کنترل درایو موتور القایی با روش مود لغزشی دینامیکی به منظور کاهش پدیده چترینگ

کنترل درایو موتور القایی با روش مود لغزشی دینامیکی به منظور کاهش پدیده چترینگ 3 2 بهرام ابراهیمی 1 مهدی پورقلی و ابراهیم نجیمی 1 دانشگاه شهید بهشتی پردیس شهید عباسپور B.ebrahii.sbu@gail.co 2 دانشگاه شهید بهشتی پردیس شهید عباسپور M_pourgholi@sbu.ac.ir 3 دانشگاه شهید بهشتی پردیس شهید عباسپور Enajii@yahoo.co چکیده- در این مقاله یک روش م ود لغزشی دینامیکی برای كنترل درایو موتور القایی ارائه گردیده است. كنترل كننده پیشنهادی نسبت به عدم قطعیت ناشی از تغییر پارامتر و اغتشاش خارجی و همچنین عدم قطعیت غیر ساختار یافته ناشی از دینامیک ه یا فركانس باال مقاوم است. با در نظر گرفتن سطح لغزش انتگرالی برای بهبود پدیده چتر ینگ از دینامیک اضافی به عنوان جبران ساز دینامیک ه یا مدل نشده استفاده شده و پایداری روش كنترل پیشنهادی با استفاده از تئوری لیاپانوف اثبات گردیده است. یک كنترل كننده جر یان م ود لغزشی نیز به منظور بهبود عملکرد درایو موتور القایی طراحی شده است. نتایج شبیه سازی كنترل م ود لغزشی دینامیکی با در نظر گرفتن اغتشاش بار و عدم قطعیت در مدل حاكی از عملکرد مناسب روش كنترل پیشنهادی است. کلمات کلیدی-پدیده چترینگ دینامیک های مدل نشده کنترل کننده جر یان موتور القایی م ود لغزشی دینامیکی. موتورهاي 1 -مقدمه القایی به دلیل ویژگی ها و مزایایی که نسبت به موتورهاي جریان مستقیم دارند بصورت متعدد در کاربردهای صنعتی استفاده میشوند به همین دلیل کنترل عملکرد آن در کاربرد های گوناگون از اهمیت ویژه ای برخوردار است. عملکرد موتور القایی بدلیل تغییر پارامتر ناشي از سالخوردگي و یا تعمیرات اساسي موتور با نوعی عدم قطعیت ساختار یافته همراه بوده و همچنین تحت تاثیر ساختار یافته قرار دارد. این اغتشاشات خارجی و عدم قطعیت غیر در حالي است که عملکرد کنترل درایو موتور القایی نسبت به تغییر پارامتر و ثابت زمانی روتور حساس است و همچنین بخاطر وجود ویژگی غیر خطی بودن و عدم قطعیت روش های کنترل خطی عملکرد مناسبی را تضمین نمی کنند. در پژوهش هاي نوین تالش گردیده است تا با استفاده از کنترل کننده های غیر خطی عملکرد موتور القایی را از جنبه های مختلف بهبود بخشند. یکی از این کنترل کننده ها روش کنترل مود لغزشی است که مزیت آن حساس نبودن به تغییر پارامتر و اغتشاش خارجی است که سبب شده تا مسیرهای حالت روی سطح لغزش باقی بمانند. عملکرد مقاوم کنترل مود لغزشی توسط بهره کنترل سوئیچینگ بین تضمین می شود اما در عمل محدودیت فرکانس سوئیچینگ اغلب باعث می شود که مسیرهاي حالت بر روی سطح لغزش باقي نمانده و در اطراف آن نوسان کنند پدیده چترینگ(. این نوسانات باعث افزایش فعالیت کنترلی و تحریک دینامیک های فرکانس باال که مدل نشده اند می شوند. دینامیک های فرکانس باالی مدل نشده مجددا باعث به وجود آمدن نوسانات و انحراف بیشتر می شوند که به عنوان عدم قطعیت غیر ساختار بیان میشوند و تاثیر نامطلوبی در عملکرد کنترل کننده دارند. به منظور کاهش این نوسانات و بهبود پدیده چترینگ روش های مختلفی از جمله کنترل مود لغزشی مرتبه دوم کنترل مود لغزشی زمان گسسته