ΙΠΛΩΜΑΤΙΚΗ ΕΡΓΑΣΙΑ. της Φοιτήτριας του Τµήµατος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστηµίου Πατρών

Transcript

1 ΠΑΝΕΠΙΣΤΗΜΙΟ ΠΑΤΡΩΝ ΤΜΗΜΑ ΗΛΕΚΤΡΟΛΟΓΩΝ ΜΗΧΑΝΙΚΩΝ ΚΑΙ ΤΕΧΝΟΛΟΓΙΑΣ ΥΠΟΛΟΓΙΣΤΩΝ ΤΟΜΕΑΣ ΣΥΣΤΗΜΑΤΩΝ ΗΛΕΚΤΡΙΚΗΣ ΕΝΕΡΓΕΙΑΣ ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΟ ΗΛΕΚΤΡΟΜΗΧΑΝΙΚΗΣ ΜΕΤΑΤΡΟΠΗΣ ΕΝΕΡΓΕΙΑΣ ΙΠΛΩΜΑΤΙΚΗ ΕΡΓΑΣΙΑ της Φοιτήτριας του Τµήµατος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστηµίου Πατρών ΜΑΡΓΑΡΙΤΑΣ ΑΝ ΡΕΑ ΚΑΛΟΓΕΡΟΠΟΥΛΟΥ Α.Μ.: 5974 ΜΕΛΕΤΗ ΚΑΙ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΜΕΤΑΤΡΟΠΕΑ ΓΙΑ ΧΡΗΣΗ ΣΕ ΣΥΣΤΗΜΑ ΙΑΣΥΝ ΕΣΗΣ Φ/Β ΓΕΝΝΗΤΡΙΑΣ ΜΕ ΤΟ ΙΚΤΥΟ ΧΑΜΗΛΗΣ ΤΑΣΗΣ Επιβλέπων: ρ.-μηχ. Εµµανουήλ Τατάκης, Αναπληρωτής Καθηγητής Ν ο /2011 Πάτρα, Ιανουάριος 2011

2

3 ΠΙΣΤΟΠΟΙΗΣΗ Πιστοποιείται ότι η διπλωµατική εργασία µε θέµα: "ΜΕΛΕΤΗ ΚΑΙ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΜΕΤΑΤΡΟΠΕΑ ΓΙΑ ΧΡΗΣΗ ΣΕ ΣΥΣΤΗΜΑ ΙΑΣΥΝ ΕΣΗΣ Φ/Β ΓΕΝΝΗΤΡΙΑΣ ΜΕ ΤΟ ΙΚΤΥΟ ΧΑΜΗΛΗΣ ΤΑΣΗΣ" της φοιτήτριας του Τµήµατος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστηµίου Πατρών: ΜΑΡΓΑΡΙΤΑΣ ΑΝ ΡΕΑ ΚΑΛΟΓΕΡΟΠΟΥΛΟΥ (Α.Μ. 5974) Παρουσιάστηκε δηµόσια και εξετάστηκε στο Τµήµα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών στις 20/01/2011

4

5 Αριθµός ιπλωµατικής Εργασίας: /2011 ΤΙΤΛΟΣ: "ΜΕΛΕΤΗ ΚΑΙ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΜΕΤΑΤΡΟΠΕΑ ΓΙΑ ΧΡΗΣΗ ΣΕ ΣΥΣΤΗΜΑ ΙΑΣΥΝ ΕΣΗΣ Φ/Β ΓΕΝΝΗΤΡΙΑΣ ΜΕ ΤΟ ΙΚΤΥΟ ΧΑΜΗΛΗΣ ΤΑΣΗΣ " Φοιτήτρια: Επιβλέπων: Μαργαρίτα Καλογεροπούλου του Ανδρέα ρ.-μηχ. Εµµανουήλ Τατάκης, Αναπληρωτής Καθηγητής Περίληψη Η παρούσα διπλωµατική εργασία πραγµατεύεται τη µελέτη, την ανάλυση καθώς και την κατασκευή ενός µετατροπέα συνεχούς τάσεως σε συνεχή, ο οποίος µπορεί να χρησιµοποιηθεί σε ένα φωτοβολταϊκό σύστηµα. Κατόπιν, η σύνδεση ενός αντιστροφέα στην έξοδο του µετατροπέα dc-dc επιτρέπει τη διασύνδεση του φωτοβολταϊκού συστήµατος µε το δίκτυο χαµηλής τάσης. Ο µετατροπέας dc-dc, που εξετάζεται στην παρούσα διπλωµατική εργασία, είναι ένας νέος τύπος µετατροπέα που συνδυάζει ένα µετατροπέα Βoost µε έναν Flyback µε τη χρήση, όµως, ενός µόνο ηµιαγωγικού στοιχείου. Με το µετατροπέα αυτό επιτυγχάνεται ανύψωση της τάσεως εισόδου, σε επίπεδα ικανά να οδηγηθεί η επόµενη βαθµίδα. Η εργασία αυτή εκπονήθηκε στο Εργαστήριο Ηλεκτροµηχανικής Μετατροπής Ενέργειας του Τµήµατος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστηµίου Πατρών. Έχοντας ως πρώτο στόχο τη θεωρητική ανάλυση του προαναφερθέντος µετατροπέα και την εξαγωγή των χαρακτηριστικών καµπυλών εξόδου του, αυτό που αρχικά έγινε ήταν µια θεώρηση πως ο νέος αυτός µετατροπέας ισοδυναµεί µε δύο άλλους, έναν Βoost και έναν Flyback συνδεδεµένους σε σειρά, και εποµένως έχει τη δυνατότητα να περιγραφεί από τις εξισώσεις τους. Με βάση τη θεώρηση αυτή χρησιµοποιήθηκαν οι εξισώσεις του κάθε µετατροπέα για να προκύψουν οι χαρακτηριστικές καµπύλες εξόδου. Στη συνέχεια, προσοµοιώθηκε µε τη βοήθεια του προγράµµατος PSpice τόσο ο σύνθετος µετατροπέας, όσο και ο συνδυασµός των δύο µετατροπέων και συγκρίθηκαν τα θεωρητικά αποτελέσµατα µε αυτά της προσοµοίωσης και για τις δύο περιπτώσεις µε στόχο την επιβεβαίωση της προτεινόµενης θεωρητικής ανάλυσης. Τέλος πραγµατοποιήθηκε η κατασκευή του µετατροπέα αυτού µε απώτερο σκοπό τη σύγκριση πειραµατικών και θεωρητικών αποτελεσµάτων.

6

7 ΠΡΟΛΟΓΟΣ Η παρούσα διπλωµατική εργασία πραγµατοποιήθηκε στα πλαίσια των ερευνητικών δραστηριοτήτων του εργαστηρίου Ηλεκτροµηχανικής Μετατροπής Ενέργειας του Tµήµατος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστηµίου Πατρών. Σκοπός της είναι η µελέτη, προσοµοίωση και κατασκευή ενός µετατροπέα συνεχούς τάσεως σε συνεχή µιας βαθµίδας, µε τον οποίο επιτυχγάνεται ανύψωση της τάσεως εξόδου σε σχέση µε την τάση εισόδου. Συγκεκριµένα, ερευνάται η λειτουργία ενός νέου, σύνθετου µετατροπέα, ο οποίος δανείζεται στοιχεία από 2 άλλους µετατροπείς, ένα Βoost και έναν Flyback. Το χαρακτηριστικό του είναι πως λειτουργεί µε ένα µόνο ηµιαγωγικό στοιχείο, κάτι το οποίο επιφέρει αρκετά θετικά αποτελέσµατα σε σχέση µε ένα µετατροπέα που διαθέτει δύο ή περισσότερα ηµιαγωγικά στοιχεία, όπως είναι για παράδειγµα η µείωση των απωλειών, που θεωρείται ένα ζήτηµα αρκετά σοβαρό όταν πρόκειται για την υλοποίηση ενός µετατροπέα και ενός συστήµατος ισχύος κατ επέκτασιν. Ιδιαίτερα, εξετάζεται αν ο νέος µετατροπέας ισοδυναµεί µε τη διάταξη σε σειρά ενός µετατροπέα Boost που ακολουθείται από έναν Flyback. Αυτό σηµαίνει πως ελέγχεται αν οι εξισώσεις που περιγράφουν το νέο µετατροπέα προκύπτουν από το συνδυασµό των εξισώσεων των δύο σε σειρά µετατροπέων. Αρχικά, δίνεται µια σύντοµη εισαγωγή στην οποία περιγράφεται η τοπολογία του µετατροπέα Boost-Flyback και αναφέρονται συνοπτικά τα βήµατα που απαιτούνται να γίνουν για τη διεξαγωγή τόσο της θεωρητικής ανάλυσης, όσο και της κατασκευής του µετατροπέα. Στο κεφάλαιο 1 αναφέρονται και περιγράφονται, αναλυτικά, τα φωτοβολταικά συστήµατα, οι τεχνολογίες και οι βαθµίδες των µετατροπέων, καθώς και τα φωτοβολταικά πλαίσια AC ρεύµατος. Πιο συγκεκριµένα, αναλύεται το ενεργειακό ζήτηµα, το φωτοβολταικό φαινόµενο και οι κατηγορίες φωτοβολταικών κυττάρων, ενώ γίνεται πλήρης περιγραφή των ειδικών φωτοβολταικών κυττάρων εναλλασσόµενου ρεύµατος µε ενσωµατωµένο το µετατροπέα, των γνωστών ως AC PV Modules. Στο κεφάλαιο 2 περιγράφεται διεξοδικά και αναλύεται ο µετατροπέας Boost-Flyback. Γίνεται λόγος για το πώς προκύπτει, ποιές λειτουργίες επιτελεί και ποιά είναι τα πλεονεκτήµατά του σε σχέση µε άλλους dc-dc µετατροπείς. Στο κεφάλαιο 3 πραγµατοποιείται η επαλήθευση της θεωρητικής ανάλυσης µέσω προσοµοίωσης µε το πρόγραµµα Pspice, τόσο του µετατροπέα Βoost-Flyback, όσο και της

8 ισοδύναµης διάταξης των δύο µετατροπέων σε σειρά. Γίνεται µια σύγκριση µεταξύ θεωρητικής ανάλυσης και προσοµοίωσης και για τους δύο µετατροπείς (Boost-Flyback και ισοδύναµης διάταξης των δύο σε σειρά µετατροπέων), ενώ διαπιστώνεται πως ο σύνθετος αυτός µετατροπέας είναι ισοδύναµος µε το συνδυασµό των δύο dc-dc µετατροπέων που έχουν ήδη περιγραφεί πιο πανω. Στο κεφάλαιο 4 παρουσιάζεται ο τρόπος επιλογής των στοιχείων του µετατροπέα και κατασκευής της διάταξης. Περιγράφεται αναλυτικά ο υπολογισµός του πηνίου και του µετασχηµατιστή του µετατροπέα Βoost-Flyback και παρουσιάζεται λεπτοµερώς η κατασκευή του. Επίσης, στο ίδιο κεφάλαιο παρουσιάζονται και αναλύονται τα κυκλώµατα οδήγησης και παλµοδότησης του ηµιαγωγικού στοιχείου. Στο κεφάλαιο 5 παρατίθενται τα πειραµατικά αποτελέσµατα που προέκυψαν από τις µετρήσεις που πραγµατοποιήθηκαν στο µετατροπέα στο Εργαστήριο Ηλεκτροµηχανικής Μετατροπής Ενέργειας του Τµήµατος, καθώς και φωτογραφίες από την κατασκευή του. Στο ίδιο κεφάλαιο παρουσιάζονται τα συµπεράσµατα που διεξήχθησαν κατά τη µελέτη, προσοµοίωση και κατασκευή του κυκλώµατος και οι προοπτικές της παρούσας διπλωµατικής εργασίας. Τέλος, καταγράφεται η βιβλιογραφία που χρησιµοποιήθηκε και στα παραρτήµατα ενσωµατώνονται τα φυλλάδια των κατασκευαστών των στοιχείων που χρησιµοποιήθηκαν, καθώς και το πρόγραµµα που χρησιµοποιήθηκε στο matlab για την κατασκευή των χαρακτηριστικών καµπυλών του συγκεκριµένου µετατροπέα. Στο σηµείο αυτό θα ήθελα να ευχαριστήσω θερµά τον επιβλέποντα Αναπληρωτή Καθηγητή της διπλωµατικής µου εργασίας ρ.-μηχ. Εµµανουήλ Τατάκη για την καθοριστική βοήθεια και συµβολή του στην ορθή εκπόνηση και ολοκλήρωση της διπλωµατικής αυτής εργασίας. Επίσης, ιδιαίτερες ευχαριστίες απευθύνονται στον υποψήφιο διδάκτορα Γεώργιο Χρηστίδη για την πολύτιµη βοήθειά του και τις χρήσιµες συµβουλές του. Τελειώνοντας, θα ήθελα να ευχαριστήσω θερµά την οικογένειά µου και τους κοντινούς µου ανθρώπους για την ενεργό και αµέριστη συµπαράστασή τους καθόλη τη διάρκεια των σπουδών µου. Καλογεροπούλου Μαργαρίτα

9 Πίνακας Περιεχοµένων ΠΙΝΑΚΑΣ ΠΕΡΙΕΧΟΜΕΝΩΝ ΕΙΣΑΓΩΓΗ... 7 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 1 Τα Φωτοβολταικά Συστήµατα 1.1. Οι ιάφορες Μορφές Ενέργειας Το Ενεργειακό Πρόβληµα Μετατροπή ηλιακής ενέργειας σε ηλεκτρική Το φωτοβολταϊκό φαινόµενο Κατηγορίες φωτοβολταϊκών κυττάρων και συστηµάτων Χαρακτηριστικά των φωτοβολταϊκών κυττάρων Κατασκευαστικά χαρακτηριστικά των φωτοβολταϊκών κυττάρων Ηλεκτρικά χαρακτηριστικά των φωτοβολταϊκών κυττάρων Τεχνολογίες των φωτοβολταϊκών συστηµάτων Κεντρικοποιηµένη Τεχνολογία Τεχνολογία Αλυσίδας Τεχνολογία Πολλαπλών Αλυσίδων Κατηγορίες Μετατροπέων Βαθµίδες Μετατροπέων Μετατροπείς µιας βαθµίδας Μετατροπείς δύο βαθµίδων Μετατροπείς πολλαπλών βαθµίδων Χαρακτηριστικά Μετατροπέων Τα φωτοβολταϊκά πλαίσια εναλλασσόµενου ρεύµατος (AC PV-Modules) ΚΕΦΑΛΑΙΟ 2 Ο Boost-Flyback Μετατροπέας: Περιγραφή και Ανάλυση 2.1. Περιγραφή του µετατροπέα Βoost-Flyback Ανάλυση λειτουργίας του µετατροπέα Boost Ανάλυση λειτουργίας του µετατροπέα Flyback Θεωρητική Ανάλυση του µετατροπέα Βoost-Flyback : Προσδιορισµός των εξισώσεών του Εξαγωγή των χαρακτηριστικών καµπυλών εξόδου του µετατροπέα Βoost-Flyback VI -

10 Πίνακας Περιεχοµένων ΚΕΦΑΛΑΙΟ 3 Σύγκριση Θεωρητικής Ανάλυσης και Προσοµοίωσης για το Μετατροπέα ύο Σταδίων και το Μετατροπέα Βoost-Flyback Έλεγχος ισοδυναµίας των δύο µετατροπέων 3.1. Γενικά Προσοµοίωση του µετατροπέα δύο σταδίων στο Pspice Σύγκριση θεωρητικής ανάλυσης µε προσοµοίωση Προσοµοίωση του µετατροπέα Βoost-Flyback στο PSpice Σύγκριση θεωρητικής ανάλυσης µε προσοµοίωση Έλεγχος περί ισοδυναµίας του µετατροπέα Boost-Flyback µε το µετατροπέα δύο σταδίων ΚΕΦΑΛΑΙΟ 4 Μελέτη και Κατασκευή του Μετατροπέα Βoost-Flyback 4.1. Γενικά Επιλογή στοιχείων του µετατροπέα Βoost-Flyback Επιλογή του ελεγχόµενου ηµιαγωγικού στοιχείου Επιλογή των διόδων ισχύος Επιλογή διαστάσεων του ψυκτικού σώµατος Υπολογισµός και κατασκευή του πηνίου Υπολογισµός και κατασκευή του µετασχηµατιστή Κατασκευή του κυκλώµατος παλµοδότησης ηµιαγωγικού στοιχείου Περιγραφή και µελέτη του κυκλώµατος παλµοδότησης Επιλογή των στοιχείων του κυκλώµατος παλµοδότησης Κατασκευή του κυκλώµατος οδήγησης του ηµιαγωγικού στοιχείου Περιγραφή και µελέτη του κυκλώµατος οδήγησης Επιλογή των στοιχείων του κυκλώµατος οδήγησης Σχεδιασµός και κατασκευή τροφοδοτικού 15Vdc Σχεδιασµός του τυπωµένου κυκλώµατος του µετατροπέα Boost-Flyback ΚΕΦΑΛΑΙΟ 5 Μετρήσεις Πειραµατικά Αποτελέσµατα - Συµπεράσµατα 5.1 Γενικά Παράθεση πειραµατικών αποτελεσµάτων Συµπεράσµατα... ΒΙΒΛΙΟΓΡΑΦΙΑ VII -

11 Πίνακας Περιεχοµένων ΠΑΡΑΡΤΗΜΑΤΑ ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ 1 πρόγραµµα υπολογισµού των χαρακτηριστικών καµπυλών εξόδου του µετατροπέα Βoost-Flyback ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ 2 Σχέδια PCB του µετατροπέα Boost-Flyback ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ 3 φυλλάδια κατασκευαστών φυλλάδιο κατασκευαστών της εταιρίας Εnergy Solutions φυλλάδιο κατασκευαστών για το ηµιαγωγικό στοιχείο mosfet φυλλάδιο κατασκευαστών για τις διόδους ισχύος φυλλάδιο κατασκευαστών για το ψυκτικό σώµα φυλλάδιο κατασκευαστών για τους πυρήνες φερρίτη τύπου διπλού E φυλλάδιο κατασκευαστών για το ολοκληρωµένο παλµοδότησης SG3524 φυλλάδιο κατασκευαστών για τον οδηγητή του mosfet UC VIII -

12 - IX - Πίνακας Περιεχοµένων

13 ΕΙΣΑΓΩΓΗ Είναι αναµφισβήτητο πως τις τελευταίες δεκαετίες η έννοια της ενέργειας έχει εισβάλλει για τα καλά στη ζωή µας. Πιο συγκεκριµένα, οι διάφορες µορφές ενέργειας έχουν πολλές εφαρµογές στην καθηµερινή µας ζωή. Τα µέσα µεταφοράς, είτε αυτά είναι ηλεκτροκίνητα, είτε όχι, οι ηλιακοί θερµοσίφωνες και οι γεννήτριες είναι µερικές από αυτές τις εφαρµογές, που χρησιµοποιούν και διαχειρίζονται σηµαντικά ποσά ενέργειας. Το σηµαντικό, όµως, πρόβληµα που καλείται ο πλανήτης να επιλύσει τη στιγµή αυτή είναι η ολοένα και µεγαλύτερη έλλειψη των συµβατικών πηγών ενέργειας, όπως είναι για παράδειγµα το πετρέλαιο. Η ραγδαία µείωση των αποθεµάτων του οδηγεί στην αναζήτηση εναλλακτικών µορφών ενέργειας, που θα µπορούν να αποδίδουν µεγάλα ποσά ενέργειας και να προστατεύουν ταυτόχρονα όσο το δυνατόν περισσότερο το περιβάλλον. Χαρακτηριστικά παραδείγµατα των Ήπιων Μορφών Ενέργειας είναι τα φωτοβολταϊκά συστήµατα, οι ανεµογεννήτριες, η ενέργεια που προέρχεται από Βιοµάζα, η Θερµική Ενέργεια των ωκεανών και πολλές άλλες. Πιο συγκεκριµένα, τα φωτοβολταϊκά συστήµατα έχουν τη δυνατότητα να αξιοποιούν την ηλιακή ενέργεια µετατρέποντάς την σε ηλεκτρική. Ένα από τα πολλά πλεονεκτήµατά τους είναι το γεγονός πως η πρώτη ύλη τους (το πυρίτιο, Si) είναι άφθονη στη χώρα µας, όπως επίσης και η ηλιακή ενέργεια, ενώ η µετατροπή της ενέργειας από τη µια µορφή στην άλλη πραγµατοποιείται χωρίς καµία δυσάρεστη επίπτωση για το περιβάλλον. Γενικότερα, τα φωτοβολταϊκά συστήµατα έχουν πολλά θετικά στοιχεία και χρησιµοποιούνται πλέον ευρέως στη βιοµηχανία και σε οικιακές εφαρµογές. Στο κεφάλαιο 1 θα αναλυθούν διεξοδικά οι τεχνολογίες τους, οι τρόποι εφαρµογής τους, καθώς και τα πλεονεκτήµατά τους σε σύγκριση µε άλλες µορφές ενέργειας. Μια ιδιαιτέρως ενδιαφέρουσα και αποδοτική τεχνολογία των φωτοβολταϊκών συστηµάτων, που αρχίζει να εφαρµόζεται τα τελευταία χρόνια είναι η τεχνολογία των φωτοβολταϊκών συστηµάτων εναλλασσοµένου ρεύµατος (AC PV Modules). Τα συστήµατα αυτά ονοµάζονται έτσι καθώς έχουν ενσωµατωµένο µε τα φωτοβολταϊκά κύτταρα έναν µετατροπέα που έχει τη δυνατότητα να µετατρέπει το συνεχές ρεύµα, που προέρχεται από τα φωτοβολταϊκά κύτταρα, σε εναλλασσόµενο. Η τεχνολογία αυτή φαίνεται να υπερέχει σε σχέση µε παλαιότερες σε πολλά σηµεία. Αναλυτική παρουσίαση των πλαισίων εναλλασσοµένου ρεύµατος θα πραγµατοποιηθεί επίσης στο κεφάλαιο

14 Όσον αφορά, τώρα, στο αντικείµενο µελέτης της συγκεκριµένης διπλωµατικής εργασίας αυτό εντοπίζεται στην ανάλυση, µελέτη και κατασκευή ενός µετατροπέα που θα χρησιµοποιηθεί σε σύστηµα διασύνδεσης ενός φωτοβολταϊκού συστήµατος εναλλασσοµένου ρεύµατος (AC PV Module) µε το δίκτυο χαµηλής τάσης. Πιο συγκεκριµένα, ο µετατροπέας αυτός είναι ένας µετατροπέας Βoost-Flyback, του οποίου η τοπολογία δίνεται στο σχήµα 1.0.1: Σχήµα 1.0.1: Τοπολογία του µετατροπέα Boost-Flyback Ο µετατροπέας αυτός είναι ένας µετατροπέας συνεχούς τάσεως σε συνεχή και χρησιµοποιείται προκειµένου να ανυψώσει την τάση που προέρχεται από το φωτοβολταϊκό σύστηµα, έτσι ώστε αυτό να µπορέσει να συνδεθεί στο δίκτυο χαµηλής τάσης. Επειδή ο µετατροπέας Boost-Flyback είναι ένας νέος τύπος µετατροπέα, αυτό που µελετάται στη συγκεκριµένη διπλωµατική εργασία είναι αρχικά η θεωρητική του ανάλυση και κατόπιν η κατασκευή του. Σχετικά µε τη θεωρητική ανάλυση του µετατροπέα Boost-Flyback, αυτό που θα γίνει θα είναι η διαδικασία εξαγωγής των εξισώσεων του µετατροπέα για την περίπτωση της λειτουργίας συνεχούς αγωγής ρεύµατος και αυτή της ασυνεχούς αγωγής ρεύµατος. Κατόπιν, θα πραγµατοποιηθεί η εξαγωγή των χαρακτηριστικών καµπυλών εξόδου του µετατροπέα Boost-Flyback. Προκειµένου να πραγµατοποιηθεί η θεωρητική ανάλυση του προαναφερθέντος µετατροπέα γίνεται µια υπόθεση πως ο µετατροπέας αυτός ισοδυναµεί µε δύο άλλους µετατροπείς, ένα Boost και έναν Flyback, οι οποίοι είναι συνδεδεµένοι σε σειρά. Το - 8 -

15 ισοδύναµο κύκλωµα για τους δύο συνδεδεµένους σε σειρά µετατροπείς φαίνεται στο σχήµα 1.0.2: Σχήµα 1.0.2: Ισοδύναµο κύκλωµα για τους δύο σε σειρά µετατροπείς Η θεώρηση αυτή έγινε διότι η τοπολογία του νέου µετατροπέα θυµίζει αρκετά τους δύο προαναφερθέντες µετατροπείς συνδεδεµένους σε σειρά. Η ισοδύναµη τοπολογία των δύο µετατροπέων θα καλείται και ως µετατροπέας δύο σταδίων προκειµένου να µη συγχέεται µε το µετατροπέα Boost-Flyback. Χρησιµοποιώντας, λοιπόν, και συνδυάζοντας τις µαθηµατικές εξισώσεις των δύο µετατροπέων Boost και Flyback για τις περιοχές συνεχούς και ασυνεχούς αγωγής ρεύµατος θα προκύψουν οι εξισώσεις του υπό µελέτη µετατροπέα. Στη συνέχεια, αυτό που πραγµατοποιείται είναι η προσοµοίωση µε τη βοήθεια του προγράµµατος ORCAD PSpice, τόσο του µετατροπέα δύο σταδίων, όσο και του µετατροπέα Boost-Flyback, που είναι και το ζητούµενο. Το κεφάλαιο της θεωρητικής ανάλυσης ολοκληρώνεται µε τη σύγκριση µεταξύ των θεωρητικών αποτελεσµάτων και των αποτελεσµάτων της προσοµοίωσης για τους δύο µετατροπείς (µετατροπέα 2 σταδίων και Boost-Flyback). Κατόπιν, ακολουθεί η περιγραφή και η ανάλυση της κατασκευής του µετατροπέα Boost-Flyback

16 - 10 -

17 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 1 Τα φωτοβολταϊκά συστήµατα 1.1 Οι ιάφορες Μορφές Ενέργειας Το Ενεργειακό Πρόβληµα Τα διαφορετικά είδη ενέργειας που υφίστανται σήµερα στον πλανήτη µας είναι πάρα πολλά, το καθένα µε διαφορετική µορφή, εξυπηρετώντας έναν ορισµένο σκόπο και καλύπτοντας συγκεκριµένες ανάγκες. Οι σηµαντικότερες και πιο άφθονες στη χώρα µας µορφές ενέργειας είναι η ηλιακή και η αιολική. Παρόλα αυτά, οι υπόλοιποι ενεργειακοί πόροι της Γης, οι οποίοι είναι εξίσου σηµαντικοί µε τους δύο προαναφερθέντες, είναι αµέτρητοι και η αλόγιστη χρήση ορισµένων από αυτούς τείνει να τους εξαντλήσει. Χαρακτηριστικό παράδειγµα αποτελεί ένα συνεχώς χρησιµοποιούµενο ορυκτό καύσιµο του πλανήτη µας, το πετρέλαιο. Το καύσιµο αυτό πιστεύεται ότι έχει δηµιουργηθεί από πλήθος οργανισµών της Γης που θάφτηκαν σε µεγάλο βάθος και έχουν υποστεί διάφορους µετασχηµατισµούς. Εκτός, όµως, από τα συµβατικά καύσιµα, την ηλιακή και την αιολική ενέργεια, υπάρχει ακόµη η γεωθερµική ενέργεια, που είναι θερµότητα προερχόµενη από το εσωτερικό της Γης, η υδροηλεκτρική ενέργεια, όπου µια γεννήτρια εκµεταλλεύεται την κίνηση του νερού για παραγωγή ηλεκτρισµού και η ενέργεια από βιοµάζα, που αναφέρεται στο µέρος της ηλιακής ενέργειας που ακολουθεί το φωτοσυνθετικό δρόµο και αποθηκεύεται σαν χηµική ενέργεια µέσα στη φυτική ύλη (ξύλα, αγροτικά απορρίµατα, δηµοτικά στερεά απορρίµατα, απορρίµατα βιοµηχανιών παραγωγής τροφίµων). Οι κύριότερες χρήσεις της τελευταίας µορφής ενέργειας είναι για παραγωγή θερµότητας και υγρών καυσίµων για τα αυτοκίνητα. Ακόµη, συχνά συναντάται η πυρηνική ενέργεια, που αποδίδει ισχύ είτε µε σχάση βαρέων ισοτόπων (ουράνιο U235 και U238), είτε µε σύντηξη ισοτόπων υδρογόνου σε βαρύτερους πυρήνες ηλίου. Επίσης, γνωστή είναι η ενέργεια θαλάσσιων ρευµάτων, την οποία εκµεταλλευόµαστε µε τον ίδιο ακριβώς τρόπο που συµβαίνει και µε την κινητική ενέργεια του ανέµου, καθώς και η ενέργεια των κυµάτων. Τέλος, λιγότερο διαδεδοµένη, αλλά εξίσου σηµαντική, είναι η θερµική ενέργεια των ωκεανών, που βασίζεται στην υπάρχουσα διαφορά θερµοκρασίας του νερού µεταξύ της επιφάνειας των ωκεανών των τροπικών περιοχών και των βαθύτερων στρωµάτων

18 Στη φωτογραφία 1.1 απεικονίζονται ορισµένες από τις διάφορες µορφές ενέργειας του πλανήτη. Φωτογραφία 1.1: Ενέργεια από βιοµάζα, αιολική, υδροηλεκτρική, ηλιακή ενέργεια [1] Όπως προαναφέρθηκε, από τις παραπάνω πολυάριθµες πηγές ενέργειας αυτές που χρησιµοποιούνται ευρέως είναι πολύ λίγες, εως ελάχιστες. Το πετρέλαιο κατέχει την πρώτη θέση σε κατανάλωση παρόλο που τα αποθέµατα του στον πλανήτη είναι µηδαµινά σε σχέση µε αυτά της ηλιακής και αιολικής ενέργειας, όπως εύκολα διακρίνεται και στο σχήµα 1.1. Το ερώτηµα που τίθεται αυτόµατα σε όλους είναι τι θα συµβεί στην περίπτωση που τα αποθέµατα πετρελαίου εξαντληθούν. Στην επιστηµονική κοινότητα τα τελευταία χρόνια έχουν προκύψει αυξανόµενες ανησυχίες για την επάρκεια των ενεργειακών πηγών, καθώς τα ορυκτά καύσιµα είναι πεπερασµένα ενώ η ζήτηση ηλεκτρικής ενέργειας ολοένα και αυξάνεται. Η ανησυχία αυτή δηµιούργησε την ανάγκη διαφυγής σε άλλες µορφές ενέργειας, που αφθονούν, είναι εύκολες στην επεξεργασία και το σηµαντικότερο δε µολύνουν το περιβάλλον, όπως κάνουν οι εκποµπές αερίων από την καύση ορυκτών και τα ραδιενεργά απόβλητα από τη χρήση πυρηνικής ενέργειας

19 Σχήµα 1.1 Παγκόσµιοι Ενεργειακοί Πόροι [2] Παρακάτω δίνονται χαρακτηριστικά αριθµητικά παραδείγµατα για τη συνολική κατανάλωση ενέργειας στη χώρα µας τις περασµένες δεκαετίες. Πιο συγκεκριµένα, η συνολική κατανάλωση πρωτογενών µορφών ενέργειας κατά το έτος 1975 κατανεµήθηκε κατά 71.5% σε υγρά καύσιµα, 24.4% σε στερεά καύσιµα και κατά 4.3% σε υδροδυναµική ενέργεια [2]. Τα ποσοστά αυτά δείχνουν τη ζήτηση του κοινού για τα συµβατικά καύσιµα και την ανύπαρκτη σχεδόν εκµετάλλευση των εναλλακτικών πηγών ενέργειας. Το

20 σηµαντικότερο από οικονοµικής απόψεως ζήτηµα είναι πως το 100% των υγρών καυσίµων, όπως και το 20% των στερεών προήλθαν από εισαγωγές [2]. Εποµένως, η χώρα µας όχι µόνο θα πρέπει να στραφεί προς τις ανανεώσιµες πηγές ενέργειας για λόγους µη εξαντλήσεως των αποθεµάτων των ορυκτών και προστασίας του περιβάλλοντος, αλλά και για οικονοµικούς λόγους προκειµένου να ενισχύσει τις προσπάθειες ανεύρεσης και ορθολογικής εκµετάλλευσης των εγχώριων πηγών ενέργειας. Είναι αξιοσηµείωτο το γεγονός πως η απόδοση του τεχνοοικονοµικά εκµεταλλεύσιµου υδροδυναµικού αγγίζει την ισχύ των GW από την οποία σήµερα αξιοποιείται µόνο ένα ποσοστό 20% [2]. Συµπερασµατικά, λοιπόν, µια αφετηρία για την επίλυση του ενεργειακού προβλήµατος τόσο στη χώρα µας, όσο και σε ολόκληρο τον πλανήτη θα µπορούσε να θεωρηθεί πως είναι η εκµετάλλευση των διαφόρων εγχώριων πηγών ενέργειας και ιδιαίτερα εκείνων που έχουν προσφορά και όχι ζηµία προς το περιβάλλον. Τέτοιες πηγές είναι οι λεγόµενες ανανεώσιµες πηγές ενέργειας (ΑΠΕ) στις οποίες συγκαταλέγονται η ηλιακή ενέργεια, η αιολική, η γεωθερµική, η ενέργεια των κυµάτων και των θαλάσσιων ρευµάτων και άλλες. Οι πηγές αυτές ονοµάζονται ανανεώσιµες µιας και είναι εναλλακτικές των συµβατικών πηγών και ανανεώνονται σε κλίµακα χιλιετιών. Παρόλα αυτά, ένας πιο σωστός χαρακτηρισµός είναι Ήπιες Μορφές Ενέργειας, καθώς ορισµένες από αυτές τις πηγές, όπως είναι η γεωθερµική, δεν ανανεώνονται µε την πάροδο του χρόνου. 1.2 Μετατροπή ηλιακής ενέργειας σε ηλεκτρική Η ηλιακή ενέργεια ανήκει, όπως προαναφέρθηκε, στις Ήπιες Μορφές Ενέργειας και είναι µια καθαρή, ανεξάντλητη και ανανεώσιµη πηγή ενέργειας. Μπορεί να χρησιµοποιηθεί στη µορφή που βρίσκεται, ενώ η µετατροπή της µε διάφορα συστήµατα εξυπηρετεί την κάλυψη ενεργειακών αναγκών σε θερµότητα και ηλεκτρισµό. Πιο συγκεκριµένα, η επιλογή του κατάλληλου συστήµατος για την άµεση µετατροπή της ηλιακής ενέργειας είναι συνάρτηση του τύπου της ενεργειακής ζήτησης για τις διάφορες εφαρµογές, οι οποίες µπορούν να χωριστούν σε τρεις κυρίως κατηγορίες:. Άµεση µετατροπή για θέρµανση, που περιλαµβάνει τη θέρµανση νερού για οικιακή και βιοµηχανική χρήση

21 Μετατροπή µε ενδιάµεσο θερµοδυναµικό κύκλο, που περιλαµβάνει αφαλάτωση νερού, ψύξη και κατά κύριο λόγο παραγωγή µηχανικής ή ηλεκτρικής ενέργειας από θερµότητα Απ ευθείας µετατροπή σε ηλεκτρική ενέργεια, που περιλαµβάνει τα ηλιακά κύτταρα και το φωτοβολταϊκό φαινόµενο. Η απ ευθείας µετατροπή της ηλιακής σε ηλεκτρική ενέργεια επιτυγχάνεται µε τη βοήθεια των ηλιακών κυττάρων, των οποίων την αρχή λειτουργίας αποτελεί το φωτοβολταϊκό φαινόµενο. Η διαδικασία αυτή µετατροπής δεν εξαρτάται από την θερµότητα, απεναντίας η απόδοση των ηλιακών κυττάρων µειώνεται όταν η θερµοκρασία αυξάνεται. Φωτογραφία 1.2: Φωτοβολταϊκό πάρκο [15] Στη φωτογραφία 1.2 παρουσιάζεται ένα φωτοβολταϊκό πάρκο που αποτελείται από εκατοντάδες χιλίαδες φωτοβολταϊκά κύτταρα. Τα πλεονεκτήµατα της φωτοβολταϊκής µετατροπής της ηλιακής ακτινοβολίας σε ηλεκτρική ενέργεια είναι πολλαπλά και παρουσιάζονται πιο κάτω [2, 5]: Ελεύθερα διαθέσιµη ενεργειακή πηγή Η φωτοβολταϊκή µετατροπή δεν προκαλεί ρύπανση στο περιβάλλον, ούτε ηχορύπανση και δεν δηµιουργεί τοξικά ή άλλα απόβλητα, ούτε άχρηστα παραπροϊόντα. Λειτουργούν χωρίς κινητά µέρη, µε ελάχιστη συντήρηση Λειτουργούν χωρίς καύσιµα, ενώ δε χρησιµοποιούν υγρά ή αέρια τοξικά που µπορεί να µολύνουν την ατµόσφαιρα, σε αντίθεση µε ορισµένα θερµικά συστήµατα

