ΔΙΠΛΩΜΑΤΙΚΗ ΕΡΓΑΣΙΑ. του Φοιτητή του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστημίου Πατρών

Transcript

1 ΠΑΝΕΠΙΣΤΗΜΙΟ ΠΑΤΡΩΝ ΤΜΗΜΑ ΗΛΕΚΤΡΟΛΟΓΩΝ ΜΗΧΑΝΙΚΩΝ ΚΑΙ ΤΕΧΝΟΛΟΓΙΑΣ ΥΠΟΛΟΓΙΣΤΩΝ ΤΟΜΕΑΣ ΣΥΣΤΗΜΑΤΩΝ ΗΛΕΚΤΡΙΚΗΣ ΕΝΕΡΓΕΙΑΣ ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΟ ΗΛΕΚΤΡΟΜΗΧΑΝΙΚΗΣ ΜΕΤΑΤΡΟΠΗΣ ΕΝΕΡΓΕΙΑΣ ΔΙΠΛΩΜΑΤΙΚΗ ΕΡΓΑΣΙΑ του Φοιτητή του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστημίου Πατρών ΡΕΣΑΤ ΑΡΖΕΝ ΜΑΛΟ Α.Μ.: ΜΕΛΕΤΗ ΚΑΙ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑ FLYBACK ΜΕ ΧΑΜΗΛΕΣ ΔΙΑΚΟΠΤΙΚΕΣ ΑΠΩΛΕΙΕΣ Επιβλέπων: Δρ.-Μηχ. Εμμανουήλ Τατάκης, Καθηγητής Ν ο 409 Πάτρα, Οκτώβριος 2016 ΠΑΝΕΠΙΣΤΗΜΙΟΥΠΟΛΗ ΠΑΤΡΑΣ ΡΙΟ - ΠΑΤΡΑ Τηλ: Τηλ: Τηλ: Fax: e.c.tatakis@ece.upatras.gr

2 Το σύνολο της εργασίας αποτελεί πρωτότυπο έργο, παραχθέν από τον Μάλο Ρεσάτ και δεν παραβιάζει δικαιώματα τρίτων καθ οποιονδήποτε τρόπο. Αν η εργασία περιέχει υλικό, το οποίο δεν έχει παραχθεί από τον/ην ίδιο/α, αυτό είναι ευδιάκριτο και αναφέρεται ρητώς εντός του κειμένου της εργασίας ως προϊόν εργασίας τρίτου, σημειώνοντας με παρομοίως σαφή τρόπο τα στοιχεία ταυτοποίησής του, ενώ παράλληλα βεβαιώνει πως στην περίπτωση χρήσης αυτούσιων γραφικών αναπαραστάσεων, εικόνων, γραφημάτων κλπ., έχει λάβει τη χωρίς περιορισμούς άδεια του κατόχου των πνευματικών δικαιωμάτων για την συμπερίληψη και επακόλουθη δημοσίευση του υλικού αυτού.

3 ΠΑΝΕΠΙΣΤΗΜΙΟ ΠΑΤΡΩΝ ΤΜΗΜΑ ΗΛΕΚΤΡΟΛΟΓΩΝ ΜΗΧΑΝΙΚΩΝ ΚΑΙ ΤΕΧΝΟΛΟΓΙΑΣ ΥΠΟΛΟΓΙΣΤΩΝ ΤΟΜΕΑΣ ΣΥΣΤΗΜΑΤΩΝ ΗΛΕΚΤΡΙΚΗΣ ΕΝΕΡΓΕΙΑΣ ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΟ ΗΛΕΚΤΡΟΜΗΧΑΝΙΚΗΣ ΜΕΤΑΤΡΟΠΗΣ ΕΝΕΡΓΕΙΑΣ ΔΙΠΛΩΜΑΤΙΚΗ ΕΡΓΑΣΙΑ του Φοιτητή του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστημίου Πατρών ΡΕΣΑΤ ΑΡΖΕΝ ΜΑΛΟ Α.Μ.: ΜΕΛΕΤΗ ΚΑΙ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑ FLYBACK ΜΕ ΧΑΜΗΛΕΣ ΔΙΑΚΟΠΤΙΚΕΣ ΑΠΩΛΕΙΕΣ Επιβλέπων: Δρ.-Μηχ. Εμμανουήλ Τατάκης, Καθηγητής Ν ο /2016 Πάτρα, Οκτώβριος 2016

4 Το σύνολο της εργασίας αποτελεί πρωτότυπο έργο, παραχθέν από τον Μάλο Ρεσάτ και δεν παραβιάζει δικαιώματα τρίτων καθ οποιονδήποτε τρόπο. Αν η εργασία περιέχει υλικό, το οποίο δεν έχει παραχθεί από τον/ην ίδιο/α, αυτό είναι ευδιάκριτο και αναφέρεται ρητώς εντός του κειμένου της εργασίας ως προϊόν εργασίας τρίτου, σημειώνοντας με παρομοίως σαφή τρόπο τα στοιχεία ταυτοποίησής του, ενώ παράλληλα βεβαιώνει πως στην περίπτωση χρήσης αυτούσιων γραφικών αναπαραστάσεων, εικόνων, γραφημάτων κλπ., έχει λάβει τη χωρίς περιορισμούς άδεια του κατόχου των πνευματικών δικαιωμάτων για την συμπερίληψη και επακόλουθη δημοσίευση του υλικού αυτού.

5 ΠΙΣΤΟΠΟΙΗΣΗ Πιστοποιείται ότι η διπλωματική εργασία με θέμα: "ΜΕΛΕΤΗ ΚΑΙ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑ FLYBACK ΜΕ ΧΑΜΗΛΕΣ ΔΙΑΚΟΠΤΙΚΕΣ ΑΠΩΛΕΙΕΣ" του φοιτητή του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστημίου Πατρών: ΡΕΣΑΤ ΑΡΖΕΝ ΜΑΛΟ (Α.Μ ) Παρουσιάστηκε δημόσια και εξετάστηκε στο Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών στις 14/10/2016 Ο Επιβλέπων Ο Διευθυντής του Τομέα Εμμανουήλ Τατάκης Καθηγητής Αντώνιος Αλεξανδρίδης Καθηγητής

6

7 Αριθμός Διπλωματικής Εργασίας: /2016 (γραμματείας) ΤΙΤΛΟΣ: "ΜΕΛΕΤΗ ΚΑΙ ΚΑΤΑΣΚΕΥΗ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑ FLYBACK ΜΕ ΧΑΜΗΛΕΣ ΔΙΑΚΟΠΤΙΚΕΣ ΑΠΩΛΕΙΕΣ" Φοιτητής: Επιβλέπων: Ρεσάτ Μάλο του Αρζέν Δρ.-Μηχ. Εμμανουήλ Τατάκης, Καθηγητής Περίληψη Η παρούσα διπλωματική εργασία πραγματεύεται τη μελέτη, τη σχεδίαση και την κατασκευή ενός αντιστροφέα τοπολογίας Flyback, με ένα επιπλέον κύκλωμα που επιτρέπει στον κύριο διακόπτη να τίθεται σε αγωγή υπό μηδενική τάση στα άκρα του (Zero Voltage Transition, ZVT). Η εργασία αυτή εκπονήθηκε στο Εργαστήριο Ηλεκτρομηχανικής Μετατροπής Ενέργειας του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών της Πολυτεχνικής Σχολής του Πανεπιστημίου Πατρών. Σκοπός είναι η επιβεβαίωση της ορθής λειτουργίας του βοηθητικού κυκλώματος, η οποία οδηγεί σε μείωση των συνολικών απωλειών του συμβατικού αντιστροφέα τοπολογίας Flyback και συνεπώς στην αύξηση του βαθμού απόδοσης του μετατροπέα. Αρχικά μελετάται η θεωρητική λειτουργία τόσο του μετατροπέα συνεχούς τάσης σε συνεχή, τοπολογίας Flyback, όσο και η προσαρμογή του κυκλώματος ώστε αυτό να λειτουργήσει ως αντιστροφέας. Όλα αυτά θέτουν μια σωστή βάση πάνω στην οποία στηρίζεται η λογική της επίτευξης της μετάβασης του κύριου ημιαγωγικού διακόπτη υπό μηδενική τάση. Στη συνέχεια παρουσιάζονται τα αποτελέσματα της προσομοίωσης του κυκλώματος, τα οποία επιβεβαιώνουν τόσο τη λειτουργία ως αντιστροφέα όσο και την ΖVT λειτουργία. Στο επόμενο βήμα αναλύονται τα τεχνικά χαρακτηριστικά όλων των κυκλωμάτων που κατασκευάστηκαν και παρουσιάζεται ο κώδικας που χρησιμοποιήθηκε για την παλμοδότηση των ημιαγωγικών στοιχείων. Τέλος, παρουσιάζονται τα αποτελέσματα των πειράματος που πραγματοποιήθηκε μετά την ολοκλήρωση της κατασκευής, καθώς και φωτογραφικό υλικό από τις πλακέτες που κατασκευάστηκαν.

