ΔΙΠΛΩΜΑΤΙΚΗ ΕΡΓΑΣΙΑ. της Φοιτήτριας του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστημίου Πατρών

Transcript

1 ΠΑΝΕΠΙΣΤΗΜΙΟ ΠΑΤΡΩΝ ΤΜΗΜΑ ΗΛΕΚΤΡΟΛΟΓΩΝ ΜΗΧΑΝΙΚΩΝ ΚΑΙ ΤΕΧΝΟΛΟΓΙΑΣ ΥΠΟΛΟΓΙΣΤΩΝ ΤΟΜΕΑΣ ΣΥΣΤΗΜΑΤΩΝ ΗΛΕΚΤΡΙΚΗΣ ΕΝΕΡΓΕΙΑΣ ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΟ ΗΛΕΚΤΡΟΜΗΧΑΝΙΚΗΣ ΜΕΤΑΤΡΟΠΗΣ ΕΝΕΡΓΕΙΑΣ ΔΙΠΛΩΜΑΤΙΚΗ ΕΡΓΑΣΙΑ της Φοιτήτριας του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστημίου Πατρών ΜΑΡΙΑΝΘΗΣ ΝΙΚΗΤΑ ΠΕΥΚΙΑΝΑΚΗ Α.Μ.: ΜΕΛΕΤΗ ΚΑΙ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΜΕΤΑΤΡΟΠΕΑ ΙΣΧΥΟΣ ΓΙΑ ΤΗ ΔΙΑΣΥΝΔΕΣΗ ΑΝΑΝΕΩΣΙΜΗΣ ΠΗΓΗΣ ΕΝΕΡΓΕΙΑΣ ΜΕ ΜΙΚΡΟΔΙΚΤΥΟ Επιβλέπων: Δρ.-Μηχ. Εμμανουήλ Τατάκης, Καθηγητής Ν ο /2017 Πάτρα, Μάρτιος 2017

2 Πανεπιστήμιο Πατρών, Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών Μαριάνθη Πευκιανάκη 2017 Με την επιφύλαξη παντός δικαιώματος Το σύνολο της εργασίας αποτελεί πρωτότυπο έργο, παραχθέν από την Μαριάνθη Πευκιανάκη, και δεν παραβιάζει δικαιώματα τρίτων καθ οποιονδήποτε τρόπο. Υλικό που περιέχεται στην εργασία, το οποίο δεν έχει παραχθεί από την ίδια, είναι ευδιάκριτο και αναφέρεται ρητώς εντός του κειμένου της εργασίας ως προϊόν εργασίας τρίτου, σημειώνοντας με παρομοίως σαφή τρόπο τα στοιχεία ταυτοποίησής του, ενώ παράλληλα βεβαιώνεται πως στην περίπτωση χρήσης αυτούσιων γραφικών αναπαραστάσεων, εικόνων, γραφημάτων κλπ., η συγγραφέας έχει λάβει τη χωρίς περιορισμούς άδεια του κατόχου των πνευματικών δικαιωμάτων για τη συμπερίληψη και επακόλουθη δημοσίευση του υλικού αυτού

3 ΠΙΣΤΟΠΟΙΗΣΗ Πιστοποιείται ότι η διπλωματική εργασία με θέμα: "ΜΕΛΕΤΗ ΚΑΙ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΜΕΤΑΤΡΟΠΕΑ ΙΣΧΥΟΣ ΓΙΑ ΤΗ ΔΙΑΣΥΝΔΕΣΗ ΑΝΑΝΕΩΣΙΜΗΣ ΠΗΓΗΣ ΕΝΕΡΓΕΙΑΣ ΜΕ ΜΙΚΡΟΔΙΚΤΥΟ" της φοιτήτριας του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστημίου Πατρών: ΜΑΡΙΑΝΘΗΣ ΝΙΚΗΤΑ ΠΕΥΚΙΑΝΑΚΗ (Α.Μ ) Παρουσιάστηκε δημόσια και εξετάστηκε στο Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών στις 07/03/2017 Ο Επιβλέπων Ο Διευθυντής του Τομέα Εμμανουήλ Τατάκης Καθηγητής Αντώνιος Αλεξανδρίδης Καθηγητής

4

5 Αριθμός Διπλωματικής Εργασίας: /2017 ΤΙΤΛΟΣ: "ΜΕΛΕΤΗ ΚΑΙ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΜΕΤΑΤΡΟΠΕΑ ΙΣΧΥΟΣ ΓΙΑ ΤΗ ΔΙΑΣΥΝΔΕΣΗ ΑΝΑΝΕΩΣΙΜΗΣ ΠΗΓΗΣ ΕΝΕΡΓΕΙΑΣ ΜΕ ΜΙΚΡΟΔΙΚΤΥΟ" Φοιτήτρια: Επιβλέπων: Μαριάνθη Πευκιανάκη του Νικήτα Δρ.-Μηχ. Εμμανουήλ Τατάκης, Καθηγητής Περίληψη Η παρούσα διπλωματική εργασία πραγματεύεται τη μελέτη της συμπεριφοράς ενός μετατροπέα ανύψωσης συνεχούς τάσης σε συνεχή με υψηλό λόγο ανύψωσης (quadratic boost dc-dc converter), με σκοπό να τροφοδοτείται από ένα φωτοβολταϊκό σύστημα, για να καταστεί δυνατή η ένταξή του σε ένα μικροδίκτυο. Η εργασία αυτή εκπονήθηκε στο Εργαστήριο Ηλεκτρομηχανικής Μετατροπής Ενέργειας του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστημίου Πατρών. Αρχικά, εξηγείται η σημασία του ενεργειακού προβλήματος και η σπουδαιότητα των ανανεώσιμων πηγών ενέργειας. Ακόμη, παρουσιάζονται τα βασικά χαρακτηριστικά των μικροδικτύωνκαι των φωτοβολταϊκών στοιχείων. Στη συνέχεια, ακολουθεί η θεωρητική ανάλυση, δηλαδή παρουσιάζονται οι βασικές εξισώσεις και οι χαρακτηριστικές καμπύλες ενός μετατροπέα συνεχούς τάσης σε συνεχή, που έχει ως κύριο χαρακτηριστικό το μεγάλο κέρδος τάσης και ανήκει στην ευρύτερη οικογένεια μετατροπέων, των οποίων η λειτουργία βασίζεται στην αρχή reduced redundant power processing (R 2 P 2 ). Το επόμενο βήμα ήταν η προσομοίωση του φωτοβολταϊκού συστήματος βάσει μοντέλου που παρουσιάζεται στη βιβλιογραφία, σε περιβάλλον Matlab/Simulink καθώς και του υπό μελέτη μετατροπέα και του συνολικού συστήματος, ούτως ώστε να πραγματοποιηθεί μια σύγκριση μεταξύ θεωρητικής ανάλυσης και προσομοίωσης. Τέλος, παρουσιάζεται η διαδικασία κατασκευής του ανυψωτή τάσης και τα πειραματικά αποτελέσματα που προέκυψαν κατά τη λειτουργία αυτού, ούτως ώστε να διαπιστωθεί η ορθή λειτουργία του, καθώς και η συμφωνία των αποτελεσμάτων με τα αντίστοιχα της θεωρητικής ανάλυσης.

6 Abstract In this diploma thesis the behavior of a DC-DC quadratic boost converter with high conersion ratio is studied. This converter will be powered by a photovoltaic system, that will be integrated in a microgrid. This work was conducted at the Laboratory of Electromechanical Energy Conversion Department of Electrical and Computer Engineering, University of Patras, Greece. Initially, the energy problem and the importance of renewable energy sources are explained. Moreover, the basic characteristics of microgrids and photovoltaics are presented. Then the theoretical analysis followed, which includes the basic equations and the characteristic waveforms of a DC/DC quadratic boost converter based on the reduced redundant power processing principle (R 2 P 2 ), whose main feature is the high voltage gain. Next, the simulation of a photovoltaic system based on a model given in the literature is presented. Moreover, the simulation of the proposed converter and the whole system in Matlab / Simulink environment was conducted, followed by the comparison between theoretical and simulation results. Finally, the construction process of the DC-DC quadratic boost converter and the experimental results obtained during its operation were analyzed, so that both its proper operation and the agreement between experimental and theoritical results to be confirmed.

7 ΠΡΟΛΟΓΟΣ Πρόλογος Στη διπλωματική αυτή εργασία μελετάται η συμπεριφορά ενός μετατροπέα ανύψωσης συνεχούς τάσης σε συνεχή με υψηλό λόγο ανύψωσης (quadratic boost dc-dc converter). Απώτερος σκοπός της παρούσας διπλωματικής είναι η θεωρητική ανάλυση και η κατασκευή του μετατροπέα, ούτως ώστε ένα φωτοβολταϊκό πάνελ να αποτελέσει την πηγή τάσης της εισόδου του. Συγκεκριμένα, αναλύονται, αρχικά, η λειτουργία και τα βασικά χαρακτηριστικά των φωτοβολταϊκών, καθώς και του μικροδικτύου στο οποίο θα ενταχθεί το σύστημά μας. Στη συνέχεια, γίνεται η θεωρητική ανάλυση του μετατροπέα ανύψωσης τάσης (boost R 2 P 2 ) για δύο διαφορετικές τοπολογίες αυτού, δηλαδή για την τοπολογία με ένα διακόπτη και για αυτή με δύο διακόπτες. Έπειτα, προσομοιώνονται ξεχωριστά το φωτοβολταϊκό πάνελ και ο μετατροπέας και στη συνέχεια το συνολικό σύστημα φωτοβολταϊκού-μετατροπέα σε περιβάλλον Matlab/Simulink και γίνεται σύγκριση μεταξύ θεωρητικών αποτελεσμάτων και αυτών της προσομοίωσης. Τέλος, κατασκευάζεται ο μετατροπέας και διεξάγονται πειράματικές μετρήσεις και για τις δύο προαναφερθείσες τοπολογίες, έτσι ώστε να συγκριθούν τα αποτελέσματα με τα αντίστοιχα της θεωρητικής ανάλυσης και να διαπιστωθεί η ορθή λειτουργία του. Αναλυτικά, στο Κεφάλαιο 1, γίνεται αρχικά μια εισαγωγή στο ενεργειακό πρόβλημα και στις ανανεώσιμες πηγές ενέργειας. Στη συνέχεια, ορίζεται και περιγράφεται η λειτουργία ενός μικροδικτύου και αναλύονται τα επιμέρους τμήματα που το απαρτίζουν. Τέλος, γίνεται ανάλυση της λειτουργίας των φωτοβολταϊκών συστημάτων, τα οποία συμπεριλαμβάνονται σε ένα μικροδίκτυο, ως πηγή παραγωγής ενέργειας Στο Κεφάλαιο 2 γίνεται μια παρουσίαση του τμήματος του μικροδικτύου στο οποίο θα ενταχθεί το σύστημα της παρούσας διπλωματικής εργασίας, και στη συνέχεια γίνεται διαστασιολόγηση του φωτοβολταϊκού πάνελ που πρόκειται να αποτελέσει πηγή εισόδου του μετατροπέα. Ιδιαίτερη έμφαση δίνεται στην θεωρητική ανάλυση και την κατάστρωση των εξισώσεων του υπό μελέτη μετατροπέα ανύψωσης τάσης R 2 P 2 για δύο διαφορετικές τοπολογίες αυτού. Στο Κεφάλαιο 3 παρουσιάζεται η προσομοίωση ενός μοντέλου φωτοβολταϊκών που έχει αναλυθεί σε προηγούμενη διπλωματική εργασία, σε περιβάλλον Matlab/Simulink καθώς και το μοντέλο της προσομοίωσης και τα αποτελέσματα, που αφορούν τον εξεταζόμενο - I -

8 Πρόλογος μετατροπέα ανύψωσης τάσης και γίνεται σύγκριση με τη θεωρητική ανάλυσή του. Έπειτα, γίνεται η προσομοίωση του συνολικού συστήματος με τα φωτοβολταϊκά να αποτελούν την είσοδο για το μετατροπέα και παρουσιάζονται τα αποτελέσματα. Στο Κεφάλαιο 4 αναλύεται η διαδικασία επιλογής των επιμέρους στοιχείων για την κατασκευή της πλακέτας που περιλαμβάνει το κύκλωμα ισχύος του μετατροπέα ανύψωσης τάσης, το κύκλωμα ελέγχου και παλμοδότησης, τα μετρητικά ρεύματος και τάσης και κάποια άλλα στοιχεία για τη χειροκίνητη αλλαγή του κώδικα παλμοδότησης μέσω της πλακέτας. Σημειώνεται ότι στην ίδια πλακέτα κατασκευάστηκαν και οι δύο διαφορετικές τοπολογίες του υπό μελέτη μετατροπέα ανύψωσης τάσης, ώστε να καταστεί δυνατή η μεταξύ τους σύγκριση. Στο Κεφάλαιο 5 παρουσιάζεται συνοπτικά ο μικροελεγκτής dspic30f4011 που χρησιμοποιείται για την παλμοδότηση των ημιαγωγικών στοιχείων ισχύος του μετατροπέα, καθώς και τα βασικά περιφερειακά που χρησιμοποιούνται. Αναλύεται επίσης η λογική του κώδικα παλμοδότησης και εξηγείται ο τρόπος επικοινωνίας του υπολογιστή με το μικροελεγκτή. Στο Κεφάλαιο 6 παρουσιάζονται αναλυτικά τα πειραματικά αποτελέσματα των μετρήσεων που διεξήχθησαν στην πλακέτα που κατασκευάστηκε, έτσι ώστε να διαπιστωθεί η ορθότητα της θεωρητικής ανάλυσης και να δικαιολογηθούν τυχόν αποκλίσεις που παρατηρήθηκαν. Τέλος, καταγράφεται η βιβλιογραφία που χρησιμοποιήθηκε, ενώ στα παραρτήματα που ακολουθούν περιλαμβάνεται ο κώδικας που υλοποιήθηκε για την παλμοδότηση των ημιαγωγικών στοιχείων ισχύος, τα σχηματικά διαγράμματα και τα σχέδια PCB, σε περιβάλλον KiCAD, της πλακέτας που κατασκευάστηκε και τα φυλλάδια των κατασκευαστών των στοιχείων που χρησιμοποιήθηκαν. Στο σημείο αυτό θα ήθελα να ευχαριστήσω τον επιβλέποντα καθηγητή της διπλωματικής μου εργασίας κ. Εμμανουήλ Τατάκη, για το ενδιαφέρον που μου προξένησε, μέσω της μεταδοτικότητας και του ζήλου που επεδείκνυε στα μαθήματα των Ηλεκτρονικών Ισχύος, όσο και για τις καθοριστικής σημασίας συμβουλές του καθ όλη τη διάρκεια διεξαγωγής της παρούσας διπλωματικής εργασίας. Επίσης θα ήθελα να εκφράσω ένα τεράστιο ευχαριστώ στην υποψήφια διδάκτορα Χαρούλα Ζωγόγιαννη για την ανεξάντλητη υπομονή της και την προθυμία της να βοηθήσει σε οποιαδήποτε δυσκολία προέκυπτε στα πλαίσια της διπλωματικής αυτής εργασίας. Χωρίς την καθοδήγησή της και τις πολύτιμες συμβουλές της το αποτέλεσμα σίγουρα δεν θα ήταν το ίδιο. - II -

9 Πρόλογος Ακόμα, ευχαριστίες αρμόζουν σε όλους τους συμφοιτητές μου που βρίσκονταν στο Εργαστήριο Ηλεκτρομηχανικής Μετατροπής Ενέργειας και που πρόσφεραν την βοήθεια τους όπου χρειαζόταν. Τέλος, θα ήθελα να ευχαριστήσω τους φίλους και την οικογένεια μου που μου στάθηκαν σε όλες τις δυσκολίες που ανέκυψαν κατά τη διάρκεια των σπουδών μου. - III -

10 - I -

11 ΠΙΝΑΚΑΣ ΠΕΡΙΕΧΟΜΕΝΩΝ ΚΕΦΑΛΑΙΟ 1 ΜΙΚΡΟΔΙΚΤΥΟ 1.1 Ενεργειακό πρόβλημα-απε Ενέργεια Ενεργειακό πρόβλημα Ανανεώσιμες πηγές ενέργειας (ΑΠΕ) Μικροδίκτυο Ορισμός Μικροδικτύου Τοποθεσία και μέγεθος εγκατάστασης μικροδικτύου Σύνδεση με το κεντρικό δίκτυο Δυνατότητες του μικροδικτύου Πλεονεκτήματα και μειονεκτήματα μικροδικτύου Φωτοβολταϊκά Μετατροπή Ηλιακής Ενέργειας σε Ηλεκτρική Πλεονεκτήματα φωτοβολταϊκών συστημάτων Χαρακτηριστικά φωτοβολταϊκών κυττάρων Κατασκευαστικά χαρακτηριστικά φωτοβολταϊκών κυττάρων Ηλεκτρικά χαρακτηριστικά φωτοβολταϊκών κυττάρων Κατηγοριοποίηση Μετατροπέων για τη σύνδεση φωτοβολταϊκών μονάδων με το δίκτυο Μετατροπείς μίας βαθμίδας Μετατροπείς δύο βαθμίδων Μετατροπείς πολλών βαθμίδων ΚΕΦΑΛΑΙΟ 2 ΘΕΩΡΗΤΙΚΗ ΑΝΑΛΥΣΗ ΤΟΥ ΥΠΟ ΜΕΛΕΤΗ ΣΥΣΤΗΜΑΤΟΣ 2.1 Παρουσίαση του συνολικού συστήματος Φωτοβολταϊκή μονάδα Θεωρητική ανάλυση του μετατροπέα ανύψωσης τάσης Οι μετατροπείς μείωσης της περιττής επεργάσιμης ισχύος (R 2 P 2 )... 30

12 2.3.2 Ανάλυση μετατροπέα Buck-Boost Ανάλυση λειτουργίας του μετατροπέα Βoost Θεωρητική ανάλυση του μετατροπέα ανύψωσης τάσης Ι-ΙΙΑ Μετατροπέας Ι-ΙΙΑ-1 με δύο διακόπτες Μετατροπέας Ι-ΙΙΑ-1 με ένα διακόπτη Σύγκριση των δύο μετατροπέων ΚΕΦΑΛΑΙΟ 3 ΠΡΟΣΟΜΟΙΩΣΗ ΤΟΥ ΣΥΣΤΗΜΑΤΟΣ ΣΕ ΠΕΡΙΒΑΛΛΟΝ MATLAB/SIMULINK 3.1 Προσομοίωση του φωτοβολταϊκού Προσομοίωση του μετατροπέα Ι-ΙΙΑ Προσομοίωση του μετατροπέα Ι-ΙΙΑ-1 με δύο διακόπτες Προσομοίωση του μετατροπέα Ι-ΙΙΑ-1 με δύο διακόπτες και για Po=106W Προσομοίωση του μετατροπέα Ι-ΙΙΑ-1 με δύο διακόπτες και για Po=10.6W Προσομοίωση του μετατροπέα Ι-ΙΙΑ-1 με ένα διακόπτη Προσομοίωση του μετατροπέα Ι-ΙΙΑ-1 με ένα διακόπτη και για Po=106W Προσομοίωση του μετατροπέα Ι-ΙΙΑ-1 με ένα διακόπτη και για Po=10.6W Προσομοίωση του συνολικού συστήματος ΚΕΦΑΛΑΙΟ 4 ΣΧΕΔΙΑΣΜΟΣ ΚΑΙ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΤΟΥ ΜΕΤΑΤΡΟΠΕΑ Ι-ΙΙΑ Εισαγωγή Επιλογή των στοιχείων του κυκλώματος ισχύος Προδιαγραφές του μετατροπέα Ι-ΙΙΑ Επιλογή των ημιαγωγικών διακοπτικών στοιχείων ισχύος Επιλογή της διόδου ισχύος Επιλογή ψυκτικών σωμάτων Υπολογισμός και κατασκευή των πηνίων εξομάλυνσης Επιλογή των πυκνωτών εξομάλυνσης της τάσης Μετρητικά τάσης και ρεύματος Μετρητικά τάσης εισόδου και εξόδου

13 Μετρητικά ρεύματος Επιλογή των στοιχείων του κυκλώματος ελέγχου Κύκλωμα οδήγησης των ημιαγωγικών στοιχείων Ο μ/ε dspic30f Ο buffer 74HC541N Optocoupler 6N Driver MC Επιλογή στοιχείων για χειροκίνητη αλλαγή του λόγου κατάτμησης Επιλογή στοιχείων για αλλαγή της τοπολογίας του μετατροπέα ΚΕΦΑΛΑΙΟ 5 ΑΝΑΛΥΣΗ ΛΕΙΤΟΥΡΓΙΑΣ ΤΟΥ ΜΙΚΡΟΕΛΕΓΚΤΗ 5.1 Εισαγωγή Ο μ/ε dspic30f Περιφερειακές μονάδες Ψηφιακές θύρες εισόδου εξόδου Μετατροπέας σήματος από αναλογικό σε ψηφιακό (A/D Converter) Περιφερειακή μονάδα παραγωγής παλμών (PWM motor generator) Λογική του κώδικα εκτέλεσης Επικοινωνία υπολογιστή με τον μικροελεγκτή ΚΕΦΑΛΑΙΟ 6 ΠΑΡΟΥΣΙΑΣΗ ΔΙΑΤΑΞΗΣ ΚΑΙ ΜΕΤΡΗΣΕΙΣ 6.1 Πειραματική διάταξη Πειραματικά αποτελέσματα Πειράματα για σταθερό λόγο κατάτμησης και μεταβαλλόμενη ισχύ εξόδου Μετρήσεις για σταθερό δ= Μετρήσεις για σταθερό δ= Μετρήσεις για σταθερό δ= Μετρήσεις για υπολογισμό του λόγου ανύψωσης του μετατροπέα συναρτήσει του δ

14 6.2.3 Πειράματα για σταθερή τάση εξόδου και υπολογισμό του βαθμού απόδοσης Συμπεράσματα Προοπτικές ΒΙΒΛΙΟΓΡΑΦΙΑ ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Α Κώδικας για τον μικροελεγκτή dspic30f ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Β Σχηματικά διαγράμματα και τυπωμένα κυκλώματα PCB σε KiCAD ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Γ Φυλλάδια κατασκευαστών

15 Κεφάλαιο 1 ο ΚΕΦΑΛΑΙΟ 1 ΜΙΚΡΟΔΙΚΤΥΟ 1.1 Ενεργειακό πρόβλημα-ανανεώσιμες Πηγές Ενέργειας Ενέργεια Η ενέργεια είναι σε τέτοιο βαθμό συνυφασμένη με την καθημερινή μας ζωή που μόνο η έλλειψή της καθιστά πρόδηλη την αναγκαιότητά της. Το σύνολο των ανθρώπινων δραστηριοτήτων δεσμεύει, παράγει, καταναλώνει, μετατρέπει και αποθηκεύει τεράστια ποσά ενέργειας. Η ενέργεια εμφανίζεται με πολλές μορφές. Κίνηση, θερμότητα, ενέργεια χημικών δεσμών ή ηλεκτρισμός. Ακόμη και η μάζα είναι μια μορφή ενέργειας. Η ενέργεια μπορεί να προέρχεται από διαφορετικές πηγές όπως ο άνεμος, ο άνθρακας, η ξυλεία ή τα τρόφιμα. Όλες οι πηγές ενέργειας έχουν ένα κοινό χαρακτηριστικό. Η χρήση τους μας δίνει τη δυνατότητα να θέσουμε αντικείμενα σε κίνηση, να μεταβάλουμε θερμοκρασίες, να παράγουμε ήχο και εικόνα. Με άλλα λόγια, μας δίνεται η δυνατότητα να παράγουμε έργο. Ο κύκλος της παραγωγής και κατανάλωσης ενέργειας ξεκινά από τις αρχικές μορφές ενέργειας όπως ο άνθρακας, το αργό πετρέλαιο, ο άνεμος, το ηλιακό φως ή το φυσικό αέριο. Αυτές οι μορφές χαρακτηρίζονται ως πρωτογενής ενέργεια και βεβαίως, ελάχιστα μπορούν να χρησιμοποιηθούν από τους καταναλωτές. Το επόμενο βήμα είναι η μετατροπή των πρωτογενών μορφών σε τελική ενέργεια, όπως για παράδειγμα ηλεκτρισμός ή βενζίνη. Τέλος, κατάλληλος εξοπλισμός ή συσκευές όπως το αυτοκίνητο ή η τηλεόραση, μετατρέπουν την τελική ενέργεια σε χρήσιμη ενέργεια παρέχοντας ενεργειακές υπηρεσίες. Από την πρωτογενή έως τη χρήσιμη ενέργεια, μεσολαβούν πολλά ενδιάμεσα στάδια ανάλογα με τη μορφή της ενέργειας. Όλη αυτή η πολυσύνθετη αλυσίδα είναι γνωστή ως ενεργειακό σύστημα [1] Ενεργειακό πρόβλημα Η διαρκής προσπάθεια του ανθρώπου για την αύξηση του βιοτικού του επιπέδου, η βιομηχανική ανάπτυξη και η πληθυσμιακή αύξηση οδήγησαν στην ταχεία αύξηση της ενεργειακής ζήτησης. Δεδομένου ότι η ενέργεια που χρησιμοποιείται σήμερα προέρχεται κατά κύριο λόγο από ορυκτές καύσιμες ύλες, όπως γαιάνθρακες, πετρέλαιο, φυσικό αέριο και σχάσιμα πυρηνικά υλικά, η αύξηση της ενεργειακής ζήτησης φέρνει την παγκόσμια κοινότητα αντιμέτωπη με δύο σημαντικά προβλήματα: α) τη διαθεσιμότητα και την επάρκεια των - 5 -

16 Κεφάλαιο 1 ο αποθεμάτων ορυκτών καυσίμων και β) τις επιπτώσεις στο περιβάλλον [2]. Ένας μεγάλος αριθμός χωρών, αναγνωρίζοντας τα παραπάνω προβλήματα, θέσπισε το 1997 ένα νομικό εργαλείο, το πρωτόκολλο του Κιότο [3] για τον περιορισμό των εκπομπών αερίων και την αποτροπή της κλιματικής αλλαγής. Το 2009 μια παγκόσμια διάσκεψη στην Κοπεγχάγη θα αναδείξει και πάλι το ενεργειακό πρόβλημα και η ανάπτυξη των ανανεώσιμων πηγών θα κριθεί πιο επίκαιρη από ποτέ για την επίτευξη των παγκόσμιων στόχων. Ο βασικός στόχος που τέθηκε σε αυτήν τη διάσκεψη ήταν η συγκράτηση της ανόδου της παγκόσμιας θερμοκρασίας κάτω από τους 2 βαθμούς Κελσίου [4]. Οι συνέπειες των κλιματικών αλλαγών δεν είναι ομοιόμορφα κατανεμημένες στη γη. Οι συνέπειες αυτές περιλαμβάνουν τα εξής [5]: Μείωση στα αποθέματα του νερού Απότομες μεταβολές στη θερμοκρασία Αύξηση της στάθμης της θάλασσας Ακραία καιρικά φαινόμενα (ξηρασίες, πλημμύρες, τυφώνες κ.ά). Αυτές οι συνέπειες αντανακλώνται άμεσα στις ζωές των ανθρώπων, αφού περισσότεροι από άνθρωποι πεθαίνουν εξαιτίας των κλιματικών αλλαγών, περισσότεροι από επηρεάζονται με κάποιο τρόπο στη ζωή τους εξαιτίας αυτών και τέλος περισσότερα από $ κοστίζουν κάθε χρόνο οι ζημιές που προκαλούνται από τις κλιματικές αλλαγές [5] Ανανεώσιμες πηγές ενέργειας (ΑΠΕ) Δεν είναι λοιπόν υπερβολή να πούμε ότι οι κλιματικές αλλαγές είναι η μεγαλύτερη περιβαλλοντική, οικονομική και κοινωνική κρίση στην ιστορία της ανθρωπότητας. Τα παραπάνω προβλήματα ανάγκασαν την παγκόσμια κοινότητα να στραφεί σε εναλλακτικές μορφές παραγωγής ενέργειας. Αυτές οι μορφές ενέργειας που στοχεύουν στην επίλυση του ενεργειακού προβλήματος, αλλά και στην προστασία του περιβάλλοντος είναι η αιολική, η ηλιακή, η υδροηλεκτρική, η βιομάζα και η γεωθερμική. Τα τελευταία χρόνια λοιπόν με το ενδιαφέρον πολλών χωρών να στρέφεται στην πράσινη ενέργεια, οι ανανεώσιμες πηγές ενέργειας έφτασαν να αποτελούν το 22.3% (Σχήμα 1.1) της συνολικής ενέργειας παγκοσμίως το 2014 με στόχο αυτό το ποσοστό να ανέβει πολύ περισσότερο. Το μεγαλύτερο ποσοστό αποτελεί η υδροηλεκτρική ενέργεια με ποσοστό 16.4% επί της συνολικής με τη βιομάζα να καταλαμβάνει το αμέσως επόμενο μεγαλύτερο μερίδιο (1.8%) και οι υπόλοιπες ανανεώσιμες - 6 -

17 Κεφάλαιο 1 ο συμπεριλαμβανομένων της ηλιακής, του ανέμου, της γεωθερμικής ενέργειας και άλλων, να αποτελούν το υπόλοιπο 4.2% [6]. Σχήμα 1.1 Ποσοστά πόρων για την παραγωγή ηλεκτρικής ενέργειας και δεξιά τα ποσοστά πόρων των ΑΠΕ για το 2014 [6] Παρά το γεγονός ότι η υδροηλεκτρική ενέργεια κατέχει μέχρι ώρας το μεγαλύτερο ποσοστό παραγωγής ενέργειας από τις ΑΠΕ, η ηλιακή και η αιολική ενέργεια κερδίζουν διαρκώς έδαφος, γεγονός που γίνεται εμφανές αν παρατηρήσει κανείς το σχήμα 1.2. Η ηλιακή ενέργεια έχει μέσο ρυθμό ανάπτυξης ανά έτος της τάξεως του 46.2% με την αιολική να ακολουθεί σε ποσοστό 24.3% [6]. Σχήμα 1.2 Ετήσιοι ρυθμοί ανάπτυξης για τις ΑΠΕ παγκοσμίως από το 1990 έως το 2014 [6] Επόμενο βήμα για την ένταξη των ΑΠΕ στα ηλεκτρικά δίκτυα είναι η μελέτη της δομής των ήδη υπαρχόντων ηλεκτρικών δικτύων και η αναμόρφωσή τους, όπου αυτή κρίνεται αναγκαία. Τα ηλεκτρικά δίκτυα δομούνται βάσει της λογικής ότι το κόστος της παραγόμενης ενέργειας μειώνεται με την αύξηση του μεγέθους των σταθμών παραγωγής. Ως αποτέλεσμα, έχουμε σταθμούς μεγάλης ισχύος και μεγάλα δίκτυα μεταφοράς ηλεκτρικής ενέργειας με γραμμές υψηλής και υπερυψηλής τάσης [7]

18 Κεφάλαιο 1 ο Κάθε σύστημα ηλεκτρικού δικτύου απαρτίζεται από επιμέρους υποσυστήματα, καθένα από τα οποία εργάζονται σε διαφορετικά επίπεδα τάσης, έχουν διαφορετικό μέγεθος και η μεταξύ τους σύνδεση γίνεται μέσω μετασχηματιστών. Κάθε κλασικό σύστημα ηλεκτρικής ενέργειας διαιρείται με βάση την τάση λειτουργίας του στα εξής τμήματα: Το σύστημα διανομής Το σύστημα υπομεταφοράς Το σύστημα μεταφοράς Η επιλογή της θέσης εγκατάστασης των σταθμών παραγωγής γίνεται συνήθως κοντά στην πηγή ενέργειας, καθώς το κόστος μεταφοράς του καυσίμου είναι μεγαλύτερο από το κόστος μεταφοράς της ηλεκτρικής ενέργειας μέσω γραμμών μεταφοράς. Με τη διεσπαρμένη παραγωγή όμως, η ζήτηση των καταναλώσεων καλύπτεται πλέον από την τοπική παραγωγή που είναι συνδεδεμένη στο σύστημα διανομής, είτε στη μέση είτε στη χαμηλή τάση ανάλογα με το μέγεθος ισχύος, ενώ ταυτόχρονα μειώνονται οι απώλειες λόγω μεταφοράς της ενέργειας μέσω γραμμών. Με αυτόν τον τρόπο, επιτυγχάνεται η αποσυμφόρηση των ηλεκτρικών γραμμών μεταφοράς και διανομής των μετασχηματιστών. Η ένταξη της διεσπαρμένης παραγωγής στα ηλεκτρικά δίκτυα προϋποθέτει όμως αλλαγές στα ηλεκτρικά δίκτυα καθώς και στη διαχείριση της ενέργειας. Οι αλλαγές αυτές γίνονται εμφανείς με την ανάπτυξη των μικροδικτύων. 1.2 Μικροδίκτυο Ορισμός Μικροδικτύου Ως μικροδίκτυο (Microgrid ή Mini-grid) ορίζεται ένα υποσύστημα του κεντρικού δικτύου συνδεδεμένο σε ένα σημείο με το σύστημα διανομής, το οποίο περιλαμβάνει μονάδες παραγωγής, φορτία και στοιχεία αποθήκευσης της παραγόμενης ενέργειας, ενώ μπορεί να λειτουργεί είτε συνδεδεμένο με το δημόσιο δίκτυο, είτε αυτόνομα [4]. Τα μικροδίκτυα μπορούν να παίξουν καθοριστικό ρόλο στην άμεση ένταξη των ΑΠΕ στην ηλεκτρική παραγωγή αλλά και σαν υποκατηγορία της διεσπαρμένης παραγωγής. Επιπλέον αποτελούν έναν ιδιαίτερο τομέα έρευνας που μπορεί να συμβάλει καθοριστικά στην εξέλιξη των ενεργειακών συστημάτων και στην κάλυψη των ενεργειακών αναγκών ακόμα και των πιο υποβαθμισμένων περιοχών του πλανήτη. Η δομή ενός τυπικού μικροδικτύου φαίνεται στο σχήμα

19 Κεφάλαιο 1 ο Σχήμα 1.3 Τυπική δομή ενός μικροδικτύου [8] Το μικροδίκτυο, όπως ένα κανονικό ηλεκτρικό δίκτυο, αποτελείται από μονάδες που μπορούν να διαχωριστούν στις εξής κατηγορίες [4]: μονάδες παραγωγής ενέργειας μονάδες αποθήκευσης ενέργειας μονάδες κατανάλωσης ενέργειας Τον κυριότερο όμως ρόλο σε ένα μικροδίκτυο τον έχουν οι αντιστροφείς ισχύος, εφόσον το μικροδίκτυο έχει σα μονάδες παραγωγής, μονάδες που παράγουν συνήθως συνεχή τάση και ρεύμα ή μονάδες των οποίων η παραγωγή είναι διαρκώς μεταβαλλόμενη, οπότε απαιτείται σε ένα πρώτο στάδιο η μετατροπή της συνεχούς τάσης σε εναλλασσόμενη. Συνήθως οι μονάδες παραγωγής ηλεκτρικής ενέργειας, είναι συνολικής ισχύος μέχρι λίγα MW, ενώ ο τύπος τους ποικίλει. Τυπικές πηγές ενέργειας ενός μικροδικτύου είναι οι γεννήτριες ντίζελ ή φυσικού αερίου, συμπαραγωγής ηλεκτρικής ενέργειας και ζεστού νερού (γεννήτριες, μικροστρόβιλοι), οι ανεμογεννήτριες, τα φωτοβολταϊκά, οι κυψέλες καυσίμου, οι γεωθερμικοί και οι ηλιοθερμικοί σταθμοί, τα μικρά υδροηλεκτρικά, οι μονάδες που χρησιμοποιούν ως πρώτη ύλη βιομάζα, βιοντίζελ ή οποιαδήποτε άλλη πηγή ενέργειας, δίνοντας πολλές δυνατότητες και μεγάλη ευχέρεια επιλογών ανάλογα με το φυσικό πλούτο του μέρους που γίνεται η εγκατάσταση. Οι μονάδες κατανάλωσης - φορτία δε διαχωρίζονται από τα φορτία που υπάρχουν στα ηλεκτρικά δίκτυα. Τα μικροδίκτυα εξυπηρετούν καταναλώσεις που χρειάζονται αδιάλειπτη λειτουργία και εξασφαλίζουν τη συνεχή τους τροφοδοσία με - 9 -

20 Κεφάλαιο 1 ο υψηλή ποιότητα ισχύος. Σημαντικό ρόλο σε ένα μικροδίκτυο έχουν οι μονάδες αποθήκευσης που είναι αυτές που εξασφαλίζουν την αυτονομία του μικροδικτύου. Οι μονάδες αυτές μπορούν να είναι είτε συσσωρευτές είτε καύσιμα που έχουν αποθηκευτεί με τη βοήθεια των μονάδων παραγωγής κατά τη λειτουργία τους π.χ. υδρογόνο [4] Τοποθεσία και μέγεθος εγκατάστασης μικροδικτύου Όπως έχει ήδη αναφερθεί, ένα μικροδίκτυο μπορεί να εγκατασταθεί εκεί όπου είναι διαθέσιμη κάποια φυσική πηγή ενέργειας και να αναλάβει να καλύψει τις ανάγκες της γύρω περιοχής. Η θέση των μονάδων παραγωγής στα μικροδίκτυα είναι συνήθως κοντά στην κατανάλωση, έτσι ώστε να ελαχιστοποιείται το κόστος μεταφοράς και διανομής της ενέργειας, καθώς και οι απώλειες στις γραμμές μεταφοράς, αυξάνοντας έτσι την απόδοση του συστήματος. Το μέγεθος του μικροδικτύου μπορεί να ποικίλει ανάλογα με τις απαιτήσεις τις οποίες καλείται να καλύψει. Για τις ανάγκες μικρών καταναλωτών (πχ. οικιακή κατανάλωση) μπορεί να αποτελείται από ένα υβριδικό σύστημα φωτοβολταϊκών και γεννήτριας ντίζελ ή βιοκαυσίμων. Σε μεσαίους καταναλωτές (πχ. τροφοδότηση νοσοκομειακής μονάδας) στο μικροδίκτυο μπορεί να χρησιμοποιούνται κυψέλες καυσίμου για παραγωγή ενέργειας, ενώ σε μεγάλους (πχ. τροφοδότηση μιας ολόκληρης πόλης) το μικροδίκτυο μπορεί να διαθέτει ως μονάδες παραγωγής ενέργειας σταθμούς βιομάζας, γεννήτριες ντίζελ, αλλά και αιολικά πάρκα [7] Σύνδεση με το κεντρικό δίκτυο Ο σχεδιασμός του μικροδικτύου είναι ανεξάρτητος από το κεντρικό δίκτυο, ωστόσο μπορεί να υπάρχει διασύνδεση με αυτό, για ανταλλαγή ενέργειας. Σε μια τέτοια παραλληλισμένη λειτουργία είναι δυνατή η ανταλλαγή ενέργειας, δηλαδή η παροχή πλεονάζουσας ενέργειας σε αυτό, ή απορρόφηση ενέργειας όταν οι μονάδες του μικροδικτύου δεν επαρκούν για να καλύψουν τη ζήτηση. Ακόμη, σε περίπτωση μόνιμα διασυνδεδεμένης λειτουργίας, είναι δυνατή η αξιόπιστη τροφοδότηση του μικροδικτύου από τις δικές του μονάδες σε περίπτωση κατάρρευσης του κεντρικού δικτύου. Η αξιόπιστη λειτουργία ενός μικροδικτύου συνεπάγεται, εκτός από την κάλυψη των απαιτήσεων ενεργού και αέργου ισχύος, και τη συνεχή ρύθμιση της τάσης και της συχνότητας αυτού. Παράλληλα, θα πρέπει να περιλαμβάνει όλες τις διατάξεις προστασίας από σφάλματα, βραχυκυκλώματα ή διαρροές [4]

21 Κεφάλαιο 1 ο Ο τρόπος που τα μικροδίκτυα συνδέονται στο δίκτυο διανομής διαφοροποιείται. Στο μικροδίκτυο δημιουργείται ουσιαστικά μια μικρογραφία του δικτύου στη χαμηλή τάση. Διαφοροποιήσεις όμως υπάρχουν για το αν το ίδιο είναι συνδεδεμένο στο δίκτυο στη μέση τάση ή στη χαμηλή, σε μια ή περισσότερες θέσεις. Στο σημείο αυτό χρειάζεται να αναφερθεί ότι τα μικροδίκτυα μπορούν να μην έχουν και κανένα σημείο σύνδεσης με το κυρίως δίκτυο, είτε επειδή έχει επιλεγεί να λειτουργούν αυτόνομα για να παρέχουν στις καταναλώσεις τους αξιόπιστη και υψηλής ποιότητας παροχή ισχύος, είτε γιατί έχουν οδηγηθεί στην αυτόνομη λειτουργία από κάποια διαταραχή του δικτύου [4]. Η διαφοροποίηση αυτή, ουσιαστικά, συνδέεται και με το μέγεθος της ισχύος των μονάδων παραγωγής. Ανάλογα λοιπόν και με το μέγεθος του μικροδικτύου, αυτό θα είναι συνδεδεμένο στο δίκτυο διανομής είτε στη χαμηλή είτε στη μέση τάση. Δεδομένης της μικρής ισχύος των περισσότερων μονάδων ενός μικροδικτύου, η παραγωγή και διανομή της ηλεκτρικής ενέργειας είναι προτιμότερο να γίνεται στη χαμηλή τάση, καθώς δεν απαιτείται η μεταφορά της ηλεκτρικής ενέργειας σε μεγάλες αποστάσεις. Το μέγεθός του συνολικότερα, δηλαδή των μονάδων παραγωγής και των φορτίων, καθορίζει και τον τρόπο διασύνδεσής του με άλλα μικροδίκτυα ή με το κεντρικό δίκτυο, στη μέση ή στη χαμηλή τάση. Προφανώς μεγάλη ισχύς απαιτεί διασύνδεση στη μέση τάση. Απαραίτητο στοιχείο για τη σύνδεση μικρών μονάδων παραγωγής ενέργειας όπως τα φωτοβολταϊκά, οι συσσωρευτές και οι κυψέλες καυσίμου στο κεντρικό δίκτυο, είναι ο αντιστροφέας (Inverter). Ο μετατροπέας αυτός αναλαμβάνει τη μετατροπή της συνεχούς τάσης και ρεύματος που παράγονται από τις παραπάνω πηγές ηλεκτρικής ενέργειας σε εναλλασσόμενη, ώστε να είναι δυνατή η διασύνδεση του συστήματος με το κεντρικό δίκτυο. Τα σύγχρονα ηλεκτρονικά ισχύος προσφέρουν διάφορες λύσεις για τη μετατροπή της τάσης από συνεχή σε εναλλασσόμενη με την κατάλληλη συχνότητα και την παραγωγή της απαιτούμενης ενεργού και αέργου ισχύος. Τέτοιοι μετατροπείς παρέχουν ακόμη τη δυνατότητα ελέγχου της τάσης στο δίκτυο διανομής, των ποσών της ανταλλασσόμενης ισχύος μεταξύ του μικροδικτύου και του κεντρικού δικτύου, αφού με τη λειτουργία τους εξασφαλίζεται ότι η ποιότητα της παραγόμενης τάσης θα ανταποκρίνεται στις προδιαγραφές του δικτύου [7] Δυνατότητες του μικροδικτύου Η λογική του μικροδικτύου ενεργοποιεί σε μεγάλο βαθμό τη διείσδυση της διεσπαρμένης παραγωγής ενέργειας, χωρίς να απαιτείται επανασχεδιασμός του συστήματος διανομής. Για να επιτευχθεί αυτό εφαρμόζονται δύο τεχνικές

