Αναφορές

Transcript

1 ΑΡΙΣΤΟΤΕΛΕΙΟ ΠΑΝΕΠΙΣΤΗΜΙΟ ΘΕΣΣΑΛΟΝΙΚΗΣ ΤΜΗΜΑ ΗΛΕΚΤΡΟΛΟΓΩΝ ΜΗΧΑΝΙΚΩΝ ΚΑΙ ΜΗΧΑΝΙΚΩΝ ΥΠΟΛΟΓΙΣΤΩΝ ΤΟΜΕΑΣ ΤΗΛΕΠΙΚΟΙΝΩΝΙΩΝ ΣΧΕ ΙΑΣΜΟΣ ΚΑΙ ΑΝΑΠΤΥΞΗ ΓΡΑΦΙΚΟΥ ΠΕΡΙΒΑΛΛΟΝΤΟΣ ΓΙΑ ΤΗΝ ΠΡΟΣΟΜΟΙΩΣΗ ΤΗΣ ΑΝΩ ΖΕΥΞΗΣ ΤΟΥ UMTS ΚΑΙ ΠΑΡΟΥΣΙΑΣΗ ΤΩΝ ΛΕΙΤΟΥΡΓΙΩΝ ΤΗΣ ΙΠΛΩΜΑΤΙΚΗ ΕΡΓΑΣΙΑ Άριστου Ανδρέου ΕΠΙΒΛΕΠΩΝ ΚΑΘΗΓΗΤΗΣ Χρήστος Ε. ηµάκης Θεσσαλονίκη, Νοέµβριος

2 Περίληψη Η παρούσα εργασία έχει ως σκοπό την δηµιουργία ενός φιλικού προς τον χρήστη γραφικού περιβάλλοντος (graphical user interface - GUI) για υπάρχουσα προσοµοίωση της άνω ζεύξης του συστήµατος UMTS. Η υπάρχουσα εργασία προσοµοιώνει το περιβάλλον ενός κελιού (cell) συστήµατος κινητής τηλεφωνίας 3 ης γενιάς (UMTS) µε την βοήθεια του χωρικού µοντέλου καναλιού (spatial channel model) καθώς και την συµπεριφορά του δικτύου µε την παρουσία πολλαπλών χρηστών στο κελί οι οποίοι µπορούν να χρησιµοποιούν διαφορετικές υπηρεσίες οι οποίες προσφέρονται απο το σύστηµα. Στόχοι της παρούσας εργασίας είναι: α. να δηµιουργήσει µια παρουσίαση όλων των λειτουργιών που λαµβάνουν µέρος στην άνω ζεύξη (uplink) µεταξύ του κινητού και του σταθµού βάσης, απο την δηµιουργία των δεδοµένων στον κινητό σταθµό µέχρι και την αποκωδικοποίηση των λαµβανοµένων bits απο τον σταθµό βάσης και β. Να παρουσιάσει µε λεπτοµέρειες την συµπεριφορά του συστήµατος ανάλογα µε τον καθορισµό διαφόρων τιµών στις παραµέτρους του συστήµατος (π.χ. κέρδος κεραιών, ισχύς εκποµπής κινητού σταθµού, power control step κ.α.) καθώς και ανάλογα µε το πλήθος των κινητών σταθµών που βρίσκονται στο κελί. Για τον κάθε χρήστη ξεχωριστά υπάρχει η δυνατότητα να προσδιοριστούν οι υπηρεσίες τις οποίες χρησιµοποιεί, η διάρκεια της κλήσης, η έναρξη της επικοινωνίας καθώς και πολλές άλλες παράµετροι. Τα αποτελέσµατα της προσοµοίωσης επικεντρώνονται εκτός απο το προφανές, δηλ. το BER ανα χρήστη πριν και µετά την αποκωδικοποίηση, και σε άλλες παραµέτρους όπως η εκπεµπόµενη ισχύς, οι παρεµβολές, SIR estimation κ.τ.λ. Ανεξάρτητα απο τα πιο πάνω συνεχής στόχος ήταν η όσο το δυνατόν πιο αναλυτική παρουσίαση και η ευκολία αλληλεπίδρασης µε τον χρήστη. 2

3 Περιεχόµενα 1. Εισαγωγή Κινητά Συστήµατα 1 ης Γενιάς Κινητά Συστήµατα 2 ης Γενιάς Κινητά Συστήµατα 3 ης Γενιάς Περιγραφή του WCDMA Εισαγωγή Αρχή λειτουργίας του DS-CDMA Spreading/Despreading Περιγραφή του συστήµατος Transport Channels Κωδικοποίηση καναλιού και πολυπλεξία στο UMTS Επισύναψη του CRC ιάταξη των transport blocks σειριακά (TrBk concatenation) και διάσπαση της προκύπτουσας ακολουθίας σε Code Blocks Κωδικοποίηση καναλιού (channel coding) Radio frame size equalization st Interleaving ιαίρεση της ακολουθίας πληροφορίας σε radio frames Ρύθµιση του ρυθµού της πληροφορίας (Rate Matching) Πολυπλεξία των Transport Channels ιαχωρισµός των φυσικών καναλιών nd Interleaving Αντιστοίχηση των φυσικών καναλιών ιεύρυνση του σήµατος (spreading) και διαµόρφωση (modulation) Channelisation Codes ιαµόρφωση (modulation) Έλεγχος Ισχύος (Power control) Έλεγχος Ισχύος Κλειστού Βρόγχου (Closed Loop Power Control/Fast Power Control) Έλεγχος ισχύος ανοικτού βρόγχου (Open Loop Power Control) Έλεγχος ισχύος εξωτερικού βρόχου (Outer loop power control) Ο δέκτης στο UMTS Κανάλια µε πολλαπλές διοδεύσεις Λειτουργία του δέκτη Λήψη του σήµατος µε RC φιλτράρισµα Descrambling, Despreading, I-Q code αποδιαµόρφωση και maximal ratio combining Bit level integration Λήψη του DPCCH Λήψη του DPDCH Συνελικτική αποκωδικοποίηση (convolutional decoding) Turbo αποκωδικοποίηση (Turbo decoding) Λειτουργία του CRC (Cyclic Redundancy Check) Παρουσίαση του γραφικού περιβάλλοντος Εισαγωγή Παρουσίαση GUI Uplink Presentation Uplink Cell Simulation Αναφορές

4 Λίστα εικόνων Εικόνα 1 - Αρχή λειτουργίας του DS-CDMA...12 Εικόνα 2-Spreading/Despreading...13 Εικόνα 3 - έκτης συσχέτισης...15 Εικόνα 4 - Λειτουργίες της άνω ζεύξης του UMTS...17 Εικόνα 5 - Transport Channels...18 Εικόνα 6 - Παράδειγµα ενός Transport Channel...19 Εικόνα 7 - Παράδειγµα Transport Channel για ISDN...20 Εικόνα 8 - Αντιστοίχηση Transport Channels σε Physical Channels...20 Εικόνα 9 - οµή του Radio Frame...21 Εικόνα 10 - οµή του Time Slot...22 Εικόνα 11 - Λειτουργίες στο uplink...25 Εικόνα 12 - Συνελικτική κωδικοποίηση...29 Εικόνα 13 - Turbo κωδικοποίηση...30 Εικόνα 14 - Παράδειγµα για 3.4kbps (εφαρµόζεται στο DCCH)...35 Εικόνα 15 - Παράδειγµα για 12.2 kbps data (εφαρµόζεται στο AMR speech)...36 Εικόνα 16 - Παράδειγµα για 28.8/57.6 kbps data (εφαρµόζεται στο Modem/Fax)...37 Εικόνα 17 - Παράδειγµα για 64/128/144 kbps packet data...38 Εικόνα 18 - Παράδειγµα για 384 kbps packet data...39 Εικόνα 19 - Παράδειγµα για 64 kbps data (εφαρµόζεται στο ISDN)...40 Εικόνα 20 - Αρχή λειτουργίας του Transport Channel Multiplexing...41 Εικόνα 21 - Παράδειγµα που εφαρµόζεται σε standalone DCCH...44 Εικόνα 22 - Παράδειγµα που εφαρµόζεται σε πολυπλεξία φωνής και DCCH...44 Εικόνα 23 - Παράδειγµα που εφαρµόζεται σε πολυπλεξία Modem/Fax και DCCH...44 Εικόνα 24 - Παράδειγµα που εφαρµόζεται σε πολυπλεξία packet data 64/128/144/384kbps και DCCH...44 Εικόνα 25 - Παράδειγµα που εφαρµόζεται σε πολυπλεξία ISDN και DCCH...45 Εικόνα 26 - Παράδειγµα που εφαρµόζεται σε πολυπλεξία AMR φωνής, packet data 64/128/144/384kbps και DCCH...45 Εικόνα 27 - Channelisation/Scrambling στο UMTS...45 Εικόνα 28 - Hadamard tree...47 Εικόνα 29 - Συνεχής µετάδοση στο UTRAN...49 Εικόνα 30 - Συγκέντρωση σήµατος πριν το scrambling...49 Εικόνα 31 - I-Q code διαµόρφωση...50 Εικόνα 32 - Συγκέντρωση σήµατος στην I-Q διαµόρφωση...51 Εικόνα 33 - I-Q code διαµόρφωση στην περίπτωση πολλαπλών DPDCH...52 Εικόνα 34 - ιαµόρφωση στο UTRAN...53 Εικόνα 35 - Έλεγχος Ισχύος Κλειστού Βρόγχου...55 Εικόνα 36 - Έλεγχος Ισχύος Εξωτερικού Βρόγχου...56 Εικόνα 37 - Αλγόριθµος εξωτερικού βρόγχου...59 Εικόνα 38 - Power Delay Profile...63 Εικόνα 39 - Κανάλι γρήγορων διαλείψεων...64 Εικόνα 40 Αποδιαµόρφωση µε Maximal Ratio Combining...67 Εικόνα 41 - Λήψη και αποδιαµόρφωση του DPDCH...70 Εικόνα 42 - Κβάντιση για soft-decision decoding...74 Εικόνα 43 - Κωδικοποίηση-αποκωδικοποίηση...75 Εικόνα 44 - ιάγραµµα Trellis...76 Εικόνα 45 - Κεντρικό παράθυρο GUI...82 Εικόνα 46 - Παράµετροι καναλιού...83 Εικόνα 47 - Υπηρεσίες και παράµετροι χρήστη...84 Εικόνα 48 - Τρέξιµο προσοµοίωσης...85 Εικόνα 49 - Ενεργοποιηµένα Transport Channels...85 Εικόνα 50 - Επισύναψη CRC...86 Εικόνα 51 - Transport Block Concatenation/Code Block Segmentation...87 Εικόνα 52 - Channel Coding

5 Εικόνα 53 - Radio Frame Size Equalisation...89 Εικόνα 54-1st interleaving...90 Εικόνα 55 - Radio Frame Segmentation...91 Εικόνα 56 - Rate Matching...92 Εικόνα 57 - Transport Channel Multiplexing...93 Εικόνα 58-2nd interleaving...94 Εικόνα 59 - Spreading (1)...95 Εικόνα 60 - Spreading (2)...95 Εικόνα 61 - Spreading (3)...96 Εικόνα 62 - Spreading (4)...96 Εικόνα 63 Reception...97 Εικόνα 64 - Reception (2)...98 Εικόνα 65 - Κεντρικό παράθυρο GUI...99 Εικόνα 66 Transmission Εικόνα 67 Reception Εικόνα 68 - Αποτελέσµατα του CRC Εικόνα 69 BER

6 1. Εισαγωγή 6

7 1.1. Κινητά Συστήµατα 1 ης Γενιάς Την αρχή των κινητών επικοινωνιών όπως τις γνωρίσουµε σήµερα αποτέλεσαν τα αναλογικά κυψελωτά συστήµατα (συστήµατα 1ης γενιάς, 1G) στις αρχές της δεκαετίας του 80. Μερικά απο αυτά τα συστήµατα ήταν το NMT (Nordic Mobile Telephone) το οποίο χρησιµοποιήθηκε στις σκανδιναβικές χώρες κυρίως, το AMPS (Advanced Mobile Phone System) στις Ηνωµένες Πολιτείες, το Radiocom 2000 στην Γαλλία, το TACS (Total Access Communication System) στο Ηνωµένο Βασίλειο κ.α. Τα συστήµατα αυτά χρησιµοποιούσαν την µέθοδο των κυψελών (cells) µε την βοήθεια της τεχνικής πρόσβασης FDMA (frequency division multiple access) για την γεωγραφική κάλυψη κάτι που συνεχίζεται και στα καινούργια συστήµατα όµως η κυριότερη διαφορά τους µε τα επόµενα ήταν η χρησιµοποίηση αναλογικής τεχνολογίας για την µετάδοση του σήµατος καθώς και το ότι περιορίζονταν στην προσφορά βασικών υπηρεσιών (π.χ. φωνή) Κινητά Συστήµατα 2 ης Γενιάς Τα συστήµατα 2 ης γενιάς αποτέλεσαν την εξέλιξη του 1G µε κυριότερη διαφορά την χρησιµοποίηση πλέον ψηφιακής τεχνολογίας για την µετάδοση του σήµατος µεταξύ των κινητών και των σταθµών βάσης. Οι κυριότερες τεχνικές πρόσβασης που χρησιµοποιήθηκαν παράλληλα µε το FDMA είναι το TDMA (time division multiple access) και το CDMA (code division multiple access). Τα κυριότερα συστήµατα 2 ης γενιάς είναι το GSM (Global System for Mobile communications) το οποίο χρησιµοποιείται αποκλειστικά στην Ευρώπη καθώς και σε άλλα µέρη του κόσµου, το IS-95 (cdma-one) που χρησιµοποιείται στην Αµερική και σε µέρη της Ασίας και το PDC που χρησιµοποιείται αποκλειστικά στην Ιαπωνία. Η εισαγωγή των συστηµάτων 2 ης γενιάς µε την βοήθεια των νέων υπηρεσιών που προσφέρθηκαν σταδιακά αύξησαν ραγδαία τον αριθµό των συνδροµητών κάτι που ανάγκασε τα συστήµατα να φτάσουν στο όριο της λειτουργιάς τους και να παρατηρούνται φαινόµενα συµφόρησης (network congestion). Αυτό καθώς και η ανάγκη για παροχή ακόµη καλύτερων υπηρεσιών (π.χ. ευρυζωνικές υπηρεσίες) 7

8 δηµιούργησε την ανάγκη για την δηµιουργία ενός καινούργιου διεθνούς προτύπου το οποίο να παρέχει τις λύσεις στα προβλήµατα του 2G Κινητά Συστήµατα 3 ης Γενιάς Για την δηµιουργία των καινούργιων προτύπων έπρεπε να ληφθούν υπόψιν οι παρακάτω παράγοντες: µεγάλο εύρος υπηρεσιών υψηλής ποιότητας, υποστήριξη υπηρεσιών πολυµέσων (multimedia), δυνατότητα διεθνούς περιαγωγής και συµβατότητα ανάµεσα στις διαφορετικές τεχνολογίες πρόσβασης στα ασύρµατα καθώς και στα σταθερά δίκτυα. Γι αυτό τον λόγο δηµιουργήθηκε το πρόγραµµα ΙΜΤ-2000 (International Mobile Telecommunications-2000) υπο την αιγίδα της ITU (International Telecommunication Union). Μέλη του προγράµµατος είναι ανεξάρτητα σώµατα τυποποίησης όπως το ETSI (European Telecommunication Standards), το ARIB (Association of Radio Industry and Business) και το TIA (Telecommunication Industry Association). Το κάθε σώµα υπέβαλε τις δικές του προτάσεις σχετικά µε το σύστηµα ασύρµατης πρόσβασης του 3G λαµβάνοντας υπόψιν και την υπάρχουσα τεχνολογία του GSM. Μια απο τις κυριότερες προτάσεις που υπεβλήθησαν αφορά στο W-CDMA (wideband CDMA). To W-CDMA αποτελεί µια παραλλαγή του CDMA στην οποία το σήµα διασκορπίζεται σε µία ευρεία ζώνη συχνοτήτων 5MHz. Απο εδώ προκύπτει και η ονοµασία wideband. Το W-CDMA (UMTS FDD) µαζί µε την τεχνική πρόσβασης TD-CDMA (UMTS TDD) αποτελούν τις τεχνικές ασύρµατης πρόσβασης του UTRAN (UMTS Terrestrial Radio Access Network) το οποίο έχει τυποποιηθεί απο τον Ευρωπαϊκό οργανισµό τυποποίησης ETSI. Όλα αυτά αποτελούν µέρος του UMTS (Universal Mobile Telecommunications System). Τα κυριότερα χαρακτηριστικά του UMTS είναι: Υποστήριξη υψηλών ρυθµών δεδοµένων µέχρι 2Mbps Μεταβλητοί ρυθµοί δεδοµένων Πολυπλεξία διαφορετικών υπηρεσιών που απαιτούν διαφορετικά bit rates 8

9 υνατότητα µεταβίβασης κλήσης (handover) ανάµεσα σε δίκτυα 3G και 2G Μικροί χρόνοι καθυστέρησης στην µεταφορά δεδοµένων Ποιότητα υπηρεσιών που ποικίλει απο 10% µέχρι 10-6 Συνύπαρξη των λειτουργιών FDD και TDD Αποτελεσµατική χρήση του διατεθειµένου φάσµατος Οι κυριότερες διαφορές ανάµεσα στο WCDMA και στο GSM παρουσιάζονται στον πιο κάτω πίνακα: Εύρος ζώνης συνδροµητή Συντελεστής επαναχρησιµοποίησης συχνοτήτων Συχνότητα ελέγχου ισχύος Έλεγχος ποιότητας WCDMA 5 MHz 200kHz GSM 1500 Hz 2 Hz ή µικρότερη Αλγόριθµοι διαχείρισης των πόρων του συστήµατος ιαχείριση δικτύου (διαχείριση συχνοτήτων) υνατότητες διαφορικής λήψης Πακέτα δεδοµένων Downlink διαφορική εκποµπή Τα 5 MHz εύρους ζώνης προσφέρουν πολλαπλές διοδεύσεις. ιαφορική λήψη επιτυγχάνεται µε ένα δέκτη Rake Σχεδιασµός µε βάση το φορτίο Υποστηρίζεται για βελτίωση της downlink χωρητικότητας Άλµατα-µεταπηδήσεις στη συχνότητα (frequency hopping) Σχεδιασµός µε βάση τις χρονικές θυρίδες (time slots) µέσω του GPRS εν υποστηρίζεται από το πρότυπο, αλλά µπορεί να υλοποιηθεί 9