8

9 ABSTRACT This diploma thesis deals with the study, design and construction of a Flyback inverter, which includes an additional circuit that creates zero voltage transition conditions (ZVT) for the main switch. This project was conducted in the Laboratory of Electromechanical Energy Conversion Department of Electrical and Computer Engineering, School of Engineering, University of Patra. The objective of this project is the confirmation of the zero voltage transition of the main switch, which will lead to an improvement of the power factor of the conventional Flyback inverter. The first stage of this work is the theoretical study of the DC to DC Flyback converter and the DC to AC Flyback inverter. After this, there is a thorough theoretical analysis of the zero voltage transition circuit. The next step is the simulation of the topology, which confirmed the proper behavior of the inverter and the zero voltage transition of the main switch as well. Following, there is the analysis of the technical characteristics of all the developed circuits and the description of the program code, which was used to produce the pulses. Finally, there are measurements and oscillography figures which occurred from the experiment transacted after the construction of the printed boards was finished. Photographs of the whole construction are also included.

10

11 ΠΡΟΛΟΓΟΣ Στη διπλωματική αυτή εργασία μελετάται η λειτουργία και η κατασκευή ενός νέου μονοφασικού αντιστροφέα, τοπολογίας Flyback. Πιο συγκεκριμένα μελετάται ένας αντιστροφέας Flyback με ένα επιπλέον κύκλωμα (snubber), το οποίο επιτρέπει στον κύριο ημιαγωγικό διακόπτη του κυκλώματος να ανάβει υπό μηδενική τάση. Η ιδέα για την μελέτη του συγκεκριμένου κυκλώματος προήλθε από άρθρο που έχει δημοσιευθεί στη διεθνή βιβλιογραφία. Αναλυτικά, στο κεφάλαιο 1 αναφέρονται κάποια βασικά στοιχεία για τα ηλεκτρονικά ισχύος και τους μετατροπείς ενέργειας. Παρουσιάζονται οι βασικότερες κατηγορίες μετατροπέων καθώς και εφαρμογές στις οποίες μπορούν αν χρησιμοποιηθούν. Ιδιαίτερη έμφαση δίνεται στα φωτοβολταϊκά συστήματα, επειδή ο μετατροπέας που θα μελετηθεί στην παρούσα διπλωματική βρίσκει ευρεία χρήση σε τέτοιου είδους εφαρμογές. Στο κεφάλαιο 2 αναλύεται θεωρητικά η λειτουργία τόσο του μετατροπέα Flyback συνεχούς σε συνεχή τάση, όσο και η λειτουργία του ως αντιστροφέας. Αυτό γίνεται για να αποκτήσει ο αναγνώστης μια πιο ολοκληρωμένη εικόνα του κυκλώματος που μελετάται και να κατανοήσει ευκολότερα τη λειτουργία του κυκλώματος ZVT. Έπειτα, αναλύεται βήμα βήμα ο τρόπος με τον οποίο επιτυγχάνεται η μετάβαση του κύριου ημιαγωγικού διακόπτη υπό μηδενική τάση (ZVT). Στο κεφάλαιο 3 παρουσιάζονται τα αποτελέσματα της προσομοίωσης, πάνω στην οποία βασίστηκε η επιλογή των στοιχείων και των τιμών για την κατασκευή του κυκλώματος. Μέσω της προσομοίωσης επιβεβαιώνεται η ορθή λειτουργία του κυκλώματος ως αντιστροφοφέας ρεύματος, αλλά και η σωστή λειτουργία του κυκλώματος ZVT. Στο κεφάλαιο 4 αναλύονται τα τεχνικά χαρακτηριστικά των κυκλωμάτων που κατασκευάστηκαν και των στοιχείων που χρησιμοποιήθηκαν για την υλοποίηση του κυκλώματος. Συγκεκριμένα, Παρουσιάζεται ο τρόπος λειτουργίας των ημιαγωγικών στοιχείων, η μεθοδολογία επιλογής των στοιχείων, καθώς και κάποια βασικά στοιχεία για την κατασκευή του μετασχηματιστή και των τροφοδοτικών.

12 Στο κεφάλαιο 5 παρουσιάζεται η λογική του κυκλώματος ελέγχου των ημιαγωγικών στοιχείων. Πέρα από την ανάλυση των αναλογικών κυκλωμάτων, ιδιαίτερη έμφαση δίνεται στη λειτουργία του μικροεπεξεργαστή και στον κώδικα που χρησιμοποιήθηκε για τον προγραμματισμό του. Στο κεφάλαιο 6 παρατίθενται τα πειραματικά αποτελέσματα που προέκυψαν από τις μετρήσεις που πραγματοποιήθηκαν κατά τη λειτουργία του αντιστροφέα ρεύματος, καθώς και φωτογραφίες από την κατασκευή του. Τέλος παρουσιάζονται τα συμπεράσματα που προέκυψαν από τη μελέτη, προσομοίωση και κατασκευή του κυκλώματος. Ολοκληρώνοντας, καταγράφεται η βιβλιογραφία που χρησιμοποιήθηκε και στα παραρτήματα παρουσιάζονται τα τυπωμένα κυκλώματα των πλακετών που σχεδιάστηκαν και κατασκευάστηκαν για την συγκεκριμένη εφαρμογή, όπως επίσης και το πρόγραμμα ελέγχου του μ/ε. Στο σημείο αυτό θα ήθελα να ευχαριστήσω θερμά τον επιβλέποντα Καθηγητή της διπλωματικής εργασίας Δρ.-Μηχανικό Εμμανουήλ Τατάκη για την καθοριστική συμβολή του στην εκπόνηση της διπλωματικής αυτής εργασίας. Επίσης θα ήθελα να ευχαριστήσω τον υποψήφιο διδάκτορα Γεώργιο Χρηστίδη για την πολύτιμη βοήθεια του και τις χρήσιμες συμβουλές του κατά τη διάρκεια εκπόνησης της εργασίας. Τέλος, θα ήθελα να ευχαριστήσω την οικογένεια μου και τους φίλους μου για την υποστήριξη και την αμέριστη συμπαράσταση τους σε όλη τη διάρκεια των σπουδών μου.