22 Κεφάλαιο 1 ο Καταρχάς σε κάθε στοιχείο του μικροδικτύου εφαρμόζεται η λογική peer to peer [9]. Η λογική αυτή διασφαλίζει ότι δεν υπάρχουν στοιχεία των οποίων η λειτουργία να είναι κρίσιμη για τη λειτουργία του μικροδικτύου, όπως κάποιος κύριος ελεγκτής ή μία κεντρική μονάδα αποθήκευσης. Αυτό αυτόματα σημαίνει ότι το μικροδίκτυο μπορεί να συνεχίσει να δουλεύει σωστά μετά την απώλεια οποιουδήποτε στοιχείου του ή μονάδας παραγωγής. Συνεπώς, η ευθύνη της σταθερής λειτουργίας του μικροδικτύου διαμοιράζεται εξίσου σε όλες τις μονάδες και δε βαραίνει μια κεντρική μονάδα με τις άλλες να έχουν τον ρόλο υποστήριξης, με αποτέλεσμα να υπάρχουν πολλές μονάδες οδηγοί χωρίς να είναι απαραίτητοι επιπλέον τρόποι επικοινωνίας. Η δεύτερη εξίσου σημαντική ιδιότητα του μικροδικτύου είναι η λεγόμενη plug and play λειτουργία [10]. Ένα τέτοιο σύστημα είναι ικανό να λειτουργεί ανεξαρτήτως των αλλαγών στην έξοδο οποιασδήποτε γεννήτριας ή φορτίου. Είναι δυνατό να συνδέονται περισσότερα φορτία χωρίς να επαναπρογραμματίζεται κάποιος κεντρικός ελεγκτής. Καθοριστικό ρόλο για την επίτευξη της plug and play λειτουργίας φυσικά παίζουν οι μετατροπείς που διαθέτει το εκάστοτε μικροδίκτυο, οι οποίοι αναλαμβάνουν τον έλεγχο της κάθε μονάδας και διασφαλίζουν ότι θα είναι σε θέση να ανταποκρίνεται στις αλλαγές του συστήματος, είτε των χαρακτηριστικών του δικτύου, είτε του φορτίου, χωρίς να απαιτείται η συγκέντρωση δεδομένων από άλλα φορτία ή μονάδες παραγωγής Πλεονεκτήματα και μειονεκτήματα μικροδικτύου Εν συντομία τα σημαντικότερα οφέλη ενός μικροδικτύου είναι τα εξής [11]: Η συνολική απόδοση της ενέργειας αυξάνεται με τις εφαρμογές συμπαραγωγής, που αποτελούν βασικό χαρακτηριστικό των μικροδικτύων. Έτσι, ενώ μέχρι τη δημιουργία των μικροδικτύων είχαμε μεγάλη κεντρική παραγωγή ισχύος και τοπική παραγωγή θερμότητας, με τη δημιουργία των μικροδικτύων τόσο η παραγωγή ισχύος όσο και θερμότητας γίνεται τοπικά. Αυτό έχει σαν αποτέλεσμα η κατανάλωση της ενέργειας που βασίζεται σε ορυκτά καύσιμα να μειώνεται κατά το 1/3. Ελαχιστοποίηση της συνολικής κατανάλωσης ενέργειας. Αυξημένη αξιοπιστία και προσαρμοστικότητα του συστήματος ενέργειας. Υψηλή μείωση των απωλειών από μεταφορά της ηλεκτρικής ενέργειας, αφού η παραγωγή γίνεται τοπικά

23 Κεφάλαιο 1 ο Οφέλη για το δίκτυο, όπως δυνατότητα τοπικής παραγωγής, ελέγχου τάσης και συχνότητας. Αποτροπή κατάρρευσης του δικτύου σε περιόδους αιχμής του φορτίου μειώνοντας το τελευταίο. Το μικροδίκτυο μπορεί να ενεργήσει για να μετριάσει το κόστος της ηλεκτρικής ενέργειας για τους χρήστες της, εξυπηρετώντας το σύνολο ή μέρος του ζητούμενου φορτίου. Όσον αφορά το περιβάλλον υπάρχουν εξίσου σημαντικά οφέλη και αυτά είναι: Σημαντική μείωση των εκπομπών διοξειδίου του άνθρακα. Ενίσχυση της χρήσης ανανεώσιμων πηγών ενέργειας. Αποφυγή των επιπτώσεων από τη χρήση μεγάλων γεωγραφικών εκτάσεων (για εγκαταστάσεις κτλ). Όπως κάθε νέα τεχνοτροπία, έτσι και το μικροδίκτυο έχει ορισμένα μειονεκτήματα. Αυτά είναι [11]: Η τάση, η συχνότητα και η ισχύς είναι τρεις κύριες παράμετροι που πρέπει να ελέγχονται διαρκώς και να παραμένουν σε αποδεκτά επίπεδα, ενώ παράλληλα να διατηρείται το ισοζύγιο ενέργειας και ισχύος. Η ηλεκτρική ενέργεια πρέπει να αποθηκεύεται σε συστοιχίες μπαταριών, με αποτέλεσμα να απαιτείται αρκετός χώρος αλλά και συντήρηση. Ο επανασυγχρονισμός με το κεντρικό δίκτυο παρουσιάζει δυσκολία. Η τοποθέτηση αξιόπιστων διατάξεων προστασίας αποτελεί μια εκ των σημαντικότερων προκλήσεων σε ότι αφορά τη λειτουργία ενός μικροδικτύου. Η ακριβής μέτρηση της ενέργειας (παραγόμενης και λαμβανόμενης από το δίκτυο) παρουσιάζει αυξημένη δυσκολία. Η ανάπτυξη προτύπων διασύνδεσης είναι αναγκαία για να εξασφαλιστεί η συνοχή. (Ωστόσο το IEEE P1547, ένα πρότυπο που προτείνεται από το Ινστιτούτο Ηλεκτρολόγων και Ηλεκτρονικών Μηχανικών καλύπτει, σε μεγάλο βαθμό, το παραπάνω κενό). 1.3 Φωτοβολταϊκά Ως γνωστόν η μεγαλύτερη ενεργειακή είσοδος πάνω στη γη είναι η ηλιακή ακτινοβολία και συγχρόνως πρόκειται να συνεχιστεί με τον ίδιο ρυθμό για δισεκατομμύρια χρόνια στο μέλλον, είναι δηλαδή ανανεώσιμη. Με την τελειοποίηση της τεχνολογίας ένα μέρος της παραγόμενης

24 Κεφάλαιο 1 ο ηλεκτρικής ενέργειας και ένα μέρος της ενέργειας που απαιτείται για θέρμανση (νερού, χώρων) θα προέρχεται από ηλιακή ενέργεια που είναι η πιο ελπιδοφόρα πηγή ενέργειας και από άποψη δυναμικού και από άποψη ρύπανσης του περιβάλλοντος [12] Μετατροπή Ηλιακής Ενέργειας σε Ηλεκτρική Η ηλιακή ενέργεια ανήκει, όπως προαναφέρθηκε, στις Ήπιες Μορφές Ενέργειας και είναι μια καθαρή, ανεξάντλητη και ανανεώσιμη πηγή ενέργειας. Μπορεί να χρησιμοποιηθεί στη μορφή που βρίσκεται, ενώ η μετατροπή της µε διάφορα συστήματα εξυπηρετεί την κάλυψη ενεργειακών αναγκών σε θερμότητα και ηλεκτρισμό. Πιο συγκεκριμένα, η επιλογή του κατάλληλου συστήματος για την άμεση μετατροπή της ηλιακής ενέργειας είναι συνάρτηση του τύπου της ενεργειακής ζήτησης για τις διάφορες εφαρμογές, οι οποίες μπορούν να χωριστούν σε τρεις κυρίως κατηγορίες:. Άμεση μετατροπή για θέρμανση, που περιλαμβάνει τη θέρμανση νερού για οικιακή και βιομηχανική χρήση Μετατροπή µε ενδιάμεσο θερμοδυναμικό κύκλο, που περιλαμβάνει αφαλάτωση νερού, ψύξη και κατά κύριο λόγο παραγωγή μηχανικής ή ηλεκτρικής ενέργειας από θερμότητα Απευθείας μετατροπή σε ηλεκτρική ενέργεια, που περιλαμβάνει τα ηλιακά κύτταρα και το φωτοβολταϊκό φαινόμενο. Στην παρούσα διπλωματική εργασία θα εξεταστεί η τρίτη κατηγορία, δηλαδή η απευθείας μετατροπή της ηλιακής ενέργειας σε ηλεκτρική μέσω των ηλιακών κυττάρων των οποίων η αρχή λειτουργίας αποτελεί το φωτοβολταϊκό φαινόμενο. Η διαδικασία αυτή της μετατροπής δεν εξαρτάται από τη θερμότητα, απεναντίας η απόδοση των ηλιακών κυττάρων (solar cells) μειώνεται, όσο αυξάνεται η θερμοκρασία. Σχήμα 1.4 Το φωτοβολταϊκό φαινόμενο [15]

25 Κεφάλαιο 1 ο Πρώτος ο Becquerel (1839) [13] παρατήρησε την ανάπτυξη τάσεως μεταξύ δύο ηλεκτροδίων μέσα σε ηλεκτρολύτη, όταν το ηλιακό φως πέσει σε ένα από αυτά. Αργότερα, (1876) το ίδιο φαινόμενο παρατηρήθηκε στο σελήνιο. Μόνο το 1954 επιτεύχθηκε μεγάλος βαθμός απόδοσης 6% στο πυρίτιο (Si) και στη συνέχεια στο θειούχο κάδμιο. Η πρώτη αξιόλογη εφαρμογή αναφέρεται στο δορυφόρο Vanguard I (1958), ενώ στη συνέχεια όλο το διαστημικό πρόγραμμα στηρίχθηκε στη χρησιμοποίηση ηλιακών κυττάρων πυριτίου. Διαδοχικές τεχνολογικές βελτιώσεις ανύψωσαν το βαθμό απόδοσης στην τάξη του 15%. Η ενεργειακή κρίση του 1973 έδωσε τη μεγάλη ώθηση για την ανάπτυξη της φωτοβολταϊκής τεχνολογίας σε επίγειες εφαρμογές. Στην αρχή, βέβαια, είχαν σκοπό να καλύψουν εφαρμογές που απαιτούσαν μικρή ισχύ, σε πολύ λίγο διάστημα όμως στράφηκαν σε εφαρμογές που απαιτούν μέσες ισχείς (άντληση νερού, άρδευση, αγροτικός εξηλεκτρισμός), με σκοπό να αντικαταστήσουν και να συμπληρώσουν τις ντιζελογεννήτριες, ιδιαίτερα στις αναπτυσσόμενες χώρες. Με παραπέρα μείωση του κόστους και αύξηση του βαθμού απόδοσης προβλέπεται να καλύψουν ακόμα μεγαλύτερες ενεργειακές ανάγκες Πλεονεκτήματα φωτοβολταϊκών συστημάτων Τα πλεονεκτήματα της φωτοβολταϊκής μετατροπής της ηλιακής ακτινοβολίας σε ηλεκτρική ενέργεια είναι πολλαπλά και παρουσιάζονται πιο κάτω [13]: Λειτουργούν αθόρυβα, καθαρά, χωρίς κατάλοιπα, αποφεύγοντας τη μόλυνση του περιβάλλοντος. Λειτουργούν χωρίς κινητά μέρη, με ελάχιστη συντήρηση. Λειτουργούν χωρίς καύσιμα. Λειτουργούν και με νεφελώδη ουρανό (διάχυτη ακτινοβολία). Δε χρησιμοποιούν υγρά ή αέρια σε αντίθεση με τα θερμικά συστήματα. Κατασκευάζονται από πυρίτιο, ένα από τα πλέον εν αφθονία στοιχεία. Είναι πλέον αποδοτικά σε χαμηλές θερμοκρασίες. Έχουν γρήγορη απόκριση σε ξαφνικές μεταβολές ηλιοφάνειας. Αν ένα κομμάτι πάθει βλάβη, το σύστημα συνεχίζει τη λειτουργία του μέχρι την αντικατάστασή του. Μεγάλες δυνατότητες σε μια ευρεία περιοχή ισχύων (από mw μέχρι MW). Έχουν μεγάλο λόγο ισχύς/βάρος, επομένως είναι κατάλληλα για εγκατάσταση στις στέγες

26 Κεφάλαιο 1 ο Είναι κατάλληλα για επιτόπιες εφαρμογές, όπου ή δεν υπάρχει ή δε συμφέρει η επέκταση του δικτύου. Είναι δυνατόν να συναρμολογηθούν τυποποιημένα στοιχεία μαζικής παραγωγής σε σύστημα οποιουδήποτε μεγέθους. Τέλος, για να υπάρχει αντικειμενικότητα όσον αφορά στην κατασκευή και τη λειτουργία των φωτοβολταϊκών στοιχείων παρακάτω παρατίθενται τα μειονεκτήματα που αυτά παρουσιάζουν [14]: Το υψηλό κόστος κατασκευής των ηλιακών κυττάρων και των μετατροπέων για τη διασύνδεσή τους στο δίκτυο. Η δαπανηρή αποθήκευση της παραγόμενης ηλεκτρικής ενέργειας. Η αδυναμία της φωτοβολταϊκής γεννήτριας να παράγει συνεχώς ηλεκτρική ενέργεια λόγω των διακυμάνσεων της ισχύος της ηλιακής ακτινοβολίας κατά τη διάρκεια του 24ώρου Χαρακτηριστικά φωτοβολταϊκών κυττάρων Κατασκευαστικά χαρακτηριστικά φωτοβολταϊκών κυττάρων Τα φωτοβολταϊκά (Φ/Β) κύτταρα κατασκευάζονται από διάφορα ημιαγωγικά υλικά, με δημοφιλέστερο το πυρίτιο Si για λόγους υψηλότερης απόδοσης και ευκολότερης επεξεργασίας. Τα κύτταρα πυριτίου χωρίζονται σε τρεις μεγάλες κατηγορίες: τα μονοκρυσταλλικά, τα πολυκρυσταλλικά και τα άμορφα [16]. Τα μονοκρυσταλλικά κύτταρα πυριτίου διαθέτουν ένα κρυσταλλικό πλέγμα που πλησιάζει τη μορφή του τέλειου κρυστάλλου. Κατασκευάζονται από καθαρό πυρίτιο με ειδικές μεθόδους τήξης και μορφοποίησής του σε λεπτές πλάκες. Παρουσιάζουν το μέγιστο βαθμό απόδοσης από τις τρεις προαναφερθείσες κατηγορίες, ο οποίος φτάνει συνήθως το 15 με 18% [16]. Τα μονοκρυσταλλικά κύτταρα είναι ευρέως διαδεδομένα και χρησιμοποιούνται στη βιομηχανία των τρανζίστορ και στις περιπτώσεις διαστημικών εφαρμογών. Η δεύτερη κατηγορία φωτοβολταϊκών κυττάρων συμπεριλαμβάνει τα πολυκρυσταλλικά κύτταρα πυριτίου. Η διαφορά με την προηγούμενη κατηγορία έγκειται στον τρόπο κατασκευής των κυττάρων, καθώς εδώ παρατηρείται μαζική και λιγότερο ελεγχόμενη ψύξη του πυριτίου με αποτέλεσμα το τελικό πλέγμα να παρουσιάζει κρυστάλλους διαφόρων προσανατολισμών. Η ύπαρξη τέτοιων κρυστάλλων οδηγεί στην αύξηση της εσωτερικής αντίστασης στα σημεία σύνδεσής τους, κάτι που μειώνει το βαθμό απόδοσης των κυττάρων σε σχέση με την

27 Κεφάλαιο 1 ο προηγούμενη κατηγορία. Εδώ η υψηλότερη τιμή που μπορεί να σημειώσει ο βαθμός απόδοσης είναι περίπου 13-15% [16]. Εντούτοις, το πλεονέκτημα αυτού του τρόπου κατασκευής είναι το χαμηλό κόστος παραγωγής, καθώς δεν απαιτούνται όπως πριν ειδικές μέθοδοι ψύξης και κοπής του ημιαγωγικού στοιχείου. Στην τελευταία κατηγορία ανήκουν τα κύτταρα πυριτίου που δεν παρουσιάζουν κρυσταλλική μορφή και είναι τα λεγόμενα άμορφα κύτταρα. Η διαδικασία παραγωγής στην περίπτωση αυτή είναι πιο απλή και πιο γρήγορη, καθώς πραγματοποιείται εφαρμογή του πυριτίου σε ειδικό υπόστρωμα γυαλιού. Επιπλέον, η ποσότητα ημιαγωγικού στοιχείου που απαιτείται για την παραγωγή αυτού του τύπου των κυττάρων είναι αρκετά μικρότερη συγκριτικά με τις άλλες δύο περιπτώσεις, ενώ η ευκολία στην εγκατάσταση και τη συναρμολόγησή τους τα καθιστούν ικανά για μαζική παραγωγή. Τέλος, η έλλειψη κρυσταλλικού πλέγματος από τη δομή των κυττάρων αυτών περιορίζει σημαντικά το βαθμό απόδοσης μόλις στο 5 με 8% [16], βαθμός που δε συνηθίζεται τόσο στα φωτοβολταϊκά κύτταρα, αλλά συναντάται περισσότερο σε τεχνολογίες υβριδικών φωτοβολταϊκών πλαισίων και Τhin Film. Τα ηλιακά κύτταρα μπορεί να τα συναντήσει κανείς σε διαφορετικά σχήματα ανάλογα με τη χρήση τους και το σκοπό που εξυπηρετούν. Έτσι, υπάρχουν κύτταρα σε σχήμα τετράγωνο, ημικυκλικό, εξαγωνικό, κυκλικό καθώς και ορθογώνιο. Συνήθως στις επίγειες εφαρμογές έχουν επικρατήσει να χρησιμοποιούνται οι 2 τελευταίοι τύποι, χωρίς όμως να έχουν τυποποιηθεί ακριβείς διαστάσεις. Όσον αφορά το πάχος τους, αυτό μπορεί να κυμαίνεται στην περιοχή των μm, ενώ αυτά που χρησιμοποιούνται περισσότερο σήμερα είναι τα κύτταρα των μm. Επιπλέον, ένα άλλο χαρακτηριστικό που κατηγοριοποιεί τα ηλιακά κύτταρα είναι η ειδική αντίσταση του κυρίως υλικού με τιμές που μπορεί να κυμαίνονται στο φάσμα των Ω*cm. Γενικά, όσο μικρότερη είναι η ειδική αντίσταση του υλικού, τόσο μεγαλύτερη απόδοση παρουσιάζουν τα ηλιακά κύτταρα [13] Ηλεκτρικά χαρακτηριστικά φωτοβολταϊκών κυττάρων Εκτός, όμως, από το υλικό και τον τρόπο κατασκευής των ηλιακών κυττάρων πολύ σημαντική είναι και η διαφοροποίηση που υπάρχει στα ηλεκτρικά τους χαρακτηριστικά. Το πιο σημαντικό από αυτά είναι η τιμή της μέγιστης δυνατής αποδιδόμενης ισχύος Ρmp που μετριέται σε Wp (Watt-peak) και υπολογίζεται υπό τις ίδιες συνθήκες για όλα τα ηλιακά κύτταρα, σε θερμοκρασία 25 o C και υποθέτοντας ότι πάνω σε αυτά προσπίπτει ακτινοβολία 1000W/m 2. Επομένως, το μέγεθος Ρmp δίνει πληροφορίες για την ισχύ που θα μπορούσε να

28 Κεφάλαιο 1 ο δώσει το ηλιακό κύτταρο αν ίσχυαν οι παραπάνω ιδανικές συνθήκες. Κάτι τέτοιο, όμως, σπάνια συμβαίνει, άρα η ισχύς που τελικά δίνει το κύτταρο είναι λίγο μικρότερη της Ρmp. Υπολογίζοντάς την, είναι απαραίτητο να αναφερθούν δύο άλλα πολύ σημαντικά ηλεκτρικά μεγέθη του ηλιακού κυττάρου, η τάση που υπάρχει στα άκρα του κυττάρου Vmp και το ρεύμα που το διαρρέει Imp, όταν αυτό αποδίδει τη μέγιστη ισχύ του Ρmp. Επομένως, ισχύει ότι η αποδιδόμενη ισχύς ενός φωτοβολταϊκού κυττάρου είναι πολύ μικρή και με πανομοιότυπη σχεδόν τιμή για όλα τα κύτταρα, αφού Pmp = Vmp* Imp = 0.5V * 1A=0.5W. Αυτό σημαίνει πως για να καλυφθούν οι ενεργειακές ανάγκες που απαιτεί μια οικία ή μια βιομηχανία ή μια εφαρμογή που χρησιμοποιεί φωτοβολταϊκά κύτταρα γενικότερα, απαιτείται η χρήση ενός πλήθους κυττάρων, συνδεδεμένων σε σειρά και παράλληλα, έτσι ώστε να αποδίδουν την επιθυμητή τάση και ισχύ. Ένα άλλο ηλεκτρικό χαρακτηριστικό του φωτοβολταϊκού κυττάρου είναι η τάση ανοιχτού κυκλώματος Voc που δείχνει την τάση που αναπτύσσεται στα άκρα του, όταν αυτό είναι ανοιχτοκυκλωμένο. Τέλος, σημαντικό είναι και το ρεύμα βραχυκύκλωσης Isc που περιγράφει το ρεύμα που διέρχεται από το εσωτερικό του κυττάρου, όταν αυτό είναι βραχυκυκλωμένο. Όλα τα παραπάνω χαρακτηριστικά βρίσκονται συνήθως συγκεντρωμένα σε πίνακες που συνοδεύουν τα κύτταρα και δίδονται από τους κατασκευαστές, έτσι ώστε να είναι ευκολότερη η σύγκριση των διαφόρων κυττάρων και η επιλογή του καταλληλότερου για την οποιαδήποτε εφαρμογή [14]. Επειδή όπως αναφέρθηκε πιο πάνω, η ισχύς που αποδίδει ένα ηλιακό κύτταρο είναι μικρή, για το λόγο αυτό τα ηλιακά κύτταρα είναι οργανωμένα σε διάφορες ομάδες, άλλες μικρότερες και άλλες μεγαλύτερες ανάλογα με το ποσό ισχύος που πρέπει να αποδοθεί κάθε φορά. Η μικρότερη δομική μονάδα ομαδοποιημένων κυττάρων που μπορεί να συναντήσει κανείς στο εμπόριο είναι τα πλαίσια (modules). Τα πλαίσια είναι πολλά κύτταρα μαζί συνδεδεμένα και συσκευασμένα κατάλληλα, ώστε να αποδίδουν σχετικά χαμηλή ισχύ (της τάξεως των μερικών δεκάδων W). Ακολουθούν τα panels που είναι ένα σύνολο από δύο ή περισσότερα πλαίσια συνδεδεμένα μεταξύ τους τόσο μηχανικά όσο και ηλεκτρικά. Τα panels δίνουν μια μονάδα έτοιμη για εγκατάσταση και μπορούν να δώσουν ισχύ πολλαπλάσια αυτής που αποδίδουν τα modules. Η τελευταία κατηγορία οργανωμένων κυττάρων είναι η λεγόμενη συστοιχία (array), η οποία είναι ένα μηχανικά ολοκληρωμένο σύνολο από panels μαζί με την κατασκευή στήριξης και ό,τι άλλο είναι απαραίτητο για να αποτελέσει μια ανεξάρτητη μονάδα φωτοβολταϊκής παραγωγής ισχύος. Οι συστοιχίες κυττάρων συνήθως χρησιμοποιούνται σε φωτοβολταϊκά πάρκα και εφαρμογές με υψηλές ενεργειακές ανάγκες, καθώς η ισχύς που δίνουν μπορεί να φτάσει ακόμη και μερικά MW

29 Κεφάλαιο 1 ο Ανάλογα, λοιπόν, με την τιμή της τάσης και του ρεύματος που απαιτεί η εφαρμογή τοποθετούνται πολλά modules, panels ή συστοιχίες σε σειρά ή παράλληλα αντίστοιχα. Αυτό σημαίνει πως αν η εφαρμογή απαιτεί υψηλή τάση μπορούμε να συνδέσουμε πολλά κύτταρα, modules ή panels σε σειρά, αφού γνωρίζουμε πως δύο ή περισσότερες πηγές τάσης προστίθενται όταν είναι συνδεδεμένες σε σειρά. Από την άλλη πλευρά, αν η εφαρμογή χρειάζεται πολύ ρεύμα, τα κύτταρα ή τα modules θα τοποθετούνται παράλληλα, καθώς δύο ή περισσότερες πηγές ρεύματος προστίθενται όταν είναι συνδεδεμένες παράλληλα. Πιο κάτω θα παρουσιαστεί η μορφή της χαρακτηριστικής καμπύλης μιας ομάδας κυττάρων συνδεδεμένων σε σειρά και παράλληλα. Ένα από τα βασικότερα ηλεκτρικά χαρακτηριστικά που προσδιορίζουν πλήρως τη λειτουργία ενός ηλιακού κυττάρου είναι η χαρακτηριστική εξίσωση του κυττάρου : I = I 0 (e qv KT 1) I L (1.1) όπου Ι =ρεύμα στην έξοδο του κυττάρου ΙL =φωτόρευμα Io=ρεύμα κόρου διόδου q=φορτίο ηλεκτρονίου V=τάση στην έξοδο του κυττάρου Τ=απόλυτη θερμοκρασία Α = ένας συντελεστής με τιμές 1-2 Κ = σταθερά Boltzmann (1.38x10-23 J/K). Η εξίσωση αυτή προκύπτει αν θεωρηθεί πως το ηλιακό κύτταρο μπορεί να αναπαρασταθεί από το κύκλωμα του σχήματος 1.5. Σχήμα 1.5 Ιδανικό ισοδύναμο ηλιακού κυττάρου [13]

30 Κεφάλαιο 1 ο Η γραφική παράσταση της παραπάνω εξίσωσης φαίνεται στο σχήμα 1.6 τόσο στην περίπτωση που το ηλιακό κύτταρο φωτίζεται, όσο και στην περίπτωση που αυτό δεν φωτίζεται. Η καμπύλη του ηλιακού κυττάρου όταν φωτίζεται είναι ίδια με την καμπύλη όταν αυτό δεν φωτίζεται μετατοπισμένη προς τα κάτω κατά ΙL. Έτσι, προκύπτει μια καμπύλη στο τέταρτο τεταρτημόριο που σημαίνει παραγωγή ισχύος. Σχήμα 1.6 Χαρακτηριστική καμπύλη διόδου p-n όταν δε φωτίζεται και όταν φωτίζεται (ηλιακό κύτταρο) [13] Η βασική εξίσωση 1.1 του ηλιακού κυττάρου που προέκυψε θεωρητικά δεν αντικατοπτρίζει, με ικανοποιητική ακρίβεια την πραγματική Ι-V χαρακτηριστική καμπύλη ενός ηλιακού κυττάρου σε πρακτικούς σκοπούς. Πειραματικές μετρήσεις έχουν οδηγήσει στη βελτίωση της εξίσωσης αυτής με τη χρησιμοποίηση τριών πρόσθετων παραμέτρων A, RS, RSH. Επιπλέον, έχει επικρατήσει για λόγους κυκλωματικής ανάλυσης, η αναπαράσταση της I-V χαρακτηριστικής του κυττάρου να γίνεται στο πρώτο τεταρτημόριο (Σχήμα 1.7). Σχήμα 1.7 I-V χαρακτηριστική ηλιακού κυττάρου [13]

31 Κεφάλαιο 1 ο Οι δύο τελευταίες παρατηρήσεις οδηγούν στην παρακάτω εξίσωση για το ηλιακό κύτταρο: Ι = Ι L I 0 (e q (V+I Rs) AKT 1) V R SH (1.2) όπου Ι =ρεύμα στην έξοδο του κυττάρου ΙL =φωτόρευμα Io=ρεύμα κόρου διόδου q=φορτίο ηλεκτρονίου V=τάση στην έξοδο του κυττάρου Rs: η σε σειρά αντίσταση του ηλιακού κυττάρου που παριστάνει σε συγκεντρωμένη μορφή τα κατανεμημένα στοιχεία αντίστασης του κυττάρου. RSH: η παράλληλη αντίσταση του ηλιακού κυττάρου που οφείλεται σε διαρροές των φορέων που συμβαίνουν στην επαφή p-n. Τ=απόλυτη θερμοκρασία Α = ένας συντελεστής με τιμές 1-2 Κ = σταθερά Boltzmann (1.38x10-23 J/K). Η εξίσωση αυτή αντιστοιχεί στο ισοδύναμο κύκλωμα του σχήματος 1.8. Σχήμα 1.8 Ισοδύναμο κύκλωμα ηλιακού κυττάρου [7] Οι βασικές παράμετροι που χαρακτηρίζουν την καμπύλη του σχήματος 1.7 είναι : Το ρεύμα βραχυκυκλώσεως ΙSC, που είναι το ρεύμα για V=0 Η τάση ανοιχτού κυκλώματος VOC που είναι η τάση για Ι=0-21 -

32 Κεφάλαιο 1 ο Το σημείο μέγιστης ισχύος εξόδου Pmp, στο οποίο αντιστοιχεί σε ρεύμα Imp και τάση Vmp και βρίσκεται στο σημείο από το οποίο μπορούμε να κατασκευάσουμε ορθογώνιο με την μεγαλύτερη επιφάνεια μέσα στην I-V χαρακτηριστική καμπύλη Ένα άλλο σημαντικό μέγεθος για το ηλιακό κύτταρο είναι ο συντελεστής πληρώσεως FF (Fill Factor) που ορίζεται από τη σχέση: FF = V mp I mp V oc I sc (1.3) και αποτελεί ένα μέτρο του πόσο τετράγωνη είναι η Ι-V χαρακτηριστική καμπύλη του στοιχείου. Τυπικές τιμές του συντελεστή πληρώσεως βρίσκονται μεταξύ 0.7 και Ακόμα, ο βαθμός απόδοσης του ηλιακού κυττάρου δίνεται από τη σχέση: η = V mpi mp P in (1.4) όπου Pin είναι η ολική ισχύς της προσπίπτουσας ηλιακής ακτινοβολίας. Στο εμπόριο τα κύτταρα έχουν περίπου 13-19% βαθμό απόδοσης Κατηγοριοποίηση Μετατροπέων για τη σύνδεση φωτοβολταϊκών μονάδων με το δίκτυο Για να πραγματοποιηθεί η διασύνδεση ενός ή περισσότερων φωτοβολταϊκών πλαισίων με το δίκτυο χαμηλής τάσης μιας αστικής περιοχής θα πρέπει η συνεχής τάση που παράγεται από τα πλαίσια να μετατραπεί σε μονοφασική ή τριφασική εναλλασσόμενη, ανάλογα με το ποσό της ισχύος που απαιτεί το κάθε σύστημα. Αυτό επιτυγχάνεται με τη βοήθεια ενός ελεγχόμενου ηλεκτρονικού μετατροπέα. Ανάλογα με την εφαρμογή, ο μετατροπέας αυτός μπορεί να είναι είτε ένας απλός αντιστροφέας, είτε ένας μετατροπέας συνεχούς τάσης σε συνεχή που να ακολουθείται από έναν αντιστροφέα. Στην τελευταία περίπτωση, ο μετατροπέας συνεχούς τάσης σε συνεχή χρησιμοποιείται προκειμένου να ανυψώσει την τιμή της τάσεως που παράγουν τα φωτοβολταϊκά πλαίσια, ώστε αυτά να μπορέσουν με τη βοήθεια του αντιστροφέα να συνδεθούν στο εναλλασσόμενο δίκτυο. Ο ηλεκτρονικός αυτός μετατροπέας μπορεί να αποτελείται από μία ή περισσότερες βαθμίδες, κάτι το οποίο επηρεάζει την απόδοση του συστήματος, αλλά και το συνολικό του κόστος. Οι μετατροπείς ανάλογα με τον αριθμό των βαθμίδων που διαθέτουν χωρίζονται σε [16]: Μετατροπείς μιας βαθμίδας Μετατροπείς δύο βαθμίδων Μετατροπείς πολλαπλών βαθμίδων

33 Κεφάλαιο 1 ο Μετατροπείς μίας βαθμίδας Σε αυτές τις διατάξεις ο μετατροπέας είναι ένας κλασσικός αντιστροφέας που μετατρέπει τη συνεχή τάση του Φ/Β πλαισίου σε εναλλασσόµενη. Ο μετατροπέας αυτός μπορεί να είναι ένας αντιστροφέας είτε μισής (half-bridge), είτε πλήρους (full-bridge) γέφυρας, του οποίου η τάση κατά κανόνα φιλτράρεται και στη συνέχεια ανυψώνεται µε μετασχηματιστή σιδήρου, ώστε να επιτευχθεί η σύνδεση µε το ηλεκτρικό δίκτυο (Σχήμα 1.9). Σχήμα 1.9 Τοπολογία μετατροπέα μίας βαθμίδας [16] Η χρήση μετασχηματιστή σιδήρου έχει ως αποτέλεσμα την αύξηση του όγκου και του βάρους του συστήματος µε άμεση συνέπεια να οδηγούμαστε σε περιορισμό της πυκνότητας ισχύος. Επιπλέον, από τη στιγμή που οι απώλειες σιδήρου του μετασχηματιστή εξαρτώνται αποκλειστικά από την τιμή της εφαρμοζόμενης τάσης (η οποία είναι σταθερή και ίση µε την τάση του ηλεκτρικού δικτύου) ο βαθμός απόδοσης του μετατροπέα μειώνεται σημαντικά για συνθήκες μειωμένης ηλιακής ακτινοβολίας. Ο έλεγχος των μετατροπέων αυτής της κατηγορίας είναι σχετικά πολύπλοκος μιας και µόνο ένας ελεγκτής αναλαμβάνει τόσο τον έλεγχο του μετατροπέα, όσο και τους ελέγχους ανίχνευσης του σημείου μέγιστης αποδιδόμενης ισχύος (M.P.P.T. έλεγχος) και ανίχνευσης του φαινομένου νησίδας. Η έντονη κυμάτωση του ρεύματος εισόδου που παρουσιάζουν οι μετατροπείς αυτής της κατηγορίας απαιτεί τη χρήση ηλεκτρολυτικών πυκνωτών μεγάλης χωρητικότητας, αυξάνοντας έτσι το κόστος και μειώνοντας τη διάρκεια ζωής του όλου συστήματος. Από την άλλη πλευρά ο μικρός αριθμός των ηλεκτρικών στοιχείων που απαιτούνται για την κατασκευή τους, μειώνει το κόστος τους και αυξάνει την αξιοπιστία τους. Ωστόσο, αυτό δεν αρκεί για να αντισταθμίσει τα παραπάνω Μετατροπείς δύο βαθμίδων Εδώ ο μετατροπέας αποτελείται από δύο τμήματα. Το πρώτο είναι ένας μετατροπέας συνεχούς τάσης σε συνεχή (boost, buck-boost, forward, push-pull), ο οποίος ανυψώνει την

34 Κεφάλαιο 1 ο τάση σε σταθερή πρακτικά τιμή, ώστε στην επόμενη βαθμίδα, δηλαδή στον αντιστροφέα, να επιτευχθεί, µε τη βοήθεια ενός κατωδιαβατού φίλτρου, η ημιτονοειδής μορφή του ρεύματος προκειμένου να υλοποιηθεί η διασύνδεση µε το δίκτυο (Σχήμα 1.10). Σχήμα 1.10 Τοπολογία μετατροπέα δύο βαθμίδων [16] Επιπλέον υπάρχει η δυνατότητα ο μετατροπέας συνεχούς τάσεως σε συνεχή να δίνει στην έξοδό του ανορθωμένο ημιτονικό ρεύμα και έπειτα ο αντιστροφέας, που οδηγείται από τετραγωνικούς παλμούς, να χρησιμοποιείται προκειμένου να δημιουργηθεί η εναλλασσόμενη συνιστώσα. Σε αντίθεση µε τους κλασικούς μετατροπείς μιας βαθμίδας, στην κατηγορία αυτή η χρήση υψίσυχνου πηνίου ή μετασχηματιστή αντί του μετασχηματιστή σιδήρου, έχει ως άμεσο αποτέλεσμα τη μείωση του όγκου και του βάρους της διάταξης. Ένα σημαντικό μειονέκτημα στην περίπτωση αυτή είναι πως η ενέργεια που παράγεται από τη φωτοβολταϊκή γεννήτρια μετασχηματίζεται δύο φορές (τόσο στο στάδιο ανύψωσης της τάσης, όσο και στο στάδιο προσαρμογής της παραγόμενης ενέργειας στις προδιαγραφές του ηλεκτρικού δικτύου), κάτι το οποίο μπορεί να επηρεάσει την απόδοση του συστήματος. Επιπρόσθετα, η απόδοση του συστήματος επηρεάζεται αρνητικά από δύο ειδών απώλειες (διακοπτικές και απώλειες αγωγής), οι οποίες αυξάνονται λόγω της ύπαρξης των επιπλέον ημιαγωγικών στοιχείων του μετατροπέα συνεχούς τάσης σε συνεχή. Σημειώνεται, ακόμη, πως ο συνολικός έλεγχος του μετατροπέα κατανέμεται σε δύο ελεγκτές σε αντίθεση με την προηγούμενη κατηγορία όπου ο έλεγχος γινόταν αποκλειστικά από έναν ελεγκτή, διευκολύνοντας κατά αυτόν τον τρόπο το σχεδιασμό του κυκλώματος ελέγχου. Η ύπαρξη, όμως, δύο ελεγκτών αυξάνει σημαντικά το κόστος του συνολικού μετατροπέα. Τέλος, στους μετατροπείς δύο βαθμίδων η εξάλειψη της κυμάτωσης του ρεύματος εισόδου επιτυγχάνεται με χρήση πυκνωτών μικρότερης χωρητικότητας σε σχέση με αυτούς της προηγούμενης κατηγορίας, επεκτείνοντας έτσι τη διάρκεια ζωής του όλου συστήματος, ενώ παράλληλα μειώνεται το κόστος αυτού

35 Κεφάλαιο 1 ο Μετατροπείς πολλών βαθμίδων Στην τελευταία κατηγορία χρησιμοποιείται μεγάλο πλήθος εν σειρά συνδεδεμένων μετατροπέων συνεχούς τάσης σε συνεχή και ένας αντιστροφέας για τη σύνδεση του φωτοβολταϊκού συστήματος στο δίκτυο (Σχήμα 1.11). Σχήμα 1.11 Τοπολογία μετατροπέα πολλών βαθμίδων [16] Η χρήση πολλών βαθμίδων μετατροπής έχει, όμως, και ορισμένα αρνητικά αποτελέσματα, όπως είναι για παράδειγμα το μεγάλο κόστος κατασκευής. Επιπλέον, λόγω των απωλειών στις ενδιάμεσες βαθμίδες παρατηρείται μείωση του βαθμού απόδοσης, ενώ λόγω των ανεξάρτητων βρόχων ελέγχου του κάθε μετατροπέα σημειώνεται μια επισφαλής απόκριση του όλου συστήματος στις μεταβατικές καταστάσεις. Πλεονεκτήματα της τοπολογίας αυτής είναι η εξαφάνιση της χαμηλόσυχνης ταλάντωσης του ρεύματος εισόδου του μετατροπέα, με αποτέλεσμα την επίτευξη βέλτιστης ανίχνευσης του σημείου μέγιστης ισχύος. Συμπερασματικά, η πιο διαδεδομένη από τις τρεις κατηγορίες μετατροπέων που περιγράφτηκαν παραπάνω, είναι η κατηγορία δύο βαθμίδων, καθώς συγκεντρώνει τα περισσότερα πλεονεκτήματα και διαθέτει ένα σχετικά υψηλό βαθμό απόδοσης. Στα πλαίσια της παρούσας εργασίας μάλιστα θα εξεταστεί η πρώτη βαθμίδα ενός μετατροπέα δύο βαθμίδων

36

37 Κεφάλαιο 2 ο ΚΕΦΑΛΑΙΟ 2 ΘΕΩΡΗΤΙΚΗ ΑΝΑΛΥΣΗ ΤΟΥ ΥΠΟ ΜΕΛΕΤΗ ΣΥΣΤΗΜΑΤΟΣ 2.1 Παρουσίαση του συνολικού συστήματος Το σύστημα από το οποίο αντλήθηκε η ιδέα της παρούσας διπλωματικής εργασίας παρουσιάζεται στο σχήμα 2.1. Ωστόσο, στα πλαίσια της συγκεκριμένης εφαρμογής δόθηκε περισσότερη προσοχή στην ανάλυση του μετατροπέα DC/DC σε συνδυασμό με τα φωτοβολταϊκά. Σχήμα 2.1 Το συνολικό σύστημα σύνδεσης του φωτοβολταϊκού με το μικροδίκτυο Συγκεκριμένα, σε αυτό το τμήμα του μικροδικτύου που φαίνεται παραπάνω, το ρόλο της πηγής αναλαμβάνουν τα φωτοβολταϊκά πάνελ, τα οποία τροφοδοτούν ένα μετατροπέα DC- DC. Αυτός ο μετατροπέας ανυψώνει την τάση σε κατάλληλο επίπεδο, ώστε τροφοδοτώντας την είσοδο ενός αντιστροφέα, να μπορεί ο δεύτερος, σε ένα επόμενο στάδιο να συνδεθεί με το δίκτυο χαμηλής τάσης. Μέσω του αντιστροφέα τέλος, είναι δυνατόν να τροφοδοτηθούν είτε φορτία απευθείας συνδεδεμένα με το μικροδίκτυο, είτε να γίνει ανταλλαγή ενέργειας μεταξύ του μικροδικτύου και του δικτύου χαμηλής τάσης. Στις επόμενες ενότητες αναλύονται τα δύο πρώτα τμήματα του παραπάνω σχήματος, δηλαδή τα φωτοβολταϊκά και ο μετατροπέας DC- DC. 2.2 Φωτοβολταϊκή μονάδα Όπως αναλύθηκε στην παράγραφο , η ισχύς στην έξοδο ενός ηλιακού κυττάρου, έστω και υπό τις καλύτερες συνθήκες είναι περίπου 0.5W. Οπότε, για να ικανοποιηθούν οι

38 Κεφάλαιο 2 ο ενεργειακές ανάγκες σε κάποια εφαρμογή, απαιτείται να συνδεθούν πολλά κύτταρα σε σειρά ή/και παράλληλα για να παραχθεί η απαιτούμενη ισχύς. Στην παρούσα διπλωματική εργασία, χρησιμοποιήθηκαν δύο φωτοβολταϊκά πλαίσια της εταιρείας Solarnova, module type PXQ 36/53 D, τα οποία βρίσκονται στη στέγη του Εργαστηρίου Ηλεκτρομηχανικής Μετατροπής Ενέργειας [17]. Τα χαρακτηριστικά του κάθε πλαισίου φαίνονται στο σχήμα 2.2 και είναι τα εξής: P mp=53 W V mp=17.7 V I mp=2.99 A V oc=21.88 V I sc=3.15 A Σχήμα 2.2 Τα στοιχεία του κάθε φωτοβολταϊκού πλαισίου του ΕΗΜΕ [17]. Αναλυτικότερα, τα τεχνικά χαρακτηριστικά του φωτοβολταϊκού πλαισίου παρατίθενται στο Παράρτημα Γ. 2.3 Θεωρητική ανάλυση του μετατροπέα ανύψωσης τάσης Απαραίτητο στοιχείο για τη σύνδεση μικρών μονάδων παραγωγής ενέργειας, όπως τα φωτοβολταϊκά, οι συσσωρευτές και οι κυψέλες καυσίμου στο κεντρικό δίκτυο, είναι ο αντιστροφέας (Inverter). Ο μετατροπέας αυτός αναλαμβάνει τη μετατροπή της συνεχούς τάσης

