Brushless ΠΑΝΕΠΙΣΤΗΜΙΟ ΠΑΤΡΩΝ. Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστηµίου Πατρών. Πάτρα, Ιούλιος 2013

Transcript

1 ΠΑΝΕΠΙΣΤΗΜΙΟ ΠΑΤΡΩΝ ΤΜΗΜΑ ΗΛΕΚΤΡΟΛΟΓΩΝ ΜΗΧΑΝΙΚΩΝ ΚΑΙ ΤΕΧΝΟΛΟΓΙΑΣ ΥΠΟΛΟΓΙΣΤΩΝ ΤΟΜΕΑΣ ΣΥΣΤΗΜΑΤΩΝ ΗΛΕΚΤΡΙΚΗΣ ΕΝΕΡΓΕΙΑΣ ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΟ ΗΛΕΚΤΡΟΜΗΧΑΝΙΚΗΣ ΜΕΤΑΤΡΟΠΗΣ ΕΝΕΡΓΕΙΑΣ ΙΠΛΩΜΑΤΙΚΗ ΕΡΓΑΣΙΑ του Φοιτητή του Τµήµατος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστηµίου Πατρών Ευάγγελου Τσούµα του Τριαντάφυλλουυ Α.Μ.: 6655 Θέµα Μελέτη και κατασκευή ηλεκτρονικού µετατροπέα ισχύος για την οδήγησηη και τον έλεγχο κινητήρα τύπου DC Brushless Επιβλέπων: ρ.-μηχ. Επαµεινώνδας Μητρονίκας, Επίκουρος Καθηγητής Ν ο 361 Πάτρα, Ιούλιος 2013 ΠΑΝΕΠΙΣΤΗΜΙΟΥΠΟΛΗ ΠΑΤΡΑΣ Τηλ: ΡΙΟ - ΠΑΤΡΑ Τηλ: Τηλ: Fax: e.c.tatakis@ece.upatras.gr

2

3 ΙΠΛΩΜΑΤΙΚΗ ΕΡΓΑΣΙΑ του Φοιτητή του Τµήµατος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστηµίου Πατρών Ευάγγελου Τσούµα του Τριαντάφυλλου Α.Μ.: 6655 Θέµα Μελέτη και κατασκευή ηλεκτρονικού µετατροπέα ισχύος για την οδήγηση και τον έλεγχο κινητήρα τύπου DC Brushless Επιβλέπων: ρ.-μηχ. Επαµεινώνδας Μητρονίκας, Επίκουρος Καθηγητής Ν ο /2013 Πάτρα, Ιούλιος 2013

4 ΠΙΣΤΟΠΟΙΗΣΗ Πιστοποιείται ότι η διπλωµατική εργασία µε θέµα: " Μελέτη και κατασκευή ηλεκτρονικού µετατροπέα ισχύος για την οδήγηση και τον έλεγχο κινητήρα τύπου DC Brushless" του φοιτητή του Τµήµατος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστηµίου Πατρών Ευάγγελου Τσούµα του Τριαντάφυλλου (Α.Μ. 6655) Παρουσιάστηκε δηµόσια και εξετάστηκε στο Τµήµα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών στις 03/07/2013 Ο Επιβλέπων Ο ιευθυντής του Τοµέα Επαµεινώνδας Μητρονίκας Επίκουρος Καθηγητής Αντώνιος Αλεξανδρίδης Καθηγητής

5 Αριθμός Διπλωματικής Εργασίας: /2013 ΤΙΤΛΟΣ: "Μελέτη και κατασκευή ηλεκτρονικού µετατροπέα ισχύος για την οδήγηση και τον έλεγχο κινητήρα τύπου DC Brushless" Φοιτητής: Ευάγγελος Τσούµας του Τριαντάφυλλου Επιβλέπων: ρ.-μηχ. Επαµεινώνδας Μητρονίκας, Επίκουρος Καθηγητής Περίληψη Η παρούσα διπλωµατική εργασία πραγµατεύεται τη µελέτη, το σχεδιασµό, την πρσοοµοίωση και την κατασκευή κυκλώµατος για την οδήγηση και τον έλεγχο στροφών κινητήρα τύπου DC Brushless.Η εργασία αυτή εκπονήθηκε στο εργαστήριο Ηλεκτροµηχανικής Μετατροπής Ενέργειας του τµήµατος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Ηλεκτρονικών Υπολογιστών. Σκοπός της παρούσας εργασίας είναι η µελέτη και η κατασκευή κυκλώµατος τριφασικού αντιστροφέα ισχύος για να επιτύχουµε οδήγηση και έλεγχο κινητήρα τύπου DC Brushless. Ο κινητήρας αυτού του τύπου είναι Σύγχρονος κινητήρας Μόνιµου Μαγνήτη. Για το λόγο αυτό το πρώτο πράγµα που µελετήθηκε στην παρούσα εργασία είναι κάποιες θεµελιώδεις ιδιότητες του µαγνητικού πεδίου, καθώς και τα χαρακτηριστικά των µαγνητικών υλικών που χρησιµοποιούνται σε τέτοιους τύπους κινητήρων. Στην συνέχεια αναλύονται οι κινητήρων Brushless DC ως προς την κατασκευή τους καθώς και τη λειτουργία τους. Παρατίθενται οι εξισώσεις που περιγράφουν τη λειτουργία τους και οι χαρακτηριστικές ροπής-ταχύτητας και επιπλέον γίνεται σύγκριση αυτών µε κινητήρες άλλων τύπων. Ακολουθεί η περιγραφή της προσοµοίωσης του συστήµατος η οποία πραγµατοποιήθηκε στο πρόγραµµα προσοµοίωσης ηλεκτρικών κυκλωµάτων Simulink του Matlab. Αναλύεται η λογική στην οποία βασιστήκαµε για την προσοµοίωση και παρατίθενται οι κυµατοµορφές της τάσης και του ρεύµατος σε διάφορα σηµεία του κυκλώµατος. Έπειτα γίνεται µια θεωρητική ανάλυση του κυκλώµατος του αντιστροφέα που κατασκευάστηκε καθώς και όλων των άλλων κυκλωµάτων και στοιχείων που απαιτήθηκαν για τη λειτουργία της διάταξης. Επιπλέον περιγράφεται η µέθοδος παλµοδότησης που χρησιµοποιήθηκε για την έναυση/σβέση των διακοπτικών στοιχείων ισχύος. Τέλος γίνεται αναλυτική παράθεση του τελικού κυκλώµατος που κατασκευάστηκε. Προχωράµε µε την περιγραφή των ιδιοτήτων και δυνατοτήτων του µικροελεγκτή που χρησιµοποιήθηκε στην πλακέτα µας, καθώς επίσης και µε τη λογική που ακολουθήθηκε κατά τον προγραµµατισµό του. Τέλος παραθέτονται τα αποτελέσµατα των πειραµάτων και τα παλµογραφήµατα που ελήφθησαν κατά τη διεξαγωγή τους. Γίνεται σχολιασµός των αποτελεσµάτων αυτών και αξιολόγηση της κατασκευής

6 Abstract This thesis is focused in the study and development of a Drive System for a DC Brushless motor. This work was conducted in the Laboratory of Electromechanical Energy Conversion, at the department of Electrical and Computer Engineering, in the University of Patras, Greece. DC Brushless motors, have been used in the last years they are used in a number of applications. They combine all the benefits of a DC motor, such as their operation simplicity and their linear characteristics, avoiding the brushes and the necessary excitation of DC motors, making them a suitable choice for low and medium power applications. The main purpose of this project is the Study and Construction of a Three-Phase Voltage Source Inverter for the control of the performance of a DC Brushless Motor by the implementation of a Scalar control. This thesis began with the simulation of the motor, since it is necessary for the understanding of its dynamic behavior. Then an analysis on the design and construction of the required circuit boards is done. Finally the used microcontroller (dspic family) was studied thoroughly, before writing the necessary code(c & assembly) for open and closed loop control. Finally, measurements were taken for the open loop control system. Conclusions were made as far as the behavior of the motor and ways to optimize the control were discussed.

7 Πρόλογος ΠΡΟΛΟΓΟΣ Η παρούσα διπλωµατική εργασία πραγµατοποιήθηκε τα έτη στο Eργαστήριο Ηλεκτροµηχανικής Μετατροπής Ενέργειας του Tµήµατος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών του Πανεπιστηµίου Πατρών υπό την επίβλεψη του επίκουρου καθηγητή ρ. Μηχ. Επαµεινώνδα Μητρονίκα. Αντικείµενο είναι η µελέτη, η προσοµοίωση και η κατασκευή ενός ηλεκτρονικού µετατροπέα ισχύος (DC-AC converter) µέσω του οποίου ελέγχουµε ένα τριφασικό σύγχρονο κινητήρα µόνιµου µαγνήτη τύπου DC Brushless. Στο κεφάλαιο 1 αναλύονται τα θεµελιώδη µεγέθη του µαγνητικού πεδίου καθώς και οι ιδιότητες και ο τρόπος συµπεριφοράς διάφορων µαγνητικών υλικών. Στο κεφάλαιο 2 µελετώνται οι κινητήρες Brushless DC τραπεζοειδούς παλµού ως προς την αρχή λειτουργίας τους, τις µαθηµατικές εξισώσεις και τα κατασκευαστικά χαρακτηριστικά τους. Στο κεφάλαιο 3 αναλύεται το σύστηµα που προσοµοιώθηκε στο περιβάλλον MATLAB/Simulink ως προς τη λογική λειτουργίας του, και παρουσιάζονται οι κυµατοµορφές που λάβαµε υπό διάφορες συνθήκες λειτουργίας. Στο κεφάλαιο 4 γίνεται µία θεωρητική µελέτη του ηλεκτρονικού αντιστροφέα ισχύος οποίος µετατρέπει µια συνεχή τάση σε τριφασική εναλλασσόµενη µεταβλητού πλάτους. Στη συνέχεια αναλύεται λεπτοµερώς η κατασκευή αντιστροφέα και κυκλώµατος ελέγχου που εκπονήθηκε. Στο κεφάλαιο 5 περιγράφονται οι ιδιότητες του µικροελεγκτή dspic30f4011, ο οποίος χρησιµοποιήθηκε στην παρούσα διπλωµατική εργασία και έγινε ανάλυση κάποιων βασικών περιφερειακών µονάδων του. Τέλος στο κεφάλαιο 6 παρουσιάζονται οι κυµατοµορφές που λάβαµε από το πείραµα για τον ανοιχτό βρόχο λειτουργίας του κινητήρα µας. Τέλος, καταγράφεται η βιβλιογραφία που χρησιµοποιήθηκε και στα παραρτήµατα ενσωµατώνονται τα φυλλάδια των κατασκευαστών των στοιχείων που χρησιµοποιήθηκαν, τα σχέδια των πλακετών που κατασκευάστηκαν, φωτογραφίες της διάταξης και κάποιοι χρήσιµοι υπoλογισµοί. Στο σηµείο αυτό θα ήθελα να ευχαριστήσω τον επιβλέποντα της διπλωµατικής µου εργασίας κ. Επαµεινώνδα Μητρονίκα για την επίβλεψη και την υποστήριξή του κατά τη διάρκεια της διπλωµατικής αυτής εργασίας. Επιπλέον, θα ήθελα να ευχαριστήσω I

8 Πρόλογος ιδιαίτερα όλους τους υποψήφιους διδάκτορες του εργαστηρίου, οι οποίοι βοήθησαν τόσο στο θεωρητικό όσο και το πειραµατικό µέρος της εργασίας όποτε χρειάστηκε. Επίσης θέλω να ευχαριστήσω τους συµφοιτητές µου Γιάννη Πρωιµάδη, Ηλία Αλαφογιάννη και Τάσο Κατσίγιαννη για τη βοήθεια τους και τις χρήσιµες συµβουλές τους κατά τη διεξαγωγή των διπλωµατικών µας εργασιών. II

9 Περιεχόµενα Περιεχόµενα ΚΕΦΑΛΑΙΟ ΜΑΓΝΗΤΙΚΑ ΥΛΙΚΑ Θεμελιώδεις έννοιες του μαγνητικού πεδίου Βρόχος Υστέρησης Μαγνητικών Υλικών Επίδραση της θερμοκρασίας στη λειτουργία των μαγνητών Αναστρέψιμες Μεταβολές Μη αναστρέψιμες μεταβολές Μόνιμοι μαγνήτες Φερρίτες ή Κεραμικοί Μαγνήτες Μαγνήτες Alnico Σύγχρονα μαγνητικά υλικά... 7 Παράγοντες που καθορίζουν την επιλογή των μαγνητών... 9 ΚΕΦΑΛΑΙΟ ΜΗΧΑΝΗ BRUSHLESS DC Εισαγωγή Κατασκευαστικά χαρακτηριστικά και αρχή λειτουργίας Στάτης Δρομέας Αισθητήρες Hall-Φαινόμενο Hall Αρχή λειτουργίας μηχανής Brushless DC Χαρακτηριστική Ροπής-Ταχύτητας Πλεονεκτήματα και μειονεκτήματα της μηχανής Brushless Παράγοντες που καθορίζουν την επιλογή της μηχανής Ισοδύναμο μαγνητικό κύκλωμα μηχανής Brushless DC με ανοιχτό κύκλωμα στο στάτη Ηλεκτρεγερτική δύναμη και ροπή στρέψης σύγχρονου τραπεζοειδούς κινητήρα Brushless DC Εξαγωγή των εξισώσεων ροπής ταχύτητας του Brushless DC κινητήρα [1] ΚΕΦΑΛΑΙΟ ΠΡΟΣΟΜΟΙΩΣΗ ΤΟΥ ΣΥΤΗΜΑΤΟΣ ΜΕΣΩ ΤΟΥ ΠΡΟΓΡΑΜΜΑΤΟΣ SIMULINK Περιγραφή του συστήματος προσομοίωσης Ανοιχτός Βρόχος III

10 Περιεχόµενα Για βηματική ροπή 0.65Nm στο 0.01 δευτερόλεπτο και λόγο κατάτμησης 100% Για βηματική ροπή 0,8Nm στο 0,03 δευτερόλεπτο και λόγο κατάτμησης 40% Για ροπή εισόδου σταθερή 0.65Νm και λόγο κατάτμησης 40% ΚΕΦΑΛΑΙΟ ΠΕΡΙΓΡΑΦΗ ΤΟΥ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑ ΚΑΙ ΑΝΑΛΥΣΗ ΤΗΣ ΔΙΑΤΑΞΗΣ ΟΔΗΓΗΣΗΣ ΤΟΥ ΚΙΝΗΤΗΡΑ Εισαγωγή Μελέτη και λειτουργία τριφασικού αντιστροφέα τάσης Κύκλωμα ελέγχου Brushless DC κινητήρα Έλεγχος των ημιαγωγικών στοιχείων του αντιστροφέα Επιλογή των διακοπτικών στοιχείων του αντιστροφέα Περιγραφή του κυκλώματος παλμοδότησης του τριφασικού αντιστροφέα Ο μικροελεγκτής dspic30f Ο αντιστροφέας 74HCT Ο οπτοζεύκτης 6Ν Οδήγηση της πύλης των ημιαγωγικών στοιχείων ισχύος με χρήση του ολοκληρωμένου IR Απαραίτητα παθητκά στοιχεία Κατασκευή του τριφασικού αντιστροφέα Διακοπτικά ημιαγωγικά στοιχεία MOSFET Πυκνωτές στην είσοδο του αντιστροφέα Επιλογή των κατάλληλων ψυκτικών Επιλογή των κατάλληλων μετρητικών Μετρητικό Τάσης Μετρητικό ρεύματος Τροφοδοτικά συνεχούς τάσης ΚΕΦΑΛΑΙΟ ΜΙΚΡΟΕΛΕΓΚΤΗΣ ΚΑΙ ΠΑΛΜΟΔΟΤΗΣΗ Εισαγωγή Γενικές έννοιες μικροεπεξεργαστών Συνοπτική περιγραφή του MPLAB Τα αναπτυξιακά εργαλεία του dspic30f Περιγραφή του μικροελεγκτή dspic30f4011 της Microchip Περιφερειακές μονάδες του dspic30f Θύρες Εισόδου/Εξόδου-Ε/Ε IV

11 Περιεχόµενα Μετατροπέας αναλογικού σε ψηφιακό σήμα (A/D Converter) Μονάδα παραγωγής παλμών PWM Λογική της Παλμοδότησης Ανοιχτός Βρόχος Κλειστός Βρόχος ΚΕΦΑΛΑΙΟ ΠΕΙΡΑΜΑΤΙΚΗ ΔΙΑΤΑΞΗ-ΠΑΛΜΟΓΡΦΗΜΑΤΑ-ΣΥΜΠΕΡΑΣΜΑΤΑ Εισαγωγή-Περιγραφή πειραματικής διάταξης Παλμογραφήματα Για V DC =110 V και λόγο κατάτμησης 95% Για V DC =189 V και λόγο κατάτμησης 80% Για V DC =265 V και λόγο κατάτμησης 60% Για V DC =300V και λόγο κατάτμησης 90% Συμπεράσματα-Προοπτικές ΒΙΒΛΙΟΓΡΑΦΙΑ ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ A ΥΠΟΛΟΓΙΣΜΟΙ Υπολογισμός των απαγωγών θερμότητας για τα MOSFET Υπολογισμός της χωρητικότητας των πυκνωτών Bootstrap[design tips] Υπολογισμός της τάσης που απαιτείται στο DC για τη λήψη ονομαστικής ενεργού τάσης λειτουργίας του κινητήρα ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ B ΦΩΤΟΓΡΑΦΙΕΣ ΤΗΣ ΔΙΑΤΑΞΗΣ ΚΑΙ ΚΥΚΛΩΜΑ ΤΗΣ ΠΛΑΚΕΤΑΣ ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Γ ΦΥΛΛΑ ΚΑΤΑΣΚΕΥΑΣΤΩΝ ΤΩΝ ΟΛΟΚΛΗΡΩΜΕΝΩΝ ΠΟΥ ΧΡΗΣΙΜΟΠΟΙΗΘΗΚΑΝ V

12 Περιεχόµενα VI

13 Κεφάλαιο 1 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 1 ΜΑΓΝΗΤΙΚΑ ΥΛΙΚΑ 1.1 Θεµελιώδεις έννοιες του µαγνητικού πεδίου [8] Μαγνητικό πεδίο ορίζεται ο χώρος µέσα στον οποίο αναπτύσσονται µαγνητικές δυνάµεις και παρατηρούνται ηλεκτρικά φαινόµενα. Σύµφωνα µε τον Faraday, στο χώρο αυτό περιέχονται δυναµικές γραµµές οι οποίες αποτελούν ένα µέσο απεικόνισης της κατεύθυνσης και της έντασης του µαγνητικού πεδίου. Το σύνολο των δυναµικών αυτών γραµµών ονοµάζεται µαγνητική ροή Φ. Η ποσότητα των δυναµικών γραµµών που διαπερνούν µια µοναδιαία επιφάνεια λέγεται επαγωγή Β ή πυκνότητα µαγνητικής ροής. Η µαγνητική ροή Φ και η επαγωγή Β συνδέονται µε τη σχέση: Φ= Β d (1.1) όπου S είναι η επιφάνεια µέσα από την οποία διέρχεται µαγνητική ροή Φ. Κάθε σηµείο χαρακτηρίζεται από την ένταση του µαγνητικού πεδίου Η η οποία συνδέεται µε την µαγνητική επαγωγή Β µε τη σχέση: B =µ Η (1.2) όπου µ είναι η απόλυτη µαγνητική διαπερατότητα του χώρου και εκφράζει τη δυνατότητα να περάσει η ροή µέσα από ένα µέσο. Ισχύει η σχέση: µ=µ 0 µ r (1.3) όπου µο=0,4π10 H/cm είναι η διαπερατότητα του κενού, ενώ µr διαπερατότητα του µέσου. η σχετική Οποιαδήποτε αιτία παράγει µαγνητική ροή ονοµάζεται µαγνητοκινητική δύναµη (J=mmf magnetomotive force).αν για παράδειγµα έχουµε Ν σπείρες που διαρρέονται από ρεύµα I,η µαγνητοκινητική δύναµη ισούται µε: J=m m f=n I (1.4) Και µετριέται σε αµπερελίγµατα(at). Στην παρούσα διπλωµατική εργασία θα χρησιµοποιηθεί ο όρος διαρροή. 1

14 Κεφάλαιο Βρόχος Υστέρησης Μαγνητικών Υλικών [1,8,13] Οι µαγνητικές ιδιότητες των υλικών περιγράφονται από το βρόχο υστέρησης(«magnetic hysteresis loop»).ο βρόχος υστέρησης είναι µία καταγραφή της µαγνήτισης του υλικού ως συνάρτηση της έντασης του µαγνητικού πεδίου Β=f(Η),όπως φαίνεται στο σχήµα 1.1. Σχήµα 1.1:Τυπικό διάγραµµα βρόχου υστέρηση[14] Ξεκινώντας για να µαγνητίσουµε ένα υλικό, µεταβάλλουµε το ηλεκτρικό ρεύµα, οπότε αυξάνουµε την ένταση του µαγνητικού πεδίου Η σε µία τιµή Η1(η οποία αντιστοιχεί στο σηµείο Βs).Κατόπιν µειώνουµε την ένταση ως το Η1(η οποία 2

15 Κεφάλαιο 1 αντιστοιχεί στο σηµείο β).τέλος αυξάνουµε πάλι ως την Η1 και προκύπτει ο βρόχος υστέρησης που βλέπουµε στο παραπάνω σχήµα. Ένας µη µαγνητισµένος πυρήνας έχει Β=Η=0, οπότε βρισκόµαστε στην αρχή των αξόνων 0.Εάν στη συνέχεια επιδράσει ένα µαγνητικό πεδίο, τότε τα Β και Η στο εσωτερικό του πυρήνα θα ακολουθήσουν την καµπύλη από το 0 ως το Bs, η οποία ονοµάζεται καµπύλη πρώτης µαγνήτισης. Στο σηµείο αυτό έχουµε φτάσει στον µαγνητικό κορεσµό του πυρήνα, δηλαδή η µαγνητική επαγωγή Β δεν επιδέχεται περαιτέρω αύξηση. Αν η αιτία δηµιουργίας του Η εκλείψει, τότε η ένταση του µαγνητικού πεδίου µειώνεται και µεταφερόµαστε στο σηµείο Βr της καµπύλης. Στο σηµείο αυτό το Η µηδενίζεται ενώ το Βr ονοµάζεται παραµένων µαγνητισµός και δηλώνει τη µέγιστη πυκνότητα ροής που µπορεί να συγκρατήσει ο µαγνήτης σε µία συγκεκριµένη θερµοκρασία, µετά το µαγνητικό κορεσµό του. Αν στη συνέχεια για οποιονδήποτε λόγο αντιστραφεί η διεύθυνση του Η τότε το σηµείο λειτουργίας µεταφέρεται από το Βr στο β, µέσα από το δεύτερο και τρίτο τεταρτηµόριο του βρόχου υστέρησης. Φτάνει δηλαδή στο αρνητικό του µέγιστο Bs.Το ενδιάµεσο σηµείο Ηc καλείται αποµαγνητίζον πεδίο και αποτελεί την αναγκαία µαγνητική ένταση για να µειωθεί ο παραµένων µαγνητισµός, Βr, στο µηδέν. Όπως προηγουµένως, σε περίπτωση το µαγνητικό πεδίο Η εκλείψει η επαγωγή Β του µαγνητικού υλικού γίνεται Βr. Οµοίως για να µηδενισθεί ο αρνητικός παραµένων µαγνητισµός - Βr πρέπει να εφαρµοσθεί θετικό αποµαγνητίζον πεδίο Ηc(σηµείο γ). Ο βρόχος είναι συνήθως συµµετρικός και µπορεί να µετρηθεί µε ειδικά όργανα. Κάθε σηµείο λειτουργίας(η,β) εξαρτάται από το σχήµα του εκάστοτε µαγνήτη, καθώς και από τη διαπερατότητα του περιβάλλοντος κυκλώµατος. Ο παραµένων µαγνητισµός Br και το πεδίο Ηc ως γινόµενο εκφράζουν µία παράµετρο γνωστή ως µέγιστο ενεργειακό γινόµενο ή µέγιστο ενεργειακό προϊόν. Η παράµετρος αυτή µας δίνει ένα µέτρο της ισχύος του µαγνήτη. Το (ΒΗ)max υπολογίζεται στο δεύτερο τεταρτηµόριο του βρόχου. Γραφικά είναι το ορθογώνιο µε το µεγαλύτερο εµβαδόν που µπορεί να σχηµατιστεί στο τεταρτηµόριο αυτό, όπως βλέπουµε και στο βρόχο υστέρησης του σχήµατος 1.2. Η καµπύλη που εµφανίζεται στο δεύτερο τεταρτηµόριο ονοµάζεται καµπύλη αποµαγνήτισης. Όσο πιο έντονες είναι οι µαγνητικές ιδιότητες, τόσο περισσότερο 3