13 ΠΙΝΑΚΑΣ ΠΕΡΙΕΧΟΜΕΝΩΝ ΚΕΦΑΛΑΙΟ 1 Ηλεκτρονικοί μετατροπείς ισχύος 1.1. Ιστορική αναδρομή Είδη μετατροπέων ηλεκτρικής ενέργειας Εφαρμογές μετατροπέων ισχύος Φωτοβολταϊκά συστήματα Εισαγωγή Ηλιακά κύτταρα-φωτοβολταϊκό φαινόμενο Ηλεκτρικά χαρακτηριστικά των φωτοβολταϊκών κυττάρων ΚΕΦΑΛΑΙΟ 2 Μετατροπέας Flyback 2.1 Ο μετατροπέας Flyback συνεχούς τάσης σε συνεχή Θεωρητική ανάλυση του μετατροπέα τύπου Flyback Περιοχές λειτουργίας του μετατροπέα Flyback Λειτουργία συνεχούς αγωγής ρεύματος (CCM) Όριο μεταξύ λειτουργίας συνεχούς και ασυνεχούς αγωγής ρεύματος Λειτουργία ασυνεχούς αγωγής (DCM) Ο συμβατικός υψίσυχνος αντιστροφέας ρεύματος τοπολογίας Flyback και η λειτουργία του στην περιοχή ασυνεχούς αγωγής (DCM) Αρχές λειτουργίας του συμβατικού αντιστροφέα Flyback Λειτουργία του συμβατικού αντιστροφέα Flyback στην περιοχή ασυνεχούς αγωγής Ο αντιστροφέας Flyback με μετάβαση του ημιαγωγικού διακόπτη εισόδου υπό μηδενική τάση (Zero Voltage Tansition, ZVT) O αντιστροφέας Flyback με ZVT ΚΕΦΑΛΑΙΟ 3 Προσομοιώσεις του κυκλώματος 3.1 Εισαγωγή-Προγράμματα προσομοιώσεων Προδιαγραφές λειτουργίας και επιλογή μεγεθών Προσομοίωση-Αποτελέσματα για διάφορες ισχύς λειτουργίας Αποτελέσματα προσομοίωσης με πραγματικά στοιχεία για ισχύ εξόδου 100W χωρίς πηνίο σκέδασης Αποτελέσματα προσομοίωσης με πραγματικά στοιχεία για ισχύ εξόδου 100W με πηνίο σκέδασης

14 3.2.3 Αποτελέσματα προσομοίωσης με πραγματικά στοιχεία για ισχύ εξόδου 70W Αποτελέσματα προσομοίωσης με πραγματικά στοιχεία για ισχύ εξόδου 30W ΚΕΦΑΛΑΙΟ 4 Μελέτη και κατασκευή αντιστροφέα ρεύματος τοπολογίας Flyback 4.1 Γενικά Επιλογή των στοιχείων του αντιστροφέα Flyback Επιλογή των ελεγχόμενων ημιαγωγικών στοιχείων Επιλογή των διόδων ισχύος Επιλογή ψυκτικών σωμάτων Ανάλυση, σχεδίαση και κατασκευή του μετασχηματιστή του αντιστροφέα Ανάλυση, σχεδίαση και κατασκευή του πηνίου του φίλτρου εξόδου Κύκλωμα οδήγησης των ημιαγωγικών στοιχείων του αντιστροφέα Επιλογή των στοιχείων του κυκλώματος οδήγησης Σχεδίαση και κατασκευή των γραμμικών τροφοδοτικών ΚΕΦΑΛΑΙΟ 5 Πλακέτα ελέγχου-κύκλωμα παλμοδότησης 5.1 Ο μικροελεγκτής DsPIC30F Εισαγωγή Ανάλυση μικροελεγκτή DsPIC30F Το περιφερειακό Motor Control PWM Το περιφερειακό A/D Converter Τα αναπτυξιακά του μικροελεγκτή Ενσωματωμένα εργαλεία του MPLAB IDE Ανάλυση ελέγχου Η παλμοδότηση των S1 και Sα Η παλμοδότηση των S2 και S Σχηματικό διάγραμμα Ο προγραμματισμός του μικροελεγκτή ΚΕΦΑΛΑΙΟ 6 Μετρήσεις-Πειραματικά αποτελέσματα-συμπεράσματα 6.1 Γενικά Πειραματικά αποτελέσματα Πρόβλημα παλμοδότησης-παλμοδότηση με εωτερικό ημίτονο

15 6.4 Μετρήσεις Φωτογραφικό υλικό από την κατασκευή του αντιστροφέα Flyback Συμπεράσματα-Προοπτικές ΒΙΒΛΙΟΓΡΑΦΙΑ ΠΑΡΑΤΗΜΑΤΑ ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Α ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Β ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Γ - Κώδικας Προγράμματος - PCB σχέδια πλακετών - Φυλλάδια κατασκευαστών 15

16 16

17 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 1 Ηλεκτρονικοί Μετατροπείς Ενέργειας 1.1 Ιστορική αναδρομή Οι ηλεκτρονικοί μετατροπείς ισχύος είναι διατάξεις που χρησιμοποιούν ηλεκτρονικά στοιχεία ισχύος, ως διακόπτες, για να μετατρέψουν την ηλεκτρική ενέργεια από μια μορφή σε άλλη. Η ανάγκη για τη μετατροπή της ηλεκτρικής ενέργειας προκύπτει από το γεγονός ότι η ηλεκτρική ισχύς παρέχεται με σταθερά χαρακτηριστικά. Επομένως, όταν οι απαιτήσεις του φορτίου δεν είναι συμβατές με τα χαρακτηριστικά της διαθέσιμης πηγής ισχύος, απαιτείται η χρήση ενός μετατροπέα ηλεκτρικής ισχύος, ο οποίος μορφοποιεί κατάλληλα το πλάτος της τάσης, την ένταση του ρεύματος και την συχνότητα εξόδου ώστε να ικανοποιούν το φορτίο. Αρχικά, για τη μετατροπή της ηλεκτρικής ενέργειας, χρησιμοποιήθηκαν ηλεκτρομηχανικοί μετατροπείς, γνωστοί και ως στρεφόμενοι μετατροπείς. Οι μετατροπείς αυτοί υλοποιούνται με τη χρήση κατάλληλων ηλεκτρικών μηχανών, οι οποίες λειτουργούν είτε ως γεννήτριες είτε ως κινητήρες. Οι στρεφόμενοι μετατροπείς όμως, αν και μπορούν να χρησιμοποιηθούν σε εφαρμογές πολύ μεγάλης ισχύος, παρουσιάζουν πολλά μειονεκτήματα, τα κυριότερα από τα οποία είναι τα εξής [1]: Έχουν μεγάλο βάρος και όγκο με αποτέλεσμα να απαιτούν μεγάλο χώρο για την εγκατάστασή τους. Προκαλούν θόρυβο και ταλαντώσεις στις επιφάνειες στήριξής τους. Απαιτούν συντήρηση. Έχουν μεγάλες απώλειες ισχύος, με συνέπεια μικρό βαθμό απόδοσης. Ο ολικός βαθμός απόδοσης προκύπτει από το γινόμενο του βαθμού απόδοσης κάθε ηλεκτρικής μηχανής. Παρουσιάζουν κακή δυναμική συμπεριφορά λόγω της αδράνειας των στρεφόμενων μερών τους. Τα μειονεκτήματα των στρεφόμενων μετατροπέων υπερνικήθηκαν με την ανάπτυξη μετατροπέων χωρίς κινούμενα μέρη, τους στατούς μετατροπείς. Στους στατούς μετατροπείς η μετατροπή της ηλεκτρικής ενέργειας επιτυγχάνεται με τη χρήση διακοπτών, όπως ο διακόπτης υδραργύρου. Ο διακόπτης υδραργύρου αποτελείται από ένα γυάλινο η μεταλλικό 17

