ΔΙΠΛΩΜΑΤΙΚΗ ΕΡΓΑΣΙΑ. του Φοιτητή του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστημίου Πατρών

Transcript

1 ΠΑΝΕΠΙΣΤΗΜΙΟ ΠΑΤΡΩΝ ΤΜΗΜΑ ΗΛΕΚΤΡΟΛΟΓΩΝ ΜΗΧΑΝΙΚΩΝ ΚΑΙ ΤΕΧΝΟΛΟΓΙΑΣ ΥΠΟΛΟΓΙΣΤΩΝ ΤΟΜΕΑΣ ΣΥΣΤΗΜΑΤΩΝ ΗΛΕΚΤΡΙΚΗΣ ΕΝΕΡΓΕΙΑΣ ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΟ ΗΛΕΚΤΡΟΜΗΧΑΝΙΚΗΣ ΜΕΤΑΤΡΟΠΗΣ ΕΝΕΡΓΕΙΑΣ ΔΙΠΛΩΜΑΤΙΚΗ ΕΡΓΑΣΙΑ του Φοιτητή του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστημίου Πατρών ΒΑΣΙΛΕΙΟΥ ΓΕΩΡΓΙΟΥ ΟΡΦΑΝΟΥ Α.Μ.: ΜΕΛΕΤΗ ΚΑΙ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΜΕΤΑΤΡΟΠΕΑ ΓΙΑ ΤΗ ΣΥΝΔΕΣΗ ΦΩΤΟΒΟΛΤΑΪΚΟΥ ΣΥΣΤΗΜΑΤΟΣ ΜΕ ΤΟ ΔΙΚΤΥΟ ΧΑΜΗΛΗΣ ΤΑΣΗΣ Επιβλέπων: Δρ.-Μηχ. Εμμανουήλ Τατάκης, Καθηγητής Ν ο /2015 Πάτρα, Δεκέμβριος 2015

2

3 ΠΙΣΤΟΠΟΙΗΣΗ Πιστοποιείται ότι η διπλωματική εργασία με θέμα: "ΜΕΛΕΤΗ ΚΑΙ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΜΕΤΑΤΡΟΠΕΑ ΓΙΑ ΤΗ ΣΥΝΔΕΣΗ ΦΩΤΟΒΟΛΤΑΪΚΟΥ ΣΥΣΤΗΜΑΤΟΣ ΜΕ ΤΟ ΔΙΚΤΥΟ ΧΑΜΗΛΗΣ ΤΑΣΗΣ" του φοιτητή του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστημίου Πατρών: ΒΑΣΙΛΕΙΟΥ ΓΕΩΡΓΙΟΥ ΟΡΦΑΝΟΥ (Α.Μ ) Παρουσιάστηκε δημόσια και εξετάστηκε στο Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών στις 23/12/2015 Ο Επιβλέπων Ο Διευθυντής του Τομέα Εμμανουήλ Τατάκης Καθηγητής Αντώνιος Αλεξανδρίδης Καθηγητής

4

5 Αριθμός Διπλωματικής Εργασίας: /2015 ΤΙΤΛΟΣ: "ΜΕΛΕΤΗ ΚΑΙ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΜΕΤΑΤΡΟΠΕΑ ΓΙΑ ΤΗ ΣΥΝΔΕΣΗ ΦΩΤΟΒΟΛΤΑΪΚΟΥ ΣΥΣΤΗΜΑΤΟΣ ΜΕ ΤΟ ΔΙΚΤΥΟ ΧΑΜΗΛΗΣ ΤΑΣΗΣ" Φοιτητής: Επιβλέπων: Ορφανός Βασίλειος του Γεωργίου Δρ.-Μηχ. Εμμανουήλ Τατάκης, Καθηγητής Περίληψη Η παρούσα διπλωματική εργασία πραγματεύεται το σχεδιασμό και την κατασκευή διάταξης σύνδεσης φωτοβολταϊκού συστήματος με το δίκτυο χαμηλής τάσης. Η εργασία αυτή εκπονήθηκε στο Εργαστήριο Ηλεκτρομηχανικής Μετατροπής Ενέργειας του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστημίου Πατρών. Σκοπός είναι η κατασκευή ενός αντιστροφέα, χωρίς την παρουσία μετασχηματιστή, τοπολογίας Buck- Boost. Η παραπάνω τοπολογία προορίζεται για τη σύνδεση μιας φωτοβολταϊκής γεννήτριας με το δίκτυο χαμηλής τάσης. Γίνεται θεωρητική ανάλυση του μετατροπέα και προσομοιώσεις με βάση τον έλεγχο που θα παρουσιαστεί στη συνέχεια, όπως περιγράφεται παρακάτω. Τέλος, λαμβάνουν χώρα πειράματα, θεωρώντας την περίπτωση που στην έξοδο του μετατροπέα έχει συνδεθεί ωμικό φορτίο. Αρχικά, αναλύεται η λειτουργία του φωτοβολταϊκού κυττάρου και γίνεται μια μικρή κατηγοριοποίηση των φωτοβολταϊκών πλαισίων με βάση συγκεκριμένα χαρακτηριστικά. Επίσης, αναφέρονται διάφοροι τρόποι διασύνδεσής τους με το δίκτυο. Στη συνέχεια, αναλύεται η λειτουργία του μετατροπέα. Συγκεκριμένα, γίνεται ανάλυση με βάση το χρονικό διάστημα που άγει κάθε ημιαγωγικό στοιχείο μέσα σε μια διακοπτική περίοδο και παρουσιάζονται οι εξίσωσεις στη μόνιμη κατάσταση λειτουργίας. Υπάρχουν διάφορες μέθοδοι ελέγχου όσον αφορά με το συγκεκριμένο μετατροπέα. Στο επόμενο στάδιο λοιπόν μελετάται μια πρώτη υποψήφια μέθοδος ελέγχου (μέθοδος PWM βασισμένη σε ιδανικά στοιχεία), η οποία παρουσιάζεται αναλυτικά. Για την παραπάνω μέθοδο παρουσιάζονται και τα αποτελέσματα που προέκυψαν από τις προσομοιώσεις τόσο για ωμικό φορτίο στην έξοδο όσο και σε σύνδεση με το δίκτυο χαμηλής τάσης. Οι προσομοιώσεις πραγματοποιήθηκαν με τη βοήθεια του λογισμικού Simulink του Matlab. Πριν το στάδιο της κατασκευής έγινε η επιλογή της τεχνικής ελέγχου που θα εφαρμοστεί (μέθοδος PWM με έλεγχο τάσης εξόδου μέσω PI ελεγκτή). Για τον έλεγχο αυτόν, παρουσιάζονται οι προσομοιώσεις και παρατίθενται και κάποια συμπεράσματα σχετικά με τα αποτελέσματα που προκύπτουν. Τέλος κατασκευάζεται η πειραματική διάταξη για να λάβουν χώρα οι πειραματικές μετρήσεις, ώστε τα προκύπτοντα αποτελέσματα να συγκριθούν με τα θεωρητικά, για να διερευνηθεί εάν συμβαδίζουν ή σε διαφορετική περίπτωση να εντοπιστούν και να αιτιολογηθούν τυχόν διαφορές μεταξύ τους. Επίσης, εκτιμάται η απόδοση του συστήματος.

6

7 Abstract This diploma thesis deals with the design and implemantation of a converter, which connects a photovoltaic system to the low-voltage utility grid. The thesis was conducted in the Laboratory of Electromechanical Energy Conversion, Department of Electrical and Computer Engineering of the University of Patras. The aim of this thesis is to build a laboratory experimental prototype of a Buck-Boost topology inverter, without the use of a transformer. The theoretical analysis of the converter, as well as computer simulations based on the applied control will be presented. Finally, the prototype is used to conduct experiments with the use of a resistive load. Initially, the operation of the photovoltaic cell is analyzed and a small classification of photovoltaic modules is made, based on specific features. Also, several methods of connection between them and the grid are mentioned. Then the inverter operation is thoroughly analyzed. Spesifically, the converter operation is presented, by examining the equivalent circuits depending on which switch is active. Moreover the inverter equations are also depicted. There are many different control methods that can be applied for the converter operation. Following that, we study our first control method (PWM method considering ideal devices), which is presented in detail. For the above method, the computer simulation results with the use of a resistive load and with the grid (using Matlab Simulink) are also presented. Prior to building the converter prototype, we selected the control technique (PWM method with output voltage control through PI controller), which will be applied. For this control strategy, we present the simulation results accompanied with some conclusions regarding the derived results. Finally, the experimental prototype was constructed to conduct experimental measurements, so that the obtained results can be compared with the theoretical ones, in order to investigate the validity of the theoretical analisys as well as the computer simulations and to quantify the converter performance.

8

9 ΠΡΟΛΟΓΟΣ Πρόλογος Στη παρούσα διπλωματική εργασία εξετάζεται η λειτουργία μιας νέας διάταξης διασύνδεσης φωτοβολταϊκών (Φ/Β) με το δίκτυο χαμηλής τάσης των αστικών περιοχών. Πιο συγκεκριμένα, μελετάται και κατασκευάζεται μια ηλεκτρονική διάταξη χωρίς απομόνωση και συγκεκριμένα ένας αντιστροφέας τοπολογίας Buck-Boost μικρής ισχύος. Αναλυτικά, δίνεται μια εισαγωγή σχετικά με το ενεργειακό πρόβλημα που αντιμετωπίζει ο πλανήτης και τις αιτίες που έχουν οδηγήσει στη δημιουργία του. Επίσης γίνεται μια γενική αναφορά στις Ανανεώσιμες Πηγές Ενέργειας (Α.Π.Ε) και τις μορφές αυτών, με μια περαιτέρω ανάλυση της ηλιακής ενέργειας σε σχέση με τα φωτοβολταϊκά πλαίσια. Στο κεφάλαιο 1 αναφέρεται το φωτοβολταϊκό φαινόμενο και ο τρόπος λειτουργίας των φωτοβολταϊκών πλαισίων. Επίσης, αναφέρονται και οι κατηγορίες μετατροπέων σύνδεσης των Φ/Β συστημάτων με το δίκτυο. Στο κεφάλαιο 2 γίνεται η περιγραφή του αντιστροφέα τοπολογίας Buck-Boost, καθώς επίσης δίνεται μια εκτενής αναφορά σχετικά με τον τρόπο λειτουργίας του μετατροπέα αυτού. Στο κεφάλαιο 3 παρουσιάζεται η μέθοδος ελέγχου που επιλέχθηκε, μεταξύ διαφόρων μεθόδων, να διερευνηθεί σε πρώτη φάση. Επίσης, παρουσιάζονται τα αποτελέσματα προσομοιώσεων της λειτουργίας του μετατροπέα, στον έλεγχο με την προαναφερθήσα μέθοδο τόσο για σύνδεση με ωμικό φορτίο, όσο και σε περίπτωση σύνδεσης με το δίκτυο. Στο κεφάλαιο 4 παρουσιάζεται ο τελικός έλεγχος που εφαρμόστηκε και στην πειραματική διάταξη, ο οποίος επιλέχθηκε διότι έδινε τα επιθυμητά αποτελέσματα στην έξοδο, ακόμα και σε περίπτωση μεταβολών του φορτίου. Παρουσιάζονται τα αποτελέσματα των προσομοιώσεων για σύνδεση με ωμικό φορτίο, αλλά και για σύνδεση με το δίκτυο. Τέλος, καταγράφονται κάποια συμπεράσματα με βάση τα αποτελέσματα των δύο ελέγχων που μελετήθηκαν. Στο κεφάλαιο 5 αναφέρεται λεπτομερώς η σχεδίαση και η κατασκευή των πλακετών που υλοποιούν τη διάταξη του αντιστροφέα. Συγκεκριμένα, αναφέρεται ο τρόπος με τον οποίο επιλέχθηκαν τα διακοπτικά στοιχεία ισχύος, ο μικροελεγκτής DSPIC30F4011 με τα περιφερειακά που διαθέτει και είναι απαραίτητα για τον έλεγχο του μετατροπέα, καθώς και τα επιμέρους ολοκληρωμένα στοιχεία που χρησιμοποιήθηκαν. Στο κεφάλαιο 6 γίνεται η δοκιμή του μετατροπέα και παρουσιάζονται τα πειραματικά αποτελέσματα προκειμένου να συγκριθούν με τα θεωρητικά και να γίνουν οι απαραίτητες παρατηρήσεις. I

10 Πρόλογος Τέλος, καταγράφεται η βιβλιογραφία που χρησιμοποιήθηκε και στα παραρτήματα ενσωματώνονται τα φυλλάδια των κατασκευαστών των στοιχείων που χρησιμοποιήθηκαν, τα τυπωμένα κυκλώματα των πλακετών που υλοποιήθηκαν καθώς και ο κώδικας του μικροελεγκτή για τον έλεγχο του μετατροπέα. Στο σημείο αυτό θα ήθελα να ευχαριστήσω θερμά τον επιβλέποντα καθηγητή της διπλωματικής μου εργασίας, Δρ.-Μηχ. Εμμανουήλ Τατάκη, για την εμπιστοσύνη που μου έδειξε με την ανάθεση της παρούσας διπλωματικής εργασίας, τις πολύτιμες συμβουλές και την καθοδήγηση που μου πρόσφερε. Επίσης ευχαριστίες αρμόζουν σ όλους τους προπτυχιακούς και μεταπτυχιακούς φοιτητές του Εργαστηρίου Ηλεκτρομηχανικής Μετατροπής Ενέργειας για το ιδιαίτερα φιλικό κλίμα και τις συμβουλές που μου πρόσφεραν κατά τη διάρκεια της παρούσας διπλωματικής εργασίας. Ιδιαίτερες ευχαριστίες στον υποψήφιο διδάκτορα κ. Γιώργο Χρηστίδη, ο οποίος βοήθησε τα μέγιστα στην υλοποίηση αυτής της διπλωματικής με τις γνώσεις του και τις συμβουλές του. Ένα μεγάλο ευχαριστώ θα ήθελα να πω στους φίλους μου για την στήριξη, την κατανόηση που έδειξαν και τις απίστευτες στιγμές που ζήσαμε αυτά χρόνια και χάρη σ αυτούς έγινα καλύτερος άνθρωπος. Τέλος, ένα τεράστιο ευχαριστώ στην οικογένεια μου που με στήριξε καθ όλη τη διάρκεια των σπουδών μου και ήταν πάντα δίπλα μου σε κάθε χαρούμενη, αλλά και δύσκολη στιγμή, αποτελώντας κίνητρο για μένα, ώστε να τους κάνω χαρούμενους και υπερήφανους με κάθε μου πράξη. II

11 ΠΙΝΑΚΑΣ ΠΕΡΙΕΧΟΜΕΝΩΝ III Πίνακας Περιεχομένων ΕΙΣΑΓΩΓΗ ΕΝΕΡΓΕΙΑΚΟ ΠΡΟΒΛΗΜΑ ΑΝΑΝΕΩΣΙΜΕΣ ΠΗΓΕΣ ΕΝΕΡΓΕΙΑΣ Ε.1 Ενεργειακό πρόβλημα Ε.2 Ανανεώσιμες πηγές ενέργειας ΚΕΦΑΛΑΙΟ ΦΩΤΟΒΟΛΤΑΪΚΑ ΣΥΣΤΗΜΑΤΑ ΚΑΙ ΤΡΟΠΟΙ ΔΙΑΣΥΝΔΕΣΗΣ ΤΟΥΣ ΜΕ ΤΟ ΔΙΚΤΥΟ Φωτοβολταϊκό σύστημα Αρχή λειτουργίας φωτοβολταϊκού κυττάρου Κατηγοριοποίηση φωτοβολταϊκών συστημάτων Αντιστροφείς φωτοβολταϊκών συστημάτων ΚΕΦΑΛΑΙΟ ΑΝΑΛΥΣΗ ΜΕΤΑΤΡΟΠΕΑ ΔΙΑΤΑΞΗΣ Εισαγωγή Ανάλυση Σ.Τ.-Σ.Τ. μετατροπέα buck-boost Συνοπτική παρουσίαση του αντιστροφέα τύπου Buck-Boost Ανάλυση λειτουργίας μετατροπέα ΚΕΦΑΛΑΙΟ ΔΙΕΡΕΥΝΗΣΗ ΜΕΘΟΔΩΝ ΕΛΕΓΧΟΥ ΚΑΙ ΑΠΟΤΕΛΕΣΜΑΤΑ ΠΡΟΣΟΜΟΙΩΣΕΩΝ Εισαγωγή Μέθοδος PWM Μέθοδος PWM με αναφορά βασισμένη στις επιθυμητές τάσεις εξόδου των πυκνωτών Σύνδεση με ωμικό φορτίο Ωμικό φορτίο R=330Ω Ωμικό φορτίο R=660Ω Σύνδεση με δίκτυο ΚΕΦΑΛΑΙΟ ΤΕΛΙΚΗ ΜΕΘΟΔΟΣ ΕΛΕΓΧΟΥ ΚΑΙ ΠΡΟΣΟΜΟΙΩΣΗ ΣΥΣΤΗΜΑΤΟΣ Εισαγωγή PI ελεγκτής Μέθοδος PWM σε συνδυασμό με PI ελεγκτή Σύνδεση με ωμικό φορτίο Ωμικό φορτίο R=330Ω Ωμικό φορτίο R=660Ω Σύνδεση με το δίκτυο Συμπεράσματα προσομοιώσεων

12 Πίνακας Περιεχομένων ΚΕΦΑΛΑΙΟ ΕΠΙΛΟΓΗ ΣΤΟΙΧΕΙΩΝ ΚΑΙ ΣΧΕΔΙΑΣΗ ΠΕΙΡΑΜΑΤΙΚΗΣ ΔΙΑΤΑΞΗΣ Εισαγωγή Πλακέτα ισχύος Κύκλωμα αντιστροφέα Επιλογή διακοπτικών στοιχείων ισχύος Πηνία Πυκνωτής εισόδου Πυκνωτές εξόδου Απαγωγείς θερμότητας ημιαγωγικών στοιχείων Διαιρέτες τάσης Μέρος κυκλώματος παλμοδότησης Οπτοζεύκτης Οδηγός παλμών Ρυθμιστής τάσης Δίοδος Zener Απεικόνιση πλακέτας ισχύος Πλακέτα Ελέγχου Μικροελεγκτής MPLAB PICkit Ενισχυτής ρεύματος Ενισχυτής τάσης Πυκνωτής εισόδου Σχηματική απεικόνιση πορείας παλμών Πλακέτα τροφοδοσίας ΚΕΦΑΛΑΙΟ ΠΕΙΡΑΜΑΤΙΚΕΣ ΜΕΤΡΗΣΕΙΣ-ΑΠΟΤΕΛΕΣΜΑΤΑ Εισαγωγή Πειραματικές μετρήσεις με βάση τη μέθοδο PWM με αναφορά βασισμένη στις επιθυμητές τάσεις εξόδου των πυκνωτών Τάση εισόδου 20V, φορτίο 660Ω Τάση εισόδου 30V, φορτίο 660Ω Τάση εισόδου 50V, φορτίο 660Ω Τάση εισόδου 80V, φορτίο 660Ω Τάση εισόδου 80V, φορτίο 330Ω Πειραματικές μετρήσεις με βάση τη μέθοδο PWM σε συνδυασμό με PI ελεγκτή Συμπεράσματα και παρατηρήσεις με βάση τα πειράματα Βιβλιογραφία IV

13 Πίνακας Περιεχομένων ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Α ΣΧΗΜΑΤΙΚΑ ΚΑΙ ΤΥΠΩΜΕΝΑ ΚΥΚΛΩΜΑΤΑ ΠΛΑΚΕΤΩΝ ΣΤΟ ΠΡΟΓΡΑΜΜΑ KICAD Πλακέτα ισχύος Πλακέτα ελέγχου ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Β ΚΩΔΙΚΕΣ ΠΡΟΓΡΑΜΜΑΤΙΣΜΟΥ ΤΟΥ ΜΙΚΡΟΕΛΕΓΚΤΗ Κώδικας ελέγχου βασισμένη στα επιθυμητά αποτελέσματα εξόδου Κώδικας ελέγχου της τάσης των πυκνωτών V

14

15 Εισαγωγή ΕΙΣΑΓΩΓΗ ΕΝΕΡΓΕΙΑΚΟ ΠΡΟΒΛΗΜΑ ΑΝΑΝΕΩΣΙΜΕΣ ΠΗΓΕΣ ΕΝΕΡΓΕΙΑΣ Ε.1 Ενεργειακό πρόβλημα Μέχρι το 19 ο αιώνα ο άνθρωπος κάλυπτε τις ανάγκες του με ανανεώσιμες πηγές ενέργειας όπως η ηλιακή, η αιολική (ανεμόμυλοι) ή η υδραυλική (νερόμυλοι). Με την πάροδο του χρόνου όμως, η παραγωγή ενέργειας σε διεθνές επίπεδο στηρίχθηκε σε συμβατικές ενεργειακές τεχνολογίες και στα ορυκτά καύσιμα, δηλαδή στους φυσικούς πόρους της Γης όπως το πετρέλαιο, ο άνθρακας, ο λιγνίτης, το φυσικό αέριο. Οι διαρκώς αυξανόμενες καταναλωτικές τάσεις των ανθρώπων και ο ανταγωνισμός μεταξύ των κρατών οδηγούν σε μια βαθμιαία εξάντληση των πόρων αυτών, συλλέγοντας από αυτή πολύ περισσότερα απ' όσα έχουμε ανάγκη και απ' όσα μπορεί να μας δώσει. Η αλόγιστη χρήση των πόρων αυτών λοιπόν, οδήγησε σε αυτό που σήμερα ονομάζουμε «ενεργειακό ζήτημα». Το «ενεργειακό ζήτημα» ορίζεται και προκύπτει από τις εξής παραμέτρους: α) Η αύξηση του πληθυσμού της Γης, σε συνδυασμό με την τεχνολογική ανάπτυξη, αύξησε τις απαιτήσεις για την κατανάλωση ενέργειας. Αυτό το γεγονός γίνεται εύκολα αντιληπτό, αν αναλογιστούμε τον αριθμό των ηλεκτρικών συσκευών που χρησιμοποιούμε ή το πλήθος των αυτοκινήτων και των μέσων μεταφοράς. β) Οι παραπάνω απαιτήσεις καλύπτονται κατά περίπου 85% από τον ορυκτό πλούτο της Γης, ο οποίος όμως δεν είναι ανεξάντλητος. γ) Αυτός ο πλούτος δεν είναι ελεύθερα διαθέσιμος σε κάθε χώρα, αλλά σε μια μειοψηφία χωρών, οι οποίες ουσιαστικά καθορίζουν την τιμή του πλούτου αυτού. Στη διαβάθμιση της τιμής παίζουν ρόλο πολλοί αστάθμητοι παράγοντες ρόλο [1]. δ) Η χρήση των ορυκτών καυσίμων δημιουργεί σοβαρό περιβαλλοντικό πρόβλημα με δυσμενέστατες συνέπειες στα οικοσυστήματα. Συγκεκριμένα οι εκπομπές επικίνδυνων ρύπων, όπως τα οξείδια του αζώτου, οι ενώσεις του θείου και το διοξείδιο του άνθρακα, επισύρουν μεγάλες κλιματικές αλλαγές, οι οποίες οδηγούν στο «φαινόμενο του θερμοκηπίου». Ο όρος αυτός τα τελευταία χρόνια έχει συνδεθεί με την υπερθέρμανση τη Γης λόγω της ρύπανσης της ατμόσφαιρας, ενώ αρχικά χρησιμοποιήθηκε για να περιγραφθεί η φυσική διαδικασία με την οποία η ατμόσφαιρα του πλανήτη συμβάλλει στη θέρμανση του. Μια λύση στο παραπάνω «ενεργειακό πρόβλημα» είναι οι ανανεώσιμες πηγές ενέργειας

16 Εισαγωγή Ε.2 Ανανεώσιμες πηγές ενέργειας Οι ανανεώσιμες μορφές ενέργειας (ΑΠΕ) ή ήπιες μορφές ενέργειας, είναι μορφές εκμεταλλεύσιμης ενέργειας που προέρχονται από διάφορες φυσικές διαδικασίες, όπως ο ήλιος, ο άνεμος, η γεωθερμία, ο κύκλος του νερού και άλλα. Ο όρος «ήπιες» αναφέρεται σε δύο βασικά χαρακτηριστικά τους. Κατ αρχάς, για την εκμετάλλευσή τους δεν απαιτείται κάποια ενεργητική παρέμβαση, όπως εξόρυξη, άντληση ή καύση, όπως με τις μέχρι τώρα χρησιμοποιούμενες πηγές ενέργειας, αλλά απλώς η εκμετάλλευση της ήδη υπάρχουσας ροής ενέργειας στη φύση. Δεύτερον, πρόκειται για «καθαρές» μορφές ενέργειας, πολύ «φιλικές» στο περιβάλλον, που δεν αποδεσμεύουν υδρογονάνθρακες, διοξείδιο του άνθρακα ή τοξικά και ραδιενεργά απόβλητα [2]. Κύρια χαρακτηριστικά και πλεονεκτήματα των ΑΠΕ είναι ότι είναι ανεξάντλητες και φιλικές προς το περιβάλλον. Μπορούν επίσης να βοηθήσουν μικρές και αναπτυσσόμενες χώρες, ώστε να είναι ενεργειακά αυτάρκεις. Είναι ευέλικτες εφαρμογές, μ αποτέλεσμα να μην υπάρχει θέμα με την μεταφορά της ενέργειας σε μεγάλες αποστάσεις και ο εξοπλισμός είναι απλός στην κατασκευή και στην συντήρηση [2]. Τα είδη των ανανεώσιμων μορφών ενέργειας είναι τα εξής: Αιολική ενέργεια. Ονομάζεται η ενέργεια που προκύπτει από την εκμετάλλευση του πνέοντος ανέμου. Η σημερινή τεχνολογία βασίζεται σε ανεμογεννήτριες οριζόντιου άξονα 2 ή 3 πτερυγίων, με αποδιδόμενη ισχύ kw [3]. Αρχικά η ενέργεια του ανέμου μετατρέπεται σε κινητική στα πτερύγια της ανεμογεννήτριας. Η ενέργεια αυτή, με τη βοήθεια ενός κιβωτίου ταχυτήτων κινεί το ρότορα μιας γεννήτριας. Μ αυτό τον τρόπο έχουμε παραγωγή ηλεκτρικής ενέργειας

17 Εισαγωγή Σχήμα Ε.1: Ανεμογεννήτρια [4] Υδραυλική. Υδραυλική και εν μέρει υδροηλεκτρική ενέργεια είναι η ενέργεια που αποταμιεύεται ως δυναμική ενέργεια μέσα σε βαρυτικό πεδίο με τη συσσώρευση μεγάλων ποσοτήτων νερού σε υψομετρική διαφορά από τη συνέχιση της ροής του ελεύθερου νερού, και αποδίδεται ως κινητική μέσω της υδατόπτωσης. Η ενέργεια αυτή, μπορεί να χρησιμοποιείται επιτόπου (π.χ. νερόμυλοι), είτε να μετατρέπεται σε άλλες μορφές και να αποθηκεύεται για μελλοντική χρήση. Φυσικά, μόνο σε περιοχές με σημαντικές υδατοπτώσεις, πλούσιες πηγές και κατάλληλη γεωλογική διαμόρφωση είναι δυνατόν να κατασκευασθούν κατάλληλες εγκαταστάσεις για την εκμετάλλευση αυτής της μορφής την ενέργεια [5]. Βιομάζα. Αποκαλείται οποιοδήποτε υλικό που παράγεται από ζωντανούς οργανισμούς (π.χ. ξύλο, κτηνοτροφικά απόβλητα, απόβλητα βιομηχανιών τροφίμων ή ζωοτροφών) και μπορεί να χρησιμοποιηθεί ως καύσιμο για παραγωγή ενέργειας. Τα κύρια πλεονεκτήματα της βιομάζας είναι ότι κατά την καύση της, το διοξείδιο του άνθρακα που παράγεται δεσμεύεται πάλι από τα φυτά, άρα δε συμβάλλει στο φαινόμενο του θερμοκηπίου. Και δεύτερον δεν περιέχει θείο, μ αποτέλεσμα τον περιορισμό των εκπομπών του διοξειδίου του θείου, που προκαλεί την όξινη βροχή [6]. Γεωθερμική ενέργεια. Ονομάζεται η φυσική θερμική ενέργεια της Γης που διαρρέει από το θερμό εσωτερικό προς την επιφάνεια της. Η μετάδοση της θερμότητας αυτής πραγματοποιείται με δύο τρόπους. Πρώτον, με αγωγή από το εσωτερικό προς την - 3 -

18 Εισαγωγή επιφάνεια με ρυθμό 0,04-0,06 W/m 2. Δεύτερον, με ρεύματα μεταφοράς, που περιορίζονται όμως στις ζώνες κοντά στα όρια των λιθοσφαιρικών πλακών, λόγω ηφαιστειακών και υδροθερμικών φαινομένων [7]. Ενέργεια από θάλασσα. Περιλαμβάνει όλες τις ενέργειες αυτές, που μπορούν να προκύψουν μέσω της θάλασσας, όπως παλίρροιες, κύματα καθώς και την ενέργεια των ωκεανών. Στις παλίρροιες και στα κύματα εκμεταλλευόμαστε την ενέργεια σε κινητική μορφή, ενώ η ενέργεια των ωκεανών εκμεταλλεύεται τη διαφορά θερμοκρασίας των στρωμάτων του ωκεανού, κάνοντας χρήση θερμικών κύκλων [2]. Ωσμωτική ενέργεια. Η ανάμειξη γλυκού με θαλασσινού νερού απελευθερώνει μεγάλες ποσότητες ενέργειας. Η ανάκτηση της ενέργειας αυτής γίνεται όταν το γλυκό νερό διαχωρίζεται από το θαλασσινό μέσω μιας ημί-διαπερατής μεμβράνης και το γλυκό νερό περνάει μέσω αυτής [2]. Σχήμα Ε.2: Παράδειγμα παραγωγής ωσμωτικής ενέργειας [8] Ηλιακή ενέργεια. Χαρακτηρίζεται το σύνολο των διαφόρων μορφών ενέργειας που προέρχονται από τον ήλιο. Τέτοιες είναι το φως ή φωτεινή ενέργεια, η θερμότητα ή θερμική ενέργεια καθώς και διάφορες ακτινοβολίες [9]. Η ηλιακή ενέργεια είναι πρακτικά ανεξάντλητη και το ποσό που φθάνει κάθε χρόνο στην επιφάνεια της γης είναι της τάξεως των 10 8 kwh [10]. Μπορούμε να εκμεταλλευτούμε την ενέργεια αυτή μέσω τριών ειδών συστήματα: τα παθητικά ηλιακά συστήματα, τα ενεργητικά ηλιακά συστήματα και τα φωτοβολταϊκά συστήματα [9]. Τα δύο πρώτα είδη συστημάτων, μέσω της βασικής αρχής του φαινομένου του θερμοκηπίου, χρησιμοποιούνται για θέρμανση και όχι για παραγωγή - 4 -

