθως τριγωνική). Μέσω της ανάλυσης Fourier προκύπτει πως η ενεργός τιμή της βασικής αρμονικής της πολικής τάσης είναι συνάρτηση του συντελεστή διαμόρφωσης ma και της τάσης εισόδου Vd: V AB,1,rms = 0,612m a V d (1.10) Φαίνεται λοιπόν, πως μέσω της spwm μπορούμε να διαμορφώσουμε το πλάτος της παραγόμενης τάσης εξόδου χωρίς να μεταβάλουμε τη συνεχή τάση εισόδου. Με τη μεταβολή του ma μεταβάλλεται το πλάτος των ημιτόνων αναφοράς, ώστε το αποτέλεσμα που προκύπτει από τη σύγκρισή τους με τον τριγωνικό φορέα να είναι παλμοί μεταβαλλόμενου εύρους. Η μεταβολή του εύρους των παλμών βρίσκεται σε ευθεία αναλογία με τη μεταβολή του πλάτους της τάσης εξόδου. Έτσι, οι πολικές τάσεις, καθώς προκύπτουν από τη διαφορά των φασικών τάσεων, δεν περιέχουν την τρίτη αρμονική ούτε τα περιττά πολλαπλάσια της, αν το mf είναι περιττό πολλαπλάσιο του 3 (Σχήμα 1.21). Αυτό προϋποθέτει την ύπαρξη συμμετρικών τριφασικών φασικών τάσεων, η διαφορά φάσης των οποίων είναι πολλαπλάσιο των 360 ο. Έτσι, οι αρμονικές των πολικών τάσεων εμφανίζονται στις κανονικοποιημένες συχνότητες fh ως προς το mf και τα πολλαπλάσια του: f h = lm f ± k (1.11) Αν l περιττό (l=1,3,5, ), τότε το k είναι άρτιο (k=2,4,6, ). Αν l άρτιο (l=2,4,6, ), τότε το k είναι περιττό (k=1,5,7, ). Όπως φαίνεται από τις παραπάνω τιμές των k, λείπουν το 3 και τα περιττά του πολλαπλάσια (Σχήμα 2.21). Έτσι, οι αρμονικές θα είναι στα: m f ± 2, m f ± 4,,2m f ± 1,2m f ± 5,...,3m f ± 2,3m f ± 4,,4m f ± 1,4m f ± 5, 38

45 Σχήμα 1.21: Φάσμα αρμονικών πολικής τάσης εξόδου αντιστροφέα [18] Εν κατακλείδι, παλμοδοτώντας τα ημιαγωγικά στοιχεία με τη τεχνική ημιτονοειδούς διαμόρφωσης του εύρους των παλμών (spwm), μπορεί να ρυθμιστεί για τη πολική τάση εξόδου του αντιστροφέα: Η ενεργός τιμή της, μεταβάλλοντας το συντελεστή διαμόρφωσης πλάτους ma. Η συχνότητά της, μεταβάλλοντας τη συχνότητα του ημιτόνου αναφοράς Fsin. Το αρμονικό περιεχόμενο της, επιλέγοντας κατάλληλα το συντελεστή διαμόρφωσης συχνότητας. Φαίνεται λοιπόν πως η μέθοδος αυτή μας δίνει πλήρη έλεγχο του σήματος εξόδου του αντιστροφέα Έλεγχος κλειστού βρόχου τριφασικού αντιστροφέα Όπως αναφέρθηκε, στόχος είναι η σύνδεση της ανεμογεννήτριας με το δίκτυο και η πλήρως ελεγχόμενη έγχυση ενεργού ή/και αέργου ισχύος σε αυτό. Συνεπώς, η βασική λογική ελέγχου του υπό μελέτη τριφασικού αντιστροφέα μοιάζει με αυτή των σύγχρονων γεννητριών για την ελεγχόμενη παραγωγή ενεργού και αέργου ισχύος [14]. Έστω E η βασική αρμονική της τάσης εξόδου του αντιστροφέα και U η τάση του δικτύου. Μεταξύ αντιστροφέα και δικτύου υπάρχει ένα πηνίο L το οποίο αποτελεί κομμάτι του LC κατωδιαβατού φίλτρου για τις ανώτερες αρμονικές (θα αναλυθεί σε επόμενη ενότητα). Έτσι, ένα ισοδύναμο μονοφασικό ηλεκτρικό μοντέλο θα μπορούσε να είναι αυτό που απεικονίζεται στο Σχήμα

46 Σχήμα 1.22: Ισοδύναμο ηλεκτρικό μοντέλο αντιστροφέα-δικτύου [20] Το διανυσματικό διάγραμμα των τάσεων και των ρευμάτων του παραπάνω ισοδύναμου μονοφασικού ηλεκτρικού μοντέλου φαίνεται στο Σχήμα Σχήμα 1.23: Διανυσματικό διάγραμμα σύνδεσης αντιστροφέα με το δίκτυο [20] Στο παραπάνω διανυσματικό διάγραμμα, Ε είναι η τάση εξόδου του αντιστροφέα, U η τάση του δικτύου, Ι το μεταξύ τους ρεύμα και jxsi=jωli η εμπέδηση του πηνίου. Η γωνία φ δηλώνει τη διαφορά φάσης μεταξύ της τάσης του δικτύου και του ρεύματος εξόδου του αντιστροφέα, ενώ η γωνία δ τη διαφορά φάσης μεταξύ της τάσης εξόδου αντιστροφέα και δικτύου. Από το παραπάνω διανυσματικό διάγραμμα, κάνοντας χρήση φασόρων μπορούν να εξαχθούν οι παρακάτω σχέσεις: E = U + jx s I (1.12) E sin δ = XI cos φ s (1.13) 40

47 Η ενεργός και άεργος ισχύς που παρέχεται από τον αντιστροφέα στο δίκτυο περιγράφονται αντίστοιχα από τις σχέσεις [20]: P = UI cos φ = UE X s sin δ (1.14) Q = UE X s cos δ U2 X s = U X s (E cos δ U) (1.15) Στις παραπάνω σχέσεις, το μέτρο της τάσης του δικτύου και η εμπέδηση του πηνίου θεωρούνται σταθερά και αμετάβλητα μεγέθη. Επομένως, γίνεται εύκολα αντιληπτό πως μεταβάλλοντας το μέτρο της τάσης εξόδου του αντιστροφέα E και τη γωνία της δ μπορούμε να ελέγξουμε τη παραγωγή αέργου και ενεργού ισχύος. Είναι γνωστό πως μια μικρή μεταβολή της γωνίας δ επηρεάζει κυρίως τη μεταβολή ενεργού ισχύος και ελάχιστα μεταβάλει την άεργο ισχύ, ενώ αντίστοιχα μια μικρή μεταβολή του Ε επηρεάζει κυρίως την άεργο ισχύ, ενώ αφήνει σχεδόν ανεπηρέαστη την ενεργό [21]. Με βάση τα παραπάνω, είναι φανερό πως η μεταβολή αέργου και ενεργού ισχύος μπορεί να θεωρηθεί ανεξάρτητη, απομπλέκοντας έτσι τη μεταξύ τους σχέση και μειώνοντας την πολυπλοκότητα του ελέγχου. Συμπερασματικά, ο έλεγχος που εφαρμόζεται στην παρούσα διπλωματική εργασία για τον τριφασικό αντιστροφέα φαίνεται στο Σχήμα 1.24 και αναλύεται διεξοδικά στη συνέχεια. Τα ρεύματα και η φασική τάση στην πλευρά του δικτύου είναι συμμετρικά. Αυτό σημαίνει πως η μέτρηση δυο εκ των τριών φάσεων θα ήταν ικανοποιητική, ώστε να βγάλουμε συμπέρασμα και για την τρίτη φάση. Οι εξισώσεις ενός συμμετρικού τριφασικού συστήματος φαίνονται παρακάτω: i a + i b + i c = 0 i c = (i a + i b ) (1.16) v a + v b + v c = 0 v c = (v a + v b ) (1.17) Παρ όλα αυτά, σε περιπτώσεις σφαλμάτων και ασυμμετρίας του δικτύου, οι παραπάνω εξισώσεις παύουν να ισχύουν: i a + i b + i c 0 i c (i a + i b ) (1.18) v a + v b + v c 0 v c (v a + v b ) (1.19) 41

48 Σχήμα 1.24: Προτεινόμενο σύστημα ελέγχου κλειστού βρόχου ενεργού και αέργου ισχύος Σε τέτοιες περιπτώσεις μια μέτρηση και των τριών φάσεων του δικτύου λαμβάνει υπόψη πιθανά σφάλματα και οδηγεί σε πιο στιβαρό έλεγχο με ελαχιστοποίηση της πιθανότητας αστοχίας. Στη συνέχεια, οι μετρούμενες τριφασικές τιμές των τάσεων και ρευμάτων μετατρέπονται από τρεις εναλλασσόμενες σε τρεις συνεχείς μεταβλητές μέσω του μετασχηματισμού Park [18]. Ο λόγος εφαρμογής του μετασχηματισμού Park είναι η απλοποίηση του ελέγχου, καθώς ένας έλεγχος συνεχών μεγεθών είναι κατά πολύ απλούστερος από έναν έλεγχο εναλλασσόμενων μεγεθών. Παρακάτω φαίνεται ο πίνακας μετασχηματισμού Park των τάσεων του δικτύου, ενώ αντίστοιχος μετασχηματισμός εφαρμόζεται και για τα ρεύματα. V d [ V q ] = V sin(ωt) 2 3 sin (ωt 2π 3 ) 2 3 sin (ωt + 2π 3 ) 2 3 cos(ωt) 2 3 cos (ωt 2π 3 ) 2 3 cos (ωt + 2π 3 ) [ ] v a [ v b ] (1.20) v c 42

49 Στη συνέχεια, από τα μεγέθη που προκύπτουν από το μετασχηματισμό Park, υπολογίζονται οι τριφασικές τιμές της ενεργού και αέργου ισχύος: P 3Φ = 3 2 (V di d + V q I q + 2V 0 I 0 ) (1.21) Q 3Φ = 3 2 (V qi d V d I q ) (1.22) Σε περίπτωση που το σύστημα είναι απαλλαγμένο από αρμονικές και δεν υπάρχει κάποιου είδους ασυμμετρία, οι συνιστώσες μηδενικής ακολουθίας μηδενίζονται απλοποιώντας περαιτέρω τις εξισώσεις. Οι παραπάνω εξισώσεις μας δίνουν τις τριφασικές τιμές των ισχύων, επομένως πρέπει να διαιρεθούν δια του 3 ώστε να προκύψουν οι μονοφασικές ισχείς P1Φ και Q1Φ. Οι ισχείς αυτές συγκρίνονται με τις ισχείς αναφοράς Pref και Qref και το προϊόν της σύγκρισης, που είναι το σφάλμα, εισάγεται σε PI ελεγκτές, έναν για κάθε ισχύ. Έτσι, ρυθμίζοντας εξωτερικά τα Pref και Qref, αναγκάζουμε τον έλεγχο να μεταβάλει τις τιμές των ισχύων ώστε να επιτευχθεί μηδενικό σφάλμα μεταξύ των μετρούμενων ισχύων και των ισχύων αναφοράς. Η ισχύς P εξαρτάται κατά κύριο λόγο από τη διαφορά φάσης της παραγόμενης τάσης του αντιστροφέα και της τάσης του δικτύου, δηλαδή, από τη γωνία δ. Το εύρος της γωνίας δ βρίσκεται σε ευθεία αναλογία με την τιμή του διανύσματος jxsi, το οποίο είναι κάθετο με το διάνυσμα του ρεύματος. Όσο μεγαλύτερη είναι η τιμή αυτού του διανύσματος, τόσο μεγαλύτερο είναι και το εύρος ρύθμισης της γωνίας δ. Αντίστοιχα, η ισχύς Q εξαρτάται κυρίως από τη μεταβολή του μέτρου της παραγόμενης τάσης του αντιστροφέα (de) σε σχέση με το μέτρο της τάσης του δικτύου. Όταν η προβολή του διανύσματος τάσης του αντιστροφέα στο διάνυσμα της τάσης του δικτύου είναι μεγαλύτερη από αυτό, τότε ο αντιστροφέας εκχέει άεργο ισχύ στο δίκτυο, ενώ αντίθετα όταν είναι μικρότερο, απορροφά άεργο ισχύ από αυτό. Στην πράξη, επιδιώκεται μηδενική ροή αέργου ισχύος, δηλαδή μηδενική διαφορά της προβαλλόμενης συνιστώσας της τάσης του αντιστροφέα και του δικτύου. Όταν η διαφορά τους είναι μηδενική, τότε και η γωνιακή διαφορά φ της τάση με το ρεύμα μιας φάσης του δικτύου είναι μηδενική καθιστώντας τα δύο μεγέθη συμφασικά. Με βάση τα παραπάνω, η έξοδος του ελεγκτή PI της ενεργού ισχύος σταθμίζεται με ένα ημίτονο αναφοράς που έχει 90 ο διαφορά φάσης σε σχέση με το ημίτονο του δικτύου, ενώ η έξοδος του ελεγκτής PI της αέργου ισχύος με ένα ημίτονο αναφοράς συμφασικό με το δίκτυο. Έτσι, οι συνιστώσες που απαρτίζουν το ημίτονο αναφοράς το οποίο συγκρίνεται με την τριγωνική κυματομορφή για την παραγωγή παλμών προς τα ημιαγωγικά στοιχεία είναι τρεις: 43

50 Η σταθμισμένη έξοδος του PI ελεγκτή που ρυθμίζει τη ροή ενεργού ισχύος Η σταθμισμένη έξοδος του PI ελεγκτή που ρυθμίζει τη ροή αέργου ισχύος Το αρχικό ημίτονο αναφοράς το οποίο παράγει τάση ίδιου πλάτους, φάσης και συχνότητας με την τάση του δικτύου, ώστε να γίνει επιτυχής συγχρονισμός του αντιστροφέα με αυτό. Τα κέρδη των PI ελεγκτών υπολογίστηκαν στη διπλωματική εργασία της συναδέλφου Χαρούλας Ζωγόγιαννη με χρήση της μεθόδου Ziegler-Nichols [18]. Τα ημίτονα των άλλων δύο φάσεων προκύπτουν με απλή μετατόπιση του αρχικού ημιτόνου αναφοράς κατά 120 ο και 240 ο αντίστοιχα, ώστε να παλμοδοτηθούν και τα 6 ημιαγωγικά στοιχεία. Τελικά, η έξοδος του αντιστροφέα είναι της μορφής: Ε = Ε m sin(ωt + δ) (1.23) Όπου Εm=Um+dE και Ug=Umsin(ωt) η τάση του δικτύου. Ο έλεγχος ισχύος έως τώρα είναι ένας έλεγχος ανοικτού βρόχου, καθώς οι ισχείς αναφοράς μας προέρχονται από τον ίδιο το χρήστη και όχι από το ίδιο το σύστημα. Με σκοπό να γίνει κλειστού βρόχου, πρέπει με κάποιο τρόπο το σύστημα να αντιλαμβάνεται τη μεταβολή της ισχύος από τη βαθμίδα που προηγείται του τριφασικού αντιστροφέα. Με σκοπό να ελέγχει ο μετατροπέας Interleaved Βoost την ισχύ της ανεμογεννήτριας, πρέπει να διατηρεί την τάση εξόδου του σταθερή. Όμως, ο έλεγχος αυτός έχει σκοπό να μεταβάλει το σημείο λειτουργίας του μετατροπέα σε διαφορετική καμπύλη ισχύος κάθε φορά, μεταβάλλοντας έτσι και την τάση εξόδου του. Η ευθύνη λοιπόν της σταθεροποίησης της τάσης στην έξοδο του μετατροπέα Interleaved Boost μετατίθεται στον αντιστροφέα. Αυτός δέχεται ως είσοδο την τάση εξόδου του μετατροπέα και ανάλογα με τις μεταβολές της, ρυθμίζει την έξοδό του αφενός μεν για να διατηρήσει την τάση εισόδου του σταθερή, αφετέρου δε για να αποδώσει στο δίκτυο όση ισχύ του παρέχεται από το μετατροπέα Interleaved Boost. Η λογική του ελέγχου σταθεροποίησης της τάσης εισόδου του αντιστροφέα έχει ως εξής: Αρχικά συμβαίνει μια μεταβολή της ισχύος της ανεμογεννήτριας. Ο έλεγχος του DC/DC μετατροπέα αντιλαμβάνεται τη μεταβολή αυτή και μεταβάλει την κατάστασή του, προσπαθώντας να απομαστεύσει τη μέγιστη ισχύ από την ανεμογεννήτρια. Η μεταβολή όμως αυτή του σημείου λειτουργίας του σε διαφορετική καμπύλη ισχύος έχει ως αποτέλεσμα τη μεταβολή της τάσης εξόδου του μετατροπέα. Ο αντιστροφέας μας συνδέεται με το μετατροπέα 44

51 Interleaved Boost μέσω ενός πυκνωτή διασύνδεσης (DC Link). Ο πυκνωτής αυτός πριν τη μεταβολή της ισχύος της ανεμογεννήτριας βρισκόταν στη τάση αναφοράς Vc=V1=Vref. Όμως, μετά τη μεταβολή και με το πέρας ορισμένου χρόνου, η τιμή της τάσης του αρχίζει να μεταβάλλεται σε Vc=V1+ ΔV. Ο τριφασικός αντιστροφέας καλείται να αντισταθμίσει τη μεταβολή αυτή, μεταβάλλοντας την ενεργό ισχύ P προς το δίκτυο. Όταν η μεταβολή της τάσης στον πυκνωτή διασύνδεσης είναι θετική, ο έλεγχος του αντιστροφέα αυξάνει την αποδιδόμενη στο δίκτυο ισχύ, ενώ αντίθετα όταν είναι αρνητική μειώνει την ισχύ. Για να γίνει αυτό, η μεταβολή της τάσης στον πυκνωτή διασύνδεσης συγκρίνεται με μια τάση αναφοράς Vref=V1. Το σφάλμα της διαφοράς τους εισάγεται σε έναν PI ελεγκτή, ο οποίος μετατρέπει το σφάλμα αυτό σε μια ισχύ αναφοράς Pref η οποία τροφοδοτείται στον ελεγκτή ρύθμισης της ενεργού ισχύος που περιγράφηκε παραπάνω ΚΑΤΩΔΙΑΒΑΤΟ ΦΙΛΤΡΟ LC Ο αντιστροφέας στην έξοδο του παράγει μια εναλλασσόμενη κυματομορφή τάσης, η οποία απέχει πολύ από την ημιτονοειδή. Η τάση εξόδου του είναι παλμική, όπως προκύπτει από τη παλμοδότηση των ημιαγωγικών στοιχείων. Από την παλμική αυτή τάση εξόδου, μόνο η βασική της αρμονική εναλλάσσεται ημιτονοειδώς στην επιθυμητή συχνότητα. Στην περίπτωση που ο αντιστροφέας παλμοδοτείται με spwm, τότε η βασική αυτή αρμονική έχει τη συχνότητα του ημιτόνου αναφοράς Fsin. Αν, επιπλέον, είναι επιθυμητή η σύνδεση του αντιστροφέα με το δίκτυο, τότε το ημίτονο αναφοράς θα πρέπει να επαναλαμβάνεται με τη συχνότητα του δικτύου. Όμως, η τάση εξόδου του αντιστροφέα, εκτός της βασικής αρμονικής, απαρτίζεται και από ανώτερες αρμονικές, οι οποίες περιγράφονται από τη σχέση (1.9). Σκοπός, λοιπόν, του κατωδιαβατού φίλτρου είναι η αποκοπή αυτών των ανωτέρων αρμονικών, ώστε να περάσει στην έξοδό του μόνο η βασική αρμονική. Οι πρώτες ανώτερες αρμονικές με υπολογίσιμο πλάτος εμφανίζονται στις πλευρικές ζώνες της συχνότητας του τριγωνικού φορέα Ftri-Fsin και Ftri+Fsin. Το φίλτρο λοιπόν πρέπει να κατασκευαστεί έτσι ώστε να επιτρέπει τη διέλευση της βασικής αρμονικής με συχνότητα Fsin και να αποκόπτει όλες τις αρμονικές με συχνότητες μεγαλύτερες της F cut = F tri F sin F tri (F sin F tri ). Τότε, το σήμα στην έξοδο του φίλτρου θα είναι καθαρό ημίτονο στη συχνότητα του δικτύου, επιτρέποντας έτσι το συγχρονισμό με αυτό. Η συχνότητα αποκοπής του φίλτρου είναι: 45

52 F o = ω ο 2π = 1 2π LC (1.24) Η συχνότητα Fo επιλέγεται 10 φορές μικρότερη της συχνοτητας F cut F tri, η οποία είναι η πρώτη συχνότητα που πρέπει να αποκοπεί. Η μορφή του τριφασικού LC φίλτρου που συνδέεται στην έξοδο του αντιστροφέα φαίνεται στο Σχήμα Οι τιμές των πηνίων και των πυκνωτών του φίλτρου είναι L = 1,36mH και C = 4,68μF, αντίστοιχα για κάθε φάση και διαστασιολογήθηκαν στη διπλωματική εργασία της συναδέλφου Χαρούλας Ζωγόγιαννη [18]. Σχήμα 1.25: Τοπολογία κατωδιαβατού φίλτρου LC Συμφωνά με τις τιμές που επιλέχθηκαν για το φίλτρο η συχνότητα αποκοπής του είναι: F o = 1 2π LC = 1 2kHz 2π 1, ,

53 1.3.6 ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΣ ΜΕΤΑΣΧΗΜΑΤΙΣΤΗΣ Επειδή ο αντιστροφέας δε δύναται να παράγει τάση ίδιου μέτρου με αυτήν που απαιτεί το δίκτυο, χρειάζεται προσαρμογή. Αυτό αναλαμβάνει να κάνει ο μετασχηματιστής, ο οποίος ανυψώνει κατάλληλα την τάση εξόδου του αντιστροφέα στην τάση του δικτύου. Επιπλέον, προσφέρει γαλβανική απομόνωση για αποφυγή πρόκλησης ηλεκτροπληξίας. Το ισοδύναμο μονοφασικό μοντέλο του τριφασικού μετασχηματιστή δίνεται στο Σχήμα 1.26 [22]. Σχήμα 1.26: Ισοδύναμο μονοφασικό μοντέλο τριφασικού μετασχηματιστή Όπου: Lh1: κύρια αυτεπαγωγή RFe: αντίσταση σιδήρου Lσ1: αυτεπαγωγή σκεδάσεως πρωτεύοντος Lσ2: αυτεπαγωγή σκεδάσεως δευτερεύοντος R1: αντίσταση πρωτεύοντος R2: αντίσταση δευτερεύοντος Οι βασικές σχέσεις που διέπουν τη λειτουργία του μετασχηματιστή είναι [22]: U 1 U 2 = n (1.25) I 1 I 2 = 1 n (1.26) R 2 = n 2 R 1 και L σ2 = n 2 L σ1 (1.27) 47

54 όπου με n συμβολίζεται ο λόγος σπειρών μεταξύ πρωτεύοντος και δευτερεύοντος (λόγος μετασχηματισμού) και οι δύο τελευταίες σχέσεις ισχύουν για αναγωγή των μεγεθών του δευτερεύοντος (πλευρά δικτύου) στο πρωτεύον (πλευρά τριφασικού αντιστροφέα). Ο μετασχηματιστής είναι υπεύθυνος για την ανύψωση της τάσης εξόδου του φίλτρου σε τιμή ανάλογη της τιμής της τάσης του δικτύου. Αυτός συνδέεται αμέσως μετά το φίλτρο και είναι η τελευταία διάταξη του συνολικού συστήματος. Τα χαρακτηριστικά αυτης της τελευταίας βαθμίδας επηρεάζουν το συνολικό σύστημα και επομένως είναι απαραίτητο να αναλυθεί σε βάθος η λειτουργία της. Μια παράμετρος του μετασχηματιστή που χρήζει ιδιαίτερης προσοχής είναι το ρεύμα μαγνήτισής του. Αυτό, καθώς μεταβάλλονται τα ρεύματα στο πρωτεύον του μετασχηματιστή, ανάλογα με τις απαιτήσεις ισχύος, μεταβάλλεται μαζί τους. Οι μεταβολές του θα πρέπει να είναι μικρές και να βρίσκονται πάντα στη γραμμική περιοχή λειτουργίας B-H, ώστε να υπάρχει μεγάλο εύρος ρύθμισης της παρεχόμενης ισχύος. Για να γίνει αυτό και ο μετασχηματιστής να μην οδηγείται πότε στον κόρο (για το συγκεκριμένο σύστημα), θα πρέπει να διαθέτει μεγάλη επαγωγή μαγνήτισης. Η διαστασιολόγηση του μετασχηματιστή βάση των παραμέτρων του υπό μελέτη συστήματος έγινε στη διπλωματική εργασία της συναδέλφου Χαρούλας Ζωγόγιαννη. Οι τιμές διαφόρων μεγεθών του τριφασικού μετασχηματιστή, καθώς και η συνδεσμολογία τόσο του πρωτεύοντος όσο και του δευτερεύοντος παρουσιάζεται στο Σχήμα Σχήμα 1.27: Τοπολογία τριφασικού μετασχηματιστή 48

55 Όπως φαίνεται από το Σχήμα 1.27, τόσο τα τυλίγματα του δευτερεύοντος όσο και αυτά του πρωτεύοντος συνδέονται σε συνδεσμολογία αστέρα. Επιπλέον, το τύλιγμα του δευτερεύοντος έχει αντίθετη φορά τύλιξης από αυτό του πρωτεύοντος. Αποτέλεσμα αυτού, είναι οι τάσεις στο δευτερεύον να εμφανίζονται με διαφορά φάσης 180 ο από τις αντίστοιχες τάσεις του πρωτεύοντος ΤΟΠΟΛΟΓΙΑ ΤΟΥ ΥΠΟ ΜΕΛΕΤΗ ΣΥΣΤΗΜΑΤΟΣ Το υπό μελέτη σύστημα δείχνεται με πράσινο περίγραμμα στο προτεινόμενο σύστημα διασύνδεσης της ανεμογεννήτριας με το δίκτυο του Σχήματος Η τοπολογία του συστήματος αυτού παρουσιάζεται στο Σχήμα 1.28, ενώ στη συνέχεια θα γίνει μια αναφορά στις διαστάσεις διαφόρων μεγεθών του συστήματος. Σχήμα 1.28: Τοπολογία του υπό μελέτη συστήματος Η έξοδος του αντιστροφέα αφού περάσει από ένα χαμηλοπερατό φίλτρο, ανυψώνεται από ένα μετασχηματιστή με λόγο σπειρών 1:13, όπως περιγράφηκε παραπάνω. Η τάση αυτή θα πρέπει να είναι ίση με την τάση του δικτύου, ώστε να γίνει η σύνδεση με αυτό. Στην Ελλάδα το δίκτυο χαμηλής τάσης έχει ονομαστική ενεργό τιμή τάσης ίση με V δ,φ = 230V με μια διακύμανση της τάξης του 10%, ενώ η συχνότητα του είναι f=50hz. Με βάση τα παραπάνω, η μέγιστη τάση που θα εμφανιστεί στο δευτερεύον του μετασχηματιστή θα είναι: V δ,φ,rms,max = V s,φ,rms,max = (1 + μ)v δ,φ = (1 + 10%)230V = 253V (1.28) 49

56 Η μέγιστη τάση εξόδου του αντιστροφέα, υποθέτοντας πως το φίλτρο είναι ιδανικό και η πτώση τάσης πάνω του είναι μηδενική, πρέπει λοιπόν να είναι: inv V o,φ,rms,max = 1 13 V s,φ,rms,max = 19,46V (1.29) Η υπόθεση ιδανικού φίλτρου με μηδενική πτώση τάσης πάνω του μας δίνει αποτελέσματα ελάχιστα διαφορετικά από τα πραγματικά αλλά προς την ασφαλή πλευρά. Η τιμή του ma προκύπτει από την παρακάτω σχέση [23]: V AB,1,rms = 0,612m a,max V d m a,max = V AB,1,rms,max 0,612V d,min (1.30) m a,max = 3V inv o,φ,rms,max m 0,612V a,max = 319,46 d,min 0,612V d,min 33,75 0,612V d,min Προηγουμένως είδαμε πως η τάση εξόδου του μετατροπέα Interleaved Boost βρίσκεται σε μια περιοχή τιμών 100V V o 133,2V. Επιλέγοντας λοιπόν σαν τάση διασύνδεσης την ελάχιστη τιμή της τάσης εξόδου του μετατροπέα V o,min = V d,min = 100V, μπορούμε να υπολογίσουμε το m a,max. Για την τιμή αυτή λοιπόν το μέγιστο m a υπολογίζεται από τη σχέση (1.30) και είναι m a,max 0,55. Γενικά, ο αντιστροφέας πρέπει να δουλεύει με ένα συντελεστή διαμόρφωσης πλάτους m a κατω από 0,8. Για τιμές μεγαλύτερες από αυτήν, η πιθανότητα αστοχίας του αυξάνεται, καθώς μπορεί η έναυση κάποιου διακόπτη να επικαλύψει τη σβέση κάποιου άλλου, οδηγώντας έτσι σε εσφαλμένη λειτουργία, μειώνοντας την αξιοπιστία του. Επιπλέον, υπάρχουν περιπτώσεις που είναι επιθυμητός ο έλεγχος της τάσης εξόδου του αντιστροφέα είτε λόγω πτώσεων τάσης σε παρασιτικά στοιχεία είτε λόγω αντιστάθμισης της αέργου ισχύος δικτύου. Τότε, αν το m a δουλεύει σε περιοχή κοντά στο μέγιστο όριο του, μειώνεται και η δυνατότητα ρύθμισής του, καθώς μια αύξησή του θα ήταν απαγορευτική. Μια επιθυμητή τιμή λειτουργίας του m a λοιπόν, θα ήταν περίπου το μισό της μέγιστης τιμής του, προσφέροντας έτσι ικανοποιητική ρύθμιση της τάσης εξόδου του αντιστροφέα. Έτσι, η τάση διασύνδεσης επιλέχτηκε να είναι Vd=120V, ώστε να είναι και μέσα στα όρια της τάσης εξόδου του μετατροπέα ανύψωσης τάσης και να διασφαλίζει τιμή ma περίπου στο μισό της μέγιστης επιτρεπτής τιμής του. Επίσης, η διακοπτική συχνότητα λειτουργίας του αντιστροφέα επιλέγεται να είναι Fs=19950 Hz, ώστε ο συντελεστής διαμόρφωσης συχνότητας 50

57 mf να είναι περιττό πολλαπλάσιο του 3 και να εξαλείφονται οι αρμονικές στα περιττά πολλαπλάσια του mf [19], [23]. m f = = = 133 (1.31) 51

58 52

59 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 2 ΠΡΟΣΟΜΟΙΩΣΗ ΛΕΙΤΟΥΡΓΙΑΣ ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΥ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑ ΜΕ ΠΑΛΜΟΔΟΤΗΣΗ SPWM ΣΕ ΑΠΟΜΟΝΩΜΕΝΟ ΦΟΡΤΙΟ Αφού ολοκληρώθηκε η θεωρητική ανάλυση του υπό μελέτη συστήματος, εξηγούνται σε αυτό το κεφάλαιο κάποιες παράμετροι ορθής λειτουργίας του. Στη συνέχεια, βάσει αυτών των παραμέτρων, θα γίνει η προσομοίωση του συστήματος. Αυτή έχει κύριο σκοπό την εξαγωγή παραμέτρων, η διαστασιολόγηση των οποίων είναι δύσκολη έως αδύνατη με τη χρήση του θεωρητικού μοντέλου. Επιπλέον, στοχεύει στην επαλήθευση παραμετροποιήσεων της θεωρητικής ανάλυσης διορθώνοντας πιθανές αστοχίες της και εξαλείφοντας έτσι την πιθανότητα λάθους. Αρχικά, θα γίνει προσομοίωση του υποσυστήματος «τριφασικός αντιστροφέας, φίλτρο, μετασχηματιστής, απομονωμένο φορτίο» που είναι και η υπό μελέτη διάταξη της παρούσας διπλωματικής. Στη συνέχεια, θα ακολουθήσει η προσομοίωση του ολικού συστήματος διασύνδεσης ανεμογεννήτριας με το δίκτυο. Οι προηγούμενες βαθμίδες, όπως ο ανεμοκινητήρας, η σύγχρονη γεννήτρια μόνιμων μαγνητών, η ανορθωτική γέφυρα και ο μετατροπέας ανύψωσης διαδοχικής αγωγής κλάδων μαζί με το βρόχο ελέγχου του προσομοιώνονται και παρουσιάζονται αναλυτικά στη διπλωματική του συνάδελφου Ιωάννη Γκαρτζώνη [16]. Η εξαγωγή των παρακάτω προσομοιώσεων έγινε με χρήση του MΑΤLΑΒ 2014a και του λογισμικού του πακέτου Simulink, ενώ επιλέχθηκε επαναληπτική αριθμητική μέθοδος ode23tb με μέγιστο βήμα (max step) 10 3 και σχετική ανοχή (relative tolerance)

60 2.1 ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΣ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑΣ ΜΕ ΩΜΙΚΟ ΦΟΡΤΙΟ ΣΤΗΝ ΕΞΟΔΟ Το μοντέλο προσομοίωσης για τον τριφασικό αντιστροφέα με ωμικό φορτίο στην έξοδο φαίνεται στο Σχήμα 2.1. Σχήμα 2.1: Προσομοίωση τριφασικού αντιστροφέα με ωμικό φορτίο στην έξοδο Ως είσοδος του αντιστροφέα επιλέγεται συνεχής τάση ίση με Vd=120V. Με σκοπό να γίνει η εξαγωγή των κατάλληλων παλμογραφήσεων, η τάση αυτή προσφέρεται από δυο πηγές τροφοδοσίας συνεχούς τάσης, οι οποίες συνδέονται σειριακά. Η κάθε μια από αυτές έχει ως έξοδο τη μισή τάση τροφοδοσίας του αντιστροφέα, Vd/2=60V, ενώ το κοινό τους σημείο έχει μηδενικό δυναμικό. Ο τριφασικός αντιστροφέας, αποτελείται από ημιαγωγικά στοιχεία IGBT με ενσωματωμένες αντιπαράλληλες διόδους και προσομοιώνεται στο Simulink από το έτοιμο μοντέλο Universal Bridge που παρέχεται από το λογισμικό. 54

61 Θεωρώντας ιδανική λειτουργία της τριφασικής γέφυρας, οι πτώσεις τάσης των ημιαγωγικών στοιχείων επιλέγονται μηδενικές και η παλμοδότησή της γίνεται μέσω της γεννήτριας παλμών PWM Generator, όπως φαίνεται στο Σχήμα 2.2. Η παλμογεννήτρια έχει επιλεγεί για παραγωγή παλμών μέσω της τεχνικής της Ημιτονοειδούς Διαμόρφωσης Εύρους Παλμών (spwm). Η έξοδός της αποτελείται από έξι παλμούς, τρεις για τα άνω στοιχεία της γέφυρας και τρεις για τα συμπληρωματικά τους. Ως διακοπτική συχνότητα έχει επιλεγεί η Fs=19950Hz, ενώ η συχνότητα του ημιτόνου αναφοράς επιλέγεται ίση με τη συχνότητα του δικτύου, δηλαδή Fsin=50Hz (Σχήμα 2.3). Τέλος, ο λόγος διαμόρφωσης πλάτους ma, ισούται με 0,8, που είναι πρακτικά, η μέγιστη επιτρεπτή τιμή του, ώστε να απομένει επαρκής χρόνος μεταξύ έναυσης και σβέσης των ημιαγωγικών στοιχείων. Σχήμα 2.2: Τριφασικός αντιστροφέας και κύκλωμα παλμοδότησης 55

62 Σχήμα 2.3: Παραμετροποίηση μοντέλων Simulink: α) Τριφασική γέφυρα β) Γεννήτρια παλμών Η έξοδος του τριφασικού αντιστροφέα καταλήγει σε ένα μεταβαλλόμενο τριφασικό ωμικό φορτίο (Σχήμα 2.4). Αρχικά, η τιμή του φορτίου στην έξοδο του αντιστροφέα είναι R1=42Ω ανά φάση, ενώ τη χρονική στιγμή t=0,06sec παραλληλίζεται σε αυτό ένα φορτίο R2=42Ω ανά φάση με αποτέλεσμα η νέα τιμή του να είναι Rtotal=21Ω. Μειώνοντας στο μισό το φορτίο μας περιμένουμε το ρεύμα, και κατ επέκταση η ισχύς που ρέει σε αυτό να διπλασιαστούν. 56

63 Σχήμα 2.4: Τριφασικό φορτίο συνδεδεμένο σε αστέρα Για τις κατάλληλες απεικονίσεις των επιθυμητών τάσεων και ρευμάτων έγινε χρήση βολτομέτρων και αμπερομέτρων, οι έξοδοι των οποίων συνδέονται σε ένα μοντέλο ψηφιακού παλμογράφου (scope) που προσφέρει το Simulink. Επιπλέον, για τον παραλληλισμό των δυο φορτίων έγινε η χρήση ενός τριφασικού διακόπτη ο οποίος κλείνει τη χρονική στιγμή t=0,06sec. Συνοψίζοντας τη περιγραφή των στοιχείων του Simulnik που θα χρησιμοποιηθούν, το block Powergui είναι απαραίτητο, τόσο για την παρούσα προσομοίωση, όσο και για τη διενέργεια οποιασδήποτε άλλης προσομοίωσης που αφορά ηλεκτρονικά ισχύος. Αυτό, αφενός προσφέρει την αριθμητική μέθοδο με την οποία θα επιλυθεί το σύστημα, αφετέρου περιέχει την εφαρμογή ανάλυσης σημάτων κατά Fourier, απαραίτητη για τη παρατήρηση του αρμονικού περιεχομένου των σημάτων. Εφόσον περιγράφηκαν και διαστασιολογήθηκαν αναλυτικά τα στοιχεία του Simulink που ήταν απαραίτητα για την περαίωση της παρούσας προσομοίωσης, στη συνέχεια θα γίνει η παρουσίαση των αποτελεσμάτων της. Αρχικά, παρουσιάζονται οι παλμοί οδήγησης και οι τάσεις εξόδου των ημιαγωγικών στοιχείων του πρώτου κλάδου. Τα στοιχεία του δευτέρου και τρίτου κλάδου οδηγούνται με 57

64 παλμούς όμοιους με του πρώτου οι οποίοι όμως έχουν φασική διαφορά 120 ο και 240 ο σε σχέση με αυτόν. Οι παλμοί έναυσης και σβέσης κάθε ημιαγωγικού στοιχείου εφαρμόζονται μεταξύ των ακροδεκτών πύλης (G) και εκπομπού (Ε) του και η τάση οδήγησης τους ονομάζεται VGΕ (Σχήμα 2.5). Ως τάση εξόδου κάθε ημιαγωγικού στοιχείου ορίζεται η τάση μεταξύ συλλέκτη (C) και εκπομπού (E), VCE. Όταν λοιπόν η τάση οδήγησης ενός ημιαγωγικού στοιχείου βρίσκεται σε υψηλή στάθμη η έξοδος του θα είναι χαμηλή, δηλαδή, VCE 0V (πρακτικά περίπου 1V για μη ιδανικό στοιχείο). Αντίθετα, αν η VGE βρίσκεται σε χαμηλή στάθμη η VDS θα είναι υψηλή και θα ισούται με τη τάση τροφοδοσίας της γέφυρας, VCE=Vd (Σχήμα 2.6). Σχήμα 2.5: Παλμοί έναυσης ημιαγωγικών στοιχείων πρώτου κλάδου: α) πάνω και β) κάτω IGBT 58