ارائه شده است. به علت اینکه محاسبه دقیق میزان عدم قطعیت ها امکان پذیر نیست در روش های ذکر شده باند عدم قطعیت در نظر گرفته شده محدوده کاملی را برای پوشش نوسانات تضمین نمیکند و در نتیجه دینامیک های فرکانس باال باعث رفتار نامناسب کنترل کننده می شوند ]2-1[. فرض اصلي در کنترل ساختار متغیر این است که تابع سوئیچینگ بتواند با وقفه زمانی صفر از یک مقدار به مقدار دیگر سوئیچ کند اما در عمل به دو دلیل دست یافتن به چنین تابع سوئیچینگی آسان نخواهد بود. اول اینکه وقفه زمانی ناشی از محاسبات وجود دارد و دوم اینکه محدودیت فیزیکی روی عملگر مورد استفاده وجود دارد ]3[. اغلب روش های کنترل مود لغزشی برای سیستم های می نیمم فاز با درجه کمتر از مرتبه سیستم قابل اعمال هستند. اما برخی از این روش ها مانند کنترل مود لغزشی دینامیکی برای سیستم های غیر می نیمم فاز نیز جهت تثبیت دینامیک های داخلی زمانی که خطای ردیابی خروجی تمایل دارد بصورت مجانبی به سمت صفر برود استفاده میشوند ]4[. مقایسه درایو های کنترل جهت گرای شار غیر مستقیم ( Field Indirect Direct Torque ( و کنترل گشتاور مستقیم Oriented Control Control از نظر عملکرد و حساسیت نسبت به تغییر پارامتر برای یک وسیله الکتریکی در مرجع ]5[ انجام شده است که به نظر می رسد کنترل جهت گرای شار غیر مستقیم مزایایی نسبت به کنترل گشتاور مستقیم دارد. روش کنترل جهت گرای شار غیر مستقیم برای عملکرد باالی درایو موتور القایی توسط دکوپله سازی شار روتور و گشتاور تولیدی اجزای جریان استاتور است ]6[. کنترل جهت گرای شار غیر مستقیم محبوب تر از کنترل ۱۳۹۴ انجمن علوم مهندسی برق ایران ۲۶۵

جهت گرای شار مستقیم است و به روش استاندارد تبدیل شده است. کنترل جهت گرای شار غیر مستقیم در برابر تغییر پارامتر مقاوم تر بوده و در آن شار روتور هم تراز شار محور d بوده که بصورت ثابت و معادل با شار مطلوب بطور غیر مستقیم توسط جریان محور d تنظیم شده است ]7[. در مرجع ]8[ یک رویکرد جبری و دیفرانسیلی از کنترل مود لغزشی سیستم های غیرخطی یک ورودی- یک خروجی ارائه شده است همچنین در مرجع ]9[ یک روش کنترل غیر خطی برای بدست آوردن عملکرد باال توسط اعمال کنترل مود لغزشی استاتیکی و دینامیکی برای کنترل سرعت موتور رلوکتانس متغیر Motor( Variable Reluctance ارائه شده است. یک کنترل کننده مود لغزشی فازی برای کنترل سرعت درایو کنترل جهت گرای شار غیر مستقیم موتور القایی به منظور کاهش حساسیت نسبت به تغییر پارامتر و اغتشاش بار ارائه شده است در ]11[ مورد استفاده قرار گرقته است. در مرجع ]11[ نیز یک کنترل جهت گرای شار غیر مستقیم ساده برای موتور القایی 6 فاز طراحی شده که موجب کاهش جریان های هارمونیک روتور و کاهش جریان هر فاز بدون افزایش ولتاژ هر فاز شده است. یک جبران ساز با تکنیک H برای کنترل سرعت و موقعیت درایو کنترل جهت گرای شار غیر مستقیم موتور القایی در ]12[ اعمال شده است. در ]13[ کنترل جهت گرای شار غیر مستقیم بر روی موتور القایی اعمال شده سپس کنترل مود لغزشی انتگرالی برای درایو مربوطه طراحی شده و یک الگوریتم تطبیقی برای بدست آوردن تابع سوئیچینگ نرم استفاده شده است و در نهایت یک کنترل کننده