19 Εισαγωγή ηλεκτρισμού. Βρίσκουν εφαρμογή κυρίως σε οικίες, π.χ. για θέρμανση χώρων ή ακόμα και σε βιομηχανίες, π.χ. για παραγωγή ατμού. Τα φωτοβολταϊκά συστήματα από την άλλη πλευρά, χρησιμοποιούνται για την παραγωγή ηλεκτρισμού, βασισμένα στο φωτοβολταϊκό φαινόμενο. Το φωτοβολταϊκό φαινόμενο ανακαλύφθηκε το 1839 από τον Alexandre-Edmond Bacquerel. Εν συντομία, περιγράφεται ως η πόλωση των ηλεκτρικών φορτίων που συμβαίνει σε υλικά (ημιαγωγούς, ημιαγωγικές διατάξεις), όταν αυτά εκτεθούν στην ηλιακή ακτινοβολία. Η πόλωση των ηλεκτρικών φορτίων μεταφράζεται ως δημιουργία διαφοράς δυναμικού μεταξύ των δημιουργούμενων πόλων, δηλαδή την ύπαρξη μιας ηλεκτρικής γεννήτριας [11]. Σχήμα Ε.3: Φωτοβολταϊκά πλαίσια [12] Ο αριθμός των Φ/Β πλαισίων αυξάνεται όλο και περισσότερο με την πάροδο του χρόνου. Αυτό είναι κάτι που αναμενόταν να συμβεί για δύο κυρίως λόγους. Πρώτον, διότι το κόστος παραγωγής τους πλέον βρίσκεται σε χαμηλότερα επίπεδα σε σχέση με παλαιότερα, λόγω του ανταγωνισμού των κατασκευαστών. Δεύτερον, οι κυβερνήσεις κρατών δίνουν κίνητρα για τη χρήση φωτοβολταϊκών πλαισίων, με σκοπό τη μείωση των επιπτώσεων στο περιβάλλον από τη χρήση των μέχρι τώρα συμβατικών μεθόδων παραγωγής ενέργειας. Οι παραπάνω λόγοι αποτελούν σημαντικά κίνητρα, ώστε να αναπτυχθεί ακόμα περισσότερο η τεχνολογία αυτή. Ένα πρόσφατο παράδειγμα της αυξανόμενης χρήσης φωτοβολταϊκών, είναι η σύνδεση με το ηλεκτρικό δίκτυο, του μεγαλύτερου φωτοβολταϊκού πάρκου στην Ευρώπη ισχύος 300ΜW στο Σεστάς της Γαλλίας [13]

20 - 6 - Εισαγωγή

21 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 1 Κεφάλαιο 1 ΦΩΤΟΒΟΛΤΑΪΚΑ ΣΥΣΤΗΜΑΤΑ ΚΑΙ ΤΡΟΠΟΙ ΔΙΑΣΥΝΔΕΣΗΣ ΤΟΥΣ ΜΕ ΤΟ ΔΙΚΤΥΟ 1.1 Φωτοβολταϊκό σύστημα Ένα φωτοβολταϊκό σύστημα αποτελείται από πολλά πλαίσια συνδεδεμένα σε σειρά ή/και παράλληλα μεταξύ τους. Το κάθε πλαίσιο αποτελείται συνήθως από 60 ή 72 κύτταρα. Μελέτες έχουν δείξει ότι ακόμα και ένα πλαίσιο με κύτταρα, συνδεδεμένα σε σειρά μεταξύ τους, μπορεί να δώσει ικανοποιητικά αποτελέσματα [14]. Η μικρότερη μονάδα λοιπόν, ενός φωτοβολταϊκού συστήματος είναι το φωτοβολταϊκό κύτταρο Αρχή λειτουργίας φωτοβολταϊκού κυττάρου Κάθε φωτοβολταϊκό κύτταρο και κατ επέκταση κάθε φωτοβολταϊκό σύστημα λειτουργεί με βάση το φωτοβολταϊκό φαινόμενο. Κατά το φαινόμενο αυτό, μετατρέπεται το ηλιακό φως απευθείας σε ηλεκτρική ενέργεια. Η πρόσπτωση ηλιακής ακτινοβολίας πάνω στο ηλιακό κύτταρο προκαλεί την εμφάνιση διαφοράς δυναμικού, μ αποτέλεσμα την παραγωγή ηλεκτρικής ισχύος. Για να λάβει χώρα το φωτοβολταϊκό φαινόμενο απαιτείται το υλικό κατασκευής του κυττάρου να έχει κάποιες συγκεκριμένες ιδιότητες όπως θα εξηγηθεί παρακάτω. Γι αυτόν το λόγο τα σύγχρονα κύτταρα αποτελούνται από ημιαγωγούς (κατά κύριο λόγο από πυρίτιο) σε μορφή p-n επαφής. Όταν ηλιακή ακτινοβολία προσπίπτει στην επιφάνεια του κυττάρου δεν απορροφάται στο σύνολό της από αυτό. Ένα μέρος της προσπίπτει, ανακλάται και επιστρέφει στο περιβάλλον. Για ένα άλλο μέρος της, ο ημιαγωγός λειτουργεί ως διαφανές σώμα μ αποτέλεσμα να τον διαπεράσει και να απορροφηθεί στην πίσω μεταλλική επαφή του κρυστάλλου παράγοντας θερμότητα. Το υπόλοιπο μέρος της ακτινοβολίας διεισδύει και απορροφάται στον ημιαγωγό. Από την ακτινοβολία αυτή, το μέρος που αποτελείται από φωτόνια μικρότερης ενέργειας του ενεργειακού διακένου του ημιαγωγού (Ef < Eg, όπου Εf=h*f ενέργεια φωτονίων και Eg ενέργεια διακένου ημιαγωγού), ταλαντώνει του δεσμούς μεταξύ των ατόμων του ημιαγωγού, χωρίς να τους εξασθενεί όμως. Τα ηλεκτρόνια αποκτούν κινητική ενέργεια, ανεβαίνουν σε ασταθείς ενεργειακές στάθμες και επιστρέφουν στις αρχικές τους θέσεις, αποδίδοντας την κινητική ενέργεια που είχαν αποκτήσει υπό μορφή θερμότητας. Το μέρος της ακτινοβολίας τώρα, που αποτελείται από φωτόνια με ενέργεια ίση ή μεγαλύτερη του ενεργειακού χάσματος (Ef Eg), είναι σε θέση ν - 7 -

22 Κεφάλαιο 1 αλλάξει τις ενεργειακές ιδιότητες του κρυστάλλου. Όταν λοιπόν, απορροφηθεί ακτινοβολία τέτοιας ενέργειας, το ηλεκτρόνιο ενός δεσμού μπορεί να μετακινηθεί σε μια υψηλότερη ενεργειακή στάθμη (ζώνη αγωγιμότητας), αφήνοντας πίσω του στη ζώνη σθένους, μια οπή. Μ αυτόν τον τρόπο υπάρχει πληθώρα ζευγών ηλεκτρονίων-οπών που αποτελούν το κύριο αποτέλεσμα του φωτοβολταϊκού φαινομένου. Τα ζεύγη αυτά όμως, δεν μπορούν από μόνα τους να παράξουν ρεύμα, διότι θα εκτελούν για σύντομο χρονικό διάστημα τυχαίες διαδρομές και θα επανέρχονται στις αρχικές του θέσεις, εάν δεν υπάρχει και κάποιος άλλος μηχανισμός ο οποίος να διαχωρίζει τα ζεύγη αυτά ώστε να μην επανασυνδεθούν. Ο μηχανισμός αυτός είναι το φράγμα δυναμικού. Για τη δημιουργία του φράγματος αυτού χρησιμοποιείται, όπως αναφέρθηκε πιο πάνω, υλικό τύπου n (στο οποίο τα ηλεκτρόνια αποτελούν τους φορείς πλειονότητας) και υλικό τύπου p (στο οποίο οι οπές αποτελούν τους φορείς πλειονότητας) σε επαφή μεταξύ τους. Τα υλικά αυτά προκύπτουν, ύστερα από κατάλληλες προσμίξεις ώστε ο κρύσταλλος να παραμένει ηλεκτρικά ουδέτερος, αλλάζοντας όμως τις ηλεκτρικές του ιδιότητες. Με αυτά τα δύο τύπου υλικά σε επαφή, ελεύθερα ηλεκτρόνια από το υλικό τύπου -n εισέρχονται (μέσω διάχυσης) στο υλικό τύπου p και αντίστοιχα ελεύθερες οπές από το υλικό τύπου p εισέρχονται (και πάλι μέσω διάχυσης) στο υλικό τύπου n. Έτσι δημιουργείται και το ρεύμα διάχυσης και υπάρχει μέχρι τη στιγμή όπου θα επέλθει ισορροπία. Η ισορροπία αυτή, επέρχεται από τη στιγμή που τα φορτισμένα σωματίδια που μεταφέρθηκαν στις δύο πλευρές δημιουργούν ένα ηλεκτρικό πεδίο (φράγμα δυναμικού) και εμποδίζεται η παραπέρα μεταπήδηση φορέων. Από την άλλη πλευρά, οι φορείς μειονότητας (οπές στην πλευρά τύπου n και ηλεκτρόνια στην πλευρά τύπου -p) της κάθε πλευράς δεν εμποδίζονται από το φράγμα, μ αποτέλεσμα να οδηγούνται στην απέναντι πλευρά λόγω του ηλεκτρικού πεδίου και να συνιστούν το ρεύμα ολισθήσεως [15]. Η όλη παραπάνω διαδικασία οδηγεί στη δημιουργία μιας διαφοράς δυναμικού: πλεόνασμα αρνητικών φορτίων στην πλευρά τύπου n και πλεόνασμα θετικών φορτίων στην πλευρά τύπου p. Συνδέοντας τις δύο πλευρές του κυττάρου μέσω ενός εξωτερικού κυκλώματος, όπως φαίνεται στο παρακάτω σχήμα, θα υπάρξει ροή ρεύματος διαμέσου του κυκλώματος

23 Κεφάλαιο 1 Σχήμα 1.1: Λειτουργία φωτοβολταϊκού κυττάρου [16] Όταν ένα ηλιακό κύτταρο δεν φωτίζεται έχει την ίδια λειτουργία με μία δίοδο p-n και το ρεύμα του δίνεται από την εξίσωση: q V I = I O (exp ( ) 1) (1.1) k T όπου V η τάση του κυττάρου, IO το ρεύμα κόρου της διόδου, k η σταθερά Boltzmann και T η απόλυτη θερμοκρασία. Αν το κύτταρο φωτίζεται έχουμε και την εμφάνιση του φωτορεύματος IL, οπότε η εξίσωση (1.1) μετατρέπεται στην παρακάτω: q V I = I O (exp ( k T ) 1) I Ρ (1.2) Όπως παρατηρείται, από τις παραπάνω εξισώσεις, η σχέση μεταξύ του ρεύματος και της τάσης ενός ηλιακού κυττάρου δεν είναι γραμμική. Σε αυτό το συμπέρασμα θα καταλήξουμε σχεδιάζοντας το ισοδύναμο κύκλωμα του φωτοβολταϊκού κυττάρου που παρουσιάζεται στο σχήμα 1.2. Σχήμα 1.2: Ιδανικό ισοδύναμο ηλιακού κυττάρου [17] - 9 -

24 Κεφάλαιο 1 Εδώ πρέπει να αναφερθεί ότι το πραγματικό ισοδύναμο ενός ηλιακού κυττάρου περιέχει και δύο ακόμα αντιστάσεις. Μια αντίσταση παράλληλα στη δίοδο (RSH) και μια σε σειρά με την έξοδο (RS). Η παράλληλη αντίσταση οφείλεται σε διαρροές των φορέων και είναι της τάξεως των kω, ενώ η σε σειρά αντίσταση παριστάνει σε συγκεντρωμένη μορφή όλα τα κατανεμημένα στοιχεία αντίστασης και είναι της τάξεως των Ω[15]. Το πραγματικό ισοδύναμο απεικονίζεται στο σχήμα 1.3. Μπορούν όμως να παραλειφθούν οι αντιστάσεις αυτές και έτσι η εξίσωση 1.2 να αποτελέσει μια πολύ καλή προσέγγιση του ρεύματος. Σχήμα 1.3: Πραγματικό ισοδύναμο ηλιακού κυττάρου Με βάση την εξίσωση αυτή καταλήγουμε στη χαρακτηριστική I-V ενός φωτοβολταϊκού κυττάρου για δεδομένη ακτινοβολία και θερμοκρασία, όπως φαίνεται στο σχήμα 1.4. Η γραφική παράσταση αυτή, δίνει πολύ σημαντικές πληροφορίες για ορισμένα μεγέθη που αφορούν το κύτταρο. Τα πρώτα μεγέθη που μας παρουσιάζει είναι η τιμή του ρεύματος βραχυκύκλωσης (ISC) και της τάσεως ανοιχτοκύκλωσης (VOC). Το ρεύμα βραχυκύκλωσης, είναι το ρεύμα που προκύπτει όταν η τάση είναι μηδέν και είναι ίσο με το φωτόρευμα όταν δεν λαμβάνεται υπόψιν η αντίσταση RS. Η τάση ανοιχτοκύκλωσης προκύπτει για μηδενικό ρεύμα, έχει τιμή 0,5-0,6 V για οποιοδήποτε κύτταρο και είναι ανεξάρτητη της επιφάνειας. Επίσης, η χαρακτηριστική αυτή, διευκολύνει στο να εντοπιστεί το σημείο μέγιστης ισχύος, δηλαδή το σημείο εκείνο στο οποίο παράγεται η μέγιστη ισχύς (Pmp). Το σημείο αυτό βρίσκεται εκεί όπου μπορεί να κατασκευαστεί το ορθογώνιο με την μεγαλύτερη επιφάνεια μέσα στην I-V χαρακτηριστική

25 Κεφάλαιο 1 Σχήμα 1.4: I-V χαρακτηριστική φωτοβολταϊκού κυττάρου [18] Κατηγοριοποίηση φωτοβολταϊκών συστημάτων Η κατηγοριοποίηση των φωτοβολταϊκών συστημάτων διαφέρει ανάλογα με βάση ποιο κριτήριο χρησιμοποιείται κάθε φόρα. Τέτοια κριτήρια για παράδειγμα μπορεί να είναι το υλικό κατασκευής, ο τρόπος διασύνδεσής τους ή το φορτίο. Με βάση το υλικό κατασκευής υπάρχουν δύο κύριες κατηγορίες με διάφορες υποκατηγορίες η καθεμία: 1) Κρυσταλλικού πυριτίου Μονοκρυσταλλικού πυριτίου, με απόδοση πλαισίου 14,5% - 21% Πολυκρυσταλλικού πυριτίου, με απόδοση πλαισίου 13% - 14,5% 2) Λεπτών μεμβρανών Άμορφου πυριτίου, με απόδοση περίπου 7% Χαλκοπυριτών CIS/CIGS, με απόδοση 7% - 14% Επίσης υπάρχει η κατηγοριοποίηση με βάση το φορτίο. Αν το Φ/Β σύστημα συνδέεται με το δίκτυο ή όχι, υπάρχουν τα συνδεδεμένα στο δίκτυο φωτοβολταϊκά συστήματα και τα αυτόνομα αντίστοιχα. Ενώ υπάρχει και η κατηγοριοποίηση με βάση την παραγόμενη ισχύ σε: σταθμούς παραγωγής (>200kW), φωτοβολταϊκά συστήματα μεσαίου μεγέθους (10-200kW), καθώς και τα οικιακά φωτοβολταϊκά συστήματα (<10kW) [14]. Με βάση τον τρόπο διασύνδεσης των Φ/Β συστημάτων προκύπτουν οι εξής τέσσερις κατηγορίες: 1) Κεντρικοποιημένη τεχνολογία 2) Τεχνολογία αλυσίδας

26 Κεφάλαιο 1 3) Τεχνολογία πολλαπλών αλυσίδων 4) Τεχνολογία φωτοβολταϊκών πλαισίων εναλλασσόμενου ρεύματος (διατάξεις μικρής ισχύος, αποτελούμενες από ένα μόνο πλαίσιο και έναν αντιστροφέα ενός ή πολλών σταδίων) Για τα φωτοβολταϊκά πλαίσια της τέταρτης κατηγορίας μπορεί να γίνει επιπλέον υποκατηγοριοποίηση με βάση τον μετατροπέα που θα χρησιμοποιηθεί. Μ αυτόν τον τρόπο έχουμε τους μετατροπείς συνεχούς τάσης σε συνεχή τάση (Σ.Τ. σε Σ.Τ.) και τους μετατροπείς συνεχούς τάσης σε εναλλασσόμενη τάση (Σ.Τ. σε Ε.Τ.). Επιπλέον, μπορεί να γίνει κατηγοριοποίηση με βάση το πλήθος των μετατροπέων σε φωτοβολταϊκά συστήματα μιας βαθμίδας, δύο βαθμίδων ή πολλών βαθμίδων. Επίσης, πάλι με βάση τους μετατροπείς, έχουμε φωτοβολταϊκά συστήματα με μη απομονωμένους μετατροπείς και με απομονωμένους μετατροπείς, ανάλογα με αν ο μετατροπέας έχει μετασχηματιστή απομόνωσης [19]. 1.2 Αντιστροφείς φωτοβολταϊκών συστημάτων Όπως είναι γνωστό η τάση που παράγεται μέσω ενός φωτοβολταϊκού πλαισίου είναι μια συνεχής τάση. Για τη σύνδεση του φωτοβολταϊκού πλαισίου με το δίκτυο, πρέπει η τάση αυτή που παράγεται στην έξοδό του να μετατραπεί σε μία εναλλασσόμενη τάση. Η διαδικασία αυτή επιτυγχάνεται μέσω συσκευών που ονομάζονται αντιστροφείς ή αναστροφείς. Το κύριο κριτήριο με βάση το οποίο διαχωρίζονται οι αντιστροφείς, οι οποίοι χρησιμοποιούνται στις εφαρμογές με φωτοβολταϊκά, είναι η ύπαρξη ή μη ζεύξης συνεχούς τάσης. Με βάση το παραπάνω κριτήριο προκύπτουν τρεις διαφορετικές κατηγορίες αντιστροφέων: 1) Αντιστροφείς με ζεύξη Σ.Τ. 2) Αντιστροφείς χωρίς ζεύξη Σ.Τ. 3) Αντιστροφείς με ψευδοζεύξη Σ.Τ. Όσον αφορά την πρώτη κατηγορία, η διαδικασία μετατροπής της ενέργειας μπορεί να χωριστεί σε δύο στάδια: Στο πρώτο στάδιο η Σ.Τ. που παράγεται από το φωτοβολταϊκό πλαίσιο ανυψώνεται σε μια μεγαλύτερη τιμή κατάλληλη για τη λειτουργία του αντιστροφέα. Και στο δεύτερο στάδιο ο αντιστροφέας μετατρέπει τη Σ.Τ. σε Ε.Τ. Η ζεύξη αυτή μεταξύ των δύο σταδίων επιτυγχάνεται με τη χρησιμοποίηση ενός ηλεκτρολυτικού

27 Κεφάλαιο 1 πυκνωτή μεγάλης χωρητικότητας. Σε αυτές τις τοπολογίες εντοπίζονται δύο βασικά μειονεκτήματα. Πρώτον, λόγω του ότι η τεχνική ελέγχου που εφαρμόζεται είναι η PWM, οι μετατροπείς συμπεριφέρονται ως πηγές τάσης, οπότε η εφαρμογή τους είναι μια πολύπλοκη διαδικασία. Δεύτερον, κατά τις μεταβιβάσεις των ημιαγωγικών διακοπτικών στοιχείων του μετατροπέα από την αγωγή στην αποκοπή ή και το ανάποδο έχουμε διακοπτικές απώλειες, άρα και μικρότερη απόδοση. Στη δεύτερη κατηγορία, η διάταξη των στοιχείων είναι τέτοια ώστε να μην υπάρχει καθόλου ζεύξη Σ.Τ. Αρχικά, η τάση εισόδου ανυψώνεται στο επίπεδο της τάσης δικτύου και μετατρέπεται σε μια εναλλασσόμενη τάση υψηλής συχνότητας. Στο τέλος, μέσω ενός μετατροπέα συχνότητας αποκτά τη συχνότητα δικτύου. Ένα σημαντικό πλεονέκτημα της κατηγορίας αυτής είναι το μικρότερο πλήθος στοιχείων. Υπάρχει όμως ένα κύριο μειονέκτημα: Απαιτούν πολυπλοκότερο έλεγχο, επειδή δεν υπάρχουν ξεχωριστά στάδια όσον αφορά τη μετατροπή ενέργειας. Στους αντιστροφείς της τρίτης κατηγορίας, ανάμεσα στο στάδιο της ανύψωσης και το στάδιο αντιστροφής παρατηρείται ένα ανορθωμένο ημίτονο, συμφασικό και ίδιας συχνότητας με το δίκτυο. Κατά το στάδιο της ανύψωσης, ο μετατροπέας ανυψώνει την τάση στο επιθυμητό επίπεδο και ταυτόχρονα διαμορφώνει κατάλληλα το ημίτονο. Αυτό απαιτεί την ύπαρξη ενός πολυπλοκότερου ελέγχου. Βέβαια λόγω των χαμηλών συχνοτήτων λειτουργίας (συχνότητα δικτύου) εμφανίζονται λιγότερες διακοπτικές απώλειες. Στο στάδιο της αντιστροφής μεταφέρεται το ανορθωμένο ημίτονο με πολικότητα κατάλληλη, ώστε να εγχέεται εναλλασσόμενο ρεύμα στο δίκτυο. Οι περισσότεροι μετατροπείς ανήκουν σε αυτή την κατηγορία, και πολλοί έχουν προταθεί χωρίς την ύπαρξη μετασχηματιστή ή και με ένα στάδιο. Στην περίπτωση μη ύπαρξης Μ/Σ αντιμετωπίζουν πρόβλημα στη γείωση και στην είσοδο αλλά και στην έξοδο [19]. Στην παρούσα διπλωματική εργασία, θα μελετηθεί ένας αντιστροφέας, ο οποίος μετατρέπει της τάση της Φ/Β συστοιχίας από σε συνεχή σε εναλλασσόμενη, ενώ ταυτόχρονα επιτυγχάνεται και ανύψωση της τάσης. Ο αντιστροφέας αυτός ανήκει στις τοπολογίες ενός σταδίου με διαφορική έξοδο, χωρίς απομόνωση και ονομάζεται αντιστροφέας τύπου buck-boost. Σε περίπτωση όμως όπου το πλήθος των φωτοβολταϊκών πλαισίων, με τα οποία συνδέεται ο αντιστροφέας, δεν μπορεί να παράξει από μόνο του την απαιτούμενη τάση εισόδου για τη λειτουργία του μετατροπέα (δεν υπάρχει αρκετός χώρος για φωτοβολταϊκά πλαίσια συνδεδεμένα κατάλληλα σε σειρά και παράλληλα, για

28 Κεφάλαιο 1 παράδειγμα), τότε μεταξύ του αντιστροφέα αυτού και των πλαισίων θα χρειαστεί να παρεμβληθεί ένας μετατροπέας Σ.Τ.-Σ.Τ., έτσι ώστε να επιτευχθεί μία αρχική ανύψωση τάσης. Σε μία τέτοια περίπτωση ο μετατροπέας δεν μπορεί να θεωρείται ως μετατροπέας ενός σταδίου

29 Κεφάλαιο 2 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 2 ΑΝΑΛΥΣΗ ΜΕΤΑΤΡΟΠΕΑ ΔΙΑΤΑΞΗΣ 2.1 Εισαγωγή Αρχικά περιγράφεται ο μετατροπέας συνεχούς τάσης σε συνεχή τάση (Σ.Τ-Σ.Τ) τύπου buck-boost. Στη συνέχεια αναλύεται η λειτουργία του αντιστροφέα που πραγματεύεται η παρούσα διπλωματική εργασία, η οποία βασίζεται στη λειτουργία του παραπάνω Σ.Τ-Σ.Τ μετατροπέα με κάποιες μικροαλλαγές. 2.2 Ανάλυση Σ.Τ.-Σ.Τ. μετατροπέα buck-boost Ο μετατροπέας Σ.Τ.-Σ.Τ. τύπου buck-boost δέχεται μια συνεχή τάση στην είσοδό του και δίνει μια συνεχή τάση στην έξοδό του, η οποία έχει αντιστραφεί. Μ αυτόν το μετατροπέα, όπως δηλώνει και το όνομά του, επιτυγχάνεται ανύψωση ή υποβιβασμός της τάσης εξόδου σε σχέση με την τάση εισόδου. Στη συνέχεια παρουσιάζεται το σχηματικό του μετατροπέα. Σχήμα 2.1: Μετατροπέας συνεχούς τάσης σε συνεχή τάση τύπου BUCK-BOOST Στο συγκεκριμένο μετατροπέα υπάρχουν δύο καταστάσεις λειτουργίας. Στην πρώτη κατάσταση το διακοπτικό στοιχείο άγει κανονικά, άρα θεωρείται βραχυκύκλωμα, προς χάρη της απλοποίησης και η τάση στα άκρα του είναι μηδενική, ενώ η δίοδος είναι ανάστροφα πολωμένη και δεν άγει, λειτουργεί ως ανοιχτοκύκλωμα, εμφανίζοντας στα άκρα της, το άθροισμα της τάσης εισόδου και της τάσης εξόδου (VD=Vin+VO). Το σχηματικό της παραπάνω κατάστασης απεικονίζεται στο επόμενο σχήμα

30 Κεφάλαιο 2 Σχήμα 2.2: Το διακοπτικό στοιχείο του μετατροπέα άγει Όπως παρατηρείται, στο πηνίο εμφανίζεται η τάση εισόδου (VL=Vin) και μ αυτόν τον τρόπο του παρέχεται ενέργεια. Επίσης το ρεύμα εξόδου (IO) σε αυτή την περίπτωση ταυτίζεται με το ρεύμα του πυκνωτή, καθώς παρέχει ενέργεια στην έξοδο. Στη δεύτερη κατάσταση λειτουργίας, το διακοπτικό στοιχείο δεν άγει και παρουσιάζεται ως ανοιχτοκύκλωμα, εμφανίζοντας στα άκρα του, το άθροισμα της τάσης εισόδου και της τάσης εξόδου (VDS=Vin+VO). Το πηνίο θέλει να διατηρήσει τη φορά του ρεύματος που το διαρρέει, μ αποτέλεσμα να εξαναγκάζει τη δίοδο σε αγωγή. Στο επόμενο σχήμα παρουσιάζεται η δεύτερη κατάσταση λειτουργίας. Σχήμα 2.3: Το διακοπτικό στοιχείο του μετατροπέα δεν άγει Το πηνίο σ αυτή την περίπτωση εκφορτίζεται και παρέχει την ενέργειά του στον πυκνωτή και στο φορτίο. Πλέον στο πηνίο παύει να εμφανίζεται στα άκρα του η τάση εισόδου του μετατροπέα και εμφανίζεται η τάση εξόδου (VL=VO). Υπάρχουν δύο καταστάσεις αγωγής, οι οποίες καθορίζονται από το ρεύμα του πηνίου. Η κατάσταση συνεχούς αγωγής (Continuous Conduction Mode - CCM) και η κατάσταση ασυνεχούς αγωγής (Discontinuous Conduction Mode - DCM). Η πρώτη παρουσιάζεται όταν δεν υπάρχει μηδενισμός του ρεύματος του πηνίου, ενώ η κατάσταση ασυνεχούς αγωγής

31 Κεφάλαιο 2 εμφανίζεται όταν υπάρχουν διαστήματα κατά τα οποία το ρεύμα έχει μηδενική τιμή. Το παρακάτω σχήμα δίνει μία εικόνα για τα όρια μεταξύ των δύο καταστάσεων, για κάθε τιμή του λόγου κατάτμησης (D ή δ), με σταθερή την τάση εισόδου. Σχήμα 2.4: Χαρακτηριστικές τάσης εξόδου (με τάση εισόδου σταθερή) [20] Η σχέση μεταξύ της τάσης εισόδου και της τάσης εισόδου του μετατροπέα για CCM, προκύπτει από το ότι η μέση τιμή της τάσης του πηνίου είναι μηδέν, καθώς πρόκειται για ένα παθητικό στοιχείο που δεν καταναλώνει ενεργό ισχύ και είναι: V o = δ V i 1 δ (2.1) όπου δ ο λόγος κατάτμησης. Από την παραπάνω σχέση και το σχήμα 2.4, για τη συνεχή αγωγή ισχύει ότι, όταν ο λόγος κατάτμησης έχει τιμή στο διάστημα (0,5, 1] ο μετατροπέας λειτουργεί ως ανυψωτής (boost) της τάσης, ενώ όταν λαμβάνει τιμές του διαστήματος [0, 0,5) λειτουργεί ως υποβιβαστής (buck) [21]. 2.3 Συνοπτική παρουσίαση του αντιστροφέα τύπου Buck-Boost Ο αντιστροφέας ο οποίος αναλύεται στην παρούσα διπλωματική εργασία αναφέρεται στην βιβλιογραφία ως Buck-Boost DC-AC Converter. Η ονομασία του αυτή οφείλεται στη δυνατότητα του μετατροπέα να παράγει τάση στην έξοδο του είτε μεγαλύτερη (λειτουργία ως Boost) είτε μικρότερη της συνεχούς τάσης εισόδου (λειτουργία ως Buck). Ο μετατροπέας αυτός μπορεί να θεωρηθεί ότι ανήκει στην κατηγορία των αντιστροφέων ενός σταδίου χωρίς μετασχηματιστή. Το κύκλωμα παριστάνεται στο σχήμα 2.5. Η είσοδος στη διάταξη

32 Κεφάλαιο 2 είναι μια πηγή συνεχούς τάσης και αποτελείται από τέσσερις ελεγχόμενους διακόπτες μαζί με τέσσερις αντιπαράλληλες διόδους, δύο πηνία, δύο πυκνωτές και το φορτίο στην έξοδο. Σχήμα 2.5: Buck-Boost DC-AC Converter Παρατηρώντας τον αντιστροφέα βλέπουμε ότι αποτελείται από δύο μετατροπείς Σ.Τ.- Σ.Τ. τύπου Buck-Boost συνδεδεμένους παράλληλα μεταξύ τους, με κοινή πηγή τροφοδοσίας. Η μόνη διαφορά έγκειται στο ότι τη θέση της διόδου την κατέχει ένα MOSFET. Ένας τέτοιος μετατροπέας φαίνεται στο σχήμα 2.6. Για την καλύτερη κατανόηση ονομάζουμε τον αριστερό μετατροπέα, μετατροπέα Α και το δεξιό μετατροπέα Β. Μεταξύ των δύο πυκνωτών, δηλαδή της εξόδου του μετατροπέα Α και Β, συνδέεται το φορτίο εξόδου του αντιστροφέα. Σχήμα 2.6: Μισός μετατροπέας Σ.Τ.-Σ.Τ. Buck-Boost (Μετατροπέας Α)