39 Κεφάλαιο 2 ο και ρεύματος που παράγονται από τις παραπάνω πηγές ηλεκτρικής ενέργειας σε εναλλασσόμενη, ώστε να είναι δυνατή η διασύνδεση του συστήματος με το κεντρικό δίκτυο. Ωστόσο, πολλές φορές αυτές οι μικρές μονάδες παραγωγής ενέργειας αποδίδουν τάση στην έξοδο, μη ικανή να αποτελέσει είσοδο των αντιστροφέων για την μετέπειτα σύνδεσή του με το δίκτυο. Όπως είναι γνωστό, η έξοδος των αντιστροφέων που συνδέονται με το δίκτυο χαμηλής τάσης στην Ελλάδα, έχουν συχνότητα fs=50hz και ονομαστική rms τιμή πολικής τάσης VΟΝ=400V. Ακόμα είναι γνωστό ότι στον τριφασικό αντιστροφέα τάσης με ημιτονοειδή διαμόρφωση του εύρους των παλμών, η μεταβολή του πλάτους της βασικής αρμονικής της πολικής τάσης εξόδου δίνεται από τον τύπο [18] : V peak LL,1 = 3 M A Vd 2 V rms LL,1 = 3 M 2 A Vd 2 Vd = V rms LL,1 (2.1) M A Αν υποθέσουμε ότι M A,max=0.8 για την καλή λειτουργία του αντιστροφέα τότε από την (2.1) προκύπτει [19]: Όπου: Vd = rms V LL,1 400 = M A 0,612 0,8 817V VLL,1= βασική αρμονική της πολικής τάσης εξόδου του αντιστροφέα MA = συντελεστής διαμόρφωσης πλάτους Vd= η τάση εισόδου του αντιστροφέα Είναι λοιπόν φανερό ότι αν η τάση εξόδου των μονάδων παραγωγής ενέργειας δεν είναι ίση με την παραπάνω τάση, θα πρέπει να προηγηθεί ένα άλλο στάδιο επεξεργασίας της τάσης, πριν αυτή φτάσει στην είσοδο του αντιστροφέα. Το τελευταίο αυτό κομμάτι του συστήματος, που αναλαμβάνει να διοχετεύσει την απαιτούμενη ισχύ στο επόμενο στάδιο, δηλαδή στον αντιστροφέα, αποτελεί ο μετατροπέας συνεχούς τάσης. Αυτός θα κληθεί να φέρει το επίπεδο τάσης στην τιμή εκείνη, που όταν γίνει μετατροπή της τάσης από συνεχή σε εναλλασσόμενη, θα είναι δυνατόν να επιτευχθεί απευθείας σύνδεση του αντιστροφέα με το δίκτυο χωρίς τη χρήση μετασχηματιστή. Ωστόσο, για να φτάσει η τιμή της τάσης σε τέτοιες τιμές πολλές φορές οι συνηθισμένοι ανυψωτές τάσης δεν επαρκούν. Στα πλαίσια λοιπόν αυτής της εργασίας σκοπός ήταν να εντοπιστεί ένας ανυψωτής τάσης, ο οποίος θα έχει μεγάλο κέρδος τάσης και

40 Κεφάλαιο 2 ο συγχρόνως μεγάλο βαθμό απόδοσης και να διαπιστωθεί η ορθή λειτουργία του στα πλαίσια του εργαστηρίου. Μετά από εκτενή βιβλιογραφική αναζήτηση [20],[21],[22] ο μετατροπέας Ι- ΙΙ Α, που ανήκει στην οικογένεια των μετατροπέων R 2 P 2 και προτάθηκε πρώτα από τους Chi K. Tse και Martin H. L. Chow [23], κρίθηκε ο πλέον κατάλληλος για αυτόν τον σκοπό Οι μετατροπείς μείωσης της περιττής επεργάσιμης ισχύος (R 2 P 2 ) Ο μετατροπέας Ι-ΙΙΑ ανήκει σε μια ευρύτερη κατηγορία μετατροπέων, των οποίων ο σχεδιασμός βασίζεται στην αρχή της μείωσης της περιττής επεξεργάσιμης ισχύος (reduced redundant power processing) (R 2 P 2 ). Το σημαντικό εδώ είναι η μη-σειριακή δομή, η οποία επιτρέπει την επίτευξη μεγαλύτερης απόδοσης. Σχήμα 2.3 Οι δεκαέξι τοπολογίες των μετατροπέων R 2 P 2. Τα τετράγωνα με τους αριθμούς αναπαριστούν απλούς μετατροπείς [22] Αντίθετα με τις συνηθισμένες σειριακές τοπολογίες, η τοπολογία που αναλύεται παρακάτω, επιτρέπει μέρος της ισχύος εισόδου να υποστεί επεξεργασία από μόνο ένα στάδιο, μειώνοντας έτσι το ποσό της ισχύος που υπόκειται επεξεργασία και από τα δύο διαδοχικά στάδια. Αυτή η αρχή της μείωσης της περιττής επεξεργάσιμης ισχύος έχει οδηγήσει στην ανάπτυξη νέων

41 Κεφάλαιο 2 ο μετατροπέων ισχύος, στους οποίους το κέρδος τάσης σχετίζεται με το τετράγωνο του λόγου κατάτμησης, σε αντίθεση με τους κλασσικούς μετατροπείς. Σε αυτούς τους μετατροπείς, χρησιμοποιούνται δύο ενεργοί διακόπτες που λειτουργούν συγχρονισμένα, για να επιτευχθεί τετραγωνικό χαρακτηριστικό μετατροπής. Υπάρχουν συνολικά 16 διαφορετικές τοπολογίες, που βασίζονται σε αυτήν την αρχή και φαίνονται στο σχήμα 2.3. Κάθε τοπολογία έχει ως κοινό χαρακτηριστικό τρία σημεία: την πηγή εισόδου, ένα στοιχείο αποθήκευσης ενέργειας (πχ. πυκνωτής) και το φορτίο εξόδου. Τα τρία αυτά σημεία συνδέονται μεταξύ τους μέσω των βασικών μετατροπέων, ώστε να προκύπτει υψηλό κέρδος και υψηλός συντελεστής απόδοσης ταυτόχρονα. Κάθε μία από τις παραπάνω τοπολογίες αποτελείται από δύο απλούς μετατροπείς, είτε αυτοί είναι μη-απομονωμένοι (Boost, Buck, Buck-Boost), είτε απομονωμένοι (isolated Boost, Forward, Flyback). Η πρώτη τοπολογία, η Ι-Ι πρακτικά δεν υπόκειται στην αρχή R 2 P 2, μιας και ουσιαστικά πρόκειται για δύο απλούς μετατροπείς συνδεδεμένους σε σειρά. Με αυτήν τη λογική, ο βαθμός απόδοσής της είναι ο πολλαπλασιασμός των βαθμών απόδοσης των δύο επιμέρους μετατροπέων της. Οι υπόλοιπες δεκαπέντε τοπολογίες όμως έχουν μη σειριακές δομές και κατ επέκταση ο βαθμός απόδοσης τους υπερβαίνει αυτόν της πρώτης. Ωστόσο, δεν μπορούν και οι δεκαπέντε αυτές τοπολογίες να χρησιμοποιηθούν εύκολα σε πρακτικές εφαρμογές. Με μια προσεκτικότερη επισκόπηση, φαίνεται ότι μόνο τέσσερις από αυτές επιτρέπουν εύκολες διασυνδέσεις και απομόνωση. Αυτές οι τοπολογίες ονομαστικά είναι οι I-IIA, I-IIB, I-IIIA και I-IIIB [22]. Επιπλέον, οι συνδεσμολογίες που προσφέρουν μεγάλο λόγο μετατροπής είναι οι I-IIA και I-IIC και έχει αποδειχθεί πειραματικά ότι για την ίδια ονομαστική κατάσταση λειτουργίας η τοπολογία I-IIA έχει καλύτερα στατικά χαρακτηριστικά, αφού απαιτεί μικρότερο λόγο κατάτμησης δ [24]. Για τους παραπάνω λόγους λοιπόν κρίθηκε κατάλληλος ο I-IIA για περαιτέρω ανάλυση στην παρούσα διπλωματική εργασία. Για την επιλογή των δύο μετατροπέων που θα συνθέτουν τον Ι-ΙΙΑ αρχικά αποφασίστηκε να αποτελείται από μη-απομονωμένους μετατροπείς για οικονομικούς σκοπούς αλλά και για απλούστερη σχεδίαση. Για την επιλογή λοιπόν των δύο μη-απομονωμένων βασικών μετατροπέων, θα πρέπει να εξετάσουμε ορισμένους περιορισμούς που τίθενται από τους ίδιους τους μετατροπείς. Πιο συγκεκριμένα, παρατηρώντας τους τρεις βασικούς μετατροπείς (Buck, Boost και Buck-Boost), διαπιστώνεται ότι όλοι έχουν κάποιο μονοπάτι βραχυκυκλώσεως μεταξύ κάποιων από τους ακροδέκτες εισόδου-εξόδου, είτε για ένα μέρος είτε για ολόκληρη τη διακοπτική περίοδο. Για τους Buck και Boost μετατροπείς, άσχετα από το πως

42 Κεφάλαιο 2 ο αναδιατάσσονται τα στοιχεία τους, υπάρχει ένα μονοπάτι βραχυκύκλωσης είτε μεταξύ των ακροδεκτών X Y είτε μεταξύ των X + Y +. Αντίστοιχα, για τον Buck-Boost υπάρχει μονοπάτι βραχυκύκλωσης είτε μεταξύ των X Y + είτε των X + Y. Είναι ξεκάθαρο λοιπόν ότι πρέπει να ληφθεί ιδιαίτερη φροντίδα, ώστε τα μονοπάτια βραχυκυκλώσεως που επιβάλλονται από τους βασικούς μετατροπείς, να μην επηρεάζουν τις επιθυμητές διασυνδέσεις της τοπολογίας I-IIA (σχήμα 2.4) Σχήμα 2.4 Τοπολογία Ι-ΙΙΑ Πιο συγκεκριμένα, από το σχήμα 2.4 φαίνεται ότι για το μετατροπέα 1 δεν θα πρέπει να επιτραπεί να βραχυκυκλωθούν τα ζεύγη ακροδεκτών X Y, X Y +, και X + Y +, αφού κάτι τέτοιο θα οδηγούσε στην βραχυκύκλωση είτε της πηγής, είτε του στοιχείου αποθήκευσης (πυκνωτή) είτε και των δύο, το οποίο αποτελεί ανεπιθύμητη κατάσταση. Αντιθέτως, για το μετατροπέα 2, δεν υπάρχει κάποιος περιορισμός και έτσι όλα τα ζεύγη των ακροδεκτών του επιτρέπεται να βραχυκυκλωθούν. Λαμβάνοντας αυτές τις παρατηρήσεις υπόψη, έχει εξαχθεί το συμπέρασμα ότι για την τοπολογία Ι-ΙΙΑ ο μετατροπέας 1 μπορεί να είναι μόνο Buck-Boost, ενώ ο μετατροπέας 2 μπορεί να είναι οποιοσδήποτε [22]. Δεδομένου λοιπόν ότι για τη συγκεκριμένη εφαρμογή επιδιώκουμε έναν ανυψωτή τάσης, για τον μετατροπέα 2 επιλέχτηκε ο μετατροπέας Boost. Έτσι, συνοψίζοντας, ο μετατροπέας που αναλύεται και κατασκευάζεται στα πλαίσια της παρούσας διπλωματικής εργασίας, ανήκει στην οικογένεια των R 2 P 2 μετατροπέων και αποτελείται από έναν Buck-Boost και έναν Boost μετατροπέα, συνδεδεμένων σύμφωνα με την τοπολογία Ι-ΙΙΑ. Αυτός ο μετατροπέας στην βιβλιογραφία συναντάται ως Ι-ΙΙΑ-1 [24]. Στις δύο επόμενες παραγράφους θα γίνει μια σύντομη παρουσίαση των μετατροπέων buckboost και boost, μιας και έχουν ήδη αναλυθεί σε πληθώρα βιβλιογραφίας [25],[26]

43 Κεφάλαιο 2 ο Ανάλυση μετατροπέα Buck-Boost Όπως δηλώνει και το όνομά του, είναι ένας μετατροπέας Σ.Τ. σε Σ.Τ. υποβιβασμού/ανύψωσης τάσης (step-down/up ή Buck-Boost converter) και παράγει μια συνεχή τάση εξόδου χαμηλότερη/υψηλότερη από τη συνεχή τάση εισόδου [18]. Πιο συγκεκριμένα, για δ<0.5 γίνεται υποβιβασμός της τάσης εισόδου, ενώ για δ>0.5 επιτυγχάνεται ανύψωση της τάσης εισόδου. Το κύκλωμα του μετατροπέα φαίνεται στο σχήμα 2.5. Σχήμα 2.5 Κυκλωματικό διάγραμμα του μετατροπέα Buck-Boost [18] Όταν το ημιαγωγικό στοιχείο άγει, η δίοδος Do είναι πολωμένη ανάστροφα και παρατηρούνται δύο βρόχοι. Ο ένας είναι ο βρόχος εισόδου που φορτίζει το πηνίο μέσω της πηγής (στην περίπτωσή μας του φωτοβολταϊκού συστήματος) και ο άλλος είναι ο βρόχος εξόδου που τροφοδοτεί με ισχύ το φορτίο, μέσω του πυκνωτή εξόδου. Όταν ο διακόπτης οδηγηθεί στην αποκοπή, η τάση της επαγωγής αλλάζει πολικότητα και μόλις γίνει ίση με την τάση εξόδου, η δίοδος πολώνεται ορθά. Μέσω της διόδου, ένα μέρος της ενέργειας (συνεχής αγωγή του ρεύματος), ή όλη η ενέργεια (ασυνεχής αγωγή του ρεύματος), η οποία έχει αποθηκευτεί στην επαγωγή, μεταφέρεται στην έξοδο. Η πηγή εισόδου προσφέρει ενέργεια στο κύκλωμα, καθώς ο διακόπτης είναι σε αποκοπή [25]. Όπως σε όλους τους DC-DC μετατροπείς, έτσι και στον buck-boost, εμφανίζονται δύο περιοχές λειτουργίας, η περιοχή της συνεχούς και της ασυνεχούς αγωγής του ρεύματος. Ως συνεχής αγωγή (Continuous Conduction Mode, CCM) ορίζεται η κατάσταση λειτουργίας στην οποία το ρεύμα που διαρρέει το πηνίο εξομάλυνσης είναι πάντα μεγαλύτερο του μηδενός, ενώ ως ασυνεχής αγωγή (Discontinuous Conduction Mode, DCM) ορίζεται η κατάσταση λειτουργίας στην οποία το ρεύμα που διαρρέει το πηνίο εξομάλυνσης παρουσιάζει διαστήματα όπου μηδενίζεται [18]. Οι κυματομορφές για τα στοιχεία του μετατροπέα και για τις δύο περιοχές λειτουργίας φαίνονται στο σχήμα

44 Κεφάλαιο 2 ο Σχήμα 2.6 Κυματομορφές τάσεων και ρευμάτων για buck-boost σε: α) CCM β) DCM [18] Για το μετατροπέα buck-boost, όταν αυτός βρίσκεται σε λειτουργία συνεχούς αγωγής ρεύματος, ισχύει η σχέση: V ο = δ V in 1 δ (2.2) όπου το δ είναι ο λόγος κατάτμησης (duty cycle), δηλαδή το ποσοστό της διακοπτικής περιόδου κατά το οποίο το ημιαγωγικό στοιχείο άγει. Ο λόγος κατάτμησης μπορεί να λάβει τιμές από 0.1 έως 0.9, με πιο συνήθεις τις τιμές Όταν ο buck-boost βρίσκεται στην ασυνεχή αγωγή ρεύματος ισχύει η σχέση: V o V in = 2 δ 2 Ι ο [(V in T S )/L f ] (2.3) Ανάλυση λειτουργίας του μετατροπέα Βoost Ο μετατροπέας Βoost (Σχήμα 2.7) είναι ένας μετατροπέας συνεχούς τάσεως σε συνεχή που πραγματοποιεί ανύψωση τάσης [18]

45 Κεφάλαιο 2 ο Σχήμα 2.7 Κυκλωματικό διάγραμμα μετατροπέα Boost [18] Η ανύψωση της τάσης εισόδου του μετατροπέα επιτυγχάνεται με τη βοήθεια ενός ημιαγωγικού στοιχείου (συνήθως MOSFET) και ενός συστήματος που παλμοδοτεί το στοιχείο αυτό. Όταν ο διακόπτης είναι σε αγωγή η πηγή εισόδου παρέχει ενέργεια στην επαγωγή, η οποία αποθηκεύεται με τη μορφή μαγνητικού πεδίου. Η δίοδος είναι ανάστροφα πολωμένη και δεν άγει. Έτσι, η έξοδος είναι απομονωμένη από την είσοδο. Όταν ο διακόπτης οδηγηθεί στην αποκοπή, το ρεύμα της επαγωγής τείνει να μειωθεί, ενώ η τάση του πηνίου αλλάζει πολικότητα. Μόλις η τάση της επαγωγής γίνει ίση με Vin - Vo, η δίοδος πολώνεται ορθά και άγει. Σε αυτό το διάστημα, η ενέργεια μεταφέρεται από την πηγή και την επαγωγή στο φορτίο. Ο μετατροπέας ανύψωσης τάσης λειτουργεί με συνεχή αγωγή του ρεύματος (CCM), όταν το ρεύμα στην επαγωγή ρέει συνεχώς. Όταν η ροή του ρεύματος του πηνίου διακόπτεται σε κάποιο τμήμα της περιόδου, όπου ο διακόπτης είναι σε αποκοπή, ο μετατροπέας λειτουργεί με ασυνεχή αγωγή του ρεύματος (DCM). Για το μετατροπέα boost, όταν αυτός βρίσκεται σε λειτουργία συνεχούς αγωγής ρεύματος, ισχύει η σχέση: V o V in = 1 1 δ Ενώ η αντίστοιχη σχέση για την ασυνεχή περιοχή λειτουργίας είναι : V o V in = δ 2 (2.4) Ι ο (2.5) (V in T S )/L f Οι χαρακτηριστικές κυματομορφές για τα στοιχεία του μετατροπέα boost φαίνονται στο σχήμα

46 Κεφάλαιο 2 ο Σχήμα 2.8 Κυματομορφές τάσεων και ρευμάτων για τον μετατροπεά boost σε: α) CCM β) DCM [18] Θεωρητική ανάλυση του μετατροπέα ανύψωσης τάσης Ι-ΙΙΑ Μετατροπέας Ι-ΙΙΑ-1 με δύο διακόπτες Ο μετατροπέας Ι-ΙΙΑ-1 που εξηγήθηκε πως προέκυψε στην εισαγωγή αυτού του κεφαλαίου, φαίνεται στο σχήμα 2.9. Ο μετατροπέας αυτός περιλαμβάνει δύο ημιαγωγικά διακοπτικά στοιχεία, δύο πηνία εξομάλυνσης και δύο διόδους. Ακόμα, περιλαμβάνει δύο ηλεκτρολυτικούς πυκνωτές, ο ένας εκ των οποίων είναι σε σειρά με τη συνεχή πηγή τάσης και ο άλλος βρίσκεται στην έξοδο για σταθεροποίηση της τάσης. Όπως έχει αναφερθεί και στην εισαγωγή αυτού του κεφαλαίου, για να πετύχουμε τετραγωνικό χαρακτηριστικό μετατροπής χρειάζεται οι δύο διακόπτες να είναι συγχρονισμένοι, δηλαδή να άγουν και να σβήνουν ταυτόχρονα

47 Κεφάλαιο 2 ο Σχήμα 2.9 Κυκλωματικό διάγραμμα μετατροπέα Ι-ΙΙΑ-1 με δύο διακόπτες Γενικά, ο αριθμός των καταστάσεων λειτουργίας ενός μετατροπέα συνεχούς τάσης εξαρτάται από τον αριθμό των πηνίων εξομάλυνσης που υπάρχουν στην τοπολογία του, αφού η περιοχή στην οποία θα λειτουργήσει συνδέεται άμεσα με το ρεύμα που διαρρέει το κάθε πηνίο. Στη συγκεκριμένη περίπτωση λοιπόν, που έχουμε δύο πηνία διακρίνονται τέσσερις καταστάσεις λειτουργίας. Αυτές είναι οι εξής: α) να βρίσκονται και τα δύο πηνία στην περιοχή συνεχούς αγωγής ρεύματος, β) να βρίσκονται και τα δύο στην περιοχή ασυνεχούς, γ) το πηνίο L1 να βρίσκεται στην περιοχή συνεχούς, ενώ το L2 στην ασυνεχή και δ) το πηνίο L1 να βρίσκεται στην περιοχή ασυνεχούς, ενώ το L2 στη συνεχή. Οι έννοιες της συνεχούς περιοχής αγωγής ρεύματος και ασυνεχούς έχουν αναλυθεί στην παράγραφο Στα πλαίσια αυτής της διπλωματικής εργασίας, για λόγους ευκολίας θα εξεταστεί μόνο η πρώτη κατάσταση λειτουργίας του μετατροπέα, δηλαδή η περίπτωση κατά την οποία και τα δύο πηνία βρίσκονται στην κατάσταση συνεχούς αγωγής του ρεύματος (CCM). Στη συνέχεια, θα παρουσιαστούν αναλυτικά οι θεωρητικές εξισώσεις και οι κυματομορφές τάσης και ρεύματος των βασικών στοιχείων του κυκλώματος, ούτως ώστε να γίνει πλήρως κατανοητή η λειτουργία του μετατροπέα. Επίσης, για λόγους απλούστευσης της ανάλυσης που θα ακολουθήσει, σημειώνεται ότι τα στοιχεία θεωρούνται ιδανικά και ο μετατροπέας λειτουργεί στη μόνιμη κατάσταση. Η ανάλυση λειτουργίας του παραπάνω μετατροπέα γίνεται σε δύο φάσεις ανάλογα με το αν άγουν οι δύο διακόπτες ή όχι

48 Κεφάλαιο 2 ο Σχήμα 2.10 Καταστάσεις λειτουργίας του Ι-ΙΙΑ όταν διακόπτες S 1 και S 2 α) σε κατάσταση αγωγής β) σε κατάσταση αποκοπής. Φάση Α: Οι διακόπτες S1 και S2 βρίσκονται σε κατάσταση αγωγής (σχήμα 2.10α) και η ενέργεια μοιράζεται σε 2 παράλληλους κλάδους, ο πρώτος εκ των οποίων περιλαμβάνει το L1 και ο δεύτερος τα C1 και L2. Τα πηνία στους 2 κλάδους φορτίζονται γραμμικά εφόσον η τάση στα άκρα τους είναι σταθερή ( Vin για το L1 και Vin+VC1 για το L2). Σε αυτήν τη φάση, οι δίοδοι είναι ανάστροφα πολωμένες και έτσι η δίοδος ελεύθερης διέλευσης της εξόδου δεν επιτρέπει να περάσει ενέργεια απ ευθείας από την είσοδο στο φορτίο, με αποτέλεσμα το φορτίο να τροφοδοτείται από τον φορτισμένο πυκνωτή C2 της εξόδου. Φάση B: Οι διακόπτες S1 και S2 βρίσκονται σε κατάσταση αποκοπής (σχήμα 2.10β), οπότε το ρεύμα εισόδου περνάει μέσω του πυκνωτή C1 και των δύο πηνίων και φτάνει στην έξοδο. Τα πηνία εκφορτίζονται γραμμικά (αφού η τάση στα άκρα τους είναι σταθερή), παρέχοντας ενέργεια στην έξοδο. Παράλληλα ο πυκνωτής εξόδου φορτίζεται ώστε να μπορέσει να καλύψει το φορτίο στην επόμενη περίοδο. Φάση Α: Στη Φάση Α (Σχήμα 2.10α), όπως αναφέρθηκε προηγουμένως, οι ημιαγωγικοί διακόπτες ισχύος βρίσκονται σε κατάσταση αγωγής, οπότε λόγω ιδανικότητας των στοιχείων ισχύει ότι: VS1=VS2=0 (2.6) Οι τάσεις που πέφτουν πάνω στα πηνία είναι: V L1 = V in (2.7) V L2 = V in + V C1 (2.8) Επομένως οι τάσεις πάνω στα πηνία είναι σταθερές και κατά συνέπεια αυτά φορτίζονται γραμμικά

49 Κεφάλαιο 2 ο Από την τερματική σχέση του πηνίου ισχύει ότι: V L = L di L dt Επειδή σε αυτή τη φάση τα πηνία φορτίζονται, ισχύει: (2.9) d il = I L,max I L,min (2.10) Επίσης : dt = δ T S (2.11) Όπου δ ο λόγος κατάτμησης, δηλαδή το ποσοστό επί της συνολικής περιόδου κατά το οποίο οι διακόπτες άγουν. Συνεπώς η (2.9) μέσω των (2.7), (2.10) και (2.11) θα γίνει : V in = L 1 Ι L1,max I L1,min δ T S I L1.max I L1,min = V in δ T s L1 (2.12) Και η (2.9) μέσω των (2.8), (2.9) και (2.10) θα γίνει : V in + V C1 = L 2 Ι L2,max I L2,min δ T S I L2.max I L2,min = (V in + V C1 ) δ T s L 2 (2.13) Η άνοδος της διόδου D1 έχει δυναμικό ίσο με τον αρνητικό ακροδέκτη της πηγής εισόδου, δηλαδή -Vin, ενώ η κάθοδος αυτής έχει δυναμικό ίσο με VC1, επομένως η τάση που πέφτει στη δίοδο D1 είναι : V D1 = (V in + V C1 ) (2.14) Όσον αφορά τη δίοδο D2 είναι φανερό από το κύκλωμα της φάσης Α ότι η τάση που πέφτει σε αυτήν ισούται με την ανάστροφη τάση της εξόδου, δηλαδή : V D2 = V O (2.15) Φάση Β: Στη φάση Β (σχήμα 2.10 β) τα διακοπτικά στοιχεία βρίσκονται σε αποκοπή και τα πηνία εκφορτίζονται δίνοντας ενέργεια στην έξοδο. Στη φάση αυτή οι δίοδοι D1 και D2 πολώνονται ορθά και εφόσον έχουμε θεωρήσει ιδανικά στοιχεία, ισχύει :

50 Κεφάλαιο 2 ο V D1 = V D2 = 0 (2.16) Παρατηρώντας το κύκλωμα είναι φανερό ότι: V L1 = V C1 (2.17) Εφαρμόζοντας τον νόμο τάσεων του Kirchhoff στον εξωτερικό κλάδο του κυκλώματος της φάσης Β προκύπτει : V in + V C1 V O V L2 = 0 V L2 = V in + V C1 V O (2.18) Δηλαδή η τάση πάνω στα πηνία είναι σταθερή και αρνητική, άρα αυτά εκφορτίζονται γραμμικά μέσω της εξόδου. Εφόσον λοιπόν τα πηνία εκφορτίζονται, ισχύει η σχέση: d il = I L,min I L,max (2.19) Ο χρόνος της φάσης Β ισούται με : dt = (1 δ) Τ S (2.20) Η σχέση (2.9) μέσω των (2.17), (2.19) και (2.20) θα γίνει: V C1 = L 1 I L1,min I L1,max (1 δ) T S I L1.min I L1,max = ( V C1) (1 δ) T s L 1 (2.21) Και η σχέση (2.9) μέσω των (2.18), (2.19) και (2.20) θα γίνει: V in + V C1 V O = L 2 I L2,min I L2,max (1 δ) T S I L2.min I L2,max = (V C1 + V in V O ) (1 δ) T s L 2 (2.22) Για τους διακόπτες από το κύκλωμα της φάσης Β προκύπτει: V S1 = V in + V C1 (2.23) V S2 = V O (2.24)

51 Εξαγωγή βασικών σχέσεων του μετατροπέα Ι-ΙΙΑ-1: Κεφάλαιο 2 ο Επειδή θεωρούμε ότι το κύκλωμα βρίσκεται σε μόνιμη κατάσταση, η μέση τιμή των τάσεων των πηνίων VL1 και VL2 ισούται με μηδέν [25]. Αυτό σημαίνει ότι στη μόνιμη κατάσταση ισορροπίας, σε μία διακοπτική περίοδο η συνολική ενέργεια που αποθηκεύει ένα πηνίο είναι μηδενική, αφού ιδανικά όση ενέργεια συσσωρεύει αρχικά, τόση αποδίδει στο φορτίο στη συνέχεια της περιόδου. Αν δεν γινόταν αυτό θα υπήρχε μια dc συνιστώσα με αποτέλεσμα τη διαρκή αύξηση ή μείωση του ρεύματος. Επομένως θα ισχύει: u L1 (t) = 0 1 T S δt 1 S ( u T L1 (t)dt S 0 δt S 0 Από τις σχέσεις (2.7) και (2.17), προκύπτει: u L1 (t)dt = 0 T S + u L1 (t)dt) = 0 (2.25) δt S 1 δt S T ( V T in dt + S V S 0 C1 dt) = 0 1 δt S T S [V in δt S + ( V C1 )(1 δ)t S ] = 0 V in δ V C1 (1 δ) = 0 V C1 = V in δ 1 δ (2.26) Αντίστοιχα για το πηνίο L2, θα ισχύει: u L2 (t) = 0 1 T S δt 1 S ( u T L2 (t)dt S 0 δt S 0 u L2 (t)dt = 0 T S + u L2 (t)dt) = 0 (2.27) δt S Με βάση τις εξισώσεις (2.8) και (2.18) η εξίσωση (2.27) γίνεται: 1 δt S T ( (V T in + V C1 )dt + S (V S 0 in + V C1 V O )dt) = 0 1 δt S T S [(V in + V C1 )δt S + ((V in + V C1 V O )(1 δ)t S ] = 0 (V in + V C1 )δ + (V in + V C1 V O )(1 δ) = 0 (V in + V C1 )δ + (V in + V C1 ) (V in + V C1 )δ V O + V O δ = 0 V in + V C1 V O + V O δ = 0 (2.28)

52 Κεφάλαιο 2 ο Με βάση την εξίσωση (2.26), η (2.28) θα γίνει: V in + V in δ 1 δ V O + V O δ = 0 V in (1 + d 1 d ) = V O (1 δ) V O d 1 d = 1+ V in 1 δ V O 1 (2.29) = V in (1 δ) 2 Η σχέση (2.29) είναι και η εξίσωση που εκφράζει το κέρδος τάσης του μετατροπέα στη συνεχή αγωγή. Όπως είναι φανερό, μεταβάλλοντας το λόγο κατάτμησης δ, είναι δυνατή η ρύθμιση του κέρδους τάσης. Θεωρώντας το μετατροπέα ιδανικό, η ισχύς στην είσοδό του ισούται με την ισχύ στην έξοδο αυτού, επομένως: P in = P O V in I in = V O I O Λόγω της (2.29) η παραπάνω εξίσωση γίνεται : I O I in = V in V O (2.30) I O I in = (1 δ) 2 (2.31) Η σχέση αυτή εκφράζει το λόγο του ρεύματος εξόδου προς το ρεύμα εισόδου. Παρατηρώντας την τοπολογία και τη λειτουργία του κυκλώματος (σχήμα 2.9), γίνεται γρήγορα φανερό ότι η μέση τιμή του ρεύματος εξόδου ισούται με τη μέση τιμή του ρεύματος της διόδου D2, ισχύει δηλαδή ότι: I O = I D2 (2.32) Στο χρονικό διάστημα κατά το οποίο η δίοδος είναι ορθά πολωμένη (φάση Β), το ρεύμα που περνάει μέσα από αυτήν είναι ίσο με το ρεύμα του πηνίου L2, όπως φαίνεται και από το σχήμα 2.10β. Έτσι η σχέση (2.32) γίνεται : I O = 1 T S T S δt S I L2,min + I L2,max 2 dt I O = I L2,min + I L2,max 2T S (1 δ)t S I O = I L2,min + I L2,max 2 (1 δ) (2.33)

53 Κεφάλαιο 2 ο Εξετάζοντας και πάλι την τοπολογία του μετατροπέα (σχήμα 2.9) γίνεται εύκολα αντιληπτό ότι η μέση τιμή του ρεύματος εισόδου ισούται με τη μέση τιμή του ρεύματος του πηνίου L1, δηλαδή: I in = I L1 I in = 1 δt S I L1,min + I L1,max dt + 1 T S 0 2 T S T S δt S I L1,min + I L1,max 2 dt I in = 1 I L1,min + I L1,max δt T S 2 S + 1 I L1,min + I L1,max (1 δ)t T S 2 S I in = I L1,min + I L1,max 2 Από τις εξισώσεις (2.21) και (2.34), προκύπτει: και I L1,min = 2 I in I L1,max (2.34) (2.35) 2 I in I L1,max I L1,max = ( V C1) (1 δ) T s L 1 2 I L1,max = 2 I in + V C1 (1 δ) T s (2.36) L 1 Από την εξίσωση (2.26) θα προκύψει: Επομένως: 2 I L1,max = 2 I in + V δ in 1 δ (1 δ) T s L 1 I L1,max = I in + V in δ T s 2 L 1 I L1,max = P in V in + V in δ T s 2 L 1 (2.37) I L1,min = 2 I in I in V in δ T s 2 L 1 I L1,min = I in V in δ T s 2 L 1 (2.38)

54 Κεφάλαιο 2 ο I L1,min = P in V in V in δ T s 2 L 1 Για τον υπολογισμό του μέγιστου και του ελάχιστου ρεύματος του L2 από την σχέση (2.33) προκύπτει: I L2,min = 2 I O 1 δ I L2,max (2.39) Αντικαθιστώντας στην σχέση (2.22) την (2.39), προκύπτει: 2 I O 1 δ I L2,max I L2,max = (V C1 + V in V O ) (1 δ) T s L 2 2 I L2,max = 2 I O 1 δ (V C1 + V in V O ) (1 δ) T s L 2 I L2,max = P O V O (1 δ) (V C1 + V in V O ) (1 δ) T s 2 L 2 (2.40) Από την εξίσωση (2.26) προκύπτει: I L2,max = P O V O (1 δ) (V δ in 1 δ + V in V O ) (1 δ) T s 2 L 2 I L2,max = P O V O (1 δ) V in T S V O (1 δ) T s 2 L 2 (2.41) Επομένως : I L2,min = 2 I O 1 δ I O (1 δ) + V in T S V O (1 δ) T s 2 L 2 I L2,min = P O V O (1 δ) + V in T S V O (1 δ) T s 2 L 2 (2.42) Με βάση την παραπάνω ανάλυση, οι βασικότερες κυματομορφές για τα χαρακτηριστικά στοιχεία του μετατροπέα, φαίνεται στο σχήμα Όπως φαίνεται στο σχήμα αυτό, η περίοδος χωρίζεται σε δύο τμήματα ανάλογα με τις φάσεις. Η φάση Α είναι μέχρι τον χρόνο δts και η φάση Β μέχρι την ολοκλήρωση της περιόδου (ΤS). Κατά τη φάση Α, όπου τα πηνία φορτίζονται, όλες οι κυματομορφές των ρευμάτων είναι γραμμικές συναρτήσεις με θετική κλίση, ενώ στο διάστημα της φάσης Β που τα πηνία

55 Κεφάλαιο 2 ο εκφορτίζονται οι αντίστοιχες κυματομορφές είναι και πάλι γραμμικές συναρτήσεις με αρνητική κλίση. Αντίστοιχα, οι τάσεις που εφαρμόζονται σε όλα τα στοιχεία του μετατροπέα, εκφράζονται με ευθείες γραμμές, εφόσον σύμφωνα με την ανάλυση που προηγήθηκε οι τάσεις σε κάθε φάση του μετατροπέα είναι σταθερές. Σχήμα 2.11 Χαρακτηριστικές θεωρητικές κυματομορφές για τα βασικά στοιχεία του μετατροπέα με δύο διακόπτες

56 Κεφάλαιο 2 ο Μετατροπέας Ι-ΙΙΑ-1 με ένα διακόπτη Όπως έχει αναφερθεί ξανά, οι μετατροπείς που έχουν τετραγωνικό χαρακτηριστικό μετατροπής αποτελούνται από δύο βασικούς μετατροπείς και έτσι η τοπολογία που προκύπτει έχει δύο ενεργούς διακόπτες. Αυτού του είδους οι μετατροπείς θα πρέπει να μετασχηματιστούν σε μια τοπολογία ενός διακόπτη, ούτως ώστε να βελτιωθούν ορισμένα χαρακτηριστικά, όπως είναι το μέγεθος του μετατροπέα και η απλή οδήγηση των διακοπτικών του στοιχείων. Για να γίνει αυτός ο μετασχηματισμός πρέπει να πληρούνται δύο προϋποθέσεις [24]. Καταρχάς, οι δύο διακόπτες που περιλαμβάνει θα πρέπει να λειτουργούν συγχρονισμένα και επιπλέον, απαιτείται, οι διακόπτες αυτοί να μοιράζονται έναν κοινό κόμβο μεταξύ των τεσσάρων συνδυασμών που ακολουθούν: α) S-S, β) D-D, γ) D-S και δ) S-D, όπου S είναι η πηγή (source) και D (drain) η υποδοχή για κάθε διακόπτη. Για να προκύψει λοιπόν η ισοδύναμη αναπαράσταση ενός διακόπτη πρέπει να ακολουθηθούν συγκεκριμένα βήματα. Αρχικά εντοπίζεται ο κοινός κόμβος μεταξύ των δύο διακοπτών. Εύκολα προκύπτει από το σχήμα 2.8 ότι αυτός είναι ο S-S. Όταν ο κοινός κόμβος είναι ο S-S μπορεί να γίνει η παρακάτω μετατροπή και αντί για το σχήμα 2.12α να χρησιμοποιηθεί η τοπολογία του σχήματος 2.12β. Σχήμα 2.12 α) κοινός κόμβος S-S δύο διακοπτών β) μετασχηματισμός τοπολογίας σε έναν διακόπτη [24] Αν αντικατασταθεί το σχήμα 2.9 με το σχήμα 2.12β και αναλυθεί η λειτουργία του, παρατηρείται ότι η δίοδος DB2 άγει όταν άγει και ο διακόπτης S2, αλλά και όταν ο διακόπτης S2 βρίσκεται σε αποκοπή πάλι η δίοδος DB2 άγει. Μπορεί εύκολα, λοιπόν, να βγει το

57 Κεφάλαιο 2 ο συμπέρασμα ότι η δίοδος αυτή μπορεί να παραληφθεί. Επομένως η τοπολογία του Ι-ΙΙΑ με έναν διακόπτη αποκτά τη μορφή του σχήματος Σχήμα 2.13 Κυκλωματικό διάγραμμα μετατροπέα Ι-ΙΙΑ-1 με ένα διακόπτη Στο σχήμα 2.14 φαίνονται οι δύο φάσεις λειτουργίας του μετατροπέα με ένα διακόπτη Καταστάσεις λειτουργίας του Ι-ΙΙΑ όταν ο διακόπτης S 1: α) σε κατάσταση αγωγής β) σε κατάσταση αποκοπής. Όπως παρατηρείται από το σχήμα 2.14, οι φάσεις λειτουργίας του Ι-ΙΙΑ με ένα διακόπτη μοιάζουν πολύ με αυτές του Ι-ΙΙΑ με δύο διακόπτες. Πιο συγκεκριμένα, χωρίζονται πάλι σε δύο φάσεις ανάλογα με το αν άγει ο διακόπτης S2 ή όχι. Φάση Α: Ο διακόπτης S2 βρίσκεται σε κατάσταση αγωγής και το ρεύμα στα πηνία αυξάνεται γραμμικά εφόσον η τάση στα άκρα τους είναι σταθερή ( Vin για το L1 και Vin+VC1 για το L2). Σε αυτή τη φάση οι δίοδοι D1 και D2 είναι ανάστροφα πολωμένες, ενώ η δίοδος DB1 πολώνεται ορθά και άγει. Σε αυτή τη φάση μόνο ο πυκνωτής C1 προσφέρει ενέργεια στο φορτίο. Φάση Β: Όταν ο διακόπτης S2 βρίσκεται σε αποκοπή το πηνίο L1 παρέχει ενέργεια στον πυκνωτή C1, ενώ το πηνίο L2 μέσω της εκφόρτισής του παρέχει ενέργεια στην έξοδο,

58 Κεφάλαιο 2 ο φορτίζοντας τον πυκνωτή ώστε να μπορέσει με τη σειρά του να τροφοδοτήσει το φορτίο στην επόμενη περίοδο. Σε αυτό το διάστημα οι δίοδοι D1 και D2 είναι ορθά πολωμένες, ενώ η DB1 πολώνεται ανάστροφα και δεν άγει. Στο σχήμα 2.15 φαίνονται οι θεωρητικές κυματομορφές για τα χαρακτηριστικά στοιχεία του μετατροπέα με ένα διακόπτη. Σχήμα 2.15 Χαρακτηριστικές θεωρητικές κυματομορφές για τα βασικά στοιχεία του μετατροπέα με έναν διακόπτη Οι εξισώσεις αυτού του μετατροπέα είναι οι ίδιες με αυτές που υπολογίστηκαν στην παράγραφο (2.1 έως 2.32). Όσον αφορά τις κυματομορφές και αυτές είναι ίδιες με εξαίρεση αυτές της διόδου DB1 και του διακόπτη S2. Πιο συγκεκριμένα, οι κυματομορφές του

59 Κεφάλαιο 2 ο διακόπτη S1 έχουν αντικατασταθεί με αυτές της διόδου DB1 και το ρεύμα του διακόπτη S2 έχει πλεόν αυξηθεί και ισούται με το άθροισμα των ρευμάτων των πηνίων Σύγκριση των δύο μετατροπέων Σύμφωνα με όσα παρουσιάστηκαν στις ενότητες και , οι τάσεις που εφαρμόζονται πάνω στις διόδους D1 και D2 και στον διακόπτη S2 είναι ισοδύναμες στις δύο τοπολογίες των δύο και του ενός διακόπτη. Στην δίοδο DB1 (μετατροπέας με ένα διακόπτη) εφαρμόζεται μικρότερη τάση για δ<0.5 από αυτή στον διακόπτη S1 (μετατροπέας με δύο διακόπτες), ενώ για δ>0.5 συμβαίνει το αντίθετο. Στο σχήμα 2.16 φαίνονται συνοπτικά οι τάσεις που εφαρμόζονται στα ημιαγωγικά στοιχεία για τους δύο μετατροπείς. Μετατροπέας με δύο Εφαρμοζόμενη τάση Μετατροπέας με ένα διακόπτη Εφαρμοζόμενη τάση διακόπτες VS1/Vin 1/(1-δ) VDB1/Vin δ/(1-δ) 2 VS2/Vin 1/(1-δ) 2 VS2/Vin 1/(1-δ) 2 VD1/Vin 1/(1-δ) VD1/Vin 1/(1-δ) VD2/Vin 1/(1-δ) 2 VD2/Vin 1/(1-δ) 2 Σχήμα 2.16 Σύγκριση εφαρμοζόμενων τάσεων στα ημιαγωγικά στοιχεία των δύο μετατροπέων [24] Όσον αφορά τα ρεύματα, για τις διόδους D1 και D2 αυτά είναι ισοδύναμα στους δύο μετατροπείς. Ο διακόπτης S1 έχει το ίδιο ρεύμα με τη δίοδο DB1, δηλαδή κατά κάποιο τρόπο η δίοδος αντικαθιστά τον διακόπτη αυτόν, ενώ για τον διακόπτη S2 το ρεύμα αλλάζει για τον μετατροπέα με ένα διακόπτη (σχήμα 2.17). Μετατροπέας με Διερχόμενο Μετατροπέας με Διερχόμενο δύο διακόπτες ρεύμα ένα διακόπτη ρεύμα IS1 IL1 IDB1 IL1 IS2 IL2 IS2 IL2+IL1 ID1 IL1 ID1 IL1 ID2 IL2 ID2 IL2 Σχήμα 2.17 Σύγκριση διερχόμενων ρευμάτων στα ημιαγωγικά στοιχεία όταν αυτά άγουν για τους δύο μετατροπείς