مود لغزشی فازی برای جبران عدم قطعیت اضافه شده است. در مرجع ]14[ یک کنترل مود لغزشی بدون سنسور با سطح سوئیچینگ انتگرالی برای کنترل سرعت موتور القایی طراحی شده و سرعت روتور توسط یک رویتگر تطبیقی تخمین زده شده است. در ]15[ کنترل شار و سرعت موتور القایی توسط کنترل مود لغزشی ارائه شده که اثر چترینگ را با استفاده از تابع اشباع در روش ساختار متغیر کاهش داده اند. همچنین در ]16[ نیز الگوریتم کنترل مود لغزشی همرا با تابع اشباع برای محدود کردن اثرات چترینگ مطرح شده است. در ]17[ یک روش کنترل با کنترل کننده منطق فازی برای تنظیم سرعت موتور القایی ارائه شده و سپس عملکرد کنترل کننده منطق فازی با کنترل کننده مود لغزشی مقایسه می شود. در ]18[ به منظور حل مشکالت ناشی از چترینگ از یک قانون مبتنی بر انتخاب یک ترم نمایی که با تغییرات سطح لغزشی متناسب است استفاده شده است. در ]19[ سیستم کنترل مود لغزشی همراه با شبکه عصبی برای کنترل درایو جهت گیری شار غیر مستقیم موتور القایی ارائه شده است. کنترل موقعیت و سرعت موتور القایی بدون سنسور با روش تزریق فرکانس باال در فرکانس های پایین در ]21[ طراحی شده است. همچنین در ]21[ یک کنترل کننده مود لغزشی مقاوم برای کنترل برداری درایو موتور القایی ارائه شده است. کنترل مود لغزشی دینامیکی که تئوری آن برای سیستم های غیرخطی در سال های اخیر ارائه شده است برای بهبود پدیده چترینگ بسیار موثر است که با در نظر گرفتن سطح لغزش انتگرالی از دینامیک اضافی به عنوان جبران ساز دینامیک های فرکانس باالی مدل نشده استفاده شده و عملکرد بسیار مقاوم تری نسبت به روش های قبلی دارد. استفاده از ساختار درایو کنترل جهت گرای شار غیر مستقیم همراه با کنترل کننده جریان مود لغزشی س بب کاهش هارمونیک در پاسخ سیستم شده است و موجب بهبود عملکرد موتور القایی خواهد شد. البته در عمل بدست آوردن یک کنترل سوئیچینگ ایده آل که با وقفه صفر از یک مقدار به مقدار دیگر سوئیچ کند آسان نیست اما با این حال با توجه به نتایج بدست آمده این روش در عمل عملکرد مقاومی دارد و پدیده چترینگ را کاهش داده است. الزم به ذکر است که تئوری کنترل مود لغزشی دینامیکی پیش تر نیز ارائه شده است و در این مقاله با تغییر در ساختار و محاسبات این روش کنترلی و اضافه کردن کنترل کننده جریان مود لغزشی سعی در بهبود عملکرد این روش شده است. 1( ادامه مقاله بصورت زیر سازماندهی گردیده است در بخش 2 کنترل جهت گراي شار غیر مستقیم موتور القایی تشریح گردیده است. در بخش 3 ساختار کنترل کننده موقعیت آورده شده و در بخش 4 شبیه سازي ها انجام شده و نتایج آن گزارش گردیده است و نهایتا در بخش 5 جمع بندی آورده شده است. که محور 2- کنترل جهت گرای شار غیر مستقیم موتور القایی مدل دینامیکی موتور القایی سه فاز بصورت زیر بیان می شود: i qs V ds V qs و i ds ولتاژ ها و جریان های استاتور و Φ dr شار روتور است. مقاومت استاتور مقاومت روتور L s di qs dt = 1 [ (R σl s L s + ( L 2 R r i qs r R r (ω e σl s i ds (ω r L Φ dr ] R s ω e d ω r اندوکتانس استاتور اندوکتانس روتور و L اندوکتانس متقابل هستند.. سرعت روتور سرعت سنکرون الکتریکی( و 1 = σ ( L2 ضریب شار فاصله هوایی هستند. L s این استراتژی کنترل مبتنی بر جهت گرای شار روی محور d است که می تواند بصورت زیر بیان شود: + 1 σl s V qs di ds dt = 1 [(ω σl s L e σl s i qs (R s + ( L 2 R r i ds r dφ dr dt + ( L R r Φ dr ] + 1 σl s V ds = 1 [( σl s L R r σl s i ds ( σl s R r Φ dr ] ۲۶۶