10 2. Περιγραφή του WCDMA 10

11 2.1. Εισαγωγή Το WCDMA είναι ένα σύστηµα wideband DS-CDMA (Direct Sequence Code Division Multiple Access). ηλαδή τα bits πληροφορίας του χρήστη πολλαπλασιάζονται µε τυχαίες κωδικές ακολουθίες bits (chips) επιτυγχάνοντας το «άπλωµα» του σήµατος σε ένα ευρύ φάσµα συχνότητας. Για να επιτευχθούν οι υψηλοί ρυθµοί µετάδοσης µέχρι τα 2mbps χρησιµοποιούνται µεταβλητοί spreading factors και επιτρέπονται συνδέσεις κατά τις οποίες χρησιµοποιούνται πάνω απο µία ακολουθίες. O αριθµός των φορών που το σήµα απλώνεται µετά τον πολλαπλασιασµό ονοµάζεται spreading factor. Ο ρυθµός των chip που χρησιµοποιεί το σύστηµα είναι 3.84Mcps (σταθερός) και οδηγεί σε ένα εύρος φάσµατος µεριού 5MHz. Το WCDMA υποστηρίζει µεγάλο αριθµό ρυθµών µετάδοσης δεδοµένων, δηλαδή προσφέρει εύρος ζώνης ανάλογα µε την απαίτηση του συνδροµητή (bandwidth on demand). Σε κάθε χρήστη δίνονται διαστήµατα (frames) των 10 ms στα οποία διατηρείται ένας σταθερός ρυθµός ροής δεδοµένων, ο οποίος ανανεώνεται σε κάθε frame ανάλογα µε τις απαιτήσεις του χρήστη εκείνη τη στιγµή. Στο WCDMA υποστηρίζονται 2 βασικές µορφές λειτουργίας: το FDD (Frequency Division Duplex) και το TDD (Time Division Duplex). Στο FDD χρησιµοποιείται διαφορετική συχνότητα φέροντος για το uplink και το downlink ενώ στο TDD η ίδια συχνότητα φέροντος µοιράζεται στον χρόνο ανάµεσα στο uplink και στο downlink. Τέλος πρέπει να αναφερθεί ότι το WCDMA έχει σχεδιαστεί για να λειτουργήσει παράλληλα µε το GSM. Υποστηρίζεται η µεταβίβαση κλήσεων (handovers) ανάµεσα στα δύο δίκτυα ούτως ώστε να εκµεταλλευτεί την κάλυψη του GSM για την ανάπτυξη του. Στον πιο κάτω πίνακα φαίνονται περιληπτικά τα κυριότερα χαρακτηριστικά του WCDMA. 11

12 Μέθοδος πολλαπλής πρόσβασης Μέθοδος διαχωρισµού uplink-downlink Συγχρονισµός σταθµού βάσης Chip rate ιάρκεια frame Πολυπλεξία υπηρεσιών Υποστήριξη διαφορετικών ρυθµών Ανίχνευση Ανίχνευση πολλαπλών χρηστών, έξυπνες κεραίες DS-CDMA Frequency Division Duplex (FDD) Time Division Duplex (TDD) Ασύγχρονη λειτουργία 3.84 Mcps 10 ms Πολλαπλές υπηρεσίες µε διαφορετικές απαιτήσεις για ποιότητα επικοινωνίας, πολυπλεγµένες σε µία σύνδεση Μεταβλητός spreading factor και χρήση άνω της µιας κωδικής ακολουθίας Σύµφωνη, µε χρήση πιλοτικών συµβόλων Υποστηρίζεται από το πρότυπο, προαιρετικό στην υλοποίηση 2.2. Αρχή λειτουργίας του DS-CDMA Το CDMA είναι ένα σύστηµα πολλαπλής πρόσβασης στο οποίο οι χρήστες διαχωρίζονται µεταξύ τους ανάλογα µε την κωδική ακολουθία που χρησιµοποιεί ο καθένας για να πολλαπλασιάσει τα δεδοµένα του. Αυτή η µέθοδος συνδυάζεται µε την διαµόρφωση DSSS (direct sequence spread spectrum) µε αποτέλεσµα την δηµιουργία του DS-CDMA. Στην πιο κάτω εικόνα φαίνεται η αρχή λειτουργίας του DS-CDMA. Εικόνα 1 - Αρχή λειτουργίας του DS-CDMA 12

13 Όπως φαίνεται στο σχήµα τα δεδοµένα του χρήστη (που αποτελούν το σήµα στενού εύρους ζώνης) πολλαπλασιάζονται µε µια κωδική ακολουθία ψηλότερου ρυθµού (spreading) και δίνουν το σήµα ευρείας ζώνης. Αυτό στην συνέχεια διαµορφώνεται κατάλληλα και εκπέµπεται στον αέρα. Το λαµβανόµενο σήµα φτάνει στον δέκτη αλλοιωµένο λόγω διαλείψεων, παρεµβολών και θορύβου, αποδιαµορφώνεται και στην συνέχεια πολλαπλασιάζεται µε την ίδια κωδική ακολουθία που χρησιµοποιήθηκε στον εκποµπό (despreading) για να ληφθούν τα αρχικά δεδοµένα του χρήστη Spreading/Despreading Η εικόνα 2 δείχνει την αρχή λειτουργίας του spreading/despreading. Τα δεδοµένα του χρήστη είναι µια ακολουθία bit 1 0 η οποία διαµορφώνεται κατά BPSK και παίρνει τιµές 1-1. Εικόνα 2-Spreading/Despreading Στο πιο πάνω παράδειγµα το κάθε bit δεδοµένων πολλαπλασιάζεται µε την κωδική ακολουθία που αποτελείται απο 8 chips. Αυτό σηµαίνει ότι ο spreading factor έχει τιµή 8. Με τον πολλαπλασιασµό προκύπτει το ευρυζωνικό σήµα το οποίο είναι έτοιµο προς µετάδοση και αφού δεχτεί τις επιδράσεις του καναλιού, του θορύβου και των παρεµβολών να ληφθεί απο τον δέκτη. 13

14 Κατά το despreading το λαµβανόµενο σήµα πολλαπλασιάζεται µε την ίδια ακριβώς κωδική ακολουθία που χρησιµοποιήθηκε στον εκποµπό. Στο πιο πάνω παράδειγµα φαίνεται ότι το σήµα πληροφορίας έχει ληφθεί τέλεια απο τον δέκτη. Η αύξηση του bit rate κατά τον συντελεστή διεύρυνσης (SF) 8, αντιστοιχεί σε διεύρυνση του φάσµατος κατά τον ίδιο συντελεστή. Αυτός είναι και ο λόγος που τα συστήµατα CDMA καλούνται γενικότερα διευρυµένου φάσµατος (spread spectrum systems). Το despreading έχει ως αποτέλεσµα το φάσµα του σήµατος να επανέρχεται στην αρχική του τιµή ανάλογη του ρυθµού R. Στην εικόνα 3 φαίνεται η αρχή λειτουργίας του δέκτη συσχέτισης (correlation receiver) που χρησιµοποιεί ένα CDMA σύστηµα. Στο πάνω µέρος φαίνεται η λήψη του επιθυµητού σήµατος. Το σήµα πολλαπλασιάζεται µε την κωδική ακολουθία (spreading code) την οποία γνωρίζει ο δέκτης. Ο δέκτης ολοκληρώνει την despreaded ακολουθία που λαµβάνει για κάθε bit πληροφορίας. Όπως φαίνεται και στο σχήµα το πλάτος της ολοκλήρωσης του σωστού σήµατος είναι ±8. Στο κάτω µέρος του σχήµατος φαίνεται η επεξεργασία που γίνεται απο τον δέκτη για ένα σήµα το οποίο έχει πολλαπλασιαστεί µε ένα spreading code το οποίο ο δέκτης δεν γνωρίζει. Ο δέκτης ακολουθεί την ίδια διαδικασία: πολλαπλασιάζει το λαµβανόµενο σήµα µε ένα διαφορετικό spreading code και µετά ολοκληρώνει. Όπως παρατηρείτε και στο σχήµα το πλάτος της ολοκλήρωσης βρίσκεται κοντά στο 0 για όλα τα bit πληροφορίας και σε καµία περίπτωση δεν φτάνουν το ±8. Ουσιαστικά αυτό το σήµα αποτελεί την παρεµβολή ενός άλλου χρήστη στο επιθυµητό σήµα. Όπως φαίνεται απο αυτό το παράδειγµα η διαδικασία του spreading αυξάνει το πλάτος του επιθυµητού σήµατος που λαµβάνεται στον δέκτη κατά ένα συντελεστή 8 σε σχέση µε το σήµα που προέρχεται απο κάποιον άλλο χρήστη του συστήµατος. Γενικά η αύξηση του πλάτους είναι ίση µε τον συντελεστή διασκορπισµού (spreading factor). Αυτό το φαινόµενο καλείται «κέρδος επεξεργασίας» (processing gain) και είναι θεµελιώδες σε κάθε σύστηµα διασκορπισµένου φάσµατος. Αυτό το φαινόµενο δίνει την δυνατότητα να χρησιµοποιείται συντελεστής επαναχρησιµοποίησης φάσµατος ίσος µε 1 σε αυτά τα συστήµατα. 14

15 Εικόνα 3 - έκτης συσχέτισης 15

16 3. Περιγραφή του συστήµατος 16

17 Εδώ θα γίνει µια προσπάθεια να περιγραφεί το physical layer του συστήµατος UMTS αφού ο σκοπός της εργασίας είναι η παρουσίαση όλων των λειτουργιών που λαµβάνουν χώρα στο physical layer της άνω ζεύξης του συστήµατος. Στην πιο κάτω εικόνα φαίνεται µια γενική παρουσίαση των λειτουργιών της άνω ζεύξης του UMTS τόσο στον εκποµπό όσο και στον δέκτη. Εικόνα 4 - Λειτουργίες της άνω ζεύξης του UMTS Η διαδικασία ξεκινά µε την παραλαβή των δεδοµένων του χρήστη (φωνή, δεδοµένα κ.τ.λ.) απο την συσκευή. Μέσα απο µια άλλη διαδικασία που λαµβάνει µέρος στα ανώτερα επίπεδα του εκποµπού και θα παρουσιαστεί µε λεπτοµέρεια στην συνέχεια τα δεδοµένα κωδικοποιούνται κατάλληλα και πολυπλέκονται για να µπορέσουν να εκπεµφθούν. Στη συνέχεια ακολουθεί το spreading, η I-Q διαµόρφωση, το scrambling και η εκποµπή ανα slot. Στην πλευρά του δέκτη λαµβάνει χώρα το descrambling, η I-Q αποδιαµόρφωση, η λειτουργιά του δέκτη Rake και το despreading. Ένα πολύ σηµαντικό κοµµάτι αποτελεί η εκτίµηση του SIR (Signal to Interference Ratio) και ανάλογα µε το αποτέλεσµα η εντολή στον εκποµπό για το power control (αύξηση ή µείωση της ισχύος εκποµπής). Παράλληλα γίνεται η αποπολυπλεξία και η αποκωδικοποίηση ούτως ώστε να παραληφθούν τα δεδοµένα του χρήστη. 17

18 3.1. Transport Channels Η κωδικοποίηση και η πολυπλεξία είναι µια διαδικασία που λαµβάνει χώρα στον εκποµπό στα ανώτερα επίπεδα. Τα διάφορα δεδοµένα του χρήστη καθώς και η πληροφορίες σηµατοδοσίας µεταφέρονται µέσω των Transport Channels. Το σύστηµα χρησιµοποιεί διαφόρων ειδών Transport Channels (TrChs) ούτως ώστε να ολοκληρώσει την λειτουργία του. Τα TrChs χωρίζονται σε δύο γενικές κατηγορίες: τα Dedicated που είναι αποκλειστικά αφιερωµένα σε ένα χρήστη και διακρίνονται απο συγκεκριµένο κώδικα και συχνότητα και τα Common τα οποία είναι κοινά για όλους τους χρήστες σε µία κυψέλη. Τα TrChs αντιστοιχίζονται στο φυσικό επίπεδο σε διαφορετικά Physical Channels (PhChs). Το φυσικό επίπεδο υποχρεούται να υποστηρίζει TrChs µε διαφορετικούς ρυθµούς δεδοµένων, έτσι ώστε να προσφέρει bandwidth-on-demand υπηρεσίες και επίσης να µπορεί να πολυπλέκει διάφορες υπηρεσίες στην ίδια σύνδεση. Στην πιο κάτω εικόνα φαίνονται τα διαφορετικά TrChs που χρησιµοποιούνται στο UTRAN. Εικόνα 5 - Transport Channels Στο επίπεδο των TrChs και σε αντίθεση µε το GSM το σύστηµα δεν διακρίνει τα bit πληροφορίας απο τα bit ελέγχου. Αντίθετα τα µεταχειρίζεται µε τον ίδιο ακριβώς τρόπο. Τα TrChs προσφέρουν ένα εύκαµπτο πρότυπο διευθέτησης των 18

19 πληροφοριών σε κάθε είδους ρυθµό, υστέρηση ή κωδικοποίηση πριν την αντιστοίχηση τους σε PhChs. Ένα Transport Channel ορίζεται απο το Transport Block και το Transport Format (TF) το οποίο αποτελεί µέρος του Transport Format Set (TFS) του TrCh. Το TF µπορεί να αλλάζει σε κάθε Transmission Time Interval (TTI). Το ΤΤΙ είναι η χρονική περίοδος κατά την οποία ένα Transport Block Set µεταφέρεται απο το physical layer στο radio interface. Το δυναµικό µέρος του TFS είναι αυτό που αλλάζει εύκολα σε κάθε ΤΤΙ και αποτελείται απο µήκος του Transport Block και τον αριθµό των Transport Blocks ανα TTI. Το ηµι-στατικό µέρος απαιτεί πολύ µεγάλη διαδικασία για να αλλάξει και αποτελείται απο το ΤΤΙ και το coding scheme. Πιο κάτω φαίνεται ένα παράδειγµα ενός Transport Channel για καλύτερη κατανόηση των όρων. Εικόνα 6 - Παράδειγµα ενός Transport Channel 19

20 Επίσης παρατίθεται το παράδειγµα της υπηρεσίας ISDN: Εικόνα 7 - Παράδειγµα Transport Channel για ISDN Όπως είπαµε και πιο πάνω τα TrChs αντιστοιχούνται σε Physical Channels τα οποία διαµορφώνονται κατάλληλα και εκπέµπονται στον αέρα. Στην πιο κάτω εικόνα φαίνεται η αντιστοίχηση που γίνεται ανάµεσα στα Transport Channels και στα Physical Channels. Εικόνα 8 - Αντιστοίχηση Transport Channels σε Physical Channels Στην παρούσα εργασία µας ενδιαφέρει η λειτουργία των Dedicated Transport Channels (DCH) γι αυτό και θα εξετάσουµε µόνο τα Dedicated Physical Data 20

21 Channel (DPDCH) στα οποία αντιστοιχούνται τα DCH και περιέχουν τα δεδοµένα του χρήστη καθώς και τα Dedicated Physical Control Channel (DPCCH) που φέρουν την πληροφορία ελέγχου του physical layer. Το bit rate του DPDCH µπορεί να µεταβάλλεται απο frame σε frame ενώ αυτός του DPCCH παραµένει σταθερός. Η συλλογή των δεδοµένων προς µετάδοση από τα ανώτερα επίπεδα γίνεται ανά τακτά χρονικά διαστήµατα που ονοµάζονται Transmission Time Intervals (TTIs) και έχουν διάρκεια 10,20,40 ή 80ms. Αυτά διαιρούνται σε χρονικά διαστήµατα των 10ms που ονοµάζονται radio frames. Στην πιο κάτω εικόνα φαίνεται η δοµή τους. Εικόνα 9 - οµή του Radio Frame Ένα radio frame έχει διάρκεια 10ms. Ο ρυθµός για το κανάλι πληροφορίας µπορεί να αλλάζει ανα radio frame (10 ms). Το radio frame χωρίζεται σε 15 time slots τα οποία σε αντίθεση µε το GSM (TDMA), χρησιµοποιούνται µόνο απο ένα χρήστη και δεν µοιράζονται. Το bit rate ανα time slot είναι σταθερό ενώ η κύρια χρήση του είναι στην λειτουργία του fast power control. Καθώς η εκποµπή των δεδοµένων γίνεται ανα time slot ο εκποµπός έχει την ευχέρεια να προσαρµόσει την ισχύ εκποµπής του. Η συχνότητα του fast power control (1500 Hz) προκύπτει πολύ εύκολα απο το γεγονός ότι η διάρκεια του radio frame είναι 10ms και σε κάθε radio frame γίνεται έλεγχος της εκποµπής 15 φορές (ανα time slot). Όπως αναφέρθηκε και πιο πάνω το bit rate µπορεί να αλλάξει ανα radio frame. Συνεπώς ο δέκτης πρέπει σε κάθε frame να γνωρίζει το ρυθµό της πληροφορίας, ώστε να µπορεί να το ανακτήσει. Αυτή η πληροφορία βρίσκεται στο time slot του 21

22 καναλιού ελέγχου (DPCCH) στο Transport Format Combination Indicator (TFCI), το οποίο όταν δεν αποκωδικοποιείται σωστά χάνεται ολόκληρο το τρέχον frame, χωρίς ωστόσο να επηρεάζεται η σωστή λήψη των υπολοίπων. Στο γεγονός αυτό οφείλεται η εξαιρετικά ισχυρή κωδικοποίηση του TFCI µε χρήση κώδικα Reed- Muller, έτσι ώστε η απώλεια της πολύτιµης πληροφορίας που φέρει να αποτελεί πολύ σπάνιο φαινόµενο. Πιο κάτω φαίνεται η δοµή ενός time slot. Εικόνα 10 - οµή του Time Slot Κάθε time slot έχει 2560 chips και χρονική διάρκεια περίπου 666 µs. Το time slot του DPDCH αποτελείται απο Ν bits δεδοµένων ανάλογα µε τον spreading factor που χρησιµοποιείται κάθε φορά. Το time slot του DPCCH για το uplink αποτελείται από 4 πεδία τον οποίων το µέγεθος µπορεί να παίρνει τιµές (ακόµα και 0) από ένα σύνολο συνδυασµών (slot format) που υποστηρίζει το σύστηµα. Τα pilot bits χρησιµοποιούνται από το δέκτη για την εκτίµηση του καναλιού επειδή είναι συγκεκριµένα για κάθε slot format. Τα FBI (feedback information) bits χρησιµοποιούνται για TX diversity. Τα TPC (transmit power control) bits φέρουν την εντολή για αύξηση ή µείωση της εκπεµπόµενης ισχύος. Αφού σε κάθε time slot έχουµε 2560 chips και στην περίπτωση του DPCCH έχουµε σταθερό SF 256, είναι προφανές ότι το άθροισµα όλων των παραπάνω bits είναι πάντα 10. Ο µέγιστος ρυθµός δεδοµένων που υποστηρίζει το σύστηµα µε ένα DPDCH είναι 960 kbps, εφόσον βέβαια δεν λάβουµε υπόψη µας την υφιστάµενη κωδικοποίηση. Πρακτικά, µε την κωδικοποίηση, ο µέγιστος ωφέλιµος ρυθµός δεδοµένων του χρήστη είναι της τάξεως των kbps. Όταν απαιτούνται µεγαλύτεροι ρυθµοί δεδοµένων χρησιµοποιούνται παράλληλα κανάλια µε διαφορετικό 22