18 δοχείο το οποίο περιέχει υδράργυρο, ο οποίος όταν θερμαίνεται παράγει ατμό. Με τη βοήθεια ηλεκτροδίων έναυσης επιτυγχάνεται ελεγχόμενη ροή ρεύματος ανάμεσα στην άνοδο και στη κάθοδο του διακόπτη. Οι διακόπτες υδραργύρου (Σχήμα 1.1) μπορούν να ελέγξουν μεγάλα ρεύματα και τάσεις. Οι μετατροπείς με διακόπτες υδραργύρου όμως, όπως και οι στρεφόμενοι μετατροπείς, παρουσιάζουν κακή δυναμική συμπεριφορά, μικρό βαθμό απόδοσης και δεν είναι αξιόπιστοι. Σχήμα 1.1: Διακόπτης Υδραργύρου [2]. Η μεγάλη ανάπτυξη των στατών μετατροπέων ισχύος σημειώθηκε με την κατασκευή του ελεγχόμενου ανορθωτή πυριτίου (SCR) που φαίνεται στο Σχήμα 1.2, ο οποίος είναι γνωστός και ως θυρίστορ. Ο SCR προκάλεσε την επανάσταση στην τεχνική των ηλεκτρονικών ισχύος που έφερε το τρανζίστορ. Η πρόοδος που σημειώνεται τα τελευταία χρόνια στους ημιαγωγικούς διακόπτες ισχύος προσφέρει σήμερα στοιχεία ικανά να χειρισθούν υψηλές τάσεις και ρεύματα σε μεγάλες ταχύτητες και με απλό σχετικά τρόπο ελέγχου. Ειδικότερα τα τρανζίστορ (Σχήμα 1.2) έχουν εκτοπίσει σήμερα τον SCR σε εφαρμογές μέσης και χαμηλής ισχύος. Στην ανάπτυξη των μετατροπέων ισχύος έχει συμβάλλει σημαντικά και η πρόοδος της μικροηλεκτρονικής, καθώς πλέον είναι διαθέσιμοι πολύ ισχυροί ελεγκτές. Σε αντίθεση με παλαιότερα, που τα κυκλώματα ελέγχου υλοποιούνταν αποκλειστικά με αναλογικά ηλεκτρονικά, πλέον είναι διαθέσιμη μια μεγάλη ποικιλία μικροεπεξεργαστών, ειδικά σχεδιασμένων για εφαρμογές ηλεκτρονικών ισχύος. Έτσι τα κυκλώματα ελέγχου είναι πιο αξιόπιστα, επιτρέπουν την εκτέλεση πολύπλοκων τεχνικών και έχουν μικρότερο όγκο. 18

19 Σχήμα 1.2: (Αριστερά) SCR, (Δεξιά) Τρανζίστορ [3]. Αποτέλεσμα όλων αυτών ήταν οι σημερινοί μετατροπείς ισχύος με ημιαγωγικούς διακόπτες να έχουν τα εξής πλεονεκτήματα: Μικρό βάρος και όγκο και κατά συνέπεια μικρότερο κόστος. Χαμηλές απώλειες και κατά συνέπεια υψηλό βαθμό απόδοσης. Υψηλή αξιοπιστία. Πολύ καλή δυναμική συμπεριφορά. Έχουν όμως ως βασικό μειονέκτημα τη δημιουργία ανώτερων αρμονικών, τόσο στην πλευρά τροφοδοσίας τους, όσο και στην πλευρά του φορτίου. Η μείωση των δημιουργούμενων ανώτερων αρμονικών για την εξάλειψη των αρνητικών τους επιδράσεων, αποτελεί θέμα εντατικής έρευνας τα τελευταία χρόνια. 1.2 Είδη μετατροπέων ηλεκτρικής ενέργειας Υπάρχουν πολλοί τρόποι κατηγοριοποίησης των ηλεκτρονικών μετατροπέων ισχύος. Ανάλογα με την μορφή της ισχύος εισόδου και εξόδου έχουμε τις εξής τέσσερις κατηγορίες [4]: Μετατροπείς εναλλασσόμενης τάσης σε εναλλασσόμενη τάση (AC-AC Converters): Μεταφέρουν την ηλεκτρική ενέργεια από ένα σύστημα εναλλασσόμενου σε άλλο, το οποίο έχει διαφορετικά ηλεκτρικά χαρακτηριστικά (ενεργός τιμή τάσης, συχνότητα, αριθμός φάσεων). 19

20 Μετατροπείς εναλλασσόμενης τάσης σε συνεχή τάση ή Ανορθωτές (AC-DC Converters or Rectifiers): Μετατρέπουν την εναλλασσόμενη τάση σε συνεχή τάση, σε συστήματα που η ενέργεια μεταφέρεται από ένα σύστημα εναλλασσόμενης τάσης σε ένα σύστημα συνεχούς τάσης. Μετατροπείς συνεχούς τάσης σε συνεχή τάση (DC-DC Converters): Μετατρέπουν τη συνεχή τάση ορισμένης τιμής και πολικότητας σε συνεχή τάση άλλης τιμής και ενίοτε άλλης πολικότητας. Μετατροπείς συνεχούς τάσης σε εναλλασσόμενη τάση ή Αντιστροφείς (DC-AC Converters or Inverters): Μετατρέπουν την συνεχή τάση σε εναλλασσόμενη τάση, σε συστήματα που η ενέργεια μεταφέρεται από ένα σύστημα συνεχούς τάσης σε ένα σύστημα εναλλασσόμενης τάσης. Οι μετατροπείς ισχύος διακρίνονται ακόμη σε τρεις κατηγορίες, ανάλογα με τον τρόπο μετάβασης του διακοπτικών στοιχείων τους: Μετατροπείς με φυσική μετάβαση: Στους μετατροπείς αυτούς η αναστροφή της εναλλασσόμενης τάσης του δικτύου ή του φορτίου χρησιμοποιείται για την σβέση του ημιαγωγικού στοιχείου. Μετατροπείς με εξαναγκασμένη μετάβαση: Στους μετατροπείς αυτούς η σβέση του ημιαγωγικού στοιχείου επιτυγχάνεται με μεθόδους ή στοιχεία που είναι εξωτερικά της διάταξης. Μετατροπείς συντονισμού: Στους μετατροπείς αυτούς, μέσω ενός κατάλληλα τοποθετημένου κυκλώματος συντονισμού (L-C), επιτυγχάνεται η έναυση και η σβέση του ημιαγωγικού στοιχείου υπό μηδενική τάση ή μηδενικό ρεύμα. Μια ακόμη μεγάλη κατηγοριοποίηση των μετατροπέων ισχύος είναι η εξής: Μετατροπείς χωρίς ηλεκτρική απομόνωση μεταξύ εισόδου και εξόδου: Κυριότεροι μετατροπείς σε αυτήν την κατηγορία είναι οι Buck, Boost και Buck- Boost. Μετατροπείς με ηλεκτρική απομόνωση μεταξύ εισόδου και εξόδου: Η απομόνωση αυτή επιτυγχάνεται με την χρήση μετασχηματιστή αποσύζευξης, ο οποίος λειτουργεί σε μεγάλες συχνότητες, με αποτέλεσμα να έχει μικρό όγκο. Κυριότεροι μετατροπείς σε αυτή την κατηγορία είναι οι τοπολογίες Forward, Flyback και Push-Pull. 20

21 Μια σημαντική κατηγοριοποίηση των αντιστροφέων γίνεται με βάση την τάση και το ρεύμα στην πλευρά συνεχούς τάσης: Αντιστροφείς που τροφοδοτούνται με από πηγή συνεχούς τάσης (Voltage Source Inverters, VSI). Αντιστροφείς που τροφοδοτούνται από πηγή συνεχούς ρεύματος (Current Source Inverters, CSI). Ο αντιστροφέας που θα εξεταστεί στην συνέχεια είναι τύπου Flyback, επομένως έχει ηλεκτρική απομόνωση και τροφοδοτείται από πηγή συνεχούς τάσης. 1.3 Εφαρμογές μετατροπέων ισχύος Οι ηλεκτρονικοί μετατροπείς ισχύος καλύπτουν σήμερα μια ευρεία περιοχή εφαρμογών, των οποίων η ισχύς κυμαίνεται από μερικά Watt έως μερικές εκατοντάδες MWatt. Οι πιο αντιπροσωπευτικές από αυτές είναι οι εξής [4]: Τροφοδοτικά συνεχούς τάσης: Τα πιο πολλά αναλογικά και ψηφιακά συστήματα, οι ηλεκτρονικοί υπολογιστές, διάφορα ηλεκτρονικά όργανα κ.ά. απαιτούν για την τροφοδοσία των εσωτερικών ηλεκτρονικών κυκλωμάτων τους τροφοδοτικά με συνεχή και σταθερή τάση εξόδου, ηλεκτρική απομόνωση και δυνατότητα πολλαπλών και ανεξάρτητων εξόδων. Λύση στο πρόβλημα αυτό έδωσε η χρήση διακοπτικών μετατροπέων συνεχούς τάσης σε συνεχή (DC-DC), που ελέγχονται με την τεχνική διαμόρφωσης του εύρους των παλμών (Σχήμα 1.3). Με τη χρήση των μετατροπέων αυτών μειώθηκαν το κόστος, το βάρος και ο όγκος των διατάξεων τροφοδοσίας και αυξήθηκε παράλληλα ο βαθμός απόδοσής τους. Σχήμα 1.3: Τροφοδοτικό συνεχούς τάσης [5]. 21