پارامتر های مکانیکی و اغتشاش بار هستند و U = i qs است. اکنون رابطه 9( را برحسب عدم قطعیت ها بصورت رابطه 11( بیان میکنیم: ϑ = ( Xθ r + ( YU + (Z + ZT L 11( 1-3- سطح لغزش انتگرالی Φ rd = Φ r, Φ rq = 0 2( Φ r بردار شار روتور و Φ rq شار محور q روتور است. گشتاور الکترومغناطیسی با روابط 3( و 4( قابل بیان است: T e = 3 4 (PL Φ i qs r T e = 2 P (J θ r + β θ r + T L بطوریکه θ r موقعیت روتور J اثر اینرسی β ضریب اصطکاک تعداد قطب ها و گشتاور بار هستند. سرعت لغزش و ثابت زمانی ω sl = L T L 3( 4( روتور با روابط 5( و 6( بیان می شوند: ( i qs τ r Φ r τ r = R r روابط گشتاور الکترومغناطیسی 3( و 4( را بصورت رابطه 7( ساده 5( 6( سازی می کنیم و k توسط رابطه 8( تعیین شده است: θ r = ( β J θ r + P ( k i 2 J qs ( P k = 3P 4 (L Φ r 7( T 2J L 8( پارامتر های موتور القایی مورد استفاده در جدول 1 ذکر شده اند: جدول 1: پارامتر های موتور القایی 3 -ساختار کنترل کننده موقعیت با در نظر گرفتن دینامیک هایی که در رابطه 7( ناشی از تغییرات پارامتر ها اغتشاش بار و عدم قطعیت های غیرقابل پیش بینی می توانند وجود داشته باشند رابطه 7( را بصورت رابطه 9( باز نویسی می کنیم [1]: θ r = (X + Xθ r + (Y + YU + (Z + ZT L Z = ( P 2J Y = P 2 ( k J X = ( β J بطوریکه و مقادیر T L 9( P عددی و Y X و Z به همراه عدم قطعیت های ناشی از تغییرات سطح لغزش توسط رابطه 11( بیان شده است: S = e θ + L 1 e θ + L 2 e dτ 11( L 1 و L 2 عدد های ثابت و مثبت هستند و eخطای θ موقعیت است که با توجه به دینامیک های عملکرد درایو حالت گذرا حالت ماندگار و باال زدگی( تعیین می شوند. اگر از سطح لغزش ذکر شده مشتق بگیریم داریم: 12( S = e θ + L 1 e θ + L 2 e θ 2-3- قانون کنترل هدف از طراحی قانون کنترل ردیابی موقعیت مطلوب توسط موقعیت روتور موتور القایی است بطوریکه موقعیت روتور روی سطح لغزش موردنظر بماند بنابراین تابع خطا بصورت زیر تعریف می شود: e θ = (θ r ref θ r موقعیت مطلوب و θ r موقعیت روتور است. با توجه به رابطه θ r ref 13( 12( و رابطه خطای موقعیت 13( داریم: e θ = (θ r ref θ r 14( سپس با جایگذاری θ r از رابطه 9( در رابطه 14( مشتق سطح لغزش بصورت زیر باز نویسی می شود: S = θ r ref (X + Xθ r (Y + YU (Z + 15( ZT L + L 1 e θ + L 2 e θ یک قانون کنترل ایده آل دینامیک های عملکرد درایو را روی سطح سوئیچینگ مشخص می کند. با در نظر گرفتن = 0 S U qs از رابطه زیر بدست می آید: U qs = Y 1 [θ r ref Xθ r θ + L 1 e θ + L 2 e θ ] قانون کنترل مورد نظر بصورت رابطه زیر طراحی شده است: U h = δ sign(s δ sign(. 16( 17( که قطعیت ها است [1]: تابع عالمت و بهره قانون کنترل و کران باالی عدم ϑ δ بنابراین با توجه به قانون کنترل طراحی شده و رابطه 16( سیگنال 18( پارامتر اندازه کنترلی U qs بصورت رابطه زیر بیان می شود: 6.3 Ω 3.6 Ω مقاومت استاتور ( s R مقاومت روتور ( r R اینرسی ( J ضریب اصطکاک ( 2 0.038 kg. β 0.0085 N./rad/sec 4 50 Hz 480 H 464 H تعداد قطب ها P( فرکانس f( اندوکتانس ( r L s = L اندوکتانس متقابل ( L ۲۶۷