22 Λειτουργούν και µε νεφελώδη ουρανό, αξιοποιώντας τη διάχυτη ακτινοβολία Έχουν σχετικά εύκολη µέθοδο κατασκευής από πυρίτιο, ένα από τα πλέον εν αφθονία στοιχεία του πλανήτη µας Έχουν ικανοποιητική απόδοση µετατροπής ακόµα και σε χαµηλές θερµοκρασίες Έχουν γρήγορη απόκριση σε ξαφνικές µεταβολές της ηλιοφάνειας Μπορούν να παράγουν ισχύ από µερικά mw έως αρκετά MW Έχουν µεγάλο λόγο ισχύος/ βάρος, εποµένως κατάλληλα για εγκατάσταση στις στέγες Είναι κατάλληλα για επιτόπιες εφαρµογές, όπου ή δεν υπάρχει ή δεν συµφέρει η επέκταση του ηλεκτρικού δικτύου, δηλαδή υπάρχει δυνατότητα ανεξαρτησίας από κεντρικά ηλεκτρικά δίκτυα διανοµής Είναι δυνατόν να συναρµολογηθούν τυποποιηµένα στοιχεία µαζικής παραγωγής σε σύστηµα οποιουδήποτε µεγέθους (και βαθµό απόδοσης πρακτικά ανεξάρτητο του µεγέθους) για να καλύψουν µικρές, µέσες και µεγάλες ενεργειακές ανάγκες Πρακτικά απεριόριστη διάρκεια ζωής των ηλιακών στοιχείων (τουλάχιστον 25 µε 30 χρόνια). Τέλος, για να υπάρχει αντικειµενικότητα όσον αφορά στην κατασκευή και τη λειτουργία των φωτοβολταϊκών στοιχείων παρακάτω παρατίθενται τα λιγοστά µειονεκτήµατα που αυτά παρουσιάζουν [2, 5]: Το υψηλό κόστος κατασκευής των ηλιακών κυττάρων και των µετατροπέων για τη διασύνδεσή τους στο δίκτυο Η δαπανηρή αποθήκευση της παραγόµενης ηλεκτρικής ενέργειας και τέλος Η αδυναµία της φωτοβολταϊκής γεννήτριας να παράγει συνεχώς ηλεκτρική ενέργεια λόγω των διακυµάνσεων της ισχύος της ηλιακής ακτινοβολίας κατά τη διάρκεια του 24ώρου. 1.3 Το φωτοβολταϊκό φαινόµενο Είναι γεγονός πως η ηλιακή ενέργεια αποτελεί µια από τις µορφές ενέργειας που αφθονούν στη χώρα µας, την Ελλάδα. Εντούτοις, ενδέχεται να µην υπάρχει δυνατότητα χρησιµοποίησης της ενέργειας αυτής στη µορφή που βρίσκεται, αλλά να απαιτείται η µετατροπή της σε µια άλλη µορφή ενέργειας. Μια από τις συνηθέστερες µορφές, στην οποία µπορεί να µετατραπεί η ηλιακή ενέργεια, είναι η ηλεκτρική. Η απ'ευθείας µετατροπή της ηλιακής ενέργειας σε

23 ηλεκτρική επιτυγχάνεται µε τη βοήθεια των ηλιακών κυττάρων. Η αρχή λειτουργίας των ηλιακών κυττάρων βασίζεται στο φωτοβολταϊκό φαινόµενο, το οποίο εξαρτάται αφ'ενός µεν από την ηλιακή ακτινοβολία, αφ'ετέρου δε από τις ιδιότητες των ηµιαγωγικών στοιχείων. Πώς όµως συµβάλλει καθένας απ'τους 2 προαναφερθέντες παράγοντες στη δηµιουργία ηλεκτρικού ρεύµατος; Για να αντιληφθούµε το µηχανισµό λειτουργίας του ηλιακού κυττάρου θα περιγραφεί αρχικά η διαδικασία δηµιουργίας µιας p-n διόδου και κατόπιν θα επεξηγηθεί η λειτουργία του φωτοβολταϊκού (ηλιακού) κυττάρου, καθώς το τελευταίο είναι µια p-n δίοδος, όταν πάνω της πέσει ηλιακή ακτινοβολία. Μια δίοδος αποτελείται κατά κύριο λόγο από το ηµιαγωγικό στοιχείο πυρίτιο Si. Το στοιχείο αυτό διαθέτει 14 ηλεκτρόνια συνολικά, τα οποία είναι τοποθετηµένα µε τέτοιο τρόπο ώστε στην εξωτερική του στιβάδα να παραµένουν µόλις 4 ηλεκτρόνια. Αυτά είναι τα λεγόµενα ηλεκτρόνια σθένους που έχουν τη δυνατότητα να αλληλεπιδρούν µε τα ηλεκτρόνια σθένους άλλων στοιχείων του περιοδικού πίνακα, σχηµατίζοντας δεσµούς. Έτσι, αν εισάγουµε στον κρύσταλλο του πυριτίου ένα στοιχείο από την πέµπτη οµάδα του περιοδικού πίνακα - όπως είναι για παράδειγµα ο φώσφορος Ph που διαθέτει πέντε ηλεκτρόνια σθένους, τότε δηµιουργούνται 4 ζεύγη δεσµών από τα 4 άτοµα φωσφόρου και τα 4 άτοµα πυριτίου, ενώ παραµένει ελεύθερο ένα ηλεκτρόνιο. Η διαδικασία αυτή έχει ως αποτέλεσµα - όταν ο κρύσταλλος επέλθει σε κατάσταση ισορροπίας τη δηµιουργία µιας περιοχής µε περίσσεια ηλεκτρονίων, η οποία είναι φορτισµένη αρνητικά και ονοµάζεται περιοχή τύπου n (n-type). Αντίθετα, αν εισάγουµε στον κρύσταλλο του πυριτίου ένα στοιχείο της τρίτης οµάδας του περιοδικού πίνακα όπως είναι το βόριο Bo το οποίο διαθέτει τρία ηλεκτρόνια στην εξωτερική του στιβάδα, τότε αυτό θα προσφέρει τα ηλεκτρόνιά του για το σχηµατισµό τριών δεσµών σε συνδυασµό µε τρια άτοµα πυριτίου, ενώ από τον τέταρτο δεσµό µεταξύ βορίου-πυριτίου λείπει ένα ηλεκτρόνιο µε αποτέλεσµα να υπάρχει στη θέση του µια οπή. Εποµένως, η περιοχή αυτή σε κατάσταση ισορροπίας έχει περίσσεια οπών και για το λόγο αυτό καλείται περιοχή τύπου p (p-type). Κατόπιν, αν φέρουµε σε επαφή ένα υλικό τύπου p µε ένα τύπου n, τότε προκύπτει η p-n δίοδος. Στο σηµείο ένωσης των δύο υλικών (επαφή p-n) εξ αιτίας της κίνησης των ηλεκτρονίων (λόγω διάχυσης), αναπτύσσεται ένα εσωτερικό ηλεκτρικό πεδίο που δεν επιτρέπει στα ηλεκτρόνια να περάσουν από την περιοχή n στην p. ηµιουργείται, δηλαδή, ένα φράγµα, που πρέπει να ξεπεραστεί, ώστε να συνεχιστεί η µετακίνησή τους προς την p περιοχή. Το φράγµα αυτό έιναι το γνωστό φράγµα

24 δυναµικού, το οποίο τα ηλεκτρόνια µπορούν να υπερπηδήσουν αν διαθέτουν αρκετή ενέργεια. Την ενέργεια αυτή µπορούν να τη συλλέξουν από την ηλιακή ακτινοβολία [3]. Σχήµα 1.2 Κατασκευή µιας p-n διόδου[3]: Όταν το ηλιακό φως πέσει πάνω στη δίοδο, υπάρχει περίπτωση να ανακλασθεί, να διαπεράσει τον κρύσταλλο πυριτίου ή να απορροφηθεί. Στην τελευταία περίπτωση και αν η ενέργεια του φωτός είναι υψηλή, αυτό έχει τη δυνατότητα να αλλάξει τις ηλεκτρικές ιδιότητες του κρυστάλλου. Αυτό συµβαίνει διότι η ενέργεια των φωτονίων είναι ικανή να αποσπάσει ένα ηλεκτρόνιο σθένους από ένα δεσµό και να το µετακινήσει από τη ζώνη σθένους (valence band) στη ζώνη αγωγιµότητας (conduction band), αφήνοντας πίσω του µια οπή. Εποµένως, παρατηρείται το φαινόµενο της κίνησης ηλεκτρονίων από τη µια περιοχή του κρυστάλλου στην άλλη [3]. ηλαδή, οι φορείς που βρίσκονται στην περιοχή p, όταν προσπίπτει πάνω τους ένα φωτόνιο, δέχονται την ενέργειά του και αρχίζουν να κινούνται ελεύθερα στην περιοχή p αφήνοντας στη θέση που βρίσκονταν µια οπή. Κατόπιν, φτάνουν στην επαφή p-n (ένωση των 2 περιοχών) και εξ'αιτίας της ενέργειας που έχουν απορροφήσει από την ηλιακή ακτινοβολία και του εσωτερικού ηλεκτρικού πεδίου που υπάρχει στο σηµείο αυτό µπορούν και διαπερνούν το φράγµα δυναµικού και καταλήγουν στην n περιοχή [4]. Αυτό έχει ως αποτέλεσµα το

25 σχηµατισµό ενός κρυστάλλου, ο οποίος στη µια άκρη του έχει συγκεντωµένα ηλεκτρόνια και στην άλλη οπές µε πολύ µικρή πιθανότητα επανασύνδεσής των. Ο διαχωρισµός αυτός των φορτίων δηµιουργεί µια διαφορά δυναµικού στα δύο άκρα του κυττάρου, που είναι ικανή να δώσει ηλεκτρικό ρεύµα σε ένα εξωτερικό κύκλωµα. Στην περίπτωση που η ενέργεια των φωτονίων δεν επαρκεί ώστε το ηλεκτρόνιο να διαπεράσει το φράγµα δυναµικού και να καταλήξει στην άλλη άκρη του κρυστάλλου, αυτό θα εκτελέσει για ένα σύντοµο χρονικό διάστηµα τυχαίους ελιγµούς µέσα στον κρύσταλλο και κατόπιν θα επανέλθει στην αρχική του θέση, στη ζώνη σθένους, αποδίδοντας θερµική ενέργεια στη φωτοβολταϊκή πλάκα. 1.4 Κατηγορίες φωτοβολταϊκών κυττάρων και συστηµάτων Χαρακτηριστικά των φωτοβολταϊκών κυττάρων Κατασκευαστικά χαρακτηριστικά τωνφωτοβολταϊκών κυττάρων Τα φωτοβολταϊκά (Φ/Β) κύτταρα κατασκευάζονται από διάφορα ηµιαγωγικά υλικά, µε δηµοφιλέστερο το πυρίτιο Si για λόγους υψηλότερης απόδοσης και ευκολότερης επεξεργασίας. Τα κύτταρα πυριτίου χωρίζονται σε τρεις µεγάλες κατηγορίες: τα µονοκρυσταλλικά, τα πολυκρυσταλλικά και τα άµορφα. Τα µονοκρυσταλλικά κύτταρα πυριτίου διαθέτουν ένα κρυσταλλικό πλέγµα που πλησιάζει τη µορφή του τέλειου κρυστάλλου. Κατασκευάζονται από καθαρό πυρίτιο µε ειδικές µεθόδους τήξης και µορφοποίησής του σε λεπτές πλάκες. Παρουσιάζουν το µέγιστο βαθµό απόδοσης από τις τρεις προαναφερθείσες κατηγορίες,ο οποίος φτάνει συνήθως το 15 µε 18% [5]. Τα µονοκρυσταλλικά κύτταρα είναι ευρέως διαδεδοµένα και χρησιµοποιούνται στη βιοµηχανία των τρανζίστορς και στις περιπτώσεις διαστηµικών εφαρµογών. Η δεύτερη κατηγορία φωτοβολταϊκών κυττάρων συµπεριλαµβάνει τα πολυκρυσταλλικά κύτταρα πυριτίου. Η διαφορά µε την προηγούµενη κατηγορία έγκειται στον τρόπο κατασκευής των κυττάρων, καθώς εδώ παρατηρείται µαζική και λιγότερο ελεγχόµενη ψύξη του πυριτίου µε αποτέλεσµα το τελικό πλέγµα να παρουσιάζει κρυστάλλους διαφόρων προσανατολισµών. Η ύπαρξη τέτοιων κρυστάλλων οδηγεί στην αύξηση της εσωτερικής αντίστασης στα σηµεία σύνδεσής τους, κάτι που µειώνει το βαθµό απόδοσης των κυττάρων σε σχέση µε την προηγούµενη κατηγορία. Εδώ η υψηλότερη τιµή που µπορεί να σηµειώσει ο

26 βαθµός απόδοσης είναι περίπου 13-15% [5]. Εντούτοις, το πλεονέκτηµα αυτού του τρόπου κατασκευής είναι το χαµηλό κόστος παραγωγής, καθώς δεν απαιτούνται όπως πριν ειδικές µέθοδοι ψύξης και κοπής του ηµιαγωγικού στοιχείου. Στην τελευταία κατηγορία ανήκουν τα κύτταρα πυριτίου που δεν παρουσιάζουν κρυσταλλική µορφή και είναι τα λεγόµενα άµορφα κύτταρα. Η διαδικασία παραγωγής στην περίπτωση αυτή είναι πιο απλή και πιο γρήγορη, καθώς πραγµατοποιείται εφαρµογή του πυριτίου σε ειδικό υπόστρωµα γυαλιού. Επιπλέον, η ποσότητα ηµιαγωγικού στοιχείου που απαιτείται για την παραγωγή αυτού του τύπου των κυττάρων είναι αρκετά µικρότερη συγκριτικά µε τις άλλες δύο περιπτώσεις, ενώ η ευκολία στην εγκατάσταση και τη συναρµολόγησή τους τα καθιστούν ικανά για µαζική παραγωγή. Τέλος, η έλλειψη κρυσταλλικού πλέγµατος από τη δοµή των κυττάρων αυτών περιορίζει σηµαντικά το βαθµό απόδοσης µόλις στο 5 µε 8% [5], βαθµός που δε συνηθίζεται τόσο στα φωτοβολταϊκά κύτταρα, αλλά συναντάται περισσότερο σε τεχνολογίες υβριδικών φωτοβολταϊκών πλαισίων και Τhin Film. Μια άλλη κατηγοροποίηση των ηλιακών κυττάρων γίνεται µε βάση το υλικό που βρίσκεται στην επιφάνεια του κυττάρου που βλέπει ο ήλιος. Έτσι, έχουµε 2 κατηγορίες: την κατηγορία τύπου n/p, όπου υλικό τύπου n έχει τοποθετηθεί πάνω σε υλικό τύπου p και την κατηγορία p/n, όπου υλικό τύπου p βρίσκεται πάνω σε υλικό τύπου n. Με άλλα λόγια, το πρώτο γράµµα δείχνει τον τύπο του υλικού της επάνω επιφάνειας που βλέπει στο φως, ενώ το δεύτερο δείχνει τον τύπο του κυρίως υλικού που αποτελεί την κάτω επιφάνεια του κυττάρου [3]. Τα ηλιακά κύτταρα µπορεί να τα συναντήσει κανείς σε διαφορετικά σχήµατα ανάλογα µε τη χρήση τους και το σκοπό που εξυπηρετούν. Έτσι, υπάρχουν κύτταρα σε σχήµα τετράγωνο, ηµικυκλικό, εξαγωνικό, κυκλικό καθώς και ορθογώνιο. Συνήθως στις επίγειες εφαρµογές έχουν επικρατήσει να χρησιµοποιούνται οι 2 τελευταίοι τύποι, χωρίς όµως να έχουν τυποποιηθεί ακριβείς διαστάσεις. Σχετικά µε το πάχος τους, αυτό µπορεί να κυµαίνεται στην περιοχή των µm, ενώ αυτά που χρησιµοποιούνται περισσότερο σήµερα έιναι τα κύτταρα των µm. Επιπλέον, ένα άλλο χαρακτηριστικό που κατηγοριοποιεί τα ηλιακά κύτταρα είναι η ειδική αντίσταση του κυρίως υλικού µε τιµές που µπορεί να κυµαίνονται στο φάσµα των Ω*cm [5]. Γενικά, όσο µεγαλύτερη είναι η ειδική αντίσταση του υλικού, τόσο µεγαλύτερη απόδοση παρουσιάζουν τα ηλιακά κύτταρα

27 Ηλεκτρικά χαρακτηριστικά των φωτοβολταϊκών κυττάρων Εκτός, όµως, από το υλικό και τον τρόπο κατασκευής των ηλιακών κυττάρων πολύ σηµαντική είναι και η διαφοροποίηση που υπάρχει στα ηλεκτρικά τους χαρακτηριστικά. Το πιο σηµαντικό απ'αυτά είναι η τιµή της µέγιστης δυνατής αποδιδόµενης ισχύος Ρ mp που µετράται σε Wp και υπολογίζεται υπό τις ίδιες συνθήκες για όλα τα ηλιακά κύτταρα, σε θερµοκρασία 25 ο C και υποθέτωντας ότι πάνω σ'αυτά προσπίπτει ακτινοβολία 1000Wb/m 2. Εποµένως, το µέγεθος Ρ mp δίνει πληροφορίες για την ισχύ που θα µπορούσε να δώσει το ηλιακό κύτταρο αν ίσχυαν οι παραπάνω ιδανικές συνθήκες. Κάτι τέτοιο, όµως, σπάνια συµβαίνει, άρα η ισχύς που τελικά δίνει το κύτταρο είναι λίγο µικρότερη της Ρ mp. Υπολογίζοντάς την είναι απαραίτητο να αναφερθούν δύο άλλα πολύ σηµαντικά ηλεκτρικά µεγέθη του ηλιακού κυττάρου, η τάση που υπάρχει στα άκρα του κυττάρου V mp και το ρεύµα που το διαρρέει I mp, όταν αυτό αποδίδει τη µέγιστη ισχύ του Ρ mp. Εποµένως, ισχύει ότι η αποδιδόµενη ισχύς ενός φωτοβολταϊκού κυττάρου είναι πολύ µικρή και µε πανοµοιότυπη σχεδόν τιµή για όλα τα κύτταρα, αφού P = V mp * I mp = 0.5V * 1A=0.5W. Αυτό σηµαίνει πως για να καλυφθούν οι ενεργειακές ανάγκες που απαιτεί µια οικία ή µια βιοµηχανία ή µια εφαρµογή που χρησιµοποιεί φωτοβολταϊκά κύτταρα γενικότερα, απαιτείται η χρήση ενός πλήθους κυττάρων, συνδεδεµένων σε σειρά και παράλληλα, έτσι ώστε να αποδίδουν την επιθυµητή τάση και ισχύ. Ένα άλλο ηλεκτρικό χαρακτηριστικό του φωτοβολταϊκού κυττάρου είναι η τάση ανοιχτού κυκλώµατος V oc που δείχνει την τάση που αναπτύσσεται στα άκρα του, όταν αυτό είναι ανοιχτοκυκλωµένο. Τέλος, σηµαντικό είναι και το ρεύµα βραχυκύκλωσης I sc που περιγράφει το ρεύµα που διέρχεται από το εσωτερικό του κυττάρου, όταν αυτό είναι βραχυκυκλώµένο. Όλα τα παραπάνω χαρακτηριστικά βρίσκονται συνήθως συγκεντρωµένα σε πίνακες που συνοδεύουν τα κύτταρα και δίδονται από τους κατασκευαστές, έτσι ώστε να είναι ευκολότερη η σύγκριση των διαφόρων κυττάρων και η επιλογή του καταλληλότερου για την οποιαδήποτε εφαρµογή [13]. Επειδή όπως αναφέρθηκε πιο πάνω η ισχύς που αποδίδει ένα ηλιακό κύτταρο έιναι µικρή, για το λόγο αυτό τα ηλιακά κύτταρα είναι οργανωµένα σε διάφορες οµάδες, άλλες µικρότερες και άλλες µεγαλύτερες ανάλογα µε το ποσό ισχύος που πρέπει να αποδοθεί κάθε φορά. Η µικρότερη δοµική µονάδα οµαδοποιηµένων κυττάρων που µπορεί να συναντήσει κανείς στο

28 εµπόριο είναι τα πλαίσια (modules). Τα πλαίσια είναι πολλά κύτταρα µαζί συνδεδεµένα και συσκευασµένα κατάλληλα, ώστε να αποδίδουν σχετικά χαµηλή ισχύ (της τάξεως των µερικών δεκάδων W). Ακολουθούν τα panels που είναι ένα σύνολο από δύο ή περισσότερα πλαίσια συνδεδεµένα µεταξύ τους τόσο µηχανικά όσο και ηλεκτρικά. Τα panels δίνουν µια µονάδα έτοιµη για εγκατάσταση και µπορούν να δώσουν ισχύ πολλαπλάσια αυτής που αποδίδουν τα modules. Η τελευταία κατηγορία οργανωµένων κυττάρων είναι η λεγόµενη συστοιχία (array), η οποία είναι ένα µηχανικά ολοκληρωµένο σύνολο από panels συµεριλαµβανοµένης και της κατασκευής στήριξης, που αποτελεί µια ανεξάρτητη µονάδα φωτοβολταϊκής παραγωγής ισχύος. Οι συστοιχίες κυττάρων συνήθως χρησιµοποιούνται σε φωτοβολταϊκά πάρκα και εφαρµογές µε υψηλές ενεργειακές ανάγκες, καθώς η ισχύς που δίνουν µπορεί να φτάσει ακόµη και µερικά MW. Ένα χαρακτηριστικό παράδειγµα ενός ηλιακού πλαισίου της εταιρίας Energy Solutions δίνεται στο Παράρτηµα 3. Ανάλογα, λοιπόν, µε την τιµή της τάσης και του ρεύµατος που απαιτεί η εφαρµογή τοποθετούνται πολλά modules, panels ή συστοιχίες σε σειρά ή παράλληλα αντίστοιχα. Αυτό σηµαίνει πως αν η εφαρµογή απαιτεί υψηλή τάση µπορούµε να συνδέσουµε πολλά κύτταρα, modules ή panels σε σειρά, αφού γνωρίζουµε πως δύο ή περισσότερες πηγές τάσης προστίθενται όταν είναι συνδεδεµένες σε σειρά. Από την άλλη πλευρά, αν η εφαρµογή χρειάζεται πολύ ρεύµα τα κύτταρα ή τα modules θα τοποθετούνται παράλληλα, καθώς δύο ή περισσότερες πηγές ρεύµατος προστίθενται όταν είναι συνδεδεµένες παράλληλα. Πιο κάτω θα παρουσιαστεί η µορφή της χαρακτηριστικής καµπύλης µιας οµάδας κυττάρων συνδεδεµένων σε σειρά και παράλληλα. Ένα από τα βασικότερα ηλεκτρικά χαρακτηριστικά που προσδιορίζουν πλήρως τη λειτουργία ενός ηλιακού κυττάρου είναι η χαρακτηριστική εξίσωση του κύττάρου : ( V IRs) Ι = ΙL-ID = IL-Io* ( e λ + 1) ( 1.1 ) όπου ΙL =φωτόρευµα Io=ρεύµα κόρου διόδου Ι =ρεύµα στην έξοδο του κυττάρου q=φορτίο ηλεκτρονίου V=τάση στην έξοδο του κυττάρου Τ=απόλυτη θερµοκρασία

29 και λ= q AKT µε Α = ένας συντελεστής µε τιµές 1-2 και Κ = σταθερά Boltzmann. Η εξίσωση αυτή προκύπτει αν θεωρηθεί πως το ηλιακό κύτταρο µπορεί να προσοµοιωθεί από το εξής κύκλωµα : Σχήµα 1.3 Ιδανικό ισοδύναµο κύκλωµα ηλιακού κυττάρου [3] Ο συντελεστής Α, που δίνεται παραπάνω, είναι ένας συντελεστής µε τιµές από 1 εως 2 και οφείλεται σε φαινόµενα επανασύνδεσης που συµβαίνουν στην περιοχή της επαφής. Στις παραµέτρους αυτές συγκαταλέγονται και οι αντιστάσεις RS και RSH που δηλώνουν µια σε σειρά και µια παράλληλα συνδεδεµένη αντίστοιχα αντίσταση. Η πρώτη παριστάνει σε συγκεντρωµένη µορφή όλα τα κατανεµηµένα στοιχεία αντίστασης κατά τη ροή των φορέων στον κυρίως ηµιαγωγό, την επιφανειακή ροή στον ηµιαγωγό που βρίσκεται στην πλευρά που προσπίπτει το φως και αποτελείται από πολύ λεπτό στρώµα, την ενδοεπιφάνεια µεταξύ ηµιαγωγού-ωµικής επαφής και την ωµική επαφή. Η δεύτερη αντίσταση οφείλεται σε διαρροές των φορέων που συµβαίνουν είτε στην επαφή p-n, είτε στην εξωτερική παράπλευρη επιφάνεια του κυττάρου, είτε σε άλλες ανωµαλίες του κρυστάλλου και δεν είναι οµοιόµορφα κατανεµηµένες σε όλη την επιφάνεια του κυττάρου. Σύµφωνα µε τις παραπάνω παρατηρήσεις προκύπτει η εξίσωση του ηλιακού κυττάρου, καθώς και το πρακτικό ισοδύναµο κύκλωµα : Ι=ΙL-ID=IL-Io* ( V IRs) ( 1) e λ + - V Rs H ( 1.2 )

30 Σχήµα 1.4 Πρακτικό ισοδύναµο κύκλωµα ηλιακού κυττάρου [3] Στη συνέχεια, απεικονίζεται η χαρακτηριστική καµπύλη τόσο στην περίπτωση της p-n διόδου, όσο και στην περίπτωση του ηλιακού κυττάρου. Μάλιστα, είναι αξιοσηµείωτο το γεγονός ότι η καµπύλη του ηλιακού κυττάρου είναι ίδια µε την καµπύλη της διόδου µετατοπισµένη προς τα κάτω κατά ΙL. Έτσι, προκύπτει για τη δίοδο µια καµπύλη στο πρώτο τεταρτηµόριο και για το ηλιακό κύτταρο µια καµπύλη στο τέταρτο που σηµαίνει παραγωγή ισχύος. Σχήµα 1.5 Χαρακτηριστική καµπύλη διόδου p-n όταν δε φωτίζεται και όταν φωτίζεται [3] Παρόλα αυτά, για λόγους κυκλωµατικής ανάλυσης έχει επικρατήσει να χρησιµοποιείται για το ηλιακό κύτταρο η αναπαράσταση της Ι-V χαρακτηριστικής στο πρώτο τεταρτηµόριο, εποµένως όταν αναφερόµαστε σ αυτή θα αναφερόµαστε στη µορφή που παρουσιάζεται στο σχήµα

31 Σχήµα 1.6 Ι-V χαρακτηριστική ηλιακού κυττάρου [3] Στο σηµείο αυτό αξίζει να υπολογιστεί η χαρακτηριστική καµπύλη µιας οµάδας κυττάρων, τα οποία είναι συνδεδεµένα σε σειρά και παράλληλα. Σχήµα 1.7 Ι-V Χαρακτηριστική ίδιων κυττάρων συνδεδεµένων σε σειρά και παράλληλα [3] Οπως αναφέρθηκε και πιο πάνω, δύο πηγές ρεύµατος προστίθενται όταν είναι συνδεδεµένες παράλληλα, ενώ δύο πηγές τάσης προστίθενται όταν είναι συνδεδεµένες σε σειρά. Σύµφωνα µε το παραπάνω συµπέρασµα είναι εύκολο να υπολογιστεί η συνολική I-V

32 χαρακτηριστική από το συνδυασµό των χαρακτηριστικών των επιµέρους κυττάρων, όπως φαίνεται χαρακτηριστικά και στο σχήµα 1.7: Μια σηµαντική λεπτοµέρεια, όµως, στην παραπάνω θεώρηση είναι πως κανένα ηλιακό κύτταρο δε µπορεί να είναι ακριβώς ίδιο µε κάποιο άλλο µε τα ίδια ακριβώς χαρακτηριστικά, αλλά παρατηρείται µια στατιστική κατανοµή των παραµέτρων τους που παρουσιάζεται στο σχήµα 1.8 [3]. Αυτό προκύπτει από τον τρόπο κατασκευής των κυττάρων, αλλά και εξ'αιτίας άλλων παραγόντων. Συνεπώς, δεν είναι ισοδύναµη η χρήση του αθροίσµατων των I-V χαρακτηριστικών των κυττάρων µιας συστοιχίας αντί της συνολικής άγνωστης I-V χαρακτηριστικής της ίδιας της συστοιχίας. Ο υπολογισµός της χαρακτηριστικής της συστοιχίας είναι προσεγγιστικός και πραγµατοποιείται πλέον µε τη βοήθεια των καµπυλών που φαίνονται στο σχήµα 1.8. Σχήµα 1.8 I-V χαρακτηριστικές συνδυασµών σε σειρά και παράλληλων κυττάρων [3]

33 1.4.2 Τεχνολογίες των φωτοβολταϊκών συστηµάτων Στην παράγραφο αυτή περιγράφονται τα χαρακτηριστικά των σηµαντικότερων τεχνολογιών ενός φωτοβολταϊκού συστήµατος, που εφαρµόζονται σήµερα - κυρίως για οικιακή χρήση - και αναλύονται τα υπέρ και τα κατά τους. Το φωτοβολταϊκό σύστηµα είναι ένα σύστηµα αποτελούµενο από φωτοβολταϊκά κύτταρα, οργανωµένα είτε στις µικρότερες δοµικές τους µονάδες, που όπως αναφέρθηκε πιο πάνω είναι τα πλαίσια, είτε σε µεγαλύτερες, όπως είναι τα panels, ανάλογα µε την απαιτούµενη κάθε φορά ισχύ. Εποµένως, ένα φωτοβολταϊκό σύστηµα µπορεί να αποτελείται από λίγα ή περισσότερα πλαίσια ή panels και να αποδίδει ισχύ από µερικά κιλοβάτ (kw) εως και αρκετά µεγαβάτ (MW). Ανάλογα µε την τοπολογία που επιλέγεται κάθε φορά, τα φωτοβολταϊκά πλαίσια µπορεί να αντιστοιχούν σε έναν ή περισσότερους µετατροπείς. Παρακάτω, παρατίθενται οι πιο δηµοφιλείς κατηγορίες, οι οποίες είναι ονοµαστικά [5]: η κεντρικοποιηµένη (Centralized) τεχνολογία, η τεχνολογία Αλυσίδας (String), η τεχνολογία Πολλαπλών Αλυσίδων (Multistring) και η τεχνολογία φωτοβολταϊκών πλαισίων εναλλασσόµενου ρεύµατος (AC-PV Modules). Οι τρεις πρώτες θα εξηγηθούν αναλυτικά στην ενότητα αυτή, ενώ η τελευταία θα αναλυθεί πιο κάτω Η Κεντρικοποιηµένη Τεχνολογία Η τεχνολογία αυτή θεωρείται από τις πιο παλιές, καθώς χρησιµοποιείται για την µεταφορά στο δίκτυο µεγάλων ποσών ηλεκτρικής ενέργειας µέσω ενός µόνο αντιστροφέα. Η τοπολογία της κεντρικοποιηµένης (centralized) τεχνολογίας φαίνεται στο σχήµα 1.9: Σχήµα 1.9 Τοπολογία της κεντρικοποιηµένης τεχνολογίας [5]

34 Η παραγωγή της ηλεκτρικής ενέργειας πραγµατοποιείται από ένα πλέγµα φωτοβολταϊκών πλαισίων, τα οποία είναι οργανωµένα σε εν σειρά οµάδες, προκειµένου να εξασφαλίσουν υψηλή τιµή συνεχούς τάσης. Κατόπιν, η απαιτούµενη τιµή εντάσεως επιτυγχάνεται µε την παράλληλη σύνδεση των παραπάνω οµάδων. Χαρακτηριστικό της τεχνοτροπίας αυτής αποτελεί η χρήση ενός µόνο ελεγκτή ανίχνευσης του σηµείου λειτουργίας µέγιστης αποδιδόµενης ισχύος (M.P.P.T. ελεγκτής) και η χρήση διόδων ισχύος, ώστε να αποφευχθεί η λειτουργία ορισµένων εν σειρά οµάδων ως φορτία λόγω σκίασης. Εκτός από τα παραπάνω θετικά χαρακτηριστικά, άλλο ένα πλεονέκτηµα της τεχνολογίας αυτής είναι το γεγονός πως η παραγωγή της υψηλής συνεχούς τάσεως στην είσοδο του µετατροπέα έχει ως αποτέλεσµα να µην απαιτείται κάποιος επιπλέον µετατροπέας συνεχούς τάσεως σε συνεχή ή κάποιος µετασχηµατιστής για την ενίσχυση αυτής. Με άλλα λόγια ο µετατροπέας της κεντρικοποιηµένης τεχνολογίας είναι ένας µετατροπέας µιας βαθµίδας, όπως θα δούµε στη συνέχεια στις κατηγορίες µετατροπέων. Από την άλλη πλευρά, η τεχνοτροπία αυτή παρουσιάζει και ορισµένα αρνητικά σηµεία. Για παράδειγµα, η αρκετά υψηλή τιµή της τάσεως που παρατηρείται στην έξοδο του φωτοβολταϊκού συστήµατος προκαλεί αυξηµένο κίνδυνο ηλεκτροπληξίας για τον άνθρωπο, ενώ για να αποφευχθεί κάτι τέτοιο απαιτείται υψηλό κόστος για την καλωδίωση και το σύστηµα προστασίας. Επιπλέον, ένα τέτοιο σύστηµα είναι λογικό πως απαιτεί την ύπαρξη εξειδικευµένου προσωπικού για την υλοποίηση και τη συντήρησή του, καθώς και την αποφυγή ατυχηµάτων. Ακόµη, η εφαρµογή κεντρικού M.P.P.T. ελέγχου δεν επιτρέπει σε όλα τα πλαίσια να λειτουργούν στο σηµείο µέγιστης ισχύος, µε αποτέλεσµα να µειώνεται ο συνολικός βαθµός απόδοσης. Γενικότερα, ο βαθµός απόδοσης της συγκεκριµένης τεχνολογίας υστερεί σε σχέση µε άλλες, ενώ το κόστος κατασκευής της είναι ιδιαίτερα υψηλό. Το τελευταίο συµβαίνει εξαιτίας της µεγάλης επιφάνειας που απαιτεί η εγκατάσταση ενός τέτοιου συστήµατος, πράγµα που δυσκολέυει την τοποθέτηση του σε αστικές περιοχές λόγω έλλειψης χώρου. Τέλος, ορισµένα προβλήµατα παρατηρούνται και στα φωτοβολταϊκά πλαίσια, καθώς η µερική σκίαση µπορεί να προκαλέσει φαινόµενα hotspot, ενώ οι δίοδοι ισχύος που χρησιµοποιούνται κατά την παράλληλη σύνδεση των εν σειρά οµάδων των κυττάρων µπορεί να προκαλέσουν απώλειες στο σύστηµα. Το φαινόµενο hotspot παρατηρείται σε περιπτώσεις µη προσαρµογής των χαρακτηριστικών των κυττάρων µιας συστοιχίας. Αυτό σηµαίνει πως αν τα κύτταρα δεν είναι παρόµοια υπάρχει ενδεχόµενο να παρουσιάζεται διαφορά στην τάση που επιτρέπουν στα άκρα τους, καθώς και στην ισχύ που µπορούν να αποδόσουν. Το αποτέλεσµα

35 της κατάστασης αυτής εκτός από τη µείωση της ισχύος εξόδου είναι η τοπική υπερθέρµανση του πλαισίου (φαινόµενο hotspot) που οφείλεται στην ανάστροφη πόλωση ενός ή περισσότερων ηλιακών κυττάρων και µπορεί να οδηγήσει σε θραύση του κυττάρου ή ακόµη και σε πλήρη καταστροφή του Η Τεχνολογία Αλυσίδας Ακολουθέι η Τεχνολογία Αλυσίδας (String), η οποία είναι νεότερη και έχει αντικαταστήσει κατά κόρον την κεντρικοποιηµένη. Η τοπολογία της δίνεται στο σχήµα 1.10: Σχήµα 1.10 Τοπολογία της τεχνολογίας αλυσίδας [5] Στην περίπτωση αυτή, κάθε µονάδα που αποτελείται από µία οµάδα εν σειρά συνδεδεµένων φωτοβολταϊκών πλαισίων καταλήγει σε έναν αντιστροφέα. Αυτό σηµαίνει πως η κατασκευή αποτελείται πλέον από µικρότερες µονάδες, που έχουν χαµηλότερο κόστος κατασκευής από πριν και καταλαµβάνουν µικρότερη έκταση, καθώς κάθε µονάδα που διαθέτει έναν µετατροπέα είναι ανεξάρτητη από τις υπόλοιπες και µπορεί να µετακινηθεί. Επιπλέον, υπάρχει δυνατότητα επέκτασης της εγκατάστασης, καθώς µπορούν να προστεθούν νέες µονάδες στο σύστηµα, οι οποίες θα διαθέτουν το δικό τους µετατροπέα. Εντούτοις, η εφαρµογή της συγκεκριµένης τεχνολογίας σε αστικές περιοχές εξακολουθεί να είναι δύσκολη. Όπως και στην προηγούµενη περίπτωση, η σε σειρά τοποθέτηση των πλαισίων δεν καθιστά

36 απαιραίτητη την ενίσχυση της τάσεως εισόδου του µετατροπέα, αφού η τιµή της είναι ήδη ιδιαίτερα υψηλή. Επιπρόσθετα, ο M.P.P.T. έλεγχος είναι αποδοτικότερος σε σχέση µε αυτόν της κεντρικοποιηµένης τεχνολογίας, µιας και εφαρµόζεται σε µικρότερο αριθµό πλαισίων, ενώ ο βαθµός απόδοσης του συνολικού συστήµατος είναι υψηλότερος σε σύγκριση µε αυτόν της προηγούµενης τεχνοτροπίας. Αυτό µπορεί να οφείλεται και στο γεγονός πως η τεχνολογία αλυσίδας δεν απαιτεί τη χρήση διόδων ισχύος στα φωτοβολταϊκά πλαίσια, κάτι που µειώνει τις απώλειες του συστήµατος. Παρόλο που, όπως αναφέρθηκε πιο πάνω, η συνεχής τάση στο σηµείο διασύνδεσης του φωτοβολταϊκού πλαισίου µε το µετατροπέα είναι ιδιαίτερα υψηλή, η ηλεκτρική ενέργεια που παράγεται στην περίπτωση αυτή είναι µικρότερη σε σχέση µε την ενέργεια που αποδίδει η centralized τεχνολογία. Πιο συγκεκριµένα, η ισχύς που µπορεί να αποδόσει ένα σύστηµα τεχνολογίας αλυσίδας κυµαίνεται µεταξύ των 0.5 και 1kW, ανάλογα µε το πλήθος των φωτοβολταϊκών πλαισίων που χρησιµοποιούνται. Εν τω µεταξύ, εξ αιτίας της υψηλής τάσης στο σηµείο διασύνδεσης πλαισίων και µετατροπέα τα προβλήµατα κινδύνου ηλεκτροπληξίας και εµφάνισης φαινοµένου hotspot παραµένουν. Τέλος, η ανάγκη χρήσης αντιστροφέων περισσότερων του ενός αυξάνει σηµαντικά το κόστος της εγκατάστασης Η Τεχνολογία Πολλαπλών Αλυσίδων Η επόµενη ενδιαφέρουσα τεχνολογία ονοµάζεται τεχνολογία πολλαπλών αλυσίδων (Multistring) και αποτελεί µια επέκταση της τεχνολογίας αλυσίδας που κερδίζει συνεχώς έδαφος στην παγκόσµια αγορά των φωτοβολταϊκών συστηµάτων. Η τεχνοτροπία αυτή παρέχει τη δυνατότητα παραγωγής ηλεκτρικής ενέργειας ανάλογης τάξης µε αυτή της κεντρικοποιηµένης τεχνολογίας, αλλά χωρίς τα µειονεκτήµατα που συνοδεύουν την τελευταία. Στην πραγµατικότητα, χρησιµοποιούνται πολλές αλυσίδες εν σειρά συνδεδεµένων φωτοβολταϊκών πλαισίων, οι οποίες συνδέονται σε έναν κεντρικό αντιστροφέα µέσω ανεξάρτητων µετατροπέων συνεχούς τάσης σε συνεχή. Το χαρακτηριστικό αυτό της τεχνολογίας πολλαπλών αλυσίδων επιτρέπει την επέκταση του συστήµατος συνδέοντας στον αντιστροφέα περισσότερες αλυσίδες πλαισίων µε τους µετατροπείς τους. Μάλιστα, οι αλυσίδες αυτές µπορούν να περιστρέφονται ακολουθώντας την κίνηση του ηλίου, γεγονός που αυξάνει την απόδοση του συστήµατος. Η τοπολογία της δίνεται στο σχήµα 1.11:

37 α) β) Σχήµα 1.11 Τοπολογία της τεχνολογίας πολλαπλών αλυσίδων : α) απλή διάταξη [5] β) διάταξη µε δυνατότητα κίνησης του φωτοβολταϊκού πλαισίου για µεγαλύτερη απόδοση

38 Από την αντίθετη πλευρά, ορισµένα από τα µειονεκτήµατα που παρουσίασε η string τεχνολογία εξακολουθούν να υφίστανται και εδώ, όπως για παράδειγµα το υψηλό κόστος, που στην περίπτωση αυτή παρατηρείται εξ αιτίας της ύπαρξης πολλών µετατροπέων συνεχούς τάσεως σε συνεχή και όχι αντιστροφέων, όπως προηγουµένως. Ακόµη, η πιθανότητα µερικής σκίασης των φωτοβολταϊκών κυττάρων και συνεπώς η εµφάνιση του φαινοµένου hotspot δε µπορούν να αποφευχθούν ούτε σε αυτή την κατηγορία. Η τοπολογία της multistring τεχνολογίας παρουσιάζεται στα σχήµατα που ακολουθούν. Επάνω, φαίνεται µια απλή διάταξη, ενώ κάτω ένα σύστηµα τελευταίας τεχνολογίας µε δυνατότητα κίνησης ή τοποθέτησης των πλαισίων µε διαφορετική κλίση για υψηλότερη απόδοση. Η τελευταία τεχνολογία που θα περιγραφεί είναι η τεχνολογία των φωτοβολταϊκών πλαισίων εναλλασσόµενου ρεύµατος (AC-PV Modules). Στην τεχνολογία αυτή κάθε πλαίσιο διαθέτει δικό του µετατροπέα ενσωµατωµένο στη διάταξη. Τα πλεονεκτήµατα και µειονεκτήµατα της νέας αυτής τεχνοτροπίας θα παρουσιαστούν αναλυτικά στην παράγραφο 1.6. Εδώ έγινε απλά µια µικρή αναφορά σε αυτά για λόγους πληρότητας. 1.5 Κατηγορίες Μετατροπέων Για να πραγµατοποιηθεί η διασύνδεση ενός ή περισσότερων φωτοβολταϊκών πλαισίων µε το δίκτυο χαµηλής τάσης µιας αστικής περιοχής θα πρέπει η συνεχής τάση που παράγεται από τα πλαίσια να µετατραπεί σε µονοφασική ή τριφασική εναλλασσόµενη, ανάλογα µε το ποσό της ισχύος που απαιτεί το κάθε σύστηµα. Αυτό επιτυγχάνεται µε τη βοήθεια ενός ελεγχόµενου ηλεκτρονικού µετατροπέα. Ανάλογα µε την εφαρµογή, ο µετατροπέας αυτός µπορεί να είναι είτε ένας απλός αντιστροφέας, είτε ένας µετατροπέας συνεχούς τάσης σε συνεχή που να ακολουθείται από έναν αντιστροφέα. Στην τελευταία περίπτωση ο µετατροπέας συνεχούς τάσης σε συνεχή χρησιµοποιείται προκειµένου να ανυψώσει την τιµή της τάσεως που παράγουν τα φωτοβολταϊκά πλαίσια, ώστε αυτά να µπορέσουν µε τη βοήθεια του αντιστροφέα να συνδεθούν στο µονοφασικό εναλλασσόµενο δίκτυο. Ο ηλεκτρονικός αυτός µετατροπέας µπορεί να αποτελείται από µία ή περισσότερες βαθµίδες, κάτι το οποίο επηρεάζει την αποδοτικότητα του συστήµατος, αλλά και το συνολικό του κόστος. Η παράγραφος που ακολουθεί κάνει διαχωρισµό των µετατροπέων ανάλογα µε τον αριθµό των βαθµίδων που αυτοί διαθέτουν

39 1.5.1 Βαθµίδες Μετατροπέων Οι µετατροπείς ανάλογα µε τον αριθµό των βαθµίδων που διαθέτουν χωρίζονται σε µετατροπείς µιας βαθµίδας, δύο βαθµίδων και πολλαπλών βαθµίδων. Ο αριθµός των βαθµίδων καθορίζει την πολυπλοκότητα του µετατροπέα και ορισµένες φορές και το είδος του. Για παράδειγµα, οι µετατροπείς µιας βαθµίδας που συνδέουν τα φωτοβολταϊκά πλαίσια µε το δίκτυο χαµηλής τάσης είναι συνήθως αντιστροφείς, αφού υπάρχει µόνο µια βαθµίδα επεξεργασίας της τάσης, στην οποία πρέπει να πραγµατοποιηθεί ανύψωση αυτής και ταυτόχρονα µετατροπή της από συνεχή µορφή σε εναλλασσόµενη. Στη συνέχεια, παρουσιάζονται αναλυτικά στις διάφορες υποενότητες που ακολουθούν καθεµία από τις κατηγορίες που µόλις αναφέρθηκαν Μετατροπείς µιας βαθµίδας Αρχικά, υπάρχουν οι µετατροπείς µιας βαθµίδας, οι οποίοι είναι οι κλασσικοί αντιστροφείς, είτε µισής (half-bridge), είτε πλήρους (full-bridge) γέφυρας. Οι αντιστροφείς αυτοί ουσιαστικά µετατρέπουν τη συνεχή τάση των φωτοβολταϊκών πλαισίων σε εναλλασσόµενη και τη φιλτράρουν. Στη συνέχεια, η τάση αυτή ανυψώνεται µε τη βοήθεια ενός µετασχηµατιστή σιδήρου, ώστε να επιτευχθεί η σύνδεση µε το ηλεκτρικό δίκτυο χαµηλής τάσης. Στο σχήµα 1.12 απεικονίζεται ένας µετατροπέας µιας βαθµίδας: Τοπολογία µιας βαθµίδας Σχήµα 1.12 Τοπολογία µετατροπέα µιας βαθµίδας [5]

40 Ο µετασχηµατιστής σιδήρου, όµως, ως µετασχηµατιστής χαµηλής συχνότητας έχει υψηλό όγκο και βάρος, κάτι που επιβαρύνει σηµαντικά ολόκληρη την κατασκευή, µε αποτέλεσµα να παρατηρείται περιορισµός της πυκνότητας ισχύος. Επιπλέον, από τη στιγµή που οι απώλειες σιδήρου του µετασχηµατιστή εξαρτώνται αποκλειστικά από την τιµή της εφαρµοζόµενης τάσης, ο βαθµός απόδοσης του µετατροπέα µειώνεται σηµαντικά σε συνθήκες µειωµένης ηλιακής ακτινοβολίας. Ακόµη, αξίζει να σηµειωθεί η έντονη κυµάτωση που παρουσιάζει το ρεύµα εισόδου του µετατροπέα, κάτι το οποίο εµποδίζει τον ορθό εντοπισµό του σηµείου µεγίστης ισχύος και τη σωστή εφαρµογή ελέγχου πάνω σε αυτό. Η µείωση την κυµάτωσης αυτής απαιτεί ηλεκτρολυτικούς πυκνωτές και ενεργά φίλτρα, που ενδέχεται όµως να καταλαµβάνουν αρκετό όγκο. Από την άλλη πλευρά, ο µικρός αριθµός των ηλεκτρικών στοιχείων που απαιτούνται για την κατασκευή των µετατροπέων µιας βαθµίδας, µειώνει το κόστος τους, ενώ ταυτόχρονα αυξάνει την αξιοπιστία τους. Εντούτοις, οι µετατροπείς της κατηγορίας αυτής δεν είναι τόσο δηµοφιλείς όσο αυτοί των άλλων δύο κατηγοριών που ακολουθούν, εξ'αιτίας του όγκου και των απωλειών του µετασχηµατιστή σιδήρου Μετατροπείς δύο βαθµίδων Η δεύτερη κατηγορία µετατροπέων είναι οι µετατροπείς δύο βαθµίδων. Όπως προδίδει και η ίδια η λέξη, οι µετατροπείς που ανήκουν στην κατηγορία αυτή αποτελούνται από δύο τµήµατα. Το πρώτο τµήµα είναι ένας µετατροπέας συνεχούς τάσης σε συνεχή που στόχο έχει να ανυψώσει κατάλληλα την τιµή της τάσης που προέρχεται από το φωτοβολταίκό πλαίσιο, ενώ το δεύτερο είναι ένας αντιστροφέας, ο οποίος µε τη βοήθεια ενός κατωδιαβατού φίλτρου επιτυγχάνει την ηµιτονοειδή µορφή του ρεύµατος, προκειµένου το φωτοβολταϊκό πλαίσιο να κατορθώσει να συνδεθεί στο ηλεκτρικό δίκτυο. Για να γίνει πιο κατανοητή η δοµή ενός µετατροπέα δύο βαθµίδων παρατίθεται η τοπολογία του στο σχήµα 1.13:

41 Τοπολογία δύο βαθµίδων Σχήµα 1.13 Τοπολογία µετατροπέα 2 βαθµίδων [5] Επιπλέον υπάρχει η δυνατότητα ο µετατροπέας συνεχούς τάσεως σε συνεχή να δίνει στην έξοδό του ανορθωµένο ηµιτονικό ρεύµα και έπειτα ο αντιστροφέας, που οδηγείται από τετραγωνικούς παλµούς, να χρησιµοποιείται προκειµένου να δηµιουργηθεί η εναλλασσόµενη συνιστώσα. Ο µετατροπέας συνεχούς τάσης σε συνεχή µπορεί να είναι ένας µετατροπέας boost, buck-boost, forward ή ακόµη και push-pull αν η εφαρµογή είναι εφαρµογή ισχύος. Ο αντιστροφέας ελέγχεται µε τη µέθοδο της ηµιτονοειδούς διαµόρφωσης εύρους των παλµών, τη λεγόµενη PWM. Όπως και στην προηγούµενη κατηγορία έτσι και εδώ παρατηρείται η χρήση µετασχηµατιστή, που συµβάλλει κατά κύριο λόγο στην ηλεκτρική αποµόνωση του µετατροπέα συνεχούς τάσεως σε συνεχή - και συνεπώς και του φωτοβολταϊκού πλαισίου - από το δίκτυο. Η διαφόρα έγκειται στο ότι ο µετασχηµατιστής της κατηγορίας αυτής είναι µετασχηµατιστής υψηλής συχνότητας, ο οποίος έχει σηµαντικά µικρότερο όγκο και βάρος από αυτόν του σιδήρου. Ένα σηµαντικό µειονέκτηµα στην περίπτωση αυτή είναι πως η ενέργεια που παράγεται από τη φωτοβολταϊκή γεννήτρια µετασχηµατίζεται δύο φορές (τόσο στο στάδιο ανύψωσης της τάσης, όσο και στο στάδιο προσαρµογής της παραγόµενης ενέργειας στις προδιαγραφές του ηλεκτρικού δικτύου), κάτι το οποίο µπορεί να επηρεάσει την απόδοση του συστήµατος. Επιπρόσθετα, η απόδοση του συστήµατος επηρεάζεται αρνητικά και από τις απώλειες, τόσο τις διακοπτικές όσο και τις απώλειες αγωγής, οι οποίες αυξάνουν λόγω της ύπαρξης των επιπλέον ηµιαγωγικών στοιχείων του µετατροπέα συνεχούς τάσης σε συνεχή. Σηµειώνεται, ακόµη, πως ο συνολικός έλεγχος του µετατροπέα κατανέµεται σε δύο ελεγκτές σε αντίθεση µε την προηγούµενη κατηγορία όπου ο έλεγχος γινόταν αποκλειστικά από έναν ελεγκτή, διευκολύνοντας κατά αυτόν τον τρόπο το σχεδιασµό του κυκλώµατος ελέγχου. Η ύπαρξη, όµως, δύο ελεγκτών αυξάνει σηµαντικά το κόστος του συνολικού µετατροπέα. Τέλος, στους µετατροπείς δύο βαθµίδων η εξάλειψη της κυµάτωση του ρεύµατος εισόδου επιτυγχάνεται µε χρήση πυκνωτών µικρότερης

42 χωρητικότητας σε σχέση µε αυτούς της προηγούµενης κατηγορίας, επεκτείνοντας έτσι τη διάρκεια ζωής του όλου συστήµατος Μετατροπείς πολλαπλών βαθµίδων Στην τελευταία κατηγορία ανήκουν οι µετατροπείς πολλαπλών βαθµίδων. Στην περίπτωση αυτή πριν τον αντιστροφέα τοποθετείται µεγάλο πλήθος εν σειρά συνδεδεµένων µετατροπέων συνεχούς τάσης σε συνεχή, οι οποίοι χρησιµοποιούνται και πάλι για την ανύψωση της τάσεως που παράγεται από τη φωτοβολταϊκή γεννήτρια, προκειµένου η τελευταία να συνδεθεί στο δίκτυο χαµηλής τάσης µιας αστικής περιοχής. Η τοπολογία ενός µετατροπέα πολλών βαθµίδων δίνεται στο σχήµα 1.14: Τοπολογία πολλών βαθµίδων Σχήµα 1.14 Τοπολογία µετατροπέα πολλαπλών βαθµίδων [5] Ένα από τα σηµανικότερα πλεονεκτήµατα της τοπολογίας αυτής µε τους πολλαπλούς µετατροπείς συνεχούς τάσης σε συνεχή είναι η εξαφάνιση της χαµηλόσυχνης ταλάντωσης του ρεύµατος εισόδου του µετατροπέα, µε αποτέλεσµα την επίτευξη βέλτιστης ανίχνευσης του σηµείου µέγιστης ισχύος. Η χρήση πολλών βαθµίδων µετατροπής έχει, όµως, και ορισµένα αρνητικά αποτελέσµατα όπως είναι για παράδειγµα το µεγάλο κόστος κατασκευής. Επιπλέον, λόγω των απωλειών στις ενδιάµεσες βαθµίδες παρατηρείται µείωση του βαθµού απόδοσης, ενώ εξ'αιτίας των ανεξάρτητων βρόχων ελέγχου του κάθε µετατροπέα σηµειώνεται µια επισφαλής απόκριση του όλου συστήµατος στις µεταβατικές καταστάσεις. Συµπερασµατικά, η πιο διαδεδοµένη από τις τρεις κατηγορίες µετατροπέων που περιγράφησαν παραπάνω είναι η κατηγορία δύο βαθµίδων, καθώς συγκεντρώνει τα περισσότερα πλεονεκτήµατα και διαθέτει έναν σχετικά υψηλό βαθµό απόδοσης

43 1.5.2 Χαρακτηριστικά Μετατροπέων Ένας µετατροπέας, εκτός από τον αριθµό των βαθµίδων που διαθέτει, χαρακτηρίζεται και από άλλα µεγέθη που καθορίζουν τη λειτουργικότητα και την απόδοσή του. Μερικά από αυτά είναι η ισχύς που αποδίδει στην έξοδο, ο βαθµός απόδοσής του, ο αριθµός των ηµιαγωγικών στοιχείων που χρησιµοποιεί, καθώς και το σύστηµα ελέγχου του. Η ισχύς εξόδου ενός µετατροπέα είναι ένα από τα βασικότερα ηλεκτρικά χαρακτηριστικά του. Είναι απαραίτητη προκειµένου να γνωρίζει ο µηχανικός που χρησιµοποιεί το συγκεκριµένο µετατροπέα το φορτίο που µπορεί να εξυπηρετήσει. Στα βασικά ηλεκτρικά χαρακτηριστικά του µετατροπέα συµπεριλαµβάνονται επίσης οι τάσεις εισόδου και εξόδου του, καθώς και τα αντίστοιχα ρεύµατα. Επιπρόσθετα, πολύ σηµαντικός για έναν µετατροπέα είναι ο βαθµός απόδοσής του, ο οποίος δίνει πληροφορίες για τις λειτουργικές του ικανότητες. Ο βαθµός απόδοσης ορίζεται ως ο λόγος της ισχύος εξόδου του µετατροπέα προς την ισχύ εισόδου του : ( ωϕέλιµη ισχύς) ( ισχύς εισ όδου) Pout n= Pin ( 1.3 ) Ακόµη, ιδιαίτερης σηµασίας πληροφορία για έναν µετατροπέα είναι το πλήθος των ηµιαγωγικών στοιχείων που αυτός χρησιµοποιεί. Ο τρόπος που τα ηµιαγωγικά στοιχεία είναι συνδεδεµένα επηρεάζει σηµαντικά το βαθµό απόδοσης του µετατροπέα. Πιο συγκεκριµένα, αν τα στοιχεία είναι ανεξάρτητα µεταξύ τους, τότε το πλήθος τους είναι αντιστρόφως ανάλογο της απόδοσης του µετατροπέα, καθώς όσο περισσότερα ηµιαγωγικά στοιχεία χρησιµοποιούνται τόσο υψηλότερες είναι οι διακοπτικές απώλειες και οι απώλειες αγωγής, µε αποτέλεσµα να µειώνεται ο βαθµός απόδοσης του µετατροπέα. Αντιθέτως, στην περίπτωση που τα στοιχεία είναι συνδεδεµένα παράλληλα, οι απώλειες αγωγής µειώνονται µε αποτέλεσµα ο µετατροπέας να έχει υψηλότερο βαθµό απόδοσης. Άλλο ένα σηµαντικό χαρακτηριστικό των µετατροπέων είναι το σύστηµα ελέγχου που χρησιµοποιούν. Το σύστηµα ελέγχου είναι απαραίτητο εξ'αιτίας µιας ιδιοµορφίας που παρουσιάζουν η τάση και το ρεύµα µιας φωτοβολταϊκής γεννήτριας. Παρόλο που για ένα µεµονωµένο φωτοβολταϊκό κύτταρο, όπως και για τις περισσότερες ηλεκτρικές πηγές, η τάση

44 και το ρεύµα στην περιοχή κανονικής λειτουργίας είναι συνεχή µεγέθη µε σταθερή τιµή, η τάση των φωτογεννητριών µεταβάλλεται µη γραµµικά συναρτήσει της εντάσεως που αυτές παρέχουν στο εξωτερικό κύκλωµα, όταν η ακτινοβολία ή η θερµοκρασία περιβάλλοντος µεταβληθεί. Λόγω, λοιπόν, αυτής της ιδιαιτερότητας που παρουσιάζουν οι φωτογεννήτριες, απαιτείται δραστικός έλεγχος των µετατροπέων ώστε στις εκάστοτε συνθήκες ακτινοβολίας να αποδίδεται από το φωτοβολταϊκό στοιχείο η µέγιστη δυνατή ηλεκτρική ισχύς. Για να συµβεί κάτι τέτοιο θα πρέπει να υπάρχει ένας ελεγκτής που να µετράει το ποσό ισχύος που αποδίδεται κάθε φορά. Η µέτρηση αυτή πραγµατοποιείται µε αισθητήρες που µετρούν την τάση και το ρεύµα και µε βάση τις µετρήσεις αυτές υπολογίζεται η ισχύς. Ο ελεγκτής που ανιχνεύει το σηµείο µέγιστης ισχύος (M.P.P.T.) χρησιµοποιεί τις µετρήσεις και ελέγχει το µετατροπέα, ώστε να οδηγείται το φωτοβολταϊκό σύστηµα στο σηµείο µέγιστης αποδιδόµενης ισχύος του. Για την άρτια λειτουργία ενός διασυνδεδεµένου µε το δίκτυο Φ/Β συστήµατος θα πρέπει το κύκλωµα ελέγχου του µετατροπέα να µπορεί να αντεπεξέρχεται σε µεταβατικές καταστάσεις, όπως αυτή του φαινοµένου της «νησίδας» (islanding). Το φαινόµενο αυτό λαµβάνει χώρα στην περίπτωση µιας ενδεχόµενης διακοπής του ηλεκτρικού δικτύου και µπορεί να επιφέρει καταστροφικά αποτελέσµατα τόσο στον ίδιο τον µετατροπέα όσο και στους συντηρητές του ηλεκτρικού δικτύου. Για τον έλεγχο των αντιστροφέων που χρησιµοποιούνται σε φωτοβολταϊκά συστήµατα υπάρχουν πολλές τεχνικές παλµοδότησης. Όλες όµως µπορούν να οµαδοποιηθούν σε δύο µεγάλες κατηγορίες: σε αυτές που αναγκάζουν τον µετατροπέα να συµπεριφέρεται ως πηγή ρεύµατος και σε αυτές που τον οδηγούν να συµπεριφερθεί ως πηγή τάσης. Όταν ένας αντιστροφέας συµπεριφέρεται ως πηγή ρεύµατος, κύριο ζητούµενο είναι να εξασφαλιστεί στην έξοδο του, ρεύµα ηµιτονοειδούς µορφής, συχνότητας 50 Hz και συµφασικό µε την τάση του δικτύου. Αντίθετα στη δεύτερη κατηγορία, επιδιώκεται η επίτευξη ηµιτονοειδούς µορφής τάσης στην έξοδο του µετατροπέα, συχνότητας 50Ηz. Επίσης, η τάση στην έξοδο του µετατροπέα θα πρέπει να προπορεύεται της βασικής αρµονικής της εναλλασσόµενης τάσης του ηλεκτρικού δικτύου προκειµένου να έχουµε µεταφορά ενεργού ισχύος προς το τελευταίο. Ο λόγος για τον οποίο οι τεχνικές παλµοδότησης της πρώτης κατηγορίας απολαµβάνουν µεγαλύτερης απήχησης από ότι της δεύτερης είναι ότι στην περίπτωση δηµιουργίας βραχυκυκλώµατος, ο έλεγχος ρεύµατος περιορίζει τη µέγιστη τιµή του ρεύµατος βραχυκύκλωσης, ενώ αντίθετα στις περιπτώσεις που εφαρµόζεται έλεγχος τάσης η τιµή του ρεύµατος βραχυκύκλωσης λαµβάνει ανεξέλεγκτα µεγάλη τιµή, κάτι το οποίο µπορεί να

45 επιφέρει καταστροφικά αποτελέσµατα τόσο για το µετατροπέα, όσο και για όλο το σύστηµα γενικότερα. 1.6 Τα φωτοβολταϊκά πλαίσια εναλλασσόµενου ρεύµατος (AC-PV Modules) Η τεχνολογία των AC-PV Modules είναι µια από τις νεότερες και πιο σύγχρονες τεχνολογίες στο χώρο των οικιακών φωτοβολταϊκών εφαρµογών. Πρόκειται για φωτοβολταϊκές διατάξεις µικρής ισχύος, στις οποίες ενσωµατώνεται ένας ηλεκτρονικός µετατροπέας συνεχούς τάσης σε µονοφασική εναλλασσόµενη και οι οποίες συνδέονται απ ευθείας στο δίκτυο χαµηλής τάσης των αστικών περιοχών. Παρακάτω παρατίθεται ένα σχήµα για την καλύτερη κατανόηση της τεχνολογίας αυτής. Σχήµα 1.15 Τοπολογία πλαισίων εναλλασσόµενου ρεύµατος [5] Στα σηµεία διασύνδεσης των πλαισίων µε το µετατροπέα η τάση που σηµειώνεται είναι ιδιαίτερα χαµηλή, γεγονός που δεν προκαλεί κίνδυνο ηλεκτροπληξίας και δεν απαιτεί επιπρόσθετη µόνωση. Η απουσία διασυνδέσεων τύπου πλέγµατος µεταξύ των πλαισίων,

46 καθώς και η δυνατότητα καλύτερου ελέγχου κάθε αυτόνοµης διάταξης (φωτοβολταϊκό πλαίσιο και αντιστροφέας), οδηγούν σε µεγαλύτερη αποδοτικότητα του όλου συστήµατος. Συγκεκριµένα, η αντιστοιχία ενός αντιστροφέα ανά πλαίσιο επιτρέπει το βέλτιστο έλεγχο του σηµείου µεγίστης ισχύος (M.P.P.T), µε αποτελέσµα τη µείωση των απωλειών του συστήµατος και την αύξηση του βαθµού απόδοσής του. Από κατασκευαστικής απόψεως, ο αντιστροφέας µπορεί να είναι ενσωµατωµένος είτε στο πίσω µέρος των πλαισίων, είτε στο µηχανισµό στήριξής του. Σε σχέση µε τις υπόλοιπες τεχνοτροπίες, που αναλύθηκαν πιο πάνω, τα AC Modules παρουσιάζουν µικρότερο κόστος κατασκευής και µεγαλύτερη ευκολία εγκατάστασης, καθώς δεν απαιτείται εξειδικευµένο προσωπικό για την τοποθέτηση του συστήµατος. Τέλος, αξίζει να σηµειωθεί το γεγονός ότι οι απαιτήσεις επιφανείας ανά µονάδα διατάξεως είναι ελάχιστες, κάτι που τα καθιστά κατάλληλα ακόµα και για αστικές εφαρµογές, ενώ η προσθήκη επιπλέον modules είναι εύκολη και πραγµατοποιείται χωρίς επανασχεδίαση του συστήµατος. Εκτός, όµως, όλων αυτών των θετικών χαρακτηριστικών που διαθέτουν, τα AC-PV Modules έχουν και κάποια µειονεκτήµατα, όπως το γεγονός πως η τάση που παρατηρείται στην έξοδο του φωτοβολταϊκού πλαισίου απαιτεί ανύψωση προκειµένου να επιτευχθεί στη συνέχεια η σύνδεση µε το δίκτυο χαµηλής τάσης. Ακόµη, τα σύγχρονα αυτά πλαίσια χρησιµοποιούνται σε εφαρµογές χαµηλής ισχύος, καθώς η αποδιδόµενη ισχύς µιας φωτοβολταϊκής µονάδας δε µπορεί µέχρι στιγµής να ξεπεράσει τα W. Τέλος, ένα σηµαντικό µειονέκτηµα που χρήζει της προσοχής µας είναι η αύξηση της θερµοκρασίας που παρατηρείται στο σηµείο σύνδεσης του µετατροπέα µε το φωτοβολταϊκό πλαίσιο. Αν και η αύξηση αυτή δεν είναι ιδιαίτερα µεγάλη, παρόλα αυτά είναι αξιοσηµείωτη. Μια µέθοδος για τη µείωση της θερµοκρασίας στο σηµείο αυτό είναι η διάνοιξη οπών στο µηχανισµό στήριξης της κατασκευής, όπου τοποθετείται ο µετατροπέας. Κάθε φωτοβολταϊκό πλαίσιο, έχοντας το µετατροπέα ενσωµατωµένο, συνδέεται απ ευθείας στο δίκτυο χαµηλής τάσης. Αυτό συµβαίνει διότι ο µετατροπέας αυτός έχει τη δυνατότητα τόσο να ανυψώνει την τάση στην έξοδο του φωτοβολταϊκού πλαισίου, όσο και να µετατρέπει τη συνεχή τάση σε µονοφασική εναλλασσόµενη, είναι δηλαδή ένας αντιστροφέας. Η τεχνολογία των πλαισίων εναλλασσόµενου ρεύµατος εµφανίστηκε τα τελευταία χρόνια και είναι η πλέον ευρέως χρησιµοποιούµενη σε όλων των ειδών τις εφαρµογές

47 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 2 Ο ΜΕΑΤΡΟΠΕΑΣ BOOST-FLYBACK: ΠΕΡΙΓΡΑΦΗ ΚΑΙ ΑΝΑΛΥΣΗ 2.1 Περιγραφή του µετατροπέα Βoost-Flyback Ο µετατροπέας Boost-Flyback είναι ένας µετατροπέας dc/dc ανύψωσης τάσης. Παρακάτω στο σχήµα 2.1 παρατίθεται το κύκλωµα του µετατροπέα Boost-Flyback, έτσι όπως σχεδιάστηκε στο πρόγραµµα Pspice: Σχήµα 2.1 Κυκλωµατικό διάγραµµα του µετατροπέα Boost-Flyback Αυτό που θα πραγµατοποιηθεί στο κεφάλαιο αυτό είναι µια προσπάθεια µελέτης του παραπάνω µετατροπέα. Αρχικά, γίνεται µια υπόθεση πως ο µετατροπέας Boost-Flyback είναι ισοδύναµος µε δύο άλλους µετατροπείς σε σειρά: ένα µετατροπέα Boοst που ακολουθείται από έναν Flyback. Κατόπιν, η χρήση των εξισώσεων των δύο µετατροπέων θα συµβάλλει στη διεξαγωγή των µαθηµατικών εξισώσεων του µετατροπέα Boost-Flyback. Τέλος, θα πραγµατοποιηθεί η εξαγωγή των χαρακτηριστικών καµπυλών εξόδου του µετατροπέα Boost- Flyback. Στο επόµενο κεφάλαιο θα γίνει ο έλεγχος περί ισοδυναµίας του µετατροπέα Boost- Flyback µε τους δύο σε σειρά µετατροπείς (µετατροπέας δύο σταδίων)

48 Σχετικά µε το µετατροπέα Boost-Flyback, αυτός διαθέτει ένα πηνίο, που εξοµαλύνει το ρεύµα που προέρχεται από το φωτοβολταϊκό σύστηµα και έχει τη δυνατότητα να αποθηκεύει την ενέργεια του φωτοβολταϊκού όσο διάστηµα ο διακόπτης (ηµιαγωγικό στοιχείο) είναι κλειστός. Ακόµη, έχει ένα ηµιαγωγικό στοιχείο που παλµοδοτείται µε τη µέθοδο διαµόρφωσης εύρους των παλµών (PWM) και δύο διόδους ισχύος που ανάλογα µε το αν είναι πολωµένες ορθά ή ανάστροφα επιτρέπουν ή όχι, αντίστοιχα, τη ροή ρεύµατος προς το µετασχηµατιστή και το ηµιαγωγικό στοιχείο. Πιο συγκεκριµένα, η δίοδος D9 όταν πολώνεται ορθά επιτρέπει τη διέλευση ρεύµατος προς το µετασχηµατιστή, ενώ όταν πολώνεται ανάστροφα την εµποδίζει και η D10 όταν είναι ορθά πολωµένη επιτρέπει τη ροή ρεύµατος προς το ηµιαγωγικό στοιχείο, ενώ όταν είναι ανάστροφα πολωµένη την εµποδίζει. Επίσης, στην τοπολογία υπάρχει ένας µετασχηµατιστής για ηλεκτρική αποµόνωση της εξόδου από την είσοδο, καθώς και µια ακόµη δίοδος ισχύος που ρυθµίζει τη ροή ισχύος από το µετασχηµατιστή προς το φορτίο. Τέλος, παρατηρούνται δύο πυκνωτές, ένας που βρίσκεται στο βρόχο εισόδου, ο C1, και εξοµαλύνει την τάση που προκύπτει στα άκρα του πρωτεύοντος του µετασχηµατιστή και ένας που τοποθετείται στο βρόχο εξόδου, o Cο, και τροφοδοτεί µε ισχύ το φορτίο. Ουσιαστικά, ο C1 αποτελεί την αιτία φόρτισης του µετασχηµατιστή, καθώς αυτός εκφορτίζεται µέσω του πρωτεύοντος. Από την άλλη µεριά, ο πυκνωτής Cο φορτίζεται µέσω του µετασχηµατιστή, µιας και η ενέργεια που παρέχει ο µετασχηµατιστής χρησιµοποιείται προκειµένου να φορτίσει τον πυκνωτή εξόδου και να τροφοδοτήσει το φορτίο. Η λειτουργία του µετατροπέα Boost-Flyback είναι η εξής: Όσο χρονικό διάστηµα ο διακόπτης άγει, ρέει ρεύµα από το φωτοβολταϊκό σύστηµα προς το διακόπτη µέσω του πηνίου µε αποτέλεσµα το τελευταίο να αποθηκεύει ενέργεια. Στο ίδιο χρονικό διάστηµα, το πρωτεύον τύλιγµα του µετασχηµατιστή διαρρέεται από το ρεύµα που προέρχεται από την εκφόρτιση του πυκνωτή εισόδου ( C1 στο σχήµα 2.1), ενώ η δίοδος που είναι συνδεδεµένη στο βρόχο εξόδου ( D11 στο σχήµα 2.1) είναι ανάστροφα πολωµένη µε αποτέλεσµα το δευτερεύον τύλιγµα του µετασχηµατιστή να µην διαρρέεται από ρεύµα. Στην περίπτωση αυτή ο πυκνωτής εξόδου εκφορτίζεται τροφοδοτώντας µε ισχύ το φορτίο. Όταν ο διακόπτης ανοίγει, η δίοδος D9 (σχήµα 2.1) πολώνεται ορθά και δηµιουργείται ένας βρόχος που αποτελείται από το φωτοβολταϊκό σύστηµα, το πηνίο και τον πυκνωτή C1. Το πηνίο δρα ως πηγή τάσης και αντιστρέφοντας την πολικότητα που υπάρχει στα άκρα του,

49 ελευθερώνει την ενέργειά του και φορτίζει τον πυκνωτή εισόδου C1. Το πρωτεύον τύλιγµα του µετασχηµατιστή δε διαρρέεται πλέον από ρεύµα. Πραγµατοποιείται, εποµένως, ένας βρόχος ταλάντωσης LC, σύµφωνα µε τον οποίο εκφορτίζεται το πηνίο και φορτίζεται ο πυκνωτής. Τέλος, κατά το διάστηµα µη αγωγής του διακόπτη η δίοδος στο βρόχο εξόδου (δίοδος D11) πολώνεται ορθά, καθώς ο µετασχηµατιστής δρα επίσης ως πηγή τάσης µε αποτέλεσµα να αντιστρέφει και αυτός την πολικότητα που υπάρχει στα άκρα των τυλιγµάτων του και να παρατηρείται ένα ρεύµα, το οποίο ρέει µέσα στη δίοδο και φορτίζει τον πυκνωτή Co, τροφοδοτώντας ταυτόχρονα και το φορτίο µε το ρεύµα που εκείνο χρειάζεται. Όσον αφορά, τώρα, στα πλεονεκτήµατα που παρουσιάζει ο µετατροπέας Boost-Flyback αυτά επικεντρώνονται κυρίως στο πλήθος των ηµιαγωγικών στοιχείων. Πιο συγκεκριµένα, στην περίπτωση του µετατροπέα Boost-Flyback το κόστος είναι χαµηλότερο σε σχέση µε έναν µετατροπέα που διαθέτει δύο ή περισσότερα ηµιαγωγικά στοιχεία, καθώς ο ίδιος διαθέτει µόνο ένα. Επιπλέον, αρκετά χαµηλότερες είναι και οι απώλειες ισχύος. Οι απώλειες που συναντώνται σε ένα µετατροπέα που χρησιµοποιεί ηµιαγωγικά στοιχεία είναι δύο ειδών : οι διακοπτικές απώλειες που αποτελούν ένα µη γραµµικό φαινόµενο και εξαρτώνται από τη συχνότητα λειτουργίας του µετατροπέα και οι απώλειες αγωγής που εξαρτώνται από την εσωτερική αντίσταση αγωγής του στοιχείου [6]. Εποµένως, είναι εύλογο πως όσο περισσότερα είναι τα ηµιαγωγικά στοιχεία που χρησιµοποιεί ένας µετατροπέας τόσο µεγαλύτερες είναι και οι συνολικές απώλειές του. Τελειώνοντας, ένα σηµαντικό πλεονέκτηµα του µετατροπέα αυτού που αξίζει να τονιστεί είναι η ηλεκτρική αποµόνωση που προσφέρει ο µετασχηµατιστής, έτσι ώστε σε περίπτωση βραχυκυκλώµατος να µην καταστραφεί το ηµιαγωγικό στοιχείο και το φωτοβολταικό σύστηµα. 2.2 Ανάλυση λειτουργίας του µετατροπέα Βoost Ο µετατροπέας Βoost είναι ένας µετατροπέας συνεχούς τάσεως σε συνεχή που πραγµατοποιεί ανύψωση τάσης. Ο όρος µετατροπέας συνεχούς τάσεως σε συνεχή δηλώνει το είδος της τάσεως εισόδου και εξόδου του µετατροπέα αντίστοιχα. Εποµένως, σύµφωνα µε αυτό τον προσδιορισµό η τάση εισόδου του µετατροπέα Βoost πρέπει να είναι συνεχής, όπως και η τάση που προκύπτει στην έξοδό του. Το κύκλωµα του µετατροπεα φαίνεται στο σχήµα 2.2:

50 Σχήµα 2.2 Κυκλωµατικό διάγραµµα του µετατροπέα Βoost [7] Στη συγκεκριµένη περίπτωση, ο µετατροπέας αυτός χρησιµοποιείται προκειµένου να ανυψώσει την τάση που παρατηρείται στα άκρα του φωτοβολταϊκού συστήµατος. Αυτό επιτυγχάνεται µε τη βοήθεια ενός ηµιαγωγικού στοιχείου (συνήθως MOSFET) και ενός συστήµατος που παλµοδοτεί το στοιχείο αυτό. Έτσι, όταν το ηµιαγωγικό στοιχείο άγει, η δίοδος Do είναι πολωµένη ανάστροφα και παρατηρούνται δύο βρόχοι. Ο ένας είναι ο βρόχος εισόδου που φορτίζει το πηνίο µέσω της πηγής (στην περιπτωσή µας του φωτοβολταϊκού συστήµατος) και ο άλλος είναι ο βρόχος εξόδου που τροφοδοτεί µε ισχύ το φορτίο, µέσω του πυκνωτή εξόδου. Στην περίπτωση που το ηµιαγωγικό στοιχείο δεν άγει, η δίοδος είναι ορθα πολωµένη και το ρεύµα εισόδου ρέει προς την έξοδο. Με άλλα λόγια, το φωτοβολταϊκό σύστηµα και η επαγωγή µεταφέρουν την ενέργειά τους προς τον πυκνωτή εξόδου και το φορτίο. Αποτέλεσµα της λειτουργίας αυτής είναι µια συνεχής τάση στην έξοδο του µετατροπέα, η οποία έχει υψηλότερη τιµή τάσεως από αυτή της τάσεως εισόδου. Γενικά, για τον µετατροπέα Βoost, όταν αυτός βρίσκεται σε λειτουργία συνεχούς αγωγής ρεύµατος, ισχύει η σχέση: Vo 1 = V 1- d i ( 2.1 ) όπου το d είναι ο λόγος κατάτµησης (duty cycle), δηλαδή το ποσοστό της διακοπτικής περιόδου κατά το οποίο το ηµιαγωγικό στοιχείο άγει. Ο λόγος κατάτµησης µπορεί να λάβει τιµές από 0.1 εως 0.9, µε πιο συνήθεις τις τιµές