23 spreading code. Αυτό αν και έχει αρνητικές επιπτώσεις στη λειτουργία του συστήµατος από άποψη διαχείρισης πόρων (αυξάνει την παρεµβολή) αλλά και στην αποδοτικότητα του ενισχυτή ισχύος της συσκευής του χρήστη, µπορεί να αυξήσει το συνολικό ρυθµό δεδοµένων στα 5740 kbps ή αλλιώς σε 2Mbps ωφέλιµο ρυθµό δεδοµένων για τον χρήστη. Ο παρακάτω πίνακας δίνει τους ρυθµούς που µπορεί να υποστηρίξει το σύστηµα για διάφορους spreading factors. Για τον υπολογισµό των ωφέλιµων ρυθµών (για την καθαρή πληροφορία του χρήστη), έχει ληφθεί υπόψη κωδικοποίηση ½ και έχουν αγνοηθεί διάφορα άλλα πρόσθετα bit που χρησιµοποιεί το σύστηµα. Spreading factor στο DPDCH Ρυθµός δεδοµένων στο DPDCH σε kbps kbps kbps kbps kbps kbps kbps kbps 4, µε έξι παράλληλους κώδικες Mbps Μέγιστος ρυθµός δεδοµένων χρήστη µε κωδικοποίηση ½ (περίπου) 3.2. Κωδικοποίηση καναλιού και πολυπλεξία στο UMTS Όπως έχει αναφερθεί, στόχο µας αποτελεί η µελέτη της λειτουργίας του συστήµατος, όταν µια σύνδεση έχει αποκατασταθεί και πλέον η προερχόµενη πληροφορία από το χρήστη διακινείται µε τα DCH (Dedicated Channels). Με αυτά τα κανάλια θα ασχοληθούµε αποκλειστικά, χωρίς ωστόσο αυτό να σηµαίνει ότι πολλά από όσα θα αναφερθούν δεν ισχύουν αυτούσια ή έστω µε κάποιες διαφοροποιήσεις και για άλλες κατηγορίες καναλιών. 23

24 Στο σηµείο αυτό πρέπει να αναφερθούν τα διάφορα είδη TrCHs, ανάλογα µε το είδος της πληροφορίας που µεταφέρεται. Φυσικά κάνουµε λόγο για ένα σύστηµα το οποίο, µε την εξαίρεση της µετάδοσης του σήµατος στον αέρα, είναι καθαρά ψηφιακό. Αυτό έχει ως αποτέλεσµα η πληροφορία που προέρχεται από τα ανώτερα επίπεδα να είναι σε µορφή bit (0 και 1) και εποµένως η γνώση του εάν πρόκειται για φωνή ή άλλου είδους πληροφορία να φαίνεται εκ πρώτης όψεως µη αναγκαία. Στην πράξη το σύστηµα οφείλει να γνωρίζει το είδος των δεδοµένων προς µετάδοση, επειδή αυτό καθορίζει και την απαιτούµενη ποιότητα επικοινωνίας. Πιο συγκεκριµένα παρακάτω παραθέτουµε ορισµένα παραδείγµατα για DCHs στο uplink, τα οποία θα περιγραφούν στη συνέχεια διεξοδικά: 3.4 kbps data: Μπορεί να χρησιµοποιηθεί ως DCCH (Dedicated Control Channel) για να µεταφέρει πληροφορίες ελέγχου προερχόµενες από ανώτερα επίπεδα kbps data (περιλαµβάνει 3 TrCHs): Μπορεί να χρησιµοποιηθεί για φωνή 28.8/57.6 kbps data: Μπορεί να χρησιµοποιηθεί για Modem ή FAX 64/128/144/384 kbps packet data: µετάδοση δεδοµένων στους αναφερόµενους ρυθµούς 64 kbps data: Μπορεί να χρησιµοποιηθεί για υπηρεσία ISDN Τα παραπάνω DCHs, ανάλογα µε το ρυθµό πληροφορίας που υποστηρίζουν και µε κριτήριο την ποιότητα επικοινωνίας που µπορούν να εξασφαλίσουν (εκτιµώµενη µέσω της πιθανότητας λάθους στη λήψη), διατίθενται για κάποια υπηρεσία στο χρήστη. Το block διάγραµµα που ακολουθεί αποτελεί µια σύντοµη, αλλά ολοκληρωµένη περιγραφή της επεξεργασίας της πληροφορίας σε κάθε DCH, πριν τις διαδικασίες του spreading, scrambling, πολυπλεξίας και εν τέλει εκποµπής. Όλες οι λειτουργίες περιγράφονται αναλυτικά: 24

25 Εικόνα 11 - Λειτουργίες στο uplink 25

26 Επισύναψη του CRC Η ανίχνευση των λαθών που ενδεχοµένως εξακολουθούν να υπάρχουν µετά τη λήψη και αποκωδικοποίηση της πληροφορίας, πραγµατοποιείται σε επίπεδο transport block µέσω ενός Cyclic Redundancy Check (CRC). Το µήκος του CRC µπορεί να είναι 24,16,12,8 ή 0 bits και σηµατοδοτείται από τα ανώτερα επίπεδα του συστήµατος. Για να είναι αποτελεσµατική η ανίχνευση των σφαλµάτων πρέπει ένα λάθος στο block των δεδοµένων να επηρεάζει όσο το δυνατόν περισσότερα bit ισοτιµίας (parity bits). Στη συγκεκριµένη περίπτωση (CRC) ολόκληρο το transport block χρησιµοποιείται για τον υπολογισµό των bit ισοτιµίας, τα οποία παράγονται από τα παρακάτω πολυώνυµα, µε τη χρήση µαθηµατικών του GF(2) (Galois Field µε βάση το δύο) g ( ) 1 CRC 24 D = D + D + D + D + D g ( ) 1 CRC16 D = D + D + D g ( ) 1 CRC12 D = D + D + D + D + D g ( ) 1 CRC8 D = D + D + D + D + D ιάταξη των transport blocks σειριακά (TrBk concatenation) και διάσπαση της προκύπτουσας ακολουθίας σε Code Blocks Στην περίπτωση κατά την οποία το TTI ενός TrCh αποτελείται από περισσότερα του ενός transport blocks, το σύνολο των bits συγκεντρώνεται και τα blocks αυτά συνενώνονται σε ένα, ας το καλέσουµε υπέρ block. Αυτό οδηγείται στην είσοδο του κωδικοποιητή (encoder) ο οποίος µπορεί να είναι συνελικτικός (convolutional) ή Turbo. Προς το παρών µας ενδιαφέρει το είδος της κωδικοποίησης, εξαιτίας του µέγιστου µήκους (Z) της ακολουθίας προς κωδικοποίηση που υποστηρίζει το σύστηµα. 26

27 Convolutional coding Z=504 Turbo coding Z=5114 Στην περίπτωση που το µήκος της ακολουθίας εισόδου είναι µεγαλύτερο από Ζ, για την εκάστοτε κωδικοποίηση, η ακολουθία σπάει σε ισοµεγέθη blocks µήκους µικρότερου του Ζ, όπου το κάθε ένα από αυτά κωδικοποιείται ανεξάρτητα Κωδικοποίηση καναλιού (channel coding) Για τη βελτίωση της λειτουργίας ενός συστήµατος κινητής τηλεφωνίας, αλλά και κάθε συστήµατος µεταφοράς δεδοµένων, από την σκοπιά της αξιοπιστίας των δεδοµένων, άρα και της ποιότητας των παρεχόµενων υπηρεσιών είναι αναγκαία η κωδικοποίηση των δεδοµένων. Αντί λοιπόν της απλής αποστολής της πληροφορίας στέλνεται επιπλέον πληροφορία που στόχο έχει την διόρθωση των σφαλµάτων που οφείλονται σε µία σειρά παραγόντων, όπως η ύπαρξη θερµικού θορύβου στο δέκτη, η παρεµβολή από τους υπόλοιπους ενεργούς χρήστες, διαλείψεις (fading) κ.τ.λ. Στο UMTS υπάρχει δέσµευση για τη χρήση δύο συγκεκριµένων συνελικτικών και ενός Turbo κώδικα. Αυτό σηµαίνει ότι για κάθε bit πληροφορίας στέλνονται 2 ή 3 bit, τα οποία φυσικά περιορίζουν αισθητά τον ωφέλιµο ρυθµό δεδοµένων (για τον χρήστη) που µπορεί το σύστηµα να εξυπηρετήσει. Αυτό βέβαια είναι ένα ζητούµενο, αλλά τα οφέλη από τη χρήση κωδικοποίησης καναλιού αντισταθµίζουν τον περιορισµό του διαθέσιµου εύρους ζώνης για το συνδροµητή. Ας µην επεκταθούµε όµως περισσότερο σε αυτή τη φάση και ας περιγράψουµε πιο συγκεκριµένα τη διαδικασία της κωδικοποίησης στο UMTS. Συνελικτική κωδικοποίηση Οι συνελικτικοί κώδικες γενικά, χρησιµοποιούν καταχωρητές ολίσθησης (shift registers) για να τροποποιήσουν την ακολουθία εισόδου. Έτσι µε τη χρήση στοιχείων που διαθέτουν µνήµη συσχετίζουν διαδοχικά bit εισόδου και παράγουν την ακολουθία εξόδου. Όσο περισσότερα στοιχεία µνήµης υπάρχουν, τόσο πιο πολλά διαδοχικά bit εισόδου συµµετέχουν κάθε στιγµή στη διαδικασία παραγωγής 27

28 των bit εξόδου µε άµεση επίδραση στην πολυπλοκότητα, αλλά συγχρόνως και στην αποτελεσµατικότητα του κώδικα. Ένα σηµαντικό µέγεθος που χαρακτηρίζει εποµένως κάθε συνελικτικό κώδικα είναι το εξαναγκασµένο µήκος του (constraint length), ο αριθµός δηλαδή των καταστάσεων µνήµης που διαθέτει, συν ένα. Το δεύτερο καθοριστικό χαρακτηριστικό του είναι ο λόγος των αριθµών των bit εισόδου προς τα bit εξόδου. Από το λόγο αυτό φαίνεται και η πλεονάζουσα πληροφορία που πρόκειται να µεταδοθεί, µε στόχο τη δυνατότητα διόρθωσης λαθών στη λήψη. Προφανώς όσο µεγαλύτερη είναι η πλεονάζουσα αυτή πληροφορία, µε επίπτωση στο ωφέλιµο εύρος ζώνης του καναλιού τόσο ισχυρότερος είναι και ο κώδικας. Κάτι άλλο που επηρεάζει την ικανότητα του κώδικα είναι και η δοµή του shift register, δηλαδή οι διασυνδέσεις που υπάρχουν ανάµεσα στα στοιχεία µνήµης και G περιγράφονται από τα πολυώνυµα 0, G1 G και 2 στην εικόνα 12. Στο UMTS χρησιµοποιούνται συνελικτικοί κώδικες µε constraint length 9 (8 στοιχεία µνήµης δηλαδή) και ρυθµό 1/2 ή 1/3. Ο πραγµατικός ρυθµός τους βέβαια δεν είναι ο παραπάνω, επειδή είναι απαραίτητη η προσθήκη ενός αριθµού bit ουράς (tail bits) στην ακολουθία εισόδου για τον µηδενισµό του shift register µετά το τέλος της κωδικοποίησης. Έτσι χρησιµοποιούνται 8 tail bits (µηδενικά) για να επαναφέρουν τον καταχωρητή στην αρχική του µηδενική κατάσταση. Αυτό έχει ως αποτέλεσµα το µηδενισµό του διαγράµµατος Trellis, το οποίο περιγράφει τις µεταβάσεις του shift register από τη µία κατάσταση στην άλλη και αποτελεί τη βάση για την αποκωδικοποίηση µε τον αλγόριθµο του Viterbi. Για τα 64 kbps packet data έχουµε Turbo κώδικα, άρα τα παραπάνω δεν έχουν εφαρµογή στην περίπτωση αυτή. 28

29 Εικόνα 12 - Συνελικτική κωδικοποίηση Turbo κωδικοποίηση Ο Turbo κωδικοποιητής του UMTS είναι ένας Parallel Concatenated Convolutional Code (PCCC), µε δύο συνελικτικούς κώδικες 8 καταστάσεων και έναν εσωτερικό interleaver. Ο interleaver δεν είναι τίποτα άλλο από ένα στοιχείο που αλλάζει τη σειρά των δεδοµένων εισόδου του, παράγοντας έξοδο µε αναδιαταγµένα αυτά τα ίδια δεδοµένα, στη συγκεκριµένη περίπτωση bit πληροφορίας. Η συνάρτηση µεταφοράς του καθενός παράλληλου κώδικα: g1( D) G( D) = 1, g2( D), όπου g ( D) = 1+ D + D g ( D) = 1+ D+ D 3 Η αρχική κατάσταση του καταχωρητή ολίσθησης είναι η µηδενική και σε αυτή την κατάσταση πρέπει να επιστρέψει µετά το τέλος του εκάστοτε Code Block. Για αυτό το λόγο είναι απαραίτητο να προσθέσουµε στο τέλος κάποια bit ουράς (tail bits), τα οποία είναι 12 σε αριθµό και προκύπτουν µε ένα πιο πολύπλοκο τρόπο από την περίπτωση της συνελικτικής κωδικοποίησης. Με τον εσωτερικό interleaver δεν θα ασχοληθούµε περισσότερο, αν και περιγράφεται διεξοδικά στην περιγραφή του UMTS. Και η ίδια η Turbo κωδικοποίηση δεν παρουσιάζει κάποια ιδιαιτερότητα παραπάνω σε σχέση µε την συνελικτική κωδικοποίηση. Οι µεγάλες διαφορές τους φαίνονται περισσότερο κατά τη διαδικασία της αποκωδικοποίησής τους, τόσο όσον αφορά την µέθοδο που 29

30 ακολουθείται, όσο και την πολυπλοκότητα της. Ο χρησιµοποιούµενος κώδικας έχει ρυθµό 1/3 και η ισχύς του, είναι σηµαντικά µεγαλύτερη από αυτή του αντίστοιχου συνελικτικού κώδικα. Η δοµή του φαίνεται στην παρακάτω εικόνα: Εικόνα 13 - Turbo κωδικοποίηση Radio frame size equalization Σε αυτό το block έχουµε την επισύναψη ενός αριθµού bits (όλων µηδενικών ή µονάδων) στο τέλος της κωδικοποιηµένης ακολουθίας, έτσι ώστε αυτή να µπορεί να διασπαστεί (αργότερα) σε F i frames των 10 ms, µε N i bits το καθένα, ανάλογα µε τη διάρκεια του TTI. Στο παράδειγµα των 64 kbps packet data η διάρκεια του TTI είναι 20 ms, άρα η κωδικοποιηµένη ακολουθία θα χρειαστεί να χωριστεί σε δύο frames των 4236 / 2= 2118 bits. Μόνο στην περίπτωση που θα είχαµε περιττό αριθµό bit θα χρειαζόταν να προσθέσουµε ένα bit ακόµα, έτσι ώστε να είναι δυνατός ο διαχωρισµός της σε frames, στη συνέχεια. 30

31 st Interleaving Ο πρώτος interleaver είναι ένας block interleaver. Η απλούστερη περίπτωση τέτοιου interleaver είναι ένα στοιχείο µε µνήµη που καταχωρεί τα bit πληροφορίας σε έναν πίνακα κατά σειρά και τα διαβάζει κατά στήλη, αλλάζοντας έτσι τη σειρά διάταξής τους. Έστω για παράδειγµα ότι έχουµε την ακολουθία αριθµών 1,2,...,100 η οποία γράφεται κατά σειρά στον παρακάτω πίνακα: Απλούστερη δυνατή υλοποίηση ενός block interleaver Αν τώρα ο πίνακας διαβαστεί κατά στήλη η ακολουθία αριθµών που θα προκύψει θα είναι 1,11,21,31,41,51,61,71,81,91,2,12,,90,100. Στην περίπτωση του UMTS βέβαια, η διαδικασία του πρώτου interleaving το οποίο πραγµατοποιείται σε επίπεδο bit, για όλα τα bit του TTI κάθε TrCh, δεν είναι τόσο απλή. Πάντως ανεξάρτητα από τον τρόπο που αυτό υλοποιείται, το interleaving εξυπηρετεί ένα και µόνο σκοπό, να βελτιώσει την απόδοση του κώδικα που χρησιµοποιείται. Οι περισσότεροι κώδικες διόρθωσης σφαλµάτων είναι βελτιστοποιηµένοι για λειτουργία σε κανάλι που τείνει να δηµιουργεί λάθη στα λαµβανόµενα bit κατά τυχαίο τρόπο, όπως για παράδειγµα συµβαίνει στην περίπτωση που έχουµε Gaussian θόρυβο. Οι θέσεις των λαθών είναι ασυσχέτιστες µεταξύ τους, και το κάθε bit έχει µία σταθερή πιθανότητα να µεταδοθεί εσφαλµένα. 31

32 Στην πραγµατικότητα όµως οι θέσεις των λαθών δεν είναι ασυσχέτιστες µεταξύ τους. Αυτό µπορεί να οφείλεται, για παράδειγµα, στις γρήγορες διαλείψεις (fast fading) σε συνδυασµό µε AWGN (Additive White Gaussian Noise). Tα bit που µεταδίδονται κατά τη διάρκεια µιας διάλειψης, εµφανίζουν µεγάλη πιθανότητα να ληφθούν εσφαλµένα. Πιο απλά τα λάθη τείνουν να εµφανίζονται κατά ριπές (burst of errors). Αυτό έρχεται σε πλήρη αντίθεση µε την ιδέα των ασυσχέτιστων θέσεων των λαθών, µε επίδραση στην ικανότητα διόρθωσης λαθών του αποκωδικοποιητή. Με τη χρήση του interleaver, αλλάζοντας δηλαδή τη διάταξη των bits, τα λάθη που εµφανίζονται σε bursts, όταν επανέρχονται στον de-interleaver του δέκτη στις αρχικές τους θέσεις µοιράζονται πιο οµοιόµορφα µέσα στο block προς αποκωδικοποίηση. Έτσι εξασφαλίζεται η καλύτερη λειτουργία του αποκωδικοποιητή ιαίρεση της ακολουθίας πληροφορίας σε radio frames Όπως περιγράφηκε παραπάνω το µήκος της ακολουθίας πληροφορίας έχει F ρυθµιστεί, έτσι ώστε να µπορεί να διαιρεθεί σε i radio frames των 10 ms, όπου Fi 10ms η διάρκεια του TTI για το συγκεκριµένο TrCh. Στο σηµείο αυτό λαµβάνει χώρα η διαίρεση αυτή και ο σχηµατισµός των radio frames Ρύθµιση του ρυθµού της πληροφορίας (Rate Matching) Στο UMTS το εύρος ζώνης (bandwidth) του σήµατος είναι 5 MHz. Ο ρυθµός που µπορεί το σύστηµα να υποστηρίξει σε αυτό το bandwidth είναι 3.84 Mcps (mega chips per second). Άρα ανά frame (10 ms) έχουµε πάντοτε chips. Επειδή κάνουµε λόγο για ένα CDMA σύστηµα, όπου ένα bit πολλαπλασιάζεται σε έναν αριθµό chips ίσο µε το συντελεστή διεύρυνσης του φάσµατος (spreading factor), υπάρχει ένα σύνολο ρυθµών πληροφορίας σε bit per second που µπορούν να 32