θ r ref X[Xθ r + YU + θ] YU θ + L 1 e θ + L 4 e θ + L 3 [e θ + L 1 e θ + L 2 e θ ] U qs = Y 1 [θ r ref Xθ r + L 1 e θ + L 2 e θ + 19( δ sign(s] قانون کنترل با توجه به بهره کنترل δ مورد نظر برای از بین بردن اثر عدم قطعیت های غیر قابل پیش بینی طراحی شده بطوریکه برای > 0 t = 0 S خواهد بود. واضح است که انتخاب بهره کنترل بزرگ که اغلب به منظور حداقل کردن زمان رسیدن مسیرهاي حالت روی سطح لغزش استفاده شده است و به میزان عدم قطعیت ها وابسته است برای کاربردهای عملی بسیار دشوار است و انتخاب نادرست بهره کنترل به انحراف از سطح لغزش و ایجاد پدیده چترینگ منجر خواهد شد. در ادامه با در نظر گرفتن بهره کنترل دینامیکی δ DSMC غیر ساختار یافته تضمین می شود. -3-3 آنالیز پایداری عملکرد مقاوم نسبت به عدم قطعیت های پایداری سطح لغزش بیان شده را با توجه به سیگنال کنترلی بدست آمده در رابطه 19( با تعریف یک تابع لیاپانوف بررسی می کنیم. تابع لیاپانوف بصورت رابطه 21( درنظر ميگیریم. بطوریکه μ 3 = μ 2 = L 2 + L 1 L 3 + L 4 μ 1 = L 1 + L 3 Lو 2 L 3 + L 1 L 4 μ 4 = L 2 L 4 هستند و با توجه به رابطه 23( بهره کنترل دینامیکی بصورت زیر بیان می شود: 24( با در نظر گرفتن که = 0 S است + L 4 [e θ + L 1 e θ + L 2 e dτ] = θ r ref [X Xθ r] [X YU] YU [X θ θ ] + μ 1 e θ + μ 2 e θ + μ 3 e θ + μ 4 e dτ X θ + θ δ DSMC Γ = S + L 3 S + L 4 S = 0 بنابراین پایداری مجانبی سطح لغزش دینامیکی در رابطه 22( نیز توسط قانون کنترل مود لغزشی دینامیکی تضمین می شود که در رابطه زیر بیان شده است بطوریکه برای > 0 t Γ = 0 خواهد بود: U DSMC qs = U qs DSMC dτ 25( V(S = 1 2 S2 21( با مشتق گرفتن از تابع لیاپانوف و با استفاده از رابطه 15( و 19( داریم: V (S = SS = S[θ r ref Xθ r YU qs θ + L 1 e θ + 21( L 2 e θ ] = Sθ S δ 0 با توجه به رابطه 18( S δ مثبت معین است و Sθ S δ است از این رو رابطه 21( برقرار است. مسیر های حالتی که رابطه 21( را صفر می کنند نقاط تعادل سیستم هستند بنابراین پایداری مجانبی سطح لغزش تضمین می شود. -4-3 کنترل مود لغزشی دینامیکی پیشنهادی به منظور کاهش پدیده چترینگ بهبود پایداری سطح لغزش و بهبود عملکرد روش کنترل مود لغزشی دینامیکی با استفاده از دینامیک های اضافی طراحی شده است. سطح لغزش دینامیکی بصورت رابطه زیر بیان می شود: که U qs بصورت زیر بدست آمده است: DSMC U qs DSMC = θ r ref [X Xθ r] [X YU] + μ 1 e θ + 26( μ 2 e θ + μ 3 e θ + μ 4 e dτ + δ DSMC sign(γ با توجه به اضافه شدن دینامیک های جبران ساز در سطح لغزش دینامیکی و قانون کنترل ذکر شده در رابطه فوق بهره کنترل δ DSMC باند عدم قطعیت مناسبی را ایجاد نموده بطوریکه دینامیک های فرکانس باال را نیز پوشش می دهد و موجب از بین رفتن اثر عدم قطعیت غیر ساختار یافته و نگهداشتن مسیرهاي حالت روی سطح لغزش دینامیکی شده در نتیجه پدیده چترینگ بطور