65 Σχήμα 2.6: Τάσεις εξόδου ημιαγωγικών στοιχείων πρώτου κλάδου: α)πάνω και β)κάτω IGBT Με σκοπό να διαπιστωθεί η εναλλαγή της τάσης στην έξοδο μιας φάσης του αντιστροφέα, αυτή συγκρίνεται με την τιμή της τάσης του κοινού σημείου διασύνδεσης των δύο πηγών εισόδου (Ο). Η τιμή της τάσης του κοινού σημείου είναι μηδενική, επομένως κατά την αγωγή του πρώτου ημιαγωγικού στοιχείου, η τάση V AO θα είναι: V AO = V A V O = V d 2 V O = V d 2 = 60V (2.1) Ενώ κατά την αγωγή του δεύτερου ημιαγωγικού στοιχείου του ίδιου κλάδου θα είναι: V AO = V A V O = V d 2 V O = V d 2 = 60V (2.2) Στο Σχήμα 2.7 παρουσιάζεται η εναλλασσόμενη παλμική τάση μεταξύ της πρώτης φάσης εξόδου του αντιστροφέα και του κοινού σημείου των δυο πηγών εισόδου. 59

66 Σχήμα 2.7: Τάση μεταξύ φάσης Α και κοινού σημείου διασύνδεσης πηγών εισόδου Το τριφασικό μας φορτίο είναι συνδεδεμένο σε διάταξη αστέρα, επομένως ως φασική του τάση ορίζεται η διαφορά τάσης μιας εκ των τριών φάσεων με το κοινό σημείο σύνδεσης του αστέρα (Ν). Το φορτίο μας είναι συμμετρικό, άρα και οι τρεις φασικές τάσεις που επάγονται σε αυτό θα είναι συμμετρικές, που σημαίνει ότι: V AN + V BN + V CN = 0 (2.3) (V A V N ) + (V B V N ) + (V C V N ) = 0 (V A + V O V O V N ) + (V B + V O V O V N ) + (V C + V O V O V N ) = 0 [(V A V O ) (V N V O )] + [(V B V O ) (V N V O )] + [(V C V O ) (V N V O )] = 0 (V AO V NO ) + (V BO V NO ) + (V CO V NO ) = 0 V NO = V AO + V BO + V CO 3 60 (2.4)

67 Γνωρίζοντας πως οι VAO, VBO, VCO μεταβάλλονται μεταξύ των τιμών [Vd/2,-Vd/2] και μέσω της σχέσης (2.4) με διανυσματικό άθροισμα των τριών τάσεων, προκύπτει πως η VNO μεταβάλλεται μεταξύ των τιμών [Vd/2, Vd/2/3,-Vd/2/3, -Vd/2] (Σχήμα 2.8). Σχήμα 2.8: Τάση μεταξύ ουδετέρου τριφασικού φορτίου και κοινού σημείου σύνδεσης πηγών εισόδου Γνωρίζοντας πλέον τις τιμές μεταβολής της VNO και των VAO, VBO, VCO, μέσω των σχέσεων: V AN = V AO V NO (2.5) V ΒN = V ΒO V NO (2.6) V CN = V CO V NO (2.7) 61

68 Με διανυσματικό άθροισμα, προκύπτει πως η φασική τάση στο φορτίο θα μεταβάλλεται μεταξύ των τιμών [4Vd/2/3, 2Vd/2/3, 0, -2Vd/2/3, -4Vd/2/3] (Σχήμα 2.9). Σχήμα 2.9: Φασική Τάση Α σε ωμικό τριφασικό φορτίο Για τις πολικές τιμές των τάσεων ισχύει πως: V AB = V AN V BN (2.8) Και όμοια για τις πολικές τάσεις των άλλων δυο φάσεων ισχύει: V BC = V BN V CN (2.9) V CA = V CN V AN (2.10) Οι τιμές μεταβολής των πολικών τάσεων προκύπτουν από το διανυσματικό άθροισμα των φασικών τάσεων και κυμαίνονται μεταξύ των τιμών [2Vd/2, 0, -2Vd/2] (Σχήμα 2.10). 62

69 Σχήμα 2.10: Πολικές τάσεις στην έξοδο του αντιστροφέα Στη συνέχεια θα ακολουθήσει η ανάλυση κατά Fourier των πολικών τάσεων ώστε να χαρτογραφηθεί το αρμονικό τους περιεχόμενο και να εξαχθεί ο συντελεστής συνολικής αρμονικής παραμόρφωσης (THD%). Οι αρμονικές που εμφανίζουν αξιόλογο πλάτος είναι οι: h 1 = m f 2 = = 397, h 2 = m f + 2 = = 401 με συχνότητες f 1 = F tri 2F sin = = 19850Hz και f 2 = F tri + 2F sin = = 20050Hz 63

70 h 3 = 2m f 1 = = 797,h 4 = 2m f + 1 = = 799 με συχνότητες f 3 = 2F tri F sin = = 39850Hz και f 4 = 2F tri + F sin = = 39950Hz h 5 = 3m f 2 = = 1195, h 5 = 3m f + 2 = = 1199 με συχνότητες f 5 = 3F tri 2F sin = = 59750Hz και f 6 = 3F tri + 2F sin = = 59950Hz Αναλύοντας κατά Fourier την πολική τάση VAB προκύπτουν οι αρμονικές του Σχήματος 2.11, ενώ στο Σχήμα 2.12 παρουσιάζονται οι ίδιες αρμονικές σε μορφή λίστας, η οποία επαληθεύει τη θεωρητική μας ανάλυση. Σχήμα 2.11: Φάσμα αρμονικών πολικής τάσης εξόδου αντιστροφέα μέχρι τη συχνότητα των 70kHz 64

71 Σχήμα 2.12: Πλάτη και φάσεις των έξι πιο αξιόλογων αρμονικών της πολικής τάσης εξόδου Η αρμονική ανάλυση που προηγήθηκε αναφέρεται μόνο στη πολική τάση VAB. Θεωρώντας όμως συμμετρικό τριφασικό σύστημα, τα αρμονικά περιεχόμενα των πολικών τάσεων VBC και VCA είναι πανομοιότυπα με αυτό της VAB. Παρακάτω παρουσιάζονται το ρεύμα της φάσης Α (Σχήμα 2.13) καθώς και τα ρεύματα που διαρρέουν τα ημιαγωγικά στοιχεία του πρώτου κλάδου (Σχήμα 2.14). Όπως ήταν αναμενόμενο, κατά τη χρονική στιγμή t=0,06sec όπου το φορτίο μειώθηκε στο μισό, οι τιμές των ρευμάτων διπλασιάστηκαν. 65

72 Σχήμα 2.13: Ρεύμα φάσης Α κατά τον υποδιπλασιασμό του φορτίου εξόδου Σχήμα 2.14: α) Ρεύμα πάνω IGBT πρώτου κλάδου β) Ρεύμα κάτω IGBT πρώτου κλάδου κατά τον υποδιπλασιασμό του φορτίου εξόδου 66

73 Τα ρεύματα των άλλων δυο φάσεων και κλάδων αντίστοιχα, προκύπτουν όμοια με του πρώτου με μια διαφορά φάσης 120 ο το ένα από το άλλο. Τέλος, εμφανίζονται η κυματομορφή του ρεύματος εισόδου του αντιστροφέα λίγο πριν και μετά τη μεταβολή του φορτίου εξόδου (Σχήμα 2.15) καθώς και η μέση τιμή του ρεύματος αυτού (Σχήμα 2.16). Σχήμα 2.15: Ρεύμα στην είσοδο του αντιστροφέα Σχήμα 2.16: Μέση τιμή του ρεύματος εισόδου στον αντιστροφέα κατά τον υποδιπλασιασμό του φορτίου στην έξοδο του αντιστροφέα 67

74 Όπως είναι αναμενόμενο, το ρεύμα εισόδου, λόγω της συνεχόμενης εναλλαγής κατάστασης των ημιαγωγικών στοιχείων, θα είναι παλμικό, ενώ η μέση τιμή του σταθερή και ίση με τη μέση τιμή των παλμών. Στο Σχήμα 2.16 φαίνεται πως το ρεύμα εισόδου του αντιστροφέα μέχρι τη χρονική στιγμή 0.02sec, είναι μηδενικό. Αυτό οφείλεται στα μεταβατικά φαινόμενα των υπολογισμών της αριθμητικής μεθόδου κατά την πρώτη περίοδο. 2.2 ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΣ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑΣ ΣΕ ΩΜΙΚΟ ΦΟΡΤΙΟ ΜΕΣΩ LC ΦΙΛΤΡΟΥ Στη συνέχεια, παρεμβάλουμε μεταξύ της εξόδου του αντιστροφέα και του ωμικού φορτίου ένα κατωπερατό φίλτρο LC. Με βάση τη θεωρητική ανάλυση που προηγήθηκε στη διπλωματική εργασία της συναδέλφου Χαρούλας Ζωγόγιαννη οι τιμές ανά φάση των πηνίων και των πυκνωτών του φίλτρου διαστασιολογούνται στην προσομοίωση ως L=2mH και C=6μF αντίστοιχα. Το υπό προσομοίωση σύστημα φαίνεται στο Σχήμα 2.17, ενώ εκτός της εισαγωγής του φίλτρου (Σχήμα 2.18), οι υπόλοιπες παράμετροι του συστήματος παραμένουν όπως πριν. Σχήμα 2.17: Τριφασικός αντιστροφέας σε ωμικό φορτίο με παρεμβολή κατωπερατού φίλτρου LC 68

75 Σχήμα 2.18: Κατωπερατό φίλτρο LC H φασική τάση και το αντίστοιχο ρεύμα στην έξοδο του φίλτρου είναι ημιτονοειδή μεγέθη με συχνότητα 50Ηz (T=0,02sec), ενώ, εφόσον το φορτίο μας είναι ωμικό, τα μεγέθη αυτά είναι και συμφασικά μεταξύ τους (Σχήμα 2.19, Σχήμα 2.20). Σχήμα 2.19: Τάση Φάσης Α στην έξοδο του φίλτρου 69

76 Σχήμα 2.20: Ρεύμα Φάσης Α στην έξοδο του φίλτρου Οι ενεργές τιμές των τάσεων και των ρευμάτων στην έξοδο του φίλτρου, με δεδομένη την είσοδο του και το συντελεστή διαμόρφωσης, αναμένονται να είναι: 0,612 0,8 120 V o,φ,rms = = 33,92V (2.11) 3 Ενώ του ρεύματος, για φορτίο R=42Ω είναι: Ι Α,rms = V o,φ,rms R = 33, ,807Α (2.12) Και για φορτίο R=21Ω: Ι Α,rms = V o,φ,rms R = 33, ,615Α (2.13) Οι παραπάνω τιμές συμφωνούν με τις ενεργές τιμές που προέκυψαν από τη προσομοίωση, ενώ γίνονται εμφανή και τα μεταβατικά φαινόμενα στην έναρξη λειτουργίας του αντιστροφέα, καθώς και κατά τη μεταβολή του φορτίου (Σχήμα 2.21). 70

77 Σχήμα 2.21: Μέσες τετραγωνικές τιμές φασικών τάσεων και ρευμάτων στην έξοδο του φίλτρου Με βάση τις παραπάνω RMS τιμές μπορούν να προκύψουν και οι μέγιστες τιμές των φασικών τάσεων και ρευμάτων στην έξοδο του φίλτρο: V o,φ,peak = 2V o,φ,rms = 2 33,92 47,97V (2.14) Ενώ η μέγιστη τιμή του ρεύματος για φορτίο R=42Ω είναι: Ι Α,peak = 2Ι Α,rms = 2 0,807 1,14A (2.15) Και για φορτίο R=21Ω: Ι Α,peak = 2Ι Α,rms = 2 1,615 2,28A (2.16) Οι τιμές αυτές συμφωνούν με τις μέγιστες τιμές των κυματομορφών τάσεων και ρευμάτων των Σχημάτων 2.19 και

78 Η τάση πλέον στην έξοδο του φίλτρου είναι σχεδόν καθαρά ημιτονοειδής γεγονός που σημαίνει πως το φίλτρο LC εμποδίζει τη διέλευση των ανώτερων αρμονικών της τάσης εξόδου του αντιστροφέα επιτρέποντας να περάσει μόνο η βασική αρμονική. Με βάση τις τιμές των L,C που επιλέχτηκαν για κάθε φάση, η συχνότητα αποκοπής του φίλτρου είναι F o 1453Hz με αποτέλεσμα να περνούν αναλλοίωτες στην έξοδο οι αρμονικές που έχουν συχνότητα μεγαλύτερη της συχνότητας του δικτύου και μικρότερη της συχνότητας αποκοπής. H ανάλυση Fourier της φασικής τάσης στην έξοδο του φίλτρου λίγο πριν και μετά τη μεταβολή του φορτίου μας δίνει έναν συντελεστή συνολικής αρμονικής παραμόρφωσης ίσο με THD=0.22% (Σχήμα 2.22). Σχήμα 2.22: Πλάτος αρμονικών και συντελεστής ΤΗD πριν και μετά τη μεταβολή του φορτίου 72

79 Με τη χρήση του φίλτρου LC, το φορτίο που «βλέπει» πλέον στην έξοδό του ο αντιστροφέας δεν είναι καθαρά ωμικό, αλλά έχει και επαγωγικά χαρακτηριστικά. Αποτέλεσμα αυτού είναι να ρέει ρεύμα στον αντιπαράλληλο κλάδο των διόδων κάθε ημιαγωγικού στοιχείου ανά ημιπερίοδο, καθώς το πηνίο αποθηκεύει ενέργεια η οποία κάπου πρέπει να διοχετευθεί. Η ενέργεια αυτή επιστρέφει λοιπόν στη πηγή μέσω των αντιπαράλληλων διόδων κάθε ημιαγωγικού στοιχείου και τα ρεύματα των δύο IGBT\Διόδων του πρώτου κλάδου φαίνονται στο Σχήμα Σχήμα 2.23: Ρεύματα στο αντιπαράλληλο κύκλωμα IGBT\Διόδου των δυο ημιαγωγικών στοιχείων του πρώτου κλάδου Στο Σχήμα 2.23 οι θετικές ημιπερίοδοι αντιστοιχούν στα ρεύματα των IGBT 1 και 2 αντίστοιχα, ενώ οι αρνητικές στα ρεύματα των αντίστοιχων διόδων τους. Στην ουσία κατά την αγωγή του ενός IGBT φορτίζεται το πηνίο του φίλτρου ενώ κατά την αποκοπή του το πηνίο εκφορτίζεται μέσω της διόδου του συμπληρωματικού IGBT. 73

80 Η ροή αυτή των ρευμάτων μέσω των αντιπαράλληλων διόδων έχει αντίκτυπο και στο ρεύμα εισόδου του αντιστροφέα, η μέγιστη τιμή του οποίου πλέον δεν είναι σταθερή αλλά μειώνεται στα αντίστοιχα διαστήματα αγωγής των διόδων (Σχήμα 2.24). Η μείωση της μέγιστης τιμής του ρεύματος εισόδου μειώνει και τη μέση τιμή του, η οποία σε σύγκριση με τη μέση τιμή του ρεύματος εισόδου του συστήματος αντιστροφέας-ωμικό φορτίο (Σχήμα 2.16) παρουσιάζεται μικρότερη (Σχήμα 2.25). Σχήμα 2.24: Ρεύμα στην είσοδο του αντιστροφέα με LC φίλτρο στην έξοδό του Σχήμα 2.25: Μέση τιμή ρεύματος εισόδου αντιστροφέα με LC φίλτρο στην έξοδό του 74

81 2.3 ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΣ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑΣ ΣΕ ΩΜΙΚΟ ΦΟΡΤΙΟ ΜΕΣΩ LC ΦΙΛΤΡΟΥ ΚΑΙ ΜΕΤΑΣΧΗΜΑΤΙΣΤΗ Με στόχο τη σύνδεση με το δίκτυο και δεδομένου ότι η τάση εισόδου το αντιστροφέα κυμαίνεται στα 120V DC από την προηγούμενη βαθμίδα, η τάση εξόδου του συστήματος αντιστροφέας- φίλτρο πρέπει να ανυψωθεί στα επίπεδα της τάσης του δικτύου. Για το σκοπό αυτό γίνεται χρήση ενός μετασχηματιστή ο οποίος, με κατάλληλο λόγο σπειρών, προσφέρει τον απαραίτητο βαθμό ανύψωσης της τάσης στην έξοδο του φίλτρου ώστε να γίνει ο συγχρονισμός με το δίκτυο. Ο μετασχηματιστής τοποθετείται στην έξοδο του φίλτρου και το συνολικό σύστημα προσομοιώνεται αρχικά σε ένα τριφασικό ωμικό φορτίο (Σχήμα 2.26). Ο τριφασικός μετασχηματιστής προσομοιώνεται μέσω του Simulink με το block Three-Phase Transformer (Two Windings). Με το συγκεκριμένο block προσομοιώνεται ο τριφασικός μετασχηματιστής, θεωρώντας τρεις ανεξάρτητους μονοφασικούς μετασχηματιστές συνδεμένους κατά γειωμένο αστέρα. Επίσης, το μοντέλο είναι γραμμικό, δηλαδή θεωρείται ότι ο μετασχηματιστής δουλεύει στη γραμμική περιοχή της Β-Η χαρακτηριστικής του, συνεπώς δεν μπαίνει στον κόρο. Ως λόγος μετασχηματισμού επιλέγεται ο n=1:13, ενώ η αντίσταση σιδήρου θεωρείται στην πράξη πολύ μεγάλη και γι αυτό λαμβάνει την τιμή Rm=1MΩ. Η επαγωγή μαγνήτισης είναι Lm=228mH ενώ τόσο οι επαγωγές σκέδασης όσο και οι αντιστάσεις των δύο τυλιγμάτων επιλέχθηκαν βάση των αντίστοιχων τιμών του μετασχηματιστή που χρησιμοποιήθηκε και φαίνονται στο Σχήμα Σχήμα 2.26: Σύστημα αντιστροφέα-φίλτρου-μετασχηματιστή σε ωμικό φορτίο 75

82 Σχήμα 2.27: Παράμετροι τριφασικού μετασχηματιστή Ως φορτίο επιλεγεται η αμετάβλητη αντίσταση R=420Ω ανά φάση, ενώ για λόγους εξοικονόμησης χρόνου η προσομοίωση γίνεται σε διακριτό χρόνο με βήμα Τs= sec και μέθοδο επίλυσης Tustin. Η ενεργός τιμή του ρεύματος κάθε φάσης που θα διαρρέει την αντίσταση αυτή, αν υποθέσουμε πως η φασική της τάση θέλουμε να είναι Vφ,rms=230V είναι: Ενώ στο πρωτεύον του μετασχηματιστή θα είναι: I rms = V φ,rms R = 230 = 0,54A (2.17) 420 Ι rms = 13I rms = 13 0,54 = 7,12A (2.18) Το ρεύμα της φάσης Α στο δευτερεύον και το πρωτεύον του μετασχηματιστή φαίνεται στα Σχήματα 2.28 και 2.29 αντίστοιχα. 76

83 Σχήμα 2.28: Ρεύμα δευτερεύοντος μετασχηματιστή Φάσης Α Σχήμα 2.29: Ρεύμα πρωτεύοντος μετασχηματιστή Φάσης Α 77

84 Επιπλέον, η συνολική αντίσταση στην έξοδο του αντιστροφέα, αν ανάγουμε όλα τα μεγέθη του δευτερεύοντος του μετασχηματιστή στο πρωτεύον είναι: R ολ = R sw1 + R sw2 + R (2.19) R ολ = R sw1 + R sw R 4,3 = 0, ,536Ω (2.20) 132 Όπου: R sw1 : αντίσταση πρωτεύοντος τυλίγματος μετασχηματιστή R sw2 : αντίσταση δευτερεύοντος τυλίγματος μετασχηματιστή Έτσι η τάση στην είσοδο του αντιστροφέα πρέπει να είναι: Και η αντίστοιχη πολική της τιμή είναι: V φ,rms,inv = R ολ Ι rms = 2,536 7, V (2.21) V πολ,rms,inv = 3V φ,rms,inv = V (2.22) Επομένως ο συντελεστής διαμόρφωσης πλάτους πρέπει να ισούται με: m a = V πολ,rms,inv = ,4258 (2.23) 0,612V d 0, Η τάση της φάσης Α μετά και πριν το μετασχηματιστή παρουσιάζεται στα Σχήματα 2.30 και 2.31 αντίστοιχα. Στη προσομοίωση ο λόγος διαμόρφωσης πλάτους επιλέγεται ίσος με ma=0,446, ώστε να εξασφαλιστεί η σωστή ροή ισχύος και να αντισταθμιστούν τυχόν πτώσεις τάσης που θα προκύψουν όταν περνά ρεύμα από τα στοιχεία του κυκλώματος. 78

85 Σχήμα 2.30: Τάση δευτερεύοντος μετασχηματιστή Φάσης Α Σχήμα 2.31: Τάση πρωτεύοντος μετασχηματιστή Φάσης Α 79

86 80

87 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 3 ΠΡΟΣΟΜΟΙΩΣΗ ΛΕΙΤΟΥΡΓΙΑΣ ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΥ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑ ΣΥΝΔΕΔΕΜΕΝΟΥ ΜΕ ΤΟ ΔΙΚΤΥΟ ΧΑΜΗΛΗΣ ΤΑΣΗΣ Στο παρόν κεφάλαιο, θα γίνει προσομοίωση του τριφασικού αντιστροφέα με σύνδεση στο δίκτυο χαμηλής τάσης. Επιπλέον θα εφαρμοστεί σε αυτόν έλεγχος ενεργού, με σταθεροποίηση της τάσης εισόδου του, και αέργου ισχύος. Τέλος θα γίνει η προσομοίωση του συνολικού συστήματος με σκοπό να διαπιστωθεί η ορθή λειτουργία όλων των επιμέρους συστημάτων. Πλέον στην έξοδο του φίλτρου παραλληλίζουμε με το ωμικό μας φορτίο και το δίκτυο χαμηλής τάσης. Το δίκτυο, προσομοιώνεται ως πηγή ημιτονοειδούς τάσης συχνότητας 50 Hz και ενεργού τιμής πολικής τάσης 400V (Σχήμα 3.1) στην οποία τοποθετήθηκε εν σειρά ένα RL κύκλωμα, ώστε να ληφθεί υπόψιν ο ωμικό-επαγωγικός χαρακτήρας του δικτύου [24]. Επιπλέον, θεωρούμε ότι η βασική αρμονική της τάση εξόδου του συστήματός μας προηγείται κατά 1 ο της τάσης του δικτύου, ώστε κατά τη σύνδεση με αυτό να διασφαλίσουμε τη σωστή ροή ισχύος. Σχήμα 3.1: Μοντέλο Simulink για το δίκτυο χαμηλής τάσης 81

88 3.1 ΠΡΟΣΟΜΟΙΩΣΗ ΣΥΝΔΕΣΗΣ ΤΟΥ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑ ΣΤΟ ΔΙΚΤΥΟ ΧΑΜΗΛΗΣ ΤΑΣΗΣ Στο Σχήμα 3.2 φαίνεται το υπό προσομοίωση σύστημα. Για το σύστημα αυτό έχει επιλεγεί ma=0.446 και τάση εισόδου 120V DC. Οι τιμές αυτές είναι περίπου ίδιες με εκείνες που προέκυψαν από τη προσομοίωση τριφασικός αντιστροφέας-φίλτρο-μετασχηματιστής-φορτίο με αποτέλεσμα το πλάτος των τάσεων στο δευτερεύον του μετασχηματιστή να είναι σχεδόν όμοιο με το πλάτος των τάσεων του δικτύου, επιτρέποντας το συγχρονισμό με αυτό. Οι υπόλοιπες απαιτήσεις για συγχρονισμό με το δίκτυο, όπως η φασική ακολουθία η διαφορά φάσης και η συχνότητα έχουν προβλεφθεί και ικανοποιούνται a priori. Το φορτίο το οποίο τροφοδοτεί ο αντιστροφέας πριν τη σύνδεση με το δίκτυο είναι R=420Ω, όμοιο δηλαδή με αυτό της προσομοίωσης της ενότητας 2.3. Τέλος, όσο το σύστημα γίνεται πιο περίπλοκο, αυξάνονται οι απαιτήσεις σε πράξεις για τις προσομοιώσεις με αποτέλεσμα να περαιώνονται σε μεγαλύτερο χρονικό διάστημα. Γι αυτό το λόγο, η δειγματοληψία των σημάτων στα block scopes γίνεται ανά 100 βήματα (Σχήμα 3.3). Σχήμα 3.2: Προσομοίωση τριφασικού αντιστροφέα-φίλτρου-μετασχηματιστή με σύνδεση στο δίκτυο χαμηλής τάσης 82

89 Σχήμα 3.3: Παρουσίαση δειγμάτων ανά εκατό βήματα Αυτό έχει ως αποτέλεσμα να μειώνεται ο χρόνος προσομοίωσης μεν, αλλά οι παλμογραφήσεις των σημάτων εμφανίζονται ελαφρώς παραμορφωμένες σε σχέση με πριν, επειδή η ακρίβεια είναι πλέον μικρότερη. Οι παραμορφώσεις όμως αυτές είναι ελάχιστες και τα σήματα διακρίνονται με ικανοποιητική ευκρίνεια, με αποτέλεσμα να μην έχουμε κάποιο ιδιαίτερο πρόβλημα στις προσομοιώσεις μας από τώρα και στο εξής. Κατά το κλείσιμο του διακόπτη και τη σύνδεση με το δίκτυο επιθυμούμε τα ρεύματα των φάσεων να είναι μηδενικά. Οι πολικές τάσεις στο πρωτεύον του μετασχηματιστή φαίνονται στο Σχήμα 3.4 ενώ στο Σχήμα 3.5 φαίνονται οι αντίστοιχες τάσεις στο δευτερεύον. 83

90 Σχήμα 3.4: Πολικές τάσεις πρωτεύοντος μετασχηματιστή πριν τη σύνδεση με το δίκτυο Σχήμα 3.5: Πολικές τάσεις δευτερεύοντος μετασχηματιστή πριν τη σύνδεση με το δίκτυο 84

91 Επιπλέον στο Σχήμα 3.6 φαίνονται οι πολικές τάσεις του δικτύου οι οποίες είναι σχεδόν πανομοιότυπες με τις τάσεις του δευτερεύοντος του μετασχηματιστή. Σχήμα 3.6: Πολικές τάσεις δικτύου Ωστόσο, λόγω της τριφασικής συμμετρίας των τάσεων και των ρευμάτων, τα ρεύματα των τριών φάσεων δε μηδενίζονται ταυτόχρονα και στις τρεις. Το γεγονός αυτό δημιουργεί DC συνιστώσες στις κυματομορφές των ρευμάτων κατά τη στιγμή σύνδεσης με το δίκτυο. Οι συνιστώσες αυτές μηδενίζονται σταδιακά και το σύστημά μας οδηγείται εν τέλει στη μόνιμη κατάσταση. Σκοπός μας λοιπόν είναι να βρούμε τη χρονική στιγμή όπου το ρεύμα μιας εκ των τριών φάσεων γίνεται μηδέν και τότε να κλείσουμε το διακόπτη σύνδεσης με το δίκτυο. Με τον τρόπο αυτό θα εξαλειφθεί η DC συνιστώσα τουλάχιστον του ρεύματος μιας φάσης ενώ των άλλων δύο θα παραμείνει μεν, αλλά σε μια τιμή η οποία δε θα είναι η μέγιστη. Υποθέτουμε ότι το ισοδύναμο ηλεκτρικό μοντέλο του μετασχηματιστή είναι ένα RL κύκλωμα εν σειρά με R να είναι η αντίσταση χαλκού των τυλιγμάτων και L η επαγωγή μαγνήτισης που είναι στην πράξη πολύ μεγαλύτερη από τις επαγωγές σκέδασης. Έστω ότι το κύκλωμα τροφοδοτείται με μία τάση της μορφής [18]: V = 2 V sin(ωt δ) (3.1) 85

92 Η διαφορική εξίσωση που δίνει την τάση εξόδου του κυκλώματος θα είναι [24]: V o = R I + L di = 2 V sin(ωt δ) (3.2) dt Από τη λύση της σχέσης (3.2) προκύπτει το ρεύμα που ρέει διαμέσου του RL κυκλώματος: Όπου: i = 2 V sin(ωt + δ θ) + e (R L )t sin(δ θ) (3.3) z ωl z = R 2 + (ωl) 2 1 και θ = tan R 90o, αφού ωl R (3.4) H εξίσωση του ρεύματος (3.3) αποτελείται από δύο συνιστώσες: μια περιοδική: 2 V sin(ωt + δ θ) z και μια εκθετική μη περιοδική: e (R L )t sin(δ θ) Η ημιτονοειδής συνιστώσα εκφράζει τη μορφή του ρεύματος στη μόνιμη κατάσταση, ενώ η φθίνουσα εκθετικά συνιστώσα δείχνει το μεταβατικό φαινόμενο και τη διάρκεια απόσβεσής του. Ο διακόπτης λοιπόν πρέπει να κλείσει τη χρονική στιγμή που η περιβάλλουσα εκθετική συνιστώσα του ρεύματος είναι μηδέν, δηλαδή όταν ικανοποιείται η συνθήκη: e (R L )t sin(δ θ) = 0 sin(δ θ) = 0 (3.5) δ θ = 0 ο ή δ θ = 180 ο δ 90 ο = 0 ο δ = 90 ο ή δ 90 ο = 180 ο δ = 270 ο Για να προκύψει δ=90 ο ή δ=270 ο, θα πρέπει για t=0 να ισχύει: V = 2 V sin(δ) = 2 V sin(90 ο ) = 2 V (3.6) ή V = 2 V sin(δ) = 2 V sin(270 ο ) = 2 V (3.7) 86

93 Επομένως, ο διακόπτης θα κλείσει μια χρονική στιγμή όπου μια εκ των τριών τάσεων θα βρίσκεται στη μέγιστη ή την ελάχιστη τιμή της. Τότε το μεταβατικό φαινόμενο του ρεύματος της συγκεκριμένης φάσης θα είναι σχεδόν μηδενικό. Το χρονικό διάστημα απόσβεσης του μεταβατικού φαινομένου του ρεύματος των άλλων δυο φάσεων εξαρτάται από τα ωμικοεπαγωγικά χαρακτηριστικά του μετασχηματιστή. Όσο μεγαλύτερη είναι η αντίσταση του μετασχηματιστή τόσο μειώνεται ο χρόνος απόσβεσης του μεταβατικού, αλλά τόσο αυξάνονται οι απώλειες. Είναι προφανές πως μετά το συγχρονισμό με το δίκτυο η τάση εξόδου του συστήματος τριφασικός αντιστροφέας-φίλτρο-μετασχηματιστής θα είναι η τάση του δικτύου. Στα Σχήματα 3.7 και 3.8 δείχνονται τόσο οι πραγματικές μεταβολές των τάσεων, όσο και οι μεταβολές των ενεργών τιμών τους κατά το μεταβατικό στάδιο του συγχρονισμού με το δίκτυο. Σχήμα 3.7: Πολικές τάσεις πρωτεύοντος μετασχηματιστή τη στιγμή του συγχρονισμού με το δίκτυο 87

94 Σχήμα 3.8: Ενεργές τιμές πολικών τάσεων δευτερεύοντος μετασχηματιστή κατά τη σύνδεση με το δίκτυο Στο Σχήμα 3.9 φαίνεται το ρεύμα που ρέει προς το φορτίο, πριν και μετά το συγχρονισμό με το δίκτυο. Επειδή οι τριφασικοί διακόπτες του δικτύου και του φορτίου αλλάζουν ταυτόχρονα κατάσταση, είναι προφανές πως κατά τη στιγμή του συγχρονισμού με το δίκτυο το φορτίο θα αποσυνδεθεί. 88

95 Σχήμα 3.9: Ρεύματα τριών φάσεων στο φορτίο πριν και μετά τη σύνδεση με το δίκτυο Είναι φανερό πως το ρεύμα της Φάσης Β της οποίας επιλέξαμε να κλείσουμε το διακόπτη στη μέγιστη αρνητική τιμή της τάσης της έχει μικρότερο μεταβατικό φαινόμενο σε σύγκριση με τα ρεύματα των δύο άλλων φάσεων. Στην πράξη, η τάση του αντιστροφέα δεν είναι απόλυτα ίδια με του δικτύου και αυτό οφείλεται στην ακρίβεια ρύθμισης του επιθυμητού ma. Έτσι, το ρεύμα διασύνδεσης είναι μη μηδενικό, μικρής όμως τιμής και, όπως φαίνεται στα Σχήματα 3.10, 3.11, 3.12, στη μόνιμη κατάσταση έχει πλάτος περίπου 190mA, ενώ αντίστοιχα το ρεύμα στο πρωτεύον του μετασχηματιστή (Σχήμα 3.13) έχει πλάτος περίπου 2.47A (Iprim=n*Isec). Ο συγκεκριμένος λόγος διαμόρφωσης πλάτους δίνει μια τάση στην έξοδο του μετασχηματιστή λίγο μεγαλύτερη της τάσης του δικτύου με σκοπό την αποτροπή επιστροφής άεργου ισχύος στον αντιστροφέα. Το αντίτιμο που πληρώνουμε είναι τα ελαφρώς μεγαλύτερα ρεύματα που εμφανίζονται κατά το συγχρονισμό με το δίκτυο. 89

96 Σχήμα 3.10: Ενεργές τιμές ρευμάτων δικτύου κατά και μετά τον συγχρονισμό Σχήμα 3.11: Ρεύμα δικτύου Φάσης Β μετά το κλείσιμο του διακόπτη 90

97 Σχήμα 3.12: Ρεύματα δικτύου Φάσεων Β και C μετά το κλείσιμο του διακόπτη Σχήμα 3.13: Ρεύματα τριών φάσεων στο πρωτεύον του μετασχηματιστή κατά τη σύνδεση με το δίκτυο 91

98 3.2 ΠΡΟΣΟΜΟΙΩΣΗ ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΥ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑ ΜΕ ΣΥΝΔΕΣΗ ΣΤΟ ΔΙΚΤΥΟ ΚΑΙ ΕΛΕΓΧΟ ΚΛΕΙΣΤΟΥ ΒΡΟΧΟΥ Εφόσον πραγματοποιήθηκε ο συγχρονισμός με το δίκτυο χρειάζεται να προσομοιωθεί και ο έλεγχος ανταλλαγής ισχύος του αντιστροφέας με το δίκτυο. Σε πρώτο στάδιο ο έλεγχος επικεντρώνεται στη σύγκριση της ενεργού και άεργου ισχύος που ανταλλάσσεται μεταξύ του αντιστροφέα και του δικτύου με κάποιες ισχείς αναφοράς. Το αποτέλεσμα της σύγκρισης αφού περάσει μέσα από PI ελεγκτές καθορίζει τους παλμούς έναυσης των ημιαγωγικών στοιχείων με σκοπό τη μεταβολή της εξόδου του αντιστροφέα ανάλογα με τις αναφορές ισχύος. Στο στάδιο αυτό η πηγή τροφοδοσίας θεωρείται σταθερή, συνεχούς τάσης, ίση με 120V. Σε επόμενο στάδιο γίνεται η αντικατάσταση της πηγής αυτης από μια μεταβαλλόμενη πηγή συνεχούς ρεύματος. Επιπλέον εισάγεται ο βρόχος ελέγχου της τάσης εισόδου του αντιστροφέα, σκοπός του οποίου είναι η διατήρηση της τάσης του πυκνωτή εισόδου στη τιμή των 120V DC. Διατηρώντας τη τάση στον πυκνωτή διασύνδεσης σταθερή επιτρέπουμε στη προηγούμενη βαθμίδα του Interleaved Boost μετατροπέα να μεταβάλει τη προσφερόμενη στον αντιστροφέα ισχύ ΠΡΟΣΟΜΟΙΩΣΗ ΕΛΕΓΧΟΥ ΚΛΕΙΣΤΟΥ ΒΡΟΧΟΥ ΥΠΟ ΣΤΑΘΕΡΗ ΠΗΓΗ ΤΡΟΦΟΔΟΣΙΑΣ Ο βρόχος ελέγχου εφαρμόζεται ύστερα από το συγχρονισμό του αντιστροφέα με το δίκτυο, ενώ για το συγχρονισμό επιλέγεται ο συντελεστής διαμόρφωσης πλάτους ma=0,446 για τους λόγους που εξηγήθηκαν παραπάνω. Το υπό προσομοίωση σύστημα φαίνεται στο Σχήμα 3.14 ενώ τα επιπλέον block ελέγχου εξηγούνται αναλυτικά παρακάτω. 92

99 Σχήμα 3.14: Προσομοίωσης ελέγχου κλειστού βρόχου με σύνδεση στο δίκτυο και σταθερή πηγή τροφοδοσίας Στο Σχήμα 3.14 το μόνο άγνωστο block είναι το κόκκινο (Park), ενώ όλα τα υπόλοιπα έχουν αναλυθεί σε προηγούμενες προσομοιώσεις. Σε αυτό γίνεται ο μετασχηματισμός Park των τάσεων και των ρευμάτων που μετρούνται από το block Three Phase V-I Measurement3. Στη συνέχεια, οι συνιστώσες dq0 που προκύπτουν ως έξοδοι των μετασχηματισμών Park των τάσεων και των ρευμάτων εισάγονται σε ένα block υπολογισμού αέργου και ενεργού ισχύος. Οι ισχείς αυτές είναι τριφασικές και διαιρούνται δια του τρία ώστε να προκύψουν οι αντίστοιχες μονοφασικές τους τιμές (Σχήμα 3.15). Τα εσωτερικά των blocks του Σχήματος 3.15 φαίνονται στα Σχήματα 3.16,

100 Σχήμα 3.15: Εσωτερικό υποσύστημα του block Park Σχήμα 3.16: Εσωτερικό γαλάζιου block μετασχηματισμού Park για παραγωγή των συνιστωσών dq0 94

101 Σχήμα 3.17: Εσωτερικό κίτρινου block παραγωγής τριφασικής ενεργού και αέργου ισχύος από τις συνιστώσες dq0 των τάσεων και των ρευμάτων Οι μονοφασικές ισχείς στη συνέχεια μεταφέρονται στο block ελέγχου και παραγωγής παλμών για τον τριφασικό αντιστροφέα. Αυτό στεγάζεται στο block του τριφασικού αντιστροφέα (ροζ block) και δέχεται ως εισόδους τις αναφορές της αέργου και ενεργού ισχύος (Σχήμα 3.18). Σχήμα 3.18: Block ελέγχου ενεργού και αέργου ισχύος για την παραγωγή παλμών των ημιαγωγικών στοιχείων της τριφασικής γέφυρας (μωβ block) 95

102 Το block PQ control1 είναι υπεύθυνο για την παραγωγή των ημιτόνων αναφοράς, τόσο πριν τη σύνδεση με το δίκτυο, όσο και μετά από αυτή (Σχήμα 3.19). Η σύγκριση των ημιτόνων αναφοράς με την τριγωνική κυματομορφή για την παλμοδότηση των ημιαγωγικών στοιχείων γίνεται όπως και πριν στο block PWM Generator απλώς τώρα, σε αντίθεση με πριν, επιλέγεται εξωτερική πηγή παροχής των ημιτόνων αναφοράς. Οι αναφορές των ισχύων συγκρίνονται εσωτερικά μέσω δύο διαφοριστών, με τις μετρούμενες ισχείς που προκύπτουν από το block Park (κόκκινο). Ο πρώτος διαφοριστής δίνει ως έξοδο το σφάλμα ενεργού ισχύος, ενώ ο δεύτερος το σφάλμα αέργου ισχύος (πράσινα blocks Σχήματος 3.19). Τα σφάλματα των δύο διαφοριστών τροφοδοτούνται σε δυο PI ελεγκτές, έναν για κάθε σφάλμα αντίστοιχα. Σκοπός των PI ελεγκτών είναι η μετατροπή των σφαλμάτων ενεργού και αέργου ισχύος σε σφάλματα γωνίας και πλάτους των ημιτόνων αναφοράς για παραγωγή παλμών (πορτοκαλί blocks Σχήματος 3.19). Τα κέρδη kp και ki προέκυψαν από τις προσομοιώσεις της διπλωματικής εργασίας της συναδέλφου Χαρούλας Ζωγόγιαννη με τη μέδοδο Ziegler-Nichols και είναι: k p = 0,001 2,2 4, (3.8) k i = 1,2 k p Τ u = 1,2 4, ,02 = 0,02724 (3.9) Έπειτα, ακολουθεί ο αντίστροφος μετασχηματισμός Park, δηλαδή ο πολλαπλασιασμός των εξόδων των PI ελεγκτών με ημίτονα αναφοράς πλάτους 1 και συχνότητας 50 Hz. Το ημίτονο αναφοράς το οποίο αντιστοιχεί στο σφάλμα ενεργού ισχύος έχει αρχική φάση 90 ο, ενώ αυτό που αντιστοιχεί σε σφάλμα αέργου ισχύος έχει μηδενική αρχική φάση. Οι έξοδοι των PI ελεγκτών, όπως και οι είσοδοί τους είναι συνεχείς τιμές ενώ τα αποτελέσματα των πολλαπλασιασμών τους με τα ημίτονα αναφοράς προκύπτουν ημιτονοειδώς μεταβαλλόμενες τιμές. Τέλος τα δύο ημίτονα αναφοράς που προκύπτουν από τα σφάλματα ενεργού και αέργου ισχύος αθροίζονται μεταξύ τους διανυσματικά αλλά και μαζί με ένα τρίτο ημίτονο. Το τρίτο ημίτονο έχει πλάτος 0,446, ίσο δηλαδή με το συντελεστή διαμόρφωσης πλάτους ma που είναι απαραίτητος για τον επιτυχή συγχρονισμό με το δίκτυο. Η άθροιση των τριών ημιτόνων δημιουργεί το ενιαίο ημίτονο αναφοράς το οποίο θα συγκριθεί με την τριγωνική κυματομορφή για την παραγωγή των παλμών των ημιαγωγικών στοιχείων του πρώτου κλάδου της τριφασικής γέφυρας (γαλάζια blocks Σχήματος 3.19). 96