33 Κεφάλαιο 2 Οι δύο μετατροπείς Σ.Τ. σε Σ.Τ. έχουν συμμετρική λειτουργία έτσι ώστε στην έξοδο του αντιστροφέα να προκύπτει μια εναλλασσόμενη τάση. Συγκεκριμένα, οι μετατροπείς Α και Β είναι επιθυμητό να λειτουργούν σε συνεχή αγωγή (CCM) και η έξοδος του καθενός Σ.Τ.-Σ.Τ. μετατροπέα να αποτελείται από μια θετική σταθερά και μια ημιτονοειδή συνιστώσα. Η ημιτονοειδής αυτή συνιστώσα έχει συχνότητα (f) ίδια με τη συχνότητα της αναμενόμενης τάσης εξόδου του αντιστροφέα και πλάτος ίσο με το μισό του πλάτους της τάσης αυτής. Επομένως η τάση που προκύπτει πάνω στον έναν πυκνωτή του ενός μετατροπέα είναι ίση με: V C1 = V dc V peak si n(2πft) (2.2) όπου Vdc η dc συνιστώσα και Vpeak το πλάτος της επιθυμητής τάσης εξόδου του αντιστροφέα. Ο παράλληλος μετατροπέας λειτουργεί με τέτοιο τρόπο ώστε πάνω στον πυκνωτή του δεύτερου μετατροπέα να παρουσιάζεται μια τάση ίση με την τάση του πυκνωτή του μετατροπέα Α, με τη διαφορά ότι η εναλλασσόμενησυνιστώσα παρουσιάζει διαφορά φάσης 180 ο. Δηλαδή η τάση του πυκνωτή αυτού έχει τη μορφή: V C2 = V dc V peak sin(2πft + π) = V dc 1 2 V peak sin(2πft) (2.3) Ανάμεσα στους δύο πυκνωτές συνδέεται το φορτίο του αντιστροφέα. Οπότε η τάση εξόδου θα προκύπτει από την διαφορά των τάσεων των δύο πυκνωτών των επιμέρους μετατροπέων, VC1-VC2. Για τον παραπάνω λόγο η λειτουργία του χαρακτηρίζεται διαφορική. Με βάση τις εξισώσεις 2.2 και 2.3 προκύπτει η τάση του φορτίου ίση με: V o = V C1 V C2 = V dc V peak sin(2πft) V dc V peak sin(2πft) = V peak sin(2πft) (2.4) Σε περίπτωση σύνδεσης του μετατροπέα με το δίκτυο χαμηλής τάσης, η επιθυμητή τάση εξόδου, θα είναι ημίτονο συχνότητας 50 Hz και μέγιστης τιμής 325V, ώστε η rms τιμή του ημιτόνου να είναι 230V Ανάλυση λειτουργίας μετατροπέα Στην προηγούμενη ενότητα έγινε μια σύντομη περιγραφή της λειτουργίας του μετατροπέα με βάση τη διαφορική του λειτουργία. Σ αυτήν την ενότητα θα γίνει μια ανάλυση για το πώς αναμένεται να λειτουργήσει στη διάρκεια μιας διακοπτικής περιόδου. Για τη δημιουργία μιας ακριβέστερης εικόνας και καλύτερης κατανόησης της λειτουργίας

34 Κεφάλαιο 2 του μετατροπέα, θα αναλυθεί ο αντιστροφέας ως ένας επιμέρους μετατροπέας τύπου buckboost, με φορτίο την υπόλοιπη διάταξη. Ο μετατροπέας Σ.Τ. σε Σ.Τ. έχει, λόγω της προηγούμενης προσέγγισης, ως φορτίο την αντίσταση εξόδου του αντιστροφέα σε σειρά με μία πηγή συνεχούς τάσης σταθερής τιμής (μπορεί να θεωρηθεί η τάση του πυκνωτή σταθερή για μια διακοπτική περίοδο, καθώς σε σχέση με τη συχνότητα των 50Hz της τάσης φορτίου, τα 20kHz της διακοπτικής συχνότητας αντιστοιχούν σε μεταβολή 0.9 ο του ημιτόνου της τάσης. Η παραπάνω προσέγγιση επιβεβαιώνεται μέσω και των προσομοιώσεων. Στο σχήμα 2.7 παρουσιάζεται η τάση των πυκνωτών, απ όπου φαίνεται ότι η μεταβολή είναι ελάχιστη). Σχήμα 2.7: Τάση πυκνωτών σε μια διακοπτική περίοδο Το κύκλωμα που αναφέρθηκε αναπαρίσταται στο σχήμα 2.8. Προτιμήθηκε στην παρούσα διπλωματική εργασία, ο μετατροπέας να λειτουργεί σε συνεχή αγωγή (CCM), δηλαδή να μην υπάρχει μηδενισμός του ρεύματος του πηνίου. Βέβαια αυτό απαιτεί μία πιο μεγάλη επαγωγή σε σχέση με την επαγωγή που θα χρησιμοποιούνταν στην ασυνεχή αγωγή (DCM), ωστόσο παρουσιάζεται το πλεονέκτημα του απλούστερου ελέγχου (πιο εύκολες και λιγότερες πράξεις)

35 Κεφάλαιο 2 Σχήμα 2.8: Μισός μετατροπέας με φορτίο τον υπόλοιπο Αναλυτικότερα, όταν δίνεται παλμός στο MOS1, τότε δημιουργούνται δύο βρόχοι στο κύκλωμα όπως φαίνεται και στο σχήμα 2.9. Στον πρώτο βρόχο το MOS1 άγει, στο πηνίο αποθηκεύεται ενέργεια από την είσοδο και το ρεύμα του αυξάνεται με σταθερή κλίση Vin/L (θεωρώντας ότι οι πτώσεις τάσης των διακοπτών και οι εσωτερικές αντιστάσεις των στοιχείων είναι μηδενικές) και είναι ίσο με το ρεύμα που διαρρέει το τρανζίστορ. Στον άλλο βρόχο το ρεύμα του πυκνωτή μπορεί να θεωρηθεί σταθερό και ίσο με το ρεύμα εξόδου του μετατροπέα. Σχήμα 2.9: Το MOS1 άγει Σταματώντας τον παλμό στο πρώτο ημιαγωγικό στοιχείο και δίνοντας παλμό στο δεύτερο (οι παλμοί των ημιαγωγικών στοιχείων του εκάστοτε μετατροπέα είναι συμπληρωματικοί μεταξύ τους, όπως θα αναφερθεί παρακάτω) αναμένεται να ξεκινήσει να άγει. Αυτό όμως δεν μπορεί να γίνει αμέσως, διότι το πηνίο δεν επιτρέπει την απότομη μεταβολή του ρεύματος που διέρχεται μέσω αυτού. Γι αυτό το λόγο άγει αρχικά η

36 Κεφάλαιο 2 αντιπαράλληλη δίοδος του δεύτερου στοιχείου, έτσι ώστε πρώτα να μηδενιστεί το ρεύμα του πηνίου και ύστερα ν αλλάξει η φορά του. Σχήμα 2.10: Πολώνεται ορθά η δεύτερη αντιπαράλληλη δίοδος Καθώς άγει η αντιπαράλληλη δίοδος, το ρεύμα του πηνίου μειώνεται και αντίστοιχη μεταβολή υπάρχει στο ρεύμα του πυκνωτή, καθώς το ρεύμα εξόδου του μετατροπέα παραμένει σταθερό. Μόλις μηδενιστεί το ρεύμα του πηνίου και αφού ήδη έχει δοθεί παλμός στο MOS2 αυτό αρχίζει να άγει. Το πηνίο ξεκινάει να φορτίζει και πάλι με ρεύμα αντίθετης φοράς τώρα. Το ρεύμα του πυκνωτή και εδώ, είναι το ίδιο με το ρεύμα του πηνίου συν το ρεύμα που έρχεται από το φορτίο και την υπόλοιπη διάταξη, το οποίο είναι σταθερό. Σχήμα 2.11: Το MOS2 άγει Όταν σταματήσει ο παλμός του δεύτερου διακοπτικού στοιχείου, ξεκινάει ξανά ο παλμός του πρώτου. Και πάλι όμως λόγω της ιδιότητας του πηνίου να μην επιτρέπει απότομες μεταβολές του ρεύματος, άγει αρχικά η αντιπαράλληλη δίοδος D1 ώστε πρώτα να μηδενιστεί το ρεύμα του. Σ αυτή την περίπτωση, το πηνίο εκφορτίζεται μεταφέροντας ενέργεια μέσω της D1 στην είσοδο του μετατροπέα

37 Κεφάλαιο 2 Σχήμα 2.12: Πολώνεται ορθά η πρώτη αντιπαράλληλη δίοδος Παρατηρείται λοιπόν ότι στην περίπτωση που άγει η πρώτη αντιπαράλληλη δίοδος υπάρχει ροή ρεύματος προς την είσοδο. Στην περίπτωση σύνδεσης του μετατροπέα μ ένα φωτοβολταϊκό πλαίσιο, αυτό το φαινόμενο δεν είναι επιθυμητό. Στην αποφυγή του αρνητικού φαινομένου βοηθάει η ύπαρξη ενός μεγάλου ηλεκτρολυτικού πυκνωτή στην είσοδο του μετατροπέα. Ο πυκνωτής αυτός, ο οποίος βρίσκεται όσο πιο κοντά γίνεται στην είσοδο του αντιστροφέα, χρησιμοποιείται για σταθεροποίηση της τάσης. Ο πυκνωτής όμως, δίνει επίσης, έναν εύκολο δρόμο διέλευσης σε περίπτωση που το ρεύμα γυρίζει προς τα πίσω. Έτσι το ρεύμα θα διέλθει μέσω του πυκνωτή και δεν θα πάει προς το απομακρυσμένο φωτοβολταϊκό όπου υπάρχει δρόμος με μεγάλη εμπέδηση. Επίσης, για την περαιτέρω προστασία της Φ/Β συστοιχίας, τοποθετείται συνήθως στην έξοδό της, μια δίοδος συνδεδεμένη σε σειρά, έτσι ώστε να μην επιτρέπει τη ροή ρεύματος προς αυτή. Παρακάτω παρουσιάζονται κάποιες γραφικές παραστάσεις που απεικονίζουν τις τάσεις και ρεύματα των στοιχείων στην διάρκεια μιας διακοπτικής περιόδου με σημειωμένες τις περιόδους αγωγής των στοιχείων αυτών

38 Κεφάλαιο 2 Σχήμα 2.13: Τάσεις και ρεύματα ημιαγωγικών στοιχείων Σχήμα 2.14: Ρεύμα πηνίου

39 Κεφάλαιο 2 Σχήμα 2.15: Τάση πηνίου Σχήμα 2.16: Ρεύμα πυκνωτή

40 - 26 -

41 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 3 Κεφάλαιο 3 ΥΠΟΨΗΦΙΑ ΜΕΘΟΔΟΣ ΕΛΕΓΧΟΥ ΚΑΙ ΑΠΟΤΕΛΕΣΜΑΤΑ ΠΡΟΣΟΜΟΙΩΣΕΩΝ 3.1 Εισαγωγή Στο τρίτο κεφάλαιο, παρουσιάζεται η μέθοδος ελέγχου που επιλέχθηκε ανάμεσα σε διάφορες άλλες ως πρώτη υποψήφια προς εφαρμογή στο μετατροπέα. Παρουσιάζονται επίσης και τα αποτελέσματα των προσομοιώσεων όταν ο μετατροπέας ελέγχεται με τη μέθοδο αυτή. 3.2 Μέθοδος PWM Μία ευρέως διαδεδομένη μέθοδος ελέγχου είναι η Διαμόρφωση Εύρους Παλμών, γνωστή και ως PWM (Pulse Width Modulation). Όπως χαρακτηριστικά υποδηλώνει το όνομά της, με τη μέθοδο αυτή επιτυγχάνεται ο έλεγχος μέσω της αυξομείωσης του εύρους των παλμών. Στην ουσία, μεταβάλλονται τα χρονικά διαστήματα αγωγής των στοιχείων του αντιστροφέα. Αρχικά δημιουργήθηκε μία κυματομορφή, η οποία ονομάζεται κυματομορφή αναφοράς. Επίσης, δημιουργήθηκε μία τριγωνική κυματομορφή, η κυματομορφή φορέα, της οποίας η συχνότητα είναι πολύ μεγαλύτερη συγκριτικά με τη συχνότητα της αναφοράς. Οι δύο παραπάνω κυματομορφές συγκρίνονται μεταξύ τους και δίνουν ως αποτέλεσμα λογικό μηδέν, όταν ο φορέας είναι μεγαλύτερος της αναφοράς και λογικό 1, στην αντίθετη περίπτωση. Μία τέτοιου είδους σύγκριση απεικονίζεται στο σχήμα 3.1. Όπως γίνεται φανερό και από το παρακάτω σχήμα, μεταβάλλοντας την αναφορά μας, μεταβάλλεται και το εύρος των παλμών. Σχήμα 3.1: Σύγκριση της μεθόδου PWM [22]

42 Κεφάλαιο 3 Η κυματομορφή αναφοράς μπορεί να έχει διάφορες μορφές αναλόγως τη μορφή της εξόδου που απαιτείται σε κάθε περίπτωση. Στην περίπτωση όπου η αναφορά είναι ένα ημίτονο, όπως στο σχήμα 3.1, η μέθοδος ελέγχου ονομάζεται Ημιτονοειδής Διαμόρφωση Εύρους Παλμών (Sinusoidal Pulse Width Modulation - SPWM). Επίσης, ο φορέας, όπως και η αναφορά μπορεί να έχει διαφορετικές μορφές (π.χ. τριγωνική, πριονωτή κ.α.) όπως απεικονίζεται και στο παρακάτω σχήμα. Σχήμα 3.2: Διαφορετικές μορφές του φορέα [23] Όσον αφορά τη συχνότητα της κυματομορφής αναφοράς, αυτή καθορίζεται από το τι συχνότητα απαιτείται να προκύψει στην έξοδο του μετατροπέα. Ενώ, η συχνότητα του φορέα είναι η διακοπτική συχνότητα της συσκευής, η οποία ελέγχεται. Η PWM ήταν η μέθοδος που χρησιμοποιήθηκε πρώτη για τον έλεγχο του μετατροπέα ενώ ως φορέας χρησιμοποιήθηκε μια κυματομορφή πριονωτής μορφής, συχνότητας 20kHz. Έγιναν προσομοιώσεις τόσο για σύνδεση του αντιστροφέα με ένα ωμικό φορτίο, όσο και σε σύνδεση με το δίκτυο. Οι προσομοιώσεις έγιναν στο Simulink του Matlab, χρησιμοποιώντας την επαναληπτική αριθμητική μέθοδο ode23tb. 3.3 Μέθοδος PWM με αναφορά βασισμένη στις επιθυμητές τάσεις εξόδου των πυκνωτών Για να ληφθεί όμως στην έξοδο του μετατροπέα η επιθυμητή τάση, δεν γίνεται απλά να εφαρμοστεί η τεχνική SPWM με αναφορά ένα ημίτονο. Πρέπει η αναφορά να έχει μια

43 Κεφάλαιο 3 συγκεκριμένη μορφή, η οποία προκύπτει από την αναμενόμενη συμπεριφορά και τα αποτελέσματα που απαιτούνται να προκύπτουν στην έξοδο του μετατροπέα. Μ αυτό τον τρόπο ο λόγος κατάτμησης θα πάρει τις επιθυμητές τιμές και θα προκύψει η κατάλληλη παλμοδότηση των στοιχείων. Όπως αναλύθηκε και στο κεφάλαιο δύο, είναι γνωστό ότι για τις τάσεις των πυκνωτών ισχύει ο τύπος: Ισχύει λοιπόν ότι: V c = δ V in 1 δ (3. 1) V c = δ V in 1 δ δ = V c V c + V in (3. 2) Η τάση Vin είναι η τάση εισόδου και η Vc είναι η τάση του πυκνωτή, η οποία είναι και τάση εξόδου όπως αναλύθηκε και στο κεφάλαιο 2. Η παραπάνω εξίσωση λοιπόν, η οποία καθορίζει το λόγο κατάτμησης θα χρησιμοποιηθεί ως αναφορά. Στο σχήμα 3.3 απεικονίζεται η διαδικασία που έγινε για τη δημιουργία της αναφοράς, όπως σχεδιάστηκε στο Simulink. Η τάση στην έξοδο του αντιστροφέα πρέπει να είναι ένα ημίτονο, το οποίο έχει rms τιμή 230V και συχνότητα 50Hz. Γι αυτό το λόγο ως αναφορά (Vc=Vo) χρησιμοποιήθηκε μία ημιτονοειδής συνιστώσα με την παραπάνω συχνότητα και με πλάτος 325V και μια dc συνιστώσα c1=330v. Η σταθερά c1 επιλέχθηκε έτσι ώστε ο αριθμητής να είναι μονίμως θετικός. Η τάση εισόδου επιλέχθηκε στα 80V καθώς πρόκειται για μία τάση η οποία μπορεί να αποδοθεί από μια ομάδα φωτοβολταϊκών πλαισίων συνδεδεμένα κατάλληλα. Η σταθερά των c2=405v επιλέχθηκε με βάση δύο κριτήρια. Σύμφωνα με το πρώτο, το άθροισμα του παρονομαστή (Vc + Vin + c2) πρέπει να είναι κάθε χρονική στιγμή μεγαλύτερο ή ίσο του αριθμητή (Vc + c1). Το δεύτερο κριτήριο, όπως και στην περίπτωση της σταθεράς c1, είναι το πρόσημο του παρονομαστή, το οποίο πρέπει να είναι μονίμως θετικό και να μην μηδενίζεται ποτέ γιατί σε διαφορετική περίπτωση θα υπάρχει πρόβλημα με τις πράξεις. Τους παραπάνω περιορισμούς τους επέβαλε ουσιαστικά το εύρος τιμών του λόγου κατάτμησης (δ), το οποίο κυμαίνεται στο διάστημα [0, 1]. Τα παραπάνω κριτήρια έδιναν τη δυνατότητα, με τη συγκεκριμένη τάση εισόδου, να τεθεί η σταθερά c2 τουλάχιστον στην

44 Κεφάλαιο 3 τιμή 250V. Επιλέχθηκε η τιμή 405V ύστερα από δοκιμές που έδωσαν τα επιθυμητά αποτελέσματα. Μ αυτόν τον τρόπο προκύπτει η αναφορά για το λόγο κατάτμησης και στη συνέχεια εφαρμόζεται η μέθοδος PWM. Η διαδικασία πραγματοποιείται δύο φορές, μια για κάθε μετατροπέα τύπου buck-boost. Ο παλμός στέλνεται στο πάνω τρανζίστορ του μετατροπέα Α, ενώ στο κάτω στέλνεται ο συμπληρωματικός του. Επίσης, πρέπει να αναφερθεί ότι τα ημίτονα αναφοράς για το μετατροπέα Β έχουν διαφορά φάσης 180 ο με αυτά του μετατροπέα Α ώστε να προκύπτουν τα δύο ημίτονα πάνω στους πυκνωτές με διαφορά φάσης 180 ο. Ο έλεγχος του παρακάτω σχήματος είναι ο ίδιος έλεγχος που εφαρμόστηκε και στην περίπτωση της σύνδεσης του μετατροπέα με το δίκτυο, ο οποίος θα παρουσιαστεί παρακάτω. Σχήμα 3.3: Σχηματικό ελέγχου ελέγχου ενός buck-boost στο Simulink Σύνδεση με ωμικό φορτίο Αρχικά έγιναν προσομοιώσεις με ωμικά φορτία διαφόρων τιμών. Οι προσομοιώσεις με δύο από αυτά τα φορτία παρουσιάζονται στις επόμενες δύο υποενότητες Ωμικό φορτίο R=330Ω Το κύκλωμα ισχύος φαίνεται στο σχήμα 3.4. Έγιναν προσομοιώσεις για ωμικό φορτίο 330Ω. Το φορτίο αυτό επιλέχθηκε με τέτοιον τρόπο, ώστε στην είσοδο του μετατροπέα η ισχύς να είναι περίπου 180W. Η ισχύς εισόδου αυτή αντιστοιχεί στην ισχύ που παράγουν τέσσερα φωτοβολταϊκά πλαίσια των 60W, 20V, συνδεδεμένα σε σειρά μεταξύ τους

45 Κεφάλαιο 3 Η ισχύς εξόδου του μετατροπέα με το παραπάνω φορτίο, σύμφωνα με τις προσομοιώσεις αντιστοιχεί σε ισχύ 161W. Η ισχύς εισόδου είναι στα 173W. Ο συντελεστής απόδοσης προκύπτει 93%. Βέβαια πρέπει να τονιστεί εδώ, ότι ενώ έχουν ληφθεί υπόψιν οι αντιστάσεις των πηνίων, οι αντιστάσεις αγωγής των ημιαγωγικών στοιχείων και οι πτώσεις τάσης των διόδων κατά την αγωγή τους, αντίθετα, οι διακοπτικές απώλειες των ημιαγωγικών στοιχείων, η εσωτερική αντίσταση και επαγωγή των πυκνωτών και η αύξηση της τιμής των αντιστάσεων με την αύξηση της θερμοκρασίας δεν λήφθηκαν υπόψιν. Αυτό στην πράξη αναμένεται να οδηγήσει σε πτώση του συντελεστή απόδοσης του μετατροπέα. Οι τιμές των επαγωγών και των πυκνωτών είναι 0.3mH και 10μF αντίστοιχα. Οι τιμές των πηνίων και των πυκνωτών επιλέχθηκαν κυρίως με βάση τα αποτελέσματα στην έξοδο του μετατροπέα. Τα πηνία επιλέχθηκαν και με βάση την τιμή των ρευμάτων που διέρρεαν το μετατροπεά, ενώ για τους πυκνωτές σημαντικό ρόλο έπαιξε η κυμάτωση της τάσης εξόδου, η οποία περιοριζόταν όσο αυξανόταν η τιμή των πυκνωτών. Βέβαια, όσο μεγαλύτερη χωρητικότητα τόσο μεγαλύτερο το κόστος, αλλά και ο όγκος των πυκνωτών, μ αποτέλεσμα να επιλέχθει η παραπάνω τιμή η οποία ήταν μια αρκέτα καλή λύση. Σχήμα 3.4: Μετατροπέας σε σύνδεση με ωμικό φορτίο

46 Κεφάλαιο 3 Σχήμα 3.5: Παράμετροι ημιαγωγικών στοιχείων Σχήμα 3.6: Παράμετροι πηνίων Σχήμα 3.7: Παράμετροι πυκνωτών Παρακάτω, στο σχήμα 3.8, απεικονίζονται οι κυματομορφές της τάσης και του ρεύματος εξόδου

47 Κεφάλαιο 3 Σχήμα 3.8: Κυματομορφή τάσης και ρεύματος εξόδου Παρατηρείται ότι τα αποτελέσματα είναι πολύ κοντά στα επιθυμητά και μάλιστα με πολύ μικρή κυμάτωση όπως φαίνεται και στην ανάλυση ανώτερων αρμονικών συχνοτήτων που πραγματοποιήθηκε για την τάση εξόδου και απεικονίζεται στο επόμενο σχήμα

48 Κεφάλαιο 3 Σχήμα 3.9: Ανάλυση ανώτερων αρμονικών τάσης εξόδου Σχήμα 3.10: Λόγος κατάτμησης Στο παραπάνω σχήμα παρουσιάζεται η κυματομορφή του λόγου κατάτμησης για τα μεγέθη του μετατροπέα που αναφέρθηκαν νωρίτερα και προκύπτει από τον τύπο 3.2. Παρατηρείται ότι ο λόγος κατάτμησης λαμβάνει τιμές από 0.03 έως 0.83 περίπου. Δηλαδή ο μετατροπέας λειτουργεί και ως buck και ως boost καθώς λαμβάνει τιμές μικρότερες και μεγαλύτερες του 0.5 αντίστοιχα. Είναι κάτι αναμενόμενο καθώς η τάση εξόδου, δηλαδή η τάση στα άκρα των πυκνωτών, όπως παρουσιάζεται παρακάτω σε επόμενο σχήμα λαμβάνει τιμές μικρότερες και μεγαλύτερες της τιμής της τάσης εισόδου σε διάφορες διακοπτικές περιόδους

49 Κεφάλαιο 3 Στο παρακάτω σχήμα λοιπόν, απεικονίζονται οι τάσεις στα άκρα των πυκνωτών. Τα αποτελέσματα είναι ικανοποιητικά. Παρατηρείται η διαφορά φάσης των 180 ο μεταξύ των δύο τάσεων, το ότι μέγιστη τιμή των ημιτόνων είναι 325V και ότι τα ημίτονα έχουν το μισό πλάτος του ημιτόνου της τάσης εξόδου, επιβεβαιώνοντας τους τύπους 2.2 και 2.3. Υπάρχει βέβαια, μια μικρή κυμάτωση κυρίως στα μέγιστα των τάσεων. Σχήμα 3.11: Κυματομορφές τάσης πυκνωτών Και πάλι όμως σύμφωνα με την ανάλυση ανώτερων αρμονικών οι τάσεις των πυκνωτών είναι πολύ κοντά σε ένα πραγματικό ημίτονο σύμφωνα με το δείκτη παραμόρφωσης ημιτόνου (THD), όπως φαίνεται στο παρακάτω σχήμα. Σχήμα 3.12: Ανάλυση ανώτερων αρμονικών τάσης πυκνωτών

50 Στο επόμενο σχήμα παρουσιάζονται τα ρεύματα των πηνίων του μετατροπέα. Κεφάλαιο 3 Σχήμα 3.13: Κυματομορφές ρευμάτων των πηνίων Παρατηρείται ότι το ρεύμα των πηνίων είναι εναλλασσόμενο όπως προβλέφθηκε στο κεφάλαιο 2. Επίσης είναι γεγονός ότι το ρεύμα μηδενίζεται κάτι που δείχνει ότι δεν υπάρχει κατάσταση συνεχούς αγωγής, ενώ έχει εφαρμοστεί στον έλεγχο η σχέση που ισχύει στην συνεχή αγωγή. Στην πράξη και κάνοντας μεγέθυνση στις γραφικές παραστάσεις (σχήμα 3.14), τη χρονική περίοδο γύρω από τα 0.18 δευτερόλεπτα, θα δούμε ότι ο μηδενισμός του ρεύματος γίνεται για ένα ελάχιστο χρονικό διάστημα (πρακτικά μηδενίζεται στιγμιαία ώστε ν αλλάξει φορά το ρεύμα και όχι για κάποιο χρονικό διάστημα), όποτε στην πράξη μπορούμε να μιλάμε για κατάσταση συνεχούς αγωγής. Σχήμα 3.14: Ρεύματα πηνίων τυχαίας χρονικής στιγμής, σε μεγέθυνση

51 Κεφάλαιο 3 Όσον αφορά την τάση των πηνίων, η κυματομορφή τους παρουσιάζεται στο σχήμα Παρατηρείται ότι η τάση τους μεταβάλλεται σύμφωνα με τη θεωρία που αναλύθηκε στο κεφάλαιο 2. Δηλαδή όταν άγουν τα πάνω ημιαγωγικά στοιχεία παρουσιάζεται στα άκρα τους η τάση εισόδου των 80V και όταν άγουν τα κάτω ημιαγωγικά στοιχεία εμφανίζουν στα άκρα τους την τάση εξόδου, δηλαδή την τάση του εκάστοτε πυκνωτή, η οποία μεταβάλλεται από 0 έως 325V. Σχήμα 3.15: Τάση στα άκρα των πήνιων Κάνοντας μεγέθυνση στο σχήμα 3.15, στη χρονική περίοδο γύρω από τα 0.2 δευτερόλεπτα, γίνεται ακόμα καλύτερα αντιληπτό το πως μεταβάλλεται η τάση των πηνίων, παρατηρώντας τη μετάβαση από την τάση εισόδου στην τάση εξόδου, σε διάστημα μερικών διακοπτικών περιόδων. Η μεγέθυνση σε μια τυχαία χρονική στιγμή, της τάσης του ενός πηνίου, απεικονίζεται στο σχήμα Σχήμα 3.16: Μεγέθυνση τάσης πηνίου

52 Κεφάλαιο 3 Στο τελευταίο σχήμα σχετικά με το φορτίο των 330Ω, παρουσιάζεται η τάση στα άκρα ενός εκ των ημιαγωγικών στοιχείων. Σχήμα 3.17: Τάση V ds ημιαγωγικού στοιχείου Όπως αναλύθηκε και στο κεφάλαιο 2 η τάση στα άκρα του MOSFET όταν άγει είναι μηδέν και όταν δεν άγει, είναι η τάση εισόδου συν την τάση εξόδου. Η κυματομορφή του σχήματος 3.17 επιβεβαιώνει την παραπάνω ανάλυση βλέποντας ότι η τάση του MOSFET όταν δεν άγει μεταβάλλεται μεταξύ της τάσης εισόδου και του μέγιστου αθροίσματος της τάσης εισόδου και τάσης εξόδου. Κάνοντας μεγέθυνση σε μια χρονική περίοδο γύρω από τα 0,2 δευτερόλπετα, όπως φαίνεται στο σχήμα 3.18, παρατηρείται και η μηδενική τάση του όταν άγει. Η κυματομορφή και οι τιμές της τάσης των υπόλοιπων ημιαγωγικών στοιχείων είναι ακριβώς οι ίδιες με αυτές που απεικονίζονται στο παραπάνω σχήμα. Σχήμα 3.18: Τάση Vds ημιαγωγικού στοιχείου σε μεγέθυνση

53 Κεφάλαιο Ωμικό φορτίο R=660Ω Πέρα από τις προσομοιώσεις με φορτίο των 330Ω έγιναν και προσομοιώσεις με μικρότερο φορτίο, των 660Ω. Η επιλογή του φορτίου αυτή έγινε για να δειχθεί πως συμπεριφέρεται ο μετατροπέας, αν το φορτίο του μειωθεί στο μισό, αν ο έλεγχος παραμείνει ακριβώς ο ίδιος με πρίν. Μ αυτό το φορτίο η ισχύς εξόδου είχε τιμή 81W ενώ η ισχύς εισόδου με την τάση να παραμένει στα 80V έπεσε στα 92W. Ο συντελεστής απόδοσης με μικρότερο φορτίο πέφτει στο 88% Οι τιμές των επαγωγών και των πυκνωτών είναι ίδιες με πριν και ο έλεγχος ο ίδιος όπως στο σχήμα 3.3. Στα δύο πρώτα σχήματα (3.19, 3.20) παρουσιάζονται η τάση και το ρεύμα εξόδου και στο σχήμα 3.21 η ανάλυση ανώτερου αρμονικού περιεχομένου της τάσης εξόδου. Σχήμα 3.19: Κυματομορφή τάσης εξόδου Σχήμα 3.20: Κυματομορφή ρεύματος εξόδου