60

61 Κεφάλαιο 3 ο ΚΕΦΑΛΑΙΟ 3 ΠΡΟΣΟΜΟΙΩΣΗ ΤΟΥ ΣΥΣΤΗΜΑΤΟΣ ΣΕ ΠΕΡΙΒΑΛΛΟΝ MATLAB/SIMULINK Σε αυτό το κεφάλαιο θα παρουσιαστούν τα αποτελέσματα των προσομοιώσεων που προέκυψαν με τη βοήθεια του λογισμικού Matlab σε περιβάλλον Simulink. Αρχικά, θα παρουσιαστεί το μοντέλο των φωτοβολταϊκών πάνελ που αναλύθηκαν στην παράγραφο 2.2 και στη συνέχεια οι χαρακτηριστικές καμπύλες λειτουργίας τους, όπως προέκυψαν από την προσομοίωση του μοντέλου. Στη συνέχεια, θα μοντελοποιηθούν οι τοπολογίες του μετατροπέα ανύψωσης τάσης (με δύο και με ένα διακόπτη), των οποίων η μαθηματική ανάλυση περιγράφτηκε στο κεφάλαιο 2, και θα εξαχθούν οι γραφικές παραστάσεις των σημαντικότερων στοιχείων του κυκλώματος ισχύος για τη λειτουργία του μετατροπέα στη συνεχή αγωγή. Τέλος, ενώνοντας τα δύο προαναφερθέντα μοντέλα του φωτοβολταϊκού και του μετατροπέα, θα γίνει η παρουσίαση της προσομοίωσης του συνολικού συστήματος, έτσι ώστε να διαπιστωθεί η ορθή συμπεριφορά σε απομονωμένη λειτουργία (τροφοδοσία μιας αντίστασης). 3.1 Προσομοίωση του φωτοβολταϊκού Το μοντέλο του φωτοβολταϊκού σε περιβάλλον Simulink του MATLAB είχε ήδη δημιουργηθεί στα πλαίσια άλλης διπλωματικής εργασίας [17]. Για την υλοποίηση αυτού του μοντέλου χρειάστηκαν οι παρακάτω παράμετροι: -Η τάση ανοιχτοκυκλώματος Voc. -Το ρεύμα βραχυκύκλωσης Ιsc. -Η μέγιστη τάση Vmp. -Το μέγιστο ρεύμα Imp. Επίσης, για την εν σειρά και την παράλληλη αντίσταση τέθηκαν αντίστοιχα RS=0.2Ω και RSH=610Ω και ακόμη θεωρήθηκε ότι Τ=25 C και G 1000 = φ = ισχύς αιχμής [17]. Με βάση αυτά τα χαρακτηριστικά μεγέθη και μετά την κατάστρωση μιας σειράς εξισώσεων σε δομικά μπλοκ [17], το μοντέλο του φωτοβολταϊκού πάνελ που αποτελείται από τα δύο φωτοβολταϊκα πλαίσια της παραγράφου 2.2, παρουσιάζεται στο σχήμα

62 Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3.1 Δομικά μπλοκ για την κατασκευή του μοντέλου του φωτοβολταϊκού πάνελ Στη συγκεκριμένη προσομοίωση του φωτοβολταϊκού, μιας και αυτό μελετάται αυτοτελώς, έχει τοποθετηθεί ως μεταβλητό φορτίο μια εξαρτώμενη πηγή τάσης οδηγούμενη από μια ράμπα με κλίση 0.5, όπως φαίνεται στο σχήμα 3.2. Σχήμα 3.2 Δομικό μπλοκ του φωτοβολταϊκού με μεταβλητό φορτίο Ουσιαστικά, η ράμπα αναπαριστά μια μεταβλητή αντίσταση, η οποία θεωρητικά παίρνει τιμές από 0 ως άπειρο. Έτσι, όσο πιο μικρή είναι η αντίσταση, τόσο μεγαλύτερος ο λόγος 1/Ro,

63 Κεφάλαιο 3 ο άρα είναι μεγάλη και η κλίση της χαρακτηριστικής του φορτίου (πιο κοντά στον άξονα των y). Οπότε, το σημείο λειτουργίας αρχίζει από το (Ιsc,V) = (3.15, 0) και καθώς αυξάνεται η αντίσταση, μειώνεται αντίστοιχα ο λόγος 1/Ro, άρα και η κλίση της χαρακτηριστικής του φορτίου (πλησιάζει τον άξονα των x), με αποτέλεσμα να καταλήγει στο σημείο (Ι, Voc) = (0, 43.76). Με αυτόν τον τρόπο, διαγράφεται όλη η χαρακτηριστική I-V και P-V του φωτοβολταϊκού, όπως φαίνεται και στο σχήμα 3.3, επειδή ακριβώς η χαρακτηριστική του Φ/Β τέμνεται σε όλα της τα σημεία με τη χαρακτηριστική του φορτίου. Σχήμα 3.3 Ι-V και P-V χαρακτηριστικές του φωτοβολταϊκού πάνελ Είναι φανερό ότι οι χαρακτηριστικές I-V και P-V είναι σε συμφωνία με τις θεωρητικές χαρακτηριστικές που παρουσιάστηκαν στην παράγραφο 1.3. Είναι σημαντικό να διαπιστωθεί πως μεταβάλλονται οι χαρακτηριστικές του φωτοβολταϊκού σε σχέση με τη θερμοκρασία και την ακτινοβολία. Αλλάζοντας τις δύο παραμέτρους που εισέρχονται στο δομικό μπλοκ του φωτοβολταϊκού του σχήματος 3.2 προέκυψαν οι χαρακτηριστικές που φαίνονται στα σχήματα 3.4 έως 3.7. Καθώς μειώνεται η ακτινοβολία από 1000W/m 2 έως 200W/m 2 (σχήματα 3.4, 3.5), τα χαρακτηριστικά μεγέθη του φωτοβολταϊκού, δηλαδή η τάση και το ρεύμα μειώνονται σημαντικά και κατά συνέπεια μειώνεται και η ισχύς. Επιπλέον, γίνεται αντιληπτό ότι το ρεύμα μεταβάλλεται σε μεγαλύτερο βαθμό από την τάση

64 Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3.4 Ι-V χαρακτηριστικές για σταθερή θερμοκρασία Τ=25 O C και μεταβλητή ακτινοβολία Σχήμα 3.5 P-V χαρακτηριστικές για σταθερή θερμοκρασία Τ=25 O C και μεταβλητή ακτινοβολία Σχήμα 3.6 Ι-V χαρακτηριστικές για σταθερή ακτινοβολία G=1000W/m 2 και μεταβλητή θερμοκρασία

65 Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3.7 P-V χαρακτηριστικές για σταθερή ακτινοβολία G=1000W/m 2 και μεταβλητή θερμοκρασία Είναι φανερό πως η επίδραση της ακτινοβολίας είναι πολύ μεγαλύτερη και πιο σημαντική από την επίδραση της θερμοκρασίας και το ρεύμα επηρεάζεται πολύ λιγότερο, από ότι όταν μεταβαλλόταν η ακτινοβολία. Από το σχήμα 3.7 επίσης, φαίνεται ότι ακόμα και αν η θερμοκρασία είναι αρνητική η ισχύς και πάλι παραμένει σε υψηλά επίπεδα. Ένα σημαντικό μέγεθος για το φωτοβολταϊκό είναι η βέλτιστη αντίσταση Ropt. Αυτή η αντίσταση αντιστοιχεί σε ένα συγκεκριμένο φορτίο, το οποίο εξαναγκάζει το φωτοβολταϊκό να λειτουργήσει στο MPP δηλαδή στο σημείο (Vmp, Imp) και άρα και στη μέγιστη ισχύ Pmp. Υπάρχουν διατάξεις ανίχνευσης του Σημείου Μέγιστης Ισχύος, οι οποίες ονομάζονται Ανιχνευτές Σημείου Μέγιστης Ισχύος (σε διεθνή ορολογία Maximum Power Point Trackers - MPPT). Αυτές οι διατάξεις - ηλεκτρονικοί μετατροπείς παρεμβάλλονται μεταξύ των Φ/Β γεννητριών και της κατανάλωσης, εντοπίζουν το ΜΡΡ και επιδρούν στη φωτοβολταϊκή συστοιχία, έτσι ώστε αυτή να λειτουργεί σε αυτό το σημείο. Με αυτόν τον τρόπο, το σημείο λειτουργίας του συστήματος «μετακινείται» πάνω στην χαρακτηριστική καμπύλη του Φ/Β, μέχρι να προσεγγιστεί το ΜΡΡ. Θα μπορούσε ο μετατροπέας που μελετάται στην παρούσα διπλωματική εργασία να περιλαμβάνει και έλεγχο MPPT. Ωστόσο, ήταν εκτός των σκοπών αυτής της εφαρμογής, εφόσον κύριο μέλημα ήταν η διαπίστωση της ορθής λειτουργίας του μετατροπέα Ι-ΙΙΑ-1 και όχι κάποιου είδους έλεγχος. 3.2 Προσομοίωση του μετατροπέα Ι-ΙΙΑ-1 Για να σχεδιαστεί το μοντέλο του μετατροπέα σε περιβάλλον MATLAB/SIMULINK θα πρέπει να τεθούν ορισμένες προδιαγραφές. Καταρχάς, σύμφωνα με την παράγραφο 2.2, η τάση εισόδου στο MPP από τα φωτοβολταϊκά πάνελ είναι Vin=35.4V. Επιλέχτηκε για το μετατροπέα

66 Κεφάλαιο 3 ο αυτόν να ανυψώνει την τάση περίπου 5 φορές. Με βάση αυτό το κριτήριο επιλέχτηκε λόγος κατάτμησης δ=0.56, ο οποίος δίνει : V O V in = 1 (1 δ) 2 = 1 (1 0.56) 2 = Επομένως V o = = V. Στη συνέχεια, θα πρέπει να καθοριστεί η τιμή των πηνίων εξομάλυνσης, έτσι ώστε ο μετατροπέας να λειτουργεί πάντα στη CCM. Για να συμβεί αυτό θα πρέπει το ελάχιστο ρεύμα των πηνίων να είναι μη μηδενικό. Θα πρέπει δηλαδή να ισχύει η σχέση: Όπου ΔI L η κυμάτωση του πηνίου. I L1 ΔI L1 2 > 0 (3.1) Όπως έχει αναλυθεί στο κεφάλαιο 2, ο Ι-ΙΙΑ-1 μετατροπέας αποτελείται από δύο επιμέρους μετατροπείς. Στον Buck-Boost ανήκει το πηνίο L1, ενώ στον Boost το πηνίο L2. Για τον Buck-Boost ισχύει η σχέση [18]: I L1,avg = I o 1 δ (3.2) Όπου I L,avg είναι η μέση τιμή του ρεύματος του πηνίου και I o το ρεύμα εξόδου του μετατροπέα Boost Όμως, το ρεύμα εξόδου του Buck-Boost ισούται με το ρεύμα εισόδου του Boost, άρα: I o = I in,boost (3.3) Επίσης, αν θεωρηθούν τα στοιχεία ιδανικά (το οποίο ισχύει στα πλαίσια της συγκεκριμένης προσομοίωσης) για τον Boost ισχύει η σχέση: I in,boost V in = V O 2 R I in,boost = V 2 O (3.4) R V in Άρα, τελικά ισχύει: I L1,avg = V O 2 (1 δ)r V in (3.5) Για το ΔIL1/2 ισχύει: ΔΙ L1 2 = (V in+v C1 ) δ T S 2 L 1 = (V δ in+ 1 δ V in) δ T S 2 L 1 ΔI L1 2 = V in δ T S 2 (1 δ) L 1 (3.6) Από τις εξισώσεις (3.1), (3.5) και (3.6) προκύπτει:

67 Κεφάλαιο 3 ο V O 2 (1 δ)r V in V in δ T S 2 (1 δ) L 1 > 0 1 (1 δ) 4 V in 2 V in R (1 δ) > V in δ T S 2 (1 δ) L 1 1 R (1 δ) 5 > δ T S 2 (1 δ) L 1 Θεωρώντας k 1 = 2 L 1 R T S 2 L 1 R T S > δ (1 δ) 4 (3.7) και k crit1 > δ (1 δ) 4, θα πρέπει να ισχύει: k 1 > k crit1, έτσι ώστε το πηνίο L1 να βρίσκεται στη CCM, που συμφωνεί και με την [24]. Για το πηνίο του Βoost μετατροπέα (L2) ισχύει η σχέση: I L2,avg = I o 1 δ (3.8) ΔΙ L2 2 = V in δ T S 2 L 2 Από τις εξισώσεις (3.1), (3.8) και (3.9) προκύπτει: I o 1 δ V O (1 δ) δ T S 2 L 2 > 0 Θεωρώντας k 2 = 2 L 2 R T S ΔΙ L2 2 = V O (1 δ) δ T S 2 L 2 (3.9) I o 1 δ > V O (1 δ) δ T S 2 L 2 2 L 2 R T S > δ(1 δ) 2 (3.10) και k crit2 = δ (1 δ) 2, θα πρέπει να ισχύει: k 2 > k crit2, έτσι ώστε το πηνίο L2 να βρίσκεται στη CCM, που συμφωνεί και με την [24]. Σύμφωνα με τους παραπάνω υπολογισμούς για τα δύο πηνία και για το 10% της ισχύος (10% 106 W), υπολογίστηκε ο παρακάτω πίνακας όπου φαίνονται τόσο τα kcrit όσο και οι αντίστοιχες τιμές των πηνίων για δ από 0.2 έως Η αντίσταση R αλλάζει κάθε φορά ανάλογα με την τάση εξόδου, ούτως ώστε η ισχύς να παραμένει σταθερή. Όπως φαίνεται από τον πίνακα 3.1, καθώς αυξάνεται ο λόγος κατάτμησης δ, αυξάνονται και οι τιμές της απαιτούμενης επαγωγής για CCM (L2=44.66mH). και για δ=0.85 έχουμε αρκετά αυξημένη τιμή

68 Κεφάλαιο 3 ο δ V o(v) P o(w) R(Ω) f s(hz) K crit1 k crit2 L 1(mH) L 2(mH) max Πίνακας 3.1 Υπολογισμός πηνίων για συνεχή αγωγή ρεύματος (CCM) Για να κατασκευαστεί πηνίο περίπου ίσο με 45mH, ο όγκος της κατασκευής θα είναι σημαντικά αυξημένος και και έτσι αποφασίστηκε να θεωρηθεί μέγιστος λόγος κατάτμησης

69 Κεφάλαιο 3 ο δ=0.6. Για αυτόν το λόγο κατάτμησης, οι ελάχιστες τιμές που θα πρέπει να έχουν τα πηνία για να βρίσκεται ο μετατροπέας στη CCM στο 10% της ονομαστικής του ισχύος, είναι L1= mH και L2= mH. Επειδή ωστόσο υπήρχαν ήδη τέσσερα πηνία κατασκευασμένα σε προηγούμενη διπλωματική εργασία [28] με αυτεπαγωγή 2.75mH έκαστο, αποφασίστηκε για λόγους οικονομίας να χρησιμοποιηθούν αυτά. Χρησιμοποιήθηκε λοιπόν ένα πηνίο L1=2.75mH και δύο ίδια πηνία σε σειρά συνολικής αυτεπαγωγής L2=5.5mH. Στα πλαίσια της προσομοίωσης θεωρήθηκε ακόμα ότι τα διακοπτικά στοιχεία (τα δύο MOSFET και οι δίοδοι ισχύος) είναι ιδανικά, δηλαδή οι χρόνοι έναυσης και σβέσης θεωρούνται αμελητέοι. Επίσης, στα πηνία αγνοείται το ωμικό στοιχείο των τυλιγμάτων και ως εκ τούτου θεωρούνται τέλειες επαγωγές, ενώ οι γραμμές θεωρούνται ιδανικές και θεωρείται αμελητέο το ωμικό και επαγωγικό μέρος των καλωδιώσεων Προσομοίωση του μετατροπέα Ι-ΙΙΑ-1 με δύο διακόπτες Με βάση τα παραπάνω, το μοντέλο του μετατροπέα με δύο διακόπτες, όπως σχεδιάστηκε στο περιβάλλον Simulink του MATLAB, φαίνεται στο σχήμα 3.8. Σχήμα 3.8 Διάγραμμα του Ι-ΙΙΑ-1 με δύο διακόπτες στο περιβάλλον Simulink του MATLAB

70 Κεφάλαιο 3 ο Σε αυτό το σχήμα φαίνεται το κύκλωμα ισχύος του μετατροπέα, όπως αυτό παρουσιάστηκε στο κεφάλαιο 2. Σαν πηγή τάσης σε αυτήν την περίπτωση χρησιμοποιείται μία σταθερή πηγή DC τάσης με τιμή 35.4V, όση είναι η απαίτηση με βάση το σχεδιασμό που έχει προηγηθεί και σα φορτίο χρησιμοποιείται μια σταθερή αντίσταση. Η παλμοδότηση των ημιαγωγικών στοιχείων γίνεται μέσω μιας γεννήτριας παραγωγής παλμών (pulse generator), η οποία έχει ρυθμιστεί να έχει λόγο κατάτμησης 56% και διακοπτική συχνότητα 50kHz. Τα σήματα τάσης και ρεύματος των βασικών στοιχείων του μετατροπέα στέλνονται σε παλμογράφους, ώστε να διαπιστωθεί η ορθή λειτουργία του. Για να γίνει αυτό, ήταν απαραίτητο να εξεταστεί η λειτουργία του τόσο στην ονομαστική κατάσταση (106W), όσο και στο 10% της ισχύος (10.6W) για την οποία επιλέχτηκαν τα πηνία Προσομοίωση του μετατροπέα Ι-ΙΙΑ-1 με δύο διακόπτες και για Po=106W Για την ονομαστική κατάσταση λειτουργίας του μετατροπέα, το φορτίο ισούται με: R = V O 2 = Ω P O 106 Οι κυματομορφές που εξήχθησαν από αυτή την προσομοίωση φαίνονται στα σχήματα 3.9α και 3.9β. Η μορφή των κυματομορφών τόσο για τις τάσεις όσο και για τα ρεύματα των στοιχείων του μετατροπέα, είναι πανομοιότυπη με αυτή των αντίστοιχων θεωρητικών κυματομορφών του κεφαλαίου 2. Όπως φαίνεται στο σχήμα 3.9β, η μέση τιμή της τάσης εξόδου είναι Vout = 180.2V με μία κυμάτωση ΔVout = 0.6V (179.9V-180.5V), ενώ το μέσο ρεύμα εξόδου είναι Iout=0.572A με κυμάτωση ΔΙout=0.002A (0.571A-0.572A). Επομένως, P out = V out I out = = W. Η ισχύς εξόδου λοιπόν, φαίνεται ότι πλησιάζει με μεγάλη ακρίβεια τη θεωρητική (106W). Για τη διεξαγωγή των εξισώσεων του Κεφαλαίου 2 τα στοιχεία θεωρήθηκαν ιδανικά, έτσι ώστε να απλοποιηθούν οι εξισώσεις, ενώ για την προσομοίωση έχει θεωρηθεί ότι τα ημιαγωγικά στοιχεία έχουν μια μικρή εσωτερική αντίσταση. Αυτή η μικρή διαφορά λοιπόν στην ισχύ εξόδου, οφείλεται στο ότι τα MOSFET και οι δίοδοι παρουσιάζουν μία μικρή πτώση τάσης κατά την αγωγή τους, εξαιτίας της μικρής εσωτερικής τους αντίστασης

71 Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3.9α Χαρακτηριστικές κυματομορφές των στοιχείων του μετατροπέα με δύο διακόπτες και για ισχύ P ο=106w

72 Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3.9β Χαρακτηριστικές κυματομορφές των στοιχείων του μετατροπέα με δύο διακόπτες και για ισχύ P ο=106w

73 Κεφάλαιο 3 ο Θεωρητικός τύπος MOSFET ON Θεωρητι κή τιμή Τιμή VL1 V in 35.4V 35.4V IL1,max Θεωρητικός V in τύπος δ 1 δ MOSFET OFF Θεωρητική τιμή Τιμή προσομοίωσης προσομοιωσης -45V -44.9V P in V in + V in δ T s 2 L A 3.11A IL1,min P in V in V in δ T s 2 L A 2.97A VL2 V in δ 1 δ + V in 80.4V 79.62V V in δ 1 δ V IL2,max IL2,min P O V O (1 δ) V in T S V O (1 δ) 2 L 2 P O V O (1 δ) + V in T S V O (1 δ) 2 L 2 + V in V O A 1.42A A 1.25A VS1 0V 0V 0V V in + V in δ 1 δ 80.4V 80.3V VS2 0V 0V 0V V O V 181.2V VD1 V in δ 1 δ V in -80.4V V 0V 0V 0V VD2 V O V V 0V 0V 0V Πίνακας 3.2 Σύγκριση θεωρητικών τιμών και τιμών προσομοίωσης για το μετατροπέα με δύο διακόπτες και P o=106w Στον Πίνακα 3.2 γίνεται μια σύγκριση των τιμών τάσεως και ρεύματος των διαφόρων στοιχείων του μετατροπέα, όπως προκύπτουν από την προσομοίωση και όπως προκύπτουν από

74 Κεφάλαιο 3 ο τους θεωρητικούς τύπους του κεφαλαίου 2, όταν τα MOSFET βρίσκονται σε αγωγή (κατάσταση ON) και όταν βρίσκονται σε αποκοπή (κατάσταση OFF). Ακόμη, στους θεωρητικούς τύπους ισχύουν: Vin=35.4V, fs=50khz, δ=0.56, L1= 2.75mH, L2=5.5mH, Vo=182.95V, Po=106W. Οι τιμές ρευμάτων και τάσεων της προσομοίωσης συμφωνούν σε πολύ μεγάλο βαθμό με τις θεωρητικές. Μερικές μικροδιαφορές που παρατηρούνται οφείλονται στη μη-ιδανικότητα των στοιχείων της προσομοίωσης, σε αντίθεση με τους θεωρητικούς τύπους οι οποίοι εξήχθησαν με την προδιαγραφή ότι όλα τα στοιχεία είναι ιδανικά Προσομοίωση του μετατροπέα Ι-ΙΙΑ-1 με δύο διακόπτες και για Po=10.6W Για την προσομοίωση του μετατροπέα στο 10% της ονομαστικής ισχύος του, το φορτίο ισούται με: R = V O 2 P O = Ω Οι τάσεις που εφαρμόζονται στα στοιχεία του μετατροπέα, εφόσον ο λόγος κατάτμησης (δ) παραμένει ίδιος, είναι σταθερές. Εφόσον λοιπόν οι τάσεις δεν αλλάζουν σε σχέση με την προηγούμενη παράγραφο, κρίθηκε σκόπιμο να παρουσιαστούν σε αυτήν την παράγραφο οι κυματομορφές εξόδου (τάση και ρεύμα) και τα ρεύματα των πηνίων (σχήμα 3.10), έτσι ώστε να διαπιστωθεί αν πράγματι ο μετατροπέας είναι στη CCM περιοχή λειτουργίας ακόμα και στο 10% της ονομαστικής του ισχύος. Όπως φαίνεται στο σχήμα 3.10, η μέση τιμή της τάσης εξόδου είναι Vout = V με μία κυμάτωση ΔVout = 0.06V (180.19V V), ενώ το μέσο ρεύμα εξόδου είναι Iout = A με κυμάτωση ΔΙout = A ( A A). Επομένως P out = V out I out = = 10.51W. Σε αυτήν την περίπτωση, η ισχύς εξόδου πλησιάζει με ακόμη μεγαλύτερη ακρίβεια τη θεωρητική (10.6W). Αυτή η μικρή διαφορά οφείλεται στον ίδιο λόγο με της προηγούμενης παραγράφου, ενώ το γεγονός ότι πλησιάζει περισσότερο τη θεωρητική ισχύ, οφείλεται στο ότι τα ρεύματα που περνούν από τα στοιχεία είναι μικρότερα με συνακόλουθη μείωση των πτώσεων τάσης πάνω σε αυτά. Επιπλέον, παρατηρώντας τις κυματομορφές των ρευμάτων διαπιστώνεται εύκολα ότι παρά το γεγονός ότι τα ρεύματα των πηνίων έχουν μειωθεί σημαντικά και πλησιάζουν το μηδέν, εντούτοις κανένα από τα δύο ρεύματα δε μηδενίζεται και έτσι τα δύο πηνία λειτουργούν στη συνεχή αγωγή ρεύματος (CCM)

75 Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3.10 Χαρακτηριστικές κυματομορφές για το μετατροπέα με δύο διακόπτες και για P o=10.6w Στον πίνακα 3.3 επαναλαμβάνονται τα ίδια με τον πίνακα 3.2, με τη μόνη διαφορά ότι η ισχύς εξόδου είναι Po=10.6W. Από τον πίνακα 3.3 διεξάγεται το συμπέρασμα ότι και σε αυτήν την περίπτωση οι τιμές της προσομοίωσης είναι πολύ κοντά στις θεωρητικές. Όπως ήταν αναμενόμενο, οι τάσεις δεν αλλάζουν τιμή σε σχέση με αυτές στην ονομαστική κατάσταση λειτουργίας, εφόσον ο λόγος κατάτμησης παραμένει σταθερός και ο μετατροπέας λειτουργεί στη CCM. Οι μικρές αποκλίσεις οφείλονται και πάλι στη μη ιδανικότητα του κυκλώματος της προσομοίωσης

76 Κεφάλαιο 3 ο Θεωρητικός τύπος MOSFET ON Θεωρητι κή τιμή Τιμή προσομοίω -σης VL1 V in 35.4V 35.4V IL1,max Θεωρητικός V in τύπος δ 1 δ MOSFET OFF Θεωρητική τιμή Τιμή προσομοίωσης -45V -44.9V P in V in + V in δ T s 2 L A A IL1,min P in V in V in δ T s 2 L A A VL2 V in δ 1 δ + V in 80.4V 79.62V V in δ 1 δ + V in V V IL2,max IL2,min P O V O (1 δ) V in T S V O (1 δ) 2 L 2 P O V O (1 δ) + V in T S V O (1 δ) 2 L 2 V O A A A A VS1 0V 0V 0V V in δ 1 δ + V in 80.4V 80.3V VS2 0V 0V 0V V O V 181.2V VD1 V in δ 1 δ V in -80.4V V 0V 0V 0V VD2 V O V V 0V 0V 0V Πίνακας 3.3 Σύγκριση θεωρητικών τιμών και τιμών προσομοίωσης για το μετατροπέα με δύο διακόπτες και P o=10.6w Προσομοίωση του μετατροπέα Ι-ΙΙΑ-1 με ένα διακόπτη Όπως αναλύθηκε στο κεφάλαιο 2, στην παρούσα διπλωματική εργασία μελετώνται δύο διαφορετικές τοπολογίες του μετατροπέα Ι-ΙΙΑ-1, τόσο αυτή με δύο MOSFET όσο και αυτή

77 Κεφάλαιο 3 ο με ένα. Έτσι, στο σχήμα 3.11 παρουσιάζεται το δεύτερο μοντέλο που κατασκευάστηκε στο Simulink του MATLAB, δηλαδή αυτό της τοπολογίας με ένα MOSFET. Σχήμα 3.11 Διάγραμμα του Ι-ΙΙΑ-1 με ένα διακόπτη στο περιβάλλον Simulink του MATLAB Στο σχήμα 3.11 φαίνεται το κύκλωμα ισχύος του μετατροπέα, όπως αυτό παρουσιάστηκε στο κεφάλαιο 2. Σαν πηγή τάσης και σε αυτήν την περίπτωση χρησιμοποιείται μία σταθερή πηγή DC τάσης με τιμή 35.4V και σα φορτίο χρησιμοποιείται μια σταθερή αντίσταση. Η παλμοδότηση των ημιαγωγικών στοιχείων γίνεται μέσω μιας γεννήτριας παραγωγής παλμών (pulse generator), η οποία έχει ρυθμιστεί να έχει λόγο κατάτμησης 56% και διακοπτική συχνότητα 50kHz. Τα σήματα τάσης και ρεύματος των βασικών στοιχείων του μετατροπέα στέλνονται σε παλμογράφους ώστε να διαπιστωθεί η ορθή λειτουργία του. Με την ίδια λογική όπως και στην παράγραφο 3.2.1, ο μετατροπέας με ένα διακόπτη εξετάστηκε τόσο στην ονομαστική κατάσταση (106W), όσο και στο 10% της ισχύος (10.6W) για την οποία επιλέχτηκαν τα πηνία, έτσι ώστε να διαπιστωθεί η ορθή λειτουργία του, αλλά και για να γίνει μία σύγκριση μεταξύ των δύο μετατροπέων Προσομοίωση του μετατροπέα Ι-ΙΙΑ-1 με ένα διακόπτη και για Po=106W Για την ονομαστική κατάσταση λειτουργίας του μετατροπέα, όπως και στο μετατροπέα με δύο διακόπτες, το φορτίο ισούται με:

78 Κεφάλαιο 3 ο R = V O 2 = Ω P O 106 Οι κυματομορφές που εξήχθησαν από αυτήν την προσομοίωση φαίνονται παρακάτω: Σχήμα 3.12α Χαρακτηριστικές κυματομορφές των στοιχείων του μετατροπέα με ένα διακόπτη και για ισχύ P ο=106w

79 Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3.12β Χαρακτηριστικές κυματομορφές των στοιχείων του μετατροπέα με ένα διακόπτη και για ισχύ P ο=106w

80 Κεφάλαιο 3 ο Παρατηρώντας τις κυματομορφές (σχήματα 3.12α και 3.12β), είναι ξεκάθαρο ότι στην μορφή είναι πανομοιότυπες με αυτές του μετατροπέα που αναλύθηκε στην υποενότητα , με τρεις μόνο διαφορές. Καταρχάς, οι κυματομορφές του ημιαγωγικού στοιχείου S1 έχουν πλέον εξαλειφθεί και έχουν εισαχθεί δύο νέες κυματομορφές για την τάση και το ρεύμα της διόδου DB1. Επίσης, διαφοροποίηση παρατηρείται στο ρεύμα του διακόπτη S2, το οποίο πλέον σχηματίζεται από το άθροισμα των ρευμάτων των δύο πηνίων, όπως έχει αναλυθεί στο κεφάλαιο 2. Αξίζει να σημειωθεί επίσης ότι οι τάσεις όλων των κυματομορφών είναι ελαφρώς μικρότερες από αυτές του μετατροπέα με δύο διακόπτες, το οποίο οφείλεται στην πτώση τάσης πάνω στη δίοδο DB1. Συγκεκριμένα, η πτώση τάσης στις διόδους κατά την αγωγή έχει οριστεί στο μοντέλο της προσομοίωσης VF=0.8V. Όπως φαίνεται στο σχήμα 3.12, η μέση τιμή της τάσης εξόδου είναι Vout = 177.9V με μία κυμάτωση ΔVout = 0.6V (177.6V-178.2V), ενώ το μέσο ρεύμα εξόδου είναι Iout=0.5756A με μία κυμάτωση ΔΙout = 0.002Α (0.575Α-0.577Α). Επομένως, P out = V out I out = = 102.4W. Η ισχύς εξόδου λοιπόν, φαίνεται ότι πλησιάζει με μεγάλη ακρίβεια τη θεωρητική (106W) και είναι ελάχιστα μικρότερη από αυτήν του μετατροπέα με δύο διακόπτες. Στον Πίνακα 3.4 γίνεται μια σύγκριση των τιμών τάσεως και ρεύματος των διαφόρων στοιχείων του μετατροπέα με ένα διακόπτη, όπως προκύπτουν από την προσομοίωση και όπως προκύπτουν από τους θεωρητικούς τύπους του κεφαλαίου 2, όταν τα MOSFET βρίσκονται σε αγωγή (κατάσταση ON) και όταν βρίσκονται σε αποκοπή (κατάσταση OFF), έτσι ώστε να διαπιστωθούν τυχόν διαφορές σε σχέση με το μετατροπέα με δύο διακόπτες. Για τους θεωρητικούς τύπους ισχύουν οι προδιαγραφές που αναλύθηκαν στην αρχή της ενότητας 3.3, δηλαδή: Vin=35.4V, fs=50khz, δ=0.56, L1= 2.75mH, L2=5.5mH, Vo=182.95V, Po=106W. Όπως έγινε αντιληπτό και από τις κυματομορφές, έτσι και στον πίνακα 3.4 διαπιστώνεται η ισοδύναμη λειτουργία των δύο μετατροπέων με κάποιες μικρές μόνο μειώσεις στα μεγέθη των τάσεων, στον μετατροπέα με ένα διακόπτη, εξαιτίας της πτώσης τάσης στην διόδο DB1. Έτσι, και σε αυτήν την περίπτωση, οι τιμές τάσεων και ρευμάτων της προσομοίωσης διαφέρουν μόνο λίγο από τις θεωρητικές τιμές, το οποίο οφείλεται στη μη ιδανικότητα του μοντέλου της προσομοίωσης

81 Κεφάλαιο 3 ο Θεωρητικός τύπος MOSFET ON Θεωρητι κή τιμή Τιμή προσομοίω -σης VL1 V in 35.4V 34.6V IL1,max Θεωρητικός V in τύπος δ 1 δ MOSFET OFF Θεωρητική τιμή Τιμή προσομοίωσης -45V V P in V in + V in δ T s 2 L A 3.044A IL1,min P in V in V in δ T s 2 L A 2.903A VL2 V in δ 1 δ + V in 80.4V 78.77V V in δ 1 δ + V in V V IL2,max IL2,min P O V O (1 δ) V in T S V O (1 δ) 2 L 2 P O V O (1 δ) + V in T S V O (1 δ) 2 L 2 V O A 1.388A A 1.228A VDB1 0V 0V 0V V in δ 1 δ + V in V V V O VS2 0V 0V 0V V O V 178.9V VD1 V in δ 1 δ V in -80.4V -78V 0V 0V 0V VD2 V O V V 0V 0V 0V Πίνακας 3.4 Σύγκριση θεωρητικών τιμών και τιμών προσομοίωσης για το μετατροπέα με ένα διακόπτη και P o=106w Προσομοίωση του μετατροπέα Ι-ΙΙΑ-1 με ένα διακόπτη και για Po=10.6W Για την προσομοίωση του μετατροπέα στο 10% της ονομαστικής ισχύος του, το φορτίο ισούται με:

82 Κεφάλαιο 3 ο R = V O 2 P O = Ω Όμοια με την υποενότητα , οι τάσεις που εφαρμόζονται στα στοιχεία του μετατροπέα, εφόσον ο λόγος κατάτμησης (δ) παραμένει ίδιος, είναι σταθερές. Εφόσον λοιπόν οι τάσεις δεν αλλάζουν σε σχέση με την προηγούμενη παράγραφο, κρίθηκε σκόπιμο να παρουσιαστούν σε αυτήν την παράγραφο οι κυματομορφές εξόδου (τάση και ρεύμα) και τα ρεύματα των πηνίων (σχήμα 3.13), έτσι ώστε να διαπιστωθεί αν πράγματι και ο μετατροπέας με ένα διακόπτη είναι στη CCM περιοχή λειτουργίας με τα ίδια πηνία που χρησιμοποιήθηκαν και στο μετατροπέα με δύο διακόπτες, ακόμα και στο 10% της ονομαστικής του ισχύος. Σχήμα 3.13 Χαρακτηριστικές κυματομορφές για το μετατροπέα με ένα διακόπτη και για P o=10.6w Όπως φαίνεται στο σχήμα 3.13, η μέση τιμή της τάσης εξόδου είναι Vout = 177.9V, ενώ το μέσο ρεύμα εξόδου είναι Iout = A. Επομένως P out = V out I out = =

83 Κεφάλαιο 3 ο 10.24W. Διαπιστώνεται λοιπόν και σε αυτήν την περίπτωση ότι ο μετατροπέας με ένα διακόπτη έχει μεγαλύτερες πτώσεις τάσης στα στοιχεία του και συνεπώς μικρότερη ισχύ στην έξοδό του. Επιπλέον, και σε αυτόν το μετατροπέα επαληθεύεται το γεγονός ότι τα δύο πηνία λειτουργούν στη συνεχή αγωγή ρεύματος (CCM), ακόμα και στο 10% της ονομαστικής ισχύος. Στον πίνακα 3.5 παρουσιάζεται η σύγκριση των θεωρητικών και των τιμών της προσομοίωσης για τα χαρακτηριστικά μεγέθη του μετατροπέα με ένα διακόπτη και για ισχύ εξόδου Po=10.6W. Θεωρητικός τύπος MOSFET ON Θεωρητι -κή τιμή Τιμή VL1 V in 35.4V 34.6V IL1,max Θεωρητικός τύπος V in δ 1 δ MOSFET OFF Θεωρητι κή τιμή Τιμή προσομοίωσης προσομοίωσης -45V V P in V in + V in δ T s 2 L A A IL1,min P in V in V in δ T s 2 L A 0.227A VL2 V in δ 1 δ + V in 80.4V 78.77V V in δ 1 δ + V in V O V V IL2,max IL2,min P O V O (1 δ) V in T S V O (1 δ) 2 L 2 P O V O (1 δ) + V in T S V O (1 δ) 2 L A A A A VDB1 0V 0V 0V V in δ 1 δ + V in V O V V VS2 0V 0V 0V V O V 178.9V VD1 V in δ 1 δ V in -80.4V -78V 0V 0V 0V VD2 V O V V 0V 0V 0V Πίνακας 3.5 Σύγκριση θεωρητικών τιμών και τιμών προσομοίωσης για τον μετατροπέα με ένα διακόπτη και P o=10.6w

84 Κεφάλαιο 3 ο 3.3 Προσομοίωση του συνολικού συστήματος Σε αυτήν την ενότητα θα παρουσιαστεί το συνολικό σύστημα, δηλαδή ο μετατροπέας ανύψωσης τάσης Ι-ΙΙΑ-1, ο οποίος θα έχει ως DC πηγή τάσης στην είσοδό του το φωτοβολταϊκό πάνελ που αναλύθηκε στην ενότητα 3.1. Όπως αποδείχτηκε στην ενότητα 3.2, οι δύο μετατροπείς (με έναν και δύο διακόπτες) είναι ισοδύναμοι. Για το λόγο αυτό, θα παρουσιαστεί το συνολικό σύστημα, χρησιμοποιώντας ως μετατροπέα ανύψωσης αυτόν με τους δύο διακόπτες και τα αποτελέσματα που θα προκύψουν, θα ισχύουν και για το σύστημα που θα προέκυπτε αν επιλεγόταν ο μετατροπέας με τον ένα διακόπτη, με ελάχιστα μειωμένες τις τάσεις πάνω στα στοιχεία του. Όπως εξηγήθηκε στην ενότητα 3.1, υπάρχει μία αντίσταση για το φωτοβολταϊκό που θεωρείται βέλτιστη (Ropt). Αυτή η αντίσταση ισοδυναμεί με ένα φορτίο, το οποίο εξαναγκάζει το φωτοβολταϊκό να λειτουργήσει στο MPP, δηλαδή στο σημείο (Vmp, Imp) και άρα και στη μέγιστη ισχύ Pmp. Η αντίσταση αυτή ισούται με: R opt = V mp = 35.4V = 11.83Ω. Ωστόσο, με I mp 2.99A δοκιμές στο μοντέλο προσομοίωσης του φωτοβολταϊκού, διαπιστώθηκε ότι η αντίσταση για την οποία επιτυγχάνεται μέγιστη ισχύς είναι Ropt=12.5Ω και η ισχύς που προκύπτει στην έξοδο του φωτοβολταϊκού και άρα στην είσοδο του μετατροπέα είναι Po=104.1W. Το γεγονός ότι τα μεγέθη αυτά διαφέρουν από τα αναμενόμενα (Ropt=11.83Ω και Po=106W) οφείλεται στο ότι δεν έχουν προσομοιωθεί με ακρίβεια όλοι οι παράγοντες που επηρεάζουν τη λειτουργία ενός πραγματικού Φ/Β, στο μοντέλο προσομοίωσης αυτού [17]. Προκειμένου λοιπόν ο μετατροπέας να έχει τη μέγιστη δυνατή ισχύ στην είσοδό του, θα πρέπει η αντίσταση εισόδου αυτού να ισούται με 12.5Ω. Για το μετατροπέα ισχύει: P in = P out V in 2 = V 2 o R in R o = V 2 o R in V R o 2 = in R in R o 1 (1 δ) 4 R o = 1 (1 δ) 4 R in = = 333.5Ω Σύμφωνα με αυτά, το μοντέλο του συνολικού συστήματος που δημιουργήθηκε, φαίνεται στο σχήμα

85 Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3.14 Διάγραμμα του συνολικού συστήματος στο περιβάλλον Simulink του MATLAB Στο διάγραμμα του σχήματος 3.14, η πηγή τάσης έχει πλέον αντικατασταθεί από το φωτοβολταϊκό πάνελ, όπως αυτό αναλύθηκε στην ενότητα 3.1. Όπως φαίνεται, το δομικό μπλοκ του φωτοβολταϊκού έχει δύο εισόδους. Αυτές είναι οι δύο σημαντικότερες παράμετροι που μπορούν να επηρεάσουν τη λειτουργία του φωτοβολταϊκού και κατ επέκταση την λειτουργία του μετατροπέα και δεν είναι άλλες από την θερμοκρασία (T) και την ακτινοβολία (G). Στην είσοδο τοποθετήθηκε ένας πυκνωτής έτσι ώστε να σταθεροποιεί την τάση εισόδου του μετατροπέα. Σχήμα 3.15 Ρεύμα, τάση και ισχύς εξόδου του φωτοβολταϊκού πάνελ για λειτουργία στο MPP

86 Κεφάλαιο 3 ο Όπως φαίνεται από το σχήμα 3.15, η τάση, το ρεύμα και η ισχύς του φωτοβολταϊκού πάνελ όταν αυτό έχει σα φορτίο το μετατροπέα είναι σχεδόν σταθερά. Συγκεκριμένα, η μέση τιμή του ρεύματος είναι Ιοut=2.866Α με κυμάτωση ΔΙout =0.052A (2.84A-2.892A), ενώ η μέση τιμή της τάσης εξόδου είναι Vout = 36.33V με μία κυμάτωση ΔVout = 0.64V (36.01V-36.65V). Επομένως, P out = V out I out = = W. Φαίνεται λοιπόν ότι το συγκεκριμένο φωτοβολταϊκό πάνελ μπορεί πράγματι να αποτελέσει την πηγή εισόδου του μετατροπέα. Σχήμα 3.16α Κυματομορφές τάσεων και ρευμάτων του μετατροπέα στο συνολικό σύστημα

