ΔΙΠΛΩΜΑΤΙΚΗ ΕΡΓΑΣΙΑ. του Φοιτητή του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστημίου Πατρών

Transcript

1 ΠΑΝΕΠΙΣΤΗΜΙΟ ΠΑΤΡΩΝ ΤΜΗΜΑ ΗΛΕΚΤΡΟΛΟΓΩΝ ΜΗΧΑΝΙΚΩΝ ΚΑΙ ΤΕΧΝΟΛΟΓΙΑΣ ΥΠΟΛΟΓΙΣΤΩΝ ΤΟΜΕΑΣ ΣΥΣΤΗΜΑΤΩΝ ΗΛΕΚΤΡΙΚΗΣ ΕΝΕΡΓΕΙΑΣ ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΟ ΗΛΕΚΤΡΟΜΗΧΑΝΙΚΗΣ ΜΕΤΑΤΡΟΠΗΣ ΕΝΕΡΓΕΙΑΣ ΔΙΠΛΩΜΑΤΙΚΗ ΕΡΓΑΣΙΑ του Φοιτητή του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστημίου Πατρών ΓΕΩΡΓΙΟΥ ΙΩΑΝΝΗ ΠΟΥΛΑ Α.Μ.: ΜΕΛΕΤΗ ΚΑΙ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΜΟΝΟΦΑΣΙΚΟΥ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑ ΤΑΣΗΣ ΓΙΑ ΤΗ ΣΥΝΔΕΣΗ ΑΝΕΜΟΓΕΝΝΗΤΡΙΑΣ ΜΙΚΡΗΣ ΙΣΧΥΟΣ ΜΕ ΤΟ ΔΙΚΤΥΟ ΧΑΜΗΛΗΣ ΤΑΣΗΣ Επιβλέπων: Δρ.-Μηχ. Εμμανουήλ Τατάκης, Καθηγητής Ν ο /2017 Πάτρα, Μάρτιος 2017

2 Πανεπιστήμιο Πατρών, Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών Γεώργιος Πουλάς 2017 Με την επιφύλαξη παντός δικαιώματος Το σύνολο της Εργασίας αποτελεί πρωτότυπο έργο, παραχθέν από τον Πουλά Γεώργιο και δεν παραβιάζει δικαιώματα τρίτων καθ' οιονδήποτε τρόπο. Εάν η Εργασία περιέχει υλικό, το οποίο δεν έχει παραχθεί από τον ίδιο, αυτό πρέπει να είναι ευδιάκριτο και να αναφέρεται ρητώς εντός του κειμένου της Εργασίας ως προϊόν εργασίας τρίτου, σημειώνοντας με παρομοίως σαφή τρόπο τα στοιχεία ταυτοποίησής του, ενώ παράλληλα βεβαιώνει πως στην περίπτωση χρήσης αυτούσιων γραφικών αναπαραστάσεων, εικόνων, γραφημάτων, κ.λπ., έχει λάβει τη χωρίς περιορισμούς άδεια του κατόχου των πνευματικών δικαιωμάτων για τη συμπερίληψη και επακόλουθη δημοσίευση του υλικού αυτού.

3 ΠΙΣΤΟΠΟΙΗΣΗ Πιστοποιείται ότι η διπλωματική εργασία με θέμα: "ΜΕΛΕΤΗ ΚΑΙ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΜΟΝΟΦΑΣΙΚΟΥ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑ ΤΑΣΗΣ ΓΙΑ ΤΗ ΣΥΝΔΕΣΗ ΑΝΕΜΟΓΕΝΝΗΤΡΙΑΣ ΜΙΚΡΗΣ ΙΣΧΥΟΣ ΜΕ ΤΟ ΔΙΚΤΥΟ ΧΑΜΗΛΗΣ ΤΑΣΗΣ" του φοιτητή του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστημίου Πατρών: ΓΕΩΡΓΙΟΥ ΙΩΑΝΝΗ ΠΟΥΛΑ (Α.Μ ) Παρουσιάστηκε δημόσια και εξετάστηκε στο Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών στις 01/03/2017 Ο Επιβλέπων Ο Διευθυντής του Τομέα Εμμανουήλ Τατάκης Καθηγητής Αντώνιος Αλεξανδρίδης Καθηγητής

4

5 Αριθμός Διπλωματικής Εργασίας: /2017 ΤΙΤΛΟΣ: "ΜΕΛΕΤΗ ΚΑΙ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΜΟΝΟΦΑΣΙΚΟΥ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑ ΤΑΣΗΣ ΓΙΑ ΤΗ ΣΥΝΔΕΣΗ ΑΝΕΜΟΓΕΝΝΗΤΡΙΑΣ ΜΙΚΡΗΣ ΙΣΧΥΟΣ ΜΕ ΤΟ ΔΙΚΤΥΟ ΧΑΜΗΛΗΣ ΤΑΣΗΣ " Φοιτητής: Επιβλέπων: Γεώργιος Πουλάς του Ιωάννη Δρ.-Μηχ. Εμμανουήλ Τατάκης, Καθηγητής Περίληψη Η παρούσα διπλωματική εργασία πραγματεύεται τη μελέτη μίας διάταξης που περιλαμβάνει μία ανεμογεννήτρια 1kW με σύγχρονη μηχανή μόνιμων μαγνητών, η οποία έχει μία ανορθωτική γέφυρα διόδων συνδεδεμένη στην έξοδό της και τη διασύνδεση αυτής με το εναλλασσόμενο δίκτυο χαμηλής τάσης. Επιπρόσθετα, πραγματεύεται την κατασκευή του μονοφασικού αντιστροφέα που ενσωματώνεται στην εν λόγω διάταξη, δίνοντας ιδιαίτερη έμφαση στη μονάδα παραγωγής παλμών. Η εργασία αυτή εκπονήθηκε στο Εργαστήριο Ηλεκτρομηχανικής Μετατροπής Ενέργειας του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστημίου Πατρών. Σκοπός είναι η κατασκευή μίας διάταξης δύο βαθμίδων για τη διασύνδεση της ανεμογεννήτριας με το δίκτυο χαμηλής τάσης. Η διάταξη αυτή περιλαμβάνει μία πρώτη βαθμίδα ανύψωσης της τάσης της ανεμογεννήτριας, μέσω της οποίας εκτελείται ένας αλγόριθμος εύρεσης του σημείου μεγίστης ισχύος (MPPT) της ανεμογεννήτριας και μίας δεύτερης βαθμίδας που χρησιμοποιείται για να μετατρέψει τη συνεχή τάση σε εναλλασσόμενη (μονοφασικός αντιστροφέας) διατηρώντας σταθερή την τάση στον πυκνωτή διασύνδεσης που παρεμβάλλεται μεταξύ των δύο βαθμίδων με έλεγχο της ενεργού ισχύος (μοναδιαίος συντελεστής ισχύος). Αυτός ο αντιστροφέας αποτελεί το κύριο αντικείμενο μελέτης και κατασκευής της παρούσας διπλωματικής εργασίας. Αρχικά, παρουσιάζονται τα πλεονεκτήματα και οι δυσκολίες στην εκμετάλλευση της αιολικής ενέργειας, αναλύονται οι προοπτικές σήμερα, ενώ παρατίθενται και συγκρίνονται οι τεχνολογίες ανεμογεννητριών και οι τεχνικές διασύνδεσής τους με το δίκτυο εναλλασόμενης υψηλής τάσης στοχεύοντας στο να δοθεί στον αναγνώστη μια σφαιρική άποψη του υπό μελέτη θέματος. Στη συνέχεια, παρατίθεται μία θεωρητική ανάλυση όλων των εμπλεκομένων μονάδων της τοπολογίας. Ιδιαίτερη βαρύτητα δίνεται στην ανάλυση της λειτουργίας του μονοφασικού αντιστροφέα και κυρίως στις μεθόδους παραγωγής παλμών. Μετά από μία σύντομη διαστασιολόγηση ολόκληρου του υπό μελέτη συστήματος, μελετώνται διάφορες μέθοδοι ελέγχου της ροής ισχύος του αντιστροφέα. Στο πλαίσιο αυτής της διπλωματικής ιδιαίτερη έμφαση δίνεται στη χρήση και τον προγραμματισμό ενός DSP μικροελεγκτή, του TMS320F28069M της Texas Instruments. Το επόμενο βήμα είναι η ανάλυση των τεχνικών χαρακτηριστικών του αντιστροφέα που κατασκευάστηκε, καθώς και των κυκλωμάτων που τον αποτελούν και η περιγραφή της διαδικασίας παραγωγής του κώδικα για το μικροελεγκτή TMS320F28069M της Texas Instruments που ελέγχει τον αντιστροφέα. Τέλος παρατίθενται παλμογραφήματα και μετρήσεις που προέκυψαν από τα πειράματα που διενεργήθηκαν μετά την ολοκλήρωση της κατασκευής σε εργαστηριακό περιβάλλον.

6 Abstract This diploma thesis deals with the study and construction of a single-phase inverter, which is used for the interconnection of an 1kW wind power generator, that has a full-wave rectifier connected at its output, with the low voltage power grid. The study was conducted at the Laboratory of Electromechanical Energy Conversion, at the Department of Electrical and Computer Engineering in University of Patras. The aim is to construct a two-part topology, used to interconnect the wind turbine with the low voltage power grid. The first part of the topology is a DC/DC converter (Interleaved Boost) and its purpose is to track the Maximum Power Point of the wind turbine. The second part is a DC/AC converter (inverter) used to produce an alternating voltage to interconnect with the low-voltage power grid and also to maintain at a predefined value the voltage of the capacitor, which is placed at the output of the interleaved boost converter and the input of the inverter, by controlling the active power that is injected to the grid while maintaining unity power factor. The main objective of this diploma thesis is the study and construction of the inverter. Firstly, the advantages and challenges in exploiting the wind power are listed along with today s perspectives. The current technology of wind turbines and the techniques used to interconnect them with low, medium and high voltage power grid are also presented, to provide the reader with a complete presentation on the subject. Furthermore, a theoretical analysis of all the parts used in the topology is provided with great emphasis on the analysis of the inverter and the methods used to generate the pulses that control the inverter. After a brief sizing of the topology under investigation, various methods of controlling the flow of power of the inverter are presented. In addition, an analysis of the technical characteristics of the inverter and the circuits that is consisted of is provided, along with the process used to produce the code for the microcontroller TMS320F28069M manufactured by Texas Instruments that controls the inverter. Finally, providing waveforms and measurements taken during the experiments that were conducted on the constructed inverter, we observe the behaviour of the system in an open and closed loop control.

7 Πρόλογος ΠΡΟΛΟΓΟΣ Σε αυτήν τη διπλωματική εργασία μελετήθηκε και κατασκευάστηκε τμήμα του συστήματος διασύνδεσης ανεμογεννήτριας 1kW με το εναλλασσόμενο δίκτυο χαμηλής τάσης. Η διπλωματική αυτή εργασία εκπονήθηκε στο Εργαστήριο Ηλεκτρομηχανικής Μετατροπής Ενέργειας του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστημίου Πατρών. Συγκεκριμένα, μελετήθηκε ο μονοφασικός αντιστροφέας πλήρους γέφυρας και οι μέθοδοι ελέγχου του. Ιδιαίτερα, οι μέθοδοι ελέγχου του αντιστροφέα που εξετάστηκαν είναι ελεγκτές που επιδρούν επί του ρεύματος, ώστε να επιτυγχάνεται έγχυση συγκεκριμένου ποσού ενεργού ισχύος υπό μοναδιαίο συντελεστή ισχύος. Βασικό κομμάτι της παρούσας διπλωματικής εργασίας ήταν η υλοποίηση και η λειτουργία, σε εργαστηριακό περιβάλλον, του κυκλώματος του μονοφασικού αντιστροφέα πλήρους γέφυρας ισχύος 1kW, με έμφαση στη χρήση και τον προγραμματισμό του μικροελεγκτή TMS320F28069M της Texas Instruments. Αναλυτικά, στο κεφάλαιο 1 παρουσιάζονται ορισμένα στοιχεία για την εκμετάλλευση της αιολικής ενέργειας και της προοπτικές που αυτή έχει. Επιπρόσθετα, παρατίθεται μια συγκριτική ανάλυση ευρέως εφαρμοζόμενων τεχνολογιών και τοπολογιών Διασυνδεδεμένων Αιολικών Συστημάτων. Στο κεφάλαιο 2 διενεργούμε μία διεξοδική θεωρητική ανάλυση των επιμέρους συστημάτων της υπό μελέτη διάταξης. Ξεκινώντας από το ανεμοκινητήριο σύστημα, αναφέρουμε τα χαρακτηριστικά της ανεμογεννήτριας που διαθέτει το εργαστήριο και η οποία χρησιμοποιήθηκε. Στη συνέχεια, προχωρούμε στη συνοπτική ανάλυση του μετατροπέα συνεχούς τάσης τύπου Boost και στη διεξοδική ανάλυση του μονοφασικού αντιστροφέα πλήρους γέφυρας. Περιγράφουμε επιπλέον διάφορες μεθόδους παλμοδότησης, με σημαντικότερη τη μέθοδο μονοπολική Ημιτονοειδούς Διαμόρφωσης του εύρους Παλμών (unipolar SPWM). Κλείνοντας το κεφάλαιο, παρουσιάζουμε τη θεωρητική ανάλυση του φίλτρου που θα χρησιμοποιηθεί, καθώς και του μονοφασικού μετασχηματιστή ισχύος και παραθέτουμε τη διαστασιολόγηση του υπό μελέτη συστήματος. Στο κεφάλαιο 3 μελετούμε τις διάφορες μεθόδους ελέγχου της ροής ισχύος σε ένα μονοφασικό αντιστροφέα και αναλύουμε διάφορους ελεγκτές που προτείνονται στη βιβλιογραφία.

8 Πρόλογος Στο κεφάλαιο 4 παρουσιάζονται με λεπτομέρεια οι πλακέτες που σχεδιάστηκαν και αναλύονται τα στοιχεία που χρησιμοποιήθηκαν για την κατασκευή της μονάδας του αντιστροφέα και της μονάδας των μετρητικών. Στο κεφάλαιο 5 γίνεται μία παρουσίαση του μικροελεγκτή που χρησιμοποιήθηκε για τον έλεγχο του αντιστροφέα και των περιφερειακών του, μαζί με παραδείγματα για τον τρόπο αξοιοποίησης του. Επίσης, παρουσιάζεται η δομή του τελικού προγράμματος που χρησιμοποιήθηκε στα πειράματα. Στο κεφάλαιο 6 παρουσιάζουμε και αναλύουμε τα παλμογραφήματα και τις μετρήσεις που πήραμε από την πειραματική διάταξη που κατασκευάσαμε. Ακόμη, παρουσιάζονται τα συμπεράσματα και οι προοπτικές εξέλιξης της παρούσας διπλωματικής εργασίας. Τέλος, καταγράφεται η βιβλιογραφία που χρησιμοποιήθηκε και στα παραρτήματα ενσωματώνονται τα φυλλάδια των κατασκευαστών των στοιχείων που χρησιμοποιήθηκαν, καθώς και τα σχηματικά διαγράμματα τυπωμένων πλακετών. Στο σημείο αυτό οφείλω να ευχαριστήσω θερμά τον επιβλέποντα Καθηγητή της διπλωματικής μου εργασίας, Δρ.-Μηχ. Εμμανουήλ Τατάκη, για τη συνολική βοήθειά του κατά την περίοδο εκπόνησης της εν λόγω διπλωματικής εργασίας, τις πολύτιμες συμβουλές και την καθοδήγηση που προσέφερε όσες φορές και αν τον χρειάστηκα. Επιπλέον, θα ήθελα να ευχαριστήσω ιδιαίτερα την υποψήφια διδάκτορα Χαρούλα Ζωγόγιαννη, η οποία βοήθησε τα μέγιστα στη μελέτη αυτής της εργασίας με τις γνώσεις της και τις συμβουλές της, τόσο στο θεωρητικό υπόβαθρο, όσο και στη φάση της κατασκευής και των πειραμάτων. Επίσης, συνετέλεσε και στη διόρθωση του κειμένου της διπλωματικής εργασίας, ώστε να είναι πιο ευπαρουσίαστο. Επίσης, θα ήθελα να ευχαριστήσω όλους τους μεταπτυχιακούς φοιτητές και υποψήφιους διδάκτορες του Εργαστηρίου Ηλεκτρομηχανικής Μετατροπής Ενέργειας για τη βοήθειά τους, όποτε την χρειάστηκα. Στη συνέχεια, θα ήθελα να ευχαριστήσω τους φίλους μου για τη στήριξή τους, και ιδιαίτερα τον Γεώργιο Τσέκα, για τις χρήσιμες συζητήσεις που κάναμε πάνω στα προβλήματα που αντιμετωπίζαμε στις διπλωματικές μας εργασίες. Επίσης, θα ήθελα να ευχαριστήσω τη Μαρία Παπουτσή για την υπομονή της και τη στήριξη που μου προσέφερε. Τέλος, ένα μεγάλο ευχαριστώ οφείλω στην οικογένειά μου για τη στήριξή τους όλα αυτά τα χρόνια των σπουδών μου και ιδιαίτερα το τελευταίο αυτό δύσκολο διάστημα.

9 ΠΙΝΑΚΑΣ ΠΕΡΙΕΧΟΜΕΝΩΝ ΚΕΦΑΛΑΙΟ 1 Πίνακας Περιεχομένων H ΑΙΟΛΙΚΗ ΕΝΕΡΓΕΙΑ ΚΑΙ Η ΜΕΤΑΤΡΟΠΗ ΤΗΣ ΣΕ ΗΛΕΚΤΡΙΚΗ 1.1 Αιολική ενέργεια Η αιολική ενέργεια στην ελληνική αγορά ηλεκτρικής ενέργειας Ανεμογεννήτριες και αιολικά πάρκα Παραγωγή ηλεκτρικής ενέργειας από τον άνεμο Διασύνδεση ανεμογεννητριών με το δίκτυο Λειτουργία σταθερών στροφών σταθερής συχνότητας Λειτουργία μεταβλητών στροφών σταθερής συχνότητας ΚΕΦΑΛΑΙΟ 2 ΑΝΑΛΥΣΗ ΤΟΥ ΥΠΟ ΜΕΛΕΤΗ ΣΥΣΤΗΜΑΤΟΣ 2.1 Χαρακτηριστικά ανεμογεννήτριας και ανορθωτικής διάταξης Ανεμογεννήτρια Ανορθωτική Διάταξη Μετατροπέας ανύψωσης τάσης Μονοφασικός αντιστροφέας Παρουσίαση του μονοφασικού αντιστροφέα πλήρους γέφυρας Παρουσίαση μεθόδων παλμοδότησης Φίλτρο εξόδου και προβλήματα ανώτερων αρμονικών Μονοφασικός μετασχηματιστής Διαστασιολόγηση του υπό κατασκευή συστήματος ΚΕΦΑΛΑΙΟ 3 ΕΛΕΓΧΟΣ ΤΟΥ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑ 3.1 Δημιουργία αναφοράς ενεργού ισχύος - Έλεγχος τάσης πυκνωτή διασύνδεσης Έλεγχος εξόδου του μετατροπέα Έλεγχος ρεύματος με PI ελεγκτές σε d-q άξονες Έλεγχος ρεύματος με ελεγκτή αναλογικό συντονισμού (Proportional Resonant Controller)... 44

10 Πίνακας Περιεχομένων 3.3 Βρόχος κλειδωμένης φάσης με χρήση γενικευμένου ολοκληρώματος δεύτερης τάξης (SOGI-PLL) Μετατροπή συναρτήσεων μεταφοράς ΚΕΦΑΛΑΙΟ 4 ΥΛΟΠΟΙΗΣΗ ΤΟΥ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑ 4.1 Κύκλωμα ισχύος του αντιστροφέα Ελεγχόμενα ημιαγωγικά στοιχεία ισχύος Πυκνωτές εισόδου Κύκλωμα παλμοδότησης των MOSFET Απαγωγός θερμότητας Κύκλωμα μετρητικών Κύκλωμα μέτρησης εναλλασσόμενης τάσης Κύκλωμα μέτρησης ρεύματος Κύκλωμα μέτρησης συνεχούς τάσης Προτάσεις για βελτίωση στο σχεδιασμό των πλακετών Κύκλωμα ισχύος Κυκλώματα μετρητικών ΚΕΦΑΛΑΙΟ 5 ΜΙΚΡΟΕΛΕΓΚΤΗΣ TMS320F28069M 5.1 Γενικά περί μικροελεγκτών Ο μικροελεγκτής TMS320F28069M Παρουσίαση του ολοκληρωμένου Ανάλυση του PWM περιφερειακού Ανάλυση του ADC Προγραμματιστικό περιβάλλον Η πλατφόρμα ανάπτυξης LAUNCHXL-F28069M Παρουσίαση του Launchpad Παράδειγμα χρήσης epwm Παράδειγμα χρήσης του περιφεριακού ADC Ανάλυση προγράμματος ελέγχου του αντιστροφέα... 87

11 Πίνακας Περιεχομένων ΚΕΦΑΛΑΙΟ 6 ΠΕΙΡΑΜΑΤΙΚΑ ΑΠΟΤΕΛΕΣΜΑΤΑ 6.1 Πειραματική διάταξη Πειραματικά αποτελέσματα του συστήματος σε απομονωμένο φορτίο Περιγραφή της διάταξης Παρατηρήσεις στη λειτουργία του αντιστροφέα σε απομονωμένο φορτίο Μετρήσεις ισχύος Εφαρμογή του κλειστού βρόχου ελέγχου Πειραματικά αποτελέσματα σύνδεσης του συστήματος με το δίκτυο Περιγραφή της διάταξης Περιγραφή του πειράματος Πειραματικά αποτελέσματα για ανοιχτό βρόχο ελέγχου Πειραματικά αποτελέσματα για κλειστό βρόχο ελέγχου Συμπεράσματα και προοπτικές ΒΙΒΛΙΟΓΡΑΦΙΑ ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Α ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Β

12

13 Κεφάλαιο 1 ο ΚΕΦΑΛΑΙΟ 1 H ΑΙΟΛΙΚΗ ΕΝΕΡΓΕΙΑ ΚΑΙ Η ΜΕΤΑΤΡΟΠΗ ΤΗΣ ΣΕ ΗΛΕΚΤΡΙΚΗ 1.1 Αιολική ενέργεια Όταν δύο περιοχές έχουν άνιση ποσότητα σωματιδίων, προκαλείται μία κίνηση σωματιδίων μεταξύ τους. Η ταχύτητα μεταβολής είναι ανάλογη της διαφοράς σωματιδίων, ενώ στη κατάσταση ισορροπίας οι δύο περιοχές περιέχουν ίσο αριθμό [1]. Αυτό το φαινόμενο περιγράφει ο νόμος διάχυσης του Fick. Ένα παρόμοιο φαινόμενο συμβαίνει, όταν δύο αέριες μάζες διαφορετικής θερμοκρασίας αρχίζουν να κινούνται, ώστε να αποκτήσουν την ίδια θερμοκρασία. Η κίνηση αυτή δημιουργεί τον άνεμο και η ενέργεια ονομάζεται αιολική. Στην ατμόσφαιρα οι αέριες μάζες θερμαίνονται από τον ήλιο, συνεπώς η αιτία της αιολικής ενέργειας είναι ο ήλιος [2]. Τα τελευταία χρόνια η αιολική ενέργεια έχει γίνει ιδιαίτερα σημαντική για την παραγωγή ηλεκτρικής ενέργειας για την Ελλάδα, καθώς κατασκευάζονται και χρησιμοποιούνται ανεμογεννήτριες για τη μετατροπή της κινητικής ενέργειας του ανέμου σε ηλεκτρική. Μεμονωμένες ανεμογεννήτριες μπορούν να ανήκουν σε κομμάτι μικροδικτύου, το οποίο να περιέχει ντιζελογεννήτρια, μπαταρίες ή συστοιχία φωτοβολταϊκών. Το μικροδίκτυο μπορεί να λειτουργεί αυτόνομα ή να είναι συνδεδεμένο με το δίκτυο της ΔΕΗ, ώστε να πωλειται η περισσευούμενη ηλεκτρική ενέργεια, που παράγεται, ή να αγοράζεται ενέργεια όταν η παραγόμενη δεν επαρκεί για την κάλυψη των αναγκών του [3]. Η αιολική ενέργεια έχει πολλά πλεονεκτήματα ως ανανεώσιμη πηγή ενέργειας. Πρώτον, είναι άφθονη και ανεξάντλητη και μπορεί να περιορίσει σημαντικά τη χρήση ορυκτών καυσίμων. Η εκμετάλλευσή της δεν προκαλεί ρύπους και έχει μικρό κόστος. Λόγω της φύσης της, είναι γεωγραφικά διεσπαρμένη, ελαφραίνοντας τα συστήματα υποδομής και μειώνοντας τις απώλειες μεταφοράς. Ακόμη, οι ανεμογεννήτριες δεν απαιτούν μεγάλες ποσότητες ενέργειας για την κατασκευή και την εγκατάστασή τους και η απόσβεση για την κατασκευή και εγκατάσταση γίνεται σε 3 μήνες λειτουργίας [4]. Ο μέσος όρος λειτουργίας μιας ανεμογεννήτριας είναι 20 χρόνια, γεγονός που μας δίνει απόδοση χρημάτων 8000% [4]. Με τα - 1 -

14 Κεφάλαιο 1 ο αιολικά πάρκα αυξάνεταο η αξιοπιστία του συστήματος καλύπτοντας αιχμές του φορτίου. Τέλος, τα υλικά από τις ανεμογεννήτριες μπορούν να ανακυκλωθούν και να χρησιμοποιηθούν σε άλλες εφαρμογές μετά την αποσυναρμολόγηση [3][4]. Παρ όλα αυτά, υπάρχουν και σημαντικά μειονεκτήματα στην αξιοποίησή της με το μεγαλύτερο να είναι πως δεν μπορεί να χρησιμοποιηθεί ως κύρια πηγή ενέργειας. Λόγω αδυναμίας ακριβούς πρόβλεψης της ταχύτητας και της διεύθυνσης των ανέμων δε μας επιτρέπει να εγγυηθούμε την πλήρη κάλυψη του φορτίου οποιαδήποτε στιγμή. Επίσης, δε γίνεται να εκμεταλλευτούμε την πλήρη ισχύ του ανέμου, αφού υπάρχουν αεροδυναμικοί περιορισμοί, μηχανικές τριβές και απώλειες. Ακόμα, το κόστος επένδυσης ανά μονάδα εγκατεστημένης ισχύος είναι μεγαλύτερο σε σύγκριση με τις σημερινές τιμές των συμβατικών καυσίμων. Όσον αφορά τη λειτουργία σε αυτόνομο σύστημα, είναι απαραίτητο να υπάρχει μονάδα αποθήκευσης, ώστε να γίνει εφικτός ο συντονισμός παραγωγής και ζήτησης. Ακόμα, σε διασυνδεδεμένα δίκτυα θα πρέπει να υπάρχουν διατάξεις αυτοματισμού για τη ζεύξηαπόζευξη σε μεταβατικά φαινόμενα, ρύθμιση του μέτρου, της φάσης και της συχνότητας της τάσης και κατά συνέπεια της ενεργού και αέργου ισχύος, που εγχέεται στο δίκτυο [3]. 1.2 Η αιολική ενέργεια στην ελληνική αγορά ηλεκτρικής ενέργειας Στην Ελλάδα, οι συνθήκες για την εκμετάλλευση της αιολικής ενέργειας είναι από τις καλύτερες, καθώς διαθέτει το δεύτερο καλύτερο αιολικό δυναμικό στην Ευρώπη, με τη πρώτη θέση να ανήκει στο Ηνωμένο Βασίλειο. Το τεχνικά εκμεταλλεύσιμο αιολικό δυναμικό της Ελλάδας έχει υπολογιστεί σε 44TWh/έτος. Το ποσό αυτό είναι υπεραρκετό για να καλύψει τις ανάγκες τις χώρας που ανέρχονται σε 41TWh/έτος. Τα τελευταία χρόνια υπάρχει τεράστιο ενδιαφέρον για την αιολική ενέργεια στην αγορά ενέργειας. Αυτό φαίνεται στην αύξηση της ετήσιας παραγωγής ηλεκτρικής ενέργειας από αιολικά πάρκα. Σύμφωνα με την Eurostat, στην Ελλάδα η παραγωγή αυξήθηκε από 96,4toe το 2004, σε 317,2toe το 2014 [5]. Η μονάδα μέτρησης toe είναι ισοδύναμη με την ενέργεια που εκλύεται από την καύση ενός τόνου μαζούτ. Ακόμη, με την αλλαγή στην ευρωπαϊκή νομοθεσία προωθούνται οι ανανεώσιμες πηγές ενέργειας (Α.Π.Ε.) και δημιουργούνται οικονομικά κίνητρα για την ανάπτυξη συστημάτων αξιοποίησής τους. Πιο συγκεκριμένα έχει θεσπιστεί ένα σύνολο μέτρων με στόχο να μειωθούν οι εκπομπές αερίων του θερμοκηπίου τουλάχιστον κατά 20% σε σύγκριση με το 1990 και το ποσοστό της ηλεκτρικής ενέργειας, που θα παράγεται από Α.Π.Ε. να ανέρχεται στο 20% [8]. Ειδικότερα για - 2 -

15 Κεφάλαιο 1 ο την Ελλάδα υπάρχει δέσμευση για συμμετοχή 18% των Α.Π.Ε. στη συνολική παραγωγή ηλεκτρικής ενέργειας μέχρι το 2020, η οποία αυξήθηκε στο 20% από το ελληνικό κράτος [6]. Πίνακας 1.1: Όρια εγκατεστημένης ισχύος (MW) ανά τεχνολογία Α.Π.Ε. και κατηγορία παραγωγού [6] Ο στόχος της συνολικής συμμετοχής 20% των Α.Π.Ε. στο ενεργειακό ισοζύγιο μεταφράζεται σε παραγωγή πράσινης ηλεκτρικής ενέργειας ίσης περίπου με το 40% της ακαθάριστης εγχώριας κατανάλωσης ηλεκτρισμού. Σύμφωνα με μελέτη του Εθνικού Μετσόβιου Πολυτεχνείου, αν το ηλεκτρικό δίκτυο της Ελλάδας δεν ακολουθήσει το ευρωπαϊκό πακέτο αλλαγών, οι καταναλωτές θα πρέπει να επιβαρυνθούν με επιπλέον 2,2 δισεκατομμύρια ευρώ το χρόνο. Η επιβάρυνση αυτή σημαίνει 45% αύξηση της τιμής ανά kwh [4]. Με βάση αυτούς τους στόχους το Υπουργείο Περιβάλλοντος, Ενέργειας και Κλιματικής Αλλαγής ανακοίνωσε το 2010 την απόφαση για την επιδιωκόμενη αναλογία εγκατεστημένης ισχύος μεταξύ των διάφορων τεχνολογιών Α.Π.Ε.. Τόσο στο στόχο για το 2014, όσο και για το 2020 η αιολική ενέργεια καλύπτει το μεγαλύτερο ποσοστό εγκατεστημένης ισχύος, όπως φαίνεται και στον Πίνακα 1.1. Ακόμη και ο στόχος για το 2020 δε λαμβάνει υπόψιν το συνολικό τεχνικά εκμεταλλεύσιμο αιολικό δυναμικό της Ελλάδας, το οποίο ανέρχεται σε 11GW για ανέμους ταχύτητας μεγαλύτερης από 6m/s. Το νούμερο αυτό είναι ένα ποσοστό της συνολικής ισχύος του ανέμου και περιορίζεται από τη σημερινή τεχνολογία και τους βασικούς περιορισμούς χωροθέτησης αιολικών πάρκων. Για να γίνουν αντιληπτοί αυτοί οι περιορισμοί, θα πρέπει να γίνει κατανοητό πώς κατανέμεται το αιολικό δυναμικό

16 Κεφάλαιο 1 ο Σχήμα 1.1: Χάρτης αιολικού δυναμικού της Ελλάδας με βάση τη μέση ετήσια ταχύτητα ανέμου (m/s) [7] Όπως φαίνεται και στο Σχήμα 1.1, άνεμοι μέσης ταχύτητας 6-7m/s εμφανίζονται στα νησιά του Αιγαίου, στην Κρήτη και στην Ανατολική Στερεά Ελλάδα. Οι άνεμοι αυτοί προσφέρουν ικανοποιητική απόδοση, ώστε το κόστος της παραγόμενης ηλεκτρικής ενέργειας να είναι ικανοποιητικό. Οι περιοχές αυτές έχουν αξιοποιηθεί ήδη σε αρκετά μεγάλο βαθμό, όπως απεικονίζεται στο Σχήμα 1.2. Άνεμοι μέσης ταχύτητας από 8m/s και πάνω εμφανίζονται εκτός από το Αιγαίο, στην Ανατολική Πελοπόννησο και την Εύβοια. Συμπεραίνουμε λοιπόν, πως η επένδυση στην τεχνολογία των αιολικών πάρκων για παραγωγή ηλεκτρικής ενέργειας θα μπορούσε να χαρακτηριστεί βιώσιμη στην Ελλάδα. Σύμφωνα με το Λ.ΑΓ.Η.Ε. [8], η εγκατεστημένη ισχύς για την αιολική ενέργεια ήταν 2.091MW το Δεκέμβριο του Αυτό το μέγεθος αυξήθηκε κατά 113 MW μέσα στο 2015, ενώ η παραγωγή ενέργειας για το ίδιο έτος ήταν 4.621GWh. Τα νούμερα αυτά αναφέρονται - 4 -