54 Κεφάλαιο 3 Σχήμα 3.21: Ανάλυση ανώτερων αρμονικών τάσης εξόδου Όπως παρατηρείται από τις κυματομορφές αλλά και από το δείκτη παραμόρφωσης ημιτόνου (THD), ο οποίος είναι πολύ μικρός, τα αποτελέσματα είναι πολύ ικανοποιητικά και με αυτό το φορτίο, με πολύ μικρή κυμάτωση πάνω στις κυματομορφές. Παρατηρείται επίσης, ότι στο ρεύμα εξόδου έχει μειωθεί η μέγιστη τιμή του, κάτι αναμενόμενο από τη στιγμή που έχει μειωθεί το φορτίο. Στο επόμενο σχήμα παρουσιάζεται ο λόγος κατάτμησης του μετατροπέα ο οποίος όπως και για το προηγούμενο φορτίο λαμβάνει τιμές μικρότερες και μεγαλύτερες του 0.5 για το λόγο που προαναφέρθηκε. Σχήμα 3.22: Λόγος κατάτμησης

55 Κεφάλαιο 3 Παρακάτω παρουσιάζονται οι κυματομορφές των τάσεων πάνω στους πυκνωτές όπως αυτές καταγράφθηκαν από τις προσομοιώσεις στο Simulink. Σχήμα 3.23: Κυματομορφές τάσεων πυκνωτών Και οι τάσεις πάνω στους πυκνωτές είναι κοντά στα επιθυμητά αποτελέσματα καθώς παρουσιάζουν την επιθυμητή διαφορά φάσης, δηλαδή 180 ο, μικρή κυμάτωση και είναι πολύ κοντά σε ένα πραγματικό ημίτονο, όπως αποδεικνύει και η ανάλυση ανώτερων αρμονικών στο παρακάτω σχήμα, η οποία είναι η ίδια και για τις δύο τάσεις. Σχήμα 3.24: Ανάλυση ανώτερων αρμονικών τάσης πυκνωτών

56 Κεφάλαιο 3 Επίσης, παρουσιάζονται και τα ρεύματα που διέρχονται μέσω των πηνίων. Παρατηρήθηκε ότι τα μέγιστα των ρευμάτων είναι μικρότερα σε σχέση με το φορτίο των 330Ω, κάτι το οποίο είναι φυσιολογικό και η κυματομορφή είναι ελαφρώς τροποποιημένη. Σχήμα 3.25: Κυματομορφές ρευμάτων πηνίων Οι τάσεις των δύο πηνίων απεικονίζονται στο παρακάτω σχήμα, παρουσιάζοντας την ίδια κυματομορφή που παρουσίασαν και για το φορτίο των 330Ω. Σχήμα 3.26: Κυματομορφές τάσης πηνίων

57 Κεφάλαιο 3 Τέλος, στο επόμενο σχήμα απεικονίζεται η τάση ενός ημιαγωγικού στοιχείου, η οποία είναι ίδια και για τα υπόλοιπα τρία στοιχεία. Σχήμα 3.27: Τάση V ds ημιαγωγικού στοιχείου Σύνδεση με δίκτυο Για τη σύνδεση με το δίκτυο έγινε ξεχωριστή μελέτη με βάση την ενεργό ισχύ που θα παρέχεται στο δίκτυο. Η ισχύς αυτή ορίστηκε να είναι τα 180W. Η ισχύς αυτή είναι η ονομαστική κατάσταση για την οποία μελετήθηκε και ο αντιστροφέας σε σύνδεση με ωμικό φορτίο. Το δίκτυο στην προσομοίωση αναπαραστήθηκε με μία πηγή εναλλασσόμενης τάσης πλάτους 325V, συχνότητας 50Hz, όπως φαίνεται και στο σχήμα Όλο το υπόλοιπο κύκλωμα είναι ακριβώς το ίδιο όπως και για το ωμικό φορτίο. Επίσης, χρησιμοποιήθηκαν και δύο πηνία, όπως παρουσιάζεται στο ίδιο σχήμα αριστερά και δεξιά της πηγής τα οποία αναπαριστούν ουσιαστικά την επαγωγή της γραμμής σύνδεσης μεταξύ δύο ζυγών (στην προκειμένη περίπτωση, μετατροπέας=ζυγός 1 και δίκτυο=ζυγός 2). Σχήμα 3.28: Μετατροπέας συνδεδεμένος με το δίκτυο

58 Κεφάλαιο 3 Για να υπολογιστούν οι τιμές των δύο επαγωγών αυτών, χρησιμοποιήθηκε ο τύπος που ισχύει για τη μεταφορά ισχύος μεταξύ δύο ζυγών ο οποίος παρουσίαζεται στον τύπο 3.3. P = V 1 V 2 X L sin δ (3. 3) όπου P η μεταφερόμενη ενεργός ισχύς μεταξύ των δύο ζυγών, V1 η ενεργός ισχύς του πρώτου ζυγού, V2 η ενεργός ισχύς του δεύτερου ζυγού, XL η επαγωγική αντίσταση της γραμμής μεταξύ των δύο ζυγών και δ η γωνία μεταξύ των τάσεων των δύο ζυγών. Με βάση τον πραπάνω τύπο, για να μεταφερθεί ενεργός ισχύς 180W από το ζυγό του οποίου η τάση προηγείται του άλλου κατά 20 ο, απαιτείται η επαγωγή μεταξύ τους να είναι 300mH. Οι δύο τάσεις έχουν ενεργές τιμές 230V. Τα δύο πηνία του σχήματος 3.28 έχουν τιμή 150mH, έτσι ώστε η συνολική επαγωγή να είναι το άθροισμά τους, αφού είναι συνδεδεμένα σε σειρά. Η γωνία δ, επιλέχθηκε 20 ο, ώστε να γίνουν και δοκιμές και με μικρότερες γωνίες και να δειχθεί η ροή της ισχύος. Αρχικά λοιπόν, ως αναφορά ελέγχου Vo τέθηκε ένα ημίτονο πλάτους 314V, και η γωνία δ μεταξύ της τάσης αναφοράς και της τάσης δικτύου ήταν μηδενική. Μ αυτόν τον τρόπο το πλάτος της τάσης που προκύπτει, από τη διαφορά μεταξύ των τάσεων των πυκνωτών, είναι Vc=325V, όπως φαίνεται στο σχήμα Σχήμα 3.29: Τάση δικτύου και τάση Vc

59 Κεφάλαιο 3 Έτσι, δεν υπήρχε ανταλλαγή ισχύος μεταξύ του μετατροπέα και του δικτύου καθώς στην έξοδο του μετατροπέα υπήρχε ένα ρεύμα πάρα πολύ μικρό όπως φαίνεται στο σχήμα 3.30 το οποίο οφείλεται στις ασυμμετρίες του μετατροπέα. Σχήμα 3.30: Τάση δικτύου και ρεύμα εξόδου Αυξάνοντας το πλάτος της αναφοράς ελέγχου στα 320V και διατηρώντας τη γωνία δ=0, το πλάτος του ημιτόνου της διαφοράς Vc είναι 330V (σχήμα 3.31). Μ αυτόν τον τρόπο δημιουργείται ένα ρεύμα το οποίο έχει μια διαφορά φάσης με τη τάση του δικτύου Δφ=90 ο όπως φαίνεται στο σχήμα Και σε αυτήν την περίπτωση, το ρεύμα είναι πολύ μικρό σχεδόν αμελητέο. Σχήμα 3.31: Τάση δικτύου και τάση Vc

60 Κεφάλαιο 3 Σχήμα 3.32: Τάση δικτύου και ρεύμα εξόδου Σ αυτήν την περίπτωση, υπάρχει ροή ενεργούς και άεργου ισχύος, των οποίων οι τιμές δίνονται από τους τύπους: P = V I cosφ (3. 4) Q = V I sinφ (3. 5) όπου P η ενεργός ισχύς, Q η άεργος ισχύς, V η ενεργός τάση, I το ενεργό ρεύμα, φ η γωνία μεταξύ τάσης και ρεύματος. Με την παραπάνω γωνία φ που φαίνεται στο σχήμα 3.32, υπάρχει μόνο άεργος ισχύς, καθώς σύμφωνα με τον τύπο 3.4 η ενεργός ισχύς εξαρτάται από το συνημίτονο της γωνίας φ, το οποίο για φ=90 ο μηδενίζεται. Επειδή όμως, το ρεύμα είναι πολύ μικρό δεν υπάρχει λόγος να υπολογιστούν οι ισχύες αυτές. Για να μειωθεί η άεργος ισχύς, στην ιδανική περίπτωση να μηδενισθεί, πρέπει η διαφορά φάσης μεταξύ τάσης δικτύου και ρεύματος να είναι μηδενική. Για να επιτευχθεί αυτό, πρέπει να αυξηθεί η γωνία δ. Αυξάνωντας τη γωνία δ στις 10 ο, έτσι ώστε να προηγείται η τάση Vc της τάσης δικτύου και κρατώντας τη τάση αναφοράς στα 320V, η διαφορά φάσης μεταξύ τάσης δικτύου και ρεύματος μηδενίζεται (Δφ=0), όπως φαίνεται στο σχήμα Μ αυτόν τον τρόπο υπάρχει μόνο ροή ενεργούς ισχύος από το μετατροπέα προς το δίκτυο

61 Κεφάλαιο 3 Σχήμα 3.33: Τάση εξόδου και ρεύμα εξόδου Η ισχύς αυτή υπολογίζεται στα 96W, ενώ η ισχύς στην είσοδο του μετατροπέα προκύπτει ισχύ 106W. Για να αυξηθεί η ισχύς που ρέει προς το δίκτυο, δοκιμάστηκε να αυξηθεί το πλάτος της τάσης αναφοράς στα 330V. Αυτό είχε ως αποτέλεσμα να αυξηθεί το πλάτος της τάσης Vc στα 350V (σχήμα 3.34). Η γωνία δ παρέμεινε αρχικά στις 10 ο. Μ αυτήν την αλλαγή αυξήθηκε το ρεύμα στην έξοδο, αλλά εμφανίστηκε και πάλι διαφορά φάσης μεταξύ τάσης δικτύου και ρεύματος, όπως φαίνεται στο σχήμα Αυτό έχει ως αποτέλεσμα και παραγωγή αέργου ισχύος

62 Κεφάλαιο 3 Σχήμα 3.34: Τάση δικτύου και τάση Vc Σχήμα 3.35: Τάση δικτύου και ρεύμα εξόδου Η διαφορά Δφ σύμφωνα με το σχήμα 3.34 είναι περίπου 15 ο Η ενεργός ισχύς με βάση τον τύπο 3.4 υπολογίζεται στα 94,1W και η άεργος σύμφωνα με τον τύπο 3.5 στα 22.7W Για να εξαλιφθεί η άεργος ισχύς, αυξήθηκε η γωνία δ στις 20 ο. Μ αυτόν τον τρόπο αυξήθηκε και η τιμή του ρεύματος, όπως φαίνεται στο σχήμα 3.36 μ αποτέλεσμα να αυξηθεί και η ισχύς που παρέχεται και στο δίκτυο

63 Κεφάλαιο 3 Σχήμα 3.36: Τάση δικτύου και ρεύμα εξόδου Παρατηρείται στο σχήμα 3.36 πως το ρεύμα εξόδου και η τάση δικτύου έχουν σχεδόν μηδενική διαφορά φάσης και ότι το μέτρο του ρεύματος αυξήθηκε στο 1.2Α περίπου. Με το πλάτος αυτό η ενεργός ισχύς που παρέχεται στο δίκτυο υπολογίζεται περίπου στα 195W, ενώ την ίδια στιγμή η τάση στην είσοδο του μετατροπέα είναι 208W. Ο βαθμός απόδοσης σε αυτήν την περίπτωση φτάνει το 93%. Αυτό δείχνει ότι ο τύπος 3.3 με βάση τον οποίο υπολογίστηκαν οι επαγωγές της γραμμής επαληθεύτηκε, καθώς η ισχύς που ρέει προς το δίκτυο σύμφωνα με τις προσομοιώσεις είναι πολύ κοντά στα 180W, ισχύς για την οποία υπολογίστηκαν οι επαγωγές αυτές. Μειώνοντας το μέτρο της τάσης αναφοράς κάτω από τα 314V, συγκεκριμένα στα 300V, και έχοντας η γωνία δ τιμή 10 ο, το πλάτος της τάσης αναφοράς μειώνεται περίπου στα 310V, όπως φαίνεται και στο σχήμα Επίσης, φαίνεται και η διαφορά των 10 ο ανάμεσα στις δύο τάσεις. Στο επόμενο σχήμα (3.38), παρουσιάζεται και το ρεύμα εξόδου το οποίο αυτή τη φορά καθυστερεί της τάσης δικτύου κατά 15 ο -20 ο. Σ αυτήν την περίπτωση έχουμε ροή αέργου ισχύος αντίθετα από ότι είχαμε στις παραπάνω περίπτωσεις, όπου το ρεύμα προηγούταν της τάσης

64 Κεφάλαιο 3 Σχήμα 3.37: Τάση δικτύου και τάση Vc Σχήμα 3.38: Τάση δικτύου και ρεύμα εξόδου

65 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 4 ΤΕΛΙΚΗ ΜΕΘΟΔΟΣ ΕΛΕΓΧΟΥ ΚΑΙ ΠΡΟΣΟΜΟΙΩΣΗ ΣΥΣΤΗΜΑΤΟΣ Κεφάλαιο Εισαγωγή Σ αυτό το κεφάλαιο θα παρουσιαστεί ο τελικός έλεγχος που εφαρμόστηκε στην προσομοίωση του Simulink σε διάγραμμα μπλοκ. Στον έλεγχο αυτό, όπως θα αναλυθεί παρακάτω, εκτός από τη μέθοδο της PWM που χρησιμοποιήθηκε όπως και στον απλό έλεγχο στο κεφάλαιο 3, χρησιμοποιήθηκε και ένας ελεγκτής PI για να ελέγχει την τάση των πυκνωτών όπως αναλύεται παρακάτω. Η μέθοδος της PWM αναφέρθηκε στο προηγούμενο κεφάλαιο. Εδώ, θα περιγραφθεί συνοπτικά ο ελεγκτής PI PI ελεγκτής Όπως είναι γνωστό ένας ελεγκτής έχει τη δυνατότητα να εφαρμόσει τρεις διαφορετικούς ελέγχους, τον αναλογικό (P), τον ολοκληρωτικό (I) και το διαφορικό (D) καθώς επίσης και διάφορους συνδυασμούς των τριών αυτών ελέγχων. Στον έλεγχο της παρούσας διπλωματικής εργασίας χρησιμοποιήθηκε ο συνδυασμός του αναλογικού και ολοκληρωτικού ελέγχου. Ο αναλογικός ελεγκτής, με συντελεστή κέρδους Kp, έχει ως στόχο να μειώσει το χρόνο ανύψωσης της συνάρτησης μεταφοράς και να μειώσει το μόνιμο σφάλμα χωρίς ποτέ να καταφέρει να το εξαλείψει. Επίσης παρουσιάζει το μειονέκτημα ότι αυξάνει την υπερύψωση. Ο ολοκληρωτικός ελεγκτής από τη μεριά του, με συντελεστή κέρδους Ki, μειώνει και αυτός το χρόνο ανύψωσης της συνάρτησης και εξαλείφει το μόνιμο σφάλμα. Παρουσιάζει βέβαια το αρνητικό του ότι επιβαρύνει τη μεταβατική κατάσταση αυξάνοντας τις ταλαντώσεις μέχρι να επέλθει η τελική ισορροπία στο σύστημα. Και οι τρεις αυτοί ελεγκτές είναι αλληλεξαρτώμενοι μεταξύ τους. Αυτό έχει ως συνέπεια όταν αλλάζει ένας από τους τρεις αυτούς ελεγκτές τιμή, να επηρεάζονται και οι άλλοι δύο ή όποιος από τους άλλους δύο, με τον οποίο συνδυάζεται κάθε φορά. Αυτό δείχνει ότι τα παραπάνω που αναφέρθηκαν για τον αναλογικό και τον ολοκληρωτικό ελεγκτή αντίστοιχα, ισχύουν γενικά σαν αρχές, αλλά στην πράξη υπάρχει αλληλεπίδραση μεταξύ τους

66 Κεφάλαιο Μέθοδος PWM σε συνδυασμό με PI ελεγκτή Ο έλεγχος αυτός που θα παρουσιαστεί στο παρών κεφάλαιο, αποτελεί ένα συνδυασμό του ελέγχου που αναλύθηκε στο προηγούμενο κεφάλαιο και ενός ελέγχου κλειστού βρόχου. Αρχικά, εφαρμόζεται ο έλεγχος του προηγούμενου κεφαλαίου, όπου καθορίστηκε η παλμοδότηση των ημιαγωγικών στοιχείων μέσω του καθορισμού του λόγου κατάτμησης (δ) ανάλογα με την επιθυμητή τάση εξόδου. Στη συνέχεια, η ύπαρξη ενός ελεγκτή PI καθορίζει την τάση των πυκνωτών, ώστε να έχουν την τιμή της αναφοράς, μέσω ενός κλειστού βρόχου καθορίζοντας το δ και μέσω της μεθόδου της PWM θα προκύπτει η κατάλληλη παλμοδότηση των ημιαγωγικών στοιχείων. Ο έλεγχος απεικονίζεται στο παρακάτω σχήμα. Σχήμα 4.1: Έλεγχος με PI ελεγκτή Παρατηρείται ότι το πάνω μέρος του σχηματικού είναι ακριβώς ο ίδιος έλεγχος με αυτόν που αναλύθηκε στο κεφάλαιο 3. Η μόνη διαφορά εντοπίζεται στο ότι πριν το παραγόμενο δ φτάσει στο συγκριτή μαζί με τη ράμπα περνάει μέσα από ένα διακόπτη (switch). Ο διακόπτης αυτός αφήνει να περνάει το σήμα του πάνω μέρους του διαγράμματος από την κάτω είσοδο, μέχρι το ρολόι που διαθέτει, να φτάσει στην τιμή που έχει οριστεί. Μόλις η τιμή του ρολογιού φθάσει αυτήν την τιμή, ο διακόπτης αλλάζει και περνάει το σήμα που έρχεται στην πάνω είσοδό του, δηλαδή το σήμα που προκύπτει από τον PI ελεγκτή. Η τιμή του ρολογιού κατά την οποία γίνεται η αλλαγή στο διακόπτη ορίστηκε αυθαίρετα στα 0.05s. Πρέπει εδώ τα τονιστεί ότι εφαρμόστηκε αρχικά ο έλεγχος αυτός ο οποίος δίνει ικανοποιητικά αποτελέσματα, όπως αναλύθηκε στο κεφάλαιο 3, διότι όταν εφαρμόστηκε

67 Κεφάλαιο 4 στις προσομοιώσεις απευθείας ο έλεγχος με τον PI τα αποτελέσματα δεν ήταν τα επιθυμητά. Ο λόγος ήταν ότι η είσοδος στον ελεγκτή, η τάση δηλαδή του πυκνωτή των μετατροπέων Α και Β που μετρούνταν δεν είχε την κατάλληλη μορφή και τιμή, μ αποτέλεσμα ο έλεγχος να μη λειτουργεί βέλτιστα. Το κάτω μέρος του σχηματικού αφορά τον έλεγχο της τάσης των δύο πυκνωτών εξόδου μέσω του PI ελεγκτή. Λαμβάνεται ως είσοδος το σήμα της τάσης που εμφανίζεται πάνω στον εκάστοτε πυκνωτή και συγκρίνεται με μία αναφορά. Αυτή η αναφορά είναι ένα ημίτονο με πλάτος 240V και συχνότητας 50Hz αθροισμένο με μια σταθερά τιμής 245V έτσι ώστε να είναι ένα θετικό ημίτονο. Η συχνότητα επιλέχθηκε με βάση την επιθυμητή συχνότητα στην έξοδο του μετατροπέα, δηλαδή τη συχνότητα δικτύου. Οι τιμές του πλάτους του ημιτόνου και της σταθεράς επιλέχθηκαν ύστερα από δοκιμές σε αντιστοιχία με τις τιμές των κερδών έτσι ώστε στην έξοδο να ληφθεί το επιθυμητό ημίτονο. Εδώ πρέπει να αναφερθεί ότι, για τα ημιαγωγικά στοιχεία με αριθμό τρία και τέσσερα του μετατροπέα Β, σχεδιάστηκε ακριβώς ένα ίδιο διάγραμμα με μόνη διαφορά ότι όλα τα ημίτονα αναφοράς έχουν καθυστέρηση φάσης 180 ο και ως σήμα εισόδου στον PI ελεγκτή τίθεται η τάση του αντίστοιχου πυκνωτή, του πυκνωτή δύο στη συγκεκριμένη περίπτωση. Στη συνέχεια του ελέγχου τοποθετείται ο PI ελεγκτής. Όπως παρατηρείται και στο σχήμα 4.1 το πάνω κέρδος (Gain) με τιμή είναι το κέρδος του αναλογικού ελεγκτή Kp, ενώ το κάτω κέρδος (Gain1) με τιμή είναι το κέρδος του ολοκληρωτικού ελεγκτή Ki, το οποίο εισέρχεται στον ολοκληρωτή και η έξοδος αυτού αθροίζεται με την έξοδο του κέρδους Kp, έτσι ώστε να σχηματιστεί το σήμα εξόδου στη μορφή u = K p e + K i e dt, όπου u το σήμα εξόδου του ελεγκτή και e το σφάλμα μεταξύ της τάσης του πυκνωτή που μετράται και της αναφοράς. Οι τιμές των κερδών αυτές προέκυψαν ύστερα από δοκιμές διαφόρων τιμών. Ίσως να υπάρχουν τιμές, οι οποίες δίνουν ακόμα καλύτερα αποτελέσματα με τον έλεγχο αυτό. Το αρνητικό πρόσημο των κερδών οφείλεται στο ότι η αναφορά με την οποία συγκρίνεται η τάση των πυκνωτών, συνδέεται στο πλήν του συγκριτή και το σφάλμα προκύπτει με αρνητικό πρόσημο. Παρατηρείται, όσον αφορά τον ολοκληρωτικό έλεγχο, ότι στον ολοκληρωτή έχει προστεθεί μια αρχική κατάσταση. Αυτή η αρχική κατάσταση λαμβάνει την τιμή του δ που προκύπτει από τον αρχικό έλεγχο τη στιγμή που ανοίγει ο διακόπτης και εφαρμόζεται ο έλεγχος με τον PI ελεγκτή. Μ αυτόν τον τρόπο ο έλεγχος συνεχίζει από το ίδιο σημείο που σταμάτησε ο αρχικός χωρίς να παρουσιάζεται μεταβατικό φαινόμενο που θα είχε ως

68 Κεφάλαιο 4 αποτέλεσμα μια μεγάλη διακύμανση στην τιμή του λόγου κατάτμησης και κατ επέκταση μια αντίστοιχη διακύμανση στην τάση εξόδου του μετατροπέα. Για να επιτευχθεί αυτό χρησιμοποιήθηκε ένα reset όπως απεικονίζεται στο σχήμα. Τοποθετήθηκε ένας ακόμα διακόπτης δηλαδή, ο οποίος ελέγχεται από ένα ρολόι με τιμή ίδια με την τιμή του πρώτου διακόπτη. Όταν λοιπόν αλλάζει ο έλεγχος μέσω του ενός, στο δεύτερο διακόπτη υπάρχει μεταβολή από την τιμή 0 στην τιμή 1. Ορίστηκαν οι παράμετροι του ολοκληρωτή έτσι ώστε να γίνεται μηδενισμός κατά την άνοδο αυτού του σήματος. Έτσι το ολοκλήρωμα είναι μηδενικό και υπάρχει ως αρχική κατάσταση μόνο η τιμή του δ από τον προηγούμενο έλεγχο. Στην πράξη προκύπτει η τιμή του δ και το αποτέλεσμα του αναλογικού ελέγχου. Όμως αυτό δεν επηρεάζει σημαντικά τα αποτελέσματα οπότε δε χρειάστηκε να γίνει και στον P ελεγκτή κάποιο reset. Επίσης είναι σημαντικό να αναφερθεί ότι στην έξοδο του ελεγκτή χρησιμοποιείται ένας κορεστής, με κάτω όριο την τιμή και πάνω όριο την τιμή 0.9. Αυτός ο κορεστής χρησιμοποιήθηκε διότι το μέγεθος που προκύπτει είναι ουσιαστικά ο λόγος κατάτμησης, ο οποίος πρέπει να είναι πάντα θετικός, γι αυτό τοποθετείται το κάτω όριο στην τιμή που αναφέρθηκε. Επίσης, πρέπει να είναι μικρότερος ή ίσος της μονάδας, έτσι ώστε να μπορεί να συγκριθεί με τη ράμπα η οποία είναι από μηδέν έως ένα και αυτή. Το άνω όριο τοποθετήθηκε στην τιμή 0.9 διότι δε συνιστάται ο μετατροπέας και τα ημιαγωγικά στοιχεία κατ επέκταση να λειτουργούν στο μέγιστο δ για λόγους ασφαλείας Σύνδεση με ωμικό φορτίο Ωμικό φορτίο R=330Ω Η διάταξή στο περιβάλλον του Simulnk είναι η ίδια όπως παρουσιάστηκε στο κεφάλαιο 3 και απεικονίζεται στο παρακάτω σχήμα. Η τιμή της τάσης εισόδου είναι 80V και αντιστοιχεί σε ισχύ 171W. Οι τιμές των πηνίων και των πυκνωτών είναι οι ίδιες με την αρχική μέθοδο ελέγχου, δηλαδή 3mH και 10μF αντίστοιχα. Η ισχύς εξόδου είναι 149W. Ο συντελεστής απόδοσης φθάνει στο 87%

69 Κεφάλαιο 4 Σχήμα 4.2: Μετατροπέας σε σύνδεση με ωμικό φορτίο Και εδώ στις προσομοιώσεις έχουν ληφθεί υπόψιν οι αντιστάσεις αγωγής των ημιαγωγικών στοιχείων, οι πτώσεις τάσης των διόδων όταν άγουν και οι αντιστάσεις των πηνίων, όχι όμως και οι διακοπτικές απώλειες των ημιαγωγικών στοιχείων και οι αυξήσεις των τιμών των αντιστάσεων λόγω αύξησης της θερμοκρασίας, ούτε η εσωτερική αντίσταση και επαγωγή των πυκνωτών. Στα δύο παρακάτω σχήματα απεικονίζονται η τάση εξόδου και ο λόγος κατάτμησης. Σχήμα 4.3: Κυματομορφή τάσης εξόδου

70 Κεφάλαιο 4 Σχήμα 4.4: Κυματομορφή λόγου κατάτμησης Παρατηρείται ότι στα 0.05 δευτερόλεπτα όπου ο διακόπτης του ελέγχου αλλάζει και εφαρμόζεται ο έλεγχος με τον PI ελεγκτή υπάρχει μια κυμάτωση στην τάση εξόδου για περίπου μιάμιση περίοδο. Επίσης παρατηρείται ότι αλλάζει η μορφή του λόγου κατάτμησης και ο μετατροπέας λειτουργεί μόνο ως boost και όχι ως buck-boost. Άλλη μια επισήμανση είναι ότι το δ φτάνει μέγιστη τιμή το 0.9 όπου έχει τεθεί ως ανώτερο όριο στον κορεστή όπως αναφέρθηκε πιο πάνω. Τα αποτελέσματα είναι ικανοποιητικά, καθώς και το ημίτονο έχει μέγιστη τιμή 325V και έχει μορφή ημιτόνου πολύ κοντά στο πραγματικό ημίτονο όπως δείχνει ο δείκτης παραμόρφωσης που φαίνεται στο σχήμα 4.5. Βέβαια, εμφανίζεται η τρίτη αρμονική στα 150Hz, αλλά σε μικρό ποσοστό, μ αποτέλεσμα να μην παρουσιάζεται σηματνικό πρόβλημα. Επίσης, μετά από δοκιμές που έγιναν όσον αφορά τη γωνία (στις 0 ο, 45 ο και 90 ο ) κατά την οποία θα κλείνει ο διακόπτης και θα αλλάζει η μορφή ελέγχου, διαπιστώθηκε ότι δεν υπάρχουν μεγάλες αλλαγές μεταξύ των κυματώσεων ώστε να πρέπει να επιλεχθεί μια δεδομένη χρονική αλλαγή που θα γίνεται αυτή η μετάβαση μεταξύ των ελέγχων

71 Κεφάλαιο 4 Σχήμα 4.5: Ανάλυση ανώτερων αρμονικών τάσης εξόδου Στη συνέχεια παρουσιάζονται οι τάσεις των δύο πυκνωτών όπως φαίνεται στο επόμενο σχήμα. Σχήμα 4.6: Κυματομορφές τάσεων πυκνωτών Φαίνεται και πάλι αυτό που είχε τονιστεί νωρίτερα όσον αφορά το χρόνο των 0.05 δευτερολέπτων. Και εδώ οι τάσεις των πυκνωτών αλλάζουν μορφή, για την ακρίβεια υπερυψώνονται σε σχέση με πριν και αυτό έχει να κάνει με το ότι τα ημίτονα αναφοράς στον έλεγχο με τον PI ελεγκτή είναι διαφορετικά και την ύπαρξη των κερδών του. Παρ όλα

72 Κεφάλαιο 4 αυτά το πλάτος του ημιτόνου παραμένει στα 325V όπως το θέλουμε και τα ημίτονα συνεχίζουν να παρουσιάζουν διαφορά φάσης 180 ο, κάτι το οποίο είναι το επιθυμητό στον έλεγχο. Βέβαια δεν παρουσιάζουν πλέον ακριβώς ημιτονοειδή μορφή κάτι το οποίο αποδεικνύεται και από την ανάλυση ανώτερων αρμονικών, όπως παρουσιάζεται στο σχήμα 4.7. Για την ακρίβεια στην περιοχή των ελάχιστων τιμών της η κυματομορφή είναι περισσότερο κοίλη από ότι ένα ημίτονο. Σχήμα 4.7: Ανάλυση ανώτερων αρμονικών τάσης πυκνωτών Στη συνέχεια παρουσιάζονται τα ρεύματα που διέρχονται μέσω των δύο πηνίων και οι τάσεις αυτών. Όπως παρατηρείται οι μέγιστες τιμές στα ρεύματα, είναι λίγο μεγαλύτερες σε σχέση με τον αρχικό έλεγχο. Σχετικά με τις τάσεις των πηνίων, οι κυματομορφές τους παρουσιάζουν αύξηση στη μέγιστη και στην ελάχιστη τιμή τους, όταν άγουν τα κάτω ημιαγωγικά στοιχεία, καθώς στα άκρα τους εμφανίζεται η τάση εξόδου του εκάστοτε μετατροπέα, δηλαδή η τάση του πυκνωτή των μετατροπέων Α και Β αντίστοιχα, όπως αναλύθηκε και στο κεφάλαιο 2. Η αύξηση λοιπόν αυτή, της τάσης των πυκνωτών, που περιεγράφηκε παραπάνω, μεταφέρεται και στα πηνία