16 Κεφάλαιο 1 τείνει η καµπύλη να γίνει ευθεία(µπλε καµπύλη).αντίθετα, όσο πιο «ασθενές» είναι το υλικό τόσο πιο έντονο είναι το «γόνατο» που εµφανίζεται µε τη µαύρη καµπύλη. Ένα υλικό µόνιµου µαγνήτη ονοµάζεται «σκληρό», όταν διατηρεί τον παραµένοντα µαγνητισµό ακόµα και όταν έχει αποµακρυνθεί το µαγνητικό πεδίο, ενώ το αποµαγνητίζον πεδίο του Hc µπορεί να πάρει µεγάλη απόλυτη τιµή. Ή καµπύλη αποµαγνήτισης είναι ευθεία και στην οικογένεια των «σκληρών» µαγνητών ανήκουν οι φερρίτες, οι σπάνιες γαίες(σαµάριο, κοβάλτιο) και οι ενώσεις NdFeB(νεοδήµιοσίδηρος-βόριο). Σχήµα 1.2 Βρόχος υστέρησης όπου διακρίνεται το ενεργειακό γινόµενο[14] 1.3 Επίδραση της θερµοκρασίας στη λειτουργία των µαγνητών[1] Η έκθεση των µαγνητών σε υψηλές θερµοκρασίες για µεγάλες χρονικές περιόδους είναι ικανή να προκαλέσει µεταλλουργικές αλλαγές, οι οποίες µπορούν να επηρεάσουν την ικανότητα µαγνήτισης των υλικών, σε σηµείο να τα µετατρέψουν σε µη µαγνητικά. Η θερµοκρασία στην οποία το υλικό χάνει εντελώς τη µαγνήτιση του ονοµάζεται θερµοκρασία Curie T C. Αν ένα υλικό εκτεθεί σε θερµοκρασίες άνω της T C, µπορεί να επαναµαγνητιστεί µόνο αν δεν έχει υποστεί µεταλλουργικές αλλαγές. Για αρκετά µαγνητικά υλικά, όπως οι σπάνιες γαίες(κοβάλτιο), το Nib και το Alnico, 4

17 Κεφάλαιο 1 η θερµοκρασία στην οποία συµβαίνουν µεταλλουργικές αλλαγές είναι µικρότερη από την T C. Για τα κεραµικά υλικά δεν ισχύει το ίδιο, για αυτό το λόγο µπορούν να αποµαγνητιστούν ασφαλώς θερµαίνοντας τα σε θερµοκρασίες άνω της T C για µικρό χρονικό διάστηµα. Η επίδραση υψηλών θερµοκρασιών µπορεί να οδηγήσει τα µαγνητικά υλικά σε αναστρέψιµες και µη αναστρέψιµες µεταβολές. Σχήµα 1.3 Θερµοκρασία που συµβαίνουν µεταλλουργικές αλλαγές και θερµοκρασία Curie για διάφορα µαγνητικά υλικά.[1] Αναστρέψιµες Μεταβολές [1] Ο βρόχος υστέρησης των υλικών αλλάζει σχήµα ανάλογα µε τη θερµοκρασία. Όλοι οι µαγνήτες χάνουν τον παραµένοντα µαγνητισµό τους όσο η θερµοκρασία αυξάνει. Μέχρι ένα επιτρεπτό όριο οι αλλαγές είναι αναστρέψιµες και σχεδόν γραµµικές. Στους κεραµικούς µαγνήτες το γόνατο της καµπύλης αποµαγνήτισης κινείται προς το τρίτο τεταρτηµόριο, ωστόσο οι µαγνήτες αυτοί αντιστέκονται πιο εύκολα στην αποµαγνήτιση καθώς η θερµοκρασία αυξάνεται στους 120ºC. Στους υπόλοιπους µαγνήτες, η αύξηση της θερµοκρασίας προκαλεί ανάποδη πορεία του γονάτου, δηλαδή αυτό ξεκινά από το τρίτο τεταρτηµόριο και ανεβαίνει προς το δεύτερο Μη αναστρέψιµες µεταβολές[1] Οι µη αναστρέψιµες µεταβολές εξαρτώνται από τις συνθήκες κάθε εφαρµογής και κυρίως από τον συντελεστή µαγνητικής διαπερατότητας PC (αναλύεται στην παράγραφο 2.8). Για κάθε συντελεστή µαγνητικής διαπερατότητας και µία συγκεκριµένη τιµή θερµοκρασίας περιλαµβάνονται οι µη αναστρέψιµες µεταβολές. 5

18 Κεφάλαιο 1 Οπότε, αν χρησιµοποιούµε τον µαγνήτη µας για µεγαλύτερο συντελεστή µαγνητικής διαπερατότητας, οι µεταβολές αυτές για την ίδια θερµοκρασία θα µειωθούν. 1.4 Μόνιµοι µαγνήτες [1] H ανάπτυξη ισχυρών µόνιµων µαγνητών παρουσιάζει µεγάλο τεχνολογικό ενδιαφέρον. Οι µόνιµοι µαγνήτες, προσφέρουν τη δυνατότητα παροχής µόνιµου µαγνητικού πεδίου χωρίς τη χρήση ηλεκτρικού ρεύµατος (κατανάλωση ενέργειας) και αποφεύγεται η κατασκευή περίπλοκων περιελίξεων. Χάρη σε αυτή τους την ιδιότητα, οι µόνιµοι µαγνήτες βρίσκουν εφαρµογή σε µία πληθώρα ηλεκτρικών κινητήρων, καθώς µε τη χρήση τους µειώνεται ο όγκος, ο θόρυβος από πιθανά ρεύµατα διέγερσης και αυξάνεται η ισχύς λειτουργίας των κινητήρων. Επιπλέον µόνιµοι µαγνήτες χρησιµοποιούνται σε πολλές καθηµερινές εφαρµογές όπως στα ηχεία και στους εκτυπωτές και σε πολλά ιατρικά διαγνωστικά εργαλεία όπως στους µαγνητικούς τοµογράφους. Παρακάτω παρατίθενται τα βασικά είδη µόνιµων µαγνητών που έχουν αναπτυχθεί Φερρίτες ή Κεραµικοί Μαγνήτες [1,15] Πρωτοεµφανίστηκαν γύρω στο 1950 και παρουσιάζουν µεγάλη αντοχή σε πεδία αποµαγνήτισης σε σχέση µε άλλα είδη µονίµων µαγνητών(alnico). Έχουν υψηλή σταθερά θερµοκρασίας, καθώς ο παραµένων µαγνητισµός τους, B r, µεταβάλλεται κατά 0,2% ανά βαθµό Κελσίου και µπορούν να χρησιµοποιηθούν σε ένα εύρος θερµοκρασιών από -40 ºC έως 200 ºC. Όπως και τα κεραµικά υλικά, οι µαγνήτες αυτού του τύπου είναι σκληροί αλλά εύθραυστοι και όντας οξείδια δεν διαβρώνονται ούτε επηρεάζονται από τις κλιµατικές αλλαγές. Η χρήση κεραµικών µαγνητών σε ηλεκτρικές µηχανές οδηγεί σε οικονοµικότερες κατασκευές. Βασικά τους µειονεκτήµατα είναι η µικρή τιµή παραµένοντα µαγνητισµού και η µικρή πυκνότητα ροής για συγκεκριµένο όγκο Μαγνήτες Alnico [1,15] Οι µαγνήτες αυτοί αποτελούν το παλαιότερο µαγνητικό υλικό που χρησιµοποιείται στις µέρες µας. Συγκρινόµενοι µε νεότερα µαγνητικά υλικά, οι µαγνήτες Alnico 6

19 Κεφάλαιο 1 παρουσιάζουν µικρές τιµές αποµαγνητίζοντος πεδίου και υψηλότερο παραµένοντα µαγνητισµό. Το γεγονός αυτό υποδηλώνει, πως για να αποφευχθεί ο αποµαγνητισµός τους οι µαγνήτες Alnico πρέπει να λειτουργούν αρκετά «βαθιά» στην καµπύλη µαγνήτισης τους. Το κύριο πλεονέκτηµα τους είναι η πολύ µικρή σταθερά θερµοκρασίας τους, καθώς για κάθε άνοδο της θερµοκρασίας κατά έναν βαθµό Κελσίου ο παραµένων µαγνητισµός µειώνεται µόνο κατά 0,02%. Το εύρος λειτουργίας τους ξεκινάει από τους -273ºC και φτάνει ως τους 400 ºC προσφέροντας έτσι, σταθερό µαγνητικό πεδίο σε ένα πολύ µεγάλο εύρος θερµοκρασιών Σύγχρονα µαγνητικά υλικά [1,15] Στην κατηγορία αυτή ανήκουν το σαµάριο (Sm), το κοβάλτιο (Co) και το Νd-Fe-B (νεοδύµιο-σίδηρος-βόριο) που είναι και η πιο πρόσφατη ανακάλυψη. Το σαµάριο και το κοβάλτιο είναι σπάνιες γαίες και υπάρχουν πολύ λίγες πηγές ανά τον κόσµο. Οι σύγχρονοι µαγνήτες παρουσιάζουν πολύ καλύτερα µαγνητικά χαρακτηριστικά σε σύγκριση µε τους κεραµικούς και τους Alnico, ωστόσο έχουν υψηλό κόστος. Τα χαρακτηριστικά των µαγνητών αυτών είναι οι µεγάλες τιµές του παραµένοντα µαγνητισµού και του αποµαγνητίζοντος πεδίου καθώς και η ικανοποιητικά µεγάλη τιµή της ενέργειας (ΒΗ) max. Η µεγάλη τιµή του παραµένοντος µαγνητισµού επιτρέπει την µείωση του όγκου της εκάστοτε εφαρµογής. Ένα µειονέκτηµα τους είναι η εύκολη διάβρωση, γι αυτό κατά τη χρήση τους, πολλές φορές, χρησιµοποιούνται επικαλύψεις. Το ΝdFeB όπως και οι φερρίτες είναι ευαίσθητο στις υψηλές θερµοκρασίες και χρειάζεται προσοχή σε εφαρµογές άνω των 100 ºC. 7

20 Κεφάλαιο 1 Σχήµα 1.4 Μαγνητικά υλικά και οι ιδιότητες τους[15] Σχήµα 1.5 Καµπύλη αποµαγνήτισης βασικών µαγνητικών υλικών.[15] 8

21 Κεφάλαιο 1 Παράγοντες που καθορίζουν την επιλογή των µαγνητών [1] Η αναλογία ροπής/όγκου της µηχανής: Προκειµένου να πετύχουµε µεγάλη ισχύ της µηχανής, χρειαζόµαστε καλή απόδοση του µαγνήτη που επιτυγχάνεται µε µεγαλύτερες τιµές µαγνητικού πεδίου στο διάκενο. Για µεγάλο πεδίο στο διάκενο, ο µαγνήτης χρειάζεται υψηλό παραµένοντα µαγνητισµό, εποµένως και µεγάλη επιφάνεια µαγνητικών πόλων. Η αντοχή στις υψηλές θερµοκρασίες: Οι µηχανές Brushless έχουν πολύ µικρές απώλειες δροµέα. Επιπλέον ο στάτης ψύχεται εύκολα εξαιτίας της δοµής των εγκοπών και της ύπαρξης του εσωτερικού αέρα. Συνεπώς οι µαγνήτες περιστρέφονται σε θερµοκρασίες κάτω των 100 ºC, που δεν είναι επικίνδυνες για τη λειτουργία τους. Ενδεχόµενα λάθη στη λειτουργία: Οι µαγνήτες µπορούν να αποµαγνητιστούν εξαιτίας ισχυρών ρευµάτων, όπως για παράδειγµα τα ρεύµατα βραχυκυκλωµάτων. Στις µηχανές Brushless εφαρµόζουµε ηλεκτρονικό έλεγχο οπότε τα λάθη αυτά ελαχιστοποιούνται εξαιτίας των προστατευτικών µέτρων που λαµβάνονται στον αντιστροφέα και το σύστηµα ελέγχου. 9

22 Κεφάλαιο 1 10

23 Κεφάλαιο 2 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 2 ΜΗΧΑΝΗ BRUSHLESS DC 2.1 Εισαγωγή [4,10] Από το 1950 και µετά, η διαθεσιµότητα µόνιµων µαγνητών υψηλής ενέργειας, οδήγησε στην ανάπτυξη ηλεκτρικών µηχανών που χρησιµοποιούν µόνιµους µαγνήτες για δηµιουργία πεδίου διέγερσης, αντικαθιστώντας έτσι, τα τυλίγµατα διέγερσης που απαιτούν ρεύµα για τη λειτουργία τους. Με αυτόν τον τρόπο αναπτύχθηκαν οι Σύγχρονοι Κινητήρες Μόνιµου Μαγνήτη (Permanent Magnet Synchronous Motors- PMSM), υποκατηγορία των οποίων είναι οι κινητήρες Brushless DC (BLDC). Οι κινητήρες BLDC είναι ιδιαίτερα δηµοφιλείς στην εποχή µας καθώς χρησιµοποιούνται σε µία πληθώρα εφαρµογών. Οι Οικιακές συσκευές, η Αυτοκίνηση, η Αεροδιαστηµική βιοµηχανία, η Ιατρική και οι Βιοµηχανικοί Αυτοµατισµοί είναι µερικές από αυτές. Όπως υποδεικνύει και το όνοµα τους, στους κινητήρες BLDC, δεν χρησιµοποιούνται ψήκτρες (brushes) για τη µετάβαση της πολικότητας, αλλά αυτή πετυχαίνεται ηλεκτρονικά µε χρήση ηλεκτρονικών µετατροπέων. Επίσης το τύλιγµα τυµπάνου βρίσκεται στον στάτη δίνοντας έτσι, τη δυνατότητα καλύτερης ψύξης και ανάπτυξης µεγαλύτερων τάσεων, καθώς υπάρχει περισσότερος χώρος για µόνωση. Οι κινητήρες BLDC δεν είναι τίποτα παραπάνω από «αντίστροφοι» DC κινητήρες, αφού έχουν τα τυλίγµατα τυµπάνου και διέγερσης εναλλαγµένα από τον δροµέα στο στάση και αντίστροφα. Κάποια από τα πλεονεκτήµατα που παρουσιάζουν σε σχέση µε τους DC κινητήρες είναι: Βελτιωµένες χαρακτηριστικές ροπής-στροφών Υψηλή δυναµική απόκριση Υψηλή Απόδοση Μεγαλύτερο χρόνο ζωής Αθόρυβη λειτουργία Μεγαλύτερο εύρος ταχυτήτων 11

24 Κεφάλαιο Κατασκευαστικά χαρακτηριστικά και αρχή λειτουργίας [10] Οι BLDC µηχανές µπορεί να είναι µονοφασικές, δύο φάσεων ή τριφασικές που είναι και οι πιο διαδεδοµένες. Ανάλογα µε τον αριθµό των φάσεων η εκάστοτε µηχανή έχει αντίστοιχο αριθµό τυλιγµάτων στον στάτη. Το τύλιγµα κάθε φάσης µπορεί να αποτελείται από µία ή περισσότερες οµάδες υποτυλιγµάτων (περιελίξεις ή πυρήνες). Σχήµα 2.1 Μηχανές BLDC διαφόρων τύπων. Η (a) µηχανή έχει δύο οµάδες υποτυλιγµάτων και τέσσερις µαγνητικούς πόλους, δηλαδή ο δροµέας καλύπτεται από δύο ζεύγη µαγνητικών πόλων αντίθετης µαγνητικής πολικότητας.η (b) µηχανή έχει τρεις οµάδες υποτυλιγµάτων και οκτώ µαγνητικούς πόλους. Η (c) µηχανή έχει τέσσερις οµάδες υποτυλιγµάτων και οκτώ µαγνητικούς πόλους.[22] Στάτης [1,10] Ο στάτης µιας µηχανής BLDC αποτελείται από ελάσµατα πάχους 0,3-0,5mm, έτσι ώστε να ελαχιστοποιούνται τα δινορρεύµατα. Τα τυλίγµατα τοποθετούνται σε εγκοπές, οι οποίες βρίσκονται ακτινικά στην εσωτερική περιφέρεια του στάτη (Σχήµα 2.2). Οι περισσότερες µηχανές BLDC έχουν τρία τυλίγµατα στο στάτη τα οποία συνδέονται σε αστέρα και το καθένα αποτελείται από µικρότερες περιελίξεις. Οι εγκοπές, που είναι µοιρασµένες στην περιφέρεια του στάτη, γεµίζουν µε µία ή περισσότερες περιελίξεις, οι οποίες ενώνονται για να σχηµατίσουν το τύλιγµα. Έτσι κάθε τύλιγµα δηµιουργεί ένα ζυγό αριθµό πόλων. 12

25 Κεφάλαιο 2 Ανάλογα µε το πώς συνδέονται οι περιελίξεις µεταξύ τους και κατ επέκταση τα τυλίγµατα έχουµε δυο διαφορετικούς τύπους µηχανής, την τραπεζοειδή και την ηµιτονοειδή. Ο διαχωρισµός αυτός έχει να κάνει µε την µορφή της επαγόµενης τάσης από τους µαγνήτες του δροµέα στο στάτη (Back-EMF). Έτσι στην πρώτη περίπτωση, η τάση που επάγεται στο στάτη από τους µόνιµους µαγνήτες του δροµέα είναι τραπεζοειδής ενώ στη δεύτερη ηµιτονοειδής (Σχήµα 2.3). Τα ίδια ισχύουν και για τα φασικά ρεύµατα τα οποία έχουν αντίστοιχη µορφή µε τον τύπο της µηχανής. Ο ηµιτονοειδής τύπος µηχανής BLDC έχει µεγαλύτερο κόστος λόγω της περίπλοκης διασύνδεσης των περιελίξεων, δίνει όµως πιο σταθερή ροπή στην έξοδο της. Σχήµα 2.2 Στάτης µηχανής DC Brushless, όπου φαίνονται οι εγκοπές στην εσωτερική περιφέρεια του στάτη, τα τυλίγµατα και οι περιελίξεις[10] ροµέας [1,10] Ο δροµέας είναι κατασκευασµένος από ατσάλι και είναι συµπαγής. Στην επιφάνεια του τοποθετούνται µόνιµοι µαγνήτες, οι οποίοι συνήθως σχηµατίζουν δύο έως οκτώ ζεύγη πόλων αντίθετης µαγνητικής πολικότητας. Ο πυρήνας είναι κυλινδρικός και η θέση των µαγνητών ποικίλλει επίσης. Μπορεί να βρίσκονται πάνω στην περιφέρεια 13

26 Κεφάλαιο 2 του δροµέα µε κενά ανάµεσα τους ή, µπορεί να είναι ορθογώνιοι και να σφηνώνονται κάτω από την επιφάνεια είτε οριζόντια, είτε κάθετα (Σχήµα 2.4). Ανάλογα µε το πόσο ισχυρό απαιτείται να είναι το µαγνητικό πεδίο, επιλέγεται το κατάλληλο µαγνητικό υλικό. Οι φερρίτες αποτελούν το πιο παραδοσιακό και φτηνό µαγνητικό υλικό, έχουν όµως το βασικό µειονέκτηµα της χαµηλής πυκνότητας ροής για συγκεκριµένο όγκο. Πλέον, µε την ανάπτυξη της τεχνολογίας κερδίζουν έδαφος οι µαγνήτες από κράµατα σπάνιων γαιών. Τα κράµατα αυτά, έχουν µεγάλη πυκνότητα ροής ανά όγκο, επιτρέποντας την µείωση του όγκου του δροµέα για ίδια τιµή ηλεκτροµαγνητικής ροπής. Επίσης µε τη χρήση των κραµάτων αυτών, βελτιώνεται η αναλογία του µεγέθους προς το βάρος της µηχανής, δίνοντας µεγαλύτερες τιµές ροπής σε σχέση µε µηχανές ίδιου µεγέθους που χρησιµοποιούν φερρίτες ως µαγνητικό υλικό. Το νεοδύµιο (Nd), η ένωση σαµαρίου-κοβαλτίου(sm- Co) και το κράµα νεοδυµίου-σιδήρου-βορίου (Nd-Fe-B) είναι µερικά παραδείγµατα κραµάτων σπανίων γαιών. 14

27 Κεφάλαιο 2 Σχήµα 2.3 Τραπεζοειδής και ηµιτονοειδής τάση εξ επαγωγής[10] Οι υψηλές ταχύτητες αποτελούν πρόβληµα για τους µαγνήτες, όταν αυτοί βρίσκονται στην επιφάνεια του δροµέα. Η επιτάχυνση και η επιβράδυνση δηµιουργούν ακτινικές φυγόκεντρες δυνάµεις, οι οποίες χρήζουν αντιµετώπισης. Για το σκοπό αυτό, οι µαγνήτες επικολλούνται γερά στην επιφάνεια, λαµβάνοντας υπ όψιν η µηχανική και θερµική διαστολή της συγκολλητικής ουσίας να είναι ίδια µε αυτή του µαγνήτη. Για µεγαλύτερες ταχύτητες ίσως κριθεί απαραίτητο να τοποθετηθεί προστατευτικό περίβληµα συγκράτησης από ανθρακονήµατα ή άβαφο ατσάλι. 15

28 Κεφάλαιο 2 Σχήµα 2.4 ιαφορετικές τοποθετήσεις µαγνητών πάνω στο δροµέα. Στον πρώτο οι µαγνήτες τοποθετούνται πάνω στην περιφέρεια, στον δεύτερο οι ορθογώνιοι µαγνήτες τοποθετούνται οριζόντια εσωτερικά της περιφέρειας, ενώ στον τρίτο τοποθετούνται κάθετα.[10] 2.3 Αισθητήρες Hall-Φαινόµενο Hall [10] Όταν ένας ρευµατοφόρος αγωγός βρίσκεται µέσα σε ένα µαγνητικό πεδίο, τότε η επαγωγή ασκεί εγκάρσια δύναµη στους φορείς ρεύµατος και τους ωθεί στη µία πλευρά του αγωγού. Το παραπάνω φαινόµενο είναι γνωστό ως φαινόµενο Hall. Σε αντίθεση µε τις DC µηχανές, στις οποίες υπάρχουν ψήκτρες, οι µηχανές Brushless ελέγχονται ηλεκτρονικά. Για να περιστραφεί ο δροµέας τους, πρέπει να ενεργοποιηθούν τα τυλίγµατα του στάτη µε συγκεκριµένη ακολουθία. Για να επιτευχθεί αυτή η συγκεκριµένη ακολουθία είναι απαραίτητο να γνωρίζουµε τη θέση του δροµέα κάθε στιγµή, ώστε να καταλάβουµε ποιο τύλιγµα πρέπει να τροφοδοτηθεί µε ρεύµα την κάθε στιγµή. Η θέση του δροµέα γίνεται γνωστή σε εµάς αν χρησιµοποιήσουµε αισθητήρες Hall, οι οποίοι τοποθετούνται µέσα στον στάτη. Κάθε φορά που ένας µαγνητικός πόλος του δροµέα περνά κοντά από έναν αισθητήρα, λαµβάνουµε ένα υψηλό ή χαµηλό σήµα, ανάλογα µε το αν ο πόλος είναι βόρειος ή νότιος. Οι περισσότερες BLDC µηχανές διαθέτουν τρεις αισθητήρες Hall οµοιόµορφα κατανεµηµένους στην περιφέρεια του στάτη. Ο συνδυασµός των σηµάτων των τριών αισθητήρων δίνει την ακριβή θέση του δροµέα, καθορίζοντας τη σειρά µετάβασης της τροφοδοσίας. Η τοποθέτηση των αισθητήρων είναι µία δύσκολη διαδικασία, διότι και η παραµικρή απόκλιση τους θα επιφέρει λανθασµένο σήµα και εποµένως λανθασµένη πληροφορία για τη θέση του δροµέα. Ο υπολογιστής ωστόσο δίνει τη δυνατότητα στο 16

29 Κεφάλαιο 2 χρήστη να χειρίζεται τη θέση των αισθητήρων προκειµένου να επιτευχθεί το βέλτιστο αποτέλεσµα. Οι αισθητήρες συνήθως τοποθετούνται στον στάτη της µηχανής και είναι µετατοπισµένοι µεταξύ τους ανά 60 ή 120 µοίρες (Σχήµα 2.5). Ανάλογα µε αυτή τη µετατόπιση καθορίζεται και η σειρά της µετάβασης κατά τον έλεγχο της µηχανής. Μία δεύτερη περίπτωση είναι, οι αισθητήρες να συνδέονται µε µαγνήτες. Οι µαγνήτες αυτοί τοποθετούνται στο δροµέα, έτσι ώστε όταν αυτός περιστρέφεται οι µαγνήτες Hall να δίνουν το ίδιο αποτέλεσµα µε τους µαγνήτες του δροµέα (Σχήµα 2.6). Ως αναφορά την τροφοδοσία τους οι αισθητήρες απαιτούν τάση µεταξύ 4 και 24V και ρεύµα από 5 έως 15mA. Σχήµα 2.5 Τρείς αισθητήρες Hall τοποθετηµένοι στο στάτη ανά 120 [16] Σχήµα 2.6 Οι αισθητήρες Hall συνδέονται µε τρεις µαγνήτες και τοποθετούνται στο δροµέα[10] 17