87 Κεφάλαιο 3 ο Σχήμα 3.16β Κυματομορφές τάσεων και ρευμάτων του μετατροπέα στο συνολικό σύστημα

88 Κεφάλαιο 3 ο Στα σχήματα 3.16α-3.16β φαίνονται οι κυματομορφές τάσεων και ρευμάτων των πιο σημαντικών στοιχείων του μετατροπέα, όταν το φωτοβολταϊκό πάνελ αποδίδει τη μέγιστη ισχύ για το συγκεκριμένο σημείο λειτουργίας που περιγράφτηκε πιο πάνω. Παρατηρώντας τις κυματομορφές του σχήματος 3.16, διαπιστώνεται ότι η λειτουργία του μετατροπέα όταν έχει σαν είσοδο το φωτοβολταϊκό πάνελ είναι πανομοιότυπη με αυτή της ενότητας 3.2, δηλαδή όταν είχε σαν είσοδο μια σταθερή πηγή τάσης. Η μέση ισχύς εξόδου προκύπτει P out = V out I out = = W, η οποία είναι αρκετά κοντά στην προδιαγραφή που έχει τεθεί (106W). Οι τιμές τάσεων και ρευμάτων του μετατροπέα σε αυτήν την περίπτωση έχουν κάποιες αποκλίσεις από τις θεωρητικές, το οποίο είναι λογικό εξαιτίας του γεγονότος ότι το σύστημα είναι πλέον πιο πολύπλοκο και η ακρίβεια των αποτελεσμάτων εξαρτάται τώρα από περισσότερες παραμέτρους. Άλλωστε, δεν είναι δυνατόν να προκύψουν τα ίδια αποτελέσματα από τη στιγμή που όπως διαπιστώθηκε στο σχήμα 3.15, η τάση της πηγής εισόδου είναι Vin=36.33V, ενώ ο μετατροπέας στην ενότητα 3.2 είχε τάση εισόδου 35.4V. Ανεξάρτητα από αυτές τις μικροδιαφορές, φαίνεται ότι ο μετατροπέας αυτός μπορεί πράγματι να έχει ως πηγή εισόδου το φωτοβολταϊκό και να λειτουργεί σύμφωνα με την ανάλυση που έγινε για αυτόν στο Κεφάλαιο

89 Κεφάλαιο 4 ο ΚΕΦΑΛΑΙΟ 4 ΣΧΕΔΙΑΣΜΟΣ ΚΑΙ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΤΟΥ ΜΕΤΑΤΡΟΠΕΑ Ι-ΙΙΑ Εισαγωγή Στο παρόν κεφάλαιο παρουσιάζεται η διαδικασία σχεδιασμού και κατασκευής των επιμέρους τμημάτων που απαρτίζουν το κύκλωμα του υπό μελέτη μετατροπέα. Τα σχηματικά διαγράμματα των τυπωμένων κυκλωμάτων έγιναν με τη βοήθεια του δωρεάν λογισμικού KiCad και παρατίθενται στο Παράρτημα Β. Η κατασκευή της πλακέτας έγινε σε πλάκα χαλκού διπλής όψης στο Εργαστήριο Ηλεκτρομηχανικής Μετατροπής Ενέργειας. Τα τεχνικά φυλλάδια των κατασκευαστών (datasheets) των στοιχείων που χρησιμοποιήθηκαν για την υλοποίηση της κατασκευής, παρουσιάζονται στο Παράρτημα Γ. Τα τμήματα της πειραματικής διάταξης που κατασκευάστηκαν είναι το κύκλωμα ισχύος του μετατροπέα Ι-ΙΙΑ-1, το κύκλωμα ελέγχου αυτού του μετατροπέα και τα μετρητικά τάσης και ρεύματος. Αποφασίστηκε η δημιουργία μιας ενιαίας πλακέτας Α4, διπλής όψης, η οποία να περιλαμβάνει όλα τα παραπάνω τμήματα. Ο λόγος αυτής της απόφασης είναι η όσο το δυνατόν περισσότερη εξοικονόμηση χώρου και η αποφυγή θορύβου. Επίσης, στην ίδια πλακέτα αποφασίσθηκε να παρέχεται η δυνατότητα λειτουργίας του μετατροπέα με δύο διακόπτες ή έναν, όπως παρουσιάστηκαν στο προηγούμενο κεφάλαιο. Η δυνατότητα αυτή θα αναλυθεί περαιτέρω σε αυτό το κεφάλαιο. Στη συνέχεια, επιλέχτηκαν όλα τα επιμέρους στοιχεία που θα συνθέτουν το μετατροπέα, με βάση τις προδιαγραφές που έχουν τεθεί στα προηγούμενα κεφάλαια. Το επόμενο βήμα ήταν ο σχεδιασμός του σχηματικού διαγράμματος της πλακέτας, όπου φαίνονται οι συνδέσεις των επιμέρους στοιχείων. Τέλος, σχεδιάστηκε και υλοποιήθηκε η πλακέτα (PCB), στην οποία είναι χαραγμένοι οι δρόμοι χαλκού και απεικονίζεται η πραγματική θέση των στοιχείων, λαμβάνοντας υπόψη και τις πραγματικές τους διαστάσεις (αποτυπώματα-footprints). 4.2 Επιλογή των στοιχείων του κυκλώματος ισχύος Προδιαγραφές του μετατροπέα Ι-ΙΙΑ-1 Όπως αναφέρθηκε στην ενότητα 2.2, τα φωτοβολταϊκά που χρησιμοποιούνται σαν πηγή εισόδου για το συγκεκριμένο μετατροπέα ανύψωσης τάσης αποτελούνται από δύο πάνελ, το καθένα εκ των οποίων έχει V mp=17.7 V στο μέγιστο σημείο ισχύος του. Επομένως, η τάση

90 Κεφάλαιο 4 ο εισόδου του μετατροπέα θα ισούται με 35.4V (2 17.7V). Όσον αφορά το λόγο κατάτμησης δ, επιλέχτηκε έτσι ώστε να ανυψώνει την τάση εισόδου περίπου πέντε φορές. Με βάση αυτήν την προδιαγραφή, υπολογίστηκε μέσω της εξίσωσης 2.29 και τέθηκε δ=0.56. Για αυτό το δ, προέκυψε Vo=182.95V. Η συχνότητα λειτουργίας του μετατροπέα τέθηκε fs=50khz για να μειωθεί όσο γίνεται περισσότερο ο όγκος των στοιχείων (κυρίως των πηνίων) αλλά και για να μην είναι πολύ αυξημένες οι διακοπτικές απώλειες. Συνοψίζοντας από τα προηγούμενα κεφάλαια, ο μετατροπέας αυτός θα σχεδιαστεί με τα χαρακτηριστικά που ακολουθούν. Στην είσοδό του θα έχει ονομαστική τάση Vin=35.4V η οποία θα προέρχεται από τα δύο φωτοβολταϊκά πάνελ, όπως εξήθηκε στην ενότητα 2.2. Αυτά τα φωτοβολταϊκά πάνελ δεδομένου ότι θα λειτουργούν στο σημείο μέγιστης ισχύος τους (MPP) θα είναι σε θέση να δώσουν στο μετατροπέα ισχύ ίση με 2 53=106W (Pmp). Στην έξοδο θα έχει ανυψωμένη τάση περίπου ίση με Vo=180V και για να επιτευχθεί αυτό θα έχει λόγο κατάτμησης δ=0.56, όπως αναλύθηκε στο κεφάλαιο 3. Η συχνότητα θα είναι fs=50khz και θα λειτουργεί στη CCM (περιοχή συνεχούς αγωγής ρεύματος και για τα δύο πηνία του μετατροπέα) Επιλογή των ημιαγωγικών διακοπτικών στοιχείων ισχύος Για τη δημιουργία του DC-DC μετατροπέα που εξετάζουμε είναι απαραίτητη η χρήση δύο ημιαγωγικών στοιχείων. Τα στοιχεία αυτά θα μπορούσαν να είναι τρανζίστορ BJT, MOSFET ή ημιαγωγικά στοιχεία νεότερης τεχνολογίας, όπως είναι το IGBT. Επιλέξαμε για ημιαγωγικό στοιχείο το MOSFET γιατί είναι απλό και εύκολο στην έναυση και σβέση του και επειδή οι ταχύτητες μετάβασης είναι αρκετά υψηλές σε σχέση με άλλα ημιαγωγικά στοιχεία. Για παράδειγμα, δε χρειάζεται κάποιο ιδιαίτερο κύκλωμα σβέσης, όπως συμβαίνει με άλλα ημιαγωγικά στοιχεία (π.χ. θυρίστορ). Το MOSFET ανάβει (άγει) όταν έχει έναν παλμό τάσης μεταξύ της πύλης και της πηγής του και θετική τάση μεταξύ υποδοχής και πηγής, ενώ σβήνει (δεν άγει) όταν ο παλμός παύει. Τα τελευταία χρόνια οι τιμές ισχύος και οι χαρακτηριστικές των MOSFET ισχύος έχουν βελτιωθεί σημαντικά, οδηγώντας έτσι σε ευρεία χρήση τους σε μεγάλο πλήθος εφαρμογών και σε μεγάλη πτώση του κόστους τους. Τέλος, τα MOSFET ισχύος έχουν το πλεονέκτημα ότι μπορούν να χρησιμοποιηθούν σε αρκετά υψηλές, αλλά και σε μέτριες διακοπτικές συχνότητες λειτουργίας, όπως είναι η συχνότητα των 50kHz που επιθυμούμε εμείς

91 Κεφάλαιο 4 ο Η επιλογή του MOSFET γίνεται με γνώμονα δύο παραμέτρους. Πρώτον, είναι σημαντική η τάση που μπορεί να αντέξει το ημιαγωγικό στοιχείο στα άκρα του σε κατάσταση αποκοπής, δηλαδή από την υποδοχή (drain) ως την πηγή του (source) και δεύτερον είναι εξίσου απαραίτητη και η RMS τιμή του ρεύματος που διαρρέει το τρανζίστορ. Το ρεύμα αυτό είναι το ρεύμα που διέρχεται από την υποδοχή του τρανζίστορ και φτάνει ως την πηγή του. Στη συγκεκριμένη διπλωματική εργασία, τα ίδια ημιαγωγικά στοιχεία θα χρησιμοποιηθούν για τη λειτουργία του μετατροπέα είτε με δύο διακόπτες, είτε με έναν, συνεπώς επιλέχτηκαν έτσι, ώστε να καλύπτουν τη χειρότερη περίπτωση (worst case scenario). Στη δική μας περίπτωση η τάση VDS είναι η τάση που παρατηρείται στα άκρα των ημιαγωγών, όταν αυτοί δεν άγουν και σύμφωνα με το κεφάλαιο 2 αυτές οι τάσεις έχουν υπολογιστεί (εξισώσεις 2.23, 2.24): V S1 = V in + V C1 = V in V S2 = V O = V δ 1 δ + V in = 80.4V Επειδή όμως πρέπει να έχουμε και ένα περιθώριο ασφάλειας εξαιτίας των υπερτάσεων που μπορεί να εμφανιστούν στα MOSFET, είναι προτιμότερο να επιλέξουμε τους διακόπτες να αντέχουν τάση τουλάχιστον διπλάσια από την υπολογισμένη (π.χ. για το διακόπτη S1 περίπου 200V και για το διακόπτη S2 περίπου 400V). Όσον αφορά το ρεύμα, όπως έχουμε αναλύσει στο κεφάλαιο 2, για το διακόπτη S1 ισχύει I S1 = I L1 για όσο διάστημα αυτός άγει. Για το διακόπτη S2 το ρεύμα του διαφέρει για τους δύο μετατροπείς με έναν και δύο διακόπτες. Για το μετατροπέα με δύο διακόπτες ισχύει ότι: I S2 = I L2, ενώ για το μετατροπέα με ένα διακόπτη ισχύει: I S2 = I L1 + I L2. Επειδή ωστόσο αυτό που μας ενδιαφέρει είναι να επιλέξουμε τα MOSFET ώστε αυτά να μην καταστραφούν, θα λάβουμε υπόψη τη δεύτερη εξίσωση για το διακόπτη S2, αφού σε αυτήν την περίπτωση δέχεται το μεγαλύτερο ρεύμα και με αυτόν τον τρόπο βρισκόμαστε από την ασφαλή πλευρά. Επομένως για το RMS ρεύμα του S1 ισχύει: 1 2 = 1 i 2 (t) dt = 1 ( I L1,max I L1,min t + I T S T L1,min ) 2 dt = S I S1,RMS T S ( T S 0 2 δt S (I L1,max I L1,min ) 0 (δt S ) 2 δt S 0 δt S t 2 + 2I L1,min I L1,max I L1,min δt S 2 t + I L1,min ) dt = 1 (I 2 L1,max I L1,min ) (δt S )3 + 2 I L1,max I L1,min (δt S )2 2 + I T S (δt S ) 2 3 δt S 2 L1,min δt S 2 I S1,RMS = (I L1,max I L1,min ) 2 δ + 2(I L1,max I L1,min ) δ 2 + I 2 L1,min δ (4.1)

92 Κεφάλαιο 4 ο Από τις σχέσεις 2.37 και 2.38 προκύπτει ότι I L1,max = 3.066A και I L1,min = 2.922A, άρα η σχέση (4.1) γίνεται: 2 I S1,RMS = ( ) ( ) = A 2 I S1,RMS = 2.207A Για το ρεύμα του διακόπτη S2 θα ισχύει η ίδια σχέση με την (4.1) με τη διαφορά ότι αντί για IL1,max θα έχουμε IL1,max+IL2,max και αντί για IL1,min θα έχουμε IL1,min+IL2,min. Επομένως προκύπτει: 2 I S2,RMS = (I L1,max + I L2,max I L1,min I L2,min ) 2 δ + 2(I L1,max + I L2,max I L1,min I L2,min ) δ 2 + (I L1,min + I L2,min ) 2 δ (4.2) Από τις σχέσεις 2.41 και 2.42 προκύπτει ότι I L2,max = 1.399A και I L2,min = 1.235A, άρα η σχέση (4.2) γίνεται: 2 I S2,RMS = ( ) ( ) ( ) = 9.903A 2 I S2,RMS = 3.146A Συνεπώς, λαμβάνοντας και ένα περιθώριο ασφάλειας, το πρώτο MOSFET θα πρέπει να επιλεγεί για ρεύμα 4Α, ενώ το δεύτερο MOSFET για ρεύμα περίπου 5Α. Επειδή όμως για λόγους οικονομίας χρησιμοποιήσαμε τα αποθέματα του εργαστηρίου, τελικά επιλέχτηκαν δύο MOSFET IPW60R190C6 της εταιρίας Ιnfineon [Παράρτημα Γ], με χαρακτηριστικά VDS =600V, Idmax = 59A, RDS(ON) = 0.19Ω Επιλογή της διόδου ισχύος Για τις διόδους ισχύος θα πρέπει να υπολογίσουμε την εφαρμοζόμενη τάση στα άκρα τους κατά το διάστημα που δεν άγουν και το μέσο ρεύμα που διέρχεται από αυτές εφόσον η ροή ρεύματος στις διόδους βασίζεται στους φορείς μειονότητας. Οι δίοδοι ισχύος για τον υπό μελέτη μετατροπέα είναι τρεις (D1, D2 και DB1). Οι δίοδοι D1, D2 χρησιμοποιούνται για το μετατροπέα με δύο διακόπτες, ενώ στο μετατροπέα με ένα διακόπτη γίνεται χρήση και των τριών. Συνεπώς, κι εδώ θα πρέπει να αναζητήσουμε ποια είναι η χειρότερη περίπτωση,

93 Κεφάλαιο 4 ο σύμφωνα και με τους πίνακες στα σχήματα 2.16 και 2.17, ώστε να επιλέξουμε σωστά τις διόδους. Για τις τάσεις που πέφτουν στα άκρα τους όταν αυτές είναι ανάστροφα πολωμένες ισχύει: δ V D1 = V in 1 δ V in = 80.4V V D2 = V O = V δ V DB1 = V in 1 δ + V in V O = V Επομένως λαμβάνοντας και ένα περιθώριο ασφάλειας, θα επιλέξουμε διόδους που να αντέχουν τάσεις 150V, 300V και 200V αντίστοιχα. Όσον αφορά τα ρεύματα, τα χρονικά διαστήματα κατά τα οποία οι δίοδοι είναι ορθά πολωμένες και άγουν σύμφωνα με την ανάλυση που έχει γίνει στο κεφάλαιο 2 ισχύει ότι: Ι D1 = I L1, I D2 = I L2 και I DB1 = I L1. Επομένως για το ρεύμα της διόδου D1 ισχύει: T S I D1,AVG = 1 T S i T D1 (t)dt S δt S = = 1 ( I L1,min I L1,max t + I T S (1 δ)t L1,max I L1,min I L1,max δ) dt S (1 δ) δt S = = 1 ( I L1,min I L1,max (1 δ)2 (T S ) 2 + I T S (1 δ)t S 2 L1,max (1 δ)t S I L1,min I L1,max (1 δ) δ(1 δ)t S ) I D1,AVG = I L1,min I L1,max 1 δ 2 + I L1,max(1 δ) (I L1,min I L1,max ) δ (4.3) Αντικαθιστώντας προκύπτει: I D1,AVG = ( ) Α Αντίστοιχα για το ρεύμα της διόδου D2 ισχύει: (1 0.56) ( ) 0.56 = Επομένως: I D2,AVG = 1 T S I D2,AVG = I L2,min I L2,max 1 δ 2 I L2,max ) δ T S δt S i D2 (t)dt + I L2,max (1 δ) (I L2,min (4.4)

94 Κεφάλαιο 4 ο I D2,AVG = ( ) = 0.743A (1 0.56) ( ) 0.56 Τέλος, για το ρεύμα της διόδου DB1 ισχύει: Συνεπώς: I DB1,AVG = 1 T S i T DB1 (t)dt S δt S δt S = = 1 ( I L1,max I L1,min t + I T S δt L1,min ) dt = S 0 = 1 ( I L1,max I L1,min (δt S) 2 + I T S δt S 2 L1,min δt S ) I DB1,AVG = (I L1,max I L1,min ) δ 2 + I L1,minδ (4.5) I DB1,AVG = ( ) = 1.676A Τελικά και πάλι με βάση τα αποθέματα του εργαστηρίου επιλέχτηκαν δίοδοι της εταιρίας IXYS με ονομαστικά μεγέθη: IF,AVG=14A, VR=600V και trr=35ns, τα οποία είναι κατάλληλα και για τις τρεις διόδους Επιλογή ψυκτικών σωμάτων Ένα από τα προβλήματα τα οποία παρουσιάζονται και πρέπει να επιλυθούν κατά τη λειτουργία του μετατροπέα είναι η αύξηση της θερμοκρασίας των ημιαγωγικών στοιχείων ισχύος που δημιουργείται λόγω των διακοπτικών απωλειών και των απωλειών αγωγής τους. Για την αντιμετώπιση του παραπάνω προβλήματος, τοποθετούμε τα ημιαγωγικά στοιχεία πάνω σε κατάλληλη μεταλλική επιφάνεια, συνήθως από αλουμίνιο, η οποία είναι διαμορφωμένη κατάλληλα ώστε να απάγει μεγάλα ποσά θερμότητας σε σχέση με το μέγεθός της. Σε αυτό συμβάλουν οι πτυχώσεις του υλικού, οι οποίες μεγιστοποιούν την επιφάνειά του, αλλά όχι τον όγκο του. Τα υλικά αυτά ονομάζονται απαγωγοί θερμότητας ή ψυκτικά σώματα. Οι συνολικές απώλειες κάθε ημιαγωγικού στοιχείου αποτελούνται από δύο μέρη. Αυτά είναι α) οι απώλειες αγωγής, δηλαδή οι απώλειες για όσο χρόνο το ημιαγωγικό στοιχείο βρίσκεται σε αγωγή και β) οι διακοπτικές απώλειες, δηλαδή οι απώλειες κατά την έναυση και τη σβέση του στοιχείου. P loss = P SW + P on (4.6)

95 Κεφάλαιο 4 ο Οι διακοπτικές απώλειες των MOSFET καθώς λειτουργούν με συχνότητα fs δίνονται από τον τύπο [27]: P SW = V M I M f S (t S,on + t S,off ) 2 (4.7) Όπου VM και IM είναι η μέγιστη τάση και το μέγιστο ρεύμα που εμφανίζονται στους διακόπτες S1 και S2 αντίστοιχα, fs είναι η διακοπτική συχνότητα λειτουργίας του διακόπτη και οι χρόνοι ts,on ts,off δίνονται από το φυλλάδιο του κατασκευαστή (Παράρτημα Γ). Οι απώλειες αγωγής είναι: 2 2 P on = R ds,on I RMS + R ds,on I AVG (4.8) Επειδή όμως: Τελικά: 2 2 R ds,on I AVG R ds,on I RMS 2 P on = R ds,on I RMS (4.9) Στη συνέχεια, πρέπει να υπολογιστεί η μέγιστη επιτρεπόμενη θερμική αντίσταση του ψυκτικού σώματος. Αυτή δίνεται από τη σχέση: R θ,s a = T j T a P loss R θ,j c R θ,c s (4.10) Όπου: Tj= Η μέγιστη επιτρεπτή θερμοκρασία λειτουργίας επαφής. Ta = Η θερμοκρασία περιβάλλοντος (25 C). Rθ,j-c =Η θερμική αντίσταση επαφής και περιβλήματος του στοιχείου. Rθ,c-s = Η θερμική αντίσταση περιβλήματος και ψυκτικού σώματος, τυπικά 0.5 C/W. Για τον υπό μελέτη μετατροπέα από τη σχέση (4.7) για τα δύο MOSFET προκύπτει: P SW,1 = V M I M f S (t S,on + t S,off ) 2 = W = ( ) P SW,2 = V M I M f S (t S,on + t S,off ) 2 = 180 4, ( ) = 2.51W

96 Κεφάλαιο 4 ο Για τις απώλειες αγωγής των MOSFET από τη σχέση (4.9) προκύπτει: 2 P on,1 = R ds,on I 1,RMS = = 0.925W 2 P on,2 = R ds,on I 2,RMS = = 1.88W Έτσι οι συνολικές απώλειες για τα MOSFET σύμφωνα με την εξίσωση (4.6) είναι: P loss,1 = P SW,1 + P on,1 = = W P loss,2 = P SW,2 + P on,2 = = 4.39W Η (4.10), δεδομένου ότι Tj=150 o C και Rθ,j-c=0.83 C/W από το φυλλάδιο του κατασκευαστή, γίνεται: R θ1,s a = T j T a R P θ,j c R θ,c s = loss, = o C/W R θ2,s a = T j T a R P θ,j c R θ,c s = = o C/W loss, Τελικά και για τα δύο MOSFET επιλέχτηκε ψυκτικό της εταιρίας AAVID THERMALLOY με θερμική αντίσταση Rθ,s-a = 8.8 C/W, το οποίο αγκαλιάζει το MOSFET (σχήμα 4.1) και έτσι δεν καταλαμβάνει πολύ χώρο στην πλακέτα. Το κατασκευαστικό του φυλλάδιο φαίνεται στο παράρτημα Γ. Σχήμα 4.1 Ψυκτικό και MOSFET πάνω σε αυτό

97 Κεφάλαιο 4 ο Για τις απώλειες στις διόδους ισχύει: P loss,d = P on,d = V F I D,avg (4.11) Επομένως για τις τρεις διόδους σύμφωνα με την (4.11) προκύπτει: o D1: P loss,d1 = V F I D1,AVG = 1.7 Ι L1,max I L1,min 2 = (1 0.56) = 2.24W (1 δ) = o D2: P loss,d2 = V F I D2,AVG = 1.7 Ι L2,max I L2,min 2 = (1 0.56) = 0.99W (1 δ) = o DB1: P loss,db1 = V F I DB1,AVG = 1.7 Ι L1,max I L1,min 2 = (0.56) = 2.85W δ = Όπου VF =1.7V είναι η μέγιστη τάση στη δίοδο όταν αυτή είναι σε αγωγή και δίνεται από το φυλλάδιο του κατασκευαστή, ενώ ΙD,AVG είναι το μέσο ρεύμα που περνάει από τις διόδους όταν αυτές άγουν. Επομένως η μέγιστη θερμική αντίσταση των ψυκτικών σωμάτων για τις τρεις διόδους σύμφωνα με την (4.10) θα είναι: R θ1,s a = T j T a R P θ,j c R θ,c s = = 53.3 o C/W loss, R θ2,s a = T j T a R P θ,j c R θ,c s = = o C/W loss, R θ3,s a = T j T a R P θ,j c R θ,c s = = o C/W loss, Τελικά για τις διόδους επιλέχτηκαν ψυκτικά με θερμική αντίσταση Rθ,s-a = 28 C/W της εταιρίας Multicomp [Παράρτημα Γ]. Η θερμική αυτή αντίσταση είναι μικρότερη από αυτή που υπολογίστηκε και για τις τρεις διόδους επομένως τα ψυκτικά αυτά είναι κατάλληλα για όλες. Και σε αυτή την περίπτωση τα ψυκτικά αγκαλιάζουν στις διόδους (σχήμα 4.2)

98 Κεφάλαιο 4 ο Σχήμα 4.2 Ψυκτικό και δίοδος πάνω σε αυτό Υπολογισμός και κατασκευή των πηνίων εξομάλυνσης Η επιλογή της αυτεπαγωγής των πηνίων έγινε σύμφωνα με την απαίτηση που είχε τεθεί για τον μετατροπέα να λειτουργεί στη CCM ακόμα και για το 10% της ισχύος. Όπως αναλύθηκε στο κεφάλαιο 3, σύμφωνα με αυτή την απαίτηση και για δ έως 0.6 οι ελάχιστες τιμές των αυτεπαγωγών των πηνίων είναι ίσες με L1= mH και L2= mH. Τελικά επιλέχτηκαν πηνία με αυτεπαγωγές L1=2.75mH και L2=5.5mH για τον λόγο που θα εξηγηθεί στο τέλος της παραγράφου. Για την κατασκευή του πηνίου που θα χρησιμοποιηθεί στον dc-dc μετατροπέα θα πρέπει να ακολουθηθεί μια ορισμένη διαδικασία. Πρέπει αρχικά να προσδιοριστεί το υλικό του πυρήνα που θα χρησιμοποιηθεί. Γενικά, υπάρχουν δύο κατηγορίες πυρήνων: Πυρήνες από κράματα σιδήρου με μικρό ποσοστό προσμίξεων από άλλα υλικά, όπως είναι το πυρίτιο. Πυρήνες από φερρίτη. Όλα τα κράματα σιδήρου εμφανίζουν υψηλή ηλεκτρική αγωγιμότητα και για το λόγο αυτό ο συντελεστής απωλειών δινορευμάτων είναι υψηλός. Τα κράματα σιδήρου χρησιμοποιούνται στην κατασκευή πυρήνων για μαγνητικά στοιχεία που λειτουργούν σε χαμηλές συχνότητες και ειδικότερα στη συχνότητα του δικτύου (50Hz). Όταν η συχνότητα λειτουργίας ενός μαγνητικού στοιχείου είναι μεγαλύτερη από 5kHz, ως υλικό κατασκευής του πυρήνα επιλέγονται οι φερρίτες. Οι φερρίτες παρουσιάζουν πολύ μικρή ηλεκτρική αγωγιμότητα και για το λόγο αυτό καταστέλλουν την επίδραση των δινορευμάτων, επιτρέποντας τη χρήση τους

99 Κεφάλαιο 4 ο σε εφαρμογές έως 2MHz [25]. Είναι φανερό λοιπόν ότι στην εφαρμογή αυτή που έχει τεθεί ως συχνότητα λειτουργίας fs=50khz, επιβάλλεται η χρήση πυρήνα φερρίτη. Ένα δεύτερο βήμα είναι ο προσδιορισμός της μέγιστης πυκνότητας μαγνητικής ροής του πυρήνα, Βmax. Η τιμή αυτή συνήθως είναι λίγο μικρότερη από την οριακή τιμή κορεσμού της πυκνότητας μαγνητικής ροής, Βsat, η οποία όταν ξεπεραστεί ο πυρήνας οδηγείται στον κορεσμό. Η κατάσταση του κορεσμού είναι μια κατάσταση στην οποία ο πυρήνας δεν έχει τη δυνατότητα να αποθηκεύσει παραπάνω ενέργεια από αυτή που έχει ήδη αποθηκευμένη. Το αποτέλεσμα στην περίπτωση αυτή είναι η συνεχής αύξηση του ρεύματος που διαρρέει τα τυλίγματα του πηνίου και συνεπώς η αύξηση της θερμοκρασίας του φερρίτη, που οδηγεί σε αύξηση των απωλειών. Συνήθως, στους πυρήνες φερρίτη η τιμή της πυκνότητας κορεσμού Βsat είναι περίπου Τ, οπότε την τιμή αυτή θα χρησιμοποιήσουμε και εμείς εδώ. Για λόγους ασφαλείας κατά τον υπολογισμό του πυρήνα θα υποθέσουμε Βmax = 0.28T. Υπάρχουν δύο παράγοντες που μπορούν να περιορίσουν τη μέγιστη πυκνότητα της μαγνητικής ροής, ο κορεσμός και οι απώλειες του πυρήνα. Όταν δεν γνωρίζουμε ποιος από τους δύο αυτούς παράγοντες περιορίζει τη μαγνητική ροή του πυρήνα μας, εφαρμόζουμε και για τις δύο περιπτώσεις έναν τύπο σύμφωνα με τον οποίο υπολογίζεται το γινόμενο της επιφάνειας του πυρήνα. Το μέγεθος αυτό υποδηλώνει το μέγεθος του πυρήνα και είναι το γνωστό Area Product AP = Aw Ae, όπου το Aw είναι η επιφάνεια σε τετραγωνικά χιλιοστά του παραθύρου του πυρήνα και το Ae είναι η επιφάνεια του μεσαίου στελέχους του πυρήνα. Έτσι λοιπόν για τις απώλειες από κορεσμό ισχύει [14]: AP = Ae Aw = ( L I L,maxI L,avg ) 420 k u B max (4.12) Επομένως για τα δύο πηνία οι απώλειες από κορεσμό διαμορφώνονται ως εξής: AP 1 = Ae Aw = ( L 1I L1,max I L1,avg ) = ( ) 1.31 = cm k u B max AP 2 = Ae Aw = ( L 2I L2,max I L2,avg ) = ( ) 1.31 = cm k u B max Όπου τα ρεύματα ΙL1,max, IL1,avg, IL2,max και IL2,avg έχουν υπολογιστεί με βάση τις εξισώσεις του κεφαλαίου 2, το ku είναι ο συντελεστής χρησιμοποιήσεως του παραθύρου του πυρήνα και η Bmax έχει οριστεί πιο πάνω. Για τις απώλειες πυρήνα ισχύει [14]:

100 Κεφάλαιο 4 ο AP = Aw Ae = ( L ΔΙ Ι L,avg ) (K 130 k H f S + K e f 2 s ) 0.66 (4.13) u Επομένως για τα δύο πηνία οι απώλειες πυρήνα διαμορφώνονται ως εξής: AP 1 = Aw Ae = ( L 1 ΔΙ Ι L1,avg ) (K 130 k H f S + K e f 2 s ) 0.66 = u = ( ) 1.58 ( ( ) 0.66 = 0.199cm AP 2 = Aw Ae = ( L 2 ΔΙ Ι L2,avg ) (K 130 k H f S + K e f 2 s ) 0.66 = u = ( ) 1.58 ( ( ) 0.66 = 0.2cm Όπου ΔΙ=IL,max-ILmin είναι η κυμάτωση των ρευμάτων στα πηνία και KH, Ke σταθερές. Είναι φανερό ότι οι απώλειες από κορεσμό περιορίζουν τη μέγιστη πυκνότητα της μαγνητικής ροής. Επομένως, θα πρέπει τώρα να εντοπίσουμε έναν πυρήνα του οποίου το ΑΡ να είναι μεγαλύτερο από αυτό που υπολογίστηκε με βάση τις απώλειες κορεσμού. Αφότου ελέγχθηκαν και τα αποθέματα πυρήνων στο εργαστήριο κρίθηκε κατάλληλη η χρήση δύο ζευγών από πυρήνες Ε65 (σχήμα 4.3). Σχήμα 4.3 Ο πυρήνας Ε65 Εφόσον χρησιμοποιούνται δύο ζεύγη πυρήνων το ένα πλάι στο άλλο, η επιφάνεια Ae γίνεται: A e = 2 A e = = 1070mm 2 Σύμφωνα με το σχήμα 4.3, θα ισχύει: ( ) (20 0.7) A w = ( ) 2 = mm

101 Κεφάλαιο 4 ο Άρα τελικά: AP = Aw A e = = mm 4 = cm 4 Στη συνέχεια, είναι απαραίτητος ο προσδιορισμός των χαρακτηριστικών της περιέλιξης. Στην κατασκευή του πηνίου χρησιμοποιείται σύρμα Litz. Το καλώδιο Litz περιέχει πολλά λεπτά σύρματα, το καθένα από τα οποία είναι μονωμένο. Τα σύρματα έχουν μικρότερη διάμετρο από το βάθος στο οποίο εμφανίζεται το επιδερμικό φαινόμενο (μειώνοντας τις απώλειες λόγω δινορευμάτων), ενώ παράλληλα είναι συνεστραμμένα, ώστε να περνάει το καθένα τόσο από το κέντρο του καλωδίου, όσο και από την επιφάνειά του, εξασφαλίζοντας ότι από όλα θα περάσει το ίδιο ρεύμα. Θα πρέπει τώρα να υπολογιστεί από πόσους κλώνους θα αποτελείται το σύρμα Litz, πόσες σπείρες θα χρειαστούν και τι διάκενο θα έχει κάθε πηνίο. Για τον υπολογισμό των κλώνων, θα πρέπει να ληφθεί υπόψη το επιδερμικό φαινόμενο που λαμβάνει χώρα σε υψηλές διακοπτικές συχνότητες στα τυλίγματα του χαλκού. Για το επιδερμικό βάθος ισχύει η σχέση [26]: 1 δ = σ π μ f (4.14) Όπου: δ = επιδερμικό βάθος σ = η αγωγιμότητα του μαγνητικού υλικού μ = η μαγνητική διαπερατότητα του υλικού του πυρήνα f = η συχνότητα (σε Hz). H σχέση (4.14) γίνεται: 1 = δ f = = σ π μ Άρα για f S = 50kHz που είναι η συχνότητα λειτουργίας της εφαρμογής αυτής: δ = f = = 0.335mm Έχει αποδειχθεί ότι αν η διάμετρος του σύρματος d < 2 δ, η επίδραση του επιδερμικού φαινομένου μπορεί να αγνοηθεί [26]. Επομένως θα πρέπει d < =0.67mm. Τελικά με βάση τα σύρματα που υπήρχαν στο εργαστήριο επιλέχτηκε σύρμα διατομής d=0.56mm. Θεωρώντας ότι με ενεργό διατομή 1mm 2 υπάρχει αντοχή περίπου 5A rms /mm 2, τότε αν θεωρήσουμε για ασφάλεια ΙL1,RMS = IL1,max και IL2,RMS = IL2,max, η ενεργός διατομή θα πρέπει να είναι: A cu1,eff = I L,RMS J L,RMS (4.15)

102 Κεφάλαιο 4 ο A cu1,eff = 4 5 = 0.8mm2 και A cu2,eff = 2 5 = 0.4mm2 Και για σύρμα με διατομή 0.56mm 2 έχουμε: A cu = π d2 4 (4.16) Επομένως ο αριθμός κλώνων θα είναι: A cu = mm 2 K = A cu,eff A cu (4.17) K 1 = A cu1,eff = 0.8 = και A cu K 2 = A cu1,eff A cu = = Άρα για το πηνίο L1 θα χρειαστούν 4 κλώνοι και για το πηνίο L2 2 κλώνοι για τη δημιουργία του σύρματος Litz. Για να υπολογιστούν οι απαιτούμενες σπείρες που θα χρειαστούν για την κατασκευή των πηνίων, υπολογίζονται αρχικά οι σπείρες που θεωρητικά χωράνε στην επιλεγμένη καρκάσα για τον διπλό Ε65 πυρήνα. Ο αριθμός αυτών των σπειρών δίνεται από τη σχέση: N θ = k cu A w A cu (4.18) Και επειδή χρησιμοποιούμε σύρμα Litz, ο συντελεστής πληρώσεως του πυρήνα είναι kcu=0.3 [26], άρα ισχύει: N θ1 = k cu A w = A cu1,eff 0.8 = N θ2 = k cu A w = A cu2,eff 0.4 = Άρα ο πυρήνας για το L1 χωράει 285 σπείρες ενώ ο πυρήνας για το L2 χωράει 571 σπείρες. Οι απαιτούμενες σπείρες για την κατασκευή κάθε πηνίου δίνονται από τη σχέση:

103 Κεφάλαιο 4 ο N = L I L,max B sat A e (mm 2 ) (4.19) N 1 = L 1 I L1,max = B sat A e (mm 2 ) = σπείρες N 2 = L 2 I L2,max = B sat A e = σπείρες Ενώ γενικά στον μετατροπέα έχουμε L2=5.5mH, εδώ έχουν υπολογιστεί οι σπείρες για πηνίο αυτεπαγωγής 2.75mH, επειδή στην κατασκευή χρησιμοποιήθηκαν δύο πηνία αυτεπαγωγής 2.75mH έκαστο συνδεδεμένα σε σειρά για τη δημιουργία του τελικού πηνίου αυτεπαγωγής 5.5mH. Τέλος θα πρέπει να υπολογισθεί το διάκενο που θα υπάρχει ανάμεσα στους πυρήνες. Το διάκενο μετατοπίζει την καμπύλη του βρόχου υστέρησης, και επομένως απαιτείται μεγαλύτερο ρεύμα και συνεπώς μεγαλύτερο μαγνητικό πεδίο για να οδηγηθεί ο πυρήνας στον κορεσμό [14]. Το κατάλληλο διάκενο υπολογίζεται από τη σχέση: Ε. Όπου: Σg = A e A e B max μ ο Ν I max Σg: το συνολικό πλάτος διακένου για ένα ζεύγος πυρήνων μ0: Η μαγνητική διαπερατότητα του κενού, που είναι 4 π 10-7 H/m a + d N g (4.20) a,d: Οι διαστάσεις του μήκους και του πλάτους της διατομής του πυρήνα (α = 20mm, d=2 27.4mm) Νg: Το πλήθος των κατανεμημένων διάκενων, δηλαδή 2, ένα σε κάθε πλευρά του πυρήνα Επομένως τα διάκενα είναι: Σg 1 = π ( ) = m 0.68mm Σg 2 = π ( ) = m 0.17mm

104 Κεφάλαιο 4 ο Δηλαδή θα χρησιμοποιηθούν διάκενα g 1 = Σg 1 = 0.34mm και g 2 2 = Σg 2 = 0.085mm για 2 τα πηνία L1 και L2 αντίστοιχα. Σχήμα 4.4 Πηνία εξομάλυνσης α) L 1 και β) L 2 Όλοι αυτοί οι υπολογισμοί για τα πηνία έγιναν για την περίπτωση που θα κατασκευάζονταν αυτά στην παρούσα διπλωματική εργασία. Ωστόσο, σε άλλη διπλωματική εργασία [28], είχαν κατασκευαστεί πηνία κατάλληλα και για τη συγκεκριμένη εφαρμογή με τιμές αυτεπαγωγής 2.75mH έκαστο, εκ των οποίων χρησιμοποιήθηκαν συνολικά τρία πηνία, ένα για το L1 και δύο σε σειρά για το L2 (σχήμα 4.4) Επιλογή των πυκνωτών εξομάλυνσης της τάσης Τόσο στην είσοδο όσο και στην έξοδο του μετατροπέα είναι αναγκαία η χρήση πυκνωτών εξομάλυνσης, ούτως ώστε να σταθεροποιείται η τάση και να έχει μόνο μία μικρή κυμάτωση. Ο μετατροπέας τροφοδοτείται από φωτοβολταϊκά, τα οποία στην έξοδο τους έχουν μεν συνεχή τάση και ρεύμα, αλλά όχι σταθερή, καθώς εξαρτάται από τη θερμοκρασία και την ακτινοβολία. Γι αυτό το λόγο, τοποθετήθηκαν πυκνωτές παράλληλα στην πηγή. Γενικά, οι πυκνωτές επιλέγονται με τέτοια τιμή, ούτως ώστε να η τάση να παρουσιάζει μικρή κυμάτωση, της τάξης του 5% ή μικρότερη. Με βάση τις προσομοιώσεις στο Simulink του MATLAB και ελέγχοντας τα αποθέματα του εργαστηρίου επιλέχτηκε στην είσοδο ένας ηλεκτρολυτικός πυκνωτής χωρητικότητας 22μF και τάσης 400V. Επίσης, παράλληλα σε αυτόν συνδέθηκε πυκνωτής πολυπροπυλενίου (MKP), ο οποίος έχει την ιδιότητα απορρόφησης ρευμάτων μεγάλης συχνότητας τα οποία αδυνατεί να απορροφήσει ο ηλεκτρολυτικός πυκνωτής

105 Κεφάλαιο 4 ο Ο πυκνωτής C1, που είναι σε σειρά με την πηγή εισόδου (κύκλωμα σχήματος 2.8) επιλέχτηκε 100μF και για τάση 250V, ούτως ώστε η κυμάτωση της τάσης που πέφτει σε αυτόν να βρίσκεται εντός επιτρεπτών ορίων. Στην έξοδο συνδέθηκε πυκνωτής C2=22μF και τάση αντοχής 400V, με κριτήριο και πάλι την κυμάτωση της τάσης του με βάση την προσομοίωση Μετρητικά τάσης και ρεύματος Στην πλακέτα του μετατροπέα έχουν τοποθετηθεί δύο μετρητικά τάσης και δύο μετρητικά ρεύματος για τα αντίστοιχα μεγέθη εισόδου - εξόδου. Παρόλο που στα πλαίσια αυτής της διπλωματικής εργασίας δε χρησιμοποιήθηκαν, τοποθετήθηκαν ως πρόβλεψη για την περαιτέρω ανάλυση αυτού του μετατροπέα αν χρειαστεί σε μελλοντική χρήση. Για τον αποτελεσματικό έλεγχο του μετατροπέα είναι απαραίτητη η μέτρηση κάποιων σημάτων τα οποία θα σταλούν στον μικροελεγκτή (μ/ε) ως αναλογικές είσοδοι Μετρητικά τάσης εισόδου και εξόδου Για τη μέτρηση των τάσεων εισόδου και εξόδου χρησιμοποιήθηκε o γραμμικός optocoupler IL300 της εταιρίας Vishay [29], ο οποίος παρουσιάζεται στο σχήμα 4.5. Το συγκεκριμένο ολοκληρωμένο αποτελείται από τρεις φωτοδιόδους για τη λειτουργία του. Η φωτοδίοδος εισόδου είναι συζευγμένη με αυτήν της εξόδου, έτσι ώστε μια μεταβολή του ρεύματος εισόδου να μεταβάλλει γραμμικά το ρεύμα της διόδου στην έξοδο του μετρητικού. Ακόμη, η φωτοδίοδος εισόδου είναι συζευγμένη με μια τρίτη φωτοδίοδο, η οποία λειτουργεί ως ανάδραση στην είσοδο ώστε να αποφεύγονται τυχόν μη γραμμικότητες. Ο ακροδέκτης 6 του ολοκληρωμένου IL300 συνδέεται στην τροφοδοσία +5V, και η γείωση του συνδέεται στον ακροδέκτη 5. Σχήμα 4.5: Ο γραμμικός οπτοσυζεύκτης IL300 και το εσωτερικό του κύκλωμα [29] Όπως έχει ήδη αναφερθεί η μέγιστη αναμενόμενη μετρούμενη τάση στην είσοδο του αντιστροφέα είναι 35.4V. Το μέγιστο ρεύμα που μπορεί να δεχτεί το IL300 στην είσοδό του