73 Κεφάλαιο 4 Σχήμα 4.8: Κυματομορφές ρευμάτων πηνίων Σχήμα 4.9: Κυματομορφές τάσης πηνίων Στο επόμενο σχήμα απεικονίζεται η τάση στα άκρα ενός ημιαγωγικού στοιχείου. Οι τάσεις των υπόλοιπων τριών ημιαγωγικών στοιχείων του μετατροπέα έχουν την ίδια ακριβώς κυματομορφή. Παρατηρείται πως με την εφαρμογή του ελέγχου με τον PI ελεγκτή αυξάνονται και σ αυτήν την περίπτωση η μέγιστη και η ελάχιστη τιμή της τάσης του ημιαγωγικού στοιχείου όταν αυτό δεν άγει, για τον ίδιο λόγο που παρουσιάστηκε αύξηση και στην τάση των πηνίων

74 Κεφάλαιο 4 Σχήμα 4.10: Τάση V ds ημιαγωγικού στοιχείου Ωμικό φορτίο R=660Ω Όπως παρουσιάστηκαν στο κεφάλαιο 3 προσομοιώσεις για δύο διαφορετικά φορτία, το ίδιο γίνεται και με τον έλεγχο με τον PI ελεγκτή. Ο έλεγχος και εδώ παραμένει ο ίδιος με το σχήμα 4.1, όπως και οι τιμές των στοιχείων (τάση εισόδου=80v, πυκνωτές, πηνία και αντιστάσεις). Αλλάζει όμως η ισχύς της εισόδου όπου πέφτει στα 89W, αλλά και η ισχύς εξόδου που πλέον είναι στα 70W, κάτι φυσιολογικό από τη στιγμή που μειώθηκε το φορτίο. Μείωση υπάρχει και στο συντελεστή απόδοσης, ο οποίος πλέον κυμαίνεται στο 78%. Αρχικά παρουσιάζεται η τάση εξόδου και η κυματομορφή του λόγου κατάτμησης. Σχήμα 4.11: Κυματομορφή τάσης εξόδου

75 Κεφάλαιο 4 Σχήμα 4.12: Κυματομορφή λόγου κατάτμησης Φαίνεται ότι η μέγιστη τιμή του ημιτόνου τάσης παραμένει γύρω από τα 325V και πλησιάζει πολύ κοντά στην μορφή ενός καθαρού ημιτόνου όπως δείχνει και ο συντελεστής παραμόρφωσης ημιτόνου, ο οποίος είναι κάτω από 5% όπως παρουσιάζεται στο παρακάτω σχήμα. Ο συντελεστής παραμόρφωσης με αυτό το φορτίο είναι ακόμα μικρότερος σε σχέση με το φορτίο των 330Ω, καθώς, όπως παρατηρείται στην κυματομορφή της τάσης εξόδου, έχουν μειωθεί αισθητά οι κυματώσεις. Σχήμα 4.13: Ανάλυση ανώτερων αρμονικών της τάσης εξόδου

76 Στο σχήμα 4.14 απεικονίζονται οι τάσεις πάνω στους πυκνωτές του μετατροπέα. Κεφάλαιο 4 Σχήμα 4.14: Κυματομορφές τάσης πυκνωτών Και με αυτό το φορτίο οι πυκνωτές έχουν το επιθυμητό πλάτος ημιτόνων και την διαφορά φάσης των 180 0, με μικρότερη κυμάτωση λόγω του μεγαλύτερου φορτίου. Και σ αυτή την περίπτωση, ο συντελεστής παραμόρφωσης παραμένει μεγάλος, όπως παρουσιάζεται στο σχήμα 4.15, καθώς και εδώ οι κυματομορφές παρουσιάζουν την ιδιομορφία που αναλύθηκε στην υποενότητα για το φορτίο των 330Ω και η ιδιομορφία αυτή παρουσιάζεται στο σχήμα 4.16, όπου έχει γίνει μεγέθυνση στις τάσεις των πυκνωτών σε μία τυχαία χρονική στιγμή, κατά την οποία εφαρμόζεται ο έλεγχος με τον PI ελεγκτή. Σχήμα 4.15: Ανάλυση ανώτερων αρμονικών τάσης πυκνωτών

77 Κεφάλαιο 4 Σχήμα 4.16: Ιδιομορφία κυματομορφής τάσης πυκνωτών Επίσης, παρουσιάζονται τα ρεύματα των πηνίων. Έχουν την ίδια μορφή γραφικής παράστασης με μικρότερες μέγιστες τιμές, όπως απεικονίζεται παρακάτω, κάτι λογικό αφού έχει μειωθεί το φορτίο. Ενώ οι τάσεις των πηνίων στο σχήμα 4.18 παρουσιάζουν την ίδια κυματομορφή με τις κυματομορφές στην περίπτωση του φορτίου των 330Ω. Σχήμα 4.17: Κυματομορφές ρευμάτων πηνίων

78 Κεφάλαιο 4 Σχήμα 4.18: Κυματομορφές τάσης πηνίων Τέλος, παρουσιάζεται η τάση στα άκρα ενός ημιαγωγικού στοιχείου. Φαίνεται και μ αυτό το φορτίο η αύξηση που παρουσιάζεται στην μέγιστη και την ελάχιστη τιμή της τάσης του ημιαγωγικού στοιχείου όταν δεν άγει. Ο λόγος εμφάνισης του γεγονότος αυτού, αναφέρθηκε αναλυτικά στην υποενότητα για το ωμικό φορτίο των 330Ω. Σχήμα 4.19: Τάση V ds ημιαγωγικού στοιχείου Σύνδεση με το δίκτυο Οι αντίστοιχες προσομοιώσεις που έγιναν για τη σύνδεση με το δίκτυο με την αρχική μέθοδο στο υποκεφάλαιο 3.3.2, έγιναν και στην περίπτωση του ελέγχου με τον κλειστό βρόχο. Και εδώ ο στόχος ήταν να μελετηθεί η σύνδεση με το δίκτυο, ώστε να ρέει προς

79 Κεφάλαιο 4 αυτό ενεργός ισχύς 180W, υπό μια γωνία, μεταξύ τάσης Vc, που προκύπτει από τη διαφορά των τάσεων των δύο πυκνωτών και της τάσης δικτύου, δ=20 ο. Σύμφωνα με τον τύπο 3.3, που ισχύει για τη μεταφερόμενη ισχύ, η τιμή της επαγωγικής αντίστασης θα είναι η ίδια με το κεφάλαιο 3, άρα και οι τιμές των πηνίων θα είναι ίδιες, δηλαδή 150mH το καθένα. Όποτε το σχήμα που σχεδιάστηκε στο Simulink είναι ακριβώς το ίδιο με το σχήμα 3.28 και παρουσιάζεται στο σχήμα 4.20 Σχήμα 4.20: Μετατροπέας συνδεδεμένος με το δίκτυο Η μέθοδος ελέγχου που εφαρμόζεται είναι ακριβώς η ίδια με τη μέθοδο του σχήματος 4.1, και το μόνο που αλλάζει είναι το μέτρο και η γωνία της τάσης αναφοράς του κλειστού βρόχου, έτσι ώστε να υπάρχει ροή μόνο ενεργούς ισχύος από το μετατροπέα στο δίκτυο, η οποία θα έχει τιμή 180W περίπου. Αρχικά η τάση αναφοράς Vo επιλέχθηκε με πλάτος 240V. Με το επιλεγμένο πλάτος αυτό, η τάση Vc έχει πλάτος 310V, όπως παρουσιάζεται στο σχήμα Μ αυτόν τον τρόπο δημιουργείται ένα μικρό ρεύμα το οποίο καθυστερεί της τάσης περίπου 80 ο όπως φαίνεται και στο σχήμα

80 Κεφάλαιο 4 Σχήμα 4.21: Τάση δικτύου και τάση Vc Σχήμα 4.22: Τάση δικτύου και ρεύμα εξόδου Αυξάνοντας το μέτρο της τάσης αναφοράς στα 250V, η τάση Vc παρουσιάζει πλάτος 325V, όπως φαίνεται και στο σχήμα Το ρεύμα που εμφανίζεται είναι ακόμα πιο μικρό σε σχέση με πρίν, όπως φαίνεται και στο σχήμα 4.24 και οφείλεται κυρίως σε ασυμμετρίες του κυκλώματος

81 Κεφάλαιο 4 Σχήμα 4.23: Τάση δικτύου και τάση Vc Σχήμα 4.24: Τάση δικτύου και ρεύμα εξόδου Αυξάνοντας τη γωνία δ στις 10 ο, έτσι ώστε να προηγείται η τάση Vc της τάσης δικτύου και κρατώντας σταθερό το πλάτος της τάσης αναφοράς Vo, το ρεύμα εξόδου αυξάνει το πλάτος του, όπως φαίνεται στο σχήμα

82 Κεφάλαιο 4 Σχήμα 4.25: Τάση δικτύου και ρεύμα εξόδου Το ρεύμα και η τάση είναι συμφασικά, οπότε σύμφωνα με τους τύπους 3.4 και 3.5 για την ενεργό και άεργο ισχύ, προκύπτει το συμπέρασμα, ότι στην προκειμένη περίπτωση υπάρχει ροή μόνο ενεργού ισχύος από το μετατροπέα προς το δίκτυο. Το ποσό της ισχύος αυτής, είναι 89,5W. Η μη σταθεροποίηση του ρεύματος γύρω από μια τιμή οφείλεται στην επιλογή των κερδών, τα οποία δεν είναι τόσο ιδανικά για τη σύνδεση με το δίκτυο. Αυξάνοντας περαιτέρω το πλάτος της τάσης αναφοράς στα 260V και διατηρώντας τη γωνία δ αρχικά στις 10 ο, το πλάτος της τάσης Vc προκύπτει παρουσιάζει και το σχήμα περίπου 350V, όπως Σχήμα 4.26: Τάση δικτύου και τάση Vc

83 Κεφάλαιο 4 Το ρεύμα σ αυτήν την περίπτωση παρουσιάζει αυξάνει το μέτρο στα 0.7A, αλλά έπεται της τάσης περίπου φ=15 ο όπως φαίνεται και στο σχήμα Σχήμα 4.27: Τάση δικτύου και ρεύμα εξόδου Η καθυστέρηση αυτή έχει ως αποτέλεσμα και την ύπαρξη αέργου ισχύος. Με βάση τους τύπους 3.4 και 3.5, προκύπτει η ενεργός ισχύς 109W και η άεργος ισχύς 30,5Var αντίστοιχα. Για να μειωθεί η άεργος ισχύς αυτή, ιδανικά να μηδενισθεί, δοκιμάστηκε να αυξηθεί η γωνία δ στις 20 ο, διατηρώντας το μέτρο της τάσης αναφοράς στα 260V. Όπως παρουσιάζεται και στο σχήμα 4.28, το ρεύμα εξόδου με την τάση του δικτύου είναι πλέον συμφασικά. Σχήμα 4.28: Τάση δικτύου και ρεύμα εξόδου

84 Κεφάλαιο 4 Αυτό έχει ως αποτέλεσμα το μηδενισμό της αέργου ισχύος που έστελνε ο μετατροπέας στο δίκτυο κάθως η γωνία φ=0 ο. Επίσης, το ρεύμα με βάση το παραπάνω σχήμα αύξησε το μέτρο του στα 1,2Α περίπου. Σύμφωνα με τον τύπο 3.4 για την ενεργό ισχύ και για γωνία φ=0 ο, προκύπτει πως ρέει ενεργός ισχύς από το μετατροπέα προς το δίκτυο περίπου 194W. Την ίδια στιγμή στη είσοδο του μετατροπέα υπάρχει ισχύς 211W. Οι παραπάνω τις τιμές των ισχύων καθορίζουν το συντελεστή απόδοσης του μετατροπέα στο 91%. Με τάση αναφοράς 260V και γωνία δ=20 ο, επιτεύχθει η προσδοκόμενη τιμή ισχύος στην έξοδο του μετατροπέα, για τη δεδομένη επαγωγή που υπολογίστηκε σύμφωνα με τον τύπο 3.3. Πρέπει εδώ να τονιστεί ότι η dc σταθερά που προστίθεται στην τάση αναφοράς κάθε φορά λάμβανε τιμή 5V μεγαλύτερη του πλατους της τάσης. Στην αντίθετη περίπτωση όπου το μέτρο της τάσης αναφοράς έπεφτε κάτω από τα 240V και συγκεκριμένα στα 230V και παραμένοντας η γωνία δ στην τιμή των 10 ο, το μέτρο της τάσης Vc πέφτει στα 295V, όπως φαίνεται και στο σχήμα Οι δύο τάσεις παρουσιάζουν διαφορά φάσης ίση με τη γωνία δ. Το ρεύμα εξόδου σε σχέση με την τάση δικτύου παρουσιάζεται στο σχήμα Παρατηρείται σ αυτήν την περίπτωση, ότι το ρεύμα καθυστερεί κατά περίπου 15 ο σε σχέση με όταν το μέτρο της Vc ήταν μεγαλύτερο της τάσης δικτύου όπου το ρεύμα προηγούταν. Τώρα υπάρχει ροή αέργου ισχύος προς την αντίθετη φορά Σχήμα 4.29: Τάση δικτύου και Vc

85 Κεφάλαιο 4 Σχήμα 4.30: Τάση δικτύου και ρεύμα εξόδου 4.3 Προκύπτοντα συμπεράσματα μέσω των προσομοιώσεων Οι προσομοιώσεις δείχνουν την ορθή λειτουργία του μετατροπέα και στα δύο στάδια ελέγχου με πλεονεκτήματα και μειονεκτήματα. Παρατηρώντας τις προσομοιώσεις του κεφαλαίου 3 προκύπτει το συμπέρασμα, ότι ο μετατροπέας σε συνδυασμό με τον αντίστοιχο έλεγχο του σχήματος 3.3, λειτουργεί παράγοντας τα επιθυμητά αποτελέσματα τόσο στην περίπτωση σύνδεσης με ωμικό φορτίο όσο και στη σύνδεση με το δίκτυο. Όλα αυτά σε συνδυασμό με αρκετά καλή απόδοση, για την ονομαστική κατάσταση λειτουργίας, καθώς παρουσιάζεται βαθμός απόδοσης πάνω από 90%. Ο αρχικός έλεγχος όπου εφαρμόζεται (απλά) η PWM μέθοδος, με τον καθορισμό του λόγου κατάτμησης μέσω των επιθυμητών αποτελεσμάτων της τάσης εξόδου, παρουσιάζει το πλεονέκτημα της απλότητας καθώς είναι ανεξάρτητος από τάσεις και ρεύματα των στοιχείων της διάταξης. Η απλότητα αυτή του ελέγχου όμως, αποτελεί ταυτόχρονα και μειονέκτημα. Καθώς, σε περίπτωση μεταβολής των αντιστάσεων του μετατροπέα λόγω αύξησης της θερμοκρασίας, θα υπάρχει πτώση τάσης πάνω στα στοιχεία και θα επηρεάζεται η τάση εξόδου. Επίσης είναι πολύ πιθανό σε περίπτωση μεταβολής του φορτίου να υπάρχει πτώση της τάσης εξόδου παρ όλο που οι τάσεις αναφοράς των πυκνωτών στον έλεγχο είναι σταθερή. Το φαινόμενο αυτό είναι ανεπιθύμητο, ειδικά σε περίπτωση σύνδεσης του μετατροπέα με το δίκτυο. Για τους λόγους αυτούς, έπρεπε να εφαρμοστεί ένας έλεγχος ο οποίος θα μπορεί να έχει αμεσότερο έλεγχο της τάσης των

86 Κεφάλαιο 4 πυκνωτών, κατ επέκταση και της τάσης εξόδου, όπως ο έλεγχος που παρουσιάστηκε στο παρόν κεφάλαιο και εφαρμόστηκε εν τέλει στον αντιστροφέα. Και στην περίπτωση του ελέγχου με τον PI ελεγκτή, τα αποτελέσματα είναι ικανοποιητικά σύμφωνα με τις παραπάνω προσομοιώσεις. Φαίνεται ότι στα κέρδη των ελεγκτών έχουν επιλεγεί σωστές τιμές καθώς η τάση εξόδου του αντιστροφέα παρουσιάζει το επιθυμητό πλάτος, με μικρές κυματώσεις, αλλά και την επιθυμητή συχνότητα. Ενώ ακόμα και στην περίπτωση της σύνδεσης με το δίκτυο, το ρεύμα εξόδου μπορεί να χαρακτηριστεί ικανοποιητικό, παρά τη διακύμανση που παρουσιάζει η μέγιστη τιμή του. Και εδώ οι βαθμοί απόδοσης για τα διάφορα φορτία βρίσκονται σε ένα ικανοποιητικό επίπεδο. Παρουσιάζεται όμως, το αρνητικό ότι πρέπει αρχικά να εφαρμοστεί ο αρχικός έλεγχος για να λειτουργήσει σωστά ο PI και να λαμβάνει ένα σωστό αρχικό δείγμα για να το συγκρίνει με το ημίτονο αναφοράς. Επίσης, τα κέρδη που επιλέχθηκαν οδηγούν το μετατροπέα να λειτουργεί μόνο ως boost, χωρίς να εκμεταλλεύεται την ιδιότητα λειτουργίας του ως buck, ανεβάζοντας τη dc συνιστώσα της τάσης που εμφανίζεται στα άκρα των πυκνωτών, κατ επέκταση τη μέγιστη τάση πάνω τους και την καταπόνηση αυτών και των υπολοίπων στοιχείων του μετατροπέα της διάταξης στην παρούσα διπλωματική εργασία. Αυτό οφείλεται κατά μεγάλη πιθανότητα στην επιλογή των τιμών των κερδών, τα οποία όπως προαναφέρθηκε έγιναν με βάση δοκιμές και όχι με κάποια μέθοδο επιλογής κερδών

87 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 5 ΕΠΙΛΟΓΗ ΣΤΟΙΧΕΙΩΝ ΚΑΙ ΣΧΕΔΙΑΣΗ ΠΕΙΡΑΜΑΤΙΚΗΣ ΔΙΑΤΑΞΗΣ Κεφάλαιο Εισαγωγή Στο κεφάλαιο αυτό γίνεται παρουσίαση της κατασκευής της πειραματικής διάταξης. Παρουσιάζονται οι πλακέτες ισχύος, ελέγχου και τροφοδοτικών καθώς και ο τρόπος επιλογής των στοιχείων που τις αποτελούν. Τα παρακάτω στοιχεία επιλέχθηκαν με βάση την ονομαστική κατάσταση, κατά την οποία η ισχύς εισόδου είναι 180W. Οι διατάξεις που αναφέρθηκαν, υλοποιήθηκαν πάνω σε τυπωμένες πλακέτες χαλκού διπλού επιπέδου. Τα σχέδια των τυπωμένων κυκλωμάτων της κάθε πλακέτας έγιναν με τη χρήση του λογισμικού Kicad και παρουσιάζονται στο παράρτημα Α. 5.2 Πλακέτα ισχύος Επιλέχθηκε η πλακέτα ισχύος να έχει όλα τα σήματα ισχύος του συνολικού κυκλώματος, έτσι ώστε στην πλακέτα ελέγχου να μην υπάρχουν ισχυρά σήματα. Γι αυτό το λόγο όλα τα στοιχεία του αντιστροφέα περιλαμβάνονται στην πλακέτα ισχύος. Επίσης, επειδή δεν συνιστάται να υπάρχουν συνδέσεις στον αέρα, οι οποίες μεταφέρουν ισχυρά σήματα, και για να μειωθεί όσον το δυνατόν περισσότερο ο θόρυβος και οι ηλεκτρομαγνητικές παρεμβολές, η πλακέτα περιλαμβάνει και κάποια άλλα στοιχεία, τα οποία αφορούν ένα μέρος του κυκλώματος παλμοδότησης όπως θα αναφερθεί στη συνέχεια της ενότητας Κύκλωμα αντιστροφέα Επιλογή διακοπτικών στοιχείων ισχύος Τα ημιαγωγικά στοιχεία ισχύος έχουν περιπλοκότερη δομή από τα αντίστοιχα στοιχεία χαμηλής ισχύος. Αυτό οφείλεται σε τροποποιήσεις που έχουν δεχτεί κατά την κατασκευή τους για να αντέχουν υψηλά ρεύματα και τάσεις. Τα στοιχεία αυτά πρέπει να έχουν κάποια συγκεκριμένα ηλεκτρικά χαρακτηριστικά, τα κυριότερα των οποίων είναι: Αντοχή σε υψηλά ρεύματα διέλευσης Υψηλές τάσεις διάσπασης Χαμηλές αντιστάσεις αγωγής Μικρές πτώσεις τάσης σε κατάσταση αγωγής

88 Κεφάλαιο 5 Μικρές τιμές ρεύματος διαρροής Επιλέχθηκαν για τον αντιστροφέα ως διακοπτικά στοιχεία MOSFET ισχύος. Η επιλογή αυτή έγινε για συγκεκριμένου λόγους: Τα MOSFET ελέγχονται από τάση, με αποτέλεσμα η ισχύς που απαιτείται για την παλμοδότηση του να είναι χαμηλή Έχουν μικρούς χρόνους έναυσης και σβέσης Λόγω της δομής τους, διαθέτουν εσωτερικά και μια δίοδο, κάτι που απαιτείται στη διάταξη του αντιστροφέα, μειώνοντας μ αυτό τον τρόπο το κόστος της κατασκευής και κάνοντας οικονομία στο χώρο. Έχουν ως κύριο τους μειονέκτημα την υψηλή αντίσταση αγωγής, η οποία οδηγεί σε αυξημένες απώλειες αγωγής. Για τη σωστή επιλογή των διακοπτικών στοιχείων πρέπει να είναι γνωστή η μέγιστη τάση που θα εφαρμοστεί πάνω τους, το ενεργό ρεύμα που θα τα διαρρέει και η διακοπτική συχνότητα στην οποία λειτουργεί το κύκλωμα. Με βάση τις προσομοιώσεις η μέγιστη τάση που θα εφαρμόζεται πάνω στα MOSFET είναι 490V Η τάση αυτή είναι η μέγιστη και για τα πάνω και τα κάτω MOSFET των μετατροπέων Α και Β. Το ενεργό ρεύμα που ρέει διαμέσου των πάνω MOSFET είναι 2,65Α, στη ονομαστική κατάσταση, ενώ στα κάτω MOSFET ρέει ενεργό ρεύμα 1,03Α. Η διακοπτική συχνότητα του μετατροπέα είναι τα 20kHz. Μια καλή επιλογή για τις παραπάνω απαιτήσεις, με βάση τις επιλογές που υπήρχαν στο εργαστήριο, είναι τα MOSFET SPW20N60S5 της εταιρίας Infineon Technologies, τα οποία αντέχουν τάση μεταξύ υποδοχής-πηγής VDS=600V και ρεύμα διέλευσης ID=20Α. Τα ημιαγωγικά στοιχεία αυτά επιλέχθηκαν με βάση τη τάση τους καθώς το ρεύμα που αντέχουν είναι πολύ μεγαλύτερο από αυτό το οποίο θα διέλθει. Η τάση στα άκρα τους όμως φθάνει τα 450V περίπου. Για ασφάλεια λοιπόν, επιλέχθηκαν από τα διαθέσιμα, ημιαγωγικά στοιχεία που αντέχουν 600V. Η αντίσταση αγωγής τους είναι 0,19Ω, ενώ η πτώση τάσης κατά την αγωγή της διόδου είναι 1V. Σχήμα 5.1: MOSFET ισχύος [25]

89 Κεφάλαιο Πηνία Οι παράμετροι που έχουν ρόλο στην επιλογή ενός πηνίου είναι πάρα πολλές. Αυτό κάνει την εύρεση ενός κατάλληλου πηνίου στην αγορά μια πολύ δύσκολη υπόθεση. Γι αυτό το λόγο τα δύο πηνία που χρειάζονται για την διάταξή της παρούσας διπλωματικής εργασίας κατασκευάστηκαν στο εργαστήριο. Η διαδικασία που ακολουθήθηκε για τον υπολογισμό των κατάλληλων παραμέτρων που είναι απαραίτητες για την σωστή κατασκευή των πηνίων αναλύεται παρακάτω. Όπως προαναφέρθηκε σε προηγούμενο κεφάλαιο, η τιμή της επαγωγής των πηνίων στις προσομοιώσεις επιλέχθηκε να είναι 0.3mH, λειτουργώντας ο μετατροπέας σε κατάσταση συνεχούς αγωγής. Το πρώτο βήμα για την κατασκευή του πηνίου είναι η εύρεση του κατάλληλου πυρήνα. Αρχικά επιλέγεται το κατάλληλο υλικό από το οποίο αποτελείται ο πυρήνας. Τα κύρια υλικά, από τα οποία φτιάχνεται ένας πυρήνας, είναι δύο: Τα κράματα σιδήρου, με μικρό ποσοστό προσμίξεων από άλλα υλικά, όπως το πυρίτιο Οι φερρίτες Η επιλογή καθορίστηκε από τη συχνότητα του μετατροπέα, που είναι 20kHz. Τα κράματα σιδήρου έχουν υψηλή ηλεκτρική αγωγιμότητα, άρα και υψηλό συντελεστή δινορευμάτων. Αυτό έχει σαν αποτέλεσμα υψηλές απώλειες δινορευμάτων σε υψηλές συχνότητες. Γι αυτό το λόγο για λειτουργίες σε συχνότητες από 1kHz και πάνω επιλέγονται πυρήνες από φερρίτη. Από τον κατάλογο της Siemens παρατηρείται ότι για εφαρμογές όπως της παρουσας διπλωματικής εργασίας κατάλληλος είναι ο πυρήνας κατηγορίας Ν87 και τύπου Ε

90 Κεφάλαιο 5 Σχήμα 5.2: Πυρήνας τύπου Ε Στο δεύτερο βήμα υπολογίζεται το Area Product (AP) των πηνίων μας ώστε να επιλεγούν οι επιθυμητές διαστάσεις του πυρήνα. Ο υπολογισμός του ΑΡ προκύπτει από το πολλαπλασιασμό της επιφάνειας του παραθύρου Aw με την ενεργό περιοχή Ae. Τα μεγέθη αυτά, για ένα πυρήνα τύπου Ε, απεικονίζονται στο σχήμα 5.3. Το ΑΡ μπορεί να υπολογιστεί από δύο τύπους, όπου στον πρώτο η μέγιστη μαγνητική επαγωγή περιορίζεται από την μαγνητική επαγωγή κόρου και στο δεύτερο από τις απώλειες του πυρήνα [26]. Στην πρώτη περίπτωση ο τύπος είναι: Ενώ στην δεύτερη είναι: AP = ( L I pk I FL K B max ) cm 4 (5.1) AP = ( L ΔI max I FL 10 4 ) 1.34 (k 130 K H f + k E f 2 ) cm 4 (5.2) όπου L η τιμή της επαγωγής, Ipk το μέγιστο ρεύμα που διαρρέει το πηνίο, IFL το rms ρεύμα του πηνίου, Κ ο συντελεστής πλήρωσης που εξαρτάται από την τοπολογία, Βmax η μέγιστη μαγνητική επαγωγή, ΔImax η μέγιστη κυμάτωση του ρεύματος, f η διακοπτική συχνότητα και kh, ke οι συντελεστές υστέρησης και δινορευμάτων αντίστοιχα που είναι ίσοι με kh=4*10-5 και ke=4* Επειδή δεν είναι γνωστό από τι περιορίζεται η μαγνητική επαγωγή, θα υπολογιστούν και οι δύο τύποι και θα επιλεγεί αυτός με τη μέγιστη τιμή. Για τα πηνία του αντιστροφέα ισχύουν L=0,3mH, Ipk=13A, IFL=4,7A, K=0,7 αφού ουσιαστικά αφορούν πηνία μετατροπέα τύπου buck-boost, Bmax=0,28Τ, ΔImax=12A και f=20khz. Με βάση τα παραπάνω μεγέθη υπολογίζεται AP=2,3074 cm 4 ή mm 4 σε

91 Κεφάλαιο 5 περίπτωση περιορισμού από κόρο και AP=2,2440 cm 4 ή mm 4 σε περίπτωση περιορισμού από απώλειες πυρήνα. Το απαιτούμενο AP λοιπόν, είναι mm 4. Επιλέχθηκε λοιπόν ένας πυρήνας ο οποίος έχει AP μεγαλύτερο αυτού που υπολογίστηκε, αλλά είναι και ο πιο κοντινός σε αυτό. Σχήμα 5.3: Εμβαδόν παραθύρου Aw, ενεργός περιοχή Ae και διάκενο g Ο πυρήνας που καλύπτει τις απαιτήσεις μετά τους υπολογισμούς είναι ο Ε40. Επειδή όμως στο χώρο του εργαστηρίου δεν υπήρχε πυρήνας Ε40, επιλέχθηκε αυτός ο οποίος είχε το αμέσως μεγαλύτερο ΑP από αυτούς που υπήρχαν. Αυτός ήταν ο Ε42. Ο Ε40 όπως και ο Ε42 δεν θα ήταν αναγκαία η τελική επιλογή όπως θα αναφερθεί παρακάτω. Το επόμενο βήμα είναι ο υπολογισμός των σπειρών του τυλίγματος του πηνίου. Από τη στιγμή που η τιμή του AΡ προέκυψε από τον τύπο για τον κόρο και για τις στροφές θα χρησιμοποιηθεί ο τύπος που δίνεται σε περίπτωση περιορισμού από την μαγνητική επαγωγή κόρου. Ο τύπος αυτός είναι: N min = L I pk B max A e 10 4 (5.3) Ο τύπος αυτός στην περίπτωσή μας, μας δίνει 82 σπείρες. Παρατηρείται ότι ο αριθμός σπειρών εξαρτάται μόνο από την ενεργό επιφάνεια Ae και όχι την επιφάνεια του παραθύρου Aw

92 Κεφάλαιο 5 Σαν επόμενο βήμα υπολογίζουμε το διάκενο το οποίο επίσης απεικονίζεται στο σχήμα 5.3. Χρησιμοποιώντας τον τύπο: Σ g = A e A e B max μ 0 N I pk a + d N g (5.4) όπου Αe η ενεργός περιοχή του πυρήνα, μ0 η σταθερά μαγνητικής διαπερατότητας στο κενό, Ν ο αριθμός των στροφών, Ng ο αριθμός των κατανεμημένων διακένων που παρευρίσκονται κατά μήκος της διαδρομής της μαγνητικής ροής (στην περίπτωση μας Ng=2), και α και d οι διαστάσεις μήκους και πλάτους της ενεργούς περιοχής του πυρήνα. Υπολογίζεται το συνολικό διάκενο Σg=4,8mm. Το διάκενο τώρα σε κάθε πλευρά δίνεται από τον τύπο: Προκύπτει διάκενο g=2,4mm. g = Σ g N g (5.5) Υπάρχει πιθανότητα η συνολική επιφάνεια των σπειρών να ξεπερνάει ένα ποσοστό της επιφάνειας παραθύρου (Aw), πάνω από το οποίο είναι δύσκολο να τυλιχθεί το τύλιγμα και πρέπει σε αυτή την περίπτωση να επιλεγεί μεγαλύτερος πυρήνας. Αυτό το ποσοστό ονομάζεται ποσοστό πλήρωσης και πρέπει να είναι μέχρι 40% για να μπορεί να τυλιχθεί ο πυρήνας. Πρέπει λοιπόν να υπολογιστεί το ποσοστό αυτό για να επιλεχθεί σωστά ένας πυρήνας που καλύπτει τις απαιτήσεις. Πρόκειται λοιπόν για μια επαναληπτική διαδικασία, γι αυτό το λόγο αναφέρθηκε πιο πάνω ότι δεν είναι απαραίτητο η αρχική επιλογή πυρήνα να είναι και η τελική. Από εμπειρικό κανόνα είναι γνωστό ότι από αγωγό διατομής 1mm 2 μπορεί να διέλθει ρεύμα 5A rms. Για την δικιά μας περίπτωση, για τα 4,7Α rms απαιτούν σπείρα διατομής A=0.9mm 2. Συνήθως προτιμάται η σπείρα να αποτελείται από πολλούς κλώνους (τυλίγματα Litz) για την αποφυγή του φαινομένου γειτνίασης και του επιδερμικού φαινομένου. Το επιδερμικό φαινόμενο παρουσιάζεται σε υψηλές συχνότητες, όπου το ρεύμα πλέον δεν διαρρέεται από την συνολική διατομή του καλωδίου, αλλά από τα άκρα της διατομής, μ αποτέλεσμα την αύξηση της αντίστασής του. Για την αποφυγή του φαινομένου αυτού χρησιμοποιούνται καλώδια μικρότερης διατομής. Για να υπολογιστεί η διατομή, μικρότερης της οποίας αποφεύγεται το επιδερμικό φαινόμενο, πρέπει να υπολογιστεί το επιδερμικό βάθος. Ο τύπος που δίνει το επιδερμικό βάθος είναι:

93 Κεφάλαιο 5 ρ δ = π μ f (5.6) όπου ρ είναι η ειδική αντίσταση χαλκού ίση με 1,68*10-8 Ωm, μ μαγνητική διαπερατότητα του χαλκού ίση με αυτή του κενού, δηλαδή 4π*10-7 και f η διακοπτική συχνότητα. Υπολογίζεται δ=0,4612mm. Πρέπει να επιλεγεί ένας κλώνος με διάμετρο μικρότερη του 2δ=0,9224mm. Από τους διαθέσιμους κλώνους του εργαστηρίου επιλέχθηκε αυτός με διάμετρο 0,71mm. Η διατομή του αγωγού αυτού είναι ίση με A cu = πr 2 = π 0,355 2 = 0,3959 mm 2. Υπολογίζεται πόσοι κλώνοι χρειάζονται για να δημιουργηθεί η σπείρα διατομής 0,9mm 2. Από τον τύπο Α/Αcu= Θα χρειαστούν τρεις κλώνοι λοιπόν. Οι τρεις αυτοί κλώνοι θα δημιουργήσουν μια σπείρα διατομής Αnew=3*Acu= mm 2. Άρα το εμβαδόν που θα καλύπτει το τύλιγμα όταν τυλιχτούν οι 82 στροφές θα είναι Αt=N*Anew=82*1.1514=94.66mm 2. To Aw του πυρήνα είναι ίσο με mm 2. Το ποσοστό πλήρωσης υπολογίζεται στο 38%. Είναι μικρότερο του 40%, οπότε γίνεται να τυλιχθεί ο πυρήνας. Επιλέχθηκε λοιπόν ο πυρήνας, ο οποίος είναι ο Ε42/21/15. Κατά τη διάρκεια της κατασκευής των πηνίων, δεν επετεύχθη περιέλιξη των πυρήνων με 82 στροφές, αλλά με 62 στροφές. Για τον λόγο αυτό και επειδή στο εργαστήριο ο αμέσως επόμενος πυρήνας ήταν αρκετά μεγαλύτερος, αποφασίστηκε να μεταβληθεί το διάκενο έτσι ώστε να επιτευχθεί η επιθυμητή επαγωγή για τα δύο πηνία, με βάση τις μετρήσεις επαγωγής που έδινε η γέφυρα μετρήθηκαν επαγωγές 0,27mH και 0,29mH με διάκενο 3,1mm και 3,2mm αντίστοιχα. Αυτή η ενέργεια βέβαια έρχεται σε αντίθεση με τους τύπους 5.3 και 5.4, από τους οποίους προκύπτει ότι με χαμηλότερες σπείρες, για να επιτευχθεί δεδομένη επαγωγή πρέπει να μειωθεί το διάκενο του πηνίου. Στο παρακάτω σχήμα απεικονίζονται τα δύο πηνία που κατασκευάστηκαν

94 Κεφάλαιο 5 Σχήμα 5.4: Πηνία Τα παραπάνω πηνία υποβλήθηκαν σε έλεγχο για να διαπιστωθεί το οριακό ρεύμα, πάνω από το οποίο υπεισέρχονται στον κόρο. Για να επιτευχθεί η παραπάνω διαδικασία συνδέθηκαν τα άκρα τους μέσω ενός διακόπτη με μία πηγή σταθερής τάσης. Όταν ο διακόπτης αυτός έκλεινε εφαρμοζόταν βηματική τάση στα άκρα τους και το ρεύμα των πηνίων αυξανόταν με κλίση V/L μέχρι εισέλθει στον κόρο. Στα επόμενα τρία σχήματα παρουσιάζονται τα ρεύματα των δύο πηνίων και η σύγκριση μεταξύ των δύο αυτών ρευμάτων. Σχήμα 5.5: Ρεύμα πρώτου πηνίου

95 Κεφάλαιο 5 Σχήμα 5.6: Ρεύμα δεύτερου πηνίου Σχήμα 5.7: Σύγκριση ρευμάτων των δύο πηνίων Από τα δύο πρώτα σχήματα φαίνεται ότι το πρώτο πηνίο υπεισέρχεται στον κόρο περίπου στα 16Α και το δεύτερο περίπου στα 17Α. Η διαφορά αυτή φαίνεται καλύτερα στο τρίτο σχήμα όπου φαίνονται και οι δύο κυματομορφές. Ο μετατροπέας όμως, σύμφωνα με τις προσομοιώσεις που παρουσιάστηκαν στα κεφάλαια 3 και 4, λειτουργεί με ρέυματα μικρότερης τιμής. Για τις τιμές αυτές των ρευμάτων, οι δύο κυματομορφές του σχήματος 5.7 παρουσιάζουν σχεδόν την ίδια κλίση. Αυτό δείχνει ότι τα πηνία παρουσιάζουν την ίδια ακριβώς αντίδραση που είναι και το ζητούμενο για την ορθή λειτουργία του μετατροπέα. Στο τελευταίο σχήμα το απότομο μεταβατικό στην αρχή της κυματομορφής του ρεύματος

96 Κεφάλαιο 5 οφείλεται στο κλείσιμο του διακόπτη και έχει να κάνει με το πόσο γρήγορα θα κλείσει ο διακόπτης κάθε φορά Πυκνωτής εισόδου Παράλληλα με την είσοδο του αντιστροφέα συνδέθηκε ένας ηλεκτρολυτικός πυκνωτής. Αυτός ο πυκνωτής έχει ως στόχο να σταθεροποιήσει την τάση εισόδου και προσφέρει και μια διέξοδο στο ρεύμα όταν αυτό επιστρέφει στην πηγή, κάτι το οποίο δεν είναι επιθυμητό. Η επιλογή αυτού του πυκνωτή έγινε με βάση τη χωρητικότητα του και την τάση που αντέχει στα άκρα του. Στον αντιστροφέα η τάση εισόδου είναι 80V, όποτε από τους διαθέσιμους πυκνωτές του εργαστηρίου επιλέχθηκε ένας με χωρητικότητα 3,9mF και τάση αντοχής 160V. Σύμφωνα με τον τύπο 5.7, υπολογίστηκε ότι η κυμάτωση της τάσης εισόδου, με τη χρήση του συγκεκριμένου μετατροπέα, είναι 1,3V. Σε ποσοστό, η παραπάνω κυμάτωση, προκύπτει μικρότερη του 5%, το οποίο καλύπτει τις προδιαγραφές για σταθεροποίηση της τάσης και επιτρέπει την εφαρμογή του ελέγχου εντοπισμού του σημείου μέγιστης ισχύος, σε περίπτωση που επιζητείται. C = P PV ω V PV u (5.7) όπου PPV είναι η ισχύς εισόδου του μετατροπέα, ω η συχνότητα λειτουργίας του μετατροπέα, VPV η τάση εισόδου και u η κυμάτωση της τάσης Πυκνωτές εξόδου Για την επιλογή των πυκνωτών εξόδου, επιλέχθηκαν οι πυκνωτές της εταιρίας Vishay, με ονομασία MKP1848S, χωρητικότητας 10μF, χωρητικότητα η οποία είχε χρησιμοποιηθεί και στις προσομοιώσεις. Η μέγιστη τάση που εμφανίζεται πάνω στους πυκνωτές σύμφωνα με τις προσομοιώσεις στο Simulink είναι 410V. Για ασφάλεια λοιπόν, επιλέχθηκαν οι παραπάνω πυκνωτές οι οποίοι απεικονίζονται στο παρακάτω σχήμα και αντέχουν τάση 500V

97 Κεφάλαιο 5 Σχήμα 5.8: Εικόνα πυκνωτή Απαγωγείς θερμότητας ημιαγωγικών στοιχείων Για την επιλογή των ψυκτικών των ημιαγωγικών στοιχείων πρέπει να είναι γνωστή η τιμή συγκεκριμένων μεγεθών, τα οποία χρειάζονται στους υπολογισμούς που απαιτούνται για την επιλογή αυτή. Τα μεγέθη αυτά είναι το μέσο ρεύμα της διόδου (Iavgdiode), η μέγιστη ενεργός τιμή του ρεύματος των MOSFET (Imaxrmsmos), το μέγιστο ρεύμα που διαρρέει τα MOSFET (Imaxmos), καθώς και η μέγιστη τάση που εφαρμόζεται πάνω σ αυτά (Vmaxmos). Επίσης από τα φυλλάδια των κατασκευαστών είναι γνωστά, η αντίσταση αγωγής των MOSFET (RDS) και οι χρόνοι έναυσης και σβέσης, ton και toff αντίστοιχα. Έγιναν ξεχωριστοί υπολογισμοί, όπως αναφέρεται παρακάτω, για τα πάνω και τα κάτω ημιαγωγικά στοιχεία των μετατροπέων Α και Β, διότι τα παραπάνω μεγέθη που αναφέρθηκαν είχαν διαφορετικές τιμές. Για τα πάνω στοιχεία, υπολογίστηκαν οι απώλειες για το MOSFET και την δίοδο ξεχωριστά με βάση τους παρακάτω τύπους: 2 P mos = I RMS R DS + V max I max 2 t sw f s (5.8) P diode = V d I avg (5.9) Το μέγεθος tsw προκύπτει από το άθροισμα του χρόνου έναυσης με το χρόνο σβέσης και fs είναι συχνότητα λειτουργίας των διακοπτικών στοιχείων (στην περίπτωση μας 20kHz). Ο πρώτος τύπος έδωσε τιμή 18,741W και ο δεύτερος 0,9756W. Οπότε οι συνολικές απώλειες για το πάνω στοιχείο προκύπτουν Ptotup= W. Την ίδια τιμή παρουσιάζουν και τα δύο πάνω στοιχεία, αφού οι τιμές των μεγεθών δεν διαφέρουν μεταξύ τους

98 Κεφάλαιο 5 Για τα κάτω στοιχεία τώρα και πάλι με βάση τους δύο παραπάνω τύπους υπολογίστηκε ό,τι οι συνολικές απώλειες για το ένα από τα κάτω στοιχεία είναι Ptotdown=9.2046W. Επιλέχθηκε να χρησιμοποιηθούν δύο ψυκτικά, ένα για κάθε ζευγάρι πάνω-κάτω ημιαγωγικών στοιχείων γιατί κάτι τέτοιο βόλευε και σχηματικά στην κατασκευή της πλακέτας και είναι και πιο αποδοτικό όσον αφορά την απαγωγή της θερμότητας. Γι αυτό το λόγο υπολογίστηκαν οι συνολικές απώλειες για ένα ζευγάρι πάνω κάτω ημιαγωγικών στοιχείων και προέκυψαν Ptot= Ptotup + Ptotdown= 28,9214W. Για τον υπολογισμό της θερμικής αντίστασης χρησιμοποιήθηκε ο παρακάτω τύπος: R θς,α = T imax T α P loss R θι,c + R θc,ς (5.10) Προκύπτει λοιπόν για το θερμικό κύκλωμα και με θερμοκρασία περιβάλλοντος Τα=30 ο C, μέγιστη επιτρεπτή θερμοκρασία στοιχείων 120 ο C, θερμική αντίσταση μονωτικού R θc,ς =0,25 ο C/W (από φυλλάδια κατασκευαστών), θερμική αντίσταση επαφής R θι,c = 0,6 ο C/W (από φυλλάδια κατασκευαστών), και συνολικές απώλειες P loss = 28,9214W, ότι R θς,α = 2,76 ο C/W. Επιλέχθηκαν ψυκτικά από τα υπάρχοντα στο εργαστήριο τα οποία έχουν θερμική αντίσταση 1,5 και 1,4 ο C/W τα οποία καλύπτουν τις ανάγκες για ψύξη και απεικονίζονται στο παρακάτω σχήμα. Σχήμα 5.9: Απαγωγείς θερμότητας

99 Κεφάλαιο 5 Εδώ πρέπει να αναφερθεί ότι τοποθετήθηκε μονωτική ταινία ανάμεσα στα ψυκτικά και στην πλακέτα για να μην υπάρξουν βραχυκυκλώματα μεταξύ αυτών και των δρόμων που υπάρχουν στο πάνω μέρος της πλακέτας ισχύος Διαιρέτες τάσης Για τη μέτρηση των τάσεων που εμφανίζονται πάνω στους πυκνωτές και απαιτούνται στον έλεγχο, χρησιμοποιήθηκε το πιο απλό μετρητικό τάσης, το οποίο είναι ένας διαιρέτης τάσης. Οι αντιστάσεις αυτές που χρησιμοποιήθηκαν αντέχουν ισχύ 0,25W. Το ενεργό ρεύμα που τις διαρρέει είναι 0,001Α, σύμφωνα με τις μετρήσεις στις προσομοιώσεις. Αυτά τα δύο μεγέθη καθόρισαν το πλήθος των αντιστάσεων που χρησιμοποιήθηκαν. Χρησιμοποιήθηκαν τέσσερις αντιστάσεις. Δυο αντιστάσεις παράλληλα στην είσοδο του διαιρέτη και δύο σε σειρά στην έξοδο του διαιρέτη, έτσι ώστε να καταναλώνεται πάνω τους ισχύ μικρότερη των 0,25W. Το μέγεθος τώρα των αντιστάσεων, καθορίζεται από την τάση που υπάρχει στην είσοδο του διαιρέτη και την τάση που εμφανίζεται στην έξοδο του. Εδώ για την καλύτερη κατανόηση σχετικά με την επιλογή των μεγεθών των αντιστάσεων πρέπει να αναφερθεί το εξής σημαντικό: Η αποθήκευση των τιμών των τάσεων αυτών γίνεται σε έναν πυκνωτή παράλληλα συνδεδεμένο στην έξοδο του διαιρέτη. Ο πυκνωτής αυτός όμως, έχει και μια μικρή αντίσταση. Έτσι αν συνδεθεί ο πυκνωτής απευθείας με τον διαιρέτη αλλάζει ο διαιρέτης τάσης. Γι αυτό το λόγο παρεμβάλλεται ενδιάμεσα ένας buffer τάσης όπως θα αναφερθεί παρακάτω, ο οποίος έχει αντίσταση εισόδου πολύ μεγάλη (της τάξης των ΜΩ) και χρειάζεται στην είσοδό του τάση +5V για να λειτουργήσει. Με βάση υπολογισμούς που έγιναν για να εμφανιστεί στην έξοδο του διαιρέτη τάση +5V υπό την μέγιστη τάση των πυκνωτών, προέκυψε ότι οι δύο παράλληλες αντιστάσεις είναι της τάξης των 820kΩ και η μια αντίσταση της τάξεως των 4,3kΩ. Επειδή στο εργαστήριο δεν υπήρχαν αντιστάσεις των 4,3kΩ, επιλέχθηκαν δύο αντιστάσεις σε σειρά, μία των 4,2kΩ και μία των 100Ω. Στην πλακέτα έγινε μελέτη να υπάρχει χώρος και για μία τρίτη αντίσταση σε σειρά με τις άλλες δύο, σε περίπτωση που διαιρέτης δεν έδινε τα επιθυμητά αποτελέσματα και χρειαζόταν αλλαγή. Εν τέλει δεν χρειάστηκε και απλά βραχυκυκλώθηκε

100 Κεφάλαιο Μέρος κυκλώματος παλμοδότησης Οπτοζεύκτης Για να λειτουργήσει ο μετατροπέας σωστά, καθώς τα δύο ημιαγωγικά στοιχεία των μετατροπέων Α και Β αντίστοιχα, έχουν διαφορετική γείωση μεταξύ τους, επιβάλλεται οι παλμοί ελέγχου να έχουν διαφορετικές γειώσεις. Για να επιτευχθεί αυτό, πρέπει ν απομονωθούν οι γειώσεις των παλμών που προέρχονται από την πλακέτα ελέγχου όπου υπάρχει κοινή γη. Υπάρχουν διάφορα είδη απομόνωσης. Επιθυμείται γαλβανική απομόνωση. Για να επιτευχθεί αυτό, χρησιμοποιήθηκε ένα ολοκληρωμένο το οποίο ονομάζεται οπτοζεύκτης (optocouler 6N137). Η απομόνωση επιτυγχάνεται καθώς το σήμα στην είσοδο του ολοκληρωμένου έχει διαφορετική γείωση με το σήμα στην έξοδό του. Το συγκεκριμένο ολοκληρωμένο διαθέτει μια φωτοδίοδο και ένα τρανζίστορ ελεγχόμενο από φως στην βάση του, μ αποτέλεσμα όταν η είσοδος είναι high η δίοδος να άγει και να παράγει φως. Αυτό έχει ως αποτέλεσμα την έναυση του τρανζίστορ και να δίνει high στην έξοδο. Η εσωτερική δομή του οπτοζεύκτη φαίνεται στο παρακάτω σχήμα: Σχήμα 5.10: Εσωτερική δομή οπτοζεύκτη [27] Από το εγχειρίδιο λειτουργίας του ολοκληρωμένου, παρατηρείται ότι πρέπει να συνδεθεί μια αντίσταση σε σειρά με τη είσοδο του, τον ακροδέκτη 2. Η αντίσταση αυτή, η

101 Κεφάλαιο 5 οποία είναι της τάξης των 250Ω-500Ω, χρειάζεται διότι πρέπει να περιοριστεί το ρεύμα εισόδου που διέρχεται από την δίοδο. Επιλέχθηκε μια αντίσταση των 360Ω. Απαιτείται ακόμα να συνδεθεί ο ακροδέκτης 8 με την τροφοδοσία των +5V, όπως και ο ακροδέκτης 7. Αυτό γίνεται διότι, η είσοδος από τον ακροδέκτη 7 καταλήγει σε μία πύλη AND από την οποία προκύπτει η έξοδος στον ακροδέκτη 6 όπως φαίνεται στο παραπάνω σχήμα. Πρέπει λοιπόν αυτή η είσοδος να έχει μόνιμα λογική τιμή 1 έτσι ώστε η πύλη AND να μπορεί να δώσει αποτέλεσμα στην έξοδο. Μεταξύ της εξόδου (ακροδέκτης 6) και της τροφοδοσίας (ακροδέκτης 8) τοποθετήθηκε μια αντίσταση 1kΩ. Σε περίπτωση που δεν υπήρχε η αντίσταση αυτή και ήγαγε το τρανζίστορ, μεταξύ συλλέκτη και εκπομπού, δηλαδή μεταξύ τροφοδοσίας και γης υπάρχει μια πολύ μικρή αντίσταση. Άρα θα πέρναγε ένα πολύ μεγάλο ρεύμα και θα καιγόταν το τρανζίστορ. Λειτουργεί η αντίσταση αυτή λοιπόν, σαν μια pull-up αντίσταση. Η τάξη μεγέθους της αντίστασης αυτής δεν μπορεί να είναι μικρή, διότι δεν θα περιορίζει αρκετά το ρεύμα που ρέει στο τρανζίστορ. Επίσης δεν μπορεί να είναι μεγάλη για δύο λόγους. Πρώτον, διότι οι πυκνωτές που υπάρχουν στο κύκλωμα του οπτοζεύκτη θα έκαναν μεγάλο χρονικό διάστημα να φορτίσουν. Και δεύτερον, το επόμενο ολοκληρωμένο που συνδέεται στην έξοδο του οπτοζεύκτη έχει μια πολύ μεγάλη αντίσταση εισόδου. Οπότε όταν δεν άγει το τρανζίστορ θα δημιουργείται ένας διαιρέτης τάσης, μεταξύ της pull-up αντίστασης και της αντίστασης εισόδου του επόμενου ολοκληρωμένου, εμφανίζοντας στα άκρα του τάση 5V. Το επόμενο ολοκληρωμένο όπως θα αναφερθεί στην επόμενη υποενότητα, θέλει 5V στην είσοδό του. Άρα η αντίσταση εισόδου του, που βρίσκεται στο κάτω μέρος του διαιρέτη τάσης πρέπει να είναι πολύ μεγαλύτερη της αντίστασης pull-up του πάνω μέρους του διαιρέτη, ώστε να υπάρχει μικρή πτώση πάνω της και τα 5V να εμφανιστούν στην είσοδο του ολοκληρωμένου. Τέλος, μεταξύ των ακροδεκτών της τροφοδοσίας (ακροδέκτης 8) και γης (ακροδέκτης 5) συνδέονται δύο πυκνωτές παράλληλα μεταξύ τους. Ένας πυκνωτής προπυλενίου 33nF και ένας ηλεκτρολυτικός του 1μF. Πρόκειται για bypass πυκνωτές, οι οποίοι αποκόπτουν τα προκύπτοντα AC σήματα γύρω από το κύριο DC σήμα και τα στέλνουν στη γη. Οι πυκνωτές αυτοί πρέπει να βρίσκονται όσο το δυνατόν πιο κοντά στον οπτοζεύκτη. Δεν τοποθετούνται κοντά στην πηγή τροφοδοσίας (τροφοδοτικά) κυρίως για δύο λόγους: Πρώτον, διότι στο καλώδιο από την τροφοδοσία μέχρι τον οπτοζεύκτη μπορεί να προκύψουν παρεμβολές από άλλες συσκευές που λειτουργούν κοντά και δεύτερον λόγω της επαγωγής του καλωδίου. Ως γνωστόν, η επαγωγή του καλωδίου αντιτίθεται στις απότομες μεταβολές του ρεύματος

102 Κεφάλαιο 5 Στην περίπτωση λοιπόν, που το ολοκληρωμένο απαιτεί το ρεύμα που θέλει για να λειτουργήσει, η επαγωγή βλέπει μια απότομη μεταβολή στο ρεύμα του τροφοδοτικού και δημιουργεί μια αντίθετη τάση (V L = L di ), η οποία θα επηρεάσει την τάση που θα φτάσει dt στο ολοκληρωμένο. Με τους πυκνωτές όμως, τη μεταβολή του ρεύματος αυτού την αναλαμβάνουν αυτοί. Έτσι η επαγωγή βλέπει ένα ομαλοποιημένο ρεύμα από το τροφοδοτικό και δεν δημιουργεί την αντίθετη τάση. Τέλος πρέπει να αναφερθεί ότι το ολοκληρωμένο αυτό αντιστρέφει τους παλμούς, οπότε στη συνέχεια πρέπει να χρησιμοποιηθεί μια συσκευή η οποία τους επαναφέρει στην αρχική τους μορφή Οδηγός παλμών Τα διακοπτικά στοιχεία που έχουν χρησιμοποιηθεί (MOSFET ισχύος) για να οδηγηθούν χρειάζονται στην είσοδο τους παλμούς εύρους +15V. Τέτοιους παλμούς, ο οπτοζεύκτης που αναλύθηκε πιο πάνω δεν μπορεί να παράγει. Για το λόγο αυτό, χρησιμοποιήθηκε ένα ολοκληρωμένο το οποίο ονομάζεται οδηγητής παλμών (driver ICL 7667) και ενισχύει το εύρος των παλμών από +5V σε +15V και το ρεύμα των παλμών αυτών. Ο συγκεκριμένος οδηγητής παλμών διαθέτει εσωτερικά δύο ενισχυτές (δύο είσοδοι-δύο έξοδοι) οι οποίοι μπορούν να χρησιμοποιηθούν ξεχωριστά ή να συνδεθούν σε έναν, όπως έγινε στο μετατροπέα της παρούσας διπλωματικής εργασίας (σύνδεση ακροδεκτών 2 με 4 και ακροδεκτών 7 με 5). Το ολοκληρωμένο αυτό απαιτεί τροφοδοσία +15V και συνδέεται στον ακροδέκτη 6, ενώ γειώνεται μέσω του ακροδέκτη 3. Ως είσοδο των παλμών από τον οπτοζεύκτη χρησιμοποιείται ο ακροδέκτης 2 και ως έξοδος προς τα ημιαγωγικά στοιχεία ο ακροδέκτης 7. Τέλος, οι ακροδέκτες 1 και 8 δεν χρησιμοποιούνται. Στο παρακάτω σχήμα απεικονίζεται η αρίθμηση των ακροδεκτών και τι συνδέεται στον καθένα. Σχήμα 5.11: Σχηματικό διάγραμμα οδηγητή παλμών [2828]

103 Κεφάλαιο 5 Και σε αυτό το ολοκληρωμένο χρησιμοποιήθηκαν bypass πυκνωτές, για τον ίδιο λόγο που αναφέρθηκε στον οπτοζεύκτη, οι οποίοι συνδέονται μεταξύ του ακροδέκτη 6 και του ακροδέκτη της γείωσης (pin 3). Ο ένας πυκνωτής, χωρητικότητας 100nF, είναι πυκνωτής προπυλενίου και ο παράλληλος του, χωρητικότητας 1μF, είναι ηλεκτρολυτικός. Επίσης, στην έξοδο του ακροδέκτη 7 συνδέθηκε μία αντίσταση σε σειρά. Η αντίσταση αυτή χρησιμοποιείται κυρίως για δύο λόγους. Ο πρώτος λόγος είναι ότι μειώνει τις ταλαντώσεις που προκύπτουν από το αναβόσβημα του ολοκληρωμένου. Ο δεύτερος και πιο σημαντικός λόγος είναι ο εξής: Η αντίσταση αυτή μειώνει το peak ρεύμα που εμφανίζεται και μπορεί να κάψει τον πυκνωτή μεταξύ πύλης και πηγής αν πάρει μεγάλες τιμές. Το μέγεθος της αντίστασης αυτής καθορίζεται από το φυλλάδιο κατασκευαστών του ημιαγωγικού στοιχείου όπου αναφέρεται μία ενδεικτική τιμή με βάση μία συγκεκριμένη τάση που εφαρμόζεται μεταξύ πύλης-πηγής. Σε περίπτωση εφαρμογής διαφορετικής τάσης, η τιμή της αντίστασης υπολογίζεται μέσω της αναλογικής μεθόδου. Για τον παραπάνω οδηγητή παλμών, υπολογίστηκε ότι απαιτείται μία αντίσταση των 6,2Ω. Η αντίσταση αυτή δεν μπορεί να έχει μεγάλη τιμή, διότι σ αυτήν την περίπτωση, η μεταβολή της τάσης θα ήταν πολύ αργή, μ αποτέλεσμα την αύξηση του χρόνου έναυσης του στοιχείου, άρα δεν θα υπήρχε ο επιθυμητός έλεγχος και θα εμφανίζονταν αυξημένες διακοπτικές απώλειες (Pδιακ.= Vpk*Ipk*tON). Από την άλλη πλευρά αν η αντίσταση είναι πολύ μικρή, υπάρχει ο κίνδυνος να διέλθει μεγάλο ρεύμα και να κάψει τον πυκνωτή. Τέλος, παρουσιάζεται το λειτουργικό διάγραμμα του οδηγητή παλμών. Πρέπει να τονιστεί επίσης πως ο οδηγός αυτός αντιστρέφει τους παλμούς, κάτι το οποίο είναι αναγκαίο όπως αναφέρθηκε και παραπάνω, από τη στιγμή που ο οπτοζεύκτης τους έχει αντιστρέψει ήδη μια φορά. Σχήμα 5.12: Λειτουργικό διάγραμμα οδηγητή παλμών [28]

104 Κεφάλαιο Ρυθμιστής τάσης Για να μην υπάρχουν πολλές τροφοδοσίες χρησιμοποιήθηκε ένα στοιχείο το οποίο τροφοδοτείται με τάση +15V στην είσοδό του και την υποβιβάζει δίνοντας στην έξοδό τάση +5V. Το στοιχείο αυτό με όνομα LM7805 (TO220), συνδέθηκε μεταξύ του κοννέκτορα τροφοδοσίας των +15V και τον ακροδέκτη 8 του κάθε οπτοζεύκτη. Μ αυτόν τον τρόπο δεν χρειάζονται ακόμα τέσσερα τροφοδοτικά των +5V αλλά μας αρκούν τέσσερα των +15V. Να τονιστεί εδώ ότι οι τιμές των πυκνωτών που χρησιμοποιήθηκαν για τους οπτοζεύκτες και τους οδηγητές παλμών καλύπτουν και το ρυθμιστή τάσης, και στην τάση εξόδου αλλά και στην τάση εισόδου του αντίστοιχα. Στο παρακάτω σχήμα απεικονίζεται το εσωτερικό μπλοκ διάγραμμα του στοιχείου. Σχήμα 5.13: Εσωτερικό μπλοκ διάγραμμα ρυθμιστή τάσης [29] Δίοδος Zener Παράλληλα με κάθε ένα από τα τέσσερα ημιαγωγικά στοιχεία, μεταξύ πύλης και πηγής, τοποθετήθηκε μία δίοδος Zener παράλληλα συνδεδεμένη με μια αντίσταση του 1,5kΩ. Από τα φυλλάδια των κατασκευαστών παρατηρείται ότι τα ημιαγωγικά στοιχεία αντέχουν μέγιστη τάση μεταξύ πύλης-πηγής 20V. Γνωρίζουμε πως για να λειτουργήσουν τα MOSFET απαιτούν μεταξύ πύλης-πηγής τάση 15V. Επιλέχθηκε λοιπόν μία δίοδος Zener τάσης 18V. Σε περίπτωση που η τάση ξεπεράσει τα 18V η δίοδος άγει και το ρεύμα ρέει μεταξύ της διόδου και της παράλληλης αντίστασης. Με τον παραπάνω τρόπο προστατεύονται τα ημιαγωγικά στοιχεία από το να καούν λόγω υπέρτασης εμφανιζόμενης στα άκρα του πυκνωτή πύληςπηγής