17 Κεφάλαιο 1 ο τόσο στο διασυνδεδεμένο δίκτυο, όσο και στα μη διασυνδεδεμένα νησιά. Με τη μεσοσταθμική τιμή ενέργειας ανά MWh να βρίσκεται στα 89,4 ευρώ, αποδόθηκαν στους παραγωγούς ενέργειας 413,2 εκατομμύρια ευρώ [8]. Σχήμα 1.2: Εγκατεστημένοι αιολικοί σταθμοί [7] 1.3 Ανεμογεννήτριες και αιολικά πάρκα Το σύστημα που μετατρέπει την αιολική ενέργεια σε ηλεκτρική ονομάζεται ανεμογεννήτρια. Η κινητική ενέργεια του ανέμου μετατρέπεται πρώτα σε μηχανική ενέργεια και στη συνέχεια σε ηλεκτρική. Η τεχνολογία των ανεμογεννητριών εξελίσσεται συνεχώς με σκοπό να αυξηθεί το μέγεθός τους, η ισχύς τους και το ποσοστό της ισχύος που απομαστεύουν από τον άνεμο. Για αυτό το σκοπό, δοκιμάζονται διάφορες μορφές ανεμοκινητήρα με διαφορετικό αριθμό πτερυγίων και προσανατολισμό άξονα. Οι συνηθέστερες ανεμογεννήτριες σήμερα είναι τριών πτερυγίων με ισχύ από 1,5 έως 5 MW και με διάμετρο ανεμοκινητήρα που - 5 -

18 Κεφάλαιο 1 ο κυμαίνεται από 70 έως 130 μέτρα [4]. Μία τέτοιου τύπου ανεμογεννήτρια παρουσιάζεται στο Σχήμα 1.3. Σχήμα 1.3: Σχεδιάγραμμα ανεμογεννήτριας οριζοντίου άξονα [4] Αρχικά, θα αναλύσουμε τις ανεμογεννήτριες κατακόρυφου άξονα, όπως είναι αυτές που απεικονίζονται στο Σχήμα 1.4. Πρόκειται για σύστημα με άξονα περιστροφής κάθετο ως προς το έδαφος και κάθετο στη ροή του ανέμου. Το κύριο πλεονέκτημα της διάταξης είναι πως δε χρειάζεται να προσανατολιστεί στην κατεύθυνση του ανέμου για να αξιοποιήσει την ισχύ του, καθώς μπορεί να περιστρέφεται από άνεμο οποιασδήποτε κατεύθυνσης. Συνεπώς, δε χρειάζεται μηχανισμός προσανατολισμού και μπορεί να εγκατασταθεί σε μέρη, όπου η κατεύθυνση του ανέμου μεταβάλλεται. Η μηχανή μπορεί να τοποθετηθεί κοντά στο έδαφος, γεγονός που μειώνει την πολυπλοκότητα της σχεδίασης και το κατασκευαστικό κόστος. Επίσης, σημαντικό είναι ότι συνήθως δε χρειάζεται πυλώνα στήριξης, που την καθιστά εύκολα προσβάσιμη, και δεν απαιτείται έλεγχος βήματος πτερυγίου, όταν χρησιμοποιείται σύγχρονη γεννήτρια [9]. Το μεγαλύτερο μειονέκτημα αυτού του τύπου ανεμογεννήτριας είναι πως συνήθως δεν είναι δυνατόν να ξεκινήσει να περιστρέφεται χωρίς εξωτερική παρέμβαση. Αυτό συμβαίνει, διότι η ροπή εκκίνησής της είναι ιδιαίτερα υψηλή. Για την αντιμετώπιση του προβλήματος, εγκαθίσταται μία μηχανή, η οποία λειτουργεί σαν κινητήρας κατά την εκκίνηση απορροφώντας ισχύ από το δίκτυο. Ακόμη, η απόδοσή τους είναι σχετικά μικρή, μιας και κατά την - 6 -

19 Κεφάλαιο 1 ο περιστροφική κίνηση του άξονα υπάρχουν σημεία, στα οποία η συνεισφορά του ανέμου είναι μηδενική. Επίσης, τοποθετούνται σε σημεία, όπου η ταχύτητα του ανέμου είναι χαμηλή [9]. Σχήμα 1.4: Ανεμογεννήτριες τύπου Darrieus και Savonius [4] Ένας άλλος τύπος ανεμογεννήτριας είναι αυτός του οριζοντίου άξονα. Ο άξονάς της είναι οριζόντιος σε σχέση με το έδαφος και σχεδόν παράλληλος με τη ροή του ανέμου, όπως φαίνεται στο Σχήμα 1.5. Πρόκειται για τη συντριπτική πλειοψηφία των εγκατεστημένων ανεμογεννητριών, λόγω των πλεονεκτημάτων που προσφέρουν. Δε χρειάζονται υψηλές ταχύτητες ανέμου για να ξεκινήσουν και δίνουν ικανοποιητική ισχύ για χαμηλές ταχύτητες. Επιπροσθέτως, έχουν υψηλό αεροδυναμικό συντελεστή και συναρμολογούνται εύκολα [10]. Το σημαντικότερο από τα μειονεκτήματά τους είναι το γεγονός, ότι η γεννήτρια και το κιβώτιο ταχυτήτων, αν υπάρχει, θα πρέπει να τοποθετηθούν πάνω στον πύργο. Αυτό αυξάνει την πολυπλοκότητα και το κόστος κατασκευής. Επίσης, λόγω του σχήματός τους, απαιτείται μηχανισμός για τον προσανατολισμό του άξονα στην κατεύθυνση του ανέμου. Ο μηχανισμός μπορεί να είναι είτε ένας ενεργός μηχανισμός περιστροφής, είτε ένα απλό ουριαίο πτερύγιο

20 Κεφάλαιο 1 ο Η κατηγοριοποίηση για αυτού του τύπου τις ανεμογεννήτριες γίνεται ανάλογα με τον αριθμό των πτερυγίων. Οι ανεμογεννήτριες με ένα πτερύγιο είναι οι φθηνότερες, όμως δεν είναι διαδεδομένες λόγω του προβλήματος των μη ισορροπημένων δυνάμεων σε όλη την κατασκευή, όταν περιστρέφονται. Για την αντιμετώπιση αυτού του προβλήματος θα πρέπει να υπάρχει αντίβαρο στην πλήμνη. Παρόμοια προβλήματα υπάρχουν και στις διπτέρυγες ανεμογεννήτριες, αλλά σε μικρότερο βαθμό. Οι τριπτέρυγες, που αποτελούν το μεγαλύτερο κομμάτι της αγοράς, διότι προσφέρουν ομοιόμορφα κατανεμημένο αεροδυναμικό φορτίο και ισορροπημένο μηχανικό φορτίο. Τα πλεονεκτήματα αυτά τις καθιστούν πιο σταθερές σε σχέση με τις προηγούμενες κατηγορίες [10]. Σχήμα 1.5: Ανεμογεννήτριες οριζοντίου άξονα [11] Κατά καιρούς έχουν μελετηθεί μηχανές με μεγαλύτερο αριθμό πτερυγίων. Συνήθως, προτιμώνται σε εφαρμογές, όπου απαιτείται μικρή ροπή εκκίνησης, καθώς έχουν τη δυνατότητα να ξεκινήσουν την περιστροφή τους πιο εύκολα. Αυτό συμβαίνει διότι όταν είναι ακινητοποιημένες, η επιφάνεια που επιδρά με τον άνεμο είναι μεγαλύτερη από ότι στις μηχανές με λιγότερα πτερύγια. Κατά την περιστροφή τους, όμως, έχει αποδειχθεί ότι λόγω αεροδυναμικών απωλειών έχουν μειωμένο αεροδυναμικό συντελεστή σε σχέση με τις - 8 -

21 Κεφάλαιο 1 ο τριπτέρυγες. Έτσι, οι πολυπτέρυγες ανεμογεννήτριες περιορίζονται σε ελάχιστες εφαρμογές, όπου πρέπει να ικανοποιείται το κριτήριο της ροπής [4]. Η ανεμογεννήτρια δύναται να περιστραφεί και να αποδώσει ωφέλιμη ισχύ μόνο αν η ισχύς του ανέμου είναι μεγαλύτερη από τις εσωτερικές απώλειες της μηχανής. Η ταχύτητα του ανέμου, κατά την οποία ξεκινάει η περιστροφή της μηχανής, ονομάζεται ταχύτητα έναρξης λειτουργίας (cut-in speed) [9]. Καθώς αυξάνεται η ταχύτητα του ανέμου, αυξάνεται και η ισχύς που αποδίδει η γεννήτρια. Η μέγιστη ισχύς που μπορεί να αποδώσει, είναι ίση με την ονομαστική ισχύ της μηχανής. Οι ανεμογεννήτριες σχεδιάζονται έτσι ώστε να αποδίδουν μέγιστη ισχύ σε ταχύτητες ανέμου 12-15m/s. Η ταχύτητα αυτή είναι η ονομαστική της μηχανής (rated speed). Η ονομαστική ταχύτητα δεν έχει λόγο να είναι μεγαλύτερη από τις τιμές που αναφέρθηκαν, καθώς τόσο δυνατοί άνεμοι δεν εμφανίζονται συχνά [9]. Για ταχύτητες ανέμου μεγαλύτερες της ονομαστικής θα πρέπει η ισχύς που απομαστεύεται από τον άνεμο, καθώς και η ισχύς που αποδίδεται στο δίκτυο, να παραμένουν σταθερές. Αυτό επιτυγχάνεται με διαφορετικό τρόπο σε κάθε σύστημα. Μερικοί από αυτούς είναι η αλλαγή της κλίσης των πτερυγίων, η αλλαγή της γωνίας του δρομέα ως προς τον άνεμο και η αλλαγή της σχέσης του κιβωτίου ταχυτήτων. Είναι προφανές ότι για ταχύτητες μεγαλύτερης της ονομαστικής δεν έχουμε μέγιστη απομάστευση ισχύος από τον άνεμο [9]. Σχήμα 1.6: Διάγραμμα της ισχύος σε σχέση με τη ταχύτητα του ανέμου [9] Όταν η ταχύτητα του ανέμου είναι υπερβολικά υψηλή, θα πρέπει να διακοπεί η λειτουργία της ανεμογεννήτριας, ώστε να αποφευχθούν τυχόν ζημιές σε αυτή. Η ταχύτητα - 9 -

22 Κεφάλαιο 1 ο διακοπής λειτουργίας ονομάζεται ταχύτητα αποκοπής (cut-off speed) [9]. Στο Σχήμα 1.6 αναπαρίσταται η συνάρτηση της ισχύος σε σχέση με την ταχύτητα του ανέμου και σημειώνονται οι ταχύτητες, όπως περιγράφηκαν πιο πάνω. Με σκοπό να αξιοποιηθεί βέλτιστα μία περιοχή με καλό αιολικό δυναμικό και να μεγιστοποιηθεί η παραγόμενη ισχύς, τοποθετούνται πολλές ανεμογεννήτριες μαζί ως σύνολο και η συστοιχία αυτών ονομάζεται αιολικό πάρκο. Το σχηματικό διάγραμμα ενός τυπικού αιολικού πάρκου φαίνεται στο Σχήμα 1.7. Σχήμα 1.7: Σχηματικό διάγραμμα διάταξης αιολικών πάρκων [9] Το πρώτο αιολικό πάρκο στην Ελλάδα, αλλά και στην Ευρώπη, εγκαινιάσθηκε το 1982 και κατασκευάστηκε από τη Δ.Ε.Η. στην Κύθνο με ισχύ 100kW, όμως δεν λειτουργεί πλέον [26]. Επίσης, το πρώτο ιδιωτικό αιολικό πάρκο εγκαταστάθηκε το 1988 στην κοινότητα Μετόχι, περιοχή Σητείας Κρήτης, και λειτουργεί μέχρι και σήμερα. Παράγει ισχύ 10,2MW, η οποία καλύπτει τις ανάγκες νοικοκυριών [4]. Σήμερα, το μεγαλύτερο εγκατεστημένο αιολικό πάρκο στη χώρα είναι αυτό του Παναχαϊκού όρους (Σχήμα 1.8) με 41 ανεμογεννήτριες στην κορυφογραμμή. Η υπολογισμένη ισχύς που παράγει είναι MW και καλύπτει τις ανάγκες περίπου σπιτιών της περιοχής της Πάτρας, που αναλογεί σε 5-7% των αναγκών της πόλης σε ηλεκτρικό ρεύμα [12]

23 Κεφάλαιο 1 ο Σχήμα 1.8: Πανοραμική άποψη του αιολικού πάρκου στο Παναχαϊκό όρος [12] Ένα αιολικό πάρκο δύναται να τοποθετηθεί τόσο στη στεριά, όσο και στη θάλασσα σε μικρές αποστάσεις από την ακτή. Στη δεύτερη περίπτωση, τα αιολικά πάρκα ονομάζονται και υπεράκτια (offshore). Τα υπεράκτια αιολικά πάρκα προσφέρουν σημαντικά πλεονεκτήματα και αναμένεται να αποκτήσουν μεγάλη σημασία στο μέλλον. Το αιολικό δυναμικό, ακόμα και σε ρηχά νερά με βάθος από 5 έως 15 μέτρα, γύρω από όλη την Ευρώπη μπορεί να υπερκαλύψει θεωρητικά τις σημερινές ενεργειακές ανάγκες της [10]. Δεν υπάρχουν πολλές κατάλληλες εκτάσεις γης στη στεριά για την εγκατάσταση αιολικών πάρκων. Επίσης, οι άνεμοι στη θάλασσα εμφανίζονται με μεγαλύτερη συχνότητα και ένταση από ότι στη στεριά. Για μία αύξηση κοντά στο 20% στην ταχύτητα του ανέμου, φαινόμενο πολύ συχνό σε μικρές αποστάσεις από τη στεριά, η αποδιδόμενη ενέργεια αυξάνεται έως και 73%. Τέλος, ο άνεμος στη θάλασσα εμφανίζει μικρότερη μεταβλητότητα από ότι στη στεριά. Αυτό σημαίνει μικρότερη μηχανική καταπόνηση των ανεμογεννητριών και κατά συνέπεια αυξημένη διάρκεια ζωής τους. Υπολογίζεται ότι ο μέσος όρος ζωής για μία ανεμογεννήτρια είναι κατά μέσο όρο 20 χρόνια στη στεριά, ενώ χρόνια στη θάλασσα [4]. Το μεγαλύτερο υπεράκτιο αιολικό πάρκο στο κόσμο είναι το Wanley Wind Farm (Σχήμα 1.9) και είναι εγκατεστημένο στην Αγγλία. Βρίσκεται 14 χιλιόμετρα δυτικά της νήσου Wanley, κοντά στις ακτές Cumbria στην Ιρλανδική Θάλασσα. Περιλαμβάνει 102 ανεμογεννήτριες ονομαστικής ισχύος 3,6MW η καθεμία και συνολική εγκατεστημένη ισχύ 367MW. Παράγει περίπου 1300GWh το χρόνο, ενέργεια αρκετή για να καλύψει τις ανάγκες σπιτιών, και η έκτασή του φτάνει τα 73km 2. Το βάθος της θάλασσας στην περιοχή

24 Κεφάλαιο 1 ο κυμαίνεται από 19 έως 23 μέτρα και η απόσταση των ανεμογεννητριών από την ακτή είναι 14,4 25,8km. Το μοντέλο της ανεμογεννήτριας, που χρησιμοποιήθηκε είναι το SWT-3.6 της Siemens. Το συνολικό κόστος του έργου ανήλθε στα 1,25 δις ευρώ και εγκαινιάστηκε την 1 η Νοεμβρίου του 2011 [4][13]. Σχήμα 1.9: Το αιολικό πάρκο Wanley Wind Farm [13] Στην Ελλάδα τα μεγάλα βάθη των ελληνικών θαλασσών, σε αντίθεση με τις σχετικά αβαθείς βόρειες θάλασσες της Ευρώπης, το υψηλό κόστος ηλεκτρικής διασύνδεσης, το μικρό μέγεθος των περισσότερων βραχονησίδων και οι αναπόφευκτες συγκρούσεις με τουριστικές και οικιστικές δραστηριότητες δυσκολεύουν την εισχώρηση των υπεράκτιων αιολικών πάρκων στην ελληνική αγορά ενέργειας. 1.4 Παραγωγή ηλεκτρικής ενέργειας από τον άνεμο Η παραγωγή ηλεκτρικής ενέργειας από τον άνεμο διαφοροποιείται σημαντικά από τις συμβατικές μεθόδους. Σε αυτή την ενότητα θα περιγράψουμε τα βασικά μέρη, που αποτελούν ένα τέτοιο σύστημα, και κάποιες από τις βασικές μαθηματικές σχέσεις τους. Αρχικά, η κινητική ενέργεια μίας αέριας μάζας μετατρέπεται σε μηχανικό έργο μέσω μίας αεροδυναμικής διάταξης, που ονομάζεται ανεμοκινητήρας (Σχήμα 1.10). Ο ανεμοκινητήρας συνδέεται με τη γεννήτρια με ένα σύστημα, το οποίο μεταδίδει και προσαρμόζει την ισχύ. Η γεννήτρια μετατρέπει τη μηχανική ισχύ σε ηλεκτρική και την αποδίδει στο δίκτυο. Η διασύνδεση με το δίκτυο γίνεται με μία κατάλληλη συσκευή. Όπως έχει αναφερθεί, η αιολική ενέργεια δεν είναι σταθερή και δεν μπορεί να προβλεφθεί με ακρίβεια

25 Κεφάλαιο 1 ο Για να μπορέσει να συγχρονιστεί η παραγωγή ενέργειας με τη ζήτηση των καταναλωτών, θα πρέπει να υπάρχει ένας τρόπος αποθήκευσης της παραγόμενης ενέργειας. Σχήμα 1.10: Απλοποιημένο διάγραμμα συστήματος μετατροπής αιολικής ενέργειας σε ηλεκτρική [10] Αν θεωρήσουμε ότι ο άνεμος έχει μία μάζα m και η ταχύτητα του είναι vw τότε η συνολική κινητική ενέργεια του είναι: K = 1 2 m v w 2 (1.1) Η πυκνότητα ρ του ανέμου μεταβάλλεται ανάλογα με το ύψος και τις ατμοσφαιρικές συνθήκες και έχει μία τυπική τιμή στα 1,3kg/m 3. Η επιφάνεια S που διαγράφουν τα πτερύγια της ανεμογεννήτριας δίνεται από το εμβαδό του κύκλου με ακτίνα R το μήκος του πτερυγίου. Συνεπώς, η μάζα m του ανέμου που εκμεταλλεύεται η ανεμογεννήτρια στη μονάδα του χρόνου: m = ρ S v w (1.2) (1.2) Η σχέση (1.1) σε συνδυασμό με την (1.2) μας δίνουν την ισχύ του ανέμου στην είσοδο της ανεμογεννήτριας: P w = 1 2 ρ s v w 3 (1.3) Αυτή η ισχύς δε δεσμεύεται εξ ολοκλήρου, καθώς τα πτερύγια του ανεμοκινητήρα εκτρέπουν μέρος του ανέμου, το οποίο τα παρακάμπτει χωρίς να τα διαπεράσει, και ο αέρας απομακρύνεται από την ανεμογεννήτρια με κάποια μειωμένη ταχύτητα [9]. Ορίζουμε ως αεροδυναμικό συντελεστή ισχύος Cp το ποσοστό της προσπίπτουσας αεροδυναμικής ισχύος που μετατρέπεται σε μηχανική (PM). Ο συντελεστής αυτός έχει ως μέγιστη τιμή το 0,593, η οποία ονομάζεται όριο του Betz, και ισχύει για ιδανικό

26 Κεφάλαιο 1 ο ανεμοκινητήρα. Για έναν πραγματικό ανεμοκινητήρα αυτή η τιμή είναι πολύ μικρότερη, της τάξης των 0,3-0,4, και περιορίζεται από μηχανικές τριβές, στροβίλους και αεροδυναμικές ατέλειες. Ο Cp δίνεται από τη σχέση: C p = P M P w (1.4) Η τιμή αυτού του συντελεστή εξαρτάται από τον τύπο της ανεμογεννήτριας και τις συνθήκες στις οποίες λειτουργεί. Για ένα συγκεκριμένο ανεμοκινητήρα με ελεγχόμενη γωνία κλίσης b των πετρυγίων, ο συντελεστής Cp ορίζεται ως συνάρτηση: C p = C p (λ, b) (1.5) Όπου λ είναι ο λόγος ταχύτητας ακροπτερυγίου (tip-speed ratio), δίνεται από τη σχέση: λ = ω R R v w (1.6) Ο συντελεστής λ ορίζεται ως η γραμμική ταχύτητα περιστροφής της άκρης ενός πτερύγιου ως προς τη ταχύτητα του ανέμου. Το ωr είναι η γωνιακή ταχύτητα περιστροφής του ανεμοκινητήρα [9]. Σχήμα 1.11: Διάγραμμα του C p σε συνάρτηση του λ για διάφορες τιμές του b [9] Όπως παρατηρούμε στο Σχήμα 1.11, για μία δεδομένη τιμή της γωνίας b ο συντελεστής Cp λαμβάνει μία μέγιστη τιμή Cp,max για μία συγκεκριμένη τιμή του λ, η οποία σημειώνεται ως λopt. Αυτό σημαίνει ότι για κάθε τιμή της γωνίας b, υπάρχει μία συγκεκριμένη γωνιακή

27 Κεφάλαιο 1 ο ταχύτητα ωr για κάθε τιμή της ταχύτητας uw του ανέμου, όπου η ανεμογεννήτρια απομαστεύει τη μέγιστη ισχύ από τον άνεμο. Στο Σχήμα 1.12 παρατηρούμε την καμπύλη μέγιστης ισχύος (Optimal Line), η οποία σχηματίζεται από τα σημεία όπου επιτυγχάνουμε την μέγιστη ισχύ εξόδου (Maximum Power Point-MPP) [10]. Σχήμα 1.12: Καμπύλες ισχύος P - γωνιακής ταχύτητας ω R για διάφορες τιμές ταχύτητας ανέμου u w [4] Η ισχύς που μας ενδιαφέρει είναι η ισχύς στην έξοδο της γεννήτριας (Pe). Ορίζουμε nm το βαθμό απόδοσης του μηχανικού συστήματος μετάδοσης ισχύος και ne το βαθμό απόδοσης της γεννήτριας. Οι δύο συντελεστές έχουν τυπικές τιμές γύρω στο 0,8 και 0,9 αντίστοιχα. Βάσει των προηγούμενων σχέσεων προκύπτει: P e = 1 2 n 3 m n e ρ C p S v (1.7) w Οι ανεμογεννήτριες σχεδιάζονται ώστε να λειτουργούν με ασφάλεια ακόμη και σε ανέμους ταχύτητας μεγαλύτερης της ονομαστικής. Για αυτό το λόγo, η ισχύς εισόδου θα πρέπει να περιορίζεται, ώστε να είναι μικρότερη ή ίση με την ονομαστική ισχύ της γεννήτριας [10]. Για τον περιορισμό της ενέργειας εισόδου στον άξονα της γεννήτριας για άνεμο ταχύτητας μεγαλύτερης της ονομαστικής υπάρχουν δύο βασικές τεχνικές. Η πρώτη τεχνική εφαρμόζεται σε ανεμογεννήτριες με έλεγχο βήματος πτερυγίων, όπως αυτή του Σχήματος Τα πτερύγια της ανεμογεννήτριας σε αυτήν τη μέθοδο έχουν τη δυνατότητα να περιστρέφονται συνολικά ή κατά τμήματα γύρω από τον άξονά τους. Όταν ο άνεμος γίνεται πολύ ισχυρός, το σύστημα επενεργεί αλλάζοντας τη γωνία των πτερυγίων σε σχέση με τον άνεμο, έτσι ώστε να

28 Κεφάλαιο 1 ο μειώνεται η γωνία πρόσπτωσης και κατά συνέπεια ο συντελεστής άνωσης. Η διαδικασία αυτή ονομάζεται βήμα πτέρωσης (pitch feathering). Αφού μειωθεί η ισχύς του ανέμου, τα πτερύγια επιστρέφουν στην αρχική τους θέση, ώστε να υπάρχει μέγιστη εκμετάλλευση του ανέμου. Ο μηχανισμός ελέγχου βήματος πτερυγίου γίνεται με χρήση είτε υδραυλικών, είτε ηλεκτρικών ενεργοποιητών. Σχήμα 1.13: Γωνία βήματος πτερυγίου [10] Η δεύτερη τεχνική εφαρμόζεται σε ανεμογεννήτριες με πτερύγια σταθερής γωνίας και αξιοποιεί το φαινόμενο της απώλειας στήριξης (stall). Σε αυτήν την περίπτωση, τα πτερύγια σχεδιάζονται έτσι ώστε, λόγω γεωμετρίας, στις μεγάλες ταχύτητες ανέμου να εμφανίζονται στα πλάγια των πτερυγίων, στην αντίθετη πλευρά από αυτή που προσπίπτει ο άνεμος, δίνες και στροβιλισμοί. Στο Σχήμα 1.14 αναπαρίσταται το φαινόμενο αυτό. Οι διαταραχές αυτές αντισταθμίζουν μέρος της άνωσης στα πτερύγια και περιορίζουν τη συνολική ισχύ που προσλαμβάνει ο ανεμοκινητήρας. Οι αεροδυναμικές διαταραχές, στις οποίες οφείλεται το φαινόμενο της απώλειας στήριξης, οδηγούν τελικά σε συνεχείς αρνητικές ολισθήσεις στην ταχύτητα περιστροφής. Tο πτερύγιο είναι σχεδιασμένο ώστε να στρέφεται ελαφρώς κατά μήκος του άξονα του. Αυτό γίνεται εν μέρει για αεροδυναμικούς λόγους και εν μέρει γιατί η απώλεια στήριξης θα πρέπει να είναι σταδιακή και όχι απότομη, όταν ο άνεμος φτάνει σε κρίσιμη τιμή. Το κύριο πλεονέκτημα του ελέγχου με παθητική απώλεια στήριξης (stall control) είναι πως δεν υπάρχουν κινούμενα μέρη επάνω στο ρότορα. Η εφαρμογή αυτού του ελέγχου, όμως, είναι ένα πολύ σύνθετο αεροδυναμικό πρόβλημα για ολόκληρη την ανεμογεννήτρια. Η πλειοψηφία των εγκατεστημένων ανεμογεννητριών είναι με παθητική απώλεια στήριξης [14]

29 Κεφάλαιο 1 ο Σχήμα 1.14: Φαινόμενο απώλειας στήριξης (stall) [9] 1.5 Διασύνδεση ανεμογεννητριών με το δίκτυο Η παραγόμενη ισχύς προσφέρεται στις περισσότερες εφαρμογές στο ηλεκτρικό δίκτυο. Υπάρχουν δύο μέθοδοι για τη σύνδεση μίας ανεμογεννήτριας ή ενός αιολικού πάρκου με το δίκτυο Λειτουργία σταθερών στροφών σταθερής συχνότητας Στη λειτουργία σταθερών στροφών, η σύνδεση με το δίκτυο γίνεται είτε απευθείας, είτε με την παρεμβολή ενός μετασχηματιστή, που έχει ως σκοπό να προσαρμόσει την τάση της ανεμογεννήτριας στο κατάλληλο επίπεδο (Σχήμα 1.15). Το σύστημα χαρακτηρίζεται από απλότητα και αξιοπιστία. Λόγω αυτών των χαρακτηριστικών και σε συνδυασμό με τα πρακτικά μηδενικά κόστη συντήρησης, αυτός ο τρόπος διασύνδεσης είχε καθιερωθεί, όταν η αξιοπιστία ήταν το βασικότερο πρόβλημα για μία ανεμογεννήτρια. Εκτός όμως από τα πλεονεκτήματα, αυτή η μέθοδος παρουσιάζει και σοβαρά μειονεκτήματα. Η μηχανή σε αυτού του τύπου το σύστημα μπορεί να είναι είτε σύγχρονη, είτε ασύγχρονη. Στην περίπτωση της σύγχρονης γεννήτριας, οι στροφές θα πρέπει να είναι σταθερές και ίσες με το σύγχρονο αριθμό στροφών ns. n S = 120 f S p (1.8)

30 Κεφάλαιο 1 ο όπου fs είναι η συχνότητα του δικτύου και p ο αριθμός των πόλων της μηχανής. Για την ασύγχρονη μηχανή, οι στροφές της μηχανής στη μόνιμη κατάσταση υπερβαίνουν αυτόν τον αριθμό το πολύ κατά 1,5% [15], δηλαδή και πάλι είναι πρακτικά σταθερές. Η διακύμανση στην ένταση του ανέμου προκαλεί διαταραχές και στη μηχανική ροπή, που εφαρμόζεται στο δρομέα της μηχανής. Με τη μεταβολή της μηχανικής ροπής παρουσιάζεται και μεταβολή της ηλεκτρομαγνητικής ροπής. Αυτά τα φαινόμενα έχουν αντίκτυπο τόσο στη διάρκεια ζωής της ανεμογεννήτριας, με τα μηχανικά μέρη να καταπονούνται, αλλά και στην ποιότητα ισχύος που προσφέρεται στο δίκτυο με ταλαντώσεις που δημιουργούν υψηλό αρμονικό περιεχόμενο και απειλούν την ευστάθεια του συνολικού δικτύου [15]. Σχήμα 1.15: Ανεμογεννήτρια σε λειτουργία σταθερών στροφών - σταθερής συχνότητας [4] Ένα άλλο βασικό μειονέκτημα είναι στο μειωμένο ποσοστό της ισχύος του ανέμου που απομαστεύεται. Όπως αναφέρθηκε, ο αεροδυναμικός συντελεστής ισχύος εξαρτάται από το συντελεστή λ. Διατηρώντας την ταχύτητα περιστροφής του ανεμοκινητήρα σταθερή, δεν μπορούμε να εξασφαλίσουμε ότι ο συντελεστής αυτός θα είναι ίσος με τη βέλτιστη τιμή του για οποιεσδήποτε συνθήκες λειτουργίας, παρά μόνο για μία συγκεκριμένη τιμή της ταχύτητας του ανέμου. Αυτό έχει ως αποτέλεσμα τη μειωμένη εκμετάλλευση του αιολικού δυναμικού της περιοχής και απόδοση του συνολικού συστήματος. Η ασύγχρονη γεννήτρια εμφανίζει κάποια ιδιαίτερα πλεονεκτήματα έναντι της σύγχρονης στη λειτουργία σταθερών στροφών. Παρουσιάζει μία μικρή ελαστικότητα στην ταχύτητα και γι αυτό η σύνδεση με το δίκτυο γίνεται πιο ομαλά. Στην περίπτωση που χρησιμοποιηθεί ασύγχρονη γεννήτρια βραχυκυκλωμένου κλωβού αυξάνεται η αξιοπιστία, ενώ το κόστος κατασκευής, το βάρος και οι ανάγκες συντήρησης μειώνονται. Βέβαια, το βασικό μειονέκτημα είναι ότι καταναλώνει άεργο ισχύ. Για την αντιστάθμιση της αέργου ισχύος και

31 Κεφάλαιο 1 ο τη διόρθωση του συντελεστή ισχύος, θα πρέπει να εγκατασταθεί συστοιχία πυκνωτών στο σημείο σύνδεσης με το δίκτυο [15] Λειτουργία μεταβλητών στροφών σταθερής συχνότητας Λύση στα βασικά μειονεκτήματα της λειτουργίας σταθερών στροφών δίνει η λειτουργία μεταβλητών στροφών. Σε αυτήν τη μέθοδο, η ταχύτητα του δρομέα μεταβάλλεται ελεγχόμενα ανάλογα με την ταχύτητα του ανέμου και ανεξάρτητα από τη συχνότητα του δικτύου μέσα σε ένα εύρος τιμών. Παλαιότερα είχαν χρησιμοποιηθεί άλλοι τρόποι για την επίτευξη αυτού του σκοπού, όπως υδραυλικά συστήματα και κιβώτια ταχυτήτων μεταβαλλόμενου λόγου, αλλά η αξιοπιστία, το κόστος και οι απώλειες που εισάγουν στο σύστημα δεν επιτρέπουν την ευρεία εφαρμογή τους. Σχήμα 1.16: Ανεμογεννήτρια σε λειτουργία μεταβλητών στροφών - σταθερής συχνότητας [4] Στην έξοδο της ανεμογεννήτριας συνδέεται ένας τριφασικός ανορθωτής, ο οποίος μπορεί να αποτελείται από ελεγχόμενα ή μη ελεγχόμενα στοιχεία και μετατρέπει τα εναλλασσόμενα ηλεκτρικά μεγέθη σε συνεχή, όπως απεικονίζεται στο Σχήμα Η σύνδεση με το δίκτυο γίνεται μέσω ενός αντιστροφέα (inverter), ο σκοπός του οποίου είναι να μετατρέψει τα συνεχή ηλεκτρικά μεγέθη σε εναλλασσόμενα συχνότητας ίσης με τη συχνότητα του δικτύου. Με τη χρήση του πυκνωτή στη διασύνδεση των δύο μετατροπέων επιτυγχάνεται η πλήρης απόζευξη του ελέγχου των δύο μετατροπέων. Ο έλεγχος στην πλευρά του δικτύου είναι τέτοιος, ώστε η τάση στον πυκνωτή διασύνδεσης να είναι σταθερή και να διορθώνει το συντελεστή ισχύος. Ο έλεγχος στην πλευρά της ανεμογεννήτριας εφαρμόζεται με τέτοιο τρόπο, ώστε η ανεμογεννήτρια να διατηρεί τη βέλτιστη ταχύτητα και να καλύπτονται οι ανάγκες μαγνήτισής της, στην περίπτωση που δεν έχουμε γεννήτρια με μόνιμο μαγνήτη [10]