103 Σχήμα 3.19: Εσωτερικό του block ελέγχου ενεργού και αέργου ισχύος για παραγωγή παλμών 97

104 Οι υπόλοιπες δυο φάσεις προκύπτουν από τους δύο άλλους κλάδους της τριφασικής γέφυρας, οι οποίοι πρέπει να παλμοδοτούνται με 120 ο και 240 ο διαφορά φάσης από τον πρώτο κλάδο αντίστοιχα. Για να γίνει αυτό, το ενιαίο ημίτονο αναφοράς μας μετατοπίζεται πρώτα κατά 120 ο και έπειτα κατά 240 ο (transport delay blocks) με αποτέλεσμα να προκύπτουν τρία ενιαία ημίτονα αναφοράς, με 120 ο διαφορά φάσης το ένα από το άλλο (Σχήμα 3.20). Η σύγκριση των ημιτόνων αναφοράς με τον τριγωνικό φορέα θα δώσει τους κατάλληλους παλμούς στα transistors των τριών κλάδων του τριφασικού αντιστροφέα για την παραγωγή των τριών φάσεων (μωβ blocks Σχήματος 3.19). Σχήμα 3.20: Ημίτονα αναφοράς παραγωγής παλμών συγχρονισμού με το δίκτυο Τη χρονική στιγμή t=0,1616s οι διακόπτες φορτίου και δικτύου αλλάζουν ταυτόχρονα κατάσταση. Αρχικά ο διακόπτης του φορτίου ήταν κλειστός ενώ του δικτύου ανοικτός, επομένως τη χρονική στιγμή αλλαγής της κατάστασής τους το σύστημα του αντιστροφέαφίλτρο-μετασχηματιστής αποσυνδέεται από το φορτίο, ενώ ταυτόχρονα συνδέεται στο δίκτυο (Σχήμα 3.9). Ο έλεγχος ενεργού και αέργου ισχύος πριν τη σύνδεση με το δίκτυο δεν έχει νόημα και είναι ανενεργός, ενώ ενεργοποιείται όταν επέλθει ο συγχρονισμός (διακόπτες Σχήματος 3.19). 98

105 Μεταβολή ενεργού ισχύος με μηδενική αναφορά αέργου ισχύος Αρχικά προσομοιώθηκε η λειτουργία του συστήματος ελέγχου με αναφορά αέργου ισχύος Qref=0Var και μεταβολή της ενεργού ισχύος Pref. Θεωρώντας μηδενική άεργο ισχύ αναφοράς, αναγκάζουμε το ρεύμα και την τάση εξόδου του μετασχηματιστή να έχουν μηδενική διαφορά φάσης μεταξύ τους. Αρχικά, η ενεργός ισχύς αναφοράς επιλέχτηκε μηδενική ώστε να διαπιστωθούν οι συνθήκες μηδενικής ανταλλαγής ισχύος κατά το συγχρονισμό με το δίκτυο. Έπειτα, τη χρονική στιγμή t=0,6s υποθέτουμε μια απότομη μεταβολή της ισχύος της in ανεμογεννήτριας στη μέγιστη ονομαστική της ισχύ, δηλαδή P 3φ,max = 1000W, άρα in P 1φ,max = W, ενώ τη στιγμή t=1,2s υποθέτουμε πως η ισχύ της μειώνεται στο 1 3 της ονομαστικής της τιμής P in in 3φ = P 3φ,max 3 = W, άρα P in 1φ = = 111W (Σχήμα 3.21). Σχήμα 3.21: Μεταβολές ενεργού ισχύος αναφοράς To σύστημα έχει διαστασιολογηθεί έτσι, ώστε να δίνει τη μέγιστη ισχύ των 1000W για γωνιακή διαφορά παραγόμενης τάσης εξόδου συστήματος και δικτύου ίση με 30 ο. Επομένως για το εύρος ισχύος W η γωνία ισχύος θα έχει εύρος 0-30 ο (Σχήμα 3.22). Επιπλέον, το ma μεταβάλλεται κατάλληλα ώστε για κάθε μεταβολή πραγματικής ισχύος να διασφαλίζει 99

106 μηδενική ροή αέργου ισχύος (Σχήμα 3.23). Τα ημίτονα αναφοράς που προκύπτουν προς σύγκριση με τη τριγωνική κυματομορφή φαίνονται στο Σχήμα Σχήμα 3.22: Μεταβολή γωνίας ισχύος δ Σχήμα 3.23: Μεταβολή συντελεστή διαμόρφωσης m α 100

107 Σχήμα 3.24: Ημίτονα αναφοράς προς σύγκριση με τη τριγωνική κυματομορφή για παραγωγή παλμών Καθώς η ροή ενεργού ισχύος αυξάνεται, αυξάνονται και τα ρεύματα που ρέουν σε κάθε φάση προς το δίκτυο. Αυτό, έχει ως αποτέλεσμα να αυξάνονται και οι πτώσεις τάσεις στα ωμικοεπαγωγικά στοιχεία του κυκλώματος με αποτέλεσμα να υπάρχει μια διαφορά στα πλάτη των παραγόμενων φασικών τάσεων και των τάσεων του δικτύου. Μάλιστα, τα πλάτη των παραγόμενων φασικών τάσεων του αντιστροφέα, όσο αυξάνεται η ισχύς, τόσο μικρότερα γίνονται από τα πλάτη των φάσεων του δικτύου. Επομένως, τείνει να υπάρξει μια ροή αέργου ισχύος από το δίκτυο προς τον αντιστροφέα. Αυτή η ροή, αντισταθμίζεται και μηδενίζεται με την αύξηση του συντελεστή διαμόρφωσης πλάτους, ο οποίος επαναφέρει τα πλάτη των τάσεων εξόδου του αντιστροφέα στα επίπεδα των τάσεων του δικτύου. Η πραγματική ενεργός και άεργος ισχύς που εγχέεται σε κάθε φάση του δικτύου σε σχέση με την τιμή αναφοράς απεικονίζονται στα Σχήματα 3.25, 3.26 με μωβ και καφέ χρώμα αντίστοιχα. Είναι φανερό ότι οι ισχείς ακολουθούν την αναφορά τους αλλά όχι ακαριαία. Ο χρόνος μετάβασης από τη μία τελική κατάσταση στην άλλη εξαρτάται από τις χρονικές σταθερές του συνολικού συστήματος αλλά και από τις τιμές των kp, ki των ελεγκτών. Όσο το 101

108 kp αυξάνεται, τόσο η μεταβατική απόκριση μειώνεται και το σύστημα γίνεται πιο γρήγορο, αλλά αυξάνεται και η πιθανότητα να συμβούν υπερυψώσεις, άρα μειώνεται η αξιοπιστία του συστήματος. Επιπλέον, στην πράξη η ανεμογεννήτρια δεν ανταποκρίνεται άμεσα στις αλλαγές της έντασης του ανέμου λόγω αδράνειας. Σχήμα 3.25: Ενεργός ισχύς αναφοράς (καφέ) και μετρούμενη ενεργός ισχύς ανά φάση προς το δίκτυο (μωβ) Σχήμα 3.26: Άεργος ισχύς αναφοράς (καφέ) και μετρούμενη ανά φάση άεργος ισχύς με το δίκτυο (μωβ) 102

109 Παρατηρούμε πως οι μεταβολές της αέργου ισχύος συμβαίνουν κατά τις στιγμές μεταβολής της ενεργού ισχύος και κατά το συγχρονισμό με το δίκτυο. Για τη σύνδεση με το δίκτυο έχει επιλεγεί ο συντελεστής διαμόρφωσης ma=0,446, ενώ οι αναφορές ενεργού και αέργου ισχύος είναι μηδενικές. Η θετική τιμή της άεργου ισχύος τη στιγμή της σύνδεσης με το δίκτυο, όπως φαίνεται και στο Σχήμα 3.26, υποδηλώνει πως τα πλάτη των τάσεων εξόδου του αντιστροφέα είναι μεγαλύτερα από αυτά του δικτύου και υπάρχει μια ροή αέργου ισχύος προς αυτό. Το ίδιο δείχνει και το Σχήμα 3.23 όπου ο έλεγχος, προκειμένου να αντισταθμίσει αυτήν την παραγωγή αέργου ισχύος μειώνει το λόγο διαμόρφωσης με σκοπό τη μείωση του πλάτους των τάσεων εξόδου του αντιστροφέα σε τιμή όμοια με τα πλάτη των τάσεων του δικτύου. Το γεγονός αυτό, μας οδηγεί στο συμπέρασμα, πως ο συντελεστής ma=0,446, ενώ πριν τη σύνδεση με το δίκτυο δημιουργούσε τάσεις εξόδου στον αντιστροφέα με πλάτη όμοια με τα πλάτη των τάσεων του δικτύου, όπως φαίνεται και στα Σχήματα 3.4 και 3.6, μετά το συγχρονισμό δημιουργεί τάσεις, οι οποίες έχουν μεγαλύτερο πλάτος από αυτες του δικτύου. Η συμπεριφορά αυτή είναι απολύτως φυσιολογική, καθώς πριν τη σύνδεση με το δίκτυο υπήρχε ροή ισχύος προς την αντίσταση R=420Ω. Η ροή αυτή ισοδυναμεί με τη ροή ρεύματος προς το φορτίο, το οποίο ανάλογα με τη τιμή του δημιουργεί πτώσεις τάσης πάνω στα ωμικο-επαγωγικά στοιχεία του κυκλώματος. Αποτέλεσμα αυτού είναι η τάση εξόδου του αντιστροφέα στην έξοδο του μετασχηματιστή να είναι μικρότερη από την αναμενόμενη και η μείωσή της να αντισταθμίζεται από ένα μεγαλύτερο συντελεστή διαμόρφωσης. Όμως μετά το συγχρονισμό με το δίκτυο και υποθέτοντας ροή ενεργού ισχύος μηδέν, οι ροές ρευμάτων είναι σχεδόν μηδενικές και κατ επέκταση και οι πτώσεις τάσης των ωμικο-επαγωγικών στοιχείων. Τότε οι τάσεις στην έξοδο του μετασχηματιστή θα ισούνται περίπου σε πλάτος με τις τάσεις εξόδου του αντιστροφέα και η προηγούμενη αντιστάθμιση του ma θα δημιουργεί τάσεις εξόδου μεγαλύτερες από αυτές του δικτύου. Κάτι ανάλογο, συμβαίνει και στις μεταβολές της παραγωγής ενεργού ισχύος. Αν η μεταβολή είναι θετική υποδηλώνει αύξηση των ρευμάτων ροής προς το δίκτυο και άρα αύξηση των πτώσεων τάσης με αποτέλεσμα τα πλάτη των τάσεων εξόδου του αντιστροφέα στην έξοδο του μετασχηματιστή να τείνουν να γίνουν μικρότερα αυτών του δικτύου, απορροφώντας άεργο ισχύ από το δίκτυο. Τότε, ο συντελεστής διαμόρφωσης πλάτους αυξάνεται για να αντισταθμιστεί η απορρόφηση αυτή. Αντίθετα, μείωση της παραγωγής ενεργού ισχύος ισοδυναμεί με μείωση των ρευμάτων και των πτώσεων τάσης ώστε οι τάσεις του αντιστροφέα στην έξοδο του μετασχηματιστή να τείνουν να γίνουν μεγαλύτερες από αυτές του δικτύου, 103

110 παρέχοντας άεργο ισχύ σε αυτό. Σε αυτή τη περίπτωση ο λόγος διαμόρφωσης μειώνεται ώστε να αντισταθμίσει τη παραγωγή αυτή. H ροή αέργου ισχύος είναι άρρηκτα συνδεδεμένη με τη διαφορά φάσης της τάσης και του ρεύματος μιας φάσης. Στα Σχήματα 3.27 και 3.28 φαίνονται οι διαφορές φάσης της τάσης με το ρεύμα μιας φάσης στην πλευρά του πρωτεύοντος και του δευτερεύοντος του μετασχηματιστή, αντίστοιχα. Σχήμα 3.27: Τάση και ρεύμα σε μια φάση στο πρωτεύον του μετασχηματιστή κατά τη μεταβολή της Σχήμα 3.28: Διαφορά φάσης ρεύματος και τάσης μιας φάσης στην πλευρά του δικτύου κατά τη μεταβολή της παραγωγής ενεργού ισχύος 104

111 Πριν τη χρονική στιγμή t=0.6 η ενεργός ισχύς αναφοράς έχει επιλεγεί μηδενική, άρα και τα ρεύματα που θα ρέουν σε κάθε φάση θα είναι σχεδόν μηδενικά. Επομένως, στο διάστημα αυτό δεν δύναται να οριστεί διαφορά φάσης ρεύματος με τάση. Είναι προφανές και από τα Σχήματα 3.29, 3.30 πως το πλάτος της τάσης εξόδου του αντιστροφέα ακολουθεί τις μεταβολές του λόγου διαμόρφωσης ma, ενώ το πλάτος του ρεύματος στην έξοδο του αντιστροφέα τις μεταβολές της γωνίας ισχύος. Σχήμα 3.29: Ρεύμα πρωτεύοντος μετασχηματιστή κατά τη μεταβολή παραγωγής ενεργού ισχύος Σχήμα 3.30: Φασική τάση πρωτεύοντος μετασχηματιστή κατά τη μεταβολή παραγωγής ενεργού ισχύος 105

112 Αφού αλλάζει το ρεύμα στο πρωτεύον του μετασχηματιστή, θα αλλάζει ομοίως και το ρεύμα μαγνήτισής του (Σχήμα 3.31). Το ποσοστό του ρεύματος μαγνήτισης μεταβάλλεται ανάλογα με τις απαιτήσεις σε ισχύ και παραμένει σε χαμηλές τιμές λόγω της μεγάλης επαγωγής μαγνήτισης (Σχήμα 3.32). Όπως είναι φυσικό για το διάστημα που η παραγωγή ενεργού ισχύος είναι μηδενική το ρεύμα μαγνήτισης αποτελεί μεγάλο ποσοστό του φασικού ρεύματος, καθώς η τιμή του δεύτερου είναι εξαιρετικά μικρή και άρα συγκρίσιμη με αυτό. Σχήμα 3.31: Ρεύμα μαγνήτισης Σχήμα 3.32: Ποσοστό ρεύματος μαγνήτισης ως προς το ρεύμα φάσης 106

113 Τέλος τα ρεύματα που ρέουν στο κύκλωμα του IGBT και της αντιπαράλληλης διόδου του είναι παρόμοια με αυτά του Σχήματος 2.23 του Κεφαλαίου 2 με τη μόνη διαφορά πως τώρα το πλάτος τους μεταβάλλεται ανάλογα με τις απαιτήσεις ενεργού ισχύος (Σχήμα 3.33). Το ρεύμα εισόδου του αντιστροφέα προκύπτει από το άθροισμα των ρευμάτων του IGBT και της αντιπαράλληλης διόδου του, ώστε όταν άγει το IGBT να ρέει ενέργεια από την πηγή προς τον αντιστροφέα, ενώ όταν άγει η δίοδος να επιστρέφει ενέργεια στην πηγή (Σχήμα 3.34). Σχήμα 3.33: Ρεύμα στο παράλληλο κλάδο IGBT/Διόδου Σχήμα 3.34: Ρεύμα εισόδου 107

114 Μεταβολή αέργου ισχύος με μηδενική αναφορά ενεργού ισχύος Στη συνέχεια, για την πλήρη κατανόηση της λογικής του ελέγχου ενεργού και αέργου ισχύος, προσομοιώθηκε η λειτουργία του αντιστροφέα με μεταβολή της αέργου ισχύος εξόδου του, διατηρώντας σταθερή και ίση με το μηδέν την πραγματική ισχύ εξόδου του (Σχήμα 3.35). Σχήμα 3.35: Μεταβολή αναφοράς αέργου ισχύος διατηρώντας την αναφορά ενεργού μηδενική Η μεταβολή της αέργου ισχύος που επιλέχθηκε κυμαίνεται από τη μέγιστη προσφερόμενη έως τη μέγιστη καταναλισκόμενη που μπορεί να ικανοποιήσει ο αντιστροφέας, ενώ κατά το συγχρονισμό με το δίκτυο θεωρείται μηδενική. Η μέγιστη παραγόμενη άεργος ισχύς ανά φάση επαγ. αντιστοιχεί σε Q 1φ,max χωρ. αντίστοιχα Q 3φ,max (Σχήμα 3.36). επαγ. = Q 3φ,max 3 = = 333Var, ενώ η μέγιστη καταναλισκόμενη = 333Var, υποθέτοντας πως όλη η φαινόμενη ισχύς είναι άεργος Σχήμα 3.36: Μεταβολές αέργου ισχύος αναφοράς 108

115 Διαπιστώνεται μια δυαδικότητα μεταξύ του ελέγχου αέργου ισχύος και ενεργού που πραγματοποιήθηκε στη προηγούμενη υποενότητα. Πριν, υπεύθυνη για τη μεταβολή ενεργού ισχύος ήταν η γωνία ισχύος δ, ενώ τώρα, υπεύθυνος για τη μεταβολή της αέργου ισχύος, είναι ο συντελεστής διαμόρφωσης πλάτους ma (Σχήμα 3.37). Αντίστοιχα, ενώ κατά τον έλεγχο ενεργού ισχύος η μεταβολή του συντελεστή διαμόρφωσης έπαιζε το ρόλο του αντισταθμιστή για μηδενική παραγωγή άεργου ισχύος, στον έλεγχο άεργου ισχύος το ρόλο του αντισταθμιστή για μηδενική παραγωγή ενεργού ισχύος παίζει η γωνία δ (Σχήμα 3.38). Σχήμα 3.37: Μεταβολή του συντελεστή διαμόρφωση m a για παραγωγή ή κατανάλωση αέργου ισχύος 109

116 Σχήμα 3.38: Μεταβολή της γωνίας ισχύος δ για αντιστάθμιση ενεργού ισχύος Από το Σχήμα 3.37 βλέπουμε πως για παραγωγή αέργου ισχύος ο συντελεστής ma αυξάνεται σε μια τιμή λίγο μεγαλύτερη από 0,7, ενώ για κατανάλωση αέργου ισχύος η τιμή του μειώνεται περίπου σε 0,1. Στο Σχήμα 3.38 βλέπουμε πως με σκοπό για κάθε μεταβολή αέργου ισχύος η παραγωγή ενεργού να διατηρηθεί σταθερή και ίση με μηδέν η γωνία ισχύος δ λαμβάνει κάποιες τιμές οι οποίες ικανοποιούν αυτήν τη συνθήκη. Τόσο η μεταβολή της αέργου ισχύος όσο και της ενεργού εμφανίζονται στα Σχήματα 3.39 και Ενδιαφέρον παρουσιάζει το γεγονός, πως για μέγιστη παραγωγή αέργου ισχύος η γωνία ισχύος λαμβάνει μια τιμή μικρότερη των -2 ο, ενώ για κατανάλωση μέγιστης ισχύος έχει τιμή λίγο μεγαλύτερη από 10 o. 110

117 Σχήμα 3.39: Άεργος ισχύς αναφοράς (καφέ) και μετρούμενη ανά φάση άεργος ισχύς με το δίκτυο(μωβ) Σχήμα 3.40: Ενεργός ισχύς αναφοράς (καφέ) και μετρούμενη ενεργός ισχύς ανά φάση προς το δίκτυο (μωβ) 111

118 Κατά τη παραγωγή αέργου ισχύος το ρεύμα πρέπει να έπεται της τάσης σε κάθε φάση κατά 90 ο (Σχήμα 3.41), ενώ κατά την κατανάλωση αέργου ισχύος πρέπει να προηγείται από αυτή κατά 90 ο (Σχήμα 3.42). Η ίδια διαφορά φάσης εμφανίζεται μεταξύ τάσης και ρεύματος και μετά το μετασχηματιστή, όπως φαίνεται στο Σχήμα Σχήμα 3.41: Διαφορά φάσης τάσης (σκούρο μωβ) ρεύματος (ανοικτό καφέ) για επαγωγική φόρτιση δικτύου Σχήμα 3.42: Διαφορά φάσης τάσης (σκούρο μωβ) ρεύματος (ανοικτό καφέ) για χωρητική φόρτιση δικτύου 112

119 Σχήμα 3.43: Διαφορά φάσης ρεύματος και τάσης για επαγωγική και χωρητική φόρτιση στη πλευρά του δικτύου Το ποσό προσφοράς ή απορρόφησης αέργου ισχύος ορίζεται από το πλάτος των ρευμάτων που ρέουν προς το δίκτυο. Επειδή η προσφορά και η απορρόφηση αέργου ισχύος έχουν οριστεί και για τις δυο περιπτώσεις μέγιστες, τα ρεύματα που θα ρέουν θα είναι και αυτά μέγιστα, ενώ θα διαφέρουν μόνο κατά γωνία (Σχήμα 3.44). Τα ρεύματα ροής προς το δίκτυο δημιουργούνται από τη διαφορά των πλατών της τάσης εξόδου του αντιστροφέα και του δικτύου. H τιμή της τάσης του δικτύου είναι σταθερή και δεδομένη, ενώ η τάση εξόδου του αντιστροφέα μεταβάλλεται ανάλογα με τη μεταβολή του συντελεστή διαμόρφωσης ma (Σχήμα 3.45). 113

120 Σχήμα 3.44: Μεταβολή του ρεύματος των τριών φάσεων στο πρωτεύον του μετασχηματιστή για μέγιστη χωρητική και επαγωγική φόρτιση δικτύου Σχήμα 3.45: Μεταβολή του πλάτους των φασικών τάσεων στην έξοδο του τριφασικού αντιστροφέα πριν το φίλτρο 114

121 Η μεταβολή του ρεύματος μαγνήτισης δεν παρουσίασε σχεδόν καμία μεταβολή μεταξύ προσφοράς αποκλειστικά ενεργού και αποκλειστικά άεργου ισχύος για αυτό και παραλείπεται, ενώ τα ρεύματα στο αντιπαράλληλο κύκλωμα IGBT/Διόδου φαίνονται στα Σχήματα 3.46, 3.47 για επαγωγική και χωρητική φόρτιση αντίστοιχα. Σχήμα 3.46: Ρεύματα στο αντιπαράλληλο κύκλωμα IGBT/Διόδου για επαγωγική φόρτιση δικτύου Σχήμα 3.47:Ρεύματα στο αντιπαράλληλο κύκλωμα IGBT/Διόδου για χωρητική φόρτιση δικτύου 115

122 Τέλος, λόγω της ανταλλαγής αέργου ισχύος με το δίκτυο το ρεύμα εισόδου αποκτά και αρνητικές τιμές, οι οποίες ορίζουν την επιστροφή ισχύος από το κύκλωμα των αντιπαράλληλων διόδων (Σχήμα 3.48), ενώ η μέση τιμή του διατηρείται σχεδόν μηδενική (Σχήμα 3.49). Σχήμα 3.48: Ρεύμα στην είσοδο του αντιστροφέα κατά την επαγωγική και χωρητική φόρτιση αντίστοιχα Σχήμα 3.49: Μεταβολή της μέσης τιμής του ρεύματος στην είσοδο του αντιστροφέα κατά τη χωρητική και επαγωγική φόρτιση αντίστοιχα 116

123 Ταυτόχρονη μεταβολή των αναφορών ενεργού και αέργου ισχύος Τέλος θα προσομοιωθεί το σύστημα για ταυτόχρονη μεταβολή των αναφορών ενεργού και αέργου ισχύος ώστε να διαπιστωθούν πιθανές αλληλεπιδράσεις των δυο βρόχων ελέγχου (Σχήμα 3.50). Σχήμα 3.50: Ταυτόχρονη μεταβολή ενεργού και αέργου ισχύος Οι μεταβολές τόσο της ενεργού όσο και της αέργου ισχύος παρουσιάζονται στο Σχήμα Οι μέγιστες απόλυτες τιμές τους επιλέχθηκαν έτσι ώστε η τιμή της φαινόμενης ισχύος να παραμένει κάτω από τη τιμή του 1kVA σύμφωνα με τη σχέση: S = P 2 + Q 2 (3.10) Σχήμα 3.51: α) Μεταβολές ενεργού ισχύος, β) μεταβολές αέργου ισχύος 117

124 Στα Σχήματα 3.52, 3.53 βλέπουμε πως τόσο η ενεργός όσο και η άεργος ισχύς εξόδου ακολουθούν τις μεταβολές των αναφορών τους χωρίς ουσιαστική καθυστέρηση. Σχήμα 3.52: Ενεργός ισχύς αναφοράς (καφέ), μετρούμενη ενεργός ισχύς (μωβ) Σχήμα 3.53: Άεργος ισχύς αναφοράς (καφέ), μετρούμενη άεργος ισχύς (μωβ) 118

125 Οι αντίστοιχες μεταβολές της γωνίας ισχύος δ και του συντελεστή διαμόρφωσης πλάτους ma φαίνονται στα Σχήματα 3.54 και 3.55 αντίστοιχα. Σχήμα 3.54: Μεταβολές γωνίας ισχύος δ Σχήμα 3.55: Μεταβολές λόγου διαμόρφωσης πλάτους m a 119

126 Από τα Σχήματα 3.54 και 3.55 βλέπουμε πως υπάρχει αλληλεξάρτηση των μεγεθών της γωνίας ισχύος δ και του συντελεστή διαμόρφωσης πλάτους ma. H αλληλεξάρτηση αυτή είναι αλληλένδετη με την εξάρτηση της μεταβολής της ενεργού ισχύος από μια μεταβολή της αέργου και το αντίθετο. Κατά το συγχρονισμό με το δίκτυο, η μεταβολή της γωνίας δ μεταβάλει κατά κύριο λόγο το μέτρο του ρεύματος στην έξοδο του αντιστροφέα (Σχήμα 3.56), ενώ η μεταβολή του ma τη γωνιακή διαφορά του από την αντίστοιχη τάση (Σχήμα 3.57). Σχήμα 3.56: Μεταβολή ενεργού τιμής ρεύματος στην έξοδο του φίλτρου Σχήμα 3.57: Μεταβολή της φασικής διαφοράς ρεύματος και τάσης μια φάσης του δικτύου στην έξοδο του φίλτρου 120

127 Τέλος, στο Σχήμα 3.58 παρουσιάζεται η μεταβολή της μέσης τιμής του ρεύματος στην είσοδο του αντιστροφέα για τις διάφορες απαιτήσεις ισχύος. Σχήμα 3.58: Μεταβολή της μέσης τιμής του ρεύματος εισόδου για τη κάλυψη των απαιτήσεων ισχύος ΠΡΟΣΟΜΟΙΩΣΗ ΕΛΕΓΧΟΥ ΤΑΣΗΣ ΕΙΣΟΔΟΥ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑ ΜΕ ΤΡΟΦΟΔΟΣΙΑ ΑΠΟ ΠΗΓΗ ΡΕΥΜΑΤΟΣ Στη συνέχεια, γίνεται αντικατάσταση της DC πηγής μεταβαλλόμενης τάσης από μια μεταβαλλόμενου ρεύματος. Επιπλέον, εισάγεται ο έλεγχος της DC τάσης εισόδου, που όπως εξηγήθηκε και στο πρώτο κεφάλαιο, σκοπό έχει, αφενός να διατηρεί την τάση στην είσοδο του αντιστροφέα σε μια σταθερή τιμή, και αφετέρου να μεταβάλει την ισχύ αναφοράς, διοχετεύοντας στο δίκτυο το αντίστοιχο ποσό ισχύος που καθορίζει το ρεύμα εισόδου (Σχήμα 3.59). 121

128 Σχήμα 3.59: Προσομοίωση συστήματος με τροφοδοσία από DC πηγή συνεχούς ρεύματος και έλεγχο της τάσης εισόδου Με την εισαγωγή της DC πηγής συνεχούς ρεύματος ως πηγή τροφοδοσίας του αντιστροφέα μας, προσομοιώνεται η λειτουργία του ανυψωτή τάσης, ο οποίος θεωρείται ως μια ελεγχόμενη πηγή ρεύματος. Ευθύνη του μετατροπέα ανύψωσης τάσης, είναι η εύρεση του σημείου μέγιστης ισχύος της ανεμογεννήτριας για δεδομένη ταχύτητα ανέμου. Για το σκοπό αυτό όμως, η τάση εξόδου του πρέπει να διατηρείται σταθερή και ίση με 120V, ενώ μεταβάλλοντας το ρεύμα εξόδου του να προσφέρει στη βαθμίδα του αντιστροφέα τη μέγιστη δυνατή ισχύ, για δεδομένη ταχύτητα ανέμου. Καθώς το ρεύμα εισόδου μεταβάλλεται, δημιουργείται μια απόκλιση της τάσης εισόδου του αντιστροφέα σε σχέση με την τιμή των 120V. Η διαφορά της αποκλίνουσας τάσης από την τάση των 120V ορίζει ένα σφάλμα τάσης στην είσοδο του αντιστροφέα, το οποίο εισάγεται σε έναν PI ελεγκτή και μετατρέπεται σε σήμα ισχύος αναφοράς Pref. Αυτό, αντιστοιχεί στη μεταβολή της ενεργού ισχύος αναφοράς που προσομοιώθηκε στην προηγούμενη ενότητα. To block του PI ελεγκτή για μετατροπή του σφάλματος τάσης σε ενεργό ισχύ αναφοράς στεγάζεται στο μωβ block του inverter του Σχήματος 3.59 (Σχήμα 3.60), ενώ το εσωτερικό του block φαίνεται στο Σχήμα

129 Σχήμα 3.60: Block ελέγχου σφάλματος τάσης εισόδου και μετατροπής του σε ενεργό ισχύ αναφοράς (κόκκινο) Σχήμα 3.61: PI ελεγκτής μετατροπής του σφάλματος τάσης σε ενεργό ισχύ αναφοράς και σταθεροποίησης της τάσης εισόδου Τα κέρδη του PI ελεγκτή βρέθηκαν με δοκιμές και υπολογίστηκαν στη διπλωματική εργασία της συναδέλφου Χαρούλας Ζωγόγιαννη, ενώ η έξοδος του PI ελεγκτή είναι τριφασική ενεργός ισχύς και διαιρείται δια του τρία ώστε να προκύψει η αντίστοιχη μονοφασική τιμή της. Η τάση του πυκνωτή διασύνδεσης, αρχικά, είναι μηδενική και φορτίζεται από το ρεύμα της πηγής συνεχούς ρεύματος έως την τιμή των 120V. Είναι προφανές πως όσο το ρεύμα εισόδου αυξάνεται, τόσο μειώνεται η χρονική διάρκεια φόρτισης του πυκνωτή εισόδου. Καθώς το σύστημά μας γίνεται όλο και πιο περίπλοκο ο χρόνος προσομοίωσης του αυξάνει. Για το λόγο αυτό και με σκοπό την ελαχιστοποίηση του χρόνου προσομοίωσης υποθέτουμε πως αρχικά ο 123

130 πυκνωτής διασύνδεσης φορτίζεται με το μέγιστο δυνατό ρεύμα. Το μέγιστο ρεύμα αντιστοιχεί στη μέγιστη ισχύ εισόδου που είναι το 1kW και ισούται με: I in = 1000 W 120 V 8.3 Α (3.11) Επιπλέον, ο πυκνωτής των 50mF θεωρείται αρχικά φορτισμένος στα 110V, επομένως ο χρόνος που απαιτείται για τη φόρτιση του είναι: Ι in = C dv dt dt = 0,05 dt = C dv I in (3.12) ( ) 8,3 0,06s (3.13) Με σκοπό η φόρτιση του πυκνωτή να σταματήσει στη τιμή των 120V, τη χρονική στιγμή t=0,06s εφαρμόζεται ο έλεγχος τάσης και κλειστού βρόχου PQ, ενώ ο αντιστροφέας συνδέεται στο δίκτυο. Ο έλεγχος κλειστού βρόχου θεωρεί μηδενική μεταβολή αέργου ισχύος αναφοράς, ενώ για να διαπιστωθεί η σωστή λειτουργία του συστήματος, μεταβάλλουμε την ισχύ εισόδου του αντιστροφέα. Η μεταβολή αυτή, γίνεται μέσω μεταβολής του ρεύματος εισόδου της DC πηγής τροφοδοσίας, όπως φαίνεται στο Σχήμα Σχήμα 3.62: Μεταβολή ρεύματος εισόδου αντιστροφέα 124

131 Καθώς μεταβάλλεται το ρεύμα εισόδου, η τιμή της τάσης του πυκνωτή διασύνδεσης διατηρείται σταθερή, όπως φαίνεται στο Σχήμα 3.63, ενώ οι υπερυψώσεις της στα σημεία μεταβολής του ρεύματος εισόδου οφείλονται στη μη ακαριαία απόκριση των PI εκλεκτών. Σχήμα 3.63: Τάση του πυκνωτή διασύνδεσης στην είσοδο του αντιστροφέα Μέσω του PI ελεγκτή της τάσεως εισόδου προκύπτει η ενεργός ισχύς αναφοράς Pref την οποία ακολουθεί η μετρούμενη ενεργός ισχύς (Σχήμα 3.64), ενώ η μετρούμενη άεργος ισχύς ταλαντούται γύρω από τη μηδενική αναφορά της (Σχήμα 3.65). 125

132 Σχήμα 3.64: Ενεργός ισχύς αναφοράς ανά φάση (μπλε), μετρούμενη ενεργός ισχύς ανά φάση (μωβ) Σχήμα 3.65: Άεργος ισχύς αναφοράς ανά φάση (μπλε), μετρούμενη άεργος ισχύς ανά φάση (μωβ) 126

133 Οι αντίστοιχες μεταβολές της γωνίας ισχύος δ και του συντελεστή διαμόρφωσης πλάτους ma παρουσιάζονται στα Σχήματα 3.66 και 3.67, αντίστοιχα. Σχήμα 3.66: Μεταβολή γωνίας ισχύος δ Σχήμα 3.67: Μεταβολή του συντελεστή διαμόρφωσης πλάτους m a 127

134 Η μορφή του ρεύματος στην έξοδο του αντιστροφέα μεταξύ φίλτρου και μετασχηματιστή δείχνεται στο Σχήμα 3.68, ενώ η rms τιμή των τριών φασικών ρευμάτων στο δευτερεύον του μετασχηματιστή φαίνεται στο Σχήμα Όπως είναι αναμενόμενο και τα ρεύματα ακολουθούν τις μεταβολές της γωνίας ισχύος. Σχήμα 3.68: Κυματομορφή ρεύματος μια φάσης στο πρωτεύον του μετασχηματιστή Σχήμα 3.69: Rms τιμές ρευμάτων ανά φάση στο δευτερεύον του μετασχηματιστή 128

135 Τέλος, κατά αντιστοιχία το πλάτος της τάσης εξόδου του αντιστροφέα θα μεταβάλλεται σύμφωνα με το συντελεστή διαμόρφωσης πλάτους ma (Σχήμα 3.70). Σχήμα 3.70: Πλάτη φασικών τάσεων στην έξοδο του αντιστροφέα 3.3 ΠΡΟΣΟΜΟΙΩΣΗ ΣΥΝΟΛΙΚΟΥ ΣΥΣΤΗΜΑΤΟΣ Τέλος θα γίνει η προσομοίωση του συνολικού συστήματος το οποίο εκτός από το σύστημα που ήδη έχει προσομοιωθεί περιλαμβάνει την ανεμογεννήτρια, την ανορθωτική γέφυρα με διόδους και τον ανυψωτή τάσης πριν τον αντιστροφέα. Το πλήρες σύστημα φαίνεται στο Σχήμα 3.71, όπου το γκρι block περιέχει τον ανυψωτή τάσης (Σχήμα 3.72), ενώ εσωτερικά του μπλε block βρίσκονται ο αεροστρόβιλος (τιρκουάζ), η γεννήτρια μόνιμων μαγνητών (μωβ) και η ανορθωτική γέφυρα (χρυσό) (Σχήμα 3.73). Επιπλέον μεταξύ του μετατροπέα ανύψωσης τάσης και του τριφασικού αντιστροφέα τοποθετείται παράλληλα ένας πυκνωτής διασύνδεσης 50mF. To υπόλοιπο σύστημα από τον αντιστροφέα και μετά δε δέχεται καμία μεταβολή. 129

136 Σχήμα 3.71: Πλήρες σύστημα διασύνδεσης ανεμογεννήτριας με το δίκτυο χαμηλής τάσης Σχήμα 3.72: Ανυψωτής τάσης για εύρεση σημείου απομάστευσης μέγιστης ισχύος (εσωτερικό γκρι block) 130

137 Σχήμα 3.73: Αεροστρόβιλος (τιρκουάζ), ανεμογεννήτρια (μωβ) και ανορθωτική γέφυρα (χρυσό) (εσωτερικό μπλε block) Η αναλυτική και πλήρης περιγραφή του συστήματος πριν τον αντιστροφέα, που περιλαμβάνει τον ανεμοκινητήρα, τη γεννήτρια μόνιμων μαγνητών, την ανορθωτική γέφυρα με διόδους και τέλος τον μετατροπέα ανύψωσης τάσης με έλεγχο MPPT γίνεται στη διπλωματική εργασία του συνάδελφου Ιωάννη Γκαρτζώνη [16]. Ωστόσο, για λόγους πληρότητας, αναφέρονται και στη παρούσα διπλωματική εργασία τα βασικότερα στοιχεία του συστήματος αυτού. Θα ξεκινήσουμε την ανάλυσή μας από το γκρι block που περιέχει τον ανυψωτή τάσης. Σκοπός του ανυψωτή, όπως έχουμε αναφέρει, δεν είναι τόσο η ανύψωση της τάσης εισόδου του σε μια μεγαλύτερη τάση εξόδου, αλλά η εύρεση του σημείου λειτουργίας μέγιστης απομάστευσης ισχύος της ανεμογεννήτριας (MPPT). Το block ελέγχου MPPT στεγάζεται στο γκρι block του Βοοst μετατροπέα και απεικονίζεται με πορτοκαλί χρώμα (Σχήμα 3.72), ενώ το εσωτερικό του φαίνεται στο Σχήμα Σχήμα 3.74: Block ελέγχου MPPT του αντιστροφέα ανύψωσης τάσης (πορτοκαλί) 131