محسوس کاهش یافته و یک کنترل عملی مناسب بدست آمده است. ساختار کنترل مود لغزشی دینامیکی پیشنهادی برای درایو موتور القایی در شکل 1 نشان داده شده است: Γ = S + L 3 S + L 4 S dτ 22( L 3 و L 4 که عدد های ثابت و مثبت هستند. مشتق سطح لغزش دینامیکی با استفاده از روابط 9( 11( و 15( بصورت رابطه زیر نوشته می شود: شکل 1 :ساختار كنترل مود لغزشی دینامیکی برای درایو موتور القایی همراه با كنترل كننده جر یان مود لغزشی Γ = S + L 3 S + L 4 S = [θ ref r Xθ r YU θ + 23( L 1 e θ + L 4 e θ] + L 3 [e θ + L 1 e θ + L 2 e θ ] + L 4 [e θ + L 1 e θ + L 2 e dτ] = ۲۶۸

5-3- کنترل کننده جریان خطای میان جریان های مطلوب استاتور و جریان های اندازه گیری شده استاتور موتور القایی را بصورت رابطه 27( تعریف می کنیم: e q = i e e qs i qs 27( e d = i e e ds i ds سپس رابطه 27( را بصورت رابطه 28( می نویسیم: S q = i e e qs i qs 28( S d = i e e ds i ds در نهایت ولتاژ های مطلوب خروجی کنترل کننده جریان مد لغزشی بصورت رابطه 29( نوشته می شوند [14]: V e qs = k q sign(s q + σl s i e qs + R s i e qs + σl s ω e i ds e + 29( L Φ r V e ds = k d sign(s d + σl s i e ds + R s i e ds σl s ω e i e qs L Φ τ r r که k d و k q ضرایب مثبتی هستند که باید تعیین شوند. شکل 3 :ردیابی موقعیت روتور توسط كنترل مود لغزشی دینامیکی تحت بار خارجی و عدم قطعیت در شکل 4 نمودار هیستوگرام Histogra( مقایسه خطای ردیابی موقعیت روتور نشان داده شده است. محور افقی میزان خطا و محور عمودی مدت زمانی است که هر مقدار خطا باقی می ماند. 4- انجام شبیه سازی ها در این بخش نتایج شبیه سازی کنترل کننده پیشنهادی اعمال شده به درایو موتور القایی در سیمولینک متلب بررسی شده است و نتایج بدست آمده از بخش های مختلف شامل ردیابی موقعییت روتور توسط کنترل مود لغزشی و مود لغزشی دینامیکی نمودار مقایسه خطای ردیابی میان کنترل مود لغزشی دینامیکی و کنترل مود لغزشی خطای ردیابی موقعییت روتور جریان محور d و شار روتور به ترتیب در شکل های 2 الی 7 نشان داده شده اند: شکل 4 :نمودار مقایسه خطای ردیابی موقعیت روتور میان كنترل مود لغزشی دینامیکی DSMC( و كنترل مود لغزشی SMC( در مدت 14 ثانیه اجرای شبیه سازی در روش مود لغزشی دینامیکی حداکثر میزان خطا کمتر از 0.7 رادیان بوده و در مدت زمان ردیابی متوسط میزان خطا کمتر از 0.3 رادیان بوده و حول صفر باقی می ماند. در صورتی که در روش مود لغزشی حداکثر میزان خطا حدود 1.9 رادیان بوده و متوسط میزان خطا در مدت زمان ردیابی حول 0.8 رادیان باقی می ماند. بنابراین روش پیشنهادی با خطای بسیار کمتر عملکرد مناسب تری دارد. شکل 2 :ردیابی موقعیت روتور توسط كنترل مود لغزشی تحت بار خارجی و عدم قطعیت در شکل 3 نشان داده شده است که با استفاده از کنترل مود لغزشی دینامیکی پدیده چترینگ بطور محسوسی کاهش یافته است. شکل 5 :خطای ردیابی موقعیت روتور توسط كنترل مود لغزشی دینامیکی ۲۶۹