30 Κεφάλαιο Αρχή λειτουργίας µηχανής Brushless DC [10] Σε κάθε µετάβαση τροφοδοσίας στο στάτη, απαιτείται ένα τύλιγµα από όπου εισέρχεται το ρεύµα (θετική ισχύς), ένα από όπου εξέρχεται (αρνητική ισχύς) και το τρίτο που µένει ανεπηρέαστο (δεν διαρρέεται από ρεύµα). Η ροπή που κινεί τον δροµέα παράγεται λόγω της αλληλεπίδρασης των µαγνητικών πεδίων του στάτη και του δροµέα. Ιδανικά η ροπή γίνεται µέγιστη όταν τα διανύσµατα των δύο πεδίων είναι κάθετα µεταξύ τους και τείνει στο µηδέν όσο η αυτά τείνουν να γίνουν παράλληλα ή αντιπαράλληλα. Για να συνεχίσει η µηχανή να κινείται το µαγνητικό πεδίο που δηµιουργείται από τα τυλίγµατα του στάτη πρέπει να αλλάζει κατεύθυνση όσο ο δροµέας κινείται έτσι ώστε να µην µηδενίζεται η ροπή που παράγουν τα δύο αυτά πεδία. Αυτός είναι και ο λόγος για τον οποίο απαιτείται η µετάβαση στην τροφοδοσία. Για την υλοποίηση του ελέγχου της µετάβασης απαιτείται η θέση του δροµέα σε διακριτές θέσεις 60 µοιρών. Αυτό επιτυγχάνεται συνήθως µε τη χρήση τριών αισθητήρων Hall σε απόσταση 120 µοίρες µεταξύ τους. Κάθε 60 ηλεκτρικές µοίρες περιστροφής ένας από τους αισθητήρες δίνει σήµα. Αυτό επαναλαµβάνεται 6 φορές µέχρι να ολοκληρωθεί ένας ηλεκτρικός κύκλος. Ουσιαστικά µε τους αισθητήρες Hall χωρίζουµε κάθε ηλεκτρικό κύκλο της µηχανής σε έξι τµήµατα και γνωρίζοντας από την έξοδο των αισθητήρων σε ποιο από τα τµήµατα βρίσκεται ο δροµέας, καθορίζουµε την µετάβαση. Εδώ πρέπει να αναφέρουµε, ότι σε αρκετές εφαρµογές δεν χρησιµοποιούνται αισθητήρες για τον προσδιορισµό της θέσης του δροµέα, αλλά αυτή υπολογίζεται από της τάσεις που επάγουν οι µόνιµοι µαγνήτες του δροµέα στα τυλίγµατα του στάτη (Back-emf). Με τρόπο αυτό αποφεύγεται η τοποθέτηση των αισθητήρων, η οποία γενικά είναι µία δύσκολη διαδικασία που απαιτεί µεγάλη ακρίβεια, όµως ο έλεγχος της µετάβασης γίνεται υπολογιστικά πιο περίπλοκος. εν πρέπει να συγχέουµε τους ηλεκτρικούς µε τους µηχανικούς κύκλους. Ο αριθµός των ηλεκτρικών κύκλων προκειµένου να συµπληρωθεί ένας µηχανικός κύκλος, είναι ίσος µε τον αριθµό των πόλων του δροµέα. Έτσι, 60 ηλεκτρικές µοίρες αντιστοιχούν σε 60 /p γεωµετρικές µοίρες, όπου p είναι τα ζεύγη πόλων. Για την µετάβαση της µηχανής χρησιµοποιούµε αντιστροφέα µε ελεγχόµενα ηµιαγωγικά στοιχεία ισχύος τα οποία µπορεί να είναι IGBT, MOSFET ή απλά διπολικά τρανζίστορ ανάλογα µε την ισχύ που πρέπει να διαχειριστούν. Για τον 18

31 Κεφάλαιο 2 έλεγχο στροφών, εφαρµόζουµε στον αντιστροφέα διαµόρφωση PWM (Pulse width modulation) µε συχνότητα πολύ µεγαλύτερη από αυτή της µηχανής. Στα σχήµατα παρουσιάζεται µία γραφική απεικόνιση όσων αναλύσαµε παραπάνω. Σχήµα 2.7 Αισθητήρες Hall,Back-emf,φασικά ρεύµατα και ροπή εξόδου ενός BLDC κινητήρα, µε 2 ζεύγη πόλων, χωρισµένα σε τµήµατα 60 ηλεκτρικών µοιρών[10] 19

32 Κεφάλαιο 2 Σχήµα 2.8 Η µετάβαση της τροφοδοσίας του ρεύµατος στη µηχανή του σχήµατος 2.7[10] 2.5 Χαρακτηριστική Ροπής-Ταχύτητας [10] Υπάρχουν δύο χαρακτηριστικές τιµές ροπής που χρειαζόµαστε κατά τη µελέτη µιας µηχανής «Brushless»: Η ονοµαστική ροπή T r (rated torque) και η µέγιστη ροπή T p (peak torque). Η T P είναι η µέγιστη ροπή που µπορεί να παράγει η µηχανή και εµφανίζεται κατά την εκκίνηση της όταν η ταχύτητα είναι ακόµα ίση µε το µηδέν. Κατά τη συνεχή λειτουργία, η µηχανή µπορεί να φορτιστεί µέχρι την ονοµαστική 20

33 Κεφάλαιο 2 ροπή. Η ροπή στις BLDC µηχανές παραµένει σταθερή, και ίση µε την ονοµαστική για ένα µεγάλο εύρος ταχυτήτων, δηλαδή από πολύ µικρές ταχύτητες µέχρι την ονοµαστική. Η ταχύτητα µπορεί να αυξηθεί µέχρι τη µέγιστη τιµή της (περίπου 150% της ονοµαστικής), όµως αντίστοιχα η ροπή θα µειωθεί. Σε εφαρµογές µε πολλές εκκινήσεις και παύσεις, καθώς και συχνές αλλαγές της φοράς περιστροφής µε προσθήκη φορτίου, η απαιτούµενη ροπή είναι συνήθως µεγαλύτερη της ονοµαστικής. Αυτή η απαίτηση όµως είναι σύντοµη και παρουσιάζεται όταν ο κινητήρας εκκινεί από την ηρεµία ή όταν επιταχύνει, καθώς σε αυτές τις περιπτώσεις πρέπει να υπερνικηθεί η αδράνεια του δροµέα της µηχανής και του φορτίου. Όπως βλέπουµε και στη χαρακτηριστική ταχύτητας-ροπής ενός BLDC κινητήρα (σχήµα 2.9), η µηχανή µπορεί να διαχειριστεί ροπές µέχρι και την µέγιστη ροπή T p. Σχήµα 2.9 Χαρακτηριστική Ροπής-Ταχύτητας µηχανής brushless DC[10] 2.6 Πλεονεκτήµατα και µειονεκτήµατα της µηχανής Brushless [1,10] Όπως αναφέραµε και στην εισαγωγή, η απουσία ψηκτρών προσφέρει αρκετά οφέλη στις BLDC µηχανές. εν απαιτείται πλέον η συντήρηση τους και τα προβλήµατα που συνδέονται µε αυτές εξαλείφονται, αυξάνοντας το χρόνο ζωής της 21

34 Κεφάλαιο 2 µηχανής. Ακόµα δεν υφίσταται πλέον η συσσώρευση θραυσµάτων από τις ψήκτρες, που αποτελεί βασικό πρόβληµα, κυρίως εάν µπαίνουν µέσα στα ρουλεµάν ή αν σχηµατίζουν αγώγιµο δρόµο που πιθανόν να οδηγήσει σε ηλεκτρικό δρόµο.επιπλέον η ύπαρξη ψηκτρών παράγει συνήθως RFI («radio-frequency interference»), η οποία µε τη σειρά της παράγει σπινθήρες µε κίνδυνο ανάφλεξης σε εύφλεκτα περιβάλλοντα. Η λειτουργία και ο χρόνος ζωής των ψηκτρών επηρεάζεται από ατµοσφαιρικές συνθήκες (όπως τη θερµοκρασία και την υγρασία), γεγονός που απαιτεί την εναλλαγή του τύπου των ψηκτρών στην ίδια µηχανή, ανάλογα µε το περιβάλλον λειτουργίας. Η απουσία ψηκτρών δίνει περισσότερο χώρο στο µαγνητικό πεδίο των τυλιγµάτων του στάτη, ενώ ταυτόχρονα η αγωγή της θερµότητας βελτιώνεται. Τα παραπάνω σε συνδυασµό µε την απουσία της τριβής των ψηκτρών, οδηγούν σε σηµαντική αύξηση του ηλεκτρικού φορτίου και της ροπής. Η έλλειψη συλλέκτη και άξονα ψηκτρών µειώνει το µήκος της µηχανής. Το γεγονός αυτό εκτός από την εξοικονόµηση χώρου, βοηθάει στην ελάττωση της αποστάσεως µεταξύ των ρουλεµάν, µειώνοντας έτσι την αδράνεια του δροµέα και επιτρέποντας υψηλότερες ταχύτητες. Μειώνεται έτσι, η αναλογία µήκους προς διάµετρο και βελτιώνεται η απόκριση του κινητήρα σε επιταχύνσεις και επιβραδύνσεις. Υπάρχουν βέβαια και ορισµένα µειονεκτήµατα. Λόγω της απουσίας ψηκτρών χρειαζόµαστε αισθητήρες για να γνωρίζουµε τη θέση του δροµέα σε οποιαδήποτε χρονική στιγµή. Το γεγονός αυτό αυξάνει την πολυπλοκότητα του ηλεκτρονικού ελέγχου. Επιπλέον, το κόστος κατασκευής είναι µεγαλύτερο σε σχέση µε αυτό των κλασσικών µηχανών, λόγω των ακριβών µόνιµων µαγνητών του δροµέα. Η µέγιστη ταχύτητα της µηχανής brushless περιορίζεται, εξαιτίας της συγκράτησης των µαγνητών ενάντια στις φυγόκεντρες δυνάµεις που αναπτύσσονται. Για το λόγο αυτό ανάλογα µε την εφαρµογή πρέπει να δίνεται ιδιαίτερο βάρος στον τρόπο τοποθέτησης των µαγνητών στο δροµέα και στην συγκολλητική ουσία που θα χρησιµοποιηθεί. Εάν συγκρίνουµε έναν κινητήρα BLDC µε έναν επαγωγικό, ο οποίος όχι µόνο δεν έχει ψήκτρες, αλλά δεν έχει και µαγνήτες, διαπιστώνουµε τα εξής: για ίδιο µέγεθος και ίδιες συνθήκες λειτουργίας, ο κινητήρας BLDC έχει καλύτερη απόδοση και µεγαλύτερο συντελεστή ισχύος από τον επαγωγικό. Έτσι ο κινητήρας BLDC µας δίνει από 20% έως 50% µεγαλύτερη ισχύ εξόδου σε σχέση µε τον επαγωγικόποσοστό καθόλου αµελητέο. Ο αντιστροφέας που χρησιµοποιείται για τον έλεγχο της 22

35 Κεφάλαιο 2 BLDC είναι της ίδιας τεχνολογίας µε τους PWM αντιστροφείς που χρησιµοποιούνται στις επαγωγικές µηχανές. Πίνακας 2.1 Σύγκριση ενός BLDC µε έναν εναλλασσόµενο επαγωγικό κινητήρα[10] Όσον αφορά τη διέγερση µε µόνιµους µαγνήτες στο δροµέα(όπως σε µία BLDC), αυτή είναι βιώσιµη µόνο για µικρές µηχανές συνήθως µικρότερες των 20kW. Σε µεγαλύτερες µηχανές, η διέγερση µε µόνιµους µαγνήτες συνήθως δεν συµφέρει διότι το µέγεθος της µηχανής, καθώς και το κόστος των µαγνητών, αυξάνονται υπερβολικά σε σχέση µε αντίστοιχους επαγωγικούς κινητήρες και σύγχρονους που χρησιµοποιούν κύκλωµα διέγερσης. 23

36 Κεφάλαιο 2 Πίνακας 2.2 Σύγκριση ενός BLDC µε έναν DC κινητήρα µε ψήκτρες[10] 2.7 Παράγοντες που καθορίζουν την επιλογή της µηχανής Η επιλογή του κατάλληλου κινητήρα ανάλογα µε την εφαρµογή είναι ιδιαίτερα σηµαντική. Ανάλογα µε το φορτίο τα κριτήρια επιλογής αλλάζουν. Μερικά από τα σηµαντικότερα είναι: Η µέγιστη απαιτούµενη ροπή για την εκάστοτε εφαρµογή. Η ενεργός τιµή της ροπής που απαιτείται. Το εύρος ταχύτητας στο οποίο πρέπει να ανταποκρίνεται ο κινητήρας. 24

37 Κεφάλαιο Ισοδύναµο µαγνητικό κύκλωµα µηχανής Brushless DC µε ανοιχτό κύκλωµα στο στάτη [1] Όταν χρησιµοποιούµε µαγνητικά ισοδύναµα κυκλώµατα για να αναλύσουµε το µαγνητικό πεδίο, πρώτα πρέπει να καθορίζονται τα µονοπάτια της ροής, η αντίσταση καθώς και η αγωγιµότητά τους. Στις µηχανές BLDC αυτό δεν είναι µία απλή διαδικασία. Στο σχήµα 2.10 βλέπουµε το ισοδύναµο µισό µαγνητικό κύκλωµα µιας µηχανής BLDC. Χρησιµοποιούµε το µισό διότι είναι συµµετρικό ως προς τον οριζόντιο άξονα. Στην περίπτωση που δεν ήταν συµµετρικό, θα είχαµε παραµένουσα ροή στην κατεύθυνση του άξονα, η οποία στην πράξη είναι ανεπιθύµητη καθώς µπορεί να επάγει ρεύµατα στα ρουλεµάν προκαλώντας τη φθορά τους. Σχήµα 2.10 Ισοδύναµο µαγνητικό κύκλωµα µηχανής brushless DC[1] Στην περίπτωση µας θεωρούµε ότι ο στάτης δεν διαρρέεται από ρεύµα, ότι η µηχανή έχει ένα ζεύγος πόλων στο δροµέα, καθώς επίσης ότι οι ατσάλινοι πυρήνες του στάτη και του δροµέα είναι απολύτως αγώγιµοι. Κατά αυτόν τον τρόπο κάθε 25

38 Κεφάλαιο 2 µαγνήτης του δροµέα παριστάνεται από ένα ισοδύναµο κύκλωµα «Norton» µιάς πηγής µαγνητικής ροής Φ r παράλληλα µε µία εξωτερική αγωγιµότητα διαρροής P m0. Φ =B A (2.1) και Pm0= (2.2) Όπου A m είναι επιφάνεια που καταλαµβάνουν οι µαγνήτες,l m είναι το µήκος τους στην κατεύθυνση της µαγνήτισης(εδώ πρόκειται για το ακτινικό τους πάχος), B r είναι ο παραµένων µαγνητισµός, µ rec είναι η σχετική διαπερατότητα των περιελίξεων και µ 0 η µαγνητική διαπερατότητα του κενού. Σε αυτή την περίπτωση, εξαιτίας του κυλινδρικού σχήµατος, η εξωτερική πλευρά των µαγνητών είναι µεγαλύτερη της εσωτερικής, αλλά για να απλουστευθεί η ανάλυση θα θεωρήσουµε το µέσο όρο A g. Υποθέτουµε ότι ο κάθε µαγνήτης καταλαµβάνει τόξο 120 µοιρών οπότε: A = 2 3 π r g l 2 l (2.3) Όπου r 1 η ακτίνα του δροµέα µαζί µε το διάκενο, g το διάκενο και l το µήκος του δροµέα που το θεωρούµε ίσο µε το µήκος του στάτη(σχήµα 2.11). Το µεγαλύτερο µέρος της µαγνητικής ροής διαρρέει το διάκενο µέσω της αντίστασης διακένου R g. R = (2.4) Όπου g είναι το διάκενο πολλαπλασιασµένο µε τον συντελεστή Carter Κ c. g =K g (2.5) Η περιοχή του διακένου A g είναι η περιοχή από την οποία περνά η ροή καθώς διασχίζει το διάκενο. Τα ακριβή όρια της επιφάνειας αυτής δεν είναι γνωστά λόγω των παρυφών των µαγνητών και του δροµέα. Ένας προσεγγιστικός τύπος υπολογισµού της είναι ο ακόλουθος: A = 2 3 π r g 2 +2g l+2g (2.6) Η P r1 που εµφανίζεται στο ισοδύναµο µαγνητικό κύκλωµα(σχήµα 2.10) αναπαριστά την αγωγιµότητα σκέδασης του δροµέα, δηλαδή τη µαγνητική ροή που 26

39 Κεφάλαιο 2 Σχήµα 2.11 Τοµή BLDC κινητήρα όπου διακρίνονται οι µόνιµοι µαγνήτες 120 µοιρών στο δροµέα, η µαγνητική ροή που δηµιουργούν, η ακτίνα του δροµέα r 1 και το διάκενο g.[1] Η P r1 που εµφανίζεται στο ισοδύναµο µαγνητικό κύκλωµα(σχήµα 2.10) αναπαριστά την αγωγιµότητα σκέδασης του δροµέα, δηλαδή τη µαγνητική ροή που αποτυγχάνει να διαπεράσει το διάκενο. Καθώς οι δρόµοι της µαγνητικής ροής δεν είναι εµφανείς, η αγωγιµότητα σκέδασης είναι δύσκολο να υπολογισθεί. Παρ όλα αυτά, αποτελεί ένα µικρό ποσοστό της τάξης του 5%-20% της συνολικής εσωτερικής αγωγιµότητας του µαγνήτη P m η οποία µπορεί να γραφτεί: P =P +P =P 1+p (2.7) Όπου η p r1 είναι η σκέδαση του δροµέα, κανονικοποιηµένη ως προς την P m0. Σε αυτό το σηµείο φτάσαµε στη λύση του µαγνητικού κυκλώµατος. Εξισώνοντας την διαρροή κατά µήκος του µαγνήτη µε την διαρροή κατά µήκος του διακένου έχουµε: = =Φ R (2.8) 27

40 Κεφάλαιο 2 Όπου Φ g η µαγνητική ροή στο διάκενο. Αν στη συνέχεια ορίσουµε τον λόγο της επιφάνειας των µαγνητικών πόλων προς την επιφάνεια του διακένου ως: Τότε η µαγνητική επαγωγή στο διάκενο προκύπτει: C = (2.9) B = B (2.10) Όπου ο C φ ονοµάζεται συντελεστής συγκέντρωσης ροής. Με όµοιο τρόπο, η πυκνότητα της µαγνητικής ροής των µαγνητών(άρα και του δροµέα), κατά τη λειτουργία ανοιχτού κυκλώµατος προκύπτει: B = B (2.11) Είδαµε νωρίτερα πως το δεύτερο τεταρτηµόριο του βρόχου υστέρησης ονοµάζεται καµπύλη αποµαγνήτισης. Κάθε ζευγάρι σηµείων (H-B) αποτελείται από ένα σηµείο λειτουργίας. Η ευθεία που περνά από την αρχή των αξόνων και τέµνει ένα σηµείο λειτουργίας, ονοµάζεται καµπύλη φορτίου και η απόλυτη τιµή της κλίσης της, ανηγµένη στο µ Ο (µαγνητική διαπερατότητα του κενού) ονοµάζεται συντελεστής µαγνητικής διαπερατότητας PC(permanence coefficient). 2.9 Ηλεκτρεγερτική δύναµη και ροπή στρέψης σύγχρονου τραπεζοειδούς κινητήρα Brushless DC [1] Οι εξισώσεις της ηλεκτρεγερτικής δύναµης και της ροπής ενός BLDC κινητήρα είναι αρκετά απλές και οµοιάζουν µε αυτές ενός κινητήρα DC. Σε αυτή την περίπτωση θα µελετήσουµε τη µηχανή σε συνδεσµολογία αστέρα και πολικό τόξο µαγνήτη 180. Κάνουµε την παραδοχή ότι οι µαγνητική επαγωγή που παράγουν οι µαγνήτες στο διάκενο είναι σταθερή κατά µήκος του πολικού βήµατος του µαγνήτη. Επιπλέον, θεωρούµε την περίπτωση διπολικής µηχανής, της οποίας ο στάτης έχει 12 αυλακώσεις και τριφασικό τύλιγµα, εποµένως αντιστοιχούν 2 αυλακώσεις ανά πόλο και τύλιγµα. Έτσι, σε κάθε αυλάκωση έχουµε ένα υποτύλιγµα που αποτελείται από N 1 σπείρες σε απλή στρώση. Στο σχήµα 2.12 παρουσιάζεται η µηχανή που µόλις περιγράψαµε καθώς και οι κυµατοµορφές της µαγνητικής επαγωγής, της πεπλεγµένης 28

41 Κεφάλαιο 2 ροής, της ηλεκτρεγερτικής δύναµης και των ρευµάτων κατά τη διέγερση των τυλιγµάτων της φάσης +A. Θα υπολογίσουµε την πεπλεγµένη µαγνητική ροή Ψ 1 του τυλίγµατος Α 1 α 1 καθώς ο δροµέας κινείται. Όπως βλέπουµε στο σχήµα, η ροή µεταβάλλεται γραµµικά σε σχέση µε την γωνιακή θέση (θ) του δροµέα. Αν θεωρήσουµε ότι από την αρχική θέση που φαίνεται στο σχήµα 2.12(a) ο δροµέας αρχίζει να στρέφεται αριστερόστροφα, τότε για τον υπολογισµό της ροής, αρκεί να ολοκληρώσουµε τη µαγνητική επαγωγή κατά µήκος του διακένου ως προς τη γωνία θ. Ψ =Ν B θ r ldθ (2.12) 29

42 Κεφάλαιο 2 Σχήµα 2.12 (a) ιπολική BLDC µε πολικό τόξο µαγνήτη 180 όπου διακρίνονται οι κυµατοµορφές της (b) µαγνητικής επαγωγής, (c) πεπλεγµένης ροής, (d) (e) ηλεκτρεγερτικής δύναµης των υποτυλιγµάτων,(f) ηλεκτρεγερτικής δύναµης ολόκληρου του τυλίγµατος και (g) ρευµάτων.[1] Όπου Ν 1 ο αριθµός των σπειρών του πηνίου κάθε αυλάκωσης, r 1 η ακτίνα του δροµέα µαζί µε το διάκενο και l το µήκος του πυρήνα. Εποµένως, όταν ο δροµέας στρέφεται από 0 έως 180 για τη µεταβολή της µαγνητικής ροής έχουµε: Ψ = 1 Ψ (2.13) 30

43 Κεφάλαιο 2 Όπου: Ψ =N B πrl (2.14) Με B g την µαγνητική ροή του διακένου. Όπως διακρίνουµε και στο σχήµα η πεπλεγµένη µαγνητική ροή γίνεται µέγιστη για θ=0 και µέγιστη αρνητική για θ=180. Εκτός αυτού, βλέπουµε πως µεταβάλλεται γραµµικά ως προς τη γωνιακή θέση θ, αφού θεωρήσαµε ότι η µαγνητική επαγωγή του πεδίου των µαγνητών είναι σταθερή σε όλο το πολικό βήµα του δροµέα (αγνοήθηκε η παραµόρφωση που οφείλεται στο φαινόµενο των άκρων). Η ηλεκτρεγερτική δύναµη που επάγεται στο τύλιγµα Α 1 α 1 είναι: e = = = ω Και συνεπώς η µέγιστη τιµή της προκύπτει: (2.15) =N1Bgr1lω (2.16) Η ηλεκτρεγερτική δύναµη έχει τη µορφή τετραγωνικού παλµού δηλαδή αντίστοιχη µε την κυµατοµορφή της µαγνητικής επαγωγής διακένου των µαγνητών, αλλά µε διαφορά φάσης 90 ηλεκτρικές µοίρες. Η κυµατοµορφή της πεπλεγµένης ροής που εµπλέκεται µε το δεύτερο τύλιγµα της φάσης Α(Α 2 α 2 ) είναι πανοµοιότυπη µε τη ροή του υποτυλίγµατος Α 1 α 1, µε τη µόνη διαφορά ότι έπεται 30 ηλεκτρικές µοίρες. Τα ίδια ισχύουν και για την κυµατοµορφή της ηλεκτρεγερτικής δύναµης του υποτυλίγµατος Α 2 α 2. Στην περίπτωση µας που τα δύο υποτυλίγµατα είναι συνδεδεµένα σε σειρά η συνολική τάση είναι το άθροισµα των δύο τάσεων όπως φαίνεται και από το σχήµα (2.12 f). Βλέπουµε πως η συνολική ηλεκτρεγερτική δύναµη του τυλίγµατος Α είναι τετραγωνικός παλµός µε εύρος µέγιστης τιµής 150 ηλεκτρικές µοίρες. Εάν το φαινόµενο των άκρων δεν είχε αγνοηθεί κατά την ανάλυση µας, θα παρατηρούσαµε ότι ο παλµός της συνολικής ηλεκτρεγερτικής δύναµης έχει στρογγυλεµένες τις γωνίες του, αποκτώντας έτσι µία τραπεζοειδή µορφή(εξ ου και ο χαρακτηρισµός µηχανή brushless DC τραπεζοειδή παλµού). Έτσι για µηχανή µε µαγνήτες πολικού τόξου 180 και δύο αυλακώσεις στάτη ανά πόλο ανά φάση η κυµατοµορφή της τάσης που προκύπτει είναι παλµός µε εύρος µέγιστης τιµής 150 ο οποίος γίνεται 120 σε κανονικές συνθήκες λόγω του φαινοµένου των άκρων. Η µέγιστη τιµή της ηλεκτρεγερτικής δύναµης του τυλίγµατος Α θα είναι: 31

44 Κεφάλαιο 2 Όπου =2 =2NcBgr1l (2.17) Nc=2N1 (2.18) Είναι ο συνολικός αριθµός των περιελίξεων των υποτυλιγµάτων κάθε φάσης. Στο παραπάνω σχήµα διακρίνονται επίσης οι κυµατοµορφές των ρευµάτων τροφοδοσίας. Κάθε φασικό ρεύµα έχει τετραγωνική µορφή πλάτους I και εύρους 120. Κατ αυτόν τον τρόπο, τα τρία ρεύµατα συγκροτούν ένα συµµετρικό τριφασικό σύστηµα τετραγωνικών παλµικών ρευµάτων, διαφοράς φάσης 120 µεταξύ τους, που κάθε στιγµή άγουν ταυτόχρονα δύο φάσεις. Στη διάρκεια διαστήµατος 120 αγωγής του ενός φασικού ρεύµατος I, η στιγµιαία ισχύς που µετατρέπεται από ηλεκτρική σε µηχανική είναι: P= T =2e Ι (2.19) Όπου Τ e η παραγόµενη ηλεκτροµαγνητική ροπή και ω rm η µηχανική ταχύτητα, η οποία στην περίπτωση της εξεταζόµενης µηχανής, όπου έχουµε 2 µαγνητικούς πόλους, είναι ίση µε την ηλεκτρική (ω rm =ω r ).Ο παράγοντας «2» στην εξίσωση (2.19) υπάρχει διότι σε κάθε 120 ηλεκτρικές µοίρες αγωγής δύο φάσεις διαρρέονται από ρεύµα. Από τις εξισώσεις (2.17) και (2.19) προκύπτει η εξίσωση της ηλεκτροµαγνητικής ροπής. T =4NcBgr1lI (2.20) Η σχέση αυτή ισχύει για οποιονδήποτε αριθµό ζευγών πόλων. Η οµοιότητα µεταξύ της µηχανής BLDC και της συµβατικής µηχανής συνεχούς ρεύµατος µπορεί τώρα να φανεί. Εάν θέσουµε, E=2e max για να αναπαραστήσουµε τις συνδυασµένες ηλεκτρεγερτικές δυνάµεις των δύο φάσεων σε σειρά και Φ g =Βgr 1 l ως τη µαγνητική ροή έχουµε: Όπου T =kφgi και Ε=kΦgωr ( ) k = 4N (2.23) Βλέπουµε λοιπόν την οµοιότητα των εξισώσεων της BLDC µηχανής µε αυτές της συνεχούς µηχανής. Στην BLDC ο αντιστροφέας παίζει το ρόλο του ηλεκτρονικού συστήµατος µετάβασης (το αντίστοιχο στην DC µηχανή είναι το µηχανικό σύστηµα συλλέκτη ψηκτρών) ώστε η µηχανή να παράγει σταθερή ροπή και να περιστραφεί 32