22 Ηλεκτρικά κινητήρια συστήματα: Σε πολλά ηλεκτρικά κινητήρια συστήματα ρυθμιζόμενων στροφών απαιτείται ακριβής και συνεχής έλεγχος των στροφών και της ροπής, καλή μεταβατική συμπεριφορά και υψηλή απόδοση. Στα συστήματα αυτά, που υπάρχουν κυρίως στην βιομηχανία και στα μέσα μεταφοράς, η χρήση ηλεκτρονικών μετατροπέων ισχύος είναι ευρεία. Τηλεπικοινωνιακές και διαστημικές εφαρμογές: Διάφορες ηλεκτρονικές διατάξεις χρησιμοποιούνται για την φόρτιση συσσωρευτών, την παροχή αδιάλειπτης και σταθερής τροφοδοσίας κ.ά., σε ισχύς από μερικά Watt εώς και μερικές εκατοντάδες kwatt. Συστήματα παραγωγής και μεταφοράς ηλεκτρικής ενέργειας: Οι ηλεκτρονικές διατάξεις ισχύος βρίσκουν εφαρμογή σε διάφορα συστήματα μεταφοράς με συνεχές ρεύμα, στην αντιστάθμιση αέργου ισχύος, σε μερικά συστήματα μεταφοράς με εναλλασσόμενο ρεύμα, στα ενεργά φίλτρα για την βελτίωση της ποιότητας ισχύος, καθώς και στους κλασσικούς σταθμούς παραγωγής ηλεκτρικής ενέργειας όπου ελέγχεται η διέγερση των σύγχρονων γεννητριών, η κίνηση των ιμάντων κλπ. Ήπιες μορφές ενέργειας: Η φύση των ανεμογεννητριών (Σχήμα 1.4) και των φωτοβολταϊκών γεννητριών είναι τέτοια, ώστε να απαιτείται παρέμβαση ηλεκτρονικών μετατροπέων ισχύος μεταξύ πηγής και ηλεκτρικού δικτύου, για τη σταθεροποίηση της τάσης και της συχνότητας και για μετασχηματισμό των παραγόμενων ηλεκτρικών μεγεθών σε άλλα, που να είναι κατάλληλα τόσο για τον παραλληλισμό με το δίκτυο, όσο και για τη δημιουργία μεμονωμένων πηγών τροφοδοσίας σε απομακρυσμένες περιοχές. Σχήμα 1.4: Σύνδεση ανεμογεννήτριας στο δίκτυο με την χρήση μετατροπέων ισχύος [6]. 22

23 Οικιακές ηλεκτρικές συσκευές και εργαλεία: Η χρήση μετατροπέων ισχύος σε αυτή την περίπτωση έχει σκοπό την εξοικονόμηση ενέργειας, τη μείωση του κόστους λειτουργίας καθώς και τη μεγαλύτερη ασφάλεια και άνεση κατά την χρήση των συσκευών αυτών. Τέτοιες εφαρμογές είναι η ψύξη και η κατάψυξη σε ηλεκτρικά ψυγεία, η θέρμανση και ο κλιματισμός χώρου σε μοντέρνα κλιματιστικά, η θέρμανση νερού, οι επαγωγικές κουζίνες, η ρύθμιση του φωτισμού και άλλα πολλά. Σχήμα 1.5: Σύστημα αδιάλειπτης παροχής ενέργειας [7]. Συστήματα αδιάλειπτης παροχής ενέργειας: Η εξασφάλιση της τροφοδοσίας κρίσιμων ηλεκτρικών φορτίων, όπως είναι ο φωτισμός αεροδρομίου και τα νοσοκομειακά μηχανήματα σε περιπτώσεις διαταράξεων του ηλεκτρικού δικτύου, είναι αναγκαία. Γι αυτό, στα συστήματα αυτά, χρησιμοποιούνται ηλεκτρονικές διατάξεις ισχύος για τη φόρτιση συσσωρευτών, τη μετατροπή της συνεχούς τάσης που αυτοί παρέχουν σε εναλλασσόμενη και για τον έλεγχο της ενεργού τιμής και της συχνότητας αυτής (Σχήμα 1.5). Ηλεκτροτεχνικές εφαρμογές: Περιλαμβάνει εφαρμογές όπου απαιτείται κατάλληλη χαμηλή συνεχής τάση και υψηλά ρεύματα όπως η ηλεκτρόλυση, οι συγκολλήσεις, οι επιμεταλλώσεις, η τήξη ή θερμική σκλήρυνση μετάλλων με επαγωγική θέρμανση κλπ. Ο μετατροπέας που θα μελετήσουμε στην παρούσα διπλωματική εργασία χρησιμοποιείται ευρέως στα φωτοβολταϊκά συστήματα και γι αυτό είναι χρήσιμο να αναφέρουμε μερικά βασικά χαρακτηριστικά τους. 23

24 1.4 Φωτοβολταϊκά συστήματα Εισαγωγή Η απευθείας μετατροπή της ηλιακής ενέργειας σε ηλεκτρική, επιτυγχάνεται με τη βοήθεια των ηλεκτρικών κυττάρων, η αρχή λειτουργίας των οποίων βασίζεται στο φωτοβολταϊκό φαινόμενο. Αξίζει να σημειωθεί ότι η διαδικασία της μετατροπής αυτής δεν εξαρτάται από την θερμότητα, αντιθέτως η απόδοση των ηλιακών κυττάρων μειώνεται με την αύξηση της θερμοκρασίας [8]. Η παραγωγή ηλεκτρικής ενέργειας με τη βοήθεια ηλιακών κυττάρων έχει πολλά πλεονεκτήματα τα κυριότερα από τα οποία είναι τα εξής: Ελεύθερα διαθέσιμη ενεργειακή πηγή. Λειτουργούν αθόρυβα και δεν μολύνουν το περιβάλλον. Λειτουργούν χωρίς κινητά μέρη και επομένως χρειάζονται ελάχιστη συντήρηση. Λειτουργούν ακόμη και με νεφελώδη ουρανό αξιοποιώντας την διάχυτη ακτινοβολία. Λειτουργούν χωρίς καύσιμα. Κατασκευάζονται από πυρίτιο, στοιχείο το οποίο υπάρχει σε αφθονία. Έχουν γρήγορη απόκριση σε απότομες μεταβολές της θερμοκρασίας. Βλάβη σε ένα κομμάτι δεν διακόπτει την λειτουργία του όλου συστήματος. Μεγάλες δυνατότητες σε μια ευρεία περιοχή ισχύων, από mw έως ΜW. Έχουν μεγάλο λόγο ισχύος / βάρους και επομένως είναι κατάλληλα για εγκατάσταση σε στέγες. Είναι κατάλληλα για εφαρμογές όπου δεν υπάρχει ή δεν είναι συμφέρουσα η επέκταση του ηλεκτρικού δικτύου. Είναι δυνατόν να συναρμολογηθούν διαφορετικά τυποποιημένα στοιχεία μαζικής παραγωγής ώστε να καλύπτουν μικρές, μεσαίες και μεγάλες ενεργειακές ανάγκες. Έχουν μεγάλη διάρκεια ζωής, που ξεπερνά τα 20 έτη Ηλιακά κύτταρα - Φωτοβολταϊκό φαινόμενο Η φωτοβολταϊκή μετατροπή της ηλιακής ενέργειας βασίζεται τόσο στην ηλιακή ακτινοβολία όσο και στις ιδιότητες των ημιαγωγικών υλικών. 24