32 Κεφάλαιο 1 ο Ένας κύριος λόγος που καθιερώθηκε αυτή η μέθοδος, είναι η βελτιστοποίηση της απόδοσης του συστήματος. Στόχος της είναι η γωνιακή ταχύτητα του ηλεκτροκινητήρα να είναι η απαιτούμενη, ώστε να επιτυγχάνεται η βέλτιστη τιμή του λ και κατά συνέπεια του Cp. Με αυτόν τον τρόπο, θεωρητικά τουλάχιστον, η απόδοση είναι πολύ μεγαλύτερη από ότι στη λειτουργία σταθερών στροφών. Στην πράξη δε συμβαίνει αυτό, διότι σε δυναμικές καταστάσεις ο δρομέας μπορεί να ακολουθήσει μόνο τις αργές μεταβολές στην ταχύτητα του ανέμου και βρίσκεται συνεχώς σε μη βέλτιστη κατάσταση λειτουργίας. Το βασικό πλεονέκτημα βρίσκεται στη δυνατότητα περιστροφής του δρομέα με συχνότητα ανεξάρτητη της συχνότητας του δικτύου. Η μεταβολή των μηχανικών ροπών εξομαλύνεται, οι συντονισμοί του μηχανικού συστήματος μετάδοσης της κίνησης αποσβένονται και τα μέγιστα φορτία σε ριπές ανέμου περιορίζονται. Τα προηγούμενα έχουν ως άμεση συνέπεια να μειώνονται οι καταπονήσεις και να αυξάνεται η αναμενόμενη διάρκεια ζωής στο μηχανικό μέρος της ανεμογεννήτριας. Ακόμα, δίνεται η δυνατότητα να μειωθεί το μέγεθος, το βάρος και το κόστος της κατασκευής. Η εξομάλυνση της μηχανικής ροπής συνεπάγεται και την εξομάλυνση της ηλεκτρομαγνητικής ροπής της γεννήτριας. Αυτό έχει άμεση επίπτωση στην ποιότητα της αποδιδόμενης ισχύος, η οποία εμφανίζει σημαντική μείωση σε όλο το φάσμα συχνοτήτων. Ιδιαίτερη σημασία έχει όταν η ανεμογεννήτρια συνδέεται σε αυτόνομο σύστημα, καθώς περιορίζονται οι ταχείς διακυμάνσεις της τάσης (flicker), που αποτελούν μεγάλο πρόβλημα σε ασθενή συστήματα. Ακόμα, δίνεται η δυνατότητα να ελεγχθεί η εγχεόμενη ισχύς στο δίκτυο. Πιο συγκεκριμένα, γίνεται να περιοριστεί η ισχύς στην έξοδο αντί να αποσυνδεθεί πλήρως, ώστε να μην υπερφορτιστούν οι συμβατικές μονάδες παραγωγής σε περιόδους χαμηλού φορτίου. Με τη χρήση συγκεκριμένων μετατροπέων, το σύστημα γίνεται να λειτουργήσει με μοναδιαίο ή επαγωγικό συντελεστή ισχύος, παρέχοντας στήριξη τάσης σε ασθενή δίκτυα. Επίσης, στη λειτουργία σταθερών στροφών μειώνονται τα επίπεδα του θορύβου, καθώς η ανεμογεννήτρια δύναται να λειτουργεί σε χαμηλότερες στροφές. Με τη χρήση μετατροπέων ισχύος γίνεται εφικτή η ηλεκτρική πέδηση σχεδόν μέχρι και σε μηδενικές ταχύτητες. Με αυτόν τον τρόπο, μειώνονται οι φθορές των μηχανικών συστημάτων πέδησης. Τέλος, ο έλεγχος των υπερφορτίσεων της μηχανής γίνεται πιο αποτελεσματικός, καθώς γίνεται έλεγχος απευθείας στο ρεύμα και στη ροπή της γεννήτριας. Το βασικό μειονέκτημα αυτής της μεθόδου είναι η αυξημένη πολυπλοκότητα και το κόστος. Τη μεγαλύτερη ευθύνη για αυτό έχει ο μετατροπέας συχνότητας, ο οποίος

33 Κεφάλαιο 1 ο αντιπροσωπεύει το μεγαλύτερο μέρος του κόστους του ηλεκτρολογικού εξοπλισμού. Επίσης, ανάλογα με τη διαμόρφωση του ηλεκτρικού μέρους, ενδέχεται να χρησιμοποιείται σύγχρονη γεννήτρια, συνήθως με πολλούς και έκτυπους πόλους, ή ασύγχρονη μηχανή δακτυλιοφόρου δρομέα και όχι βραχυκυκλωμένου κλωβού, όπως γίνεται στη λειτουργία σταθερών στροφών. Η χρήση τέτοιων μηχανών αυξάνει το κόστος, το βάρος και τις ανάγκες συντήρησης. Ένα άλλο μειονέκτημα δημιουργείται από τη διακοπτική λειτουργία των μετατροπέων. Οι ανώτερες αρμονικές, που εμφανίζονται στο ρεύμα της γεννήτριας, αυξάνουν τις απώλειες και δημιουργούν ανώτερες αρμονικές στη ροπή. Ανώτερες αρμονικές εμφανίζονται και στην πλευρά του δικτύου, στην οποία απαιτούνται ογκώδη φίλτρα. Τα προβλήματα, που αναφέρθηκαν, γίνονται ιδιαίτερα αισθητά στους συμβατικούς εξαπαλμικούς μετατροπείς γέφυρας, οι οποίοι χαρακτηρίζονται από την υψηλή κατανάλωση αέργου ισχύος. Το πρόβλημα αυτό έχει εν μέρη λυθεί με τη χρήση της μεθόδου διαμόρφωσης παλμών (Pulse Width Modulation) σε συχνότητες μερικών khz. Η αύξηση στη συχνότητα έγινε εφικτή χάρη στη χρήση των MOSFET και των IGBT. Οι αρμονικές δεν εξαλείφονται, παρά περιορίζονται σε πλάτος και μεταφέρονται σε υψηλότερες συχνότητες, απαιτώντας μικρότερα φίλτρο [15]. Τα σημαντικά πλεονεκτήματα της λειτουργίας μεταβλητών στροφών σε συνδυασμό με την πρόοδο της τεχνολογίας των ηλεκτρονικών ισχύος, η οποία επιτρέπει τη σταδιακή μείωση του κόστους, την αύξηση της αξιοπιστίας και τη βελτίωση των λειτουργικών τους χαρακτηριστικών, έχει οδηγήσει στην καθιέρωσή τους

34 - 22 -

35 Κεφάλαιο 2 ο ΚΕΦΑΛΑΙΟ 2 ΑΝΑΛΥΣΗ ΤΟΥ ΥΠΟ ΜΕΛΕΤΗ ΣΥΣΤΗΜΑΤΟΣ 2.1 Χαρακτηριστικά ανεμογεννήτριας και ανορθωτικής διάταξης Ανεμογεννήτρια Στην παρούσα διπλωματική εργασία, σχεδιάστηκε ένας μονοφασικός αντιστροφέας με σκοπό να χρησιμοποιηθεί σε συνδυασμό με την ανεμογεννήτρια που βρίσκεται εγκατεστημένη στην οροφή του Εργαστηρίου Ηλεκτρομηχανικής Μετατροπής Ενέργειας. Είναι το μοντέλο Whisper 200 της εταιρίας Southwest Windpower και απεικονίζεται στο Σχήμα 2.1. Πρόκειται για μία ανεμογεννήτρια με ονομαστική ισχύ 1000W και ονομαστική ταχύτητα ανέμου 11,6m/s. Σχήμα 2.1: Ανεμογεννήτρια εγκατεστημένη στην οροφή του εργαστηρίου

36 Κεφάλαιο 2 ο H ταχύτητα ανέμου στην οποία ξεκινά η παραγωγή ισχύος (Cut-In Speed) είναι 3,1m/s, ενώ η ταχύτητα αποκοπής (Cut-Out Speed) βρίσκεται στα 55m/s [16]. Πάνω από την ταχύτητα αποκοπής ο δρομέας ακινητοποιείται με κατάλληλο μηχανισμό, τον οποίο θα περιγράψουμε στη συνέχεια, ώστε να αποφευχθεί πιθανή καταστροφή της ανεμογεννήτριας. Στο Σχήμα 2.2 δίνεται η χαρακτηριστική καμπύλη της ισχύος σε συνάρτηση με την ταχύτητα του ανέμου, όπως δίνεται στο φυλλάδιο του κατασκευαστή. Για ανέμους ταχύτητας ανάμεσα στην ονομαστική και στη μέγιστη, η ισχύς στην έξοδο της ανεμογεννήτριας παραμένει μικρότερη της ονομαστικής. Αυτό επιτυγχάνεται με εκμετάλλευση του φαινομένου απώλειας αεροδυναμικής στήριξης (Stall Controlled Wind Generator). Σχήμα 2.2: Χαρακτηριστική καμπύλη ισχύος - ταχύτητας ανέμου [16] Στη συνέχεια θα γίνει μία σύντομη αναφορά στα κατασκευαστικά χαρακτηριστικά της ανεμογεννήτριας. Πρόκειται για μία τριφασική σύγχρονη μηχανή με μόνιμους μαγνήτες (Permanent Magnet Synchronous Generator). Δε διαθέτει κιβώτιο ταχυτήτων (Gearbox) για μετάδοση της κίνησης, όπως επίσης δε διαθέτει και έλεγχο γωνίας πτερυγίων (Pitch Control). Η έλλειψη κιβωτίου ταχυτήτων βελτιώνει το συντελεστή απόδοσης της ανεμογεννήτριας, όπως επίσης μειώνει το κόστος συντήρησης και τις καταπονήσεις. Έχει εγκατεστημένο ουριαίο πτερύγιο, που προσανατολίζει την ανεμογεννήτρια με τα πτερύγια κάθετα στον άνεμο. Για την ακινητοποίηση του δρομέα, υπάρχει διακόπτης που βραχυκυκλώνει τα τυλίγματα του στάτη

37 Κεφάλαιο 2 ο Ο διακόπτης αυτός λειτουργεί βάσει της λογικής, ότι από μία κίνηση του δρομέα θα επαχθεί στα τυλίγματα του στάτη μία τέτοια τάση, ώστε να αναιρεθεί το αίτιο που τη δημιούργησε. Αφού όμως έχουμε βραχυκυκλώσει τα τυλίγματα του στάτη, το ρεύμα που προκαλεί αυτή η τάση είναι μεγάλο και δημιουργεί ηλεκτρομαγνητική ροπή που είναι ίση και αντίθετη της μηχανικής, συνεπώς η ανεμογεννήτρια φρενάρει [10]. H σύγχρονη μηχανή προτιμάται έναντι της ασύγχρονης, καθώς η ασύγχρονη μηχανή χρειάζεται συστοιχία πυκνωτών για να δημιουργήσει το απαραίτητο μαγνητικό πεδίο. Το μειονέκτημα της σύγχρονης μηχανής έναντι της ασύγχρονης είναι το κόστος, διότι οι μόνιμοι μαγνήτες κατασκευάζονται από σπάνιες γαίες, όπως είναι το νεοδύμιο, το γαδόνιο, ή το σαμάριο, και κράματα αυτών, που έχει ως συνέπεια να αυξάνεται το κόστος κατασκευής τους. Ακόμη, οι μόνιμοι μαγνήτες χάνουν τις μαγνητικές του ιδιότητες με την πάροδο του χρόνου ή με έκθεση σε θερμοκρασίες μεγαλύτερες της θερμοκρασίας Curie. Η θερμοκρασία Curie είναι διαφορετική για κάθε υλικό [10]. Επίσης, η σύγχρονη μηχανή με μόνιμους μαγνήτες έχει πλεονεκτήματα έναντι της σύγχρονης μηχανής με τύλιγμα διέγερσης. Διαθέτει απλούστερη κατασκευή, απαιτεί λιγότερη συντήρηση και έχει καλύτερη απόδοση, αφού απουσιάζουν οι ψήκτρες και οι απώλειες χαλκού στο κύκλωμα διέγερσης. Όμως, η έλλειψη του κυκλώματος διέγερσης δεν μας επιτρέπει τον έλεγχο αέργου ισχύος μέσω του ρεύματος διέγερσης [4]. Στο Σχήμα 2.3 παρουσιάζεται το απλουστευμένο ισοδύναμο κύκλωμα μίας σύγχρονης μηχανής. Σχήμα 2.3: Απλουστευμένο ισοδύναμο διάγραμμα σύγχρονης μηχανής [10] Η φασική τάση στην έξοδο της γεννήτριας δίνεται από τον τύπο:

38 Κεφάλαιο 2 ο όπου: U s = E + I s R s I s + L s di s dt Ε: η τάση εξ επαγωγής στη μία φάση του στάτη Is: το φασικό ρεύμα της μηχανής στην ίδια φάση Rs: η αντίσταση του τυλίγματος της ίδιας φάσης Ls: η επαγωγή του τυλίγματος της ίδιας φάσης. (2.1) Η τάση εξ επαγωγής E υπολογίζεται από τον τύπο: E = K Φ ω s (2.2) όπου: K: σταθερά εξαρτώμενη από τα κατασκευαστικά χαρακτηριστικά της μηχανής Φ: η μαγνητική ροή της μηχανής ωs: η γωνιακή ταχύτητα της μηχανής. Συνδυάζοντας τις δύο σχέσεις προκύπτει: U s = K Φ ω s + I s R s I s + L s di s dt (2.3) Όπως φαίνεται από τη σχέση (2.3), η φασική τάση της μηχανής εξαρτάται τόσο από το φασικό ρεύμα, όσο και από την ταχύτητα περιστροφής του δρομέα της μηχανής. Η τάση αυτή ανορθώνεται με μία γέφυρα έξι διόδων Ανορθωτική Διάταξη Η ανορθωτική διάταξη αποτελείται από έξι διόδους. Όπως είναι προφανές, είναι μια μη ελεγχόμενη διάταξη με μέγιστο ρεύμα 30A [4]. Στην έξοδό της βρίσκεται συνδεδεμένος ένας πυκνωτής εξομάλυνσης. Επειδή τα ημιαγωγικά στοιχεία είναι μη ελεγχόμενα έχει απλή δομή και πολύ μικρές απώλειες, που βελτιώνουν το συντελεστή απόδοσης της ευρύτερης διάταξης, αλλά δεν επιτρέπουν την αντίστροφη ροή ισχύος. Η τάση στην έξοδο του μετατροπέα προκύπτει από τη σχέση: V out DC = 3 π 2 V in in π,rms = 1,35 V (2.4) π,rms

39 Κεφάλαιο 2 ο Σύμφωνα με πειραματικές μετρήσεις που πραγματοποιήθηκαν στο εργαστήριο, η τάση στην έξοδο του μετατροπέα κυμαίνεται ανάμεσα στα 40V και τα 100V [3]. 2.2 Μετατροπέας ανύψωσης τάσης Ο μετατροπέας DC-DC παρεμβάλλεται για να μπορέσουμε να απομαστεύσουμε τη μέγιστη ισχύ από την ανεμογεννήτρια (Maximum Power Point Tracking). Ο στόχος αυτός μπορεί να επιτευχθεί με διάφορους τύπους μετατροπέων DC-DC. Τα επίπεδα τάσης στην έξοδο της ανορθωτικής διάταξης και το γεγονός ότι θα πρέπει να συνδέσουμε τη διάταξη με το δίκτυο, μας υπαγορεύουν να χρησιμοποιήσουμε ένα μετατροπέα ανύψωσης τάσης. Με αυτή τη λογική επιλέχθηκε ο μετατροπέας τύπου Interleaved Boost, όπως μελετήθηκε και κατασκευάστηκε στα πλαίσια της διπλωματικής εργασίας του Ιωάννη Γκαρτζώνη [17]. Πρόκειται για μία βελτιωμένη έκδοση του μετατροπέα Boost με παράλληλους κλάδους διαδοχικής αγωγής για τη φόρτιση του πυκνωτή της εξόδου, οι οποίοι προσφέρουν μικρότερη κυμάτωση στην τάση εξόδου. Το αντίτιμο για αυτά τα βελτιωμένα χαρακτηριστικά είναι η αυξημένη πολυπλοκότητα στην κατασκευή, στον έλεγχο και το μεγαλύτερο κόστος. Ο αλγόριθμος που χρησιμοποιήθηκε είναι ο Διαταραχής και Παρατήρησης (Perturb and Observe), κατά τον οποίο αλλάζει βηματικά ο λόγος κατάτμησης (διαταραχή) και παρατηρείται αν αυξήθηκε ή μειώθηκε η συνολική ισχύς (παρατήρηση) [17]. Μεταξύ του μετατροπέα ανύψωσης τάσης και του αντιστροφέα θα πρέπει να τοποθετηθεί ένας πυκνωτής μεγάλης χωρητικότητας. Για τη σωστή λειτουργία της διάταξης, θα πρέπει η τάση μεταξύ των δύο βαθμίδων να παραμένει σχεδόν σταθερή, με πολύ μικρή κυμάτωση. Ο αντιστροφέας δημιουργεί μεγάλα παλμικά ρεύματα στην είσοδό του. Για να μπορέσει να διατηρηθεί η τάση σε μία συγκεκριμένη τιμή με μία αποδεκτή κυμάτωση θα πρέπει η τιμή του πυκνωτή να είναι αρκετά μεγάλη. Λόγω του ότι είναι δύσκολο να βρεθεί πυκνωτής τόσο μεγάλης χωρητικότητας στο εμπόριο, χρησιμοποιείται μία συστοιχία πυκνωτών συνδεδεμένων παράλληλα. Η συστοιχία πυκνωτών έχει και το πλεονέκτημα της μειωμένης ισοδύναμης εν σειρά αντίστασης του πυκνωτή (Equivalent Series Resistance) [10]. 2.3 Μονοφασικός αντιστροφέας Ο αντιστροφέας που επιλέχθηκε για τη διασύνδεση του συστήματος με το δίκτυο χαμηλής τάσης είναι ένας μονοφασικός αντιστροφέας πλήρους γέφυρας. Μετατρέπει τη συνεχή τάση που του τροφοδοτεί η προηγούμενη βαθμίδα σε εναλλασσόμενη και είναι υπεύθυνος για τον έλεγχο της πραγματικής και αέργου ισχύος που εγχέεται στο δίκτυο

40 Κεφάλαιο 2 ο Παρουσίαση του μονοφασικού αντιστροφέα πλήρους γέφυρας Ο αντιστροφέας αποτελείται από 4 ελεγχόμενα διακοπτικά στοιχεία και 4 διόδους. Ακόμη, στην είσοδο του είναι τοποθετημένος ένας μεγάλος πυκνωτής για την εξομάλυνση της τάσης της προηγούμενης βαθμίδας. Ο μετατροπέας είναι χωρισμένος σε 2 κλάδους, Α και Β. Ο κάθε κλάδος αποτελείται από δύο ελεγχόμενα ημιαγωγικά στοιχεία και 2 αντιπαράλληλα μη ελεγχόμενα (διόδους). Όπως φαίνεται και από το Σχήμα 2.4, δε θα πρέπει σε καμία περίπτωση να άγουν ταυτόχρονα 2 στοιχεία του ίδιου κλάδου, καθώς θα βραχυκυκλωθεί η πηγή τάσης στην είσοδο. Αυτό θα προκαλούσε ένα τεράστιο ρεύμα που θα κατέστρεφε τα ημιαγωγικά στοιχεία. Ακόμη, αν συνδεόταν η τάση εισόδου με πολικότητα αντίθετη αυτής που έχουμε στο Σχήμα 2.4, αυτό θα σήμαινε ορθή πόλωση των αντιπαράλληλων διόδων και συνεπώς την καταστροφή τους από το βραχυκύκλωμα της πηγής τάσης στην είσοδο. Σχήμα 2.4: Μονοφασικός αντιστροφέας πλήρους γέφυρας [18] Στον αντιστροφέα που υλοποιήσαμε στο εργαστήριο επιλέξαμε ως ελεγχόμενους διακόπτες τα ημιαγωγικά στοιχεία τύπου MOSFET, τα οποία ελέγχονται εφαρμόζοντας τάση ανάμεσα στους ακροδέκτες της Πύλης (Gate) και της Πηγής (Source), ενώ ενσωματώνουν στην δομή τους την αντιπαράλληλη δίοδο. Γίνεται αντιληπτό ότι ελέγχοντας κατάλληλα την τάση VGS για το κάθε MOSFET, μπορούμε να ελέγξουμε την τάση που προκύπτει στην έξοδο του αντιστροφέα. Υπάρχουν διάφορες τεχνικές για το έλεγχο αυτής της τάσης [19]. Κάθε μία προσφέρει πλεονεκτήματα και μειονεκτήματα. Συνήθως, όσο περισσότερα τα πλεονεκτήματα που προσφέρει η μέθοδος παλμοδότησης, τόσο πιο δύσκολη είναι και η εφαρμογή της

41 Κεφάλαιο 2 ο Παρουσίαση μεθόδων παλμοδότησης Στη συνέχεια, θα παρουσιαστούν 3 μέθοδοι παλμοδότησης: 1) η μέθοδος με τετραγωνικούς παλμούς, 2) η μέθοδος ημιτονοειδούς διαμόρφωσης εύρους παλμών με διπολική τάση εξόδου και 3) η μέθοδος ημιτονοειδούς διαμόρφωσης εύρους παλμών με μονοπολική τάση εξόδου. Από τις παραπάνω μεθόδους, χρησιμοποιήθηκε μόνο η τρίτη, όμως η παρουσίαση των άλλων δύο δίνει μία καλύτερη εικόνα στο πώς λειτουργεί ο μετατροπέας. 1) Παλμοδότηση με τετραγωνικούς παλμούς Είναι η πιο απλή από τις τρεις μεθόδους. Κάθε ελεγχόμενο διακοπτικό στοιχείο άγει για το ήμισυ της περιόδου. Τα τρανζίστορ σε αυτού του τύπου τον αντιστροφέα άγουν σε διαγώνια ζευγάρια. Δηλαδή το ΤΑ+ άγει ταυτόχρονα με το TB-, ενώ τα ΤΑ- και ΤΒ+ βρίσκονται στην αποκοπή και το αντίστροφο. Με αυτόν το τρόπο, εμφανίζεται στην έξοδο μία τετραγωνική τάση με εύρος από -Vd έως +Vd. Αν το φορτίο στην έξοδο του αντιστροφέα είναι καθαρά ωμικό, το ρεύμα που προκύπτει είναι σύμμορφο της τάσης και οι αντιπαράλληλες δίοδοι δεν άγουν. Η χρησιμότητά τους αποδεικνύεται όταν το φορτίο είναι επαγωγικής φύσεως. Σε αυτήν την περίπτωση, μετά τη σβέση του ενός ζεύγους ελεγχόμενων ημιαγωγικών στοιχείων και την έναυση του άλλου ζεύγους, το ρεύμα θα συνεχίσει να έχει την ίδια φορά για κάποιο χρονικό διάστημα. Με την μετάβαση από το ένα ζεύγος διακοπτικών στοιχείων στο άλλο, ο μόνος δρόμος για το ρεύμα είναι μέσω των αντιπαράλληλων διόδων των στοιχείων, διότι τα MOSFET επιτρέπουν μόνο τη φορά ρεύματος από τον ακροδέκτη του Απαγωγού (Drain) προς τον ακροδέκτη της Πηγής. Η λειτουργία του μετατροπέα με ωμικό-επαγωγικό φορτίο φαίνεται και στο Σχήμα

42 Κεφάλαιο 2 ο Σχήμα 2.5: Κυματομορφές τάσης εξόδου και ρεύματος εξόδου, εισόδου για τετραγωνικούς παλμούς και ωμικό-επαγωγικό φορτίο [18] Το αρμονικό περιεχόμενο της τάσης εξόδου περιέχει πέρα από τη βασική αρμονική και ανώτερες αρμονικές, οι οποίες εμφανίζονται στα περιττά ακέραια πολλαπλάσια της συχνότητας της βασικής αρμονικής. Η συχνότητα της βασικής αρμονικής είναι η ίδια με τη συχνότητα της τετραγωνικής κυματομορφής. 2) Παλμοδότηση με τη μέθοδο ημιτονοειδούς διαμόρφωσης εύρους παλμών με διπολική τάση εξόδου (Bipolar SPWM) Κατά την ημιτονοειδή διαμόρφωση με διπολική τάση εξόδου, τα διακοπτικά στοιχεία του αντιστροφέα χωρίζονται σε δύο ομάδες. Η Α ομάδα περιλαμβάνει τα στοιχεία TA+ και TB-, όπως απεικονίζονται στο Σχήμα 2.4, ενώ η Β ομάδα περιέχει τα στοιχεία TA- και TB

43 Κεφάλαιο 2 ο Μπορούμε να δούμε ότι κατά τη διάρκεια της αγωγής της Α ομάδας, η τάση εξόδου είναι +Vd, ενώ όταν άγουν τα στοιχεία της Β, η τάση εξόδου είναι -Vd. Για την υλοποίηση της μεθόδου αυτής, χρησιμοποιούνται δύο κυματομορφές, μία υψίσυχνη τριγωνική κυματομορφή με συχνότητα ίση με τη διακοπτική συχνότητα και μία χαμηλόσυχνη ημιτονοειδής κυματομορφή με συχνότητα ίση με της τάσης που θέλουμε να παράγουμε. Για την παραγωγή παλμών, τα δύο αυτά σήματα συγκρίνονται μεταξύ τους, όπως φαίνεται στο Σχήμα 2.6. Όταν η τριγωνική κυματομορφή έχει τιμή μεγαλύτερη από αυτή του ημιτόνου, άγουν τα στοιχεία της ομάδας Β, ενώ αν το ημιτονοειδές σήμα έχει μεγαλύτερη τιμή από του τριγώνου, τότε άγουν τα διακοπτικά στοιχεία της ομάδας Α [19]. Σχήμα 2.6: Κυματομορφές της τριγωνικής και ημιτονοειδούς κυματομορφής [19] Το αποτέλεσμα αυτής της σύγκρισης φαίνεται στο Σχήμα 2.6 μαζί με τη βασική αρμονική. Σε αυτό το σημείο, θα ορίσουμε τα βασικά στοιχεία των δύο αυτών σημάτων: Όπου: Αsin: Το πλάτος της ημιτονοειδούς κυματομορφής Atri: Το πλάτος της τριγωνικής κυματομορφής Fsin: Η συχνότητα του ημιτόνου Ftri: Η συχνότητα του τριγώνου ΜΑ: Ο συντελεστής διαμόρφωσης πλάτους ΜF: Ο συντελεστής διαμόρφωσης συχνότητας Μ Α = Α sin A tri, Μ F = F tri F sin (2.5) Ο συντελεστής διαμόρφωσης πλάτους είναι ιδιαίτερα σημαντικός, καθώς καθορίζει το πλάτος της βασικής αρμονικής και παίρνει τιμές από 0 έως 1. Για τιμές μεγαλύτερες του 1, έχουμε το

44 Κεφάλαιο 2 ο φαινόμενο της υπερδιαμόρφωσης, όπου το αρμονικό περιεχόμενο της τάσης εξόδου αυξάνεται [19]. Η Fsin καθορίζει τη συχνότητα της βασικής αρμονικής. Σχήμα 2.7: Αποτέλεσμα της διπολικής SPWM [19] Όπως βλέπουμε και στο Σχήμα 2.8, οι ανώτερες αρμονικές είναι ομαδοποιημένες σε ζώνες συχνοτήτων, οι οποίες εμφανίζονται γύρω από τα ακέραια πολλαπλάσια της Ftri και οι συχνότητές τους δίνονται από τη σχέση: F v = n F tri ± k F sin (2.6) όπου n = 1,2,3 και k = 1,2,3 για άρτιες τιμές του n, ή k = 0,2,4 για περιττές τιμές του n. Συμπεραίνουμε ότι πλέον είναι πολύ πιο εύκολο να φιλτράρουμε τις ανώτερες αρμονικές όσο αυξάνεται η Ftri. Όμως, η αύξηση της συχνότητας του τριγώνου σημαίνει αύξηση των διακοπτικών απωλειών στα ημιαγωγικά στοιχεία του μετατροπέα. Συνεπώς θα πρέπει να βρεθεί μία κατάλληλη συχνότητα ώστε να έχουμε αρκετά μικρό φίλτρο εξόδου και ικανοποιητική απόδοση του μετατροπέα. Ακόμη, οι ανώτερες αρμονικές μπορεί να δημιουργήσουν ηλεκτρομαγνητικές παρεμβολές σε διπλανές συσκευές, ή ακόμη και ακουστικό θόρυβο. Τέλος, θα πρέπει να αναφερθεί ότι ο λόγος MF θα πρέπει να είναι αρκετά μικρός, αλλιώς θα εμφανιστούν και υποαρμονικές. Στην περίπτωση όπου για κάποιο λόγο πρέπει η Ftri που επιβάλλεται να είναι σχετικά μικρή, θα πρέπει να επιλεχθεί κατάλληλα ο MF, ώστε να αποφύγουμε αυτό το πρόβλημα

45 Κεφάλαιο 2 ο Σχήμα 2.8: Αρμονικό περιεχόμενο τάσης εξόδου με διπολική SPWM [19] 3) Παλμοδότηση με τη μέθοδο ημιτονοειδούς διαμόρφωσης εύρους παλμών με μονοπολική τάση εξόδου (Unipolar SPWM) Σε αυτόν τον τύπο παλμοδότησης, μπορούμε επίσης να χωρίσουμε τα στοιχεία σε 2 ομάδες, τα στοιχεία της ομάδας Α και Β, όπως είναι σημειωμένα στο Σχήμα 2.4. Σε αντίθεση με την SPWM με διπολική τάση εξόδου, το κάθε στοιχείο της ίδιας ομάδας παλμοδοτείται διαφορετικά. Εκτός των κυματομορφών που αναφέραμε στην προηγούμενη μέθοδο, υπάρχει ακόμη ένα ημίτονο. Το ημίτονο αυτό έχει το ίδιο πλάτος και διαφορά φάσης 180 μοίρες με το ημίτονο που είχαμε στην προηγούμενη μέθοδο. Το αρχικό ημίτονο θα αναφέρεται ως Vcontrol, ενώ το δεύτερο ημίτονο ως -Vcontrol. Για τα στοιχεία της ομάδας A, η Vcontrol συγκρίνεται με την τριγωνική κυματομορφή. Όταν η Vcontrol είναι μεγαλύτερη της τιμής του τριγώνου τότε άγει το TA+, ενώ όταν είναι μικρότερη άγει το TA-. Η ίδια λογική ισχύει και για την ομάδα Β, αλλά αυτή τη φορά συγκρίνεται η -Vcontrol με την τριγωνική κυματομορφή [19]. Με αυτόν τον τρόπο επιτυγχάνουμε, εκτός από +Vd και -Vd, να υπάρχει και το 0 ως επίπεδο τάσης στην έξοδο ανάλογα με το ποια στοιχεία άγουν. Η τάση που προκύπτει είναι αυτή που απεικονίζεται στο Σχήμα 2.9d. Για αυτήν τη μέθοδο παλμοδότησης ισχύουν οι εξής σχέσεις: V max 01 = M A V d, M A 1 (2.7) V d < V max 01 < 4 π V d, M A > 1 (2.8)

46 Κεφάλαιο 2 ο F h = [j (2 Μ F ) ± k] F sin, j = 1,2,, k = ±1, ±3, ±5, (2.9) Τα ΜF, MA ορίστηκαν στη σχέση (2.5). Η σχέση (2.9) ισχύει για ΜΑ < 1 και όχι για την περίπτωση της υπερδιαμόρφωσης. Για τη μονοπολική SPWM ο λόγος MF λαμβάνει άρτιες τιμές. Σχήμα 2.9: a) Τα δύο ημίτονα με την τριγωνική κυματομορφή σε κοινό γράφημα. b) c) Το αποτέλεσμα της σύγκρισης των δύο ημιτόνων με την τριγωνική κυματομορφή. d) Η τάση εξόδου του αντιστροφέα e) Το αρμονικό περιεχόμενο της τάσης εξόδου [19]

47 Κεφάλαιο 2 ο Ένα πρώτο πλεονέκτημα που μπορούμε να παρατηρήσουμε είναι ότι η μεταβολή της τάσης εξόδου γίνεται κατά Vd και όχι κατά 2Vd, όπως στις προηγούμενες δύο μεθόδους. Ένα άλλο σημαντικό πλεονέκτημα είναι ότι οι ανώτερες αρμονικές εμφανίζονται σε πλευρικές ζώνες σε συχνότητα διπλάσια της Ftri (Σχήμα 2.9e). Η συχνότητα των αρμονικών h τάξης δίνεται από τη σχέση (2.9). Με αυτή τη μέθοδο για μία ορισμένη συχνότητα τριγωνικής κυματομορφής χρειαζόμαστε ένα φίλτρο με μεγαλύτερη συχνότητα αποκοπής, από ότι στην περίπτωση της διπολικής SPWM, με άμεσο αποτέλεσμα τη μείωση του βάρους και του όγκου του φίλτρου. Το μόνο μειονέκτημα, έναντι της προηγούμενης μεθόδου, είναι η υλοποίηση της ξεχωριστής παλμοδότησης για το κάθε στοιχείο. Με μία μικρή επιβάρυνση στις πράξεις που θα πρέπει να εκτελέσει ο μικροελεγκτής, η μονοπολική SPWM κρίθηκε η κατάλληλη τεχνική παλμοδότησης του αντιστροφέα. 2.4 Φίλτρο εξόδου και προβλήματα ανώτερων αρμονικών Η τάση στην έξοδο του αντιστροφέα δεν έχει ημιτονοειδή μορφή, αλλά παλμική. Η τάση αυτή λοιπόν έχει και ανώτερες αρμονικές, οι οποίες δημιουργούν προβλήματα. Ένα από αυτά είναι ότι δεν μεταφέρουν ενεργό ισχύ και συνεπώς αυξάνουν την άεργο ισχύ. Αυτό έχει ως αποτέλεσμα να αυξάνεται το ρεύμα που ρέει στους αγωγούς για μία δεδομένη τιμή ενεργού ισχύος. Με την αύξηση του ρεύματος αυξάνονται και οι απώλειες χαλκού στα καλώδια και στους μετασχηματιστές. Οι παρασιτικές επαγωγές των γραμμών και οι επαγωγές σκέδασης των μετασχηματιστών σε συνδυασμό με τις παρασιτικές χωρητικότητες των γραμμών και τους πυκνωτές αντιστάθμισης δημιουργούν κυκλώματα LC. Τα κυκλώματα αυτά, αν διεγερθούν με μία τάση συχνότητας ίση με τη συχνότητα συντονισμού τους, δημιουργούν μεγάλα ρεύματα στο βρόχο μεταξύ πυκνωτή-πηνίου και μεγάλες τάσεις στους πυκνωτές. Αν κάποια από τις ανώτερες αρμονικές περάσει στο δίκτυο και συντονίσει ένα από αυτά τα κυκλώματα, μπορεί να προκαλέσει καταστροφές του εξοπλισμού λόγω των υπερτάσεων και των μεγάλων ρευμάτων που θα προκύψουν. Οι ανώτερες αρμονικές ρεύματος προκαλούν πτώση τάσης στις γραμμές μεταφοράς. Εάν η σύνθετη αντίσταση των καλωδίων είναι αρκετά μεγάλη, τότε η τάση που φτάνει στα φορτία είναι παραμορφωμένη. Στην περίπτωση που τα φορτία αυτά είναι μη γραμμικά, όπως παραδείγματος χάρη κινητήρες, τότε αυξάνονται οι απώλειες σιδήρου. Ακόμη, ορισμένες