45 Κεφάλαιο 2 ορθά. Φυσικά, προϋπόθεση για να λάβουµε σταθερή ροπή είναι να ισχύουν οι ιδανικές συνθήκες µετάβασης στα ρεύµατα αγωγής ως προς το πεδίο των µαγνητών, όπως περιγράφτηκαν παραπάνω διότι σε αντίθεση περίπτωση εµφανίζονται ταλαντώσεις Εξαγωγή των εξισώσεων ροπής ταχύτητας του Brushless DC κινητήρα [1] Στην περίπτωση που η µετάβαση ρεύµατος είναι ιδανική, µε κυµατοµορφές όπως παρουσιάστηκαν στην προηγούµενη ενότητα και ο αντιστροφέας που παίζει το ρόλο της µετάβασης τροφοδοτείται από ιδανική πηγή τάσης V, τότε σε κάθε στιγµή η τερµατική συνεχής τάση δίνεται: =E+RI (2.24) Όπου R είναι το άθροισµα των αντιστάσεων δύο φάσεων σε σειρά και Ε είναι το άθροισµα των δύο φασικών ηλεκτρεγερτικών δυνάµεων σε σειρά. Η εξίσωση (2.24) είναι ακριβώς ίδια µε αυτήν του κινητήρα συνεχούς ρεύµατος. Αν θεωρήσουµε ότι οι πτώσεις τάσης στους ηλεκτρονικούς διακόπτες είναι αµελητέες (όπως άλλωστε αγνοήθηκαν οι πτώσεις τάσης στις ψήκτρες κατά την ανάλυση του κινητήρα συνεχούς ρεύµατος) και χρησιµοποιήσουµε τις εξισώσεις (2.21) και (2.22) προκύπτει: Ή ω = V R kφ k Φ T (2.25) ω = ω 1 T T (2.26) Όπου ω = V kφ (2.27) Είναι η ταχύτητα λειτουργίας εν κενώ (δηλαδή µε απουσία φορτίου) και: T = kφ I (2.28) Είναι η ροπή εκκίνησης (η ροπή για ω r =0). Κατά την εκκίνηση η ηλεκτρεγερτική δύναµη είναι µηδέν (E εκ =0) οπότε το ρεύµα εκκίνησης δίνεται από την σχέση: Ι = (2.29) 33

46 Κεφάλαιο 2 Από την εξίσωση (2.25) εξάγουµε την χαρακτηριστική ταχύτητας-ροπής η οποία παρουσιάστηκε στην ενότητα 2.5(σχήµα 2.9). Παρατηρούµε ότι η χαρακτηριστική ροπής-ταχύτητας και κατά συνέπεια η συµπεριφορά των BLDC κινητήρων οµοιάζει µε την λειτουργική συµπεριφορά των κινητήρων συνεχούς ρεύµατος ξένης διέγερσης. 34

47 Κεφάλαιο 3 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 3 ΠΡΟΣΟΜΟΙΩΣΗ ΤΟΥ ΣΥΤΗΜΑΤΟΣ ΜΕΣΩ ΤΟΥ ΠΡΟΓΡΑΜΜΑΤΟΣ SIMULINK 3.1 Περιγραφή του συστήµατος προσοµοίωσης Στην παρούσα διπλωµατική εργασία προσοµοιώθηκε σύστηµα οδήγησης κινητήρα Brushless DC σε ανοιχτό βρόχο λειτουργίας. Στις προσοµοιώσεις χρησιµοποιούνται αισθητήρες Hall για το συγχρονισµό των παλµών, ώστε κάθε στιγµή να τροφοδοτούνται µε ρεύµα τα σωστά τυλίγµατα. Και στα δύο συστήµατα µελετάται η απόκριση του κινητήρα για διαφορετικές τιµές και µορφή ροπής φορτίου. Πιο συγκεκριµένα εισάγουµε στο σύστηµά µας: Σταθερή Ροπή Βηµατική Ροπή H παραγωγή παλµών για τη λειτουργία του αντιστροφέα πραγµατοποιήθηκε µε τη µέθοδο PWM κατά την οποία ένα τρίγωνο υψηλής συχνότητας(10khz) συγκρίνεται µε µία σταθερά και το αποτέλεσµα της σύγκρισης καθορίζει την έναυση και τη σβέση των στοιχείων. Ανάλογα µε την τιµή της σταθεράς καθορίζεται ο λόγος κατάτµησης των ηµιαγωγικών στοιχείων ενώ η συχνότητα του τριγώνου ορίζει την διακοπτική συχνότητά τους. Η συχνότητα λειτουργίας της µηχανής δεν επηρεάζεται από την µορφή της PWM όπως συµβαίνει στη διαµόρφωση παλµών άλλων µηχανών (SPWM, HIPWM), αλλά καθορίζεται από την ταχύτητα µε την οποία στρέφεται και εποµένως από το πλάτος της τάσης µε την οποία την τροφοδοτούµε. Ο τύπος για τον υπολογισµό της συχνότητας είναι ο εξής: = Όπου n s : η εκάστοτε ταχύτητα της µηχανής (rad/s) και p: τα ζεύγη πόλων της µηχανής (3.1) 35

48 Κεφάλαιο 3 Παρακάτω φαίνεται η λογική που ακολουθήθηκε για τη σειρά ενεργοποίησης των τυλιγµάτων. Σχήµα 3.1 ιάγραµµα ενεργοποίησης των φάσεων µε βάση τους αισθητήρες Hall [17] H παραµετροποίηση του σύγχρονου κινητήρα µε µόνιµο µαγνήτη έγινε µε βάση τα χαρακτηριστικά της µηχανής που χρησιµοποιήθηκε στο πείραµα: Αντίσταση φάσης: 3,2Ohm Επαγωγή φάσης: 42mH Σταθερά ροπής: 0,31Νm/A Εύρος τάσης εξ επαγωγής: 32,4631V/krpm Αδράνεια δροµέα: 0, kg m 2 Παράγοντας Τριβής: 1, Νms Μαγνητικοί πόλοι: 10 (5 ζεύγη µαγνητικών πόλων) Ονοµαστική Φασική Τάση: 240V Ονοµαστική Ταχύτητα: 3000rpm Ονοµαστική Ροπή: 0,65Nm 36

49 Κεφάλαιο 3 Ονοµαστική Ισχύς: 200W Μορφή Τάσης εξ επαγωγής(back-emf): Τrapezoidal Να σηµειώσουµε ότι δεν γνωρίζαµε την επαγωγή κάθε φάσης από το φύλλο κατασκευαστή και ο προσδιορισµός της έγινε µε δοκιµές. 3.2 Ανοιχτός Βρόχος Το σύστηµα που προσοµοιώθηκε στον ανοιχτό βρόχο φαίνεται παρακάτω: Σχήµα 3.2 Προσοµοίωση ανοιχτού βρόχου. Παρατηρούµε πως χρησιµοποιούνται δύο υποσυστήµατα για την παλµοδότηση του ηλεκτρονικού µετατροπέα, ο αποκωδικοποιητής και η λειτουργία PWM µαζί µε τη λογική µετάβασης της παλµοδότησης. 37

50 Κεφάλαιο 3 Σχήµα 3.3 Αποκωδικοποιητής αισθητήρων Hall Στον αποκωδικοποιητή εισάγουµε τα σήµατα των έξι αισθητήρων Hall και παράγουµε στην έξοδο τρία σήµατα τα οποία έχουν τρεις στάθµες: Λογικό 1 Λογικό -1 Λογικό 0 Τα σήµατα αυτά χρησιµοποιούνται αντίστοιχα για την έναυση του πάνω, του κάτω ή κανενός εκ των δύο στοιχείων κάθε φάσης. Την διαµόρφωση εύρους παλµών την εισάγουµε µόνο στα άνω στοιχεία του µετατροπέα µας. Αυτή παράγεται, πολλαπλασιάζοντας το αποτέλεσµα της σύγκρισης ενός υψίσυχνου τριγώνου µε µία σταθερά, µε το λογικό σήµα που ανάβει τα άνω στοιχεία. Στα κάτω στοιχεία στέλνουµε ολόκληρους παλµούς. Τα προαναφερθέντα φαίνονται στο παρακάτω σχήµα, όπου παρουσιάζεται το δεύτερο υποσύστηµα. 38

51 Κεφάλαιο 3 Σχήµα 3.4 Pwm και παλµοδότηση ανάλογα µε το σήµα των Hall Παρακάτω βλέπουµε την έξοδο των αισθητήρων Hall υπό διαφορετικές κλίµακες. Είναι φανερή η διαφορά φάσης των 120 µοιρών µεταξύ των φάσεων, γεγονός που υποδηλώνει τη σωστή περιστροφή του κινητήρα µας και τη συµµετρία των τριών φάσεων. 39

52 Κεφάλαιο Hall-A Hall-B Hall-C time(s) Σχήµα 3.5 Αναπαράσταση της εξόδου των τριών αισθητήρων Hall υπό διαφορετικές κλίµακες όπου διακρίνεται η διαφορά φάσης 120º µεταξύ τους. Προσοµοιώσαµε τον ανοιχτό βρόχο σε τρεις καταστάσεις λειτουργίας Για βηµατική ροπή 0.65Nm στο 0.01 δευτερόλεπτο και λόγο κατάτµησης 100% Αυτή η κατάσταση λειτουργίας αναπαριστά τις ονοµαστικές συνθήκες φόρτισης του κινητήρα µας. Για το λόγο αυτό οι κυµατοµορφές που λάβαµε προσεγγίζουν µε µεγάλη ακρίβεια τις ονοµατικές τιµές των µεγεθών του κινητήρα. Αυτό είναι φανερό από τις κυµατοµορφές της ταχύτητας και της ηλεκτροµαγνητικής ροπής (σχήµατα ). Η ταχύτητα ξεκινάει από το µηδέν και µετά από κάποιες µικρές κυµατώσεις συγκλίνει σχετικά γρήγορα (0,06 second) στην ονοµαστική τιµή των 3000 στροφών ανά λεπτό. Από τις κυµατοµορφές της ηλεκτροµαγνητικής ροπής, είναι φανερή η ταλάντωση της γύρω από την ονοµαστική τιµή των 0,65Nm, που είναι βασικό χαρακτηριστικό των κινητήρων Brushless DC. H ταλάντωση αυτή οφείλεται κυρίως στη µη σταθερή µορφή των φασικών ρευµάτων, καθώς και στη µικρή τιµή ροπής 40

53 Κεφάλαιο 3 αδράνειας που παρουσιάζει ο συγκεκριµένος κινητήρας. Επίσης κατά την εκκίνηση παρατηρείται αρκετά µεγάλη τιµή ηλεκτροµαγνητικής ροπής (µεγαλύτερη από τη µέγιστη ροπή που µπορεί να δώσει ο κινητήρας). Αυτή οφείλεται κατά κύριο λόγο στη µη ιδανική προσοµοίωση φυσικών συστηµάτων από το Simulink. Στην πραγµατικότητα τα ρεύµατα κατά την εκκίνηση, και κατά συνέπεια η ροπή, δεν θα µπορούσαν να αυξηθούν τόσο πολύ, γιατί οι µαγνήτες στον δροµέα θα εισέρχονταν στην περιοχή του κορεσµού µην επιτρέποντας έτσι την ανάπτυξη και την αλληλεπίδραση µεγάλων µαγνητικών πεδίων speed 2500 Speed(rpm) Time (s) Σχήµα 3.6 Η ταχύτητα του κινητήρα προσεγγίζει τις 3000 στροφές ανά λεπτό 3000 Speed(rpm) speed Time (s) Σχήµα 3.7 Ταχύτητα κατά την εκκίνηση 41

54 Κεφάλαιο 3 6 Electromagnetic Torque 4 Torque(Nm) Time (s) Σχήµα 3.8 Η ηλεκτροµαγνητική ροπή παρουσιάζει µεγάλες τιµές κατά την εκκίνηση αλλά στη συνέχεια φτάνει σε τιµές γύρω από τα 0.65Nm Electromagnetic Torque 1 Torque(Nm) Time (s) Σχήµα 3.9 Ηλεκτροµαγνητική ροπή (λεπτοµέρεια) Στη συνέχεια παρατίθενται οι κυµατοµορφές των φασικών ρευµάτων από όπου διακρίνεται η συµµετρικότητα και η οµοιοµορφία τους και η τάση εξ επαγωγής στη φάση A, στους ίδιους άξονες µε το ρεύµα ίδιας φάσης. 42

55 Κεφάλαιο Ia Ib Ic 4 Phase currents time(s) Σχήµα 3.10 Φασικά ρεύµατα µηχανής 60 Back-Emf-A Ia 40 Back-Emfa(V),Ia(A) time(s) Σχήµα 3.11 Ρεύµα και τάση εξ επαγωγής της φάσης Α Για βηµατική ροπή 0,8Nm στο 0,03 δευτερόλεπτο και λόγο κατάτµησης 40% Στη συνέχεια αυξήσαµε τη ροπή του φορτίου στα 0,8 Nm, έτσι ώστε να λειτουργήσουµε το µοντέλο µας µε ταχύτητα µικρότερη της ονοµαστικής αλλά µεγαλύτερη ηλεκτροµαγνητική ροπή. Η ροπή σε αυτό το σύστηµα µεταβάλλεται βηµατικά από το µηδέν στην τιµή 0,8 Nm στα 0,03 δευτερόλεπτα. Εισάγαµε duty cycle 40% στα άνω στοιχεία, για να παρατηρήσουµε περαιτέρω µείωση στην ονοµαστική ταχύτητα. Οι κυµατοµορφές που λάβαµε ήταν οι εξής: 43

56 Κεφάλαιο speed 3000 Speed (rpm) Σχήµα 3.12 Ταχύτητα περιστροφής κινητήρα. Είναι φανερή η απότοµη αύξηση της ταχύτητας µέχρι το 0,03 δευτερόλεπτο στο οποίο εισάγεται η βηµατική ροπή φορτίου. Έπειτα από το σηµείο αυτό η ταχύτητα µειώνεται σε τιµή µικρότερη της ονοµαστικής(2300rpm) Time (s) 4000 speed 3000 Speed (rpm) Time (s) Σχήµα 3.13 Ταχύτητα κατά την εκκίνηση 44

57 Κεφάλαιο 3 4 Torque 3 Torque (Nm) Time (s) Σχήµα 3.14 Ηλεκτροµαγνητική ροπή 1.2 Torque Torque (Nm) Time (s) Σχήµα 3.15 Λεπτοµέρεια ηλεκτροµαγνητικής ροπής P h a s e C u r r e n t s ( A ) Ia Ib Ic Time (s) 45

58 Κεφάλαιο 3 Σχήµα 3.16 Φασικά ρεύµατα κινητήρα. Είναι φανερή η οµοιοµορφία και η τριφασική συµµετρία τους. Επιπλέον, παρατηρείται η PWM διαµόρφωση που εφαρµόζεται στα άνω στοιχεία καθώς είναι φανερή η διαφορά του θετικού τµήµατος των ρευµάτων σε σχέση µε το σχήµα 3.10 όπου είχαµε 100% λόγο κατάτµησης. 4 3 Ia pulsesa-high 2 Pulses-A-High, Ia Time (s) Σχήµα 3.17 Λεπτοµέρεια ρεύµατος στη φάση Α και διαµόρφωσης παλµών κατά την αγωγή του άνω στοιχείου της ίδιας φάσης 1000 Vab 500 Vab (V) Time (s) Σχήµα 3.18 πολική τάση Vab Για ροπή εισόδου σταθερή 0.65Νm και λόγο κατάτµησης 40% Σε αυτή την προσοµοίωση χρησιµοποιήσαµε σταθερή ροπή φορτίου ίση µε την ονοµαστική ροπή της µηχανής µας (0.65 Νm) και PWM στα άνω στοιχεία 40% όπως και προηγουµένως. Η µορφή των ρευµάτων και της ηλεκτροµαγνητικής ροπής είναι 46

59 Κεφάλαιο 3 πανοµοιότυπες µε το προηγούµενο µοντέλο µε τη µόνη διαφορά ότι η ροπή ταλαντώνεται γύρω από τα 0.65Νm. Παρακάτω παρατίθεται η κυµατοµορφή της ταχύτητας η οποία λόγω της µορφής του φορτίου συγκλίνει πολύ πιο οµαλά στην τελική τιµή των 2500rpm Speed (rpm) speed Time (s) Σχήµα 3.19 Ταχύτητα κινητήρα Speed (rpm) speed Time (s) Σχήµα 3.20 Ταχύτητα κινητήρα κατά την εκκίνηση 47

60 Κεφάλαιο 3 48

61 Κεφάλαιο 4 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 4 ΠΕΡΙΓΡΑΦΗ ΤΟΥ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑ ΚΑΙ ΑΝΑΛΥΣΗ ΤΗΣ ΙΑΤΑΞΗΣ Ο ΗΓΗΣΗΣ ΤΟΥ ΚΙΝΗΤΗΡΑ 4.1 Εισαγωγή Όπως αναφέραµε και προηγουµένως ο έλεγχος και η οδήγηση σύγχρονων κινητήρων µόνιµου µαγνήτη, και εποµένως κινητήρων brushless DC, επιτυγχάνεται µε χρήση ηλεκτρονικού αντιστροφέα τάσης. Οι αντιστροφείς ανήκουν στην οικογένεια των ηλεκτρονικών µετατροπέων ισχύος. Με τον τελευταίο όρο εννοούµε διατάξεις, οι οποίες γενικότερα περιλαµβάνουν ηλεκτρονικούς διακόπτες ισχύος, που ελέγχονται από αναλογικά ή ψηφιακά κυκλώµατα χαµηλής ισχύος. Οι διατάξεις αυτές µετατρέπουν την ηλεκτρική ισχύ από µία µορφή σε άλλη και µε αυτόν τον τρόπο µπορούµε να ελέγξουµε τη ροή ενέργειας µεταξύ διαφόρων συστηµάτων.[5] Οι ηλεκτρονικοί µετατροπείς ισχύος αντικατέστησαν τους ηλεκτροµηχανικούς µετατροπείς και σήµερα έχουν επικρατήσει στην αγορά εξαιτίας των πλεονεκτηµάτων που παρουσιάζουν. Πιο αναλυτικά: Έχουν µικρότερο όγκο και βάρος. Έχουν µεγαλύτερη ταχύτητα απόκρισης και αυξηµένη ακρίβεια. Έχουν ελάχιστες ανάγκες συντήρησης. Είναι αθόρυβοι. Έχουν αυξηµένο συντελεστή απόδοσης. Σοβαρό µειονέκτηµα των ηλεκτρονικών µετατροπέων ισχύος αποτελεί η δηµιουργία ανώτερων αρµονικών τόσο από την πλευρά του φορτίου όσο και από την πλευρά του δικτύου. Οι ανώτερες αρµονικές δηµιουργούν µαγνητικό πεδίο, το οποίο παρεµποδίζει την ορθή λειτουργία µιας συσκευής, ενώ µπορεί να επάγει ανεπιθύµητα ρεύµατα και σε γειτονικές ηλεκτρικές συσκευές. Ωστόσο, µε κατάλληλη επιλογή των τιµών ορισµένων µεταβλητών, είναι δυνατός ο περιορισµός της ενέργειας που περιέχεται στις ανώτερες αρµονικές. Παράλληλα διεξάγεται συστηµατική έρευνα 49

62 Κεφάλαιο 4 πάνω στο συγκεκριµένο πεδίο τα τελευταία χρόνια, µε σκοπό τον περαιτέρω περιορισµό των αρνητικών συνεπειών τους. Οι ηλεκτρονικοί µετατροπείς ισχύος µπορούν να κατηγοριοποιηθούν µε βάση πολλούς παράγοντες, όπως η απόδοση τους, η ισχύς λειτουργίας τους κ.α. Ο πιο δόκιµος τρόπος διαχωρισµού τους είναι µε βάση την µορφή της ανταλλασσόµενης ενέργειας. Οι κατηγορίες που προκύπτουν είναι οι εξής: Μετατροπείς εναλλασσόµενης τάσης σε εναλλασσόµενη. Οι διατάξεις του είδους αυτού, µπορεί να µεταβάλλουν την εναλλασσόµενη τάση µιας πηγής σε εναλλασσόµενη διαφορετικής συχνότητας πλάτους ή/και αριθµού φάσεων. Μετατροπείς εναλλασσόµενης τάσης σε συνεχή. Οι µετατροπείς αυτοί είναι γνωστοί ως ανορθωτές και επιτρέπουν τη δηµιουργία συνεχούς τάσης µε ρυθµιζόµενο πλάτος. Μετατροπείς συνεχούς τάσης σε συνεχή. Οι µετατροπείς αυτοί δίνουν τη δυνατότητα αλλαγής του πλάτους της σταθερής τάσης ή/και της πολικότητας της. Μετατροπείς συνεχούς τάσης σε εναλλασσόµενη. Ονοµάζονται αντιστροφείς και επιτρέπουν τη µετατροπή µιας σταθερής τάσης σε εναλλασσόµενη, ρυθµίζοντας τον αριθµό φάσεων, της συχνότητας και του πλάτους της. Έχουν προταθεί διάφοροι τρόποι ελέγχου για τον κινητήρα brushless DC, όπως θα αναφέρουµε και σε επόµενα κεφάλαια, ο καθένας από τους οποίους χρησιµοποιεί διαφορετικούς µετατροπείς συνοδευόµενους από διαφορετικές διατάξεις τροφοδοσίας. Στην περίπτωση του κινητήρα µας, οποίος είναι τριφασικός BLDC ηµιτονοειδούς παλµού, κατασκευάσθηκε και χρησιµοποιήθηκε τριφασικός αντιστροφέας και το απαραίτητο κύκλωµα παλµοδότησής του. 4.2 Μελέτη και λειτουργία τριφασικού αντιστροφέα τάσης [2,3] Ο αντιστροφέας που κατασκευάστηκε στα πλαίσια της παρούσας διπλωµατικής εργασίας τροφοδοτείται από πηγή σταθερής τάσης. Ανάλογα µε τον αριθµό των φάσεων οι µετατροπείς αυτοί κατηγοριοποιούνται σε µονοφασικούς (σε συνδεσµολογία ηµιγέφυρας ή πλήρους γέφυρας) και τριφασικούς. Στους τελευταίους, γίνεται χρήση έξι διακοπτικών στοιχείων τουλάχιστον (ανάλογα µε την τάση αποκοπής τους µπορεί να χρησιµοποιηθούν δύο ή και περισσότερα στοιχεία σε σειρά σε κάθε φάση)των οποίων η σβέση γίνεται µε µεθόδους ή στοιχεία που είναι 50

63 Κεφάλαιο 4 εσωτερικά της διάταξης. Για το λόγο αυτό ονοµάζονται µετατροπείς εξαναγκασµένης σβέσης και στην ίδια κατηγορία ανήκουν οι µετατροπείς φυσικής µετάβασης και οι µετατροπείς συντονισµού. Πράγµατι, στην παρούσα διπλωµατική εργασία χρησιµοποιήθηκαν έξι στοιχεία MOSFET ισχύος η σβέση των οποίων επιτυγχάνεται µε κατάλληλο έλεγχο στον ακροδέκτη της πύλης κάθε στοιχείου. Οι τριφασικοί αντιστροφείς µπορούν να διαχωριστούν περαιτέρω, ανάλογα µε τη διαµόρφωση της τάσης που πραγµατοποιούν, στις εξής κατηγορίες: Αντιστροφείς µε τετραγωνική κυµατοµορφή όπου το πλάτος της εναλλασσόµενης τάσης εξόδου ελέγχεται µέσω της του πλάτους της συνεχούς τάσης εισόδου. Σε αυτή την περίπτωση ο αντιστροφέας ελέγχει µόνο τη συχνότητα της τάσης εξόδου. Αντιστροφείς µε διαµόρφωση εύρους παλµών(pwm), όπου η συνεχής τάση εισόδου του αντιστροφέα έχει σταθερό πλάτος, ενώ το πλάτος και η συχνότητα της εναλλασσόµενης τάσης εξόδου µπορούν να ελεγχθούν µε διαµόρφωση του εύρους των παλµών των διακοπτικών στοιχείων του αντιστροφέα. Η διάταξη ενός τριφασικού αντιστροφέα παρουσιάζεται στο σχήµα 4.1 Σχήµα 4.1 Τοπολογία τριφασικού αντιστροφέα πηγής τάσης[3] Η τοπολογία που φαίνεται στο σχήµα είναι και η πιο συνήθης. Εναλλακτικά, θα µπορούσαµε να χρησιµοποιήσουµε τρεις µονοφασικούς αντιστροφείς αλλά αυτό θα ήταν άσκοπο καθώς θα απαιτούσε 12 διακοπτικά στοιχεία αντί για 6 που απαιτούνται στον τριφασικό, αυξάνοντας, έτσι, το κόστος και τις διακοπτικές απώλειες. 51