33 υποστηριχθούν. Ως αποτέλεσµα, κάθε frame µπορεί να αποτελείται από ένα σύνολο αριθµών bits, εξαρτώµενο από τον SF. Οι διάφορες αυτές δυνατές περιπτώσεις για τα DPDCHs φαίνονται στον ακόλουθο πίνακα, τουλάχιστον για την απλή σχετικά περίπτωση που ένας scrambling code είναι αρκετός: Channel Bit Rate (kbps) SF Bits/Frame Bits/Slot Ρυθµοί δεδοµένων που υποστηρίζουν τα DPDCHs Άρα δηλαδή δεν είναι δυνατόν να έχουµε όποιο ρυθµό δεδοµένων θέλουµε σε ένα DPDCH (Dedicated Physical Data Channel), αλλά µόνο αυτούς που φαίνονται στον πίνακα. Εποµένως και το µέγεθος του frame πρέπει να είναι συγκεκριµένο. Ας εξετάσουµε το παράδειγµα που έχουµε µόνο ένα TrCH των 64 kbps packet data. Το κάθε του radio frame αποτελείται από 2118 bits. Παρατηρώντας τον πίνακα βλέπουµε ότι το frame δεν υποστηρίζει τον ρυθµό 2118 αλλά τους ρυθµούς 1200 bits/frame και 2400 bits/frame. Γίνεται φανερό εποµένως ότι για να µεταδοθεί είναι απαραίτητο να συµπληρωθεί το κάθε frame µε 282 bits τα οποία δεν επισυνάπτονται απλά, αλλά καταλαµβάνουν καθορισµένες όχι όµως συνεχόµενες θέσεις µέσα στο rate matched radio frame. Κάτι άλλο που µπορεί να συµβεί κατά τη διαδικασία αυτή είναι να έχουµε ένα frame µε µήκος ελαφρά µεγαλύτερο από αυτό που µπορεί να υποστηριχθεί από έναν SF, για παράδειγµα ένα frame µε 1300 bits. Τότε για µόλις 100 bits ένα κανάλι µε SF=32 δεν µπορεί να εξυπηρετήσει τη συνδιάλεξη. Από την άλλη ενδέχεται να είναι σπατάλη για το σύστηµα να αφιερώσει σε αυτή τη συνδιάλεξη ένα channelisation code µήκους 16. Γι αυτό το σύστηµα µέσω µίας παραµέτρου 33

34 που σηµατοδοτείται από τα ανώτερα επίπεδα µπορεί να επιτρέψει την περικοπή (puncturing) ενός ποσοστού bits για να χωρέσει η πληροφορία σε frame µεγαλύτερου SF. Στο θεωρητικό αυτό παράδειγµα αρκεί να κοπεί το 100 /1200= 8.33% των bit. Κατά τη διαδικασία του puncturing διαγράφονται bits από τον κώδικα που δεν είναι συστηµατικά, αλλά αποτελούν έξοδο των συνελικτικών κωδικοποιητών, για την περίπτωση της Turbo κωδικοποίησης. Έτσι οι κώδικες µας δεν είναι ουσιαστικά πλέον ρυθµού 1/2 ή 1/3, αλλά µεγαλύτερου και αυτό έχει επίπτωση στην απόδοση τους. Τα punctured bits δεν βρίσκονται σε διαδοχικές θέσεις, γιατί στην αποκωδικοποίηση θα πρέπει να αναπαραχθούν τυχαία, µε µέση πιθανότητα σφάλµατος 50%, και όπως αναφέραµε και παραπάνω τα λάθη είναι προτιµότερο να µην εµφανίζονται στη σειρά. Η παράµετρος που ελέγχει το µέγιστο επιτρεπόµενο ποσοστό puncturing είναι η PL (Puncturing Limit) και παίρνει τιµές από 0 ως 1. Το ποσοστό αυτό είναι 100x(1-PL)%. Η διαδικασία του Rate Matching εµφανίζεται αρκετά πιο πολύπλοκη στην περίπτωση που χρειάζεται να πολυπλέξουµε διάφορα TrChs (πολλές υπηρεσίες) σε ένα φυσικό κανάλι. Οι πρώτες 7 λειτουργίες, απο το CRC attachment µέχρι το rate matching, παρουσιάζονται στα πιο κάτω παραδείγµατα που βρίσκουν εφαρµογή στα διάφορα transport channels που προσφέρονται στο UMTS. 34

35 Εικόνα 14 - Παράδειγµα για 3.4kbps (εφαρµόζεται στο DCCH) 35

36 Εικόνα 15 - Παράδειγµα για 12.2 kbps data (εφαρµόζεται στο AMR speech) 36

37 Εικόνα 16 - Παράδειγµα για 28.8/57.6 kbps data (εφαρµόζεται στο Modem/Fax) 37

38 Εικόνα 17 - Παράδειγµα για 64/128/144 kbps packet data 38

39 Εικόνα 18 - Παράδειγµα για 384 kbps packet data 39

40 Εικόνα 19 - Παράδειγµα για 64 kbps data (εφαρµόζεται στο ISDN) Πολυπλεξία των Transport Channels Η πολυπλεξία αποτελεί ένα πολύ σηµαντικό κοµµάτι στο UTRAN αφού επιτρέπει την αντιστοίχηση διαφορετικών υπηρεσιών (π.χ. φωνή και σύνδεση δεδοµένων) στο ίδιο dedicated physical channel. Η πιο κάτω εικόνα δείχνει την αρχή λειτουργίας του transport channel multiplexing. 40

41 Εικόνα 20 - Αρχή λειτουργίας του Transport Channel Multiplexing Όπως φαίνεται στο αριστερό µέρος της εικόνας δύο διαφορετικά DCH (dedicated channels) πολυπλέκονται σε ένα CCTrCH (Coded Composite Transport Channel) το οποίο µε την σειρά του αντιστοιχίζεται σε ένα Dedicated Physical Channel. Τα δύο DCH µπορούν να µεταφέρουν υπηρεσίες του ίδιου χρήστη. ηλαδή ο χρήστης µπορεί π.χ. να µιλά και ταυτόχρονα να στέλνει ένα απο το κινητό του. Η πολυπλεξία ουσιαστικά είναι µια σειριακή τοποθέτηση των frames απο όλα τα transport channels που έχουν ενεργοποιηθεί για τον χρήστη όπου τα TrCh προσφέρουν τα δεδοµένα τους ανα 10ms για να τοποθετηθούν µε συγκεκριµένο τρόπο (ανάλογα µε τις ενεργοποιηµένες υπηρεσίες) το ένα δίπλα στο άλλο και να δηµιουργήσουν το CCTrCH. Για το σύστηµα αυτό αποτελεί µεγάλο πλεονέκτηµα καθώς µε αυτό τον τρόπο διαµοιράζει ένα spreading code σε όλες τις υπηρεσίες και κατ επέκταση κάνει καλύτερη διαχείριση της ισχύος εκποµπής. Οι δύο λειτουργίες, του rate matching και του transport channel multiplexing, µπορούν να συνδυαστούν βελτιστοποιώντας έτσι την εκποµπή ειδικά στην περίπτωση όπου ο χρήστης ενεργοποιεί πολλές υπηρεσίες την ίδια στιγµή. Αυτό θα φανεί στο επόµενο παράδειγµα. Παίρνουµε την περίπτωση όπου ο χρήστης χρησιµοποιεί φωνή, σύνδεση δεδοµένων και έλεγχο. Το DCH των 12.2 kbps περιλαµβάνει 3 TrChs µε ΤΤΙ 20 ms. Το DCH των 64 kbps packet data (µε Β=4) περιλαµβάνει 1 TrCh µε TTI 20 ms και το DCH του ελέγχου περιλαµβάνει ένα TrCh µε TTI 40 ms. Αυτό σηµαίνει ότι 41

42 για να είναι δυνατή η πολυπλεξία των καναλιών χρειάζεται να συγκεντρωθούν τα δεδοµένα στο καθένα για διάρκεια ίση µε τη διάρκεια του µεγαλύτερου ΤΤΙ, στη συγκεκριµένη περίπτωση για 40 ms. Πιο απλά για την ολοκλήρωση της πολυπλεξίας απαιτούνται 4 frames των 10 ms για το κάθε κανάλι, άρα 2 TTIs για τη φωνή και το packet data channel και ένα µόνο ΤΤΙ για το κανάλι ελέγχου. Μετά την πολυπλεξία κάθε frame του CCTrCH θα αποτελείται από ένα frame των TrCH#α, TrCH#b, TrCH#c (τα 3 Trch της φωνής), ένα frame του packet data TrCH και ένα frame του control TrCH τοποθετηµένα το ένα δίπλα στο άλλο. Για να είναι το µήκος του σύνθετου frame τέτοιο που να υποστηρίζεται από το σύστηµα πρέπει να προηγηθεί η διαδικασία του Rate Matching. Στην περίπτωση που µελετούµε το συνολικό µήκος του coded composite frame είναι 2634 bits. Ο πιο κάτω πίνακας δίνει την λειτουργία του rate matching. TrCH Μέγεθος frame πριν το rate Matching Αριθµός bit που πρέπει να προστεθούν (repetition) Αριθµός bit που πρέπει να κοπούν (puncturing) #a #b #c kbps packet data Control Σύνολο bits (+82.2%) -234 (-8.89) Μέγεθος frame µετά το Rate Matching Απαιτούµενος spreading factor 8 16 Απο τα στοιχεία του πίνακα φαίνεται καθαρά ότι επιτρέποντας στο σύστηµα ένα puncturing µικρότερο του 10% µπορούµε να εξοικονοµήσουµε διαθέσιµους πόρους του συστήµατος αφού αποκόπτοντας πολύ µικρό αριθµό bits απο κάθε υπηρεσία εκπέµπουµε τα δεδοµένα µε SF µήκους 16 αντί 8. 42

43 ιαχωρισµός των φυσικών καναλιών Στην περίπτωση στην οποία ο απαιτούµενος ρυθµός συµβόλων είναι µεγαλύτερος από 960 ksps (ο µέγιστος ρυθµός που µπορεί να εξυπηρετηθεί από ένα και µόνο PhCH) είναι αναγκαίο το µοίρασµα των δεδοµένων σε δύο ή περισσότερα φυσικά κανάλια. Κάτι τέτοιο σηµαίνει ότι χρησιµοποιούνται διαφορετικοί scrambling codes για το διαχωρισµό των PhCHs nd Interleaving Το δεύτερο interleaving γίνεται και αυτό σε επίπεδο bit, µέσα στα πλαίσια του radio frame. Στην περίπτωση αυτή, όπως και στο πρώτο interleaving, έχουµε έναν block interleaver και η διαδικασία είναι εντελώς ανάλογη. Ο αλγόριθµος που χρησιµοποιείται είναι διαφορετικός αλλά η χρησιµότητα του δεύτερου interleaving είναι πάλι η βελτίωση της αποτελεσµατικότητας της κωδικοποίησης, όπως εξηγήθηκε παραπάνω στην περίπτωση του 1 st interleaving Αντιστοίχηση των φυσικών καναλιών Στο block αυτό προετοιµάζεται η διαδικασία της εκποµπής. Το κάθε radio frame χωρίζεται στα 15 time slots τα οποία είναι πλέον έτοιµα να εκπεµφθούν ένα προς ένα. Εδώ, ανάλογα µε την λειτουργία του διαχωρισµού των φυσικών καναλιών που περιγράφηκε πιο πάνω, τα δεδοµένα αντιστοιχίζονται σε ένα ή περισσότερα physical channels. Στις πιο κάτω εικόνες παρουσιάζονται παραδείγµατα πολυπλεξίας των Transport Channels που εφαρµόζονται στις υπηρεσίες του UMTS: 43

44 Εικόνα 21 - Παράδειγµα που εφαρµόζεται σε standalone DCCH Εικόνα 22 - Παράδειγµα που εφαρµόζεται σε πολυπλεξία φωνής και DCCH Εικόνα 23 - Παράδειγµα που εφαρµόζεται σε πολυπλεξία Modem/Fax και DCCH Εικόνα 24 - Παράδειγµα που εφαρµόζεται σε πολυπλεξία packet data 64/128/144/384kbps και DCCH 44

45 Εικόνα 25 - Παράδειγµα που εφαρµόζεται σε πολυπλεξία ISDN και DCCH Εικόνα 26 - Παράδειγµα που εφαρµόζεται σε πολυπλεξία AMR φωνής, packet data 64/128/144/384kbps και DCCH 3.3. ιεύρυνση του σήµατος (spreading) και διαµόρφωση (modulation) Σε προηγούµενο κεφάλαιο περιγράφηκε η αρχή λειτουργίας του spreading η οποία είναι βασική σε όλα τα συστήµατα CDMA. Στο UTRAN αυτή η λειτουργία αποτελείται απο δύο µέρη: το channelisation και το scrambling. Εικόνα 27 - Channelisation/Scrambling στο UMTS Το spreading στο UTRAN καλείται channelisation. Τα bits δεδοµένων (DPDCH) και ελέγχου (DPCCH) του κάθε χρήστη πολλαπλασιάζονται µε τους αντίστοιχους 45

46 channelisation codes αυξάνοντας έτσι τον ρυθµό δεδοµένων και αυξάνοντας το εύρος ζώνης τους. Μετά το spreading ακολουθεί το scrambling. Αυτό γίνεται µε κύριο σκοπό τον διαχωρισµό των σταθµών βάσης µεταξύ τους. Καθώς το scrambling γίνεται µετά τη διαδικασία του spreading, δεν έχει καµία επίπτωση στο εύρος ζώνης του σήµατος αλλά κάνει τα σήµατα που προέρχονται από διαφορετικές πηγές διαχωρίσιµα µεταξύ τους. Έτσι ακόµα και αν χρησιµοποιείται η ίδια ακολουθία για τη διεύρυνση του φάσµατος (spreading/channelisation) σε δύο διαφορετικούς σταθµούς βάσης, η διάκριση των σηµάτων θα συνεχίσει να είναι δυνατή αφού τα δύο σήµατα θα είναι πολλαπλασιασµένα µε διαφορετικό scrambling code. Καθώς ο ρυθµός chip (chip rate) έχει επιτευχθεί ήδη µε τη χρήση των channelisation κωδίκων, ο ρυθµός συµβόλων µένει ανεπηρέαστος Channelisation Codes Ο διαχωρισµός των χρηστών µέσα στην ίδια κυψέλη γίνεται µε τους channelisation codes. Οι κώδικες αυτοί στηρίζονται στην τεχνική των ορθογωνίων µεταβλητών συντελεστών spreading OVSF (Orthogonal Variable Spreading Factor). Η χρήση τέτοιων κωδίκων επιτρέπει την αλλαγή του spreading factor χωρίς να επηρεάζεται η ορθογωνιότητα ανάµεσα στις κωδικές ακολουθίες. Οι channelisation ακολουθίες είναι Hadamard οι οποίες αν ανακατανεµηθούν δηµιουργούν ένα δέντρο, όπως φαίνεται στην παρακάτω εικόνα. Η χρήση µιας κωδικής ακολουθίας µε ένα SF (spreading factor) αποκλείει τη χρήση όλων αυτών που βρίσκονται δεξιότερα στο δέντρο και άρα έχουν SF µεγαλύτερο από την προηγούµενη. 46

47 Εικόνα 28 - Hadamard tree Ο πιο κάτω πίνακας δείχνει την λειτουργία και τα χαρακτηριστικά των channelisation και scrambling κωδίκων. Χρήση Μήκος Channelisation code Uplink: ιαχωρισµός των καναλιών δεδοµένων και ελέγχου (DPDCHκαι DPCCH) του ίδιου χρήστη Downlink: ιαχωρισµός των downlink συνδέσεων µε διαφορετικούς χρήστες στην ίδια κυψέλη (cell) chips ( µs) Downlink και 512 chips Scrambling code Uplink: ιαχωρισµός χρήστη Downlink: ιαχωρισµός cell Uplink: (1) 10 ms=38400 chips ή (2) 66.7µs=256 chips Η δεύτερη εκδοχή, για εξελιγµένους δέκτες στους σταθµούς βάσης Αριθµός κωδίκων Οικογένεια κωδίκων Spreading Αριθµός κωδίκων κάτω από έναν scrambling code=spreading factor Orthogonal Variable Spreading Factor Ναι, αυξάνει το εύρος ζώνης του σήµατος προς µετάδοση Downlink: 10ms=38400 chips Uplink: Αρκετά εκατοµµύρια Downlink: 512 Μακρύς 10ms κώδικας: Gold code Βραχύς κώδικας: Εκτεταµένη S(2) οικογένεια κωδίκων Όχι, δεν επηρεάζει το εύρος ζώνης του σήµατος προς µετάδοση 47

48 ιαµόρφωση (modulation) Στην εκποµπή από τον κινητό σταθµό στο σταθµό βάσης (uplink) υπάρχουν δύο βασικοί παράγοντες που πρέπει να ληφθούν υπόψη, όσον αφορά την επιλογή της διαµόρφωσης και της µεθόδου διεύρυνσης του φάσµατος (spreading). Η αποτελεσµατικότητα του ενισχυτή της συσκευής επικοινωνίας του χρήστη (terminal amplifier efficiency) και η κατά το δυνατόν έλλειψη ηχητικής παρεµβολής εξαιτίας της εκποµπής του χρήστη. Η ασυνεχής εκποµπή µπορεί να προκαλέσει ηχητική παρεµβολή σε ακουστική συσκευή κοντά στη συσκευή του χρήστη. Αυτό βέβαια είναι τελείως διαφορετικό από την ηλεκτροµαγνητική παρεµβολή στο µέσο διάδοσης, τον αέρα. Αποτελεί µεν ενόχληση για το χρήστη, αλλά δεν επηρεάζει τη λειτουργία του συστήµατος προκαλώντας, για παράδειγµα, µείωση της χωρητικότητας του διαύλου επικοινωνίας. Στην λειτουργία του GSM είναι άλλωστε γνωστός ο χαρακτηριστικός ήχος της ηχητικής αυτής παρεµβολής σε συσκευές που βρίσκονται σε µικρή απόσταση και δεν είναι σωστά προστατευµένες. Η συχνότητα της παρεµβολής αυτής είναι τα 217 Hz, µέσα δηλαδή στο φάσµα ακουστικών συχνοτήτων του ανθρώπου, και καθορίζεται από τη συχνότητα των frames στο GSM (frame frequency). Η ίδια ακριβώς κατάσταση ενδέχεται να εµφανίζεται και σε ένα CDMA σύστηµα, για την περίπτωση π.χ. της φωνής. Κατά τις περιόδους σιωπής (DTX period) δεν υπάρχουν bits προς µετάδοση, παρά µόνο πληροφορία για τη διατήρηση της σύνδεσης όπως είναι το power control, µε ρυθµό 1.5 khz. Αυτό όµως θα προκαλούσε ηχητική παρεµβολή στο µέσο του ηχητικού φάσµατος της φωνής. Έτσι λοιπόν στο UMTS δεν χρησιµοποιείται πολυπλεξία στο χρόνο, µε αποτέλεσµα την ασυνεχή µετάδοση, αλλά I-Q code διαµόρφωση. Η συνεχής µετάδοση που επιτυγχάνεται φαίνεται στην πιο κάτω εικόνα. Καθώς οι πληροφορίες ελέγχου (pilot και power control) διατηρούνται σε ξεχωριστό συνεχές κανάλι (DPCCH) δεν εµφανίζονται εκποµπές παλµών. 48