48 Κεφάλαιο 2 ο αρμονικές (3 η, 5 η, 8 η, 11 η, 14 η, κλπ.) δημιουργούν αντίστροφα στρεφόμενο μαγνητικό πεδίο, το οποίο ισοδυναμεί με την πέδησή τους. Τα παραπάνω έχουν ως αποτέλεσμα την υπερθέρμανση των τυλιγμάτων, τη γήρανση και με την πάροδο του χρόνου την καταστροφή των μονώσεων [18]. Η παραμόρφωση της τάσης μπορεί να φτάσει σε ορισμένες περιπτώσεις μέχρι και σε βιομηχανικές μονάδες. Οι αρμονικές μεγάλης συχνότητας μπορούν να προκαλέσουν ηλεκτρομαγνητικές παρεμβολές σε διάφορα ηλεκτρονικά συστήματα, των οποίων η δυσλειτουργία να προκαλέσει νεκρό χρόνο στην παραγωγή. Για αυτό το λόγο, η οδηγία 120 της ΔΕΗ ορίζει τη μέγιστη παραμόρφωση σε ποσοστά από 0,5% έως 6%, ανάλογα με το μέγεθος της αρμονικής. Όλα αυτά τα προβλήματα κάνουν ιδιαίτερα σημαντικό το φιλτράρισμα των ανώτερων αρμονικών. Για να επιτύχουμε αυτό το σκοπό, προσθέτουμε στην έξοδο του αντιστροφέα ένα κατωδιαβατό LC φίλτρο, όπως αυτό που φαίνεται στο Σχήμα Σχήμα 2.10: Φίλτρο εξόδου [4] Το φίλτρο αυτής της μορφής είναι δεύτερης τάξης. Πλεονεκτεί έναντι του απλού πηνίου, καθώς η τιμή της επαγωγής που χρειάζεται είναι πολύ μικρότερη και μειώνεται το κόστος και οι απώλειες του αντιστροφέα. Η τιμή της χωρητικότητας θα πρέπει να περιοριστεί, καθώς για μεγάλες τιμές του πυκνωτή δημιουργείται μεγάλο χωρητικό ρεύμα στη βασική συχνότητα και εξάρτηση από την εμπέδηση του δικτύου. Ακόμη, για να δημιουργήσουμε την επιθυμητή επαγωγή χρησιμοποιήθηκαν δύο πηνία αντί για ένα. Αυτό έγινε επειδή ο πυρήνας φερρίτη για ένα μόνο πηνίο θα είχε πολύ μεγάλο μέγεθος. Η συχνότητα αποκοπής εξαρτάται από τα στοιχεία που αποτελούν το φίλτρο και δίνεται από τον τύπο:

49 Κεφάλαιο 2 ο 1 f cut off = (2.10) 2 π L C Η συχνότητα αποκοπής θα πρέπει να είναι αρκετά μικρότερη από τη συχνότητα της πρώτης ανώτερης αρμονικής που θα πρέπει να αποκόψει και μεγαλύτερη από τη συχνότητα της βασικής αρμονικής για να μην προσθέτει σημαντική καθυστέρηση φάσης στη τάση εξόδου. 2.5 Μονοφασικός μετασχηματιστής Το τελευταίο στοιχείο του μετατροπέα είναι ένας μονοφασικός μετασχηματιστής (Μ/Τ). Η ύπαρξη είναι απαραίτητη στη τοπολογία για να μπορέσει η τάση στην έξοδο του φίλτρου να φτάσει στο επίπεδο της τάσης του δικτύου χαμηλής τάσης. Επίσης, προσφέρει γαλβανική απομόνωση στο μετατροπέα. Το ισοδύναμο κύκλωμα ενός μονοφασικού Μ/Τ: Σχήμα 2.11: Ισοδύναμο κύκλωμα μονοφασικού Μ/Τ [3] Ο δείκτης 1 σημειώνει τα στοιχεία που αντιστοιχούν στα μεγέθη του πρωτεύοντος, ενώ ο δείκτης 2 χαρακτηρίζει τα στοιχεία του δευτερεύοντος. Τα τονούμενα μεγέθη είναι ανηγμένα ως προς το πρωτεύον. Πιο συγκεκριμένα ορίζουμε τα μεγέθη: u1: η τάση, που εφαρμόζεται στο πρωτεύον u2: η τάση στην έξοδο του δευτερεύοντος R1: η ωμική αντίσταση πρωτεύοντος R'2: η ωμική αντίσταση δευτερεύοντος ανηγμένη στο πρωτεύον Lσ1: η επαγωγή σκέδασης πρωτεύοντος L'σ2: η επαγωγή σκέδασης δευτερεύοντος ανηγμένη στο πρωτεύον

50 Κεφάλαιο 2 ο Lh1: η κύρια επαγωγή όπως φαίνεται από το πρωτεύον RFe: η αντίσταση σιδήρου, η οποία εκφράζει τις απώλειες σιδήρου. Οι σχέσεις που συνδέουν τα ανηγμένα μεγέθη με τα πραγματικά: u 2 = n u 2 (2.11) i 2 = i 2 n (2.12) R 2 = n 2 R 2 (2.13) L σ2 = n 2 L σ2 (2.14) n = u 1 u 2 (2.15) 2.6 Διαστασιολόγηση του υπό κατασκευή συστήματος Όπως προαναφέρθηκε, ο συνδυασμός ανεμογεννήτριας και ανορθωτικής διάταξης παράγει στην έξοδό του συνεχή τάση από 40V έως 100V. Η τάση αυτή έχει μικρή κυμάτωση και θα πρέπει να μετατραπεί σε εναλλασσόμενη ημιτονοειδή τάση 230V και 50Hz, ώστε να μπορέσει να γίνει η σύνδεση με το δίκτυο χαμηλής τάσης. Αρχικά, η ανορθωμένη τάση τροφοδοτείται στο μετατροπέα Boost. Η τάση στην έξοδο του Boost δίνεται από τη σχέση: V 0 = 1 V i 1 δ (2.16) Η (2.16) περιγράφει τη λειτουργία στην περιοχή συνεχούς αγωγής (CCM). Η παράμετρος δ ονομάζεται λόγος κατάτμησης και όπως αναφέρεται στη διπλωματική εργασία του Ιωάννη Γκαρτζώνη, στα πλαίσια της οποίας σχεδιάστηκε, λαμβάνει μέγιστη τιμή 0,7 [17]. Συνεπώς, ο λόγος της τάσης εξόδου προς την τάση εισόδου παίρνει τη μέγιστη τιμή: V 0 1 = V i 1 0,7 = 3,33 (2.17) V 0 = 3,33V i (2.18) Η τάση με την οποία θα φορτίσουμε τους πυκνωτές διασύνδεσης θα πρέπει να επιλεχθεί έτσι ώστε να διασφαλίζεται η σωστή λειτουργία του αντιστροφέα και του μετατροπέα ανύψωσης τάσης. Για να το επιτύχουμε αυτό, θα πρέπει η τάση που θα φορτίσουμε τους πυκνωτές να είναι μικρότερη από την τιμή που προκύπτει από τη σχέση (2.18) για την ελάχιστη τάση εξόδου του ανορθωτή.

51 Κεφάλαιο 2 ο V d,max = 3,33 40V = 133.2V (2.19) Η τάση του δικτύου μπορεί να έχει μέχρι 10% μέγιστη απόκλιση από την ονομαστική τιμή των 230V. RMS V grid,max Από τη σχέση (2.7) προκύπτει ότι: = 230V + 10% 230V = 253V (2.20) M A = 253 2V V d = 357,8V V d (2.21) Η μέγιστη τιμή του συντελεστή διαμόρφωσης πλάτους ΜΑ θα πρέπει να είναι κοντά στο 0,8. Για υψηλότερες τιμές μπορεί να προκληθεί λανθασμένη έναυση κάποιου διακοπτικού στοιχείου, δημιουργώντας σφάλματα στη λειτουργία του αντιστροφέα. Συνεπώς, από τη σχέση (2.20) προκύπτει: 357,8V 0,8 V V d 357,8V = 447,25V (2.22) d 0,8 Λαμβάνοντας υπόψιν τη σχέση (2.19) συμπεραίνουμε ότι δεν γίνεται να βρούμε ένα επίπεδο τάσης το οποίο να μπορεί να ικανοποιήσει και τους δύο μετατροπείς. Για αυτό το λόγο είναι αναγκαία η ύπαρξη ενός μονοφασικού Μ/Τ στο κύκλωμα. Εκτός από το πλεονέκτημα της γαλβανικής απομόνωσης προσφέρει και τα ακόλουθα πλεονεκτήματα: Μειώνονται οι απώλειες αγωγής, καθώς με την αύξηση της τάσης διάσπασης των ημιαγωγικών στοιχείων αυξάνεται και η αντίσταση αγωγής. Μειώνεται το κόστος των ημιαγωγικών στοιχειών και των πυκνωτών διασύνδεσης, καθώς είναι ανάλογο της τάσης διάσπασης. Δυνατότητα αξιοποίησης απλούστερων διατάξεων για την ανύψωση τάσης με περιορισμένο συντελεστή ανύψωσης τάσης. Ο μετασχηματιστής που χρησιμοποιήθηκε υπήρχε ήδη στο Εργαστήριο Ηλεκτρομηχανικής Μετατροπής Ενέργειας και έχει λόγο μετασχηματισμού 1:4. Η ονομαστική του ισχύς είναι 2500VA και το ονομαστικό ρεύμα δευτερεύοντος είναι 5A. Τα χαρακτηριστικά στοιχεία του μετασχηματιστή δίνονται στον Πίνακα

52 Κεφάλαιο 2 ο 2.1 Πρωτεύον R1=0,11875Ω Lσ1=0,223 mh V1N=85V Δευτερεύον R2=1,9Ω Lσ2=3,568mH V2N=340V Lh1=0.035 mh RFe=170 Ω Πίνακας 2.1: Χαρακτηριστικά μεγέθη του μονοφασικού Μ/Τ[4] Η σχέση (2.7) γίνεται πλέον: Επιλέγοντας μία μέγιστη τιμή για το MA,max=0.75: M A = 357,8 4 V d = 89,45 V d (2.23) V d = 89,45 0,75 = 119,266V 120V (2.24) Με αυτόν το τρόπο δε δημιουργείται πλέον πρόβλημα από τον περιορισμό που μας βάζει η σχέση (2.19). Το σύστημα έχει σχεδιαστεί για μέγιστη ισχύ 1kW. Όσο αυξάνεται η διακοπτική συχνότητα, αυξάνονται και οι διακοπτικές απώλειες. Ο αντιστροφέας λειτουργεί στα 20kHz, ένα ικανοποιητικό σημείο ανάμεσα στην απαιτούμενη συχνότητα αποκοπής του φίλτρου και τις απώλειες αγωγής. Ο μετατροπέας ανύψωσης τάσης λειτουργεί με συχνότητα 50kHz, καθώς θέλουμε η κυμάτωση της τάσης εισόδου και κατά συνέπεια του ρεύματος εισόδου να είναι μικρή. Για τις συγκεκριμένες συχνότητες και τάσεις τα καταλληλότερα στοιχεία είναι τα MOSFET και τα IGBT. Η διάταξη μας είναι χαμηλής ισχύος και για αυτό επιλέχθηκαν τα MOSFET

53 Κεφάλαιο 3 ο ΚΕΦΑΛΑΙΟ 3 ΕΛΕΓΧΟΣ ΤΟΥ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑ Ο έλεγχος του μονοφασικού αντιστροφέα τάσης έχει ως στόχο τη μηδενική ανταλλαγή αέργου ισχύος με το δίκτυο και τη σταθεροποίηση της τάσης στον πυκνωτή διασύνδεσης, ρυθμίζοντας την ενεργό ισχύ που προσφέρει στο δίκτυο. 3.1 Δημιουργία αναφοράς ενεργού ισχύος - Έλεγχος τάσης πυκνωτή διασύνδεσης Η τάση του πυκνωτή διασύνδεσης μεταβάλλεται ανάλογα με το ισοζύγιο ισχύος της ανεμογεννήτριας και του δικτύου. Η ενέργεια που αποθηκεύεται στο πυκνωτή (Ec) δίνεται από τη σχέση: E c = 1 2 C V c 2 de c dt = C dv c dt dv c Pin Pout = dt C (3.1) Όπως φαίνεται από την εξίσωση 3.1, η τάση στον πυκνωτή διασύνδεσης Vc αυξάνεται όταν η ισχύς που προσλαμβάνει από το μετατροπέα του προηγούμενου επίπεδου Pin είναι μεγαλύτερη από την ισχύ που προσφέρεται στο δίκτυο Pout μέσω του αντιστροφέα. Αντίθετα, όταν η Pin είναι μικρότερη της Pout, η τάση στα άκρα του πυκνωτή μειώνεται. Για τη σωστή λειτουργία του αντιστροφέα θα πρέπει η τάση στα άκρα του πυκνωτή να παραμένει σταθερή σε μία προκαθορισμένη τιμή. Όταν η τάση στη διασύνδεση αυξάνεται, θα πρέπει να αυξάνεται η αναφορά ενεργού ισχύος που καλείται ο αντιστροφέας να δώσει στο δίκτυο, έως ότου η τάση να επιστρέψει στην προκαθορισμένη τιμή. Στην περίπτωση που η τάση του πυκνωτή μειώνεται, θα πρέπει να μειωθεί και η αντίστοιχη αναφορά ισχύος. Αν ο έλεγχος αυτός γίνεται αρκετά γρήγορα, τότε η τάση στον πυκνωτή διασύνδεσης θα έχει μία μικρή κυμάτωση γύρω από την επιθυμητή τιμή και μπορεί να θεωρηθεί πρακτικά σταθερή. Η πιο εύκολη μέθοδος είναι ένας αναλογικός ολοκληρωτικός βρόχος (PI loop), που προσφέρει ικανοποιητική ταχύτητα. Όπως φαίνεται στο Σχήμα 3.1, ως αναφορά του βρόχου τροφοδοτείται η επιθυμητή τάση στον πυκνωτή διασύνδεσης, ενώ η πραγματική μετρούμενη τάση του πυκνωτή τροφοδοτείται ως ανάδραση. Η έξοδος του βρόχου μας δίνει την αναφορά της ενεργού ισχύος. Η αναφορά αυτή τροφοδοτείται ως αναφορά στο βρόχο που ελέγχει τους παλμούς του αντιστροφέα

54 Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3.1: PI βρόγχος ελέγχου για τη τάση του πυκνωτή διασύνδεσης [10] 3.2 Έλεγχος εξόδου του μετατροπέα Μία από τις πιο διαδεδομένες μεθόδους ελέγχου της ενεργού και της άεργου ισχύος στην έξοδο του μονοφασικού αντιστροφέα υλοποιείται μέσω του ελέγχου του ρεύματος που εγχέει ο αντιστροφέας στο δίκτυο [4] Έλεγχος ρεύματος με PI ελεγκτές σε d-q άξονες Ο ελεγκτής PI παρουσιάζει προβλήματα σε ημιτονοειδή μεγέθη. Αυτό συμβαίνει λόγω της χαμηλής αποδοτικότητας του ολοκληρωτή σε συχνότητες διάφορες της μηδενικής, η οποία δημιουργεί σφάλμα μόνιμης κατάστασης και χαμηλή απόρριψη διαταραχών [4]. Συνεπώς, δεν είναι δυνατόν να χρησιμοποιηθεί για τον αποτελεσματικό έλεγχο του ρεύματος σε σταθερό πλαίσιο αναφοράς. Για την αντιμετώπιση αυτού του προβλήματος προτείνεται η χρήση ενός συστήματος ελέγχου σε στρεφόμενο πλαίσιο αναφοράς, σύγχρονο με τη συχνότητα του δικτύου. Η μέθοδος αυτή απαιτεί να δημιουργηθούν δύο εικονικά σήματα κάθετα στα σήματα του ρεύματος και της τάσης. Τα εικονικά σήματα υλοποιούνται με την εισαγωγή καθυστέρησης φάσης κατά 90 ο στα πραγματικά σήματα. Μία άλλη τεχνική για την παραγωγή αυτών των σημάτων είναι η

55 Κεφάλαιο 3 ο δημιουργία ενός εικονικού τριφασικού συστήματος με βάση το πραγματικό σήμα και την εφαρμογή του μετασχηματισμού Clarke σε αυτό. Στη συνέχεια, εφαρμόζεται ο μετασχηματισμός Park στα δύο ζεύγη κάθετων συνιστωσών στρεφόμενα σύγχρονα με τη γωνιακή ταχύτητα της τάσης δικτύου. Η τάση του δικτύου και το ρεύμα που εγχέεται σε αυτό είναι πλέον συνεχή μεγέθη (Vd, Vq, Id, Iq) σε κινούμενο πλαίσιο αναφοράς. Από την αναφορά ενεργού ισχύος και τα μεγέθη Vd, Vq προκύπτει η αναφορά για τα ρεύματα Id, Iq. Σε αυτό το σημείο θα πρέπει να τονιστεί ότι θα μπορούσε να χρησιμοποιηθεί και αναφορά αέργου ισχύος στη δημιουργία της αναφοράς των ρευμάτων, ώστε να σταθεροποιηθεί η τάση στο σημείο διασύνδεσης. Για τους σκοπούς αυτής της διπλωματικής εργασίας, η αναφορά της αέργου ισχύος θεωρείται μηδέν, ώστε να επιτυγχάνεται πάντα μοναδιαίος συντελεστής ισχύος. Όπως φαίνεται και στο Σχήμα 3.2, τα σήματα και οι αναφορές τους τροφοδοτούνται σε ελεγκτές PI, των οποίων το αποτέλεσμα είναι η είσοδος ενός αντίστροφου μετασχηματισμού Park. Ο αντίστροφος μετασχηματισμός μεταφέρει τα μεγέθη σε σταθερό πλαίσιο αναφοράς, ώστε να δημιουργηθούν οι κατάλληλοι παλμοί ελέγχου για τη λειτουργία του αντιστροφέα. Σχήμα 3.2: : Σχηματικό διάγραμμα της d-q τεχνικής ελέγχου [4] Ο έλεγχος d-q επιτρέπει απεριόριστο κέρδος στη συχνότητα του δικτύου και εξαιρετική απόρριψη διαταραχών. Ακόμη, οι ελεγκτές PI είναι ιδιαίτερα αποδοτικοί, καθώς τα μεγέθη είναι μετασχηματισμένα στο σύγχρονο πλαίσιο αναφοράς. Όμως, οι μετασχηματισμοί που

56 Κεφάλαιο 3 ο εφαρμόζονται και ο υπολογισμός των εικονικών σημάτων υποδεικνύουν πως αυτός ο έλεγχος είναι αποδοτικότερος για τριφασικούς αντιστροφείς, όπου η ύπαρξη τριφασικού συστήματος μας επιτρέπει την απευθείας εφαρμογή των μετασχηματισμών Clarke Park και των αντιστρόφων τους Έλεγχος ρεύματος με ελεγκτή αναλογικό συντονισμού (Proportional Resonant Controller) Η βασική λειτουργία αυτής της μεθόδου είναι ότι εισάγει άπειρο κέρδος σε μία επιλεγμένη συχνότητα συντονισμού, εξαλείφοντας το σφάλμα μόνιμης κατάστασης σε αυτήν τη συχνότητα. Η συνάρτηση μεταφοράς δίνεται από τη σχέση: s H PR (s) = K P + K I (3.2) s 2 + ω 2 Το αναλογικό κέρδος (Kp) καθορίζει το εύρος ζώνης και τα όρια ευστάθειας του ελεγκτή (phase και gain margin), όπως και στο PI ελεγκτή. Ο PR ελεγκτής μπορεί να χρησιμοποιηθεί στη θέση του PI, όταν τα ελεγχόμενα σήματα είναι ημιτονοειδή. Σε αντίθεση με τον PI ελεγκτή, ο PR έχει διπλό ολοκληρωτή και χάρη σε αυτό μηδενίζεται το σφάλμα μόνιμης κατάστασης σε ημιτονοειδή σήματα. Στη διεθνή βιβλιογραφία αναφέρεται ως ελεγκτής PI 2 [4]. Το άπειρο κέρδος του ελεγκτή μπορεί να δημιουργήσει προβλήματα ευστάθειας στη συχνότητα ω. Για αυτόν το λόγο μπορεί να χρησιμοποιηθεί ο μη ιδανικός PR: ω c s H PR (s) = K p + K I (3.3) s ω c s + ω 2 Το κέρδος στη συχνότητα ω περιορίζεται σε μία πεπερασμένη τιμή, η οποία είναι αρκετά μεγάλη ώστε το σφάλμα μόνιμης κατάστασης να παραμένει πρακτικά μηδενικό. Ακόμη, δίνεται η δυνατότητα να διευρυνθεί το εύρος ζώνης με κατάλληλη επιλογή της συχνότητας ωc. Με αυτόν τον τρόπο μειώνεται η ευαισθησία στις μικρές μεταβολές της συχνότητας, που μπορεί να εμφανιστούν σε ένα ηλεκτρικό δίκτυο. Τα παραπάνω μπορούν να παρατηρηθούν και στα διαγράμματα Bode στο Σχήμα 3.3. Μέσω του ελέγχου αυτού παλμοδοτούνται κατάλληλα τα ημιαγωγικά στοιχεία του αντιστροφέα, ώστε ο συντελεστής ισχύος να είναι μονάδα. Η αναφορά της ισχύος διαιρείται με την τάση του δικτύου και πολλαπλασιάζεται με 2, ώστε να προκύψει η κατάλληλη τιμή πλάτους του ρεύματος. Η αναφορά του ρεύματος προκύπτει από τον πολλαπλασιασμό ενός ημιτόνου, συμφασικού με την τάση δικτύου, με το πλάτος του ρεύματος

57 Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3.3: Διαγράμματα Bode για α) ιδανικό και β) μη ιδανικό PR ελεγκτή για K p=1, K I=20, ω=314rad/s, ω c=10rad/s [20] Η αναφορά του ρεύματος είναι και η αναφορά του PR ελεγκτή, ενώ ως ανάδραση τροφοδοτείται η μετρούμενη τιμή του ρεύματος. Η έξοδος του ελεγκτή τροφοδοτείται στη μονάδα παραγωγής παλμών για τον έλεγχο του αντιστροφέα. Το ρεύμα που εφαρμόζει ο ελεγκτής είναι συμφασικό με την τάση του δικτύου και έτσι επιτυγχάνεται ο μοναδιαίος συντελεστής ισχύος. Οι τιμές των συντελεστών του ελεγκτή στηρίχτηκαν στις προσομοιώσεις που έκανε ο Χρήστος Λουκάς στα πλαίσια της διπλωματικής του εργασίας [6]. Σχήμα 3.4: PR βρόγχος ελέγχου εξόδου του αντιστροφέα

58 Κεφάλαιο 3 ο 3.3 Βρόχος κλειδωμένης φάσης με χρήση γενικευμένου ολοκληρώματος δεύτερης τάξης (SOGI-PLL) Για την επιτυχή διασύνδεση του αντιστροφέα με το δίκτυο, καθώς και για την υλοποίηση των προηγούμενων μεθόδων υπάρχει μία άγνωστη μεταβλητή, η κατάσταση του δικτύου. Με τον όρο κατάσταση του δικτύου ορίζεται η συχνότητα, το μέτρο και η γωνία της τάσης του δικτύου. Σχήμα 3.5: Σχηματικό διάγραμμα PLL [21] Όπως παρατηρούμε και στο Σχήμα 3.5, η τάση του δικτύου τροφοδοτείται σε ένα μπλοκ δημιουργίας δύο κάθετων συνιστωσών, με την va να είναι συμφασική με το δίκτυο. Έπειτα, οι δύο συνιστώσες γίνονται συνεχή μεγέθη μέσω του μετασχηματισμού Park. Στον έλεγχο αυτόν, γίνεται προσπάθεια μέσω ενός PI ελεγκτή, η έξοδος να έχει τέτοια γωνία ώστε να μηδενιστεί η συνιστώσα VQ, όπως και πρέπει να γίνεται σε τάση που μετασχηματίζεται σε σύγχρονα στρεφόμενο d-q πλαίσιο με αναφορά τη γωνία της. Η μέθοδος που χρησιμοποιήθηκε για την παραγωγή των δύο κάθετων συνιστωσών είναι η μέθοδος του γενικευμένου ολοκληρώματος δεύτερης τάξης. Υπάρχουν και άλλες μέθοδοι βασισμένες στο μετασχηματισμό Hilbert ή στον αντίστροφο μετασχηματισμό Park, αλλά έχουν προβλήματα στην εφαρμογή τους, μερικά από τα οποία είναι η πολυπλοκότητα, η μη γραμμικότητα και η εξάρτηση από τη συχνότητα [22]. Με τη μέθοδο του γενικευμένου ολοκληρώματος δεύτερης τάξης, η εκτιμώμενη τιμή του δικτύου προκύπτει από έναν ελεγκτή παρόμοιο με το μη ιδανικό PR, ο οποίος προσπαθεί να μηδενίσει τη διαφορά μεταξύ της εκτιμώμενης και της μετρούμενης τιμής του δικτύου. Ο ελεγκτής αυτός προσφέρει φιλτράρισμα και των ανώτερων αρμονικών και του θορύβου, λόγω του μεγάλου κέρδους σε μία περιοχή γύρω από τη βασική αρμονική. Για τη δημιουργία της κάθετης συνιστώσας ολοκληρώνεται το ημιτονοειδές σήμα. Ακολουθούν οι συναρτήσεις μεταφοράς για τις δύο κάθετες συνιστώσες και το αντίστοιχο μπλοκ διάγραμμα στο Σχήμα

59 Κεφάλαιο 3 ο v v = K ω n s I (3.4) s 2 + ω n s + ω 2 n qv v = K I ω n s 2 + ω n s + ω n 2 (3.5) Σχήμα 3.6: Γενικευμένος ολοκληρωτής δεύτερης τάξης για την παραγωγή κάθετων συνιστωσών [21] Πιο συγκεκριμένα, αντικαθιστώντας το s με j ωn στη σχέση (3.4) παρατηρούμε ότι το κέρδος KI εμφανίζεται στη συχνότητα του δικτύου. Επιλέγωντας μεγάλη τιμή για το κέρδος KI επιτυγχάνουμε την ελαχιστοποίηση του σφάλματος στην επιλεγμένη συχνότητα. Το κέρδος αυτό μειώνεται όσο απομακρυνόμαστε από την συχνότητα του δικτύου, όπως φαίνεται στο Bode διαγραμμα του μη ιδανικού PR στο Σχήμα 3.3β. 3.4 Μετατροπή συναρτήσεων μεταφοράς Στο μετατροπέα μας ο έλεγχος υλοποιείται από ένα μικροελεγκτή. Για τη μεταφορά των συναρτήσεων μεταφοράς σε κώδικα είναι απαραίτητη η διακριτοποίησή τους. Ο μικροελεγκτής δεν έχει τη δυνατότητα να διαχειριστεί τα μεγέθη με συνεχή τρόπο. Ανά τακτά χρονικά διαστήματα λαμβάνει μετρήσεις από τη διάταξη και τις ψηφιοποιεί, ώστε να μπορέσει να τις επεξεργαστεί και να επενεργήσει κατάλληλα στο σύστημα. Λόγω της διαδικασίας που μόλις αναφέρθηκε, επιβάλλεται να μετατρέψουμε τις συναρτήσεις μεταφοράς στο διακριτό πεδίο του χρόνου μέσω κάποιου από τους διαθέσιμους μετασχηματισμούς. Στα πλαίσια αυτής της διπλωματικής εργασίας, η μέθοδος διγραμμικού μετασχηματισμού (Bilinear/Tustin method) έδωσε ικανοποιητικά αποτελέσματα. Η σχέση που συνδέει το s με το z σε αυτή τη μέθοδο είναι η εξής:

60 Κεφάλαιο 3 ο s = 2 T 1 z z 1 (3.6) όπου Τ η περίοδος δειγματοληψίας της εισόδου με την προϋπόθεση ότι είναι ίση με την περίοδο εκτέλεσης του αλγορίθμου του ελεγκτή. Στην περίπτωση που οι δύο περίοδοι είναι διαφορετικές, επιλέγουμε τη μεγαλύτερη. Πλέον ο ελεγκτής δεν εκφράζεται με διαφοριστές και ολοκληρωτές, που η υλοποίησή τους είναι δύσκολη προγραμματιστικά, αλλά σε συνάρτηση προηγούμενων δειγμάτων της εισόδου και της εξόδου του. Για τη διευκόλυνση στην εύρεση του σωστού κέρδους για κάθε ελεγκτή, στη μετατροπή των συναρτήσεων μεταφοράς και στην προσομοίωση του διακριτοποιημένου συστήματος, χρησιμοποιήθηκε η γλώσσα προγραμματισμού MATLAB. Αναλυτικότερα, αρχικά επιβεβαιώσαμε ότι ο ελεγκτής που σχεδιάστηκε έχει την επιθυμητή συμπεριφορά. Οι προσομοιώσεις από την [4] έδειξαν πολύ ικανοποιητικά αποτελέσματα για τον μη ιδανικό ελεγκτή PR. Στο μοντέλο του Simulink ο ελεγκτής ήταν σε μορφή μπλοκ διαγράμματος (Σχήμα 3.7α). Για τη μετατροπή του σε διακριτό σύστημα, έπρεπε πρώτα να γραφεί στην ισοδύναμη συνάρτηση μεταφοράς (Σχήμα 3.7β). Σχήμα 3.7: Μη ιδανικός ελεγκτής PR στο Simulink σε μορφή α) μπλοκ διαγράμματος, β) συνάρτησης μεταφοράς Ο ελεγκτής PR μπορεί να αναπαρασταθεί ως μία συνάρτηση μεταφοράς δύο πόλων και δύο μηδενικών. Αφού επιβεβαιώθηκε για ακόμη μία φορά, ότι η συνάρτηση μεταφοράς που προέκυψε είναι όντως ισοδύναμη, σειρά είχε η επιλογή της περιόδου δειγματοληψίας. Στην προκειμένη περίπτωση, ως περίοδος δειγματοληψίας ορίζεται το χρονικό διάστημα μεταξύ δύο διαδοχικών δειγμάτων της τιμής του ρεύματος. Η ισοδυναμία μεταξύ των δύο μορφών του ελεγκτή μπορεί να επιβεβαιωθεί εκτελώντας εκ νέου την προσομοίωση με τον έλεγχο στη μορφή συνάρτησης μεταφοράς και συγκρίνοντας τα αποτελέσματα. Στο Σχήμα 3.8 απεικονίζεται η απόκριση του συστήματος όσον αφορά την ενεργό ισχύ, η οποία θα

61 Κεφάλαιο 3 ο χρησιμοποιηθεί αργότερα για τη σύγκριση με το διακριτό ισοδύναμο σύστημα. Η απόκριση αυτή είναι ίδια για τον ελεγκτή σε μπλοκ διάγραμμα και για τη συνεχή συνάρτηση και για το λόγο αυτό δεν παρατίθεται δύο φορές. Επίσης, θα πρέπει να αναφερθεί ότι το μέγεθος που απεικονίζεται στο Σχήμα 3.8 δεν είναι από μόνο του ικανό για να δώσει μία καθοριστική απάντηση για τη συμπεριφορά του υπό μελέτη ελεγκτή και θα πρέπει να παρατηρηθούν και τα υπόλοιπα μεγέθη του συστήματος ώστε να κριθεί η αποδοτικότητα του. Σχήμα 3.8: Απόκριση συστήματος σε σχέση με την αναφορά ενεργού ισχύος για ελεγκτή στο συνεχές πεδίο (μπλοκ διάγραμμα - συνεχής συνάρτηση μεταφοράς) Γνωρίζοντας τα προαναφερθέντα στοιχεία, μπορούμε να μετατρέψουμε τη συνεχή συνάρτηση μεταφοράς σε διακριτή. Αφού καταχωρήσουμε τους συντελεστές των πολυωνύμων του αριθμητή και του παρανομαστή στις μεταβλητές num και den αντίστοιχα σε μορφή πίνακα γραμμής και στη μεταβλητή Ts τη περίοδο δειγματοληψίας, εκτελούμε την εντολή G1 = tf(num,den) ώστε να καταχωρήσουμε στη μεταβλητή G1 τη συνάρτηση μεταφοράς. Στη συνέχεια, εκτελούμε την εντολή G2 = c2d(g1,ts,tustin) για να αποθηκευτεί στη μεταβλητή G2 η διακριτή πλέον συνάρτηση μεταφοράς. Το αποτέλεσμα της προηγούμενης εντολής που εκτυπώνεται στην κονσόλα πιθανότατα να μην περιέχει αρκετά δεκαδικά ψηφία. Μία τελευταία εκτέλεση της προσομοίωσης στο Simulink με το έλεγχο πλέον σε διακριτή μορφή, επιβεβαιώνει το αν η διακριτή μορφή της συνάρτησης μεταφοράς μπορεί να χρησιμοποιηθεί στη θέση της συνεχούς. Η επιβεβαίωση γίνεται και σε αυτή τη περίπτωση παρατηρώντας την απόκριση του διακριτοποιημένου συστήματος και συγκρίνοντάς το με την