51 Όταν ο µετατροπέας Boost βρίσκεται σε λειτουργία ασυνεχούς αγωγής ισχύει η σχέση: Vo = V i όπου το 2 d + 2 In b 2 In b Ιnb δηλώνει το κανονικοποιηµένο, ως προς τον παράγοντα Vi Ts L b ( 2.2 ), ρεύµα εξόδου του µετατροπέα Βoost. Η V i είναι η τάση εισόδου του µετατροπέα, T s η διακοπτική περίοδος λειτουργίας, ενώ το Lb υποδηλώνει την τιµή της επαγωγής του Βoost. Οι χαρακτηριστικές καµπύλες εξόδου του µετατροπέα Βoost, όταν η τάση εισόδου είναι σταθερή, περιγράφονται στο σχήµα 2.2. Σχήµα 2.3 Χαρακτηριστικές καµπύλες του boost µετατροπέα όταν η τάση εισόδου παραµένει σταθερή [7] Στον κατακόρυφο άξονα τοποθετείται ο λόγος της τάσεως εξόδου προς την τάση εισόδου, ενώ στον οριζόντιο το ρεύµα εξόδου κανονικοποιηµένο ως προς τον V T παράγοντα i s L b, όπου V i είναι η τάση εισόδου του µετατροπέα, T s η διακοπτική περίοδος λειτουργίας και L b η µαγνήτιση του πηνίου. Οι διάφορες καµπύλες που παρουσιάζονται έχουν

52 ως παράµετρο το λόγο κατάτµησης d. Η κόκκινη γραµµή οριοθετεί τις περιοχές συνεχούς και ασυνεχούς αγωγής. Κατόπιν, την τάση εξόδου του µετατροπέα Βoost αναλαµβάνει ένας δεύτερος µετατροπέας, ο Flyback, ο οποίος έχει ως ρόλο να ανυψώσει επίσης την τάση εισόδου του σε µια υψηλότερη τιµή. 2.3 Ανάλυση λειτουργίας του µετατροπέα Flyback Ο µετατροπέας Flyback κατατάσσεται στους µετατροπείς συνεχούς τάσεως σε συνεχή τύπου PWM µε ηλεκτρική αποµόνωση. Ο όρος «συνεχούς τάσεως σε συνεχή» εξηγήθηκε παραπάνω, ενώ ο προσδιορισµός «τύπου PWM» σηµαίνει πως το ηµιαγωγικό στοιχείο του µετατροπέα αυτού παλµοδοτείται µε τη µέθοδο διαµόρφωσης εύρους των παλµών. Τέλος, ο όρος «ηλεκτρική αποµόνωση» υποδηλώνει την ύπαρξη ενός µετασχηµατιστή στη συνδεσµολογία του κυκλώµατος, ο οποίος αποµονώνει την έξοδο του µετατροπέα από την είσοδό του, σε περίπτωση βλάβης ή βραχυκυκλώµατος, ώστε να µην καταστραφεί το ηµιαγωγικό στοιχείο ή το φωτοβολταϊκό σύστηµα της εγκατάστασης. Το κύκλωµά του είναι αυτό που δίνεται στο σχήµα 2.4: Σχήµα 2.4 Κυκλωµατικό διάγραµµα του µετατροπέα Flyback [7] Επιπλέον, ο Flyback µετατροπέας ανήκει στους ασύµµετρους µετατροπείς ή µονοκατευθυντικής διέγερσης, όπως αλλίως ονοµάζονται, στους οποίους το σηµείο µαγνητικής λειτουργίας του µετασχηµατιστή βρίσκεται πάντα στο πρώτο τεταρτηµόριο του βρόχου υστέρησης Β-Η. Αυτό σηµαίνει πως δεν υπάρχει πλήρης εκµετάλλευση του µετασχηµατιστή (σε αντίθεση µε τους συµµετρικούς µετατροπείς όπου το σηµείο µαγνητικής

53 λειτουργίας µπορεί να βρίσκεται, είτε στο πρώτο, είτε στο τρίτο τετατρηµόριο), ενώ η µαγνητική ροή και το µαγνητικό πεδίο δεν αλλάζουν ποτέ πρόσηµο. Όταν ο διακόπτης (ηµιαγωγικό στοιχείο) είναι κλειστός, τότε η δίοδος είναι ανάστροφα πολωµένη και δεν άγει. Εποµένως, δεν έχουµε ροή ενέργειας από την είσοδο του µετατροπέα προς την έξοδο και η ενέργεια αυτή συσσωρεύεται στο µετασχηµατιστή, ενώ το φορτίο τροφοδοτείται από την ενέργεια του πυκνωτή. Στην περίπτωση που ο διακόπτης είναι ανοιχτός, η ενέργεια που έχει αποθηκεύτει στο µετασχηµατιστή διοχετεύεται στην έξοδο µέσω της διόδου, που αυτή τη φορά πολώνεται ορθά και άγει. Με την ενέργεια αυτή φορτίζεται ο πυκνωτής εξόδου και τροφοδοτείται το εκάστοτε φορτίο. Ένα σηµαντικό χαρακτηριστικό του µετασχηµατιστή του Flyback είναι το γεγονός πως αυτός δε θεωρείται πραγµατικός µετασχηµατιστής, αλλά λειτουργεί ως ένα πηνίο µε πολλαπλά τυλίγµατα, τα οποία διαρρέονται από ρεύµα σε διαφορετικά χρονικά διαστήµατα της διακοπτικής περιόδου λειτουργίας και αποθηκεύουν ενέργεια στο εσωτερικό του πυρήνα. Στην περίπτωση που ο µετατροπέας βρίσκεται σε συνεχή αγωγή ρεύµατος (ccm) η σχέση που συνδέει την τάση εισόδου του µε την τάση εξόδου του και το λόγο κατάτµησης ακολουθεί: n V V i o d = 1- d ( 2.3 ) όπου το d συµβολίζει και πάλι το λόγο κατάτµησης, ενώ το n είναι ο λόγος µετασχηµατισµού του µετασχηµατιστή. Αντίθετα, στην περίπτωση που ο µετατροπέας βρίσκεται σε λειτουργία ασυνεχούς αγωγής ρεύµατος (dcm) το κέρδος τάσης δίνεται από τη σχέση: n V V i o 2 d = 2 In f ( 2.4 ) όπου το Vi Ts In n f δηλώνει το κανονικοποιηµένο, ως προς τον παράγοντα Lf 2 n, ρεύµα εξόδου του flyback µετατροπέα. Το του µετασχηµατιστή, ενώ το του µετασχηµατιστή. Lf υποδηλώνει την τιµή της επαγωγής του πρωτεύοντος τυλίγµατος L n f 2 είναι η ανηγµένη τιµή του f L ως προς το δευτερεύον τύλιγµα

54 Οι χαρακτηριστικές καµπύλες εξόδου του παραπάνω µετατροπέα, όταν η τάση εισόδου είναι σταθερή, είναι ίδιες µε τις χαρακτηριστικές του µετατροπέα Βuck-Βoost και περιγράφονται στο σχήµα 2.5: Σχήµα 2.5 Χαρακτηριστικές καµπύλες του flyback µετατροπέα όταν η τάση εισόδου παραµένει σταθερή [7] Στον κατακόρυφο άξονα τοποθετείται ο λόγος της τάσεως εξόδου προς την τάση εισόδου, ενώ στον οριζόντιο το ρεύµα εξόδου κανονικοποιηµένο ως προς τον ίδιο παράγοντα που είναι κανονικοποιηµένο και το ρεύµα εξόδου του µετατροπέα Βoost που αναφέρθηκε νωρίτερα. Οι διάφορες καµπύλες που παρουσιάζονται έχουν ως παράµετρο το λόγο κατάτµησης d. Το όριο µεταξύ των δύο περιοχών υποδηλώνεται µε την κόκκινη γραµµή

55 2.4 Θεωρητική ανάλυση του µετατροπέα Boost-Flyback: Προσδιορισµός των εξισώσεών του Στην ενότητα αυτή θα διερευνηθούν οι εξισώσεις που προκύπτουν για το µετατροπέα Boost-Flyback σύµφωνα µε την υπόθεση πως αυτός αποτελείται από δύο dc-dc µετατροπείς, έναν Βoost και έναν Flyback συνδεδεµένους σε σειρά. Οι εξισώσεις που δίνονται παρακάτω αφορούν στη λειτουργία συνεχούς (Continuous Conduction Mode) και ασυνεχούς αγωγής (Discontinuous Conduction Mode) και για τους δύο επιµέρους µετατροπείς. Η λειτουργία συνεχούς αγωγής ρεύµατος σηµαίνει πως τόσο το πηνίο του µετατροπέα Βoost, όσο και ο µετασχηµατιστής του Flyback διαρρέονται από ρεύµα καθόλη τη διάρκεια µιας διακοπτικής περιόδου, ενώ η λειτουργία ασυνεχούς αγωγής δηλώνει την παρουσία ρεύµατος µόνο κατά ένα µέρος της περιόδου. Εποµένως, ισχύουν: για το µετατροπέα Βoost: λειτουργία συνεχούς αγωγής Vo 1 = V 1- d i λειτουργία ασυνεχούς αγωγής Vo V i = 2 d + 2 In b 2 In b όπου το Ιnb δηλώνει το κανονικοποιηµένο ως προς τον παράγοντα Vi Ts L b ρεύµα εξόδου του µετατροπέα Βoost. Το Lb υποδηλώνει την τιµή της επαγωγής του Βoost

56 όριο µεταξύ συνεχούς και ασυνεχούς αγωγής V T d (1- d) ( 2.5 ) ib s I ob = BOUND L b 2 για το µετατροπέα Flyback: λειτουργία συνεχούς αγωγής n V V i o d = 1- d λειτουργία ασυνεχούς αγωγής n V V i o 2 d = 2 In f όπου το In f δηλώνει το κανονικοποιηµένο ως προς τον παράγοντα Vi Ts n Lf 2 n ρεύµα εξόδου του flyback µετατροπέα. Το Lf υποδηλώνει την τιµή της επαγωγής του πρωτεύοντος τυλίγµατος του µετασχηµατιστή. όριο µεταξύ συνεχούς και ασυνεχούς αγωγής I = of BOUND Vif T s d (1- d) n Lf 2 ( 2.6 ) 2 n

57 Σηµείωση : Υποθέτουµε πως το d (λόγος κατάτµησης ) είναι το ίδιο και για τους δύο µετατροπείς και για το λόγο αυτό στις παραπάνω σχέσεις ισχύει db = df = d, όπου οι δείκτες δηλώνουν τον τύπο του κάθε µετατροπέα. Εποµένως, ο µετατροπέας Boost-Flyback θα έχει διάφορες περιπτώσεις λειτουργίας ανάλογα µε την περιοχή λειτουργίας που βρίσκεται ο καθένας από τους µετατροπείς Boost και Flyback. Πιο συγκεκριµένα, παρατηρούνται οι τέσσερις εξής περιπτώσεις: α) ccm-ccm, δηλαδή και ο µετατροπέας Βoost και ο Flyback λειτουργούν στην περιοχή συνεχούς αγωγής. β) ccm-dcm, δηλαδή ο µετατροπέας Βoost λειτουργεί στην περιοχή συνεχούς αγωγής και ο Flyback στην περιοχή ασυνεχούς αγωγής. γ) dcm-ccm, δηλαδή ο µετατροπέας Βoost βρίσκεται στην περιοχή ασυνεχούς αγωγής και ο Flyback στην περιοχή συνεχούς. δ) dcm-dcm, δηλαδή και ο µετατροπέας Βoost και ο Flyback λειτουργούν στην περιοχή ασυνεχούς αγωγής. Κατόπιν, αναλύονται διεξοδικά οι τέσσερις περιπτώσεις που παρουσιάστηκαν παραπάνω, καθώς και δύο οριακές για το µετατροπέα καταστάσεις. Οι οριακές καταστάσεις αφορούν στη µετάβαση ενός κάθε φορά από τους µετατροπείς Βoost και Flyback από τη λειτουργία συνεχούς στη λειτουργία ασυνεχούς αγωγής. Επιπλέον, είναι γνωστό πως όταν τοποθετούνται δύο µετατροπείς σε σειρά οι εξισώσεις που περιγράφουν τη λειτουργία τους πολλαπλασιάζονται µεταξύ τους. Σύµφωνα, λοιπόν, µε όσα αναφέρθηκαν ισχύουν τα παρακάτω: α) Από τις σχέσεις που έχουν αναφερθεί παραπάνω θα χρησιµοποιηθούν αυτές που περιγράφουν τη λειτουργία συνεχούς αγωγής και για τους δύο µετατροπείς. Εποµένως, για τη συγκεκριµένη περίπτωση θα ισχύει η σχέση: n Vof V d 1 V V 1- d 1- d if ob = ( 2.7 ) ib Όµως, ισχύει ότι Vif = Vob άρα τελικά για το µετατροπέα Boost-Flyback στην περίπτωση που και οι 2 επιµέρους µετατροπείς βρίσκονται σε συνεχή αγωγή ισχύει ότι :

58 n Vo d = V (1- d) i 2 ( 2.8 ) β) Όµοια µε την προηγούµενη περίπτωση, όταν ο µετατροπέας Boost βρίσκεται σε λειτουργία συνεχούς αγωγής και ο Flyback σε ασυνεχούς θα ισχύουν οι εξισώσεις: 2 n Vof Vob d 1 µε = V V 2 In (1- d) if ib f I ( / ). ( 2.9 ) n n of In f = V if T s L f 2 Αντικαθιστώντας στη συνέχεια την Vif µε την Vob και κάνοντας χρήση του τύπου ( 2.1 ) προκύπτει το Ιnf ως συνάρτηση της Vib = Vi. Εποµένως, ισχύει : n Vo d 2 1 = ( ) V 1- d 2 I i N ( 2.10 ) όπου I ( / ) ( 2.11 ) n n of I N = V i T s L f 2 γ) Η τρίτη περίπτωση αντιστοιχεί στην κατάσταση του µετατροπέα κατά την οποία ο µετατροπέας Boost βρίσκεται σε λειτουργία ασυνεχούς αγωγής, ενώ ο Flyback σε λειτουργία συνεχούς. Τότε ισχύουν τα παρακάτω: n V V d d + 2 In = V V (1- d) 2 In 2 of ob b if ib b όπου το Ιnb δίνεται από τον τύπο ob In b = V ib T s b ( 2.12 ) I. ( 2.13 ) L Αυτό που πρέπει να γίνει εδώ είναι να εκφραστεί το Ιοb συναρτήσει του ρεύµατος εξόδου του µετατροπέα Βoost-Flyback, δηλαδή του Ι οf. Επειδή η εξέταση του µετατροπέα Βoost-Flyback

59 γίνεται υπό ιδανικές συνθήκες ισχύει ότι P i = P o για κάθε µετατροπέα χωριστά αλλά και για το συνολικό Vib Iib = Vob Iob ( 2.14 ) Vif Iif = Vof I of ( 2.15 ) Όµως, το δεύτερο µέλος της (2.14) είναι ίσο µε το πρώτο της (2.15), οπότε από το συνδυασµό των δύο προκύπτει ότι : Vif Iif = Vof I of V ob I if = V of I of τη σχέση (2.2) προκύπτει ότι I ob = I if = Vof Iof I ob = V ob d Io (1- d) n και αντικαθιστώντας την V ob = V if από ( 2.16 ) Τελικά, µε αντικατάσταση της σχέσης (2.16) στη (2.13) και περαιτέρω αντικατάσταση της τελευταίας στη (2.12) προκύπτει η τελική εξίσωση που περιγράφει τη συγκεκριµένη κατάσταση λειτουργίας του µετατροπέα και αυτή είναι : 2 n Vo d d = + k V 1- d 2 I i N f ( 2.17 ) µε L f k f = L b και I ( / ). n n of I N = V i T s L f 2 δ) Τέλος, υπάρχει και η περίπτωση όπου και οι δύο επιµέρους µετατροπείς βρίσκονται σε λειτουργία ασυνεχούς αγωγής. Πολλαπλασιάζοντας, λοιπόν, τις σχέσεις τους που ισχύουν για τη dcm θα ισχύει : n V V d d + 2 In = V V 2 In 2 In 2 2 of ob b if ib f b, όπου τα In f και In b δίνονται από τους τύπους ( 2.9 ) και ( 2.13 ) αντίστοιχα. Ακόµη, θεωρώντας και πάλι ιδανικές συνθήκες ισχύει η σχέση: Vib Iib = Vob Iob = Vif Iif = Vof Iof = Vo Io Vob=Vif (2.5) 2 In I n V = I V d f ob 2 of o o (2.9) I = ob 2 d Vif Ts 2 L f ( 2.18 ) Επιπλέον, από τη σχέση ( 2.3 ) ( 2.13 ) καταλήγουµε στο εξής : Vo V i = 2 d + 2 In b 2 In b και µε αντικατάσταση σε αυτή της V V ob ib 2 d + 2 In b 2 = Vif 2 In b = V i (d + 2 In b) 2 In b

60 Iob 2 Iob Vif 2 = V i (d + 2 ) Vib Ts V ib*ts και από την ( 2.18 ) µετά από πράξεις προκύπτει η Lb Lb εξίσωση : d V L d V L if b 2 if b = d + 2 Vib Lf Lf Vib V V L V V L. if 2 if f ( ) - - = 0 ib ib b ib 1 Η λύση της δευτεροβάθµιας εξίσωσης µε άγνωστο το λόγο V k if = V 2 f και V k if = V 2 ib 2 f V V if ib δίνει 2 πραγµατικές ρίζες από τις οποίες δεκτή είναι µόνο η πρώτη, αφού kf µόνο εκείνη είναι θετικός αριθµός. Θέτοντας = kf 1 ( 2.19 ) 2 για λόγους ευκολίας, καταλήγουµε µετά από πράξεις στην τελική εξίσωση που περιγράφει τη λειτουργία του µετατροπέα κατά την ασυνεχή αγωγή ( dcm-dcm ) και η οποία είναι : n V V i o 2 d = (k f + k f 1) 2 I N ( 2.20 ) όπου ται,k Ν f και kf1 δίνονται από τις σχέσεις of I N = V i *T s L f 2 I ( / ), n n L f k f = L b και k f = kf 1 2 αντίστοιχα. Συνοψίζοντας την παραπάνω αριθµητική ανάλυση ισχύει ότι : α) Για την περίπτωση ccm-ccm : n Vo d = V (1- d) i 2 β) Για την περίπτωση ccm-dcm :

61 n Vo d 2 1 = ( ) V 1- d 2 I i N µε I I = of N V i T L s f 2 ( / ) n n γ) Για την περίπτωση dcm-ccm : 2 n Vo d d = + k V 1- d 2 I i N f µε I ( / ) και n n of I N = V i T s L f 2 L f k f = L b δ) Για την περίπτωση dcm-dcm : n V V i o 2 d = (k f + k f 1) 2 I N µε I ( / ), n n of I N = V i T s L f 2 L f k f = L και b k k = f f 1 2 Στη συνέχεια, προσδιορίζονται οι δύο οριακές καταστάσεις του συνολικού µετατροπέα. Η µια είναι αυτή που µπαίνει ο µετατροπέας Flyback από τη συνεχή αγωγή στη λειτουργία ασυνεχούς αγωγής και η άλλη αυτή που µπαίνει ο Boost από τη λειτουργία συνεχούς αγωγής σε αυτή της ασυνεχούς. Το γεγονός ποιός από τους δύο µετατροπείς θα µεταβεί πρώτος στην ασυνεχή αγωγή εξαρτάται, όπως θα παρουσιαστεί παρακάτω, τόσο από την τιµή του λόγου κατάτµησης, όσο και από την τιµή του λόγου του πρωτεύοντος τυλίγµατος του µετασχηµατιστή του µετατροπέα Flyback προς το πηνίο του µετατροπέα Βoost. Υποθέτοντας πως µεταβαίνει πρώτος ο Flyback από τη µια κατάσταση αγωγής στην άλλη, θα ισχύει: Vif T s d (1- d) n Vi I of = Vif = BOUND Lf 2 1-d 2 n Vi Ts (1-d) n d (1-d) I of = BOUND L ( 2.21 ) f 2 2 n και µε κανονικοποίηση του ρεύµατος εξόδου έχουµε : d I = ( 2.22 ) 2 of BN Αντίθετα, αν µεταβεί πρώτος ο Βoost σε ασυνεχή αγωγή, τότε θα ισχύει:

62 V T d(1- d) i s I ob = BOUND L b 2 I ob Io d = n (1-d) I = ob BOUND Vi T s (1- d) 2 n Lf Lb 2 2 n L f ( 2.23 ) και µε κανονικοποίηση του ρεύµατος εξόδου έχουµε : 2 (1- d) I ob = k BN f ( 2.24 ) 2 Η διερεύνηση που ακολουθεί δείχνει για ποιες τιµές του d και του k f µπαίνει πρώτα ο Boost σε ασυνεχή αγωγή (dcm) και για ποιες µπαίνει ο Flyback. Σχηµατίζοντας το λόγο Vi T s 2 n (1-d) L f L b Iob n L BOUND f (1- d) = = k I V of i d BOUND Ts (1-d) n d (1-d) 2 (L f / n ) 2 f ελέγχεται πότε αυτός γίνεται µεγαλύτερος της µονάδας. Ο λόγος αυτός εξαρτάται από το d και το k f, εποµένως, διατηρώντας σταθερό το d το ποιός µετατροπέας θα µπει πρώτος σε ασυνεχή αγωγή εξαρτάται από την τιµή του k f. Έτσι, αν (1-d) d (1-d) d 2 2 k >1 τότε µπαίνει πρώτα ο µετατροπέας Boost σε ασυνεχή αγωγή, ενώ αν f f k < 1 µπαίνει πρώτα ο Flyback. Αντίστροφα, για δεδοµένη τιµή του k f, το d αποτελεί τη µοναδική παράµετρο που καθορίζει το ποιός µετατροπέας θα αλλάξει πρώτος κατάσταση αγωγής. kf - k f 1+1 Εποµένως, αν d < k kf - k f 1+1 d > k µπαίνει πρώτα ο Flyback. f f τότε µπαίνει πρώτα ο Boost σε ασυνεχή αγωγή, ενώ αν

63 Συµπερασµατικά, λοιπόν, ο µετατροπέας Boost-Flyback διαθέτει 4 διαφορετικές περιπτώσεις λειτουργίας ανάλογα µε την κατάσταση αγωγής που βρίσκεται καθένας εκ των δύο επιµέρους µετατροπέων. Αξίζει να σηµειωθεί στο σηµείο αυτό το γεγονός πως ο µετατροπέας αυτός δεν έχει τη δυνατότητα να λειτουργεί διαδοχικά και στις τέσσερις περιπτώσεις που περιγράφησαν παραπάνω. Αυτό συµβαίνει διότι αν ένας µετατροπέας µεταβεί από τη µια κατάσταση αγωγής στην άλλη, µετά δε µπορεί να επανέλθει στην προηγούµενη κατάσταση αγωγής. Πιο συγκεκριµένα, αν για παράδειγµα ο µετατροπέας Βoost µεταβεί πρώτος από την κατάσταση συνεχούς στην κατάσταση ασυνεχούς αγωγής, τότε θα εξακολουθεί να λειτουργεί στην τελευταία, ανεξάρτητα από την κατάσταση λειτουργίας του µετατροπέα Flyback. Σύµφωνα µε αυτά που αναφέρθηκαν πιο πάνω, ο µετατροπέας Boost-Flyback µπορεί να λειτουργεί σε 2 περιπτώσεις : α) όταν ο Boost µπαίνει πρώτος σε ασυνεχή αγωγή και β) όταν ο Flyback µπαίνει πρώτος σε ασυνεχή αγωγή. Καθεµία εκ των δύο περιπτώσεων έχει 3 καταστάσεις λειτουργίας : i) µια κατάσταση στην οποία και οι δύο µετατροπείς βρίσκονται σε συνεχή αγωγή ii) µια κατάσταση στην οποία ο ένας µεταβαίνει στην ασυνεχή αγωγή (ανάλογα µε το ποιος µεταβαίνει πρώτος κάθε φορά), ενώ ο άλλος λειτουργεί στη συνεχή αγωγή και τέλος iii) µια κατάσταση στην οποία και οι δύο µετατροπείς βρίσκονται στην ασυνεχή αγωγή. Εποµένως, οι δύο δυνατές περιπτώσεις λειτουργίας του µετατροπέα Boost-Flyback είναι : είτε α) ccm-ccm β) dcm-ccm και γ) dcm-dcm, είτε α) ccm-ccm β) ccm-dcm και γ) dcm-dcm

64 2.5 Εξαγωγή των χαρακτηριστικών καµπυλών εξόδου του µετατροπέα Boost-Flyback Γνωρίζοντας τις χαρακτηριστικές καµπύλες τόσο του µετατροπέα Βoost, όσο και του Flyback, µπορούµε να προσδιορίσουµε τις χαρακτηριστικές καµπύλες του µετατροπέα Boost- Flyback. Για να λάβουµε ορισµένες τιµές για το λόγο της τάσεως εξόδου προς την τάση εισόδου και το ρεύµα Ι Ν του µετατροπέα, προκειµένου να προκύψουν τα σηµεία που µας οδηγούν στις χαρακτηριστικές καµπύλες, έγινε χρήση του προγράµµατος PSpice. Στο επόµενο κεφάλαιο, µάλιστα, δίνονται ενδεικτικά οι γραφικές παραστάσεις που προέκυψαν από την προσοµοίωση του κυκλώµατος για διαφορετικές τιµές του φορτίου. Προκειµένου, όµως, να σχηµατίσουµε µια ολοκληρωµένη εικόνα για τη συµπεριφορά του µετατροπέα Boost-Flyback απαιτείται η χρήση πολλών διαφορετικών τιµών του φορτίου. Για το λόγο αυτό κατασκευάστηκε ένα πρόγραµµα στο Μatlab, το οποίο µέσω ενός αρκετά µεγάλου αριθµού επαναλήψεων µας έδωσε τελικά τις χαρακτηριστικές καµπύλες εξόδου για το µετατροπέα που εξετάζουµε. Οι χαρακτηριστικές αυτές καµπύλες εξόδου δίνονται στο σχήµα 2.6: Σχήµα 2.6 Χαρακτηριστικές καµπύλες εξόδου του µετατροπέα Boost-Flyback

65 Στο σχήµα 2.6 βλέπουµε τις χαρακτηριστικές καµπύλες εξόδου του Boost-Flyback µετατροπέα. Στον κατακόρυφο άξονα απεικονίζεται το κέρδος τάσης n Vo Vi, ενώ στον οριζόντιο το ρεύµα εξόδου του µετατροπέα κανονικοποιηµένο ως προς τον παράγοντα Vi Ts Lb. Ο λόγος κατάτµισης d αποτελεί παράµετρο των καµπυλών και κυµαίνεται από 0.1 εως και 0.8. Όπως µπορούµε να παρατηρήσουµε από το παραπάνω σχήµα, ο λόγος της τάσεως εξόδου προς την τάση εισόδου παραµένει σταθερός, όσο το ρεύµα Ι Ν µειώνεται, για την περίπτωση που και τα δύο µαγνητικά στοιχεία βρίσκονται σε λειτουργία συνεχούς αγωγής. Αντιθέτως, ο λόγος της τάσεως εξόδου προς την τάση εισόδου αυξάνεται, όσο το ρεύµα Ι Ν µειώνεται, στην περίπτωση που ένα από τα δύο ή ακόµη και τα δύο µαγνητικά στοιχεία βρίσκονται σε ασυνεχή αγωγή. Μάλιστα, στην περίπτωση που το ρεύµα τείνει στο µηδέν ο λόγος τείνει να απειριστεί. Αντίθετα, ο λόγος n Vo Vi µειώνεται όσο µειώνεται το d. Αυτό µπορεί να γίνει εύκολα αντιληπτό από τη γραφική παράσταση των καµπυλών, καθώς όσο µικρότερο είναι το d, τόσο πιο χαµηλά είναι µετατοπισµένη η αντίστοιχη καµπύλη. Το πρόγραµµα κατασκευής των καµπυλών εξόδου του µετατροπέα Boost- Flyback δίνεται στο Παράρτηµα

66 - 60 -

67 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 3 ΣΥΓΚΡΙΣΗ ΘΕΩΡΗΤΙΚΗΣ ΑΝΑΛΥΣΗΣ ΚΑΙ ΠΡΟΣΟΜΟΙΩΣΗΣ ΓΙΑ ΤΟ ΜΕΤΑΤΡΟΠΕΑ ΥΟ ΣΤΑ ΙΩΝ ΚΑΙ ΤΟ ΜΕΤΑΤΡΟΠΕΑ BOOST- FLYBACK ΕΛΕΓΧΟΣ ΙΣΟ ΥΝΑΜΙΑΣ ΤΩΝ ΥΟ ΜΕΤΑΤΡΟΠΕΩΝ 3.1 Γενικά Στο κεφάλαιο αυτό πραγµατοποιείται η προσοµοίωση του κυκλώµατος τόσο του µετατροπέα δύο σταδίων, όσο και του µετατροπέα Βoost-Flyback µε τη βοήθεια ενός προγράµµατος σχεδιασµού και ανάλυσης κυκλωµάτων. Το πρόγραµµα αυτό είναι το ORCAD PSpice. Αφού ολοκληρωθεί ο σχεδιασµός των κυκλωµάτων στο περιβάλλον του προγράµµατος που προαναφέρθηκε, στη συνέχεια εκτελείται η προσοµοίωση του συστήµατος προκειµένου να ληφθούν οι τιµές για τις τάσεις και τα ρεύµατα σε όλους τους κόµβους του κάθε κυκλώµατος. Κατόπιν, θα πραγµατοποιηθεί σύγκριση µεταξύ της θεωρητικής ανάλυσης και των αποτελεσµάτων της προσοµοίωσης και για τους δύο µετατροπείς (µετατροπέα δύο σταδίων και Boost-Flyback). Στο τέλος του κεφαλαίου θα ελεγχθεί η ορθότητα της υπόθεσης που έγινε αρχικά, ότι, δηλαδή, ο µετατροπέας Boost-Flyback είναι ισοδύναµος µε ένα µετατροπέα Βoost και έναν Flyback συνδεδεµένους σε σειρά. Όσον αφορά στις γραφικές παραστάσεις που προέκυψαν µετά την προσοµοίωση φαίνονται στην αντίστοιχη ενότητα για κάθε µετατροπέα. Η προσοµοίωση πραγµατοποιείται µε τη βοήθεια του PSpice σε ιδανικές συνθήκες. Αυτό σηµαίνει πως χρησιµοποιήθηκαν ιδανικές δίοδοι, όπου ήταν απαραίτητο, ενώ τη θέση του ηµιαγωγικού στοιχείου πήρε ένας ιδανικός διακόπτης. Οι επαγωγές του πηνίου και του µετασχηµατιστή και στις δύο περιπτώσεις µετατροπέων (µετατροπέα δύο σταδίων και Boost-Flyback) έλαβαν τις εξής

68 τιµές: L b =200µH και L f =630µH αντίστοιχα και συνεπώς ο λόγος L f k f = L ισούται µε b 630 mh k f = mh =, ενώ ο λόγος k k = f f 1 2 µε k = = 2.34 f 1. 2 Επίσης, για το µετασχηµατιστή απαραίτητος είναι ο λόγος µετασχηµατισµού που υπολογίστηκε ίσος µε n=1/5. Η διαδικασία υπολογισµού του λόγου µετασχηµατισµού δίνεται παρακάτω: Αρχικα, έγινε µια θεώρηση πως ο µετατροπέας Boost-Flyback θα λειτουργεί µε λόγο κατάτµησης d=61%. Η τιµή αυτή επιλέχθηκε λαµβάνοντας υπόψιν πως ο µετατροπέας Flyback όταν λειτουργεί µε λόγο κατάτµησης d > 70% έχει µικρότερη απόδοση σε σχέση µε τη λειτουργία του για d < 70% [6]. Επειδή, λοιπόν, είναι επιθυµητή η λειτουργία του Flyback µε όσο το δυνατόν καλύτερη απόδοση για το λόγο αυτό έγινε επιλογή της συγκεκριµένης τιµής του λόγου κατάτµησης. Θεωρώντας, επίσης, πως ο µετατροπέας Boost-Flyback λειτουργεί έτσι ώστε και το πηνίο και ο µετασχηµατιστής να βρίσκονται σε συνεχή αγωγή, ισχύει ότι: n Vo d = V (1- d) i 2 Απαιτώντας, Vi=20V, Vo=400V και d=61% προκύπτει ότι n = 1/5. Επιπλέον, η διακοπτική συχνότητα επιλέχθηκε στα fs=100khz. Στο σηµείο αυτό αξίζει να σηµειωθεί πως όλες οι προσοµοιώσεις πραγµατοποιήθηκαν µε βήµα Print Step = 1µs και Step Ceiling = 100ns. 3.2 Σύγκριση θεωρητικής ανάλυσης µε προσοµοίωση για το µετατροπέα δύο σταδίων Αρχικά, θα παρουσιαστεί η προσοµοίωση του µετατροπέα δύο σταδίων που προκύπτει από την ένωση ενός µετατροπέα Βoost και ενός Flyback, συνδεδεµένων σε σειρά. Παρακάτω στο σχήµα 3.1 δίνεται το κυκλωµατικό ισοδύναµο του µετατροπέα δύο σταδίων, έτσι όπως σχεδιάστηκε στο πρόγραµµα PSpice:

69 Σχήµα 3.1 Κυκλωµατικό διάγραµµα του µετατροπέα δύο σταδίων Στη συνέχεια, ακολουθούν οι γραφικές παραστάσεις του παραπάνω µετατροπέα που περιγράφουν τις τάσεις και τα ρεύµατα σε διάφορους κόµβους και βρόχους του κυκλώµατος, αντίστοιχα. Οι γραφικές παραστάσεις που δίνονται είναι για συγκεκριµένη τιµή του λόγου κατάτµησης d=60% και για διάφορες τιµές του φορτίου. Αρχικά, παρουσιάζονται τα αποτελέσµατα των τάσεων και των ρευµάτων για λειτουργία του µετατροπέα στο ονοµαστικό φορτίο Ro=800Ω. Επιπλέον, δίνεται και η γραφική παράσταση που απεικονίζει την ισχύ εισόδου και εξόδου του µετατροπέα για λόγους πληρότητας

70 Σχήµα 3.2 Γραφικές παραστάσεις τάσεων και ρευµάτων για λειτουργία του µετατροπέα δύο σταδίων υπό ονοµαστικό φορτίο 800Ω

71 Σχήµα 3.3 Γραφική παράσταση ισχύων εισόδου και εξόδου του µετατροπέα δύο σταδίων υπό ονοµαστικό φορτίο 800Ω Όπως µπορεί κανείς να διαπιστώσει από τα παραπάνω γραφήµατα ο µετατροπέας δύο σταδίων βρίσκεται σε συνεχή αγωγή για λειτουργία υπό ονοµαστικό φορτίο. Τόσο το πηνίο, όσο και ο µετασχηµατιστής διαρρέονται από ρεύµα καθ όλη τη διάρκεια της διακοπτικής περιόδου. Αυτό διακρίνεται εύκολα από τις κυµατοµορφές των ρεύµατων τους (IL1 και ITX1 αντίστοιχα). Ακόµη, µπορούµε να αντιληφθούµε την κατάσταση αγωγής του µετατροπέα και από την τάση που µετράται στα άκρα του διακόπτη V DS, η οποία είναι η γραφική παράσταση µε το µωβ χρώµα.όσον αφορά στην ισχύ εισόδου και εξόδου του µετατροπέα, αυτή δίνεται στο σχήµα 3.3. Εκεί µπορεί να παρατηρήσει κανείς πως οι απώλειες ισχύος είναι µηδαµινές, γεγονός που επαληθεύει τη χρήση ιδανικών στοιχείων

72 Ακολουθούν τα γραφήµατα ρευµάτων και τάσεων για δύο ακόµη τιµές του φορτίου. Σχήµα 3.4 Γραφική παράσταση τάσεων και ρευµάτων του µετατροπέα δύο σταδίων για λειτουργία υπό φορτίο 19kΩ Όπως µπορεί εύκολα να παρατηρηθεί από τα γραφήµατα, οι τιµές του φορτίου έχουν επιλεγεί έτσι ώστε να αναδεικνύονται όλες οι περιπτώσεις λειτουργίας του µετατροπέα. Πιο συγκεκριµένα, στην ονοµαστική περίπτωση λειτουργίας τόσο το πηνίο, όσο και ο µετασχηµατιστής λειτουργούν σε συνεχή αγωγή (ccm). Στη δεύτερη περίπτωση το πηνίο εξακολουθεί να βρίσκεται σε λειτουργία συνεχούς αγωγής ρεύµατος, ενώ ο µετασχηµατιστής έχει εισέλθει σε λειτουργία ασυνεχούς αγωγής (dcm)

73 Σχήµα 3.5 Γραφική παράσταση ισχύων εισόδου και εξόδου του µετατροπέα δύο σταδίων για λειτουργία υπό φορτίο 19kΩ Αυτό φαίνεται πολύ εύκολα από το γράφηµα που απεικονίζει το ρεύµα του πρωτεύοντος τυλίγµατος του µετασχηµατιστή (γραφική παράσταση ITX1) του οποίου η ελάχιστη τιµή είναι το µηδέν. Αντίθετα, κάτι τέτοιο δε συµβαίνει για το ρεύµα του πηνίου (γραφική παράσταση IL1), αφού η ελάχιστη τιµή του είναι διάφορη του µηδενός. Η ισχύς που µεταφέρει το κύκλωµα στην περίπτωση αυτή έχει µειωθεί σηµαντικά σε σχέση µε την ονοµαστική τιµή. Χαρακτηριστικά αναφέρεται πως αυτή υπολογίστηκε περίπου στα 8W. Όσον αφορά στην τάση εξόδου του µετατροπέα δύο σταδίων αυτή φαίνεται να είναι λογική, καθώς για φορτίο 18kΩ και d=60% ο µετασχηµατιστής µπαίνει σε λειτουργία ασυνεχούς αγωγής και εποµένως Vo > 375V. Τα 19kΩ που έχουν χρησιµοποιηθεί στην