49 Εικόνα 29 - Συνεχής µετάδοση στο UTRAN Η µέση παρεµβολή στους άλλους συνδροµητές καθώς και η χωρητικότητα της κυψέλης είναι ακριβώς ίδιες και στις δύο περιπτώσεις (πολυπλεξία στον χρόνο και I/Q διαµόρφωση). Το ίδιο συµβαίνει και µε την ποιότητα της σύνδεσης, εφόσον βέβαια η ενέργεια κατανέµεται ίσα στο πιλοτικό και power control σήµα. Για την επίτευξη της όσο το δυνατό µεγαλύτερης αποδοτικότητας του ενισχυτή της συσκευής του χρήστη, είναι αναγκαία η ελαχιστοποίηση του λόγου µέγιστης προς µέσης εκπεµπόµενης ισχύος (peak-to-average ratio, PAR). Αυτό δίνει τη δυνατότητα να αξιοποιηθεί τέλεια η ικανότητα µετασχηµατισµού ενέργειας του ενισχυτή µε ανάλογο όφελος στο µέγιστο χρόνο οµιλίας, που προσφέρει η µπαταρία του κινητού. Με την I-Q code πολυπλεξία, που αποκαλείται και dualchannel QPSK διαµόρφωση, τα επίπεδα ισχύος των DPDCH και DPCCH είναι τυπικά διαφορετικά, ειδικά στην περίπτωση που ο ρυθµός δεδοµένων αυξάνει. Αυτό σε ακραίες περιπτώσεις µπορεί να οδηγήσει σε µετάδοση BPSK, όταν οι δύο κλάδοι µεταδίδονται ανεξάρτητα. Για την αποφυγή αυτού του ενδεχοµένου µετά το spreading, που γίνεται µε τους channelisation κώδικες, ακολουθεί η διαδικασία του scrambling µε κωδικές ακολουθίες που παίρνουν µιγαδικές τιµές. Η συγκέντρωση του σήµατος πριν το µιγαδικό scrambling φαίνεται στην παρακάτω εικόνα. Εικόνα 30 - Συγκέντρωση σήµατος πριν το scrambling 49

50 Η εκποµπή των δύο παράλληλων καναλιών DPDCH και DPCCH οδηγεί σε εκποµπή µε πολλαπλούς κώδικες η οποία αυξάνει το PAR. Στην πιο πάνω εικόνα το PAR αλλάζει όταν το G (σχετικός παράγοντας κέρδους ανάµεσα στα DPDCH και DPCCH) αλλάζει. Με τη χρήση της I-Q code διαµόρφωσης που φαίνεται στην εικόνα 31 η αποδοτικότητα του ενισχυτή παραµένει σε γενικές γραµµές η ίδια µε το ισοσταθµισµένο QPSK. Οι scrambling κωδικές ακολουθίες σχηµατίζονται µε τέτοιο τρόπο, ώστε η στροφή ανάµεσα σε δύο διαδοχικά chips του ίδιου συµβόλου να µην ξεπερνούν κατά απόλυτη τιµή τις 90 ο. Η πλήρης διαφορά φάσης των 180 ο µπορεί να συµβεί µόνο ανάµεσα σε δύο διαφορετικά σύµβολα. Αυτή η µέθοδος µειώνει ακόµα περισσότερο τον PAR σε σχέση µε την QPSK διαµόρφωση. Εικόνα 31 - I-Q code διαµόρφωση Η αποδοτικότητα του ενισχυτή ισχύος της συσκευής του χρήστη παραµένει σταθερή ανεξάρτητα από την τιµή του G. Αυτό φαίνεται στην εικόνα 32 όπου η συγκέντρωση του σήµατος, είτε οι σταυροί είτε οι κύκλοι, είναι η ίδια µε του στραµµένου QPSK για όλες τις τιµές του G. Η λύση της I-Q code διαµόρφωσης µε µιγαδική scrambling κωδική ακολουθία συντελεί σε λόγο µέγιστης προς µέση ισχύ του ενισχυτή ανεξάρτητη από τη διαφορά ισχύος των DPDCH και DPCCH. Η ισχύς του DPDCH τίθεται στο 1, ενώ του DPCCH παίρνει τις τιµές από 1/15 ως 1 κβαντισµένες σε 4-bit λέξεις, δηλαδή 15 τιµές (εκτός της τιµής 0). 50

51 Εικόνα 32 - Συγκέντρωση σήµατος στην I-Q διαµόρφωση Συγκρινόµενο µε το GSM, το οποίο χρησιµοποιεί διαµόρφωση GMSK (Gaussian Minimum Shift Keying) το UMTS εµφανίζει χειρότερη συµπεριφορά όσον αφορά την αποδοτικότητα του ενισχυτή της συσκευής του χρήστη. Αυτό οφείλεται στη σταθερή περιβάλλουσα του σήµατος στο GSM καθώς επίσης και στην narrowband φύση του σήµατος, η οποία κάνει πιο εύκολη την υλοποίηση ενός ικανοποιητικά γραµµικού ενισχυτή στο σχετικά περιορισµένο εύρος συχνοτήτων λειτουργίας. Από την άλλη όµως πλευρά το UMTS χρησιµοποιεί fast power control για το uplink, µε αποτέλεσµα τη µείωση της µέσης εκπεµπόµενης ισχύος και άρα την εξοικονόµηση της ενέργειας της µπαταρίας, άρα και της αυτονοµίας της συσκευής. Αν τέλος αντί για την I-Q code πολυπλεξία των καναλιών πληροφορίας και ελέγχου είχαν χρησιµοποιηθεί δύο παράλληλοι κώδικες, τότε σε χαµηλούς ρυθµούς πληροφορίας, όπως στην περίπτωση που έχουµε µόνο φωνή, το DPCCH θα είχε σηµαντική ισχύ σε σχέση µε το DPDCH, ακόµα και 50% µε αποτέλεσµα την αύξηση του λόγου της µέγιστης προς της µέσης εκπεµπόµενης ισχύος. Στην εικόνα 31 φαίνεται η διαδικασία στην απλή περίπτωση του ενός DPDCH. Στην εικόνα 33 φαίνεται η πολύπλοκη περίπτωση όπου µπορούµε να έχουµε 6 DPDCH. Παρατηρούµε ότι τα DPDCHν (1<ν<6) πρώτα πολλαπλασιάζονται µε τους channelisation codes cd, cc και στην συνέχεια µε τους συντελεστές κέρδους βc βd που βοηθούν στην διαµόρφωση της συγκέντρωσης των συµβόλων του I/Q σήµατος όπως περιγράφηκε πιο πάνω. Ανα πάσα στιγµή ένας απο τους δύο συντελεστές β έχει τιµή 1 ενώ ο άλλος παίρνει µία απο τις 15 κβαντισµένες τιµές απο 1/15 µέχρι 1. 51

52 Οι channelisation κώδικες cc (για το DPCCH) έχουν σταθερό µήκος 256 ενώ οι channelisation κώδικες cd (για τα DPDCH) µπορούν να πάρουν τιµές απο 4 µέχρι 256. Έτσι λοιπόν η uplink µετάδοση συνίσταται στην µετάδοση του ενός DPCCH (µε SF=256) και των ενός ή περισσοτέρων (µέχρι 6) DPDCHs µε SF που παίρνει τιµή από 256 ως 4. Τα HS-DPCCH που φαίνονται στο σχήµα δεν είναι υποχρεωτικό να υπάρχουν και µπορούµε να τα παραβλέψουµε για τους σκοπούς αυτής της εργασίας. Εικόνα 33 - I-Q code διαµόρφωση στην περίπτωση πολλαπλών DPDCH 52

53 Μετά τις διαδικασίες του channelisation, του πολλαπλασιασµού µε τους συντελεστές βάρους και του spreading η διαµόρφωση συνεχίζεται σύµφωνα µε την εικόνα 34. Το φίλτρο της διαµόρφωσης είναι ένα φίλτρο ανυψωµένου συνηµιτόνου (RRC Root Raised Cosine) µε απόκριση RC o (t): όπου α=0.22 και η διάρκεια του chip Τc = 1/chip rate ms Εικόνα 34 - ιαµόρφωση στο UTRAN Η µέγιστη ισχύς εκποµπής του κινητού σταθµού καθορίζονται απο 4 Power Classes σύµφωνα µε τον πιο κάτω πίνακα: Power Class Μέγιστη Ισχύς Εκποµπής Ανεκτικότητα dbm +1/-3 dbm dbm +1/-3 dbm dbm +1/-3 dbm dbm ±2 dbm 53

54 Έλεγχος Ισχύος (Power control) Στο UMTS τα δύο κρίσιµα στοιχεία τα οποία πρέπει να λαµβάνονται υπόψιν για την σωστή λειτουργία του συστήµατος (σε επίπεδο κελιού) είναι οι κώδικες scrambling (όπου ο κάθε χρήστης θα πρέπει να χρησιµοποιεί αποκλειστικά έναν κώδικα OSVF) και η ισχύς που χρησιµοποιεί ο κάθε χρήστης για να εκπέµψει τα δεδοµένα του. Στο επίπεδο ενός κελιού παρατηρείται η περίπτωση όπου ένας και µόνο χρήστης µε αυξηµένη ισχύ εκποµπής µπορεί να µπλοκάρει ολόκληρο το κελί δηµιουργώντας παρεµβολή σε όλους τους υπόλοιπους. Γι αυτό τον λόγο στο UTRAN εισάγεται ένας µηχανισµός που µπορεί σε πολύ µικρά χρονικά διαστήµατα να ελέγχει την ισχύ µε την οποία εκπέµπει ο σταθµός. Ο µηχανισµός αυτός ονοµάζεται Έλεγχος Ισχύος Κλειστού Βρόγχου (Closed Loop Power Control). Στον έλεγχο ισχύος κλειστού βρόχου στο uplink ο σταθµός βάσης εκτιµά συχνά το λαµβανόµενο λόγο σήµατος προς θόρυβο (Signal to Interference ratio-sir) και το συγκρίνει µε ένα SIR στόχο (SIR target). Εάν το µετρούµενο SIR είναι υψηλότερο από το στόχο, ο σταθµός βάσης θα δώσει εντολή στον κινητό σταθµό να µειώσει την εκπεµπόµενη ισχύ του, αντίθετα εάν είναι χαµηλότερο από το στόχο θα δώσει εντολή να αυξήσει την εκπεµπόµενη ισχύ του. Αυτός ο κύκλος µέτρησης-εντολής-αντίδρασης εκτελείται 1500 φορές το δευτερόλεπτο (1.5 KHz) για κάθε κινητό σταθµό και εποµένως εκτελείται γρηγορότερα από οποιαδήποτε µεταβολή θα µπορούσε να συµβεί στο κανάλι, γρηγορότερα ακόµα και από τις γρήγορες διαλείψεις Raleigh για µικρές ταχύτητες κινητών. Έτσι ο γρήγορος έλεγχος ισχύος κλειστού βρόχου θα αποτρέψει οποιαδήποτε ανισορροπία ισχύος ανάµεσα σε όλα τα σήµατα στο uplink που φθάνουν στο σταθµό βάσης. Η λειτουργία του γρήγορου ελέγχου ισχύος φαίνεται στην πιο κάτω εικόνα: 54

55 Εικόνα 35 - Έλεγχος Ισχύος Κλειστού Βρόγχου Παράλληλα µε τον έλεγχο ισχύος κλειστού βρόχου αναφέρονται ακόµα δύο βρόχοι ελέγχου που συνδέονται µε αυτόν, ο έλεγχος ισχύος εξωτερικού βρόχου και ο έλεγχος ισχύος ανοικτού βρόχου. Ο στόχος του ελέγχου ανοικτού βρόχου είναι να βεβαιώσει ότι οι καινούριες συνδέσεις πραγµατοποιούνται προκαλώντας ελάχιστη παρεµβολή. Ο έλεγχος ισχύος εξωτερικού βρόχου καθορίζει τον λόγο σήµατος προς παρεµβολή (SIR) που πρέπει να πετύχει ο κινητός σταθµός σύµφωνα µε τις ανάγκες της εκάστοτε σύνδεσης και στοχεύει σε σταθερή ποιότητα, συνήθως ταυτιζόµενη µε σταθερή πιθανότητα σφάλµατος bit ( bit error rate-ber) ή µε σταθερή πιθανότητα σφάλµατος frame (frame error rate-fer). Γιατί να υπάρχει ανάγκη για αλλαγή του SIR; Το απαιτούµενο SIR για να πετύχουµε για παράδειγµα FER=1% εξαρτάται από την ταχύτητα του κινητού και την κατανοµή των πολλαπλών οδεύσεων. Εάν ορίζαµε το επιθυµητό SIR για τη χειρότερη περίπτωση, π.χ. για υψηλή ταχύτητα κινητού, τότε θα σπαταλούσαµε ισχύ για συνδέσεις σε χαµηλές ταχύτητες. Εποµένως, το καλύτερο που µπορεί να γίνει είναι να αφήσουµε το επιθυµητό SIR να κυµαίνεται γύρω από την ελάχιστη τιµή που ικανοποιεί την απαιτούµενη ποιότητα. Το επιθυµητό SIR θα µεταβάλλεται µε το χρόνο, όπως φαίνεται στην εικόνα 36, καθώς η ταχύτητα και το περιβάλλον 55

56 διάδοσης αλλάζουν. Ο έλεγχος εξωτερικού βρόχου υλοποιείται συνήθως µε ένα δείκτη αξιοπιστίας που προσαρτά ο σταθµός βάσης στο frame κάθε χρήστη όπως τον έλεγχο CRC που εξάγεται µετά την αποκωδικοποίηση του εκάστοτε frame. Όταν διαπιστωθεί µείωση της ποιότητας επικοινωνίας, το RNC (Radio Network Controller) θα δώσει εντολή στο σταθµό βάσης να αυξήσει το επιθυµητό SIR κατά µία συγκεκριµένη τιµή. Η λειτουργία του ελέγχου ισχύος εξωτερικού βρόγχου φαίνεται στο πιο κάτω σχήµα: Εικόνα 36 - Έλεγχος Ισχύος Εξωτερικού Βρόγχου Έλεγχος Ισχύος Κλειστού Βρόγχου (Closed Loop Power Control/Fast Power Control) Στην παράγραφο αυτή παρουσιάζονται παραδείγµατα από τα οφέλη του γρήγορου ελέγχου ισχύος. Το συγκεκριµένο παράδειγµα αναφέρεται σε υπηρεσία φωνής των 8 Kbps µε FER=1% και 10 ms interleaving, ενώ το βήµα του ελέγχου ισχύος είναι 1 db. Ο αργός έλεγχος ισχύος υποθέτει ότι η µέση ισχύς διατηρείται σταθερή σε επιθυµητό επίπεδο και ότι είναι ικανός να αντισταθµίσει τις απώλειες 56

57 τις ζεύξης και τη σκίαση (shadowing), ενώ ο γρήγορος έλεγχος ισχύος µπορεί να αντισταθµίσει παράλληλα και τις γρήγορες διαλείψεις. Επιπλέον στο σταθµό βάσης θεωρούµε διαφορική λήψη δύο κλάδων. Ο χρήστης µε όχηµα Α επικοινωνεί µέσω καναλιού 5 διοδεύσεων, και ο χρήστης (πεζός) Β µέσω καναλιού µε δύο διοδεύσεις, από τις οποίες η δεύτερη είναι πολύ ασθενής. Στους 2 πίνακες που ακολουθούν καταγράφονται η απαιτούµενη σηµατοθορυβική σχέση E b /N o και η σχετική ισχύ εκποµπής µε και χωρίς γρήγορο έλεγχο ισχύος: Αργός Έλεγχος Ισχύος Γρήγορος Έλεγχος Ισχύος Κέρδος Πεζός 3 km/h Όχηµα 3 km/h Όχηµα 50 km/h E b /N o µε και χωρίς γρήγορο έλεγχο ισχύος Αργός Έλεγχος Ισχύος Γρήγορος Έλεγχος Ισχύος Κέρδος Πεζός 3 km/h Όχηµα 3 km/h Όχηµα 50 km/h Σχετική ισχύς εκποµπής µε και χωρίς γρήγορο έλεγχο ισχύος Για τον πεζό χρήστη (3Km/h) έχουµε ένα κέρδος 5.8dΒ στη σηµατοθορυβική σχέση και 3.6dB στην ισχύ εκποµπής. Αντίστοιχα για χρήστη που κινείται µε όχηµα ταχύτητας 3 Km/h το E b /N o παρουσιάζει κέρδος 1.8dΒ και η ισχύς εκποµπής 1dB. Τέλος για χρήστη που κινείται µε όχηµα ταχύτητας 50 Km/h η σηµατοθορυβική σχέση παρουσιάζει κέρδος -0.5dΒ ενώ η ισχύς εκποµπής κέρδος - 0.8dΒ. Ο γρήγορος έλεγχος ισχύος δίνει καθαρό κέρδος, όπως φαίνεται παραπάνω και είναι µεγαλύτερο για : χαµηλές ταχύτητες κινητού από ότι για υψηλές στο απαιτούµενο E b /N o από ότι σε ισχύ εκποµπής 57

58 εκείνες τις περιπτώσεις όπου είναι διαθέσιµη διαφορική λήψη λίγων διοδεύσεων, όπως για παράδειγµα για πεζούς χρήστες Επιπλέον τα αρνητικά κέρδη για την ταχύτητα των 50 Km/h υποδηλώνουν ότι ένας ιδανικός αργός έλεγχος ισχύος θα έδινε καλύτερα αποτελέσµατα από τον γρήγορο έλεγχο ισχύος και οφείλονται στις ανακριβείς εκτιµήσεις της σηµατοθορυβικής σχέσης, στα λάθη του ελέγχου κατά τη σηµατοδοσία και στην καθυστέρηση στο βρόχο ελέγχου. Η αύξηση ισχύος είναι πολύ σηµαντικό θέµα στο WCDMA. Στο uplink η εκπεµπόµενη ισχύς καθορίζει το ποσό της παρεµβολής στις γειτονικές κυψέλες και η λαµβανόµενη ισχύς την παρεµβολή σε άλλους χρήστες της ίδιας κυψέλης. Εάν για παράδειγµα υπήρχε µόνο µία κυψέλη σε µία περιοχή, η χωρητικότητα της κυψέλης στο uplink θα γινόταν µέγιστη, ελαχιστοποιώντας την απαιτούµενη λαµβανόµενη ισχύ και η αύξηση της ισχύος δεν θα επηρέαζε την χωρητικότητα. Στην πραγµατικότητα ωστόσο ενδιαφερόµαστε στα δίκτυα κυψελωτής τηλεφωνίας, τόσο για την εκπεµπόµενη, όσο και για τη λαµβανόµενη ισχύ, καθώς οι κυψέλες δεν είναι εντελώς αποµονωµένες µεταξύ τους και η εκπεµπόµενη ισχύς της µίας επηρεάζουν την παρεµβολή της άλλης Έλεγχος ισχύος ανοικτού βρόγχου (Open Loop Power Control) Ο έλεγχος ισχύος ανοικτού βρόχου χρησιµοποιείται στο uplink για να ελαχιστοποιήσει την παρεµβολή κατά τη δηµιουργία νέων συνδέσεων. Τη στιγµή που επιχειρείται νέα σύνδεση θεωρείται ότι το σύστηµα βρίσκεται σε ισορροπία και πως όλοι οι συνδροµητές εκπέµπουν µε την ελάχιστη απαιτούµενη ισχύ ο καθένας. Τότε ο κινητός σταθµός του συνδροµητή που επιχειρεί τη νέα σύνδεση µετρά την ισχύ των pilot bits, ενώ παράλληλα «διαβάζει» από το κανάλι µετάδοσης (broadcast channel) το επίπεδο παρεµβολής της κυψέλης εκείνη τη στιγµή. Γίνεται µε αυτόν τον τρόπο µια εκτίµηση της ελάχιστης απαιτούµενης ισχύος προς εκποµπή. Στην συνέχεια η υπολογισµένη αυτή ισχύς αυξάνεται γραµµικά έως ότου σταλεί η εντολή από το σταθµό βάσης για έναρξη της 58