138 To block του MPPT δέχεται ως εισόδους το ρεύμα εξόδου του μετατροπέα και την τάση εξόδου του και παράγει το κατάλληλο λόγο κατάτμησης. Στη συνέχεια, ο λόγος κατάτμησης αποτελεί την είσοδο του γαλάζιου block στο Σχήμα Το block αυτό είναι υπεύθυνο για την παραγωγή των παλμών που οδηγούν το ημιαγωγικό στοιχείο του μετατροπέα. Οι παλμοί εξόδου του γαλάζιου block είναι διαμορφωμένοι κατά πλάτος (PWM) καθώς ο λόγος κατάτμησης συγκρίνεται με μια κυματομορφή τύπου ράμπας (Σχήμα 3.75). Σχήμα 3.75: Block σύγκρισης του λόγου κατάτμησης με τριγωνική κυματομορφή για την παραγωγή παλμών διαμορφωμένων κατά πλάτος που οδηγούν το ημιαγωγικό στοιχείο Ως είσοδο ο μετατροπέας ανύψωσης τάσης δέχεται τη συνεχή τάση που δημιουργεί η ανορθωτική γέφυρα των διόδων (Σχήμα 3.76). Η γέφυρα δέχεται ως είσοδο την εναλλασσόμενη τάση της ανεμογεννήτριας και τη μετατρέπει σε συνεχή τάση, η οποία αποτελεί την είσοδο του μετατροπέα ανύψωσης τάσης. Στο Σχήμα 3.73 η γέφυρα διόδων στεγάζεται στο χρυσό block. Σχήμα 3.76: Ανορθωτική γέφυρα διόδων 132

139 Τέλος, στη βάση του συνολικού συστήματος βρίσκονται ο ανεμοκινητήρας και η γεννήτρια μόνιμων μαγνητών. Τα δύο αυτά συστήματα, αν και προσομοιώνονται ως διαφορετικά, είναι αλληλένδετα, για αυτό και θα αναλυθούν μαζί. Ο ανεμοκινητήρας δέχεται ως είσοδο την ταχύτητα του ανέμου και δημιουργεί στην έξοδό του μια ροπή περιστροφής του άξονα της ανεμογεννήτριας. Το block του ανεμοκινητήρα φαίνεται στο Σχήμα 3.73 με τιρκουάζ χρώμα, ενώ το εσωτερικό του παρουσιάζεται στο Σχήμα Σχήμα 3.77: Μοντέλο ανεμοκινητήρα Ως είσοδο, ο ανεμοκινητήρας δέχεται τρεις διαφορετικές ταχύτητες ανέμου με διαφορά 3sec η μια από την άλλη, ώστε να αναλυθεί η συμπεριφορά του συστήματος σε μεταβολές της ταχύτητας ανέμου (Σχήμα 3.78). Επίσης η γωνία του pitch control ορίζεται μηδενική, διότι η συγκεκριμένη ανεμογεννήτρια δε διαθέτει έλεγχο βήματος πτερυγίου. Σχήμα 3.78: Μεταβολές ταχύτητας ανέμου 133

140 Η ροπή εξόδου του ανεμοκινητήρα περιστρέφει το δρομέα της ανεμογεννήτριας, η οποία βρίσκεται στο εσωτερικό του μωβ block του Σχήματος 3.73 και φαίνεται στο Σχήμα Τέλος, η ταχύτητα της ανεμογεννήτριας ανατροφοδοτείται στον ανεμοκινητήρα. Σχήμα 3.79: Μοντέλο γεννήτριας μόνιμων μαγνητών Πριν τη σύνδεση με το δίκτυο, η ισχύς εξόδου της ανεμογεννήτριας, φορτίζει τον πυκνωτή διασύνδεσης στα 120V, τάση απαραίτητη για τη σύνδεση με το δίκτυο χαμηλής τάσης. Για ταχύτητα ανέμου 11,6 m/s η ισχύς εξόδου της ανεμογεννήτριας είναι μέγιστη και το ρεύμα στην είσοδο του αντιστροφέα που αντιστοιχεί σε αυτή την ισχύ είναι 8.3Α. Για λόγους εξοικονόμησης χρόνου προσομοίωσης ο πυκνωτής διασύνδεσης είναι φορτισμένος στα 115V, άρα ο χρόνος που απαιτείται για τη φόρτιση του στα 120V αντιστοιχεί σε: ( ) dt = 0,05 = 0.03 sec (3.14) 8.3 Όμως ο πυκνωτής, λόγω αδράνειας του συνολικού συστήματος, θεωρείται πλήρως φορτισμένος τη χρονική στιγμή t=0.1sec, άρα ο διακόπτης σύνδεσης με το δίκτυο κλείνει τη χρονική στιγμή t= H τάση στο πυκνωτή διασύνδεσης φαίνεται στο Σχήμα

141 Σχήμα 3.80: Μεταβολή της τάσης στον πυκνωτή διασύνδεσης μετατροπέα Boost και αντιστροφέα Οι ισχείς εξόδου του αντιστροφέα παρουσιάζονται στα Σχήματα 3.81 και 3.82, ενώ η ισχύς στην έξοδο του μετατροπέα ανύψωσης τάσης στο Σχήμα Σχήμα 3.81: Ενεργός ισχύς αναφοράς (καφέ), μετρούμενη ενεργός ισχύς δικτύου (μωβ) 135

142 Σχήμα 3.82: Άεργος ισχύς αναφοράς (καφέ), μετρούμενη άεργος ισχύς (μωβ) Σχήμα 3.83: Ισχύς στην είσοδο του αντιστροφέα 136

143 Ο λόγος κατάτμησης του μετατροπέα ανύψωσης τάσης, ο οποίος παράγεται από τον ΜPPT έλεγχο, φαίνεται στο Σχήμα 3.84, ενώ οι παλμοί οδήγησης του ημιαγωγικού στοιχείου φαίνονται στο Σχήμα Σχήμα 3.84: Μεταβολή του λόγου κατάτμησης σύμφωνα με τον ΜPPT έλεγχο Σχήμα 3.85: Παλμοί οδήγησης ημιαγωγικού στοιχείου 137

144 Το ρεύμα και η τάση εισόδου του Βοοst παρουσιάζονται στα Σχήματα 3.86 και Σχήμα 3.86: Ρεύμα στην είσοδο του μετατροπέα ανύψωσης τάσης Σχήμα 3.87: Τάση στην είσοδο του μετατροπέα ανύψωσης τάσης 138

145 Τέλος, η ροπή του ανεμοκινητήρα και η ταχύτητα του δρομέα της γεννήτριας δείχνονται αντίστοιχα στα Σχήματα 3.88 και Σχήμα 3.88: Ροπή εξόδου ανεμοκινητήρα Σχήμα 3.89: Ταχύτητα περιστροφής δρομέα ανεμογεννήτριας Για λόγους εξοικονόμησης χώρου παραλήφθηκε μεγάλο μέρος της ανάλυσης μετά τον αντιστροφέα, καθώς αυτός έχει αναλυθεί διεξοδικά στα προηγούμενα υποκεφάλαια. 139

146 140

147 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 4 ΑΝΑΛΥΣΗ ΛΕΙΤΟΥΡΓΙΑΣ ΤΟΥ ΜΙΚΡΟΕΛΕΓΚΤΗ ΚΑΙ ΛΟΓΙΚΗ ΤΟΥ ΕΚΤΕΛΕΣΙΜΟΥ ΚΩΔΙΚΑ Με τον όρο Μικροελεγκτής (Microcontroller) εννοούμε ένα υψηλού βαθμού ολοκλήρωσης ολοκληρωμένο σύστημα σκοπός του οποίου είναι η εκτέλεση αριθμητικών και λογικών πράξεων καθώς και των απαραίτητων λειτουργιών ελέγχου. Ο μικροελεγκτής είναι τύπος μικροεπεξεργαστή ο οποίος χαρακτηρίζεται από μεγάλο βαθμό ανεξαρτησίας από περιφερειακά εξαρτήματα, λόγω των ενσωματωμένων υποσυστημάτων που διαθέτει. Ο αριθμός και το είδος των υποσυστημάτων αυτών διαφέρει ανάλογα το μοντέλο του μικροελεγκτή, με αποτέλεσμα η εκλογή του κατάλληλου μικροελεγκτή για την επιτυχή λειτουργία της εκάστοτε διάταξης να είναι ζωτικής σημασίας. Ανάλογα λοιπόν με το είδος του μικροελεγκτή, εκτός από τα περιφερειακά που απαρτίζουν ένα μικροεπεξεργαστή: Την αριθμητική μονάδα ολοκλήρωσης (ALU) Τη μνήμη Τη μονάδα ελέγχου (CU) η δομή του μπορεί να ενσωματώνει ένα η περισσότερα από τα παρακάτω περιφερειακά [17]: Κεντρική μονάδα επεξεργασίας Ψηφιακές και αναλογικές Εισόδους-Εξόδους Σειριακές επικοινωνίες Μνήμη RAM για αποθήκευση δεδομένων Μνήμη αποθήκευσης προγράμματος Μετατροπείς από αναλογικό σε ψηφιακό σήμα και το ανάποδο Άλλα εξειδικευμένα περιφερειακά (π.χ. PWM) Συγκριτικά λοιπόν με τους επεξεργαστές γενικού σκοπού, οι μικροελεγκτές δε μεταφέρουν εξωτερικά του ολοκληρωμένου τους δεδομένα και διευθύνσεις, καθώς οι μνήμες RAM και ROM στεγάζονται, όπως και ο επεξεργαστής, εσωτερικά του ολοκληρωμένου. Αποτέλεσμα αυτού είναι αφενός να μειώνεται ο απαιτούμενος χώρος του συστήματος ελέγχου στην πλακέτα 141

148 και αφετέρου να εξαλείφονται παρασιτικές τάσεις στα σήματα των διαύλων επικοινωνίας με τα εξωτερικά περιφερειακά. Εκτός των ποιοτικών πλεονεκτημάτων τους, το κόστος των μικροελεγκτών είναι εμφανώς χαμηλότερο από το κόστος του συστήματος ελέγχου, αν αυτό υλοποιούνταν με ανεξάρτητες μονάδες, διότι: Το πλήθος των ακίδων που απαιτεί ο μικροελεγκτής είναι μικρότερο Ο μικροελεγκτής αποτελεί ένα ενιαίο ολοκληρωμένο chip που τοποθετείται σε μικρότερο πακέτο εύκολο να παραχθεί μαζικά. Στην παρούσα διπλωματική εργασία χρησιμοποιούμε το μικροελεγκτή dspic30f4011 της Microchip, τα βασικότερα χαρακτηριστικά του οποίου αναλύονται στη συνέχεια του κεφαλαίου. 4.1 Ο ΜΙΚΡΟΕΛΕΓΚΤΗΣ DSPIC30F4011 O μικροελεγκτής dspic30f4011 της εταιρίας Microchip έχει κεντρική μονάδα επεξεργασίας (CPU) που πραγματοποιεί πράξεις με δεδομένα των 16bit και απαιτεί τροφοδοσία +5V. H μνήμη του μικροελεγκτή αλλά και οι δεκαέξι ειδικοί καταχωρητές (SFR) που χρησιμοποιούνται στον προγραμματισμό του είναι οργανωμένοι σε λέξεις μήκους 16bit. O εσωτερικός ταλαντωτής που διαθέτει μπορεί να λειτουργεί στα ΜΗz (με ενεργό PLL 16x), δημιουργώντας ένα εσωτερικό ρολόι FCY στα 29.48ΜΗz, το οποίο καθορίζει τη ταχύτητα εκτέλεσης των εντολών. Στο Σχήμα 4.1 παρουσιάζεται το διάγραμμα των 40 ακροδεκτών του, ενώ στο Σχήμα 4.2 το εσωτερικό του μικροελεγκτή διαμορφωμένο σε διάγραμμα block [25]. 142

149 Σχήμα 4.1: Κυκλωματικό διάγραμμα ακροδεκτών του μικροελεγκτή dspic30f4011 [26] Όπως φαίνεται και από το Σχήμα 4.1 ο αριθμός των ακροδεκτών του μικροελεγκτή είναι περιορισμένος, για αυτό έχει γίνει πολύπλεξη των σημάτων των διάφορων περιφερειακών μεταξύ τους. Κάθε ακροδέκτης του μικροελεγκτή μπορεί να αντιστοιχεί σε ένα η περισσότερα περιφερειακά, ενώ παράλληλα υπάρχει η περίπτωση κάποιο περιφερειακό να είναι ενεργοποιημένο αλλά να μη χρησιμοποιεί όλους τους ακροδέκτες που του αντιστοιχούν και ταυτόχρονα οι αδρανείς ακροδέκτες να χρησιμοποιούνται από κάποιο άλλο περιφερειακό. Η ενεργοποίηση και η αντιστοίχιση κάθε ακροδέκτη με ένα περιφερειακό γίνεται με τη βοήθεια προγραμματισμού ορισμένων καταχωρητών ειδικής λειτουργιάς (Special Function Register-SFR) [25]. Στη συνέχεια θα γίνει μια περιγραφική ανάλυση των περιφερειακών του μικροελεγκτή βάση του Σχήματος 4.2 που χρησιμοποιούνται στην παρούσα διπλωματική εργασία, ενώ καθένα από αυτά θα αναλυθεί διεξοδικά στη συνέχεια του κεφαλαίου. 10 bit A/D Converter. O μετατροπέας αναλογικού σήματος σε ψηφιακό, λαμβάνει στην είσοδό του ένα μετρούμενο αναλογικό σήμα. Το σήμα αυτό δειγματοληπτείται και τα αποτελέσματα της δειγματοληψίας αντιστοιχούνται σε δυαδικές τιμές των 10bit. Στη συνέχεια, οι 10bit λέξεις αποθηκεύονται σε καταχωρητές των 16bit. Οι τιμές των καταχωρητών αποτελούν τα δεδομένα εισόδου του μικροελεγκτή βάση των οποίων λαμβάνονται οι απαραίτητες αποφάσεις από το πρόγραμμα ελέγχου. 143

150 Σχήμα 4.2: Εσωτερικό block διάγραμμα του μικροελεγκτή dspic30f4011 [26] 144

151 Motor Control PWM. To περιφερειακό αυτό παράγει τους απαραίτητους παλμούς για την οδήγηση των ημιαγωγικών στοιχείων. Το πλήθος των παλμών που μπορεί να δημιουργήσει, άρα και το πλήθος των ημιαγωγικών στοιχείων που μπορεί να ελέγξει, ανέρχεται σε 6. Εξωτερικά σήματα διακοπών (Ιnterrupts). Ο αριθμός τους ανέρχεται σε τρία και η λειτουργία τους είναι αντίστοιχη των εσωτερικών σημάτων Interrupt του μικροελεγκτή. Όταν οι ακροδέκτες τους λαμβάνουν τάση λογικού 1 (+5V) εκτελούνται οι εντολές του προγράμματος οι οποίες βρίσκονται εσωτερικά της συνάρτησης του εκάστοτε Interrupt. Σε αντίθετη περίπτωση οι εντολές εσωτερικά των Interrupts αμελούνται. Χρονιστές (Timers). Είναι προγραμματιζόμενοι χρονιστές/απαριθμητές που χρησιμεύουν στην απαρίθμηση γεγονότων ή χρόνου. Το περιφερειακό αυτό ενεργοποιείται εσωτερικά του προγράμματος. 4.2 ΠΕΡΙΦΕΡΙΑΚΗ ΜΟΝΑΔΑ ΜΕΤΑΤΡΟΠΗΣ ΑΝΑΛΟΓΙΚΟΥ ΣΗΜΑΤΟΣ ΣΕ ΨΗΦΙΑΚΟ (Α/D CONVERTER) Το περιφερειακό Α/D Converter διαθέτει 9 αναλογικές εισόδους (ΑΝx). Κάθε ένα εκ των 9 καναλιών μπορεί να δεχθεί ως είσοδο αναλογικό σήμα εύρους τάσης 0-5V. Tα αναλογικά κανάλια, συνδέονται μέσω πολυπλεκτών με 4 μονάδες δειγματοληψίας και αποθήκευσης (S/H), όπως φαίνεται στο Σχήμα 4.3. Στη συνέχεια, τα δειγματοληπτούμενα σήματα εισέρχονται στο block του μετατροπέα αναλογικού σήματος σε ψηφιακό (ADC). Πρέπει να σημειώσουμε πως, ενώ η δειγματοληψία των σημάτων, μπορεί να είναι είτε σειριακή είτε παράλληλη, η μετατροπή τους από αναλογικά σε ψηφιακά είναι μόνο σειριακή. Έπειτα, το ψηφιακό αποτέλεσμα της δειγματοληψίας, που είναι μια 10bit λέξη, αποθηκεύεται σε έναν από τους 16 καταχωρητές αποτελέσματος (ADCBUFx). Οι καταχωρητές αποτελέσματος, όπως αναφέραμε, είναι 16bit και ο τρόπος που αποθηκεύεται σε αυτούς το 10bit σήμα εξαρτάται από τον προγραμματισμό των 6 SFR καταχωρητών του A/D Converter( ADCON1, ADCON2, ADCON3, ADCHS, ADPCFG, ADCSSL). 145

152 Σχήμα 4.3: Λογικό διάγραμμα περιφερειακού 10bit A/D Converter [26] O μέγιστος ρυθμός δειγματοληψίας της μονάδας ανέρχεται σε 1MSPS, όταν δειγματοληπτείται μόνο ένα σήμα. Όσο αυξάνεται όμως ο αριθμός των αναλογικών σημάτων που δειγματοληπτούνται σειριακά, η συχνότητα δειγματοληψίας μειώνεται αναλογικά, ενώ, αν τα σήματα δειγματοληπτούνται παράλληλα ο ρυθμός δειγματοληψίας δεν επηρεάζεται. Καθένας εκ των 6 καταχωρητών του A/D Converter ρυθμίζει μέρος των λειτουργιών του μετατροπέα. Το πλήθος των λειτουργιών που ρυθμίζει καθένας από αυτούς περιγράφεται επιγραμματικά παρακάτω: ADCON1. O καταχωρητής είναι υπεύθυνος για: Την ενεργοποίηση του μετατροπέα 146

153 Τη μορφή αποθήκευσης των προς μέτρηση τιμών Τον τρόπο δειγματοληψίας των καναλιών (σειριακά ή παράλληλα) ADCON2. Ο καταχωρητής είναι υπεύθυνος για: Την επιλογή των προς μετατροπή καναλιών Την επιλογή του αριθμού των δειγμάτων ανά διακοπή Τον τρόπο αποθήκευσης των δειγμάτων στους καταχωρητές αποτελέσματος Την εναλλαγή των δύο πολυπλεκτών ADCON3. O καταχωρητής καθορίζει: Τη συχνότητα δειγματοληψίας Το εσωτερικό ρολόι του A/D μετατροπέα Τη συχνότητα μετατροπής από αναλογικό σε ψηφιακό ADCHS. Σκοπός του καταχωρητή αυτού, είναι η αντιστοίχιση των αναλογικών εισόδων στα επιθυμητά κανάλια μετατροπής και στη συνέχεια η αντιστοίχιση των καναλιών μετατροπής στους εκάστοτε πολυπλέκτες. ADPCFG. Ο καταχωρητής αυτός είναι υπεύθυνος για την επιλογή των αναλογικών εισόδων του A/D Converter σε Ψηφιακή ή Αναλογική λειτουργία. ADCSSL. Είναι ένας ειδικός καταχωρητής ο οποίος ρυθμίζεται ώστε το μηδενικό κανάλι μετατροπής (CH0), να σαρώνει εναλλακτικά μία ή περισσότερες αναλογικές εισόδους. To CH0 είναι το πιο ευέλικτο από τα τέσσερα κανάλια μετατροπής, καθώς αυτό δέχεται ως είσοδο όλες τις αναλογικές εισόδους του μετατροπέα, σε αντίθεση με τα κανάλια CH1, CH2, CH3 που όπως φαίνεται και στο Σχήμα 4.3 δέχονται μέρος μόνο του συνόλου των αναλογικών εισόδων. Ο μετατροπέας όπως αναφέρθηκε και παραπάνω απαρτίζεται από δύο πολυπλέκτες MUX A και MUX B, οι οποίοι προσφέρουν τη δυνατότητα εναλλαγής της εισόδου των καναλιών μετατροπής μεταξύ δυο αναλογικών εισόδων. Εξαίρεση αποτελεί το κανάλι μετατροπής CH0 η είσοδος του οποίου μπορεί να εναλλαχθεί μεταξύ όλων των αναλογικών εισόδων με κατάλληλη ρύθμιση του ADCSSL καταχωρητή. 147

154 4.3 ΠΕΡΙΦΕΡΙΑΚΉ ΜΟΝΑΔΑ ΠΑΡΑΓΩΓΗΣ ΠΑΛΜΩΝ (MOTOR CONTROL PWM) Όπως αναφέραμε και παραπάνω, η μονάδα PWM είναι υπεύθυνη για τη δημιουργία των παλμών οδήγησης των ημιαγωγικών στοιχείων. Η δομή του περιφερειακού Motor Control PWM παρουσιάζεται στο Σχήμα 4.4, ενώ τα κύρια χαρακτηριστικά του είναι [25]: Διαθέτει 6 ακροδέκτες (pin) εισόδων/εξόδων με τρεις παραγωγούς λόγου κατάτμησης. Δίνει τη δυνατότητα μεταβολής της συχνότητας διαμορφωμένων κατά PWM παλμών σε πραγματικό χρόνο. Προσφέρει διάφορες δυνατότητες παραγωγής παλμών, όπως: Single Pulse παραγωγή παλμών Center Aligned PWM Edge Aligned PWM Διαθέτει συγκριτή «ειδικού γεγονότος» για το συγχρονισμό του με άλλα περιφερειακά. Η βάση χρόνου (time base) της PWM περιγράφεται με ένα χρονιστή (timer) 16 bit με prescaler και postscaler. Η πρόσβαση στη βάση χρόνου γίνεται μέσω του PTMR καταχωρητή. Το PTMR<15> ή PTDIR είναι ένα bit ανάγνωσης κατάστασης, που δείχνει τον τρόπο μέτρησης της βάσης χρόνου της PWM. Αν το PTDIR καθαριστεί, το PTMR μετρά προς τα πάνω. Αν το PTDIR γίνει set, το PTMR μετρά προς τα κάτω. Η βάση χρόνου ενεργοποιείται ή απενεργοποιείται θέτοντας ή καθαρίζοντας αντίστοιχα το PTEN bit του PTCON SFR. Το PTPER SFR θέτει τη μετρούμενη περίοδο του PTMR, όπου ο χρήστης μπορεί να γράψει μια τιμή 16 bit στο PTPER<14:0>. Όταν η τιμή του PTMR<14:0> γίνει ίδια με την τιμή του καταχωρητή περιόδου PTPER<14:0>, η βάση χρόνου είτε θα γίνει reset στο μηδέν (οπότε θα δημιουργηθεί ένα σήμα ράμπας), είτε θα αντιστρέψει τη διεύθυνση μέτρησης μέχρι τον επόμενο κύκλο ρολογιού (οπότε θα δημιουργηθεί ένα τριγωνικό σήμα), ανάλογα με τη λειτουργία της PWM που έχει επιλεγεί. 148

155 Σχήμα 4.4: Δομικό διάγραμμα περιφερειακής μονάδας Motor Control PWM [26] 149

156 Η βάση χρόνου της PWM μπορεί να οριστεί με τέσσερις διαφορετικούς τρόπους λειτουργίας [25]: Single Shot Mode Free Running Mode Continuous Up/Down Mode with interrupts for double updates Continuous Up/Down Mode Οι τέσσερις παραπάνω λειτουργίες επιλέγονται μέσω του PTCON καταχωρητή και συγκεκριμένα από τα PTMOD<1:0> bits. Με σκοπό τη δημιουργία παλμών διαμορφωμένων κατά spwm η κυματομορφή του φορέα θα πρέπει να είναι τριγωνική. Για το λόγω αυτό επιλέχθηκε από τα PTMOD<1:0> bits του PTCON καταχωρητή η λειτουργία Continuous Up/Down Mode. Στη λειτουργία αυτή ο PTMR μετράει από μηδενική βάση προς τα πάνω έως ότου η τιμή του γίνει ίδια με τη τιμή του PTPER καταχωρητή. Μόλις γίνει αυτό ο PTMR θα αρχίσει να μετρά ανάποδα έως ότου η τιμή του γίνει μηδέν, όπου και θα επαναληφθεί η παραπάνω διαδικασία (Σχήμα 4.5). Η τιμή του PTPER, όταν δημιουργείται τριγωνικό σήμα, υπολογίζεται από τη σχέση: PTPER = F CY F PWM (PTMR Prescaler) 2 1 (4.1) Το bit PTDIR<15> του PTMR καθορίζει την κατεύθυνση του PTMR και είναι μόνο προς ανάγνωση. Η τιμή του γίνεται HIGH, όταν ο PTMR μετρά από τη τιμή του PTPER προς το μηδέν, ενώ σε αντίθετη περίπτωση αυτό είναι LOW. Σε αντίθεση με τη λειτουργία Continuous Up/Down Mode with interrupts for double updates, η Continuous Up/Down Mode λειτουργία παράγει μια διακοπή ανά περίοδο τριγώνου τη χρονική στιγμή που ο PTMR ισούται με μηδέν και αρχίζει να μετράει προς τα πάνω. Τα bits PTOPS<3:0> του καταχωρητή PTCON ορίζουν τη συχνότητα εμφάνισης των διακοπών ανά μηδενισμό του PTMR. 150

157 Σχήμα 4.5: Περίοδος PWM για δυο διαφορετικές τιμές του καταχωρητή PTPER [26] Στις λειτουργίες Continuous Up/Down Mode η έξοδος της PWM είναι HIGH όταν η τιμή του PTMR γίνει ίδια με τη τιμή του εκάστοτε PDCx καταχωρητή, ενώ ο PTMR μετράει από την τιμή του PTPER προς το μηδέν, δηλαδή «προς τα κάτω» (PTDIR=1). Αντίθετα, η έξοδος της PWM γίνεται LOW όταν ο PTMR ενώ μετράει από το μηδέν προς τη τιμή του PTPER καταχωρητή (PTDIR=0), δηλαδή προς τα πάνω, συμπέσει με την τιμή του αντίστοιχου PDCx. Προσδίδοντας λοιπόν μια τιμή σε έναν εκ των καταχωρητών PDCx, ορίζουμε και τον λόγο κατάτμησης των παλμών της αντίστοιχης εξόδου της PWM, για αυτό και οι PDCx ονομάζονται καταχωρητές λόγου κατάτμησης. Τέτοιου είδους σήματα ονομάζονται Center Aligned, καθώς ο παλμός είναι συμμετρικός ως προς το σημείο μηδενισμού του τριγώνου (Σχήμα 4.6). Σχήμα 4.6: Center Aligned παραγωγή παλμών [26] 151

158 Οι ακραίες τιμές που μπορεί να λάβει ένας καταχωρητής PDCx είναι η μηδενική τιμή και η τιμή του καταχωρητή PTPER. Όταν ο PDCx λαμβάνει τη μηδενική τιμή, τότε η αντίστοιχη έξοδος PWM είναι σε στάθμη LOW καθ όλη τη διάρκεια της περιόδου, ενώ αντίθετα όταν ο καταχωρητής PDCx λάβει την τιμή του καταχωρητή PTPER, τότε για όλη την περίοδο της PWM η έξοδος είναι σε στάθμη HIGH. Οι τιμές αυτές αποφεύγονται, καθώς η μια αντιστοιχεί σε ανοικτοκύκλωμα των ημιαγωγικών στοιχείων, ενώ η άλλη σε μόνιμη αγωγή τους, καταστάσεις οι οποίες απορρίπτουν τη δυνατότητα ελέγχου τους. Τιμή καταχωρητή PDCx μεγαλύτερη από τη τιμή του καταχωρητή PTPER έχει τα ίδια αποτελέσματα της περίπτωσης που ταυτίζονται. Το περιφερειακό Motor Control PWM προσφέρει τη δυνατότητα παραγωγής συμπληρωματικών PWM παλμών, χαρακτηριστικό ιδιαίτερα χρήσιμο στην περίπτωση παλμοδότησης ημιαγωγικών στοιχείων που χρησιμοποιούνται σε διατάξεις αντιστροφέων τάσης. Υπεύθυνος για την ενεργοποίηση των συμπληρωματικών PWM παλμών είναι ο καταχωρητής PWMCON1 και συγκεκριμένα το PMODx<1> bit του, το οποίο όταν είναι LOW επιτρέπει την παραγωγή συμπληρωματικών εξόδων. Σύμφωνα λοιπόν με τη λειτουργία αυτή, δυο ακροδέκτες PWMxH και PWMxL δε βρίσκονται ποτέ ταυτόχρονα στην ίδια λογική στάθμη (Σχήμα 4.7). Σχήμα 4.7: Παραγωγή συμπληρωματικών παλμών για την οδήγηση ημιαγωγικών στοιχείων του ίδιου κλάδου τριφασικής γέφυρας [26] Τέλος, για την αποφυγή βραχυκυκλώσεων των ημιαγωγικών στοιχείων του ίδιου κλάδου που παλμοδοτούνται από συμπληρωματικούς παλμούς, είναι απαραίτητη η εισαγωγή ενός νεκρού χρόνου μεταξύ των παλμών ενεργοποίησης και απενεργοποίησης των δυο ημιαγωγικών στοιχείων του ίδιου κλάδου αντίστοιχα (Σχήμα 4.8). 152

159 Σχήμα 4.8: Εισαγωγή νεκρού χρόνου μεταξύ δύο συμπληρωματικών παλμών [26] Ο νεκρός αυτός χρόνος εισάγεται ορίζοντας μια τιμή στον καταχωρητή DTCONx και υπολογίζεται από τη σχέση: DTCON = Dead Time Prescale Value T CY (4.2) Τα bits DTxPS<1:0> των καταχωρητών DTCONx ορίζουν τη τιμή του Prescale Value, επιλέγοντας πόσες φορές πολλαπλάσιο της περιόδου του ρολογιού του επεξεργαστή θα είναι ο διαιρέτης της παραπάνω διαίρεσης. Στο Σχήμα 4.9 φαίνεται το λογικό διάγραμμα του καταχωρητή νεκρού χρόνου. 153

160 Σχήμα 4.9: Λογικό διάγραμμα καταχωρητή Dead Time για ένα ζεύγος συμπληρωματικών εξόδων [26] 4.4 ΠΕΡΙΦΕΡΕΙΑΚΗ ΜΟΝΑΔΑ ΧΡΟΝΙΣΤΩΝ/ΑΠΑΡΙΘΜΗΤΩΝ (TIMERS) Υπάρχει αποκλειστικά ένας χρονιστής των 16-bit (Timer1) και 2 χρονιστές των 32-bit, που μπορούν να λειτουργήσουν και σα 2 χρονιστές των 16bit ο καθένας. Έτσι έχουμε δύο χρονιστές των 32-bit (Timer2/3 και Timer 4/5) ή τέσσερις χρονιστές των 16-bit (Timer2, Timer3, Timer4 και Timer5). Όλοι οι παραπάνω χρονιστές ελέγχονται από αντίστοιχους καταχωρητές (όπου x ο αύξων αριθμός του χρονιστή): TMRx. Το 16bit περιεχόμενο του timer x. PRx. H 16bit περίοδος του timer x TxCON. O καταχωρητής ελέγχου της λειτουργίας του timer x. O Timer 1 έχει τρεις διαφορετικούς τρόπους λειτουργίας: Λειτουργία ως χρονιστής. Αυξάνεται σε κάθε κύκλο του εσωτερικού ρολογιού το επεξεργαστή μέχρι μια προκαθορισμένη τιμή με βάση το πρόγραμμα του χρήστη. Λειτουργία ως σύγχρονος μετρητής παλμών. Αυξάνεται για κάθε παλμό, ο οποίος προέρχεται από εξωτερική πηγή και είναι συγχρονισμένος με το εσωτερικό ρολόι. 154

161 Λειτουργία ως ασύγχρονος μετρητής παλμών. Αυξάνεται σε κάθε παλμό, ο οποίος προέρχεται από εξωτερική πηγή. Σε κάθε μια από τις παραπάνω περιπτώσεις, ο Timer1 ρυθμίζεται έτσι ώστε όταν επιτευχθεί το επιθυμητό χρονικό διάστημα, να διακόπτει την κανονική λειτουργία του προγράμματος του χρήστη και να εξυπηρετεί τον Timer. Οι Timer2/3 και Timer4/5 υποστηρίζουν όλα τα παραπάνω χαρακτηριστικά εκτός από τον ασύγχρονο τρόπο λειτουργίας. Επιπροσθέτως, ο Timer2/3 μπορεί να χρησιμοποιηθεί από ένα άλλο περιφερειακό, το μετατροπέα σήματος από αναλογικό σε ψηφιακό (A/D converter) [27]. 4.5 ΛΟΓΙΚΗ ΤΟΥ ΕΚΤΕΛΕΣΙΜΟΥ ΚΩΔΙΚΑ Η σύγκριση μιας σταθερής τιμής του καταχωρητή PDC με την τιμή του PTMR παράγει στην έξοδο του περιφερειακού Motor Control PWM παλμούς διαμορφωμένους κατά PWM. Έτσι, με σκοπό την παραγωγή παλμών στην έξοδο του περιφερειακού διαμορφωμένων κατά spwm, η τιμή του PTMR πρέπει να συγκριθεί με μια ημιτονοειδώς μεταβαλλόμενη τιμή PDC ΠΑΡΑΓΩΓΗ ΠΑΛΜΩΝ ΔΙΑΜΟΡΦΩΜΕΝΩΝ ΚΑΤΑ SPWM Για τη δημιουργία PDC το οποίο μεταβάλλεται ημιτονοειδώς, έγινε χρήση ενός πίνακα ο οποίος φορτώθηκε στη μνήμη του επεξεργαστή και περιέχει τιμές ημιτόνου. Οι τιμές του πίνακα διαβάζονται και ενημερώνουν το PDC κάθε φορά που παράγεται μια διακοπή από το PWM περιφερειακό. Ο πίνακας ημιτόνου περιέχει τιμές από (PTPER+1) έως (PTPER+1). Όμως, το PDC λαμβάνει μόνο θετικές τιμές, άρα στις τιμές του ημιτόνου πρέπει να προστεθεί η τιμή (PTPER+1) και υποθέτοντας συντελεστή διαμόρφωσης πλάτους ma ίσο με τη μονάδα, το PDC μεταβάλλεται κατά τη θετική ημιπερίοδο μεταξύ των τιμών: (PTPER + 1) PDC 2(PTPER + 1) (4.3) Ενώ στην αρνητική ημιπερίοδο μεταξύ των τιμών: 0 PDC (PTPER + 1) (4.4) 155

162 Έτσι, όταν το ημίτονο αναφοράς έχει την ελάχιστη τιμή, το PDC θα έχει μηδενική τιμή και ο λόγος κατάτμησης θα είναι εξίσου μηδενικός, ενώ όταν το ημίτονο αναφοράς λαμβάνει τη μέγιστη τιμή του το PDC θα ισούται με 2(PTPER+1) και ο λόγος κατάτμησης θα είναι μέγιστος (Σχήμα 4.10). Σχήμα 4.10: Αλλαγή κλίμακας ημιτόνου για την ορθή μεταβολή του PDCx για m a=1 Πρέπει να σημειωθεί πως ο καταχωρητής PDC έχει διπλάσια χωρητικότητα σε bits από τον PTPER, επομένως, όταν εισάγουμε στον PDC τη τιμή 2(PTPER+1) αντιστοιχεί με την τιμή που είναι αποθηκευμένη στον PTPER. Σε περίπτωση που το ma δεν ισούται με τη μονάδα (Σχήμα 4.11), οι σχέσεις (4.3) και (4.4) τροποποιούνται στις: (PTPER + 1) PDC (PTPER + 1) (m a + 1) (4.5) (PTPER + 1) (1 m a ) PDC (PTPER + 1) (4.6) Οι οποίες είναι γενικές σχέσεις και ισχύουν για κάθε ma. 156

163 Σχήμα 4.11: Αλλαγή κλίμακας ημιτόνου για την ορθή μεταβολή του PDCx για m a<1 Επειδή το παραγόμενο ημίτονο στην έξοδο του αντιστροφέα είναι εικόνα του ημιτόνου αναφοράς το PDC πρέπει να λαμβάνει όλες τις τιμές του πίνακα ημιτόνου με συχνότητα 50Hz. Αυτό σημαίνει πως το PDC πρέπει να μεταβάλλεται με βήμα [18]: FREQUENCY = f grid f pwm (4.7) O πίνακας του ημιτόνου αναφοράς είναι πίνακας 512 στοιχείων, ενώ το αποτέλεσμα του βήματος FREQUENCY είναι κατά πολύ μικρότερο της μονάδας με αποτέλεσμα να μην μπορεί να προσπελάσει τον πίνακα του ημιτόνου αναφοράς. Για το λόγο αυτό, η τιμή του FREQUENCY πολλαπλασιάζεται με τον μέγιστο δυνατό ακέραιο του μικροελεγκτή που είναι ο 0xFFFF (65535). Το αποτέλεσμα του πολλαπλασιασμού είναι πλέον ακέραιος αριθμός, άρα εύκολα διαχειρίσιμος από το μικροελεγκτή. Πλέον, το FREQUENCY μεταβάλλεται από 0 έως 65535, εύρος το οποίο αν διαιρεθεί με τη τιμή 128 ανάγεται σε εύρος από 0 έως 512. Έτσι, το FREQUENCY αποτελεί ένα δείκτη στον πίνακα του ημιτόνου αναφοράς, όπου η τιμή 0 αντιστοιχεί σε 0 ο, ενώ η τιμή 512 σε 360 ο. Τελικά λοιπόν, το PDC δέχεται έναν πίνακα ο οποίος προσπελάζεται με συχνότητα 50Hz, ενώ το ίδιο ενημερώνεται σε κάθε κύκλο του επεξεργαστή με βήμα: 157

164 FREQUENCY = ( f grid f pwm 65536) 128 (4.8) ΔΗΜΙΟΥΡΓΙΑ ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΥ ΣΥΣΤΗΜΑΤΟΣ ΣΥΓΧΡΟΝΙΣΜΕΝΟ ΜΕ ΤΟ ΔΙΚΤΥΟ Μέχρι τώρα έχουμε μιλήσει για τον κώδικα δημιουργίας του ημιτόνου τάσης μια φάσης του δικτύου, το οποίο δεν είναι συγχρονισμένο με το ημίτονο της ίδιας φάσης της τάσης το δικτύου. Η παραγωγή των ημιτονοειδών τάσεων των δύο άλλων φάσεων, καθώς και ο συγχρονισμός των τριών παραγόμενων από τον αντιστροφέα τάσεων με τις τάσεις του δικτύου γίνεται με τη βοήθεια τριών εξωτερικών Interrupts. Αυτά δέχονται ως είσοδο παλμούς, οι οποίοι παράγονται από το κύκλωμα του zero crossing (κύκλωμα ανίχνευσης του μηδενός). Κάθε ένα εξωτερικό Interrupt δέχεται τον παλμό zero crossing της μιας εκ των τριών φάσεων του δικτύου. Οι παλμοί, όπως και οι τάσεις του δικτύου διαφέρουν μεταξύ τους κατά 120 ο. Τα εξωτερικά Interrupts αλλάζουν λογική στάθμη σε κάθε ανερχόμενη παρυφή του παλμού εισόδου τους, ενώ η κατάστασή τους δε μεταβάλλεται στην κατερχόμενη παρυφή του παλμού. Η λειτουργία αυτή, επιλέγεται από τα bit INTxEP<2,1,0> του καταχωρητή INTCON2. Αν τα bit είναι σε λογική κατάσταση LOW, τότε αντιλαμβάνονται τις μεταβολές της ανερχόμενης παρυφής, ενώ αν είναι HIGH της κατερχόμενης [28], [29], [30]. Το κάθε ένα εκ των τριών εξωτερικών Interrupts είναι υπεύθυνο για την ανίχνευση του μηδενικού σημείου τάσεως κάθε φάσης του δικτύου. Μόλις ανιχνευτεί, το σημείο αυτό αντιστοιχίζεται με το μηδενικό σημείο του πίνακα αναφοράς. Έτσι παράγονται τρία ημίτονα αναφοράς, τα οποία διαφέρουν μεταξύ τους κατά 120 ο και είναι συγχρονισμένα με τα ημίτονα του δικτύου. Τα τρία ημίτονα αναφοράς ενημερώνουν τα αντίστοιχα PDCx με βήμα το οποίο προσπελαύνει τον πίνακα του ημιτόνου αναφοράς με συχνότητα 50Hz. Οι παραγόμενες τάσεις στην έξοδο του αντιστροφέα είναι πλέον συχνότητας 50Hz, διαφέρουν μεταξύ τους κατά 120 ο και είναι πλήρως συγχρονισμένες με το δίκτυο (Σχήμα 4.12). 158