[4] A.J. Koshkouei 1, K.J. Burnha 2 and A.S.I. Zinober 3, Dynaic sliding ode control design, IEEE Proc.-Control Theory Appl, Vol. 152, No. 4, July 2005. [5] A. M. Bazzi 1, A. P. Friedl 2, S. Choi 3 and P. T. Krein 4, Coparison of induction otor drives for electric vehicle applications: dynaic perforance and paraeter sensitivity analyses, Electric Machines and Drives Conference, IEEE International, This work was supported in part by the U.S. Office of Naval Research under Award Nuber N00014-08-1-0397, pp. 639-646, May 2009. در شکل 6 مشاهده می شود که با استفاده از کنترل کننده جریان مود لغزشی جریان موتور القایی از لحظه راه اندازی محدود شده است. [6] Ms. R.S. Hiware 1 and Prof. J. G. Chaudhari 2, Indirect field oriented control for induction otor, Fourth International Conference on Eerging Trends in Engineering & Technology, pp. 191-194, IEEE, 2011. [7] B. Veseli c 1, B.P. Draz enovic, Senior Meber, IEEE 2 and C. Milosavljevic 3, High-perforance position control of induction otor using discrete-tie sliding-ode control, IEEE Transactions On Industrial Electronics, Vol. 55, No. 11, Noveber 2008. [8] H.S. Rairez, On the dynaical sliding ode control of nonlinear systes. International Journal of Control, Vol. 57, No. 5, 1039-1061, 1993. [9] M.T. Alrifai 1, M. Zribi 2 and H.S. Rairez 3, Static and dynaic sliding ode control of variable reluctance otor, International Journal of Control, Vol. 77. No. 13, 1171-1188, 2004. شکل 6 :جر یان استاتور محور d( تحت بار خارجی و عدم قطعیت [10] F. Naceri 1, T. Laaayad 2, M. Benbrahi 3 and S. Belkace 4, Fuzzy sliding ode speed controller design of induction otor drives, International Conference on Industrial Engineering and Operations Manageent Istanbul, Turkey, July 3 6, 2012. [11] G. K. Singh 1, K. Na, Meber, IEEE 2, and S. K. Li, Student Meber, IEEE 3, A siple indirect field-oriented control schee for ultiphase induction achine, IEEE Transactions On Industrial Electronics, Vol. 52, No. 4, August 2005. [12] W.C. Gan, Meber, IEEE 1, and L. Qiu, Senior Meber, IEEE 2, Design and analysis of a plug-in robust copensator: An application to indirect-field-oriented control induction achine drives. IEEE Transactions On Industrial Electronics, Vol. 50, No. 2, April 2003. [13] A. Boucheta 1, I.K. Bousserhane 2, A. Hazzab 3, B. Marazi 4 and M.K. Fellah 5, Fuzzy-sliding ode controller for linear induction otor control. Rev. Rou. Sci. Techn.-Électrotechn. et Énerg, 54(4, pp. 405 414, Bucarest, 2009. [14] G. Abdeladjid 1, B. Mohaed Seghir 2, S. Ahed 3 and M. Youcef 4, Sensorless sliding ode vector control of induction otor drives, International Journal of Power Electronics and Drive Syste,Vol. 2, No. 3. 2088-8694, pp. 277-284, Septeber 2012. [15] M. Abid 1, A.G. Aissaoui 2, Y. Radani 3 and A.K. Zeblah 4, Sliding ode speed and flux control of field-oriented induction achine, Acta Electrotechnica et Inforatica No. 1, Vol. 7. 