59 επικοινωνίας, εφόσον η υπολογισµένη ισχύς θα ικανοποιήσει τον συνδροµητή και δεν θα προκαλέσει αυξηµένη παρεµβολή στο δίκτυο. ιαφορετικά εάν µετά από έναν καθορισµένο αριθµό προσπαθειών ο σταθµός βάσης θα απορρίψει τον συνδροµητή Έλεγχος ισχύος εξωτερικού βρόχου (Outer loop power control) Ο έλεγχος ισχύος εξωτερικού βρόχου είναι απαραίτητος για τη διατήρηση της ποιότητας της επικοινωνίας στα επιθυµητά επίπεδα, καθορίζοντας το στόχο για τον γρήγορο έλεγχο ισχύος. Ο εξωτερικός βρόχος στοχεύει στο να παρέχει την απαιτούµενη ποιότητα ούτε χειρότερα, ούτε καλύτερα. Υπερβολικά καλή ποιότητα θα είχε ως αποτέλεσµα τη σπατάλη χωρητικότητας. Η γενική λειτουργία του εξωτερικού βρόχου απεικονίζεται στο σχήµα 5.7. Η ποιότητα στο uplink παρακολουθείται µετά τη διαφορική λήψη από το διαχειριστή του δικτύου και το νέο επιθυµητό SIR στέλνεται στο σταθµό βάσης. Η συχνότητα του γρήγορου ελέγχου ισχύος είναι 1.5 KHz και η συχνότητα του εξωτερικού βρόχου συνήθως Hz. Ένας γενικός αλγόριθµος για τον εξωτερικό βρόχο παρουσιάζεται στην πιο κάτω εικόνα: Εικόνα 37 - Αλγόριθµος εξωτερικού βρόγχου 59

60 Ο εξωτερικός βρόχος ελέγχου ισχύος παρακολουθεί το CRC των transport blocks µετά τον δέκτη Rake και αλλάζει το Sir Target ώστε να διατηρείται η ποιότητα της επικοινωνίας στα επιθυµητά επίπεδα. Το Sir Target µπορεί να κυµαίνεται µεταξύ µίας ελάχιστης και µίας µέγιστης τιµής: Όπου: sirmin <= SIRtarget <= sirmax sirmin είναι µία παράµετρος που µπορεί να οριστεί ανάµεσα στα -8.2 και 17.3 db. sirmax είναι µία παράµετρος που µπορεί να οριστεί ανάµεσα στα -8.2 και 17.3 db. Στο πιο κάτω σχήµα περιγράφεται ο αλγόριθµος του ελέγχου ισχύος εξωτερικού βρόχου. Η εξίσωση εξωτερικού βρόχου είναι αυτή που φαίνεται στο παρακάτω σχήµα, όπου: sirmin<=sirtarget<=sirmax UPDOWNSTEPRATIO = (1/blerQualityTargetUI 0.5)-1, όπου ΒlerQualityTargetUI=-63 έως 0 µε βήµα 1%.Συνήθης τιµή 0.01 για όλες τις υπηρεσίες. UPDOWNSTEPRATIO=199. ulsirstep = 0 έως 50 µε βήµα 0.1 db. X = Πλήθος Transport blocks µε CRC OK. Z = Πλήθος όλων των λαµβανόµενων Transport blocks. Υ = Transport blocks µε CRC Negative. 60

61 4. Ο δέκτης στο UMTS 61

62 4.1. Κανάλια µε πολλαπλές διοδεύσεις Η µετάδοση του σήµατος σε ένα σύστηµα κινητής τηλεφωνίας, αν εξεταστεί από φυσική σκοπιά συνεπάγεται πολλαπλές ανακλάσεις, σκεδάσεις και εξασθένιση του υφιστάµενου ηλεκτροµαγνητικού κύµατος. Αυτό είναι αποτέλεσµα των φυσικών εµποδίων που συναντά το κύµα, όπως κτίρια, λόφοι, δέντρα κ.τ.λ. Το αποτέλεσµα είναι ότι το κύµα ακολουθεί διαφορετικές διαδροµές διάδοσης µέχρι να φτάσει στον προορισµό του. Θα µας απασχολήσουν δύο από τις επιδράσεις των πολλαπλών διοδεύσεων: 1. Η ενέργεια του σήµατος (για παράδειγµα η ενέργεια ενός chip µιας CDMA κυµατοµορφής) µπορεί να φτάσει στο δέκτη σε διακριτές από το δέκτη χρονικές στιγµές. Το λαµβανόµενο σήµα απλώνεται στο χρόνο σύµφωνα µε ένα Power Delay Profile (PDP) όπως φαίνεται στην εικόνα 38. Το PDP εκτείνεται από 1 ως 2 µs για τυπικές αστικές και ηµιαστικές περιοχές, αλλά µπορεί να φτάσει σε ορισµένες περιπτώσεις όπως λοφώδεις εκτάσεις και τα 20µs. Για 3.84 Mcps η διάρκεια του chip είναι 0.26 µs. Εποµένως ο δέκτης του UMTS µπορεί να διαχωρίσει διοδεύσεις που απέχουν τουλάχιστον κατά 0.26 µs ως προς την άφιξη τους. Αν θεωρήσουµε ηλεκτροµαγνητικά κύµατα που διαδίδονται µε την ταχύτητα του φωτός, τότε η απόσταση δύο διοδεύσεων αρκεί να είναι 78m (ταχύτητα του φωτός επί διάρκεια chip). Για ένα ρυθµό chip της τάξεως του 1 Mcps, όπως στο IS-95, η απόσταση αυτή πρέπει να είναι τουλάχιστον 300m, και στο GSM µε ένα εύρος ζώνης 200 khz τουλάχιστον 1500m. Από τα παραπάνω φαίνεται ότι ακόµα και στο IS-95, ένα σύστηµα που χρησιµοποιεί CDMA τεχνική, ο διαχωρισµός των διοδεύσεων δεν είναι εφικτός σε µικρές κυψέλες (πόσο µάλλον στο GSM). 2. Για µία συγκεκριµένη χρονική καθυστέρηση υπάρχουν συνήθως πολλές διοδεύσεις οι οποίες δεν µπορούν να διαχωριστούν. Ο δέκτης σε αυτή την περίπτωση ανιχνεύει το συνολικό τους 62

63 αποτέλεσµα. Έτσι για παράδειγµα αν στο δέκτη φτάνουν δύο διοδεύσεις µε διαφορά φάσης π/2, που σε απόσταση ισοδυναµεί µε µισό µήκος κύµατος, άρα 7cm στα 2GHz η µία τείνει να αναιρέσει την άλλη, ανάλογα και µε το σχετικό τους πλάτος. Η διαδικασία αυτή γίνεται πιο εύκολα αντιληπτή αν τη φανταστεί κανείς σαν το διανυσµατικό άθροισµα στρεφόµενων διανυσµάτων, µε το πλάτος τους να εξαρτάται από την απόσβεση της µετάδοσης και τη φάση τους να σχετίζεται µε τη χρονική καθυστέρηση λόγω της µη απευθείας διάδοσης (Line Of Site). Εικόνα 38 - Power Delay Profile Η εικόνα 39 δείχνει ένα παράδειγµα γρήγορων διαλείψεων (fast fading), όπου παριστάνεται η λαµβανόµενη ενέργεια του σήµατος για µια συγκεκριµένη χρονική καθυστέρηση, καθώς ο χρήστης κινείται. Φαίνεται ότι η λαµβανόµενη ισχύς µπορεί να πέσει αισθητά, ακόµα και κατά db, όταν εµφανίζεται ακύρωση της φάσης εξαιτίας των πολλαπλών οδεύσεων. Εξαιτίας του τρόπου δηµιουργίας των φαινοµένων σκέδασης και ανάκλασης των ηλεκτροµαγνητικών κυµάτων οι διαλείψεις εµφανίζονται τάξης µεγέθους πιο συχνά από τις αλλαγές του µέσου PDP. Οι στατιστικές ιδιότητες της λαµβανόµενης ισχύος του σήµατος περιγράφονται συνήθως µε αρκετή ακρίβεια από Rayleigh κατανοµή. Αυτά τα βυθίσµατα της ενέργειας που φτάνει στο δέκτη κάνουν δύσκολη τη σωστή ανίχνευση του σήµατος. Αντισταθµιστικά µέτρα πρέπει να ληφθούν, έτσι ώστε να 63

64 µειωθεί το ποσοστό των λαθών και να επιτευχθεί η απαιτούµενη ποιότητα για την κάθε υπηρεσία. Εικόνα 39 - Κανάλι γρήγορων διαλείψεων Στο UMTS οι γρήγορες διαλείψεις αντιµετωπίζονται ως ακολούθως: Η ενέργεια του σήµατος που εξαιτίας των διαφόρων φυσικών φαινοµένων φτάνει µε καθυστέρηση στο δέκτη, συνδυάζεται µέσω ενός Rake δέκτη, που έχει 2 ή παραπάνω δέκτες συσχέτισης (correlation receivers που ονοµάζονται fingers ). Η συσχέτιση που πραγµατοποιεί το κάθε finger, γίνεται στις χρονικές στιγµές που φτάνει σηµαντική ενέργεια στο δέκτη. Σε συνδυασµό µε το δέκτη Rake χρησιµοποιείται και γρήγορος έλεγχος ισχύος (fast power control). Η ισχυρή κωδικοποίηση σε συνδυασµό µε την αλλαγή της σειράς των bit, έτσι ώστε τα λάθη να εµφανίζονται όσο το δυνατόν µε µεγαλύτερη τυχαιότητα (interleaving) και η χρήση πρωτοκόλλων αναµετάδοσης, βοηθούν στη βελτίωση του BER (bit error rate), άρα και στην ποιότητα επικοινωνίας. Τα χαρακτηριστικά της µετάδοσης, όπως περιγράφηκαν παραπάνω, οδηγούν στην ακόλουθη διαδικασία λήψης του CDMA σήµατος: 64

65 Προσδιορισµός των χρονικών καθυστερήσεων στις οποίες σηµαντική ισχύς φτάνει στο δέκτη και συγχρονισµός των δεκτών συσχέτισης στα µέγιστα αυτά. Οι διοδεύσεις εµφανίζονται τυπικά ανά χρονικές στιγµές της διάρκειας ¼ µε ½ του chip και το PDP ανανεώνεται µε ένα ρυθµό της τάξης µερικών δεκάδων ms. Σε κάθε δέκτη συσχέτισης εκτιµάται η γρήγορα µεταβαλλόµενη φάση και το κέρδος του καναλιού εξαιτίας της διαδικασία του fast fading και αναιρείται η επίδρασή τους στο µεταδιδόµενο σήµα. Αυτή η διαδικασία οφείλει να είναι πολύ γρήγορη, µε ένα ρυθµό ανανέωσης του 1ms ή λιγότερο. Τα σήµατα εξόδου του κάθε δέκτη συσχέτισης συνδυάζονται και το τελικό σήµα οδηγείται στον αποδιαµορφωτή και τελικά στον ανιχνευτή, που αποφασίζει ποια ήταν η πληροφορία που µεταδόθηκε. Έτσι έχουµε τα εκτιµώµενα bit πληροφορίας µετά την κωδικοποίηση. Μετά τον αποκωδικοποιητή και τη διόρθωση κάποιων εκ των εµφανιζόµενων λαθών, καθώς και µια σειρά από άλλες διαδικασίες που θα περιγραφούν στη συνέχεια, παίρνουµε την εκτίµηση για τα καθαρά bit πληροφορίας. Οι µέθοδοι µε τις οποίες µπορεί να συνδυαστεί η πληροφορία για το µεταδιδόµενο σήµα από τις εξόδους του κάθε δέκτη συσχέτισης είναι βασικά τρεις: 1. Επιλογή του καλύτερου σήµατος (selection diversity) Στην λήψη επιλέγεται ο δέκτης συσχέτισης µε τα καλύτερα χαρακτηριστικά του σήµατος ως προς το θόρυβο και την παρεµβολή. 2. Απλή αθροιστική λήψη (equal gain combining) Όλα τα σήµατα εξόδου (από τους δέκτες συσχέτισης) αθροίζονται διανυσµατικά, αφού πρώτα αφαιρεθεί η επίδραση που έχει στη φάση τους το κανάλι. 3. Αθροιστική λήψη µε συντελεστές βάρους (maximal ratio combining) Πρόκειται στην ουσία για ένα συνδυασµό των παραπάνω µεθόδων. Όλα τα σήµατα αξιοποιούνται, αλλά αυτά που έχουν καλύτερα χαρακτηριστικά παίζουν µεγαλύτερο ρόλο στη δηµιουργία του τελικού σήµατος που οδηγείται στον ανιχνευτή. Αυτό επιτυγχάνεται πολλαπλασιάζοντας το κάθε σήµα µε ένα συντελεστή βάρους, αφαίρεση της φάσης του καναλιού και διανυσµατική άθροιση όλων των σηµάτων. Ο συντελεστής βάρους δεν είναι τίποτα άλλο από το κέρδος του καναλιού στην κάθε περίπτωση. 65

66 Όπως ενδεχοµένως είναι λογικό η Maximal Ratio Combining (MRC) µέθοδος έχει καλύτερα αποτελέσµατα από τις άλλες δύο και είναι αυτή που χρησιµοποιείται στο UMTS. Για την εκτίµηση της στιγµιαίας φάσης και πλάτους του καναλιού το UMTS χρησιµοποιεί πιλοτικά bits, δηλαδή bits που ξέρει εκ των προτέρων ο δέκτης. Από τη λήψη τους µε επεξεργασία βλέπει την επίδραση του καναλιού στο σήµα και την χρησιµοποιεί στα fingers του δέκτη Rake. Στο ακόλουθο σχήµα φαίνεται η αρχή λειτουργίας του MRC Λειτουργία του δέκτη Η βασική αρχή λειτουργίας του δέκτη Rake είναι η χρησιµοποίηση 1 έως 6 δεκτών συσχέτισης (fingers) συγχρονισµένων στις χρονικές στιγµές που λαµβάνεται σηµαντική ισχύς. Έτσι το σύστηµα επιτυγχάνει µέχρι εξαπλή διαφορική λήψη, και καταφέρνει να αυξήσει την ισχύ του λαµβανόµενου σήµατος µε άµεση επίπτωση στην πιθανότητα σφάλµατος. Το κάθε finger πολλαπλασιάζεται µε το κέρδος του καναλιού και έπειτα αναιρείται η επίδραση του καναλιού στη φάση του σήµατος. Πρακτικά αυτό επιτυγχάνεται µε πολλαπλασιασµό της λαµβανόµενης ακολουθίας chip µε το συζυγή της κρουστικής του απόκρισης. Η κρουστική απόκριση του καναλιού στην πραγµατικότητα δεν είναι γνωστή στο δέκτη, αλλά εκτιµάται µέσα από τα πιλοτικά bit του DPCCH. Στην προσοµοίωση θεωρείται πως η κρουστική απόκριση του καναλιού είναι απόλυτα γνωστή µε τη δυνατότητα να εισάγεται ποσοστό λάθους τόσο στην εκτίµηση της φάσης, όσο και στην εκτίµηση του πλάτους Λήψη του σήµατος µε RC φιλτράρισµα Το εκπεµπόµενο σήµα, συλλαµβάνεται από την κεραία λήψης και περνά από ένα φίλτρο ανυψωµένου συνηµιτόνου, το οποίο σε πολλές περιπτώσεις κατά τη διάρκεια της προσοµοίωσης δεν έχει χρησιµοποιηθεί. Έπειτα τα δείγµατα του λαµβανόµενου σήµατος οδηγούνται στο δέκτη Rake. 66

67 Descrambling, Despreading, I-Q code αποδιαµόρφωση και maximal ratio combining Το συνολικά λαµβανόµενο σήµα πολλαπλασιάζεται µε την συγκεκριµένη ακολουθία scrambling του συνδροµητή, ώστε να διαχωριστεί το σήµα του από τα υπόλοιπα. Το άθροισµα των πραγµατικών µερών, των ακολουθιών που προκύπτουν για κάθε finger, αποτελεί το I κανάλι (DPDCH) και των φανταστικών το Q κανάλι (DPCCH). H ακολουθία των chip στο κάθε κανάλι πολλαπλασιάζεται µε την ίδια µιγαδική κωδική ακολουθία που χρησιµοποιήθηκε στον ποµπό για το spreading µήκους 256 για τον έλεγχο και 4, 8,, 256 για τα δεδοµένα, ανάλογα µε το ρυθµό της µεταδιδόµενης πληροφορίας. Η αποδιαµόρφωση µε το maximal ratio combining και το despreading φαίνονται στο ακόλουθο σχήµα. Εικόνα 40 Αποδιαµόρφωση µε Maximal Ratio Combining Bit level integration Κατά τη διαδικασία του spreading κάθε bit αντιστοιχίζεται σε αριθµό chips ίσο µε το spreading factor. Αυτά τα chips της πληροφορίας µαζί µε το θόρυβο, που αντιστοιχούν σε κάθε bit, αθροίζονται στο σηµείο αυτό του δέκτη. Στη συνέχεια οι τιµές της ακολουθίας των bit κανονικοποιούνται, έτσι ώστε να έρθει σε LLR µορφή και να µπορεί να αποκωδικοποιηθεί στη συνέχεια από τον Turbo decoder. Όλες οι υπόλοιπες διαδικασίες της αποκωδικοποίησης του καναλιού που ακολουθεί δεν επηρεάζονται από αυτή την κανονικοποίηση. οκιµάζεται κανονικοποίηση και των δειγµάτων του θορύβου ανά bit, µέσα στα πλαίσια του time slot, µε στόχο την κατά όσο το δυνατόν πιστότερη προσέγγιση 67