64 Κεφάλαιο 4 Όπως φαίνεται και από το σχήµα, κάθε ένας από τους τρεις κλάδους της τοπολογίας, αποτελείται από δύο διακοπτικά στοιχεία. Η έξοδος κάθε σκέλους για παράδειγµα η V a εξαρτάται µόνο από την DC τάση εισόδου και από την κατάσταση των διακοπτών. Οι ηµιαγωγικοί διακόπτες κάθε σκέλους, όπως οι S 1 και S 4, λειτουργούν συµπληρωµατικά, δηλαδή όταν άγει ο ένας εκ των δύο (on), ο άλλος βρίσκεται σε κατάσταση αποκοπής (off) και αντίστροφα. Στην περίπτωση που και οι δύο διακόπτες του ίδιου κλάδου βρεθούν στην κατάσταση on, τότε δηµιουργείται βραχυκύκλωµα της πηγής συνεχούς τάσης. Οµοίως, προκειµένου να αποφύγουµε απροσδιόριστες καταστάσεις στον αντιστροφέα, δηλαδή απροσδιόριστες τιµές AC τάσης εξόδου, οι διακόπτες οποιουδήποτε κλάδου δεν πρέπει να βρίσκονται σε κατάσταση off ταυτόχρονα. Στην περίπτωση αυτή, θα οδηγηθούµε σε τάσεις που εξαρτώνται από την πολικότητα του εκάστοτε ρεύµατος φορτίου που θα διαρρέει τη δίοδο ελεύθερης διέλευσης. Οι αντιπαράλληλες δίοδοι ελεύθερης διέλευσης (D 1-6 ) εξασφαλίζουν εναλλακτικό δρόµο για τα ρεύµατα, όταν αυτά έχουν αρνητική φορά (από το φορτίο προς την πηγή). Κατά την αγωγή του διακόπτη S 1 στην έξοδο συνδέεται ο θετικός πόλος του ζυγού DC bus, ενώ όταν άγει ο S 4 συνδέεται ο αρνητικός ζυγός. ίνοντας κατάλληλους παλµούς έναυσης και σβέσης στα ηµιαγωγικά στοιχεία µέσω του κυκλώµατος ελέγχου, λαµβάνουµε στην έξοδο του αντιστροφέα κυµατοµορφή φασικής τάσης δύο επιπέδων και κυµατοµορφή πολικής τάσης τριών επιπέδων, όπως βλεπουµε και στο σχήµα που ακολουθεί. Σχήµα 4.2 Φασική και πολική τάση στην έξοδο αντιστροφέα[5] Η τάση εξόδου είναι ανεξάρτητη του ρεύµατος εξόδου, αφού σε κάθε χρονική στιγµή ένας εκ των δύο διακοπτών του ίδιου σκέλους είναι σε κατάσταση αγωγής. 52

65 Κεφάλαιο 4 Επειδή η έναυση και η σβέση των στοιχείων δεν γίνεται ιδανικά, πολλές φορές απαιτείται η εισαγωγή κάποιου νεκρού χρόνου κατά τις µεταβάσεις έτσι ώστε να αποφευχθούν τυχόν βραχυκυκλώµατα στους κλάδους. Στην δικιά µας περίπτωση δεν είναι απαραίτητη η εισαγωγή νεκρού χρόνου, επειδή όπως θα δούµε και παρακάτω, τα στοιχεία του ίδιου κλάδου άγουν µε 60 ηλεκτρικές µοίρες διαφορά. Ένα µειονέκτηµα της χρήσης αντιστροφέα είναι ότι λόγω της µορφής της (Σχήµα 4.2), η τάση εξόδου περιέχει πλήθος ανωτέρων αρµονικών οι οποίες προκαλούν υπερθέρµανση των τυλιγµάτων και κυµατώσεις στην ηλεκτροµαγνητική ροπή της µηχανής. 4.3 Κύκλωµα ελέγχου Brushless DC κινητήρα [7,18] Στα σχήµατα 4.3, 4.4 παρουσιάζονται δύο εναλλακτικοί τρόποι ελέγχου BLDC κινητήρα. Και στις δύο µεθόδους προκειµένου να καθοριστεί η µετάβαση των φάσεων, έχουν τοποθετηθεί στο στάτη αισθητήρες Hall σε απόσταση τόξου 120 µεταξύ τους. Τα σήµατα που παράγουν οι αισθητήρες οδηγούνται στον «ελεγκτή καταστάσεων µετάβασης» ο οποίος προσδιορίζει τους παλµούς ελέγχου των έξι διακοπτών. 53

66 Κεφάλαιο 4 Σχήµα 4.3 Αντιστροφέας ισχύος και κύκλωµα ελέγχου κινητήρα brushless DC χρησιµοποιώντας µετατροπέα ισχύος συνεχούς σε συνεχή τάση.[18] Στο παραπάνω σχήµα ο έλεγχος του ρεύµατος γίνεται µέσω της διάρκειας αγωγής ( duty cycle ) στο διακόπτη T c, του συνεχούς ρεύµατος τροφοδοσίας του DC-DC µετατροπέα. Το αποτέλεσµα της σύγκρισης του ρεύµατος αναφοράς και του ρεύµατος ανάδρασης οδηγείται σε έναν PI ελεγκτή και στη συνέχεια µε τεχνική PWM ελέγχεται η κατάσταση του διακόπτη T c. Σχήµα 4.4 Αντιστροφέας ισχύος και κύκλωµα ελέγχου κινητήρα Brushless DC, όπου ελέγχεται η χρονική διάρκεια αγωγής των κάτω διακοπτών του αντιστροφέα.[18] Στο σχήµα 4.4 έχει παραλειφθεί ο µεταροπέας υποβιβασµού (dc-dc converter) της προηγούµενης µεθόδου. Αντί αυτού επιλέγεται η οδήγηση του κινητήρα απευθείας, µέσω της διάρκειας αγωγής των κάτω διακοπτικών στοιχείων του αντιστροφέα. Έτσι στα κατά την αγωγή των κάτω στοιχείων (T 4,T 5,T 6 ) έχουµε διαµόρφωση εύρους 54

67 Κεφάλαιο 4 παλµών (PWM), ενώ στα πάνω στοιχεία (T 1,T 2,T 3 ), στέλνουµε ολόκληρους παλµούς (full pulses).και στα δύο συστήµατα που περιγράφηκαν, τα ρεύµατα τροφοδοσίας των φάσεων είναι παλµοί 120 µοιρών ανά φάση για κάθε ηµιπερίοδο. Παρατηρούµε ότι παρά τις αλλαγές στην τοπολογία η λογική του ελέγχου και στα δύο συστήµατα είναι παρόµοια. Χρησιµοποιούνται, και στα δύο συστήµατα, δύο ελεγκτές PI ο πρώτος για τη σύγκριση της ταχύτητας αναφοράς µε την ταχύτητα ανάδρασης, και ο δεύτερος για την σύγκριση του ρεύµατος αναφοράς µε το ρεύµα ανάδρασης. Στη συνέχεια ο PWM ελεγκτής καθορίζει το διάστηµα αγωγής κάποιου διακοπτικού στοιχείου (T c στην πρώτη τοπολογία και T 4,T 5,T 6 στη δεύτερη) έτσι ώστε ο κινητήρας, ανάλογα µε το ρεύµα που του διοχετεύουµε, να φτάσει στις επιθυµητές στροφές αναφοράς. Είναι άξιο αναφοράς, ότι και στις δύο διατάξεις ο PI ελεγκτής του ρεύµατος µπορεί να καταργηθεί και αντί αυτού να χρησιµοποιηθεί ένας ελεγκτής ρεύµατος µε βρόχο υστέρησης ή ακόµα ένας απλός συγκριτής. Οι αισθητήρες Hall χρησιµοποιούνται για να προσδιορίσουν την θέση του δροµέα ανά διαστήµατα 60 ηλεκτρικών µοιρών (60 /p γεωµετρικών µοιρών).την πληροφορία αυτή παίρνει στη συνέχεια ο «ελεγκτής καταστάσεων µετάβασης» ώστε να καθορίσει την αλληλουχία των τριφασικών ρευµάτων µέσω των παλµών που θα δοθούν στα στοιχεία. Την πληροφορία για έλεγχο της ταχύτητας µπορούµε να την πάρουµε είτε από ταχογεννήτρια, είτε από encoder, είτε ακόµα µετρώντας την περίοδο των αισθητήρων Hall. 4.4 Έλεγχος των ηµιαγωγικών στοιχείων του αντιστροφέα Όπως αναφέραµε και προηγουµένως, για να στραφεί ο κινητήρας πρέπει τα τυλίγµατα του στάτη να «ενεργοποιηθούν» µε κάποια συγκεκριµένη σειρά. Αν τα ενεργοποιήσουµε µε την αντίθετη σειρά ο δροµέας του κινητήρα θα στραφεί αντίστροφα. Η αλληλουχία της ενεργοποίησης καθορίζει την σειρά της αγωγής του ρεύµατος στα τυλίγµατα και κατά συνέπεια το µαγνητικό πεδίο που αυτά παράγουν. Αντίστοιχα το παραγόµενο µαγνητικό πεδίο έλκει ή απωθεί τους µαγνήτες που βρίσκονται στον δροµέα. Έτσι µεταβάλλοντας τη ροή του ρεύµατος και κατά συνέπεια την πολικότητα του µαγνητικού πεδίου στις σωστές στιγµές και µε τη σωστή αλληλουχία ο κινητήρας στρέφεται.[22]. Η διαδικασία που ακολουθείται για την παλµοδότηση κινητήρα brushless µε τραπεζοειδή και ηµιτονοειδή ΗΕ φαίνεται στα σχήµατα 4.5 και 4.6 αντίστοιχα. 55

68 Κεφάλαιο 4 Όπως βλέπουµε η αλληλουχία της µετάβασης καθορίζεται από τους αισθητήρες Hall. Κατά τη µετάβαση των φάσεων µπορούµε να ελέγξουµε τα επίπεδα της τάσης, µε την οποία τροφοδοτούµε τη µηχανή, µε την διαµόρφωση εύρους παλµών (PWM). Στη δικιά µας περίπτωση χρησιµοποιήθηκε PWM για τον έλεγχο µόνο των κάτω στοιχείων του µετατροπέα, ενώ στα πάνω στείλαµε σταθερό παλµό 120 ηλεκτρικών µοιρών. Από τα παρακάτω σχήµατα παρατηρούµε ότι κάθε 120 ηλεκτρικές µοίρες έχουµε ενεργοποίηση ενός αισθητήρα Hall ο οποίος παραµένει ενεργοποιηµένος για 180 ηλεκτρικές µοίρες. Έτσι αν χωρίσουµε έναν ηλεκτρικό κύκλο 360 µοιρών σε 6 διαστήµατα των 60 µοιρών, τότε κάθε ένα από αυτά χαρακτηρίζεται από έναν µοναδικό συνδυασµό των σηµάτων των αισθητήρων Hall (π.χ. για το διάστηµα από 0-60 Hall A=0, Hall B=0, Hall C=1). Με αυτόν τον τρόπο ο µικροεπεξεργαστής προγραµµατίζεται να δίνει σε κάθε χρονική στιγµή το σωστό παλµό στο αντίστοιχο διακοπτικό στοιχείο. Σχήµα 4.5 Μετάβαση των φάσεων σε τραπεζοειδή BLDC κινητήρα[19] 56

69 Κεφάλαιο 4 Σχήµα 4.6 Μετάβαση των φάσεων σε ηµιτονοειδή BLDC κινητήρα[19] Σχήµα 4.7 Παλµοδότηση τριφασικού αντιστροφέα µε χρήση µικροελεγκτή[11] 4.5 Επιλογή των διακοπτικών στοιχείων του αντιστροφέα [2,3] Πριν την κατασκευή οποιουδήποτε ηλεκτρονικού µετατροπέα, είναι ιδιαιτέρως σηµαντική η ορθή επιλογή των ηµιαγωγικών διακοπτικών στοιχείων. Η επιλογή τους 57

70 Κεφάλαιο 4 καθορίζεται από την εφαρµογή. Μερικές από τις ιδιότητες των στοιχείων και πως αυτές επηρεάζουν την επιλογή τους αναγράφονται παρακάτω: Η πτώση τάσης κατά την αγωγή και η αντίσταση αγωγής τους καθορίζουν τις απώλειες αγωγής του στοιχείου. Οι διακοπτικοί χρόνοι επηρεάζουν την απώλεια ενέργειας κατά τις µεταβάσεις και θέτουν τα όρια της διακοπτικής συχνότητας. Οι τιµές του ρεύµατος και της τάσης καθορίζουν την τιµή της ισχύος που καλούνται να διαχειριστούν τα στοιχεία. Η ισχύς που απαιτείται από το κύκλωµα ελέγχου καθορίζει την ευκολία ελέγχου των στοιχείων. Η σταθερά θερµοκρασίας της αντίστασης αγωγής των στοιχείων καθορίζει τη δυνατότητα παράλληλης σύνδεσης αυτών για τη διαχείριση µεγαλύτερων ρευµάτων. Το κόστος είναι σηµαντικός παράγοντας κατά την επιλογή. Οι ηµιαγωγικοί διακόπτες που χρησιµοποιούνται σήµερα είναι διακόπτες πυριτίου(si) και διακρίνονται σε διόδους τρανζίστορς και θυρίστορς. Η ισχύς ενός ηµιαγωγικού διακόπτη ορίζεται από τη σχέση: S=V I (4.1) Όπου V s η ονοµαστική ενεργός τιµή της τάσης (αποκοπής) του διακόπτη και I s η ενεργός τιµή του ρεύµατος του διακόπτη σε κατάσταση αγωγής. Στο σχήµα που ακολουθεί φαίνονται οι κυριότεροι ηµιαγωγικοί διακόπτες, καθώς και οι δυνατότητες τους σε διαχείριση τάσης ρεύµατος και διακοπτικής συχνότητας. 58

71 Κεφάλαιο 4 Σχήµα 4.8 υνατότητες των ηµιαγωγικών στοιχείων ως προς το ονοµαστικό ρεύµα αγωγής, την τάση αποκοπής και τη διακοπτική συχνότητα[20] Για τη δική µας εφαρµογή επιλέξαµε τα ηµιαγωγικά στοιχεία MOSFET. Ο συµβολισµός τους και η χαρακτηριστική τάσης-ρεύµατος φαίνονται στο σχήµα 4.9. Σε αντίθεση µε τα ελεγχόµενα από ρεύµα στοιχεία, τα MOSFET ισχύος ελέγχονται από τάση γεγονός που τα κάνει να απαιτούν πολύ µικρότερες τιµές ισχύος για τον έλεγχο τους. Επιπλέον, εφόσον µόνο οι φορείς πλειονότητας συµβάλουν στη ροή του ρεύµατος, τα MOSFET ξεπερνούν όλα τα άλλα ηµιαγωγικά στοιχεία ισχύος σε διακοπτικές συχνότητες λειτουργίας, φτάνοντας σε τιµές λίγων MHz. Επίσης, τα MOSFET έχουν θετική σταθερά θερµοκρασίας και µπορούν εύκολα να παραλληλιστούν ώστε να άγουν µεγαλύτερες τιµές ρεύµατος. Από την άλλη βασικό µειονέκτηµα τους είναι η απαίτηση παλµού στην πύλη(gate) καθ όλη τη διάρκεια της λειτουργίας τους(αν αποµακρυνθεί ο παλµός το στοιχείο παύει να άγει).ακόµα, κατά τη σύγκριση τους µε τα BJT ισχύος, τα MOSFET παρουσιάζουν µεγαλύτερες αντιστάσεις αγωγής (Rd on ) και διαχειρίζονται µικρότερες τιµές ισχύος. 59

72 Κεφάλαιο 4 Σχήµα 4.9 (a)συµβολισµός MOSFET n-καναλιού,(b)i-v χαρακτηριστική και περιοχές λειτουργίας[3] Όπως διακρίνουµε και στο σχήµα 4.9, το MOSFET έχει τρεις ακροδέκτες: την πύλη (Gate), τον απαγωγό (Drain) και την πηγή (Source). Επίσης, έχει τρεις περιοχές λειτουργίας: την περιοχή αποκοπής, την περιοχή γραµµικής λειτουργίας ή περιοχή τριόδου και την περιοχή κορεσµού (ενεργός περιοχή). Για να βγει από την περιοχή αποκοπής πρέπει να εφαρµοσθεί, µεταξύ πύλης και πηγής, τάση µεγαλύτερη από την τάση κατωφλίου. V V (4.2) Όπου V GS η τάση µεταξύ πύλης και πηγής και V Th η τάση κατωφλίου. Στη συνέχεια ανάλογα µε το µέγεθος της τάσης µεταξύ απαγωγού και πηγής (V DS ), το MOSFET εισέρχεται είτε στην γραµµική περιοχή, είτε στην περιοχή του κορεσµού. 60

73 Κεφάλαιο 4 Στην πρώτη, το ρεύµα µεταβάλλεται σχεδόν γραµµικά ως προς την τάση V DS, ενώ στη δεύτερη το ρεύµα που διαρρέει το στοιχείο παραµένει σταθερό (για σταθερή V GS ) ανεξαρτήτως του µεγέθους της V DS. Παρακάτω παρατίθεται η µορφή ενός MOSFET n-καναλιού. Στην περιοχή της πηγής και του απαγωγού υπάρχουν προσµίξεις n +. Όταν εφαρµοσθεί µία θετική τάση στην πύλη (Gate) οι αρνητικοί φορείς πλειονότητας (n) έλκονται προς την περιοχή της πύλης,ενώ οι φορείς µειονότητας (P) απωθούνται από εκείνο το σηµείο. ηµιουργούνται έτσι δύο κανάλια φορέων πλειονότητας τα οποία ξεκινώντας από την περιοχή του απαγωγού και ανεβαίνοντας προς τα πάνω, αφού «στρίψουν» δεξιά και αριστερά, καταλήγουν στις περιοχές n + της πηγής. Αν τώρα εφαρµοσθεί µία θετική τάση V DS µεταξύ απαγωγού και πηγής θα έχουµε ροή αρνητικών φορτίων από την πηγή προς τον απαγωγό που ισοδυναµεί µε ρεύµα i D από τον απαγωγό προς την πηγή. Σχήµα 4.10 Εσωτερική δοµή MOSFET ισχύος[3] 4.6 Περιγραφή του κυκλώµατος παλµοδότησης του τριφασικού αντιστροφέα Το κύκλωµα ελέγχου εκτελεί τους κατάλληλους αλγορίθµους και παράγει τα απαραίτητα σήµατα για την παλµοδότηση των ηµιαγωγικών στοιχείων ισχύος. Μπορεί να δέχεται ένα ή περισσότερα σήµατα ως εισόδους και να τα χρησιµοποιεί στον αλγόριθµό του, τα οποία µπορεί να έχουν προκύψει είτε από µέτρηση είτε από εξωτερική πηγή. Με τον τρόπο αυτό ελέγχεται πλήρως ο ηλεκτρονικός µετατροπέας. Τα σήµατα ελέγχου παράγονται από µικροεπεξεργαστή (dspic30f4011) και ακολουθούν µία πορεία όπως αυτή που φαίνεται στο σχήµα Αρχικά οδηγούνται 61

74 Κεφάλαιο 4 στο Hex Inverter (74HCT04) το οποίο είναι ουσιαστικά µία πύλη NOT και αντιστρέφει τα σήµατα. Οι αντεστραµµένοι παλµοί οδηγούνται στους οπτοζεύκτες (6N137) οι οποίοι, αναστρέφουν εκ νέου τα σήµατα και προσφέρουν γαλβανική αποµόνωση µεταξύ του µικροεπεξεργαστή και των στοιχείων ισχύος. Τέλος για να είναι ικανοί οι παλµοί να οδηγήσουν τα στοιχεία πρέπει να περάσουν από τους οδηγούς (drivers), οι οποίοι ενισχύουν τους παλµούς και επιλέγονται µε βάση το στοιχείο που θέλουµε να ελέγξουµε. Σχήµα 4.10 Απεικόνιση της παλµοδότησης µιας φάσης του τριφασικού αντιστροφέα Ο µικροελεγκτής dspic30f4011 Ο µικροελεγκτής αποτελεί το βασικότερο ολοκληρωµένο στην κατασκευή, καθώς είναι υπεύθυνος για την παραγωγή των παλµών που οδηγούν τους ηµιαγωγικούς διακόπτες και για την επεξεργασία των µετρούµενων σηµάτων. Στην παρούσα κατασκευή χρησιµοποιήθηκε ο µικροελεγκτής dspic30f4011 της εταιρίας Microchip ο οποίος διαθέτει 40 ακροδέκτες που επιτελούν µία πληθώρα λειτουργιών και τροφοδοτείται από τάση 5V. Με τον µικροελεγκτή συνδέονται: Ένα ποτενσιόµετρο για τον καθορισµό της ταχύτητας αναφοράς και του λόγου κατάτµησης. Ένα µπουτόν που µας προσφέρει τη δυνατότητα επανεκκίνησης του µικροελεγκτή. Το αναπτυξιακό ICD2 της Olimex µέσω ακροδέκτη, το οποίο καθιστά δυνατή την επικοινωνία µε ψηφιακό υπολογιστή. Οι αισθητήρες Hall ως είσοδοι, µέσω ακροδέκτη. ύο ακροδέκτες τροφοδοσίας 62

75 Κεφάλαιο 4 Αντιστάσεις και πυκνωτές Η λεπτοµερής λειτουργία του θα αναλυθεί σε επόµενο κεφάλαιο Ο αντιστροφέας 74HCT04 To 74HCT04 είναι ένα ολοκληρωµένο που αποτελείται από 6 πύλες NOT και τροφοδοτείται από 5V. Οι παλµοί επιπέδου 0V-5V που εξέρχονται από τον µικροεπεξεργαστή οδηγούνται στο Hex Inverter 74HCT04. Εκεί οι παλµοί ενισχύονται ώστε να εξασφαλιστεί ότι δεν θα ξεπεραστεί η οδηγητική ικανότητα του µικροεπεξεργαστή (fanout) και αντιστρέφονται ώστε να αντισταθµιστεί η αντιστροφή που προκαλείται στη συνέχεια από τους optocouplers. Σχήµα 4.11 Το ολοκληρωµένο Hex Inverter, το λογικό διάγραµµα λειτουργίας του και το pin out διάγραµµα του.[21] Ο οπτοζεύκτης 6Ν137 Ο ηλεκτρικός αποµονωτής ή αλλιώς οπτοζεύκτης είναι ένα ολοκληρωµένο που χρησιµοποιείται για την ηλεκτρική αποµόνωση δύο κυκλωµάτων. Στη συγκεκριµένη εφαρµογή ο οπτοζεύκτης 6Ν137 χρησιµοποιείται για την γαλβανική αποµόνωση του µικροελεγκτή από το κύκλωµα ισχύος. Ο οπτοζεύκτης αποτελείται από µία πηγή φωτός (φωτοδίοδο) και ένα φωτοευαίσθητο δέκτη αντικριστά τοποθετηµένα, ενώ ανάµεσα τους υπάρχει διάκενο αποµόνωσης. Από το διάκενο αυτό δεν µπορεί να 63

76 Κεφάλαιο 4 διέλθει κανένα ρεύµα παρά µόνο παλµοί φωτός, έτσι επιτυγχάνεται διαχωρισµός των δυναµικών της των δύο κυκλωµάτων. Ο οπτοζεύκτης τροφοδοτείται µε τάση 5V, ωστόσο για να εξασφαλίζεται η ηλεκτρική αποµόνωση των δύο κυκλωµάτων που αναφέρθηκαν, είναι απαραίτητη η χρήση ξεχωριστού τροφοδοτικού για κάθε κύκλωµα. Τέλος, τροφοδοτούµε µε τάση 5V (λογικό «1») το pin 7 του 6Ν137 ώστε να προκληθεί αντιστροφή εκ νέου των παλµών, µε σκοπό να εξουδετερώσουµε την αντιστροφή που προκλήθηκε στους παλµούς του µικροελεγκτή από το Hex Inverter προηγουµένως. Σχήµα 4.12 οµή,pin out διάγραµµα και διάγραµµα λειτουργίας του optocoupler 6Ν137[21] Οδήγηση της πύλης των ηµιαγωγικών στοιχείων ισχύος µε χρήση του ολοκληρωµένου IR2213 Ο οδηγός των παλµών (IR2213) ενισχύει τους παλµούς του οπτοζεύκτη και τους φέρνει στο επιθυµητό επίπεδο ώστε να µπορεί να οδηγηθεί σωστά το MOSFET. Έχει δύο τροφοδοσίες, µία των 5V, που προέρχεται από το τροφοδοτικό των οπτοζευκτών στους ακροδέκτες V DD και V SS, και µία των των 15V στους ακροδέκτες V CC και COM. Τα σήµατα ελέγχου επιπέδου τάσης 5V που εισέρχονται στους ακροδέκτες HIN και LIN (για το πάνω και το κάτω στοιχείο αντίστοιχα) εξέρχονται από τους ακροδέκτες HO και LΟ αντίστοιχα σε επίπεδο τάσης 15V. Στο κάτω MOSFET η πηγή (Source) είναι µόνιµα στο επίπεδο της γείωσης (COM), µε αποτέλεσµα κάθε φορά που έρχεται παλµός στην είσοδο LIN, η έξοδος 64