74 περίπτωση αυτή είναι πολύ κοντά στην οριακή τιµή και για το λόγο αυτό η τάση εξόδου δεν ξεπερνά κατά πολύ την τιµή των 375V. Στη συνέχεια δίνεται το διάγραµµα για το οποίο και τα δύο µαγνητικά στοιχεία λειτουργούν σε ασυνεχή αγωγή. Σχήµα 3.6 Γραφική παράσταση τάσεων και ρευµάτων του µετατροπέα δύο σταδίων για λειτουργία υπό φορτίο 47kΩ Στην περίπτωση αυτή είναι φανερό πως η ελάχιστη τιµή του ρεύµατος και των δύο µαγνητικών στοιχείων είναι το µηδέν. Χαρακτηριστικό εδώ είναι πως η διάρκεια µη αγωγής του πηνίου είναι µικρότερη από τη διάρκεια µη αγωγής του µετασχηµατιστή. Όσον αφορά στην ισχύ, και στην περίπτωση αυτή, όπως και στην προηγούµενη, η ισχύς που µεταφέρεται µέσω του κυκλώµατος του µετατροπέα δύο σταδίων είναι πολύ µικρότερη της ονοµαστικής. Τέλος, πραγµατοποιείται η σύγκριση της θεωρητικής ανάλυσης µε την προσοµοίωση για το µετατροπέα δύο σταδίων. Στο σχήµα 3.7 φαίνονται τα αποτελέσµατα της σύγκρισης αυτής

75 Σχήµα 3.7: Σύγκριση θεωρητικής ανάλυσης µε προσοµοίωση για το µετατροπέα δύο σταδίων Μπορεί εύκολα να παρατηρηθεί πως η προσοµοίωση του µετατροπέα πραγµατοποιήθηκε για συγκεκριµένες τιµές του λόγου κατάτµησης, όπως, επίσης, και για συγκεκριµένες τιµές του φορτίου. Το συµπέρασµα που προκύπτει είναι πως η προσοµοίωση του κυκλώµατος επαληθεύει πλήρως τη θεωρητική ανάλυση. Οι τιµές της προσοµοίωσης, όπως φαίνεται και παρακάτω, προσεγγίζουν σε µεγάλο βαθµό τα αριθµητικά αποτελέσµατα που προκύπτουν από τη θεωρητική ανάλυση. Πιο συγκεκριµένα, για λειτουργία υπό ονοµαστικό φορτίο µε λόγο κατάτµησης d=60% η τάση εξόδου του µετατροπέα υπολογίζεται σύµφωνα µε τη θεωρητική ανάλυση Vo=375V. Για τη συγκεκριµένη τάση εξόδου, η ισχύς εξόδου του µετατροπέα υπολογίζεται ως εξής:

76 2 2 V 375 P o = = = W. Αντίστοιχα, η προσοµοίωση δίνει µια τάση εξόδου Vo=378.7V R 800 και µια ισχύ εξόδου 179.3W, δηλαδή πολύ κοντά στη θεωρητική τιµή. Ανάλογα αποτελέσµατα προκύπτουν και για τις άλλες περιπτώσεις. Για παράδειγµα, για την περίπτωση των 19kΩ σύµφωνα µε τη θεωρητική ανάλυση η τάση εξόδου του µετατροπέα υπολογίζεται 2 2 V 408 V στα 408V και η ισχύς εξόδου στα P o = = = 8.76W, ενώ η προσοµοίωση δίνει τάση R 19kΩ εξόδου 406V και ισχύ εξόδου 8.675W, γεγονός το οποίο δείχνει αρκετά καλή προσέγγιση της θεωρίας. 3.3 Σύγκριση θεωρητικής ανάλυσης µε προσοµοίωση για το µετατροπέα Boost-Flyback Στην παράγραφο αυτή πραγµατοποιείται η προσοµοίωση του µετατροπέα Boost- Flyback. Οι ρυθµίσεις που αναφέρθηκαν αρχικά ισχύουν και εδώ. Το µόνο που αλλάζει είναι το κυκλωµατικό διάγραµµα του µετατροπέα, το οποίο φαίνεται στο σχήµα 3.8 έτσι όπως σχεδιάστηκε στο PSpice : Σχήµα 3.8 Κυκλωµατικό διάγραµµα του µετατροπέα Boost-Flyback Ακόµη, όπως παρουσιάστηκε και πιο πάνω, ο µετατροπέας Boost-Flyback διαθέτει δύο πυκνωτές, τον C1 που βρίσκεται στο βρόχο εισόδου και φορτίζεται µέσω της ενέργειας του πηνίου και τον Co που βρίσκεται στο βρόχο εξόδου και τροφοδοτείται από την ενέργεια που είναι αποθηκευµένη στο µετασχηµατιστή. Ο πυκνωτής αυτός χρησιµοποιείται για

77 σταθεροποίηση της τάσεως εξόδου του µετατροπέα (µείωση της διακύµανσης της τάσεως εξόδου), ενώ τροφοδοτεί το φορτίο µε ενέργεια κατά τη διάρκεια του διαστήµατος που η δίοδος που βρίσκεται στο βρόχο εξόδου είναι ανάστροφα πολωµένη και δεν άγει. Οι τιµές για τους δύο πυκνωτές που µόλις περιγράφηκαν είναι C1=600µF και Co=750µF. Οι γραφικές παραστάσεις που ακολουθούν αντιστοιχούν στο ονοµαστικό φορτίο Ro=800Ω και πραγµατοποιήθηκαν, όπως προαναφέρθηκε, χρησιµοποιώντας αντί για ηµιαγωγικό στοιχείο έναν ιδανικό διακόπτη, προκειµένου να υπάρχει πλήρης εξιδανίκευση στο κύκλωµα. Παρακάτω παρατίθενται τα γραφήµατα ρευµάτων και τάσεων του µετατροπέα Boost-Flyback για λόγο κατάτµησης d=60% και διαφορετικές τιµές των φορτίων. Σχήµα 3.9 Γραφικές παραστάσεις τάσεων και ρευµάτων για λειτουργία του µετατροπέα Boost- Flyback υπό ονοµαστικό φορτίο 800Ω

78 Όπως φαίνεται και στο σχήµα, για αντίσταση φορτίου ίση µε την ονοµαστική τιµή ο µετατροπέας Boost-Flyback βρίσκεται σε συνεχή αγωγή. Πιο συγκεκριµένα, τόσο το πηνίο όσο και ο µετασχηµατιστής του µετατροπέα αυτού άγουν καθόλη τη διάρκεια της διακοπτικής περιόδου και αυτό µπορεί να γίνει αντιληπτό από τις γραφικές IL1 και ITX1, που απεικονίζουν το ρεύµα του πηνίου και του µετασχηµατιστή αντίστοιχα. Από τις γραφικές αυτές παραστάσεις προκύπτει το συµπέρασµα πως τα δύο αυτά ρεύµατα είναι θετικά σε όλη τη διάρκεια της περιόδου, ανεξάρτητα από το διάστηµα αγωγής του διακόπτη. Ακόµη, µπορούµε να αντιληφθούµε την κατάσταση αγωγής του µετατροπέα και από την τάση που µετράται στα άκρα του διακόπτη V DS, η οποία είναι η γραφική παράσταση µε το µωβ χρώµα. Οπως ήταν, άλλωστε, αναµενόµενο η τάση στα άκρα του διακόπτη έχει τη µορφή τετραγωνικού παλµού, δηλαδή όσο ο διακόπτης άγει η τάση στα άκρα του είναι µηδενική, ενώ όταν αυτός βρίσκεται σε κατάσταση µη αγωγής η τάση στα άκρα του είναι η τάση στα άκρα του πυκνωτή C1, αν προστεθεί σε αυτή η τάση του πρωτεύοντος τυλίγµατος του µετασχηµατιστή. Με τον τρόπο αυτό προκύπτει η γραφική παράσταση που φαίνεται στο σχήµα 3.9. Στη συνέχεια, παρατίθεται ένα γραφήµα που περιγράφει το κύκλωµα του µετατροπέα από ενεργειακή πλευρά. Καθώς είναι όλα εξειδανικευµένα, αυτό που αναµένεται είναι να υπάρχει σχετική ισότητα µεταξύ των ισχύων εισόδου και εξόδου. Απόλυτη ισότητα είναι αδύνατον να υπάρξει εξ αιτίας τυχόν αποκλίσεων που µπορεί να παρουσιάζει το ίδιο το πρόγραµµα κατά τον υπολογισµό των αποτελεσµάτων. Κατόπιν, παρατίθενται ενδεικτικά τα γραφήµατα για δύο άλλες περιπτώσεις φορτίου: Ro=19kΩ και 47kΩ, τις ίδιες δηλαδή µε αυτές που δόθηκαν για το µετατροπέα δύο σταδίων, ώστε να είναι πιο εύκολη και ξεκάθαρη η σύγκριση

79 Σχήµα 3.10 Γραφική παράσταση ισχύων εισόδου και εξόδου του µετατροπέα Boost-Flyback υπό ονοµαστικό φορτίο 800Ω Πράγµατι, τα αποτελέσµατα είναι ικανοποιητικά, καθώς υπολογίστηκε η ισχύς εισόδου ίση µε 180W και η ισχύς εξόδου περίπου ίση µε 178W, πλησιάζει δηλαδή κατά πολύ την προηγούµενη τιµή. Παρακάτω δίνεται το γράφηµα ρευµάτων και τάσεων για φορτίο Ro=19kΩ

80 Σχήµα 3.11 Γραφικές παραστάσεις τάσεων και ρευµάτων για λειτουργία του µετατροπέα Boost- Flyback υπό φορτίο 19kΩ

81 Σχήµα 3.12 Γραφική παράσταση ισχύων εισόδου και εξόδου του µετατροπέα Boost-Flyback υπό ονοµαστικό φορτίο 19kΩ Στην περίπτωση αυτή το πηνίο διαρρέεται από ρεύµα καθόλη τη διάρκεια της διακοπτικής περιόδου, ενώ αντίθετα ο µετασχηµατιστής δε διαρρέεται από συνεχόµενο ρεύµα. Εποµένως, ο µετατροπέας βρίσκεται στην κατάσταση ccm-dcm και αυτό εξηγείται πλήρως µε τη βοήθεια των γραφικών παραστάσεων των ρευµάτων των δύο µαγνητικών στοιχείων. Πιο συγκεκριµένα, το ρεύµα που διαρρέει το πηνίο (γραφική παράσταση ΙL1) δεν µηδενίζεται σε καµία χρονική στιγµή κατά τη διάρκεια της περιόδου. Αντιθέτως, το ρεύµα του πρωτεύοντος τυλίγµατος του µετασχηµατιστή (γραφική παράσταση ΙΤΧ1) πραγµατοποιεί µια κυµάτωση της οποίας η ελάχιστη τιµή είναι το µηδέν. ηλαδή, το πρωτεύον τύλιγµα διαρρέεται από

82 διακοπτόµενο ρεύµα. Το συµπέρασµα, λοιπόν, που προκύπτει και πρακτικά από άποψη µετρήσεων είναι πως στο συγκεκριµένο µετατροπέα «µπαίνει» πρώτα ο µετασχηµατιστής σε ασυνεχή αγωγή και έπειτα το πηνίο. Κάτι τέτοιο είναι απόλυτα φυσιολογικό, αφού όπως έχει αποδειχθεί στη θεωρητική ανάλυση του µετατροπέα Boost-Flyback όταν d < 0.57 µπαίνει πρώτα το πηνίο σε ασυνεχή αγωγή και έπειτα ο µετασχηµατιστής, ενώ όταν d > 0.57 συµβαίνει το αντίστροφο. Σχετικά µε τον ενεργειακό υπολογισµό τα αποτελέσµατα είναι επίσης ικανοποιητικά, όπως προκύπτουν από το σχήµα Η διαφορά, δηλαδή, µεταξύ των ισχύων εισόδου και εξόδου είναι και στην περίπτωση αυτή ιδιαιτέρως µικρή. Το αξιοσηµείωτο εδώ είναι η λειτουργία του µετατροπέα µε ένα πολύ µικρό ποσό ισχύος (περίπου 8W). Κάτι τέτοιο είναι απόλυτα φυσιολογικό, καθώς το ρεύµα που διαρρέει την αντίσταση εξόδου είναι πολύ µικρό. Στη συνέχεια, δίνενται το γράφηµα για την περίπτωση που και τα δύο µαγνητικά στοιχεία του µετατροπέα βρίσκονται σε λειτουργία ασυνεχούς αγωγής. Σχήµα 3.13 Γραφικές παραστάσεις τάσεων και ρευµάτων για λειτουργία του µετατροπέα Boost- Flyback υπό φορτίο 47kΩ

83 Σ αυτή την περίπτωση λειτουργίας του µετατροπέα, όπως προαναφέρθηκε, τόσο το πηνίο όσο και ο µετασχηµατιστής δε διαρρέονται από ρεύµα καθόλη τη διάρκεια της διακοπτικής περιόδου. Εποµένως, ο µετατροπέας βρίσκεται στην κατάσταση dcm-dcm και αυτό εξηγείται πλήρως µε τη βοήθεια των γραφικών παραστάσεων των ρευµάτων των δύο µαγνητικών στοιχείων. Πιο συγκεκριµένα, το ρεύµα που διαρρέει το πηνίο (γραφική παράσταση ΙL1) µηδενίζεται σε κάποιο χρονικό διάστηµα κατά τη διάρκεια της περιόδου. Αντιστοίχως συµπεριφέρεται και το ρεύµα του πρωτεύοντος τυλίγµατος του µετασχηµατιστή (γραφική παράσταση ΙΤΧ1). Στη συνέχεια πραγµατοποιείται η σύγκριση της θεωρητικής ανάλυσης µε την προσοµοίωση για το µετατροπέα Boost-Flyback. Στο σχήµα 3.14 φαίνεται η σύγκριση αυτή. Σχήµα 3.14: Σύγκριση θεωρητικής ανάλυσης µε προσοµοίωση για το µετατροπέα Boost-Flyback

84 Μπορεί εύκολα να παρατηρηθεί πως η προσοµοίωση του µετατροπέα πραγµατοποιήθηκε για συγκεκριµένες τιµές του λόγου κατάτµησης, όπως, επίσης, και για συγκεκριµένες τιµές του φορτίου. Το συµπέρασµα που προκύπτει είναι πως η προσοµοίωση του κυκλώµατος επαληθεύει πλήρως τη θεωρητική ανάλυση. Χαρακτηριστικά δίνονται ορισµένες τιµές στο σχήµα 3.14 που δείχνουν την ταύτιση αυτή. Επιπλέον, για τάση εξόδου του µετατροπέα Boost-Flyback Vo=375V, από θεωρητική ανάλυση, η ισχύς εξόδου του µετατροπέα υπολογίζεται ως εξής: 2 2 V 375 P o = = = W. Αντίστοιχα, η προσοµοίωση δίνει Vo=376.55V και R 800 Ρο=177.3W, δηλαδή αρκετά καλή προσέγγιση της θεωρίας. Ακόµη, για φορτίο Ro=19kΩ ο υπολογισµός της τάσεως εξόδου από θεωρητικής απόψεως είναι, ενώ από άποψη προσοµοίωσης. Για αυτή την τιµή του φορτίου η θεωρητική ανάλυση δίνει ισχύ 2 2 V 408 V P o = = = 8.76W, ενώ η προσοµοίωση Ρο=8.673W. Παρόµοια αποτελέσµατα R 19kΩ προκύπτουν και για την τελευταία περίπτωση λειτουργίας του µετατροπέα. Αυτό σηµαίνει πως η προσοµοίωση είναι τελικά µια πολύ καλή προσέγγιση της θεωρίας. σταδίων 3.4 Έλεγχος περί ισοδυναµίας του µετατροπέα Boost-Flyback µε το µετατροπέα δύο Αφού έγινε η προσοµοίωση των κυκλωµάτων και των δύο µετατροπέων στο PSpice, είναι εύκολη η σύγκριση των αποτελεσµάτων τους και η διεξαγωγή συµπερασµάτων σχετικά µε το βαθµό οµοιότητας των δύο αυτών µετατροπέων. Σύµφωνα, λοιπόν, µε τα αποτελέσµατα που παρατέθηκαν παραπάνω οι δύο µετατροπείς φαίνεται να είναι ισοδύναµοι. Τα αποτελέσµατα της προσοµοίωσης των δύο µετατροπέων φαίνεται να συµπίπτουν τόσο µεταξύ τους, όσο και µε τα αποτελέσµατα της θεωρητικής ανάλυσης. Επιπλέον, οι χαρακτηριστικές καµπύλες εξόδου που υπολογίστηκαν περιγράφουν πλήρως τη λειτουργία και τις περιοχές αγωγής τόσο του µετατροπέα δύο σταδίων, όσο και του µετατροπέα Boost-Flyback. Πιο αναλυτικά, υπάρχουν δύο περιπτώσεις λειτουργίας: µια στην οποία µπαίνει πρώτα το πηνίο σε ασυνεχή αγωγή και µια στην οποία µπαίνει ο µετασχηµατιστής. Σε καθεµία εκ των δύο αυτών περιπτώσεων υπάρχουν τρεις διαδοχικές

85 καταστάσεις λειτουργίας: µια στην οποία και τα δύο µαγνητικά στοιχεία βρίσκονται σε συνεχή αγωγή, µια στην οποία το ένα απ τα δύο στοιχεία µπαίνει σε ασυνεχή αγωγή και µια περίπτωση κατά την οποία και τα δύο µαγνητικά στοιχεία λειτουργούν σε ασυνεχή αγωγή. Οι καµπύλες δόθηκαν στο κεφάλαιο 2. Από τα σχήµατα 3.7 και 3.14 φαίνεται καθαρά ότι τα αποτελέσµατα των προσοµοιώσεων και των δύο µετατροπέων (παριστάνονται µε κουκίδες) συµπίπτουν απολύτως µε τα αποελέσµατα της θεωρητικής ανάλυσης, άρα συµπίπτουν και µεταξύ τους. Όσον αφορά, τώρα, στα αριθµητικά αποτελέσµατα της σύγκρισης των δύο µετατροπέων, για το µετατροπέα δύο σταδίων, σύµφωνα µε την προσοµοίωση, παρατηρείται πως στην ονοµαστική κατάσταση λειτουργίας µπορεί να αποδόσει ισχύ µέχρι περίπου 180W. Για την ακρίβεια, µε φορτίο Ro=800Ω αποδίδει στην έξοδό του Ρο= W (µέση τιµή). Από την άλλη πλευρά, ο µετατροπέας Boost-Flyback, µε τις ίδιες ακριβώς συνθήκες προσοµοίωσης και τις ίδιες τιµές επαγωγής των πηνίων και χωρητικότητας των πυκνωτών, για ονοµαστική λειτουργία αποδίδει περίπου Ρο=177.3W (µέση τιµή), τιµή που προσεγγίζει σε µεγάλο βαθµό την τιµή ισχύος εξόδου του µετατροπέα δύο σταδίων. Επιπλέον, συγκρίσιµα µεγέθη αποτελούν οι τιµές του ρεύµατος του πηνίου και του µετασχηµατιστή στην ονοµαστική κατάσταση λειτουργίας. Για τον πρώτο µετατροπέα, η µέση τιµή του ρεύµατος του πηνίου µετρήθηκε ίση µε 9Α, ενώ για το δεύτερο περίπου 8.99Α, δηλαδή και οι τιµές του ρεύµατος του πηνίου είναι ίσες. Ακόµη, για το ρεύµα του πρωτεύοντος τυλίγµατος του µετασχηµατιστή για το µετατροπέα Boost-Flyback ισχύει ότι αυτό είναι µη µηδενικό όσο χρονικό διάστηµα ο διακόπτης άγει και έχει µέση τιµή ίση µε 4.05Α περίπου, όσο δηλαδή µετρήθηκε και η µέση τιµή του ρεύµατος του πρωτεύοντος τυλίγµατος του µετασχηµατιστή στο µετατροπέα δύο σταδίων. Το υπόλοιπο διάστηµα της περιόδου το πρωτεύον τύλιγµα του µετασχηµατιστή δε διαρρέεται από ρεύµα. Τέλος, αν παρατηρήσει κάποιος τις γραφικές παραστάσεις και των δύο µετατροπέων που αφορούν στην τάση που εφαρµόζεται στα άκρα του διακόπτη σε ονοµαστική λειτουργία, θα συµπεράνει πως και στην περίπτωση αυτή οι τιµές είναι ίδιες και ίσες µε =126V. Τα 50V είναι η τάση που εφαρµόζεται στα άκρα του πυκνωτή εισόδου, ενώ τα 76V είναι η τάση που παρατηρείται στα άκρα του πρωτεύοντος τυλίγµατος του µετασχηµατιστή

86 Σηµείωση: Στο µετατροπέα 2 σταδίων ο διακόπτης που ικανοποιεί την παραπάνω συνθήκη, που έχει δηλαδή στα άκρα του ίδια τάση µε αυτή που πίπτει στα άκρα του διακόπτη του boostflyback µετατροπέα, είναι ο διακόπτης S3 του οποίου η τάση φαίνεται στη γραφική παράσταση µε το µωβ χρώµα. Ακόµη, πανοµοιότυπα φαίνεται να είναι τα αποτελέσµατα των δύο µετατροπέων και στις δύο άλλες περιπτώσεις λειτουργίας, δηλαδή για φορτίο Ro=19kΩ και Ro=47kΩ. Οι κυµατοµορφές των τάσεων και των ρευµάτων σχεδόν ταυτίζονται για τους δύο µετατροπείς τόσο στην περίπτωση όπου Ro=19kΩ, όσο και στην περίπτωση όπου Ro=47kΩ. Γενικότερα, λοιπόν, προκύπτει το συµπέρασµα πως οι δύο µετατροπείς που εξετάζονται είναι ισοδύναµοι. Αυτό σηµαίνει πως η θεωρητική ανάλυση που πραγµατοποιήθηκε στο προηγούµενο κεφάλαιο περιγράφει ορθώς τη συµπεριφορά του µετατροπέα Boost-Flyback. Επίσης, και οι χαρακτηριστικές καµπύλες εξόδου που υπολογίστηκαν περιγράφουν πλήρως τη λειτουργία και τις περιοχές αγωγής του προαναφερθέντος µετατροπέα. Συνεπώς, στο σηµείο αυτό έχει πραγµατοποιηθεί µια ολοκληρωµένη µελέτη του µετατροπέα Boost-Flyback, καθώς είναι πλέον γνωστές οι µαθηµατικές εξισώσεις που τον περιγράφουν και οι χαρακτηριστικές καµπύλες εξόδου του

87 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 4 ΜΕΛΕΤΗ ΚΑΙ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΤΟΥ ΜΕΤΑΤΡΟΠΕΑ BOOST-FLYBACK 4.1 Γενικά Στο κεφάλαιο αυτό θα αναλυθεί αρχικά ο τρόπος επιλογής των διαφόρων στοιχείων που απαρτίζουν το κύκλωµα του µετατροπέα Boost-Flyback και στη συνέχεια θα παρουσιαστεί ο υπολογισµός των τιµών τους, έτσι ώστε να επιτευχθεί η επιθυµητή λειτουργία του. Κατόπιν, θα παρουσιαστεί και θα σχεδιαστεί το κύκλωµα οδήγησης του ηµιαγωγικού στοιχείου, καθώς και το κύκλωµα παλµοδότησης αυτού. Τέλος, θα περιγραφεί ο τρόπος σχεδιασµού του τυπωµένου κυκλώµατος του dc-dc µετατροπέα, έτσι όπως κατασκευάστηκε µε τη βοήθεια του προγράµµατος Kicad. Επιπλέον στο σηµείο αυτό κρίνεται απαραίτητη η παρουσίαση της προσοµοίωσης του µετατροπέα Boost-Flyback για τις προδιαγραφές που απαιτούνται, δηλαδή, Vi=20V, Vo=400V, d=61%, n = 1/5 και fs=100khz προκειµένου να δοθεί µια ιδέα στον αναγνώστη για τα πειραµατικά αποτελέσµατα που αναµένονται. Ουσιαστικά, δηλαδή, γίνεται µια προσπάθεια προσέγγισης των τάσεων και ρευµάτων του µετατροπέα Boost-Flyback που αναµένονται κατά τη λειτουργία του µε τα παραπάνω χαρακτηριστικά. Στο τέλος θα γίνει ο έλεγχος της προσοµοίωσης µε τα πειραµατικά αποτελέσµατα για το µετατροπέα αυτόν. Εποµένως, ισχύει:

88 Σχήµα 4.1.0: Προσοµοίωση ρευµάτων και τάσεων του µετατροπέα Boost-Flyback για φορτίο 800Ω και λόγο κατάτµησης d=61% Σχήµα 4.1.1: Προσοµοίωση ισχύων εισόδου και εξόδου του µετατροπέα Boost-Flyback για φορτίο 800Ω και λόγο κατάτµησης d=61%

89 4.2 Επιλογή στοιχείων του µετατροπέα Boost-Flyback Ο µετατροπέας που εξετάζεται στη διπλωµατική αυτή εργασία έχει ορισµένες προδιαγραφές. Σύµφωνα µε αυτές, απαιτείται µια τάση εισόδου ίση µε 20V και µια ισχύς εισόδου ίση µε 200W. Επιπλέον, έχει υπολογιστεί, όπως εξηγήθηκε διεξοδικά στο κεφάλαιο 3, ένας λόγος κατάτµησης d = 0.6 και ένας λόγος µετασχηµατισµού για το µετασχηµατιστή n = 1/5. Από τα δεδοµένα αυτά προκύπτει ότι: Pin = Vin*Iin => Iin = Pin/Vin = 200/20 =10A (4.1) Το ρεύµα αυτό θα πρέπει να προέρχεται από το φωτοβολταϊκό σύστηµα. Στην περίπτωση µας προέρχεται από κάποιο τροφοδοτικό ή µπαταρία Επιλογή του ελεγχόµενου ηµιαγωγικού στοιχείου Για τη δηµιουργία του dc-dc µετατροπέα που εξετάζουµε είναι απαραίτητη η χρήση ενός ηµιαγωγικού στοιχείου. Το στοιχείο αυτό θα µπορούσε να είναι ένα τρανζίστορ BJT, ένα MOSFET ή ένα ηµιαγωγικό στοιχείο νεότερης τεχνολογίας, όπως είναι το IGBT. Επιλέξαµε για ηµιαγωγικό στοιχείο το MOSFET γιατί είναι απλό και εύκολο στην έναυση και σβέση του και επειδή οι ταχύτητες µετάβασεις είναι αρκετά υψηλές σε σχέση µε άλλα ηµιαγωγικά στοιχεία. Για παράδειγµα, δεν χρειάζεται κύκλωµα σβέσης όπως συµβαίνει µε άλλα ηµιαγωγικά στοιχεία, ούτε ιδιαίτερες συνθήκες έναυσης και σβέσης. Tο MOSFET ανάβει (άγει) όταν έχει έναν παλµό τάσης στην πύλη του και σβήνει (δεν άγει) όταν ο παλµός παύει. Επιπλέον, αξίζει να σηµειωθεί πως ένα MOSFET, παρουσιάζει αρκετά µικρότερες απώλειες ισχύος από ένα IGBT, εξ αιτίας της µικρότερης αντίστασης αγωγής Rds(on) που έχει. Άλλωστε, τα τελευταία χρόνια οι τιµές ισχύος και οι χαρακτηριστικές των MOSFET ισχύος έχουν βελτιωθεί σηµαντικά, οδηγώντας έτσι σε ευρεία χρήση τους σε µεγάλο πλήθος εφαρµογών και σε µεγάλη πτώση του κόστους τους. Τέλος, τα MOSFET ισχύος έχουν το πλεονέκτηµα ότι µπορούν να χρησιµοποιηθούν σε αρκετά υψηλές, αλλά και σε µέτριες διακοπτικές συχνότητες λειοτυργίας, όπως είναι η συχνότητα των 100KHz που επιθυµούµε εµείς. Σχετικά µε τη δοµή των ηµιαγωγών αυτών, αυτή που χρησιµοποιείται σήµερα απ όλους τους κατασκευαστές είναι η VDMOS, στην οποία ο ακροδέκτης υποδοχής τοποθετείται στην

90 κάτω επιφάνεια του πλακιδίου µε αποτέλεσµα την κατακόρυφη ροή ρεύµατος. Εκτός, όµως, από τη δοµή του στοιχείου υπάρχουν και άλλα βασικά χαρακτηριστικά, όπως για παράδειγµα η εµπέδηση εισόδου ή εξόδου και οι χρόνοι µετάβασης. Όσον αφορά στην εµπέδηση εισόδου του MOSFET ισχύος, αυτή είναι αρκετά υψηλή, γεγονός που οφείλεται στο ότι η πύλη του στοιχείου συµπεριφέρεται ως πυκνωτής. Αυτό επιτρέπει στο στοιχείο να οδηγείται από παλµούς τάσης και να απορροφά στενούς παλµούς ρεύµατος µόνο κατά τις µεταβολές της τάσης αυτής. Συνέπεια αυτού είναι πως η απορροφούµενη από τη µονάδα παλµοδότησης ισχύς είναι αρκετά µικρή. Επιπρόσθετα, υπάρχουν - εκτός της χωρητικότητας εισόδου - οι χωρητικότητες ανάδρασης και εξόδου, οι τιµές των οποίων δίνονται από τους κατασκευαστές. Επιπλέον, επειδή η αγωγή οφείλεται στη ροή των φορέων πλειονότητας οι χρόνοι καθυστέρησης και µετάβασης είναι ιδιαίτερα χαµηλοί και αυτός είναι και ο λόγος που τα MOSFET ισχύος µπορούν να λειτουργούν σε ιδιαίτερα υψηλές συχνότητες, µέχρι και 1ΜΗz. Σηµαντικός περιοριστικός παράγοντας εδώ είναι µόνο οι διακοπτικές απώλειες, οι οποίες αυξάνονται όσο αυξάνεται η συχνότητα. Τέλος, χαρακτηριστικό των MOSFET ισχύος είναι η ύπαρξη µιας εσωτερικής διόδου, η οποία εµφανίζεται µεταξύ πηγής και υποδοχής (η άνοδος στην πηγή) και χρησιµοποιείται ως αντιπαράλληλη δίοδος σε ορισµένους µετατροπείς, όπως για παράδειγµα στους αντιστροφείς. Η κατανοµή αυτή φαίνεται στο παρακάτω σχήµα: Σχήµα 4.1 Σχηµατική αναπαράσταση ενός Μosfet ισχύος Η επιλογή του MOSFET γίνεται µε γνώµονα δύο παραµέτρους. Πρώτον, είναι σηµαντική η τάση που µπορεί να αντέξει το ηµιαγωγικό στοιχείο στα άκρα του σε κατάσταση αποκοπής, δηλαδή από την υποδοχή (drain) ως την πηγή του (source) και δεύτερον είναι εξίσου απαραίτητη και η rms τιµή του ρεύµατος που διαρρέει το τρανζίστορ. Το ρεύµα αυτό είναι το ρεύµα που διέρχεται από την υποδοχή του τρανζίστορ και φτάνει ως την πηγή του και είναι γνωστό ως Ιd. Στη δική µας περίπτωση η τάση Vds είναι η τάση που παρατηρείται στα άκρα του ηµιαγωγού, όταν αυτός δεν άγει και η οποία υπολογίζεται (σύµφωνα µε την προσοµοίωση) γύρω στα 130V και αν υπολογιστούν και τυχόν υπερτάσεις που

91 δηµιουργούνται εξ αιτίας των διαφόρων επαγωγών του κυκλώµατος µπορεί να φτάσει ως και τα 200V. Αντίθετα, το ρεύµα υποδοχής είναι το άθροισµα του ρεύµατος που διέρχεται από το πηνίο και το πρωτεύον τύλιγµα του µετασχηµατιστή. Από το τροφοδοτικό (φωτοβολταϊκό σύστηµα στις περισσότερες των περιπτώσεων) έρχεται ένα ρεύµα περίπου 10A, το οποίο ρέει προς το πηνίο και το mosfet όσο διάστηµα το τελευταίο άγει, ενώ ρέει προς τον πυκνωτή C1 (σχ. 3.9) όσο διάστηµα το mosfet βρίσκεται σε κατάσταση αποκοπής. Πιο συγκεκριµένα, ένα ρεύµα 10.4Α (rms τιµή) διέρχεται από το πηνίο, ενώ ένα άλλο ίσο µε 5.23Α (rms τιµή επίσης) διέρχεται από το µετασχηµατιστή. Συνολικά, λοιπόν, το ρεύµα που µπορεί να περάσει από το ηµιαγωγικό στοιχείο θα είναι η rms τιµή του αθροίσµατος των δύο ρευµάτων, η οποία υπολογίστηκε ως Idrms = 13.28A. Επειδή, όµως, η τιµή αυτή είναι rms και όχι η µέγιστη, εµείς υπολογίζουµε µε κάποια ανοχή να µπορεί διέρχεται από το στοιχείο µας ένα ελάχιστο ρεύµα ίσο µε 20Α, χωρίς αυτό να καταστραφεί. Στη συνέχεια, δίνονται οι υπολογισµοί των µέσων και rms τιµών των ρευµάτων του πηνίου, του πρωτεύοντος τυλίγµατος του µετασχηµατιστή και του ηµιαγωγικού στοιχείου. Για το ρεύµα του πηνίου ισχύει: 1) µέση τιµή [6]: I + I Ι Bavg = Lmax Lmin = = 10.4A ( 4.2 ) 2 2 αφού I L max = 10.7Α και I L min = 10.1Α T 1 2) rms τιµή: Ι 2 2 Brms = i b(t)dt T = ( 4.3 ) 0 1 I - I I - I I - I { ( t+ I ) dt + [ t+ I - ton] dt} = T ton ton- T ton- T ton T Lmax Lmin 2 Lmax Lmin Lmax Lmin 2 Lmin Lmax 0 ton ILmax - ILmin 2 1 ton ILmin 1 ton ILmax - ILmin 2 1 T ton ( ) + ton+ 2 (ILmax - I Lmin ) I Lmin + ( ) ( - ) + ton T 3 T T 2 ton- T T IL max - ILmin ILmax - ILmin 2 1 ton T ton I Lmax ( ) ton (T- ton) 2 ( ) ( - ) + (T- ton) + ton- T T ton- T T T 2 2 ILmax - ILmin 1 T ton ILmax - ILmin 1 2 ( ) I Lmax ( - ) 2 ( ) ILmax ton (T- ton) = ton- T T 2 2 ton- T T = A

92 αφού I L max = 10.7Α και I L min = 10.1Α Άρα, Ι Brms = 11.12Α Για το ρεύµα του πρωτεύοντος τυλίγµατος του µετασχηµατιστή ισχύει: 1) µέση τιµή [6]: I + I = 4.05Α ( 4.4 ) 2 2 Lmax Lmin I FLavg = ( d) = ( 0.6) αφού I L max = 7Α και I L min = 6.5Α 2) rms τιµή [6]: d 2 2 I FLrms = I Lmax + I Lmin + ILmax ILmin 3 = 5.23Α ( 4.5 ) αφού I L max = 7Α και I L min =6.5Α Σηµείωση: Το I L min είναι η ελάχιστη τιµή του ρεύµατος κατά τη διάρκεια του διαστήµατος αγωγής και όχι η ελάχιστη τιµή του ρεύµατος γενικότερα, αφού αυτή είναι µηδέν. Για το ρεύµα του MOSFET ισχύει η ίδια λογική. Χρησιµοποιώντας, δηλαδή, τον τύπο ton I = i (t) dt T = 1 ILBmax - ILBmin ILFmax - I { ( t+ I LFmin 2 LBmin + t+ I LFmin ) dt} T ton ton, ( 4.6 ) T D rms d 0 όπου 0 I LB max και I LB min είναι οι τιµές που αφορούν στο πηνίο, ενώ ILF max και ILF min τιµές που αφορούν στο µετασχηµατιστή και έχουν δοθεί πιο πάνω, προκύπτει το επιθυµητό αποτέλεσµα. οι

93 Όσον αφορά τώρα στο ηµιαγωγικό στοιχείο που επιλέχθηκε, αυτό είναι το IXFΧ94N50, το οποίο πληρεί τις προαπαιτούµενες προϋποθέσεις, καθώς όπως µπορεί να διαπιστώσει κανείς και στο φυλλάδιο των κατασκευαστών που επισυνάπτεται στο Παράρτηµα 3 της εργασίας αυτής, µπορεί να αντέξει τάση µεταξύ υποδοχής και πηγής µέχρι και 500V και έχει µέγιστο ρεύµα υποδοχής ίσο µε 94A. Eπιπλέον, είναι πολύ σηµαντικό να προσδιοριστεί η αντίσταση αγωγής του στοιχείου, η οποία δίνεται συνήθως από τον κατασκευαστή και πρέπει να είναι ιδιαίτερα µικρή. Στην προκειµένη περίπτωση η αντίσταση αγωγής για το 94Ν50 σε θερµοκρασία 25 0 C δίδεται από τον κατασκευαστή ως RDS(on) < 0.055Ω, δηλαδή αρκετά χαµηλή. Ακόµη, µια ιδιαίτερα σηµαντική παρατήρηση είναι πως η τάση στην πύλη (gate) του MOSFET δε θα πρέπει να είναι πολύ υψηλή και πιο συγκεκριµένα καλό θα ήταν να διατηρείται κάτω από τα 20V, αφού µια µεγαλύτερη τάση έχει ως αποτέλεσµα καταστροφή του ηµιαγωγού. Φυσικά, όµως, η τάση πύλης δε µπορεί σε καµία περίπτωση να είναι µικρότερη των 10V, διότι τότε το στοιχείο δε θα επέλθει ποτέ σε κατάσταση αγωγής (βλ.φυλλάδιο κατασκευαστών Fig.10). Εξετάζοντας πιο αναλυτικά τα χαρακτηριστικά του IXFΧ94N50 θα µπορούσαµε να αναφέρουµε τα ακόλουθα. Η τάση των 500V που δίνει ο κατασκευαστής είναι η τάση που µπορεί το στοιχείο να αντέξει στα άκρα του όσο βρίσκεται σε κατάσταση αποκοπής (breakdown voltage). Το ρεύµα των 94Α είναι το ρεύµα που ρέει από την υποδοχή ως την πηγή του ηµιαγωγικού στοιχείου, για όσο χρονικό διάστηµα αυτό βρίσκεται σε κατάσταση αγωγής. Σχήµα 4.2 Χαρακτηριστική ρεύµατος-τάσης για ένα mosfet πύκνωσης