68 της πυκνότητας φασµατικής ισχύος (Νο), που απαιτείται για την επίτευξη µιας δεδοµένης σηµατοθορυβικής σχέσης. Σε υψηλούς ρυθµούς δεδοµένων (µεγάλο αριθµό bit ανά slot) επιτυγχάνεται πιο µεγάλη ακρίβεια στην LLR µορφή της εισερχόµενης ακολουθίας στον Turbo αποκωδικοποιητή, µε ανάλογα αποτελέσµατα στην ικανότητα διόρθωσης λαθών Λήψη του DPCCH Μετά από µια σειρά λειτουργιών, τη λήψη και αποδιαµόρφωση του σήµατος έχουµε καταφέρει να διαχωρίσουµε τα DPDCH και DPCCH, οπότε και µπορούµε πλέον να προχωρήσουµε στην επεξεργασία των δεδοµένων που φέρουν. Το κανάλι ελέγχου είναι πολύ σηµαντικό, γιατί µέσα σε αυτό υπάρχουν πληροφορίες σχετικά µε το είδος των υπηρεσιών που µεταφέρονται από το κανάλι δεδοµένων καθώς και οι εντολές του power control. Οι εντολές λοιπόν για την ισχύ εκποµπής στο uplink, περιέχονται στο DPCCH του downlink, που εκπέµπεται δηλαδή από το σταθµό βάσης προς τον κινητό σταθµό. Αντίθετα στην περίπτωση µας οι εντολές ελέγχου απευθύνονται στο σταθµό βάσης για αυξοµειώσει της δικής του ισχύος εκποµπής. Όσον αφορά το είδος και το ρυθµό των δεδοµένων στο DPDCH που περιγράφεται από τα TFCI bits, η σωστή αποκωδικοποίησή τους είναι επιβεβληµένη, γιατί αλλιώς χάνεται ολόκληρο το frame των δεδοµένων. Περιγραφή του καναλιού ελέγχου όµως έχει ήδη γίνει, οπότε θα ασχοληθούµε κυρίως µε τα κανάλια δεδοµένων στα οποία και µεταφέρεται η πληροφορία του χρήστη Λήψη του DPDCH Η διαδικασία είναι, µε ελάχιστες διαφοροποιήσεις, η αντίστροφη από αυτή της κωδικοποίησης και πολυπλεξίας καναλιού. Σε αντίθεση µε τη διεξοδική περιγραφή του ποµπού, η υλοποίηση του δέκτη στο UMTS δεν περιγράφεται αναλυτικά. ίνονται κάποια γενικά χαρακτηριστικά και περιορισµοί που πρέπει να τηρούνται, αλλά αφήνεται η δυνατότητα πρωτοτυπίας στον κατασκευαστή του δέκτη. 68

69 Αντίστοιχο block διάγραµµα µε αυτό που δόθηκε στην περίπτωση του ποµπού, δεν υπάρχει. Παρόλα αυτά παρουσιάζεται ένα τέτοιο διάγραµµα που αναφέρεται στην υλοποίηση της προσοµοίωσης. Στο κάθε block δίνεται ένα αντιπροσωπευτικό όνοµα που υποδηλώνει την επιµέρους λειτουργία που επιτελεί. Η διαδικασία λοιπόν φαίνεται στο block διάγραµµα της παρακάτω εικόνας, και η περιγραφή της ακολουθεί αµέσως µετά. 69

70 Εικόνα 41 - Λήψη και αποδιαµόρφωση του DPDCH Αρχικά λαµβάνουµε τα δεδοµένα του κάθε καναλιού, που είναι από ένα ως έξι σε αριθµό. Αφού η πληροφορία έχει συγκεντρωθεί και εισέρχεται στο πρώτο block, 70

71 σχηµατίζονται τα radio frames, µε το µέγεθος τους εξαρτώµενο από το ρυθµό των δεδοµένων και διάρκεια σταθερή και ίση µε 10 ms. Στο επόµενο block γίνεται το δεύτερο de-interleaving σε επίπεδο bit και οργανωµένο ανά frame. Η σειρά των δεδοµένων αλλάζει εποµένως και πιθανά διαδοχικά λάθη απλώνονται σε καθορισµένες θέσεις µέσα στο frame. Στην περίπτωση που έχουµε περισσότερα από ένα φυσικά κανάλια, τα PhCHs αυτά συγχωνεύονται, σχηµατίζοντας το CCTrCH (Coded Composite Transport Channel). Το σύνθετο αυτό κανάλι, το οποίο είναι αποτέλεσµα της πολυπλεξίας των διαφόρων TrCHs µεταξύ τους πρέπει να αποπολυπλεχτεί. Στην περίπτωση στην οποία στο block του Rate Matching στον ποµπό, έχουµε επανάληψη (repetition) bit, τώρα θα έχουµε αποκοπή τους (puncturing), και αντιστρόφως. Από το block του de-rate matching και TrCH de-multiplexing και µετά, το κάθε TrCH αποκωδικοποιείται χωριστά, περνώντας από όλα τα blocks µέσα στο πλαίσιο του σχήµατος. Έτσι γίνεται η διάταξη των radio frames σε σειρά. Ακολουθεί το πρώτο de-interleaving στα πλαίσια ολόκληρου του TTI. Η θέση των ενδεχόµενων διαδοχικών λαθών απλώνεται, ως επακόλουθο, σε ολόκληρο το TTI. Στη συνέχεια αφαιρούνται τα όποια bits είχαν προστεθεί για να είναι εφικτή η διαίρεση του αριθµού των bit του ΤΤΙ µε τον αριθµό των frames/tti. Στο σηµείο αυτό η ακολουθία των δεδοµένων είναι έτοιµη να εισέλθει στον αποκωδικοποιητή Συνελικτική αποκωδικοποίηση (convolutional decoding) Οι συνελικτικοί κώδικες όπως είναι γνωστό αποκωδικοποιούνται µέσω του αλγορίθµου του Viterbi. Εδώ αναφέρονται κάποιες βασικές αρχές στις οποίες στηρίζεται. Ο αλγόριθµος του Viterbi αποτελεί µέθοδο αποκωδικοποίησης στηριζόµενη στη µέγιστη πιθανοφάνεια της κωδικής ακολουθίας. Πιο απλά, προσπαθεί να βρει την κωδική ακολουθία που είναι πιο πιθανό να έχει µεταδοθεί δεδοµένης της 71

72 ληφθείσας ακολουθίας. Επειδή η συνελικτική κωδικοποίηση είναι µία διαδικασία µε µνήµη µπορεί να περιγραφεί µέσω ενός διαγράµµατος καταστάσεων ή µέσω ενός διαγράµµατος Trellis. Έτσι η διαδικασία αποκωδικοποίησης ανάγεται στην αναζήτηση της διαδροµής µέσα στο Trellis του οποίου η κωδική ακολουθία ελαχιστοποιεί την συνάρτηση πιθανοφάνειας. Στην περίπτωση της πιο απλής BPSK διαµόρφωσης τα δεδοµένα µεταδίδονται µε τις τιµές ± 1, έστω µε το +1 να αντιστοιχεί σε bit µε τιµή 0 και το 1 σε bit µε τιµή 1. Εξαιτίας της επίδρασης του καναλιού, της παρεµβολής από τους άλλους συνδροµητές και του θερµικού θορύβου στο δέκτη τα δεδοµένα λαµβάνονται µε συνεχείς πραγµατικές τιµές που κυµαίνονται γύρω από το ± 1. Στο σηµείο αυτό υπάρχουν δύο δυνατότητες αποκωδικοποίησης, η hard-decision και η softdecision. Hard-Decision decoding Στην περίπτωση αυτή παίρνεται οριστική απόφαση για τα bits της ληφθείσας κωδικής λέξης πριν αυτή εισέλθει στον αποκωδικοποιητή. Στάθµη απόφασης αποτελεί το µηδέν. Όποια τιµή είναι µεγαλύτερη ή ίση του µηδενός αντιστοιχίζεται στο bit 0, ενώ κάθε αρνητική τιµή στο bit 1. Η προκύπτουσα ακολουθία από 0 και1 εισέρχεται στον Viterbi αποκωδικοποιητή, όπου επιλέγεται η διαδροµή στο Trellis που έχει τη µέγιστη πιθανοφάνεια. Ισοδύναµα διαλέγεται η διαδροµή που ελαχιστοποιεί, στην περίπτωση του hard-decision, την απόσταση Hamming από την ληφθείσα ακολουθία. Η όλη διαδικασία υλοποιείται βήµα προς βήµα, απορρίπτοντας τους πιο ακατάλληλους κλάδους στο Trellis. Έτσι στο τέλος προκύπτει µία βέλτιστη διαδροµή. Θεωρητικά βέβαια η συνελικτική κωδικοποίηση είναι µια συνεχής διαδικασία ή αλλιώς λειτουργεί µε ακολουθίες απείρου µήκους. Αυτό δε µπορεί φυσικά να εφαρµοστεί στην πράξη, όπου έχουµε blocks µεγάλου σχετικά, πλην όµως πεπερασµένου, µεγέθους. Στο τέλος του block το Trellis τερµατίζεται στη µηδενική κατάσταση, προσθέτοντας όπως έχει περιγραφεί έναν αριθµό από bit ουράς, κατάλληλα επιλεγµένων. Η απόφαση για τη διαδροµή που ακολουθείται, και εποµένως για την αρχική πληροφορία που έχει µεταδοθεί µπορεί να παρθεί, 72

73 πριν τον τερµατισµό του Trellis, µετά από µήκος ίσο µε 5 φορές τον αριθµό των στοιχείων µνήµης. Μετά δηλαδή από την επεξεργασία 5 8= 40 λαµβανόµενων bits µπορεί ο αποκωδικοποιητής να αποφασίσει, µε ικανοποιητική αξιοπιστία, για το bit που µεταδόθηκε. Soft-Decision decoding Στην περίπτωση αυτή η διαδικασία αποκωδικοποίησης είναι εντελώς ανάλογη µε αυτή που περιγράφηκε παραπάνω, µε κάποιες όµως τροποποιήσεις. Για τη ληφθείσα ακολουθία δεν παίρνεται µία οριστική απόφαση για τα bit που έχουν ληφθεί. Αυτό που συµβαίνει είναι η κβάντιση των συνεχών πραγµατικών τιµών σε έναν αριθµό επιπέδων ανάλογα µε τη διαθέσιµη µνήµη. Έτσι αν για παράδειγµα µπορούµε να διαθέσουµε 8 bit για κάθε τιµή της ληφθείσας ακολουθίας, υπάρχουν 2 8 =256 επίπεδα κβάντισης, µε το 0 να δηλώνει το σίγουρο 0 και το 255 το σίγουρο 1. Όλες οι ενδιάµεσες τιµές εµπεριέχουν αµφιβολία για το bit που έχει ληφθεί, µεγαλύτερη καθώς πλησιάζουµε προς το κέντρο του συνόλου των τιµών. Είναι εµφανές ότι στην περίπτωση του soft-decision απαιτείται µεγαλύτερος χώρος µνήµης στον αποκωδικοποιητή, πράγµα όµως που δηλώνει και το µεγαλύτερο ποσό φερόµενης πληροφορίας. Αναµένεται εποµένως η επιπλέον αυτή πληροφορία να χρησιµοποιηθεί στη βελτίωση της ικανότητας διόρθωσης σφαλµάτων του αποκωδικοποιητή. Ο αλγόριθµος του Viterbi, στηριζόµενος στην ίδια βασική ιδέα της µέγιστης πιθανοφάνειας για την εύρεση της βέλτιστης διαδροµής µέσα στο Trellis. Το κριτήριο σε αυτή την περίπτωση δεν είναι η ελαχιστοποίηση της απόστασης Hamming, αλλά η µεγιστοποίηση του loglikelihood metric. Η διαδικασία της κβάντισης περιγράφεται στην εικόνα 42, για την περίπτωση που το σήµα µας δέχεται θόρυβο ή παρεµβολή µε Gaussian κατανοµή. Η µέση τιµή της Gaussian κατανοµής είναι ± 1, ανάλογα µε την τιµή του bit που έχει µεταδοθεί. Στο σχήµα δηλώνονται στη γενική περίπτωση που η ισχύς συµβόλου είναι ± Es. Μέθοδοι κβάντισης µε παρόµοια ή ελαφρά καλύτερη απόδοση, ενδέχεται να υπάρχουν, ωστόσο η υλοποίηση αυτή δίνει απολύτως αποδεκτά αποτελέσµατα, από την πλευρά της ισχύος του συνελικτικού κώδικα. 73

74 Εικόνα 42 - Κβάντιση για soft-decision decoding Turbo αποκωδικοποίηση (Turbo decoding) Η Turbo κωδικοποίηση ως σχετικά νέα µέθοδος, µε πρώτη δηµοσίευση µόλις το 1993, υπόσχεται πολύ καλύτερα αποτελέσµατα, πλησιέστερα στα απόλυτα όρια του Shannon. Πρακτικές υλοποιήσεις της έχουν φτάσει σε µία επίδοση, σε περιβάλλον Gaussian θορύβου που απέχει ακόµα και 0.7 db από το όριο του Shannon. Υπάρχουν διάφοροι αλγόριθµοι για την αποκωδικοποίηση, αλλά συνέχεια παρουσιάζονται νέες ή βελτιωµένες προτάσεις, µε καλύτερες επιδόσεις είτε στην ικανότητα διόρθωσης του κώδικα είτε στην πολυπλοκότητα του αποκωδικοποιητή. Εποµένως η υλοποίηση ενός Turbo κώδικα δεν είναι απλή υπόθεση. Στην προσοµοίωση που χρησιµοποιεί η παρούσα εργασία, χρησιµοποιείται ένας Turbo decoder σε γλώσσα προγραµµατισµού C. Η υλοποίηση του κώδικα ανήκει στον Debang Lao, Mitsubishi Electric Research Lab. Jan. 23, 2003, ενώ ο αλγόριθµος περιγράφεται στη δηµοσίευση των M.C. Valenti και J. Sun The UMTS 74

75 Turbo Code and an Efficient Decoder Implementation Suitable for Software- Defined Radios. Επειδή η διαδικασία αποκωδικοποίησης στηρίζεται στους αλγορίθµους log-map και Max-log-MAP, µε δυνατότητα µάλιστα επιλογής µέσω µιας παραµέτρου, ανάµεσα στους δύο αλγορίθµους θα δοθεί αρχικά µια σύντοµη περιγραφή τους. Η διαδικασία κωδικοποίησης και αποκωδικοποίησης αποτυπώνεται σε γενικές γραµµές στο παρακάτω σχήµα: Εικόνα 43 - Κωδικοποίηση-αποκωδικοποίηση Οι Turbo αποκωδικοποιητές λειτουργούν µε επαναληπτικό τρόπο, όπως φαίνεται στο σχήµα 6.3, µε τα δύο blocks αποκωδικοποίησης να αντιστοιχούν στον καθένα συνελικτικό κωδικοποιητή. Το πρώτο block κάνει µια εκτίµηση της πιθανότητας για το κάθε bit δεδοµένων, σχετικά µε το αν είναι 1 ή 0, κάνοντας κβάντιση στην λαµβανόµενη τιµή, χρησιµοποιώντας 4 bit για το κάθε στοιχείο. Η εκτιµήσεις αυτές (soft values) στέλνονται µετά στο δεύτερο block, µαζί µε τα interleaved δεδοµένα και τα bit ουράς που παράγονται στον δεύτερο κωδικοποιητή. Η διαδικασία αυτή αποτελεί έναν κύκλο (ή επανάληψη) και επαναλαµβάνεται για ένα συγκεκριµένο αριθµό φορών ή µέχρι να µην υπάρχει δυνατότητα βελτίωση του BER (Bit Error Probability) για αυτό το frame. Όταν τέλος όλες οι επαναλήψεις έχουν ολοκληρωθεί λαµβάνεται µια hard απόφαση για τα αρχικά bit πληροφορίας. Ο αλγόριθµος ανάµεσα στα δύο blocks αποκωδικοποίησης δέχεται soft τιµές ως είσοδο και παράγει επίσης, soft τιµές ως έξοδο. Ο αλγόριθµος MAP (Maximum A- posteriori Probability) παρέχει την καλύτερη απόδοση, από άποψη BER. 75

76 Αλγόριθµος MAP Ο MAP είναι ένας αλγόριθµος αποκωδικοποίησης που στηρίζεται στο διάγραµµα Trellis, όπως ακριβώς και ο αλγόριθµος του Viterbi. Το διάγραµµα Trellis για τον ένα από τους δύο επιµέρους κωδικοποιητές δίνεται παρακάτω: Εικόνα 44 - ιάγραµµα Trellis Οι υπολογισµοί που απαιτούνται για τον MAP αλγόριθµο είναι πολύ πιο πολύπλοκοι σε σχέση µε αυτούς του αλγορίθµου του Viterbi και απαιτούν πολύ περισσότερη µνήµη: 1. Υπολογισµός των metric των κλάδων (γάµα) για κάθε κλάδο του Trellis. Το metric των κλάδων είναι η αρνητική εκθετική διαφορά της απόστασης ανάµεσα στις hard κωδικοποιηµένες τιµές και τις soft ληφθείσες τιµές, διαιρεµένες µε τη διασπορά (variance) του θορύβου. 2. Μετακίνηση κατά µια θέση προς τα εµπρός στο Trellis, µε υπολογισµό του άλφα για κάθε κόµβο. Το άλφα είναι το άθροισµα άλφα φορών του metric των κλάδων από τους δύο προηγούµενους κόµβους προς τον τρέχοντα κόµβο. 3. Μετακίνηση κατά µια θέση προς τα πίσω στο Trellis, µε υπολογισµό του βήτα για κάθε κόµβο. ιαδικασία όµοια µε τον υπολογισµό του άλφα, αλλά προς την αντίθετη κατεύθυνση. 4. Υπολογισµός του log likelihood ratio (LLR) ή λάµδα σε κάθε χρονική στιγµή t. Αυτό είναι το σύνολο των άλφα, βήτα και γάµα για κάθε κλάδο τη στιγµή t, ο οποίος συνδέεται µε 1 στον κωδικοποιητή, διαιρεµένο µε 76

77 το άθροισµα των γινοµένων των άλφα, βήτα και γάµα για κάθε κλάδο τη στιγµή t, ο οποίος συνδέεται µε 0 στον κωδικοποιητή. 5. Υπολογισµός της εξωτερικής πληροφορίας (extrinsic information) προς το block αποκωδικοποίησης που έχει σειρά. Αυτή είναι το LLR µείον την εισερχόµενη εκτίµηση της πιθανότητας (για 0 ή 1). Αυτή η σειρά επαναλαµβάνεται και από τους δύο αποκωδικοποιητές για κάθε επανάληψη. Μετά το τέλος της διαδικασίας η απόφαση παίρνεται µε κριτήριο το πρόσηµο του LLR, αφού πρόκειται για το λογάριθµο της πιθανότητας του 1, προς αυτή του 0. Εξαιτίας της πολυπλοκότητας του αλγορίθµου MAP, το σύστηµα δεν θα µπορούσε να πετύχει επεξεργασία των δεδοµένων σε πραγµατικό χρόνο, κάτι που απαιτείται σε υπηρεσίες όπως της φωνής και του video streaming, για παράδειγµα. Γι αυτό το λόγο χρησιµοποιούνται απλοποιήσεις προσεγγίσεις και άλλα τεχνάσµατα, τα οποία καταφέρνουν να µειώσουν δραµατικά την απαιτούµενη υπολογιστική ισχύ. Τέτοια περίπτωση αποτελεί ο log-map αλγόριθµος. Αλγόριθµος log- MAP Η πρώτη απλούστευση στους υπολογισµούς του αλγορίθµου MAP είναι η λειτουργία σε επίπεδο λογαρίθµων. Αυτό αντικαθιστά όλους τους πολλαπλασιασµούς µε αθροίσεις, τις διαιρέσεις µε αφαιρέσεις και κάνει µη αναγκαία τη χρήση εκθετικών όρων, χωρίς την επίδοση από πλευράς BER. Άλλο ένα πλεονέκτηµα της χρήσης λογαρίθµων είναι ότι και ότι ο log likelihood ratio (LLR) είναι από µόνος του εκφρασµένος σε µορφή λογαρίθµου. Αλγόριθµος Max-log-MAP Μια ακόµα απλούστευση µπορεί να γίνει αγνοώντας τον δεύτερο όρο ενός τελεστή max, που χρησιµοποιείται σε κάποιο κοµµάτι του αλγορίθµου. 77