105 Κεφάλαιο Απεικόνιση πλακέτας ισχύος Τέλος παρουσιάζεται η κάτοψη και μία πλάγια όψη της πλακέτας ισχύος του αντιστροφέα. Διακρίνονται τα κύρια στοιχεία της διάταξης, όπως τα ημιαγωγικά στοιχεία συνδεδεμένα ανά δύο πάνω στα ψυκτικά, τα πηνία, ο ηλεκτρολυτικός πυκνωτής εισόδου και οι πυκνωτές εξόδου. Επίσης διακρίνονται τα ολοκληρωμένα (οπτοζεύκτες και οδηγητές παλμών) πάνω στις βάσεις τους που στέλνουν τους παλμούς σε κάθε διακοπτικό στοιχείο. Σχήμα 5.14: Κάτοψη πλακέτας ισχύος Σχήμα 5.15: Πλάγια όψη πλακέτας ισχύος

106 Κεφάλαιο Πλακέτα Ελέγχου Όπως αναφέρθηκε και πιο πάνω, στην πλακέτα αυτή περιλαμβάνονται όλα τα στοιχεία μέσω των οποίων διέρχονται σήματα χαμηλής ισχύος, έτσι ώστε να μην υπάρχουν συνδέσεις μεταξύ των δύο πλακετών οι οποίες μεταφέρουν ισχυρά σήματα για τη δική μας ασφάλεια, αλλά και τη λειτουργικότητα της συνολικής διάταξης Μικροελεγκτής Ο μικροελεγκτής είναι ένας τύπος μικροϋπολογιστικού συστήματος, στο οποίο είναι ενσωματωμένα όλα τα απαραίτητα περιφερειακά για την υλοποίηση των μεθόδων ελέγχου. Αυτό έχει ως αποτέλεσμα, την εμφάνιση μεγαλύτερης αυτάρκειας και υψηλότερης τιμής απόδοσης σε σχέση με έναν μικροεπεξεργαστή γενικού σκοπού. Εκτός από την αριθμητική και λογική μονάδα (ALU), τη μονάδα ελέγχου (CU) και τους καταχωρητές (Memory Registers), στοιχεία τα οποία υπάρχουν και στους μικροεπεξεργαστές, ο μικροελεγκτής περιλαμβάνει: μνήμη RAM για την αποθήκευση δεδομένων, μνήμη ROM για την αποθήκευση του προγράμματος, μετατροπείς αναλογικού σήματος σε ψηφιακό και αντίστροφα, χρονιστές, γεννήτρια ρολογιού, εξειδικευμένα περιφερειακά όπως γεννήτρια PWM κ.α. Πρόκειται για ένα ολοκληρωμένο υψηλού βαθμού ολοκλήρωσης, το οποίο εκτελεί αριθμητικές και λογικές λειτουργίες, καθώς και τις απαραίτητες λειτουργίες ελέγχου [30]. Ενσωματώνοντας την μνήμη και τα υπόλοιπα περιφερειακά σε ένα ολοκληρωμένο αυξάνεται το κόστος του κυκλώματος και περιορίζεται η υπολογιστική του ισχύς. Παρουσιάζονται όμως κάποια πολύ σημαντικά πλεονεκτήματα για διατάξεις ηλεκτρονικών ισχύος: Μειώνεται το κόστος του συστήματος, σε σχέση με την υλοποίηση με ανεξάρτητες μονάδες. Μειώνεται το μέγεθος. Παρουσιάζουν μεγαλύτερη ανθεκτικότητα στις ηλεκτρομαγνητικές παρεμβολές, καθώς οι διασυνδέσεις με τα περιφερειακά είναι εντός του ολοκληρωμένου. Τέλος, παρουσιάζουν αυτάρκεια και αυτονομία λόγω ενσωμάτωσης των κατάλληλων περιφερειακών. Για την παρούσα διπλωματική εργασία χρησιμοποιήθηκε ο μικροελεγκτής dspic30f4011 της εταιρείας MicroChip. Πρόκειται για ένα μικροελεγκτή με δυνατότητες DSP (Digital Signal

107 Κεφάλαιο 5 Processing) λειτουργίας, ο οποίος διαθέτει τα απαραίτητα περιφερειακά για τον έλεγχο μετατροπέων ισχύος. Τα κυριότερα χαρακτηριστικά του είναι: Προγραμματίζεται σε γλώσσα C. Διαθέτει ένα σετ 83 βασικών εντολών. Οι εντολές είναι των 24bit με δεδομένα μήκους16bit. 2Kbytes ενσωματωμένης μνήμης δεδομένων RAM. 48Kbytes ενσωματωμένης Flash μνήμης προγράμματος. Έως 40MHz εξωτερικό ρολόι. 30 πηγές διακοπών. 3 εξωτερικές πηγές διακοπής. Λειτουργία υπό 30MIPS. 4 διακοπές Trap στον επεξεργαστή. Πίνακα 16x16 καταχωρητών εργασίας. Στα δύο παρακάτω σχήματα παρουσιάζονται το διάγραμμα ακροδεκτών του μικροελεγκτή, καθώς και το δομικό του διάγραμμα. Σχήμα 5.16: Το pin διάγραμμα του μικροελεγκτή dspic30f4011 [30]

108 Κεφάλαιο 5 Σχήμα 5.17: Δομικό διάγραμμα μικροελεγκτή dspic30f4011 [30] Στους ακροδέκτες VDD (pin 11), VDD (pin 21), VDD (pin 32), AVDD (pin 40) συνδέθηκε η τροφοδοσία των +5V. Οι ακροδέκτες VSS (pin 12), VSS (pin 20), VSS (pin 31), AVSS (pin 39), συνδέθηκαν σε κοινή γη. Μεταξύ των ζευγαριών τροφοδοσίας και γης τοποθετήθηκαν πυκνωτές 100nF, όπως φαίνεται και στο σχηματικό του Kicad στο παράρτημα Α. Η τοποθέτηση αυτή των πυκνωτών έγινε λόγω των παρεμβολών και των επαγωγών των καλωδίων, όπως ακριβώς αναλύθηκε και στην υποενότητα ( ) για τον οπτοζεύκτη

109 Κεφάλαιο 5 Στον ακροδέκτη MCLR (pin 1) έχει συνδεθεί ένα μπουτόν, το οποίο δίνει την δυνατότητα του reset στον μικροελεγκτή. Το μπουτόν συνδέεται μεταξύ γης και του ακροδέκτη. Ενώ από την έξοδο του μπουτόν, μέσω μιας pull-up αντίστασης των 10kΩ, υπάρχει σύνδεση στην τροφοδοσία των +5V. Μ αυτόν τον τρόπο, όταν το μπουτόν δεν είναι πατημένο, ο ελεγκτής λειτουργεί κανονικά και μπορεί να προγραμματιστεί. Αντίθετα, όταν πατάμε το μπουτόν, το δυναμικό του ακροδέκτη γίνεται μηδενικό και έχουμε επανεκκίνηση (Reset). Εδώ πρέπει να αναφερθεί ο λόγος για τον οποίον χρησιμοποιείται η pull-up αντίσταση. Εάν δεν είχε συνδεθεί κάτι στον ακροδέκτη, όταν το μπουτόν δεν ήταν πατημένο και ο ελεγκτής προσπαθούσε να διαβάσει την κατάσταση του ακροδέκτη δεν θα ήξερε αν θα ήταν 1 ή 0. Αυτό το φαινόμενο ονομάζεται floating και ο ακροδέκτης φαίνεται να είναι στον αέρα. Πέρα από το ότι ο ελεγκτής δεν μπορεί να διαβάσει την κατάσταση του ακροδέκτη, υπάρχει περίπτωση ο ακροδέκτης να αλλάζει κατάσταση λόγω ενός γειτονικού σήματος και να μην υπάρχει ο επιθυμητός έλεγχος. Για την αποφυγή του παραπάνω φαινομένου, με τις αρνητικές συνέπειες του, χρησιμοποιήθηκε η pull-up αντίσταση. Μ αυτόν τον τρόπο όταν το μπουτόν δεν είναι πατημένο, ρέει ρεύμα από την τροφοδοσία στον ακροδέκτη ο οποίος έχει το δυναμικό της τροφοδοσίας. Όταν πατηθεί το μπουτόν το ρεύμα μέσω της αντίστασης ρέει προς τη γη. Εδώ πρέπει επίσης να τονιστεί, ότι αν δεν υπάρχει η αντίσταση και πατηθεί το μπουτόν θα εμφανιζόταν βραχυκύκλωμα μεταξύ τροφοδοσίας και γης. Για τον ίδιο λόγο (floating) χρησιμοποιούνται και οι pull-down αντιστάσεις όπως θα δούμε παρακάτω. Για τον υπολογισμό της τιμής της αντίστασης αυτής πρέπει να ληφθούν δύο παράγοντες υπόψη. Πρώτον, ότι όταν πατηθεί το μπουτόν, η αντίσταση καθορίζει πόσο ρεύμα θα πάει στη γη. Γι αυτόν τον λόγο δεν πρέπει η αντίσταση να είναι πολύ μικρή. Δεύτερον, όταν το μπουτόν δεν είναι πατημένο, η αντίσταση καθορίζει την τάση στον ακροδέκτη του μικροελεγκτή. Γι αυτόν τον λόγο δεν πρέπει να έχει πολύ μεγάλη τιμή. Στην είσοδο του ακροδέκτη υπάρχει μια πολύ μεγάλη αντίσταση της τάξης των 100kΩ-1ΜΩ, που ονομάζεται εμπέδηση και η οποία περιορίζει το ρεύμα που ρέει στον μικροελεγκτή. Έτσι όταν δεν είναι πατημένο το μπουτόν εμφανίζεται ένας διαιρέτης τάσης μεταξύ της pull-up αντίστασης και της εμπέδησης. Αν τοποθετηθεί αντίσταση με τιμή ίδια με αυτή της εμπέδησης, για παράδειγμα 100kΩ, θα εμφανιστεί μια τάση στην εμπέδηση των 2,5V λόγω του διαιρέτη τάσης. Ο ελεγκτής σ αυτήν την περίπτωση δεν μπορεί να διαβάσει την κατάσταση του ακροδέκτη ως λογικό 0 ή 1. Μια ενδεικτική τιμή λοιπόν, της αντίστασης που συνήθως

110 Κεφάλαιο 5 χρησιμοποιείται είναι το 1/10 της τιμής της εσωτερικής εμπέδησης. Μ αυτήν την τιμή, ούτε στη γη διοχετεύεται μεγάλο ρεύμα, ούτε η τάση πέφτει σε επίπεδα που δεν μπορεί να διαβάσει και να καταλάβει ο ελεγκτής. Οι ακροδέκτες ΑΝ0 (pin2), ΑΝ1 (pin3), ΑΝ2 (pin4), ΑΝ3 (pin5), ΑΝ4 (pin6), ΑΝ5 (pin7), ΑΝ6 (pin8), ΑΝ7 (pin9), ΑΝ8 (pin10), χρησιμοποιούνται ως αναλογικοί είσοδοι. Στους ακροδέκτες ΑΝ0 και ΑΝ3 εισέρχονται οι τάσεις που μετρούνται στα άκρα των δύο πυκνωτών της διάταξης, μέσω των buffer τάσης LM358. Στις εισόδους ΑΝ4 και ΑΝ5 έχουν συνδεθεί δύο τρίμερ. Τα τρίμερ αυτά χρησιμοποιούνται ώστε κάθε φορά να ρυθμίζεται το peak και η dc τιμή του ημιτόνου αναφοράς που χρησιμοποιείται για τον έλεγχο της τάσης των πυκνωτών στο κλειστό βρόγχο. Το ημίτονο αναφοράς έχει δημιουργηθεί προγραμματιστικά στον μικροελεγκτή. Από την έξοδο του καθενός τρίμερ μέχρι τον ακροδέκτη του μικροελεγκτή, έχει συνδεθεί παράλληλα με την γη ένας πυκνωτής 180nF και έχει τοποθετηθεί όσο πιο κοντά στον μικροελεγκτή, για σταθεροποίηση της τάσης. Τα τρίμερ αυτά είναι των 20kΩ. Επιλέχθηκαν αυτά διότι αν επιλεγόταν μικρότερης τάξης αντίσταση θα υπήρχε διέλευση ρεύματος μεγάλης τιμής. Αυτό το φαινόμενο θα μπορούσε να αποδειχθεί αρνητικό για το μικροελεγκτή, ακόμα και για το ίδιο το τρίμερ που θα μπορούσε να καεί. Σε περίπτωση που επιλεγόντουσαν ποτενσιόμετρα μεγαλύτερης αντίστασης, η αντίσταση αυτή θα ήταν συγκρίσιμη με την αντίσταση εισόδου του μικροελεγκτή με αποτέλεσμα να επηρεάζεται η αντίσταση εξόδου του τρίμερ και να μην δίνει τα επιθυμητά αποτελέσματα. Οι ακροδέκτες U1ATX (pin 15), U1ARX (pin 16), χρησιμοποιούνται για την άμεση επικοινωνία του υπολογιστή με τον μικροελεγκτή, σε περίπτωση απαιτείται κάτι τέτοιο. Το pin 15 χρησιμοποιείται για να λαμβάνει δεδομένα από τον υπολογιστή, ενώ το pin 16 χρησιμοποιείται για να στέλνει δεδομένα από τον μικροελεγκτή. Ο ακροδέκτης ΙΝΤ0 (pin 17) χρησιμοποιείται ως ψηφιακή είσοδος και συνδέεται με ένα μπουτόν. Το μπουτόν αυτό χρησιμοποιείται όταν πρέπει να αλλάξει ο έλεγχος που χρησιμοποιείται. Στην αρχική περίπτωση, όπου το μπουτόν δεν είναι πατημένο ο ακροδέκτης αποκτά μηδενικό δυναμικό (λογικό 0), καθώς μέσω μιας pull-down αντίστασης των 10kΩ συνδέεται στη γη και εφαρμόζεται ο αρχικός έλεγχος. Όταν το μπουτόν πατηθεί για πρώτη φορά, ο ακροδέκτης αποκτά δυναμικό +5V (λογικό 1) και ελέγχονται τα ημιαγωγικά στοιχεία μέσω του ελέγχου με τον PI ελεγκτή. Σε κάθε άνοδο του σήματος λοιπόν, από μηδέν σε ένα θα υπάρχει εναλλαγή μεταξύ των ελέγχων και αυτό ρυθμίζεται

111 Κεφάλαιο 5 μέσω του προγράμματος του μικροελεγκτή. Αναφέρθηκε πιο πάνω ο λόγος για τον οποίο χρησιμοποιούνται pull-up και pull-down αντιστάσεις. Για γενικότερη διευκόλυνση έτσι ώστε να αναγνωρίζεται άμεσα ποιός από τους δύο ελέγχους εφαρμόζεται κάθε στιγμή, χρησιμοποιήθηκε ένα led. Συνδέθηκε στην ψηφιακή έξοδο RD2 (pin 22). Μέσω του προγράμματος καθορίζεται το led να είναι αναμμένο κατά τη διάρκεια του ελέγχου με τον PI ελεγκτή και κατά τον ανοιχτό βρόγχο να παραμένει σε αδράνεια. Και σε αυτό το led, όπως και σε άλλα που θα αναφερθούν παρακάτω, χρησιμοποιήθηκε μια αντίσταση (360Ω) συνδεδεμένη σε σειρά σαν περιοριστή ρεύματος. Στην περίπτωση του μπουτόν όμως εμφανίζεται ένα αρνητικό φαινόμενο, το οποίο πρέπει να περιοριστεί. Όταν πατηθεί το μπουτόν, η επαφή δεν κλείνει άμεσα χρονικά αλλά ύστερα από μια ταλάντωση. Αυτό το φαινόμενο αναφέρεται ως bouncing και έχει ως αποτέλεσμα για κάποιο μικρό χρονικό διάστημα ο μικροελεγκτής να αντιλαμβάνεται αυτό το φαινόμενο σαν πολλαπλούς παλμούς, κάτι το οποίο δεν είναι επιθυμητό για τον έλεγχο. Στο παρακάτω σχήμα παρουσιάζεται αυτό το φαινόμενο. Σχήμα 5.18: Φαινόμενο bouncing [31] Το αρνητικό φαινόμενο αυτό μπορεί ν αντιμετωπιστεί και προγραμματιστικά και πρακτικά. Στην παρούσα διπλωματική αντιμετωπίστηκε με πρακτικό τρόπο, ο οποίος είναι η τοποθέτηση στην έξοδο του μπουτόν ενός RC φίλτρου. Ύστερα από δοκιμές σε breadboard επιλέχθηκε ένα RC φίλτρο αντίστασης 1,3kΩ και πυκνωτή χωρητικότητας 47nF. Στα παρακάτω σχήματα παρουσιάζεται η εξάλειψη της κυμάτωσης που επιτεύχθει με το παραπάνω φίλτρο. Στο πρώτο σχήμα απεικονίζεται η διάταξη που δημιουργήθηκε έτσι ώστε να παρατηρηθεί το προαναφερθέν φαινόμενο. Στα δύο επόμενα παρουσιάζονται οι μετρήσεις του παλμογράφου χωρίς ή με χρήση φίλτρου αντίστοιχα

112 Κεφάλαιο 5 Σχήμα 5.19: Κυκλωματικό ισοδύμανο διάταξης που κατασκευάστηκε Στο παραπάνω σχήμα παρατηρείται και η pull-down αντίσταση των 10kΩ που έχει συνδεθεί στην έξοδο του μπουτόν. Σχήμα 5.20: Αποτέλεσμα πατήματος μπουτόν χωρίς την παρουσία φίλτρου

113 Κεφάλαιο 5 Σχήμα 5.21: Αποτέλεσμα πατήματος μπουτόν με την παρουσία φίλτρου Σχήμα 5.22: Αποτέλεσμα με χρήση φίλτρου κατά την άνοδο του μπουτόν MPLAB PICkit3 Για την επικοινωνία του υπολογιστή με το μικροελεγκτή και τον προγραμματισμό του, χρησιμοποιήθηκε το αναπτυξιακό πρόγραμμα MPLAB X IDE v3.05. Ο προγραμματισμός μέσω του προγράμματος αυτού, μπορεί να γίνει σε γλώσσα C και μάλιστα σε πραγματικό χρόνο. Επίσης, παρέχει τη δυνατότητα γρήγορης εύρεσης των σφαλμάτων. Η σύνδεση του

114 Κεφάλαιο 5 μικροελεγκτή με τον υπολογιστή γίνεται μέσω του PICkit 3, μιας συσκευής της MicroChip. Οι συνδέσεις με τον υπολογιστή και τον ελεγκτή παρουσιάζονται στα δύο παρακάτω σχήματα. Σχήμα 5.23: Σύνδεση PICkit 3 με υπολογιστή και πλακέτα [32] Σχήμα 5.24: Σύνδεση των ακροδεκτών του PICkit3 με το μικροελεγκτή [32] Για τη σύνδεση του PICkit 3 χρησιμοποιήθηκε η τροφοδοσία των +5V και η γείωση καθώς επίσης και οι ακροδέκτες PGD (pin 25), PGC (pin 26), εκτός από τον ακροδέκτη 1 (MCLR) που αναλύθηκε πιο πάνω. Από τις τρεις γεννήτριες PWM που περιέχει ο μικροελεγκτής, χρησιμοποιήθηκαν οι δύο και συγκεκριμένα οι ακροδέκτες PWM2H (pin 35), PWM2L (pin 36), PWM1H (pin 37), PWM1L (pin38), ως έξοδοι για τους παλμούς ελέγχου των ημιαγωγικών στοιχείων. Από τη στιγμή που στη διάταξη υπάρχουν μόνο τέσσερα ημιαγωγικά στοιχεία, καλύπτονται από τις παραπάνω εξόδους, οι οποίες μάλιστα θα είναι ανά δύο συμπληρωματικές, ώστε να

115 Κεφάλαιο 5 στέλνονται στο πάνω και κάτω στοιχείο. Τα σήματα αυτά οδηγούνται από το μικροελεγκτή σε έναν ενισχυτή ρεύματος, όπως θα αναλυθεί παρακάτω Ενισχυτής ρεύματος Ο μικροελεγκτής σύμφωνα με το φυλλάδιο κατασκευαστών του μπορεί να δώσει σε κάθε έξοδο του ρεύμα μέχρι 25mA. Συνολικά όμως μπορεί να αποδώσει ρεύμα μέχρι 200mA. Για να μην καταπονείται ο μικροελεγκτής λοιπόν και για την ύπαρξη ασφάλειας ότι τα ολοκληρωμένα που είναι συνδεδεμένα στις εξόδους του θα λειτουργούν χωρίς πρόβλημα, οι παλμοί που παράγονται από το μικροελεγκτή οδηγούνται αρχικά σε έναν ενισχυτή ρεύματος (line driver 74HC541). Ο συγκεκριμένος ενισχυτής αποτελείται από οχτώ εισόδους και οχτώ εξόδους. Επίσης, εκτός από τους ακροδέκτες τροφοδοσίας (+5V, pin 20) και γείωσης (pin 10), ανάμεσα στους οποίους τοποθετήθηκε πυκνωτής 100nF για τους ίδιους λόγους που τοποθετήθηκαν και σε όλα τα υπόλοιπα ολοκληρωμένα, περιέχει δύο ακόμη ακροδέκτες ελέγχου ΟΕ1, ΟΕ2 (pin 1, 19 αντίστοιχα), όπως φαίνεται στο σχήμα 5.25 παρακάτω. Σύμφωνα με τον πίνακα αληθείας, που παρουσιάζεται στο σχήμα 5.27, αν κάποιος από τους δύο αυτούς ακροδέκτες συνδεθεί στην τροφοδοσία (High), οι έξοδοι θα βρεθούν σε κατάσταση υψηλής εμπέδησης. Εδώ όμως ζητούμενο είναι απλά η ενίσχυση των παλμών. Για το λόγο αυτό, οι δύο ακροδέκτες γειώνονται. Έτσι οι παλμοί στην έξοδο είναι ενισχυμένοι και μη αντεστραμμένοι. Επιπροσθέτως, σε όλες τις εισόδους του ενισχυτή όπου εισέρχονται σήματα τοποθετούνται αντιστάσεις pull-down της τιμής των 10kΩ για τους ίδιους λόγους που αναφέρθηκαν πιο πάνω. Ακολουθούν τα δύο σχήματα τα οποία αναφερθήκαν και ακόμα ένα, τα οποία βοηθούν να γίνουν καλύτερα κατανοητές η δομή και η λειτουργία του ενισχυτή. Σχήμα 5.25: Διάγραμμα ακροδεκτών ενισχυτή ρεύματος [33]

116 Κεφάλαιο 5 Σχήμα 5.26: Λογικό διάγραμμα του ενισχυτή ρεύματος [33] Σχήμα 5.27: Πίνακας αληθείας ενισχυτή παλμών [33] Έχουν επιλεγεί ως είσοδοι οι ακροδέκτες 3, 4, 5 και 6, αντίστοιχα ενεργοποιούνται οι έξοδοι 14, 15, 16 και 17. Σε κάθε έξοδο του ενισχυτή, έχει συνδεθεί ένα led σε σειρά με μια αντίσταση. Η χρησιμοποίησή τους είναι καθαρά για τυπικούς λόγους για να παρατηρείται ότι όντως οι έξοδοι δίνουν παλμούς, καθώς λόγω της μεγάλης συχνότητας (20kHz) θα φαίνονται στο ανθρώπινο μάτι μονίμως αναμμένα. Οι αντιστάσεις σε σειρά τοποθετούνται και σ αυτή την περίπτωση σαν περιοριστές ρεύματος, έτσι ώστε να μην υπάρχει κίνδυνος να καούν τα led λόγω υψηλού ρεύματος. Η τιμή των αντιστάσεων που επιλέχθηκαν είναι 360Ω

117 Κεφάλαιο Ενισχυτής τάσης Όπως αναφέρθηκε και στην ενότητα ( ) για τους διαιρέτες τάσης, ανάμεσα στο διαιρέτη τάσης και το μικροελεγκτή χρησιμοποιείται ένας ενισχυτής τάσης (buffer LM358). Και αυτός ο ενισχυτής, όπως ο ενισχυτής ρεύματος (74HC541), απαιτεί τροφοδοσία +5V για να λειτουργήσει. Όπως απεικονίζεται στο σχήμα 5.28 το ολοκληρωμένο περιέχει στο εσωτερικό του δύο ενισχυτές, οπότε απαιτείται ένα μόνο ολοκληρωμένο και για τα δύο σήματα που προκύπτουν από τους διαιρέτες τάσης της πλακέτας ισχύος. Αρχικά πρέπει να τονιστεί ο λόγος για τον οποίο χρησιμοποιείται ο ενισχυτής αυτός. Εκτός του ό,τι μ αυτόν τον τρόπο δεν επιτρέπεται στην αντίσταση της εισόδου του ακροδέκτη του μικροελεγκτή να επηρεάζει το διαιρέτη τάσης, απομονώνει, ο ενισχυτής αυτός, την είσοδό του από την έξοδό του. Αν για παράδειγμα, εμφανιστεί κάποιο βραχυκύκλωμα στην έξοδο του ενισχυτή, αυτό δε θα επηρεάσει την είσοδό του και το αντίστροφο. Στόχος δεν είναι να ενισχυθεί η τάση εισόδου, η οποία έχει υποβιβαστεί στα +5V από το διαιρέτη τάσης, αλλά η ίδια τιμή τάσης να περνάει στην έξοδο και να φθάνει στους ακροδέκτες του μικροελεγκτή. Το κέρδος, λοιπόν, του ενισχυτή πρέπει να είναι μοναδιαίο. Για να επιτευχθεί αυτό ανατροφοδοτείται (feedback) η τάση εξόδου (pin 1, pin7) στην αναστρέφουσα είσοδο (pin 2, pin6 αντίστοιχα) χωρίς την παρουσία αντιστάσεων. Επίσης δεν απαιτείται οι τάσεις που προκύπτουν από τους διαιρέτες να αναστραφούν, έτσι τα δύο σήματα στέλνονται στις μη-αναστρέφουσες εισόδους (pin 3, pin 5). Και σ αυτό το ολοκληρωμένο τοποθετήθηκε ένας πυκνωτής 100nF ανάμεσα στην τροφοδοσία (pin 8) και τη γείωση (pin 4) για τους ίδιους λόγους που έχουν τοποθετηθεί και στα υπόλοιπα ολοκληρωμένα. Επιπρόσθετα, σε κάθε έξοδο του ενισχυτή υπάρχει ένα βαθυπερατό RC φίλτρο, με τιμές αντίστασης και πυκνωτή 1,8kΩ και 10nF αντίστοιχα (οι τιμές καθορίστηκαν κατά τη διάρκεια των πειραμάτων ύστερα από δοκιμές με διάφορες αντιστάσεις και πυκνωτές), ώστε να αποκόπτονται οι υψηλές συχνότητες της τάξης των 20kHz. Μ αυτόν τον τρόπο γίνεται προσπάθεια ώστε, το κύριο σήμα των 50Hz που λαμβάνει ο μικροελεγκτής να είναι όσο το δυνατόν πιο καθαρό γίνεται. Παρακάτω παρουσιάζεται το σχήμα όπου απεικονίζονται οι ακροδέκτες του ενισχυτή τάσης

118 Κεφάλαιο 5 Σχήμα 5.28: Διάγραμμα ακροδεκτών ενισχυτή ρεύματος [34] Πυκνωτής εισόδου Αμέσως μετά τους ακροδέκτες τροφοδοσίας των στοιχείων έχει τοποθετηθεί ένας ηλεκτρολυτικός πυκνωτής (1mF, 16V). Χρησιμοποιείται για σταθεροποίηση της τάσης εισόδου των +5V. Επίσης, για δικιά εξυπηρέτηση του χρήστη, τοποθετήθηκε, όπως απεικονίζεται στο σχήμα 5.29, ένα ακόμη led. Το συγκεκριμένο led έχει συνδεθεί μέσω μιας αντίστασης (360Ω περιοριστής) με μία γραμμή τροφοδοσίας των +5V έτσι ώστε να είναι γνωστό ανά πάσα στιγμή αν είναι υπό τάση η πλακέτα ελέγχου. Στη συνέχεια παρουσιάζονται μέσω δύο σχημάτων η κάτοψη και η πλάγια όψη της πλακέτας ελέγχου. Σχήμα 5.29: Κάτοψη πλακέτας ελέγχου

119 Κεφάλαιο 5 Σχήμα 5.30: Πλάγια όψη πλακέτας ελέγχου Σχηματική απεικόνιση πορείας παλμών Επειδή οι παλμοί από την παραγωγή τους στο μικροελεγκτή, μέχρι να φθάσουν στα διακοπτικά στοιχεία, δέχτηκαν διάφορες τροποποιήσεις μέσω ενός αριθμού ολοκληρωμένων στοιχείων, των οποίων η λειτουργία περιγράφθηκε εκτεταμένως στις παραπάνω ενότητες του κεφαλαίου, παρουσιάζεται ένα σχήμα το οποίο απεικονίζει συνοπτικά την πορεία των παλμών και τις τροποποιήσεις που δέχτηκαν σ αυτή τη διαδρομή. Υπενθυμίζεται ότι τόσο ο οπτοζεύκτης όσο και ο οδηγητής παλμών βρίσκονται στην πλακέτα ισχύος έτσι ώστε να είναι κοντά στα ημιαγωγικά στοιχεία, για τη μείωση των παρεμβολών και των ηλεκτρομαγνητικών θορύβων, ενώ ο μικροελεγκτής καθώς και ο ενισχυτής ρεύματος βρίσκονται στην πλακέτα ελέγχου. Σχήμα 5.31: Πορεία παλμών

120 Κεφάλαιο Πλακέτα τροφοδοσίας Στην παρούσα διπλωματική εργασία δεν κρίθηκε αναγκαίο να κατασκευαστεί πλακέτα τροφοδοσίας, καθώς υπήρχε πλακέτα έτοιμη στο εργαστήριο η οποία κάλυπτε τις ανάγκες των πλακετών ισχύος και ελέγχου σχετικά με τις τροφοδοσίες των στοιχείων τους. Όπως φαίνεται και στο παρακάτω σχήμα, στην πλακέτα υπάρχουν τέσσερα γραμμικά τροφοδοτικά των +15V και ένα των +5V. Τα τέσσερα πρώτα, τροφοδοτούν τους οδηγητές παλμών, αλλά και τους οπτοζεύκτες μέσω των ρυθμιστών τάσης (LM7805). Ενώ το τροφοδοτικό των +5V, χρησιμοποιείται για την τροφοδότηση του μικροελεγκτή, του ενισχυτή ρεύματος (74HC541) καθώς και του ενισχυτή τάσης (LM358), τα οποία όπως προαναφέρθηκε βρίσκονται στην πλακέτα ελέγχου. Σχήμα 5.32: Κάτοψη πλακέτας τροφοδοτικών