94 Σύµφωνα µε το παραπάνω σχήµα, το mosfet για µικρές τιµές της τάσεως Vds (υποδοχήςπηγής) έχει γραµµική λειτουργία (ωµική συµπεριφορά), ενώ όταν η τάση αυτή αυξηθεί αρκετά συµπεριφέρεται ως µια πάρα πολύ καλή πηγή ρεύµατος, υπό την προϋπόθεση ότι υπάρχει παλµός στην πύλη. Το τελευταίο σηµαίνει πως το ηµιαγωγικό στοιχείο στην περίπτωση αυτή βρίσκεται στην περιοχή κορεσµού. Επειδή στη µελέτη που πραγµατοποιούµε µας ενδιαφέρει η λειτουργία του mosfet ως διακόπτη, για το λόγο αυτό το στοιχείο θα πρέπει να είναι πολωµένο στη γραµµική περιοχή. Συνοψίζοντας, τα σηµαντικότερα στοιχεία που µας ενδιαφέρουν στην επιλογή ενός MOSFET είναι το ρεύµα υποδοχής και η τάση υποδοχής-πηγής που θα πρέπει να µην ξεπερνά τη δοθείσα τιµή του κατασκευαστή προκειµένου να µην καταστραφεί το στοιχείο Επιλογή των διόδων ισχύος Το κατασκευαστικό χαρακτηριστικό που διαφοροποιεί µια δίοδο ισχύος από µια απλή δίοδο είναι µια επιπλέον περιοχή που βρίσκεται ανάµεσα στα στρώµατα Ρ+ και Ν- και ονοµάζεται επιταξία ή βάση. Η περιοχή αυτή είναι µια περιοχή χαµηλής ή ακόµη και καθόλου νόθευσης (σπάνια) και χρησιµοποιείται για τη συγκράτηση των υψηλών ανάστροφων τάσεων. Γενικά, απαιτείται η βάση να είναι υπολογίσιµη, καθώς όσο πιο µεγάλο πάχος έχει, τόσο πιο υψηλή είναι η ανάστροφη τάση, την οποία µπορεί η δίοδος να αντέξει χωρίς να καεί. Από την άλλη, το µεγεθός της θα πρέπει να περιορίζεται, καθώς όσο αυτό αυξάνεται, τόσο αυξάνεται και η πτώση τάσης στα άκρα της διόδου κατά το διάστηµα αγωγής [6]. Στο µετατροπέα που µελετάται χρησιµοποιούνται 3 δίοδοι ισχύος. Οι δύο πρώτες βρίσκονται στο βρόχο εισόδου, ενώ η τρίτη συναντάται στο βρόχο εξόδου. Σχετικά µε τα χαρακτηριστικά τους, αυτές πρέπει να είναι δίοδοι υψηλής ισχύος και ταχύτητας για να µπορούν να «µεταφέρουν» την απαιτούµενη ισχύ και να έχουν µικρούς χρόνους µετάβασης. Επίσης, είναι απαραίτητη µια υψηλή τιµή της τάσεως που µπορεί η δίοδος να αντέξει στα άκρα της (high breakdown voltage), ώστε να µην καταστρέφεται από τυχόν υπερτάσεις που δηµιουργούνται κατά τις µεταβατικές καταστάσεις λειτουργίας του µετατροπέα. Τέλος, είναι ιδιαίτερα σηµαντικό οι δίοδοι, ειδικά αυτές που βρίσκονται στο βρόχο εισόδου να µπορούν να δεχτούν υψηλό ρεύµα (high peak current), καθώς από αυτές διέρχεται ένα ρεύµα ίσο µε 6Α και 4Α αντίστοιχα. Η δίοδος που επιλέχθηκε να χρησιµοποιηθεί είναι η RHRP15120 της

95 INTERSIL, της οποία το κατασκευαστικό φυλλάδιο δίνεται στο Παράρτηµα 3. Τα χαρακτηριστικά της διόδου αυτής είναι: υψηλή αντοχή σε ανάστροφη τάση (reverse voltage = 1200V), υψηλή τιµή ρεύµατος (forward average current = 15A), υψηλή ταχύτητα και οµαλή ανάκτηση (hypesfast and soft recovery diode) και τέλος αντοχή σε θερµοκρασίες εως και C. Για να δοθεί µια πιο ολοκληρωµένη εικόνα για το τι είναι τάση αντοχής και πως λειτουργεί µια δίοδος παρατίθεται το σχήµα 4.3, όπου µπορεί να παρατηρηθεί η λειτουργία της διόδου τόσο κατά την ορθή, όσο και κατά την ανάστροφη λειτουργία. Το χρονικό διάστηµα που η δίοδος είναι ορθά πολωµένη µε µια τάση στα άκρα της µικρότερη της τάσης κατωφλίου (threshold voltage), ένα πολύ µικρό ρεύµα διαρρέει το εσωτερικό της. Μόλις η τάση ξεπεράσει την ελάχιστη αυτή τιµή, τότε το ρεύµα αυξάνεται σταδιακά µέχρι µια επιθυµητή τιµή. Οµοίως, όταν εφαρµοσθεί στα άκρα της διόδου µια αρνητική τάση, τέτοια ώστε η άνοδος να έχει υψηλότερο δυναµικό από την κάθοδο, η δίοδος άγει και από το εσωτερικό της διέρχεται ένα µικρό ανάστροφο ρεύµα. Όταν η τάση αυτή γίνει ίση µε την τάση γονάτου VBR (breakdown voltage), τότε η δίοδος διαρρέεται από ένα υψηλό ανάστροφο ρεύµα. Σχήµα 4.3 Χαρακτηριστική ρεύµατος-τάσης µιας διόδου ισχύος κατά την ορθή και ανάστροφη πόλωση Όταν η τάση ξεπεράσει την τιµή VBR, η δίοδος καταστρέφεται. Αξιοσηµείωτο είναι το γεγονός πως τόσο το ρεύµα ορθής λειτουργίας ΙF, όσο και αυτό της ανάστροφης IR εξαρτώνται από τη θερµοκρασία. Όταν η θερµοκρασία επαφής Tj αυξάνεται, η τάση VF ή VR (ανάλογα µε τον αν έχουµε ορθή ή ανάστροφη λειτουργία) µειώνεται και η γραφική παράσταση γίνεται πιο «κλειστή», πλησιάζει δηλαδή περισσότερο τον κατακόρυφο άξονα

96 Αφού περιγράφησαν τα χαρακτηριστικά των διόδων καλό είναι να περιγραφεί και ο τρόπος λειτουργίας τους. Μια βασική διαφορά µεταξύ µιας διόδου ισχύος και ενός άλλου ηµιαγωγικού στοιχείου, για παράδειγµα ενός mosfet ισχύος, είναι στον τρόπο αγωγής. Πιο συγκεκριµένα, η αγωγή σε µια δίοδο οφείλεται στο αποθηκευµένο στην p-n επαφή φορτίο, ενώ στο mosfet οφείλεται, όπως προαναφέρθηκε, στην κίνηση των φορέων πλειονότητας [6]. Για τον παραπάνω λόγο µια δίοδος ισχύος έχει πιο χαµηλή ταχύτητα µετάβασης από ένα mosfet. Μια άλλη σηµαντική διαφορά είναι στον τρόπο λειτουργίας. Ουσιαστικά, οι δίοδοι ισχύος - όπως και όλα τα ηµιαγωγικά στοιχεία - έχουν δύο περιπτώσεις λειτουργίας: α) τη στατική λειτουργία και β) τη δυναµική. Η πρώτη περίπτωση πραγµατοποιείται όσο διάστηµα η δίοδος είναι είτε σε αγωγή, είτε σε αποκοπή. Η δεύτερη πραγµατοποιείται στα µεταβατικά διαστήµατα, στα οποία η δίοδος µεταβαίνει από κατάσταση αγωγής σε αποκοπή ή αντίστροφα. Τέλος, ένα αρκετά σηµαντικό κεφάλαιο στην ανάλυση µιας διόδου ισχύος είναι οι απώλειες που παρατηρούνται τόσο κατά τη στατική, όσο και κατά τη δυναµική λειτουργία της. Κατά τη στατική λειτουργία έχουµε τις απώλειες αγωγής: PD = ΙDavg*VF ( 4.7 ) όπου IDavg = η µέση τιµή του dc ρεύµατος που διαρρέει τη δίοδο VF = η τάση κατωφλίου της διόδου. Κατά τη δυναµική λειτουργία, οι διακοπτικές απώλειες της διόδου είναι εξαιρετικά δύσκολο να υπολογισθούν λόγω έντονης µη γραµµικότητας των φαινοµένων που λαµβάνουν χώρα κατά τη διάρκεια των µεταβατικών καταστάσεων. Χαρακτηριστικά, θα υπολογιστούν στη θερµική ανάλυση παρακάτω οι απώλειες όλων των διόδων του µετατροπέα Επιλογή διαστάσεων του ψυκτικού σώµατος Όπως γνωρίζουµε, τόσο το ηµιαγωγικό στοιχείο mosfet, όσο και οι δίοδοι ισχύος κατά τη διάρκεια αγωγής τους παρουσιάζουν κάποιες απώλειες ενέργειας. Οι απώλειες αυτές µετατρέπονται σε θερµότητα και µειώνουν συνεχώς την απόδοση των παραπάνω ηµιαγωγών και κατ επέκτασιν και του συνολικού µετατροπέα. Προκειµένου να αποφευχθεί κάτι τέτοιο

97 είναι απαραίτητη η χρήση ενός ψυκτικού σώµατος. Οι διαστάσεις του ψυκτικού πρέπει να είναι συγκεκριµένες, όπως επίσης και το µεγεθός του. Αρχικά, η θερµική ανάλυση περιλαµβάνει τον υπολογισµό της ισχύος που µπορεί να καταναλωθεί στο ηµιαγωγικό στοιχείο (power dissipation) ανάλογα µε τη θερµοκρασία που αναπτύσσεται στην επαφή του στοιχείου. Αυτό προκύπτει από τα χαρακτηριστικά του ηµιαγωγού, αφού ισχύει ότι σε θερµοκρασία επαφής Τj=25 0 C το συγκεκριµένο ηµιαγωγικό στοιχείο µπορεί να µεταφέρει ή να καταναλώσει ισχύ µέχρι και 1300W, ενώ στους Τj=150 0 C η µεταφορά ισχύος είναι µηδενική. Αυτό συµβαίνει διότι η απόδοση του στοιχείου σε αυτή τη θερµοκρασία είναι ελάχιστη εως µηδαµινή. Χρησιµοποιώντας γραµµική κατανοµή και θεωρώντας Τjmax=120 0 C υπολογίζεται ότι η µέγιστη κατανάλωση ισχύος που µπορεί να υπάρξει ισούται περίπου µε Pd=320W. Κατόπιν, πρέπει να υπολογιστεί η αντίσταση του στοιχείου για τη θερµοκρασία λειτουργίας του, καθώς από τους κατασκευαστές δίνεται µόνο η Rds για τους 25 0 C. Επειδή η τιµή αυτή είναι συνάρτηση της θερµοκρασίας επαφής του στοιχείου, καλό θα ήταν να υπολογιστεί περίπου και η τιµή της θερµοκρασίας επαφής. Προκειµένου να πραγµατοποιηθεί κάτι τέτοιο χρησιµοποιούνται οι σχέσεις ( 4.8 ) και ( 4.9 ) που δίνονται παρακάτω. Εποµένως, ισχύει [18]: P = I R R ( 4.8 ) 2 T Drms ds 0 (25 C) DSN όπου PT = οι συνολικές απώλειες του ηµιαγωγού I 2 Drms = το τετράγωνο της rms τιµής του ρεύµατος που διαρρέει το mosfet και RDSN είναι ο λόγος της αντίστασης του ηµιαγωγικού στοιχείου σε µια οποιαδήποτε θερµοκρασία προς την αντίσταση σε θερµοκρασία των 25 0 C και = + ( j a) T ( 4.9 ) Tj Ta Rth P όπου Ta = θερµοκρασία περιβάλλοντος και Rth(j-a) = θερµική αντίσταση από την επαφή του στοιχείου ως το περιβάλλον. 2 Από το συνδυασµό τους προκύπτει ότιτ j= Ta+ Rth ( j a) [I Drms R 0 R DSN ]. Προκειµένου να υπολογιστεί η Τj απαιτείται η γνώση της Rth(j-a) και της R. DSN ds(25 C)

98 Όµως, Rth(j-a) = Rth(j-c) + Rth(c-s) + Rth(s-a), όπου Rth(j-c) είναι µια θερµική αντίσταση υπολογισµένη από την επαφή του στοιχείου ως την εξωτερική επιφάνειά του (junction-case), κατόπιν Rth(c-s) είναι µια άλλη θερµική αντίσταση από την επιφάνεια του στοιχείου ως την ψύκτρα (case-sink) και τέλος Rth(s-a) µια τρίτη που υπολογίζεται από την ψύκτρα ως το περιβάλλον (sink-ambient). Ο µόνος άγνωστος εδώ είναι η Rth(s-a), η θερµική αντίσταση δηλαδή του ψυκτικού σώµατος, καθώς οι άλλες δύο τιµές δίνονται από τους κατασκευαστές. Θεωρούµε αρχικά µια τιµή για τη θερµική αντίσταση του ψυκτικού και στο τέλος θα δούµε αν η τιµή αυτή µας βολεύει. Εποµένως, έστω ότι Rth(s-a) = 1 0 C/W. Χρησιµοποιώντας στη συνέχεια δύο τυχαίες τιµές για την RDSN προκύπτουν δύο τιµές της Τj. Τοποθετώντας τις τιµές αυτές στο διάγραµµα 4 του Παραρτήµατος 3 δηµιουργείται µια ευθεία που τέµνει την καµπύλη του στοιχείου σε ένα ορισµένο σηµείο. Το σηµείο αυτό δείχνει προσεγγιστικά τη θερµοκρασία στην οποία λειτουργεί το στοιχείο και την RDSN του για τη συγκεκριµένη θερµικρασία λειτουργίας [18]. ηλαδή, RDSN Tj( 0 C) Σχήµα 4.4: Γραφική παράσταση της αντίστασης αγωγής Rds συναρτήσει της θερµοκρασίας επαφής Tj [Παράρτηµα 3]

99 Από την τοµή της ευθείας µε την καµπύλη του mosfet προκύπτει πως Tj = 82 0 C και RDSN = 1.65, ενώ φαίνεται να ευσταθεί και η θεώρηση της τιµής της θερµικής αντίστασης του ψυκτικού σώµατος. Θα υπήρχε θέµα αστάθειας σε περίπτωση που η ευθεία δεν έτεµνε σε κανένα σηµείο την καµπύλη του στοιχείου.ο υπολογισµός των συνολικών απωλειών είναι πλέον πιο εύκολος. Γενικά, οι απώλειες πάνω στο mosfet χωρίζονται σε 5 κατηγορίες: α) διακοπτικές απώλειες που εξαρτώνται από τον τύπο του φορτίου και τους διακοπτικούς χρόνους έναυσης και σβέσης β) απώλειες στην πύλη του στοιχείου γ) απώλειες εξ αιτίας του ρεύµατος διαρροής (leakage current) κατά τη σβέση του στοιχείου δ) απώλειες από ανάστροφη αγωγή της εσωτερικής διόδου ε) απώλειες αγωγής Οι πιο σηµαντικές από αυτές είναι οι απώλειες από ανάστροφη αγωγή της εσωτερικής διόδου, οι οποίες δεν υφίστανται στην περίπτωση λειτουργίας του µετατροπέα Boost-Flyback, καθώς η δίοδος αυτή δεν άγει ποτέ και οι απώλειες αγωγής. Για λόγους πληρότητας, όµως, παρατίθεται εδώ και ο υπολογισµός των απωλειών από την εσωτερική δίοδο. Εποµένως ισχύει ότι: PD = IRavg V Favg = 13A 0.7V = 9.1W. Αντίστοιχα,οι απώλειες αγωγής υπολογίζονται ως: 2 C Drms 0 ds(25 C) DSN ( ) P = I R R = 13, 28 0, 055 1, 65 = 16W. 2 Όλες οι υπόλοιπες είναι της τάξεως των µερικών mw και αναφέρονται εδώ απλά για λόγους πληρότητας. Επαληθεύοντας, ισχύει ότι: Rth(j-a) = Tj Ta = - Rth(j-c) - Rth(c-s) => Rth(s-a) = PT Tj Ta PT => Rth(j-c) + Rth(c-s) + Rth(s-a) = = C/W. 16 Tj Ta PT => Rth(s-a) Αυτό σηµαίνει πως απαιτείται ένα ψυκτικό σώµα µε θερµική αντίσταση C/W. Τελικά, στην κατασκευή του µετατροπέα χρησιµοποιήθηκε ένα ψυκτικό σώµα µε θερµική αντίσταση λίγο µικρότερη, δηλαδή 1 0 C/W. Αυτό είναι καλό, καθώς όσο µικρότερη είναι η τιµή της θερµικής αντίστασης τόσο µεγαλύτερο είναι το µέγεθος του ψυκτικού σώµατος και τόσο καλύτερη είναι η απαγωγή θερµότητας. Εποµένως, ακόµη κι αν η θερµοκρασία στην επαφή

100 του ηµιαγωγού αυξηθεί, για παράδειγµα, από τους 82 0 C στους C το ψυκτικό σώµα µπορεί να απάγει τη θερµότητα αυτή µε τον ίδιο βαθµό. Προκειµένου να ολοκληρωθεί η θερµική ανάλυση απαιτείται ο υπολογισµός των διαστάσεων του ψυκτικού. Οι διαστάσεις αυτές καθορίζονται σύµφωνα µε την τιµή της θερµικής αντίστασης. Εφόσον έχει επιλεγεί ένα ψυκτικό σώµα µε θερµική αντίσταση 1 0 C/W οι διαστάσεις αυτού είναι12cm 10cm 3,5cm και το σχήµα του αυτό που περιγράφεται παρακάτω. Σχήµα 4.5 Το ψυκτικό σώµα που χρησιµοποιήθηκε στην κατασκεύη [19] Όπως αναφέρθηκε και πιο πάνω απώλειες δεν παρουσιάζει µόνο το mosfet, αλλά και οι δίοδοι ισχύος που υπάρχουν τόσο στο βρόχο εισόδου, όσο και στο βρόχο εξόδου. Επειδή οι δύο δίοδοι του βρόχου εισόδου πρέπει να βρίσκονται όσο το δυνατόν πλησιέστερα στο Mosfet σκεφτήκαµε αυτές να τοποθετηθούν στο ίδιο ψυκτικό σώµα µε το διακόπτη. Ο λόγος που απαιτείται τόσο µικρή απόσταση είναι το γεγονός ότι από τις διόδους διέρχεται διακοπτικό ρεύµα και κατά τις µεταβάσεις θα προκαλούνται σηµαντικές υπερτάσεις εξ αιτίας των επαγωγών των καλωδίων σε περίπτωση που αυτά είναι µακρυά. Άλλωστε η µέγιστη θερµοκρασία στην οποία φτάνει η επαφή του mosfet υπολογίστηκε µικρότερη των 85 0 C, ενώ αυτή που θεωρήθηκε αρχικά ως χείριστη περίπτωση ήταν η θερµοκρασία των C. Αυτό σηµαίνει πως υπάρχει περιθώριο να τοποθετηθούν και οι δίοδοι στο ίδιο ψυκτικό σώµα, χωρίς να αλλάξει η θερµική της αντίσταση (και συνεπώς και οι διαστάσεις της) µε το τίµηµα να αυξηθεί λίγο η θερµοκρασία στην επαφή του mosfet και οι απώλειες, κάτι το οποίο όµως είναι αρκετά µικρό ώστε να µη λαµβάνεται υπ όψιν. Για τις διόδους ισχύει: Απώλειες στη δίοδο D9 (σχ.3.9): PD1 = ID1avg V F = = 2.84W Απώλειες στη δίοδο D10 (σχ.3.9): PD2 = ID1avg V F = = 4.44W

101 Εποµένως, οι συνολικές απώλειες από το διακόπτη και τις διόδους θα είναι: Ρολ = PMOS+PD1+PD2 = = 23.28W. ηλαδή, για τις παραπάνω απώλειες και το συγκεκριµένο ψυκτικό σώµα µε Rth(s-a) = 2 0 C/W η θερµοκρασία επαφής του mosfet θα έφτανε την τιµή: 0 Tj Ta Rth(s a) P ολ C = + = + = που είναι ιδιαίτερα αυξηµένη σε σχέση µε την τιµή των 82 0 C που υπολογίστηκε. Χρησιµοποιώντας το ψυκτικό σώµα µε Rth(s-a) = 1 0 C/W η θερµοκρασία επαφής του mosfet, αν τοποθετηθούν και οι δύο δίοδοι ισχύος πάνω στο ίδιο ψυκτικό σώµα είναι: 0 Tj Ta Rth(s a) P ολ C = + = + = που είναι πολύ µικρότερη σε σχέση µε τη θερµοκρασία των 93 0 C, χωρίς όµως αυτό να σηµαίνει πως η επιλογή του ψυκτικού σώµατος µε θερµική αντίσταση Rth(s-a) = 2 0 C/W είναι λανθασµένη. Το φυλλάδιο των κατασκευαστών για το συγκεκριµένο ψυκτικό σώµα δίνεται στο Παράρτηµα Υπολογισµός και κατασκευή του πηνίου Για να καθορίσουµε το πηνίο που θα χρησιµοποιηθεί στον dc-dc µετατροπέα θα πρέπει να ακολουθηθεί µια ορισµένη διαδικασία. Πρέπει αρχικά να προσδιοριστεί το υλικό του πυρήνα που θα χρησιµοποιηθεί. Γενικά, υπάρχουν δύο κατηγορίες πυρήνων: οι πυρήνες σιδήρου που χρησιµοποιούνται στις χαµηλές συχνότητες και οι πυρήνες φερρίτη που χρησιµοποιούνται στις µεσαίες και υψηλές συχνότητες. Επειδή η συχνότητα λειτουργίας του µετατροπέα είναι τα 100ΚΗz, η οποία συγκαταλέγεται στις µεσαίες συχνότητες λειτουργίας, θα χρησιµοποιηθεί πυρήνας φερρίτη. Ένα δεύτερο βήµα είναι ο προσδιορισµός της µέγιστης πυκνότητας µαγνητικής ροής του πυρήνα, Βmax. Η τιµή αυτή συνήθως είναι λίγο µικρότερη από την οριακή τιµή κορεσµού της πυκνότητας µαγνητικής ροής, Βsat, η οποία όταν ξεπεραστεί ο πυρήνας οδηγείται στον κορεσµό. Η κατάσταση του κορεσµού είναι µια κατάσταση στην οποία ο πυρήνας δεν έχει τη δυνατότητα να αποθηκεύσει παραπάνω ενέργεια από αυτή που έχει ήδη αποθηκευµένη. Το αποτέλεσµα στην περίπτωση αυτή είναι η συνεχής αύξηση του ρεύµατος που διαρρέει τα τυλίγµατα του πηνίου και συνεπώς η αύξηση της θερµοκρασίας του φερρίτη, που οδηγεί σε αύξηση των απωλειών. Συνήθως, στους πυρήνες φερρίτη η τιµή της πυκνότητας κορεσµού Βsat υπολογίζεται κοντά στα 300mT, οπότε την τιµή αυτή θα χρησιµοποιήσουµε και εµείς εδώ

102 Αυτό σηµαίνει πως η µέγιστη τιµή της πυκνότητας µαγνητικής ροής για λόγους ασφαλείας θα υπολογιστεί λίγο µικρότερη αυτής του κορεσµού, δηλαδή Βmax = 0.28mT. Το επόµενο βήµα στη διαδικασία αυτή είναι ο σχεδιασµός του πυρήνα. Στο σηµείο αυτό είναι απαραίτητο να αναφερθεί πως η µέγιστη τιµή της πυκνότητας µαγνητικής ροής µπορεί να περιοριστεί από δύο παράγοντες, είτε από τον κορεσµό, είτε από τις απώλειες του πυρήνα. Για καθεµία από τις παραπάνω περιπτώσεις υπάρχει ένας τύπος σύµφωνα µε τον οποίο υπολογίζεται το «γινόµενο της επιφάνειας πυρήνα». Το µέγεθος αυτό υποδηλώνει το µέγεθος του πυρήνα και είναι το γνωστό Area Product = Aw Ae [11], όπου το Aw είναι η επιφάνεια σε τετραγωνικά χιλιοστά του παραθύρου του πυρήνα και το Ae είναι η επιφάνεια του µεσαίου στελέχους του πυρήνα. Για λόγους ευκολότερης κατανόησης οι επιφάνειες αυτές δίνονται στο σχήµα που ακολουθεί : Σχήµα 4.6 α) Τοπολογία του πυρήνα διπλού Ε και β) εγκάρσια τοµή του πυρήνα διπλόυ Ε [17] Όταν δε γνωρίζουµε από ποιόν από τους δύο προαναφερθέντες παράγοντες περιορίζεται η µαγνητική ροή του πυρήνα µας, χρησιµοποιούµε και τους δύο τύπους και λαµβάνουµε υπ όψιν µας το µεγαλύτερο. Σύµφωνα µε τα παραπάνω θα ισχύει : Α) Περιορισµός από κορεσµό L Ipk IFL ,7 10, AP = Aw Ae = ( ) = ( ) = 3,68cm 420 K B 420 0,7 0, 28 όπου max Ipk = η τιµή του µέγιστου (peak) ρεύµατος που διαρρέει το πηνίο, η οποία υπολογίστηκε µε βάση την προσοµοίωση του µετατροπέα µε τη βοήθεια του προγράµµατος PSpice

103 IFL= η rms τιµή του ρεύµατος που διαρρέει το πηνίο, η οποία υπολογίστηκε µε βάση τη σχέση Ιrms = 1 i 2 b (t)dt T, όπου ib = το ρεύµα που διαρρέει το πηνίο K=Ku*Kp = 0,7*1 = 0,7 για τον µετατροπέα boost µε Ku = συντελεστής χρησιµοποίησης του παραθύρου του πυρήνα και Κp = συντελεστής της περιοχής του πρωτεύοντος τυλίγµατος (όταν αναφερόµαστε σε πηνίο, αυτό θεωρείται ως πρωτεύον τύλιγµα) και τέλος Bmax= 0.28Τ Β) Περιορισµός από απώλειες πυρήνα 4 L Im IFL AP = Aw Ae = ( ) (k H f s + ke f s ) = 130 K ,6 10, ( ) ( ( ) ) = 0,169cm 130 0, όπου Im= η κυµάτωση του ρεύµατος που διαρρέει το πηνίο, η οποία υπολογίστηκε µε βάση την προσοµοίωση του µετατροπέα µε τη βοήθεια του προγράµµατος PSpice. Τα υπόλοιπα µεγέθη είναι πλέον γνωστά. Αφού, λοιπόν, η µέγιστη τιµή του ΑΡ προκύπτει από την πρώτη περίπτωση σηµαίνει πως η µέγιστη µαγνητική ροή του πυρήνα που θα χρησιµοποιήσουµε περιορίζεται από τον κορεσµό. Το αποτέλεσµα αυτό φαίνεται αρκετά λογικό, καθώς σε περιπτώσεις όπου τόσο η διακοπτική συχνότητα λειτουργίας (100ΚΗz µεσαία συχνότητα), όσο και η κυµάτωση του ρεύµατος (0,6A pk-pk) είναι σχετικά µικρά, οι απώλειες του πυρήνα είναι σχεδόν αµελητέες και η πυκνότητα µαγνητικής ροής περιορίζεται από τον κορεσµό [16]. Κατόπιν, µπορούµε να ανατρέξουµε στα φυλλάδια των κατασκευαστών και να επιλέξουµε τον πυρήνα που θα έχει επιφάνεια µεγαλύτερη από 3,68 cm 4. Καταλήγω στο συµπέρασµα πως ο πυρήνας αυτός είναι ο Ε42 (42/21/15), αφού για εκείνον ισχύει ότι Αw = 2,56cm 2 και Αe = 1,78 cm 2, εποµένως ΑΡ = 4,56 cm 4. Στη συνέχεια, είναι απαραίτητος ο προσδιορισµός των χαρακτηριστικών της περιέλιξης. Θεωρώ πως το σύρµα που θα χρησιµοποιήσω είναι παρόµοιο µε το σύρµα Litz και για το λόγο αυτό χρησιµοποιώ τα χαρακτηριστικά αυτού του σύρµατος. Άρα, το σύρµα µου έχει ένα

104 συντελεστή πληρώσεως χαλκού kcu = 0.3, αφού αυτή η τιµή αντιστοιχεί στο συντελεστή πληρώσεως του σύρµατος Litz. Εποµένως η πυκνότητα ρεύµατος θα υπολογίζεται k5 3,3 Jrms = 6 / mm k = = Α, όπου ο συντελεστής 5 cu k είναι µια σταθερά. Για πυρήνες τύπου διπλού Ε παίρνει την τιµή k 5 =3.3. Αυτό σηµαίνει πως θα χρειαστώ ένα σύρµα διατοµής Αcu = Irms/Jrms = 10,4/6 = 1,73mm 2 [8]. Στο εργαστήριο χρησιµοποιήθηκε σύρµα διαµέτρου 0,50 mm, δηλαδή διατοµής mm 2. Σύµφωνα µε τον παραπάνω υπολογισµό θα χρειαστούν n1 = 1,73 mm 2 / 0,196 mm 2 = 8,82 κλώνοι. Στρογγυλοποιώντας στον πιο κοντινό ακέραιο, θα χρησιµοποιήσω 9 κλώνους διατοµής 0,196 mm 2. Θα µπορούσε να χρησιµοποιηθεί και σύρµα µικρότερης διατοµής, για παράδειγµα, 0.3mm επειδή όµως στο πηνίο η κυµάτωση του ρεύµατος είναι σχετικά µικρή (0.6Α στα 10.4Α που είναι η µέση τιµή του ρεύµατος του πηνίου) µπορούµε να θεωρήσουµε πως το ρεύµα αυτό είναι σχεδόν συνεχές και εποµένως δεν παρατηρείται πρόβληµα επιδερµικού φαινοµένου. Κατόπιν, θα υπολογιστεί ο αριθµός των στροφών. Επειδή αποδείχθηκε ότι η πυκνότητα µαγνητικής ροής περιορίζεται από τον κορεσµό, ο αριθµός των στροφών υπολογίζεται σύµφωνα µε τη σχέση [11]: N min = 4 L Ipk 10 Ae B max = , , 28 = 42,93 στροφές Θα προσεγγίσουµε στον πλησιέστερο ακέραιο αριθµό, οπότε οι στροφές που θα χρησιµοποιηθούν είναι Ν = 43 στροφές. Τέλος, προκειµένου να ολοκληρωθεί η µελέτη για τον υπολογισµό του πηνίου του boost µετατροπέα, απαιτείται ο υπολογισµός του διακένου. Πρωτού πραγµατοποιηθεί, όµως, ο υπολογισµός θα εξηγηθεί ο λόγος που αυτό είναι απαραίτητο στο εσωτερικό του πυρήνα. Καταρχάς, τόσο το πηνίο όσο και ο µετασχηµατιστής που σχεδιάζονται στη συγκεκριµένη διπλωµατική εργασία έχουν τέτοια λειτουργία ώστε οι πυρήνες τους να µπορούν να χαρακτηριστούν ως πυρήνες µονοκατευθυντικής διέγερσης. Αυτό σηµαίνει πως αξιοποιείται µόνο το πρώτο τεταρτηµόριο του βρόχου υστέρησης των πυρήνων αυτών. Κατά τη λειτουργία στο πρώτο τεταρτηµόριο, ο πυρήνας αποθηκεύει στο εσωτερικό του κάποια ενέργεια. Το ποσοστό της ενέργειας που αποθηκεύει εξαρτάται από την τιµή της διαπερατότητας

105 (permeability) του υλικού: όσο υψηλότερη διαπερατότητα έχει, τόσο µικρότερη ενέργεια αποθηκεύει. Σχήµα 4.7 Βρόχος υστέρησης α)στην περίπτωση που ο πυρήνας διαθέτει διάκενο αέρος και β)στην περίπτωση που δε διαθέτει Η ενέργεια αυτή, όµως, θα πρέπει µε κάποιο τρόπο να απελευθερωθεί προκειµένου να µην οδηγηθεί ο ίδιος στον κόρο και συνεπώς να µη µειωθεί η απόδοση του συστήµατος. Στη συγκεκριµένη, λοιπόν, περίπτωση το διάκενο αέρα είναι αυτό που εµποδίζει τον πυρήνα να µπει στον κόρο. Με άλλα λόγια το διάκενο µετατοπίζει την καµπύλη του βρόχου υστέρησης, όπως φαίνεται στο σχήµα 4.7 και εποµένως απαιτείται µεγαλύτερο ρεύµα και συνεπώς µεγαλύτερο µαγνητικό πεδίο (η µέγιστη τιµή του Ηc αυξάνεται) για να οδηγηθεί ο πυρήνα στον κορεσµό. Επίσης, αξίζει να σηµειωθεί το γεγονός πως αύξηση του διακένου αέρος µειώνει την εµπέδηση του πηνίου. Αυτο συµβαίνει διότι όσο αυξάνεται το διάκενο, τόσο µειώνεται η στατική διαπερατότητα µ. Αν θέλαµε να περιγράψουµε το βρόχο υστέρησης ενός µαγνητικού υλικού σε γενικές γραµµές, θα παρατηρούσαµε πως υπάρχουν διάφορα είδη διαπερατότητας,

106 όπως είναι η στατική διαπερατότητα, η στατική biased διαπερατότητα και η ενεργός (εναλλασσόµενη) διαπερατότητα. Αυτή που µας ενδιαφέρει εµάς είναι η στατική διαπερατότητα, η οποία ορίζεται από το λόγο της πυκνότητας µαγνητικής ροής προς το µαγνητικό πεδίο. ηλαδή, µ eff =Β/Η και δίνεται από τη γραµµή Ο-Α του σχήµατος. Όταν, λοιπόν, µειώνεται η διαπερατότητα αυτή µε την εισαγωγή διακένου, τότε σύµφωνα µε τη σχέση L = µ N A 2 e eff µειώνεται η εµπέδηση L του πηνίου. le Στη συνέχεια δίνεται ο υπολογισµός του διακένου. Για ένα διάκενο σε πυρήνα τύπου διπλού Ε ισχύει [8]: Σ g= 2,45mm 4 Ae 1,78 10 Ae B max ( a+ d) 4 = 1, ,28 (0, ,0152) µο Ν Ιpk Ng 7 4 π , ,78 10 = = 0, , 0137 όπου Ae,(a+d) διαστάσεις του πυρήνα και Ng ο αριθµός των κατανεµηµένων διακένων, που για τον τύπο διπλού Ε είναι Ng = 2. Άρα, αφου Σg = 2,45 mm σηµαίνει ότι g = Σg / Ng = 2,45/2 = 1,225 mm µήκος διακένου Υπολογισµός και κατασκευή του µετασχηµατιστή Γενικά, η διαδικασία για τον υπολογισµό του µετασχηµατιστή είναι ίδια µε αυτή που ακολουθήθηκε νωρίτερα για τον υπολογισµό του πηνίου. Αρχικά, λοιπόν, θα αποφασιστεί ο τύπος του πυρήνα που θα χρησιµοποιηθεί, ο οποίος θα είναι και πάλι ένας πυρήνας φερρίτη, καθώς η συχνότητα λειτουργίας είναι οµοίως µε πριν 100ΚΗz. Κατόπιν, όπως προαναφέρθηκε, γνωρίζουµε ότι στους πυρήνες φερρίτη η τιµή της πυκνότητας κορεσµού Βsat υπολογίζεται κοντά στα 300mT, οπότε την τιµή αυτή θα χρησιµοποιήσουµε και εµείς εδώ. Αυτό σηµαίνει πως η µέγιστη τιµή της πυκνότητας µαγνητικής ροής για λόγους ασφαλείας θα υπολογιστεί λίγο µικρότερη αυτής του κορεσµού, δηλαδή Βmax = 0.28T. Στη συνέχεια, θα υπολογίσουµε το «Area Product» χρησιµοποιώντας και τις δύο περιπτώσεις, όπως και νωρίτερα, δηλαδή και την περίπτωση που η µέγιστη τιµή της

107 πυκνότητας µαγνητικής ροής περιορίζεται από τον κορεσµό και την περίπτωση που αυτή περιορίζεται από τις απώλειες του πυρήνα. Εποµένως ισχύει: Α) Περιορισµός από κορεσµό L Ipk IFL , AP = Aw Ae = ( ) = ( ) = 19,90 cm K B 420 0,2 0, 28 max όπου Ipk = η µέγιστη τιµή (peak) του ρεύµατος που διαρρέει το πρωτεύον τύλιγµα του µετασχηµατιστή, η οποία υπολογίστηκε µε βάση την προσοµοίωση του µετατροπέα µε τη βοήθεια του προγράµµατος PSpice IFL= η rms τιµή του ρεύµατος που διαρρέει το πρωτεύον τύλιγµα του µετασχηµατιστή, η οποία υπολογίστηκε µε βάση τη σχέση Ιrms= δίνεται στο Παράρτηµα 2) 1 i 2 f (t) dt T K=Ku*Kp = 0,4*0,5 = 0,2 για τον flyback µετατροπέα µε Ku = συντελεστής χρησιµοποίησης του παραθύρου του πυρήνα και Κp = συντελεστής της περιοχής του πρωτεύοντος τυλίγµατος και τέλος Bmax= 0.28Τ = 5,23Α (αναλυτικός υπολογισµός Β) Περιορισµός από απώλειες πυρήνα 4 L Im IFL AP = Aw Ae = ( ) (k H f s + ke f s ) = 130 K ,5 5, ( ) ( ( ) ) = 1,92cm 130 0, όπου Im= η κυµάτωση του ρεύµατος µαγνήτισης, η οποία υπολογίστηκε µε βάση την προσοµοίωση του µετατροπέα µε τη βοήθεια του προγράµµατος PSpice. Τα υπόλοιπα µεγέθη είναι πλέον γνωστά. Αφού, λοιπόν, η µέγιστη τιµή του ΑΡ προκύπτει από την πρώτη περίπτωση σηµαίνει πως η µέγιστη µαγνητική ροή του πυρήνα που θα χρησιµοποιήσουµε περιορίζεται από τον κορεσµό. Κατόπιν, µπορούµε να ανατρέξουµε στα φυλλάδια των κατασκευαστών και να επιλέξουµε τον