165 Σχήμα 4.12: Ανίχνευση παλμών zero crossing για δημιουργία τριφασικής συμμετρίας και συγχρονισμού με το δίκτυο Ο παλμός από το κύκλωμα ανίχνευσης του μηδενός μπορεί να αλλοιωθεί λόγω του διακοπτικού θορύβου που εισάγουν τα ημιαγωγικά στοιχεία. Επιπλέον, είναι δυνατό να υπάρχουν πολλαπλές ενεργοποιήσεις λόγω ταλάντωσης της τάσης του δικτύου γύρω από το μηδέν. Το πρώτο πρόβλημα επιλύεται αφενός με την τοποθέτηση ενός RC φίλτρου πριν την εισαγωγή του σήματος στο μικροελεγκτή και αφετέρου μέσω ψηφιακού φίλτρου που υλοποιείται στο πρόγραμμα εκτέλεσης και θα αναλυθεί στην επόμενη παράγραφο. Το δεύτερο πρόβλημα επιλύεται με τη χρήση των φίλτρων Butterworth, ώστε η τάση του δικτύου να περιέχει όσο το δυνατό λιγότερες αρμονικές που ευθύνονται για την παραμόρφωσή της. Το ψηφιακό φιλτράρισμα επιτυγχάνεται με τρείς εσωτερικούς χρονιστές TMRx, ένα για κάθε εξωτερικό Interrupt. Οι χρονιστές αυτοί μετρούν χρόνο μιας περιόδου τάσης δικτύου από τη στιγμή που η τάση του δικτύου διέρχεται από το μηδέν. Αν ο επόμενος μηδενισμός της τάσης του δικτύου συμβεί μετά από χρονικό διάστημα μιας περιόδου, ο χρονιστής TMRx αρχικοποιείται και μετρά πάλι από την αρχή, ενώ γίνεται και η αρχικοποίηση του ημιτόνου 159

166 αναφοράς. Η ίδια λογική ακολουθείται για τα ημίτονα αναφοράς των δύο άλλων φάσεων. Σε περίπτωση όμως που γίνει ενεργοποίηση ενός εξωτερικού Interrupt, λόγω θορύβου, σε στιγμή η οποία δεν αντιστοιχεί σε μια περίοδο δικτύου, ο χρονιστής TMRx δεν αρχικοποιείται και συνεχίζει να μετράει, ενώ δε γίνεται ούτε η αρχικοποίηση του ημιτόνου αναφοράς και αυτό διατηρεί τη γωνία που είχε πριν. Με τον τρόπο αυτό, εξωτερικά Interrupts που ενεργοποιούνται σε στιγμές που δεν αναμένεται ενεργοποίησή τους παραλείπονται και το PDCx συνεχίζει την προσπέλαση του πίνακα του ημιτόνου αναφοράς από το στοιχείο που είχε πριν συμβεί το λανθασμένο Interrupt ΕΛΕΓΧΟΣ ΑΝΟΙΚΤΟΥ ΒΡΟΧΟΥ Μέχρι τώρα, έχουν δημιουργηθεί στην έξοδο του αντιστροφέα τρεις τάσεις οι οποίες είναι ημιτονοειδείς με συχνότητα 50Ηz η κάθε μια, διαφέρουν μεταξύ τους κατά 120 ο και είναι συγχρονισμένες με τις αντίστοιχες τάσεις του δικτύου. Για τον έλεγχο παραγωγής ενεργού ισχύος, όπως έχουμε ήδη αναφέρει, είναι υπεύθυνη η γωνιακή διαφορά δ των φάσεων του αντιστροφέα από τις αντίστοιχες φάσεις του δικτύου, ενώ ο έλεγχος παραγωγής αέργου ισχύος καθορίζεται από τη διαφορά των πλατών τους, δηλαδή από το συντελεστή διαμόρφωσης ma. Όμως, μέχρι στιγμής, δημιουργώντας μόνο τα ημίτονα αναφοράς όπως περιγράφτηκε παραπάνω, δεν μπορούμε να μεταβάλουμε το συντελεστή διαμόρφωσης πλάτους, όπως και τη γωνία ισχύος. Αυτό καθιστά αδύνατο τον έλεγχο παραγωγής ενεργού και αέργου ισχύος. Για το σκοπό αυτό έγινε χρήση δύο πολύστροφων trimmer, τα οποία διαβάζονται από τις αναλογικές ακίδες ΑΝ0 και ΑΝ4 του A/D Converter και η μεταβολή τους αντιστοιχεί σε μεταβολή της γωνίας δ και του συντελεστή διαμόρφωσης ma αντίστοιχα (Σχήμα 4.13). 160

167 Σχήμα 4.13: Έλεγχος πλάτους και γωνίας τάσεων εξόδου του αντιστροφέα Για να αποφευχθεί πιθανός θόρυβος στις μετρούμενες τιμές των αναλογικών εισόδων του μικροελεγκτή, τοποθετήθηκε ένα RC κατωδιαβατό φίλτρο στην έξοδο των trimmer. Το φίλτρο, στοχεύει στην αποκοπή υψίσυχνου θόρυβο που μπορεί να δημιουργηθεί από την ταχεία ενεργοποίηση και απενεργοποίηση των ημιαγωγικών στοιχείων. Εκτός του αναλογικού φιλτραρίσματος στις αναλογικές εισόδους πραγματοποιήθηκε και ψηφιακό φιλτράρισμά τους, ώστε οι μετρούμενες τιμές να απευαισθητοποιηθούν πλήρως από θόρυβο. Για το ψηφιακό φιλτράρισμα, οι μετρούμενες τιμές των trimmer αποθηκεύονται στο πρόγραμμα του μικροελεγκτή σε πίνακες. Όσο μεγαλύτερο το εύρος των πινάκων, τόσο καλύτερο είναι και το ψηφιακό φιλτράρισμα, αλλά τόσο μικρότερη είναι και η απόκριση σε μεταβολές του trimmer. Για το λόγο αυτό, απαιτείται κάποιος συμβιβασμός (π.χ. λήψη 4-5 τιμών). Εφόσον αποθηκευτούν όλες οι τιμές στον πίνακα, αυτές αθροίζονται μεταξύ τους και διαιρούνται με τον αριθμό των στοιχείων του πίνακα. Προκύπτει λοιπόν ένας μέσος όρος ma και δ, ο οποίος σε περίπτωση εσφαλμένης μέτρησης (λόγω θορύβου), δε μεταβάλλεται σε ίδιο πλάτος και ταχύτητα με τη μέτρηση. Ο μέσος όρος του ma ενημερώνει τις τιμές του PDCx ανεξάρτητα από τα εξωτερικά Interrupts, όπως περιγράφουν οι σχέσεις (4.5) και (4.6). Αντίθετα, ο μέσος όρος της γωνίας δ ενημερώνει τη γωνία των ημιτόνων αναφοράς στις καλούμενες συναρτήσεις των εξωτερικών Interrupts. Σε περίπτωση δηλαδή εσφαλμένης ενεργοποίησης εξωτερικού Interrupt και ταυτόχρονη μεταβολή της γωνίας δ, η γωνία του ημιτόνου αναφοράς δεν ενημερώνεται και 161

168 διατηρεί την προηγούμενη τιμή της. Η ενημέρωση της γωνίας του ημιτόνου αναφοράς από τη γωνία δ επιτυγχάνεται με μεταβολή του σημείου αρχικοποίησης του πίνακα στον οποίο είναι αποθηκευμένο το ημίτονο αναφοράς. Μέσω λοιπόν των trimmer μεταβολής του ma και δ επιτυγχάνεται πλήρης έλεγχος των τάσεων εξόδου του αντιστροφέα, επιτρέποντας τόσο το συγχρονισμό με το δίκτυο, όσο και τον έλεγχο παραγωγής ενεργού και αέργου ισχύος ΕΛΕΓΧΟΣ ΚΛΕΙΣΤΟΥ ΒΡΟΧΟΥ Ο παραπάνω έλεγχος, είναι έλεγχος ανοικτού βρόχου καθώς οι τιμές των ma και δ μεταβάλλονται εξωτερικά από το χρήστη χωρίς γνώση της ενεργού και αέργου ισχύος που ρέει στο δίκτυο. Με σκοπό τη διενέργεια κλειστού βρόχου μετρούνται στις αναλογικές θύρες ΑΝ1, ΑΝ2 και ΑΝ3 του μικροελεγκτή οι τάσεις των τριών φάσεων του δικτύου και στις θύρες ΑΝ5,ΑΝ6 και ΑΝ7 τα ρεύματα των αντίστοιχων φάσεων. Η τάση και το αντίστοιχο ρεύμα κάθε φάσης δειγματοληπτούνται ταυτόχρονα και αποθηκεύονται στους αντίστοιχους καταχωρητές αποτελέσματος του A/D Converter(ADCBUFFx). Προφανώς, οι μετρούμενες τάσεις και ρεύματα του δικτύου στην είσοδο του μικροελεγκτή, έχουν αναχθεί σε κλίμακα 0-5V μέσω των μετρητικών τάσης και ρεύματος καθώς και μέσω της πλακέτας των φίλτρων Butterworths. Ο έλεγχος επιλέγεται να γίνει σε DC μεγέθη καθώς η επεξεργαστική ισχύς που απαιτείται είναι μικρότερη από τον έλεγχο μεταβαλλόμενων μεγεθών. Έτσι, οι μετρούμενες τάσεις και ρεύματα του δικτύου μετασχηματίζονται εσωτερικά του μικροελεγκτή από μεταβαλλόμενα σε συνεχή μεγέθη με χρήση του μετασχηματισμού Park. Στη συνέχεια, από τις DC τιμές των τάσεων και ρευμάτων υπολογίζεται η ενεργός και άεργος ισχύς. Οι αναλογικές είσοδοι AN0 και AN4 διαβάζουν πλέον ενεργό και άεργο ισχύ αναφοράς (δηλαδή πλέον τα trimmer μας δίνουν ενεργό και άεργο ισχύ αναφοράς, αντί ma και δ που έδιναν προηγουμένως στον ανοιχτό βρόχο), οι τιμές των οποίων συγκρίνονται με τις μετρούμενες τιμές της ενεργού και αέργου ισχύος που προκύπτουν από το μετασχηματισμό Park. Το σφάλμα της σύγκρισης τροφοδοτείται στη συνέχεια σε PI εκλεκτές, έναν για κάθε σφάλμα ισχύος. Στην έξοδο των PI ελεγκτών διενεργείται ο αντίστροφος μετασχηματισμός Park, τα αποτελέσματα των οποίων ενημερώνουν τις τιμές των PDCx καταχωρητών (Σχήμα 4.14). 162

169 Σχήμα 4.14: Κλειστός βρόχος ελέγχου P-Q Control Έτσι, επιλέγοντας ο χρήστης την ενεργό και άεργο ισχύ αναφοράς, η έξοδος του αντιστροφέα μεταβάλλεται μέσω του ελέγχου, προκειμένου οι ισχείς που ρέουν προς το δίκτυο να γίνουν ίδιες με τις ισχείς αναφοράς του χρήστη. 163

170 164

171 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 5 ΣΧΕΔΙΑΣΗ ΚΑΙ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΥ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑ Η διάταξη του τριφασικού αντιστροφέα αποτελείται στο σύνολό της από έξι πλακέτες. Η πλακέτα των τροφοδοτικών, είναι υπεύθυνη για τη τροφοδοσία όλων των ολοκληρωμένων κυκλωμάτων της διάταξης. Εκτός από αυτήν, η κάθε πλακέτα επικοινωνεί με μια άλλη, ώστε η έξοδος της μιας να αποτελεί την είσοδο της άλλης. Έτσι δημιουργείται μια σειριακή δομή, η οποία ξεκινά με την πλακέτα των μετρητικών τάσης και ρεύματος, συνεχίζει με την πλακέτα των φίλτρων Butterworths και των κυκλωμάτων ανίχνευσης του μηδενός και καταλήγει στην πλακέτα του μικροελεγκτή. Η έως τώρα δομή αποτελεί το κύκλωμα χαμηλής ισχύος της διάταξης του τριφασικού αντιστροφέα. Έπειτα, οι παλμοί εξόδου του μικροελεγκτή αποτελούν τις εισόδους της πλακέτας ενίσχυσης των παλμών, οι έξοδοι της οποίας οδηγούν τα ημιαγωγικά στοιχεία της τριφασικής γέφυρας. Η πλακέτα ενίσχυσης των παλμών, καθώς και η πλακέτα της τριφασικής γέφυρας των ημιαγωγικών στοιχείων αποτελούν το κύκλωμα υψηλής ισχύος της διάταξης του τριφασικού αντιστροφέα. Όλα τα απαραίτητα κυκλώματα αναλύονται, διεξοδικά, στη συνέχεια με τη σειρά που ακολουθήθηκε στην παραπάνω παράγραφο. Η σχεδίαση τους έγινε με το λογισμικό KiCad και παρουσιάζεται στο Παράρτημα Β. 5.1 ΓΡΑΜΜΙΚΑ ΤΡΟΦΟΔΟΤΙΚΑ Για την τροφοδοσία των ολοκληρωμένων κυκλωμάτων της διάταξης χρησιμοποιήθηκαν τα γραμμικά τροφοδοτικά που κατασκευάστηκαν στα πλαίσια της διπλωματικής εργασίας της συναδέλφου Χαρούλας Ζωγόγιαννη. Στη συνέχεια, θα γίνει μια απλή περιγραφή τους ώστε να επισημανθούν οι απαραίτητες τάσεις για την τροφοδοσία των ολοκληρωμένων κυκλωμάτων της διάταξης, ενώ περισσότερες λεπτομέρειες περί αυτών παρουσιάζονται στην αναφορά [18].. 165

172 Ένα γραμμικό τροφοδοτικό δέχεται ως είσοδο την τάση του δικτύου, ενώ στην έξοδο παράγει συνεχή τάση, το πλάτος και η πολικότητα της οποίας εξαρτάται από το είδος του ημιαγωγικού του στοιχείου. To κυκλωματικό διάγραμμα ενός γραμμικού τροφοδοτικού παρουσιάζεται στο Σχήμα 5.1. Σχήμα 5.1: Κυκλωματικό διάγραμμα γραμμικών τροφοδοτικών Συνολικά, η πλακέτα των τροφοδοτικών περιέχει πέντε γραμμικά τροφοδοτικά: 1. Τροφοδοτικό +5V, 0V. Τροφοδοσία μικροελεγκτή και μετρητικών ρεύματος. 2. Τροφοδοτικό +15V, 0V, -15V. Τροφοδοσία μετρητικών τάσης και buffers. 3. Τροφοδοτικό +15V, 0V. Τροφοδοσία optocouplers και IR2113 (πλευρά ισχύος). 4. Τροφοδοτικό +12V, 0V. Τροφοδοσία ανεμιστήρων και ρελέ. Τα τροφοδοτικά 1 και 2 έχουν κοινή γη, ώστε τα σήματα που παράγονται από τα μετρητικά τάσης και ρεύματος και τα σήματα που διαβάζει ο μικροελεγκτής να έχουν κοινή αναφορά. Η γη του τρίτου τροφοδοτικού είναι ο αρνητικός πόλος της συνεχούς τάση εισόδου του αντιστροφέα, για αυτό και αναφέρεται ως τροφοδοτικό πλευράς ισχύος. Αυτό τροφοδοτεί το ολοκληρωμένο 6Ν137, το οποίο απομονώνει τη «γη» του κυκλώματος ισχύος από τη «γη» του κυκλώματος χαμηλής ισχύος, και το ολοκληρωμένο ΙR2113 που είναι υπεύθυνο για την ενίσχυση των παλμών. Τέλος, το τροφοδοτικό 4 παρέχει την απαραίτητη τάση για τη λειτουργία ανεμιστήρων απαγωγής θερμότητας της ψύκτρας και ρελέ που πιθανόν χρησιμοποιηθούν για την οδήγηση κάποιου διακόπτη. 166

173 5.2 ΣΧΕΔΙΑΣΗ ΚΑΙ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΜΕΤΡΗΤΙΚΩΝ ΤΑΣΗΣ ΚΑΙ ΡΕΥΜΑΤΟΣ Με σκοπό τόσο το συγχρονισμό με το δίκτυο, όσο και τον έλεγχο κλειστού βρόχου, είναι απαραίτητη η γνώση ορισμένων μεγεθών από το μικροελεγκτή. Τα μεγέθη αυτά είναι τα ρεύματα και οι τάσεις του δικτύου. Η μέτρηση των τάσεων αρχικά, μέσω των κυκλωμάτων ανίχνευσης του μηδενός, όπως θα αναλυθεί παρακάτω, ενημερώνει το μικροελεγκτή πότε η τάση κάθε φάσης διήλθε από το μηδέν. Επιπλέον, για τη διενέργεια ελέγχου κλειστού βρόχου, είναι απαραίτητη από το μικροελεγκτή η γνώση τόσο των τριών τάσεων, όσο και των τριών ρευμάτων του δικτύου. Επίσης, στην περίπτωση διενέργειας ελέγχου και σταθεροποίησης της τάσης εισόδου, είναι απαραίτητη η γνώση από το μικροελεγκτή και της τιμής της συνεχούς τάσης εισόδου του αντιστροφέα. Συνολικά λοιπόν, η διάταξη του τριφασικού αντιστροφέα περιλαμβάνει τρία μετρητικά εναλλασσόμενης τάσης, τρία μετρητικά εναλλασσόμενου ρεύματος και ένα μετρητικό συνεχούς τάσης. Τα μετρητικά εναλλασσόμενων μεγεθών σχεδιάστηκαν και κατασκευάστηκαν για το δευτερεύον τύλιγμα του μετασχηματιστή, δηλαδή για την πλευρά υψηλής τάσης (πλευρά δικτύου). Επιπλέον, αυτά τοποθετούνται σε αυτόνομη πλακέτα, ενώ το μετρητικό συνεχούς τάσης ενσωματώνεται στην πλακέτα του τριφασικού αντιστροφέα ΜΕΤΡΗΤΙΚΑ ΕΝΑΛΛΑΣΣΟΜΕΝΩΝ ΜΕΓΕΘΩΝ Για τη μέτρηση των εναλλασσόμενων τάσεων και ρευμάτων στην πλευρά του δικτύου χρησιμοποιήθηκαν τα μετρητικά LV25-P και LTS-6NP, αντίστοιχα. Το LV25-P απαιτεί τροφοδοσία ±15V, ενώ το LTS-6NP απαιτεί +5V. Και τα δύο μετρητικά κάνουν χρήση του φαινομένου Hall, απομονώνοντας γαλβανικά το κύκλωμα εισόδου (κύκλωμα ισχύος) τους από το κύκλωμα εξόδου τους (ηλεκτρονικό κύκλωμα). Το μετρητικό τάσης λειτουργεί ως γραμμικός ενισχυτής, ο οποίος λαμβάνει ένα σήμα ρεύματος στην είσοδό του και το αντιστοιχεί σε ένα σήμα ρεύματος στην έξοδο. Αντίθετα, τα μετρητικά ρεύματος, ενώ λαμβάνουν στην είσοδό τους ένα σήμα ρεύματος παράγουν στην έξοδο ένα σήμα τάσης. Ο σχεδιασμός, τόσο των μετρητικών εναλλασσόμενης τάσης, όσο και των μετρητικών εναλλασσόμενου ρεύματος αναλύεται στη συνέχεια αυτής της ενότητας. 167

174 Κύκλωμα μετρητικού εναλλασσόμενης τάσης LV25-P Το μετρητικό εναλλασσόμενης τάσης καλείται να μετρήσει την τάση στο δευτερεύον του μετασχηματιστή, δηλαδή την τάση του δικτύου. Η τάση του δικτύου ισούται με V g,rms = 230V και η μέγιστη τιμή της είναι V g,max = 2V g,rms = = 326V. Σύμφωνα με το φυλλάδιο του κατασκευαστή, η ελάχιστη αντίσταση μέτρησης για τροφοδοσία ±15V και ρεύμα εισόδου 10mA επιλέγεται ίση με R M = 100Ω. Η έξοδος του LV25-P, όπως είπαμε προηγουμένως, είναι σήμα ρεύματος, επομένως η αντίσταση RM πρέπει να συνδεθεί μεταξύ εξόδου και γης του μετρητικού, ώστε το προκύπτον σήμα να είναι σήμα τάσης. Έστω πως επιθυμούμε η τάση στην έξοδο του μετρητικού τάσεως να μεταβάλλεται μεταξύ ±2,5V. Η ενεργός τιμή της τάσης αυτής είναι V out,rms = 2,5 2 V. Τότε, το ρεύμα στην έξοδο του μετρητικού θα ισούται με: Ι out,rms = V out,rms R M = 2, = 17,67mA (5.1) το οποίο είναι μικρότερο από το μέγιστο επιτρεπτό ρεύμα εξόδου του μετρητικού τάσης (25mA) σύμφωνα με το φυλλάδιο του κατασκευαστή. Σύμφωνα πάλι με το φυλλάδιο του κατασκευαστή, για μέγιστο ρεύμα εξόδου 25mA το ρεύμα εισόδου του μετρητικού τάσης είναι 10mA. Άρα, για ρεύμα εξόδου Ι out,rms = 17,67mA το ρεύμα εισόδου θα ισούται με: Ι in,rms = ενώ η μέγιστη τιμή του είναι: 17, = 7,068mA (5.2) Ι in,peak = 7, = 9.995mA (5.3) το οποίο είναι μικρότερο του μέγιστου ρεύματος εισόδου (Ι in,peak < 10mA). Με βάση λοιπόν την τάση εισόδου του μετρητικού και γνωρίζοντας το επιθυμητό ρεύμα εισόδου, επιλέγεται η αντίσταση εισόδου ίση με: R in = 230V 7,068mA = 32,54kΩ = 33kΩ (5.4) 168

175 Η ισχύς που μπορεί να διαχειριστεί κάθε αντίσταση ανέρχεται στα 250mW, ενώ η ισχύς εισόδου του μετρητικού ανέρχεται σε: P in = I in 2 R in = (7, ) = 1648,56mW (5.5) Επομένως, το ελάχιστο πλήθος παράλληλων αντιστάσεων που απαιτούνται, είναι: Ν min = 1648,56mW 250mW = 6,59 (5.6) Πρέπει λοιπόν οι απαιτήσεις της αντίστασης εισόδου του μετρητικού τάσης και της ισχύος κατανάλωσης κάθε αντίστασης να ικανοποιούνται ταυτόχρονα. Έτσι, σύμφωνα με τις τυποποιημένες τιμές αντιστάσεων που υπάρχουν στην αγορά, επιλέχθηκε να συνδεθούν παράλληλα N=10 αντιστάσεις των 330kΩ η κάθε μία. Με βάση λοιπόν την πραγματική αντίσταση στην είσοδο του μετρητικού τάσης R in = 33kΩ, το πραγματικό ρεύμα που ρέει στην είσοδο του μετρητικού είναι: ενώ η μέγιστη τιμή του θα ισούται με: Ι in,rms = 230V = 6,96mA (5.7) 33kΩ Ι in,peak = 2 Ι in,rms = 2 6,96mA = 9.85mA (5.8) η οποία εξακολουθεί να είναι μικρότερη της μέγιστης τιμής του ρεύματος εισόδου του μετρητικού (Ι in,peak < 10mA). Αντίστοιχα λοιπόν, προκύπτει και το πραγματικό ρεύμα στην έξοδο του μετρητικού: Ι out,rms = 6, = 17,4mA (5.9) το οποίο είναι επίσης μικρότερο από το μέγιστο επιτρεπτό ρεύμα εξόδου του μετρητικού (25mA). Συνεπώς, η τάση εξόδου του μετρητικού τάσης θα έχει πραγματική μέγιστη τιμή: V out,peak = 2 R M Ι out,rms = ,4 = 2,46V (5.10) που σημαίνει πως η τάση εξόδου του μετρητικού θα ταλαντούται μεταξύ των τιμών ±2,46V. 169

176 Η παραπάνω διαδικασία υλοποιείται για τρία μετρητικά LV25-P, καθώς μετρώνται τάσεις τριών φάσεων του δικτύου. Τα σήματα τάσεων, όπως θα αναλυθεί διεξοδικά παρακάτω, φιλτράρονται από ειδικά φίλτρα Butterworth και αθροίζεται σε αυτά μια DC τάση των +2,5V, ώστε να μπορούν να εισέλθουν στο μικροελεγκτή. Σε περιπτώσεις που το δίκτυο λαμβάνει τη μέγιστη τιμή των %V ενεργού τάσης του το μετρητικό τάσης δουλεύει στα όρια του, αλλά και πάλι εντός αυτών, ενώ η έξοδος του κυμαίνεται μεταξύ ±2,7V με αποτέλεσμα να έχουμε ένα σφάλμα μέτρησης 0,2V, που αντιστοιχεί στη διαφορά της ονομαστικής από τη μέγιστη δυνατή τιμή της ενεργού τιμής της τάσης του δικτύου δηλαδή, ( %) 230 = 23V Κύκλωμα μετρητικού εναλλασσόμενου ρεύματος LTS-6NP Σύμφωνα με το φυλλάδιο του κατασκευαστή, ανάλογα με την τιμή του μετρούμενου ρεύματος υπάρχει η δυνατότητα επιλογής τριών συνδεσμολογιών των ακροδεκτών εισόδου του μετρητικού ρεύματος, όπως φαίνεται στο Σχήμα 5.2. Σχήμα 5.2: Συνδεσμολογία ακροδεκτών εξόδου μετρητικού ρεύματος LTS-6NP [31] Όπως προέκυψε από τη διεξαγωγή των προσομοιώσεων, το μέγιστο ρεύμα στο δευτερεύον του μετασχηματιστή είναι περίπου 1,5Α για μέγιστη ισχύ 333W ανά φάση. Προκειμένου λοιπόν να επιτευχθεί η μέγιστη δυνατή ακρίβεια στη μέτρηση του ρεύματος, επιλέγεται η συνδεσμολογία των 2Α. Επομένως, με βάση το Σχήμα 5.2, η μέγιστη κυμάτωση της τάσης εξόδου του μετρητικού ρεύματος θα βρίσκεται μεταξύ των τιμών: V MAX out = 2,5 + 0,625 I P = 2,5 + 1,5 = 3,25V (5.11) I PN 2 170

177 και: V ΜΙΝ out = 2,5 0,625 I P = 2,5 1,5 = 1,75V (5.12) I PN 2 Και το μέγιστο εύρος τάσης εξόδου θα είναι: V MAX range = V MAX out V ΜΙΝ out = 1,5V (5.13) Η παραπάνω διαδικασία υλοποιείται για τρία μετρητικά LTS-6NP, καθώς μετρώνται ρεύματα τριών φάσεων του δικτύου. Τα τρία σήματα ρεύματος, αφού φιλτραριστούν (φίλτρα Butterworth), μπορούν να οδηγηθούν στο μικροελεγκτή ΜΕΤΡΗΤΙΚΟ ΣΥΝΕΧΟΥΣ ΤΑΣΗΣ Η συνεχής τάση προς μέτρηση είναι τα 120V στην είσοδο του αντιστροφέα. Λαμβάνοντας υπόψιν και ένα περιθώριο ασφαλείας σε περίπτωση διακύμανσης της τάσης εισόδου, θεωρείται η τάση προς μέτρηση ίση με 140V. Η τάση εξόδου του μετρητικού θεωρείται ίση με 2,4V, ενώ η αντίσταση μέτρησης R M = 100Ω. Έτσι, το ρεύμα στην έξοδο του μετρητικού τάσης ισούται με [18]: Ενώ το ρεύμα εισόδου αντιστοιχεί σε: Ι out,rms = 2,4 = 24mA < 25mA (5.14) 100 Ι in,rms = Και η αντίσταση εισόδου πρέπει να ισούται με: = 9,6mA < 10mA (5.15) R in = 140V = 14,58 14kΩ (5.16) 9,6mA Επομένως η αντίσταση στην είσοδο του μετρητικού τάσης θα ισούται με: P in = Ι in,rms 2 R in = (9, ) = 1290,24mW (5.17) Άρα, προκειμένου να ικανοποιηθεί η συνθήκη 250mW/αντίσταση, πρέπει να τοποθετηθούν παράλληλα τουλάχιστον: 171

178 Ν min = 1290,24mW 250mW = (5.18) Αν χρησιμοποιηθούν 6 παράλληλες αντιστάσεις, θα πρέπει η κάθε μια να έχει τιμή 6 14kΩ = 84kΩ. Τέτοια τιμή, όμως, δεν υπάρχει τυποποιημένη στο εμπόριο. Το ίδιο συμβαίνει και αν επιλεχθούν 7 παράλληλες αντιστάσεις. Επιλέγοντας όμως 8 παράλληλους κλάδους με αντίσταση καθ ενός ίση με 8*14=112kΩ, η αντίσταση 112kΩ μπορεί να προκύψει με την εν σειρά σύνδεση δύο αντιστάσεων των 56kΩ η κάθε μία, τιμή που υπάρχει τυποποιημένη στο εμπόριο. Συνολικά λοιπόν, η αντίσταση εισόδου αποτελείται από 8 παράλληλους κλάδους των 2 αντιστάσεων των 56kΩ ο καθένας. 5.3 ΦΙΛΤΡΑ BUTTERWORTH Τα φίλτρα Butterworth αναλύονται και διαστασιολογούνται διεξοδικά σε προηγούμενη διπλωματική εργασία, ενώ στην παρούσα διπλωματική εργασία θα ακολουθήσει μια ποιοτική περιγραφή της λειτουργίας τους [18]. Προκειμένου να εφαρμοστεί ο έλεγχος, αλλά και ο συγχρονισμός με το δίκτυο απαιτούνται οι τάσεις και τα ρεύματα τριών φάσεων του δικτύου. Τα μεγέθη αυτά υπόκεινται σε μετασχηματισμό Park και στη συνέχεια υπολογίζεται η τριφασική ενεργός και άεργος ισχύς. Για να είναι ο έλεγχος αξιόπιστος, θα πρέπει τα ρεύματα και οι τάσεις να είναι καθαρά ημίτονα και για το λόγο αυτό φιλτράρονται. Τα φίλτρα Butterworh είναι κατωδιαβατά, και προσφέρουν το απαραίτητο φιλτράρισμα των σημάτων τάσης και ρεύματος. Σε σύγκριση με άλλα φίλτρα, τα φίλτρα Butterworth προσφέρουν την πιο ομαλή απόκριση (Σχήμα 5.3), ενώ, όσο αυξάνεται η τάξη του φίλτρου, τόσο καλύτερη είναι η συμπεριφορά του ως προς το βαθμό εξασθένισης των αρμονικών μετά από τη συχνότητα αποκοπής, όπως φαίνεται στο Σχήμα 5.4 [32], [33], [34]. Το αντίτιμο που πληρώνουμε για τη μείωση της συχνότητας αποκοπής, είναι η αύξηση της πολυπλοκότητας 172

179 των φίλτρων. Ακολουθώντας μια μέση λύση, το φίλτρο που κατασκευάστηκε επιλέχθηκε να είναι τέταρτης τάξης. Σχήμα 5.3: Διάγραμμα απόκρισης διάφορων φίλτρων Σχήμα 5.4:Διάγραμμα κέρδους-συχνότητας φίλτρων Butterworth συναρτήσει της τάξης τους 173

180 Το κυκλωματικό διάγραμμα ενός φίλτρου Butterworth δύο σταδίων, φαίνεται στο Σχήμα 5.5, ενώ οι αντιστάσεις επιλέχθηκαν βάση τυποποιημένων τιμών του εμπορίου και της ανάλυσης που έχει προηγηθεί [18]. Σχήμα 5.5: Κυκλωματικό διάγραμμα φίλτρου Butterworth Έτσι, σχεδιάστηκαν έξι πανομοιότυπα κυκλώματα που φιλτράρουν τις τάσεις και τα ρεύματα των τριών φάσεων του δικτύου. Οι έξοδοι των φίλτρων Butterworth αποτελούν τις αναλογικές εισόδους του μικροελεγκτή. Όμως, ο μικροελεγκτής αντιλαμβάνεται τάσεις μεταξύ 0-5V. Τα σήματα των ρευμάτων, όπως περιγράφηκε παραπάνω, μεταβάλλονται εντός της περιοχής αυτής, επομένως οδηγούνται απευθείας στο μικροελεγκτή, χωρίς περαιτέρω επεξεργασία. Αντίθετα, τα σήματα των φασικών τάσεων μεταβάλλονται σε μια περιοχή τιμών από -2,46V έως 2,46V με αποτέλεσμα να μην μπορούν να οδηγηθούν απευθείας ως είσοδοι στο μικροελεγκτή. 174

181 Στα σήματα των τάσεων αθροίζεται μια DC συνιστώσα των 2,5V, ώστε οι αρνητικές τιμές τους να μετατοπιστούν στο διάστημα [0,04V, 2,5V] και οι θετικές (θετική ημιπερίοδος ημιτόνων) στο διάστημα [2,5V, 4,96V], όπως φαίνεται και στο Σχήμα 5.6. Η DC συνιστώσα των 2,5V προκύπτει από το ολοκληρωμένο AD580, ενώ η άθροιση υλοποιείται μέσω τελεστικού ενισχυτή σε συνδυασμό τοπολογίας αθροιστή και ενισχυτή [35], όπως φαίνεται στο Σχήμα 5.7, με μη αναστρέφουσες συνδεσμολογίες (ολοκληρωμένο LM358N). Σχήμα 5.6: Μετατόπιση σήματος τάσης στη περιοχή 0-5V Σχήμα 5.7: Κυκλωματικό διάγραμμα ενισχυτή/αθροιστή 175

182 Συνολικά, λοιπόν, τα σήματα εξόδου των μετρητικών των εναλλασσόμενων τάσεων και ρευμάτων περνούν από τα φίλτρα Βutterworth και στη συνέχεια, τα σήματα ρεύματος οδηγούνται απευθείας στο μικροελεγκτή, ενώ στα σήματα τάσης αθροίζεται μια συνιστώσα των 2,5V μέσω του LM358N. Μετά την άθροιση οδηγούνται και τα σήματα τάσης στο μικροελεγκτή. 5.4 ΚΥΚΛΩΜΑ ΑΝΙΧΝΕΥΣΗΣ ΤΟΥ ΜΗΔΕΝΟΣ (ZERO CROSSING DETECTION) Όπως περιγράψαμε και στο Κεφάλαιο 4, για τον επιτυχή συγχρονισμό του αντιστροφέα με το δίκτυο χαμηλής τάσης, πρέπει οι τάσεις που παράγει ο αντιστροφέας και οι τάσεις του δικτύου να είναι συμφασικές. Τα τρία ημίτονα αναφοράς που συγκρίνονται εσωτερικά του μικροελεγκτή με την τριγωνική κυματομορφή για την παραγωγή των παλμών στα ημιαγωγικά στοιχεία, είναι μια «εικόνα» των τριών τάσεων που δημιουργεί ο αντιστροφέας στην έξοδό του. Στην ουσία λοιπόν ο συγχρονισμός επιτυγχάνεται, αν τα ημίτονα αναφοράς κάθε φάσης μεταβάλλονται συμφασικά με τα αντίστοιχα ημίτονα των τάσεων του δικτύου. Για το σκοπό αυτό, είναι απαραίτητη η γνώση της γωνίας της τάσης κάθε φάσης του δικτύου. Η γνώση αυτή λαμβάνεται συγκρίνοντας τις φασικές τάσεις του δικτύου με το μηδέν μέσω τριών τελεστικών ενισχυτών (έναν για κάθε φάση) [36]. Το ολοκληρωμένο που επιλέχθηκε για τη σύγκριση αυτή είναι το LM358Ν, το κυκλωματικό διάγραμμα του οποίου φαίνεται στο Σχήμα 5.8, ενώ οι χρόνοι απόκρισής του φαίνονται στο Σχήμα 5.9. To LM358Ν Σχήμα 5.8: Κυκλωματικό διάγραμμα ολοκληρωμένου LM358N ενσωματώνει στη δομή του δύο τελεστικούς ενισχυτές. Για την ανίχνευση των μηδενικών 176

183 σημείων των τριών τάσεων χρησιμοποιούνται τρία LM358N, ένα για κάθε φάση, ενώ αξιοποιείται μόνο ο ένας τελεστικός ενισχυτής του κάθε LM358N. Σχήμα 5.9: Χρόνοι απόκρισης LM358N Το pin 8 των ολοκληρωμένων αποτελεί την τροφοδοσία τους και σε αυτό εισέρχεται τάση +5V DC, ενώ το pin 4 αποτελεί τη γη της τροφοδοσίας τους. Επιπλέον, με σκοπό η σύγκριση των σημάτων να γίνει ως προς το 0 γειώνεται και το pin 3 τους. Τα ημιτονοειδή σήματα των τάσεων εισάγονται στο pin 2 των ολοκληρωμένων μέσω μιας αντίστασης 1,2kΩ για περιορισμό του ρεύματος που διαρρέει το ολοκληρωμένο. Το pin 1 αποτελεί την έξοδο της σύγκρισης του τελεστικού ενισχυτή, ενώ τα pin 5,6 και 7 που αποτελούν τις εισόδους και την έξοδο, αντίστοιχα του δεύτερου τελεστικού ενισχυτή, μένουν ασύνδετα. Έτσι, όταν το σήμα τάσης κάθε φάσης του δικτύου είναι μεγαλύτερο από το 0 παράγεται στην έξοδο του αντίστοιχου ολοκληρωμένου ένας παλμός πλάτους +5V. Αντίθετα, αν το σήμα τάσης είναι μικρότερο του μηδενός η έξοδος του ολοκληρωμένου είναι 0V. Όταν λοιπόν η έξοδος ενός εκ των τριών ολοκληρωμένων αλλάξει κατάσταση από LOW (0V) σε HIGH (5V) σημαίνει ότι η τάση της αντίστοιχης φάσης του δικτύου διήλθε από το μηδέν, πηγαίνοντας προς τα θετικά. Επιπλέον, επειδή οι παλμοί παράγονται σε κάθε θετική ημιπερίοδο των τάσεων, η μεταβολή τους από LOW σε HIGH σηματοδοτεί τη γωνία 0 ο της αντίστοιχης φάσης. Πλέον λοιπόν, γνωρίζουμε τη χρονική στιγμή κατά την οποία η γωνία της τάσης κάθε φάσης του δικτύου ισούται με 0 ο (Σχήμα 5.10). 177

184 Σχήμα 5.10: Κύκλωμα ανίχνευσης του μηδενός για κάθε μια εκ των τριών τάσεων του δικτύου Σε περίπτωση όμως που οι τάσεις του δικτύου είναι παραμορφωμένες λόγω θορύβου, είναι πιθανή η διέλευση τους από το μηδέν περισσότερες από δύο φορές σε μια περίοδο δικτύου. Οι διελεύσεις αυτές οδηγούν τα κυκλώματα ανίχνευσης του μηδενός σε ψευδείς ενεργοποιήσεις και λανθασμένη παραγωγή παλμών στην έξοδό τους. Ο αναλογικός τρόπος επίλυσης αυτού του προβλήματος είναι η τοποθέτηση των φίλτρων Butterworth, τα οποία απαλείφουν τις αρμονικές που υπερτίθενται στις τάσεις του δικτύου. Εκτός από αυτόν, γίνεται και ψηφιακός έλεγχος των σημάτων ανίχνευσης του μηδενός εσωτερικά του μικροελεγκτή, όπως αναλύθηκε στο Κεφάλαιο 4. Οι έξοδοι των τελεστικών ενισχυτών οδηγούνται στα pin των εξωτερικών Interrupts του μικροελεγκτή για παραγωγή των τριών ημιτόνων αναφοράς και συγχρονισμό τους με τις τάσεις του δικτύου, όπως αναλύθηκε στο Κεφάλαιο ΣΧΕΔΙΑΣΗ ΚΥΚΛΩΜΑΤΟΣ ΜΙΚΡΟΕΛΕΓΚΤΗ DSPIC30F4011 Στη συνέχεια, τόσο τα σήματα τάσης και ρεύματος, όσο και οι παλμοί ανίχνευσης του μηδενός οδηγούνται στο μικροελεγκτή dspic30f4011. Σε αυτόν οδηγούνται και τα σήματα εξόδου των trimmer που είναι υπεύθυνα για τη μεταβολή της ενεργού και αέργου ισχύος. Η λογική οδήγησης των σημάτων στα pin των αναλογικών εισόδων του μικροελεγκτή καθώς και των παλμών εξόδου του στα αντίστοιχα ημιαγωγικά στοιχεία αναλύθηκε διεξοδικά στο 178