78 4.3. Λειτουργία του CRC (Cyclic Redundancy Check) Μετά από τη διαδικασία της αποκωδικοποίησης, τα αποκωδικοποιηµένα blocks συνενώνονται και η ενιαία ακολουθία που προκύπτει διαιρείται στα TrBks (Transport Blocks). Στο παράδειγµα των 64 kbps packet data έχουµε 4 TrBks σε κάθε TTI (20 ms), µε µήκος 352 bit το καθένα. Τα τελευταία 16 bit είναι τα λαµβανόµενα bit ισοτιµίας. Από την πλευρά του συστήµατος αυτό που µπορεί να ελεγχθεί είναι το κατά πόσο η καθαρή λαµβανόµενη ακολουθία δεδοµένων, δίνει τα ίδια bit ισοτιµίας µε αυτά που λαµβάνονται. Αν κάτι τέτοιο συµβαίνει τότε για το σύστηµα, η λήψη του TrBk είναι σωστή, ενώ σε αντίθετη περίπτωση λανθασµένη. Φυσικά στην προσοµοίωση δίνεται η δυνατότητα να ελεγχθεί η αποτελεσµατικότητα του CRC και η επάρκεια του αριθµού των parity bits, που χρησιµοποιούνται. Υπάρχουν λοιπόν τέσσερα ενδεχόµενα: 1. εν υπάρχουν λάθη στα λαµβανόµενα δεδοµένα, ούτε και στα bit ισοτιµίας. Το CRC σωστά δεν ανιχνεύει λάθη. 2. Υπάρχουν λάθη στα λαµβανόµενα δεδοµένα, ενδεχοµένως και στα bit ισοτιµίας. Το CRC σωστά ανιχνεύει λάθη. 3. εν υπάρχουν λάθη στα λαµβανόµενα δεδοµένα, αλλά υπάρχουν στα bit ισοτιµίας. Το CRC λανθασµένα ανιχνεύει λάθη. 4. Υπάρχουν λάθη στα λαµβανόµενα δεδοµένα και ενδεχοµένως στα bit ισοτιµίας. Αν τα πρώτα είναι περισσότερα από το µήκος του CRC, άρα και της ικανότητας του να ανιχνεύει λάθη (στο συγκεκριµένο παράδειγµα πάνω από 16) ή εµφανιστεί λάθος στα bit ισοτιµίας υπάρχει η περίπτωση να µην ανιχνευτεί το λάθος. Το CRC λανθασµένα δεν ανιχνεύει λάθη. Η τελευταία περίπτωση είναι και αυτή που πρέπει να συµβαίνει κατά το δυνατόν σπανιότερα, λόγω της άγνοιας του δέκτη για την κακή λήψη της πληροφορίας που µεταδόθηκε. 78

79 79

80 5. Παρουσίαση του γραφικού περιβάλλοντος 80

81 5.1. Εισαγωγή Σε αυτό το κεφάλαιο θα γίνει µια παρουσίαση του γραφικού περιβάλλοντος της προσοµοίωσης. Για την δηµιουργία του χρησιµοποιήθηκε το GUIDE, το Graphical User Interface Development Environment του MATLAB. Για την δηµιουργία ενός γραφικού στο Matlab απαιτούνται 2 αρχεία, ένα.fig αρχείο το οποίο περιέχει µια πλήρη περιγραφή του γραφικού και ένα.m αρχείο που περιέχει όλα τα functions και τα callbacks. Το GUIDE είναι ένα εύχρηστο interface το οποίο δίνει την δυνατότητα να δηµιουργήσεις το γραφικό όπως το επιθυµείς προσθέτοντας διάφορα αντικείµενα (π.χ. γραφικές παραστάσεις, push buttons, checkboxes, sliders κ.τ.λ.) και µε κάθε save δηµιουργεί αυτόµατα τα 2 αρχεία (το.m και το.fig) Παρουσίαση GUI Για να ξεκινήσουµε το πρόγραµµα της προσοµοίωσης ανοίγουµε µέσα απο το παράθυρο current directory του Matlab τον φάκελο στον οποίο σώσαµε τα αρχεία της προσοµοίωσης και απο το command window πληκτρολογούµε την εντολή umts. Εµφανίζεται το πιο κάτω παράθυρο: Το GUI αποτελείται απο 2 κοµµάτια: 1. το Uplink Presentation και 2. το Uplink Cell Simulation. Πιο κάτω παρουσιάζονται αναλυτικά και τα δύο τµήµατα. 81

82 Uplink Presentation Ο κύριος σκοπός του Uplink Presentation είναι να παρουσιάσει όλες τις λειτουργίες που λαµβάνουν µέρος στον ποµπό, από την παραλαβή των δεδοµένων του χρήστη (bits) µέχρι την εκποµπή, την λήψη από τον σταθµό βάσης και την αποκωδικοποίηση για την παραλαβή των αρχικών δεδοµένων του χρήστη. Αυτό το κοµµάτι της εργασίας ασχολείται µόνο µε την επικοινωνία ενός χρήστη µε τον σταθµό βάσης και για περίοδο ενός TTI (Transmission Time Interval) αφού για περίοδο µεγαλύτερη του ΤΤΙ έχουµε επανάληψη των ίδιων λειτουργιών. Πριν τρέξουµε την προσοµοίωση θα πρέπει να θέσουµε κάποιες παραµέτρους. Ξεκινώντας παρουσιάζεται το κεντρικό παράθυρο του GUI. Εικόνα 45 - Κεντρικό παράθυρο GUI Από εδώ ελέγχουµε όλη την προσοµοίωση αφού µπορούµε να ρυθµίσουµε τις παραµέτρους του καναλιού, τις παραµέτρους του συστήµατος και να θέσουµε τις υπηρεσίες και τις παραµέτρους του χρήστη. Πατώντας στο κουµπί Set up Environment ανοίγει το ακόλουθο παράθυρο: 82

83 Εικόνα 46 - Παράµετροι καναλιού Από εδώ µπορούµε να θέσουµε τις παραµέτρους που επιθυµούµε σχετικά µε το προφίλ του καναλιού µέσα από το οποίο θα γίνει η επικοινωνία του χρήστη µε τον σταθµό βάσης. Πατώντας στο κουµπί Default Values όλες οι παράµετροι λαµβάνουν προκαθορισµένες τιµές. Πατώντας Set Values σώζουµε τις τιµές που θέσαµε και µε το Close κλείνουµε το παράθυρο και επιστρέφουµε στο κεντρικό. Από το κεντρικό παράθυρο πατώντας το κουµπί Set Services µπορούµε να θέσουµε τις υπηρεσίες και τις παραµέτρους του χρήστη από το πιο κάτω παράθυρο: 83

84 Εικόνα 47 - Υπηρεσίες και παράµετροι χρήστη Από εδώ ρυθµίζουµε τις υπηρεσίες του χρήστη διαλέγοντας TFC (Transport Format Combination) για την φωνή και ταχύτητα σε kbps για το modem και για packet data. Επίσης τον αριθµό των ΤΤΙ που για αυτό το κοµµάτι είναι σταθερό 1. Επιστρέφοντας στο κεντρικό παράθυρο και αφού ρυθµίσαµε όλες τις παραµέτρους που µας ενδιαφέρουν πατούµε το Run Simulation για να δηµιουργήσουµε τα 84

85 δεδοµένα της ζεύξης που θα παρουσιαστούν στην συνέχεια. Μια µπάρα προόδου µας υποδεικνύει το τέλος της προσοµοίωσης. Εικόνα 48 - Τρέξιµο προσοµοίωσης Μετά το πέρας της προσοµοίωσης πατούµε στο κουµπί View results για να ξεκινήσουµε την παρουσίαση. Ένα παράθυρο µας υποδεικνύει τον αριθµό των Transport Channels που ενεργοποιήθηκαν σύµφωνα µε τις υπηρεσίες του χρήστη που διαλέξαµε. Εικόνα 49 - Ενεργοποιηµένα Transport Channels Πατώντας ΟΚ µεταφερόµαστε στο επόµενο παράθυρο όπου µπορούµε να δούµε τα δεδοµένα του χρήστη σε µορφή Transport Blocks ανα υπηρεσία πατώντας στο 85

86 ανάλογο κουµπί του Transport Channel που µας ενδιαφέρει καθώς και την επισύναψη του CRC σε αυτά µε την χρήση του κουµπιού Attach CRC. Εικόνα 50 - Επισύναψη CRC Πατώντας Next ανοίγει το παράθυρο που παρουσιάζει το Transport Block Concatenation και το Transport Block Segmentation. 86

87 Εικόνα 51 - Transport Block Concatenation/Code Block Segmentation Πατώντας στο κουµπί του κάθε Transport Channel παρουσιάζεται η concatenated sequence καθώς και το segmentation όπου εφαρµόζεται. Με το next ανοίγει το παράθυρο του Channel Coding. 87

88 Εικόνα 52 - Channel Coding Πατώντας το κουµπί του κάθε Transport Channel παρουσιάζεται το κάθε code block ενώ µε το πάτηµα του Encode εµφανίζεται το encoded block κάθε καναλιού. Με το next εµφανίζεται το παράθυρο του Radio frame size equalisation. 88

89 Εικόνα 53 - Radio Frame Size Equalisation Πατώντας στο κουµπί του κάθε Transport Channel εµφανίζεται το equalised radio frame. Με το next εµφανίζεται το παράθυρο του 1 st interleaving. 89

90 Εικόνα 54-1st interleaving Πατώντας στο κουµπί του κάθε Transport Channel εµφανίζεται το concatenated encoded block και το interleaved block. Με το next εµφανίζεται το παράθυρο του Radio Frame Segmentation. 90

91 Εικόνα 55 - Radio Frame Segmentation Πατώντας στο κουµπί του κάθε Transport Channel εµφανίζεται ο αριθµός και το µήκος των radio frames στα οποία µοιράζεται το interleaved block. Με το next εµφανίζεται το παράθυρο του Rate Matching. 91

92 Εικόνα 56 - Rate Matching Πατώντας το κουµπί του κάθε Transport Channel παρουσιάζεται το interleaved frame καθώς και το rate matched frame που προκύπτει. Με το next εµφανίζεται το παράθυρο του Transport Channel Multiplexing. 92

93 Εικόνα 57 - Transport Channel Multiplexing Πατώντας το κουµπί του κάθε Transport Channel εµφανίζεται το rate matched frame. Με το κουµπί Multiplex εµφανίζεται το coded composite transport channel. Με το next εµφανίζεται το παράθυρο του 2 nd interleaving. 93

94 Εικόνα 58-2nd interleaving Επιλέγοντας το radio frame από το drop down menu στα δεξιά παρουσιάζεται το αντίστοιχο radio frame. Πατώντας το κουµπί Interleave εµφανίζεται το interleaved radio frame. Με το next εµφανίζεται το 1 ο παράθυρο που αφορά το channelisation και το spreading τα οποία αναλύονται συνολικά σε 4 παράθυρα. Πρώτα έχουµε την αντιστοίχηση των δυαδικών τιµών 0,1 στις πραγµατικές τιµές +1, -1. Ακολουθεί ο διαχωρισµός των radio frame σε slots, το channelisation και τέλος το spreading όπου τα σύµβολα του σήµατος είναι έτοιµα να µεταδοθούν στο κανάλι. Μέσα από τα παράθυρα φαίνονται τα κανάλια DPDCH και DPCCH, οι channelisation και spreading codes που χρησιµοποιούνται για το καθένα, τα channelised και spreaded σήµατα καθώς και η διάταξη των συµβόλων τους µετά από κάθε λειτουργία. 94

95 Εικόνα 59 - Spreading (1) Εικόνα 60 - Spreading (2) 95

96 Εικόνα 61 - Spreading (3) Εικόνα 62 - Spreading (4) 96

97 Στην συνέχεια ακολουθεί το παράθυρο που παρουσιάζει την λήψη του σήµατος. Εικόνα 63 Reception Με το κουµπί Received Symbols και επιλέγοντας Fading ή/και Noise+Interference παρουσιάζεται η επίδραση του Rayleigh fading, του θορύβου και των παρεµβολών στο εκπεµπόµενο σήµα. Το κουµπί Rake Receiver δείχνει την επίδραση που έχει ο δέκτης Rake στην λήψη του σήµατος. Εκτός από τα πιο πάνω ο χρήστης του προγράµµατος µπορεί να δει µια σειρά από γραφικές παραστάσεις που δείχνουν την εκπεµπόµενη ισχύ, την εκτίµηση του SIR (Signal to Interference Ratio), την παρεµβολή, την ενέργεια chip προς παρεµβολή (Ec/Io) στα κανάλια Ι και Q, την ενέργεια bit προς παρεµβολή (Eb/Io) στα κανάλια I και Q, την µέση λαµβανοµένη ισχύ στα κανάλια I και Q και τέλος την µέση λαµβανοµένη ισχύ πριν από τον δέκτη Rake. Με το κουµπί next φτάνουµε στο τελευταίο παράθυρο του προγράµµατος το οποίο παρουσιάζει τα αποτελέσµατα της αποκωδικοποίησης. 97

98 Εικόνα 64 - Reception (2) Πατώντας το αντίστοιχο κουµπί διαλέγουµε το Transport Channel που µας ενδιαφέρει και µε τα κουµπιά Transmitted Data και Received Data εµφανίζονται στην οθόνη η αρχικές ακολουθίες των transport blocks των δεδοµένων του χρήστη καθώς και οι τελικές ακολουθίες που αποκωδικοποιεί και λαµβάνει ο δέκτης. 98

99 Uplink Cell Simulation Το 2 ο κοµµάτι του προγράµµατος ασχολείται µε την προσοµοίωση ενός κελιού (cell) του UMTS µέσα στο οποίο επικοινωνούν ταυτόχρονα πολλοί χρήστες ο καθένας από τους οποίους χρησιµοποιεί διαφορετικές υπηρεσίες. Ο κύριος σκοπός είναι να παρατηρηθεί η συµπεριφορά του συστήµατος σε σχέση µε διάφορες παραµέτρους (συστήµατος, καναλιού, χρηστών) τις οποίες ο χρήστης του προγράµµατος µπορεί να µεταβάλει όπως επιθυµεί. Το κεντρικό παράθυρο του γραφικού περιβάλλοντος είναι περίπου ίδιο µε το uplink presentation µε µόνη διαφορά την δυνατότητα να θέσεις υπηρεσίες και παραµέτρους για οµάδες χρηστών και όχι µόνο για µεµονωµένους χρήστες. Εικόνα 65 - Κεντρικό παράθυρο GUI Η ρύθµιση των παραµέτρων του καναλιού γίνεται µε τον ίδιο ακριβώς τρόπο που γίνεται και για το uplink presentation. Το ίδιο ακριβώς ισχύει και για τις παραµέτρους του συστήµατος οι οποίες είναι κοινές για όλους τους χρήστες. Η µόνη διαφορά µε το uplink presentation είναι στις υπηρεσίες και παραµέτρους του 99

100 χρήστη όπου εδώ θέτουµε τον αριθµό των χρηστών που επιθυµούµε και στην συνέχεια τους ρυθµίζουµε ένα προς ένα ή σε οµάδες µε το κουµπί Set one by one και Set in groups αντίστοιχα. Όταν ρυθµίσουµε το σύστηµα πατώντας το κουµπί Run Simulation ξεκινούµε την προσοµοίωση. Όπως και στην περίπτωση του uplink presentation η µπάρα προόδου µας υποδεικνύει το τέλος. Στην συνέχεια µε το κουµπί View results εµφανίζεται το πρώτο παράθυρο των αποτελεσµάτων που αφορά το Transmission. Εικόνα 66 Transmission Στο πάνω αριστερό µέρος του παραθύρου φαίνεται ο συνολικός αριθµός των χρηστών της προσοµοίωσης. Εδώ µπορούµε να δούµε την αρχική συγκέντρωση των συµβόλων της I-Q διαµόρφωσης καθώς και την επίδραση του channelisation και του spreading για όποιον χρήστη επιθυµούµε αφού πρώτα θέσουµε τον αντίστοιχο αριθµό στο κουτί Show user. Επίσης, για σκοπούς σύγκρισης, διαλέγοντας την επιλογή Keep previous plots µπορούµε να κρατήσουµε στην οθόνη τα προηγούµενα δεδοµένα πριν εµφανίσουµε τα επόµενα. Το κουµπί User 100

101 parameters εµφανίζει ανα πάσα στιγµή τις υπηρεσίες και τις παραµέτρους που ισχύουν για τον χρήστη που βρίσκεται στο κουτί Show user. Πατώντας next εµφανίζεται το επόµενο παράθυρο που ασχολείται µε το Reception. Εικόνα 67 Reception Εδώ ισχύει ότι και στο προηγούµενο παράθυρο όπου θέτουµε τον επιθυµητό χρήστη στο κουτί Show user και χρησιµοποιώντας τα κουµπιά Received Symbols και Rake Receiver µπορούµε να δούµε την επίδραση που έχουν στα εκπεµπόµενα σύµβολα το fading και/ή ο θόρυβος και οι παρεµβολές καθώς και η επίδραση του δέκτη Rake. Επίσης εκτός από τα πιο πάνω ο χρήστης του προγράµµατος µπορεί να δει µια σειρά από γραφικές παραστάσεις που δείχνουν την εκπεµπόµενη ισχύ, την εκτίµηση του SIR (Signal to Interference Ratio), την παρεµβολή, την ενέργεια chip προς παρεµβολή (Ec/Io) στα κανάλια Ι και Q, την ενέργεια bit προς παρεµβολή (Eb/Io) στα κανάλια I και Q, την µέση λαµβανοµένη ισχύ στα κανάλια I και Q και τέλος την µέση λαµβανοµένη ισχύ πριν από τον δέκτη Rake. 101

102 Με το κουµπί next εµφανίζεται το επόµενο παράθυρο που παρουσιάζει τα αποτελέσµατα του CRC. Εικόνα 68 - Αποτελέσµατα του CRC Στο κουτί Show user θέτουµε τον χρήστη που επιθυµούµε και πατώντας το κουµπί CRC Functionality εµφανίζονται τα αποτελέσµατα του Cyclic Redundancy Check. Με το µπλε χρώµα φαίνονται τα blocks στα οποία το CRC δουλεύει σωστά και βρίσκει λάθη, µε κίτρινο τα blocks στα οποία το CRC δουλεύει σωστά και δεν βρίσκει λάθη, µε µοβ τα blocks στα οποία το CRC δουλεύει λάθος (βρίσκει λάθη εκεί που δεν υπάρχουν) και τέλος µε κόκκινο χρώµα τα blocks στα οποία το CRC είναι ανεπαρκές και δεν µπορεί να βρει λάθη. Με το next εµφανίζεται το τελευταίο παράθυρο που ασχολείται µε το BER. 102

103 Εικόνα 69 BER Σε αυτό το παράθυρο ο χρήστης του προγράµµατος µπορεί να δει το ολικό BER (bit error rate) ανα χρήστη (που ορίζεται στο κουτί Show user) για τα received bits (αµέσως µετά την λήψη) καθώς και για τα data bits (µετά την αποκωδικοποίηση). Επίσης το παράθυρο παρουσιάζει σε γραφική παράσταση τα ολικά BER όπως και τα BER ανα υπηρεσία ανα ΤΤΙ. 103