106 Κεφάλαιο 4 ο είναι 60mA (από το φυλλάδιο κατασκευαστή), ωστόσο για λόγους ασφαλείας και γραμμικότητας επιλέγουμε να λειτουργήσει στα 12mA. Η τάση που καλείται να μετρήσει στην είσοδο, ανέρχεται σύμφωνα με τις προδιαγραφές του μετατροπέα στα 35.4V, ωστόσο για λόγους ασφαλείας ορίζουμε την τάση εισόδου προς μέτρηση 45V, ώστε να περιλαμβάνει και την τάση ανοιχτού κυκλώματος του φωτοβολταϊκού. Επομένως, στην είσοδο του ολοκληρωμένου θα πρέπει να τοποθετηθεί αντίσταση: R in = 45V 12mA = 3.75kΩ 4kΩ και θα 2 καταναλώνει ισχύ ίση με P in = I in,rms R in = ( ) = 0.576W. Χρησιμοποιώντας τις κλασσικές αντιστάσεις των 0.25W έκαστη που είναι διαθέσιμες στο εργαστήριο, επιλέχτηκαν δύο του 1kΩ και μία των 2kΩ. Με τον τρόπο αυτό, η συνολική αντίσταση εισόδου παραμένει ίδια, ενώ ταυτόχρονα επιτυγχάνουμε καταμερισμό ισχύος. Εφόσον η έξοδος του ολοκληρωμένου (ακροδέκτης 5) συνδέεται στο μικροελεγκτή, πρέπει να είναι κατάλληλη ώστε να μπορεί να εισαχθεί στην είσοδό του, δηλαδή τα 45V της εισόδου πρέπει να υποβιβαστούν σε 5V. Για το λόγο αυτό, χρειάζεται μια αντίσταση στην έξοδο. Με βάση το φυλλάδιο του κατασκευαστή και για το IL300e που χρησιμοποιήθηκε στη συγκεκριμένη εφαρμογή η αντίσταση εξόδου (R5) δίνεται 32.26kΩ. Με βάση τα αποθέματα του εργαστηρίου επιλέχτηκε αντίσταση εξόδου ίση με 30kΩ. Για τη μέτρηση της τάσης εξόδου ακολουθείται ακριβώς η ίδια διαδικασία με πριν. Καταρχάς, η τάση που αναμένεται να μετρηθεί αυτή τη φορά είναι 180V. Ορίζουμε για λόγους ασφάλειας την τάση ίση με 200V. Θεωρώντας αυτή τη φορά το ρεύμα εισόδου 10mA για λόγους στρογγυλοποίησης προκύπτει Rin = 200V = 20kΩ. Η τιμή αυτή θα προκύψει από την 10mA εν σειρά σύνδεση 10 αντιστάσεων των 2kΩ, 0.25W των οποίων το άθροισμα θα κάνει 20kΩ. 2 Η συνολική κατανάλωση ισχύος στις αντιστάσεις θα είναι: P in = I in,rms R in = ( ) = 2W. Όπως και για το μετρητικό τάσης της εισόδου, έτσι και εδώ στην έξοδο τοποθετήθηκε αντίσταση 30kΩ για το λόγο που εξηγήθηκε παραπάνω. Συνοψίζοντας, στους ακροδέκτες 1 και 2 εισάγεται η τάση προς μέτρηση, μέσω των αντιστάσεων εισόδου που υπολογίστηκαν για τα δύο ολοκληρωμένα. Ο ακροδέκτης 5 γειώνεται μέσω της αντίστασης εξόδου ενώ ταυτόχρονα συνδέεται στο μικροελεγκτή και ο ακροδέκτης 6 τροφοδοτείται με τάση +5V. Οι ακροδέκτες 3, 4, 7, 8 παραμένουν ασύνδετοι Μετρητικά ρεύματος Για τη μέτρηση του ρεύματος στην είσοδο και την έξοδο του μετατροπέα χρησιμοποιήθηκε το μετρητικό ρεύματος LTS 6NP της εταιρίας LEM [30], το οποίο έχει δυνατότητα μέτρησης έως και 19.2Α και απεικονίζεται στο σχήμα 4.6. Η τροφοδοσία που απαιτεί είναι +5V και η

107 Κεφάλαιο 4 ο γείωσή του πρέπει να είναι κοινή με του μικροελεγκτή, ούτως ώστε να έχει κοινή αναφορά το σήμα που στέλνεται σε αυτόν. Σχήμα 4.6 Το μετρητικό ρεύματος LTS 6NP και το εσωτερικό κύκλωμα λειτουργίας [30] Το μετρητικό αυτό λειτουργεί ως μετασχηματιστής ρεύματος, με την έννοια ότι προσφέρει ηλεκτρική απομόνωση από το κύκλωμα ισχύος. Η είσοδος του μετρητικού παρεμβάλλεται σε σειρά στο κύκλωμα ισχύος, στο σημείο που θέλουμε να μετρήσουμε το ρεύμα και η έξοδος του οδηγείται σε κάποια αναλογική είσοδο του μ/ε. Ο λόγος μετασχηματισμού του ρεύματος στο μετρητικό καθορίζεται μέσω της συνδεσμολογίας που επιλέγεται και σύμφωνα με το αναμενόμενο ονομαστικό ρεύμα στο πρωτεύον τύλιγμα. Η επιλογή της συνδεσμολογίας αυτής γίνεται με σκοπό η τάση εξόδου να βρίσκεται σε τέτοιο εύρος, ώστε να είναι κατάλληλη για την είσοδό της στον μικροελεγκτή καθώς και να έχει όσο το δυνατόν μεγαλύτερη ακρίβεια, όπως θα εξηγηθεί στη συνέχεια. Ο πίνακας των προτεινόμενων από τον κατασκευαστή συνδεσμολογιών για το μετρητικό ρεύματος LTS 6NP παρουσιάζεται στο σχήμα 4.7. Σχήμα 4.7 Προτεινόμενες συνδεσμολογίες του μετρητικού ρεύματος LTS 6NP [30] Η έξοδος που δίνει το συγκεκριμένο μετρητικό ρεύματος, καθορίζεται από τη σχέση: Όπου: ΙP : μετρούμενο ρεύμα στο πρωτεύον τύλιγμα V out = I p I PN (4.21) IPN: ονομαστικό ρεύμα του πρωτεύοντος τυλίγματος του μετρητικού

108 Κεφάλαιο 4 ο Το ονομαστικό ρεύμα του μετρητικού καθορίζεται από τον τρόπο σύνδεσης μεταξύ των ακίδων εισόδου και εξόδου. Συνεπώς ανάλογα με τη συνδεσμολογία, καθορίζεται η τάση εξόδου από το μετρητικό ρεύματος. Για να αποφασιστεί ο τρόπος σύνδεσης μεταξύ των ακίδων εισόδου και εξόδου, λαμβάνουμε υπόψη τα μέγιστα ρεύματα που έχουν προκύψει από την προσομοίωση του μετατροπέα. Αυτά είναι Ιin = 4.5A και Io = 0.572A. Σκοπός είναι να επιλεγεί κατάλληλη συνδεσμολογία έτσι ώστε η τάση εξόδου των μετρητικών ρεύματος να βρίσκεται στο εύρος από 0V εώς +5V ώστε να μπορεί να εισαχθεί ως αναλογική είσοδος στον μικροελεγκτή. Με την παραπάνω λογική, για τη μέτρηση του ρεύματος εισόδου του μετατροπέα με το μετρητικό LTS 6-NP, επιλέχθηκε η συνδεσμολογία τύπου 3. Σε αυτήν την περίπτωση το ονομαστικό ρεύμα πρωτεύοντος του μετρητικού προκύπτει 2Α και συνεπώς η τάση εξόδου του μετρητικού σύμφωνα με την εξίσωση 4.21 θα είναι: V out = = = 4.75V Σε όλο το εύρος λοιπόν των τιμών του ρεύματος εισόδου, η έξοδος του μετρητικού παίρνει αποδεκτές τιμές. Με την ίδια λογική αν επιλεχτεί και πάλι η συνδεσμολογία τύπου 3 για το μετρητικό του ρεύματος εξόδου, από τη σχέση 4.6 προκύπτει: V out = = = 2.679V Και σε αυτήν την περίπτωση τα όρια του μετρητικού βρίσκονται εντός του επιθυμητού εύρους (0V-5V), επομένως η εισαγωγή των σημάτων μέτρησης στο μικροελεγκτή είναι δυνατή. Όλα τα σήματα μέτρησης, τόσο από τα μετρητικά τάσης όσο και από τα μετρητικά ρεύματος οδηγήθηκαν σε τελεστικούς ενισχυτές σε λειτουργία απομονωτή, προτού φτάσουν στον μ/ε. Για τους τελεστικούς ενισχυτές χρησιμοποιήθηκε το ολοκληρωμένο LM358 [31]. Το διάγραμμα των ακροδεκτών του παρουσιάζεται στο σχήμα 4.8. Σχήμα 4.8 Διάγραμμα ακροδεκτών του ολοκληρωμένου LM358 [31]

109 Κεφάλαιο 4 ο Επειδή κάθε ολοκληρωμένο LM358 περιέχει δύο τελεστικούς ενισχυτές, χρησιμοποιήθηκαν δύο ολοκληρωμένα, ένα για το ρεύμα και τη τάση εισόδου και ένα για το ρεύμα και την τάση εξόδου. Στα pins 3 και 5 συνδέθηκε το σήμα από τα μετρητικά τάσης και ρεύματος αντίστοιχα, για την είσοδο και την έξοδο, ενώ από τα βραχυκυκλωμένα pins 6, 7 και 1, 2 τα σήματα ρεύματος μέτρησης (εισόδου, εξόδου) και τάσης μέτρησης (εισόδου, εξόδου) αντίστοιχα στέλνονται στις αναλογικές εισόδους του μ/ε. Η τροφοδοσία του LM358 έρχεται στο pin 8 (+5V) και η γη η οποία είναι κοινή με αυτή των μετρητικών και του μ/ε, ώστε να έχουν κοινή αναφορά, έρχεται στο pin 4. Μεταξύ τροφοδοσίας και γης συνδέθηκε πυκνωτής ΜΚΤ χωρητικότητας 100nF για σταθεροποίηση της τάσης τροφοδοσίας. 4.3 Επιλογή των στοιχείων του κυκλώματος ελέγχου Κύκλωμα οδήγησης των ημιαγωγικών στοιχείων Όπως εξηγήθηκε στην εισαγωγή του Κεφαλαίου 4, τόσο το κύκλωμα ισχύος όσο και το κύκλωμα ελέγχου κατασκευάστηκαν σε μία ενιαία πλακέτα Α4 διπλής όψης. Για την παλμοδότηση των στοιχείων το κύκλωμα ελέγχου περιλαμβάνει το μ/ε dspic30f4011, o οποίος έχει ευρεία χρήση σε συστήματα παλμοδότησης κυκλωμάτων ισχύος και η λειτουργία του θα αναλυθεί στο επόμενο κεφάλαιο. Οι παραγόμενοι παλμοί εξέρχονται από τα pin 36, 37 του μικροελεγκτή και οδηγούνται στη συνέχεια στο ολοκληρωμένο 74HC541, που λειτουργεί ως μη αναστρέφων απομονωτής (buffer) με σκοπό την ενίσχυση του παλμού. Κατόπιν, οι παλμοί οδηγούνται σε δύο οπτοζεύκτες (optocoupler), οι οποίοι έχουν τροφοδοσία +5V ανεξάρτητη από αυτή του μικροελεγκτή και προσφέρουν ηλεκτρική απομόνωση μεταξύ του κυκλώματος ισχύος και του κυκλώματος ελέγχου. Για το λόγο αυτό, οι γαίες αναφοράς στην είσοδο και στην έξοδο των optocoupler είναι διαφορετικές μεταξύ τους. Επίσης, τονίζεται ότι το 6N137 αναστρέφει τον παλμό που έρχεται στην είσοδό του ως προς την έξοδο, οπότε έχουμε μία πρώτη αναστροφή του σήματος. Οι δύο optocoupler 6N137 έχουν την ίδια τροφοδοσία μεταξύ τους, εφόσον αυτό επιτρέπεται από το γεγονός ότι οι παλμοί έχουν κοινή γη (τα sources των δύο MOSFET είναι κοινά στο συγκεκριμένο μετατροπέα). Τέλος, οι παλμοί αυτοί στέλνονται στους δύο drivers MC34151, για να αποκτήσουν το τελικό τους πλάτος που θα είναι ικανό να καταστήσει τα δύο MOSFET σε αγωγή. Το ολοκληρωμένο MC34151 αναστρέφει την έξοδό του ως προς την είσοδο, οπότε οι παλμοί επανέρχονται και πάλι στην κανονική τους αρχική μορφή. Και εδώ οι δύο drivers έχουν κοινή τροφοδοσία μεταξύ τους (+15V). Από κάθε driver, ο παλμός στέλνεται μέσω μιας αντίστασης των 8.5Ω στην πύλη κάθε MOSFET. Σκοπός της αντίστασης είναι η δημιουργία ενός RC κυκλώματος μέσω της

110 Κεφάλαιο 4 ο χωρητικότητας ανάμεσα στην πύλη (Gate) και στην πηγή (Source) του MOSFET, με αποτέλεσμα τη δημιουργία υψηλού ρεύματος ικανού να θέσει σε αγωγή το κάθε MOSFET. Επιπλέον, μεταξύ του Gate και του Source έχουν συνδεθεί παράλληλα μια αντίσταση 10kΩ καθώς και μια δίοδος Zener 18V, η οποία σκοπό έχει την προστασία του στοιχείου σε περίπτωση που η τάση του παλμού έναυσης ξεπεράσει το αναμενόμενο. Μια απεικόνιση του κυκλώματος παλμοδότησης φαίνεται στο σχήμα 4.9. Παρακάτω αναλύεται κάθε κομμάτι του κυκλώματος παλμοδότησης ξεχωριστά. Εδώ, θα πρέπει να τονισθεί ότι τα δύο MOSFET άγουν ταυτόχρονα στο μετατροπέα με δύο διακόπτες και θα μπορούσε η πορεία παλμοδότησης να περιλαμβάνει έναν κοινό οπτοζεύκτη και έναν κοινό ενισχυτή παλμών και για τα δύο ημιαγωγικά στοιχεία, εφόσον ο παλμός τους είναι ίδιος. Ωστόσο, στο μετατροπέα με ένα διακόπτη, επιθυμούμε τη λειτουργία μόνο του ενός MOSFET, συνεπώς το δεύτερο θα πρέπει να μην παλμοδοτείται. Προκειμένου λοιπόν να μπορούμε να πετύχουμε τη λειτουργία και των δύο μετατροπέων με μία μόνο υλοποίηση, επιλέχθηκε ο παλμός για κάθε MOSFET να περνά από ξεχωριστή σειρά ολοκληρωμένων. Σχήμα 4.9 Διάγραμμα της πορείας παλμοδότησης των MOSFET Ο μ/ε dspic30f4011 Για την παλμοδότηση των MOSFET αλλά και για κάποιες άλλες πιο αυτοματοποιημένες λειτουργίες του μετατροπέα, όπως η αλλαγή του λόγου κατάτμησης και η αλλαγή του κώδικα παλμοδότησης χειροκίνητα, επιλέχτηκε ο μικροελεγκτής dspic30f4011 της εταιρίας Microchip (σχήμα 4.10)

111 Κεφάλαιο 4 ο Στο παρόν κεφάλαιο θα αναλυθούν οι συνδέσεις των pin του μ/ε με τα υπόλοιπα στοιχεία της πλακέτας, καθώς η δομή αυτού, τα περιφερειακά του και ο κώδικας που γράφτηκε θα αναλυθούν διεξοδικά στο κεφάλαιο 5. Σχήμα 4.10 Διάγραμμα ακροδεκτών του μ/ε [32] Ο dspic30f4011 έχει τέσσερις ακροδέκτες για τροφοδοσία συνολικά. Τα pins 11, 21, 32, 40 συνδέονται στα +5V (VDD), ενώ τα pins 12, 20, 31, 39 συνδέονται στη γείωση (VSS). Ανάμεσα και στις τέσσερις αυτές τροφοδοσίες συνδέονται πυκνωτές ΜΚΤ χωρητικότητας 100nF για σταθεροποίηση της τάσης. Στο pin 1, δηλαδή στo MCLR του μ/ε, συνδέουμε ένα button το οποίο όταν πατηθεί, οδηγεί το MCLR στη γη και έτσι μηδενίζονται όλες οι λειτουργίες του μ/ε (reset) για όση ώρα είναι πατημένο. Όταν δεν είναι πατημένο το button, το MCLR οδηγείται μέσω μιας pull-up αντίστασης των 4.2 kω στα +5V, ώστε να μη γίνεται συνεχώς reset στον μ/ε και να είναι έτσι δυνατός ο προγραμματισμός του χωρίς διακοπές. Το MCLR επίσης στέλνεται στην πρώτη ακίδα ενός 6-πλού κοννέκτορα, όπου συνδέεται το αναπτυξιακό PICKiT 3 που είναι απαραίτητο για την επικοινωνία του μ/ε με τον υπολογιστή. Στον κοννέκτορα έρχονται επίσης τα σήματα από τα PGC (pin 26) και PGD (pin 25) (ακίδες 5 και 4 του κοννέκτορα αντίστοιχα), που αποτελούν εισόδους απ όπου δίνεται εντολή εκτέλεσης κώδικα στον μ/ε από τον υπολογιστή. Στις ακίδες 2, 3 του κοννέκτορα έρχεται η τροφοδοσία +5V και η γη αντίστοιχα, ενώ η ακίδα 6 παραμένει ασύνδετη. Στις αναλογικές εισόδους του μικροελεγκτή εισάγονται τα σήματα που έρχονται από τα ολοκληρωμένα LM358. Συγκεκριμένα στην αναλογική είσοδο ΑΝ0 (pin 2), φθάνει το σήμα

112 Κεφάλαιο 4 ο της τάσης εισόδου του μετατροπέα, στην ΑΝ1 (pin 3) βρίσκεται το σήμα του ρεύματος εισόδου, στην ΑΝ2 (pin 4) το σήμα της τάσης εξόδου και στην ΑΝ3 (pin 5) του ρεύματος εξόδου. Στην αναλογική είσοδο ΑΝ4 (pin 6) φθάνει το σήμα από ένα τρίτο ολοκληρωμένο LM358. Το σήμα αυτό προέρχεται από ένα πολύστροφο trimmer, το οποίο παρέχει ένα αναλογικό μεταβλητό σήμα που χρησιμεύει στη χειροκίνητη αλλαγή του λόγου κατάτμησης δ. Όλες αυτές οι αναλογικές είσοδοι συνδέονται με διόδους Zener των 5V ως προς τη γη για την προστασία του μ/ε από πιθανές υπερτάσεις. Στη θύρα εισόδου-εξόδου RE8 (pin 17) του μ/ε συνδέεται ένας διακόπτης δύο καταστάσεων μέσω του οποίου γίνεται χειροκίνητη επιλογή του κώδικα που θα εκτελείται είτε για το μετατροπέα με δύο διακόπτες είτε για αυτόν με ένα διακόπτη. Επιπλέον, οι θύρες εισόδου-εξόδου RD0 (pin 23) και RD2 (pin 22), είναι συνδεδεμένες με μία αντίσταση των 300Ω και ένα LED η κάθε μία και χρησιμοποιούνται ως μία ένδειξη του ποιος μετατροπέας λειτουργεί κάθε φορά (με έναν ή δύο διακόπτες). Τέλος, τα σήματα ελέγχου των ημιαγωγικών στοιχείων παράγονται και εξέρχονται από τους ακροδέκτες PWM1H (pin 37) και PWM2L (pin 36) και εισάγονται στο ολοκληρωμένο 74HC541 για ενίσχυση, όπου η λειτουργία του αναλύεται στο επόμενο υποκεφάλαιο Ο buffer 74HC541N Αμέσως μετά το μ/ε οι παλμοί οδηγούνται στον buffer 74HC541N [33], ο οποίος χρησιμοποιείται για την ενίσχυση σήματος, εφόσον οι παλμοί που εξέρχονται από τον μ/ε δεν είναι ικανοί να οδηγήσουν τα MOSFET. Οι ακροδέκτες του buffer αυτού, καθώς και η λειτουργία του καθενός φαίνονται στο σχήμα Σχήμα 4.11 Διάγραμμα του 74HC541 και περιγραφή των ακροδεκτών του[33]

113 Κεφάλαιο 4 ο Από τον πίνακα του σχήματος 4.11 φαίνεται ότι το ολοκληρωμένο τροφοδοτείται από τον ακροδέκτη 20 (Vcc=+5V) με τη γη να έρχεται στον ακροδέκτη 10 (GND). Μεταξύ της τροφοδοσίας και της γης συνδέθηκε ένας πυκνωτής ΜΚΤ χωρητικότητας 100nF. Οι ακροδέκτες 1 και 19 συνδέθηκαν στη γη, έτσι ώστε ο buffer να μην αντιστρέφει το σήμα εισόδου (σχήμα 4.12). Όπως εξηγήθηκε πιο πάνω, για να πάρουμε το αρχικό σήμα που βγαίνει από το μ/ε θα πρέπει να έχουμε ζυγό αριθμό σταδίων αντιστροφής. Εφόσον λοιπόν τα δύο επόμενα στάδια αντιστρέφουν το σήμα, ο 74HC541 επιλέχτηκε να μην κάνει αντιστροφή. Σχήμα 4.12 Πίνακας αληθείας των ακροδεκτών ΟΕ1 και ΟΕ2 [33] Oι παλμοί του μ/ε έρχονται στους ακροδέκτες 2 και 3 και παράλληλα συνδέονται μέσω pulldown αντίστασης των 10 kω, με τη γη του ολοκληρωμένου ώστε να αποφευχθεί η ανεπιθύμητη εναλλαγή του σήματος από λογικό 0 σε λογικό 1 λόγω του επαγόμενου ηλεκτρομαγνητικού θορύβου μεταξύ μ/ε και buffer. Αυτό αποτελεί μια συνήθη τεχνική στις ψηφιακές εισόδους και εξόδους, αφού λόγω της τεχνολογίας CMOS σε αυτές, εάν οι ακίδες έμεναν στον αέρα και ο μ/ε βρισκόταν σε κατάσταση υψηλής εμπέδησης, τότε οι ψηφιακές είσοδοι ή έξοδοι θα έπαιρναν τυχαίες τιμές [17]. Οι ακροδέκτες 4-9 και παρέμειναν ασύνδετοι, ενώ οι ενισχυμένοι παλμοί εξέρχονται από τους ακροδέκτες 17 και 18 και συνδέονται στο επόμενο στάδιο, δηλαδή στους δύο optocouplers 6N Optocoupler 6N137 Ο οπτοζεύκτης 6N137 (σχήμα 4.13) της εταιρίας VISHAY [34] είναι απαραίτητος ούτως ώστε να απομονώνονται γαλβανικά το κύκλωμα ισχύος με το κύκλωμα ελέγχου με σκοπό την προστασία των στοιχείων του δεύτερου. Σχήμα 4.13 Ο οπτοζεύκτης 6N137 και το διάγραμμα των ακροδεκτών του [34]

114 Κεφάλαιο 4 ο Το ολοκληρωμένο αυτό αποτελείται από μία φωτοδίοδο στην είσοδο και ένα φωτοτρανζίστορ στην έξοδο, οπότε όταν εκπέμπει φως η φωτοδίοδος, το φωτοτρανζίστορ καθίσταται αγώγιμο και το σήμα στην είσοδο περνάει στην έξοδο, ανεστραμμένο ωστόσο εξαιτίας της λογικής που επιτελείται στο εσωτερικό του. Ο παλμός που εξέρχεται από το ολοκληρωμένο 74HC541 εισέρχεται στο pin 2 του οπτοζεύκτη. Για να περιοριστεί όμως το ρεύμα που εισέρχεται σε αυτόν, θα πρέπει να συνδεθεί μία αντίσταση. Σύμφωνα με το φυλλάδιο του κατασκευαστή, η αντίσταση αυτή θα πρέπει να είναι μεταξύ 500 και 800Ω, ώστε το ρεύμα που θα διαρρέει τη φωτοδίοδο να είναι μέσα στα επιτρεπόμενα όρια. Τελικά επιλέχτηκε αντίσταση ίση με 510Ω. Οι ακροδέκτες 1 και 4 του ολοκληρωμένου παραμένουν ασύνδετοι, ενώ οι ακροδέκτες 3 και 5 συνδέονται σε διαφορετική γη, έτσι ώστε να επιτευχθεί η ηλεκτρική απομόνωση. Συγκεκριμένα, ο ακροδέκτης 3 συνδέεται στην κοινή γη του μ/ε και του buffer, ενώ στον ακροδέκτη 5 (στην πλευρά της εξόδου) συνδέεται ξεχωριστή γη από άλλη τροφοδοσία. Οι ακροδέκτες 8 και 7 βραχυκυκλώνονται και συνδέονται στην τροφοδοσία των +5V. Για τους 2 optocouplers υπάρχει στην πλακέτα μία διπλή κλέμμα, στην οποία συνδέεται η τροφοδοσία των +5V και η αντίστοιχη γη της. Μεταξύ των ακροδεκτών 8 και 5, δηλαδή της τροφοδοσίας και της γης, έχει συνδεθεί ένας πυκνωτής ΜΚΤ χωρητικότητας 100nF για σταθεροποίηση της τάσης. Η τοπολογία του οπτοζεύκτη είναι τοπολογία ανοιχτού συλλέκτη και το σήμα εξόδου είναι ρεύμα. Για αυτόν το λόγο, πρέπει να τοποθετήσουμε μια αντίσταση 1.1kΩ μεταξύ εξόδου (ακροδέκτης 6) και τροφοδοσίας (ακροδέκτης 8). Στη συνέχεια η έξοδος του 6Ν137 (ακροδέκτης 6) συνδέεται στον οδηγό παλμών MC34151, του οποίου η λειτουργία αναλύεται στην επόμενη παράγραφο Driver MC34151 Για την έναυση των MOSFET απαιτούνται παλμοί τάσης 15V και ορισμένης ισχύος. Τέτοιοι παλμοί δεν γίνεται να δοθούν άμεσα από τον οπτοζεύκτη, καθώς το σήμα που βγάζει είναι πλάτους +5V. Για αυτό, χρησιμοποιήθηκε ο driver MC34151 της εταιρίας ON Semiconductor [35], που φαίνεται στο σχήμα 4.14, ώστε το σήμα ελέγχου να ενισχυθεί και να καταστεί ικανό για την έναυση του τρανζίστορ

115 Κεφάλαιο 4 ο Σχήμα 4.14 Το διάγραμμα ακροδεκτών και το κύκλωμα λειτουργίας του driver MC34151[35] Η τροφοδοσία των drivers (+15V) έρχεται στο pin 6 και η αντίστοιχη γη στο pin 3 μέσω μιας κοινής διπλής κλέμμας. Όπως σε όλα τα ολοκληρωμένα που χρησιμοποιήθηκαν, έτσι και εδώ μεταξύ τροφοδοσίας και γης συνδέθηκε ένας πυκνωτής χωρητικότητας 470nF για να αποφευχθεί η πιθανή εμφάνιση υπερτάσεων. Στα συγκεκριμένα ολοκληρωμένα, οι πυκωτές ΜΚΤ είναι μεγαλύτεροι, διότι το ρεύμα είναι μεγαλύτερο και συνεπώς απαιτείται μεγαλύτερη σταθεροποίηση της τάσης για την αποφυγή φαινομένων πτώσης τάσης. Πρέπει να σημειωθεί εδώ ότι οι δύο γαίες των drivers και των optocouplers από τις δύο κλέμμες είναι κοινές και για αυτό ενώνονται στην πλακέτα. Οι ακροδέκτες 2 και 4 ενώνονται μεταξύ τους εφόσον έχουμε μόνο μία είσοδο και συνδέονται με την έξοδο του αντίστοιχου οπτοζεύκτη. Αντίστοιχα, οι ακροδέκτες εξόδου 5 και 7 βραχυκυκλώνονται και οδηγούνται στην πύλη των MOSFET Επιλογή στοιχείων για χειροκίνητη αλλαγή του λόγου κατάτμησης Προκειμένου να μην αλλάζει ο κώδικας κάθε φορά που θα χρειαζόταν να ρυθμιστεί ο λόγος κατάτμησης και κατά συνέπεια να πρέπει να επαναπρογραμματιστεί ο μ/ε, επιλέχτηκε να τοποθετηθεί στην πλακέτα ένα πολύστροφο trimmer προκειμένου να ρυθμίζεται χειροκίνητα ο λόγος κατάτμησης. Στην ουσία, πρόκειται για μία μεταβλητή αντίσταση των 50kΩ με τρεις ακροδέκτες. Ο ακροδέκτης 1 συνδέεται στη γη του μ/ε, ο ακροδέκτης 3 στην τροφοδοσία +5V και ο ακροδέκτης 2 συνδέεται σε έναν απομονωτή LM358 και μέσω αυτού στο pin 6 του μ/ε (ΑΝ5), παράλληλα στον οποίο έχει συνδεθεί ένας πυκνωτής ΜΚΤ χωρητικότητας 100nF προκειμένου να δημιουργηθεί ένα φίλτρο RC για την αποφυγή θορύβου και τη σταθεροποίηση του σήματος. Κατά τη λειτουργία του μετατροπέα παρατηρήθηκε ότι η αλλαγή του λόγου κατάτμησης μέσω του trimmer δεν ανταποκρινόταν στις προδιαγραφές που είχαν τεθεί. Διαπιστώθηκε λοιπόν ότι για αυτό ευθυνόταν το ολοκληρωμένο LM358. Μελετώντας το κατασκευαστικό του φυλλάδιο διαπιστώθηκε ότι η πτώση τάσης του συγκεκριμένου ολοκληρωμένου είναι 1.5V

116 Κεφάλαιο 4 ο ως προς την τροφοδοσία του. Έτσι, αν αυτό τροφοδοτείται με μια τάση +5V η μέγιστη τάση που μπορεί να φτάσει στον μ/ε είναι 3.5V, με αποτέλεσμα να αλλοιώνεται το σήμα. Προκειμένου να μην κατασκευαστεί από την αρχή η πλακέτα, βραχυκυκλώθηκε η είσοδος και η έξοδος του ολοκληρωμένου, το οποίο δεν είναι μεν ορθό, εντούτοις τα αποτελέσματα μετά από αυτή τη βραχυκύκλωση ήταν σωστά. Εναλλακτικά, θα μπορούσε το ολοκληρωμένο LM358 να τροφοδοτηθεί με +15V (με γη κοινή με του μικροελεγκτή), ούτως ώστε ακόμα και με την πτώση τάσης του (15-1.5=13.5V) να μην επηρεάζει το εύρος μέτρησης για το μικροελεγκτή (0-5V) Επιλογή στοιχείων για αλλαγή της τοπολογίας του μετατροπέα Όπως έχει αναλυθεί στο κεφάλαιο 2, ο μετατροπέας που επιλέχτηκε να κατασκευαστεί στη συγκεκριμένη εφαρμογή έχει δύο διαφορετικές τοπολογίες ανάλογα με τους διακόπτες που διαθέτει (τοπολογία με έναν ή με δύο διακόπτες). Προκειμένου να μην κατασκευαστούν δύο διαφορετικές πλακέτες, υλοποιήθηκαν στην ίδια πλακέτα και οι δύο τοπολογίες με λίγες μόνο αλλαγές. Για το λόγο αυτό όπως αναλύθηκε και στις παραγράφους και τα στοιχεία επιλέχτηκαν για την χειρότερη περίπτωση λειτουργίας λαμβάνοντας υπόψη και τους δύο μετατροπείς. Παρατηρώντας προσεκτικά τις δύο διαφορετικές τοπολογίες, διαπιστώνεται εύκολα ότι ο μετατροπέας με ένα διακόπτη διαφέρει σε αυτόν με τους δύο σε δύο μόνο σημεία. Το πρώτο είναι η έξτρα δίοδος (DB1) που έχει προστεθεί και το δεύτερο η εξάλειψη του διακόπτη S1. Η πρώτη διαφορά (η δίοδος DB1) αντιμετωπίστηκε με την κατασκευή μίας δεύτερης μικρής πλακέτας που συνδέεται στην κύρια πλακέτα (σχήμα 4.15). Σχήμα 4.15 Πλακέτα της διόδου D B

117 Κεφάλαιο 4 ο Πιο συγκεκριμένα, σχεδιάστηκε μία πλακέτα η οποία περιλαμβάνει μόνο τη δίοδο DB1 και έναν θηλυκό κονέκτορα. Στον θηλυκό κονέκτορα τοποθετήθηκαν αγώγιμα σύρματα μέσω των οποίων συνδέθηκε στη μικρή πλακέτα. Στην κεντρική πλακέτα τοποθετήθηκε ένας αρσενικός κονέκτορας, στο σημείο που κανονικά θα συνδεόταν η δίοδος DB1. Έτσι, όταν είναι επιθυμητό να τεθεί σε λειτουργία ο μετατροπέας με ένα διακόπτη, οι δύο πλακέτες κουμπώνουν μέσω των κονεκτόρων. Ωστόσο, θα πρέπει να ικανοποιηθεί και η δεύτερη απαίτηση για να τεθεί σε λειτουργία η διάταξη με ένα διακόπτη. Για το σκοπό αυτό, αρκεί να μην παλμοδοτείται ο διακόπτης S1, το οποίο όπως αναλύθηκε και στην παράγραφο 4.3.1, οδήγησε στην χρησιμοποίηση δύο ξεχωριστών οπτοζευκτών και ενισχυτών για τα 2 MOSFET. Αυτό επιτυγχάνεται μέσω του κώδικα παλμοδότησης (Παράρτημα Α). Για να αλλάζει όμως ο κώδικας παλμοδότησης χειροκίνητα μέσω της πλακέτας χρησιμοποιήθηκε διακόπτης δύο καταστάσεων (σχήμα 4.16). Σχήμα 4.16 Διακόπτης επιλογής του κώδικα παλμοδότησης και φωτεινές ενδείξεις (LED) Ο διακόπτης αυτός συνδέθηκε σε θύρα εισόδου-εξόδου στον μ/ε. Ανάλογα με την κατάσταση του διακόπτη, παλμοδοτούνται είτε και τα 2 MOSFET είτε μόνο το ένα. Ταυτόχρονα, υπάρχει φωτεινή ένδειξη στην πλακέτα (Led), ανάλογα με την τοπολογία που λειτουργεί έτσι ώστε να είναι εύκολο για το χρήστη να διαπιστώσει ποια τοπολογία λειτουργεί. Η πλακέτα τελικά με βάση τα όσα αναλύθηκαν σε αυτό το κεφάλαιο διαμορφώνεται σύμφωνα με το σχήμα

118 Κεφάλαιο 4 ο Σχήμα 4.17 Η πλακέτα του μετατροπέα I-IIΑ-1 Η πλακέτα αυτή χωρίζεται ουσιαστικά σε δύο τμήματα, στο πάνω μέρος που αποτελεί το κύκλωμα ισχύος (σχήμα 4.18) και στο κάτω μέρος, δηλαδή το κύκλωμα ελέγχου (σχήμα 4.19). Σχήμα 4.18 Κύκλωμα ισχύος Στο κύκλωμα ισχύος διακρίνονται οι μπόρνες σύνδεσης της τάσης εισόδου από το τροφοδοτικό συνεχούς (σημείο 1), οι μπόρνες σύνδεσης των πηνίων L1 και L2 (σημεία 2) και

119 Κεφάλαιο 4 ο οι μπόρνες εξόδου όπου συνδέεται το φορτίο (σημείο 3). Επιπλέον, φαίνονται οι πυκνωτές εισόδου, δηλαδή ο ΜΚΤ πυκνωτής (σημείο 4) και ο ηλεκτρολυτικός (σημείο 5), καθώς και οι δύο ηλεκτρολυτικοί πυκνωτές C1 και C2 του μετατροπέα (σημεία 6 και 7 αντίστοιχα). Οι δίοδοι ισχύος D1, D2 και DB1 και τα ψυκτικά τους βρίσκονται στα σημεία 8, 9 και 10 αντίστοιχα, ενώ τα MOSET S1 και S2 μαζί με τα ψυκτικά τους εντοπίζονται στα σημεία 11 και 12. Σχήμα 4.19 Κύκλωμα ελέγχου Στο κύκλωμα ελέγχου φαίνεται κεντρικά ο μ/ε dspic30f4011 (Σημείο 1), ο buffer 74HC541 (σημείο 2),οι οπτοζεύκτες 6Ν137 (σημεία 3), και οι ενισχυτές ΜC34151 (σημεία 4). Διακρίνονται ακόμα τα μετρητικά ρεύματος (σημεία 7) και τάσης (σημεία 6) καθώς και οι buffer LM358 (σημεία 6). Το button που επανεκινεί το μ/ε βρίσκεται δίπλα σε αυτόν (σημείο 8). Ο διακόπτης δύο καταστάσεων που αλλάζει τον κώδικα παλμοδότησης, καθώς και οι φωτεινές ενδείξεις φαίνονται στα σημεία 10 και 9 αντίστοιχα. Επιπλέον, στα άκρα του κυκλώματος ελέγχου διακρίνονται οι κλέμμες (σημεία 11) όπου συνδέονται τα τροφοδοτικά συνεχούς τάσης για την τροφοδοσία των ολοκληρωμένων. Τέλος, στο σημείο 12 βρίσκεται το πολύστροφο trimmer μέσω του οποίου ρυθμίζεται ο λόγος κατάτμησης δ

120 Κεφάλαιο 4 ο

121 Κεφάλαιο 5 ο ΚΕΦΑΛΑΙΟ 5 ΑΝΑΛΥΣΗ ΛΕΙΤΟΥΡΓΙΑΣ ΤΟΥ ΜΙΚΡΟΕΛΕΓΚΤΗ 5.1 Εισαγωγή Στις διατάξεις μετατροπής ηλεκτρικής ισχύος είναι αναγκαία η χρήση μικροϋπολογιστικών συστημάτων για την ανάπτυξη και την υλοποίηση απλών ή σύνθετων λογικών ελέγχου. Ανεξάρτητα από την πολυπλοκότητα του ελέγχου, το μικροϋπολογιστικό σύστημα πρέπει να είναι σε θέση να μετρήσει ένα ή περισσότερα μεγέθη της διάταξης ισχύος, να εκτελέσει τους κατάλληλους αλγορίθμους και να παράγει τα σήματα εκείνα που θα παλμοδοτήσουν τα ημιαγωγικά στοιχεία ισχύος. Τα μετρούμενα μεγέθη μπορεί να είναι ρεύματα, τάσεις, στροφές, θερμοκρασία καθώς και σήματα ελέγχου από το χρήστη [36]. Τέτοια μικροϋπολογιστικά συστήματα που ενσωματώνουν τα απαραίτητα περιφερειακά για την υλοποίηση μεθόδων ελέγχου λέγονται μικροελεγκτές. Γενικότερα, ο μικροελεγκτής είναι ένας τύπος μικροεπεξεργαστή με έμφαση στην αυτάρκεια και στην υψηλή τιμή απόδοσης/κόστους, σε αντίθεση με ένα μικροεπεξεργαστή γενικού σκοπού (όπως αυτοί που χρησιμοποιούνται σε έναν προσωπικό υπολογιστή). Η μοναδική διαφορά μεταξύ μικροεπεξεργαστή και μικροελεγκτή είναι ότι ο πρώτος αποτελείται από τρία μόνο μέρη: Την αριθμητική και λογική μονάδα (ALU) Τη μονάδα ελέγχου (CU) Τη μνήμη (Memory-Registers), ενώ ο δεύτερος περιλαμβάνει εκτός από τα παραπάνω και άλλες μονάδες όπως RAM, ROM, Εισόδους, Εξόδους, άλλα περιφερειακά κλπ. Ο μικροελεγκτής (μ/ε) είναι ένα ολοκληρωμένο υψηλού βαθμού ολοκλήρωσης (Large Scale Integration chip), που εκτελεί αριθμητικές και λογικές λειτουργίες, καθώς και τις απαραίτητες λειτουργίες ελέγχου. Για την πραγματοποίηση όμως των σκοπών αυτών, υπάρχουν πολλοί τρόποι, με αποτέλεσμα να υπάρχουν μ/ε διαφόρων χαρακτηριστικών και δυνατοτήτων. Η επιλογή του κατάλληλου μ/ε για μία ορισμένη εφαρμογή είναι ζωτικής σημασίας για την επιτυχή πραγματοποίηση του τελικού σκοπού

122 Κεφάλαιο 5 ο 5.2 Ο μ/ε dspic30f4011 Στη συγκεκριμένη εφαρμογή επιλέχτηκε ο μικροελεγκτής dspic30f4011 της εταιρίας Microchip, ο οποίος έχει κεντρική μονάδα επεξεργασίας των 16-bit και παρέχει υποστήριξη λειτουργιών DSP (Digital Signal Processing). Η μνήμη του μικροελεγκτή αλλά και οι δεκαέξι (16) ειδικοί καταχωρητές (SFR) που χρησιμοποιούνται κατά τον προγραμματισμό του είναι οργανωμένοι σε λέξεις μήκους 16 bit. Το εσωτερικό ρολόι εκτέλεσης των εντολών φτάνει τα 29,48MΗz. Το διάγραμμα των ακροδεκτών του φαίνεται στο σχήμα 5.1. Σχήμα 5.1 Κυκλωματικό διάγραμμα μικροελεγκτή dspic30f4011 Διαθέτει συνολικά 40 ακροδέκτες και για το λόγο αυτό απαιτείται να γίνεται πολύπλεξη των σημάτων των περιφερειακών μεταξύ τους. Με αυτόν τον τρόπο, παρέχεται η δυνατότητα ένας ακροδέκτης να αντιστοιχεί σε περισσότερα του ενός περιφερειακά, ενώ παράλληλα το εκάστοτε περιφερειακό δύναται να λειτουργήσει δίχως να χρησιμοποιεί όλους του τους ακροδέκτες, απελευθερώνοντάς τους για άλλη λειτουργία. Η ενεργοποίηση των περιφερειακών και η αντιστοίχησή τους με ακροδέκτες πραγματοποιείται με την κατάλληλη χρήση των ειδικών καταχωρητών SFR. 5.3 Περιφερειακές μονάδες Όπως αναφέρθηκε ήδη, ο μικροελεγκτής διαθέτει ένα πλήθος περιφερειακών για την εκτέλεση διάφορων λειτουργιών. Συνοπτικά, τα περιφερειακά που διαθέτει ο dspic30f4011 είναι τα εξής [36]: Ψηφιακές θύρες εισόδου και εξόδου