185 Κεφάλαιο 4. Στην παρούσα ενότητα θα αναλυθούν τα κατασκευαστικά χαρακτηριστικά που είναι απαραίτητα για την υλοποίηση της παραπάνω λογικής. Σύμφωνα με το Σχήμα 4.1, στα pin 11, 40, 32 και 21 του μικροελεγκτή συνδέεται η τροφοδοσία των +5V, ενώ στα pin 12, 20, 39 και 31 συνδέεται η γη της τροφοδοσίας. Η γη της τροφοδοσίας του μικροελεγκτή είναι κοινή με τη γη των μετρητικών, όπως αναφέρθηκε και στην ενότητα 5.1. Τα trimmer στεγάζονται στην ίδια πλακέτα με τα φίλτρα Butterwoth και τα κυκλώματα ανίχνευσης του μηδενός. Αυτά αποτελούν μεταβλητές αντιστάσεις και τροφοδοτούνται με +5V DC. To σήμα εξόδου της μεταβλητής αντίστασης μπορεί να κυμανθεί σε ένα εύρος τιμών 0-5V και για λόγους μείωσης θορύβου φιλτράρεται από ένα RC φίλτρο στην έξοδό του. Έπειτα, το φιλτραρισμένο σήμα οδηγείται μέσω ενός απομονωτή (buffer) τάσης στο κατάλληλο pin του μικροελεγκτή. Η ίδια διαδικασία ακολουθείται και για το δεύτερο trimmer. Προκειμένου να προστατευτεί ο μικροελεγκτής, σε όλα τα κυκλώματα που αφορούν σήματα που εισέρχονται στις ακίδες του (μετρητικά κυκλώματα, trimmer και zero crossing detector), τοποθετείται παράλληλα δίοδος Ζener των 5.1V. Η δίοδος σε περίπτωση που εμφανιστεί κάποια υπέρταση, η οποία θα ξεπερνά την τιμή των 5.1V, άγει, αποτρέποντας την εμφάνιση της υπέρτασης στο αντίστοιχο pin του μικροελεγκτή. Τέλος, για τον προγραμματισμό του μικροελεγκτή, είναι απαραίτητη η επικοινωνία του με τον υπολογιστή. Ο δίαυλος επικοινωνίας υπολογιστή-μικροελεγκτή είναι το αναπτυξιακό PICKit 3 της εταιρίας Microchip, το εσωτερικό του οποίου δίδεται στο Σχήμα Σχήμα 5.11: Εξωτερική δομή PICKit 3 [37] 179

186 Όπως διακρίνεται και στο Σχήμα 5.12, το PICKit 3 και ο μικροελεγκτής συνδέονται μέσω των 5 pins [37]: VDD pin 1 MCLR pin 11 PGC pin 26 PGD pin 25 VSS pin 20 LVP NOT CONNECTED Mεταξύ του MCLR και της γείωσης συνδέεται ένα μπουτόν, ώστε να είναι δυνατή η επανεκκίνηση του μικροελεγκτή (reset). Το μπουτόν είναι normally open (NO) και στην κανονική λειτουργία του μικροελεγκτή, το MCLR είναι συνδεμένο στην τροφοδοσία των +5V, ενώ για το reset, συνδέεται στη γείωση μέσω του πατήματος του μπουτόν και ο μικροελεγκτής μπορεί να επαναπρογραμματιστεί. Σχήμα 5.12: Συνδεσμολογία PICKit 3 με το μικροελεγκτή dspic30f4011 [37] 180

187 5.6 ΚΥΚΛΩΜΑ ΟΔΗΓΗΣΗΣ ΤΩΝ ΗΜΙΑΓΩΓΙΚΩΝ ΣΤΟΙΧΕΙΩΝ Oι παλμοί που παράγονται από τον dspic30f4011 έχουν εύρος τάσης ίδιο με την τάση τροφοδοσίας του μικροελεγκτή (+5V). Το επίπεδο της τάσης αυτής όμως δεν είναι δυνατό να φέρει σε αγωγή τα ημιαγωγικά στοιχεία ισχύος, καθώς αυτά απαιτούν για την αγωγή τους μεγαλύτερη διαφορά τάσης μεταξύ πύλης και εκπομπού (+15V). Για το λόγο αυτό, οι παλμοί εξόδου του μικροελεγκτή, αφού περάσουν από ένα πρώτο στάδιο ενίσχυσης απομονώνονται ηλεκτρικά για προστασία του κυκλώματος ελέγχου και ενισχύονται ώστε να αποκτήσουν επίπεδα τάσης κατάλληλα για την έναυση των ημιαγωγικών στοιχείων. Τέλος, εφαρμόζεται για τον έλεγχο των άνω ημιαγωγικών στοιχείων της τριφασικής γέφυρας η τεχνική Bootstrap, με σκοπό τη δημιουργία κατάλληλης διαφοράς δυναμικού μεταξύ της πύλης και του εκπομπού τους. Για την καλύτερη κατανόηση του κυκλώματος οδήγησης των ημιαγωγικών στοιχείων, τα τέσσερα στάδια της αρχικής ενίσχυσης και αντιστροφής των παλμών, της απομόνωσης, της τελικής ενίσχυσης τους καθώς και της τεχνικής Bootstrap θα αναλυθούν ξεχωριστά σε ενότητες στη συνέχεια του κεφαλαίου ΑΡΧΙΚΟ ΣΤΑΔΙΟ ΕΝΙΣΧΥΣΗΣ ΚΑΙ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΗΣ ΤΩΝ ΠΑΛΜΩΝ ΤΟΥ ΜΙΚΡΟΕΛΕΓΚΤΗ Οι παλμοί εξόδου του μικροελεγκτή αντιστρέφονται στο κύκλωμα ενίσχυσης και οδήγησης των ημιαγωγικών στοιχείων, όπως θα αναλυθεί στη συνέχεια του κεφαλαίου. Για το λόγο αυτό, με σκοπό να παλμοδοτούνται σωστά τα ημιαγωγικά στοιχεία, είναι απαραίτητη η αντιστροφή τους και κατά την έξοδό τους από το μικροελεγκτή. Έτσι, μεταξύ μικροελεγκτή και ημιαγωγικών στοιχείων οι παλμοί έχουν υποστεί δύο αντιστροφές και εμφανίζονται στα ημιαγωγικά στοιχεία με πολικότητα ίδια με αυτή των παλμών εξόδου του μικροελεγκτή. To ολοκληρωμένο που καλείται να εκτελέσει την αποστολή αυτή είναι το 74HC540. Αυτό, συνδέεται αμέσως μετά το μικροελεγκτή και δέχεται ως εισόδους του, τους παλμούς εξόδου του μικροελεγκτή (Σχήμα 5.13). Διαθέτει 20 pin, εκ των οποίων τα pin 2 έως 9 αποτελούν τις εισόδους του ολοκληρωμένου, ενώ τα 11 έως 18 τις εξόδους του. Για την παρούσα εφαρμογή γίνεται χρήση μόνο των pin εισόδου 2 έως 7 του ολοκληρωμένου καθώς οι παλμοί οδήγησης 181

188 των ημιαγωγικών στοιχείων είναι έξι. Τα αντίστοιχα pin εξόδου του ολοκληρωμένου λοιπόν, βάση του Σχήματος 5.13, είναι από το 18 έως το 13. Στο pin 20 του ολοκληρωμένου συνδέεται η τάση τροφοδοσίας του +5V, ενώ στο pin 10 η γη της τροφοδοσίας του. Τέλος, τα pin 1 και 19 δέχονται σήματα τάσης, τα οποία, ανάλογα με τη λογική σύνδεσής τους καθορίζουν το λογικό αποτέλεσμα της εξόδου του ολοκληρωμένου. Ο πίνακας αληθείας του ολοκληρωμένου φαίνεται στο Σχήμα Σχήμα 5.13: Ολοκληρωμένο 74HC540 (αριστερά) και λογικό διάγραμμα ολοκληρωμένου (δεξιά) [38] Σχήμα 5.14: Πίνακας αληθείας ολοκληρωμένου 74HC540 [38] Έτσι, προκειμένου να επιτύχουμε αντιστροφή των παλμών εξόδου του μικροελεγκτή, τα σήματα ελέγχου των pin 1 και 19 πρέπει να βρίσκονται σε χαμηλό δυναμικό, σύμφωνα με το Σχήμα Επομένως, τα pin 1 και 19 γειώνονται μαζί με το pin 10 και τα σήματα εξόδου του 74HC540 παρουσιάζονται αντεστραμμένα σε σχέση με τα σήματα εισόδου του. 182

189 Εκτός της αντιστροφής των παλμών εξόδου του μικροελεγκτή το 74HC540 προσφέρει και μια πρώτη ενίσχυση των παλμών, ώστε τα επόμενα ολοκληρωμένα να μπορούν να οδηγηθούν κατάλληλα. Η ενίσχυση των παλμών του μικροελεγκτή που προσφέρει το 74HC540 είναι απαραίτητη, καθώς μόνος του ο μικροελεγκτής δεν μπορεί να προσφέρει το απαιτούμενο ρεύμα που χρειάζονται τα ολοκληρωμένα του κυκλώματος παλμοδότησης για τη λειτουργία τους ΗΛΕΚΤΡΙΚΗ ΑΠΟΜΟΝΩΣΗ ΚΥΚΛΩΜΑΤΟΣ ΕΛΕΓΧΟΥ ΑΠΟ ΤΟ ΚΥΚΛΩΜΑ ΙΣΧΥΟΣ Η απομόνωση κάθε παλμού επιτυγχάνεται με τη χρήση του ολοκληρωμένου 6N137 (οπτοζεύκτης-optocoupler). Εφόσον λοιπόν από το μικροελεγκτή για την οδήγηση των ημιαγωγικών στοιχείων της τριφασικής γέφυρας παράγονται έξι παλμοί, απαιτούνται για την απομόνωσή τους και έξι optocouplers. Στο Σχήμα 5.15 φαίνεται το κυκλωματικό διάγραμμα ενός optocoupler, ενώ στη συνέχεια περιγράφεται η λογική με την οποία εκτελεί την απομόνωση. Σχήμα 5.15: Κυκλωματικό διάγραμμα ολοκληρωμένου 6N137 Στο pin 8 του ολοκληρωμένου συνδέεται η τροφοδοσία των +5V ισχύος, ενώ για να επιτευχθεί απομόνωση οι ακροδέκτες 3 και 5 συνδέονται με διαφορετική γείωση ο καθένας. Στο pin 3 συνδέεται η γη που είναι κοινή με το μικροελεγκτή και αποτελεί τη γη των 183

190 κυκλωμάτων ελέγχου, ενώ στο pin 5 συνδέεται η γη που αφορά την πλευρά ισχύος, δηλαδή τα κυκλώματα μετά τη βαθμίδα του optocoupler. O παλμός που έρχεται από το 74HC540 συνδέεται στο pin 2 του ολοκληρωμένου. Αυτό, αποτελεί την είσοδο του οπτοζεύκτη και είναι συνδεδεμένο με το pin 3 μέσω μιας φωτοδιόδου, όπως φαίνεται στο Σχήμα Προκειμένου να εξασφαλισθεί το όριο ρεύματος της φωτοδιόδου που επιβάλλεται από το τεχνικό φυλλάδιο του 6N137, συνδέεται εν σειρά με τη δίοδο στο pin 2 μια αντίσταση των 270Ω. Η έξοδος του optocoupler ελέγχεται από το pin 7 σύμφωνα με τον πίνακα αληθείας του Σχήματος Σύμφωνα με αυτόν, όταν το pin 7 είναι είτε ασύνδετο, είτε σε λογική στάθμη HIGH, η είσοδος του optocoupler εμφανίζεται στην έξοδό του αντεστραμμένη, ενώ όταν αυτό είναι σε λογική στάθμη LOW η έξοδός του εμφανίζεται πάντα HIGH ανεξάρτητα από την είσοδο. Προφανώς, η σωστή λειτουργία του 6N137 επιτυγχάνεται όταν το pin 7 είναι είτε ασύνδετο, είτε συνδεδεμένο με την τροφοδοσία του ολοκληρωμένου. Στην παρούσα διπλωματική εργασία επιλέχτηκε η σύνδεση του με την τάση της τροφοδοσίας του ολοκληρωμένου, με σκοπό την αποφυγή παρασιτικού θορύβου ο οποίος πιθανώς να μετέβαλε τη λειτουργία του ολοκληρωμένου. Σχήμα 5.16: Πίνακας αληθείας ολοκληρωμένου 6Ν137 Το pin 6 αποτελεί την έξοδο του οπτοζεύκτη. Το σήμα εξόδου στο pin 6 είναι σήμα ρεύματος, και με σκοπό αυτό να μετατραπεί σε σήμα τάσης συνδέεται μεταξύ αυτού και της τάσης τροφοδοσίας του ολοκληρωμένου (pin 8) μια αντίσταση των 4,3kΩ. Οι παλμοί εισόδου του ολοκληρωμένου 6N137 εξέρχονται αντεστραμμένοι από αυτό, δικαιολογώντας και την τοποθέτηση του 74HCT540 στο κύκλωμα του μικροελεγκτή, όπως περιγράφηκε παραπάνω. 184

191 Στη συνέχεια, οι παλμοί εξόδων των optocouplers οδηγούνται στα IR2113, τα οποία είναι υπεύθυνα για την παραγωγή παλμών ενισχυμένων σε τάση που είναι ικανοί να φέρουν σε αγωγή τα ημιαγωγικά στοιχεία ΕΝΙΣΧΥΣΗ ΠΑΛΜΩΝ ΓΙΑ ΤΗΝ ΟΔΗΓΗΣΗ ΤΩΝ ΗΜΙΑΓΩΓΙΚΩΝ ΣΤΟΙΧΕΙΩΝ Η βαθμίδα ενίσχυσης των παλμών είναι η τελική πριν τα ημιαγωγικά στοιχεία. Αυτή αποτελείται από τα ολοκληρωμένα IR2113 (Σχήμα 5.17) τα οποία ενισχύουν τους παλμούς από +5V σε +15V. Κάθε IR2113 προσφέρει ενίσχυση παλμών για δύο συμπληρωματικά στοιχεία του ίδιου κλάδου, άρα για την παλμοδότηση της γέφυρας του τριφασικού αντιστροφέα απαιτούνται τρία IR2113. Σχήμα 5.17: Συνδεσμολογία IR2113 Στα pins ΗΙΝ, LIN εισέρχονται οι παλμοί που θα οδηγήσουν το άνω και κάτω ημιαγωγικό στοιχείο του κάθε κλάδου αντίστοιχα. Στo VDD συνδέεται η τροφοδοσία των +5V, στο VCC η τροφοδοσία των +15V και στο Vss η γείωση (τροφοδοτικό για την πλευρά ισχύος). Το SD ελέγχει αν το IR2113 λειτουργεί ή όχι και συνδέεται και αυτό στη γείωση για μόνιμη λειτουργία, σύμφωνα με το φυλλάδιο του κατασκευαστή. Όπως φαίνεται και στο Σχήμα 5.17, από τα pins HO και LO εξέρχονται οι παλμοί που πηγαίνουν στην πύλη των άνω και κάτω τρανζίστορ αντίστοιχα ενώ τα Vs, COM αποτελούν το δρόμο επιστροφής και συνδέονται με 185

192 τον εκπομπό των τρανζίστορ. Για το κάτω στοιχείο του κλάδου, η επιστροφή COM συνδέεται με τη γείωση (ισχύος). Τέλος, παρουσιάζεται στο Σχήμα 5.18 η διαδρομή ενός παλμού οδήγησης από το μικροελεγκτή ως το ημιαγωγικό στοιχείο, ενώ όσον αφορά τον έλεγχο του άνω στοιχείου, χρησιμοποιείται η τεχνική Βootstrap που θα αναλυθεί στην αμέσως επόμενη ενότητα. Σχήμα 5.18: Δρόμος παλμού οδήγησης ενός ημιαγωγικού στοιχείου ΤΕΧΝΙΚΗ BOOTSTRAP Τα άνω στοιχεία κάθε κλάδου του αντιστροφέα, έχουν τον εκπομπό τους συνδεδεμένο με τον συλλέκτη του κάτω στοιχείου. Συνεπώς, με σκοπό την έναυσή τους, πρέπει να ληφθεί ειδική μέριμνα για την εφαρμογή της διαφοράς δυναμικού των 15V μεταξύ πύλης και εκπομπού τους. Η τεχνική τροφοδοσίας τύπου Bootstrap για τα άνω ημιαγωγικά στοιχεία κάθε κλάδου έγκειται στην παραγωγή της κατάλληλης τάσης, η οποία είναι ικανή να τα φέρει σε αγωγή (Σχήμα 5.19). 186

193 Σχήμα 5.19: Κύκλωμα τεχνικής Bootstrap O φορτισμένος πυκνωτής Bootstrap (C BOOT ) παρέχει την απαιτούμενη τάση μεταξύ πύλης και εκπομπού του άνω στοιχείου για την έναυσή του. Η φόρτιση του πυκνωτή επιτυγχάνεται μέσω της διόδου Bootstrap (D BOOT ) κατά τη σβέση του άνω στοιχείου. Προκειμένου να φορτίζεται γρήγορα ο πυκνωτής και ταυτόχρονα να σβήνει γρήγορα το στοιχείο, η δίοδος έχει πολύ μικρό χρόνο απόκρισης. Επιπλέον, ο πυκνωτής πρέπει να προλαβαίνει να φορτίζεται όσο διαρκεί η αγωγή του κάτω στοιχείου και για το λόγο αυτό απαιτείται κατάλληλη επιλογή της χωρητικότητάς του [39]: C BOOT 2 Q bs V CC V F V LS V min (5.19) όπου V CC : Τάση τροφοδοσίας ολοκληρωμένου IR2113 (+15V) V F : Πτώση τάσης διόδου Bootstrap κατά την αγωγή της V LS : Πτώση τάσης κάτω ημιαγωγικού στοιχείου V min : Ελάχιστη τάση μεταξύ VB και VS (10V) 187

194 To ελάχιστο φορτίο που μπορεί να αποδώσει ο πυκνωτής Bootstrap (CBOOT) υπολογίζεται από την εξίσωση: Q bs = 2 Q g + I qbs(max) f + Q ls + I Cbs(leak) f (5.20) όπου Q g : Φορτίο πύλης άνω ημιαγωγικού στοιχείου Q ls : 5nC για ολοκληρωμένα των 500V/600V και 20nC για ολοκληρωμένα των 1200V I qbs(max) : Ρεύμα παροχής για σταθερή τάση VBS I Cbs(leak) : Ρεύμα διαρροής πυκνωτή Bootstrap f: Διακοπτική συχνότητα λειτουργίας Για την εύρεση της χωρητικότητας του πυκνωτή Bootstrap (CBOOT), δεχόμαστε προς το παρόν πως τα ημιαγωγικά στοιχεία που χρησιμοποιούμε για τη διάταξη του τριφασικού αντιστροφέα είναι IGBT, ενώ ο λόγος επιλογής τους αναλύεται στη συνέχεια του κεφαλαίου. Σύμφωνα λοιπόν με το φυλλάδιο κατασκευαστή των IGBT ισχύει: Qg=0,30μC VLS=1,7V Vbs=VGE=6,5V Ενώ από το τεχνικό φυλλάδιο του IR2113 λαμβάνουμε: Ιqbs(max)=230μΑ Ο πυκνωτής Bootstrap που επιλέχθηκε είναι από ταντάλιο και έχει πολύ μικρό ρεύμα διαρροής σε σχέση με τους ηλεκτρολυτικούς πυκνωτές, επομένως [40]: Icbs(leak)=0 Η δίοδος bootstrap που επιλέχθηκε είναι η ΒΥT56M με πολύ μικρούς χρόνους απόκρισης (100ns) και με πτώση τάσης: Vf =1,6V Αντικαθιστώντας τα παραπάνω μεγέθη στην (5.20) λαμβάνουμε το ελάχιστο φορτίο του CBOOT το οποίο ισούται με: 188

195 Q bs = 2 0, = 0,6165μC (5.21) Κάνοντας αντικατάσταση των παραπάνω τιμών στην εξίσωση υπολογισμού της χωρητικότητας του πυκνωτή CBOOT (5.19) προκύπτει: C BOOT ,6 1,7 6,5 C BOOT 0.237μF (5.22) Ωστόσο, σύμφωνα με έναν εμπειρικό κανόνα [40], ο πυκνωτής bootstrap επιλέγεται περίπου φορές μεγαλύτερος από την τιμή που προκύπτει από την (5.22). Έτσι, στην πράξη ο πυκνωτής που χρησιμοποιήθηκε είναι 4,7μF. Συνολικά, λοιπόν, οι παραγόμενοι παλμοί από το μικροελεγκτή περνούν από το 74HCT540 όπου και αντιστρέφονται, στη συνέχεια από τα 6Ν137 όπου απομονώνονται και αντιστρέφονται ξανά και τέλος από τα ΙR2113 όπου ενισχύονται και οδηγούνται στην πύλη των ημιαγωγικών στοιχείων. Μεταξύ πύλης και εκπομπού του κάθε IGBT τοποθετήθηκε δίοδος Ζener των 16V και παράλληλα σε αυτή μια αντίσταση των 51kΩ, ώστε το στοιχείο να προστατευτεί στην περίπτωση που οι παλμοί οδήγησης ξεπεράσουν τα 16V ΑΝΤΙΣΤΑΣΕΙΣ ΠΥΛΗΣ ΓΙΑ ΤΗΝ ΕΝΑΥΣΗ ΚΑΙ ΤΗ ΣΒΕΣΗ ΤΩΝ ΗΜΙΑΓΩΓΙΚΩΝ ΣΤΟΙΧΕΙΩΝ Η συμπεριφορά του IGBT ως προς την έναυση και τη σβέση του καθορίζεται από τις παρασιτικές χωρητικότητες και τις κατανεμημένες αντιστάσεις που εμφανίζονται λόγω της δομής του [41]. Συνδέοντας εξωτερικά και σε σειρά με την πύλη του ημιαγωγικού στοιχείου μια αντίσταση RG είναι δυνατό να ρυθμιστούν οι χρόνοι έναυσης και σβέσης του, καθώς οι πυκνωτές των παρασιτικών χωρητικοτήτων φορτίζονται και εκφορτίζονται μέσω της RG πιο γρήγορα [41] (Σχήμα 5.20). 189

196 Σχήμα 5.20: Παρασιτικές χωρητικότητες στα άκρα του IGBT [41] Το πόσο γρήγορα θα ανάβει και θα σβήνει το ημιαγωγικό στοιχείο εξαρτάται από το φορτίο στην πύλη του, δηλαδή πόσο γρήγορα φορτίζονται και εκφορτίζονται οι πυκνωτές CGC, CGE. Αναλυτικά, στο Σχήμα 5.21 φαίνεται η διαδικασία της έναυσης, ενώ η αντίστροφη πορεία ακολουθείται κατά τη σβέση, όπου το φορτίο που αποκτήθηκε κατά την έναυση πρέπει να απομακρυνθεί από την πύλη [41]. Σύμφωνα με το Σχήμα 5.21, για το χρονικό διάστημα t0, το ρεύμα IG της πύλης φορτίζει τον πυκνωτή CGE και η τάση VGE αυξάνεται μέχρι την τιμή VGE(th). Όσο η τάση VGE είναι κάτω από το κατώφλι VGE(th), δε ρέει ρεύμα μέσω του συλλέκτη και η τάση VCE είναι ίση με τη VCC. Όταν η τάση VGE ξεπεράσει την τιμή VGE(th), αρχίζει η διαδικασία έναυσης του στοιχείου (χρονικό διάστημα t1). Το ρεύμα του συλλέκτη αρχίζει να αυξάνεται μέχρι μια τιμή IC(load) που εξαρτάται από το φορτίο εξόδου (στη συγκεκριμένη εφαρμογή IC(load) 19Α, όπως δείχθηκε στις προσομοιώσεις). Η τάση VGE φτάνει την τιμή VGE(pl) και επειδή η αντιπαράλληλη δίοδος άγει ακόμα, η τάση VCE παραμένει σταθερή. Κατά το χρονικό διάστημα t2, η δίοδος σβήνει και η τάση VCE αρχίζει να πέφτει απότομα (υψηλός ρυθμός μεταβολής dvce/dt). Μόλις φτάσει την τιμή VCEsat, η χωρητικότητα CGC φορτίζεται από το ρεύμα πύλης IG (χρονικό διάστημα t3). Τέλος, κατά το διάστημα t4, η έναυση έχει ολοκληρωθεί και το φορτίο που διοχετεύεται στον 190

197 πυκνωτή CGE προκαλεί μια εκθετική αύξηση στην τάση VGE μέχρι την τιμή VGE(on), ενώ η τάση VCE παίρνει την τιμή VCE,SAT [18]. Σχήμα 5.21: Διαδικασία έναυσης και σβέσης IGBT [41] Η τιμή της αντίστασης πρέπει να επιλεγεί με πολλή προσοχή, καθώς εκτός από τους χρόνους έναυσης και σβέσης έχει αντίκτυπο και στις διακοπτικές απώλειες, στο ρεύμα ανάστροφης ανάκτησης της διόδου, στους ρυθμούς μεταβολής των τάσεων και ρευμάτων πάνω στο στοιχείο (dv/dt, di/dt) και σε πολλά άλλα [41], [42]. Ο τρόπος μεταβολής ορισμένων μεγεθών ανάλογα με τη μεταβολή της RG φαίνεται στον Πίνακας

198 Rating/Characteristics RG RG ton toff Eon Eoff Turn-on peak current Turn-off peak current diode dv/dt di/dt Voltage spike EMI noise Πίνακας 5.1: Μεταβολή διαφόρων μεγεθών ανάλογα με τη μεταβολή του R G Προκειμένου να υπάρχει η δυνατότητα ρύθμισης των χρόνων έναυσης και σβέσης ξεχωριστά, χρησιμοποιείται το κύκλωμα του Σχήματος 5.22, όπου κατά την έναυση κύριο ρόλο παίζει η RG(ON) και στη σβέση η RG(OFF). Στη συγκεκριμένη εφαρμογή, οι αντιστάσεις για το IGBT επιλέχθηκαν RG1=RG2=15Ω. Κάνοντας μια περαιτέρω ανάλυση του κυκλώματος έναυσης και σβέσης στο άνω ημιαγωγικό στοιχείο που οδηγείται μέσω της τεχνικής Bootstrap, οι δρόμοι των ρευμάτων έναυσης και σβέσης του, καθώς και ο δρόμος ρεύματος φόρτισης του πυκνωτή Bootstrap CBOOT παρουσιάζονται στο Σχήμα

199 Σχήμα 5.22: Συνδεσμολογία κυκλώματος έναυσης και σβέσης και πορεία ρευμάτων για ένα κλάδο της τριφασικής γέφυρας Σχήμα 5.23:Πορεία ρευμάτων έναυσης (μπλε), σβέσης (κόκκινο) και φόρτισης του πυκνωτή C BOOT (πράσινο) για το άνω IGBT 193

200 5.7 ΕΠΙΛΟΓΗ ΔΙΑΚΟΠΤΙΚΩΝ ΗΜΙΑΓΩΓΙΚΩΝ ΣΤΟΙΧΕΙΩΝ ΣΥΓΚΡΙΣΗ ΗΜΙΑΓΩΓΙΚΩΝ ΣΤΟΙΧΕΙΩΝ H διάταξη του τριφασικού αντιστροφέα σχεδιάζεται για μέγιστη ισχύ 1kW. Επιπλέον, βάσει και των προσομοιώσεων, η τάση στην είσοδό του κυμαίνεται στα 120V, ενώ το μέγιστο ρεύμα εισόδου προκύπτει γύρω στα 8Α. Τέλος, επιλέχθηκε διακοπτική συχνότητα ημιαγωγικών στοιχείων στα 20kHz. Σύμφωνα με τα παραπάνω, και με βάση το Σχήμα 5.24 όπου παρουσιάζονται οι περιοχές λειτουργίας διαφόρων ημιαγωγικών στοιχείων, είναι προφανές πως τα ημιαγωγικά στοιχεία MOSFET και IGBT είναι τα πλέον κατάλληλα για τη στελέχωση της γέφυρας του τριφασικού αντιστροφέα. Σχήμα 5.24: Περιοχή λειτουργίας διαφόρων ημιαγωγικών στοιχείων[23] 194

201 Όμως, το MOSFET είναι ικανό να διαχειριστεί ισχύ μόνο από μερικές εκατοντάδες Watt έως λίγα kw. Ο περιορισμός αυτός της διαχειρίσιμης ισχύος του, επιβάλλεται από τη σχετικά υψηλή αντίσταση αγωγής του (μερικά mω). Μάλιστα, όσο αυξάνεται η θερμοκρασία του πλακιδίου, τόσο περισσότερο αυξάνεται και η αντίσταση αγωγής του. Το γεγονός αυτό οδηγεί σε υψηλές απώλειες αγωγής, οι οποίες το καθιστούν ασύμφορο για ισχύ μεγαλύτερη από μερικά kw. Έτσι, λαμβάνοντας υπόψιν όλα τα παραπάνω και προσθέτοντας και ένα περιθώριο ασφαλείας προτιμήθηκε η χρήση του IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) για την κατασκευή της γέφυρας του τριφασικού αντιστροφέα σε ονομαστική ισχύ 1kW και διακοπτική συχνότητα 20kHz TO IGBT (INSULATED GATE BIPOLAR TRANSISTOR) Λίγα χρόνια μετά την κατασκευή του MOSFET ισχύος (μέσα δεκαετίας του 1980), η έρευνα στράφηκε στη δημιουργία ενός νέου ημιαγωγικού στοιχείου ισχύος που θα συνδυάζει τα πλεονεκτήματα ενός MOSFET και ενός BJT ισχύος και θα εξαλείφει, όσο αυτό είναι δυνατόν, τα μειονεκτήματα που αυτά παρουσιάζουν. Τα δύο αυτά στοιχεία έχουν αλληλοσυμπληρούμενες ιδιότητες και συγκεκριμένα[18]: * To BJT ισχύος έχει χαμηλές απώλειες αγωγής, αφού η λειτουργία του βασίζεται στη ροή φορέων μειονότητας. Από την άλλη πλευρά, έχει μεγάλους διακοπτικούς χρόνους με αποτέλεσμα να μπορεί να λειτουργήσει σε χαμηλές διακοπτικές συχνότητες. Επίσης, οδηγείται από ρεύμα, με αποτέλεσμα οι απώλειες στο κύκλωμα ελέγχου να είναι σχετικά υψηλές. * Το MOSFET ισχύος, του οποίου η λειτουργία βασίζεται σε ροή φορέων πλειονότητας, μπορεί να λειτουργήσει σε πολύ υψηλές συχνότητες λόγω των μικρών διακοπτικών χρόνων που έχει. Ωστόσο, εμφανίζει υψηλές απώλειες αγωγής, ιδιαίτερα όταν χρησιμοποιείται σε εφαρμογές που απαιτούνται υψηλές τάσεις αποκοπής και υψηλά ρεύματα. Σημαντικό πλεονέκτημα είναι η οδήγησή του από τάση, με αποτέλεσμα οι απώλειες στο κύκλωμα οδήγησης να είναι εξαιρετικά χαμηλές. 195

202 Το νέο αυτό στοιχείο ονομάστηκε διπολικό τρανζίστορ ισχύος με απομονωμένη πύλη (IGBT) [18] και η δομή του είναι παρόμοια με αυτή του MOSFET ισχύος (Σχήμα 5.25), ενώ τα χαρακτηριστικά αγωγής του μοιάζουν με αυτά ενός BJT ισχύος [43]. Σχήμα 5.25: Εσωτερική δομή και ισοδύναμο ηλεκτρικό μοντέλο IGBT [43] Τα βασικά πλεονεκτήματα του IGBT είναι: Παρουσιάζει υψηλή εμπέδηση εισόδου. Έτσι, το ημιαγωγικό στοιχείο διατηρείται σε κατάσταση αγωγής ή αποκοπής χωρίς πρακτικά να απαιτείται ισχύς από το κύκλωμα παλμοδότησης. Έχει χαμηλή αντίσταση αγωγής, άρα και χαμηλή πτώση τάσης, με αποτέλεσμα οι απώλειες αγωγής να είναι χαμηλές. Οδηγείται από τάση. To IGBT παρουσιάζει και μειονεκτήματα, μερικά από τα οποία είναι: Κατά τη σβέση παρατηρείται στην κυματομορφή του ρεύματος μια «ουρά», παρόμοια με αυτή των BJT ισχύος. 196

203 Η ροή ρεύματος οφείλεται κατά κύριο λόγο στη ροή φορέων μειονότητας, οι οποίοι, κατά τη σβέση του στοιχείου, απομακρύνονται με επανασύνδεση εντός της περιοχής Ν-. Το γεγονός αυτό οδηγεί σε υψηλότερους χρόνους μετάβασης σε σύγκριση με το MOSFET ισχύος. Για την κατασκευή του τριφασικού αντιστροφέα, επιλέχθηκε το σύνθετο στοιχείο (module) FS30R06W1E3 της εταιρείας Infineon, το κυκλωματικό διάγραμμα του οποίου φαίνεται στο Σχήμα Το συγκεκριμένο σύνθετο στοιχείο περιλαμβάνει έξι IGBT και έξι αντιπαράλληλες διόδους, όλα εσωτερικά συνδεδεμένα, ενώ περιέχει και ένα θερμίστορ (NTC) που ανιχνεύει τυχούσα αύξηση της θερμοκρασίας και ενεργεί ως προστασία. Σχήμα 5.26: Κυκλωματικό διάγραμμα του module FS30R06W1E3 Το κάθε IGBT που είναι ενσωματωμένο στο σύνθετο στοιχείο έχει ονομαστικό ρεύμα IN=30A, τάση μεταξύ συλλέκτη-εκπομπού VCE=600V, χρόνο έναυσης ton=0,023μs και χρόνο σβέσης toff=0,16μs. Η δίοδος ισχύος έχει το ίδιο ονομαστικό ρεύμα και ανάστροφη τάση με το IGBT, όπως είναι λογικό, και πτώση τάσης περίπου Vf=1,5V κατά την αγωγή. Το φυλλάδιο του κατασκευαστή με τα πλήρη τεχνικά χαρακτηριστικά του σύνθετου στοιχείου (module) βρίσκεται στο παράρτημα Ε. 197

204 Το σύνθετο στοιχείο πλεονεκτεί σε σύγκριση με έξι διακριτά IGBT και έξι αντιπαράλληλες διόδους, καθώς έχει μικρότερο κόστος, απαιτεί ένα ενιαίο ψυκτικό, είναι πολύ ελαφρύ (μόνο 24g), καταλαμβάνει λιγότερο χώρο (6,5cmx3,2cm), όπως φαίνεται και στο Σχήμα 5.27, και έχει ευκολότερη συνδεσμολογία. Σχήμα 5.27: Πλαϊνή όψη module FS30R06W1E3[18] Ωστόσο, βασικό μειονέκτημα αποτελεί το γεγονός ότι δεν υπάρχει δυνατότητα πρόσβασης στο εσωτερικό του (Σχήμα 5.28) με αποτέλεσμα αν καταστραφεί ένα διακριτό στοιχείο να απαιτείται η αλλαγή όλου του module. Σχήμα 5.28: Εσωτερική δομή του module[18] 198

205 5.8 ΣΥΣΤΗΜΑ ΑΠΑΓΩΓΗΣ ΘΕΡΜΟΤΗΤΑΣ (ΨΥΚΤΙΚΟ) Κάθε ημιαγωγικό στοιχείο λειτουργεί κάτω από συγκεκριμένο όριο θερμοκρασίας. Αν το όριο αυτό ξεπεραστεί, τα χαρακτηριστικά του στοιχείου αλλοιώνονται (θερμοκρασία Curie) και η μόνωσή του γηράσκει με αποτέλεσμα την καταστροφή του. Η αύξηση της θερμοκρασίας οφείλεται στις διακοπτικές απώλειες και στις απώλειες αγωγής οι οποίες μετατρέπονται σε θερμότητα. Συνεπώς, η θερμότητα αυτή πρέπει να απαχθεί στο περιβάλλον, προκειμένου να προστατευτούν τα στοιχεία και να λειτουργεί αξιόπιστα ο μετατροπέας. Αυτό επιτυγχάνεται τοποθετώντας τα στοιχεία σε μια μεταλλική επιφάνεια, συνήθως από αλουμίνιο, η οποία είναι κατάλληλα διαμορφωμένη ώστε να απάγει μεγάλα ποσά θερμότητας. Το μεταλλικό αυτό αντικείμενο ονομάζεται ψυκτικό σώμα και αποτελείται από πολλές πτυχώσεις, ώστε να μεγιστοποιείται το εμβαδόν του, χωρίς να αυξάνεται το μέγεθός του [18]. Με αυτόν τον τρόπο, μπορεί να απελευθερωθεί περισσότερη ενέργεια προς το περιβάλλον, ενώ παράλληλα εξοικονομείται χώρος και βάρος. Για την εύρεση του κατάλληλου ψυκτικού πρέπει να υπολογιστούν οι απώλειες που εμφανίζονται στα ημιαγωγικά στοιχεία του αντιστροφέα. Αυτές χωρίζονται σε: Διακοπτικές απώλειες IGBT Απώλειες αγωγής IGBT Διακοπτικές απώλειες διόδου Απώλιες αγωγής διόδου Οι απώλειες αγωγής υφίστανται όταν το εκάστοτε στοιχείο είναι σε αγωγή και υπολογίζονται από την πτώση τάσης πάνω του επί το ρεύμα που το διαρρέει. Οι διακοπτικές απώλειες υφίστανται όταν το στοιχείο μεταβαίνει από τη μία κατάσταση στην άλλη και χωρίζονται σε διακοπτικές απώλειες έναυσης και σβέσης. Οι διαδικασίες έναυσης και σβέσης του στοιχείου δε γίνονται ακαριαία. Κατά την έναυση, η τιμή του ρεύματος που διαρρέει το στοιχείο αρχίζει να αυξάνεται, ενώ παράλληλα η τάση πάνω του μειώνεται. Το αντίστροφο συμβαίνει κατά τη σβέση, η διάρκεια όμως του φαινομένου είναι μεγαλύτερη γιατί εξαρτάται από το χρόνο ζωής των φορέων κατά την επανασύνδεση. Έτσι, υπάρχει ένα χρονικό διάστημα τόσο στην έναυση όσο και στη σβέση, όπου το ρεύμα και η τάση είναι μη μηδενικά με αποτέλεσμα να εμφανίζονται απώλειες πάνω στο στοιχείο, όπως δείχνουν οι κυματομορφές στο Σχήμα Συνεπώς, όσο αυξάνεται η διακοπτική συχνότητα λειτουργίας του 199

206 μετατροπέα, αυξάνονται και οι διακοπτικές απώλειες, καθώς στον ίδιο χρόνο τα στοιχεία ανάβουν και σβήνουν πιο πολλές φορές. Σχήμα 5.29: Διακοπτικές απώλειες ημιαγωγικού στοιχείου Στην παρούσα κατασκευή ως ψυκτικό σώμα χρησιμοποιήθηκε το ίδιο ψυκτικό με αυτό της διπλωματικής εργασίας της συναδέλφου Χαρούλας Ζωγόγιαννη και δε θα ακολουθήσει περαιτέρω ανάλυσή του. Η μελέτη και η κατασκευή του αναλύονται διεξοδικά στη διπλωματική εργασία της συναδέλφου, ένω το ψυκτικό σώμα μαζί με το module φαίνονται στο Σχήμα Σχήμα 5.30: Τοποθέτηση και στήριξη module στο ψυκτικό σώμα [18] 200