62 Κεφάλαιο 3 ο απόκριση της συνεχούς συνάρτησης μεταφοράς. Στην περίπτωση που η συμπεριφορά του συστήματος δεν είναι η αναμενόμενη θα πρέπει να ελεγχθεί η συχνότητα δειγματοληψίας, η ακρίβεια σε δεκαδικά ψηφία των συντελεστών, η μέθοδος μετατροπής από συνεχές σε διακριτό σύστημα και οι ρυθμίσεις της προσομοίωσης. Ένα παράδειγμα απόκλισης της συμπεριφοράς του συστήματος από την επιθυμητή δίνεται στο Σχήμα 3.9. Σχήμα 3.9: Απόκριση συστήματος σε σχέση με την αναφορά ενεργού ισχύος για ελεγκτή στο διακριτό πεδίο με ακρίβεια δύο δεκαδικών ψηφίων στους συντελεστές της συνάρτησης μεταφοράς Υπάρχουν και άλλοι τρόποι για την επιβεβαίωση της ισοδυναμίας αυτών των δύο μορφών τις συνάρτησης μεταφοράς. Ένας από αυτούς είναι η παρατήρηση της απόκρισης σε διάφορα σήματα εισόδου με τις εντολές impulse, step, ή lsim. Οι εντολές αυτές δείχνουν την κρουστική απόκριση, τη βηματική απόκριση και την απόκριση σε τυχαίο σήμα εισόδου που ορίζει ο χρήστης αντίστοιχα. Ακόμη, με τη χρήση της εντολής bode μπορούν να σχεδιαστούν τα Bode διαγράμματα για τα δύο συστήματα, ώστε να μπορέσει να τα συγκρίνει ο χρήστης και να αποφανθεί για την αποτελεσματικότητα της μετατροπής. Η μέθοδος που χρησιμοποιήθηκε προτιμήθηκε διότι δίνει άμεσα τα αποτελέσματα που μας ενδιαφέρουν. Τέλος, κατά τη διάρκεια των προσομοιώσεων του συστήματος θα πρέπει να υπολογιστεί η κλίμακα των μετρούμενων μεγεθών, όπως τα αντιλαμβάνεται ο μικροελεγκτής. Στην περίπτωση που στους υπολογισμούς του μικροελεγκτή τα μεγέθη βρίσκονται υπό κλίμακα, τότε τα κέρδη των ελεγκτών διαφοροποιούνται από αυτά που ισχύουν για τα πραγματικά μεγέθη. Στην παρούσα διπλωματική εργασία, υπήρχε δυνατότητα να

63 Κεφάλαιο 3 ο χρησιμοποιηθεί η αναπαράσταση αριθμών 32 bit κινητής υποδιαστολής, η οποία προσφέρει ικανοποιητική ακρίβεια σε μεγάλο εύρος αριθμών. Επίσης, οι συναρτήσεις μεταφοράς παρουσιάζουν μεγάλο κέρδος στη βασική αρμονική και φιλτράρουν τον πιθανό θόρυβο στις μετρήσεις. Συνεπώς, τα δειγματοληπτούμενα σήματα μπορούν με έναν απλό πολλαπλασιασμό να αναπαρασταθούν σε κλίμακα ένα προς ένα (1:1) με τα πραγματικά και δεν ήταν απαραίτητος ο υπολογισμός εκ νέου των κερδών για κάθε ελεγκτή. Η απόκριση του τελικού διακριτού ελεγκτή που χρησιμοποιήθηκε για τον έλεγχο του ρεύματος εξόδου του αντιστροφέα απεικονίζεται στο Σχήμα Συγκρίνοντας τα Σχήματα 3.8 και 3.10 παρατηρούμε ότι η συμπεριφορά των δύο ελεγκτών μπορεί να θεωρηθεί όμοια. Σχήμα 3.10: Απόκριση συστήματος σε σχέση με την αναφορά ενεργού ισχύος για το διακριτό ελεγκτή που χρησιμοποιήθηκε, προσδιορίζοντας κατάλληλα το πλήθος των δεκαδικών ψηφίων

64 - 52 -

65 Κεφάλαιο 4 ο ΚΕΦΑΛΑΙΟ 4 ΥΛΟΠΟΙΗΣΗ ΤΟΥ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑ Σε αυτό το κεφάλαιο θα περιγράψουμε τα επιμέρους στοιχεία που κατασκευάστηκαν στο πλαίσιο αυτής της διπλωματικής εργασίας. Πιο συγκεκριμένα υλοποιήθηκε το κύκλωμα ισχύος και δύο εκδόσεις της μονάδας των μετρητικών για λόγους που θα αναφερθούν αργότερα. Τα κυκλώματα υλοποιήθηκαν σε τυπωμένη πλακέτα χαλκού διπλής όψης στο Εργαστήριο Ηλεκτρομηχανικής Μετατροπής Ενέργειας, ενώ τα σχέδια για τις πλακέτες έγιναν στο λογισμικό ανοιχτού κώδικα KiCad. 4.1 Κύκλωμα ισχύος του αντιστροφέα Όπως έχουμε αναφέρει, το κύκλωμα ισχύος που επιλέξαμε είναι ο αντιστροφέας πλήρους γέφυρας. Αποτελείται από τέσσερα ελεγχόμενα ημιαγωγικά στοιχεία ισχύος, τέσσερις διόδους ισχύος τοποθετημένες αντιπαράλληλα στα προηγούμενα στοιχεία και τους πυκνωτές στο σημείο διασύνδεσης με τον προηγούμενο μετατροπέα. Σε αυτήν την ενότητα θα αναλυθούν τα στοιχεία που απαρτίζουν το κύκλωμα ισχύος, τα κυκλώματα που ενισχύουν τους παλμούς και οδηγούν τα στοιχεία ισχύος στην αγωγή, καθώς και ο απαγωγός θερμότητας που ψύχει τα MOSFET. Στο Σχήμα 4.1 απεικονίζεται η πλακέτα με το κύκλωμα ισχύος. Σχήμα 4.1: Πλακέτα κυκλώματος ισχύος

66 Κεφάλαιο 4 ο Ελεγχόμενα ημιαγωγικά στοιχεία ισχύος Τα στοιχεία που επιλέξαμε για αυτήν την εφαρμογή είναι τύπου MOSFET. Ελέγχονται πλήρως από τάση και έχουν εξαιρετικά μικρούς χρόνους έναυσης και σβέσης, γεγονός που τους επιτρέπει να λειτουργήσουν σε υψηλές συχνότητες. Το κύκλωμα παλμοδότησης για αυτά τα στοιχεία είναι σχετικά μικρής πολυπλοκότητας σε σχέση με άλλα, όπως λόγου χάρη είναι το κύκλωμα σβέσης των θυρίστορ. Η επιλογή των κατάλληλων MOSFET γίνεται ανάλογα με τη μέγιστη τάση που εφαρμόζεται στα άκρα τους και τη μέγιστη ενεργό τιμή του ρεύματος που τα διαρρέει. Σημαντική είναι και η διαθεσιμότητα των στοιχείων στην αγορά. Στην περίπτωση του μετατροπέα μας η τάση βρίσκεται στα 120V, ενώ το μέγιστο ρεύμα υπολογίστηκε μέσω προσομοιώσεων στα 12,5A. Με αυτά τα στοιχεία επιλέχθηκαν τα MOSFET IRFP4332PBF της εταιρίας International Rectifier. Τα χαρακτηριστικά μεγέθη αυτού του μοντέλου είναι VDS=250V, ID=40A και RDS=29mΩ. Έχει κωδικό περιβλήματος TO-247 και περιλαμβάνει εσωτερικά την αντιπαράλληλη δίοδο στο πακέτο, που σημαίνει ότι δεν υπάρχει ανάγκη να χρησιμοποιήσουμε ξεχωριστές διόδους ισχύος. Οι προδιαγραφές των στοιχείων καλύπτουν πλήρως τις ανάγκες του μετατροπέα. Η τάση επιλέχθηκε στα 250V, καθώς θα πρέπει να είναι τουλάχιστον διπλάσια από την τάση λειτουργίας, για λόγους ασφαλείας (π.χ. ώστε τα MOSFET να αντέχουν τυχόν υπερτάσεις που εμφανίζονται στο κύκλωμα). Το ρεύμα επιλέχθηκε και αυτό μεγαλύτερο από ότι το ρεύμα λειτουργίας, ώστε η αντίσταση αγωγής RDS να είναι όσο το δυνατόν μικρότερη. Τέλος, η συχνότητα του μετατροπέα επιλέχθηκε στα 20kHz και είναι αρκετά μικρότερη από τη μέγιστη συχνότητα λειτουργίας του συγκεκριμένου MOSFET

67 Κεφάλαιο 4 ο Σχήμα 4.1:Κυκλωματικό σύμβολο και εικόνα του IRFP4332PBF [23] Πυκνωτές εισόδου Παράλληλα με τους κλάδους του αντιστροφέα τοποθετήθηκαν δύο πυκνωτές πολυπροπυλενίου (MKP) και δύο ηλεκτρολυτικοί πυκνωτές. Οι πυκνωτές συνδέθηκαν παράλληλα μεταξύ τους. Ο σκοπός τους είναι να σταθεροποιήσουν την τάση εισόδου φιλτράροντας τις πιθανές μικρές μεταβολές της, καθώς και τη μείωση της επίδρασης των παρασιτικών επαγωγών των γραμμών. Η επιλογή τους έγινε με βάση τη μέγιστη τάση που αντέχουν στα άκρα τους και τη χωρητικότητά τους. Ο κάθε ηλεκτρολυτικός πυκνωτής έχει χωρητικότητα 2200μF και τάση αντοχής 160V. Οι πυκνωτές MKP έχουν χωρητικότητα 1μF και τάση αντοχής 400V, ενώ είναι πολύ σημαντικό να τοποθετηθούν όσο το δυνατόν πιο κοντά γίνεται στα MOSFET, ώστε να ελαχιστοποιηθούν οι υπερτάσεις κατά την έναυση των στοιχείων Κύκλωμα παλμοδότησης των MOSFET Τα σήματα ελέγχου του μονοφασικού αντιστροφέα πλήρους γέφυρας δημιουργούνται από το μικροελεγκτή TMS320F28069M, όπως θα περιγραφεί στο επόμενο κεφάλαιο. Τα σήματα αυτά δεν είναι ικανά να οδηγήσουν τα MOSFET και θα πρέπει να ενισχυθούν, ώστε να μπορέσουν να αναγκάσουν τα στοιχεία ισχύος να περάσουν από την κατάσταση αποκοπής στην κατάσταση πλήρους αγωγής σε αρκετά μικρό χρόνο. Επίσης, το κύκλωμα ελέγχου θα πρέπει να απομονωθεί ηλεκτρικά από το κύκλωμα ισχύος για λόγους προστασίας

68 Κεφάλαιο 4 ο Αρχικά, οι παλμοί που παράγονται στο μικροελεγκτή οδηγούνται σε 4 ολοκληρωμένα κύκλωματα (Integrated Circuit-IC) 6N137, ένα για κάθε MOSFET. Το 6N137 είναι ένας οπτοζεύκτης (optocoupler) και ο σκοπός του είναι η ηλεκτρική απομόνωση των παλμών. Όμως, οι παλμοί αντιστρέφονται από το ολοκληρωμένο και για αυτό το λόγο θα πρέπει να αντιστραφούν εκ νέου ώστε να συμβαδίζουν με τις εντολές ελέγχου. Η έξοδος των 6Ν137 τροφοδοτείται στο επόμενο IC, το 74HCT04. Το ολοκληρωμένο αυτό περιέχει 6 πύλες NOT. Το 74HCT04 υπάρχει για δύο λόγους. Ο πρώτος είναι αυτός που έχουμε αναφέρει ήδη και είναι ότι πρέπει να αντιστραφούν οι παλμοί ώστε να είναι σύμφωνοι με τους παλμούς που παράγει ο μικροελεγκτής, ώστε να αποφευχθεί επιπλέον πολυπλοκότητα στη λογική του ελέγχου. Ο δεύτερος λόγος είναι ότι η επόμενη βαθμίδα είναι μη αναστρέφουσα. Έτσι, στην περίπτωση που δεν έχει συνδεθεί ο μικροελεγκτής ή υπάρχει κάποιο σφάλμα στον οπτοζεύκτη αποφεύγεται η έναυση των στοιχείων ισχύος σε συνθήκες σφάλματος. Τελευταίο στάδιο του κυκλώματος παλμοδότησης είναι ο ενισχυτής παλμών IR2113. Χρησιμοποιούνται δύο ενισχυτές παλμών στο κύκλωμα, ένα για κάθε κλάδο, και ο σκοπός τους είναι να παρέχουν την απαραίτητη ισχύ ώστε να μπορούν οι παλμοί να οδηγήσουν τα στοιχεία σε κατάσταση αγωγής. Μεταξύ της εξόδου του IR2113 και της πύλης του MOSFET συνδέεται μία μικρή αντίσταση 10Ω. Ο συνδυασμός της αντίστασης και της χωρητικότητας μεταξύ της πύλης και πηγής δημιουργεί ένα RC κύκλωμα. Με αυτόν τον τρόπο επιτυγχάνεται υψηλό ρεύμα και η έναυση των στοιχείων γίνεται με βέλτιστο τρόπο, ελαχιστοποιώντας τις υπερτάσεις (Gate Ringing). Τέλος, υπάρχει μεταξύ της πύλης και της πηγής του κάθε στοιχείου μία δίοδος Zener 18V παράλληλα με μία αντίσταση 1,5kΩ. Ο συνδυασμός των δύο στοιχείων είναι αναγκαίος, ώστε να προστατεύσει το στοιχείο στην περίπτωση που η τάση μεταξύ της πύλης και της πηγής γίνει μεγαλύτερη από 18V. Σε αυτήν την περίπτωση αρχίζει η ανάστροφη αγωγή της Zener και η τάση περιορίζεται στα 18V εμποδίζοντας την καταστροφή του στοιχείου. Στη συνέχεια θα παρουσιαστεί συνοπτικά το κάθε ολοκληρωμένο μαζί με τα πιθανά επιπλέον στοιχεία που απαιτεί για τη λειτουργία του. Στο σχήμα που ακολουθεί παρουσιάζεται η διαδρομή που ακολουθεί ο κάθε παλμός μέχρι να φτάσει στα ελεγχόμενα ημιαγωγικά στοιχεία ισχύος

69 Κεφάλαιο 4 ο Σχήμα 4.2: Σχηματικό διάγραμμα κυκλώματος παλμοδότησης Το ολοκληρωμένο 6N137 Σχήμα 4.3: Οπτοζεύκτης 6N

70 Κεφάλαιο 4 ο O οπτοζεύκτης 6N137 έχει 8 ακροδέκτες, όπως φαίνεται στο Σχήμα 4.4. Τροφοδοτείται με 5V στον ακροδέκτη 8, ενώ το μηδενικό δυναμικό του κυκλώματος ισχύος παρέχεται στον ακροδέκτη 5. Παράλληλα με την τροφοδοσία τοποθετείται ένας πυκνωτής πολυεστέρα (MKT) για σταθεροποίηση της τάσης, ώστε να εξασφαλιστεί η καλή λειτουργία του. Οι παλμοί που δημιουργούνται από το μικροελεγκτή εισέρχονται από τον ακροδέκτη 2 μέσω μιας αντίστασης 180Ω, η οποία συνδέεται εν σειρά. Το ρεύμα εισόδου του οπτοζεύκτη προτείνεται από τον κατασκευαστή από τα 6,3mA μέχρι τα 15mA, ενώ η τυπική πτώση τάσης επάνω στη δίοδο εισόδου σε κατάσταση αγωγής δίνεται στα 1,4V. Με βάση τα προηγούμενα το ρεύμα εισόδου του οπτοζεύκτη για είσοδο λογικό 1 περιορίζεται στα (3,3 1,4)V 180Ω = 10.56mA. Ο ακροδέκτης 3 συνδέεται στο επίπεδο μηδενικού δυναμικού του μικροελεγκτή. Ακόμη, ο ακροδέκτης 7 είναι το σήμα ενεργοποίησης της εξόδου και συνδέεται στην τροφοδοσία των 5V. Η έξοδος του οπτοζεύκτη βρίσκεται στον ακροδέκτη 6 και είναι συμπληρωματική της εισόδου, όπως προαναφέραμε. Το ολοκληρωμένο διαθέτει εσωτερική pull-up αντίσταση για την έξοδο, αλλά για λόγους ασφαλείας συνδέθηκε και μία δεύτερη, ώστε σε περίπτωση σφάλματος η έξοδος του 6N137 να έχει υψηλό δυναμικό. Τέλος, οι ακροδέκτες 1 και 4 δεν είναι εσωτερικά συνδεδεμένοι Το ολοκληρωμένο 74HCT04 Σχήμα 4.4: Το ολοκληρωμένο 74HCT04 Το ολοκληρωμένο 74HCT04 έχει 14 ακροδέκτες και περιλαμβάνει έξι λογικές πύλες NOT. Η τροφοδοσία των 5V συνδέεται στους ακροδέκτες 14 και η γείωση στον ακροδέκτη 7. Και σε αυτό το ολοκληρωμένο τοποθετείται πυκνωτής MKT παράλληλα στην τροφοδοσία. Τα

71 Κεφάλαιο 4 ο pins 1, 3, 5, 9, 11, 13 αποτελούν την είσοδο για κάθε μία από τις έξι πύλες NOT και στα pins 2, 4, 6, 8, 10, 12 βρίσκονται οι αντίστοιχες έξοδοι Το ολοκληρωμένο IR2113 Σχήμα 4.5: Το ολοκληρωμένο IR2113 Το IC IR2113 είναι ένας ενισχυτής παλμών και χρησιμοποιείται για την οδήγηση των MOSFET στην κατάσταση αγωγής. Έχει 14 ακροδέκτες και τροφοδοτείται με 15V στον ακροδέκτη 3, με 5V στον ακροδέκτη 9 και η γείωση συνδέεται στους ακροδέκτες 2, 11 και 13. Οι παλμοί εισέρχονται από τους ακροδέκτες 10 και 12 με το λογικό 1 να βρίσκεται στα 5V. Οι αντίστοιχες έξοδοι βρίσκονται στους ακροδέκτες 7 και 1 και το λογικό 1 τους είναι στα 15V. Οι δύο έξοδοι συνδέονται στις Πύλες των MOSFET που ελέγχουν. Η πηγή του ενός MOSFET συνδέεται στον ακροδέκτη COM (2), ενώ η πηγή του άλλου MOSFET συνδέεται στον ακροδέκτη VS (5). Μεταξύ των ακροδεκτών 6 και 5 (VΒ και VS) συνδέεται ένας πυκνωτής τανταλίου 3,3μF (bootstrap capacitor), ενώ μεταξύ των ακροδεκτών 6 και 3 (VBB και VCC) τοποθετείται η δίοδος BYT56M που ολοκληρώνει το κύκλωμα bootstrap. H BYT56M έχει πολύ γρήγορους χρόνους απόκρισης (100ns), ενώ αντέχει πολύ υψηλή τιμή ανάστροφης τάσης (1000V). Η συνδεσμολογία του IR2113 απεικονίζεται στο Σχήμα 4.7, όπου με VDD συμβολίζεται η τροφοδοσία των 15V, ενώ με VCC η τροφοδοσία των 5V του κυκλώματος. Οι αντίστοιχες ετικέτες στο εσωτερικό του ολοκληρωμένου συμβολίζονται ανάποδα, καθώς αναφέρονται στις ονομασίες των ακροδεκτών από τον κατασκευαστή

72 Κεφάλαιο 4 ο Σχήμα 4.6: Σύνδεση του ολοκληρωμένου IR2113 Το κύκλωμα bootstrap χρησιμοποιείται για τη σωστή παλμοδότηση των MOSFET του ίδιου κλάδου από την ίδια τροφοδοσία χωρίς να βραχυκυκλωθούν οι πηγές τους, καθώς αυτές βρίσκονται σε διαφορετικά δυναμικά. Η έναυση του κάτω MOSFET του κλάδου γίνεται μέσω της τροφοδοσίας των 15V, ενώ η έναυση του επάνω MOSFET γίνεται με μία εικονική τροφοδοσία που δημιουργεί το IR2113 με τη βοήθεια του πυκνωτή και της διόδου bootstrap. Κατά την αγωγή του κάτω στοιχείου, ο πυκνωτής του κυκλώματος bootstrap φορτίζεται μέσω της διόδου, η οποία όπως έχει αναφερθεί είναι αρκετά γρήγορη. Όταν έρθει η στιγμή να ανάψει το πάνω στοιχείο του κλάδου, ο φορτισμένος πυκνωτής δίνει την απαιτούμενη τάση μεταξύ της πύλης και της πηγής του MOSFET. Συνεπώς, η παροχή τάσης για το πάνω στοιχείο έχει ανεξάρτητη αναφορά από τη γη της τροφοδοσίας. Η τροφοδοσία τύπου bootstrap έγκειται στην εκφόρτιση του πυκνωτή bootstrap, ο οποίος είναι συνδεδεμένος μεταξύ πύλης - πηγής του διακοπτικού στοιχείου, τη στιγμή που έρχεται ο παλμός και την έγκαιρη εκ νέου φόρτισή του, έτσι ώστε να είναι έτοιμος να παραδώσει και πάλι το φορτίο του όταν έρθει ο επόμενος παλμός. Για αυτόν το λόγο, ο πυκνωτής θα πρέπει να επιλεγεί κατάλληλα, ώστε να προλαβαίνει να φορτιστεί κατά την αγωγή

73 Κεφάλαιο 4 ο του κάτω στοιχείου. Στο Σχήμα 4.8 απεικονίζεται το κύκλωμα φόρτισης του πυκνωτή bootstrap. Σχήμα 4.7: Κύκλωμα φόρτισης του πυκνωτή bootstrap [24] Η ελάχιστη τιμή του πυκνωτή υπολογίζεται από την επόμενη σχέση [25]: 2 [2 Q g + I Qbs(max) + Q f ls + I Cbs(leak) ] f (4.1) C min V cc V f V LS V min όπου: Qg: φορτίο της πύλης του διακοπτικού στοιχείου υψηλού (High) δυναμικού ΙQbs(max): ρεύμα παροχής για σταθερή τάση VBS ICbs(leak): ρεύμα διαρροής του πυκνωτή Bootstrap Qls: φορτίο που εξαρτάται από τις προδιαγραφές του ολοκληρωμένου Vf: τάση ορθής πόλωσης της διόδου bootstrap Vmin: ελάχιστη τάση μεταξύ VB και VS VLS: πτώση τάσης στο διακοπτικό στοιχείο χαμηλού (Low) δυναμικού f: συχνότητα λειτουργίας του αντιστροφέα

74 Κεφάλαιο 4 ο Από τις προδιαγραφές του συστήματος και τα φυλλάδια των κατασκευαστών για τα στοιχεία του κυκλώματός μας βρίσκουμε ότι: Qg(max)=150nC IQbs(max)=230μΑ ICbs(leak)=0,9μA Qls=5nC Vf=1,4V Vmin=10V VLS=0,5V f=20khz Από τη σχέση (4.1) υπολογίζουμε: 2 [ C min ,4 0, ] C V 204nF Σύμφωνα με έναν εμπειρικό κανόνα η χωρητικότητα του πυκνωτή που θα επιλέξουμε θα πρέπει να είναι τουλάχιστον 15 φορές μεγαλύτερη από την ελάχιστη. Η χωρητικότητα του πυκνωτή bootstrap θα πρέπει λοιπόν να είναι τουλάχιστον 3,06μF. Για αυτόν το λόγο επιλέξαμε ένα πυκνωτή τανταλίου με χωρητικότητα 3,3μF, ο οποίος έχει πολύ μικρό ρεύμα διαρροής Απαγωγός θερμότητας Η απαγωγή θερμότητας από τα ημιαγωγικά στοιχεία είναι ένα από τα σημαντικότερα προβλήματα για τη σωστή και ασφαλή λειτουργία του αντιστροφέα. Κατά τη λειτουργία των ημιαγωγικών στοιχείων οι απώλειες που δημιουργούνται εκφράζονται ως θερμική ενέργεια, η οποία αυξάνει την θερμοκρασία των στοιχείων. Αν η θερμοκρασία των στοιχείων ξεπεράσει κάποια κρίσιμη τιμή, υπάρχει μεγάλη πιθανότητα να καταστραφούν. Για αυτόν το λόγο, τα στοιχεία τοποθετούνται σε μία μεταλλική επιφάνεια, συνήθως κατασκευασμένη από αλουμίνιο, η οποία είναι κατάλληλη διαμορφωμένη ώστε να απάγει μεγάλα ποσά θερμότητας. Η μεταφορά ισχύος από την επιφάνεια του στοιχείου προς το περιβάλλον μεγιστοποιείται με πτυχώσεις στην επιφάνεια του υλικού, οι οποίες μεγιστοποιούν το εμβαδό του χωρίς να αυξάνουν τον όγκο του. Το μεταλλικό αυτό σώμα ονομάζεται ψυκτικό σώμα ή απαγωγός θερμότητας

75 Κεφάλαιο 4 ο Το χαρακτηριστικό που μας ενδιαφέρει σε ένα ψυκτικό είναι η θερμική του αντίσταση. Για τον υπολογισμό του κατάλληλου ψυκτικού χρησιμοποιούνται οι ακόλουθες σχέσεις [26]: όπου: P loss = 4 P loss,1 (4.2) P loss,1 = P s + P on (4.3) P s = V d I o f s (t s(on) + t s(off) ) 2 (4.4) P on = V DS I o f s t on = R DS(on) I o 2 f s t on (4.5) T j = T a + P loss (R θjc + R θcs + R θsa ) (4.6) Ploss: οι συνολικές απώλειες στα ημιαγωγικά στοιχεία Ploss,1: οι συνολικές απώλειες σε κάθε MOSFET Pon: οι απώλειες αγωγής PS: οι διακοπτικές απώλειες Τj: η μέγιστη θερμοκρασία λειτουργίας της επαφής Τα: η θερμοκρασία περιβάλλοντος R θsa = T j T a P loss R θjc R θcs (4.7) RθSA: η θερμική αντίσταση μεταξύ απαγωγού και περιβάλλοντος RθJC: η θερμική αντίσταση μεταξύ επαφής και περιβλήματος του στοιχείου RθCS: η θερμική αντίσταση περιβλήματος και απαγωγού θερμότητας Από τις προδιαγραφές του συστήματος και τα φυλλάδια των κατασκευαστών για τα στοιχεία του κυκλώματός μας βρίσκουμε ότι: Vd=120V Io=12,5A fs=20khz ts(on)=50ns ts(off)=70ns ton(max)=0,9 50μs=45μs Tj=120 o C Τa=25 o C

76 Κεφάλαιο 4 ο RθJC=0,42 o C/W RθCS=0,24 o C /W Αντικαθιστώντας στις παραπάνω σχέσεις (4.2) ως (4.7), βρίσκουμε: P s = , ( ) W P s = 1,8W P on = , W P on = 3,23W R θsa = P loss,1 = 1,8W + 3,23W P loss,1 = 5,03W P loss = 4 5,03W P loss = 20,12W W 0,42 W 0,24 W R θsa = 4,06 W Για αυτά τα στοιχεία προέκυψε ότι χρειαζόμαστε απαγωγό θερμότητας με θερμική αντίσταση μικρότερη των 4,06 o C/W. 4.2 Κύκλωμα μετρητικών Σε αυτήν την ενότητα θα αναλυθούν τα κυκλώματα της πλακέτας των μετρητικών, τα οποία προτείνει η εταιρία Texas Instruments, που κατασκευάζει το μικροελεγκτή, σε παρόμοια κατασκευή [27]. Όπως αναφέρθηκε, υπάρχουν δύο εκδόσεις αυτής της πλακέτας. Τα κυκλώματα είναι κοινά και για τις δύο εκδόσεις, με τη μόνη διαφορά να έγκειται στην υλοποίησή τους. Οι βελτιώσεις της δεύτερης έκδοσης θα σχολιαστούν στην επόμενη ενότητα. Στο Σχήμα 4.8 απεικονίζεται η πρώτη έκδοση της πλακέτας των μετρητικών

77 Κεφάλαιο 4 ο Σχήμα 4.8: Πρώτη έκδοση της πλακέτας των μετρητικών Κύκλωμα μέτρησης εναλλασσόμενης τάσης Για τη μέτρηση της τάσης του δικτύου, καθώς και για την τάση εξόδου του μετατροπέα, χρησιμοποιήθηκε ένας συνδυασμός δύο τελεστικών ενισχυτών. Ο πρώτος τελεστικός ενισχυτής χρησιμοποιείται για τη δημιουργία μίας συνεχούς συνιστώσας 1,65V, η οποία προστίθεται στην υποβιβασμένη τάση του δικτύου στην επόμενη βαθμίδα. Η συνιστώσα αυτή εισάγεται, διότι ο μικροελεγκτής δεν είναι ικανός να μετατρέψει σε ψηφιακή λέξη αρνητικές τάσεις. Η σταθερή τάση των 1,65V επιλέχθηκε επειδή είναι η μισή από τα 3,3V, τη μέγιστη τάση εισόδου που μπορεί να δεχθεί ο μικροεπεξεργαστής. Ο επόμενος τελεστικός ενισχυτής έχει διπλό ρόλο. Ο πρώτος ρόλος είναι αυτός του αθροιστή, καθώς θα πρέπει να προσθέτει την τάση των 1,65V για να μετατρέπει την εναλλασσόμενη τάση σε συνεχή. Ο δεύτερος ρόλος είναι να υποβαθμίζει την τάση του δικτύου σε κατάλληλα για το μικροελεγκτή επίπεδα. Αυτό επιτυγχάνεται χρησιμοποιώντας μεγάλη αντίσταση εισόδου, της τάξης των MΩ, σε σχέση με την αντίσταση ανάδρασης. Στην έξοδο της κάθε βαθμίδας έχει προστεθεί ένα κατωδιαβατό φίλτρο για τη μείωση του θορύβου στις

78 Κεφάλαιο 4 ο μετρήσεις. Στα σχήματα που ακολουθούν παρουσιάζεται το κυκλωματικό διάγραμμα και το αποτέλεσμα στην έξοδο του κυκλώματος. Σχήμα 4.9: Κύκλωμα μέτρησης εναλλασσόμενων τάσεων Σχήμα 4.10: α) Έξοδος και β) είσοδος κυκλώματος μέτρησης εναλλασσόμενης τάσης

79 Κεφάλαιο 4 ο Κύκλωμα μέτρησης ρεύματος Για τη μέτρηση του ρεύματος στην έξοδο του μετασχηματιστή χρησιμοποιήθηκε το μετρητικό LTS 6-NP της εταιρείας LEM το οποίο μπορεί να μετρήσει έως 19Α συνεχούς ή εναλλασσόμενου ρεύματος. Σχήμα 4.11: Μετρητικό ρεύματος LTS 6-NP Η τάση στην έξοδο του συγκεκριμένου μετρητικού καθορίζεται από τη σχέση: όπου IPN: ονομαστικό ρεύμα του μετρητικού. V out = 2,5 ± 0,625 I P I PN (4.8) Το ονομαστικό ρεύμα του μετρητικού καθορίζεται ανάλογα με τη συνδεσμολογία των ακροδεκτών και μπορεί να πάρει μία από τις 3 διαθέσιμες τιμές των 2A, 3A ή 6A. Για καλύτερη ανάλυση στη μέτρηση του ρεύματος επιλέξαμε την κλίμακα με ονομαστικό ρεύμα τα 2A, λαμβάνοντας υπ όψη ότι το ρεύμα στο δευτερεύον του μετασχηματιστή είναι μικρότερο των 5A ακόμη και για πλήρη ισχύ. Ο μικροελεγκτής μπορεί να δεχθεί μέγιστη τάση εισόδου 3,3V και συνεπώς θα πρέπει να εισάγουμε ένα κύκλωμα υποβάθμισης τάσης, το οποίο θα πρέπει να είναι γραμμικό, ώστε να μην επηρεάζεται το αποτέλεσμα της μέτρησης. Το κύκλωμα που χρησιμοποιήθηκε ήταν πάλι ένας τελεστικός ενισχυτής με κατάλληλο συνδυασμό αντιστάσεων, ώστε να επιτυγχάνεται η επιθυμητή έξοδος. Θα πρέπει να τονιστεί ότι η τάση στην έξοδο του μετρητικού είναι ήδη συνεχής και δεν χρειάζεται η προσθήκη DC συνιστώσας. Στην έξοδο του κυκλώματος προστέθηκε ένα κατωδιαβατό φίλτρο για τη μείωση του θορύβου στις μετρήσεις. Το συνολικό κύκλωμα μέτρησης του ρεύματος παρουσιάζεται στο Σχήμα

80 Κεφάλαιο 4 ο Σχήμα 4.12: Κύκλωμα μέτρησης ρεύματος Κύκλωμα μέτρησης συνεχούς τάσης Για τη μέτρηση της τάσης του πυκνωτή διασύνδεσης χρησιμοποιήθηκε ένας συνδυασμός διαιρέτη τάσης και τελεστικού ενισχυτή. Η χρήση των τελεστικών ενισχυτών προσφέρει μικρό κόστος και πολύ μικρό αποτύπωμα στην πλακέτα, όπως φαίνεται στο Σχήμα Σχήμα 4.13: Κύκλωμα μέτρησης συνεχούς τάσης Το μειονέκτημα αυτής της συνδεσμολογίας είναι ότι απαιτεί κοινή γη μεταξύ του κυκλώματος ελέγχου και του κυκλώματος ισχύος. Αυτό εξαλείφει την ανάγκη για χρήση του οπτοζεύκτη και των πυλών NOT, καθώς το IR2113 δύναται να λειτουργήσει με τάση επιπέδου 3,3V χωρίς την εισαγωγή βοηθητικού κυκλώματος. Η ηλεκτρική απομόνωση θεωρήθηκε σημαντική για την προστασία του χρήστη και για αυτό το λόγο το κύκλωμα αυτό δοκιμάστηκε, αλλά δε χρησιμοποιήθηκε περαιτέρω στα πειράματα. Το κύκλωμα που χρησιμοποιήθηκε στην πραγματικότητα αναλύεται στην παράγραφο