123 Κεφάλαιο 5 ο 1 χρονιστής των 16bit και δύο χρονιστές των 32bit που μπορούν να λειτουργήσουν ως δύο χρονιστές των 16bit ο καθένας Μονάδα εύρεσης αποτύπωσης χρονικής στιγμής συμβάντος (Input Capture Module) Μονάδα προγραμματιζόμενης εξόδου (Output Compare Module) Μετατροπέας αναλογικού σήματος σε ψηφιακό (A/D Converter) των 10bit, με 4 κανάλια sample/hold, 9 εισόδους και μέγιστη ταχύτητα μετατροπής 1MSPS Θύρα ασύγχρονης επικοινωνίας RS-232 UART Παλμογεννήτριες PWM με συνολικά 6 εξόδους Μονάδες σειριακής επικοινωνίας με βάση τα πρωτόκολλα SPI, I2C και CAN Παρακάτω αναλύονται τα βασικά περιφερειακά που χρησιμοποιήθηκαν για τον έλεγχο της διάταξης καθώς και για την παλμοδότηση των διακοπτικών στοιχείων ισχύος Ψηφιακές θύρες εισόδου εξόδου Στον dspic30f4011 υπάρχουν 5 θύρες ψηφιακών εισόδων εξόδων και για τον περιορισμό του αριθμού των ακίδων του μικροελεγκτή, έχει γίνει πολύπλεξη των σημάτων αυτών με τα σήματα των εξόδων των υπόλοιπων περιφερειακών. Στο Σχήμα 5.2 φαίνεται το Block διάγραμμα μιας τέτοιας ψηφιακής θύρας εισόδου εξόδου. Όταν ένα περιφερειακό είναι ενεργοποιημένο και χρησιμοποιεί κάποια έξοδο, τότε η αντίστοιχη ακίδα παύει να αποτελεί ψηφιακή είσοδο έξοδο γενικού σκοπού. Παρ όλα αυτά, υπάρχει περίπτωση το ενεργοποιημένο περιφερειακό να μη χρησιμοποιεί όλες τις ακίδες που του αντιστοιχούν. Τότε οι αδρανείς ακίδες μπορούν να χρησιμοποιηθούν ως ψηφιακές είσοδοι έξοδοι γενικού σκοπού [36]. Η ενεργοποίηση κάθε ακίδας ως είσοδος ή έξοδος γίνεται από τον κώδικα μέσω τριών καταχωρητών ειδικής λειτουργίας: TRISx LATx PORTx όπου x = B, C, D, E, F ανάλογα με την ψηφιακή θύρα στην οποία θέλουμε να αναφερθούμε. Συγκεκριμένα, ο καταχωρητής TRISx, είναι υπεύθυνος για την ενεργοποίηση της κάθε ακίδας ως ψηφιακή είσοδο έξοδο. Ο καταχωρητής LATx παρέχει δεδομένα στις εξόδους, ενώ τέλος, διαβάζοντας τον καταχωρητή PORTx ενημερωνόμαστε για την κατάσταση των εισόδων

124 Κεφάλαιο 5 ο Σχήμα 5.2 Το Block διάγραμμα μιας ψηφιακής εισόδου εξόδου [32] Μετατροπέας σήματος από αναλογικό σε ψηφιακό (A/D Converter) Η μονάδα μετατροπής σήματος από αναλογικό σε ψηφιακό φαίνεται στο σχήμα 5.3. Σχήμα 5.3 Μονάδα μετατροπής σήματος από αναλογικό σε ψηφιακό [32]

125 Κεφάλαιο 5 ο Διαθέτει 9 ακίδες εισόδου. Οι 9 αυτές ακίδες συνδέονται σε 4 κανάλια δειγματοληψίας και αποθήκευσης (Sample and Hold - S/H). Η δειγματοληψία των σημάτων μπορεί να είναι σειριακή ή παράλληλη ενώ η μετατροπή σε ψηφιακό σήμα είναι σειριακή. Ο μέγιστος δυνατός ρυθμός δειγματοληψίας μπορεί να φτάσει το 1Msps για δειγματοληψία ενός μόνο καναλιού χρησιμοποιώντας δύο S/H για το ίδιο σήμα. Αν τα υπό δειγματοληψία σήματα είναι περισσότερα ο ρυθμός δειγματοληψίας πέφτει ανάλογα. Η ADC μονάδα μετατρέπει οποιοδήποτε αναλογικό σήμα από 0-5V σε ψηφιακό εύρους 10-bit. Το αποτέλεσμα της μετατροπής αποθηκεύεται σε 16 buffer των 10bit (ADCBUF0 ADCBUFF). Η λειτουργία αυτής της μονάδας είναι δυνατό να ρυθμιστεί μέσω της παραμετροποίησης των έξι ειδικών καταχωρητών SFR. Αυτοί οι καταχωρητές ειδικού σκοπού συνοψίζονται ως εξής [32]: ADCON1 (A/D Control Register 1) : Καταχωρητής ελέγχου λειτουργίας 1 o ADON: Θέτει σε λειτουργία την μονάδα μετατροπής από αναλογικό σε ψηφιακό. (A/D Converter) o FORM: Επιλογή του τύπου των δεδομένων εξόδου (προσημασμένος δεκαδικός, δεκαδικός, προσημασμένος ακέραιος, ακέραιος) o SIMSAM: Επιλογή του τρόπου δειγματοληψίας των καναλιών (σειριακή ή παράλληλη) o ASAM: Επιλέγει την εκκίνηση κάθε νέας δειγματοληψίας o DONE: Flag bit που δείχνει πότε η δειγματοληψία εκτελέστηκε με επιτυχία ADCON2 (A/D Control Register 2): Καταχωρητής ελέγχου λειτουργίας 2 o VCFG: Επιλογή της τάσης αναφοράς του προς μετατροπή σήματος o CHPS: Επιλογή ενός ή περισσότερων καναλιών στα οποία θα γίνει μετατροπή (CH0 ή CH0 και CH1 ή CH0 και CH1 και CH2 και CH3) o SMPI: Επιλογή του αριθμού των μετατροπών ή δειγματοληπτήσεων που θα συμβούν πριν πάρουμε διακοπή από τον επεξεργαστή ώστε τα δεδομένα να μπορούν να προσπελαστούν από τους buffer που έχουμε ορίσει. ADCON3 (A/D Control Register 3): Καταχωρητής ελέγχου λειτουργίας 3 o SAMC: επιλογή του ρυθμού δειγματοληψίας o ADCS: επιλογή του ρολογιού της A/D μονάδας ADCHS (Α/D Input Select Register): Επιλογή του τρόπου σύνδεσης των εισόδων με τα κανάλια δειγματοληψίας

126 Κεφάλαιο 5 ο ADPCFG (A/D Port Configuration Register): Καθορίζει αν οι ακίδες θα χρησιμοποιηθούν ως αναλογικές είσοδοι ή ψηφιακοί είσοδοι έξοδοι γενικού σκοπού o PCFG: Επιλέγει αν το προς μετατροπή σήμα είναι αναλογικό ή ψηφιακό (1 = ψηφιακό, 0 = αναλογικό) ADCSSL (A/D Input Scan Select Register): Επιλέγει σε ποιες εισόδους θα γίνει η ακολουθιακή δειγματοληψία o CSSL: Επιλογή εισόδων για δειγματοληψία (1 = η είσοδος δειγματοληπτείται, 0 = η είσοδος δεν δειγματοληπτείται) Αξίζει βέβαια να δοθεί ιδιαίτερη σημασία στον τρόπο επιλογής της τιμής των bits του καταχωρητή ελέγχου λειτουργίας 3 (ADCON3). Όπως ήδη αναφέρθηκε, ο καταχωρητής αυτός καθορίζει τον ρυθμό με τον οποίο γίνεται η δειγματοληψία του αναλογικού σήματος. Η κάθε μετατροπή σήματος από αναλογικό σε ψηφιακό απαιτεί 12 κύκλους του ειδικού ρολογιού TAD. Η τιμή του ρολογιού αυτού καθορίζεται από τον καταχωρητή SAMC του ADCON3. Για την επίτευξη του επιθυμητού ρυθμού δειγματοληψίας ανάλογα με το χρόνο TAD που έχουμε επιλέξει και την περίοδο του ρολογιού του επεξεργαστή TCY (fcy = 7.37MHz), θέτουμε τον καταχωρητή ADCS ίσο με τη τιμή που προκύπτει από την εξίσωση 5.1. TAD = TCY (ADCS + 1) 2 ADCS = 2 TAD TCY 1 (5.1) Περιφερειακή μονάδα παραγωγής παλμών (PWM motor generator) Όπως έχει ήδη αναφερθεί, ο μικροελεγκτής dspic30f4011 περιλαμβάνει τρεις γεννήτριες διαμόρφωσης παλμών PWM (σχήμα 5.4), οι οποίες παράγουν δύο σήματα η κάθε μία, το σήμα High και το σήμα Low, τα οποία μπορεί να είναι συμπληρωματικά ή ανεξάρτητα. Η ύπαρξη τριών γεννητριών παραγωγής PWM καθιστά τον dspic30f4011 κατάλληλο για τον έλεγχο μονοφασικών αλλά και τριφασικών διατάξεων ηλεκτρονικών ισχύος. Επιπλέον η μονάδα PWM έχει τη δυνατότητα εισαγωγής νεκρού χρόνου καθώς και τη δυνατότητα για έλεγχο μέσω ράμπας ή τριγωνικής κυματομορφής. Η ανάλυση φτάνει τα 16bit ενώ επιτρέπονται οι αλλαγές στο λόγο κατάτμησης μέχρι και δύο φορές σε μία περίοδο. Επίσης

127 Κεφάλαιο 5 ο υπάρχουν επιπλέον ακίδες ανίχνευσης σφαλμάτων ώστε να οδηγηθεί η έξοδος της PWM σε κάποιες συγκεκριμένες προεπιλεγμένες καταστάσεις [36]. Σχήμα 5.4 Το block διάγραμμα της μονάδας PWM [32] Ο έλεγχος του περιφερειακού παραγωγής παλμών PWM γίνεται μέσω 5 καταχωρητών ειδικής λειτουργίας, οι οποίοι φαίνονται παρακάτω μαζί με τα πιο χαρακτηριστικά τους bits [32]: PTCON (PWM Time Base Control Register): Καταχωρητής ελέγχου χρονισμού o PTEN: Θέτει σε λειτουργία τη μονάδα των χρονιστών o PTCKPS: Επιλογή του πολλαπλασιαστή της περιόδου του ρολογιού του επεξεργαστή (1:1 prescale, 1:4 prescale, 1:16 prescale ή 1:64 prescale)

128 Κεφάλαιο 5 ο o PTMOD: Επιλογή του τρόπου λειτουργίας της PWM παλμοδότησης (Free running mode, Single - shot mode, Continuous Up/Down mode, Continuous Up/Down mode with interrupts for double updates) PTMR (PWM Time Base Register): Καταχωρητής χρονισμού PTPER (PWM Time Base Period Register): Καταχωρητής ρύθμισης περιόδου PWMCON1 (PWM Control Register 1): Καταχωρητής ελέγχου της PWM o PEN4H PEN1H: Ενεργοποίηση των επιθυμητών High σημάτων των γεννητριών PWM o PEN4L PEN1H: Ενεργοποίηση των επιθυμητών Low σημάτων των γεννητριών PWM PWMCON2 (PWM Control Register 2): Καταχωρητής ελέγχου της PWM o IUE: Επιλογή του τρόπου ανανέωσης της τιμής των καταχωρητών PDC DTCON1 (Dead Time Control Register 1): Καταχωρητής ελέγχου νεκρού χρόνου DTCON2 (Dead Time Control Register 2): Καταχωρητής ελέγχου νεκρού χρόνου PDC1 (PWM Duty Cycle Register 1): Καταχωρητής ελέγχου του λόγου κατάτμησης της 1ης PWM PDC2 (PWM Duty Cycle Register 2): Καταχωρητής ελέγχου του λόγου κατάτμησης της 2ης PWM PDC3 (PWM Duty Cycle Register 3): Καταχωρητής ελέγχου του λόγου κατάτμησης της 3ης PWM Στην ουσία, οι παλμοί PWM παράγονται μετά από τη σύγκριση του μετρητή PTMR με τον καταχωρητή PDCx. Όταν οι δύο αυτοί καταχωρητές είναι ίσοι παράγεται παλμός στην έξοδο έως ότου ο μετρητής PTMR γίνει ίσος με τον καταχωρητή ελέγχου της περιόδου PTPER. Η χρονική βάση του PWM παρέχεται από ένα χρονιστή των 15-bit μαζί με έναν prescaler και postscaler. Η χρονική βάση της PWM είναι προσπελάσιμη μέσω του PTMR. Ο καταχωρητής PTPER θέτει την περίοδο μέτρησης του PTMR. Ο χρήστης πρέπει να τοποθετήσει μία 15-bit τιμή στον PTPER<14:0>. Όταν η τιμή του PTMR<14:0> γίνει ίση με τον PTPER<14:0>, τότε η χρονική βάση αρχικοποιείται στο 0 και αρχίζει να μετράει προς την αντίθετη κατεύθυνση. Όσον αφορά το ποια δράση θα ληφθεί καθορίζεται από τον επιλεγμένο τρόπο λειτουργίας. Υπάρχουν 4 διαφορετικοί τρόποι λειτουργίας οι οποίοι επιλέγονται από τα PTMOD<1:0> του καταχωρητή PTCON. Οι τρόποι λειτουργίας είναι: o Single Shot mode

129 Κεφάλαιο 5 ο o Free Running mode o Continuous Up/Down Count mode with interrupts for double updates o Continuous Up/Down Count mode Σχήμα 5.5 Λειτουργία σε Free Running mode Στη συγκεκριμένη εφαρμογή αυτό που ενδιαφέρει είναι το Free Running mode, καθώς έτσι μπορεί να δημιουργηθεί κυματομορφή τύπου ράμπας (φορέας) για την παραγωγή παλμών. Στη λειτουργία Free Running mode (PTMOD<1:0>=00), ο PTMR αυξάνεται προς μία κατεύθυνση μέχρι να αρχικοποιηθεί στο τέλος της επιλεγμένης περιόδου. Ο παλμός ανέρχεται στην αρχή της κάθε νέας περιόδου και σβήνει όταν ο μετρητής PTMR γίνει ίσος με τον καταχωρητή PDCx,η τιμή του οποίου ρυθμίζεται από τον χρήση, όπως φαίνεται στο σχήμα 5.5. Η εύρεση της κατάλληλης τιμής του PTPER γίνεται μέσω της εξίσωσης 5.3. Το TCY είναι η περίοδος του ρολογιού του επεξεργαστή, το TPWM η διακοπτική περίοδος των στοιχείων ισχύος, ενώ το PTMR Prescale Value είναι ο πολλαπλασιαστής του χρονιστή της PWM, ο οποίος ρυθμίζεται από τα bits PTCKPS<1:0> του καταχωρητή PTCON και μπορεί να πάρει τις τιμές 1:1, 1:4, 1:16 ή 1:64. PTPER = FCY FPWM (PTMR Prescaler) 1 (5.2)

130 Κεφάλαιο 5 ο 5.4 Λογική του κώδικα εκτέλεσης Πρωταρχικός ρόλος του κώδικα με τον οποίο προγραμματίστηκε ο μικροελεγκτής είναι η παραγωγή παλμών στα ελεγχόμενα ημιαγωγικά στοιχεία των υπό μελέτη μετατροπέων. Μία επιπλέον δυνατότητα που προσφέρει είναι η αλλαγή του κώδικα παλμοδότησης μέσω χειροκίνητου διακόπτη που συνδέεται στο μικροελεγκτή και αντίστοιχη ένδειξη για το ποιος μετατροπέας (με έναν ή δύο διακόπτες) έχει τεθεί σε λειτουργία κάθε φορά μέσω LED. Επιπλέον, ο κώδικας σε αυτή την εφαρμογή επιτρέπει τη ρύθμιση του λόγου κατάτμησης (duty cycle) χειροκίνητα μέσω ενός πολύστροφου ποτενσιόμετρου. Τέλος, παρέχεται η δυνατότητα επεξεργασίας των αναλογικών σημάτων των μετρητικών ρεύματος και τάσης που συνδέονται στο μικροελεγκτή. Για να υλοποιηθούν οι παραπάνω λειτουργίες στη συγκεκριμένη εφαρμογή γράφτηκε κώδικας στο περιβάλλον MPLAB IDE ο οποίος παρατίθεται στο παράρτημα Α και στο σημείο αυτό θα εξηγηθεί η βασική του λογική. Αρχικά, αρχικοποιήθηκαν οι καταχωρητές των θυρών εισόδου-εξόδου, και συγκεκριμένα των RE8, RD0 και RD2. Μέσω των καταχωρητών TRISx ορίστηκε ποιες από τις θύρες αποτελούν εισόδους και ποιες εξόδους. Έτσι, η RE8 όπου συνδέεται ο διακόπτης μέσω του οποίου επιλέγεται ποια διάταξη τίθεται σε λειτουργία, αποτελεί είσοδο, ενώ οι RD0 και RD2 (στις οποίες συνδέονται τα LED) αποτελούν εξόδους. Μέσα στην κύρια συνάρτηση (main), ανάλογα με την τιμή της εισόδου RE8, δηλαδή ανάλογα με τη θέση του χειροκίνητου διακόπτη, ενεργοποιείται είτε η έξοδος RD0 είτε η RD2 και αντίστοιχα αλλάζει και ο καταχωρητής PWMCON1 της PWM μονάδας, ο οποίος ορίζει ποιες γεννήτριες PWM θα παράγουν σήματα. Κατόπιν, καλούνται δύο συναρτήσεις, μία για το περιφερειακό μετατροπής σήματος από αναλογικό σε ψηφιακό (A/D Converter) και μία για την περιφερειακή μονάδα παραγωγής παλμών (motor control PWM). Στη συνάρτηση του A/D Converter έχουν αρχικοποιηθεί οι κατάλληλοι καταχωρητές που αναλύθηκαν στην παράγραφο 5.3.2, ούτως ώστε να διαβάζεται η αναλογική είσοδος ΑΝ4, όπου έχει συνδεθεί το ποτενσιόμετρο ρύθμισης του λόγου κατάτμησης και αυτή η τάση να μετατρέπεται σε ψηφιακό σήμα. Έπειτα, μετά από κάθε μετατροπή του ενός δείγματος γίνεται διακοπή (interrupt) και καλείται η αντίστοιχη συνάρτηση. Μέσα σε αυτή τη συνάρτηση υπολογίζεται ο λόγος κατάτμησης με βάση την τιμή που έχει αποθηκευτεί στον buffer κατά τη μετατροπή της αναλογικής εισόδου. Όσον αφορά τη συνάρτηση PWM, έχουν αρχικοποιηθεί οι καταχωρητές της που αναλύθηκαν στην παράγραφο 5.3.3, ούτως ώστε να παράγονται παλμοσειρές συχνότητας f=50khz

131 Κεφάλαιο 5 ο 5.5 Επικοινωνία υπολογιστή με το μικροελεγκτή Για τον προγραμματισμό και για την εκτέλεση του κώδικα ελέγχου του μικροελεγκτή, είναι απαραίτητη η χρήση ενός προγραμματιστικού περιβάλλοντος. Σημαντική βοήθεια στην ανάπτυξη εφαρμογών προσφέρει το λογισμικό αναπτυξιακών εργαλείων της Microchip. Την πιο σημαντική θέση στα αναπτυξιακά εργαλεία κατέχει το MPLAB Integrated Development Environment (IDE). Στην παρούσα διπλωματική εργασία χρησιμοποιήθηκε το προγραμματιστικό περιβάλλον MPLAB X IDE και συγκεκριμένα η v Επίσης χρησιμοποιήθηκε ο compiler XC16, ο οποίος αναφέρεται στην οικογένεια μικροελεγκτών dspic. Για τον προγραμματισμό του μικροελεγκτή και συνεπώς τον έλεγχο της διάταξης, χρειάζεται κάποιο εργαλείο επικοινωνίας μεταξύ του dspic30f4011 και του υπολογιστή. Αυτή η επικοινωνία επιτυγχάνεται με τη χρήση ενός προγραμματιστή (Programmer). Στην παρούσα διπλωματική εργασία χρησιμοποιήθηκε ο προγραμματιστής PICkit 3 (Σχήμα 5.6), ο οποίος συνδέεται με τον υπολογιστή μέσω θύρας USB και με την πλακέτα του μικροελεγκτή μέσω ειδικής θύρας ICD2. Σχήμα 5.6 Ο Προγραμματιστής PICKIT 3 Όπως παρατηρούμε, ο προγραμματιστής διαθέτει έξι ακίδες εξόδου (Σχήμα 5.7), εκ των οποίων όμως μόνο οι πέντε πρώτες χρησιμοποιούνται, ενώ η έκτη παραμένει μη συνδεδεμένη. Πιο συγκεκριμένα, τα πέντε pins που συνδέουν τον προγραμματιστή με τον μικροελεγκτή είναι τα MCLR, VDD, VSS, PGD, PGC

132 Κεφάλαιο 5 ο Σχήμα 5.7 Συνδεσμολογία θύρας ICD2 με τις ακίδες του μικροελεγκτή

133 Κεφάλαιο 6 ο ΚΕΦΑΛΑΙΟ 6 ΠΑΡΟΥΣΙΑΣΗ ΔΙΑΤΑΞΗΣ ΚΑΙ ΜΕΤΡΗΣΕΙΣ 6.1 Πειραματική διάταξη Σε αυτήν την παράγραφο θα γίνει παρουσίαση της πειραματικής διάταξης που στήθηκε στο Εργαστήριο Ηλεκτρομηχανικής Μετατροπής Ενέργειας για τη διεξαγωγή των πειραμάτων που αναλύονται παρακάτω. Στο σχήμα 6.1 εικονίζεται αυτή η διάταξη. Σχήμα 6.1 Πειραματική διάταξη Συγκεκριμένα, κεντρικά φαίνεται η πλακέτα του υπό μελέτη μετατροπέα, η οποία περιλαμβάνει τόσο το κύκλωμα ισχύος των μετατροπέων με δύο και ένα διακόπτη, όσο και το κύκλωμα ελέγχου αυτών (σημείο 1). Αριστερά διακρίνεται το τροφοδοτικό συνεχούς τάσης που χρησιμοποιήθηκε στην είσοδο του μετατροπέα (σημείο 2), αντί των φωτοβολταϊκών στοιχείων που κανονικά αποτελούν την πηγή εισόδου του κυκλώματος ισχύος. Το τροφοδοτικό αυτό έχει δυνατότητα παροχής από 0 V έως 120V και ρεύμα από 0 Α έως 25A, ενώ υπάρχει παράλληλα δυνατότητα περιορισμού του ρεύματος αυτού για προστασία της διάταξης από υπερρεύματα. Ακριβώς πίσω από την πλακέτα, διακρίνονται τα πηνία

134 Κεφάλαιο 6 ο εξομάλυνσης του κυκλώματος ισχύος, τα οποία συνδέονται μέσω μπορνών στη βασική πλακέτα (σημείο 3). Η δεύτερη πλακέτα που φαίνεται στην εικόνα, αποτελεί την πλακέτα των τροφοδοτικών, που χρειάζονται για το κύκλωμα ελέγχου, τροφοδοτώντας το μικροελεγκτή, καθώς και τα υπόλοιπα ολοκληρωμένα (σημείο 4). Τα δύο πολύμετρα (σημείο 6), χρησιμοποιήθηκαν για τη μέτρηση του ρεύματος και της τάσης εξόδου του μετατροπέα, συνδέοντας το ένα ως αμπερόμετρο και το άλλο ως βολτόμετρο. Τα καλώδια που φαίνονται να ξεκινούν από τα πολύμετρα και την πλακέτα και να κατευθύνονται κάτω από τον πάγκο, συνδέονται στο φορτίο του μετατροπέα, το οποίο αποτελούν αντιστάσεις σε σειρά στα πλαίσια του πειράματος (Σχήμα 6.2). Στην εικόνα της διάταξης φαίνεται ακόμα ο ψηφιακός παλμογράφος τεσσάρων καναλιών (σημείο 5), που ήταν απαραίτητος, ούτως ώστε να διαπιστωθεί η ορθή λειτουργία του μετατροπέα. Τέλος, στα σημεία 7 και 8 διακρίνονται αντίστοιχα, ένα βολτόμετρο το οποίο έχει τη δυνατότητα σύνδεσης με τον παλμογράφο και ένα αμπερόμετρο, που επίσης συνδέεται με τον παλμογράφο μέσω διαφορικού probe. Σχήμα 6.2 Το φορτίο του μετατροπέα (αντιστάσεις συνδεδεμένες εν σειρά) 6.2 Πειραματικά αποτελέσματα Στο πλαίσιο εξακρίβωσης της ορθής λειτουργίας του μετατροπέα ανύψωσης τάσης διεξήχθησαν τριών ειδών πειράματα. Στην πρώτη κατηγορία πειραμάτων διατηρώντας σταθερό το λόγο κατάτμησης δ και για τρεις διαφορετικές τιμές αυτού (0.4, 0.56 και 0.6), και αυξάνοντας το φορτίο στην έξοδο κατά 10W μέχρι την ονομαστική ισχύ, καταγράφηκε μια σειρά μετρήσεων τόσο για το ρεύμα και την τάση στην είσοδο, όσο και για τα αντίστοιχα μεγέθη στην έξοδο. Στο πείραμα αυτό αποθηκεύτηκαν επίσης οι χαρακτηριστικές

135 Κεφάλαιο 6 ο κυματομορφές τάσεων και ρευμάτων του μετατροπέα με τη βοήθεια ενός ψηφιακού παλμογράφου. Στη δεύτερη κατηγορία πειραμάτων για σταθερή ισχύ εξόδου ίση με 20W και μεταβάλλοντας το δ από 0.05 μέχρι 0.6, κατεγράφησαν το ρεύμα και η τάση εισόδου και εξόδου με σκοπό να υπολογιστεί το κέρδος τάσης για τους διάφορους λόγους κατάτμησης. Στην τρίτη και τελευταία κατηγορία πειραμάτων, αυξάνοντας και πάλι την ισχύ εξόδου κατά 10W μεταβάλλαμε το δ έτσι ώστε να έχουμε σταθερή τάση εξόδου. Αυτή η σειρά πειραμάτων διεξήχθη για τρεις διαφορετικές τιμές τάσεων εξόδου (100V, 140V και 180V). Σε όλα αυτά τα πειράματα, η τάση εισόδου ήταν σταθερή Vin=35.4V (όση θεωρητικά θα έπρεπε να είναι η τάση των Φ/Β στο μέγιστο σημείο ισχύος τους) και η συχνότητα fs=50khz. Επίσης όλα τα παραπάνω πραγματοποιήθηκαν δύο φορές τόσο για το μετατροπέα με δύο MOSFET όσο και για αυτόν με ένα Πειράματα για σταθερό λόγο κατάτμησης και μεταβαλλόμενη ισχύ εξόδου Μετρήσεις για σταθερό δ=0.4 Iin(Α) Vin(V) Pin(W) Io(A) Vo(V) Po(W) η(%) Πίνακας 6.1 Μετρήσεις για δ=0.4 για το μετατροπέα με δύο MOSFET Η θεωρητική τιμή για την τάση εξόδου Vo και για δ=0.4 σύμφωνα με τη σχέση (2.29) είναι: V O = 1 (1 δ) 2 V in = V. Γίνεται φανερό από τον πίνακα 6.1 ότι καθώς αυξάνεται η ισχύς, η τάση εξόδου πέφτει, το οποίο είναι αναμενόμενο, εφόσον αυξάνεται το ρεύμα που περνάει από τα στοιχεία και συνεπώς και οι πτώσεις τάσης σε αυτά. Όσον αφορά το βαθμό απόδοσης, αρχικά είναι μικρός λόγω διακοπτικών απωλειών, στη συνέχεια αυξάνεται και μειώνεται πάλι κοντά στην ονομαστική ισχύ λόγω αυξημένων απωλειών αγωγής. Ωστόσο, η μέγιστη δυνατή τάση θα

136 Κεφάλαιο 6 ο έπρεπε να είναι V και στο πείραμα φαίνεται να είναι 103.2V, το οποίο οφείλεται στο γεγονός ότι το duty cycle ρυθμίζεται μέσω trimmer και δεν είναι δυνατόν να το ρυθμίσουμε ακριβώς στο 0.4. Στο συγκεκριμένο μετατροπέα επίσης, ακόμα και μία πολύ μικρή μεταβολή του δ μπορεί να προκαλέσει μεγάλη μεταβολή της τάσης και επομένως αυτές οι μικροδιαφορές με τις θεωρητικές τιμές είναι δικαιολογημένες. Για παράδειγμα για δ=0.41 η τάση εξόδου προκύπτει 101.7V, δηλαδή για διαφορά του δ ίση με 0.01 η τάση αυξάνεται περίπου 3.5V. Iin(Α) Vin(V) Pin(W) Io(A) Vo(V) Po(W) η(%) Πίνακας 6.2 Μετρήσεις για δ=0.4 για το μετατροπέα με ένα MOSFET Από τον πίνακα 6.2 φαίνεται ότι τα αποτελέσματα των μετρήσεων μοιάζουν αρκετά με αυτά των δύο MOSFET. Υπάρχουν κάποιες μικροδιαφορές στην τάση εξόδου, όπου φαίνεται να είναι λίγο μικρότερη στο μετατροπέα με ένα διακόπτη, γεγονός που επαληθεύεται και από τις προσομοιώσεις Μετρήσεις για σταθερό δ=0.56 Και σε αυτό το πείραμα (πίνακες 6.3 και 6.4) παρατηρούμε ότι στο μετατροπέα με ένα διακόπτη η τάση εξόδου είναι μειωμένη σε σχέση με αυτόν με τους δύο. Iin(Α) Vin(V) Pin(W) Io(A) Vo(V) Po(W) η(%) Πίνακας 6.3 Μετρήσεις για δ=0.56 για το μετατροπέα με δύο MOSFET

137 Κεφάλαιο 6 ο Iin(Α) Vin(V) Pin(W) Io(A) Vo(V) Po(W) η(%) Πίνακας 6.4 Μετρήσεις για δ=0.56 για το μετατροπέα με ένα MOSFET Ακολουθούν οι χαρακτηριστικές κυματομορφές για τα στοιχεία των μετατροπέων για ονομαστικό λόγο κατάτμησης (δ=0.56) και για δύο διαφορετικές ισχείς εξόδου και συγκεκριμένα για το 10% της ονομαστικής (Po=10W) (Σχήματα 6.3 έως 6.9) και για την ονομαστική (Po=106W) (Σχήματα 6.10 έως 6.16). Σχήμα 6.3 Κυματομορφή τάσης για τον πυκνωτή C 1 (V C1) (κόκκινο) και ρεύματος για το πηνίο L 1 (V L1) (πράσινο) για το μετατροπέα α) με δύο διακόπτες β) με ένα διακόπτη Σχήμα 6.4 Κυματομορφή τάσης για τη δίοδο D 1 (V D1) (κόκκινο) και ρεύματος για το πηνίο L 1 (V L1) (πράσινο) για το μετατροπέα α) με δύο διακόπτες β) με ένα διακόπτη

138 Κεφάλαιο 6 ο Σχήμα 6.5 Κυματομορφή τάσης για τη δίοδο D 2 (V D2) (κόκκινο) και ρεύματος για το πηνίο L 2 (V L2) (πράσινο) για το μετατροπέα α) με δύο διακόπτες β) με ένα διακόπτη Σχήμα 6.6 Κυματομορφή τάσης (κόκκινο) και ρεύματος (πράσινο) για το πηνίο L1 για το μετατροπέα α) με δύο διακόπτες β) με ένα διακόπτη Σχήμα 6.7 Κυματομορφή τάσης (κόκκινο) και ρεύματος (πράσινο) για το πηνίο L2 για το μετατροπέα α) με δύο διακόπτες β) με ένα διακόπτη

139 Κεφάλαιο 6 ο Σχήμα 6.8 α) Κυματομορφή τάσης για τον διακόπτη S1 (VS1) (κόκκινο) και ρεύματος για το πηνίο L1 (VL1) (πράσινο) για το μετατροπέα με δύο διακόπτες και β) Κυματομορφή τάσης για τη δίοδο DB1 (VDB1) (κόκκινο) και ρεύματος για το πηνίο L1 (VL1) (πράσινο) για το μετατροπέα με ένα διακόπτη Σχήμα 6.9 Κυματομορφή τάσης για τον διακόπτη S2 (VS2) (κόκκινο) και ρεύματος για το πηνίο L2 (VL2) (πράσινο) για το μετατροπέα α) με δύο διακόπτες β) με ένα διακόπτη Οι παραπάνω παλμογραφήσεις είναι σχεδόν ίδιες και με τις κυματομορφές της προσομοίωσης και με τις αντίστοιχες θεωρητικές, γεγονός που επαληθεύει την ορθή λειτουργία και των δύο μετατροπέων. Όπως έχει εξηγηθεί και σε προηγούμενο κεφάλαιο, στόχος ήταν οι μετατροπείς να δουλεύουν πάντα στη CCM και με βάση αυτή την απαίτηση υπολογίστηκαν τα στοιχεία. Οι παλμογραφήσεις αυτές λοιπόν επαληθεύουν το σωστό υπολογισμό των στοιχείων, εφόσον στο 10% της ονομαστικής ισχύος πράγματι οι δύο μετατροπείς παραμένουν στη CCM λειτουργία, όπως ήταν επιθυμητό. Αυτό μπορεί εύκολα να γίνει αντιληπτό, από το γεγονός ότι παρόλο που τα ρεύματα των πηνίων είναι πολύ χαμηλά, δεν αγγίζουν το μηδέν. Ακολουθούν οι παλμογραφήσεις για ονομαστική ισχύ εξόδου ίση με 106W:

140 Κεφάλαιο 6 ο Σχήμα 6.10 Κυματομορφή τάσης για τον πυκνωτή C 1 (V C1) (κόκκινο) και ρεύματος για το πηνίο L 1 (V L1) (πράσινο) για το μετατροπέα α) με δύο διακόπτες β) με ένα διακόπτη Σχήμα 6.11 Κυματομορφή τάσης για τη δίοδο D 1 (V D1) (κόκκινο) και ρεύματος για το πηνίο L 1 (V L1) (πράσινο) για το μετατροπέα α) με δύο διακόπτες β) με ένα διακόπτη Σχήμα 6.12 Κυματομορφή τάσης για τη δίοδο D 2 (V D2) (κόκκινο) και ρεύματος για το πηνίο L 2 (V L2) (πράσινο) για το μετατροπέα α) με δύο διακόπτες β) με ένα διακόπτη

141 Κεφάλαιο 6 ο Σχήμα 6.13 Κυματομορφή τάσης (κόκκινο) και ρεύματος (πράσινο) για το πηνίο L 1 για το μετατροπέα α) με δύο διακόπτες β) με ένα διακόπτη Σχήμα 6.14 Κυματομορφή τάσης (κόκκινο) και ρεύματος (πράσινο) για το πηνίο L 2 για το μετατροπέα α) με δύο διακόπτες β) με ένα διακόπτη Σχήμα 6.15 α) Κυματομορφή τάσης για τον διακόπτη S1 (VS1) (κόκκινο) και ρεύματος για το πηνίο L1(VL1) (πράσινο) για το μετατροπέα με δύο διακόπτες και β) Κυματομορφή τάσης για τη δίοδο DB1 (VDB1) (κόκκινο) και ρεύματος για το πηνίο L1 (VL1) (πράσινο) για το μετατροπέα με ένα διακόπτη

142 Κεφάλαιο 6 ο Σχήμα 6.16 Κυματομορφή τάσης για τον διακόπτη S2 (VS2) (κόκκινο) και ρεύματος για το πηνίο L2 (VL2) (πράσινο) για το μετατροπέα α) με δύο διακόπτες β) με ένα διακόπτη Παρατηρώντας τις κυματομορφές των σχημάτων , φαίνεται ότι τα πειραματικά αποτελέσματα συμφωνούν πλήρως με τις αναλύσεις που έγιναν στα κεφάλαια 2 και 3. Θεωρητικός τύπος και τιμή (MOSFET ON) Πειραματική τιμή Θεωρητικός τύπος και τιμή (MOSFET OFF) Πειραματική τιμή (MOSFET ON) (MOSFET ON) 2 MOSFET 1 MOSFET 2 MOSFET 1 MOSFET VL1 V in= 35.4V 32V 32V V in δ 1 δ = 45V -50V -48V VL2 δ V in 1 δ + V in = 80.4V 80V 75V δ V in 1 δ + V in V O = V -105V -100V VC1 V in δ 1 δ = 45V 40V 39V V in δ 1 δ = 45V 40V 39V VD1 δ V in 1 δ V in = 80.4V -80V -78V 0V 0V 0V VD2 V O = 182.9V -176V -170V 0V 0V 0V VDB1 0V 0V 0V VS1 0V 0V 0V δ V in 1 δ + V in V O = V δ V in 1 δ + V in = 80.4V V 80V - VS2 0V 0V 0V V O = 182.9V 180V 170V Πίνακας 6.5 Σύγκριση θεωρητικών και πειραματικών τιμών των τάσεων

143 Κεφάλαιο 6 ο Στους πίνακες 6.5 και 6.6 μάλιστα, φαίνεται η σύγκριση των θεωρητικών τιμών με τις πειραματικές, για τις τάσεις όλων των στοιχείων, όταν τα MOSFET είναι σε κατάσταση ON και OFF, και για τα ρεύματα των πηνίων, όταν Vin=35.4V, fs=50khz, δ=0.56, L1=2.75mH, L2=5.5mH και VO=182.9V. Pin(W) Θεωρητικός τύπος Θεωρητική τιμή Πειραματική τιμή 106 IL1,max IL1,min P in + V in δ T s V in 2 L1 P in V in δ T s V in 2 L A 3.8 A A 3.6 A IL2,max P O V O (1 δ) A 1.6 A V in T S V O (1 δ) T s 2 L2 IL2,min P O V O (1 δ) A 1.4 A + V in T S V O (1 δ) T s 2 L IL1,max IL1,min P in + V in δ T s V in 2 L1 P in V in δ T s V in 2 L A 0.55 A A 0.3 A IL2,max P O V O (1 δ) A 0.3 A V in T S V O (1 δ) T s 2 L2 IL2,min P O V O (1 δ) A 0.1 A + V in T S V O (1 δ) T s 2 L2 Πίνακας 6.6 Σύγκριση θεωρητικών και πειραματικών τιμών των ρευμάτων των πηνίων Γίνεται αντιληπτό από αυτούς τους δύο πίνακες ότι τα πειραματικά μεγέθη προσεγγίζουν με αρκετά μεγάλη ακρίβεια τους θεωρητικούς τύπους που αποδείχτηκαν στο κεφάλαιο 2. Επιπλέον, επαληθεύονται και οι προσομοιώσεις του κεφαλαίου 3, σύμφωνα με τις οποίες οι τάσεις πάνω στα στοιχεία προέκυπταν λίγο μικρότερες στο μετατροπέα με ένα διακόπτη, σε

144 Κεφάλαιο 6 ο σχέση με αυτόν με τους δύο. Στα πειραματικά αποτελέσματα παρατηρούμε πράγματι μικρότερες τάσεις στον μετατροπέα με έναν διακόπτη, γεγονός που ίσως οφείλεται στην πτώση τάσης πάνω στη δίοδο DB Μετρήσεις για σταθερό δ=0.6 Με την ίδια λογική όπως και στα παραπάνω, παρατίθενται οι μετρήσεις για σταθερό λόγο κατάτμησης ίσο με 0.6 (πίνακες 6.7 και 6.8). Αξίζει να αναφερθεί ότι ο λόγος κατάτμησης δ=0.6 είναι ο μέγιστος για τον οποίο δοκιμάστηκαν οι μετατροπείς μας, εφόσον τα στοιχεία δε θα άντεχαν τις τάσεις που θα εμφανίζονταν για μεγαλύτερο δ. Iin(Α) Vin(V) Pin(W) Io(A) Vo(V) Po(W) η(%) Πίνακας 6.7 Μετρήσεις για δ=0.6 για το μετατροπέα με δύο MOSFET Iin(Α) Vin(V) Pin(W) Io(A) Vo(V) Po(W) η(%) Πίνακας 6.8 Μετρήσεις για δ=0.6 για το μετατροπέα με ένα MOSFET Συμπερασματικά, παρατηρούμε ότι οι τιμές τάσης και ρεύματος στα χαρακτηριστικά στοιχεία αυτών των μετατροπέων και για όλους τους λόγους κατάτμησης δ, είναι οι

145 Κεφάλαιο 6 ο αναμενόμενες και συμφωνούν τόσο με αυτές της θεωρητικής ανάλυσης (κεφάλαιο 2) όσο και με αυτές της προσομοίωσης (κεφάλαιο 3) Μετρήσεις για υπολογισμό του λόγου ανύψωσης του μετατροπέα συναρτήσει του δ Στον πίνακα 6.9 παρουσιάζονται οι μετρήσεις που καταγράφηκαν για σταθερή ισχύ εξόδου στα 20W και για διάφορες τιμές του λόγου κατάτμησης δ. Με βάση αυτές τις μετρήσεις έχει υπολογιστεί το κέρδος τάσης Vo/Vin στην τελευταία στήλη του πίνακα 6.9 και μέσω του προγράμματος excel έχει σχεδιαστεί η καμπύλη του σχήματος 6.17, όπου παρουσιάζεται το κέρδος τάσης συναρτήσει του λόγου κατάτμησης τόσο για τις πειραματικές (μπλε γραμμή) όσο και για τις θεωρητικές τιμές (πορτοκαλί γραμμή). δ Iin(Α) Vin(V) Pin(W) Io(A) Vo(V) Po(W) η(%) Πίνακας 6.9 Μετρήσεις για υπολογισμό του κέρδους τάσης για το μετατροπέα με δύο MOSFET Είναι φανερό ότι όσο αυξάνεται το δ τόσο ο λόγος τάσεων (κέρδος τάσης) μεγαλώνει φτάνοντας για δ=0.6 η τάση εξόδου να ισούται με πάνω από έξι φορές την τάση εισόδου. Επίσης φαίνεται ότι η συνάρτηση μεταβολής των τάσεων συναρτήσει του λόγου κατάτμησης δ προσεγγίζει σε μεγάλο βαθμό τη θεωρητική καμπύλη, η οποία προκύπτει από τη σχέση: V O = 1. Οι μικρές αποκλίσεις που εμφανίζονται μεταξύ θεωρητικής και πειραματικής V in (1 δ) 2 καμπύλης οφείλονται στην ακρίβεια των οργάνων μέτρησης

146 Κεφάλαιο 6 ο Kέρδος τάσης συναρτήσει του δ για Po=20W Vo/Vin πειραματική θεωρητική δ Σχήμα 6.17 Καμπύλη κέρδους τάσης συναρτήσει του δ για P o=20w και για 2 MOSFET Στον πίνακα 6.10 και στο σχήμα 6.18 επαναλαμβάνονται τα ίδια για το μετατροπέα με ένα διακόπτη. δ Iin(Α) Vin(V) Pin(W) Io(A) Vo(V) Po(W) η(%) Πίνακας 6.10 Μετρήσεις για υπολογισμό του κέρδους τάσης για τον μετατροπέα με ένα MOSFET