207 5.9 ΠΛΑΚΕΤΕΣ Για τη σχεδίαση των πλακετών, μετρώνται οι ακριβείς διαστάσεις των επιμέρους στοιχείων με παχύμετρο και σχεδιάζονται τα αποτυπώματά τους και οι συνδέσεις μεταξύ των ακίδων τους. Οι δρόμοι σύνδεσης των στοιχείων σχεδιάζονται με συγκεκριμένο πάχος ανάλογο του ρεύματος που αναμένεται να περάσει διαμέσου τους [44]. Αντίστοιχα, το διάκενο μεταξύ των δρόμων και του Ground Plane ορίζεται ανάλογα της τάσης που αναμένεται να εφαρμόζεται σε κάθε γραμμή. Όσο μεγαλύτερη η τάση της γραμμής, τόσο μεγαλύτερο πρέπει να σχεδιαστεί και το διάκενο μεταξύ του Ground Plane και των άλλων γραμμών ώστε να αποφευχθούν ηλεκτρικές εκκενώσεις. Οι δρόμοι από τους οποίους αναμένεται να περάσει μεγάλο ποσό ρεύματος επικαλύπτονται με καλάι, ώστε να αυξηθεί το πάχος τους. Αυξάνοντας το πάχος των δρόμων αυξάνουμε στην ουσία τη διατομή τους με αποτέλεσμα τη μείωση της αντίστασής τους. Συνολικά, σχεδιάστηκαν και κατασκευάστηκαν πέντε πλακέτες: 1. Πλακέτα μετρητικών τάσης και ρεύματος για το δευτερεύον του μετασχηματιστή 2. Πλακέτα φίλτρων Butterworh, trimmer PREF-QREF και κυκλωμάτων ανίχνευσης του μηδενός 3. Πλακέτα μικροελεγκτή 4. Πλακέτα απομόνωσης και ενίσχυσης των παλμών 5. Πλακέτα ημιαγωγικών στοιχείων και κοννεκτόρων επικοινωνίας πλακέταςμικροελεγκτή και απομόνωσης/ενίσχυσης παλμών, και εισόδων-εξόδων του αντιστροφέα Για εξοικονόμηση χώρου οι πλακέτες 3,4 και 5 υλοποιήθηκαν σε μια ενιαία διάταξη. Η κάθε μια εκ των 3 και 4 διαθέτει έναν αρσενικό κοννέκτορα, ενώ η 5 διαθέτει δύο θηλυκούς. Έτσι, οι 3 και 4 συνδέονται κάθετα στην πλακέτα 5 η οποία αποτελεί και το δίαυλο επικοινωνίας τους. 201

208 5.9.1 ΠΛΑΚΕΤΑ ΤΡΟΦΟΔΟΤΙΚΩΝ Η πλακέτα των τροφοδοτικών (Σχήμα 5.31) αποτελείται από τέσσερα τροφοδοτικά. Στην είσοδο της πλακέτας έχει τοποθετηθεί ασφάλεια 500mA, ενώ στην έξοδο κάθε τροφοδοτικού έχει συνδεθεί μια ενδεικτική λυχνία για να διαπιστώνεται η ορθή λειτουργία του τροφοδοτικού. Οι τάσεις τροφοδοσίας οδηγούνται μέσω κοννεκτόρων στις υπόλοιπες πλακέτες, όπου απαιτείται τροφοδοσία. Τέλος τα ολοκληρωμένα 78xx βιδώθηκαν σε μικρά ψυκτικά ώστε να υπάρχει καλή απαγωγή θερμότητας λόγω απωλειών. Σχήμα 5.31: Πλακέτα τροφοδοτικών 202

209 5.9.2 ΠΛΑΚΕΤΑ ΜΕΤΡΗΤΙΚΩΝ ΤΑΣΗΣ ΚΑΙ ΡΕΥΜΑΤΟΣ Η πλακέτα των μετρητικών τάσης και ρεύματος για το δευτερεύον του μετασχηματιστή (Σχήμα 5.32) αποτελείται από τρία μετρητικά τάσης και τρία μετρητικά ρεύματος. Στην είσοδο κάθε μετρητικού συνδέεται με μπόρνες μια από τις τρεις φάσεις του δικτύου αντίστοιχα, ενώ οι έξοδοί τους περνούν από buffer τάσης που υλοποιούνται με τα ολοκληρωμένα LM358N. Τα έξι σήματα που προκύπτουν (τρία τάσης, τρία ρεύματος) οδηγούνται στην πλακέτα των φίλτρων Butterwoth. Σχήμα 5.32: Πλακέτα μετρητικών τάσης και ρεύματος 203

210 5.9.3 ΠΛΑΚΕΤΑ ΦΙΛΤΡΩΝ BUTTERWORTH, TRIMMER PREF-QREF KAI ZERO CROSSING Η πλακέτα των φίλτρων Butterworth, περικλείει στη δομή της, εκτός από τα φίλτρα, τα trimmer ρύθμισης της ενεργού και αέργου ισχύος αναφοράς καθώς και τα τρία κυκλώματα Zero Crossing (ένα για κάθε φάση) (Σχήμα 5.33). Ως εισόδους η πλακέτα δέχεται τα έξι σήματα εξόδων της πλακέτας των μετρητικών τάσης και ρεύματος. Τα σήματα των μετρητικών ρεύματος δεν χρειάζονται άθροιση με 2,5V, όπως περιγράφτηκε στην ενότητα 5.3. Αντίθετα τα σήματα των μετρητικών τάσης, με σκοπό να μεταβάλλονται μεταξύ [0V,+5V] αθροίζονται με +2,5V από το AD580 σύμφωνα με την ανάλυση που προηγήθηκε στην ενότητα 5.3. Τα κυκλώματα των zero cross detectors δέχονται ως εισόδους τα μη ανυψωμένα σήματα τάσης των εξόδων των φίλτρων Butterworth και παράγουν τους παλμούς που οδηγούνται κι αυτοί στην πλακέτα του μικροελεγκτή. Τέλος, οι έξοδοι των trimmers, αφού φιλτραριστούν, οδηγούνται σε δύο buffer τάσης (LM358N) και από εκεί στην πλακέτα του μικροελεγκτή. Σχήμα 5.33: Πλακέτα φίλτρων Butterworth, zero crossing και trimmer 204

211 5.9.4 ΠΛΑΚΕΤΑ ΜΙΚΡΟΕΛEΓΚΤΗ Η πλακέτα του μικροελεγκτή, περιλαμβάνει, εκτός από τον ίδιο, και το 74HCT540 (Σχήμα 5.34). Οι παλμοί οδήγησης του μικροελεγκτή τροφοδοτούνται ως είσοδοι στο 74HC540 και από εκεί οδηγούνται μέσω του κοννέκτορα στην πλακέτα ενίσχυσης των παλμών. Επίσης για την επικοινωνία του μικροελεγκτή με τον υπολογιστή μέσω του MPLAB ICD2 τοποθετήθηκε ένας ειδικός κοννέκτορας με 6 pins, καθώς και ένα μπουτόν reset του μικροελεγκτή. Σχήμα 5.34: Πλακέτα μικροελεγκτή 205

212 5.9.5 ΠΛΑΚΕΤΑ ΑΠΟΜΟΝΩΣΗΣ ΚΑΙ ΕΝΙΣΧΥΣΗΣ ΠΑΛΜΩΝ Εκτός των κυκλωμάτων απομόνωσης και ενίσχυσης των παλμών, η πλακέτα αυτή περιλαμβάνει τη συνδεσμολογία της τεχνικής Bootstrap για την έναυση των άνω ημιαγωγικών στοιχείων καθώς και τις αντιστάσεις πύλης των IGBT (Σχήμα 5.35). Οι είσοδοι και οι έξοδοι της πλακέτας παρέχονται μέσω του ειδικού κοννέκτορα που διαθέτει. Ως εισόδους η πλακέτα δέχεται τους παλμούς που προέρχονται από το 74HC540 της πλακέτας του μικροελεγκτή καθώς και την τάση τροφοδοσίας των +15V ισχύος. Τις εξόδους της πλακέτας αποτελούν οι παλμοί που παράγονται από τα IR2113 για την οδήγηση των IGBT. Τέλος, πάνω στην πλακέτα υλοποιείται ένα τροφοδοτικό από το ολοκληρωμένο Αυτό δέχεται ως είσοδο την τάση τροφοδοσίας των +15V ισχύος και παράγει στην έξοδό του +5V ισχύος, απαραίτητα για τη τροφοδοσία των 6N137 και των IR2113. Σχήμα 5.35: Πλακέτα ενίσχυσης και απομόνωσης παλμών 206

213 5.9.6 ΠΛΑΚΕΤΑ ΗΜΙΑΓΩΓΙΚΩΝ ΣΤΟΙΧΕΙΩΝ Η πλακέτα των ημιαγωγικών στοιχείων, εκτός από αυτά, περιλαμβάνει και καθήκοντα διαύλου επικοινωνίας. Μέσω αυτής επικοινωνούν οι πλακέτες του μικροελεγκτή και της απομόνωσης και ενίσχυσης των παλμών. Επιπλέον, τα σήματα από την πλακέτα των Butterworth, οδηγούνται πρώτα στην πλακέτα των ημιαγωγικών στοιχείων, και ύστερα, μέσω του κοννέκτορα διασύνδεσής της με την πλακέτα του μικροελεγκτή, σε αυτόν. Στην πλακέτα αυτή στεγάζονται και οι μπόρνες της DC τάσης εισόδου, καθώς και οι μπόρνες των τριών παραγόμενων AC τάσεων εξόδου. Τέλος, τοποθετήθηκε και ένας πυκνωτής πολυπροπυλενίου (MKP) των 4,7μF/250V στην DC είσοδο της πλακέτας (Σχήμα 5.36). Ο πυκνωτής αυτός είναι υπεύθυνος για τη μείωση των αιχμών τάσης της DC εισόδου. Σχήμα 5.36: Πλακέτα ημιαγωγικών στοιχείων 207

214 5.9.7 ΣΥΝΟΛΙΚΟ ΣΥΣΤΗΜΑ Το συνολικό σύστημα, εκτός από τις πλακέτες που περιγράφηκαν παραπάνω αποτελείται ακόμα από: Τους πυκνωτές εισόδου της DC τάσης τροφοδοσίας Το φίλτρο LC Έναν τριφασικό μετασχηματιστή Πυκνωτές εισόδου DC τροφοδοσίας Η DC τάση πριν αποτελέσει την είσοδο του τριφασικού αντιστροφέα περνά από τέσσερις ηλεκτρολυτικούς πυκνωτές συνολικής χωρητικότητας 1mF. Για να αποκτήσουν τη δεδομένη χωρητικότητα, οι πυκνωτές αυτοί συνδέονται όπως δείχνει το Σχήμα Σχήμα 5.37: Συνδεσμολογία ηλεκτρολυτικών πυκνωτών εισόδου αντιστροφέα Τέλος, προκειμένου να εκφορτιστούν, όταν αποσυνδέονται από τη πηγή τροφοδοσίας των 120V DC, συνδέθηκε στα άκρα τους μια αντίσταση 1MΩ προς αποφυγή κινδύνου ηλεκτροπληξίας (Σχήμα 5.38). 208

215 Σχήμα 5.38: Πυκνωτές εισόδου Φίλτρο LC To φίλτρο LC αποτελείται από τρία πηνία και τρείς πυκνωτές. Κάθε πηνίο συνδέεται σειριακά με κάθε φάση εξόδου του τριφασικού αντιστροφέα, ενώ οι πυκνωτές συνδέονται σε συνδεσμολογία αστέρα παράλληλα με τα πηνία (Σχήμα 5.39). Κάθε ένα από τα πηνία έχει επαγωγή 2mH, ενώ κάθε πυκνωτής έχει χωρητικότητα 6μF. Σχήμα 5.39: Πηνία και πυκνωτές φίλτρου LC 209

216 Τριφασικός μετασχηματιστής Ο τριφασικός μετασχηματιστής έχει λόγο μετασχηματισμού 1:13 και είναι υπεύθυνος για την ανύψωση της τάσης εξόδου του φίλτρου στα επίπεδα της τάσης του δικτύου. Τόσο το πρωτεύον, όσο και το δευτερεύον τύλιγμα του μετασχηματιστή συνδέονται σε συνδεσμολογία αστέρα (Σχήμα 5.40). Σχήμα 5.40: Τριφασικός μετασχηματιστής Τέλος, στα Σχήματα 5.41 και 5.42 παρουσιάζεται το συνολικό σύστημα του τριφασικού αντιστροφέα. 210

217 Σχήμα 5.41: Διασύνδεση πλακετών Σχήμα 5.42: Συνολικό σύστημα 211

218 212

219 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 6 ΠΕΙΡΑΜΑΤΙΚΑ ΑΠΟΤΕΛΕΣΜΑΤΑ ΣΥΜΠΕΡΑΣΜΑΤΑ Στο παρόν κεφάλαιο, θα γίνει η παρουσίαση των πειραματικών αποτελεσμάτων της διάταξης που η κατασκευή της παρουσιάστηκε στο Κεφάλαιο 5. Το συνολικό σύστημα δέχεται ως είσοδο μια συνεχή τάση, ενώ η έξοδός του οδηγείται μέσω παράλληλα συνδεδεμένων διακοπτών είτε σε ένα ωμικό φορτίο, είτε στο δίκτυο. Για την παραγωγή της τάσης εισόδου χρησιμοποιήθηκε ένα τροφοδοτικό συνεχούς τάσης, το οποίο συνδέθηκε στην είσοδο του τριφασικού αντιστροφέα. Αντίστοιχα, ως ωμικό φορτίο χρησιμοποιήθηκε μια τριφασική αντίσταση μεταβλητής τιμής, η οποία συνδέθηκε με έναν από τους δύο διακόπτες στην έξοδο του μετασχηματιστή. Οι πειραματικές δοκιμές υλοποιήθηκαν κατά στάδια, στο Εργαστήριο Ηλεκτρομηχανικής Μετατροπής Ενέργειας. Τα στάδια που πραγματοποιήθηκαν είναι όμοια με τα στάδια των προσομοιώσεων. Αρχικά, η έξοδος του τριφασικού αντιστροφέα συνδέεται απευθείας στην τριφασική αντίσταση, ενώ σε κάθε στάδιο προστίθεται μια καινούρια βαθμίδα έως ότου δομηθεί όλο το σύστημα. 6.1 ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΣ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑΣ - ΩΜΙΚΟ ΦΟΡΤΙΟ Σε πρώτο στάδιο, η έξοδος του τριφασικού αντιστροφέα οδηγείται απευθείας στην τριφασική αντίσταση μεταβλητής τιμής. Η αντίσταση συνδέεται με τον αντιστροφέα σε συνδεσμολογία αστέρα, ενώ η τιμή της επιλέγεται στα 25Ω/φάση. Ως τάση τροφοδοσίας ορίζουμε από το τροφοδοτικό συνεχούς τάσης τα 60V, ενώ ο λόγος κατάτμησης καθορίζεται από μεταβλητή αντίσταση στο ma=0,42. Τέλος, η διακοπτική συχνότητα της τεχνικής spwm ορίζεται προγραμματιστικά στον μικροελεγκτή στα 25,56kHz. Η συχνότητα αυτή επιλέχθηκε ώστε ο πίνακας των 512 στοιχείων του ημιτόνου αναφοράς εσωτερικά του μικροελεγκτή να διαβάζεται ανά στοιχείο. Το διάβασμα όλων των στοιχείων του πίνακα ημιτόνου αναφοράς δημιουργεί στην έξοδο της διάταξης του τριφασικού αντιστροφέα ημιτονοειδείς τάσεις με τη μεγαλύτερη δυνατή ευκρίνεια. 213

220 Με βάση τις παραπάνω αρχικοποιήσεις περιμένουμε η φασική τάση στην έξοδο να έχει πλάτος ίσο με: V d 3 = 60 3 = 20V και 2 V d = 2 60 = 40V (6.1) 3 3 Όμως, όπως φαίνεται και στο Σχήμα 6.1, λόγω του υπερτιθέμενου διακοπτικού θορύβου, στην πράξη εμφανίζεται λίγο μεγαλύτερη. Σχήμα 6.1: Φασική τάση εξόδου αντιστροφέα σε ωμικό φορτίο Αντίστοιχα, οι παλμοί κάθε ημιαγωγικού στοιχείου φαίνονται στο Σχήμα 6.2 και έχουν συχνότητα 25,56kHz, ενώ η περίοδός τους είναι T = 1 f = 1 25,56kH 39μs. 214

221 Σχήμα 6.2: Παλμοί στην πύλη ενός IGBT H τάση μεταξύ του κοινού σημείου διασύνδεσης των πηγών εισόδου και της εξόδου μιας φάσης του αντιστροφέα ισούται, όταν άγει το κάτω IGBT, ισούται με το μισό της αρνητικής τάσης τροφοδοσίας V d 2, ενώ όταν άγει το άνω ισούται, με το μισό της θετικής τάσης τροφοδοσίας + V d 2. Στο Σχήμα 6.3 παρουσιάζεται η τάση εξόδου μιας φάσης ως προς το κοινό σημείο διασύνδεσης των πηγών εισόδου. Σχήμα 6.3: Τάση μεταξύ φάσης Α και κοινού σημείου διασύνδεσης πηγών εισόδου 215

222 Με σκοπό την εξακρίβωση της σωστής λειτουργίας του κυκλώματος ελέγχου παλμογραφήθηκαν διάφορα σήματα τάσεως του συστήματος. Στο Σχήμα 6.4 φαίνεται η έξοδος από τα φίλτρα Butterworth ενός σήματος τάσης, ενώ στο Σχήμα 6.5 η έξοδος του ολοκληρωμένου AD580 η οποία αναμένεται θεωρητικά στα 2,5V. Τέλος, στο Σχήμα 6.6 παρουσιάζεται το αποτέλεσμα της άθροισης των δύο σημάτων, το οποίο οδηγείται στο μικροελεγκτή. Σχήμα 6.4: Σήμα μετρητικού τάσεως στην έξοδο των φίλτρων Butterworth Σχήμα 6.5: Έξοδος ολοκληρωμένου AD

223 Σχήμα 6.6: Ανορθωμένο σήμα τάσης για είσοδο στο μικροελεγκτή 6.2 ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΣ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑΣ - ΦΙΛΤΡΟ - ΩΜΙΚΟ ΦΟΡΤΙΟ Στη συνέχεια, μεταξύ αντιστροφέα και τριφασικής αντίστασης παρεμβάλλεται το φίλτρο LC. Οι πυκνωτές του φίλτρου συνδέονται σε αστέρα, ενώ η τιμή της αντίστασης διατηρείται στα 25Ω/φάση. Η τιμή της αντίστασης επιλέχθηκε έτσι, ώστε τόσο για αυτό όσο και για το προηγούμενο πείραμα, να ρέει όσο το δυνατόν περισσότερο ρεύμα στην έξοδο του αντιστροφέα. Η αύξηση του ρεύματος επιδιώχθηκε, διότι όσο μεγαλύτερο το ρεύμα του φορτίου, τόσο καλύτερο και το φιλτράρισμα του LC φίλτρου. Η τάση εισόδου, καθώς και ο λόγος διαμόρφωσης πλάτους ma παρέμειναν αμετάβλητα. Η μέγιστη τιμή της πολικής τάσης εξόδου του αντιστροφέα αναμένεται να είναι: 2 V d 3 3 = V (6.2) ενώ η ενεργός τιμή της πολικής τάσης αναμένεται να λάβει στην έξοδο του φίλτρου την τιμή: V UV = 0,612 m a V d = 0,612 0, ,42V (6.3) 217

224 Τόσο η πολική τάση στην έξοδο του αντιστροφέα, όσο και η πολική τάση στην έξοδο του φίλτρου φαίνονται στο Σχήμα 6.7. Όπως βλέπουμε, η μέγιστη τιμή της πολικής τάσης πριν το φίλτρο είναι περίπου ίση με τη θεωρητική μέγιστη ( V pp 2 = = 68V ). Στην έξοδο του φίλτρου όμως, η rms τιμή της πολικής τάσης εμφανίζεται ελαφρώς μικρότερη της αναμενόμενης. Η διαφορά της μετρούμενης ενεργού τιμής από τη θεωρητική είναι αποτέλεσμα των πτώσεων τάσης τόσο στους δρόμους και τα πηνία του φίλτρου, όσο και στις παρασιτικές αντιστάσεις των IGBT. Σχήμα 6.7: Πολική τάση στην έξοδο του φίλτρου (μπλε) και πολική τάση στην έξοδο του αντιστροφέα (πράσινο) Για να διαπιστωθεί η τριφασική συμμετρία των τριών πολικών τάσεων και κατ επέκταση η ορθή λειτουργία του προγράμματος παλμοδότησης, παλμογραφήθηκαν και οι τρεις πολικές τάσεις στην έξοδο του φίλτρου και μετρήθηκε η φασική τους διαφορά. Στα Σχήματα 6.8 και 6.9 φαίνονται ανά δύο οι πολικές τάσεις UV,VW και VW, WU αντίστοιχα. 218

225 Σχήμα 6.8: Πολική τάση UV (μπλε) και VW (πράσινο) στην έξοδο του φίλτρου Σχήμα 6.9: Πολική τάση VW (πράσινο) και WU (πορτοκαλί) στην έξοδο του φίλτρου 219

226 Τέλος, παλμογραφήθηκε η πολική τάση UV και η φασική τάση U στην έξοδο του φίλτρου (Σχήμα 6.10). Η διαφορά φάσης πολικής και φασικής τάσης αναμένεται να είναι 30 ο, ενώ η ενεργός τιμή της φασικής αναμένεται στα: V U = V UV 3 = 15,42 8,66V (6.4) 3 Σχήμα 6.10: Πολική τάση UV στην έξοδο του φίλτρου (μπλε), φασική τάση U στην έξοδο του φίλτρου (πράσινο) Όπως διαπιστώνεται από το Σχήμα 6.10, η φασική διαφορά της φασικής και της πολικής τάσης στην έξοδο του αντιστροφέα επιβεβαιώνεται, ενώ η ενεργή τιμή της φασικής τάσης είναι ελαφρώς μικρότερη της θεωρητικής λόγω των πτώσεων τάσης που επισημάνθηκαν παραπάνω. 220

227 6.3 ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΣ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑΣ - ΦΙΛΤΡΟ - ΜΕΤΑΣΧΗΜΑΤΙΣΤΗΣ - ΩΜΙΚΟ ΦΟΡΤΙΟ Το συνολικό σύστημα ολοκληρώνεται με τη σύνδεση ενός τριφασικού μετασχηματιστή στην έξοδο του φίλτρου. Η μεταβλητή αντίσταση πλέον συνδέεται μέσω ενός διακόπτη στο δευτερεύον τύλιγμα του μετασχηματιστή. Η τιμή της αντίστασης επιλέγεται στα 320Ω/φάση, ενώ ο λόγος διαμόρφωσης πλάτους ma, η διακοπτική συχνότητα και η τάση εισόδου του αντιστροφέα παραμένουν αμετάβλητα. Οι κόκκινες μπόρνες στο πρωτεύον και στο δευτερεύον του μετασχηματιστή αποτελούν τις εισόδους και εξόδους του μετασχηματιστή. Στις μαύρες μπόρνες τόσο του πρωτεύοντος όσο και του δευτερεύοντος υλοποιείται η συνδεσμολογία αστέρα των τυλιγμάτων του τριφασικού μετασχηματιστή. Στο Σχήμα 6.11 παλμογραφούνται η φασική τάση στην είσοδο και στην έξοδο του μετασχηματιστή. Σχήμα 6.11: Φασική τάση πρωτεύοντος (πράσινο) και δευτερεύοντος (μπλε) μετασχηματιστή 221

228 Όπως διαπιστώνεται, οι τάσεις αυτές διαφέρουν κατά 180 ο, γεγονός που σημαίνει πως η περιέλιξη του δευτερεύοντος τυλίγματος είναι αντίθετη αυτής του πρωτεύοντος. Για το λόγο αυτό, μεταβλήθηκε η παλμοδότηση της spwm των ημιαγωγικών στοιχείων, ώστε τα τρία ημίτονα των τάσεων στην έξοδο του αντιστροφέα να έχουν αρχική φάση 180 ο. Με τον τρόπο αυτό, οι τάσεις στην έξοδο του μετασχηματιστή εμφανίζονται μη ανεστραμμένες σε σχέση με τις αντίστοιχες τάσεις του δικτύου. Με σκοπό το συγχρονισμό με το δίκτυο, η πολική τάση στην έξοδο του μετασχηματιστή πρέπει να έχει ενεργό τιμή ίδια με της πολικής τάσης του δικτύου, δηλαδή 400V, ενώ η τιμή της αντίστασης λαμβάνει τη μέγιστη τιμή των 445Ω/φάση (Σχήμα 6.12). Σύμφωνα με τις προσομοιώσεις, και για 120V τάση τροφοδοσίας, ο λόγος διαμόρφωσης πλάτους με τον οποίο επιτυγχάνεται αυτή η ενεργός τιμή της πολικής τάσης στην έξοδο του μετασχηματιστή ανέρχεται σε ma=0,446. H ύπαρξη όμως παρασιτικών στοιχείων δημιουργεί απώλειες στο κύκλωμα με αποτέλεσμα να απαιτείται στην πράξη μεγαλύτερος συντελεστής διαμόρφωσης πλάτους για την επίτευξη της δεδομένης ενεργού τιμής. Σχήμα 6.12: Πολική τάση στο δευτερεύον του μετασχηματιστή για m a=0,58 222

229 Έτσι, το ma αυξάνεται πέραν της θεωρητικής του τιμής, έως ότου επιτευχθεί ενεργός τιμή πολικής τάσης στην έξοδο του μετασχηματιστή ίση με 400V. Η επιθυμητή αυτή τιμή ανέρχεται σε ma=0,58 και για αυτό το λόγο διαμόρφωσης η ενεργός τιμή της πολικής τάσης στο πρωτεύον του μετασχηματιστή αναμένεται να είναι: V uv,rms = V UV,rms n = ,70V (6.5) Τόσο η πολική τάση του πρωτεύοντος όσο και πολική τάση του δευτερεύοντος φαίνονται στο Σχήμα Σχήμα 6.13: Πολική τάση πρωτεύοντος (πράσινο) και δευτερεύοντος (μπλε) μετασχηματιστή Όπως διαπιστώνεται όμως από το Σχήμα 6.13, στην πράξη η ενεργός τιμή της πολικής τάσης στο πρωτεύον του μετασχηματιστή ισούται με V uv,rms = 31,9V που σημαίνει πως ο λόγος μετασχηματισμού του μετασχηματιστή είναι λίγο μικρότερος του 1:13. Η μεταβολή του ma σε 0,58 ήταν αποτέλεσμα τόσο των πτώσεων τάσης των στοιχείων πριν το μετασχηματιστή, όπως αναλύθηκε προηγουμένως, όσο και των πτώσεων τάσης πάνω στα στοιχεία του μετασχηματιστή. 223

230 Στο Σχήμα 6.14 παλμογραφήθηκαν οι φασικές τάσεις στο πρωτεύον και στο δευτερεύον του μετασχηματιστή. Η φασική τάση πρωτεύοντος παρουσιάζεται αλλοιωμένη σε σχέση με την τάση δευτερεύοντος. Ο λόγος είναι οι παρασιτικές χωρητικότητες και επαγωγές του συστήματος, οι οποίες δημιουργούν φίλτρα, ο συντονισμός των οποίων αλλοιώνει την φασική τάση στο πρωτεύον. Όμως, οι παραμορφώσεις αυτές δεν εμφανίζονται και στην πολική τάση του πρωτεύοντος, διότι αναιρούνται. Σχήμα 6.14: Φασική τάση στο πρωτεύον (πράσινο) και στο δευτερεύον (μπλε) του μετασχηματιστή Το ρεύμα μιας φάσης για τάση V U = 230V και αντίσταση R=445Ω/φάση αναμένεται να ισούται με: Ι U = V U R = 230V = 0,5168Α (6.6) 445Ω ενώ σύμφωνα με το Σχήμα 6.15 η πραγματική ενεργός τιμή του είναι πολύ κοντά στην τιμή αυτή. 224

231 Σχήμα 6.15: Ρεύμα φάσης U στην έξοδο του μετασχηματιστή. Το αντίστοιχο ρεύμα στο πρωτεύον του μετασχηματιστή πρέπει να έχει ενεργό τιμή ίση με: Ι u = n I U = 13 0,5168 = 6,72Α (6.7) Η πραγματική του τιμή όμως αποκλίνει μερικώς από τη θεωρητική, σύμφωνα με το Σχήμα 6.16, για λόγους που περιγράφηκαν προηγουμένως. Τα ρεύματα πρωτεύοντος και δευτερεύοντος, όμοια με τις αντίστοιχες τάσεις, έχουν διαφορά φάσης 180 ο λόγω αντίθετης περιέλιξης των τυλιγμάτων του μετασχηματιστή. Σχήμα 6.16: Ρεύμα φάσης U στο πρωτεύον του μετασχηματιστή 225

232 Με σκοπό να μετρηθεί η ισχύς εξόδου του συνολικού συστήματος, μεταβάλλεται η αντίσταση στην έξοδο του μετασχηματιστή. Όσο μειώνεται το φορτίο, τόσο αυξάνεται το ρεύμα που ρέει προς αυτό. Όμως, η αύξηση του ρεύματος αυξάνει και τις πτώσεις τάσης πάνω στα στοιχεία. Αυτό έχει ως αποτέλεσμα η τάση στο φορτίο να μειώνεται αντιστρόφως ανάλογα με την αύξηση του ρεύματος. Για να διατηρηθεί η τάση στα επιθυμητά επίπεδα, σε κάθε μεταβολή του φορτίου πρέπει να αντισταθμίζεται και ο λόγος διαμόρφωσης πλάτους. Στα Σχήματα 6.17, 6.18 και 6.19 φαίνονται το ρεύμα και η τάση μιας φάσης, καθώς και η ισχύς στο φορτίο για κάθε μεταβολή της αντίστασης. Σχήμα 6.17: Φασική τάση (μπλε) δευτερεύοντος, ρεύμα δευτερεύοντος (κόκκινο), μονοφασική ισχύς (πράσινο) στο φορτίο των 445Ω/φάση 226

233 Σχήμα 6.18: Φασική τάση (μπλε) δευτερεύοντος, ρεύμα δευτερεύοντος (κόκκινο), μονοφασική ισχύς (πράσινο) στο φορτίο των 305Ω/φάση Σχήμα 6.19: Φασική τάση (μπλε) δευτερεύοντος, ρεύμα δευτερεύοντος (κόκκινο), μονοφασική ισχύς (πράσινο) στο φορτίο των 230Ω/φάση 227

234 Τέλος, για τον υπολογισμό του συντελεστή απόδοσης του συστήματος, σε κάθε μεταβολή φορτίου, μετρήθηκε τόσο η ισχύς στην είσοδο και την έξοδο του συστήματος (Πίνακας 6.1) όσο και οι μεταβολές των τάσεων και των ρευμάτων στα αντίστοιχα σημεία (Πίνακας 6.2). Φορτίο (Ω/φάση) Ισχύς τροφοδοτικού (W) Μονοφασική ισχύς εξόδου (W) Τριφασική ισχύς εξόδου (W) Συντελεστής απόδοσης συστήματος (η) , , , , ,72 Πίνακας 6.1: Απόδοση ολικού συστήματος σε ωμικό φορτίο Φορτίο (Ω/φάση) Τάση και ρεύμα τροφοδοτικού (V/A) Ρεύμα εξόδου (Α) Τάση εξόδου (V) Συντελεστής διαμόρφωσης πλάτους (ma) /3,8 0,5/1, , /5.1 0,66/ , /6.1 0,8/2, , /7,2 0,92/2, , /8,3 1/ ,68 Πίνακας 6.2: Μεταβολή ρεύματος εξόδου και αντιστάθμιση m a κατά τη μεταβολή του φορτίου Ο συντελεστής απόδοσης παρουσιάζεται σχετικά μικρός καθώς ούτε τα πηνία του φίλτρου, ούτε ο τριφασικός μετασχηματιστής είναι ιδανικά. Αν υποθέσουμε, πως το module της τριφασικής γέφυρας, τα πηνία του φίλτρου και ο μετασχηματιστής έχουν απόδοση 0,9, τότε η συνολική απόδοση του συστήματος πέφτει στα 0,9 0,9 0,9 = 0,72. Η τιμή αυτή είναι σχετικά κοντά με την πραγματική τιμή απόδοσης της διάταξής μας. Επιπλέον, η μείωση της απόδοσης με την αύξηση της ισχύος είναι απόλυτα λογική, καθώς μαζί με αυτήν αυξάνονται 228

235 και τα ρεύματα της διάταξης (Σχήμα 6.20). Μεγαλύτερα ρεύματα σημαίνει μεγαλύτερες πτώσεις τάσης στα διάφορα στοιχεία της διάταξης και άρα μεγαλύτερες απώλειες. η Συντελεστής απόδοσης 1 0,9 0,8 0,7 0,6 0,5 0,4 0,3 0,2 0, W Σχήμα 6.20: Μεταβολή συντελεστή απόδοσης με αύξηση του φορτίου 6.4 ΤΡΙΦΑΣΙΚΟΣ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑΣ - ΦΙΛΤΡΟ - ΜΕΤΑΣΧΗΜΑΤΙΣΤΗΣ ΔΙΚΤΥΟ Όπως αναφέρθηκε και προηγουμένως, παράλληλα με το διακόπτη φορτίου συνδέεται και ένας διακόπτης που οδηγεί στο δίκτυο. Όταν οι τάσεις πριν και μετά το διακόπτη έχουν: Ίδιο μέτρο Ίδια φασική ακολουθία Ίδια συχνότητα Μηδενική γωνιακή διαφορά ο διακόπτης κλείνει και επιτυγχάνεται συγχρονισμός με το δίκτυο. 229

236 6.4.1 ΚΥΚΛΩΜΑ ΑΝΙΧΝΕΥΣΗΣ ΤΟΥ ΜΗΔΕΝΟΣ (ZERO CROSSING DETECTION) Με σκοπό να διαπιστωθεί η γωνιακή διαφορά που εισάγουν τα φίλτρα Butterworth στα σήματα των μετρούμενων τάσεων, παλμογραφήθηκαν ταυτόχρονα η μετρούμενη τάση του δικτύου και το αντίστοιχο σήμα της στην έξοδο των φίλτρων (Σχήμα 6.21). Σχήμα 6.21: Τάση δικτύου στην έξοδο του μετρητικού τάσης (μπλε), σήμα της αντίστοιχης τάσης στην έξοδο των φίλτρων Butterworth (κόκκινο) Μεγεθύνοντας την παλμογράφηση του Σχήματος 6.21 γύρω από το μηδενικό σημείο των δύο τάσεων, προκύπτει το Σχήμα Σύμφωνα με αυτό και τη χρήση των cursors του παλμογράφου, μετρήθηκε η διαφορά φάσης των δύο σημάτων, η οποία αντιστοιχεί σε μοίρες: Δt = 64μs Δφ = 64μs 20ms 360o Δφ = 1,152 ο (6.8) δηλαδή, το φίλτρο επιφέρει κάποια καθυστέρηση του σήματος μέτρησης της τάσης του δικτύου σε σχέση με την τάση αυτή. 230

237 Σχήμα 6.22: Διαφορά φάσης τάσεως δικτύου στην έξοδο του μετρητικού τάσης (μπλε) και σήματος της αντίστοιχης τάσης στην έξοδο των φίλτρων Butterworth (κόκκινο) Στη συνέχεια, το σήμα της τάσης από την έξοδο των φίλτρων Βutterworth οδηγείται στο κύκλωμα ανίχνευσης του μηδενός για την εύρεση των σημείων μηδενισμού του. Στο Σχήμα 6.23 φαίνονται τόσο οι παλμοί και το σήμα της μετρούμενης τάσης στην έξοδο των Butterworth, όσο και η αντίστοιχη τάση του δικτύου. Σχήμα 6.23: Τάση εξόδου μετρητικού τάσης δικτύου (μπλε), σήμα τάσης στην έξοδο των Butterworth (κόκκινο), παλμοί κυκλώματος zero crossing detection (πράσινο) 231

238 Μεγεθύνοντας στο σημείο μηδενισμού του μετρούμενου σήματος στην έξοδο των φίλτρων και του αντίστοιχου παλμού του κυκλώματος zero crossing detection, βλέπουμε από το Σχήμα 6.24 πως η διαφορά φάσης τους ισούται με: Δt = 84μs Δφ = 84μs 20ms 360o Δφ = 1,512 ο (6.9) Σχήμα 6.24: Διαφορά φάσης σήματος τάσης στην έξοδο των φίλτρων (κόκκινο) και παλμού από το κύκλωμα του zero crossing detection (πράσινο) Επομένως, η συνολική γωνιακή διαφορά του παλμού στην έξοδο των κυκλωμάτων ανίχνευσης του μηδενός από την τάση του δικτύου είναι: Δt = 64μs + 84μs = 148μs Δφ = 148μs 20ms 360o Δφ = 2,664 ο (6.10) όπως φαίνεται και στο Σχήμα

239 Σχήμα 6.25: Διαφορά φάσης τάσεως δικτύου στην έξοδο του μετρητικού τάσης (μπλε) και παραγόμενου παλμού στο κύκλωμα ανίχνευσης του μηδενός Οι παλμοί εξόδου των κυκλωμάτων ανίχνευσης του μηδενός κάθε φάσης του δικτύου εισάγονται στη συνέχεια στο μικροελεγκτή. Η γωνιακή διαφορά που εισάγουν τόσο τα φίλτρα Butterworth όσο και το κύκλωμα ανίχνευσης του μηδενός αντισταθμίζεται εσωτερικά του μικροελεγκτή. Έτσι, παράγονται στην έξοδο του μετασχηματιστή τρεις τάσεις, οι οποίες είναι συγχρονισμένες με τις τάσεις του δικτύου (Σχήμα 6.26). Σχήμα 6.26: Πολική τάση δικτύου (μπλε), πολική τάση στην έξοδο του αντιστροφέα (κόκκινο) πριν το συγχρονισμό με το δίκτυο 233

240 Λόγω του υπερτιθέμενου διακοπτικού θορύβου οι παλμοί αλλοιώνονται όπως φαίνεται στο Σχήμα Για να αποφευχθούν τυχόν λάθος ενεργοποιήσεις των εξωτερικών Interrupts του μικροελεγκτή λόγω θορύβου, διενεργείται ψηφιακό φιλτράρισμα των παλμών εσωτερικά του μικροελεγκτή, όπως αναλύθηκε στο Κεφάλαιο 4. Σχήμα 6.27: Υπερτιθέμενος θόρυβος στους παλμούς του κυκλώματος ανίχνευσης του μηδενός ΣΥΓΧΡΟΝΙΣΜΟΣ ΜΕ ΤΟ ΔΙΚΤΥΟ Έχοντας εξασφαλίσει για τις δύο τάσεις ίδιο μέτρο, ίδια φάση και συχνότητα, κλείνει ο διακόπτης διασύνδεσης. Το ρεύμα που εμφανίζεται στη γραμμή δίνεται από τη σχέση: Ι line = V (2 ον ΜΤ) V grid X s (6.11) Η τάση του δευτερεύοντος του μετασχηματιστή περιέχει κάποιες αρμονικές που περνούν από το φίλτρο, έτσι η παραπάνω σχέση μπορεί να γραφτεί ως εξής: Ι line = (V βασικής αρμονικής + V ανώτερων αρμονικων ) V grid X s (6.12) Η βασική αρμονική της τάσης του δευτερεύοντος ισούται με του δικτύου, οπότε το ρεύμα στη γραμμή διασύνδεσης (Σχήμα 6.28), που είναι της τάξης των ma, οφείλεται στις ανώτερες αρμονικές. 234