81 Κεφάλαιο 4 ο 4.3 Προτάσεις για βελτίωση στο σχεδιασμό των πλακετών Σε αυτήν την ενότητα θα σημειωθούν λάθη στο σχεδιασμό του κυκλώματος ισχύος και στα κυκλώματα των μετρητικών, τα οποία δημιουργούν κυρίως προβλήματα θορύβου στις μετρήσεις, δυσκολεύοντας την εφαρμογή του ελέγχου. Επίσης, θα αναφερθούμε στα λάθη της πρώτης έκδοσης της πλακέτας των μετρητικών και στις βελτιώσεις της δεύτερης έκδοσης της πλακέτας μαζί με προτάσεις για περαιτέρω βελτίωση. Για να γίνει κατανοητό το κάθε σφάλμα, θα αναλυθεί συνοπτικά η διαδικασία κατασκευής της πλακέτας Κύκλωμα ισχύος Η διαδικασία που χρησιμοποιήθηκε για την κατασκευή της πλακέτας χρησιμοποιεί ένα τρυπάνι ελεγχόμενο από υπολογιστή για την αφαίρεση χαλκού από την πλακέτα και το σχηματισμό των χάλκινων δρόμων που αποτελούν το κύκλωμα. Οι αγώγιμοι δρόμοι δημιουργούνται χαράζοντας το περίγραμμά τους στην πλακέτα. Η αφαίρεση όλου του περιττού χαλκού από την πλακέτα θα έφθειρε περισσότερο τη μύτη του τρυπανιού και συνεπώς θα μείωνε το χρόνο ζωής της με αποτέλεσμα να αυξάνει το κόστος κατασκευής της πλακέτας. Ο περιττός χαλκός που δεν αποτελεί μέρος του κυκλώματος συνήθως συνδέεται στη γη του κυκλώματος και για αυτό ονομάζεται στη διεθνή βιβλιογραφία ως ground plane. Αν αυτό το τμήμα του χαλκού έμενε αγείωτο θα μπορούσε να λειτουργήσει σαν κεραία δημιουργώντας ηλεκτρομαγνητικές παρεμβολές. Στο κύκλωμά μας υπάρχουν δύο ξεχωριστές τροφοδοσίες, του κυκλώματος ισχύος και του κυκλώματος ελέγχου. Όπως φαίνεται στο Σχήμα 4.1, υπάρχουν δύο κάθετες τομές στο ground plane. Η πρώτη χωρίζει το ground plane του κυκλώματος ισχύος (δεξιά) από αυτό του κυκλώματος ελέγχου (αριστερά). Η δεύτερη δημιουργήθηκε ώστε να μπορούν να εφαρμοστούν διαφορετικές ρυθμίσεις στο σχεδιασμό του κυκλώματος ισχύος (δεξιά) από αυτές για το κύκλωμα παλμοδότησης. Η δεύτερη τομή θα έπρεπε να έχει αποφευχθεί, καθώς τομές και αγωγοί που διασχίζουν κάθετα μεγάλο κομμάτι του ground plane εκπέμπουν θόρυβο, διότι αναγκάζουν το ρεύμα που ρέει στο ground plane να αλλάξει απότομα φορά και να ρέει κατά μήκος της τομής. Όπως είναι φυσικό λόγω περιορισμένου χώρου στην πλακέτα, κάποιοι αγωγοί έχουν τμήματα και στο πάνω και στο κάτω μέρος της πλακέτας. Τέτοιου είδους δρόμοι θα πρέπει να ελαχιστοποιηθούν και αν υπάρχει δυνατότητα να εξαλειφθούν στο κύκλωμα ισχύος, διότι η σύνδεση μεταξύ των δύο τμημάτων (via) δύναται να καταστραφεί αν περάσει από αυτή ένα

82 Κεφάλαιο 4 ο αρκετά μεγάλο ρεύμα. Το γεγονός όμως ότι τα MOSFET θα πρέπει να τοποθετηθούν στο κάτω μέρος της πλακέτας μαζί με το ψυκτικό σώμα και οι πυκνωτές διασύνδεσης στο πάνω μέρος δυσκολεύει την εξάλειψή τους. Το πρόβλημα αυτό μπορεί να λυθεί με επιχάλκωση των οπών, όπου πλέον δεν έχει σημασία πως θα τοποθετηθεί το στοιχείο. Τα vias ισχύος έχουν παρακαμφθεί στο κύκλωμα με τη χρήση πολύκλωνων καλωδίων, όπως φαίνεται στο Σχήμα 4.1. Τέλος, κατά τη διάρκεια των πειραμάτων καταστράφηκαν αρκετές φορές τα στοιχεία ισχύος λόγω λανθασμένων χειρισμών και του προβλήματος με τα vias στο κύκλωμα του ισχύος. Η επαναλαμβανόμενη εφαρμογή θερμότητας δύναται να καταστρέψει το τυπωμένο κύκλωμα αφαιρώντας το χαλκό από την πλακέτα. Για την ευκολότερη πρόσβαση στα MOSFET χωρίς να χρειάζεται να αφαιρεθούν και τα τέσσερα στοιχεία από τη πλακέτα, προτείνεται η διάτρηση της πλακέτας στα σημεία όπου τα MOSFET βιδώνονται στο ψυκτικό Κυκλώματα μετρητικών Σχήμα 4.14: Δεύτερη έκδοση της πλακέτας των μετρητικών

83 Κεφάλαιο 4 ο Για την ελαχιστοποίηση του θορύβου στις μετρήσεις θα πρέπει να τηρούνται κάποιες συνήθεις πρακτικές. Θα πρέπει η τροφοδοσία του κυκλώματος ισχύος να διατηρείται ξεχωριστή από αυτήν του κυκλώματος ελέγχου. Το κύκλωμα μέτρησης της συνεχούς τάσης στον πυκνωτή διασύνδεσης απαιτεί κοινές αυτές τις δύο τροφοδοσίες και για αυτό αντικαταστάθηκε με ένα ποτενσιόμετρο για την αναφορά της ενεργού ισχύος στη δεύτερη έκδοση της πλακέτας. Μία σχετικά φθηνή εναλλακτική είναι η χρήση του γραμμικού οπτοζεύκτη IL300 για τη μέτρηση συνεχών τάσεων. Επίσης, η διαδρομή από την έξοδο του μετρητικού κυκλώματος μέχρι την είσοδο του μικροελεγκτή θα πρέπει να μειωθεί στο ελάχιστο. Στην πρώτη έκδοση της πλακέτας τα σήματα από τα μετρητικά κυκλώματα μεταφέρονταν στο μικροελεγκτή μέσω καλωδιοταινίας. Όπως φαίνεται και στο Σχήμα 4.15, πλέον υπάρχουν ακροδέκτες για τη σύνδεση της πλακέτας του μικροελεκτή στην πλακέτα των μετρητικών. Για την ελαχιστοποίηση των διαδρομών, η πλακέτα σχεδιάστηκε με εξαρτήματα τύπου SMD, ώστε τα στοιχεία να έχουν μικρότερο αποτύπωμα από τα αντίστοιχα Through Hole. Ως τελεστικοί ενισχυτές στην πρώτη έκδοση της πλακέτας χρησιμοποιήθηκαν ολοκληρωμένα κυκλώματα LM358N με συμμετρική τροφοδοσία των 15V, ενώ στην τελική έκδοση χρησιμοποιήθηκε ένα IC OPA4350 με μονή τροφοδοσία των 5V, ώστε να μειωθεί ο αριθμός των αγωγών για την τροφοδοσία. Ένα LM358N περιλαμβάνει δύο τελεστικούς ενισχυτές, ενώ το OPA4350 περιέχει τέσσερις. Στη δεύτερη έκδοση της πλακέτας διορθώθηκε η λανθασμένη συνδεσμολογία του μετρητικού ρεύματος που είχε ως αποτέλεσμα τη χρήση διαφορετικής τιμής ονομαστικού ρεύματος και την εισαγωγή θορύβου από τις μετατροπές που έγιναν στην πλακέτα. Η έξοδος του μετρητικού με το θόρυβο φαίνεται στο Σχήμα Ακόμη, προστέθηκαν δύο ποτενσιόμετρα για τον έλεγχο της τάσης εξόδου σε ανοιχτό βρόχο μαζί με ακίδες που χρησιμοποιούνται ως διακόπτες για το μικροελεγκτή ανάλογα με την τάση που εφαρμόζουμε σε αυτές. Ο ένας διακόπτης χρησιμοποιείται ώστε να επιλέγει ο χρήστης, αν θα εφαρμόζεται ο ανοιχτός ή ο κλειστός βρόχος ελέγχου στην έξοδο του αντιστροφέα, ενώ ο δεύτερος δεν αξιοποιήθηκε και τοποθετήθηκε ως πρόβλεψη για μελλοντική πιθανή χρήση της πλακέτας σε διαφορετικού είδους εφαρμογή

84 Κεφάλαιο 4 ο Σχήμα 4.15: Έξοδος κυκλώματος μέτρησης ρεύματος στην πρώτη έκδοση της πλακέτας Τέλος, προτείνεται η χρήση του LTSR 6-NP ως μετρητικού ρεύματος. Κατά τη διάρκεια των πειραμάτων παρουσιάστηκε το πρόβλημα της σωστής βαθμονόμησης των μετρητικών και αφαίρεσης της DC συνιστώσας που προσθέτουν τα μετρητικά μέσω του κώδικα του μικροελεγκτή. Η DC τάση που εισάγουν αποδείχθηκε πως δεν είναι πάντα σταθερή, με αποτέλεσμα να επηρεάζουν τη συμπεριφορά του ελέγχου. To LTSR 6-NP έχει τα ίδια χαρακτηριστικά με το LTS 6-NP, αλλά με ένα επιπρόσθετο ακροδέκτη στον οποίο μπορεί να μετρηθεί η DC τάση που προστίθεται

85 Κεφάλαιο 5 ο ΚΕΦΑΛΑΙΟ 5 ΜΙΚΡΟΕΛΕΓΚΤΗΣ TMS320F28069M 5.1 Γενικά περί μικροελεγκτών Η χρήση των μικροελεγκτών είναι πλέον ευρέως διαδεδομένη σε όλους τους τομείς της βιομηχανίας. Ακόμη και οι πιο απλές κατασκευές περιέχουν τουλάχιστον ένα μικροελεγκτή για να υλοποιήσει κάποια μορφή ελέγχου. Η μορφή του ελέγχου μπορεί να είναι πολύ απλή, όπως ο ON/OFF έλεγχος ενός LED μέσω ενός διακόπτη, ή πολύπλοκη, όπως ο έλεγχος των παλμών ενός μετατροπέα με χρήση μοντέλων των Συστημάτων Αυτομάτου Ελέγχου. O μικροελεγκτής είναι ένα πλήρες μικροϋπολογιστικό σύστημα σε μορφή ολοκληρωμένου κυκλώματος. Περιέχει έναν επεξεργαστή, μία προγραμματιζόμενη μη πτητική μνήμη για την αποθήκευση του προγράμματος το οποίο εκτελεί και μία πτητική μνήμη RAM για την εκτέλεση του προγράμματος και την προσωρινή αποθήκευση τιμών των μεταβλητών του προγράμματος. Ακόμη, ο εκάστοτε μικροελεγκτής περιέχει διάφορα περιφερειακά, τα οποία καθορίζουν μαζί με το σύνολο των εντολών του επεξεργαστή το είδος της εφαρμογής για την οποία θα χρησιμοποιηθεί. Τα περιφερικά περιλαμβάνουν μετατροπείς από αναλογικό σήμα σε ψηφιακή λέξη (ADC) ή και αντίστροφα (DAC), διαμορφωτές εύρους παλμού (PWM) που παράγουν παλμοσειρές σε διάφορες συχνότητες και λόγους κατάτμησης. Επίσης, υπάρχουν περιφερειακά για την υλοποίηση σειριακής επικοινωνίας (UART), ή για επικοινωνία με άλλες συσκευές που χρησιμοποιούν διάφορα πρωτόκολλα επικοινωνίας, όπως το I2C ή το SPI. Παράδειγμα τέτοιων συσκευών είναι οθόνες υγρών κρυστάλλων, αισθητήρες θερμοκρασίας, υγρασίας κλπ. Τέλος, παρέχει στο χρήστη ακίδες γενικού σκοπού, που μπορούν να χρησιμοποιηθούν είτε ως είσοδοι, είτε ως έξοδοι, ανάλογα με τις απαιτήσεις του χρήστη. Στη διάδοση των μικροελεγκτών βοήθησε η πληθώρα πλεονεκτημάτων που προσφέρουν και τους κάνουν ιδανικούς για αυτού του είδους τις εφαρμογές. Το μέγεθος τους είναι εξαιρετικά μικρό, με αποτέλεσμα να μπορούν να ενσωματωθούν ακόμα και στις μικρότερες κατασκευές χωρίς να υστερούν σε αριθμό διασυνδέσεων ή σε υπολογιστική ισχύ. Μπορούν να επαναπρογραμματιστούν, ώστε να υλοποιούν διαφορετική λογική ελέγχου κάθε φορά, χωρίς να γίνουν μεταβολές στην υπόλοιπη διάταξη. Παρέχουν αξιόπιστη λειτουργία σε περιβάλλοντα υψηλού ηλεκτρομαγνητικού θορύβου με ανοχή σε ένα ικανοποιητικό εύρος

86 Κεφάλαιο 5 ο θερμοκρασιών και υγρασίας. Επίσης, μπορούν να αυτοματοποιήσουν την ελεγχόμενη διαδικασία σε τέτοιο βαθμό ώστε να μην χρειάζεται ανθρώπινη παρέμβαση για τη λειτουργία της. Η επεξεργαστική τους ισχύς επιτρέπει την υλοποίηση διαφόρων ελέγχων μεγάλης πολυπλοκότητας για ένα ή παραπάνω μεγεθών της διάταξης. 5.2 Ο μικροελεγκτής TMS320F28069M Παρουσίαση του ολοκληρωμένου Ο μικροελεγκτής αυτός παράγεται από την Texas Instruments και ανήκει στην οικογένεια Piccolo της σειράς επεξεργαστών C28x της εταιρίας. Περιέχει ένα 32 bit επεξεργαστή που μπορεί να λειτουργήσει σε μέγιστη συχνότητα 90MHz. Ο μικροελεγκτής είναι χαμηλής κατανάλωσης με τάση τροφοδοσίας 3.3V. Διαθέτει μνήμη Flash για αποθήκευση προγραμμάτων μεγέθους 256KB και 96KB μνήμης RAM για την εκτέλεση τους. Στο ολοκληρωμένο διατίθενται τα εξής περιφερειακά [28]: Γεννήτριες παλμών με διαμόρφωση εύρους (PWM) Μετατροπέας αναλογικής τάσης σε ψηφιακή λέξη (ADC) Καταγραφέας εξωτερικών συμβάντων (CAP) Συγκριτής (Comparator) Module για σειριακή επικοινωνία μέσω USB ή RS232 (UART) Module για επικοινωνία μέσω πρωτοκόλλου I 2 C Module για επικοινωνία μέσω πρωτοκόλλου SPI Αισθητήρας θερμοκρασίας του ολοκληρωμένου Επίσης, ο επεξεργαστής διαθέτει 3 χρονιστές (timers) για την εκτέλεση περιοδικών εργασιών. Για τη διασύνδεσή του με εξωτερικές συσκευές ο μικροελεγκτής έχει μέχρι 54 pins γενικού σκοπού (GPIO), τα οποία μέσω πολύπλεξης μπορούν να χρησιμοποιηθούν για διάφορες λειτουργίες, π.χ. αντί για pin γενικού σκοπού να χρησιμοποιηθεί ως pin της PWM. Ακολουθεί το λειτουργικό διάγραμμα του μικροελεγκτή

87 Κεφάλαιο 5 ο Σχήμα 5.1: Λειτουργικό διάγραμμα του TMS28069M [29] Όπως φαίνεται και στο Σχήμα 5.1, στον επεξεργαστή ενσωματώνεται ένας συνεπεξεργαστής, ο οποίος σημειώνεται ως CLA. Τα αρχικά CLA είναι συντομογραφία των λέξεων Control Law Accelerator. Αυτός ο συνεπεξεργαστής, όπως δηλώνει και το όνομά του, χρησιμοποιείται για την υλοποίηση βρόχων ελέγχου, οι οποίοι είναι ανεξάρτητοι από τον κώδικα που τρέχει στην κύρια μονάδα επεξεργασίας. Για να μπορεί να επιτύχει αυτήν την ανεξαρτησία έχει δικούς του καταχωρητές, ξεχωριστό δίαυλο για προσπέλαση της μνήμης, ξεχωριστή μονάδα επεξεργασίας και άμεση πρόσβαση σε καταχωρητές περιφερειακών. Η

88 Κεφάλαιο 5 ο μοναδική φορά που η κύρια CPU αφιερώνει χρόνο για τη λειτουργία του CLA είναι κατά την αρχικοποίηση του συστήματος, όπου του αναθέτει τον κώδικα που θα εκτελέσει και κάθε πότε θα τον εκτελεί. Τέλος, μπορούμε αν θέλουμε να λειτουργήσουμε συνδυασμένα αυτές τις δύο μονάδες επεξεργασίας, αφού μπορούν να ανταλλάσσουν μεταξύ τους δεδομένα και να ενημερώνουν για το πότε τα δεδομένα αυτά είναι διαθέσιμα μέσω διακοπών (interrupts) Ανάλυση του PWM περιφερειακού Σχήμα 5.2: Λειτουργικό διάγραμμα epwm [29] Ο μικροελεγκτής έχει 8 γεννήτριες παλμών με διαμόρφωση εύρους. Για ευκολία αλλά και για να υπάρχει άμεση αντιστοιχία με τα φυλλάδια του κατασκευαστή [29] θα αναφέρονται ως epwm. Κάθε epwm έχει 2 κανάλια για την παραγωγή παλμών. Όπως θα δούμε και στη συνέχεια, οι epwm εκτός από την παραγωγή παλμών χρησιμοποιούνται και για την εκτέλεση περιοδικών εργασιών. Η μελέτη της epwm γίνεται πιο εύκολη αν ασχοληθούμε με το κάθε κομμάτι της ξεχωριστά. Ξεκινώντας τη μελέτη μας συναντούμε το Time-Base module. Το συγκεκριμένο κομμάτι ελέγχει την περίοδο με την οποία λειτουργεί η epwm, συγχρονίζει την epwm και διατηρεί μία καθορισμένη διαφορά φάσης με τις υπόλοιπες. Ακόμη καθορίζει για το πώς θα μετράει ο καταχωρητής χρόνου, δηλαδή αν θα έχουμε κυματομορφή ράμπας ή τριγωνική. Αφού καθορίσαμε το πώς θα μετράει το χρόνο η epwm, σειρά έχει το Counter- Compare module. Αυτό το κομμάτι ελέγχει το λόγο κατάτμησης για τα σήματα που δημιουργεί

89 Κεφάλαιο 5 ο η epwm. Ορίζει δηλαδή σε ποια χρονική στιγμή θα συμβεί το γεγονός που θα μεταβάλει κάποια έξοδο ή θα γεννηθεί ένα σήμα διακοπής. Οι έξοδοι από τα 2 προηγούμενα modules τροφοδοτούνται στον Action-qualifier, ο οποίος καθορίζει πως θα αντιδράσει η epwm στα σήματα αυτά. Πιο συγκεκριμένα μπορεί να μεταβάλει την έξοδο σε κάποιο από τα 2 κανάλια ανάλογα με το αν ο μετρητής χρόνου είναι ίσος με την περίοδο, το μηδέν, ή με κάποιο από τους καταχωρητές του Counter-Compare module. Σε περίπτωση που η κυματομορφή που έχει ο καταχωρητής χρόνου είναι τριγωνική μπορούμε να ρυθμίσουμε να αντιδρά μόνο όταν ο καταχωρητής χρόνου αυξάνεται, μειώνεται ή ανεξάρτητα με τον τρόπο που μετράει. Λαμβάνοντας υπόψιν ότι ο Counter-Compare έχει 2 καταχωρητές, τότε είναι εύκολο να καταλάβουμε ότι οι παλμοί που δημιουργούμε μπορούν να έχουν μία από τις εξής μορφές: 1. Δύο ανεξάρτητα κανάλια με λειτουργία ράμπας 2. Δύο ανεξάρτητα κανάλια με συμμετρική λειτουργία - τριγωνικής κυματομορφής 3. Ένα ανεξάρτητο κανάλι με ασύμμετρη λειτουργία τριγωνικής κυματομορφής Παρατηρούμε ότι αν ρυθμίσουμε αυτά τα 3 modules έχουμε τα βασικά κομμάτια που συνθέτουν μία PWM. Στη συνέχεια, έχοντας δημιουργήσει τους βασικούς παλμούς, πρέπει να τους φέρουμε σε κατάλληλη μορφή. Αυτό το αναλαμβάνουν τα 2 επόμενα modules, το Dead-band και το PWM-chopper. Το πρώτο δημιουργεί το κατάλληλο διάστημα νεκρού χρόνου που εξαλείφει το πρόβλημα ταυτόχρονης αγωγής ημιαγωγικών στοιχείων. Το δεύτερο τεμαχίζει τους παλμούς σε παλμοσειρές για να μπορούν να περάσουν από μετασχηματιστή με πυρήνα φερρίτη, αν χρησιμοποιηθεί ως βαθμίδα απομόνωσης των παλμών. Είναι προφανές ότι πλέον χρειαζόμαστε μόνο ένα ολοκληρωμένο για την ενίσχυση των παλμών και μια βαθμίδα για την απομόνωσή τους (π.χ. ένα μετασχηματιστή ή έναν οπτοζεύκτη) και είμαστε έτοιμοι να οδηγήσουμε τα στοιχεία μας. Το Trip-zone module ασχολείται με την περίπτωση που συμβεί κάποιο σφάλμα στο σύστημά μας. Ρυθμίζεται ώστε να αντιδρά σε κάποιο εξωτερικό σήμα ή σε κάποιο σήμα που γεννά το software και να επιβάλλει μία κατάσταση στις εξόδους. Η επιβαλλόμενη έξοδος είναι συνήθως τέτοια ώστε να σταματά τη λειτουργία της διάταξης και να αποτρέπει την καταστροφή της. Όπως αναφέραμε, εκτός από τη δημιουργία παλμών, η epwm χρησιμοποιείται και για την εκτέλεση περιοδικών εργασιών σα χρονιστής. Το κομμάτι που εκτελεί αυτήν τη λειτουργία

90 Κεφάλαιο 5 ο ονομάζεται Event-trigger. Μπορεί να δημιουργήσει σήματα για εκτέλεση διακοπών και την έναρξη μετατροπής από αναλογική τάση σε ψηφιακή λέξη στον ADC. Το τελευταίο κομμάτι της epwm που εξετάζουμε είναι ένας ψηφιακός συγκριτής, το Digital-compare module. Το κομμάτι αυτό γεννά σήματα για τη λειτουργία του Event-trigger Ανάλυση του ADC Συνοπτικά, ο ADC έχει μήκος λέξης 12bit και έχει μέγιστο ρυθμό δειγματοληψίας 3, δείγματα το δευτερόλεπτο, όπως αναφέρεται στο φυλλάδιο του κατασκευαστή [29]. Ο ADC δε χωρίζεται σε modules. Η λειτουργία του φαίνεται συνοπτικά στο λειτουργικό του διάγραμμα. Όπως φαίνεται στο Σχήμα 5.3, μπορούμε να διακρίνουμε τον ADC σε κομμάτια. Το πρώτο κομμάτι που διακρίνουμε είναι το κύκλωμα εισόδου. Έχει 2 κυκλώματα Sample and Hold, τα οποία μέσω πολύπλεξης δημιουργούν μέχρι και 16 διαφορετικά κανάλια. Η τάση που δειγματοληπτείται τροφοδοτείται στον κύριο μετατροπέα. Τα μεγέθη μπορούμε να τα δειγματοληπτήσουμε είτε ταυτόχρονα, είτε διαδοχικά. Μπορούμε επίσης να ελέγξουμε το παράθυρο δειγματοληψίας της μετατροπής με ελάχιστο τους 7 κύκλους. Ως παράθυρο δειγματοληψίας ορίζουμε το χρόνο φόρτισης του πυκνωτή στο κύκλωμα δειγματοληψίας/συγκράτησης (Sample/Hold). Ένα άλλο κομμάτι που πρέπει να εξετάσουμε πριν μελετήσουμε τον κύριο μετατροπέα είναι το κύκλωμα δημιουργίας της τάσης αναφοράς. Η τάση αναφοράς τροφοδοτείται είτε εσωτερικά ορίζοντας το επίπεδό της μέσω software, είτε με χρήση εξωτερικών pin VREFHI, VREFLO. Η συνολική διαφορά τάσης που τροφοδοτείται στο μετατροπέα θα πρέπει να είναι 3.3V ίση με το λογικό επίπεδο του μικροελεγκτή. Η μετατροπή ξεκινάει με ένα σήμα Start Of Conversion (SOC). Το σήμα μπορεί να προκληθεί μέσω software, μέσω του Event-trigger module της PWM, μέσω των χρονιστών της CPU, είτε μέσω pin της GPIO. Η κάθε μετατροπή μπορεί να έχει ως πηγή οποιοδήποτε από τα παραπάνω σήματα, έχει δικό της παράθυρο δειγματοληψίας και μπορεί να έχει ως είσοδο οποιοδήποτε από τα 16 κανάλια εισόδου. Ο μετατροπέας μετατρέπει την τάση που δέχεται σε μία 12bit λέξη. Για πλήρες εύρος τάσης το 0 αντιστοιχεί στα 0V και το δεκαδικό 4095 σε 3.3V. Το κάθε αποτέλεσμα αποθηκεύεται σε έναν από τους 16 καταχωρητές αποτελέσματος. Μετά από κάθε μετατροπή δημιουργείται ένα σήμα End Of Conversion (EOC), το οποίο μπορεί με τη σειρά του να προκαλέσει μία διακοπή στη CPU ώστε να εκμεταλλευτεί τα αποτελέσματα. Η υπορουτίνα

91 Κεφάλαιο 5 ο εξυπηρέτησης διακοπής για τον ADC εκτελείται περιοδικά, αφού γίνουν διαθέσιμα τα αποτελέσματα της μετατροπής, άρα προσφέρεται για την υλοποίηση του βρόχου ελέγχου των μεγεθών που ψηφιοποιήθηκαν. Σχήμα 5.3: Λειτουργικό διάγραμμα ADC [29] Προγραμματιστικό περιβάλλον Για την ανάπτυξη προγραμμάτων για το μικροελεγκτή, η Texas Instruments προσφέρει δύο κομμάτια λογισμικού, το Code Composer Studio (CSS) και το contolsuite. Το CSS είναι το ολοκληρωμένο περιβάλλον προγραμματισμού (Integrated Development Environment). Προσφέρει ένα κειμενογράφο για τη συγγραφή του κώδικα, ένα μεταγλωττιστή (compiler) και συνδέτη (linker) για την παραγωγή εκτελέσιμου κώδικα και ένα αποσφαλματωτή (debugger) για την αποσφαλμάτωση του προγράμματος σε πραγματικό χρόνο. Ο κειμενογράφος είναι παράγωγο του open-source project Eclipse διατηρώντας τις ευκολίες του, προσθέτοντας λειτουργίες συγκεκριμένες για τα προϊόντα της Texas Instruments. Ως compiler μπορεί να χρησιμοποιηθεί είτε ο open-source GNU ARM compiler, είτε ο compiler

92 Κεφάλαιο 5 ο της Texas Instruments που έχει σχεδιαστεί ειδικά για τα προϊόντα της. Ο debugger μπορεί να επικοινωνεί με το μικροελεγκτή κατά τη διάρκεια της εκτέλεσης του προγράμματος, ελέγχοντας τη ροή εκτέλεσης του προγράμματος, διαβάζοντας τις τιμές καταχωρητών και μεταβλητών. Το controlsuite παρέχει υποστήριξη για τις συσκευές της Texas Instruments, καθώς και βιβλιοθήκες που διευκολύνουν την ανάπτυξη προγραμμάτων. Πιο συγκεκριμένα, περιέχει όλα τα Header και C files που είναι απαραίτητα για τον έλεγχο των περιφερειακών του μικροελεγκτή. Ακόμη, έχει πολλά παραδείγματα κώδικα, ώστε να μπορέσει ο χρήστης να καταλάβει πώς να εκτελεί βασικές λειτουργίες σε κάθε μικροελεγκτή, αλλά και παραδείγματα για δημοφιλείς εφαρμογές. Από τις βιβλιοθήκες που προσφέρει αξίζει να σημειωθεί η Solar Library, που περιέχει πολλά έτοιμα δομικά κομμάτια για τους κώδικες που αναπτύχθηκαν στην παρούσα διπλωματική εργασία, όπως είναι το Software Phase Locked Loop (PLL), PI ελεγκτής, αναλυτής ημιτόνου. Τα κομμάτια αυτά ακόμη και αν δε χρησιμοποιηθούν αυτούσια, ο κώδικάς τους είναι διαθέσιμος και μπορούν να χρησιμοποιηθούν ως βάση για να αναπτύξουμε κώδικα παρόμοιας λογικής. Το πρόγραμμά μας μπορεί να γραφτεί ή σε Assembly, ή σε C++, ή σε συνδυασμό των παραπάνω. Αν και για τους αρχάριους δε συνιστάται, η Assembly χρησιμοποιείται για κομμάτια κώδικα όπου η ταχύτητα εκτέλεσης πρέπει να είναι η μέγιστη και το μέγεθος κώδικα το ελάχιστο δυνατό. Η Assembly χρησιμοποιεί το σύνολο εντολών του επεξεργαστή και εξασφαλίζει το βέλτιστο δυνατό κώδικα, όμως απαιτεί πολύ καλή γνώση τόσο των εντολών όσο και της δομής των καταχωρητών, γεγονός που την καθιστά δύσκολη και στη γραφή και στην ανάγνωσή της. Αντίθετα, η C++ προσφέρει μία σχετική ευκολία για το χρήστη, όπου σε συνδυασμό με τα παραδείγματα που προσφέρονται επιτρέπουν στο χρήστη να εξοικειωθεί με το μικροελεγκτή σε μικρό χρονικό διάστημα. Επίσης, παρέχει πολύ καλό χρόνο εκτέλεσης για τα προγράμματα που αναπτύσσονται σε αυτή. 5.3 Η πλατφόρμα ανάπτυξης LAUNCHXL-F28069M Παρουσίαση του Launchpad Για την εύκολη εξοικείωση με τους μικροελεγκτές της, αλλά και την εύκολη παραγωγή εφαρμογών που να τους αξιοποιούν, η Texas Instruments διαθέτει πρωτότυπες πλακέτες (break-out boards) για επιλεγμένους μικροελεγκτές της. Τα boards αυτά περιλαμβάνουν το ολοκληρωμένο του μικροελεγκτή, μία λύση για την τροφοδοσία, τον προγραμματισμό και το

93 Κεφάλαιο 5 ο debugging του μικροελεγκτή και παρέχουν ευκολότερη πρόσβαση στις ακίδες του μέσω μεγαλύτερων σε μέγεθος ακίδων. Το Launchpad που επιλέξαμε να χρησιμοποιήσουμε είναι σχεδιασμένο για τον TMS320F28069M και ονομάζεται LAUNCHXL-F28069M. Το συγκεκριμένο board προσφέρει στο χρήστη πρόσβαση στις ακίδες του μικροελεγκτή με τη μορφή 2 σετ των 40 pins έκαστο. Η κάθε ακίδα μπορεί να επιτελεί μία μοναδική λειτουργία, όπως είναι οι ακίδες τάσης τροφοδοσίας και των αναλογικών εισόδων, ή να αλλάζει η λειτουργία της ανάλογα με την πολύπλεξη, όπως οι έξοδοι των epwms που μπορούν να χρησιμοποιηθούν ως ακίδες γενικού σκοπού. Όσον αφορά την επικοινωνία με τον προσωπικό υπολογιστή, χρησιμοποιείται το ολοκληρωμένο XDS100v2. Το συγκεκριμένο chip επικοινωνεί με τον υπολογιστή μέσω του προτύπου USB. Από εκεί ο χρήστης μπορεί να προγραμματίσει το μικροελεγκτή και να εκτελέσει όλες τις απαραίτητες ενέργειες για την αποσφαλμάτωση των προγραμμάτων που αναπτύσσει, δηλαδή να ελέγξει τη ροή εκτέλεσης των προγραμμάτων, και να διαβάσει την τιμή μεταβλητών και καταχωρητών. Σχήμα 5.4: Το LAUNCHXL-F28069M [28] Τέλος, η τροφοδοσία του μικροελεγκτή γίνεται μέσω συγκεκριμένων ακίδων. Τις ακίδες αυτές μπορούμε να τις βραχυκυκλώσουμε κατάλληλα και να παρέχουμε τάση στο ολοκληρωμένο είτε μέσω του υπολογιστή, είτε να τις τροφοδοτήσουμε με τάση από ένα τροφοδοτικό. Το κύκλωμα που φέρνει την τάση από τη σειριακή επικοινωνία με τον υπολογιστή στα κατάλληλα επίπεδα για χρήση στο ολοκληρωμένο μας προσφέρει και την