77 Κεφάλαιο 4 LO να συνδέεται µε την τροφοδοσία V CC των 15V. Αντιθέτως για το άνω MOSFET η τάση της πηγής του είναι µεταβλητή. Όταν αυτό άγει V S =V DCbus, ενώ όταν άγει το κάτω στοιχείο V S =0.Επειδή κάθε φορά που έρχεται παλµός στην είσοδο του, HIN, η έξοδος του, HO, συνδέεται µε την V B, θα πρέπει αυτή να είναι µεταβλητή ώστε V BS =V GS =15V µε αποτέλεσµα να µπορεί να οδηγηθεί το άνω στοιχείο. Αυτό επιτυγχάνεται µε το κύκλωµα Bootstrap το οποίο αποτελείται από το συνδυασµό σε σειρά µιας διόδου και ενός πυκνωτή. Σχήµα 4.13 Οδηγός πύλης IR2213 και τυπική συνδεσµολογία Bootstrap Η λειτουργία του κυκλώµατος bootstrap είναι η εξής: Κατά την αγωγή του κάτω στοιχείου η V S του πάνω, αποκτά το δυναµικό της γης. Τότε φορτίζεται ο Bootstrap πυκνωτής (C BS ) µέσω της Bootstrap διόδου από την τροφοδοσία V CC. Εποµένως η V BS θα είναι λίγο µικρότερη των 15V. Ο πυκνωτής πρέπει να έχει τέτοια χωρητικότητα (περίπου 2,2µF) ώστε να παρέχει το απαραίτητο φορτίο για την έναυση του MOSFET και να διατηρεί την τάση του κατά την αγωγή. Επιπλέον πρέπει να έχει µικρό ρεύµα διαρροής. Για τους λόγους αυτούς επιλέχθηκαν πυκνωτές τανταλίου οι οποίοι παρουσιάζουν µεγάλη χωρητικότητα σε σχέση µε τους πυκνωτές πολυπροπυλενίου ή τους κεραµικούς και απειροελάχιστο ρεύµα διαρροής σε σχέση µε τους ηλεκτρολυτικούς. Οι υπολογισµοί της ελάχιστης χωρητικότητας για τον πυκνωτή Bootstrap βρίσκονται στο παράρτηµα. 65

78 Κεφάλαιο 4 Όσον αφορά τη δίοδο Bootstrap, αυτή πρέπει στην αποκοπή να αντέχει την τάση του DC το ονοµαστικό ρεύµα διαρροής της να είναι ικανό να φορτίσει τον πυκνωτή. Επιπλέον πρέπει να έχει µεγάλη διακοπτική συχνότητα και µικρό χρόνο ανάστροφης ανάκτησης (t rr ), ώστε να ελαχιστοποιείται το φορτίο που επιστρέφει στην τροφοδοσία από τον Bootstrap πυκνωτή. Η δίοδος UF4007 της εταιρίας Vishay που επιλέχτηκε ικανοποιεί αυτές τις απαιτήσεις Απαραίτητα παθητκά στοιχεία Τα βασικότερα παθητικά στοιχεία που χρησιµοποιήθηκαν είναι τα εξής: Μεταξύ των εισόδων του Hex Inverter και της γης τοποθετήθηκαν αντιστάσεις 100ΚΩ (pull down), έτσι ώστε σε περίπτωση που ο ακροδέκτης βρεθεί στον αέρα για οποιονδήποτε λόγο, οι είσοδοι του ολοκληρωµένου να βρίσκονται σε κατάσταση λογικού µηδενός. ιαφορετικά είναι πιθανόν να οδηγηθούµε σε ανεπιθύµητη έναυση κάποιου στοιχείου ή ακόµα και σε ταυτόχρονη αγωγή δύο στοιχείων του ίδιου κλάδου µε καταστροφικές για τα στοιχεία συνέπειες. Μεταξύ των εξόδων του Hex Inverter και των οπτοζευκτών τοποθετήθηκαν αντιστάσεις 270Ω ώστε να περιοριστεί το ρεύµα εισόδου των τελευταίων σε τιµές µικρότερες από τα 20mA. Μεταξύ της εξόδου των οπτοζευκτών και της τροφοδοσίας των 5V τοποθετήθηκαν αντιστάσεις 330Ω (pull up) για τον περιορισµό του ρεύµατος συλλέκτη του τρανζίστορ που βρίσκεται µέσα στο ολοκληρωµένο όταν αυτό λειτουργεί στον κόρο, και για τη διατήρηση της εξόδου του στο high όταν το τρανζίστορ είναι στην αποκοπή. Για τον περιορισµό του θορύβου στις γραµµές τροφοδοσίας συνδέσαµε στους ακροδέκτες τροφοδοσίας κάθε ολοκληρωµένου πυκνωτές απόζευξης (bypass capacitors) της τάξης των 100nF. Με τη χρήση αυτών των πυκνωτών τα υψίσυχνα ρεύµατα ρέουν διαµέσου αυτών και δεν εισέρχονται στις γραµµές τροφοδοσίας. 66

79 Κεφάλαιο Κατασκευή του τριφασικού αντιστροφέα Για την κατασκευή του αντιστροφέα χρησιµοποιήθηκαν έξι διακοπτικά στοιχεία ισχύος MOSFET µε ενσωµατωµένη δίοδο ελεύθερης διέλευσης, καθώς και ηλεκτρολυτικοί πυκνωτές που λειτουργούν ως φίλτρα στην είσοδό του ιακοπτικά ηµιαγωγικά στοιχεία MOSFET [2] Πριν την επιλογή των διακοπτών MOSFET λάβαµε υπ όψιν µας την τιµή της τάσης που πρέπει να αποκόπτουν, το ονοµαστικό ρεύµα του κινητήρα µας που θα διαρρέει τα στοιχεία, το κόστος και τη διαθεσιµότητά τους στην αγορά. Ο κινητήρας που καλούµαστε να οδηγήσουµε είναι στα 200W, µε φασική ενεργό τάση 240V και φασικό ονοµαστικό ρεύµα 1,7 Α. Η φασική τάση της µηχανής θα έχει παλµική µορφή όπως φαίνεται και στο σχήµα 4.6. Στην πραγµατικότητα επειδή οι µεταβάσεις του ρεύµατος δεν είναι ιδανικές η φασική τάση έχει τραπεζοειδή µορφή. Εποµένως: V =m (4.3) Όπου (V AN ) 1 είναι η µέγιστη τιµή της φασικής τάσης της πρώτης αρµονικής, m a ο συντελεστής διαµόρφωσης πλάτους και V d η DC τάση. Άρα: = 2 V ΑΝ 1 (4.4) Eπειδή V =1, V (υπολογισµοί στο Παράρτηµα Α) προκύπτει ότι Vd=560V για ένα µέγιστο ma=0,97. Άρα τα στοιχεία µας πρέπει να αποκόπτουν µία µέγιστη τάση της τάξης των 600V. Αυτοί οι παράγοντες µας οδήγησαν στην επιλογή των στοιχείων FQA10N80C_F109 της εταιρίας Fairchild Semiconductor.Τα στοιχεία αυτά έχουν αντοχή σε τάση αποκοπής 800V και ρεύµα αγωγής 10 Α στους 25 C ενώ στους 100 C 6,32 A. Κατά την αγωγή τους παρουσιάζουν αντίσταση (R DS(on) ) ίση µε 0,93Ω, άρα και µικρή πτώση τάσης. Οι µικροί διακοπτικοί χρόνοι µας επιτρέπουν τη λειτουργία των στοιχείων σε συχνότητες µεγαλύτερες των 20KHz. Σχήµα 4.14 Εξωτερική όψη και κυκλωµατικό σύµβολο των επιλεγµένων MOSFET [21] 67

80 Κεφάλαιο 4 Τα επιλεγµένα στοιχεία έχουν ενσωµατωµένη δίοδο ελεύθερης διέλευσης, η οποία επιτρέπει την αγωγή ανάστροφων ρευµάτων προς την πηγή. Η δίοδος αντέχει στα άκρα της την ίδια τάση αποκοπής και το ίδιο ρεύµα αγωγής µε το MOSFET και παρουσιάζει χρόνο ανάστροφης ανάκτησης της τάξης των 730ns και πτώση τάσης κατά την αγωγή V SD =1,4 V. Με την επιλογή αυτών των στοιχείων, οι ανάγκες της εφαρµογής µας καλύπτονται πλήρως, καθώς έχει γίνει και µία υπερδιαστασιολόγηση για λόγους ασφαλείας. Τα ονοµαστικά µεγέθη, δηλαδή, του κινητήρα µας είναι αρκετά µικρότερα από τα ονοµαστικά µεγέθη των διακοπτικών στοιχείων. Αποφεύγουµε έτσι, την πιθανή καταστροφή τους από ενδεχόµενες υπερτάσεις ή υπερρεύµατα στο κύκλωµα. Μεταξύ πύλης και πηγής (G-S) κάθε στοιχείου τοποθετήσαµε µία δίοδο Zener των 18 V η οποία είναι αναγκαία για την προστασία του MOSFET. Αν για οποιοδήποτε λόγο η τάση µεταξύ πύλης και πηγής (V GE ) παέι να γίνει µεγαλύτερη, η δίοδος θα πολωθεί θετικά και η τάση θα παραµείνει σταθερή στην τιµή των 18 V εµποδίζοντας την καταστροφή του στοιχείου. Τέλος η ταχύτητα έναυσης και σβέσης του κάθε στοιχείου επηρεάζεται σηµαντικά από την αντίσταση που συνδέεται σε σειρά µε την πύλη του R G. Παράγοντες που πρέπει να ληφθούν υπ όψιν είναι το φορτίο της πύλης Q G, οι χρόνοι έναυσης και σβέσης, η τάση V GS και οι ρυθµοί µεταβολής της τάσης και του ρεύµατος κατά τη δυναµική περίοδο λειτουργίας του στοιχείου. Σύµφωνα µε το φύλλο κατασκευαστή εµείς επιλέξαµε R G =25Ω Πυκνωτές στην είσοδο του αντιστροφέα Στην είσοδο του τριφασικού αντιστροφέα χρησιµοποιήθηκαν ηλεκτρολυτικοί πυκνωτές που λειτουργούν ως φίλτρα εισόδου. Η επιλογή τους έγινε µε βάση τη χωρητικότητά τους καθώς και τη µέγιστη τάση που αντέχουν στα άκρα τους. Στη δική µας εφαρµογή επιλέχθηκαν δύο πυκνωτές που συνδέθηκαν σε σειρά και ο καθένας έχει χωρητικότητα 1000µF ενώ αντέχει τάση 400V στα άκρα του. 68

81 Κεφάλαιο Επιλογή των κατάλληλων ψυκτικών Οι απαγωγοί θερµότητας ή αλλιώς ψυκτικά είναι ίσως τα πιο σηµαντικά στοιχεία της κατασκευής, καθώς προστατεύουν τους ηµιαγωγούς από υπερθερµάνσεις και διατηρώντας τη θερµοκρασία τους χαµηλή, βελτιστοποιούν τη λειτουργία τους. Για τη συγκεκριµένη εφαρµογή επιλέξαµε τα ψυκτικά που φαίνονται στο παρακάτω σχήµα µε θερµική αντίσταση 3.2 C/W. Σχήµα 4.15 Ψυκτικά που χρησιµοποιήθηκαν[21] Οι υπολογισµοί για την επιλογή των ψυκτικών βρίσκονται στο παράρτηµα. 4.8 Επιλογή των κατάλληλων µετρητικών Πάνω στην πλακέτα που κατασκευάστηκε τοποθετήθηκαν και βοηθητικά κυκλώµατα για τη µέτρηση των απαραίτητων µεγεθών. Τα σήµατα που προκύπτουν από τα µετρητικά, διαµορφώνονται και ενισχύονται έτσι ώστε να είναι κατάλληλα για επεξεργασία από τον µικροελεγκτή. Για την εφαρµογή µας κατασκευάστηκαν ένα µετρητικό ρεύµατος και ένα µετρητικό τάσης που µετρούν τα µεγέθη αυτά στην είσοδο του αντιστροφέα Μετρητικό Τάσης Το µετρητικό τάσης που χρησιµοποιήθηκε είναι το LV25-P της LEM, το ποίο απαιτεί για την τροφοδοσία του τρία επίπεδα τάσης +15 V,-15 V και 0 V. Το στοιχείο 69

82 Κεφάλαιο 4 αυτό λειτουργεί όπως ένας µετασχηµατιστής ρεύµατος. Αρκεί να συνδέουµε στην είσοδο του µία αντίσταση τέτοια, ώστε να δηµιουργήσουµε ένα ρεύµα ανάλογο της τάσης που θέλουµε να µετρήσουµε. Σύµφωνα µε το φύλλο κατασκευαστή το ρεύµα εισόδου πρέπει να έχει εύρος από 0 Α έως +/- 14mA. Για να το πετύχουµε αυτό πρέπει να τοποθετήσουµε κατάλληλο συνδυασµό αντιστάσεων. Στην εφαρµογή µας η µέγιστη τάση στο DC φτάνει περί τα 600 V. Οπότε επιλέγουµε τιµή αντίστασης 56kΩ ώστε I=V/R=10mA. Οι αντιστάσεις που τοποθετούµε της τάξης των 0,3W οπότε κάθε µία αντέχει ένα µέγιστο ρεύµα της τάξης των 2,5mA. Αυτό µας οδήγησε στη χρήση µιας συστοιχίας 25 αντιστάσεων 56kΩ συνδεδεµένες παράλληλα σε οµάδες των 5. Έτσι προκύπτει µια συνολική ισοδύναµη αντίσταση 56kΩ ενώ το ρεύµα που διαρρέει την κάθε µία από αυτές είναι µέσα στα όρια αντοχής τους. Το ρεύµα εξόδου από το LV25-P οδηγείται ως σήµα τάσης (πτώση τάσης πάνω σε αντιστάσεις) στον τελεστικό ενισχυτή AD622 που δέχεται τροφοδοσία +/- 15 V. Εκεί ενισχύεται κατάλληλα για να φτάσει σε στάθµη 0-5 V και οδηγείται ως σήµα είσοδου στον µικροεπεξεργαστή. Για να µπορέσει το σήµα να φτάσει στην επιθυµητή για τον µικροελεγκτή στάθµη πρέπει να δώσουµε στο AD622 ένα offset 2,5 V. Αυτό επιτυγχάνεται µε τη χρήση του ολοκληρωµένου AD580, το οποίο τροφοδοτείται από τάση 15V και δίνει στην έξοδο του 2,5V. Σχήµα 4.16 (a) LV25-P,(b) AD622,(c) AD580 [21] Μετρητικό ρεύµατος Για τη µέτρηση του ρεύµατος επιλέγουµε να µετρήσουµε την πτώση τάσης πάνω σε µία αντίσταση που τοποθετούµε στην είσοδο του αντιστροφέα κατά µήκος της V DCbus. Η αντίσταση που χρησιµοποιήσαµε είναι τύπου Low Ohmic Current Sense Resistor της εταιρίας Bourns. Η ωµική της αντίσταση είναι 220mΩ και η ονοµατική ισχύς της 1W οπότε το ονοµαστικό ρεύµα που αντέχει είναι µεγαλύτερο των 2 Α και 70

83 Κεφάλαιο 4 καλύπτει πλήρως τις ανάγκες του κινητήρα µας που χρειάζεται ονοµαστικό ρεύµα 1,7 Α. Η πτώση τάσης στην συγκεκριµένη αντίσταση ενισχύεται πάλι µε τη βοήθεια του AD622 στο οποίο δίνουµε αναφορά 2,5V από το AD580. Σχήµα 4.17 Η αντίσταση που χρησιµοποιήθηκε τύπου Low Ohmic Current Sense Resistor [21] 4.9 Τροφοδοτικά συνεχούς τάσης Η πλακέτα µε τα τροφοδοτικά που χρησιµοποιήθηκε στην παρούσα διπλωµατική είχε κατασκευασθεί σε παλαιότερη διπλωµατική και θα αναφερθούµε σε αυτή επιγραµµατικά. Όπως αναφέραµε και προηγουµένως, όλα τα ολοκληρωµένα που βρίσκονται στο κύκλωµα παλµοδότησης αλλά και τα µετρητικά απαιτούν τροφοδοσία συνεχούς τάσης για τη λειτουργία τους. Για τις ανάγκες µας η πλακέτα των τροφοδοτικών µας παρέχει µία έξοδο των +5V, µία των +5V και +15V και µία των +/-15V, η καθεµία µε τη δικιά της γη. Τα τροφοδοτικά µετατρέπουν την µονοφασική εναλλασσόµενη τάση του δικτύου (220V) σε συνεχή τάση. Για το σκοπό αυτό χρησιµοποιούνται: Μετασχηµατιστές υποβιβασµού της τάσης δικτύου. Ανορθωτικές γέφυρες µετατροπής εναλλασσόµενης τάσης σε συνεχή. Σταθεροποιητικά τάσης για τις διάφορες στάθµες εξόδου (+5V, -15V, +15V). Πυκνωτές που λειτουργούν ως φίλτρα µετά τα σταθεροποιητικά. Για τη σύνδεση των δύο πλακετών χρησιµοποιήσαµε κατάλληλους ακροδέκτες και κατασκευάστηκαν τα αντίστοιχα καλώδια. Στα παραρτήµατα Α και Β υπάρχουν φωτογραφίες της κατασκευής καθώς και οι υπολογισµοί των ψυκτικών για τα MOSFET, της χωρητικότητας των πυκνωτών 71

84 Κεφάλαιο 4 Bootstrap και της σχέσης µεταξύ µέγιστης και ενεργού τιµής της φασικής τάσης τροφοδοσίας της µηχανής. 72

85 Κεφάλαιο 5 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 5 ΜΙΚΡΟΕΛΕΓΚΤΗΣ ΚΑΙ ΠΑΛΜΟ ΟΤΗΣΗ 5.1 Εισαγωγή [6] Το βασικότερο ολοκληρωµένο στο κύκλωµα παλµοδότησης είναι ο µικροεπεξεργαστής. Είναι αυτός που υλοποιεί τη λογική της διαµόρφωσης παλµών αφού επεξεργασθεί τα σήµατα που του παρέχουµε ως εισόδους. Παρέχει µεγάλη αξιοπιστία έναντι διακοπτικών θορύβων λόγω των ψηφιακών κυκλωµάτων του, µπορεί να προγραµµατιστεί, να µεταβάλλει τα µεγέθη που ελέγχει εύκολα, να αυτοµατοποιήσει τη διαδικασία ή να χρησιµοποιηθεί για τον έλεγχο διαφόρων κυκλωµάτων και συνδεσµολογιών. Ο προγραµµατισµός του γίνεται είτε σε γλώσσα µηχανής (assembly), είτε σε C. Γενικότερα, ο µικροελεγκτής είναι ένας τύπος µικροεπεξεργαστή µε έµφαση στην αυτάρκεια και στην υψηλή τιµή απόδοσης/κόστους, σε αντίθεση µε ένα µικροεπεξεργαστή γενικού σκοπού (όπως αυτοί που χρησιµοποιούνται σε έναν προσωπικό υπολογιστή). Η µοναδική διαφορά τους είναι ότι ο µικροεπεξεργαστής αποτελείται από τρία µέρη: Την αριθµητική και λογική µονάδα (ALU) Τη µονάδα ελέγχου (CU) Τη µνήµη (Memory - Registers), ενώ ο µικροελεγκτής περιλαµβάνει εκτός από τα παραπάνω και άλλες µονάδες όπως RAM, ROM, Εισόδους, Εξόδους, κτλ. Σε αντίθεση µε τους επεξεργαστές γενικού σκοπού, οι σύγχρονοι µικροελεγκτές δεν υλοποιούν ένα εξωτερικό δίαυλο δεδοµένων ή διευθύνσεων, επειδή ενσωµατώνουν τη µνήµη RAM και ROM στο ίδιο ολοκληρωµένο µε τον επεξεργαστή. Το γεγονός αυτό έχει το µειονέκτηµα ότι αυξάνεται το κόστος του ολοκληρωµένου, αλλά απαιτούνται λιγότερες δεσµευµένες ακίδες και το ολοκληρωµένο µπορεί να τοποθετηθεί σε ένα µικρότερο και φθηνότερο πακέτο. Άλλο ένα πλεονέκτηµα της ολοκλήρωσης των περιφερειακών είναι ο λιγότερος απαιτούµενος χώρος στην πλακέτα, καθώς επίσης και η µείωση των παρασιτικών των 73

86 Κεφάλαιο 5 τάσεων στα σήµατα. Αυτό το χαρακτηριστικό είναι πολύ σηµαντικό όταν χρησιµοποιείται σε διατάξεις ηλεκτρονικών ισχύος, όπου εµφανίζονται υψηλές µεταβολές τάσεων και ρευµάτων. Στο κεφάλαιο αυτό γίνεται µια σύντοµη περιγραφή του µικροελεγκτή dspic30f4011 που χρησιµοποιήθηκε στη συγκεκριµένη εφαρµογή καθώς και των δυνατοτήτων του. 5.2 Γενικές έννοιες µικροεπεξεργαστών Συνοπτική περιγραφή του MPLAB Η διαδικασία ανάπτυξης µιας εφαρµογής σε µικροεπεξεργαστή περιγράφεται µε τον όρο κύκλος σάρωσης. Γράφεται ο κώδικας, ελέγχεται και µετά τροποποιείται ώστε να δηµιουργηθεί µια εφαρµογή που να λειτουργεί παρουσιάζεται µε τη µορφή διαγράµµατος στο παρακάτω σχήµα. σωστά. Η διαδικασία αυτή Σχήµα 5.1 Απεικόνιση ενός κύκλου σάρωσης[9] Το MPLAB IDE είναι ένα λειτουργικό πρόγραµµα που τρέχει σε υπολογιστή µε σκοπό την ανάπτυξη εφαρµογών για τους µικροελεγκτές της Microchip. Λέγεται και Ολοκληρωµένο Περιβάλλον Ανάπτυξης (Integrated Development Environment IDE) γιατί παρέχει ένα απλό ολοκληρωµένο περιβάλλον για την ανάπτυξη κώδικα σε ενσωµατωµένους µικροελεγκτές. Το IDE είναι ένα περιβάλλον που συντάσσει όλα τα εργαλεία υπό µια απλή γραφική διεπαφή χρήστη. Όταν γραφτεί µια φορά ο κώδικας του προγράµµατος, µπορεί να 74

87 Κεφάλαιο 5 «φορτωθεί» σε ένα µικροελεγκτή για τον έλεγχο της λειτουργίας του. Σε αυτή τη διαδικασία απαιτούνται πολλαπλά εργαλεία: Ένας editor για εγγραφή κώδικα. Ένας project manager για ρυθµίσεις και την οργάνωση αρχείων. Ένας compiler ή assembler για τη µετατροπή του πηγαίου κώδικα σε γλώσσα µηχανής. Hardware ή software που είτε συνδέονται σε τερµατικό µικροελεγκτή, είτε προσοµοιώνουν τη λειτουργία του. 5.3 Τα αναπτυξιακά εργαλεία του dspic30f4011 Σηµαντική βοήθεια στην ανάπτυξη εφαρµογών προσφέρει το πακέτο ανάπτυξης εφαρµογών της Microchip. Την πιο σηµαντική θέση στα αναπτυξιακά εργαλεία κατέχει το MPLAB Integrated Development Environment (IDE).Το εργαλείο αυτό τρέχει σε Windows, είναι πολύ εύκολο στη χρήση του και περιλαµβάνει βιβλιοθήκες µε έτοιµες ρουτίνες για γρήγορη ανάπτυξη εφαρµογών και ταχύτατη εύρεση σφαλµάτων (Debugging).Επίσης προσφέρει ένα γραφικό περιβάλλον για το χρήστη που ενοποιεί τη χρήση λογισµικών και υλικών εργαλείων της Microchip, αλλά και άλλων κατασκευαστών. Τέλος, µέσα από µια κονσόλα λειτουργιών, παρέχει ευκολία στην εναλλαγή εργαλείων, στη χρήση προσοµοιωτή για τον εκάστοτε µικροελεγκτή, αλλά και στον πραγµατικό προγραµµατισµό. Για τον προγραµµατισµό αλλά και την αποσφαλµάτωση είναι διαθέσιµο το ICD2, το οποίο είναι ένας debugger και programmer πραγµατικού χρόνου και χαµηλού κόστους, για όλους τους PIC MCUs και dspic DSCs. 5.4 Περιγραφή του µικροελεγκτή dspic30f4011 της Microchip [9] Από τη σειρά µικροελεγκτών της Microchip ο dspic30f4011 είναι ένα ολοκληρωµένο µε 40 ακροδέκτες όπως διακρίνουµε και στο παρακάτω σχήµα. 75

88 Κεφάλαιο 5 Σχήµα 5.2 το ολοκληρωµένο dspic30f4011[9] Η περιγραφή όλων των λειτουργιών που επιτελούνται από τους ακροδέκτες φαίνεται παρακάτω. Η κεντρική µονάδα επεξεργασίας του dspic30f4011 είναι 16-bit και διαµορφωµένη σύµφωνα µε την αρχιτεκτονική Harvard, µε βελτιωµένο πακέτο εντολών, περιλαµβάνοντας υποστήριξη σε DSP λειτουργίες. Η CPU έχει εντολές των 24bit µε µεταβλητό µήκος του κώδικα λειτουργίας. Ο απαριθµητής προγράµµατος έχει µήκος 24bit και καταχωρεί σε διευθύνσεις µέχρι και 4M 24bit µνήµης για το πρόγραµµα χρήστη. Ένας ενσωµατωµένος µηχανισµός προφόρτωσης (prefetch), που εκτελείται σε ένα µόνο κύκλο σάρωσης αυξάνει την απόδοση προσδίδοντας προβλέψιµη εκτέλεση. Όλες οι εντολές εκτελούνται σε ένα κύκλο σάρωσης, εκτός από τις εντολές που αλλάζουν τη ροή του προγράµµατος, τις µετακινήσεις λέξεων διπλής ακρίβειας και τις εντολές πινάκων. Υποστηρίζονται επίσης οι εντολές βρόχου DO και REPEAT που µπορούν να διακοπούν σε οποιοδήποτε σηµείο του κώδικα. Ο dspic30f4011 στο µοντέλο προγραµµατισµού διαθέτει δεκαέξι καταχωρητές εργασίας των 16bit (working registers). Κάθε ένας από τους καταχωρητές εργασίας µπορεί να χρησιµοποιηθεί σαν δεδοµένο, σαν διεύθυνση ή σαν καταχωρητής 76