241 Σχήμα 6.28: Φασική τάση δικτύου (μπλε) και δευτερεύοντος μετασχηματιστή (κόκκινο), ρεύμα διασύνδεσης (σκούρο πράσινο) και μονοφασική ισχύς (ανοικτό πράσινο) κατά το συγχρονισμό Όπως προαναφέρθηκε, στην έξοδο του μετασχηματιστή, εκτός από το δίκτυο, είναι παράλληλα συνδεδεμένο και ένα σταθερό φορτίο των 366W. Κατά το συγχρονισμό λοιπόν με το δίκτυο, στην έξοδο του μετασχηματιστή ρέει ένα μη μηδενικό ρεύμα προς το φορτίο, το οποίο είναι συμφασικό με την τάση του δικτύου (Σχήμα 6.29). Σχήμα 6.29: Φασική τάση δικτύου (μπλε) και δευτερεύοντος μετασχηματιστή (κόκκινο), συνολικό ρεύμα στο δευτερεύον του μετασχηματιστή (σκούρο πράσινο) και μονοφασική ισχύς (ανοιχτό πράσινο) για μηδενική γωνία ισχύος δ 235

242 Η παραγωγή ενεργού ισχύος στο δίκτυο επιτυγχάνεται πλέον μεταβάλλοντας τη γωνία ισχύος δ μέσω του αντίστοιχου trimmer. Όσο αυτή αυξάνεται, τόσο αυξάνεται και η ροή ρεύματος προς το δίκτυο παρέχοντας σε αυτό περισσότερη ενεργό ισχύ. Αντίστοιχα, μεταβάλλοντας το λόγο διαμόρφωσης ma επιτυγχάνεται μεταβολή της αέργου ισχύος προς το δίκτυο. Η μεταβολή της ενεργού ισχύος παρατηρείται με τη μεταβολή πλάτους του ρεύματος εξόδου της διάταξης. Όταν αυξάνεται η γωνία δ, αυξάνεται και το πλάτος του ρεύματος εξόδου, ενώ όταν μειώνεται η δ μειώνεται αντίστοιχα και αυτό. Παρόμοια, η μεταβολή της αέργου ισχύος, φαίνεται από τη φασική διαφορά που παρουσιάζει το ρεύμα από την αντίστοιχη τάση του δικτύου. Όταν το ρεύμα προηγείται της τάσης, έχουμε χωρητική φόρτιση του δικτύου και η διάταξη απορροφά άεργο ισχύ από αυτό. Αντίθετα, όταν το ρεύμα έπεται της τάσης έχουμε επαγωγική φόρτιση του δικτύου και η διάταξη παρέχει άεργο ισχύ σε αυτό. Οι αντίστοιχες μεταβολές των τάσεων για την κάθε περίπτωση προκύπτουν από το διανυσματικό διάγραμμα του Κεφαλαίου ΜΕΤΑΒΟΛΗ ΤΗΣ ΓΩΝΙΑΣ ΙΣΧΥΟΣ ΓΙΑ ΠΑΡΑΓΩΓΗ ΕΝΕΡΓΟΥ ΙΣΧΥΟΣ Κατά το συγχρονισμό με το δίκτυο, με δεδομένο και σταθερό το συντελεστή διαμόρφωσης πλάτους ma=0,58, μεταβάλλουμε τη γωνία ισχύος δ. Οι μεταβολές τόσο των ρευμάτων όσο και της παρεχόμενης ισχύος σε αυτό παρουσιάζονται στα παλμογραφήματα των Σχημάτων 6.30, 6.31 και Σε αυτά μετράται μόνο το ρεύμα που ρέει στο δίκτυο και όχι το συνολικό που ρέει σε αντίσταση και δίκτυο. Αποτέλεσμα αυτού είναι και η ισχύς που μετράται να είναι ισχύς αποκλειστικά προς το δίκτυο και όχι η συνολική ισχύς στην έξοδο του μετασχηματιστή. 236

243 Σχήμα 6.30: Φασική τάση δικτύου (μπλε), ρεύμα διασύνδεσης (σκούρο πράσινο) και μονοφασική ισχύς (ανοικτό πράσινο) για ρεύμα δικτύου 275mA Σχήμα 6.31: Φασική τάση δικτύου (μπλε),ρεύμα διασύνδεσης (σκούρο πράσινο) και μονοφασική ισχύς (ανοικτό πράσινο) για ρεύμα δικτύου 478mA 237

244 Σχήμα 6.32: Φασική τάση δικτύου (μπλε), ρεύμα διασύνδεσης (σκούρο πράσινο) και μονοφασική ισχύς (ανοικτό πράσινο) για ρεύμα δικτύου 707mA ΑΝΤΙΣΤΑΘΜΙΣΗ ΑΕΡΓΟΥ ΙΣΧΥΟΣ Όπως φαίνεται από τα Σχήματα 6.30, 6.31, 6.32 και καλύτερα από το Σχήμα 6.33, η μεταβολή της γωνίας ισχύος δ μεταβάλει και την παραγωγή αέργου ισχύος, ενώ το ma διατηρείται σταθερό και ίσο με 0,58. Δηλαδή, με την αύξηση της γωνίας δ, εκτός από το πλάτος του ρεύματος, αυξάνεται και η γωνιακή διαφορά της τάσης με το ρεύμα του δικτύου. 238

245 Σχήμα 6.33: Διαφορά φάσης ρεύματος και τάσης δικτύου για DC ρεύμα εισόδου Ι IN=6,8A Από το Σχήμα 6.33 βλέπουμε πως το ρεύμα που ρέει στο δίκτυο προηγείται της τάσης του δικτύου φορτίζοντας το χωρητικά (δρα ως πυκνωτής). Όσο η ισχύς προς το δίκτυο αυξάνεται, αυξάνεται και το ρεύμα εξόδου της διάταξης. Όμως, μεγαλύτερο ρεύμα εξόδου σημαίνει μεγαλύτερες πτώσεις τάσης στα στοιχεία της διάταξης. Έτσι, η τάση στην έξοδο του μετασχηματιστή εμφανίζεται μικρότερη της τάσης του δικτύου οδηγώντας σε κατανάλωση αέργου ισχύος. Για τη δεδομένη παραγωγή ενεργού ισχύος, η γωνιακή διαφορά της τάσης στην έξοδο του μετασχηματιστή και του δικτύου (γωνία ισχύος δ) ύστερα από το άνοιγμα του διακόπτη συγχρονισμού φαίνεται στο Σχήμα

246 Σχήμα 6.34: Γωνιακή διαφορά φασικής τάσης στην έξοδο του μετασχηματιστή (κόκκινο) και φασικής τάσης δικτύου (μπλε) μετά το άνοιγμα του διακόπτη συγχρονισμού Για να αντισταθμιστεί η κατανάλωση αέργου ισχύος, πρέπει η τάση εξόδου του αντιστροφέα να γίνει και πάλι ίση σε πλάτος με την τάση του δικτύου για τη δεδομένη παραγωγή ενεργού ισχύος. Στο Σχήμα 6.33 και για τη γωνία δ του Σχήματος 6.34, προσφέρονται στο δίκτυο 226W, ενώ η διάταξη απορροφά από αυτό 213Var. Μεταβάλλοντας λοιπόν το λόγο διαμόρφωσης πλάτους ma από 0,58 σε 0,68, επιτεύχθηκε μηδενική γωνιακή διαφορά ρεύματος και τάσης δικτύου, όπως φαίνεται στο Σχήμα Σχήμα 6.35: Μηδενική διαφορά φάσης ρεύματος και τάσης του δικτύου για m a=0,68 240

247 Πλέον η διάταξή μας δεν καταναλώνει ούτε παράγει άεργο ισχύ. Στη θεωρητική μας ανάλυση είχαμε υποθέσει πως μεταβολές της γωνίας ισχύος είναι αποκλειστικά υπεύθυνες για την παραγωγή ενεργού ισχύος, ενώ μεταβολές του λόγου διαμόρφωσης πλάτους είναι υπεύθυνες για τη μεταβολή της αέργου ισχύος. Κάτι τέτοιο όμως δε συμβαίνει στην πραγματικότητα, καθώς όπως είδαμε μεταβολές της γωνίας ισχύος μεταβάλουν και την άεργο ισχύ στο δίκτυο, ενώ με την αντιστάθμιση του λόγου διαμόρφωσης πλάτους στη τιμή 0,68, εκτός του μηδενισμού της αέργου ισχύος μεταβλήθηκε και η παραγωγή ενεργού ισχύος. Συγκεκριμένα, η ενεργός ισχύ που προσφέρεται στο δίκτυο αυξήθηκε από 226W στα 300W (τριφασική ισχύς), ενώ συνυπολογίζοντας και την ισχύ που προσφέρεται στη τριφασική αντίσταση (345W) το ρεύμα στην είσοδο του αντιστροφέα μεταβλήθηκε από 6,8Α σε 8.3Α, φέρνοντας τη διάταξη στο όριο της ισχύος εισόδου της (120V 8,3A = 996W) Το ρεύμα δικτύου αυξήθηκε, ανάλογα με την αύξηση της ισχύος, από 1,2A σε 1,5Α (rms τιμές), ενώ ο συντελεστής ισχύος μεταβλήθηκε από 0,94 (χωρητικό) σε 1. Τέλος, η φαινόμενη πλέον ισχύς στο δίκτυο ισούται με την ενεργό ισχύ που ρέει σε αυτό, δηλαδή S = P = 300W. H μεταβολή της τάσεως στην έξοδο του αντιστροφέα ώστε να αντισταθμιστεί η κατανάλωση αέργου ισχύος φαίνεται, αφού ανοίξει ο διακόπτης συγχρονισμού (Σχήμα 6.36). Σχήμα 6.36: Μεταβολή της φασικής τάσης στην έξοδο του μετασχηματιστή σε σχέση με τη φασική τάση του δικτύου μετά το άνοιγμα του διακόπτη συγχρονισμού 241

248 6.4.5 ΜΕΤΡΗΣΕΙΣ ΣΕ ΑΠΟΜΟΝΩΜΕΝΟ ΦΟΡΤΙΟ ΚΑΙ ΔΙΚΤΥΟ Θέλοντας να αναλυθεί σε βάθος η λειτουργία της διάταξης και να μετρηθεί η απόδοση του συστήματος, πραγματοποιήθηκαν μετρήσεις με σταδιακή αύξηση της γωνίας ισχύος δ. Στις μετρήσεις αυτές δεν πραγματοποιήθηκε αντιστάθμιση αέργου ισχύος και ο συντελεστής διαμόρφωσης πλάτους διατηρήθηκε σταθερός στα ma=0,58. Όπως αναφέρθηκε και προηγουμένως, για την ασφάλεια της διάταξης, παράλληλα με το δίκτυο, τροφοδοτείται με ισχύ και μια τριφασική αντίσταση των 445Ω/φάση. Ο Πίνακας 6.3 δείχνει τις μεταβολές των ισχύων και του συντελεστή απόδοσης (Σχήμα 6.37) με αύξηση της γωνίας ισχύος, ενώ ο Πίνακας 6.4 τις μεταβολές των ρευμάτων και του συντελεστή ισχύος για την ίδια αύξηση. Τριφασική Ισχύς στο φορτίο (W) Ισχύς τροφοδοτικού (W) Τριφασική Ενεργός Ισχύς στο δίκτυο (Watt) Τριφασική Άεργος Ισχύς στο δίκτυο (Var) Τριφασική Φαινόμενη Ισχύς στο δίκτυο (VA) Συντελεστής απόδοσης (η) , , , ,68 Πίνακας 6.3: Μεταβολές ισχύων και συντελεστή απόδοσης με αύξηση της γωνίας δ Τάση και ρεύμα τροφοδοτικού (V/A) Ρεύμα στο φορτίο (Α) Ρεύμα στο δίκτυο (Α) Συνολικό ρεύμα στην έξοδο του μετασχηματιστή (Α) Πολική Τάση διασύνδεσης (V) Συντελεστής Ισχύος (p.f.) 120/4.2 1,5A 0,19 1, /5.4 1,5A 0,6 2, ,98 χωρ. 120/6.8 1,5A 1,2 2, ,94 χωρ. 120/8.4 1,5A 1,88 3, ,88 χωρ. Πίνακας 6.4: Μεταβολές ρευμάτων και συντελεστή ισχύος με αύξηση της γωνίας δ 242

249 η Συντελεστής απόδοσης 1 0,9 0,8 0,7 0,6 0,5 0,4 0,3 0,2 0, W Σχήμα 6.37: Μεταβολή του συντελεστή απόδοσης με αύξηση της παρεχόμενης ισχύος στο δίκτυο Μετρήσεις μετασχηματισμού Park Με σκοπό τη διενέργεια κλειστού βρόχου, μετρούνται στο δευτερεύον του μετασχηματιστή οι τάσεις και τα ρεύματα κάθε φάσης του δικτύου. Τα μετρούμενα μεγέθη οδηγούνται στη συνέχεια στο μικροελεγκτή όπου και υπόκεινται μετασχηματισμό Park. Οι έξοδοι του Park είναι τα μεγέθη των κάθετων αξόνων Vd, Vq για τις τάσεις και Id, Iq για τα ρεύματα. Από αυτά υπολογίζεται εσωτερικά του μικροελεγκτή η ενεργός και άεργος ισχύς στην έξοδο της διάταξης. Οι μετρούμενες ισχείς συγκρίνονται με τις ισχείς αναφοράς τους και το σφάλμα τους οδηγείται σε δύο PI ελεγκτές για τη μεταβολή της γωνίας δ και του ma αντίστοιχα. Τα μεγέθη των κάθετων αξόνων μετρήθηκαν με τη βοήθεια μιας αντίστασης για την εξακρίβωση της ορθής λειτουργίας του μετασχηματισμού Park. Σε ωμικό φορτίο αναμένουμε τα μεγέθη Vd και Ιd να λαμβάνουν τη μέγιστη τιμή των φασικών τάσεων και ρευμάτων αντίστοιχα, ενώ τα Vq, Iq αναμένονται σχεδόν μηδενικά. Στα Σχήματα 6.38, 6.39, 6.40,

250 παρουσιάζονται τα διαγράμματα μετρήσεων Id, Ιq και Vd, Vq για σταθερή τάση Vφ=230V και ρεύμα που μεταβάλλεται μεταξύ 0,5-2Α μέσω της μεταβλητής τριφασικής αντίστασης. 3,5 3 2,5 2 Id A 1,5 1 0, Degrees Idmean (0,5A) Idmean (1A) Idmean (1,5A) Ιdmean (2A) Σχήμα 6.38: Μεταβολές Ι d σε διάστημα μιας περιόδου για διάφορες μεταβολές του ρεύματος φορτίου 1 Iq 0,8 0,6 A 0,4 0,2 0-0, Degrees Data (0,5A) Data (1A) Data (1,5A) Data (2A) Iqmean (0,5A) Iqmean (1A) Iqmean (1,5A) Iqmean (2A) Σχήμα 6.39: Μεταβολές Ι q σε διάστημα μιας περιόδου για διάφορες μεταβολές του ρεύματος φορτίου 244

251 Vd V Degrees Data (0,5A) Data (1A) Data (1,5A) Data (2A) Vdmean (0,5A) Vdmean (1A) Vdmean (1,5A) Vdmean (2A) Σχήμα 6.40: Τιμές V d σε διάστημα μιας περιόδου για διάφορες μεταβολές του ρεύματος φορτίου Vq V Degrees Data (0,5A) Data (1A) Data (1,5A) Data (2A) Vqmean (0,5A) Vqmean (1A) Vqmean (1,5A) Vqmean (2A) Σχήμα 6.41: Τιμές V q σε διάστημα μιας περιόδου για διάφορες μεταβολές του ρεύματος φορτίου 245

252 Οι μεταβολές των μέσων τιμών των Id και Iq καθώς μεταβάλλεται το ρεύμα φορτίου φαίνονται στο Σχήμα 6.42, ενώ οι μεταβολές των μέσων τιμών των Vd και Vq φαίνονται στο Σχήμα 6.43 αντίστοιχα. 3,5 3 2,5 Id-Iq I d -I q (A) 2 1,5 1 0, ,2 0,4 0,6 0,8 1 1,2 1,4 1,6 1,8 2 I load (A) Ιq Id Σχήμα 6.42: Μεταβολές μέσων τιμών Ι d, I q με την αύξηση του ρεύματος φορτίου Vd-Vq V d -V q (V) ,5 0,7 0,9 1,1 1,3 1,5 1,7 1,9 2,1 I load (A) Vq Vd Σχήμα 6.43: Μεταβολές μέσων τιμών V d, V q με την αύξηση του ρεύματος φορτίου 246

253 Τέλος στο Σχήμα 6.44 παρουσιάζονται οι μεταβολές της ενεργού και αέργου ισχύος, καθώς αυξάνεται το ρεύμα στο φορτίο. P(Watt) Active-Reactive Power ,5 0,7 0,9 1,1 1,3 1,5 1,7 1,9 2,1 2,3 2,5 I load (A) Q(Var) P(Watt) Q(Var) Σχήμα 6.44: Μεταβολές ενεργού και αέργου ισχύος με την αύξηση του φορτίου Από το Σχήμα 6.44 βλέπουμε πως η άεργος ισχύ στο φορτίο δεν είναι απόλυτα μηδενική διότι τα πηνία του φίλτρου, ο τριφασικός μετασχηματιστής, καθώς και η τριφασική αντίσταση παρουσιάζουν ασυμμετρία από φάση σε φάση, με αποτέλεσμα τα q μεγέθη του μετασχηματισμού Park να μην εμφανίζονται απολύτως μηδενικά. Έτσι η ύπαρξη μεγεθών στον q άξονα του μετασχηματισμού Park οδηγεί στον υπολογισμό κάποιας μικρής αέργου ισχύος, που στην πράξη δεν υφίσταται, καθώς έχουμε ωμικό φορτίο. Αντίθετα, όπως αναμενόταν, η ενεργός ισχύς αυξάνεται καθώς αυξάνεται το ρεύμα που ρέει στο φορτίο. 6.5 ΣΥΜΠΕΡΑΣΜΑΤΑ ΚΑΙ ΠΡΟΟΠΤΙΚΕΣ Συνοψίζοντας, στην παρούσα διπλωματική εργασία έγινε προσομοίωση, σχεδιασμός, κατασκευή και πειραματική αξιολόγηση μιας διάταξης μετατροπής συνεχούς τάσης σε εναλλασσόμενη με σκοπό την προσφορά ισχύος από μια πηγή συνεχούς τάσης στο δίκτυο χαμηλής τάσης. Η αρχική μελέτη και διαστασιολόγηση των στοιχείων της παρούσας διπλωματικής εργασίας διενεργήθηκε στη διπλωματική εργασία της συναδέλφου Χαρούλας Ζωγόγιαννη [18], ενώ στην παρούσα εργασία έγινε η επαναδιαστασιολόγηση μερικών εξ 247

254 αυτών, με σκοπό τη βελτιστοποιημένη λειτουργία της διάταξης. Το συνολικό σύστημα αποτελείται από ένα τροφοδοτικό συνεχούς τάσης, τη διάταξη του τριφασικού αντιστροφέα, ένα τριφασικό κατωδιαβατό φίλτρο LC, ένα τριφασικό μετασχηματιστή και μια τριφασική αντίσταση ως απομονωμένο φορτίο. Το σύστημα που περιγράφηκε διασυνδέθηκε επιτυχώς με το δίκτυο χαμηλής τάσης, ελέγχοντας την προσφορά ενεργού και αέργου ισχύος σε αυτό. Η παραγωγή τριφασικών συμμετρικών εναλλασσόμενων μεγεθών δημιουργήθηκε από την τριφασική γέφυρα των IGBT ημιαγωγικών στοιχείων, τα οποία παλμοδοτήθηκαν μέσω μικροελεγκτή με την τεχνική spwm. Ο συγχρονισμός των παραγόμενων τάσεων του αντιστροφέα με τις τάσεις του δικτύου επιτεύχθηκε μέσω των κυκλωμάτων ανίχνευσης του μηδενός, οδηγώντας στην επιτυχή σύνδεση με το δίκτυο. Η παρεχόμενη ισχύς στον αντιστροφέα και κατ επέκταση στο δίκτυο προσφέρεται από ένα τροφοδοτικό συνεχούς τάσης, το οποίο συνδέεται στην είσοδο του αντιστροφέα. Ο έλεγχος ροής της ισχύος εισόδου επιτυγχάνεται με μεταβολή της γωνίας ισχύος δ για μεταβολή της ενεργού ισχύος και του συντελεστής διαμόρφωσης ma για μεταβολή της αέργου ισχύος. Η διάταξη που κατασκευάστηκε και ελέγχθηκε αποτελεί το τελικό στάδιο ενός ευρύτερου συστήματος διασύνδεσης ανεμογεννήτριας με το δίκτυο χαμηλής τάσης. Η ανεμογεννήτρια είναι εγκατεστημένη στην οροφή του Εργαστηρίου Ηλεκτρομηχανικής Μετατροπής Ενέργειας. Μεταξύ αυτής και της διάταξης του τριφασικού αντιστροφέα παρεμβάλλεται ένας μετατροπέας ανύψωσης τάσης Interleaved Boost, ο οποίος είναι υπεύθυνος για την εύρεση του σημείου μέγιστης απομάστευσης ισχύος της ανεμογεννήτριας. Η έξοδος του Boost συνδέεται μέσω πυκνωτών διασύνδεσης με την είσοδο του αντιστροφέα, ο οποίος είναι υπεύθυνος και για τη διατήρηση σταθερής τάσης διασύνδεσης μεταξύ των δύο διατάξεων. Η τάση αυτή διατηρείται σταθερή μέσω ελέγχου προσφοράς ενεργού ισχύος στο δίκτυο. Το συνολικό σύστημα μαζί με τους ελέγχους κλειστού βρόχου προσομοιώθηκε στην παρούσα διπλωματική εργασία. Η διάταξη του τριφασικού αντιστροφέα λειτούργησε ικανοποιητικά υπό την ονομαστική ισχύ της ανεμογεννήτριας (1kW) και παρείχε την ισχύ αυτή στο δίκτυο μέσω ελέγχου ανοικτού βρόχου χωρίς πρόβλημα. Επιπλέον, τα σήματα ελέγχου της διάταξης παρουσιάζουν μεγάλη ανοχή στο διακοπτικό θόρυβο των ημιαγωγικών στοιχείων, αυξάνοντας την αξιοπιστία της διάταξης. Αυτό επετεύχθη με τον όσο το δυνατό βέλτιστο σχεδιασμό της διάταξης. Στη 248

255 συνέχεια, έγινε προσπάθεια επέκτασης του ελέγχου από ανοικτό σε κλειστό βρόχο, με ανατροφοδότηση των ισχύων εξόδου από το δευτερεύον του μετασχηματιστή στο μικροελεγκτή. Για το σκοπό αυτό, πραγματοποιήθηκε εσωτερικά του μικροελεγκτή μετασχηματισμός Park, ώστε τα διαχειριζόμενα από αυτόν μεγέθη να είναι συνεχή και άρα ευκολότερο ελέγξιμα. Επιπλέον, από τα μεγέθη αυτά προκύπτουν εσωτερικά του μικροελεγκτή η μονοφασική ενεργός και άεργος ισχύς που παρέχεται στο δίκτυο. Η διενέργεια του μετασχηματισμού εσωτερικά του μικροελεγκτή ήταν ιδιαίτερα απαιτητική σε υπολογιστική ισχύ, φέρνοντας το μικροελεγκτή στα όρια της συχνότητας λειτουργίας του. Έτσι, θέλοντας να επιτευχθεί σωστός μετασχηματισμός Park, μειώθηκε η διακοπτική συχνότητα της τεχνικής spwm από 25,56kHz σε 15kHz. Η μείωση της διακοπτικής συχνότητας είχε αρνητικές συνέπειες για τις τάσεις εξόδου της διάταξης, οι οποίες εμφανίζονταν αλλοιωμένες σε σχέση με πριν, εγχέοντας στο δίκτυο περισσότερες αρμονικές. Πέραν του μετασχηματισμού Park, εσωτερικά του μικροελεγκτή ήταν απαραίτητη η διενέργεια τόσο των PI ελεγκτών, όσο και του αντίστροφου μετασχηματισμού Park, διεργασίες οι οποίες απαιτούν εξίσου σημαντική υπολογιστική ισχύ. Για τη διενέργειά τους λοιπόν, η διακοπτική συχνότητα θα έπρεπε να μειωθεί πολύ πιο κάτω από τα 10kHz, με αποτέλεσμα ο αντιστροφέας να παράγει τάσεις με πολύ μεγαλύτερο περιεχόμενο ανώτερων αρμονικών, υπερβαίνοντας τον επιτρεπτό συντελεστή THD για σύνδεση στο δίκτυο. Εξαιτίας των παραπάνω δυσκολιών, έγινε υλοποίηση μόνο του ελέγχου ανοικτού βρόχου με ταυτόχρονο μετασχηματισμό Park εσωτερικά του μικροελεγκτή των μετρούμενων στο δευτερεύον τύλιγμα του μετασχηματιστή τριφασικών τάσεων και ρευμάτων. Παρόλα αυτά, στα τελευταία στάδια των πειραμάτων έγινε προσπάθεια διενέργειας κλειστού βρόχου ελέγχου. Το αποτέλεσμα της προσπάθειας ήταν αρκετά ελπιδοφόρο καθώς η διάταξη λειτούργησε ικανοποιητικά ως κάποια ισχύ υπό κλειστό βρόχο. Τα πειραματικά αποτελέσματα της λειτουργίας δεν συμπεριελήφθησαν στη παρούσα διπλωματική εργασία καθώς μετά από κάποια ισχύ ο έλεγχος παρουσίασε σφάλματα, τα οποία οδηγήσαν σε απότομη μεταβολή των ρευμάτων των ημιαγωγικών στοιχείων καθιστώντας αδύνατη τη λειτουργίας της διάταξης σε μεγαλύτερη ισχύ. Συνοψίζοντας, ως προοπτικές της παρούσας διπλωματικής εργασίας τίθενται: Η αναζήτηση μικροελεγκτή ο οποίος ανταποκρίνεται καλύτερα στις απαιτήσεις της διάταξης. Η διενέργεια κλειστού βρόχου ισχύος σε ονομαστική ισχύ. 249

256 Η διενέργεια βρόχου ελέγχου και σταθεροποίησης της DC τάσης τροφοδοσίας του αντιστροφέα. Η διασύνδεση του συστήματος με τη βαθμίδα του Interleaved Boost για τη διαπίστωση της ορθής ταυτόχρονης συμπεριφοράς των τριών ελέγχων. Η σύνδεση της ανεμογεννήτριας με το δίκτυο χαμηλής τάσης. 250

257 ΒΙΒΛΙΟΓΡΑΦΙΑ [1]. [2]. Ζαχαρίας Θωμάς, «Ήπιες Μορφές Ενέργειας Ι», Πάτρα, 2006 [3]. [4]. Νικόλαος Σπύρου, «Αγώγιμες ιδιότητες των ηλεκτροτεχνικών υλικών», Πανεπιστήμιο Πατρών [5]. «Homer Microgrid News & Insight,» [Ηλεκτρονικό]. Available: [6]. [7]. [8]. [9]. [10]. Κ. Χατζημπίρος «ΥΠΕΡΑΚΤΙΑ ΑΙΟΛΙΚΑ ΠΑΡΚΑ ΣΤΗΝ ΠΡΟΟΠΤΙΚΗ ΤΟΥ 2050» [11]. Ιάκωβος Γιακουμή, «Μελέτη και κατασκευή συστήματος υβριδικού Α.Π.Ε. μικρής ισχύος αιολικής και φωτοβολταϊκής διάταξης», Διπλωματική Εργασία, Πανεπιστήμιο Πατρών, Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών, Φεβρουάριος 2009 [12]. Αριστομένης Σ. Νέρης, «Ανάλυση και έλεγχος αιολικών συστημάτων παραγωγής ηλεκτρικής ενέργειας», Διδακτορική Διατριβή, Πανεπιστήμιο Πατρών, Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών, Ιούλιος 1998 [13]. Μ. Πηλακούτα, «Βρόχος υστέρησης σιδηρομαγνητικών υλικών» [14]. Αθανάσιος Σαφάκας, «Ηλεκτρικές Μηχανές Β», Πανεπιστήμιο Πατρών, Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών [15]. Παναγιώτης Δ. Γρυπαίος, «Διερεύνηση της λειτουργίας και κατασκευή μονοφασικού αντιςτροφέα για διασύνδεση ανεμογεννήτριας μικρής ισχύος με το δίκτυο χαμηλής τάσης», 251

258 Διπλωματική Εργασία, Πανεπιστήμιο Πατρών, Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών, Νοέμβριος 2010 [16]. Ιωάννης Β. Γκαρτζώνης, «Διερεύνηση της λειτουργίας συστήματος διασύνδεσης ανεμογεννήτριας με το δίκτυο χαμηλής τάσης - κατασκευή μετατροπέα ανύψωσης τάσης», Διπλωματική Εργασία, Πανεπιστήμιο Πατρών, Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών, Ιανουάριος 2013 [17]. Εμμανουήλ Κ. Τατάκης, «Σημειώσεις Εργαστηρίου Ηλεκτρονικών Ισχύος ΙΙ», Πανεπιστήμιο Πατρών, Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών [18]. Χαρούλα Ζωγόγιαννη «Σύνδεση ανεμογεννήτριας μικρής ισχύος με το δίκτυο χαμηλής τάσης κατασκευή τριφασικού αντιστροφέα τάσης ελεγχόμενου από μικροελεγκτή», Διπλωματική Εργασία, Πανεπιστήμιο Πατρών, Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών, Φεβρουάριος 2013 [19]. Sunil Panda, Anupam Mishra, B. Srinivas, Control of Voltage Source Inverters using PWM/SVPWM for Adjustable Speed Drive Applications, Bachelor Thesis, Department of Electrical Engineering, National Institute Of Technology Rourkela, Μάϊος 2009 [20]. Tran Cong Binh, Mai Tuan Dat, Ngo Manh Dung, Phan Quang An, Pham Dinh Truc and Nguyen Huu Phuc Active and Reactive Power Controller for Single-Phase Grid- Connected Photovoltaic Systems, Department of Electrical- Electronics Engineering- HoChiMinh City University of Technology, Vietnam National University in HoChiMinh, Vietnam [21]. Νικόλαος Βοβός, Γαβριήλ Γιαννακόπουλος, «Ανάλυση Συστημάτων Ηλεκτρικής Ενέργειας», Πανεπιστήμιο Πατρών, Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών, Εκδόσεις ΖΗΤΗ [22]. Αθανάσιος Σαφάκας, «Ηλεκτρικές Μηχανές Α'», Πανεπιστήμιο Πατρών, Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών [23]. Ν. Mohan, Τ. Undeland, W. Robbins, «Ηλεκτρονικά Ισχύος»,Εκδόσεις ΤΖΙΟΛΑ 1996 [24]. Ιωάννης Κ. Πάλλης, «Μελέτη διείσδυσης υψηλών αρμονικών σε δίκτυο μέσης τάσης», Διπλωματική Εργασία, Πανεπιστήμιο Πατρών, Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών, Οκτώβριος

259 [25]. Εμμανουήλ Κ. Τατάκης, «Σημειώσεις Εργαστηρίου Ηλεκτρονικών Ισχύος ΙΙ», Πανεπιστήμιο Πατρών, Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών, Σεπτέμβριος 2015 [26]. "dspic30f4011/12 Datasheet", Microchip, 2010 [27]. Δημήτριος Αθανάσιος Παπαθανασόπουλος «Μελέτη και κατασκευή ηλεκτροκίνητου συστήματος ηλεκτρικού δικύκλου», Διπλωματική Εργασία, Πανεπιστήμιο Πατρών, Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών, Ιούλιος 2015 [28]. Δημήτριος Σ. Βαφειάδης, «Μελέτη και κατασκευή τριφασικού αντιστροφέα τάσης για τη ρύθμιση των στροφών ενός μονοφασικού επαγωγικού κινητήρα», Διπλωματική Εργασία, Πανεπιστήμιο Πατρών, Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών, Δεκέμβριος 2009 [29]. Jorge Zambada, Driving an ACIM with the dspic DSC MCPWM Module, Application Note GS004, Microchip [30]. Steve Bowling, An introduction to AC induction motor control using the dspic30f MCU, Application Note ΑΝ984, Microchip [31]. Current Transducer LTS 6-NP, Datasheet [32]. Ιωάννου Γ. Χριστάκης, «Μελέτη και κατασκευή συστήματος μετατροπής ενέργειας από ανεμογεννήτρια σε ηλεκτρική-παραλληλισμός με το δίκτυο των 380V», Διπλωματική Εργασία, Πανεπιστήμιο Πατρών, Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών, Ιούλιος 2012 [33]. Thomas Kugelstadt, Chapter 16, Active Filter Design Techniques, Texas Instruments, 2008 [34]. Jim Karki, Active Low-Pass Filter Design, Application Report, Texas Instruments, Σεπτέμβριος 2002 [35]. [36]. R.W. Wall, Senior Member, IEEE, "Simple Methods for Detecting Zero Crossing" [37]. PICkit 3 Programmer/Debugger User s Guide,

260 [38]. 74HC540-Q100; 74HCT540-Q100 Octal buffer/line driver; 3-state; inverting, Datasheet, Μάρτιος 2016 [39]. Jonathan Adams, "Bootstrap Component Selection For Control IC s", Design Tip, International Rectifier, Σεπτέμβριος 2009 [40]. [41]. "IGBT Driver Calculation", Application Note AN-7004, Semikron, Οκτώβριος 2007 [42]. "Gate Resistor Principles and Applications", AN-7003, Semikron, Νοέμβριος 2007 [43]. Εμμανουήλ Κ. Τατάκης, «Ηλεκτρονικά στοιχεία ισχύος και βιομηχανικές εφαρμογές» Πανεπιστήμιο Πατρών, Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών, Αύγουστος 2015 [44]

261 ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Α ΜΕΤΡΗΣΕΙΣ ΜΕΤΑΣΧΗΜΑΤΙΣΜΟΥ PARK I load=0,5a Degrees Vd Vdmean Id Idmean Vq Vqmean Iq Iqmean 0 323,61 326,5133 0,69 0, ,05 15, ,045 0, ,6 326,5133 0,675 0, ,05 15, ,075 0, ,32 326,5133 0,69 0, ,41 15, ,075 0, ,28 326,5133 0,69 0, ,06 15, ,075 0, ,65 326,5133 0,69 0, ,39 15, ,015 0, ,95 326,5133 0,705 0, ,09 15, ,03 0, ,94 326,5133 0,69 0, ,42 15, ,015 0, ,66 326,5133 0,75 0, ,11 15, ,03 0, ,28 326,5133 0,69 0, ,05 15, ,03 0, ,6 326,5133 0,675 0, ,71 15, ,03 0, ,28 326,5133 0,69 0, ,74 15, ,03 0, ,93 326,5133 0,69 0, ,39 15, ,03 0, ,65 326,5133 0,72 0, ,39 15, ,045 0, ,95 326,5133 0,66 0, ,09 15, ,075 0, ,32 326,5133 0,705 0, ,42 15, ,015 0, ,62 326,5133 0,69 0, ,44 15, ,015 0, ,94 326,5133 0,69 0, ,75 15, ,015 0, ,66 326,5133 0,735 0, ,45 15, ,03 0,

262 I load=1a Degrees Vd Vdmean Id Idmean Vq Vqmean Iq Iqmean 0 330,98 325,955 1,485 1, ,75 14,07 0,09 0, ,61 325,955 1,455 1, ,1 14,07 0,105 0, ,65 325,955 1,5 1, ,05 14,07 0,03 0, ,62 325,955 1,47 1, ,38 14,07 0,045 0, ,93 325,955 1,44 1, ,07 14,07 0 0, ,65 325,955 1,485 1, ,39 14,07 0,03 0, ,94 325,955 1,44 1, ,38 14,07 0,03 0, ,26 325,955 1,41 1, ,09 14,07 0,045 0, ,31 325,955 1,485 1, ,75 14,07 0,075 0, ,28 325,955 1,455 1, ,09 14,07 0,105 0, ,98 325,955 1,485 1, ,75 14,07 0,075 0, ,61 325,955 1,47 1, ,1 14,07 0,105 0, ,31 325,955 1,5 1, ,05 14,07 0,03 0, ,28 325,955 1,485 1, ,71 14,07 0,015 0, ,6 325,955 1,455 1, ,07 14,07 0,015 0, ,98 325,955 1,485 1, ,39 14,07 0,015 0, ,61 325,955 1,455 1, ,05 14,07 0,09 0, ,59 325,955 1,41 1, ,09 14,07 0,045 0,

263 I load=1,5a Degrees Vd Vdmean Id Idmean Vq Vqmean Iq Iqmean 0 321,6 326,5878 2,145 2, ,42 13, ,06 0, ,32 326,5878 2,19 2, ,77 13, ,045 0, ,28 326,5878 2,13 2, ,39 13, ,03 0, ,59 326,5878 2,1 2, ,72 13, ,06 0, ,65 326,5878 2,175 2, ,74 13, ,135 0, ,95 326,5878 2,19 2, ,72 13, ,15 0, ,65 326,5878 2,235 2, ,74 13, ,075 0, ,95 326,5878 2,16 2, ,39 13, ,06 0, ,6 326,5878 2,145 2, ,72 13, ,06 0, ,99 326,5878 2,175 2, ,42 13, ,06 0, ,61 326,5878 2,115 2, ,75 13, ,03 0, ,93 326,5878 2,115 2, ,44 13, ,075 0, ,98 326,5878 2,19 2, ,72 13, ,135 0, ,28 326,5878 2,16 2, ,38 13, ,15 0, ,65 326,5878 2,175 2, ,41 13, ,135 0, ,95 326,5878 2,19 2, ,72 13, ,15 0, ,65 326,5878 2,25 2, ,71 13, ,045 0, ,95 326,5878 2,175 2, ,09 13, ,075 0,

264 I load=2a Degrees Vd Vdmean Id Idmean Vq Vqmean Iq Iqmean 0 321,6 324,615 2,9145 2, ,41 15, ,06 0, ,31 324,615 2, , ,06 15, ,075 0, ,6 324,615 2,8341 2, ,73 15, ,075 0, ,93 324,615 2,9547 2, ,09 15, ,03 0, ,31 324,615 2,8542 2, ,75 15, ,045 0, ,93 324,615 2, , ,44 15, ,09 0, ,97 324,615 2,9145 2, ,75 15, ,165 0, ,93 324,615 2, , ,11 15, ,09 0, ,64 324,615 2,9145 2, ,72 15, ,18 0, ,61 324,615 2,613 2, ,39 15, ,225 0, ,6 324,615 2,9145 2, ,41 15, ,06 0, ,64 324,615 2, , ,06 15, ,18 0, ,93 324,615 2, , ,06 15, ,075 0, ,26 324,615 2, , ,09 15, ,12 0, ,64 324,615 2, , ,08 15, ,09 0, ,93 324,615 2,7939 2, ,11 15, ,105 0, ,97 324,615 2, , ,72 15, ,165 0, ,27 324,615 2,8542 2, ,72 15, ,24 0,

265 ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Β ΣΧΗΜΑΤΙΚΑ ΚΑΙ ΤΥΠΩΜΕΝΑ ΚΥΚΛΩΜΑΤΩΝ (PCB) ΠΛΑΚΕΤΩΝ Πλακέτα μετρητικών δικτύου 259

266 260

267 Πλακέτα Φίλτρων Butterworth- Κυκλωμάτων Zero Cross Detection- Τrimmer PREF/QREF 261

268 Πλακέτα μικροελεγκτή 262

269 Πλακέτα απομόνωσης και ενίσχυσης των παλμών 263

270 Πλακέτα κυκλώματος ισχύος 264

271 ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Γ ΦΥΛΛΑΔΙΑ ΚΑΤΑΣΚΕΥΑΣΤΩΝ ΑΝΕΜΟΓΕΝΝΗΤΡΙΑ WHISPER

272 MODULE FS30R06W1E3 266

273 267

274 268

275 269

276 IR

277 271

278 272

279 273

280 274

281 LV 25-P 275

282 276

283 LTS 6-NP 277

284 278

285 BYM56E 279

286 280

287 281

288 74HC

289 283

290 284

291 285

292 286

293 287

294 288

295 289

296 6N

297 291

298 292