25 Για να γίνει κατανοητός ο μηχανισμός λειτουργίας του ηλιακού κυττάρου θα περιγραφεί αρχικά η διαδικασία δημιουργίας μιας p-n διόδου, καθώς το ηλιακό κύτταρο είναι μια p-n δίοδος που πάνω της πέφτει ηλιακή ακτινοβολία. Μια δίοδος αποτελείται κατά κύριο λόγο από το ημιαγωγικό στοιχείο πυρίτιο (Si), το οποίο διαθέτει 4 ηλεκτρόνια σθένους στην εξωτερική του στιβάδα. Τα ηλεκτρόνια αυτά έχουν την δυνατότητα να αλληλοεπιδρούν με τα ηλεκτρόνια σθένους άλλων στοιχείων του περιοδικού πίνακα σχηματίζοντας δεσμούς. Αν εισάγουμε στον κρύσταλλο του πυριτίου ένα στοιχείο από την πέμπτη ομάδα του περιοδικού πίνακα, όπως είναι ο φώσφορος (Ph), που διαθέτει 5 ηλεκτρόνια σθένους, τότε δημιουργούνται 4 ζεύγη δεσμών ενώ ένα ηλεκτρόνιο παραμένει ελεύθερο. Έτσι, δημιουργείται μια περιοχή με περίσσεια ηλεκτρονίων, η οποία είναι φορτισμένη αρνητικά και ονομάζεται περιοχή n. Αντιθέτως, αν εισάγουμε στον κρύσταλλο του πυριτίου ένα στοιχείο από την τρίτη ομάδα του περιοδικού πίνακα, όπως είναι το βόριο (Bο), το οποίο διαθέτει 3 ηλεκτρόνια σθένους, δημιουργούνται 3 δεσμοί και μένει ελεύθερη μια οπή. Έτσι, δημιουργείται μια περιοχή με περίσσεια οπών που είναι θετικά φορτισμένη και ονομάζεται περιοχή p. Φέρνοντας σε επαφή ένα υλικό τύπου n και ένα υλικό τύπου p, προκύπτει μια p-n δίοδος. Στο σημείο ένωσης των δύο υλικών, εξ αιτίας της κίνησης των ηλεκτρονίων λόγω διάχυσης, αναπτύσσεται ένα εσωτερικό ηλεκτρικό πεδίο που δεν επιτρέπει στα ηλεκτρόνια να περάσουν από την περιοχή n στην περιοχή p. Το φράγμα αυτό είναι γνωστό ως φράγμα δυναμικού και τα ηλεκτρόνια μπορούν να το υπερπηδήσουν μόνο αν διαθέτουν αρκετή ενέργεια. Την ενέργεια αυτή μπορούν να τη συλλέξουν από την ηλιακή ακτινοβολία. Σχήμα 1.6: P-N Δίοδος [8]. 25

26 Όταν ηλιακό φως πέσει πάνω στην δίοδο, υπάρχει περίπτωση να ανακλασθεί, να διαπεράσει τον κρύσταλλο πυριτίου ή να απορροφηθεί. Στην τελευταία περίπτωση, αν ενέργεια του φωτός είναι υψηλή, αυτό μπορεί να αποσπάσει ένα ηλεκτρόνιο σθένους από ένα δεσμό και να το μετακινήσει από τη ζώνη σθένους στη ζώνη αγωγιμότητας, αφήνοντας πίσω του μια οπή. Παρατηρείται έτσι το φαινόμενο της κίνησης ηλεκτρονίων από τη μια περιοχή του κρυστάλλου στην άλλη. Δηλαδή, οι φορείς που βρίσκονται στην περιοχή p, όταν προσπίπτει πάνω τους ένα φωτόνιο, δέχονται την ενέργειά του και αρχίζουν να κινούνται ελεύθερα στην περιοχή p αφήνοντας στη θέση που βρίσκονταν μια οπή. Κατόπιν, φτάνουν στην επαφή p-n (ένωση των 2 περιοχών) και εξ' αιτίας της ενέργειας που έχουν απορροφήσει από την ηλιακή ακτινοβολία και του εσωτερικού ηλεκτρικού πεδίου που υπάρχει στο σημείο αυτό μπορούν και διαπερνούν το φράγμα δυναμικού και καταλήγουν στην περιοχή n. Αυτό έχει ως αποτέλεσμα το σχηματισμό ενός κρυστάλλου, ο οποίος στη μια άκρη του έχει συγκεντρωμένα ηλεκτρόνια και στην άλλη οπές με πολύ μικρή πιθανότητα επανασύνδεσής των. Ο διαχωρισμός αυτός των φορτίων δημιουργεί μια διαφορά δυναμικού στα δύο άκρα του κυττάρου, που είναι ικανή να δώσει ηλεκτρικό ρεύμα σε ένα εξωτερικό κύκλωμα. Στην περίπτωση που η ενέργεια των φωτονίων δεν επαρκεί ώστε το ηλεκτρόνιο να διαπεράσει το φράγμα δυναμικού και να καταλήξει στην άλλη άκρη του κρυστάλλου, αυτό θα εκτελέσει για ένα σύντομο χρονικό διάστημα τυχαίους ελιγμούς μέσα στον κρύσταλλο και κατόπιν θα επανέλθει στην αρχική του θέση, στη ζώνη σθένους, αποδίδοντας θερμική ενέργεια στη φωτοβολταϊκή πλάκα Ηλεκτρικά χαρακτηριστικά των φωτοβολταϊκών κυττάρων Η ηλεκτρική ισχύς που παράγεται από ένα μόνο φωτοβολταϊκό κύτταρο είναι αρκετά μικρή για να είναι χρησιμοποιήσιμη. Για να επιτύχουμε τα επίπεδα ισχύος που απαιτούν οι περισσότερες εφαρμογές απαιτείται η ηλεκτρική σύνδεση αρκετών κυττάρων. Αφού συνδεθούν, τοποθετούνται σε ένα ενιαίο δομικό στοιχείο με κοινή ηλεκτρική έξοδο, δημιουργώντας το φωτοβολταϊκό πλαίσιο. Τα κύτταρα μπορούν να συνδεθούν σε σειρά ή παράλληλα. Η μέγιστη τάση που μπορεί να παράγει το φωτοβολταϊκό πλαίσιο καθορίζεται από τον αριθμό των κυττάρων που είναι συνδεδεμένα σε σειρά, ενώ το μέγιστο ρεύμα από τον αριθμό των κυττάρων που είναι συνδεδεμένα παράλληλα. Είναι επίσης σύνηθες τα ηλιακά κύτταρα να ομαδοποιούνται με σκοπό την επίτευξη του επιθυμητού επιπέδου της ισχύος εξόδου. 26