108 πυρήνα που θα έχει επιφάνεια µεγαλύτερη από 19,90 cm 4. Καταλήγω στο συµπέρασµα πως ο πυρήνας αυτός είναι ο Ε65, αφού για εκείνον ισχύει ότι Αw = 5,37 cm 2 και Αe = 5,4 cm 2, εποµένως ΑΡ = 28,99 cm 4, που είναι µεγαλύτερο από το 19,90 cm 4 που απαιτεί ο µετατροπέας. Επιπλέον, ο πυρήνας Ε65 καλύπτει και τις ανάγκες της ισχύος που απαιτείται να µεταφερθεί από την είσοδο προς την έξοδο µέσω του µετασχηµατιστή. Στη συνέχεια, είναι απαραίτητος ο προσδιορισµός των χαρακτηριστικών της περιέλιξης. Θεωρώ και πάλι πως το σύρµα που θα χρησιµοποιήσω είναι παρόµοιο µε το σύρµα Litz και για το λόγο αυτό χρησιµοποιώ τα χαρακτηριστικά αυτού του σύρµατος. Άρα, το σύρµα µου έχει ένα συντελεστή πληρώσεως χαλκού kcu = 0.3 [8], εποµένως η πυκνότητα ρεύµατος θα υπολογίζεται J = 2,74/ kcu = 3,3/ 0,3 = 5 Α/mm 2 [8]. Αυτό σηµαίνει πως θα χρειαστώ ένα σύρµα διατοµής Αcu = Irms/Jrms = 5,23 / 5 = 1,046mm 2. Στο εργαστήριο χρησιµοποιήθηκε σύρµα διαµέτρου 0.3mm, δηλαδή διατοµής 0,07068 mm 2. Σύµφωνα µε τον παραπάνω υπολογισµό θα χρειαστούν n2 = 1,046 mm 2 / 0,07068 mm 2 = 15 κλώνοι. Αυτό για το πρωτεύον τύλιγµα του µετασχηµατιστή. Για το δευτερεύον τύλιγµα, το ρεύµα που περνάει είναι 0,5 Α (ενεργός τιµή), εποµένως θα ισχύει Αcu = Irms/Jrms= 0,5 / 5 = 0,1 mm 2. Με σύρµα διαµέτρου δ = 0,3 mm, δηλαδή διατοµής 0,07068 mm 2 θα χρειαστούν n3= 0,1 / 0,07068 = 2 κλώνοι. Κατόπιν, θα υπολογιστεί ο αριθµός των στροφών τόσο για το πρωτεύον τύλιγµα, όσο και για το δευτερεύον. Σύµφωνα µε τη σχέση : N min 4 L Ipk = = Ae B max 0, = 29,17 στροφές Εποµένως, προσεγγίζοντας, στο πρωτεύον τύλιγµα του µετασχηµατιστή θα υπάρχουν 30 στροφές. Για το δευτερεύον θα ισχύει : V1 N1 V2 N = => N 2= = = 231 στροφές. V 2 N 2 V1 52 Τέλος, προκειµένου να ολοκληρωθεί η µελέτη για τον υπολογισµό του µετασχηµατιστή του flyback µετατροπέα, απαιτείται ο υπολογισµός του διακένου. Ο flyback µετατροπέας συγκεταλέγεται στους µετατροπείς που χρησιµοποιούν πυρήνες µονοκατευθυντικής διέγερσης, εποµένως το διάκενο αέρος είναι απαραίτητο. Για ένα διάκενο σε πυρήνα τύπου διπλού Ε ισχύει :

109 Σ g= 4 Ae 5, ,4 10 Ae B max ( a+ d) 4 = 5,4 10 0, 28 (0,02+ 0,065) = = 1,02mm 0,573 0, 0425 µο Ν Ιpk Ng 7 4 π όπου Ae,(a+d) διαστάσεις του πυρήνα και Ng ο αριθµός των κατανεµηµένων διακένων, που για τον τύπο διπλού Ε είναι Ng = 2. Άρα, αφου Σg = 1,02 mm σηµαίνει ότι g = Σg / Ng = 1,02 / 2 = 0,51 mm µήκος διακένου. 4.3 Κατασκευή του κυκλώµατος παλµοδότησης του ηµιαγωγικού στοιχείου Ως κύκλωµα παλµοδότησης του ηµιαγωγικού στοιχείου χρησιµοποιείται το ολοκληρωµένο SG3524, του οποίου το τεχνικό φυλλάδιο επισυνάπτεται στο Παράρτηµα 3. Το κύκλωµα αυτό δηµιουργεί παλµούς µε τη µέθοδο ρύθµισης εύρους των παλµών, τη γνωστή σε όλους SPWM Περιγραφή και µελέτη του κυκλώµατος παλµοδότησης Πιο συγκεκριµένα, το ολοκληρωµένο αυτό παράγει παλµούς µεταβλητού εύρους για µια ορισµένη συχνότητα, η οποία ρυθµίζεται εκ των προτέρων µε την επιλογή κατάλληλης τιµής για την αντίσταση RT και τον πυκνωτή CT. Η RT δηµιουργεί ένα σταθερό ρεύµα µε τη βοήθεια του οποίου φορτίζεται ο πυκνωτής CT. Η φόρτιση αυτή έχει ως αποτέλεσµα η τάση στα άκρα του πυκνωτή να είναι µια ράµπα (γραµµική φόρτιση και εκφόρτιση), η οποία συγκρίνεται µέσω ενός συγκριτή µε την τάση αναφοράς. Όπου το τρίγωνο βρίσκεται πάνω από την τάση αναφοράς δεν έχουµε παλµό (λογικό 0), ενώ όπου είναι από κάτω έχουµε παλµό (λογικό 1). Η συνδεσµολογία που χρησιµοποιήθηκε για την παλµοδότηση του ηµιαγωγικού στοιχείου δίνεται στο σχήµα

110 Σχήµα 4.8: Συνδεσµολογία του ολοκληρωµένου παλµοδότησης SG3524 Αυτή πραγµατοποιήθηκε µε βάση την εφαρµογή για το µετατροπέα Flyback που δίνουν οι κατασκευαστές στα φυλλάδιά τους. Τα στοιχεία που χρησιµοποιήθηκαν στη συνδεσµολογία αυτή δίνονται στην επόµενη υποπαράγραφο Επιλογή των στοιχείων του κυκλώµατος παλµοδότησης Για το κύκλωµα παλµοδότησης η επιλογή των στοιχείων γίνεται µε βάση την εφαρµογή που χρησιµοποιείται. Στη δική µας εφαρµογή (flyback application) απαιτείται η χρήση µιας µεταβαλλόµενης αντίστασης των 10Κ στον ακροδέκτη 2, η οποία χρησιµοποιείται προκειµένου να δηµιουργείται µια διακύµανση στην τάση αναφοράς. Η διακύµανση αυτή είναι απαραίτητη καθώς ο «ενισχυτής λάθους» (error amplifier) µπορεί να χρησιµοποιήσει τιµές που κυµαίνονται στο φάσµα V. Στους ακροδέκτες 6 και 7 τοποθετείται µια αντίσταση και ένας πυκνωτής, αντίστοιχα, που ρυθµίζουν τη διακοπτική συχνότητα λειτουργίας, όπως αναφέρθηκε και νωρίτερα. Στη δική µας περίπτωση οι τιµές είναι τέτοιες, ώστε να προκύπτει µια συχνότητα 100ΚΗz. Ο ακροδέκτης 9 συνδέεται µε τον 1, µετατρέποντας µε τον τρόπο αυτό τον error amplifier

111 σε αποµονωτη (buffer). Αυτό συµβαίνει διότι µας ενδιαφέρει η τάση αναφοράς που προέρχεται από τον ακροδέκτη 2 να φτάνει στο συγκριτή. 4.4 Κατασκευή του κυκλώµατος οδήγησης του ηµιαγωγικού στοιχείου Όπως αναφέρθηκε παραπάνω τα MOSFETs είναι στοιχεία που ελέγχονται από τάση, λόγω του γεγονότος πως η είσοδός τους (ο ακροδέκτης της πύλης) µπορεί να θεωρηθεί ως ένας πυκνωτής. Εκτός, όµως, από την είσοδο υπάρχουν και άλλες παρασιτικές χωρητικότητες και αντιστάσεις µεταξύ πύλης-πηγής, πηγής-υποδοχής και πύλης-υποδοχής, οι οποίες αρχίζουν να φορτίζονται όταν τοποθετηθεί στην πύλη του στοιχείου µια γεννήτρια παλµών. Αυτό καθυστερεί την εµφάνιση τάσης στην πύλη και για το λόγο αυτό απαιτείται η ύπαρξη ενός κυκλώµατος το οποίο να µειώνει όσο το δυνατόν περισσότερο τις καθυστερήσεις αυτές. Το κύκλωµα αυτό ονοµάζεται κύκλωµα οδήγησης του ηµιαγωγικού στοιχείου και στην πραγµατικότητα είναι ένας αποµονωτής ρεύµατος (buffer), που το µόνο που κάνει είναι να τροφοδοτεί το ηµιαγωγικό στοιχείο µε την κατάλληλη ποσότητα ρεύµατος, ώστε οι παρασιτικές χωρητικότητές του να φορτίζονται όσο το δυνατόν γρηγορότερα και να µειώνεται µε τον τρόπο αυτό η καθυστέρηση εµφάνισης τάσης στην πύλη του mosfet. Στο µετατροπέα που µελετάµε επιλέξαµε ως κύκλωµα οδήγησης το ολοκληρωµένο UC Περιγραφή και µελέτη του κυκλώµατος οδήγησης Όπως αναφέρθηκε πιο πάνω, ως κύκλωµα οδήγησης του ηµιαγωγικού στοιχείου χρησιµοποιείται το ολοκληρωµένο UC1708, το οποίο είναι ένας αποµονωτής ρεύµατος που δέχεται ως είσοδο τους παλµούς τάσης του κυκλώµατος παλµοδότησης και δίνει στην έξοδο αναλλοίωτους, µη αντεστραµµένους, τους παλµούς αυτούς, που εφαρµόζονται στην πύλη του MOSFET. Η συνδεσµολογία του κυκλώµατος οδήγησης του mosfet δίνεται στο σχήµα 4.9:

112 Σχήµα 4.9: Συνδεσµολογία του ολοκληρωµένου UC1708 Όσον αφορά στο ρεύµα εισόδου, αυτό είναι περίπου 0.5Α, όσο δηλαδή είναι το ρεύµα εξόδου του κυκλώµατος παλµοδότησης, ενώ το ρεύµα εξόδου του UC1708 είναι επίσης περίπου 0.5Α. Το ρεύµα αυτό είναι επαρκές για να φορτίσει αρκετά γρήγορα τη χωρητικότητα εισόδου των 14nF, που διαθέτει το mosfet που έχουµε επιλέξει. Επίσης, το µέγιστο ρεύµα (peak current) που µπορεί να δώσει στην έξοδό του το κύκλωµα αυτό είναι 1.5Α. Τέλος, οι χρόνοι µετάβασης είναι πολύ µικροί για το συγκεκριµένο ολοκληρωµένο (της τάξεως των 25ns), ενώ ο χρόνος που απαιτείται για τη φόρτιση της Ciss είναι περίπου 100ns (επίσης πολύ µικρός). Αυτός είναι, άλλωστε, και ο κύριος λόγος χρήσης του συγκεκριµένου ολοκληρωµένου κυκλώµατος Επιλογή των στοιχείων του κυκλώµατος οδήγησης Το διάγραµµα του κυκλώµατος οδήγησης του ηµιαγωγικού στοιχείου δόθηκε στο σχήµα 4.9, ενώ µια πληρέστερη περιγραφή υπάρχει στο φυλλάδιο των κατασκευαστών που επισυνάπτεται στο Παράρτηµα 3. Στο συγκεκριµένο ολοκληρωµένο οι ακροδέκτες 1 και 8 παραµένουν ανοιχτοί. Στους 2 και 4 τοποθετείται η έξοδος του κυκλώµατος παλµοδότησης,

113 ενώ στον ακροδέκτη 6 τοποθετείται η τροφοδοσία, που µπορεί να κυµαίνεται από τα 10 εως και τα 35V. Τέλος, από τους ακροδέκτες 5 και 7 παίρνουµε την έξοδο, δηλαδή τους παλµούς τάσης που ενεργοποιούν την πύλη του mosfet. Επιπλέον, στο κύκλωµα οδήγησης µπορεί να συµπεριληφθεί µια πολύ µικρή αντίσταση της τάξεως των 5-10Ω, που τοποθετείται σε σειρά µε την έξοδο του 1708 και ρυθµίζει την ποσότητα του ρεύµατος που «τραβάει» το mosfet κατά την έναυσή του. Επίσης, µια αρκετά υψηλή αντίσταση της τάξεως των 10Κ χρησιµοποιείται παράλληλα στην έξοδο του ολοκληρωµένου, περιορίζοντας το ρεύµα και την τάση που εφαρµόζεται στην χωρητικότητα εισόδου του ηµιαγωγού κατά τις µεταβάσεις (κυρίως κατά την εκφόρτιση του πυκνωτή εισόδου), ώστε να µη σηµειωθούν σηµαντικές υπερτάσεις. Τέλος, παράλληλα στην αντίσταση των 10Κ τοποθετείται µια δίοδος zener, που αποκόπτει τιµές τάσης µεγαλύτερες της επιτρεπτής προστατεύοντας µε τον τρόπο αυτό την πύλη του mosfet από καταστροφή. Οι δύο αυτές αντιστάσεις που περιγράφησαν πιο πανώ, καθώς και η δίοδος zener δεν τοποθετούνται στην πλακέτα παλµοδότησης, όπως αναφέρεται και σε άλλο σηµείο της εργασίας αυτής, αλλά στην πλακέτα ισχύος προκειµένου οι παρασιτικές χωρητικότητες εξ αιτίας καλωδίων (ή µεγάλων δρόµων για την πλακέτα ισχύος) να είναι όσο το δυνατόν µικρότερες και εποµένως µικρότερες να είναι και οι υπερτάσεις που εφαρµόζονται στα άκρα του ηµιαγωγικού στοιχείου και των διόδων Σχεδιασµός και κατασκευή τροφοδοτικού 15V dc Στα πλαίσια της διπλωµατικής χρειάστηκε να κατασκευαστεί τροφοδοτικό 15V dc για την τροφοδοσία των ολοκληρωµένων που χρησιµοποιήθηκαν. Υπάρχουν διαφόρων ειδών τροφοδοτικά µε σηµαντικότερα τα διακοπτικά και τα γραµµικά τροφοδοτικά. Αυτό που κατασκευάστηκε στη συγκεκριµένη διπλωµατική εργασία είναι ένα γραµµικό τροφοδοτικό. Το διάγραµµα ενός τέτοιου τροφοδοτικού φαίνεται στο σχήµα 4.10: Σχήµα 4.10: Μπλοκ διάγραµµα ενός συστήµατος σταθεροποιηµένου τροφοδοτικού [7]

114 Όπως µπορούµε να παρατηρήσουµε από το παραπάνω διάγραµµα, το κύκλωµα ενός τροφοδοτικού περιλαµβάνει έναν µετασχηµατιστή 220VAC/15VΑC του οποίου το πρωτεύον τύλιγµα συνδέεται µέσω µιας ασφάλειας (για προστασία) στο δίκτυο της ΕΗ, ενώ το δευτερεύον στη γέφυρα ανόρθωσης. Ο Μ/Σ αυτός χρησιµοποιείται για υποβιβασµό της τάσης από τα 220 στα 15V. Στη συνέχεια, η γέφυρα ανορθώνει την τάση αυτή µετατρέποντάς την από εναλλασσόµενη σε συνεχή µε τιµή περίπου 21V. Κατόπιν, χρησιµοποιείται ένας ηλεκτρολυτικός πυκνωτής υψηλής τιµής χωρητικότητας, παράλληλα µε έναν πυκνωτή πολυεστέρα, οι οποίοι χρησιµοποιούνται ώστε να φιλτράρουν την εναλλασσόµενη συνιστώσα της συνεχούς τάσεως, εξαλείφοντας µε τον τρόπο αυτό τυχόν κυµατώσεις και σταθεροποιώντας την τάση όσο περισσότερο γίνεται στη συγκεκριµένη επιθυµητή τιµή. Για να έχουµε σταθερή τάση ίση µε 15V χρησιµοποιείται στη συνέχεια ένας σταθεροποιητής τάσης LΜ7815, ο οποίος είναι ένα ολοκληρωµένο κύκλωµα µε καθορισµένη τάση εξόδου 15V και ρεύµα εξόδου 1Α και ουσιαστικά εξαλείφει τις κυµατώσεις που δεν έχουν καταφέρει να αποκόψουν οι πυκνωτές. Τέλος, άλλος ένας πυκνωτής επίσης µεγάλης χωρητικότητας χρησιµοποιείται προκειµένου να «δώσει» το ρεύµα που απαιτεί το mosfet κατά την έναυσή του για να φορτίσει τη χωρητικότητα εισόδου, καθώς επίσης και τις παρασιτικές χωρητικότητες. Πλέον, η τάση εξόδου του τροφοδοτικού είναι κατάλληλη για την τροφοδοσία οποιασδήποτε συσκευής. Παρακάτω στο σχήµα 4.11 δίνεται το κύκλωµα του τροφοδοτικού, έτσι όπως αποδόθηκε από το πρόγραµµα Kicad. Σχήµα 4.11: Κύκλωµα του τροφοδοτικού

115 4.6. Σχεδιασµός του τυπωµένου κυκλώµατος του µετατροπέα Boost-Flyback Στην ενότητα αυτή περιγράφεται το κύκλωµα ισχύος του µετατροπέα Βoost-Flyback έτσι όπως σχεδιάστηκε µε τη βοήθεια του προγράµµατος Kicad. Στο σχήµα 4.12 παρατίθεται το κύκλωµα που περιγράφει την τοπολογία του: Σχήµα 4.12: Κύκλωµα του µετατροπέα Boost-Flyback Με βάση τη συνδεσµολογία του κυκλώµατος 4.12, καθώς και την τοπολογία του µετατροπέα Boost-Flyback, που έχει ήδη αναλυθεί, σχεδιάζεται το κύκλωµα ισχύος. Το ηµιαγωγικό στοιχείο και οι δύο δίοδοι των βρόχων εισόδου τοποθετούνται στην κάτω πλευρά της πλακέτας µαζί µε το ψυκτικό σώµα. Στην επάνω πλευρά βρίσκονται όλα τα υπόλοιπα στοιχεία. Τα διαγράµµατα PCB τόσο του κυκλώµατος ισχύος, όσο και του τροφοδοτικού υπάρχουν στο Παράρτηµα

116

117 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 5 ΜΕΤΡΗΣΕΙΣ - ΠΕΙΡΑΜΑΤΙΚΑ ΑΠΟΤΕΛΕΣΜΑΤΑ - ΣΥΜΠΕΡΑΣΜΑΤΑ 5.1 Γενικά Στο κεφάλαιο αυτό θα πραγµατοποιηθεί η παρουσίαση των µετρήσεων και των αποτελεσµάτων που προέκυψαν από τη λειτουργία του µετατροπέα Boost-Flyback, θα δοθούν φωτογραφίες από την κατασκευή και θα εξαχθούν τα συµπεράσµατα και οι προοπτικές για το συγκεκριµένο µετατροπέα. Αυτό που αξίζει να τονιστεί στο σηµείο αυτό είναι πως τα πειραµατικά αποτελέσµατα δεν πραγµατοποιήθηκαν τελικά κάτω από τις προδιαγραφές που είχαν οριστεί αρχικά. Πιο συγκεκριµένα, το πείραµα δεν έγινε µε τάση εισόδου 20V και ισχύ εισόδου 200W, αλλά µε διαφορετικές τιµές λίγο µικρότερες. Η διαδικασία αυτή θα ελέγξει την ορθή λειτουργία του κυκλώµατος. Στη συνέχεια δίνονται τα αποτελέσµατα του πειράµατος και οι παρατηρήσεις πάνω σε αυτά. 5.2 Παράθεση πειραµατικών αποτελεσµάτων Το πείραµα που πραγµατοποιήθηκε στο εργαστήριο ηλεκτροµηχανικής µετατροπής ενέργειας είχε τις εξής προδιαγραφές: Vin=10V και Iin=2A. Ακόµη, έγιναν οι ακόλουθες επιλογές: d=65% και fs=87khz. Στο σηµείο αυτό πρέπει να αναφερθεί και το γεγονός ότι το probe του παλµογράφου ρυθµίστηκε στην κλίµακα επί 10. Αυτό σηµαίνει πως τα αποτελέσµατα που φαίνονται στις παρακάτω κυµατοµορφές αρκεί να πολλαπλασιασθούν επί 10 για να προκύψουν τα ορθά αποτελέσµατα. Οι κυµατοµορφές των τάσεων υποδοχής πηγής του mosfet, πρωτεύοντος και δευτερεύοντος τυλίγµατος του µετασχηµατιστή, καθώς και της τάσεως εξόδου του µετατροπέα Βoost-Flyback δίνονται στη συνέχεια:

118 Σχήµα 5.1 Κυµατοµορφή της τάσης υποδοχής - πηγής του MOSFET του µετατροπέα Boost-Flyback Σχήµα 5.2 Κυµατοµορφή της τάσης του πρωτεύοντος τυλίγµατος του µετασχηµατιστή του µετατροπέα Boost-Flyback

119 Σχήµα 5.3 Κυµατοµορφή της τάσης του δευτερεύοντος τυλίγµατος του µετασχηµατιστή του µετατροπέα Boost-Flyback Σχήµα 5.4 Κυµατοµορφή της τάσης εξόδου του µετατροπέα Boost-Flyback

120 Όπως είναι εύκολα διακριτό από τις παραπάνω κυµατοµορφές, τόσο στην κυµατοµορφή της τάσεων υποδοχής πηγής του mosfet, όσο και σ αυτές της τάσεως του πρωτεύοντος και δευτερεύοντος τυλίγµατος του µετασχηµατιστή παρατηρούνται σηµαντικές υπερτάσεις. Αυτές οφείλονται στις παρασιτικές επαγωγιµότητες του κυκλώµατος. Όσο µεγαλύτερη τιµή έχουν οι παρασιτικές επαγωγιµότητες του κυκλώµατος, τόσο υψηλότερος είναι και ο ρυθµός µεταβολής της έντασης του ρεύµατος di/dt, µε αποτέλεσµα να προκαλούνται υψηλές τάσεις στα άκρα του mosfet, των διόδων και στα τυλίγµατα του µετασχηµατιστή. Προκειµένου να µειωθούν όσο το δυνατόν περισσότερο οι επαγωγιµότητες αυτές και συνεπώς και οι υπερτάσεις πάνω στον ηµιαγωγό και τις διόδους τοποθετήθηκαν τα στοιχεία όσο πιο κοντά ήταν εφικτό το ένα στο άλλο. Μάλιστα για το λόγο αυτό οι δύο αντιστάσεις (µια 5Ω σε σειρά και µια 10kΩ παράλληλα) και η δίοδος zener, που απαιτούνται στην πύλη του mosfet τοποθετήθηκαν στην πλακέτα ισχύος και όχι σε αυτή της παλµοδότησης. Πιο αναλυτικά, το σχήµα 5.1 περιγράφει την τάση που εφαρµόζεται µεταξύ υποδοχής και πηγής του ηµιαγωγού. Όσο χρονικό διάστηµα το στοιχείο άγει, η τάση υποδοχής πηγής είναι µηδενική. Αυτό υποδηλώνει την πολύ µικρή αντίσταση αγωγής του MOSFET. Αντίθετα, όσο χρονικό διάστηµα το στοιχείο δεν άγει, η τάση υποδοχής πηγής υπολογίζεται σύµφωνα µε το σχήµα περίπου 45V (χωρίς την υπέρταση). Η τάση αυτή είναι το άθροισµα της τάσεως στα άκρα του πυκνωτή C1 (βλ.σχήµα 3.9) και της τάσεως του πρωτεύοντος τυλίγµατος του µετασχηµατιστή. Εποµένως, η τάση στα άκρα του πυκνωτή C1 δίνεται από τον τύπο V 1 o = Vi 1- d και για τάση εισόδου 10V θα ισχύει: 10 V o V = = 28.6V. Από την άλλη πλευρά, η τάση εξόδου του µετατροπέα, όπως δίνεται και από το σχήµα 5.4, είναι 125V. Εποµένως, µε λόγο µετασχηµατισµού 1/5 και τάση εξόδου 125V, η τάση στο πρωτεύον τύλιγµα του µετασχηµατιστή θα πρέπει να υπολογίζεται ως: Vprim= =25V. Αυτό σηµαίνει πως η τάση που θα πρέπει να µετράται θεωρητικά µεταξύ υποδοχής και πηγής θα είναι V DS = =53.6V. Αυτή που φαίνεται στο σχήµα 5.1 είναι περίπου 45V, µια τιµή ιδιαίτερα κοντά στη θεωρητική, αν ληφθούν υπόψιν και οι απώλειες ισχύος που υφίστανται σε οποιοδήποτε πραγµατικό σύστηµα. Επίσης, όσον αφορά στην υπέρταση που παρουσίαζεται πάνω στους ακροδέκτες υποδοχής-πηγής του MOSFET, αυτή δε φαίνεται να είναι ιδιαίτερα υψηλή (περίπου 20V).

121 Σχετικά µε την τάση που παρατηρείται στο πρωτεύον τύλιγµα του µετασχηµατιστή, όπως προέκυψε από τον υπολογισµό νωρίτερα, αυτή πρέπει να είναι 25V. Σύµφωνα µε το σχήµα 5.2 φαίνεται να είναι περίπου 20V, τιµή που πλησιάζει σε µεγάλο βαθµό τη θεωρητική. Από το σχήµα 5.3 φαίνεται ξεκάθαρα η τιµή του λόγου µετασχηµατισµού, καθώς όταν στο πρωτεύον τύλιγµα µετράται τάση περίπου 20V στο δευτερεύον µετράται τάση 100V (χωρίς την υπέρταση), εποµένως Vprim 20 1 = =. Τέλος, το σχήµα 5.4 απεικονίζει την τάση εξόδου Vsec του µετατροπέα Boost-Flyback, η οποία υπολογίστηκε περίπου 125V. Κατόπιν, παρατίθενται ορισµένες φωτογραφίες από την κατασκευή του µετατροπέα. Σχήµα 5.5: Φωτογραφία του πηνίου του µετατροπέα Boost-Flyback

122 Σχήµα 5.6: Φωτογραφία του µετασχηµατιστή του µετατροπέα Boost-Flyback Σχήµα 5.7: Φωτογραφία της πλακέτας παλµοδότησης

123 Σχήµα 5.8: Φωτογραφία τροφοδοτικού 15Vdc Σχήµα 5.9: Φωτογραφίας της πλακέτας ισχύος του µετατροπέα Boost-Flyback

124 Σχήµα 5.10: Φωτογραφίας της πλακέτας ισχύος του µετατροπέα Boost-Flyback µαζί µε το τροφοδοτικό Σχήµα 5.11: Φωτογραφίας της πλακέτας ισχύος του µετατροπέα Boost-Flyback έτσι όπως φαίνεται από πλάγια όψη

125 5.3 Συµπεράσµατα Στο σηµείο αυτό έχει δοθεί στον αναγνώστη µια πλήρης εικόνα σχετικά µε το µετατροπέα Boost-Flyback, καθώς έχει ολοκληρωθεί η θεωρητική του ανάλυση και η κατασκευή του. Όσον αφορά στη θεωρία, αποδείχθηκε πως ο µετατροπέας Boost-Flyback είναι ένας µετατροπέας ανύψωσης τάσης που µπορεί να θεωρηθεί ισοδύναµος µε δύο άλλους µετατροπείς σε σειρά: έναν Boost και έναν Flyback. Έχει τέσσερις περιπτώσεις λειτουργίας και ανάλογα µε την τιµή του λόγου κατάτµησης και του λόγου των στοιχείων µαγνήτισης µπορεί να εισέρχεται το πηνίο ή ο µετασχηµατιστής πρώτα σε λειτουργία ασυνεχούς αγωγής. Για συγκεκριµένο λόγο των στοιχείων µαγνήτισης συµπεραίνεται πως όταν ο λόγος κατάτµησης είναι µεγαλύτερος µιας συγκεκριµένης τιµής, τότε µπαίνει πρώτα ο µετασχηµατιστής σε ασυνεχή αγωγή και κατόπιν το πηνίο. Αν ο λόγος κατάτµησης είναι µικρότερος της ίδιας τιµής µπαίνει πρώτα το πηνίο σε ασυνεχή αγωγή και µετά ο µετασχηµατιστής. Για την περίπτωση που εξετάστηκε σε αυτή τη διπλωµατική εργασία η τιµή αυτή είναι d=0.57. Όσον αφορά στο κατασκευαστικό κοµµάτι του µετατροπέα και στα πειραµατικά αποτελέσµατα, αποδεικνύεται πως η θεωρητική ανάλυση επαληθεύεται και ο µετατροπέας λειτουργεί ορθά. Λόγω, όµως, της ύπαρξης αρκετών πτώσεων τάσης και συνεπώς αρκετών απωλειών ισχύος στο κύκλωµα, τα αριθµητικά αποτελέσµατα του πειράµατος παρουσιάζουν ορισµένες αποκλίσεις σε σχέση µε τα θεωρητικά. Επιπρόσθετα, είναι αξιοσηµείωτο πως ο µετατροπέας Boost-Flyback παρουσιάζει υψηλότερο κέρδος τάσης από έναν απλό µετατροπέα Flyback, όταν και τα δύο µαγνητικά στοιχεία βρίσκονται σε συνεχή αγωγή, γεγονός που αποδεικνύεται εύκολα από τον τύπο n Vo d = V (1- d) i 2 αν συγκριθεί µε τον τύπο του απλού µετατροπέα Flyback n Vo d = V (1- d) Τέλος, ο µετατροπέας Boost-Flyback µπορεί να χρησιµοποιηθεί για την ανύψωση της τάσεως εξόδου ενός φωτοβολταϊκού συστήµατος, όπως για παράδειγµα ενός συστήµατος πλαισίων εναλλασσοµένου ρεύµατος (AC-PV Modules), που ήταν και η εφαρµογή της συγκεκριµένης διπλωµατικής εργασίας. Αντίθετα ένας απλός µετατροπέα Flyback δεν µπορεί να έχει τέτοια εφαρµογή εξάιτίας του διακοπτόµενου ρεύµατος που υπάρχει στην εισόδό του. i

126

127 Βιβλιογραφία [1] [2] Θωµάς Ζαχαρίας, «Ήπιες Μορφές Ενέργειας Ι»,Πάτρα 2008 [3] Θωµάς Ζαχαρίας, «Ήπιες Μορφές Ενέργειας ΙΙ»,Πάτρα 2009 [4] S.B.Kjaer, «Module Integrated Converter for Interfacing Photovoltaic Modules with the Distribution Grid», Aalborg University, Denmark 2000 [5] Ι. Κοµπούγιας, Α. Κυρίτσης, Α. Νανάκος, Ε. Τατάκης «Σύγχρονες εξελίξεις σε φωτοβολταϊκά συστήµατα για διεσπαρµένη παραγωγή ηλεκτρικής ενέργειας», ιήµερο ΤΕΕ: Ηλεκτρονικά Ισχύος, Συστήµατα Ηλεκτρικής Κίνησης και Βιοµηχανικές Εφαρµογές, Αθήνα, 5-6 Απριλίου 2006 [6] Εµµανουήλ Κ. Τατάκης, «Ηλεκτρονικά Στοιχεία Ισχύος και Βιοµηχανικές Εφαρµογές», Πάτρα 2003 [7] Εµµανουήλ Κ. Τατάκης, «Ηλεκτρονικά Στοιχεία Ισχύος και Βιοµηχανικές Εφαρµογές», ιαλέξεις του µαθήµατος από το eclass.upatras.gr [8] Ned Mohan, Tore A. Undeland, William P. Robbins, «Ηλεκτρονικά Ισχύος», Εκδόσεις Τζιόλας 1996 [9] Αθ. Σαφάκας, «Ηλεκτρονικά Ισχύος», Πάτρα 2006 [10] Lloyd H. Dixon, «Filter Inductor and Flyback Transformer Design For Switching Power Losses» [11] Unitrode, Integrated Circuits, Power Supply Design Seminar, May 1993 [12] PSpice User s Guide, Cadence [13] Energy Solutions / [14] Α. Κυρίτσης, Ι. Κοµπούγιας, Ν. Παπανικολάου, Ε. Τατάκης, Π. Σταύρου «ιερεύνηση των λειτουργικών χαρακτηριστικών µονοφασικών µετατροπέων για την άµεση διασύνδεση φωτοβολταϊκών γεννητριών µε το δίκτυο χαµηλής τάσης των αστικών περιοχών», 8 ο Εθνικό Συνέδριο για τις Ήπιες Μορφές Ενέργειας, Θεσσαλονίκη, Μαρτίου 2006 [15]

128 [16] Y.S.Lee,K.W.Siu, B.T.Lin, «Novel Single-Stage Isolated Power-Factor-Corrected Power Supplies with Regenerative Clamping»,IEEE Transactions on Industry Applications, Vol.34, No.6, November/December 1998 [17] Θεόδωρος. ιαγούπης, «Μελέτη, Προσοµοίωση και κατασκευή αντιστροφέα τάσης για σύνδεση ανεµογεννήτριας µε το δίκτυο», διπλωµατική εργασία, Πάτρα Οκτώβριος 2009 [18] R.Severns, J.Armijos, «MOSPOWER Applications», Siliconix, 1985 [19] gr.rsdelivers.com [20] S.B.Kjaer, J.K Pedersen, F.Blaabjerg, «A Review of Single-Phase Grid-Connected Inverters for Photovoltaic Modules», IEEE Transactions on Industry Applications, Vol. 41, No. 5, September/October 2005 [21] R.Redl,L.Balogh,N.O.Sokal, «A New Family of Single-Stage Isolated Power Factor Correctors with Fast Regulation of the Output Voltage», Power Electronics Specialists Conference, PESC 1994 Record, 25 th Annual IEEE [22] A. Ch. Kyritsis, J. C. Kobougias, D. S.Klimis, E. C. Tatakis, Comparison between AC PV Modules Topologies for Decentralised Grid Connected Applications, CIGRE Symposium on Power Systems with dispersed generation, Athens, Greece, April,

129 Παραρτήµατα Παράρτηµα 1 Στο συγκεκριµένο Παράρτηµα παρατίθεται το πρόγραµµα που υπολογίζει τις χαρακτηριστικές καµπύλες εξόδου του µετατροπέα Boost-Flyback, έτσι όπως αποδόθηκε µε τη βοήθεια του προγράµµατος PSpice. clear all Lb=200*10^(-6); Lf=630*10^(-6); n=0.2; Vi=20; Ts=10*10^(-6); for d1=1:1:7 for I=1:1:1000 d=d1*0.1; I1=I*0.001; a(i)=i1; if (d < 0.57) k1=lf/lb; k2=(1+sqrt(1+4*k1))/2; Inf= (d*(1-d)*k2)/2; Inb=((1-d)*(1-d)*Lf)/(2*Lb); if (I1 > Inf && I1 > Inb) V9=d*Vi; Vo(I)=V9/((1-d)*(1-d)*n); W(I)=(n*Vo(I))/(Vi); elseif (I1 > Inf && I1 < Inb) k1=lf/lb; Vo1(I)= d*vi; Vo2(I)=Vo1(I)/((1-d)*n); Vo3(I)=d*d*k1*Vi; Vo4(I)=Vo3(I)/(2*I1*n); Vo(I)=Vo2(I)+Vo4(I); W(I)=(n*Vo(I))/(Vi); elseif (I1 < Inf && I1 < Inb) k1=lf/lb; k2=(1+sqrt(1+4*k1))/2; Vo8=d*d*(k1+k2)*Vi;

130 Vo(I)=Vo8/(2*I1*n); W(I)=(n*Vo(I))/(Vi); elseif (I1==Inf) k1=lf/lb; k2=(1+sqrt(1+4*k1))/2; Vo8=d*d*(k1+k2)*Vi; Vo(I)=Vo8/(2*I1*n); W(I)=(n*Vo(I))/(Vi); end end if (d > 0.57) Inf= d/2; Inb=((1-d)*(1-d)*Lf)/(2*Lb); if (I1 > Inf && I1 > Inb) V9=d*Vi; Vo(I)=V9/((1-d)*(1-d)*n); W(I)=(n*Vo(I))/(Vi); elseif (I1 < Inf && I1 > Inb) Vo7(I)=d*d*Vi; Vo(I)=Vo7(I)/((1-d)*(1-d)*2*I1*n); W(I)=(n*Vo(I))/(Vi); elseif (I1 < Inf && I1 < Inb) Vo7(I)=d*d*Vi; Vo(I)=Vo7(I)/((1-d)*(1-d)*2*I1*n); W(I)=(n*Vo(I))/(Vi); elseif (I1==Inf) Vo7(I)=d*d*Vi; Vo(I)=Vo7(I)/((1-d)*(1-d)*2*I1*n); W(I)=(n*Vo(I))/(Vi); end end d Lf Lb Inf Inb k1 k2 a Vo W end

131 plot(a,w) hold on end for I=1:1:1000 I1=I*0.001; a(i)=i1; if (I1 > 0.574) Inf(I)= I1/2; G(I)=(I1/((1-I1)*(1-I1))); G Inf H Inb elseif (I1 < 0.574) k1=lf/lb; k2=(1+sqrt(1+4*k1))/2; Inf(I)= (I1*(1-I1)*k2)/2; Inb(I)=((1-I1)*(1-I1)*k1)/2; G(I)=(I1/(1-I1))+((I1*I1*k1)/(2*Inf(I))); H(I)=(I1/((1-I1)*(1-I1))); end end plot(a,w) hold on plot(inf,g) hold on plot (Inb,H)

132 Παράρτηµα 2 Στο Παράρτηµα αυτό δίνονται τα PCB σχέδια για τις δύο όψεις της πλακέτας ισχύος του µετατροπέα, της πλακέτας παλµοδότησης, καθώς και του τροφοδοτικού. Στα σχήµατα και περιγράφεται το κύκλωµα ισχύος του µετατροπέα Βoost-Flyback έτσι όπως σχεδιάστηκε µε τη βοήθεια του προγράµµατος Kicad. ίνονται οι δύο όψεις του κυκλώµατος. Σχήµα 2.0.1: Σχέδιο PCB της κάτω όψης της πλακέτας ισχύος του µετατροπέα Boost-Flyback

133 Σχήµα 2.0.2: Σχέδιο PCB της επάνω όψης της πλακέτας ισχύος του µετατροπέα Boost- Flyback Στη συνέχεια δίνονται τα σχέδια για το τροφοδοτικό και την πλακέτα παλµοδότησης. Σχήµα2.0.3: Σχέδιο PCB της πλακέτας του τροφοδοτικού