147 Κεφάλαιο 6 ο 7 Kέρδος τάσης συναρτήσει του δ για Po=20W Vo/Vin πειραματική θεωρητική δ Σχήμα 6.18 Καμπύλη κέρδους τάσης συναρτήσει του δ για P o=20w για 1 MOSFET Και σε αυτή την περίπτωση του ενός διακόπτη παρατηρούμε ότι καθώς αυξάνεται το δ, αυξάνεται και ο λόγος των δύο τάσεων και μάλιστα η πειραματική καμπύλη είναι σχεδόν ίδια με τη θεωρητική Πειράματα για σταθερή τάση εξόδου και υπολογισμό του βαθμού απόδοσης Σε αυτό το τελευταίο κομμάτι των πειραμάτων σκοπός είναι να διαπιστωθεί πως πρέπει να μεταβάλλεται ο λόγος κατάτμησης όταν αυξάνεται η ισχύς στο μετατροπέα, με τέτοιο τρόπο ώστε η τάση εξόδου να διατηρείται σταθερή. Η μέτρηση του λόγου κατάτμησης πραγματοποιήθηκε με ένα αναλογικό πολύμετρο συνδεμένο στην αναλογική είσοδο ΑΝ4 του μικροελεγκτή, όπου έχει συνδεθεί το trimmer ρύθμισης του δ, όπως έχει αναλυθεί στο κεφάλαιο 5. Ένας επιπλέον και σημαντικός σκοπός αυτού του πειράματος είναι να γίνει μια εκτίμηση του βαθμού απόδοσης για τον οποίο χρειάζεται να πάρουμε παραπάνω του ενός σημεία λειτουργίας ως προς την ισχύ αυτού. Έτσι έχουν καταγραφεί μετρήσεις από το 10% της ονομαστικής ισχύος έως και το 100% αυτής. Στους πίνακες 6.11 έως και 6.16 φαίνονται αναλυτικά οι προαναφερθείσες μετρήσεις για τρεις διαφορετικές τάσεις και για τους δύο μετατροπείς, ενώ στα σχήματα 6.39 έως 6.42 παρουσιάζονται οι καμπύλες για το λόγο κατάτμησης σε σχέση με την επιθυμητή τάση εξόδου, καθώς και οι καμπύλες του λόγου κατάτμησης σε συνάρτηση της ισχύος εξόδου

148 Κεφάλαιο 6 ο Όπως έχει αποδειχθεί στο κεφάλαιο 2, το κέρδος τάσης του μετατροπέα δίνεται από την εξίσωση: Vo = 1 Vin (1 δ) 2 δ2 2 δ Vin + 1 = 0 (6.1) Vo Λύνοντας τη δευτεροβάθμια εξίσωση (6.1) για Vo=100V προκύπτει δ= Ωστόσο, όπως φαίνεται από τον πίνακα 6.11, καθώς η ισχύς εξόδου αυξάνεται από 10 W έως 106W, το δ αλλάζει από έως Αυτό είναι λογικό, καθώς για μεγαλύτερη ισχύ το ρεύμα αυξάνεται και συνεπώς και οι πτώσεις τάσης πάνω στα στοιχεία του μετατροπέα, επομένως χρειάζεται τα MOSFET να άγουν για περισσότερο χρόνο για να προκύψει η ίδια τάση στην έξοδο. Τα ίδια ισχύουν και για το μετατροπέα με ένα διακόπτη, καθώς και για σταθερές τάσεις εξόδου Vo=140V και Vo=180V, όπως φαίνεται στους πίνακες 6.13 έως Για τις δύο αυτές τάσεις από την εξίσωση (6.1) προκύπτει ο λόγος κατάτμησης δ=0.497 και δ=0.556 αντίστοιχα. ΑΝ4 (V) Iin(Α) Vin(V) Pin(W) Io(A) Vo(V) Po(W) δ η(%) Πίνακας 6.11 Μετρήσεις για σταθερή τάση εξόδου V o=100v και για δύο MOSFET ΑΝ4 (V) Iin(Α) Vin(V) Pin(W) Io(A) Vo(V) Po(W) δ η(%) Πίνακας 6.12 Μετρήσεις για σταθερή τάση εξόδου V o=100v και για ένα MOSFET

149 Κεφάλαιο 6 ο ΑΝ4 (V) Iin(Α) Vin(V) Pin(W) Io(A) Vo(V) Po(W) δ η(%) Πίνακας 6.13 Μετρήσεις για σταθερή τάση εξόδου V o =140V και για δύο MOSFET ΑΝ4 (V) Iin(Α) Vin(V) Pin(W) Io(A) Vo(V) Po(W) δ η(%) Πίνακας 6.14 Μετρήσεις για σταθερή τάση εξόδου V o=140v και για ένα MOSFET ΑΝ4 (V) Iin(Α) Vin(V) Pin(W) Io(A) Vo(V) Po(W) δ η(%) Πίνακας 6.15 Μετρήσεις για σταθερή τάση εξόδου V o=180v και για δύο MOSFET

150 Κεφάλαιο 6 ο ΑΝ4 (V) Iin(Α) Vin(V) Pin(W) Io(A) Vo(V) Po(W) δ η(%) Πίνακας 6.16 Μετρήσεις για σταθερή τάση εξόδου V o=180v και για ένα MOSFET Γίνεται αντιληπτό από το πείραμα με σταθερή τάση εξόδου ότι για το μετατροπέα με τον ένα διακόπτη θέλουμε λίγο μεγαλύτερο δ για να φτάσουμε τη ζητούμενη τάση για την ίδια ισχύ, γεγονός που οφείλεται στις μεγαλύτερες πτώσεις τάσης σε αυτόν το μετατροπέα. Στα σχήματα , για το μετατροπέα με δύο και ένα διακόπτη αντίστοιχα, φαίνεται η μεταβολή του λόγου κατάτμησης δ συναρτήσει της μεταβολής της ισχύος για τρεις διαφορετικές τάσεις εξόδου (Vo=100V, Vo=140V και Vo=180V). Παρατηρώντας τις καμπύλες αυτές, φαίνεται ότι όσο μεγαλύτερη τάση εξόδου επιθυμούμε, τόσο μεγαλύτερο δ απαιτείται. Επίσης παρόλο που θεωρητικά θα έπρεπε οι χαρακτηριστικές καμπύλες να είναι ευθείες γραμμές, στην πράξη διαφέρουν ελάχιστα για τους λόγους που αναλύθηκαν στην παράγραφο ΣΥΓΚΡΙΣΗ ΛΟΓΩΝ ΚΑΤΑΤΜΗΣΗΣ ΓΙΑ ΔΙΑΦΟΡΕΤΙΚΕΣ ΤΑΣΕΙΣ ΕΞΟΔΟΥ 0.55 δ Vo=100V Vo=140V Vo=180V Po Σχήμα 6.19 Μεταβολή δ και P Ο για τρεις διαφορετικές τάσεις εξόδου και για δύο MOSFET

151 Κεφάλαιο 6 ο 0.6 ΣΥΓΚΡΙΣΗ ΛΟΓΩΝ ΚΑΤΑΤΜΗΣΗΣ ΓΙΑ ΔΙΑΦΟΡΕΤΙΚΕΣ ΤΑΣΕΙΣ ΕΞΟΔΟΥ δ Vo=100V Vo=140V Vo=180V Po Σχήμα 6.20 Μεταβολή δ και P o για τρεις διαφορετικές τάσεις εξόδου και για ένα MOSFET Στα σχήματα 6.21 και 6.22 γίνεται μια παρουσίαση του βαθμού απόδοσης των δύο μετατροπέων ως συνάρτηση της ισχύος εξόδου για σταθερή τάση εξόδου Vo=180V. Συγκρίνοντας τα δύο σχήματα, παρατηρούμε ότι οι δύο μετατροπείς δε διαφέρουν ιδιαίτερα ως προς το βαθμό απόδοσης. Οι διαφορές τους μάλιστα είναι τόσο μικρές που μπορεί να οφείλονται και στην ακρίβεια των οργάνων. η η=f(po/pnom) Po/Pnom Σχήμα 6.21 Καμπύλη του βαθμού απόδοσης σε συνάρτηση με το λόγο της ισχύος εξόδου ως προς την ονομαστική ισχύ του μετατροπέα (106W) για το μετατροπέα με δύο MOSFET

152 Κεφάλαιο 6 ο 1.1 η=f(po/pnom) η Po/Pο,nom Σχήμα 6.22 Καμπύλη του βαθμού απόδοσης σε συνάρτηση με το λόγο της ισχύος εξόδου ως προς την ονομαστική ισχύ του μετατροπέα (106W) για το μετατροπέα με ένα MOSFET Συμπερασματικά, ο μετατροπέας λειτουργεί με υψηλό βαθμό απόδοσης, πάνω από 85% για όλες τις ισχείς και τις τάσεις εξόδου που εξετάστηκαν, γεγονός που επαληθεύει τη θεωρητική ανάλυση που προηγήθηκε και την επιλογή των στοιχείων. Ωστόσο, αυτός ο βαθμός απόδοσης θα μπορούσε να είναι ακόμη μεγαλύτερος αν δε γινόταν υπερδιαστασιολόγηση των στοιχείων που υπολογίστηκαν στο κεφάλαιο 4. Χρησιμοποιώντας πολύ μεγαλύτερα στοιχεία από αυτά που στην πραγματικότητα χρειάζονταν για τη συγκεκριμένη εφαρμογή, οι απώλειες πάνω σε αυτά προέκυψαν μεγαλύτερες με συνακόλουθη μείωση του βαθμού απόδοσης. 6.3 Συμπεράσματα Προοπτικές Στην παρούσα διπλωματική εργασία εξετάστηκε ένα σύστημα ενός μετατροπέα dc-dc με υψηλό κέρδος τάσης, ο οποίος ανήκει στην κατηγορία των μετατροπέων R 2 P 2, και ενός φωτοβολταϊκού πάνελ με σκοπό αυτό να χρησιμοποιηθεί σαν πηγή εισόδου του μετατροπέα. Στα πλαίσια αυτού του συστήματος έγινε η θεωρητική ανάλυση και η προσομοίωση του μετατροπέα ανύψωσης τάσης και μάλιστα για δύο διαφορετικές τοπολογίες αυτού (με έναν και δύο διακόπτες), καθώς και η προσομοίωση του συνολικού συστήματος. Η σύγκριση των δύο αναλύσεων έδειξε ότι αυτές συμφωνούν σε πολύ μεγάλο βαθμό, γεγονός που επαληθεύει την ορθότητα του μοντέλου της προσομοίωσης. Ακολούθησε η κατασκευή αυτού του μετατροπέα με την οποία και πάλι διαπιστώθηκε η ορθή λειτουργία αυτού μέσα από πειράματα που έγιναν και για τις δύο τοπολογίες

153 Κεφάλαιο 6 ο Διαπιστώθηκε ότι ο μετατροπέας αυτός μπορεί να πετύχει μεγάλο κέρδος τάσης με σχετικά χαμηλό λόγο κατάτμησης, αλλά και ότι τα πειραματικά αποτελέσματα έρχονται σε συμφωνία τόσο με τη θεωρητική ανάλυση, όσο και με αυτήν της προσομοίωσης. Όσον αφορά τη σύγκριση των δύο μετατροπέων, από τη μία η οδήγηση και ο έλεγχος με ένα διακόπτη γίνονται απλούστερα, από την άλλη όμως αυτή η τοπολογία έχει μεγαλύτερες πτώσεις τάσης. Αν θεωρήσουμε ότι η διαφορά στην πτώση τάσης δεν είναι τόσο μεγάλη που να επηρεάζει την εφαρμογή στην οποία χρησιμοποιείται, τότε θα μπορούσε να επιλεχτεί η τοπολογία με ένα διακόπτη. Ανοιχτό θέμα για περαιτέρω μελέτη παραμένει η εξέταση του συγκεκριμένου μετατροπέα, δηλαδή του Ι-ΙΙΑ-1 και σε άλλες περιοχές λειτουργίας των δύο πηνίων όπως για παράδειγμα DCM-CCM ή CCM-DCM, έτσι ώστε να εξαχθούν οι θεωρητικές κυματομορφές και εξισώσεις για αυτές τις περιοχές. Ακόμη, υλικό για μελέτη αποτελεί η πειραματική σύνδεση του φωτοβολταϊκού πάνελ με το μετατροπέα και η εφαρμογή ελέγχου MPPT, ώστε το πρώτο να λειτουργεί πάντα στο σημείο μέγιστης ισχύος. Μία επιπλέον προοπτική είναι να μελετηθούν και άλλες τοπολογίες μετατροπέων που ανήκουν στην οικογένεια των R 2 P 2, ούτως ώστε να γίνει σύγκριση με τον μετατροπέα της παρούσας διπλωματικής εργασίας. Τέλος, αντικείμενο για περαιτέρω μελέτη αποτελεί η σύνδεση του συνολικού συστήματος (φωτοβολταϊκού και μετατροπέα) με το μικροδίκτυο

154

155 Βιβλιογραφία ΒΙΒΛΙΟΓΡΑΦΙΑ [1] [2] Π. Παρασκευά, Διπλωματική εργασία, Ανάλυση και σχεδιασμός πιλοτικού μικροδικτύου Μελέτη και προσομοίωση αιολικού συστήματος,πάτρα [3] United Nations, Kyoto protocol to the United Nations framework - Convention on climate change. Kyoto: United Nations, [4] Ε. Κεμενέ, Διπλωματική Εργασία, Ανάλυση και Σχεδιασμός Επιδεικτικού Μικροδικτύου Μελέτη Συμπεριφοράς Ηλεκτρονικών Μετατροπέων Ισχύος, Πάτρα [5] Greenpeace: [6] [7] Ι-Σ Μαγεράκη, Διπλωματική Εργασία, Μελέτη και κατασκευή δικατευθυντήριου μετατροπέα για τη διασύνδεση συσσωρευτών με το δίκτυο χαμηλής τάσης, Πάτρα [8] [9] Lasseter R., Control and Design of Microgrid Components: PSERC Publication, [10] Arulampalam A., Control of Power Electronic Interfaces in Distributed Generation Microgrids, International Journal of Electronics, [11] Γ. Κατσαρός, Διπλωματική Εργασία, Μοντελοποίηση και Δυναμική Ανάλυση Μικροδικτύου, Πάτρα [12] Ζαχαρία Θωμά «Ήπιες Μορφές Ενέργειας Ι», Πάτρα, Πανεπιστήμιο Πατρών - Τμήμα Εκτυπώσεων Τυπογραφείου, [13] Ζαχαρία Θωμά «Ήπιες Μορφές Ενέργειας ΙΙ», Πάτρα, Πανεπιστήμιο Πατρών - Τμήμα Εκτυπώσεων Τυπογραφείου, [14] Μ. Καλογεροπούλου, Διπλωματική εργασία, " Μελέτη και κατασκευή μετατροπέα για χρήση σε σύστημα διασύνδεσης Φ/Β γεννήτριας με το δίκτυο χαμηλής τάσης", Πάτρα [15] [16] Ι. Κομπούγιας, Α. Κυρίτσης, Α. Νανάκος, Ε. Τατάκης Σύγχρονες εξελίξεις σε φωτοβολταϊκά συστήματα για διεσπαρμένη παραγωγή ηλεκτρικής ενέργειας, Διήμερο ΤΕΕ: Ηλεκτρονικά Ισχύος, Συστήματα Ηλεκτρικής Κίνησης και Βιομηχανικές Εφαρμογές, Αθήνα, 5-6 Απριλίου [17] Σταυρούλα Γ. Ρήγα, Διπλωματική Εργασία: Μελέτη και κατασκευή φωτοβολταϊκού αντλητικού συστήματος Έλεγχος για λειτουργία στο σημείο μέγιστης ισχύος, Πάτρα [18]Εμμανουήλ Κ. Τατάκης, Διαφάνειες Μαθήματος Ηλεκτρονικών Ισχύος ΙΙ,

156 Βιβλιογραφία [19] Χαρούλα Γ. Ζωγόγιαννη, Διπλωματική Εργασία: Σύνδεση ανεμογεννήτριας μικρής ισχύος με το δίκτυο χαμηλής τάσης - Κατασκευή τριφασικού αντιστροφέα τάσης ελεγχόμενου από μικροελεγκτή, Πάτρα [20] R. D. MIDDLEBROOK, Transformerless DC-to-DC Converters with Large Conversion Ratios, IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS, VOL. 3. NO. 4, OCTOBER I988. [21] Esam H. Ismail, Mustafa A. Al-Saffar,,Ahmad J. Sabzali, and Abbas A. Fardoun, A Family of Single-Switch PWM Converters With High Step-Up Conversion Ratio IEEE TRANSACTIONS ON CIRCUITS AND SYSTEMS I: REGULAR PAPERS, VOL. 55, NO. 4, MAY [22] Tse, C.K., Chow, M.H.L., Cheung, M.K.H.: A family of PFC voltage regulator configurations with reduced redundant power processing, IEEE Trans. Power Electron., 2001, 16, pp [23] Tse, C.K., Chow, M.H.L.: Theoretical study of switching power converters with power factor correction and output regulation, IEEE Trans. Circuits Syst.: Fundam. Theory Appl., 2000, 47, pp [24] Loera-Palomo, R., Morales-saldaña, J.A.: Family of quadratic step-up dc-dc converter based on non-cascading structures, IET Power Electron., 2015, Vol. 8, (5), pp [25] Κιοσκερίδης Ι., Ηλεκτρονικά Ισχύος, Εκδόσεις Τζιόλα, [26] Ned Mohan, Tore M. Underland, William P. Robbins, Εισαγωγή στα Ηλεκτρονικά Ισχύος, Ανάλυση Σχεδίαση και Εφαρμογές των Ηλεκτρονικών Μετατροπέων Ισχύος, Εκδόσεις Τζιόλα, [27] Εμμανουήλ Κ. Τατάκης, Σημειώσεις Ηλεκτρονικών Στοιχείων Ισχύος και Βιομηχανικών Εφαρμογών, [28] Νικόλας Α. Ζαρκάδης, Διπλωματική Εργασία: ΧΡΗΣΗ ΘΕΡΜΟΣΤΟΙΧΕΙΩΝ ΓΙΑ ΤΗΝ ΕΚΜΕΤΑΛΛΕΥΣΗ ΤΗΣ ΕΝΕΡΓΕΙΑΣ ΚΑΥΣΑΕΡΙΩΝ ΚΙΝΗΤΗΡΙΟΥ ΣΥΣΤΗΜΑΤΟΣ ΠΛΟΙΩΝ, Πάτρα [29] " [30] " ". [31] " [32] dspic30f4011 Reference Manual, [33] " [34] [35]

157 Βιβλιογραφία [36] Ε. Κ. Τατάκης, Σημειώσεις Εργαστηρίου Ηλεκτρονικών Ισχύος ΙΙ, Μάρτιος

158 Βιβλιογραφία

159 Παράρτημα Α ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Α Κώδικας για το μικροελεγκτή dspic30f4011 // FOSC #pragma config FPR = FRC_PLL4 // Primary Oscillator Mode (FRC w/ PLL 16x) #pragma config FOS = PRI // Oscillator Source (Primary Oscillator) #pragma config FCKSMEN = CSW_FSCM_OFF // Clock Switching and Monitor (Sw Disabled, Mon Disabled) // FWDT #pragma config FWPSB = WDTPSB_16 // WDT Prescaler B (1:16) #pragma config FWPSA = WDTPSA_512 // WDT Prescaler A (1:512) #pragma config WDT = WDT_OFF // Watchdog Timer (Disabled) // FBORPOR #pragma config FPWRT = PWRT_64 // POR Timer Value (64ms) #pragma config BODENV = BORV20 // Brown Out Voltage (Reserved) #pragma config BOREN = PBOR_ON // PBOR Enable (Enabled) #pragma config LPOL = PWMxL_ACT_HI // Low-side PWM Output Polarity (Active High) #pragma config HPOL = PWMxH_ACT_HI // High-side PWM Output Polarity (Active High) #pragma config PWMPIN = RST_IOPIN // PWM Output Pin Reset (Control with PORT/TRIS regs) #pragma config MCLRE = MCLR_EN // Master Clear Enable (Enabled) // FGS #pragma config GWRP = GWRP_OFF // General Code Segment Write Protect (Disabled) #pragma config GCP = CODE_PROT_OFF // General Segment Code Protection (Disabled) // FICD #pragma config ICS = ICS_PGD PGD/EMUD) // Comm Channel Select (Use PGC/EMUC and

160 Παράρτημα Α #include <xc.h> #include <p30f4011.h> float X; float d; void InitAD(void); void InitPWM(void); unsigned int ReadADC0; int main(void){ _TRISE8=1; _TRISD0=0; _TRISD2=0; _RD0=1; _RD2=1; _ADIE=1; InitAD(); InitPWM(); while(1){ if (_RE8==1){ //converter with 2 switches// _RD2=1; // green led on// _RD0=0; PWMCON1=0X0312; //enables both PWM1H and PWM2L } if(_re8==0){ //converter with 1 switch// _RD0=1; //red led on// _RD2=0; PWMCON1=0X0202; //enables only PWM2L } } } void InitAD(void){ ADCSSL=0X0010; ADCHS=0X0004;

161 Παράρτημα Α ADPCFG=0X01EF; ADCON3=0X1F00; ADCON2=0X0200; ADCON1=0X80EC; } void InitPWM(void){ PWMCON1=0; PWMCON2=0; PWMCON2=0X0004; PTPER=146;//PTPER=(fcy*PTMR/fpwm)-1 //PDC1=(2*PTPER+1)*0.56; //PDC2=(2*PTPER+1)*0.56; PTCON=0X8000; //this register enables PWM } void attribute ((interrupt))_adcinterrupt(void){ ReadADC0=ADCBUF0; X=(ReadADC0*1)/1023.0; PDC1=(2*PTPER*0.6+1)*X; PDC2=(2*PTPER*0.6+1)*X; d=(pdc1*0.6)/176.0; _ADIF=0;}

162 Παράρτημα Α

163 Παράρτημα Β ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Β Σχηματικά διαγράμματα και τυπωμένα κυκλώματα PCB σε KiCAD Α) Σχηματικό διάγραμμα της πλακέτας ισχύος και ελέγχου

164 Β) Σχέδιο PCB της πλακέτας ισχύος και ελέγχου Παράρτημα Β

165 Γ) Κάτω όψη της πλακέτας ισχύος και ελέγχου Παράρτημα Β

166 Δ) Πάνω όψη της πλακέτας ισχύος και ελέγχου Παράρτημα Β

167 Παράρτημα Γ ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Γ Φυλλάδια κατασκευαστών ΦΩΤΟΒΟΛΤΑΪΚΟ ΠΛΑΙΣΙΟ MOSFET ΔΙΟΔΟΙ ΨΥΚΤΙΚΑ MOSFET ΨΥΚΤΙΚΑ ΔΙΟΔΩΝ

168 Παράρτημα Γ

169 MOSFET MetalOxideSemiconductorFieldEffectTransistor CoolMOS C6600V 600VCoolMOS C6PowerTransistor IPx60R190C6 DataSheet Rev.2.2 Final PowerManagement&Multimarket

170 600V CoolMOS" C6 Power Transistor 1 Description IPA60R190C6, IPB60R190C6 IPI60R190C6, IPP60R190C6 IPW60R190C6 CoolMOS" is a revolutionary technology for high voltage power MOSFETs, designed according to the superjunction (SJ) principle and pioneered by Infineon Technologies. CoolMOS" C6 series combines the experience of the leading SJ MOSFET supplier with high class innovation. The offered devices provide all benefits of a fast switching SJ MOSFET while not sacrificing ease of use. Extremely low switching and conduction losses make switching applications even more efficient, more compact, lighter, and cooler. Features Extremely low losses due to very low FOM Rdson*Qg and Eoss Very high commutation ruggedness Easy to use/drive JEDEC 1) qualified, Pb-free plating, Halogen free Applications PFC stages, hard switching PWM stages and resonant switching PWM stages for e.g. PC Silverbox, Adapter, LCD & PDP TV, Lighting, Server, Telecom and UPS. gate pin 1 drain pin 2 source pin 3 Please note: For MOSFET paralleling the use of ferrite beads on the gate or separate totem poles is generally recommended. Table 1 Key Performance Parameters Parameter Value Unit V T j,max 650 V R DS(on),max 0.19! Q g,typ 63 nc I D,pulse 59 A E 400V 5.2 µj Body diode di/dt 500 A/µs Type / Ordering Code Package Marking Related Links IPW60R190C6 PG-TO247 IFX C6 Product Brief IPB60R190C6 PG-TO263 IFX C6 Portfolio IPI60R190C6 PG-TO262 6R190C6 IFX CoolMOS Webpage IPP60R190C6 PG-TO220 IFX Design tools IPA60R190C6 PG-TO220 FullPAK 1) J-STD20 and JESD22 Final Data Sheet 2 Rev. 2.2,

171 600V CoolMOS" C6 Power Transistor IPx60R190C6 Table of Contents Table of Contents 1 Description Table of Contents Maximum ratings Thermal characteristics Electrical characteristics Electrical characteristics diagrams Test circuits Package outlines Revision History Final Data Sheet 3 Rev. 2.2,

172 600V CoolMOSTM C6 Power Transistor IPx60R190C6 Maximum ratings 2 Maximum ratings at Tj = 25 C, unless otherwise specified. Table 2 Maximum ratings Parameter Symbol Values Unit Note / Test Condition Min. Typ. Max. Continuous drain current 1) ID A TC= 25 C 12.8 T C =100 C Pulsed drain current 2) ID,pulse A T C =25 C Avalanche energy, single pulse EAS mj ID=3.4 A,VDD=50 V (see table 21) Avalanche energy, repetitive EAR ID=3.4 A,VDD=50 V Avalanche current, repetitive IAR A MOSFET dv/dt ruggedness dv/dt V/ns V DS = V Gate source voltage VGS V static Power dissipation for TO-220, TO-247, TO-262, TO-263 Power dissipation for TO-220 FullPAK AC (f>1 Hz) Ptot W TC=25 C Ptot Operating and storage temperature Tj,Tstg C Mounting torque TO-220, TO-247 Mounting torque TO-220 FullPAK Ncm M3 and M3.5 screws 50 M2.5 screws Continuous diode forward current IS A TC=25 C Diode pulse current 2) IS,pulse A TC=25 C Reverse diode dv/dt 3) dv/dt V/ns VDS= V,ISD& ID, Maximum diode dif/dt A/µs Tj=25 C commutation speed 3) (see table 22) Insulation withstand voltage TO-220 FullPAK 1) Limited by Tj,max. Maximum duty cycle D=0.75 2) Pulse widtht p limited by Tj,max 3) Identical low side and high side switch with identical RG VISO V VRMS, T C =25 C, t = 1 min Final Data Sheet 4 Rev. 2.2,

173 600V CoolMOS" C6 Power Transistor IPx60R190C6 Thermal characteristics 3 Thermal characteristics Table 3 Thermal characteristics TO-220 (IPP60R190C6),TO-247 (IPW60R190C6),TO-262 (IPI60R190C6) Parameter Symbol Values Unit Note / Test Condition Min. Typ. Max. Thermal resistance, junction - case R thjc C/W Thermal resistance, junction - ambient Soldering temperature, wavesoldering only allowed at leads R thja leaded T sold C 1.6 mm (0.063 in.) from case for 10 s Table 4 Thermal characteristics TO-220 FullPAK (IPA60R190C6) Parameter Symbol Values Unit Note / Test Condition Min. Typ. Max. Thermal resistance, junction - case R thjc C/W Thermal resistance, junction - ambient Soldering temperature, wavesoldering only allowed at leads R thja leaded T sold C 1.6 mm (0.063 in.) from case for 10 s Table 5 Thermal characteristics TO-263 (IPB60R190C6) Parameter Symbol Values Unit Note / Test Condition Min. Typ. Max. Thermal resistance, junction - case R thjc C/W Thermal resistance, junction - ambient Soldering temperature, wave- & reflow soldering allowed R thja SMD version, device on PCB, minimal footprint 35 SMD version, device on PCB, 6cm 2 cooling area 1) T sold C reflow MSL1 1) Device on 40mm*40mm*1.5mm one layer epoxy PCB FR4 with 6cm 2 copper area (thickness 70µm) for drain connection. PCB is vertical without air stream cooling. Final Data Sheet 5 Rev. 2.2,

174 600V CoolMOS" C6 Power Transistor IPx60R190C6 Electrical characteristics 4 Electrical characteristics Electrical characteristics, at Tj=25 C, unless otherwise specified. Table 6 Static characteristics Parameter Symbol Values Unit Note / Test Condition Min. Typ. Max. Drain-source breakdown voltage V (BR)DSS V V GS =0 V, I D =0.25 ma Gate threshold voltage V GS(th) V DS =V GS, I D =0.63mA Zero gate voltage drain current I DSS µa V DS =600 V, V GS =0 V, T j =25 C V DS =600 V, V GS =0 V, T j =150 C Gate-source leakage current I GSS na V GS =20 V, V DS =0 V Drain-source on-state resistance R DS(on) ! V GS =10 V, I D =9.5 A, T j =25 C V GS =10 V, I D =9.5 A, T j =150 C Gate resistance R G ! f=1 MHz, open drain Table 7 Dynamic characteristics Parameter Symbol Values Unit Note / Test Condition Min. Typ. Max. Input capacitance C iss pf V GS =0 V, V DS =100 V, Output capacitance C oss f=1 MHz Effective output capacitance, energy related 1) Effective output capacitance, time related 2) C o(er) V GS =0 V, V DS = V C o(tr) I D =constant, V GS =0 V V DS = V Turn-on delay time t d(on) ns V DD =400 V, Rise time t V GS =13 V, I D =9.5A, r R G = 3.4! Turn-off delay time t d(off) (see table 20) Fall time t f - 9-1) C o(er) is a fixed capacitance that gives the same stored energy as C oss while V DS is rising from 0 to 80% V (BR)DSS 2) C o(tr) is a fixed capacitance that gives the same charging time as C oss while V DS is rising from 0 to 80% V (BR)DSS Final Data Sheet 6 Rev. 2.2,

175 600V CoolMOS" C6 Power Transistor IPx60R190C6 Electrical characteristics Table 8 Gate charge characteristics Parameter Symbol Values Unit Note / Test Condition Min. Typ. Max. Gate to source charge Q gs nc V DD =480 V, I D =9.5A, Gate to drain charge Q gd V GS =0 to 10 V Gate charge total Q g Gate plateau voltage V plateau V Table 9 Reverse diode characteristics Parameter Symbol Values Unit Note / Test Condition Min. Typ. Max. Diode forward voltage V SD V V GS =0 V, I F =9.5A, T j =25 C Reverse recovery time t rr ns V R =400 V, I F =9.5A, Reverse recovery charge Q di F /dt=100 A/µs rr µc (see table 22) Peak reverse recovery current I rrm A Final Data Sheet 7 Rev. 2.2,

176 600V CoolMOS" C6 Power Transistor IPx60R190C6 5 Electrical characteristics diagrams Electrical characteristics diagrams Table 10 Power dissipation TO-220, TO-247, TO-262, TO-263 Power dissipation TO-220 FullPAK P tot = f(t C ) P tot = f(t C ) Table 11 Max. transient thermal impedance TO-220, TO-247, TO-262, TO-263 Max. transient thermal impedance TO-220 FullPAK Z (thjc) =f(tp); parameter: D=t p /T Z (thjc) =f(tp); parameter: D=t p /T Final Data Sheet 8 Rev. 2.2,

177 600V CoolMOS" C6 Power Transistor IPx60R190C6 Electrical characteristics diagrams Table 12 Safe operating area T C =25 C TO-220, TO-247, TO-262, TO-263 Safe operating area T C =25 C TO-220 FullPAK I D =f(v DS ); T C =25 C; D=0; parameter t p Table 13 Safe operating area T C =80 C TO-220, TO-247, TO-262, TO-263 I D =f(v DS ); T C =25 C; D=0; parameter t p Safe operating area T C =80 C TO-220 FullPAK I D =f(v DS ); T C =80 C; D=0; parameter t p I D =f(v DS ); T C =80 C; D=0; parameter t p Final Data Sheet 9 Rev. 2.2,

178 600V CoolMOS" C6 Power Transistor IPx60R190C6 Electrical characteristics diagrams Table 14 Typ. output characteristics T C =25 C Typ. output characteristics T j =125 C I D =f(v DS ); T j =25 C; parameter: V GS Table 15 Typ. drain-source on-state resistance I D =f(v DS ); T j =125 C; parameter: V GS Drain-source on-state resistance R DS(on) =f(i D ); T j =125 C; parameter: V GS R DS(on) =f(t j ); I D =9.5 A; V GS =10 V Final Data Sheet 10 Rev. 2.2,

179 600V CoolMOS" C6 Power Transistor IPx60R190C6 Electrical characteristics diagrams Table 16 Typ. transfer characteristics Typ. gate charge I D =f(v GS ); V DS =20V Table 17 Avalanche energy V GS =f(q gate ), I D =9.5A pulsed Drain-source breakdown voltage E AS =f(t j ); I D =3.4 A; V DD =50 V V BR(DSS) =f(t j ); I D =0.25 ma Final Data Sheet 11 Rev. 2.2,

180 600V CoolMOS" C6 Power Transistor IPx60R190C6 Electrical characteristics diagrams Table 18 Typ. capacitances Typ. C oss stored energy C=f(V DS ); V GS =0 V; f=1 MHz E OSS =f(v DS ) Table 19 Forward characteristics of reverse diode I F =f(v SD ); parameter: T j Final Data Sheet 12 Rev. 2.2,

181 600V CoolMOS" C6 Power Transistor IPx60R190C6 Test circuits 6 Test circuits Table 20 Switching times test circuit and waveform for inductive load Switching times test circuit for inductive load Switching time waveform V DS 90% V DS V GS V GS 10% t d(on) t r t d(off) t f t on t off Table 21 Unclamped inductive load test circuit and waveform Unclamped inductive load test circuit Unclamped inductive waveform V (BR)DS I D V DS V D V DS V DS I D Table 22 Test circuit and waveform for diode characteristics Test circuit for diode characteristics Diode recovery waveform R G1 I D # /# #/ $ ) $ 00 ( $. " $ )! 00 (!. "! ) $ 00 V DS ) $. $ ) R G2 --,!.! ) /# 00 #/ $ %$! --, $ " --, '$! --, R G1 = R G2.*+$$$&& Final Data Sheet 13 Rev. 2.2,

182 600V CoolMOS" C6 Power Transistor IPx60R190C6 Package outlines 7 Package outlines Figure 1 Outlines TO-247, dimensions in mm/inches Final Data Sheet 14 Rev. 2.2,

183 600V CoolMOS" C6 Power Transistor IPx60R190C6 Package outlines Figure 2 Outlines TO-220, dimensions in mm/inches Final Data Sheet 15 Rev. 2.2,

184 6**M =^^[FGKm =6 H^fTa LaP]bXbc^a CHx6*J190=6 ),/ /,..,/*6*45,0(+*5 MIN MAX MIN MAX ' '# '$ # $ % & ; ) )# * = =# (BSC) (BSC) )1(7/*06 01" Z8B ('.* *7412*'0 241-*(6, ,557* )'6* *8,5, mm ;XVc`T! >X]P[ <PcP KWTTc Dcb[X]T E<%HD **( ;c[[e5@$ SX\T]aX^]a X] \\'X]RWTa +6 JTe(,(,&,*+.'12'02

185 600V CoolMOS" C6 Power Transistor IPx60R190C6 Package outlines Figure 4 Outlines TO-262, dimensions in mm/inches Final Data Sheet 17 Rev. 2.2,

186 )$$4 +AA>./2H +) 0AF8B -0G)$1%*$+) 056=598 ( 3/"&)'! <@??#<@6;8C *02-1 )-3-,/..3 %' +.4# Rev. &#%! 2.2, &$"$&"$(

187 600VCoolMOS C6PowerTransistor IPx60R190C6 RevisionHistory IPx60R190C6 Revision: ,Rev.2.2 Previous Revision Revision Date Subjects (major changes since last revision) Release of final data sheet PG-TO220 FullPAK package outline update (creation: ) WeListentoYourComments Anyinformationwithinthisdocumentthatyoufeeliswrong,unclearormissingatall?Yourfeedbackwillhelpustocontinuously improvethequalityofthisdocument.pleasesendyourproposal(includingareferencetothisdocument)to: Publishedby InfineonTechnologiesAG 81726München,Germany 2015InfineonTechnologiesAG AllRightsReserved. LegalDisclaimer Theinformationgiveninthisdocumentshallinnoeventberegardedasaguaranteeofconditionsorcharacteristics.With respecttoanyexamplesorhintsgivenherein,anytypicalvaluesstatedhereinand/oranyinformationregardingtheapplication ofthedevice,infineontechnologiesherebydisclaimsanyandallwarrantiesandliabilitiesofanykind,includingwithout limitation,warrantiesofnon-infringementofintellectualpropertyrightsofanythirdparty. Information Forfurtherinformationontechnology,deliverytermsandconditionsandpricespleasecontactyournearestInfineon TechnologiesOffice( Warnings Duetotechnicalrequirements,componentsmaycontaindangeroussubstances.Forinformationonthetypesinquestion, pleasecontactthenearestinfineontechnologiesoffice. TheInfineonTechnologiescomponentdescribedinthisDataSheetmaybeusedinlife-supportdevicesorsystemsand/or automotive,aviationandaerospaceapplicationsorsystemsonlywiththeexpresswrittenapprovalofinfineontechnologies,ifa failureofsuchcomponentscanreasonablybeexpectedtocausethefailureofthatlife-support,automotive,aviationand aerospacedeviceorsystemortoaffectthesafetyoreffectivenessofthatdeviceorsystem.lifesupportdevicesorsystemsare intendedtobeimplantedinthehumanbodyortosupportand/ormaintainandsustainand/orprotecthumanlife.iftheyfail,itis reasonabletoassumethatthehealthoftheuserorotherpersonsmaybeendangered. 19 Rev.2.2,

188 DSEI 12-06A Fast Recovery Epitaxial Diode (FRED) I FAV = 14 A V RRM = 600 V t rr = 35 ns V RSM V RRM Type V V DSEI 12-06A A C TO-220 AC C A C A = Anode, C = Cathode Symbol Conditions Maximum Ratings I FRMS I FAVM I FRM T VJ = T VJM T C = 100 C; rectangular, d = 0.5 t p < 10 µs; rep. rating, pulse width limited by T VJM A A A I FSM T VJ = 45 C; t = 10 ms (50 Hz), sine t = 8.3 ms (60 Hz), sine T VJ = 150 C; t = 10 ms (50 Hz), sine t = 8.3 ms (60 Hz), sine I 2 t T VJ = 45 C; t = 10 ms (50 Hz), sine t = 8.3 ms (60 Hz), sine T VJ = 150 C; t = 10 ms (50 Hz), sine t = 8.3 ms (60 Hz), sine T VJ T VJM T stg Symbol Conditions Characteristic Values I R V R = V RRM T VJ = 25 C V R = 0.8 V RRM T VJ = 25 C V R = 0.8 V RRM T VJ = 125 C V F I F = 16 A T VJ = 150 C T VJ = 25 C V T0 r T IXYS reserves the right to change limits, test conditions and dimensions IXYS All rights reserved - 3 typ. max For power-loss calculations only 1.12 T VJ = T VJM 23.2 R thjc R thch R thja P tot T C = 25 C 62 W M d mounting torque Nm Weight typical 2 g 2 µa µa ma V V V mw K/W K/W K/W 60 t rr I F = 1 A; -di/dt = 50 A/µs; V R = 30 V; T VJ = 25 C ns I RM V R = 350 V; I F = 12 A; -di F /dt = 100 A/µs A L < 0.05 µh; T VJ = 100 C I FAVM rating includes reverse blocking losses at T VJM. V R = 0.8 V RRM, duty cycle d = 0.5 Data according to IEC A A A 2 s A 2 s C C C Features International standard package JEDEC TO-220 AC Planar passivated chips Very short recovery time Extremely low switching losses Low I RM -values Soft recovery behaviour Epoxy meets UL 94V-0 Applications Antiparallel diode for high frequency switching devices Anti saturation diode Snubber diode Free wheeling diode in converters and motor control circuits Rectifiers in switch mode power supplies (SMPS) Inductive heating and melting Uninterruptible power supplies (UPS) Ultrasonic cleaners and welders Advantages High reliability circuit operation Low voltage peaks for reduced protection circuits Low noise switching Low losses Operating at lower temperature or space saving by reduced cooling

189 DSEI 12-06A I F [A] T VJ = 150 C 100 C 25 C Q r [µc] T VJ = 100 C V R = 50 V I F = 14 A 28 A 14 A 7 A max I RM [A] T VJ = 100 C V R = 350 V I F = 14 A 28 A 14 A 7 A max 10 5 typ V F [V] Fig. 1 Forward current versus voltage drop typ di F /dt [A/µs] Fig. 2 Recovery charge versus -di F /dt di F /dt [A/µs] Fig. 3 Peak reverse current versus -di F /dt max T VJ = 100 C V R = 350 V K f I RM Q r t rr [ns] I F = 14 A 28 A 14 A 7 A V FR [V] 12 8 T VJ = 125 C I F = 14 A t fr [µs] typ. 4 VFR t fr T VJ [ C] Fig. 4 Dynamic parameters versus junction temperature di F /dt [A/µs] Fig. 5 Recovery time versus -di F /dt di F /dt [A/µs] Fig. 6 Peak forward voltage versus di F /dt Z thjc [k/w] DSEI 12-06A t [s] Fig. 7 Transient thermal resistance junction to case IXYS reserves the right to change limits, test conditions and dimensions IXYS All rights reserved

190 DSEI 12-06A Dimensions TO-220 AC IXYS reserves the right to change limits, test conditions and dimensions IXYS All rights reserved

191 Hom e Contact Us About Aavid ---Useful Links--- 6 For use with TO-220/TO-218/TO-247 packages Search by part # Printer friendly version Check distributor part inventory Part Number - SW50-4G Browse Products -By Device- 6 Mechanical Outline Drawing -By Product Line- 6 -Attachment Methods 6 -Interface Materials- 6 -Accessories- 6 Useful Links Building a Part # Catalog Request Directions Find Distributor Find Sales Rep How to Order? MSDS Safety Sheets Part # Cross Ref Quote Request RoHS Initiative Sample Request A Dim Thermal Curves Thermal Resistance 8.80 Thermal resistance value is based on a 75 C rise in natural convection Product Information Part # Description Finish SW50-4G Extruded heat sink with unequal channel widths and device mounting holes Black Anodize Board Mounting N/A This non-electronic component is functionally unaffected by the normal soldering or reflow processes used for semiconductor circuits. The heat resistance time or heat resistance temperature is not applicable for the component. Not Exactly what you need? We offer several options for those applications which require a more unique solution. For slight modifications of this part or other attachment options, finishes, and interface materials, contact your local representative. Challenge us with your thermal requirements - we can design custom solutions Home Sitemap Disclaimer Statement 2009 Aavid Thermalloy, LLC

192 Heatsink Description: A cost effective clip-on heatsink, which is designed to apply pressure directly above the junction. For use without thermal interface grease. Predrilled for TO-220 package. Features: Low cost Easy clip-on No thermal grease Specifications: Packages Cooled Thermal Resistance External Height External Width External Length Mounting Type : TO-220 : 28 C/W : 20mm : 19.7mm : 8.1mm : Vertical / Horizontal clip-on without the need for thermal grease. predrilled. Dimensions : Millimetres Part Number Table Description Heatsink TO C/W Part Number MC33277 Important Notice : This data sheet and its contents (the Information ) belong to the members of the Premier Farnell group of companies (the Group ) or are licensed to it. No licence is granted for the use of it other than for information purposes in connection with the products to which it relates. No licence of any intellectual property rights is granted. The Information is subject to change without notice and replaces all data sheets previously supplied. The Information supplied is believed to be accurate but the Group assumes no responsibility for its accuracy or completeness, any error in or omission from it or for any use made of it. Users of this data sheet should check for themselves the Information and the suitability of the products for their purpose and not make any assumptions based on information included or omitted. Liability for loss or damage resulting from any reliance on the Information or use of it (including liability resulting from negligence or where the Group was aware of the possibility of such loss or damage arising) is excluded. This will not operate to limit or restrict the Group s liability for death or personal injury resulting from its negligence. Multicomp is the registered trademark of the Group. Premier Farnell plc Page <1> 04/12/12 V1.0