89 Κεφάλαιο 5 µετατόπισης διεύθυνσης. Ο 16 ος καταχωρητής εργασίας (W15) λειτουργεί ως ένας δείκτης στοίβας (stack pointer) για διακοπές και ανακλήσεις υπορουτινών. Σχήµα 5.3 Περιγραφή των ακροδεκτών του µικροελεγκτή[9] 77

90 Κεφάλαιο 5 Σχήµα 5.4 Περιγραφή των ακροδεκτών του µικροελεγκτή (συνέχεια)[ 9] Ο µικροελεγκτής dspic30f4011 υποστηρίζει δύο τύπους πακέτων εντολών: τις εντολές MCU και τις εντολές DSP. Τα δύο αυτά είδη είναι ενσωµατωµένα στην αρχιτεκτονική και εκτελούνται από µία µονάδα εκτέλεσης. Το πακέτο εντολών περιλαµβάνει πολλούς τρόπους διευθυνσιοδότησης και είναι σχεδιασµένο για τη βέλτιστη αποτελεσµατικότητα του C compiler. Η µνήµη του µικροελεγκτή και όλοι οι καταχωρητές είναι οργανωµένοι σε µήκος των 16it. Η µνήµη δεδοµένων µπορεί να διευθυνσιοδοτηθεί µε 32Kwords ή 64Κbytes και είναι χωρισµένη σε δύο µπλοκ που αναφέρονται σαν Χ και Υ µνήµη δεδοµένων. Κάθε µπλοκ µνήµης έχει τη δική του ανεξάρτητη µονάδα παραγωγής µνήµης (AGU). Οι MCU εντολές λειτουργούν αποκλειστικά διαµέσου της Χ µνήµης AGU. Κάποιες 78

91 Κεφάλαιο 5 DSP εντολές λειτουργούν µέσα και από την Χ και από την Υ µνήµη AGU, για να υποστηρίζουν αναγνώσεις διπλών τελεστών που χωρίζουν τα δεδοµένα της διεύθυνσης σε δύο µέρη. Η µνήµη δεδοµένων προσπελαύνεται χρησιµοποιώντας δύο µονάδες παραγωγής διευθύνσεων (AGU) και διαφορετικούς δρόµους δεδοµένων. Η µνήµη RAM µπορεί να συνδεθεί µέσω διαύλου προγράµµατος µνήµης σε συσκευές µε ένα εξωτερικό δίαυλο, και να χρησιµοποιείται ώστε να επεκτείνει την εσωτερική RAM. Χαρακτηριστικά της κεντρικής µονάδας επεξεργασίας του dspic30f βασικές εντολές 2 Εντολές των 24 bit µε 16 bit µονοπάτι 3 48Κbytes ενσωµατωµένης Flash µνήµης προγράµµατος. 4 2Κbytes ενσωµατωµένης µνήµης δεδοµένων 5 1Κbyte µνήµης EEPROM 6 Λειτουργία υπό 30ΜΙPS (information/second) 7 Έως 40ΜHz ρολόι 8 4ΜHz έως 10MHz ταλαντωτής µε ενεργό PLL (4x,8x,16x) 9 30 πηγές διακοπής 10 3 εξωτερικές πηγές διακοπής 11 Επίπεδα προτεραιότητας για κάθε πηγή διακοπής 12 4 διακοπές Trap στον επεξεργαστή 13 Πίνακας 16x16 καταχωρητών εργασίας Ο συγκεκριµένος µικροελεγκτής έχει τη δυνατότητα DSP λειτουργίας. Τα πλεονεκτήµατα που παρέχει η λειτουργία αυτή είναι: Ταυτόχρονη διπλή εισαγωγή δεδοµένων (dual data fetch). ύο συσσωρευτές των 40bit µε προαιρετική λογική κορεσµού. 17bit x 17bit µονού κύκλου πολλαπλασιαστή ακεραίων ή δεκαδικών. Όλες οι DSP εντολές είναι µονού κύκλου. 16bit δεξιά ή αριστερή µετατόπιση (shift) µονού κύκλου 79

92 Κεφάλαιο 5 Περιφερειακά του dspic30f Ψηφιακές θύρες εισόδου εξόδου. 2 2 χρονιστές (timers). 3 Μονάδα εύρεσης και αποτύπωσης χρονικής στιγµής συµβάντος (Input Capture Module). 4 Output compare module. 5 Quadrature Encoder Interface. 6 10bit µετατροπέα από αναλογικό σε ψηφιακό σήµα. 7 Θύρα ασύγχρονης επικοινωνίας RS-232 UART. 8 3 γεννήτριες PWM 9 Μονάδες σειρικαής επικοινωνίας βασισµένη στα πρωτόκολλα SPI και I2C 10 Μονάδα CAN 5.5 Περιφερειακές µονάδες του dspic30f4011 [9] Όπως αναφέρθηκε και πιο πάνω το χαρακτηριστικό που διαχωρίζει έναν µικροελεγκτή από έναν µικροεπεξεργαστή, είναι το γεγονός ότι ο µικροελεγκτής περιλαµβάνει εκτός από την κεντρική µονάδα επεξεργασίας και µία σειρά από περιφερειακά ενσωµατωµένα στο ίδιο ολοκληρωµένο. Tα περιφερειακά που διαθέτει ο µικροελεγκτής dspic30f4011 φαίνονται στον παραπάνω πίνακα. Στη συνέχεια περιγράφονται τα κυριότερα από τα περιφερειακά που χρησιµοποιήθηκαν στην παρούσα διπλωµατική εργασία Θύρες Εισόδου/Εξόδου-Ε/Ε [9,12] Όταν µια περιφερειακή συσκευή ενεργοποιείται και αυτή οδηγεί το σχετικό ακροδέκτη, η χρήση αυτού του pin ως ακροδέκτη (pin) γενικού σκοπού απενεργοποιείται. Ο ακροδέκτης αυτός µπορεί να αναγνωσθεί, αλλά ο ελεγκτής εξόδου θα απενεργοποιηθεί. Αν η περιφερειακή συσκευή ενεργοποιηθεί, αλλά αυτή 80

93 Κεφάλαιο 5 δεν οδηγεί ενεργά έναν ακροδέκτη, τότε αυτός ο ακροδέκτης µπορεί να οδηγηθεί από µία θύρα. Όλοι οι ακροδέκτες έχουν τρεις αποκλειστικούς καταχωρητές σχετικά µε τη λειτουργία τους. Ο καταχωρητής κατεύθυνσης δεδοµένων (TRISx) καθορίζει αν η θύρα είναι εισόδου ή εξόδου. Αν το bit κατεύθυνσης δεδοµένων τεθεί ως λογικό «1» τότε ο ακροδέκτης ορίζεται ως θύρα εισόδου. Όλοι οι ακροδέκτες θυρών καθορίζονται ως είσοδοι µετά από µία επανεκκίνηση. Οι αναγνώσεις από τον µανδαλωτή, διαβάζουν τον καταχωρητή LATx. Εγγραφές στο µανδαλωτή, εγγράφουν στον καταχωρητή LATx. Αναγνώσεις από τον καταχωρητή PORTx διαβάζουν τους ακροδέκτες και εγγραφές στους ακροδέκτες, εγγράφουν τον καταχωρητή LATx. Οποιοδήποτε ψηφίο, δεδοµένα που είναι συσχετισµένα µε αυτό ή καταχωρητές που δεν είναι έγκυροι για µια συγκεκριµένη συσκευή, θα απενεργοποιούνται. Αυτό σηµαίνει ότι οι αποκρινόµενοι καταχωρητές LATx και TRISx και ο ακροδέκτης θα αναγνωστούν ως µηδέν. Όταν ένας ακροδέκτης µοιράζεται µε µια άλλη συσκευή ή λειτουργία που έχει ορισθεί µόνο ως είσοδος, τότε αυτός θεωρείται ως αποκλειστική θύρα, επειδή δεν υπάρχει άλλη ανταγωνιστική πηγή εξόδων. Ο καταχωρητής TRISx ελέγχει τη διεύθυνση των ακροδεκτών. Ο καταχωρητής LATx παρέχει τα δεδοµένα στις εξόδους και έχει τη δυνατότητα εγγραφής/ανάγνωσης. Η ανάγνωση του καταχωρητή PORTx διεγείρει την κατάσταση των ακροδεκτών εισόδου, ενώ η εγγραφή του καταχωρητή αυτού τροποποιεί τα περιεχόµενα του καταχωρητή LATx. Μία παράλληλη θύρα που µοιράζεται έναν ακροδέκτη µε µια περιφερειακή συσκευή είναι γενικά υπάκουη στην περιφερειακή συσκευή. Τα δεδοµένα του buffer εξόδου της περιφερειακής συσκευής και τα σήµατα ελέγχου οδηγούνται σε ένα ζευγάρι πολυπλεκτών. Οι πολυπλέκτες αυτοί επιλέγουν το αν η περιφερειακή συσκευή ή η συσχετιζόµενη θύρα έχει την κυριότητα των δεδοµένων εξόδου και των σηµάτων ελέγχου του. Η χρήση των καταχωρητών ADPCFG και TRIS ελέγχει τη λειτουργία των ακροδεκτών δειγµατοληψίας. Οι ακροδέκτες θυρών που επιθυµούµε να είναι αναλογικές πρέπει να έχουν το αντίστοιχο ψηφίο ενεργοποιηµένο (λογικό «1»). Αν το ψηφίο TRIS γίνει 0 (θεωρείται έξοδος), το ψηφιακό επίπεδο εξόδου (V OH /V OL ) θα µετατραπεί. 81

94 Κεφάλαιο 5 Όταν διαβάζεται ο καταχωρητής PORT, όλοι οι ακροδέκτες που έχουν καθοριστεί ως αναλογικές είσοδοι θα διαβάζονται ως 0 (χαµηλό κατώφλι). Ακροδέκτες επιλεγµένοι ως ψηφιακές δε θα µετατρέπουν ένα αναλογικό σήµα. Αναλογικά επίπεδα σε οποιοδήποτε ακροδέκτη που έχει καθοριστεί ως ψηφιακή είσοδος (συµπεριλαµβανοµένων και των ακροδεκτών ANx) µπορεί να οδηγήσουν τον buffer να καταναλώσει ρεύµα πέραν των προδιαγραφών της συσκευής. Ένας κύκλος µιας εντολής απαιτείται µεταξύ της αλλαγής της κατεύθυνσης της θύρας ή της λειτουργίας εγγραφής της και της ανάγνωσής της. Τυπικά µια τέτοια εντολή είναι ένα NOP. Η κεντρική µονάδα επεξεργασίας του µικροελεγκτή έχει µνήµη προγράµµατος για το firmware ή κωδικοποιηµένες εντολές για να τρέξει ένα πρόγραµµα. Επίσης έχει µνήµη καταχωρητών για αποθήκευση µεταβλητών τις οποίες χρειάζεται το πρόγραµµα για υπολογισµούς ή για προσωρινή αποθήκευση. Έχει ακόµη έναν αριθµό περιφερειακών κυκλωµάτων στο ίδιο ολοκληρωµένο κύκλωµα. Μερικές περιφερειακές συσκευές αποκαλούνται θύρες εισόδου/ εξόδου. Αυτές οι θύρες είναι ακροδέκτες στον µικροελεγκτή που µπορούν να οδηγηθούν σε ψηλό ή χαµηλό δυναµικό, να αναβοσβήνουν, να στέλνουν σήµατα και εν γένει ότι µπορεί να οδηγηθεί µέσα από καλώδιο. Συχνά αυτοί οι ακροδέκτες είναι δικατευθυντήριοι και µπορούν ακόµη να ρυθµιστούν ως είσοδοι, επιτρέποντας στο πρόγραµµα να απαντά σε ένα εξωτερικό διακόπτη, αισθητήρα ή να επικοινωνεί µε µερικές εξωτερικές συσκευές. Για να σχεδιαστεί ένα τέτοιο σύστηµα είναι απαραίτητο να αποφασιστεί ποια περιφερειακά χρειάζεται µια εφαρµογή. Οι µετατροπείς αναλογικού σήµατος σε ψηφιακού επιτρέπουν σε µικροελεγκτές να συνδέονται µε αισθητήρες και να διαβάζουν κυµαινόµενα επίπεδα τάσης. Τα περιφερειακά σειριακής επικοινωνίας επιτρέπουν τη µετάδοση δεδοµένων µέσω µερικών καλωδίων σε ένα άλλον µικροελεγκτή, σε ένα τοπικό δίκτυο ή στο ίντερνετ. Τα περιφερειακά στην MCU που καλούνται χρονιστές µετρούν µε ακρίβεια σήµατα και δηµιουργούν και συλλαµβάνουν σήµατα επικοινωνίας, παράγουν επακριβείς κυµατοµορφές, ενώ δύνανται ακόµη και να επανεκκινήσουν τον µικροελεγκτή αν αυτός διακόψει την επικοινωνία εξαιτίας µιας διαταραχής ρεύµατος ή κυκλωµατικής δυσλειτουργίας. Άλλα περιφερειακά µπορούν να αναγνωρίζουν αν η εξωτερική παροχή πέφτει κάτω από επικίνδυνα επίπεδα έτσι ώστε ο µικροελεγκτής να αποθηκεύσει κρίσιµες 82

95 Κεφάλαιο 5 πληροφορίες και µε ασφάλεια να τερµατίσει τη λειτουργία του πριν κοπεί τελείως η παροχή ενέργειας Μετατροπέας αναλογικού σε ψηφιακό σήµα (A/D Converter) [12] Η µονάδα µετατροπής από αναλογικό σε ψηφιακό σήµα (ADC Unit) διαθέτει 9 κανάλια εισόδου. Τα 9 αυτά κανάλια συνδέονται σε 4 µονάδες δειγµατοληψίας και αποθήκευσης (S/H). Η δειγµατοληψία των σηµάτων µπορεί να είναι σειριακή ή παράλληλη ενώ η µετατροπή σε ψηφιακό σήµα είναι σειριακή. Ο µέγιστος δυνατός ρυθµός δειγµατοληψίας µπορεί να φτάσει το 1Msps για δειγµατοληψία ενός µόνο καναλιού χρησιµοποιώντας δύο S/H για το ίδιο σήµα. Αν τα υπό δειγµατοληψία σήµατα είναι περισσότερα ο ρυθµός δειγµατοληψίας µειώνεται ανάλογα. H µονάδα µετατροπής σήµατος από αναλογικό σε ψηφιακό µπορεί να µετατρέπει οποιοδήποτε αναλογικό σήµα εύρους 0-5 V σε ψηφιακό σήµα των 10bit.. Σχήµα 5.5 Μονάδα µετατροπής σήµατος από αναλογικό σε ψηφιακό[9] 83

96 Κεφάλαιο 5 H αρχικοποίηση και ο προγραµµατισµός της µονάδας µετατροπής σήµατος από αναλογικό σε ψηφιακό µπορεί να γίνει µέσω κατάλληλων καταχωρητών ειδικού σκοπού. Αυτοί είναι οι εξής: ADCON1: Καταχωρητής ελέγχου λειτουργίας. ADCON2: Καταχωρητής ελέγχου λειτουργίας. ADCON3: Καταχωρητής ελέγχου λειτουργίας. ADCHS: Συνδέει τις επιθυµητές εισόδους στα κανάλια δειγµατοληψίας και αποθήκευσης (Sample/Hold). ADPCFG: Επιλέγει αν τα pin θα χρησιµοποιηθούν σαν αναλογικές είσοδοι ή σαν ψηφιακές είσοδοι/έξοδοι. ADCSSL: Επιλέγει σε ποιες θα γίνει ακολουθιακή δειγµατοληψία. Μέσω αυτών των καταχωρητών µας προσφέρεται η δυνατότητα διαφορικής µέτρησης α)µεταξύ σηµάτων, β)µεταξύ σηµάτων και γης και γ) µεταξύ σήµατος και ενός pin αναφοράς. Η A/D µονάδα έχει ένα µέγιστο ρυθµό πραγµατοποίησης µετατροπών. Ένα ειδικό ρολόι T AD ελέγχει τη συχνότητα των µετατροπών. Η κάθε µετατροπή από αναλογικό σε ψηφιακό απαιτεί 12 κύκλους του ειδικού ρολογιού T AD.Ο χρόνος T AD επιλέγεται από το πρόγραµµα µέσω ενός 6bit µετρητή. Υπάρχουν 64 δυνατές επιλογές για τον χρόνο T AD, οι οποίες προσδιορίζοντα από τα ADCS<5:0> και ADCON3<5:0>. Παρακάτω φαίνονται οι εξισώσεις υπολογισµού του χρόνου T AD ως συνάρτηση του ADCS και της περιόδου του ρολογιού του επεξεργαστή T CY. T = ADCS = - 1 (5.1) (5.2) Μονάδα παραγωγής παλµών PWM [12] O µικροελεγκτής dspic30f4011 διαθέτει 3 γεννήτριες παλµών PWM. Με αυτές µπορούµε να παράγουµε πολλαπλούς συγχρονισµένους παλµούς εξόδου διαµορφωµένους κατά πλάτος. Κάθε µία γεννήτρια παράγει δύο συµπληρωµατικά ή ανεξάρτητα σήµατα, ένα σήµα High και ένα σήµα Low. Επιπλέον η PWM έχει τη δυνατότητα εισαγωγής νεκρού χρόνου (χρόνου καθυστέρησης ανόδου) µεταξύ των 84

97 Κεφάλαιο 5 σηµάτων High και Low, καθώς και τη δυνατότητα για έλεγχο µέσω ράµπας ή τριγωνικής κυµατοµορφής. Η ανάλυση φτάνει τα 16bit ενώ, οποιαδήποτε χρονική στιγµή, επιτρέπονται οι αλλαγές στο λόγο κατάτµησης (duty cycle). Η αρχικοποίηση και ο προγραµµατισµός της µονάδας γίνεται µε τη βοήθεια καταχωρητών ειδικού σκοπού. Οι καταχωρητές αυτοί είναι οι εξής: PTCON: Καταχωρητής για τον έλεγχο του χρονισµού PTMR: Καταχωρητής χρονισµού PTPER: Καταχωρητής περιόδου χρονισµού PWMCONx: 2 καταχωρητές για τον έλεγχο της PWM DTCONx: 2 καταχωρητές για τον έλεγχο του νεκρού χρόνου PDCx: 3 καταχωρητές για τον ορισµό του λόγου κατάτµησης SEVTCMP: Καταχωρητής για τη σύγκριση ειδικού συµβάντος της PWM FLTACON: Καταχωρητής για τον έλεγχο του FAULT A pin προαιρετικής οδήγησης FLTBCON: Καταχωρητής για τον έλεγχο του FAULT B pin προαιρετικής οδήγησης 85

98 Κεφάλαιο 5 Σχήµα 5.6 Σχηµατικό διάγραµµα της µονάδας PWM[9] H µονάδα PWM προσφέρει 4 διαφορετικές λειτουργίες (modes) για την παραγωγή παλµών. Οι λειτουργίες αυτές, επιλέγονται από τα PTMOD<1:0> του καταχωρητή PTCON και είναι οι εξής: Free Running Mode: ηµιουργία PWM µέσω ράµπας. Single-shot Mode: Παραγωγή ενός µόνο παλµού. Continuous Up/Down Mode: ηµιουργία PWM µέσω τριγώνου. Continuous Up/Down Mode with interrupts for double updates: ηµιουργία PWM µέσω τριγώνου και δυνατότητα αλλαγής του λόγου κατάτµησης 2 φορές µέσα σε µία περίοδο. 86

99 Κεφάλαιο 5 Η χρονική βάση της PWM παρέχεται από έναν χρονιστή των 15-bit µαζί µε έναν prescaler και έναν postscaler. Η χρονική βάση της PWM είναι προσπελάσιµη µέσω του PTMR. O καταχωρητής PTPER θέτει την περίοδο µέτρησης του PTMR. O χρήστης πρέπει να τοποθετήσει µία τιµή των 15 bit στον PTPER<14:0>. Όταν η τιµή του PTMR<14:0> γίνει ίση µε τον PTPER<14:0>, τότε ανάλογα µε το mode λειτουργίας η χρονική βάση είτε αρχικοποιείται στο 0, είτε αρχίζει να µετράει αντίστροφα. Στην ουσία οι παλµοί PWM παράγονται µετά από τη σύγκριση του µετρητή PTMR µε τον καταχωρητή PDCx. Στη συνέχεια γίνεται µια σύντοµη περιγραφή καθεµιάς από τις τέσσερις λειτουργίες (modes) που αναφέρθηκαν παραπάνω. i. Single-Shot Mode Στη λειτουργία Single Shot (PTMOD<1:0>=01), όταν το ψηφίο PTEΝ γίνει ίσο µε 1, η βάση χρόνου της PWM ξεκινάει να µετράει προς τα πάνω. Όταν η τιµή του καταχωρητή PTMR γίνει ίση µε αυτή του καταχωρητή PTPER, ο PTMR θα µηδενισθεί στην επόµενη ακµή του ρολογιού και το ψηφίο PTEN θα µηδενισθεί από το κύκλωµα για να συγκρατήσει τη βάση χρόνου. Όταν έχει επιλεγεί η λειτουργία Single Shot, µια διακοπή παράγεται όταν συµβαίνει ένα ταίριασµα µε τον καταχωρητή PTPER. Ο δε καταχωρητής PTMR µηδενίζεται στην επόµενη παρυφή του ρολογιού και το ψηφίο PTEN θα µηδενισθεί και αυτό. ii. Free Running Mode Στη λειτουργία αυτή (PTMOD<1:0>=00), η βάση χρόνου της PWM µετράει προς τα πάνω έως ότου βρεθεί η τιµή στον καταχωρητή PTPER. Ο καταχωρητής PTMR θα κάνει reset στην επόµενη ακµή του ρολογιού εισόδου ενώ η βάση χρόνου θα συνεχίσει να µετράει προς τα πάνω όσο το PTEN bit είναι ίσο µε 1. Στη λειτουργία Free Running, µία διακοπή (interrupt) παράγεται κάθε φορά που η τιµή του καταχωρητή PTMR γίνεται reset, όταν δηλαδή αυτή συµπέσει µε την τιµή του PTPER. Τα postscaler selection bits µπορούν να χρησιµοποιηθούν σε αυτή την κατάσταση λειτουργίας του χρονοδιακόπτη για να ελαττώσουν τη συχνότητα εµφάνισης των διακοπών. 87

100 Κεφάλαιο 5 iii. Continuous Up/Down Mode Στην Continuous Up/Down Mode (PTMOD<1:0>=10) η χρονική βάση της PWM θα µετράει προς τα πάνω έως ότου συµπέσει µε τη τιµή του PTPER καταχωρητή. Στην επόµενη παρυφή του ρολογιού εισόδου ο timer θα αρχίσει να µετράει προς τα κάτω και θα συνεχίσει να µετράει προς τα κάτω µέχρι την τιµή 0. Το PTDIR bit PTMR<15> µπορεί µόνο να αναγνωστεί και υποδεικνύει την κατεύθυνση της καταµέτρησης. Το PTDIR bit γίνεται set, µόνο όταν το χρονόµετρο µετράει προς τα κάτω. Κατά αυτό το είδος λειτουργίας της PWM µια διακοπή (interrupt) παράγεται κάθε φορά που η τιµή του καταχωρητή PTMR γίνεται ίση µε το µηδέν και η βάση χρόνου της PWM αρχίζει να µετράει προς τα πάνω. Tα postscaler bits επιλογής µπορούν να χρησιµοποιηθούν σε αυτήν την κατάσταση λειτουργίας του χρονοδιακόπτη για να µειώσουν τη συχνότητα εµφάνισης διακοπών. iv. Continuous Up/Down Count Mode with interrupts for double updates Στη λειτουργία Double Update (PTMOD<1:0>=11) µια διακοπή συµβαίνει κάθε φορά που η τιµή του PTMR καταχωρητή γίνεται ίση µε το µηδέν, καθώς και κάθε φορά που συµπληρώνεται µια περίοδος (PTMR=PTPER). Tα postscaler selection bits δεν έχουν καµία επίδραση σε αυτή τη λειτουργία. Σχήµα 5.7 Απεικόνιση PWM λειτουργίας Continuous Up/Down[12] 88