94 Κεφάλαιο 5 ο κατάλληλη ηλεκτρική απομόνωση για την προστασία του διαύλου του υπολογιστή σε περίπτωση σφάλματος. Οι ακίδες αυτές μας προσφέρουν την ευκολία να επιλέγουμε πηγή τάσης και να μη χρειάζεται εξωτερικό τροφοδοτικό όταν αναπτύσσουμε την εφαρμογή μας, αλλά και να λειτουργεί ανεξάρτητα του προσωπικού μας υπολογιστή, όταν αυτός δεν είναι συνδεδεμένος στη διάταξη Παράδειγμα χρήσης epwm Μετά την περιγραφή του υλικού που θα χρησιμοποιηθεί και την ανάλυση μερικών από των σημαντικότερων υποσυστημάτων που τα απαρτίζουν, θα δείξουμε μία απλή εφαρμογή. Η εφαρμογή θα παράγει παλμούς με συγκεκριμένα χαρακτηριστικά και θα σχολιαστεί το πώς μπορούμε να τα μεταβάλλουμε. Για να γίνει κατανοητή η διαδικασία δε θα παρουσιαστεί ο πλήρης κώδικας, αλλά μόνο οι εντολές που παρουσιάζουν ιδιαίτερο ενδιαφέρον. Ο πλήρης κώδικας μαζί με τις κατάλληλες ενέργειες για τη σωστή μεταγλώττισή του δίνονται στο Παράρτημα Α. Κατά την εκκίνηση του προγράμματός μας απενεργοποιούμε όλες τις διακοπές και αρχικοποιούμε το σύστημά μας. Το ρολόι του μικροελεγκτή έχει ρυθμιστεί στα 90MHz και όλα τα περιφερειακά είναι απενεργοποιημένα. Αυτό που πρέπει να κάνουμε είναι να αλλάξουμε τα κατάλληλα bits στους αντίστοιχους καταχωρητές, ώστε το σύστημά μας να έχει την επιθυμητή λειτουργία. Για ευκολία του χρήστη, οι διευθύνσεις των καταχωρητών έχουν οριστεί σε μεταβλητές από τον κατασκευαστή, μαζί με δομές (structs) που μας βοηθούν να μεταβάλλουμε συγκεκριμένο bit ή ομάδα bits κάθε φορά. Επίσης, για συγκεκριμένα bits ή ομάδες bits που καθορίζουν τη συμπεριφορά του περιφερειακού, έχουμε ορισμούς που κάνουν την ανάγνωση του προγράμματός μας ευκολότερη. Για παράδειγμα, η λέξη TB_COUNT_UPDOWN είναι ισοδύναμη με το 0x2 και περιγράφει την τιμή που πρέπει να πάρουν συγκεκριμένα bits του καταχωρητή TBCTL της epwm, ώστε να έχουμε τριγωνική κυματομορφή. Πρώτο βήμα είναι να βάλουμε τη διεύθυνση της υπορουτίνας διακοπής στη σωστή θέση, έτσι ώστε να εκτελείται περιοδικά μία ενέργεια. Η θέση αυτή είναι προστατευμένη, για να μην αλλάξει κατά λάθος κατά τη διάρκεια της εκτέλεσης ενός προγράμματος. Για να ενεργοποιήσουμε την επεξεργασία της θέσης αυτής, καθώς και κάθε άλλης προστατευμένης θέσης μνήμης, χρησιμοποιούμε την εντολή EALLOW και για να απενεργοποιήσουμε την επεξεργασία την εντολή EDIS. Ο κώδικας είναι ο εξής:

95 Κεφάλαιο 5 ο EALLOW; //Enable write to protected registers PieVectTable.EPWM1_INT = &pwm_isr; //Replace the default ISR with the one we want to use EDIS; //Disable write to protected registers EALLOW; SysCtrlRegs.PCLKCR0.bit.TBCLKSYNC = 0; //Disable Time Base Clock to configure the PWM EDIS; Η επόμενη εντολή απενεργοποιεί το σήμα συγχρονισμού των epwms. Τώρα μπορούμε να προχωρήσουμε στην αρχικοποίηση του περιφερειακού, αφού είμαστε σίγουροι ότι έχει σταματήσει η μέτρηση του χρόνου από το Time-base module. InitEPwm1Gpio(); //Configure the appropriate pins EPwm1Regs.TBCTL.bit.CTRMODE = TB_COUNT_UPDOWN; //Set Up Down counting mode EPwm1Regs.TBPRD = 1500; //Set period... EPwm1Regs.TBCTR = 0x0000; //Clear Time Base Counter EPwm1Regs.TBCTL.bit.CLKDIV = TB_DIV1; //Set Time Base Clock to CPU Clock Ratio equal to 1:1 Η πρώτη εντολή καθορίζει ότι τα pins που αντιστοιχούν στις εξόδους της epwm1 χρησιμοποιούνται όντως ως έξοδοι. Οι επόμενες εντολές καθορίζουν τη συμπεριφορά του Time-base module. Όπως βλέπουμε, έχουμε τριγωνική κυματομορφή και ο λόγος του ρολογιού της epwm προς το ρολόι της CPU είναι 1. Η τιμή του καταχωρητή της περιόδου δίνεται από τη σχέση [29]: TBPRD = f CPU 2 f epwm (5.1) άρα ο παλμός μας έχει συχνότητα 30kHz.... EPwm1Regs.CMPA.half.CMPA = 750; //Duty cycle for A 50% EPwm1Regs.CMPB = 375; //Duty cycle for B 75% Ρυθμίζουμε τις τιμές των καταχωρητών στο Counter-compare module, τις οποίες θα εκμεταλλευτεί ο Action-Qualifier για να δημιουργήσει τους παλμούς. Οι τιμές αυτές υπολογίζονται ανάλογα με το πως έχουμε ρυθμίσει τον Action-Qualifer

96 Κεφάλαιο 5 ο EPwm1Regs.AQCTLA.bit.CAU = AQ_SET; //Set PWM1A when counting up and counter equals CMPA EPwm1Regs.AQCTLA.bit.CAD = AQ_CLEAR; //Set PWM1A when counting down and counter equals CMPA EPwm1Regs.AQCTLB.bit.CBU = AQ_SET; EPwm1Regs.AQCTLB.bit.CBD = AQ_CLEAR; //Same configuration for B with CMPB Εδώ ορίζουμε το πώς θα αντιδρά ο Action-Qualifier. Για το κανάλι Α έχουμε ορίσει ότι όταν η τιμή του μετρητή του Time-base module είναι ίση με τον καταχωρητή CMPA του Counter-compare module και ο μετρητής αυξάνεται, τότε το κανάλι Α θα μεταβαίνει σε υψηλό δυναμικό, ενώ όταν ο μετρητής μειώνεται θα μεταβαίνει σε χαμηλό δυναμικό. Κατά αυτόν τον τρόπο, ρυθμίζουμε τη διάρκεια του παλμού που παράγεται. Η ίδια λογική ισχύει και για το κανάλι Β, αλλά αντιδρά με βάση τον CMPB. Δεν είναι αναγκαστικό ο CMPA να αντιστοιχεί στο κανάλι Α, ή ότι τα κανάλια Α και Β μπορούν να αντιδρούν μόνο σε έναν από τους 2 καταχωρητές. Μπορούμε να δημιουργήσουμε οποιονδήποτε πιθανό συνδυασμό ώστε να δημιουργήσουμε την επιθυμητή έξοδο. EPwm1Regs.ETSEL.bit.INTSEL = ET_CTR_ZERO; EPwm1Regs.ETSEL.bit.INTEN = 1; EPwm1Regs.ETPS.bit.INTPRD = ET_1ST; //Select INT on Zero event //Enable INT //Generate INT on 1st event EALLOW; SysCtrlRegs.PCLKCR0.bit.TBCLKSYNC = 1; //End of configuration for PWM, enable Time Base clock, in order to start counting EDIS; IER = M_INT3; //Enable CPU INT3 which is connected to EPWM1-3 INT Τελευταίο βήμα στην αρχικοποίηση είναι να ορίσουμε πότε θα γεννάται αίτημα διακοπής. Επιλέξαμε να γεννάται όταν ο μετρητής του Time-base module γίνεται μηδέν, δηλαδή όταν ολοκληρώνεται μία περίοδος της τριγωνικής κυματομορφής. Αφού τελειώσαμε με την αρχικοποίηση, ενεργοποιούμε το σήμα συγχρονισμού για να ξεκινήσει να λειτουργεί η epwm και ρυθμίζουμε τη CPU να περιμένει διακοπή από την epwm. Τα υπόλοιπα modules της epwm δε χρειάζονται κάποια ιδιαίτερη ρύθμιση, καθώς οι προεπιλεγμένες τους τιμές εκτελούν ακριβώς τη λειτουργία που θέλουμε. Στη συνέχεια δίνεται η ελάχιστη δυνατή ISR για την epwm. Το μόνο που κάνει είναι να καθαρίζει τα κατάλληλα flags, για να μπορεί να έρθει η επόμενη διακοπή

97 Κεφάλαιο 5 ο interrupt void pwm_isr(void){ //This is a simple example, nothing to do here EPwm1Regs.ETCLR.bit.INT = 1; //Clear INT flag for this timer PieCtrlRegs.PIEACK.all = PIEACK_GROUP3; //Acknowledge this interrupt to receive more interrupts from group 3 return; } Παράδειγμα χρήσης του περιφεριακού ADC Με την ίδια λογική θα επεκτείνουμε το προηγούμενο παράδειγμα ώστε η epwm να ξεκινάει τη μετατροπή μιας αναλογικής τάσης, που εφαρμόζεται σε μία ακίδα του board, σε ψηφιακή λέξη. Η ακίδα αυτή σημειώνεται ως ADCINA4 και έχει το νούμερο 69. Όπως και πριν, πρώτα θα πρέπει να βάλουμε τη διεύθυνση της ISR του ADC στον κατάλληλο καταχωρητή. Θα πρέπει να θυμηθούμε να πλαισιώσουμε την εντολή με τις κατάλληλες εντολές, καθώς αναφερόμαστε σε προστατευμένη θέση μνήμης. PieVectTable.ADCINT1 = &adc_isr; //Map the ISR function for the ADC Επιπλέον, θα πρέπει να αρχικοποιήσουμε και να τρέξουμε μία μικρή βαθμονόμηση του ADC για να είμαστε σίγουροι ότι είναι ενεργοποιημένος και τα αποτελέσματα που θα μας βγάλει θα είναι τα σωστά. InitAdc(); //Initialize ADC module AdcOffsetSelfCal(); //Calibrate the ADC module Κατά την αρχικοποίηση της epwm θα πρέπει να προσθέσουμε 3 γραμμές κώδικα, οι οποίες ρυθμίζουν το Event-trigger module να γεννούν ένα σήμα Start Of Conversion A(SOCA) κάθε φορά που ο μετρητής του Time-base module αυξάνεται και είναι ίσος με το CMPA. EPwm1Regs.ETSEL.bit.SOCAEN = 1; EPwm1Regs.ETSEL.bit.SOCASEL = 4; EPwm1Regs.ETPS.bit.SOCAPRD = 1; // Enable SOC on A group // Select SOC from CMPA on upcount // Generate pulse on 1st event Τώρα θα πρέπει να ρυθμίσουμε τον ADC. Παρατηρούμε ότι οι καταχωρητές του είναι προστατευμένοι

98 Κεφάλαιο 5 ο EALLOW; AdcRegs.ADCCTL2.bit.ADCNONOVERLAP = 1; //Enable non-overlap mode AdcRegs.ADCCTL1.bit.INTPULSEPOS = 1; //ADCINT1 trips after AdcResults latch AdcRegs.INTSEL1N2.bit.INT1E = 1; //Enabled ADCINT1 AdcRegs.INTSEL1N2.bit.INT1CONT = 0; //Disable ADCINT1 Continuous mode AdcRegs.INTSEL1N2.bit.INT1SEL = 0; //setup EOC0 to trigger ADCINT1 to fire Η πρώτη εντολή δεν επιτρέπει να ξεκινήσει μία δεύτερη μετατροπή, όσο ο ADC δουλεύει ήδη. Οι υπόλοιπες εντολές ρυθμίζουν την υπορουτίνα διακοπής 1 του ADC να εκτελείται όταν τελειώσει η πρώτη και μοναδική μετατροπή, καθώς και να μην εκτελείται δεύτερη διακοπή εφόσον δεν έχει τελειώσει την εκτέλεσή της η προηγούμενη. AdcRegs.ADCSOC0CTL.bit.CHSEL = 4; //set SOC0 channel select to ADCINA4 AdcRegs.ADCSOC0CTL.bit.TRIGSEL = 5; //set SOC0 start trigger on EPWM1A AdcRegs.ADCSOC0CTL.bit.ACQPS = 6; //set SOC0 S/H Window to 7 ADC Clock Cycles, (6 ACQPS plus 1) EDIS; Εδώ επιλέγεται το pin 69, που επισημάναμε προηγουμένως ως είσοδο για την αναλογική τάση που μετατρέπεται σε ψηφιακή λέξη, όταν έρθει το σήμα SOCA από την epwm1. Το παράθυρο δειγματοληψίας της μετατροπής είναι 7 κύκλοι. PieCtrlRegs.PIEIER1.bit.INTx1 = 1; // Enable group 1 INT 1 in the PIE, which is for the first ADC interrupt IER = M_INT1; // Enable CPU INT 1 which is connected to ADC INT Επιτρέποντας στον επεξεργαστή να δεχθεί αίτημα διακοπής από τον ADC, λαμβάνει τέλος και η αρχικοποίηση του ADC περιφερειακού. interrupt void adc_isr(void) { Voltage1[ConversionCount] = AdcResult.ADCRESULT0; if(conversioncount == 9) ConversionCount = 0; else ConversionCount++; // If 10 conversions have been logged, start over AdcRegs.ADCINTFLGCLR.bit.ADCINT1 = 1; for next SOC PieCtrlRegs.PIEACK.all = PIEACK_GROUP1; //Clear ADCINT1 flag reinitialize //Acknowledge interrupt to PIE return; }

99 Κεφάλαιο 5 ο Αυτή τη φορά η ISR είναι λίγο πιο σύνθετη. Εκτός από το να καθαρίζει τις απαραίτητες σημαίες (flags), αποθηκεύει επίσης σε έναν πίνακα 10 θέσεων τα αποτελέσματα των μετατροπών. Ο πίνακας αυτός μπορεί να σχεδιαστεί με το εργαλείο Graph στο Debug View του CCS. 5.4 Ανάλυση προγράμματος ελέγχου του αντιστροφέα Έχοντας αναλύσει το πως ρυθμίζουμε τα επιμέρους περιφερειακά, μπορούμε πλέον να αναλύσουμε τη βασική δομή του προγράμματος που αναπτύχθηκε για τον έλεγχο του αντιστροφέα. Το κύριο μέρος του προγράμματος χρησιμοποιείται για την αρχικοποίηση των περιφερειακών και των μεταβλητών που θα χρησιμοποιηθούν από τον αλγόριθμο του ελέγχου. Ο αλγόριθμος του ελέγχου υλοποιείται σε δύο υπορουτίνες διακοπών (interrupts), σε αυτήν του ADC και σε μία ενός χρονιστή. Τα επιμέρους κομμάτια του προγράμματος θα σχολιαστούν εκτενέστερα στη συνέχεια. Αναλυτικότερα, το πρόγραμμα αρχικά ρυθμίζει κατάλληλα 2 epwm, ώστε να παράγουν τέσσερα σήματα των 20kHz συμπληρωματικά ανά δύο. Στα σήματα αυτά εισάγεται και νεκρός χρόνος (deadband) για τη σωστή λειτουργία του μετατροπέα. Η πρώτη epwm παράγει ένα σήμα συγχρονισμού, το οποίο χρησιμοποιείται από τη δεύτερη για το συγχρονισμό του TBCLK. Επίσης, η πρώτη epwm χρησιμοποιείται για να παράγει το σήμα SOCA για να αρχίσει ο ADC να δειγματοληπτεί. Ο ρυθμός δειγματοληψίας είναι και αυτός στα 20kHz. Τα μεγέθη που μετρούνται είναι οι έξοδοι των μετρητικών τάσης του δικτύου και ρεύματος στο δευτερεύον του μετασχηματιστή, η αναφορά ενεργού ισχύος, το MA και η γωνία του ημιτόνου σε σχέση με τη τάση του δικτύου. Τα δύο τελευταία μεγέθη χρησιμοποιήθηκαν για τον έλεγχο ανοιχτού βρόχου, ενώ η αναφορά της ενεργού ισχύος για τον κλειστό βρόχο. Η ταχύτητα του μικροελεγκτή μας επιτρέπει να επεξεργαζόμαστε αυτές τις μετρήσεις με το ρυθμό που τις παίρνουμε και συνεπώς η διακοπή από τον ADC εκτελείται με τον ίδιο ρυθμό. Στη συνέχεια, όπως φαίνεται στο Σχήμα 5.5, αρχικοποιούνται οι μεταβλητές που απαιτούνται για το PLL και τον ελεγκτή PR. Το PLL που αναλύθηκε στο δεύτερο κεφάλαιο υπήρχε ήδη υλοποιημένο στη Solar Library (SPLL_1ph_SOGI) και λαμβάνει ως πληροφορίες/ορίσματα το ρυθμό με τον οποίο εκτελείται και τη συχνότητα του δικτύου. Για τον PR ελεγκτή αξιοποιήθηκε ένα ακόμα κομμάτι της Solar Library (CNTL_2P2Z), στο οποίο υλοποιείται η διακριτή συνάρτηση μεταφοράς δύο πόλων και δύο μηδενικών. Αφού

100 Κεφάλαιο 5 ο τροφοδοτήσουμε τους συντελεστές, ρυθμίζουμε και τα όρια της εξόδου της, γνωρίζοντας ότι η έξοδός της δε θα πρέπει να ξεπεράσει κατά απόλυτη τιμή τη μονάδα, καθώς θα χρησιμοποιηθεί για τη δημιουργία των παλμών του αντιστροφέα σε κανονικοποιημένη μορφή, όπως απαιτείται από το περιφερειακό PWM. Σχήμα 5.5: Το διάγραμμα ροής του κυρίως προγράμματος

101 Κεφάλαιο 5 ο Τελευταίο βήμα στην αρχικοποίηση είναι η ρύθμιση του χρονιστή. Ο χρονιστής παράγει ένα σήμα διακοπής χαμηλότερης προτεραιότητας από τον ADC με συχνότητα 1kHz. Η διακοπή αυτή μπορεί να χρησιμοποιηθεί για τον έλεγχο της τάσης του πυκνωτή διασύνδεσης, διότι στην πράξη είναι ένα σχετικά αργά μεταβαλλόμενο μέγεθος. Επίσης, θα μπορούσε να χρησιμοποιηθεί για την υλοποίηση μίας μηχανής πεπερασμένων καταστάσεων, η οποία θα φροντίζει για την αυτοματοποιημένη διαχείριση του αντιστροφέα χωρίς ανθρώπινη παρέμβαση. Ένα παράδειγμα μίας τέτοιας μηχανής απεικονίζεται στο Σχήμα 5.6. Σε αυτήν τη διπλωματική εργασία, αυτή η διακοπή δεν αξιοποιήθηκε λόγω των προβλημάτων με το μετρητικό της συνεχούς τάσης και του περιορισμένου χρόνου. Σχήμα 5.6: Μηχανή πεπερασμένων καταστάσεων για έλεγχο του αντιστροφέα

102 Κεφάλαιο 5 ο Τέλος, η διακοπή του ADC ενσωματώνει τον έλεγχο της εξόδου του αντιστροφέα. Κατά τη διάρκεια της διακοπής, οι τιμές των διάφορων μεγεθών μετατρέπονται στην κατάλληλη για το καθένα κλίμακα και τροφοδοτούνται στον έλεγχο. Ανάλογα με την τάση που εφαρμόζεται στον ακροδέκτη GPIO23, ο έλεγχος μεταβάλλεται από ανοιχτό σε κλειστό βρόχο αντίστοιχα. Ο αλγόριθμος περιγράφεται στο Σχήμα 5.7. Σχήμα 5.7: Διάγραμμα ροής του interrupt του ADC

103 Κεφάλαιο 6 ο ΚΕΦΑΛΑΙΟ 6 ΠΕΙΡΑΜΑΤΙΚΑ ΑΠΟΤΕΛΕΣΜΑΤΑ 6.1 Πειραματική διάταξη Οι δοκιμές και τα πειράματα για την επιβεβαίωση των λειτουργικών χαρακτηριστικών του συστήματος έγιναν στο Εργαστήριο Ηλεκτρομηχανικής Μετατροπής Ενέργειας του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστημίου Πατρών. Η πειραματική διάταξη αποτελείται από το μονοφασικό αντιστροφέα με το κύκλωμα παλμοδότησης, το φίλτρο LC, την πλακέτα των μετρητικών τάσης και ρεύματος, τα απαιτούμενα τροφοδοτικά συνεχούς τάσης, το board του μικροελεγκτή TMS320F28069M, το μετασχηματιστή ισχύος, το πηνίο των 80mH στο δευτερεύον του Μ/Τ και τη μονοφασική αντίσταση που χρησιμοποιήθηκε ως φορτίο. Σχήμα 6.1: Πειραματική διάταξη

104 Κεφάλαιο 6 ο 6.2 Πειραματικά αποτελέσματα του συστήματος σε απομονωμένο φορτίο Περιγραφή της διάταξης Το σύστημα αρχικά δοκιμάστηκε σε απομονωμένο φορτίο, δηλαδή χωρίς διασύνδεση με το δίκτυο, ώστε να επαληθευτεί η σωστή λειτουργία του αντιστροφέα. Στην έξοδο του αντιστροφέα συνδέθηκε το φίλτρο L-C και ο μετασχηματιστής ισχύος με μία μεταβλητή αντίσταση στο δευτερεύον τύλιγμά του ως ωμικό φορτίο. Στην είσοδο του αντιστροφέα συνδέθηκε ένα τροφοδοτικό τάσης ως πηγή (Σχήμα 6.2). Η τάση εισόδου στα πειράματα ρυθμίστηκε στα 120V, που είναι και η επιθυμητή τιμή της DC τάσης εισόδου του αντιστροφέα για τη σύνδεση του συστήματός μας με το δίκτυο χαμηλής τάσης. Σχήμα 6.2: Τροφοδοτικό συνεχούς τάσης Oι μετρήσεις πραγματοποιήθηκαν μέσω ψηφιακού παλμογράφου με τη χρήση διαφορικών probes και αμπεροτσιμπίδες. Επίσης, χρησιμοποιήθηκε ένας συνδυασμός

105 Κεφάλαιο 6 ο ψηφιακών και αναλογικών αμπερομέτρων και βολτομέτρων σε διάφορα σημεία του συστήματος, ώστε να έχουμε καλύτερη εποπτεία. Η παλμοδότηση έγινε με τη μέθοδο της μονοπολικής SPWM. Ως τάση ελέγχου χρησιμοποιήθηκε ένα μοναδιαίο ημίτονο συμφασικό με την τάση δικτύου, του οποίου η γωνία δίνεται στην έξοδο του PLL, πολλαπλασιασμένο με μία τιμή που καθορίζεται από ποτενσιόμετρο και μεταβάλλει το συντελεστή πλάτους ma Παρατηρήσεις στη λειτουργία του αντιστροφέα σε απομονωμένο φορτίο Κατά την εκκίνηση του μετατροπέα παρατηρήθηκε ότι η τάση και το ρεύμα στην έξοδο του συστήματος (δηλαδή στο δευτερεύον του Μ/Τ) προπορεύονται της τάσης του δικτύου, όπως φαίνεται στο Σχήμα 6.3. Αυτό συμβαίνει διότι για σχετικά μικρά ρεύματα υπερισχύει η χωρητικότητα του πυκνωτή του φίλτρου. Όσο αυξάνεται το ρεύμα, αρχίζει να παίζει σημαντικότερο ρόλο η επαγωγή των πηνίων του φίλτρου και του μετασχηματιστή και έτσι η τάση στην έξοδο του αντιστροφέα αρχίζει να συγχρονίζεται (Σχήμα 6.4) και στη συνέχεια να έπεται της τάσης του δικτύου (Σχήμα 6.5). Σχήμα 6.3: Τάση δικτύου (μπλε) και τάση εξόδου του αντιστροφέα (κόκκινο) για ρεύμα 0,25A

106 Κεφάλαιο 6 ο Σχήμα 6.4: Τάση δικτύου (μπλε) και τάση εξόδου του αντιστροφέα (κόκκινο) για ρεύμα 1,16A Σχήμα 6.5: Τάση δικτύου (μπλε) και τάση εξόδου του αντιστροφέα (κόκκινο) για ρεύμα 2,55A

107 Κεφάλαιο 6 ο Στην τάση εξόδου του αντιστροφέα παρατηρούμε ότι υπάρχουν και ανώτερες αρμονικές, καθώς η έξοδος δεν είναι καθαρά ημιτονοειδής. Για να κατανοήσουμε καλύτερα αυτό το φαινόμενο παρατηρήσαμε πρώτα την τάση στην έξοδο του LC φίλτρου, χωρίς να συνδέσουμε το μετασχηματιστή. Όπως φαίνεται και στο Σχήμα 6.6, υπάρχουν αλλοιώσεις κοντά στο μηδέν του κάθε ημιτόνου. Το φαινόμενο αυτό αποδόθηκε στη μεγάλη διάρκεια του νεκρού χρόνου (deadband) των παλμών. Σχήμα 6.6: Τάση στην έξοδο του φίλτρου (μπλε), ρεύμα εξόδου (κόκκινο) και ισχύς εξόδου του αντιστροφέα (πράσινο) Με τη διόρθωση της διάρκειας του deadband η τάση και το ρεύμα τόσο πριν, όσο και μετά το μετασχηματιστή φαίνεται να έχει καθαρά ημιτονοειδή μορφή για απομονωμένο φορτίο, όπως απεικονίζεται στο Σχήμα 6.7. Επίσης, παρατηρούμε ότι η κυματομορφή της τάσης είναι συμφασική με αυτή του ρεύματος του ρεύματος, διότι το φορτίο είναι καθαρά ωμικό

108 Κεφάλαιο 6 ο Σχήμα 6.7: Τάση δικτύου (μπλε), τάση εξόδου του αντιστροφέα (κόκκινο) και ρεύμα εξόδου του συστήματος (πράσινο) σε απομονωμένο φορτίο Μετρήσεις ισχύος Σε αυτήν την ενότητα παρουσιάζονται οι μετρήσεις που πραγματοποιήθηκαν για τον υπολογισμό της συνολικής απόδοσης του συστήματος. Συγκεκριμένα, κρατώντας σταθερή την τάση εισόδου του αντιστροφέα Vin=120V, καθώς και το συντελεστή πλάτους ma=0,7, μεταβάλαμε το φορτίο εξόδου του συστήματος, ώστε να πάρουμε μετρήσεις για διάφορες ισχείς. Για τον υπολογισμό της απόδοσης μετρήθηκε η μέση τιμή της τάσης και του ρεύματος εισόδου του αντιστροφέα και η ενεργός τιμή της τάσης και του ρεύματος στο φορτίο. Στη δοκιμή με απομονωμένο φορτίο δε συνδέθηκε το πηνίο διασύνδεσης των 80mH, ώστε να περιοριστεί η συνολική επαγωγή του συστήματος και οι συνολικές απώλειες του μετατροπέα. Στον Πίνακα 6.1 παρουσιάζονται τα πειραματικά αποτελέσματα, ενώ στο Σχήμα 6.8 απεικονίζεται πως μεταβάλλεται η απόδοση με βάση αυτές τις μετρήσεις

109 Απόδοση η Τάση εισόδου (V) Ρεύμα εισόδου (A) Τάση εξόδου (rms) (V) Ρεύμα εξόδου (rms) (A) Ισχύς εισόδου (W) Ισχύς εξόδου (W) Κεφάλαιο 6 ο Συντελεστής απόδοσης 120 1,4 240,4 0, ,4% 120 2,3 230, ,2 84,11% 120 3,2 222,6 1, ,9 86,95% 120 4,1 216, ,4 87,89% , ,5 87,92% 120 5, , ,4 86,67% , ,9 85,96% 120 6,3 204,4 3, ,1 86,52% 120 6,9 201,7 3, ,6 85,58% 120 7,1 200,7 3, ,1 85,1% 120 7,5 198,7 3, ,12% , ,88% Πίνακας 6.1: Πειραματικά αποτελέσματα μετρήσεων για διάφορα ωμικά φορτία Ισχύς εξόδου(w) Σχήμα 6.8: Μεταβολή της απόδοσης σε σχέση με την ισχύ εξόδου

110 Τάση εξόδου(v) Κεφάλαιο 6 ο Από τις μετρήσεις αυτές είναι εμφανές ότι κρατώντας σταθερό το ma και μεταβάλλοντας το ρεύμα του αντιστροφέα, αλλάζει και η τάση εξόδου του αντιστροφέα (Σχήμα 6.9). Αυτό συμβαίνει γιατί όταν άγουν τα MOSFET έχουν μια αντίσταση αγωγής, οπότε αυξάνοντας το ρεύμα που περνάει μέσα από αυτά αυξάνεται και η πτώση τάσης επάνω στα στοιχεία, συνεπώς μειώνεται η τάση εξόδου. Αυτό είναι κάτι που πρέπει να προβλέψουμε κατά τη σύνδεσή μας με το δίκτυο, καθώς όταν θα αυξάνουμε την ισχύ εξόδου του αντιστροφέα, η τάση του θα μειώνεται και θα πρέπει να λάβουμε τα κατάλληλα μέτρα για να τη διατηρήσουμε σταθερή και ίση με την τάση του δικτύου Ισχύς εξόδου(w) Σχήμα 6.9: Μεταβολή τάσης εξόδου σε σχέση με την ισχύ εξόδου Γενικά στο σύστημά μας, παρά τη χρήση μετασχηματιστή (ο οποίος γενικά έχει βαθμό απόδοσης περίπου 80-85%), ο βαθμός απόδοσής του διατηρείται σε σχετικά καλά επίπεδα. Επίσης, διαπιστώνεται πως ο αντιστροφέας λειτούργησε με επιτυχία για ισχύ εισόδου κοντά στο 1kW. Παρόλα αυτά, όταν λειτουργήσαμε τον αντιστροφέα με ισχύ εισόδου 1kW, δούλεψε για ένα μικρό χρονικό διάστημα, αλλά μετά κάηκε ένας κλάδος των MOSFET, χωρίς να καταφέρουμε να πάρουμε μέτρηση. Αυτό συνέβη λόγω της καταστροφής του δρόμου ισχύος σε σημείο που υπήρχε via, επειδή αυτό ήταν πολύ λεπτό για το συγκεκριμένο ρεύμα με αποτέλεσμα την υπερθέρμανση και καταστροφή του. Δημιουργήθηκε έτσι ασυμμετρία στην

111 Κεφάλαιο 6 ο τάση που οδήγησε το μετασχηματιστή στον κόρο με αποτέλεσμα μεγάλο ρεύμα να περάσει από τα MOSFET και να τα καταστρέψει. Έπειτα, όταν επισκευάστηκε (τοποθετώντας πιο παχύ αγωγό στο σημείο σύνδεσης του via), επικεντρωθήκαμε κυρίως να αντιμετωπίσουμε τα προβλήματα της σύνδεσης με το δίκτυο και έτσι δεν ξαναδοκιμάστηκε σε πλήρη ισχύ το σύστημά μας Εφαρμογή του κλειστού βρόχου ελέγχου Πριν τη σύνδεση του μονοφασικού αντιστροφέα στο δίκτυο χαμηλής τάσης, ο έλεγχος εφαρμόστηκε πρώτα σε απομονωμένο φορτίο. Αυτό έγινε για να επιβεβαιωθεί ότι ο ελεγκτής PR και ο κώδικας του μικροελεγκτή συμπεριφέρονται όπως σχεδιάστηκαν. Ο έλεγχος που χρησιμοποιήθηκε είναι έλεγχος επί του ρεύματος. Συνεπώς, ρυθμίζει έτσι την κυματομορφή της τάσης ελέγχου του αντιστροφέα, ώστε να επιτύχει την επιθυμητή μορφή του ρεύματος. Αν εφαρμοστεί σε απομονωμένο ωμικό φορτίο μεταβάλλει μόνο το πλάτος ma της τάσης, κρατώντας τη φάση της σταθερή, αφού στο ωμικό φορτίο πάντα η τάση και το ρεύμα είναι συμφασικά. Αν πάλι εφαρμοστεί σε αντιστροφέα διασυνδεδεμένο με το δίκτυο, μεταβάλλει τόσο το πλάτος ma, όσο και τη φάση της τάσης ελέγχου, ώστε να επιτύχει μηδενικό σφάλμα μεταξύ του ρεύματος αναφοράς και του ρεύματος εξόδου του αντιστροφέα. Για να επιβεβαιώσουμε τη σωστή λειτουργία του ελέγχου, δοκιμάσαμε για μία συγκεκριμένη αναφορά ρεύματος να μεταβάλλουμε το ωμικό φορτίο και την τάση εισόδου μέσα σε κάποια λογικά πλαίσια και να παρατηρήσουμε τη συμπεριφορά του. Θα πρέπει εφόσον το επιτρέπουν οι συνθήκες του συστήματος (ικανοποιητική τάση εισόδου ώστε να παρέχει το απαιτούμενο ρεύμα για δεδομένο ωμικό φορτίο) η κυματομορφή του ρεύματος να είναι σύμμορφη με αυτή της αναφοράς. Καταρχάς, οι δοκιμές έγιναν χωρίς να συνδεθεί ο μετασχηματιστής, καθώς είναι δυνατόν να δημιουργηθούν ασυμμετρίες στην τάση εξόδου από τυχόν εσφαλμένη λειτουργία του ελέγχου. Οι ασυμμετρίες αυτές περιέχουν μία DC συνιστώσα που οδηγεί το μετασχηματιστή στον κόρο, προκαλώντας μεγάλα ρεύματα στο πρωτεύον που δύνανται να καταστρέψουν τα MOSFET. Η παράλειψη του μετασχηματιστή στο σύστημα δεν επηρεάζει τη λειτουργία του ελεγκτή, καθώς ο ελεγκτής παρουσιάζει μικρή ευαισθησία στις μεταβολές της επαγωγής της γραμμής όπως έδειξαν οι προσομοιώσεις [4]. Αρχικά, ο έλεγχος κλειστού βρόχου παρουσίαζε προβλήματα. Για σχετικά μικρές αναφορές ισχύος έδειχνε να δουλεύει ικανοποιητικά, όμως αυξάνοντας την αναφορά ισχύος η