27 Μέσω της τάσης και του ρεύματος εξόδου καθορίζεται η ισχύς εξόδου ενός φωτοβολταϊκού πλαισίου. Με την ισχύ εξόδου μπορούν να κατηγοριοποιηθούν τα φωτοβολταϊκά πλαίσια βάσει των ηλεκτρικών τους χαρακτηριστικών. Τα ηλεκτρικά χαρακτηριστικά ενός πλαισίου μπορούμε να τα βρούμε στους πίνακες που το συνοδεύουν. Σ αυτούς τους πίνακες μπορούμε να βρούμε τις τιμές Pmp, Vmp, Imp. Η πρώτη αναφέρεται στη μέγιστη ισχύ που μπορεί να αποδώσει το φωτοβολταϊκό πλαίσιο και μετράται σε Wp. Αυτή υπολογίζεται όταν όλα τα κύτταρα είναι σε θερμοκρασία 25 o C και προσπίπτει πάνω τους ακτινοβολία 1000Wb/m 2. Στην πραγματικότητα όμως αντλείται λίγο μικρότερη ισχύ της Pmp καθώς είναι πολύ δύσκολο να επιτύχουμε τις παραπάνω ιδανικές συνθήκες. Τα άλλα δύο μεγέθη αναφέρονται στην τάση και ρεύμα που αντλούμε από το φωτοβολταϊκό όταν αυτό αποδίδει μέγιστη ισχύ. Επίσης στους πίνακες βρίσκουμε πληροφορίες για την τάση ανοιχτού κυκλώματος Voc, που αναφέρεται στην τάση που αναπτύσσεται στα άκρα του όταν αυτό είναι ανοιχτοκυκλωμένο, καθώς και για το ρεύμα βραχυκύκλωσης Isc, που περιγράφει το ρεύμα που διέρχεται από το εσωτερικό του κυττάρου όταν αυτό είναι βραχυκυκλωμένο. Ένα από τα σημαντικότερα ηλεκτρικά χαρακτηριστικά που προσδιορίζουν πλήρως την λειτουργία ενός ηλιακού κυττάρου είναι η χαρακτηριστική εξίσωση του: Ι=Ι L -I D =I L -I o (e λ (V+IRs) -1) (1.1) Όπου, Ι= ρεύμα στην έξοδο του κυττάρου ΙL= φωτόρευμα Ιο= ρεύμα κόρου διόδου V= τάση στην έξοδο του κυττάρου Rs= σε σειρά αντίσταση του κυττάρου και λ= q AKT με Α= συντελεστής με τιμές 1-2 Κ= σταθερά Boltzmann 27

28 T= απόλυτη θερμοκρασία Η εξίσωση αυτή προκύπτει αν το ηλιακό κύτταρο προσομοιωθεί με το παρακάτω κύκλωμα (Σχήμα 1.7): Σχήμα 1.7: Ιδανικό ισοδύναμο κύκλωμα ηλιακού κυττάρου [8]. Στην συνέχεια απεικονίζεται μια η χαρακτηριστική καμπύλη μιας p-n διόδου και ενός ηλιακού κυττάρου (Σχήμα 1.8). Αξιοσημείωτο είναι το γεγονός ότι η καμπύλη του ηλιακού κυττάρου είναι ίδια με την καμπύλη της διόδου μετατοπισμένη προς τα κάτω κατά IL. Έτσι προκύπτει για τη δίοδο μια καμπύλη στο πρώτο τεταρτημόριο και για το ηλιακό κύτταρο μια καμπύλη στο τέταρτο τεταρτημόριο που σημαίνει παραγωγή ισχύος. Σχήμα 1.8: Χαρακτηριστική καμπύλη p-n διόδου όταν δεν φωτίζεται κι όταν φωτίζεται [8]. 28

29 Παρόλα αυτά, για λόγους κυκλωματικής ανάλυσης έχει επικρατήσει να χρησιμοποιείται για το ηλιακό κύτταρο η αναπαράσταση της Ι-V χαρακτηριστικής στο πρώτο τεταρτημόριο, επομένως όταν αναφερόμαστε σ αυτή θα αναφερόμαστε στη μορφή που παρουσιάζεται στο Σχήμα 1.9. Σχήμα 1.9: Ι-V χαρακτηριστική του ηλιακού κυττάρου [8]. 29

30 30

31 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 2 ΜΕΤΑΤΡΟΠΕΑΣ FLYBACK 2.1 Ο μετατροπέας Flyback συνεχούς τάσης σε συνεχή Ο μετατροπέας τύπου Flyback είναι στην ουσία ένας μετατροπέας τύπου Buck-Boost (Σχήμα 2.1) με ηλεκτρική απομόνωση. Η διαφορά του από τον μετατροπέα Buck-Boost βρίσκεται στη χρησιμοποίηση μετασχηματιστή αντί για πηνίο, επιτυγχάνοντας έτσι ηλεκτρική απομόνωση μεταξύ πρωτεύοντος και δευτερεύοντος, για τροφοδότηση φορτίου μεγαλύτερης ισχύος. Γενικά πάντως ο μετατροπέας Flyback (Σχήμα 2.2) χρησιμοποιείται σε εφαρμογές χαμηλής ισχύος από μερικές δεκάδες έως μερικές εκατοντάδες Watt. Σχήμα 2.1: Μετατροπέας Buck-Boost. 2.2: Μετατροπέας Flyback. Σχήμα 31

32 Πριν γίνει θεωρητική ανάλυση της λειτουργίας του μετατροπέα Flyback, πρέπει να διευκρινιστεί ότι ο μετασχηματιστής λειτουργεί στην πράξη σαν πηνίο με επιπρόσθετα τυλίγματα, καθώς τα τυλίγματα του μετασχηματιστή (πρωτεύον και δευτερεύοντα) δεν άγουν ποτέ ταυτόχρονα. Η περιγραφή της λειτουργίας του μετατροπέα Flyback θα γίνει στη μόνιμη κατάσταση ισορροπίας, για ιδανικά στοιχεία και για μηδενικούς χρόνους μετάβασης. Τέλος, η διακοπτική συχνότητα θα παραμένει σταθερή και η τάση εξόδου θα ελέγχεται με τη μεταβολή του λόγου κατάτμησης δ (duty cycle). δ= t on T s (2.1) 1-δ= t off T s (2.2) Θεωρητική ανάλυση του μετατροπέα τύπου Flyback Κατά την περίοδο αγωγής του τρανζίστορ S1 (Σχήμα 2.3) στον πρωτεύον του μετασχηματιστή, εφαρμόζεται σταθερή τάση Vi, ενώ το ρεύμα αυξάνεται γραμμικά μαγνητίζοντας τον πυρήνα. Παράλληλα αναπτύσσεται τάση εξ επαγωγής στο δευτερεύον, με τέτοια πολικότητα ώστε η δίοδος D1 στην έξοδο να πολώνεται ανάστροφα. Συνέπεια αυτού είναι να μην άγει το δευτερεύον και ο πυρήνας να συνεχίζει να μαγνητίζεται καθ όλη την διάρκεια αγωγής του τρανζίστορ S1. Το φορτίο στην έξοδο παίρνει την απαραίτητη ενέργεια από τον πυκνωτή Co. Σχήμα 2.3: Μετατροπέας Flyback κατά την διάρκεια αγωγής του τρανζίστορ S1. Μόλις το τρανζίστορ S1 σβήσει (Σχήμα 2.4), η πηγή δεν μπορεί να τροφοδοτήσει πλέον τον πυρήνα και το ρεύμα μειώνεται γραμμικά. Συνέπεια αυτού είναι η τάση στα πηνία 32

33 πρωτεύοντος και δευτερεύοντος να αλλάξει πολικότητα και η δίοδος D1 στην έξοδο να πολώνεται ορθά. Έτσι, η ενέργεια που έχει αποθηκευτεί στον πυρήνα μεταφέρεται στην έξοδο τροφοδοτώντας το φορτίο. Σχήμα 2.4: Μετατροπέας Flyback κατά τη διάρκεια που το τρανζίστορ S1 δεν άγει Περιοχές λειτουργίας του μετατροπέα Flyback Ο μετατροπέας τύπου Flyback έχει δύο περιοχές λειτουργίας. Την περιοχή συνεχούς αγωγής ρεύματος (CCM), όταν το ρεύμα μαγνήτισης δεν μηδενίζεται ποτέ, και την περιοχή ασυνεχούς αγωγής ρεύματος (DCM), όταν υπάρχουν χρονικά διαστήματα στα οποία το ρεύμα μαγνήτισης γίνρται μηδέν κατά τη διάρκεια αποκοπής του τρανζίστορ Λειτουργία συνεχούς αγωγής ρεύματος (CCM) Στο Σχήμα 2.5 φαίνονται οι ιδανικές κυματομορφές των τάσεων και των ρευμάτων στο τρανζίστορ S1 και στην δίοδο D1 κατά τη λειτουργία συνεχούς αγωγής ρεύματος [9]. Είναι εμφανές ότι δεν υπάρχουν διαστήματα στα οποία το ρεύμα μαγνήτισης να μηδενίζεται. Μαθηματικά, οι κυματομορφές αυτές περιγράφονται από τις ακόλουθες σχέσεις. Για 0<t<δTs: Ρεύμα μαγνήτισης: i Lm (t)= I Lm,min + V i L m t Ρεύμα Διόδου: i D(t) =0A 33