101 Κεφάλαιο 5 Στην συγκεκριµένη εφαρµογή χρησιµοποιείται η Continuous Up/Down λειτουργία η οποία απεικονίζεται και στο παραπάνω σχήµα. Αξίζει να αναφέρουµε ότι επιλέγοντας την τιµή του καταχωρητή PTPER ρυθµίζουµε την περίοδο του PTMR,δηλαδή την περίοδο των παλµών που θα προκύψουν και ως εκ τούτου καθορίζουµε τη διακοπτική συχνότητα του αντιστροφέα. Για την εύρεση του PTPER χρησιµοποιείται η παρακάτω εξίσωση. Το T CY είναι η περίοδος του ρολογιού του µικροελεγκτή ενώ PTMR Prescale Value είναι ο πολλαπλασιαστής προκλιµάκωσης του χρονιστή της PWM. Οι τιµές του prescaler µπορεί να είναι 1:1, 1:4, 1:16 ή 1:64. T =2 T CY PTPER+0.75 PTMR Prescale Value (5.3) 5.6 Λογική της Παλµοδότησης [11] Για τη συγκεκριµένη διπλωµατική εργασία αναπτύχθηκαν σε γλώσσα προγραµµατισµού C δύο κώδικες ελέγχου της µηχανής. Ο κώδικας ανοιχτού β ροχου και ο κώδικας κλειστού βρόχου Ανοιχτός Βρόχος Κατά τον έλεγχο ανοιχτού βρόχου ο λόγος κατάτµησης (duty cycle) καθορίζεται από την τάση σε ένα ποτενσιόµετρο, την οποία θέτουµε ως αναλογική είσοδο στον µικροελεγκτή µας. Αφού αρχικοποιηθούν οι µονάδες PWM, Α/D και Change Notification (Αλλαγή ειδοποίησης), στη συνέχεια διαβάζεται η τιµή των αισθητήρων Hall και δίνουµε την αντίστοιχη τιµή στον καταχωρητή OVDCON, o οποίος µας δίνει τη δυνατότητα να ενεργοποιούµε τις εξόδους της PWM µε τη σειρά που εµείς επιθυµούµε. Κάθε φορά που έχουµε µια αλλαγή στους αισθητήρες Hall, φορτώνουµε και διαφορετική τιµή στον καταχωρητή OVDCON για να εξασφαλίσουµε σωστή σειρά µεταβάσεων των φάσεων του κινητήρα. Αυτό το επιτυγχάνουµε συνδέοντας τους αισθητήρες στα pin της µονάδας Change Notification (CN). To interrupt της µονάδας αυτής ενεργοποιείται σε κάθε αλλαγή κατάστασης των αισθητήρων Hall. Σε κάθε interrupt η κατάσταση αντιστοιχίζεται µε τις τιµές ενός προκαθορισµένου πίνακα που περιέχει τις τιµές που πρέπει να φορτωθούν στον OVDCON. Παρακάτω φαίνονται τα 89

102 Κεφάλαιο 5 διαγράµµατα ροής του interrupt της Change Notification και του προγράµµατος ανοιχτού βρόχου. Σχήµα 5.8 ιάγραµµα ροής του interrupt του change notification[11] 90

103 Κεφάλαιο 5 Σχήµα 5.9 ιάγραµµα ροής ανοιχτού βρόχου[11] Κλειστός Βρόχος Η βασική διαφορά στον κλειστό βρόχο, είναι ότι η αναλογική είσοδος τώρα χρησιµοποιείται για να θέσουµε την ταχύτητα αναφοράς. Η ταχύτητα περιστροφής της µηχανής υπολογίζεται µε τη βοήθεια ενός timer o οποίος µετράει τον χρόνο 5 ηλεκτρικών κύκλων του κινητήρα που ισοδυναµούν µε έναν µηχανικό καθώς η µηχανή έχει 5 ζεύγη µαγνητικών πόλων στο δροµέα. Στη συνέχεια οι δύο ταχύτητες συγκρίνονται και το σφάλµα τους περνάει από έναν PI ελεγκτή ο οποίος στη συνέχεια ανάλογα µε την έξοδο του καθορίζει και τις τιµές για τα PDCx, δηλαδή το λόγο κατάτµησης. Το διάγραµµα ροής κλειστού βρόχου φαίνεται παρακάτω: 91

104 Κεφάλαιο 5 Σχήµα 5.10 ιάγραµµα ροής κλειστού βρόχου[11] 92

105 Κεφάλαιο 6 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 6 ΠΕΙΡΑΜΑΤΙΚΗ ΙΑΤΑΞΗ-ΠΑΛΜΟΓΡΦΗΜΑΤΑ- ΣΥΜΠΕΡΑΣΜΑΤΑ 6.1 Εισαγωγή-Περιγραφή πειραµατικής διάταξης Κατά τη διεξαγωγή των πειραµατικών µετρήσεων χρησιµοποιήθηκε η πλακέτα αντιστροφέα-κυκλώµατος ελέγχου που κατασκευάστηκε, τροφοδοτούµενη από την ήδη υπάρχουσα πλακέτα των τροφοδοτικών, και ο κινητήρας DC Brushless. Ο αντιστροφέας τροφοδοτήθηκε µέσω ενός τροφοδοτικού σταθερής τάσης το οποίο λάµβανε ως είσοδο την τριφασική τάση του δικτύου. Λόγω της απουσίας φορτίου, λειτουργήσαµε τον κινητήρα µας εν κενώ. Υπό αυτές τις συνθήκες λειτουργίας παλµογραφήσαµε το φασικό ρεύµα, την πολική τάση και τους παλµούς, διαµορφωµένους κατά PWM. Η PWM διαµόρφωση εφαρµόσαµε µόνο στα στοιχεία του κάτω κλάδου για τον, περιορισµό των διακοπτικών απωλειών και το περιορισµό των ανώτερων αρµονικών που υπεισέρχονται στις κυµατοµορφές των ρευµάτων και των τάσεων. 93

106 Κεφάλαιο 6 Σχήµα 6.1 Αναπαράσταση της πειραµατικής διάταξης [23] 94

107 Κεφάλαιο 6 Στο σηµείο αυτό πρέπει να αναφέρουµε, ότι παρόλο που αναπτύχθηκαν κώδικες και για τον ανοιχτό και για τον κλειστό βρόχο, πάρθηκαν µετρήσεις µόνο για τον ανοιχτό βρόχο λειτουργίας. Για τον κλειστό βρόχο, αν και ο κώδικας αναπτύχθηκε και παρουσιάσαµε τη λογική του σε προηγούµενο κεφάλαιο, δεν έγινε παραµετροποίηση των τιµών του έτσι ώστε να ανταποκρίνονται στο σύστηµα µας. Αυτό συνέβη διότι η παραµετροποίηση αυτή, απαιτούσε αρκετό χρόνο για πειράµατα στο εργαστήριο ο οποίος δεν υπήρχε προς τα τέλη εκπόνησης της παρούσας διπλωµατικής εργασίας. 6.2 Παλµογραφήµατα Για τον ανοιχτό βρόχο λειτουργίας λάβαµε µετρήσεις για διάφορες τιµές ταχύτητας περιστροφής και λόγου κατάτµησης. Μεταβάλλαµε την ταχύτητα µέσω της τάσης V DC του τροφοδοτικού συνεχούς τάσης και τον λόγο κατάτµησης µέσω του trimmer που είχαµε συνδέσει ως αναλογική είσοδο στον µικροελεγκτή Για V DC =110 V και λόγο κατάτµησης 95% Για αυτές τις τιµές τάσης εισόδου και duty cycle η µηχανή στράφηκε µε n S =1408 rpm. Λάβαµε τις παρακάτω κυµατοµορφές. Σχήµα 6.2 Ρεύµα φάσης C και παλµοί έναυσης κάτω στοιχείου της ίδιας φάσης. Οι παλµοί είναι ενισχυµένοι από τον driver (IR2213) και η τιµή τους είναι λίγο µικρότερη από τα 15V. To ρεύµα είναι πολύ µικρό και κυµαίνεται σε τιµές γύρω στα 50mA. 95

108 Κεφάλαιο 6 Σχήµα 6.3 Λεπτοµέρεια προηγούµενου σχήµατος Σχήµα 6.4 Πολική τάση V BC κυµαίνεται στα 238 V και έχει την αναµενόµενη µορφή για PWM διαµόρφωση σε τέτοιου είδους κινητήρα. 96

109 Κεφάλαιο 6 Σχήµα 6.5 Λεπτοµέρεια πολικής τάσης Για V DC =189 V και λόγο κατάτµησης 80% Υπό αυτές τις συνθήκες ο κινητήρας µας στρέφεται µε n S =1940 rpm. Σχήµα 6.6 Κυµατοµορφές φασικού ρεύµατος και παλµών έναυσης. Παρατηρούµε πως το ρεύµα αυξήθηκε ελάχιστα σε σχέση µε προηγουµένως και παίρνει τιµές γύρω στα 60mA. 97

110 Κεφάλαιο 6 Σχήµα 6.7 Λεπτοµέρεια όπου διακρίνονται αιχµές ρεύµατος Σχήµα 6.8 Πολική Τάση V BC στα 408 V 98

111 Κεφάλαιο 6 Σχήµα 6.9 Λεπτοµέρεια πολικής τάσης Για V DC =265 V και λόγο κατάτµησης 60% Σε αυτή την περίπτωση η µηχανή στρέφεται µε n S = 2262 rpm. Σχήµα 6.10 Λεπτοµέρεια φασικού ρεύµατος και διαµορφωµένων παλµών στο κάτω στοιχείο της ίδιας φάσης. Η τιµή του ρεύµατος έµεινε σχεδόν ίδια. 99

112 Κεφάλαιο 6 Σχήµα 6.11 ιαµορφωµένοι παλµοί και φασικό ρεύµα Σχήµα 6.12 Πολική τάση στα 565 V. 100

113 Κεφάλαιο 6 Σχήµα 6.13 Λεπτοµέρεια πολικής τάσης. Στη συνέχεια και για ίδια DC τάση του τροφοδοτικού, αυξήσαµε το duty cycle στο 90% και η ταχύτητα της µηχανής έφτασε τα n S =3300 rpm. ηλαδή ο κινητήρας ξεπέρασε τις ονοµαστικές στροφές αν και τον τροφοδοτούµε µε DC τάση περίπου στο 1/3 της απαιτούµενης (σχέση 4.4). Αυτό συµβαίνει διότι λόγω της απουσίας φορτίου η ηλεκτροµαγνητική ροπή του κινητήρα Τ e είναι µηδέν και η ο κινητήρας στρέφεται µε την εν κενώ ταχύτητα του(σχέση 2.27) Για V DC =300V και λόγο κατάτµησης 90% Ο κινητήρας σε αυτή την περίπτωση ξεπερνάει τις ονοµαστικές του στροφές και φτάνει στην τιµή n S =3690 rpm. Από το φύλλο κατασκευαστή βλέπουµε πως η εξεταζόµενη µηχανή έχει ένα εύρος ταχυτήτων λειτουργίας από 0 έως 4000 rpm. Σε αυτή την περίπτωση τον λειτουργούµε σε αρκετά υψηλές ταχύτητες. 101

114 Κεφάλαιο 6 Σχήµα 6.14 Πολική τάση ίση µε 632 V. Σχήµα 6.15 Λεπτοµέρεια φασικού ρεύµατος και PWM παλµών. Η rms τιµή του ρεύµατος µετρήθηκε στα 70 ma. 102

115 Κεφάλαιο 6 Σχήµα 6.16 Φασικό ρεύµα και παλµοί. 6.3 Συµπεράσµατα-Προοπτικές Σε όλες τις σειρές µετρήσεων παρατηρούµε πως οι τιµές του φασικού ρεύµατος είναι της τάξης του 3-5% του ονοµαστικού ρεύµατος. Το ρεύµα προκύπτει τόσο µικρό, καθώς στην εν κενώ λειτουργία η ηλεκτροµαγνητική ροπή που παράγει ο κινητήρας για να υπερνικήσει τις τριβές περιστροφής είναι ελάχιστη. Έτσι, από τη σχέση 2.28 βλέπουµε για µικρές τιµές ροπής ο κινητήρας δεν «τραβάει» µεγάλα ρεύµατα. Οι κυµατοµορφές των πολικών τάσεων δεν προκύπτουν «ιδανικές», καθώς δεν έχουν την κλασσική τριγωνική µορφή της πολικής τάσης σε DC Brushless µηχανή και παρουσιάζουν αρκετές υπερτάσεις. Αυτό συµβαίνει καθώς οι συνθήκες λειτουργίας δεν είναι ιδανικές. Στο κύκλωµα του αντιστροφέα υπεισέρχονται οι παρασιτικές επαγωγιµότητες των γραµµών, οι υπερτάσεις από τους MKP πυκνωτές που βρίσκονται παράλληλα σε κάθε κλάδο. Επιπλέον εισάγωνται ανώτερες αρµονικές από τον ηλεκτρονικό έλεγχο που εφαρµόζουµε και θόρυβος από το περιβάλλον. Όλοι αυτοί οι παράγοντες, συντελούν στη µορφή των παλµογραφηµάτων που λάβαµε. 103

116 Κεφάλαιο 6 Λειτουργήσαµε τη µηχανή µας σε ένα µεγάλο εύρος ταχυτήτων και η απόκριση της ήταν ικανοποιητική (αθόρυβη και χωρίς ταλαντώσεις). Επόµενα βήµατα θα µπορούσαν να είναι: Η εύρεση/κατασκευή κατάλληλου φορτίου ώστε να παρθούν µετρήσεις υπό ονοµαστικές συνθήκες λειτουργίας και κυρίως να ελεγχθεί οι τιµές και οι µορφές των φασικών ρευµάτων σε αυτή την περίπτωση. Η υλοποίηση του κώδικα για τον κλειστό βρόχο λειτουργίας της µηχανής. Με αυτό τον τρόπο θα επιτευχθεί καλύτερος και πιο άµεσος έλεγχος της µηχανής και θα υπάρχει µια πιο ολοκληρωµένη εικόνα για τη λειτουργία και τις δυνατότητες ελέγχου των κινητήρων αυτού του τύπου. 104

117 Βιβλιογραφία ΒΙΒΛΙΟΓΡΑΦΙΑ [1] T.J.E.Miller, ''Brushless Permanent-Magnet and Reluctance Motor Drives'', Oxford science publications, 1989 [2] Mohan,Undeland, Robbins "Power Electronics" 2 nd Edition [3] Muhammad H. Rashid: Power Electronics Handbook, 2 nd Edition [4] R. Krishnan, ''Permanent Magnet Synchronous and Brushless DC Motor Drives, Blacksburg Virginia U.S.A [5] Ε.Κ. Τατάκης, "Ηλεκτρονικά Στοιχεία Ισχύος και Βιοµηχανικές Εφαρµογές" Πάτρα 2003 [6] Ε.Κ. Τατάκης, "Σηµειώσεις Εργαστηρίου Ηλεκτρονικών Ισχύος ΙΙ", Πάτρα 2009 [7] Α.Ν Σαφάκας, "Ηλεκτρονικά Ισχύος" Εκδόσεις Πανεπιστηµίου Πατρών 2006 [8] Α.Ν.Σαφάκας, ''Ηλεκτρικές Μηχανές Α'', Πανεπιστήµιο Πατρών [9] "dspic30f4011/4012 Data Sheet ", Microchip [10] AN885, ''Brushless DC Motor Fundamentals, Microchip [11] AN957, ''Sensored BLDC motor control Using dspic30f4011, Microchip [12] "dspic30f Family Reference Manual", Microchip [13] B.C. Dodrill, B.J.Kelley: Permanent Magnet Materials, Lake Shore Cryotronics, Inc.,

118 Βιβλιογραφία [14] Σ. Χατζηγιάννης: Μεταλλικά-συγκολληµένοι µαγνήτες (metal-bonded magnets) για εφαρµογές σε υψηλές θερµοκρασίες, The Cyprus Journal of Science and Technology [15] IBS Magnet: Magnetism, Permanent Magnets Materials and Magnet Systems [16] Εικόνα µηχανής µε αισθητήρες Hall: [17] Fujitsu: BLDC Drive with the PPG, Fujitsu Microelectronics Europe Application Note [18] Xρήστος Α. Μαδεµλής: Σερβοκινητήρια Συστήµατα-Επαγωγικοί Κινητήρες και Σύγχρονοι Κινητήρες Μόνιµου Μαγνήτη, εκδόσεις Τζιόλα, 2003 [19] AN1017: Sinusoidal Control of PMSM Motors with dspic30f DSC, Microchip [20] Εικόνα διακοπτικών στοιχείων ισχύος: main.svg/350px-switches_domain.svg.png [21] RS Online: [22] AVR443: Sensor-based control of three phase Brushless DC motor, ATMEL [23] Αντώνης Θ. Αλεξανδρίδης, Επαµεινώνδας Μητρονίκας: Προηγµένος Έλεγχος Ηλεκτρικών Μηχανών, Πανεπιστήµιο Πατρών

119 Βιβλιογραφία [24] Α. Μώρος: Μελέτη και κατασκευή συστήµατος µετατροπής της τάσεως εξόδου συστοιχίας κυψελών καυσίµου σε τριφασική εναλλασσόµενη για τον έλεγχο σύγχρονης µηχανής µε µόνιµο µαγνήτη, ιπλωµατική εργασία Πανεπιστηµίου Πατρών, Τµήµα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών, Εργαστήριο Ηλεκτροµηχανικής Μετατροπής Ενέργειας 2010 [25] Α. Αντωνάκου: Mελέτη και κατασκευή κυκλώµατος οδήγησης κινητήρα τύπου DC Brushless χρησιµοποιώντας στοιχεία FPGA ή βιοµηχανικό µικροελεγκτή, ιπλωµατική εργασία Πανεπιστηµίου Πατρών, Τµήµα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών, Εργαστήριο Ηλεκτροµηχανικής Μετατροπής Ενέργειας 2010 [26] I. Πρωιµάδης: Μελέτη και κατασκευή συστήµατος οδήγησης σύγχρονου κινητήρα µαγνητικής αντίδρασης, ιπλωµατική εργασία Πανεπιστηµίου Πατρών, Τµήµα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών, Εργαστήριο Ηλεκτροµηχανικής Μετατροπής Ενέργειας 2012 [27] Η. Αλαφογιάννης: Μελέτη και κατασκευή εργαστηριακής διάταξης για προσοµοίωση συστήµατος µετατροπής αιολικής ενεργείας σε ηλεκτρική µε ασύγχρονη γεννήτρια δακτυλιοφόρου δροµέα και ηλεκτρονικούς µετατροπείς ισχύος. ιπλωµατική εργασία Πανεπιστηµίου Πατρών, Τµήµα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών, Εργαστήριο Ηλεκτροµηχανικής Μετατροπής Ενέργειας 2013 [28] A. Ρεκατσίνας: Προσοµοίωση και κατασκευή διάταξης µετατροπής συνεχούς τάσεως προερχόµενης από ενεργειακά στοιχεία (fuel cells) σε εναλλασσόµενη, ιπλωµατική εργασία Πανεπιστηµίου Πατρών, Τµήµα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών, Εργαστήριο Ηλεκτροµηχανικής Μετατροπής Ενέργειας

120 Βιβλιογραφία [29] Design Tips: Using monolithic high voltage gate drivers, International Rectifier. [30] AN937: Implementing a PID controller using a PIC18 MCU, Microchip [31] AN1307: Stepper Motor Control with dspic DSCs, Microchip [32] AN901: Using the dspic30f for sensorless BLDC control, Microchip [33] N. Muruganantham, Dr S. Palani : State Space modeling and simulation of sensorless permanent magnet BLDC motor, International Journal of Engineering Science and technology

121 Παραρτήµατα ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ A ΥΠΟΛΟΓΙΣΜΟΙ Υπολογισµός των απαγωγών θερµότητας για τα MOSFET Για τον υπολογισµό των απαραίτητων ψυκτικών εργαζόµαστε ως εξής. Από το φύλλο κατασκευαστή των επιλεγµένων στοιχείων παίρνουµε τις γραφικές: Σχήµα Α.1: Μεταβολή της αντίστασης αγωγής R DS(on) συναρτήσει του ρεύµατος αγωγής και της τάσης στην πύλη (Gate) Σχήµα Α.2: Μεταβολή της αντίστασης αγωγής συναρτήσει της θερµοκρασίας 109

122 Παραρτήµατα Από την πρώτη γραφική(σχήµα 1) βλέπουµε πως για το απαιτούµενο ονοµαστικό ρεύµα της µηχανής 1,7Α και για V GS =10V η R DS(on) παίρνει την τιµή 0.78Ω. Από τη δεύτερη γραφική (Σχήµα 2) για Tj=100 C η R DS(on) γίνεται 1,75 φορές η ονοµαστική της τιµή. Άρα τελικά R DS(on)= 1,75 0,78Ω=1,365Ω. Εποµένως για τις απώλειες αγωγής έχουµε : Pcond=ID 2 RDS(on)=3,945W. Ο τύπος για τις διακοπτικές απώλειες είναι: όπου: PSW= ( ) fsw(tsw(on)+tsw(off)) V:η τάση που αποκόπτει το στοιχείο όταν είναι off(240v) I:Το ρεύµα που διαρρέει το στοιχείο όταν αυτό άγει(1,7α) f SW :Η διακοπτική συχνότητα λειτουργίας των στοιχείων(20khz) t SW(on), t SW(off) :Οι χρόνοι έναυσης και σβέσης του στοιχείου που δίνονται από το φυλλάδιο κατασκευαστή(270ns και 170ns αντίστοιχα) Μετά τις πράξεις προκύπτει ότι P SW =1,7952W. Άρα οι συνολικές απώλειες είναι το άθροισµα των δύο. Ploss=Pcond + Psw Άρα P loss =5,7402W Για να υπολογίσουµε τώρα τη µέγιστη επιτρεπτή θερµική αντίσταση του ψυκτικού παίρνουµε τον τύπο: RΘja=[(Tj Ta)/Ploss]-(RΘJC + RΘCS) Επιλέγουµε T j =100 C και T a =45 C µε R ΘJC = 0,52 C/W και RΘCS=0,24 C/W οπότε τελικά RΘja=8,82 C/W. Άρα πρέπει να επιλέξουµε ψυκτικό µε θερµική αντίσταση µικρότερη από 8,82 C/W. 110

123 Παραρτήµατα Υπολογισµός της χωρητικότητας των πυκνωτών Bootstrap[design tips] Για τον υπολογισµό του πυκνωτή Bootstrap η πρώτη µας κίνηση είναι να υπολογίσουµε την ελάχιστη τάση V BS που πρέπει να εξασφαλίζει ο πυκνωτής όταν βρίσκεται σε αγωγή το πάνω στοιχείο MOSFET. Σχήµα Α.3: Κύκλωµα τροφοδοσίας Bootstrap[design tips] Έστω ότι η V GSmin είναι η ελάχιστη τάση που χρειάζεται για να διατηρήσει το MOSFET σε κατάσταση αγωγής. Τότε έχουµε: ΔV V -V -V -V Όπου: V CC η τάση τροφοδοσίας του IR2213(15 V) V F η πτώση τάσης κατά την αγωγή της διόδου (1,7 V) V DSon η πτώση τάσης κατά την αγωγή του κάτω MOSFET (1,4 V) V GSmin =3 V Άρα προκύπτει ότι: ΔV 8,9 V Στη συνέχεια πρέπει να υπολογίσουµε το συνολικό φορτίο που αποθηκεύεται στον πυκνωτή: 111

124 Παραρτήµατα Q =Q +Q + I _ +I +I +I _ +I _ + I T Όπου: Q G : το απαραίτητο φορτίο στην πύλη για να ανάψει το MOSFET(58nC). Q LS : Το φορτίο που απαιτείται για την αγωγή των υπολοίπων ηµιαγωγικών ενώσεων του MOSFET(30nC). I LK_GS : ρεύµα διαρροής µεταξύ πύλης και πηγής (100nA). I QBS : ρεύµα παροχής της V BS (230µA). I LK : offset ρεύµα διαρροής της V BS (50µΑ). I LK_DIODE : ρεύµα διαρροής της διόδου bootstrap(100µα). I LK_CAP : ρεύµα διαρροής του πυκνωτή bootstrap(0a για πυκνωτή τανταλίου). I DS- : ρεύµα bias για την έξοδο της διόδου από τον κορεσµό(0 για το IR2213). T HON : Χρόνος λειτουργίας του άνω στοιχείου(100µsec) Μετά τις πράξεις προκύπτει ότι: Άρα: Q =126nC C = =14,2nF Εποµένως ο πυκνωτής πρέπει να είναι µεγαλύτερος από 14,2nF. Εµείς έχουµε κάνει υπερδιαστασιολόγηση επιλέγοντας πυκνωτή χωρητικότητας 2µF. 112

125 Παραρτήµατα Υπολογισµός της τάσης που απαιτείται στο DC για τη λήψη ονοµαστικής ενεργού τάσης λειτουργίας του κινητήρα. Είδαµε στο κεφάλαιο 4 ότι η σχέση που συνδέει την τάση στο DC µε τη µέγιστη τιµή της φασικής τάσης είναι η εξής: = 2 V ΑΝ 1 Η φασική τάση µε την οποία τροφοδοτούµε τη µηχανή έχει την εξής µορφή: Σχήµα Α.4 Κυµατοµορφή φασικής τάσης του κινητήρα. όπου στα τµήµατα που γίνεται επίπεδη αποκτά τη µέγιστη τιµή της V. Η σχέση που συνδέει την ενεργό τιµή της τάσης µε την µέγιστη είναι η εξής: = Μετά από υπολογισµούς καταλήξαµε ότι : =1,132 Στη συνέχεια άµα θέσουµε έναν περιορισµό για τη µέγιστη τιµή του m a προκύπτει η τάση στο DC. 113

126 Παραρτήµατα ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ B ΦΩΤΟΓΡΑΦΙΕΣ ΤΗΣ ΙΑΤΑΞΗΣ ΚΑΙ ΚΥΚΛΩΜΑ ΤΗΣ ΠΛΑΚΕΤΑΣ Πλακέτα αντιστροφέα και κυκλώµατος ελέγχου που κατασκευάσθηκε. 114

127 Παραρτήµατα Πλακέτα τροφοδοτικών σταθερής τάσης που χρησιµοποιήθηκε για την παροχή τροφοδοσίας στα ολοκληρωµένα. 115

128 Παραρτήµατα Η µηχανή Brushless DC της οποίας η λειτουργία διερευνήθηκε στη συγκεκριµένη διπλωµατική εργασία. 116

129 Παραρτήµατα Πλάγια όψη της µηχανής. 117

130 Παραρτήµατα Οι πλακέτες διασυνδεδεµένες κατά τη διεξαγωγή των πειραµάτων. 118

131 Παραρτήµατα Σχήµα Β.1 PCB πλακέτας αντιστροφέα τάσης και κυκλώµατος παλµοδότησης του. 119