112 Κεφάλαιο 6 ο τάση παρουσίαζε διακυμάνσεις στη συχνότητα και στο πλάτος (ασυμμετρίες). Στο Σχήμα 6.10 απεικονίζεται η έξοδος του φίλτρου με τον έλεγχο να μη λειτουργεί σωστά. Παρατηρούμε ότι η τάση έχει ελάχιστη τιμή 57.4V και μέγιστη 60.3V, ενώ αντίστοιχες ασυμμετρίες παρουσιάζονται και στο ρεύμα. Επιπλέον, είναι προφανές ότι τα μεγέθη που προκύπτουν δεν είναι ημιτονοειδή και έχουν μεταβλητή συχνότητα, για το μέγεθος της οποίας μας ενημερώνει ο παλμογράφος (π.χ. τρέχουσα τιμή 61.3Hz, προηγούμενες τιμές από 35.3Hz ως 102Hz). Αν, λοιπόν, εδώ υπήρχε ο μετασχηματιστής στο σύστημα, είναι πολύ πιθανόν να καταστρέφονταν τα MOSFET για τους λόγους που εξηγήθηκαν στην προηγούμενη παράγραφο. Σχήμα 6.10: Τάση δικτύου (μπλε), τάση εξόδου του αντιστροφέα (κόκκινο) και ρεύμα εξόδου του συστήματος (πράσινο) σε απομονωμένο φορτίο με έλεγχο κλειστού βρόχου (προβληματική λειτουργία) Η συμπεριφορά αυτή αποδόθηκε στο θόρυβο που προσθέτει το μετρητικό του ρεύματος εξόδου της πρώτης έκδοσης της πλακέτας μετρητικών στη μέτρηση. Μία λύση που δοκιμάστηκε είναι η χρήση ενός ψηφιακού φίλτρου δεύτερης τάξης, όμως τα αποτελέσματα του φίλτρου δεν ήταν τα επιθυμητά και το φαινόμενο παρέμεινε. Όπως παρατηρήθηκε στην τελική τοπολογία που χρησιμοποιήθηκε, το φίλτρο αλλοιώνει τα χαρακτηριστικά του ελέγχου

113 Κεφάλαιο 6 ο προσθέτοντας ανεπιθύμητα μηδενικά και πόλους, τα οποία προκαλούν παρόμοια συμπεριφορά ακόμη και χωρίς το θόρυβο. Το πρόβλημα αντιμετωπίστηκε με τη δεύτερη έκδοση της πλακέτας των μετρητικών, η οποία δημιουργήθηκε κυρίως ώστε να λύσει το πρόβλημα του θορύβου στη μέτρηση του ρεύματος. Με τη χρήση της δεύτερης έκδοσης της πλακέτας και την αφαίρεση του ψηφιακού φίλτρου ο έλεγχος παρήγαγε ικανοποιητικά αποτελέσματα με αρκετά γρήγορη απόκριση στις μεταβολές της αναφοράς ισχύος. Έχοντας επαληθεύσει ότι έξοδος του αντιστροφέα έχει ημιτονοειδή μορφή, το σύστημα δοκιμάστηκε και με το μετασχηματιστή ισχύος, όπου παρήγαγε παρόμοια αποτελέσματα. Στα σχήματα που ακολουθούν παρουσιάζεται η έξοδος του συστήματος χωρίς και με μετασχηματιστή. Σε αυτά τα πειράματα έχει συνδεθεί και το πηνίο διασύνδεσης των 80mH σε σειρά με το φορτίο. Σχήμα 6.11: Τάση δικτύου (μπλε), τάση εξόδου του αντιστροφέα (κόκκινο) και ρεύμα εξόδου του συστήματος (πράσινο) σε απομονωμένο φορτίο με έλεγχο κλειστού βρόχου (κανονική λειτουργία - χωρίς μετασχηματιστή)

114 Κεφάλαιο 6 ο Σχήμα 6.12: Τάση δικτύου (μπλε), τάση εξόδου του αντιστροφέα (κόκκινο) και ρεύμα εξόδου του συστήματος (πράσινο) σε απομονωμένο φορτίο με έλεγχο κλειστού βρόχου (κανονική λειτουργία - με μετασχηματιστή) Συγκεκριμένα, στο Σχήμα 6.11, παρατηρούμε ότι το ρεύμα ήταν 504mA με την αναφορά ισχύος να αντιστοιχούσε σε ρεύμα αναφοράς 500mA. Αντίστοιχα, στο Σχήμα 6.12, η αναφορά ήταν 1Α και το ρεύμα που προέκυψε ως αποτέλεσμα του ελέγχου ήταν στο 1.02Α. Τυχόν μικροδιαφορές οφείλονται και στην ακρίβεια των οργάνων. Κρίνοντας, λοιπόν, ότι τα αποτελέσματα του ελέγχου είναι πολύ ικανοποιητικά και έχοντας επαληθεύσει τη σωστή λειτουργία του ελεγκτή PR σε απομονωμένο φορτίο με χρήση του μετασχηματιστή, μπορούμε να ασχοληθούμε με τη σύνδεση του συστήματος με το δίκτυο χαμηλής τάσης. 6.3 Πειραματικά αποτελέσματα σύνδεσης του συστήματος με το δίκτυο Περιγραφή της διάταξης Η πειραματική διάταξη είναι παρόμοια με αυτήν που περιγράφτηκε στην προηγούμενη ενότητα. Η διαφορά με την προηγούμενη διάταξη είναι πως η έξοδος του συστήματος συνδέθηκε στο δίκτυο χαμηλής τάσης μέσω ενός διακόπτη. Θα πρέπει να αναφερθεί ότι στην έξοδο του συστήματος συνδέθηκε και ένα ωμικό φορτίο, το οποίο χρησιμοποιήθηκε ως τοπικό

115 Κεφάλαιο 6 ο φορτίο της διάταξης τόσο πριν όσο και μετά τη σύνδεση με το δίκτυο χαμηλής τάσης. Για τη σύνδεση και την αποσύνδεση του φορτίου τοποθετήθηκε και ένας ακόμη διακόπτης. Σκοπός του πειράματος είναι ο παραλληλισμός του συστήματος με τη μία φάση του δικτύου χαμηλής τάσης και στη συνέχεια η προσφορά ενέργειας από την πηγή συνεχούς τάσης προς αυτό Περιγραφή του πειράματος Αρχικά, ο διακόπτης που συνδέει το σύστημα με το δίκτυο είναι ανοιχτός, ενώ το τοπικό φορτίο είναι συνδεδεμένο. Με την εκτέλεση του κώδικα του PLL, δημιουργείται ένα μοναδιαίο ημίτονο συμφασικό με την τάση του δικτύου. Το ημίτονο αυτό πολλαπλασιάζεται με μία τιμή (συντελεστής ma) με σκοπό η ενεργός τιμή της τάσης εξόδου του συστήματος να είναι ίση με την ενεργό τιμή της τάσης του δικτύου. Η τιμή αυτή καθορίζεται από ένα ποτενσιόμετρο, ώστε να μπορεί να μεταβάλλεται από το χρήστη κατά τη διάρκεια της εκτέλεσης του προγράμματος. Ο χειροκίνητος διακόπτης που παραλληλίζει το σύστημα με το δίκτυο μπορεί να κλείσει, εφόσον ισχύουν τα εξής: 1. Η συχνότητα της τάσης εξόδου του συστήματος είναι ίση με τη συχνότητα της τάσης του δικτύου 2. Οι δύο τάσεις είναι συμφασικές 3. Η μέγιστη τιμή της τάσης εξόδου του συστήματος είναι ίση με τη μέγιστη τιμή της τάσης του δικτύου και συνεπώς οι ενεργές τιμές των δύο τάσεων είναι ίσες. Μετά τη σύνδεση με το δίκτυο, εφαρμόστηκαν δύο τρόποι ελέγχου. Ο πρώτος τρόπος είναι ο έλεγχος ανοιχτού βρόχου με το πλάτος και τη γωνία δ της τάσης εξόδου του συστήματος να ελέγχονται με ποτενσιόμετρα από το χρήστη. Η γωνία δ μετριέται ως προς την τάση του δικτύου και θα πρέπει να είναι θετική, ώστε να προπορεύεται η τάση της εξόδου του συστήματος ως προς την τάση του δικτύου. Επίσης, η γωνία δ επηρεάζει κυρίως την ενεργό ισχύ που εγχέεται στο δίκτυο και λιγότερο την άεργο [30]. Σε αυτήν την περίπτωση, μεταβάλλαμε μόνο το δ και όχι το πλάτος του ημιτόνου, καθώς θέλαμε να ελέγξουμε πρωτίστως τη σωστή λειτουργία του αντιστροφέα, την ποιότητα ισχύος που εγχέεται στο δίκτυο και την αντοχή του αντιστροφέα στο να παρέχει ισχύ στο δίκτυο για αρκετή ώρα. Ο δεύτερος τρόπος είναι ο έλεγχος κλειστού βρόγχου με ελεγκτή PR. Ο χρήστης πλέον ρυθμίζει μόνο την αναφορά ενεργού ισχύος, αφού η τάση ελέγχου παράγεται από τον ελεγκτή PR. Σε αυτήν την περίπτωση μας ενδιαφέρει κυρίως η ποιότητα ισχύος που εγχέεται στο

116 Κεφάλαιο 6 ο δίκτυο, καθώς αυτή είναι η μορφή του ελέγχου που μπορεί να αξιοποιηθεί για την υλοποίηση ενός αυτόνομου αιολικού συστήματος. Στη συνέχεια, παρουσιάζονται αναλυτικά και σχολιάζονται τα πειραματικά αποτελέσματα που προέκυψαν από την εφαρμογή καθενός από τους δύο ελέγχους που περιγράφτηκαν Πειραματικά αποτελέσματα για ανοιχτό βρόχο ελέγχου Το πηνίο των 80mH συνδέθηκε εν σειρά με το δευτερεύον του μετασχηματιστή για να έχουμε ικανοποιητικό έλεγχο της ενεργού ισχύος με μεγαλύτερο εύρος ρύθμισης της γωνίας δ και προστασία από τις απότομες μεταβολές της, όπως προτείνεται στην [4]. Από άποψη κόστους, αλλά και για λόγους χώρου και όγκου, συμφέρει η σύνδεση ενός πηνίου στο πρωτεύον, αλλά επειδή δεν υπήρχε τέτοιο πηνίο στο εργαστήριο, προτιμήσαμε αυτήν την λύση. Πριν τη σύνδεση με το δίκτυο, ο αντιστροφέας τροφοδοτεί την αντίσταση. Η τάση που εφαρμόζεται στο ωμικό φορτίο επιλέγεται έτσι ώστε να πληροί τις τρεις προϋποθέσεις που αναφέρθηκαν στην προηγούμενη ενότητα. Τα κριτήρια της συχνότητας και της φάσης ικανοποιούνται με τη χρήση του ημιτόνου από την έξοδο του PLL, ενώ το τρίτο κριτήριο ικανοποιείται με τη μεταβολή του ποτενσιομέτρου στην κατάλληλη θέση από το χρήστη. Όπως αναφέραμε και στην προηγούμενη ενότητα, το ποτενσιόμετρο που επηρεάζει το μέτρο του ημιτόνου της εξόδου δε μεταβάλλεται περαιτέρω κατά τη διάρκεια των πειραμάτων. Η κατάσταση του συστήματος πριν τον παραλληλισμό απεικονίζεται στο Σχήμα Τα συγκεκριμένα πειράματα έγιναν πριν τη διόρθωση της διάρκειας του deadband, όπως παρουσιάστηκε στην ενότητα 6.2.2, και συνεπώς υπάρχουν ανώτερες αρμονικές στην τάση εξόδου. Ωστόσο, οι αρμονικές αυτές δεν είναι απαγορευτικές για τη σύνδεση με το δίκτυο, όμως θα προσθέσουν ανεπιθύμητη άεργο ισχύ

117 Κεφάλαιο 6 ο Σχήμα 6.13: Τάση δικτύου (μπλε), τάση εξόδου του αντιστροφέα (κόκκινο) και ρεύμα εξόδου του συστήματος (πράσινο) πριν το συγχρονισμό Εφόσον πληρούνταν οι τρεις προϋποθέσεις, κλείσαμε το χειροκίνητο διακόπτη και ο αντιστροφέας συνδέθηκε στο δίκτυο με επιτυχία. Έπειτα, μεταβάλλαμε το ποτενσιόμετρο της γωνίας δ, ώστε να προκαλέσουμε ροή ισχύος από τον αντιστροφέα προς το δίκτυο. Στη συνέχεια, θα παρατεθούν και θα σχολιαστούν οι εικόνες του παλμογράφου από τις αντίστοιχες μετρήσεις. Σχήμα 6.14: Τάση δικτύου (μπλε), τάση εξόδου του αντιστροφέα (κόκκινο) και ρεύμα εξόδου του συστήματος (πράσινο) ακριβώς μετά το συγχρονισμό

118 Κεφάλαιο 6 ο Όπως είναι αναμενόμενο, η τάση του δευτερεύοντος και του δικτύου μετά το συγχρονισμό ταυτίζονται πλήρως και δεν μπορούμε να δούμε καμία διαφορά. Όσον αφορά το ρεύμα που εγχέεται στο δίκτυο, επιβεβαιώνονται τα αποτελέσματα των προσομοιώσεων [4] που έδειχναν ότι σε δίκτυο με ύπαρξη χαμηλόσυχνων ανώτερων αρμονικών, οι αρμονικές αυτές θα παρουσιάζονται και στο ρεύμα και όσο πιο μικρή είναι η ισχύς, τόσο πιο έντονα παραμορφωμένο είναι το ρεύμα. Στο φαινόμενο αυτό συμβάλει και η παραμόρφωση της τάσης εξόδου του μετασχηματιστή από τη μεγάλη διάρκεια του νεκρού χρόνου. Αυτό, όπως βλέπουμε, επιβεβαιώνεται από την κυματομορφή του ρεύματος στα Σχήματα 6.14 και Επίσης, παρατηρούμε ότι η γωνία του ρεύματος σε σχέση με την τάση δεν είναι μηδέν με το ρεύμα να προπορεύεται. Αυτό συμβαίνει διότι λόγω των ανώτερων αρμονικών στην τάση εξόδου του μετατροπέα δεν ήταν δυνατόν να ρυθμίσουμε χειροκίνητα μέσω του ποτενσιομέτρου την ενεργό τιμή της τάσης εξόδου ακριβώς ίση με την ενεργό τιμή της τάσης του δικτύου. Η διαφορά αυτή εκφράζεται ως άεργος ισχύς και διαφορά φάσης μεταξύ τάσης και ρεύματος. Σχήμα 6.15: Τάση δικτύου (μπλε), τάση εξόδου του αντιστροφέα (κόκκινο) και ρεύμα εξόδου του συστήματος (πράσινο) για ισχύ εξόδου 253W

119 Κεφάλαιο 6 ο Σχήμα 6.16: Τάση δικτύου (μπλε), τάση εξόδου του αντιστροφέα (κόκκινο) και ρεύμα εξόδου του συστήματος (πράσινο) για ισχύ εξόδου 302W Όσο αυξάνεται η ενεργός ισχύς που εγχέεται προς το δίκτυο, το ρεύμα γίνεται πιο ημιτονοειδές, όπως φαίνεται και στα Σχήματα 6.15 και 6.16, σύμφωνα και με όσα αναλύθηκαν στην προηγούμενη παράγραφο. Παρατηρώντας όλες τις προηγούμενες κυματομορφές, συμπεραίνουμε ότι μπορεί η σύνδεση με το δίκτυο να ήταν επιτυχής και να στείλαμε ισχύ στο δίκτυο, αλλά το ρεύμα είχε αρκετά μεγάλο αρμονικό περιεχόμενο και ο συντελεστής ισχύος ήταν αρκετά χαμηλός. Εξαιτίας αυτών των χαρακτηριστικών και επειδή ο αντιστροφέας δε σχεδιάστηκε ώστε να λειτουργήσει με αυτόν τον τρόπο, δεν επαναλάβαμε το πείραμα με τον έλεγχο ανοιχτού βρόχου Πειραματικά αποτελέσματα για κλειστό βρόχο ελέγχου Η διαδικασία για τη σύνδεση με το δίκτυο είναι η ίδια με αυτήν του ανοιχτού βρόχου. Θα πρέπει να σημειωθεί ότι λόγω σφάλματος στην πλακέτα και έλλειψη ανταλλακτικών τη δεδομένη στιγμή, τα MOSFET στην πλακέτα δεν ήταν αυτά που αναφέρθηκαν στο Κεφάλαιο 4 για αυτό το πείραμα. Χρησιμοποιήθηκε συνδυασμός των IXFH26N50 και IXTH20N60 και για τους δύο κλάδους του μονοφασικού αντιστροφέα, σύμφωνα με τα αποθέματα του

120 Κεφάλαιο 6 ο εργαστηρίου. Ακόμη, το πρόβλημα με τη λανθασμένη ρύθμιση στη διάρκεια του νεκρού χρόνου έχει μελετηθεί και διορθωθεί σε αυτά τα πειράματα, ώστε ο έλεγχος να λειτουργεί σε συνθήκες παρόμοιες με αυτές της προσομοίωσης. Μετά τον παραλληλισμό με το δίκτυο χαμηλής τάσης, κλείσαμε το διακόπτη που ενεργοποιεί τον έλεγχο κλειστού βρόχου με τον PR ελεγκτή. Το trimmer της αναφοράς ενεργού ισχύος έχει ρυθμιστεί σε κάποια σχετικά μικρή τιμή. Στο Σχήμα 6.17 παρουσιάζεται η κατάσταση του συστήματος σε αυτήν την αρχική τιμή του trimmer. Σχήμα 6.17: Τάση δικτύου (μπλε), τάση εξόδου του αντιστροφέα (κόκκινο) και ρεύμα εξόδου του συστήματος (πράσινο) για ισχύ εξόδου 117W Το ρεύμα πλέον φαίνεται συμφασικό με την τάση του δικτύου και με λιγότερο αρμονικό περιεχόμενο. Το αρμονικό περιεχόμενο υπάρχει και στις υπόλοιπες μετρήσεις και αποδίδεται στις ανώτερες αρμονικές που περιέχει η τάση του δικτύου. Για την εξάλειψή τους προτείνεται στη βιβλιογραφία [4] μία εξελιγμένη μορφή του ελεγκτή PR με αντιστάθμιση αρμονικών. Λόγω περιορισμένου χρόνου μία τέτοια λύση δεν υλοποιήθηκε στην παρούσα διπλωματική εργασία. Παρά την παραμόρφωση του ρεύματος εξόδου, οι μετρήσεις έδειξαν πολύ καλά αποτελέσματα με το συντελεστή ισχύος να είναι αρκετά κοντά στη μονάδα. Όπως φαίνεται και

121 Κεφάλαιο 6 ο στον Πίνακα 6.2, το ποσοστό της αέργου ισχύος έχει διατηρηθεί σε αρκετά χαμηλά επίπεδα. Οι ενδείξεις προέρχονται από ψηφιακό αναλυτή ισχύος. Τάση εξόδου (rms) (V) Ρεύμα εισόδου (A) Ρεύμα εξόδου (rms) (A) Ενεργός ισχύς εξόδου (W) Άεργος ισχύς εξόδου (Var) Φαινόμενη ισχύς εξόδου (VA) Συντελεστής ισχύος 234 1,5 0, , ,4 0, , ,5 1, , , ,99 Πίνακας 6.2: Μετρήσεις ισχύος για κλειστό βρόχο ελέγχου Λαμβάνοντας υπόψη ότι η τάση εισόδου είναι σταθερή στα 120V, παρατηρούμε ότι η απόδοση του συστήματος είναι πολύ χαμηλότερη (περίπου 65%) σε σχέση με αυτήν που είχε το σύστημα σε απομονωμένο φορτίο. Αυτό οφείλεται στη χρήση των διαφορετικών MOSFET που χρησιμοποιήθηκαν στα συγκεκριμένα πειράματα, τα οποία έχουν δεκαπλάσια αντίσταση αγωγής σε σχέση με αυτά που παρουσιάστηκαν στο Κεφάλαιο 4, η οποία μεταφράζεται σε μεγαλύτερες απώλειες. Οι απώλειες αυτές παράγουν περισσότερη θερμότητα με αποτέλεσμα το ψυκτικό σώμα να πρέπει να απάγει μεγαλύτερο ποσό ενέργειας από τα στοιχεία ισχύος προς το περιβάλλον. Το ψυκτικό σώμα όμως δεν ήταν κατάλληλο για τα συγκεκριμένα στοιχεία και συνεπώς δεν μπορέσαμε να φτάσουμε στην ονομαστική ισχύ του αντιστροφέα, καθώς τα στοιχεία καταστράφηκαν μετά την τελευταία μέτρηση με τον απαγωγό θερμότητας να έχει θερμανθεί αισθητά. Στα σχήματα απεικονίζονται οι παλμογραφήσεις για τις υπόλοιπες μετρήσεις

122 Κεφάλαιο 6 ο Σχήμα 6.18: Τάση δικτύου (μπλε), τάση εξόδου του αντιστροφέα (κόκκινο) και ρεύμα εξόδου του συστήματος (πράσινο) για ισχύ εξόδου 204W Σχήμα 6.19: Τάση δικτύου (μπλε), τάση εξόδου του αντιστροφέα (κόκκινο) και ρεύμα εξόδου του συστήματος (πράσινο) για ισχύ εξόδου 303W

123 Κεφάλαιο 6 ο Σχήμα 6.20: Τάση δικτύου (μπλε), τάση εξόδου του αντιστροφέα(κόκκινο) και ρεύμα εξόδου του συστήματος (πράσινο) για ισχύ εξόδου 400W Κλείνοντας αυτήν την ενότητα, θα πρέπει να αναφέρουμε πως δοκιμάστηκε να επαναληφθεί το πείραμα με τα στοιχεία που επιλέχθηκαν για τον αντιστροφέα στο Κεφάλαιο 4. Τα στοιχεία αυτά όμως έχουν μειωμένη αντοχή σε ρεύμα και καταστρέφονταν από τη DC συνιστώσα της τάσης που δημιουργείται κατά τη μετάβαση από τον ανοιχτό στον κλειστό βρόχο ελέγχου και προκαλεί μεγάλα ρεύματα στο πρωτεύον τύλιγμα του μετασχηματιστή. Λόγω περιορισμένου χρόνου, το πρόβλημα αυτό δεν αντιμετωπίστηκε. Κάποιες από τις λύσεις που προτείνονται είναι η σύνδεση του πηνίου διασύνδεσης στο πρωτεύον του μετασχηματιστή, ώστε να περιορίζει το ρυθμό με τον οποίο αυξάνεται το ρεύμα και η εφαρμογή του ελέγχου με PI ελεγκτή σε d-q άξονες, καθώς η έξοδος του ελεγκτή αυτού είναι αποτέλεσμα αθροίσματος ημιτόνων και όχι εξ ολοκλήρου η τάση ελέγχου του αντιστροφέα, όπως γίνεται με την εφαρμογή του PR ελεγκτή. 6.4 Συμπεράσματα και προοπτικές Στην παρούσα διπλωματική εργασία μελετήθηκε, σχεδιάστηκε και κατασκευάστηκε μία διάταξη μετατροπής συνεχούς τάσης σε εναλλασσόμενη για τη διασύνδεση μιας πηγής συνεχούς τάσης με το μονοφασικό δίκτυο χαμηλής τάσης και τη μεταφορά ενέργειας από την

124 Κεφάλαιο 6 ο πηγή συνεχούς τάσης προς το δίκτυο. Το σύστημα αποτελείται από ένα μονοφασικό αντιστροφέα πλήρους ελεγχόμενης γέφυρας, ένα φίλτρο LC και ένα μετασχηματιστή ισχύος. Στόχος είναι το σύστημα που περιγράφτηκε παραπάνω να αποτελέσει μέρος ενός ευρύτερου συστήματος διασύνδεσης μιας ανεμογεννήτριας με το μονοφασικό δίκτυο. Η προηγούμενη βαθμίδα είναι ένας ελεγχόμενος ηλεκτρονικός μετατροπέας ανύψωσης τάσης Interleaved Boost, στην οποία υλοποιείται ένας αλγόριθμος εύρεσης του σημείου μέγιστης ισχύος (MPPT) της ανεμογεννήτριας. Μεταξύ του ανυψωτή τάσης και του αντιστροφέα παρεμβάλλεται πυκνωτής διασύνδεσης. Η τάση του πυκνωτή διασύνδεσης έχει σχεδιαστεί να διατηρείται σταθερή μέσω ελέγχου της ενεργού ισχύος που εγχέει ο αντιστροφέας στο δίκτυο. Το γεγονός όμως πως δε δοκιμάστηκε ο έλεγχος κλειστού βρόχου που θα υλοποιούσε τον έλεγχο της ενεργού ισχύος δεν επέτρεψε να δοκιμαστεί η σύνδεση του αντιστροφέα με την προηγούμενη βαθμίδα και την ανεμογεννήτρια. Εξαιρετικό ενδιαφέρον παρουσίασε η διασύνδεση του συστήματος με το δίκτυο και ο έλεγχος της ροής ισχύος μεταξύ της πηγής συνεχούς τάσης που χρησιμοποιήθηκε και του δικτύου. Ο επιτυχής παραλληλισμός του συστήματος με το μονοφασικό δίκτυο προϋποθέτει την εξασφάλιση συγκεκριμένων συνθηκών, όπως επίσης και η ανταλλαγή ισχύος μεταξύ της πηγής συνεχούς τάσης και του δικτύου απαιτεί έλεγχο κλειστού βρόχου του ρεύματος εξόδου. Παρουσιάστηκαν κάποιες τεχνικές συγχρονισμού με το δίκτυο και από τα αποτελέσματα των πειραμάτων απεδείχθη ότι ελέγχοντας τα διακοπτικά στοιχεία του αντιστροφέα με τη μέθοδο μονοπολικής SPWM και χρησιμοποιώντας για την παλμοδότηση ένα μικροελεγκτή ο οποίος συγχρονίζεται με το δίκτυο μέσω ενός βρόχου κλειδωμένης φάσης (PLL), το σύστημα είναι σε θέση να παράγει μια τάση που να ταυτίζεται με την τάση του δικτύου. Εφόσον η τάση εξόδου του συστήματος έχει την ίδια συχνότητα, το ίδιο μέτρο και την ίδια φάση με αυτήν του δικτύου, τότε η διασύνδεση μεταξύ τους είναι εφικτή. Όσον αφορά τη ροή ενεργού και αέργου ισχύος, εξαρτάται από τους εξής τρεις παράγοντες: α) την τιμή του πηνίου που μεσολαβεί ανάμεσα στο σύστημα που κατασκευάστηκε και το δίκτυο, β) τη διαφορά ανάμεσα στα πλάτη των τάσεων δικτύου και της εξόδου του συστήματος και γ) τη διαφορά φάσης μεταξύ της τάσης στην έξοδο του συστήματος και αυτής του δικτύου. Η κατεύθυνση της ισχύος της διάταξης εξαρτάται από τη μεταβολή αυτών των παραγόντων. Αν εξαιρεθεί το πηνίο που είναι στατικό μέγεθος, μεταβάλλοντας τη φάση και το πλάτος της τάσης εξόδου του αντιστροφέα, κάτι το οποίο μπορεί να ελεγχθεί μέσω της τάσης ελέγχου της SPWM, γίνεται και ανάλογη μεταβολή στην

125 Κεφάλαιο 6 ο ενεργό και άεργο ισχύ που εγχέει ο αντιστροφέας στο δίκτυο. Αξίζει να σημειωθεί πως μελετήθηκε σύστημα με έλεγχο ισχύος κλειστού βρόχου με χρήση PI ελεγκτή σε d-q άξονες και με PR ελεγκτή. Εξαιτίας των δυσκολιών στην επιτυχή υλοποίηση του ελέγχου κλειστού βρόχου και του περιορισμένου χρόνου, οι δοκιμές του συστήματος στο εργαστήριο που παρουσιάστηκαν στο πλαίσιο της παρούσας διπλωματικής εργασίας περιορίζονται μόνο στον έλεγχο ανοιχτού βρόχου για το συγχρονισμό με το δίκτυο, ενώ για την προσφορά ενεργού ισχύος χρησιμοποιήθηκε ο ανοιχτός βρόχος ελέγχου και ο κλειστός βρόγχος με ελεγκτή αναλογικό συντονισμού (PR). Σημαντικές προοπτικές της παρούσας διπλωματικής εργασίας είναι η μελέτη και υλοποίηση των προτάσεων που διατυπώθηκαν για τη βελτίωση του κώδικα του μικροελεγκτή, της πλακέτας των μετρητικών, της πλακέτας του κυκλώματος ισχύος και της διάταξης, όπως και η σύνδεση του συστήματος με τις υπόλοιπες βαθμίδες του αιολικού συστήματος ώστε να επιτευχθεί η σύνδεση της ανεμογεννήτριας με το μονοφασικό δίκτυο χαμηλής τάσης

126

127 Βιβλιογραφία ΒΙΒΛΙΟΓΡΑΦΙΑ [1]. Νικόλαος Σπύρου, «Αγώγιμες ιδιότητες των ηλεκτροτεχνικών υλικών», Πανεπιστήμιο Πατρών [2]. Ζαχαρίας Θωμάς, «Ήπιες Μορφές Ενέργειας Ι», Πάτρα 2006 [3]. Χαρούλα Γ. Ζωγόγιαννη, «Σύνδεση ανεμογεννήτριας μικρής ισχύος με το δίκτυο χαμηλής τάσης κατασκευή τριφασικού αντιστροφέα τάσης ελεγχόμενου από μικροελεγκτή», Διπλωματική Εργασία, Πανεπιστήμιο Πατρών, Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών, Φεβρουάριος 2013 [4]. Λουκάς Χρήστος, «Μελέτη και κατασκευή αντιστροφέα τάσης για τη σύνδεση ανεμογεννήτριας με το δίκτυο χαμηλής τάσης», Διπλωματική Εργασία, Πανεπιστήμιο Πατρών, Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών, Μάιος 2015 [5]. Eurostat, «Primary production of renewable energy by type (ten00081)», &language=en [6]. ΥΠΕΚΑ, «Απόφαση για την επιδιωκόμενη αναλογία εγκατεστημένης ισχύος και την κατανομή της στο χρόνο μεταξύ των διαφόρων τεχνολογιών Ανανεώσιμων Πηγών Ενέργειας», 2010 [7]. [8]. ΛΑΓΗΕ ΑΕ, «Μηνιαίο Δελτίο Ειδικού Λογαριασμού ΑΠΕ & ΣΗΘΥΑ», Ιανουάριος [9]. Αντώνης Θ. Αλεξανδρίδης, «Τεχνολογίες ελέγχου στα αιολικά συστήματα», Πάτρα 2009 [10]. Γεώργιος Μ. Πυρρής, «Διερεύνηση της λειτουργίας συστήματος διασύνδεσης ανεμογεννήτριας με το δίκτυο χαμηλής τάσης κατασκευή αντιστροφέα τάσης», Διπλωματική Εργασία, Πανεπιστήμιο Πατρών, Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών, Δεκέμβριος 2012 [11]. [12]. [13].Dong Energy, «Walney Project, The Facts»,

128 Βιβλιογραφία [14]. Danish Wind Industry Association, «Power Control of Wind Turbines», [15]. Σταύρος Α. Παπαθανασίου, «Συμβολή στην ανάλυση ανεμογεννητριών μεταβλητών στροφών με ασύγχρονη γεννήτρια για την επιλογή του ηλεκτρικού σχήματος», Διδακτορική διατριβή, Ε.Μ.Π., Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Μηχανικών Υπολογιστών, Αθήνα 1997 [16]. «Whisper 100/200 Technical Specifications DOC# 0040 REV D 4-07», Southwest Windpower [17]. Ιωάννης Β. Γκαρτζώνης, «Διερεύνηση της λειτουργίας συστήματος διασύνδεσης ανεμογεννήτριας με το δίκτυο χαμηλής τάσης κατασκευή ανυψωτή τάσης», Διπλωματική Εργασία, Πανεπιστήμιο Πατρών, Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών, Ιανουάριος 2013 [18]. Εμμανουήλ Κ. Τατάκης, «Σημειώσεις Εργαστηρίου Ηλεκτρονικών Ισχύος ΙΙ», Πανεπιστήμιο Πατρών, Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών [19]. Ν. Mohan, T. Undeland, W. Robbins, «Ηλεκτρονικά Ισχύος», ΤΖΙΟΛΑ 1996 [20]. R. Teodorescu, F. Blaabjerg, M. Liserre and P.C. Loh, «Proportional-resonant controllers and filters for grid-connected voltage-source converters» IEE Proc.-Electr. Power Appl., Vol. 153, No. 5, September 2006 [21]. Texas Instruments, «Solar Lib», ControlSUITE, Version 1.2, 2014 [22]. Mihai Ciobotaru, Remus Teodorescu and Frede Blaabjerg, «A New Single-Phase PLL Structure Based on Second Order Generalized Integrator», PESC 06 [23]. International Rectifier, «IRFP4332PbF Datasheet» [24]. «Bootstrap Component Selection for Control IC s», Design Tip by IOR [25]. A.Merello, A.Ruginenti, M.Grasso, «Design Tips, Using monolithic high voltage gate drivers», International Rectifier (IR) [26]. Τατάκης Κ. Εμμανουήλ, «Σημειώσεις Μαθήματος Ηλεκτρονικά Στοιχεία Ισχύος & Βιομηχανικές Εφαρμογές», Πάτρα [27]. [28]. [29]. Texas Instruments, «Technical Reference Manual TMS320x2806x» Literature Number: SPRUH18F, January 2011 Revised March 2016,

129 Βιβλιογραφία [30]. Βοβός Νικόλαος Α., Γιαννακόπουλος Γαβριήλ, «Ανάλυση συστημάτων ηλεκτρικής ενέργειας», Ζήτη Πελαγία & Σια Ο.Ε.,

130

131 ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Α ΣΧΗΜΑΤΙΚΑ ΔΙΑΓΡΑΜΜΑΤΑ ΠΛΑΚΕΤΩΝ Πλακέτα αντιστροφέα

132 Πλακέτα μετρητικών

133 ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Β ΤΕΧΝΙΚΑ ΦΥΛΛΑΔΙΑ ΚΑΤΑΣΚΕΥΑΣΤΩΝ ΑΝΕΜΟΓΕΝΝΗΤΡΙΑ MOSFET IRFP4332PBF ΟΛΟΚΛΗΡΩΜΕΝΟ IR2113 ΜΕΤΡΗΤΙΚΟ ΡΕΥΜΑΤΟΣ LTS - 6NP

134

135

136

137

138

139

140

141

142