134 Σχήµα 2.0.4: Σχέδιο PCB της επάνω όψης της πλακέτας παλµοδότησης Σχήµα 2.0.5: Σχέδιο PCB της κάτω όψης της πλακέτας παλµοδότησης

135 Παράρτηµα 3 Φυλλάδια Κατασκευαστών

136

137 PolarP2 TM HiPerFET TM Power MOSFET N-Channel Enhancement Mode Avalanche Rated Fast Intrinsic Diode Preliminary Technical Information IXFK94N50P2 IXFX94N50P2 V DSS = 500V I D25 = 94A R DS(on) 55mΩ t rr 250ns TO-264 (IXFK) Symbol Test Conditions Maximum Ratings V DSS T J = 25 C to 150 C 500 V V DGR T J = 25 C to 150 C, R GS = 1MΩ 500 V V GSS Continuous ± 30 V V GSM Transient ± 40 V I D25 T C = 25 C 94 A I DM T C = 25 C, Pulse Width Limited by T JM 240 A I A T C = 25 C 94 A E AS T C = 25 C 3.5 J P D T C = 25 C 1300 W dv/dt I S I DM, V DD V DSS, T J 150 C 30 V/ns T J C T JM 150 C T stg C T L 1.6mm (0.062 in.) from Case for 10s 300 C T SOLD Plastic Body for 10s 260 C M d Mounting Torque (TO-264) 1.13/10 Nm/lb.in. F C Mounting Force (PLUS247) / N/lb. Weight TO g PLUS247 6 g Symbol Test Conditions Characteristic Values (T J = 25 C Unless Otherwise Specified) Min. Typ. Max. BV DSS V GS = 0V, I D = 1mA 500 V V GS(th) V DS = V GS, I D = 8mA V I GSS V GS = ± 30V, V DS = 0V ± 200 na I DSS V DS = V DSS, V GS = 0V 10 μa T J = 125 C 2 ma R DS(on) V GS = 10V, I D = 0.5 I D25, Note 1 55 mω G D Features S PLUS247 (IXFX) G D S G = Gate D = Drain S = Source Tab = Drain International Standard Packages Dynamic dv/dt Rating Avalanche Rated Fast Intrinsic Diode Low Q G Low R DS(on) Low Drain-to-Tab Capacitance Low Package Inductance Advantages Easy to Mount Space Savings Applications Tab Tab DC-DC Converters Battery Chargers Switch-Mode and Resonant-Mode Power Supplies Uninterrupted Power Supplies AC Motor Drives High Speed Power Switching Applications 2009 IXYS CORPORATION, All Rights Reserved DS100215A(09/10)

138 Symbol Test Conditions Characteristic Values (T J = 25 C Unless Otherwise Specified) Min. Typ. Max. g fs V DS = 10V, I D = 0.5 I D25, Note S C iss 14.2 nf C oss V GS = 0V, V DS = 25V, f = 1MHz 1390 pf C rss 30 pf R Gi Gate Input Resistance 0.80 Ω t d(on) 35 ns Resistive Switching Times t r 15 ns V GS = 10V, V DS = 0.5 V DSS, I D = 0.5 I D25 t d(off) 73 ns R G = 1Ω (External) t f 12 ns Q g(on) 228 nc Q gs V GS = 10V, V DS = 0.5 V DSS, I D = 0.5 I D25 63 nc Q gd 80 nc R thjc C/W R thcs 0.15 C/W Source-Drain Diode Symbol Test Conditions Characteristic Values (T J = 25 C, Unless Otherwise Specified) Min. Typ. Max. I S V GS = 0V 94 A I SM Repetitive, Pulse Width Limited by T JM 375 A V SD I F = I S, V GS = 0V, Note V t rr 250 ns I F = 47A, -di/dt = 100A/μs Q RM 1.5 μc V I R = 100V, V GS = 0V RM 13 A TO-264 (IXFK) Outline IXFK94N50P2 IXFX94N50P2 Terminals: 1 - Gate 2 - Drain 3 - Source 4 - Drain Dim. Millimeter Inches Min. Max. Min. Max. A A A b b b c D E e 5.46 BSC.215 BSC J K L L P Q Q R R S T PLUS 247 TM (IXFX) Outline Note 1. Pulse test, t 300μs, duty cycle, d 2%. Terminals: 1 - Gate 2 - Drain 3 - Source PRELIMINARY TECHNICAL INFORMATION The product presented herein is under development. The Technical Specifications offered are derived from data gathered during objective characterizations of preliminary engineering lots; but also may yet contain some information supplied during a pre-production design evaluation. IXYS reserves the right to change limits, test conditions, and dimensions without notice. IXYS Reserves the Right to Change Limits, Test Conditions, and Dimensions. Dim. Millimeter Inches Min. Max. Min. Max. A A A b b b C D E e 5.45 BSC.215 BSC L L Q R IXYS MOSFETs and IGBTs are covered 4,835,592 4,931,844 5,049,961 5,237,481 6,162,665 6,404,065 B1 6,683,344 6,727,585 7,005,734 B2 7,157,338B2 by one or more of the following U.S. patents: 4,850,072 5,017,508 5,063,307 5,381,025 6,259,123 B1 6,534,343 6,710,405 B2 6,759,692 7,063,975 B2 4,881,106 5,034,796 5,187,117 5,486,715 6,306,728 B1 6,583,505 6,710,463 6,771,478 B2 7,071,537

139 IXFK94N50P2 IXFX94N50P2 Fig. 1. Output T J = 25ºC Fig. 2. Extended Output T J = 25ºC V GS = 10V 7V V GS = 10V 8V V ID - Amperes V ID - Amperes V V 20 5V V DS - Volts V DS - Volts ID - Amperes Fig. 3. Output T J = 125ºC V GS = 10V 7V 6V 5V RDS(on) - Normalized Fig. 4. R DS(on) Normalized to I D = 47A Value vs. Junction Temperature V GS = 10V I D = 94A I D = 47A V V DS - Volts T J - Degrees Centigrade 3.2 Fig. 5. R DS(on) Normalized to I D = 47A Value vs. Drain Current 100 Fig. 6. Maximum Drain Current vs. Case Temperature V GS = 10V T J = 125ºC 80 RDS(on) - Normalized T J = 25ºC ID - Amperes I D - Amperes T C - Degrees Centigrade 2009 IXYS CORPORATION, All Rights Reserved

140 IXFK94N50P2 IXFX94N50P2 Fig. 7. Input Admittance Fig. 8. Transconductance ID - Amperes T J = 125ºC 25ºC - 40ºC g f s - Siemens T J = - 40ºC 25ºC 125ºC V GS - Volts I D - Amperes 300 Fig. 9. Forward Voltage Drop of Intrinsic Diode 10 Fig. 10. Gate Charge V DS = 250V I D = 47A I G = 10mA IS - Amperes T J = 125ºC VGS - Volts T J = 25ºC V SD - Volts Q G - NanoCoulombs Fig. 11. Capacitance Fig. 12. Forward-Bias Safe Operating Area 100,000 f = 1 MHz 1000 R DS(on) Limit Capacitance - PicoFarads 10,000 C iss 1,000 C oss 100 C rss V DS - Volts ID - Amperes T J = 150ºC T C = 25ºC Single Pulse ,000 V DS - Volts 100µs 1ms 10ms 100ms IXYS Reserves the Right to Change Limits, Test Conditions, and Dimensions.

141 IXFK94N50P2 IXFX94N50P2 1 Fig. 13. Maximum Transient Thermal Impedance 0.1 Z (th)jc - ºC / W Pulse Width - Seconds 2009 IXYS CORPORATION, All Rights Reserved IXYS REF: F_94N50P (93)

142 RHRP15120 Data Sheet January A, 1200V Hyperfast Diode The RHRP15120 is a hyperfast diode with soft recovery characteristics (t rr < 65ns). It has half the recovery time of ultrafast diodes and is of silicon nitride passivated ion-implanted epitaxial planar construction. This device is intended for use as a freewheeling/clamping diode and rectifier in a variety of switching power supplies and other power switching applications. Its low stored charge and hyperfast soft recovery minimize ringing and electrical noise in many power switching circuits, thus reducing power loss in the switching transistors. Formerly developmental type TA Ordering Information PART NUMBER PACKAGE BRAND RHRP15120 TO-220AC RHR15120 Features Hyperfast with Soft Recovery <65ns Operating Temperature o C Reverse Voltage V Avalanche Energy Rated Planar Construction Applications Switching Power Supplies Power Switching Circuits General Purpose Packaging JEDEC TO-220AC NOTE: When ordering, use the entire part number. Symbol CATHODE (FLANGE) ANODE CATHODE K A Absolute Maximum Ratings T C = 25 o C, Unless Otherwise Specified RHRP15120 Peak Repetitive Reverse Voltage V RRM 1200 V Working Peak Reverse Voltage V RWM 1200 V DC Blocking Voltage V R 1200 V Average Rectified Forward Current I F(AV) 15 A (T C = 140 o C) Repetitive Peak Surge Current I FRM 30 A (Square Wave, 20kHz) Nonrepetitive Peak Surge Current I FSM 200 A (Halfwave, 1 Phase, 60Hz) Maximum Power Dissipation P D 100 W Avalanche Energy (See Figures 10 and 11) E AVL 20 mj Operating and Storage Temperature T STG, T J -65 to 175 o C UNITS 2002 Fairchild Semiconductor Corporation RHRP15120 Rev. B

143 RHRP15120 Electrical Specifications T C = 25 o C, Unless Otherwise Specified SYMBOL TEST CONDITION MIN TYP MAX UNITS V F I F = 15A V I F = 15A, T C = 150 o C V I R V R = 1200V µa V R = 1200V, T C = 150 o C µa t rr I F = 1A, di F /dt = 100A/µs ns I F = 15A, di F /dt = 100A/µs ns t a I F = 15A, di F /dt = 100A/µs ns t b I F = 15A, di F /dt = 100A/µs ns Q RR I F = 15A, di F /dt = 100A/µs nc C J V R = 10V, I F = 0A pf R θjc o C/W DEFINITIONS V F = Instantaneous forward voltage (pw = 300µs, D = 2%). I R = Instantaneous reverse current. t rr = Reverse recovery time (See Figure 9), summation of t a + t b. t a = Time to reach peak reverse current (See Figure 9). t b = Time from peak I RM to projected zero crossing of I RM based on a straight line from peak I RM through 25% of I RM (See Figure 9). Q RR = Reverse recovery charge. C J = Junction capacitance. R θjc = Thermal resistance junction to case. pw = pulse width. D = duty cycle. Typical Performance Curves o C I F, FORWARD CURRENT (A) o C 100 o C 25 o C I R, REVERSE CURRENT (µa) o C 25 o C V F, FORWARD VOLTAGE (V) V R, REVERSE VOLTAGE (V) FIGURE 1. FORWARD CURRENT vs FORWARD VOLTAGE FIGURE 2. REVERSE CURRENT vs REVERSE VOLTAGE 2002 Fairchild Semiconductor Corporation RHRP15120 Rev. B

144 RHRP15120 Typical Performance Curves (Continued) t, RECOVERY TIMES (ns) T C = 25 o C, di F /dt = 100A/µs t rr t a t b t, RECOVERY TIMES (ns) T C = 100 o C, di F /dt = 100A/µs t rr t a t b I F, FORWARD CURRENT (A) I F, FORWARD CURRENT (A) FIGURE 3. t rr, t a AND t b CURVES vs FORWARD CURRENT FIGURE 4. t rr, t a AND t b CURVES vs FORWARD CURRENT t, RECOVERY TIMES (ns) T C = 175 o C, di F /dt = 100A/µs 1 t rr t a t b I F(AV), AVERAGE FORWARD CURRENT (A) 15 DC 12 SQ. WAVE I F, FORWARD CURRENT (A) T C, CASE TEMPERATURE ( o C) FIGURE 5. t rr, t a AND t b CURVES vs FORWARD CURRENT FIGURE 6. CURRENT DERATING CURVE 175 C J, JUNCTION CAPACITANCE (pf) V R, REVERSE VOLTAGE (V) FIGURE 7. JUNCTION CAPACITANCE vs REVERSE VOLTAGE 2002 Fairchild Semiconductor Corporation RHRP15120 Rev. B

145 RHRP15120 Test Circuits and Waveforms V GE AMPLITUDE AND R G CONTROL di F /dt t 1 AND t 2 CONTROL I F L V GE t 1 R G DUT IGBT CURRENT SENSE + - V DD 0 I F di F dt t a t rr t b t I RM I RM FIGURE 8. t rr TEST CIRCUIT FIGURE 9. t rr WAVEFORMS AND DEFINITIONS I MAX = 1A L = 40mH R < 0.1Ω E AVL = 1/2LI 2 [V R(AVL) /(V R(AVL) - V DD )] Q 1 = IGBT (BV CES > DUT V R(AVL) ) L R V AVL Q 1 CURRENT SENSE + V DD I V I L I L V DD DUT - t 0 t 1 t 2 t FIGURE 10. AVALANCHE ENERGY TEST CIRCUIT FIGURE 11. AVALANCHE CURRENT AND VOLTAGE WAVEFORMS 2002 Fairchild Semiconductor Corporation RHRP15120 Rev. B

146 TRADEMARKS The following are registered and unregistered trademarks Fairchild Semiconductor owns or is authorized to use and is not intended to be an exhaustive list of all such trademarks. ACEx Bottomless CoolFET CROSSVOLT DenseTrench DOME EcoSPARK E 2 CMOS TM EnSigna TM FACT FACT Quiet Series STAR*POWER is used under license DISCLAIMER FAIRCHILD SEMICONDUCTOR RESERVES THE RIGHT TO MAKE CHANGES WITHOUT FURTHER NOTICE TO ANY PRODUCTS HEREIN TO IMPROVE RELIABILITY, FUNCTION OR DESIGN. FAIRCHILD DOES NOT ASSUME ANY LIABILITY ARISING OUT OF THE APPLICATION OR USE OF ANY PRODUCT OR CIRCUIT DESCRIBED HEREIN; NEITHER DOES IT CONVEY ANY LICENSE UNDER ITS PATENT RIGHTS, NOR THE RIGHTS OF OTHERS. LIFE SUPPORT POLICY FAIRCHILD S PRODUCTS ARE NOT AUTHORIZED FOR USE AS CRITICAL COMPONENTS IN LIFE SUPPORT DEVICES OR SYSTEMS WITHOUT THE EXPRESS WRITTEN APPROVAL OF FAIRCHILD SEMICONDUCTOR CORPORATION. As used herein: 1. Life support devices or systems are devices or systems which, (a) are intended for surgical implant into the body, or (b) support or sustain life, or (c) whose failure to perform when properly used in accordance with instructions for use provided in the labeling, can be reasonably expected to result in significant injury to the user. PRODUCT STATUS DEFINITIONS Definition of Terms FAST FASTr FRFET GlobalOptoisolator GTO HiSeC ISOPLANAR LittleFET MicroFET MicroPak MICROWIRE OPTOLOGIC OPTOPLANAR PACMAN POP Power247 PowerTrench QFET QS QT Optoelectronics Quiet Series SILENT SWITCHER SMART START STAR*POWER Stealth SuperSOT -3 SuperSOT -6 SuperSOT -8 SyncFET TinyLogic TruTranslation UHC UltraFET 2. A critical component is any component of a life support device or system whose failure to perform can be reasonably expected to cause the failure of the life support device or system, or to affect its safety or effectiveness. Datasheet Identification Product Status Definition VCX Advance Information Preliminary No Identification Needed Formative or In Design First Production Full Production This datasheet contains the design specifications for product development. Specifications may change in any manner without notice. This datasheet contains preliminary data, and supplementary data will be published at a later date. Fairchild Semiconductor reserves the right to make changes at any time without notice in order to improve design. This datasheet contains final specifications. Fairchild Semiconductor reserves the right to make changes at any time without notice in order to improve design. Obsolete Not In Production This datasheet contains specifications on a product that has been discontinued by Fairchild semiconductor. The datasheet is printed for reference information only. Rev. H4

147 Extruded Heat Sinks EXTRUDED HEAT SINKS FOR POWER SEMICONDUCTORS 621/623 SERIES Low-Profile Heat Sinks for All Metal-Case Power Semiconductors TO-3 Footprint Thermal Performance at Typical Load Standard Dimensions Height Mounting Natural Forced Weight P/N in. (mm) in. (mm) Hole Pattern Convection Convection lbs. (grams) 621A (120.6) x (38.1) (11.7) (1) TO W LFM (45.36) 621K (120.6) x (38.1) (11.7) None 75 15W LFM (45.36) 623A (120.6) x (76.2) (11.7) (1) TO W LFM (95.26) 623K (120.6) x (76.2) (11.7) None 52 15W LFM 0.210O (95.26) A general purpose yet efficient heat dissipator for TO-3 and virtually all other styles of metal case power semiconductor package types, the 621 and 623 Series low-profile flat back heat sinks find a wide variety of applications. The central channel between fins measures in. (33.0) (min.) in width, accommodating many types of packages. Mounting hole pattern "A" is predrilled for the standard TO-3 package. Material: Aluminum Alloy, Black Anodized. MECHANICAL DIMENSIONS 621 AND 623 SERIES (EXTRUSION PROFILE 1327) NATURAL AND FORCED CONVECTION CHARACTERISTICS SEMICONDUCTOR MOUNTING HOLES A K Dimensions: in. (mm) 301/302/303 SERIES Compact Heat Sinks for Dual Stud-Mounted Semiconductor Cases STUD-MOUNT Outline Mounting Thermal Performance at Typical Load Standard Dimensions Length A Hole (s) Natural Forced Weight P/N in. (mm) in. (mm) Pattern and Number Convection Convection lbs. (grams) 301K (50.8) x (50.8) (19.1) None 70 15W LFM (26.31) 301M (50.8) x (50.8) (19.1) (1) 10-32UNF, in. thread depth 70 15W LFM (26.31) 301N (50.8) x (50.8) (19.1) (1) UNF, in. thread depth 70 15W LFM (26.31) 302M (50.8) x (50.8) (38.1) (1) 10-32UNF, in. thread depth 50 15W LFM (60.33) 302MM (50.8) x (50.8) (38.1) (2) 10-32UNF, in. thread depth 50 15W LFM (6033) 302N (50.8) x (50.8) (38.1) (1) UNF, in. thread depth 5O 15W LFM (60.33) 302NN (50.8) x (50.8) (38.1) (2) UNF, in. thread depth 50 15W LFM (60.33) 303M (50.8) x (50.8) (76.2) (1) 10-32UNF, in. thread depth 37 15W LFM (121.56) 303MM (50.8) x (50.8) (76.2) (2) 10-32UNF, in. thread depth 37 15W LFM (121.56) 303N (50.8) x (50.8) (76.2) (1) UNF, in. thread depth 37 15W LFM (121.56) 303NN (50.8) x (50.8) (76.2) (2) UNF, in. thread depth 37 15W LFM (121.56) The large fin area in minimum total volume provided by the radial design of the 301/302/303 Series offers maximum heat transfer efficiency in natural convection. All types are available with one tapped mounting hole for rectifiers and other stud-mounting semiconductors; the 302 and 303 Series offer maximum cost savings with dual mounting locations ( MM and NN mounting hole patterns) for two stud-mount devices. Material: Aluminum Alloy, Black Anodized. MECHANICAL DIMENSIONS SEMICONDUCTOR MOUNTING HOLES NATURAL AND FORCED CONVECTION CHARACTERISTICS K M N 302 AND 303 SERIES 301 SERIES SERIES Dimensions: in. (mm) 45

148 Extruded Heat Sinks EXTRUDED HEAT SINKS FOR POWER SEMICONDUCTORS 401 & 403 SERIES Double-Surface Heat Sinks for TO-3 Case Styles TO-3; Stud-Mount Standard Width Overall Dimensions Height Semiconductor Thermal Performance at Typical Load Weight P/N in. (mm) in. (mm) in. (mm) Mounting Hole Pattem Natural Convection Forced Convection lbs. (grams) 401A (120.7) (38.1) (31.8) (1) TO W LFM (68.04) 401F (120.7) (38.1) (31.8) in. (6.9)-Dia Hole 80 30W LFM (68.04) 401K (120.7) (38.1) (31.8) None 80 30W LFM (68.04) 403A (120.7) (76.2) (31.8) (1) TO W LFM (158.76) 403F (120.7) (76.2) (31.8) in. (6.9)-Dia Hole 55 30W LFM ( K (120.7) (76.2) (31.8) None 55 30W LFM (158.76) With fins oriented vertically in cabinet sidewall applications, 401 and 403 Series heat sinks are recommended for critical space applications where maximum heat dissipation is required for high-power TO-3 case styles. Forced convection performance is also exemplary with these double surface fin types. Semiconductor mounting hole style F offers a single centered in. (6.9)-diameter mounting hole (with a in. (19.1)-diameter area free of anodize) for mounting stud-type diodes and rectifiers. Hole pattem V" available upon request. Material: Aluminum Alloy, Black Anodized. MECHANICAL DIMENSIONS NATURAL AND FORCED CONVECTION CHARACTERISTICS 403 SERIES 401 SERIES Dimensions: in. (mm) SEMICONDUCTOR MOUNTING HOLES A F K V 401 AND 403 SERIES (EXTRUSION PROFILE 1024) 413/421/423 SERIES Low-Height Double-Surface Heat Sinks for TO-3 Case Styles and Diodes TO-3; DO-5; Stud-Mount Nominal Dimensions Standard Width Length Height A Semiconductor Thermal Performance at Typical Load Weight P/N in. (mm) in. (mm) in. (mm) Mounting Hole Pattern Natural Convection Forced Convection lbs. (grams) 413A (120.7) (76.2) (47.6) (1) TO W LFM (285.77) 413F (120.7) (76.2) (47.6) in. (6.9)-Dia Hole 72 50W LFM (285.77) 413K (120.7) (76.2) (47.6) None 72 50W LFM (285.77) 421A (120.7) (76.2) (66.7) (1) TO W LFM (285.77) 421F (120.7) (76.2) (66.7) in. (6.9)-Dia Hole 58 50W LFM (285.77) 421K (120.7) (76.2) (66.7) None 58 50W LFM (285.77) 423A (120.7) (140.2) (66.7) (1) TO W LFM (530.71) 423K (120.7) (140.2) (66.7) None 47 50W LFM (530.71) Space-saving double surface 413, 421, and 423 Series utilize finned surface area on both sides of the power semiconductor mounting surface to provide maximum heat dissipation in a compact profile. Ready to install on popular power components in natural and forced convection applications. Apply Wakefield Type 126 silicone-free thermal compound or Wakefield DeltaPad interface materials for maximum performance. Material: Aluminum Alloy, Black Anodized. MECHANICAL DIMENSIONS NATURAL AND FORCED CONVECTION CHARACTERISTICS 413 SERIES (EXTRUSION PROFILE 2276) 421 SERIES (EXTRUSION PROFILE 1025) 423 SERIES (EXTRUSION PROFILE 1025) SEMICONDUCTOR MOUNTING HOLES A F K V SERIES Dimensions: in. (mm) 46

149 Extruded Heat Sinks EXTRUDED HEAT SINKS FOR POWER SEMICONDUCTORS 431 & 433 SERIES Need maximum heat dissipation from a TO-3 rectifier heat sink in minimum space? The Wakefield 431 and 433 Series center channel double-surface heat sinks offer the highest performance-to-weight ratio for minimum volume occupied for TO-3, diode, and stud-mount metal power semiconductors in the 30- to High-Performance Heat Sinks for W Metal Power Semiconductors TO-3; Stud-Mount Nominal Dimensions Standard Width Length A Height Semiconductor Thermal Performance at Typical Load Weight P/N in. (mm) in. (mm) in. (mm) Mounting Hole Pattern Natural Convection Forced Convection lbs. (grams) 431K (120.7) (76.2) (76.2) None 55 5OW LFM (353.81) 433K (120.7) (139.7) (76.2) None 42 5OW LFM (675.86) 100-watt operating range. Additional interface resistance reduction for maximized overall performance can be achieved with proper application of Wakefield Type 126 silicone-free thermal compound. Material: Aluminum Alloy, Black Anodized. MECHANICAL DIMENSIONS SERIES AND 433 SE- RIES (EXTRUSION PRO- FILE 2726) SEMICONDUCTOR MOUNTING HOLE K NATURAL AND FORCED CONVECTION CHARACTERISTICS Dimensions: in. (mm) 435 SERIES Lightweight Quadruple Mount Heat Sink for TO-3 Case Styles TO-3 Nominal Dimensions Standard Width Length Height Semiconductor Thermal Performance at Typical Load Weight P/N in. (mm) in. (mm) in. (mm) Mounting Hole Pattern Natural Convection Forced Convection lbs. (grams) 435AAAA (108.0) (139.7) (109.2) (4) TO W LFM (521.64) 54 80W LFM This lightweight high-performance heat sink is designed to mount and cool efficiently one to four TO-3 style metal case power semiconductors. The Type 435AAAA is the standard configuration available from stock, predrilled for mounting four TO-3 style devices. Increased performance can be achieved with the proper selection and installation of a Wakefield Type 175 DeltaPad Kapton interface material for each power semiconductor or, for maximum reduction of case-to-sink interface loss, the application of Wakefield Type 126 silicone-free thermal compound. Material: Aluminum Alloy, Black Anodized. Dimensions: in. (mm) MECHANICAL DIMENSIONS SEMICONDUCTOR MOUNTING HOLES NATURAL AND FORCED CONVECTION CHARACTERISTICS AAAA 435 SERIES (EXTRUSION PROFILE 4226) 441 SERIES High-Performance Natural Convection Heat Sinks for Rectifiers and Diodes Stud-Mount Nominal Dimensions Standard Width Length Height Semiconductor Thermal Performance at Typical Load Weight P/N in. (mm) in. (mm) in. (mm) Mounting Hole Pattern Natural Convection Forced Convection lbs. (grams) 441K (120.7) (139.7) (114.3) None 34 SOW LFM (893.59) 47 80W LFM Designed for vertical mounting within a power supply enclosure or equipment cabinet without forced airflow available. This Wakefield 441 Series heat sink will dissipate up to 100 watts efficiently in natural convection with a maximum 55 C heat sink temperature rise above ambient. When applied in a forced convection environment, the 441K Type will achieve thermal resistance of 0.18 C/W (sink to ambient) at 1000 LFM. Supplied with no predrilled device mounting hole pattern. Material: Aluminum Alloy, Black Anodized. Dimensions: in. (mm) MECHANICAL DIMENSIONS SEMICONDUCTOR MOUNTING HOLE NATURAL AND FORCED CONVECTION CHARACTERISTICS 441 SERIES (EXTRUSION PROFILE 1273) K 47

150 Extruded Heat Sinks EXTRUDED HEAT SINKS FOR POWER SEMICONDUCTORS 465 & 476 SERIES High-Power Heat Sinks for Medium Hex-Type Rectifiers and Diodes Stud-Mount Nominal Dimensions Standard Width Length Height Hex Style Mounting Thermal Performance at Typical Load Weight P/N in. (mm) in. (mm) in. (mm) Type Hole Pattern Natural Convection Forced Convection lbs. (grams) 465K (101.6) (127.0) (101.6) in. Hex None 38 5OW LFM (875.45) 476K (127.0) (152.4) (127.0) in. Hex None 25 5OW LFM ( ) 476W (127.0) (152.4) (127.0) in. Hex in. 25 5OW LFM ( ) (19.4) Dia. Center Mount Wakefield Engineering has designed four standard heat sink types for ease of installation and efficient heat dissipation for industry standard hex-type rectifiers and similar stud-mount power devices: 465, 476, 486, and 489 Series. The 465 and 476 Series shown here are designed for in. Hex (465 Type) and in. Hex (476 Type). The 476W Type is available predrilled for an in. (19.4) dia, mounting hole, Material: Aluminum Alloy, Black anodized. MECHANICAL DIMENSIONS 476 SERIES (EXTRUSION PROFILE 1245) 465 SERIES (EXTRUSION PROFILE 1244) NATURAL AND FORCED CONVECTION CHARACTERISTICS K W SEMICONDUCTOR MOUNTING HOLES Dimensions: in. (mm) 486 & 489 SERIES Heat Sinks for High-Power Hex-Type Rectifiers and Diodes Stud-Mount Nominal Dimensions Standard Width Length Height Hex Style Mounting Thermal Performance at Typical Load Weight P/N in. (mm) in. (mm) in. (mm) Type Hole Pattern Natural Convection Forced Convection lbs. (grams) 486K (158.8) (152.4) (158.8) in. Hex None 24 50W LFM ( ) W LFM 489K (158.8) (228.6) (158.8) in. Hex None 19 50W LFM ( ) W LFM These two heat sink types accept industry standard in. (44.5) hex-type devices for mounting and efficient heat dissipation. Each type is provided with a in. (44.5) x in. (50.8) area on the semiconductor base mounting surface which is free of anodize. Material: Aluminum Alloy, Black Anodized. MECHANICAL DIMENSIONS SEMICONDUCTOR MOUNTING HOLE K NATURAL AND FORCED CONVECTION CHARACTERISTICS Dimensions: in. (mm) SERIES AND 489 SERIES (EX- TRUSION PROFILE 1541) 48

151 Extruded Heat Sinks EXTRUDED HEAT SINKS FOR POWER SEMICONDUCTORS 490 SERIES King Size Heat Sinks for High-Power Rectifiers GENERAL PURPOSE Nominal Dimensions Standard Width Length A Height Semiconductor Thermal Performance at Typical Load Weight P/N in. (mm) in. (mm) in. (mm) Mounting Hole Pattern Natural Convection Forced Convection lbs. (grams) K (235.0) (88.9) (171.5) None 84 20OW LFM ( ) 490-6K (235.0) (152.4) (171.5) None 60 20OW LFM ( ) K (235.0) (304.8) (171.5) None 45 20OW LFM ( ) The 490 Series can be used to mount a single high-power rectifier or a grouping of smaller power devices. The semiconductor device mounting surface is free of anodize on the entire surface on one side only; finish overall is black anodize. Use Type 109 mounting brackets (see accessories section) for mounting to enclosure wall and for electrical isolation. The anodizefree mounting surface is milled for maximum contact area. The 490 Series Can also be drilled for mounting and cooling IGBTs and other isolated power modules. Material: Aluminum Alloy, Black Anodized. MECHANICAL DIMENSIONS SEMICONDUCTOR MOUNTING HOLE NATURAL AND FORCED CONVECTION CHARACTERISTICS 490 SERIES (EXTRUSION PROFILE 2131) Dimensions: in. (mm) PERFORMANCE, LOW PROFILE HEAT SINKS FOR POWER MODULES & IGBT S 394, 395, 396 SERIES Thermal Resistance at Typical Load Overall Dimensions: in. (mm) Device Base Natural Forced Standard Length Height Width Mounting Area Base Mounting Convection (Øsa) (1) Convection (Øsa) P/N in. (mm) in. (mm) in. (mm) (mm) Holes ( C/W) ( 500 LFM) 394-1AB (76.2) (38.1) (127.0) 101 x AB (139.7) (38.1) (127.0) 101 x AB (76.2) (63.5) (127.0) 50 x AB (139.7) (63.5) (127.0) 50 x AB (76.2) (35.1) (127.0) 50 x AB (139.7) (35.1) (127.0) 50 x Note: 1.Thermal resistance values shown are for black anodized finish at 50 C rise above ambient. MECHANICAL DIMENSIONS NATURAL AND FORCED CONVECTION CHARACTERISTICS 394 SERIES (EXTRUSION PROFILE 7332) NATURAL AND FORCED CONVECTION CHARACTERISTICS 395 SERIES (EXTRUSION PROFILE 7330) NATURAL AND FORCED CONVECTION CHARACTERISTICS 396 SERIES (EXTRUSION PROFILE 7331) Dimensions: in. (mm) 49

152 Extruded Heat Sinks EXTRUDED HEAT SINKS FOR DC/DC CONVERTERS SERIES 557, 558 & 559 Heat Sinks for Full-Brick DC/DC Converters TO-220 and TO-218 Natural Convection Footprint Forced Convection Power Dissipation (Watts) Standard Dimensions Height Fin Number Thermal Resistance 40 C Rise Heat Sink P/N in. (mm) in. (mm) Orientation of Fins at 300 ft/min (C/W) to Ambient AB 4.60 (116.8) x 2.40 (61.0) 1.40 (35.6) Horizontal AB 2.40 (61.0) x 4.60 (116.8) 0.75 (19.1) Vertical AB 2.40 (61.0) x 4.60 (116.8) 0.50 (12.7) Vertical Material: Aluminum, Black Anodized Standard mounting hole pattern mates with Vicor DC/DC converters. Aluminum extruded fin construction keeps DC/DC converter modules cool in both forced and natural convection applications. Three fin heights, two flow direction options. Black anodized finish standard. Integral thermal interface pad option eliminates need to order and install pad separately. Ordering a single part number with the hardware kit option provides everything necessary to keep your converter cool. MECHANICAL DIMENSIONS PRODUCT DESIGNATION 557 SERIES DIMENSIONS Dimensions: in. (mm) MECHANICAL DIMENSIONS PRODUCT DESIGNATION 558 SERIES DIMENSIONS Dimensions: in. (mm) MECHANICAL DIMENSIONS PRODUCT DESIGNATION 559 SERIES DIMENSIONS Dimensions: in. (mm) 50

153 Extruded Heat Sinks EXTRUDED HEAT SINKS FOR DC/DC CONVERTERS SERIES 517, 527, 518 & 528 Heat Sinks for Half-Brick DC/DC Converters TO-220 and TO-218 THERMAL PERFORMANCE Footprint Natural Convection Forced Convection Standard Dimensions Height Fin Number Power Dissipation (Watts) Thermal Resistance P/N in. (mm) in. (mm) Orientation of Fins 60 C Rise Heat Sink to Ambient at 300 ft/min (C/W) AB 2.28 (57.9) x 2.40 (61.0) 0.95 (24.1) Horizontal 8 11W AB 2.28 (57.9) x 2.40 (61.0) 0.45 (11.4) Horizontal 11 7W AB 2.28 (57.9) x 2.40 (61.0) 0.24 (6.1) Horizontal 11 5W AB 2.40 (61.0) x 2.28 (57.9) 0.95 (24.1) Vertical 8 11W AB 2.40 (61.0) x 2.28 (57.9) 0.45 (11.4) Vertical 11 7W AB 2.40 (61.0) x 2.28 (57.9) 0.24 (6.1) Vertical 11 5W 5.8 Material: Aluminum, Black Anodized Standard mounting hole patterns mate with the majority of half-brick DC/DC converters on the market. Aluminum extruded fin construction keeps DC/DC converter modules cool in both forced and natural convection applications. Vertical and horizontal fin configurations available in a variety of heights. Black anodized finish standard. Integral thermal interface pad option eliminates need to order and install pad separately. Ordering a single part number with the hardware kit option provides everything necessary to keep your converter cool. MECHANICAL DIMENSIONS 517, 527, 518 AND 528 SERIES 517/527 SERIES DIMENSIONS 518/528 SERIES DIMENSIONS PRODUCT DESIGNATION Dimensions: in. (mm) MOUNTING HARDWARE FOR EXTRUDED HEAT SINKS 100 SERIES Teflon Mounting Insulators Standard Description For Use with Series Mounting Hipot Rating Weight P/N Hardware Material (VAC) lbs. (grams) 103 Spool-shaped insulator 300, 400, 600, 111, 113 #6-32 screw Teflon (0.05) 107 Spool-shaped insulator 300, 400, 600, 111, 113 #6-32 screw, nut Teflon (1.54) 103 SERIES 107 SERIES 51

154 Extruded Heat Sinks EXTRUDED HEAT SINKS FOR DC/DC CONVERTERS 537 & 547 SERIES Heat Sinks for Quarter-Brick DC/DC Converters TO-220 and TO-218 Footprint Forced Convection Standard Dimensions Height Fin Number Thermal Resistance P/N in. (mm) in. (mm) Orientation of Fins at 300 ft/min (C/W) AB 2.28 (57.9) x 1.45 (36.8) 0.95 (24.1) Horizontal AB 2.28 (57.9) x 1.45 (36.8) 0.45 (11.4) Horizontal AB 2.28 (57.9) x 1.45 (36.8) 0.24 (6.1) Horizontal AB 1.45 (36.8) x 2.28 (57.9) 0.95 (24.1) Vertical AB 1.45 (36.8) x 2.28 (57.9) 0.45 (11.4) Vertical AB 1.45 (36.8) x 2.28 (57.9) 0.24 (6.1) Vertical Material: Aluminum, Black Anodized Mounting slots accomodate two hole patterns: 1.86 x 1.03 and 2.00 x 1.20, fitting the vast majority of quarter-brick converters on the market. Designed for optimum use in forced convection applications. Vertical and horizontal fin configurations available in a variety of heights. Black anodized finish standard. Integral thermal interface pad option eliminates need to order and install pad separately. Ordering a single part number with the hardware kit option provides everything necessary to keep your converter cool. MECHANICAL DIMENSIONS 537 & 547 SERIES 537 SERIES DIMENSIONS 547 SERIES DIMENSIONS PRODUCT DESIGNATION Dimensions: in. (mm) 52

155 E 42/21/15 Core B66325 In accordance with IEC E cores are supplied as single units Magnetic characteristics (per set) Σl/A = 0,54 mm 1 l e = 97 mm A e = 178 mm 2 A min = 175 mm 2 V e = mm 3 Approx. weight 88 g/set Ungapped Material A L value nh µ e A L1min nh P V W/set N / 20 % < 3,30 (200 mt, 25 khz, 100 C) N / 20 % < 9,00 (200 mt, 100 khz, 100 C) Ordering code B66325-G-X127 B66325-G-X187 Gapped Material g mm A L value approx. nh µ e Ordering code N27 0,10 ± 0, B66325-G100-X127 0,25 ± 0, B66325-G250-X127 0,50 ± 0, B66325-G500-X127 0,64 ± 0, B66325-G640-X127 1,00 ± 0, B66325-G1000-X127 1,50 ± 0, B66325-G1500-X127 The A L value in the table applies to a core set comprising one ungapped core (dimension g = 0) and one gapped core (dimension g > 0). Calculation factors (for formulas, see E cores: general information, page 382) Material Relationship between air gap A L value Calculation of saturation current K1 (25 C) K2 (25 C) K3 (25 C) K4 (25 C) K3 (100 C) K4 (100 C) N , , ,865 N , , ,873 Validity range: K1, K2: 0,10 mm < s < 2,50 mm K3, K4: 1210 nh < A L < 130 nh /01