1335-8243, 2007. [16] M. Abid 1, Y. Radani 2 and A.K. Meroufel 3, Speed sliding ode control of sensorless induction achine, Journal of Electrical Engineering, Vol. 57, No. 1, pp. 47 51, 1335-3632, 2006. [17] Cherifi. DJ 1 and Miloud Y 2, High perforance scaler control of induction otor drives using a fuzzy logic and sliding ode speed controllers, Journal of Current Research In Science, 2322-5009, Vol. 1, No. 3, pp. 118-122, 2013. [18] X. Zhang 1, L. Sun, Senior Meber, IEEE 2, K. Zhao 3 and L. Sun, Meber, IEEE 4, Nonlinear speed control for PMSM syste using sliding-ode control and disturbance copensation techniques, IEEE Transactions On Power Electronics, Vol. 28. No. 3, March 2013. [19] R.J. Wai, Meber, IEEE 1 and J.M. Chang 2, Ipleentation of robust wavelet-neural-network sliding-ode control for induction servo otor drive, IEEE Transactions On Industrial Electronics, Vol. 50. No. 6, Deceber 2003. [20] Q. Gao, G.A. Fellow, IEEE 1 and M. Suner, Senior Meber, IEEE 2, Sensorless position and speed control of induction otors using high-frequency injection and without offline precoissioning, IEEE Transactions On Industrial Electronics, Vol. 54. No. 5, October 2007. [21] Y.W. Zhan 1, W.J. Yang 2 and R. Pei 3, Speed regulation of induction otor using sliding ode control schee, Industry Applications Conference,Vol. 1, 0197-2618, pp. 72-76, IEEE, October 2005. شکل 7 :شار روتور تحت بار خارجی و عدم قطعیت 5 -جمع بندی روش مود لغزشی دینامیکی برای کنترل درایو موتور القایی با هدف کاهش پدیده چترینگ و بهبود عملکرد دینامیکی ارائه شد که با بهرهگیری از جبران ساز دینامیک های فرکانس باال در شرایط وجود اغتشاش بار عدم قطعیت پارامتری و غیر ساختار یافته نتایج بدست آمده عملکرد مقاوم را برای درایو کنترل جهت گرای شار غیر مستقیم موتور القایی تضمین ميکند و پدیده چترینگ و پایداری سیستم بطور محسوسی بهبود یافته است. همچنین نتایج شبیه سازيها حاکي از آن است که درایو کنترل جهت گرای شار غیر مستقیم به همراه کنترل کننده جریان مود لغزشی برای عملکرد باال مناسب بوده و موجب کاهش هارمونیک ها در پاسخ سیستم و پاسخ گذرای سریعتر شده است و روش کنترل پیشنهادی عملکرد مقاوم و مناسبی دارد. مراجع [1] F.F.M. El-Sousy, Adaptive dynaic sliding-ode control syste using recurrent RBFN for high-perforance induction otor servo drive, Industrial Inforatics, IEEE Transactions, Vol. 9, No. 4, 1551-3203, pp. 1922-1936, October 2013. [2] A.J. Koshkouei 1, K.J. Burnha 2 and A.S.I. Zinober 3, Dynaic sliding ode control design, IEEE Proc.-Control Theory Appl, Vol. 152, No. 4, July 2005. [3] M. Zaribi 1, H.S. Rairez 2 and A. Ngai 3, Static and dynaic sliding ode control schees for a peranent agnet stepper otor, International Journal of Control., Vol. 74, No. 2, pp. 103-117, 2001. ۲۷۰