121 Κεφάλαιο 6 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 6 ΠΕΙΡΑΜΑΤΙΚΕΣ ΜΕΤΡΗΣΕΙΣ-ΑΠΟΤΕΛΕΣΜΑΤΑ 6.1 Εισαγωγή Στο κεφάλαιο αυτό γίνεται η παρουσίαση των πειραματικών αποτελεσμάτων της ορθής λειτουργίας του μετατροπέα, με σκοπό τη σύγκρισή τους με τα θεωρητικά αποτελέσματα που αναφέρθηκαν στα κεφάλαια 3 και 4. Παρουσιάζονται τα παλμογραφήματα και οι μετρήσεις που έγιναν για τις δύο μεθόδους ελέγχου και γίνεται μια καταγραφή των συμπερασμάτων σχετικά με τα αποτελέσματα που προέκυψαν. Στα παρακάτω σχήματα απεικονίζεται η συνολική διάταξη του μετατροπέα με τις συνδέσεις της, τις απαραίτητες τροφοδοσίες της και τα όργανα που βοήθησαν στην καταμέτρηση των αποτελεσμάτων του πειράματος. Σχήμα 6.1: Συνολική διάταξη και όργανα τροφοδοσιών και μετρήσεων

122 Κεφάλαιο 6 Σχήμα 6.2: Διάταξη πλακετών και φορτίο 6.2 Πειραματικές μετρήσεις με βάση τη μέθοδο PWM με αναφορά βασισμένη στις επιθυμητές τάσεις εξόδου των πυκνωτών Αρχικά και πριν την εφαρμογή μέγιστης ισχύος στο μετατροπέα με μέγιστο φορτίο, έγιναν δοκιμές σε μικρότερη ισχύ και μικρότερο φορτίο, ώστε να εξακριβωθεί ότι ο μετατροπέας λειτουργεί ορθά. Έτσι λήφθηκαν μετρήσεις με τάση εισόδου του μετατροπέα 20V, 30V και 50V και φορτίο 660Ω

123 Κεφάλαιο Τάση εισόδου 20V, φορτίο 660Ω Η ισχύς εισόδου με βάση τις ενδείξεις του τροφοδοτικού είναι 52W και η ισχύς εξόδου, με βάση τον παλμογράφο για την τάση και ένα πολύμετρο για το ρεύμα, είναι 13W. Ο συντελεστής απόδοσης με βάση τις παραπάνω μετρήσεις προκύπτει 25%. Σχήμα 6.3: Τάση στα άκρα του φορτίου, με V in=20v Σχήμα 6.4: Τάση στα άκρα των πυκνωτών, με V in=20v

124 Κεφάλαιο Τάση εισόδου 30V, φορτίο 660Ω Η ισχύς εισόδου αυξήθηκε στα 110W, όπως και η ισχύς εξόδου στα 39W. Ο συντελεστής απόδοσης έφτασε στο 35%. Σχήμα 6.5: Τάση στα άκρα του φορτίου, με V in=30v Σχήμα 6.6: Τάση στα άκρα των πυκνωτών, με V in=30v

125 Κεφάλαιο Τάση εισόδου 50V, φορτίο 660Ω Η ισχύς εισόδου με 50V στην είσοδο διαμορφώθηκε στα 195W, ενώ η ισχύς εξόδου στα 82W. Ο συντελεστής απόδοσης αυξήθηκε στο 42%. Σχήμα 6.7: Τάση στα άκρα του φορτίου, με V in=50v Σχήμα 6.8: Τάση στα άκρα των πυκνωτών, με V in=50v Όπως δείχνουν οι παραπάνω μετρήσεις για διάφορες τιμές της τάσης εισόδου και κατ επέκταση της ισχύος εισόδου, ο μετατροπέας λειτουργεί ορθά. Η τάση εξόδου πάνω στο φορτίο έχει ημιτονοειδή μορφή με συχνότητα 50Hz και οι τάσεις στα άκρα των πυκνωτών

126 Κεφάλαιο 6 είναι ημιτονοειδείς, με την επιθυμητή διαφορά φάσης των 180 ο. Επίσης παρατηρούμε ότι η τάση εξόδου φθάνει το επιθυμητό πλάτος των 325V και με τάση εισόδου στα 50V. Τα παραπάνω αποτελέσματα λοιπόν, δείχνουν ότι ο μετατροπέας λειτουργεί ορθά και ότι ο έλεγχος ο οποίος εφαρμόζεται οδηγεί στα επιθυμητά αποτελέσματα στην έξοδο του μετατροπέα. Το παραπάνω γεγονός έδωσε τη δυνατότητα να μελετηθεί ο μετατροπέας στη μέγιστη τάση εισόδου, των 80V, για δύο διαφορετικά φορτία στην έξοδό του, όπως έγινε και στις προσομοιώσεις στο κεφάλαιο 3. Οι δοκιμές αυτές παρουσιάζονται στις δύο επόμενες υποενότητες Τάση εισόδου 80V, φορτίο 660Ω Η ισχύς εισόδου με βάση το τροφοδοτικό φθάνει στα 224W και η ισχύς εξόδου στα 77W. Ο συντελεστής απόδοσης αυξάνεται στο 35%. Στο πρώτο σχήμα της υποενότητας αυτής παρουσιάζεται η τάση στα άκρα της αντίστασης, του φορτίου δηλαδή του μετατροπέα. Σχήμα 6.9: Τάση στα άκρα του φορτίου, με V in=80v Το ημίτονο εξόδου του μετατροπέα παρουσιάζει το επιθυμητό πλάτος των 325V και την επιθυμητή συχνότητα των 50Hz. Στο επόμενο σχήμα απεικονίζεται η τάση στα άκρα των δύο πυκνωτών

127 Κεφάλαιο 6 Σχήμα 6.10: Τάση στα άκρα των πυκνωτών, με V in=80v Σχήμα 6.11: Τάση φορτίου και τάση πυκνωτών, με V in 80V Παρατηρείται η διαφορά φάσης των 180 ο μεταξύ των δύο ημιτόνων, το πλάτος των 325V, αλλά και η επιθυμητή συχνότητα των 50Hz, όπως φαίνεται και στις μετρήσεις στα δύο παραπάνω σχήματα

128 Κεφάλαιο 6 Σχήμα 6.12: FFT ανάλυση τάσης εξόδου Σχήμα 6.13: FFT ανάλυση τάσης εξόδου σε μεγάλες συχνότητες Τα παραπάνω σχήματα δείχνουν ότι υπάρχει παρουσία ανώτερων αρμονικών στα 150Hz και στα 200Hz. Η ανώτερη αρμονική των 150Hz είναι αρκετά αρνητικό φαινόμενο καθώς αποτελεί την τρίτη αρμονική και επηρεάζει αρκετά αρνητικά την μορφή του ημιτόνου και την ενεργό ισχύ στην έξοδο του μετατροπέα. Το καλό είναι ότι είναι σε μικρό ποσοστό. Το σχήμα 6.13 δείχνει ότι η κυματομορφή της τάσης είναι καθαρή από αρμονικές στα 20kHz

129 Κεφάλαιο 6 και στα πολλαπλάσια της συχνότητας αυτής, που αποτελεί την διακοπτική συχνότητα των ημιαγωγικών στοιχείων και αποτελεί ένα θετικό γεγονός. Σχήμα 6.14: Ρεύμα πηνίου, με V in=80v Σχήμα 6.15: Τάση ημιαγωγικού στοιχείου, με V in=80v Όπως παρατηρείται οι κυματομορφές των δύο παραπάνω σχημάτων είναι πολύ κοντά στις κυματομορφές που παρουσιάσαμε στο κεφάλαιο 3 με τις προσομοιώσεις και

130 Κεφάλαιο 6 συγκεκριμένα στα σχήματα 3.24 και 3.26 αντίστοιχα. Αυτό δείχνει ότι οι προσομοιώσεις που έγιναν ήταν αρκετά ακριβείς και όπως φαίνεται πολύ κοντά στις πραγματικές μετρήσεις, τόσο όσο αφορά τα σχήματα των κυματομορφών, όσο και τα μεγέθη αυτών Τάση εισόδου 80V, φορτίο 330Ω Η ισχύς εισόδου αυξήθηκε στα 288W και η ισχύς εξόδου στα 147W. Ο συντελεστής απόδοσης αυξήθηκε στο 51%. Οι αυξήσεις αυτές ήταν κάτι αναμενόμενο από τη στιγμή που αυξήθηκε το φορτίο, όπως είχαν δείξει και οι προσομοιώσεις του κεφαλαίου 3. Σχήμα 6.16: Τάση στα άκρα του φορτίου, με V in=80v

131 Κεφάλαιο 6 Σχήμα 6.17: Τάση στα άκρα των πυκνωτών, με V in=80v Σχήμα 6.18: Τάση φορτίου και τάση πυκνωτών, με V in=80v Τα τρία παραπάνω σχήματα απεικονίζουν την τάση εξόδου και την τάση των πυκνωτών με το φορτίο των 330Ω. Τα αποτελέσματα είναι ικανοποιητικά και με αυτό το φορτίο, καθώς στην έξοδο το ημίτονο όπως δείχνουν και οι μετρήσεις παρουσιάζει και τη μορφή και έχει και την επιθυμητή μέγιστη τιμή των 325V. Το ίδιο ισχύει και για την τάση των δύο πυκνωτών με τη διαφορά φάσης των 180 ο. Σχήμα 6.19: Ρεύμα πηνίου, με V in=80v

132 Κεφάλαιο 6 Σχήμα 6.20: Ρεύμα πηνίου σε μεγέθυνση Σχήμα 6.21: Τάση ημιαγωγικού στοιχείου, με V in=80v Τα τρία παραπάνω σχήματα επιβεβαιώνουν και σε αυτή την περίπτωση τις προσομοιώσεις, όπως δείχνουν τα σχήματα 3.13, 3.14 και 3.17 αντίστοιχα, καθώς παρουσιάζουν παλμογραφήσεις που είναι πολύ κοντά στα αποτελέσματα των προσομοιώσεων

133 Κεφάλαιο 6 Επειδή ο συντελεστής απόδοσης είναι μικρός σε σχέση με το συντελεστή που αναμενόταν λόγω των προσομοιώσεων στο simulink, έγιναν μερικές ακόμα μετρήσεις για να διαπιστωθεί πού οφείλεται η σημαντική αυτή μείωση. Αναφέρθηκε στο κεφάλαιο 3 ότι δε λήφθηκαν υπόψιν οι διακοπτικές απώλειες των ημιαγωγικών στοιχείων. Γι αυτό το λόγο μετρήθηκαν στον παλμογράφο οι χρόνοι έναυσης και σβέσης των ημιαγωγικών στοιχείων και παρουσιάζονται στα επόμενα δύο σχήματα. Σχήμα 6.22: Χρόνος έναυσης ημιαγωγικού στοιχείου Σχήμα 6.23: Χρόνος σβέσης ημιαγωγικού στοιχείου

134 Κεφάλαιο 6 Οι χρόνοι έναυσης και σβέσης των MOSFET είναι 200ns, δηλαδή 80ns και 70ns παραπάνω αντίστοιχα, από τους χρόνους που δηλώνονται στο φυλλάδιο του κατασκευαστή και χρησιμοποιήθηκαν στον υπολογισμό των απωλειών των ημιαγωγικών στοιχείων για την επιλογή των ψυκτικών. Η αύξηση στους χρόνους αυτούς προκαλεί μια περαιτέρω αύξηση των 15W περίπου στην κατανάλωση ισχύος από τα 60W που υπολογίστηκαν στο κεφάλαιο 5 για τα ημιαγωγικά στοιχεία αυτά. Η αύξηση αυτή βέβαια δεν δικαιολογεί τον τόσο μικρό συντελεστή απόδοσης, έχει όμως ένα ρόλο στη μειωσή του. Επίσης, έγιναν μετρήσεις χωρίς την παρουσία φορτίου, έτσι ώστε να γίνει γνωστό τι ισχύ καταναλώνει ο μετατροπέας υπό κενό. Σύμφωνα με τις ενδείξεις του τροφοδοτικού υπήρχε κατανάλωση περίπου 90W. Έγιναν επίσης μετρήσεις υπό σταθερή τάση εισόδου 70V και ενεργό τιμή τάσης εξόδου 230V και 110V, υπό μεταβλητό φορτίο. Οι μετρήσεις αυτές, οι οποίες απεικονίζονται στους δύο επόμενους πίνακες, δίνουν πληροφορία για τη μεταβολή του συντελεστή απόδοσης καθώς αυξάνεται το φορτίο. Vin (V) Iin,avg (A) Vout,rms (V) Iout,rms (A) Load (Ω) Pin (W) Pout (W) η 70 1, , , ,7 0, , ,15 733, ,5 0, , , ,2 0, , ,33 333, ,3 0, , ,38 286, ,42 0, , ,45 242, ,05 0, ,59 184, ,31 0, , ,68 160, ,12 0, , ,84 128, ,72 0, , ,98 109, ,86 0, , ,09 97, ,54 0, ,188 87, ,55 0, , ,31 79, ,24 0, , ,43 72, ,29 0, , , , , ,76 57, ,76 0, , ,87 53, ,65 Πίνακας 6.2: Μετρήσεις μετατροπέα για τάση εξόδου V out,rms=110v

135 Κεφάλαιο 6 Σχήμα 6.24: Βαθμός απόδοσης συναρτήσει ισχύος εισόδου Παρατηρείται ότι ο συντελεστής απόδοσης έχει μέγιστη τιμή 67%, όπως δείχνει ο πίνακας 6.1. Επίσης, υπάρχει μια πτώση της τιμής της τάσης εξόδου όσο αυξάνεται το φορτίο. Αυτό οφείλεται στο ότι όσο αυξάνεται η ισχύς, αυξάνεται και η θερμοκρασία, άρα υπάρχει πτώση τάσης πάνω στα στοιχεία λόγω αύξησης των αντιστάσεων. Παρατηρείται ότι η κυματομορφή ακολουθεί σε μορφή την κυματομορφή των μετατροπέων που περιέχουν ημιαγωγικά και μαγνητικά στοιχεία. Στα ημιαγωγικά στοιχεία όσο αυξάνεται η ισχύς, αυξάνεται και η εσωτερική τους αντίσταση, οπότε και οι απώλειες. Αντίθετα, τα μαγνητικά στοιχεία όσο αυξάνεται η ισχύς, τόσο μειώνονται οι απώλειες τους. Γι αυτό το λόγο, ο βαθμός απόδοσης στην τελευταία μέτρηση του πίνακα μειώνεται σε σχέση με το 67%, καθώς οι απώλειες λόγω των ημιαγωγικών στοιχείων αυξάνονται σημαντικά. Vin (V) Iin,rms (A) Vout,rms(V) Iout,rms (A) Load (Ω) Pin (W) Pout (W) η 70 2, , ,4 0, , , , , , , ,83 0, , , , ,75 0, , , , ,51 0, , , , ,16 0, , ,26 869, ,76 0, , ,28 803, , , , ,47 0, , ,4 552, ,4 0, , ,45 488, , , ,51 427,45 248,5 111,18 0, , ,6 356, ,4 0, , ,7 304, ,1 0,52 Πίνακας 6.2: Μετρήσεις μετατροπέα για τάση εξόδου V out,rms=230v

136 Κεφάλαιο 6 Σχήμα 6.25: Βαθμός απόδοσης συναρτήσει ισχύος εισόδου Στην περίπτωση όπου ο μετατροπέας αποδίδει στην έξοδο τάση τιμής 230V rms ο συντελεστής απόδοσης μειώνεται κάτι το οποίο είναι φυσιολογικό, καθώς για την ίδια τάση εισόδου, απαιτείται μεγαλύτερη τάση στην έξοδο, άρα και ισχύς και τα ημιαγωγικά στοιχεία άγουν για μεγαλύτερο χρονικό διάστημα, αυξάνοντας τις απώλειες. Και εδώ η κυματομορφή του σχήματος 6.25 ακολουθεί την κλασική μορφή για τους μετατροπείς, αλλά οι μετρήσεις που έγιναν εδώ δεν έφτασαν μέχρι το σημείο όπου αρχίζει και μειώνεται ο βαθμός απόδοσης. 6.3 Πειραματικές μετρήσεις με βάση τη μέθοδο PWM σε συνδυασμό με PI ελεγκτή Και στην περίπτωση του δευτέρου ελέγχου δεν εφαρμόστηκε απευθείας η μέγιστη ισχύς υπό το μέγιστο φορτίο. Αντιθέτως, κατά το πρώτο πείραμα η τάση στην είσοδο του μετατροπέα ήταν 30V και το φορτίο 660Ω. Στα επόμενα σχήματα παρουσιάζονται αρχικά η τάση εξόδου πάνω στο φορτίο και η τάση στα άκρα των πυκνωτών και κατά τον αρχικό έλεγχο και κατά τη διάρκεια του ελέγχου με τον PI

137 Κεφάλαιο 6 Σχήμα 6.26: Τάση στα άκρα του φορτίου κατά τον αρχικό έλεγχο Σχήμα 6.27: Τάση στα άκρα των πυκνωτών κατά τον αρχικό έλεγχο Παρατηρείται ότι για τάση εισόδου 30V καθώς και για τη σταθερά του παρονομαστή που επιλέχθηκε μέσω του προγράμματος του μικροελεγκτή, η μέγιστη τιμή της τάσης των πυκνωτών είναι περίπου 100V και μ αυτόν τον τρόπο προκύπτει ημίτονο στο φορτίο με τιμή Vpp περίπου 200V, όπως φαίνεται στο σχήμα

138 Κεφάλαιο 6 Σχήμα 6.28: Τάση στα άκρα του φορτίου με λειτουργία του PI ελεγκτή Σχήμα 6.29: Τάση στα άκρα των πυκνωτών με λειτουργία του PI ελεγκτή Οι κυματώσεις αυτές πάνω στις κυματομορφές των τάσεων των πυκνωτών οφείλονται στο έλεγχος τους. Ο έλεγχος όπως έχει αναφερθεί στο κεφάλαιο 5 γίνεται μέσω δύο αναλογικών εισόδων του μικροελεγκτή. Ο μικροελεγκτής όμως δεν προλαβαίνει να μετατρέπει όλα τα δείγματα που παίρνει στην είσοδό του και γι αυτό το λόγο εμφανίζονται αυτά τα σκαλοπάτια στις κυματομορφές, παραμορφώνοντας και την κυματομορφή της τάσης εξόδου

139 Κεφάλαιο 6 Σχήμα 6.30: Τάση φορτίου και πυκνωτών με λειτουργία του PI ελεγκτή Όπως παρατηρείται από το σχήμα 6.28 η τάση εξόδου στα άκρα του φορτίου είναι πολύ κοντά στην τάση όπου εμφανίζεται κατά τον αρχικό έλεγχο και απεικονίζεται στο σχήμα Επίσης η κυματομορφή της τάσης των πυκνωτών του σχήματος 6.29 βρίσκεται πολύ κοντά στην τάση των πυκνωτών που προέκυψε από τις προσομοιώσεις στο κεφάλαιο 4 και συγκεκριμένα στο σχήμα 4.14 μετά τη χρονική στιγμή των 0.05s. Επίσης τα σχήματα 6.29 και 6.30 επιβεβαιώνουν, σχετικά με την τάση των πυκνωτών, την ιδιομορφία των κυματομορφών αυτών που περιγράφθηκε στο κεφάλαιο 4 και απεικονίστηκε στο σχήμα 4.16, ότι δεν πρόκειται για καθαρά ημίτονα. Οι μέγιστες τιμές των κυματομορφών της τάσης των πυκνωτών, όπως και η dc σταθερά καθορίζονταν από τα τρίμερ που είναι συνδεδεμένα στις αναλογικές εισόδους του μικροελεγκτή στην πλακέτα ελέγχου. Για να επιτευχθεί στην έξοδο τάση ίση με την τάση εξόδου του αρχικού ελέγχου, πρέπει η dc σταθερά να είναι μεγαλύτερη σε σχέση με τη dc σταθερά στον αρχικό έλεγχο, κάτι το οποίο επιβεβαιώνει και πάλι τις προσομοιώσεις του κεφαλαίου

140 Κεφάλαιο 6 Σχήμα 6.31: FFT ανάλυση τάσης εξόδου με λειτουργία του PI ελεγκτή Επειδή το ημίτονο δείχνει να μην είναι καθαρό ημίτονο ειδικά στις μέγιστες και στις ελάχιστες τιμές του, παρουσιάζεται η ανάλυση ανώτερων αρμονικών. Φαίνεται λοιπόν από το παραπάνω σχήμα ότι εμφανίζεται η τρίτη βασική αρμονική και σε ποσοστό μεγαλύτερο σε σχέση με το ποσοστό που εμφανιζόταν στον αρχικό έλεγχο. Παρέχοντας στην είσοδο του μετατροπέα μεγαλύτερη ισχύ τα ημιαγωγικά στοιχεία του μετατροπέα κάηκαν λόγω υπερρεύματος, εξαιτίας κάποιου σφάλματος στον προγραμματισμό του μικροελεγκτή. Λόγω έλλειψης χρόνου κυρίως, αλλά και στοιχείων στο χώρο του εργαστηρίου, τα οποία ικανοποιούν τις απαιτήσεις του μετατροπέα, δεν έγιναν περαιτέρω πειράματα εφαρμόζοντας τον τελικό έλεγχο, ώστε να εξακριβωθεί ποιο ήταν ακριβώς το πρόβλημα στον προγραμματισμό του μικροελεγκτή, που οδηγούσε στο παραπάνω γεγονός. 6.4 Συμπεράσματα και παρατηρήσεις με βάση τα πειράματα Από την εφαρμογή των μεθόδων κατά την πειραματική διαδικασία και τα αποτελέσματα αυτών, το πρώτο συμπέρασμα που προκύπτει είναι ότι οι προσομοιώσεις, που παρουσιάζονται στα κεφάλαια 3 και 4 για τις δύο μεθόδους, έδωσαν αποτελέσματα πάρα πολύ κοντά στα πραγματικά. Αυτό σημαίνει ότι τα μοντέλα των προσομοιώσεων δημιουργήθηκαν και εκτελέστηκαν σωστά, λαμβάνοντας υπόψιν σωστές παραμέτρους

141 Κεφάλαιο 6 Αναλυτικότερα, όσον αφορά τον αρχικό έλεγχο, παρατηρήθηκε ότι η εφαρμογή του είναι πολύ απλή, καθώς δεν λάμβανε υπόψη ουσιαστικά κανένα μετρήσιμο μέγεθος (ρεύμα, τάση ή ισχύ) κάποιου στοιχείου της διάταξης. Παρ όλα αυτά, τα αποτελέσματα τα οποία έδωσε κρίνονται ικανοποιητικά, καθώς κατάφερε να επιβεβαιώσει τις προσομοιώσεις, παράγοντας ημίτονο μέγιστης τιμής 325V και συχνότητας 50Hz, το οποίο ήταν το ζητούμενο. Για την ακρίβεια, κατάφερε να δώσει το συγκεκριμένο ημίτονο στην έξοδο ακόμα και με τάση εισόδου 40V, πετυχαίνοντας σχεδόν επταπλασιασμό της τάσης. Το συγκεκριμένο γεγονός, θα ήταν πολύ σημαντικό σε μία δομή δύο σταδίων, όπου πριν τον συγκεκριμένο αντιστροφέα θα υπήρχε ένας ανυψωτής τάσης, ο οποίος δε θα χρειαζόταν να ανεβάσει την τάση εξόδου του σε υψηλά επίπεδα, άρα δε θα καταπονούταν ιδιαίτερα για την επίτευξη αυτή. Βέβαια, η εφαρμογή του συγκεκριμένου ελέγχου παρουσίασε το μειονέκτημα του πολύ χαμηλού συντελεστή απόδοσης, ο οποίος κυμαινόταν στο 50%, που κρίνεται πολύ χαμηλός για έναν αντιστροφέα. Μία λύση στο παραπάνω πρόβλημα, θα ήταν να χρησιμοποιηθούν ημιαγωγικά στοιχεία στον μετατροπέα τα οποία έχουν πολύ μικρότερους χρόνους έναυσης και σβέσης, έτσι ώστε να μειωθούν οι διακοπτικές απώλειες. Λογικά όμως, ενώ ο συντελεστής απόδοσης θα παρουσίαζε αύξηση, η αύξηση αυτή δεν θα ήταν τέτοια ώστε να μπορέσει να κριθεί ικανοποιητικός. Όσον αφορά τον τελικό έλεγχο, οι δυσκολίες που αναφέρθηκαν στην προηγούμενη ενότητα δε δίνουν την δυνατότητα να κριθεί με ασφάλεια. Ο έλεγχος αυτός είναι πολύ πιο δύσκολο να εφαρμοστεί σε σχέση με τον αρχικό και το σημαντικότερο ρόλο σε αυτό τον έχουν τα κέρδη του PI ελεγκτή, καθώς επίσης και το ότι χρησιμοποιούνται μεγέθη του μετατροπέα και συγκεκριμένα η τάση των πυκνωτών για την εφαρμογή του. Τα κέρδη αυτά πρέπει να επιλεγούν σωστά έτσι ώστε το σύστημα να ελέγχεται με το βέλτιστο τρόπο. Η επιλογή αυτή όμως δεν είναι εύκολη και γίνεται ουσιαστικά μέσω των πειραματικών διαδικασιών. Επίσης, οι μετρήσεις των τάσεων των πυκνωτών απαιτησαν τη χρήση διαιρετών τάσης, οι οποίοι απαιτούν σωστό υπολογισμό για να αποδώσουν τα επιθυμητά αποτελέσματα. Την δυσκολία αυξάνει και το ότι οι μετρήσεις αυτές εισέρχονται στις αναλογικές εισόδους του μικροελεγκτή και πρέπει το πρόγραμμα να κατασκευαστεί κατάλληλα για να εφαρμόζεται ο έλεγχος με το βέλτιστο τρόπο

142 Κεφάλαιο 6 Και σ αυτή την περίπτωση και κρίνοντας με βάση και τα αποτελέσματα των προσομοιώσεων, ο συντελεστής απόδοσης του μετατροπέα δε θα ήταν και πάλι αποδοτικός, κάτι το οποίο αποτελεί αρνητικό παράγοντα

143 Βιβλιογραφία 1. Καπλάνη, Α. (2013). Το ενεργειακό πρόβλημα στην σύγχρονη εποχή. Ελλάδα Ανανεώσιμες πηγές ενέργειας. (2015, Αύγουστος). Ανάκτηση από Βικιπαίδεια: 3. Αιολική ενέργεια. (2015, Οκτώβριος). Ανάκτηση από Βικιπαίδεια: 4. Ανεμογεννήτριες. (n.d.). Ανάκτηση από ΚΑΠΕ CRES: 5. Υδραυλική ενέργεια. (2013, Απρίλιος). Ανάκτηση από Βικιπαίδεια: 6. Βιομάζα. (2015, Νοέμβριος). Ανάκτηση από Βικιπαίδεια: 7. Γεωθερμία. (2015, Σεπτέμβριος). Ανάκτηση από Βικιπαίδεια: Βιβλιογραφία 8. Crow, J. M. (2012, February). Keeping the tap on. Ανάκτηση από Royal Society of Chemistry: 9. Ηλιακή ενέργεια. (2015, Μάρτιος). Ανάκτηση από Βικιπαίδεια: Ζαχαρίας, Θ. (2009). Ήπιες Μορφές Ενέργειας Ι. Πάτρα: Πανεπιστήμιο Πατρών. 11. Φωτοβολταϊκό φαινόμενο. (2013, Μάιος). Ανάκτηση από Βικιπαίδεια: ΥΠΕΚΑ: μείωση στις τιμές ενέργειας από φωτοβολταικά. (2010, Φεβρουάριος). Ανάκτηση από econews: Το μεγαλύτερο φωτοβολταϊκό της Ευρώπης συνέδεσε τα τελευταία 12 MW από τα 300. (2015, Νοέμβριος). Ανάκτηση από econews: Φωτοβολταϊκά. (2015, Νοέμβριος). Ανάκτηση από Βικιπαίδεια: Ζαχαρίας, Θ. (2012). Ήπιες Μορφές Ενέργειας ΙΙ. Πάτρα: Πανεπιστήμιο Πατρών. 16. Φωτοβολταϊκό Φαινόμενο -Τι πρέπει να γνωρίζετε για τα φωτοβολταϊκά. (2012, Ιανουάριος). Ανάκτηση από Φίλου του Τεχνικού Μουσείου Θεσσαλονίκης: OpenElectrical. (2013, January). Ανάκτηση από OpenElectrical: Ζαμπέλης, Σ. (2011, Ιούνιος). Tεχνικές και ηλεκτρολογικές πληροφορίες για την ορθή εγκατάσταση φωτοβολταϊκών στη στέγη ή την ταράτσα σας. Ανάκτηση από in: Νανάκος, Α. Χ. (2012). Βέλτιστος σχεδιασμός του αντιστροφέα ρεύματος Flyback για εφαρμογή του σε φωτοβολταϊκά πλαίσια εναλλασσόμενου ρεύματος. Πάτρα.

144 Βιβλιογραφία 20. Wikipedia. (2015, December). Buck boost converter. Ανάκτηση από Wikipedia: Τατάκης, Ε. Κ. (2011). Σημειώσεις Εργαστηρίου Ηλεκτρονικών Ισχύος ΙΙ. Πάτρα. 22. Three Phase INDUCTION MOTOR CONTROL using TMS320F2812. (2015). Ανάκτηση από Pantech Solutions: or_control_using_tms320f2812.pdf 23. Pulse-width modulation. (2015, December). Ανάκτηση από Wikipedia: Γιαννακόπουλος, Γ. Β. & Βοβός, Ν. Α. (2008). Εισαγωγή στα Συστήματα Ηλεκτρικής Ενέργειας Π. Πατρά 25. Infineon. (2015). Infineon SPW20N60S5. Ανάκτηση από rs-components: Lloyd H. Dixon, Jr. Design of Flyback Topologies and Filter Inductors. 27. Fairchild Semiconductor Corporation. (2011, January). 6N137-datasheet. Ανάκτηση από Farnell: Intersil. (2015, September 4). ICL7667-Datasheet. Ανάκτηση από Intersil: Fairchild. (2014, September). LM78XX/LM78XXA-Datasheet. Ανάκτηση από Fairchild: Microchip. (2010, May). dspic30f4011/4012 Datasheet. Ανάκτηση από Microchip: Pop, G. (2014, Januar). Virtual ports and debouncing. Ανάκτηση από roroid: Microchip. (2010). PICkit 3 User's Guide. Ανάκτηση από Microchip: Motorola. (1995). MC554/74HC541A. Ανάκτηση από Motorola: Motorola. (1996). LM358-Datasheet. Ανάκτηση από Motorola:

145 ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Α ΣΧΗΜΑΤΙΚΑ ΚΑΙ ΤΥΠΩΜΕΝΑ ΚΥΚΛΩΜΑΤΑ ΠΛΑΚΕΤΩΝ ΣΤΟ ΠΡΟΓΡΑΜΜΑ KICAD 1. Πλακέτα ισχύος Παράρτημα Α Σχηματικό πλακέτας ισχύος

146 Παράρτημα Α Τυπωμένο κύκλωμα πλακέτας ισχύος

147 Παράρτημα Α Στοιχεία πλακέτας ισχύος

148 Παράρτημα Α 2. Πλακέτα ελέγχου Σχηματικό πλακέτας ελέγχου

149 Παράρτημα Α Τυπωμένο κύκλωμα πλακέτας ελέγχου