34 Τάση διόδου: V D = V i n +V o Ρεύμα τρανζίστορ: i S (t)=i Lm (t) Τάση τρανζίστορ: V S =0V Σχήμα 2.5: Κυματομορφές ιδανικού μετατροπέα Flyback σε CCM λειτουργία [9]. Για δτs<t<ts: Ρεύμα μαγνήτισης: i Lm (t)= I Lm,max - nv o L m t Ρεύμα Διόδου: i D(t) =n i Lm Τάση διόδου: V D =0V 34

35 Ρεύμα τρανζίστορ: i S (t)=0a Τάση τρανζίστορ: V S =V i +nv o I Lm,max =I Lm,min + V i L m δt s Για την CCM λειτουργία ισχύει επίσης ότι: nv o V i = δ 1 δ (2.3) Όριο μεταξύ λειτουργίας συνεχούς και ασυνεχούς αγωγής ρεύματος Καθώς αυξάνεται η αντίσταση RL στην έξοδο, το φορτίο μειώνεται. Μόλις το ΙLm,min μηδενιστεί, τότε ο μετατροπέας, όπως φαίνεται και στην κυματομορφή του Σχήματος 2.6, έχει φτάσει στο όριο μεταξύ συνεχούς και ασυνεχούς αγωγής ρεύματος. Περαιτέρω μείωση του φορτίου οδηγεί τον μετατροπέα στην ασυνεχή αγωγή (DCM) [9]. Σχήμα 2.6: Ρεύμα μαγνήτισης στο όριο μεταξύ CCM και DCM [9]. ILB είναι η μέση τιμή του ρεύματος μαγνήτισης του πηνίου. Μετά από πράξεις προκύπτει ότι για το IOB ισχύει: Ι ΟΒ = nv o 2L m (1-δ) 2 T s = V i 2L m δ(1-δ)τ s (2.4) 35

36 Λειτουργία ασυνεχούς αγωγής ρεύματος (DCM) Στο σχήμα 2.7 φαίνονται οι ιδανικές κυματομορφές των τάσεων και των ρευμάτων στο τρανζίστορ S1 και στην δίοδο D1 κατά την λειτουργία ασυνεχούς αγωγής ρεύματος [9]. Σχήμα 2.7: Κυματομορφές ιδανικού μετατροπέα Flyback σε DCM λειτουργία [9]. Μαθηματικά, οι κυματομορφές αυτές περιγράφονται από τις ακόλουθες σχέσεις. Για 0<t<δTs: 36

37 Ρεύμα μαγνήτισης: i Lm (t)= V i L m t Ρεύμα Διόδου: i D(t) =0A Τάση διόδου: V D = V i n +V o Ρεύμα τρανζίστορ: i S (t)=i Lm (t) Τάση τρανζίστορ: V S =0V Για δτs<t<(δ+δ1)τs: Ρεύμα μαγνήτισης: i Lm (t)= I Lm,max - nv o L m (t-δτ s ) Ρεύμα Διόδου: i D(t) =n i Lm Τάση διόδου: V D =0V Ρεύμα τρανζίστορ: i S (t)=0a Τάση τρανζίστορ: V S =V i +nv o Για την DCM λειτουργία ισχύει ότι: nv o V i = δ 2 2ΙοLm nv i Ts (2.5) Όπως φαίνεται από τη σχέση (2.5) στη DCM η τάση στην έξοδο Vo εξαρτάται όχι μόνο από το την τάση εισόδου Vi και το λόγο κατάτμησης δ, αλλά και από το ρεύμα εξόδου IO, δηλαδή από το φορτίο στην έξοδο. Αυτό έχει σαν αποτέλεσμα ο έλεγχος της τάσης εξόδου να είναι πολυπλοκότερος στη DCM λειτουργία απ ότι στη CCM. Με βάση τις σχέσεις (2.3) και (2.5) εξάγονται οι χαρακτηριστικές εξόδου για σταθερή τάση εισόδου (Σχήμα 2.8). Παρατηρώντας τις χαρακτηριστικές εξόδου για σταθερή τάση εισόδου, φαίνεται ότι για ένα λόγο κατάτμησης, π.χ. δ=0.5, και ένα ρεύμα μεγαλύτερο από μια οριακή τιμή, ο μετατροπέας βρίσκεται στη CCM. Αν το φορτίο μειωθεί ο μετατροπέας πλησιάζει στο όριο 37

38 προς τη DCM, αλλά από τη στιγμή που ακόμα βρίσκεται σε CCM η τάση εξόδου παραμένει σταθερή, όπως αποδεικνύεται και από την σχέση (2.3). Όμως περαιτέρω μείωση του φορτίου οδηγεί το μετατροπέα στη DCM με αποτέλεσμα η τάση εξόδου να αυξάνεται απότομα παρόλο που η τάση είσοδού παραμένει σταθερή. Σχήμα 2.8: Χαρακτηριστικές εξόδου για σταθερή τάση εισόδου [9]. Η επιλογή μια περιοχής λειτουργίας εξαρτάται από την τιμή της επαγωγής Lm του πηνίου μαγνήτισης. Επιλέγοντας ένα κατάλληλο πηνίο μαγνήτισης με συγκεκριμένη τιμή επαγωγής Lm καθορίζουμε την ελάχιστη τιμή του ρεύματος εξόδου, για την οποία είμαστε στην περιοχή συνεχούς αγωγής. Για ρεύμα εξόδου μεγαλύτερο από το οριακό (n IOB) βρισκόμαστε σε CCM, ενώ για ρεύμα εξόδου μικρότερο από το οριακό βρισκόμαστε σε DCM. 38

39 2.2 Ο συμβατικός υψίσυχνος αντιστροφέας ρεύματος τοπολογίας Flyback και η λειτουργία του στην περιοχή ασυνεχούς αγωγής (DCM) Στο κεφάλαιο αυτό αναλύεται διεξοδικά η λειτουργία του εν λόγω αντιστροφέα και παρουσιάζεται η τεχνική ελέγχου που τον κάνει να λειτουργεί στην περιοχή της ασυνεχούς αγωγής (Discontinuous Conduction Mode, DCM) Αρχές λειτουργίας του συμβατικού αντιστροφέα Flyback Η βασική αρχή λειτουργίας του αντιστροφέα Flyback στηρίζεται στην κατάλληλη διαμόρφωση μιας πηγής ρεύματος ώστε κάθε στιγμή να παράγεται στην έξοδο εναλλασσόμενο ημιτονοειδές ρεύμα, ίδιας συχνότητας και συμφασικό με την τάση του δικτύου. Μαθηματικά οι απαιτήσεις αυτές συνοψίζονται στις ακόλουθες εξισώσεις: i AC (t)=g u AC (t) (2.6) u AC (t)=v AC,p sinωt (2.7) όπου, iac(t) είναι η χρονική συνάρτηση του ρεύματος εξόδου, g η αγωγιμότητα του αντιστροφέα όπως φαίνεται από την μεριά του δικτύου, uac(t) η χρονική συνάρτηση της τάσης του δικτύου και VAC,p η μέγιστη τιμή της τάσης του δικτύου [10]. Το κυκλωματικό διάγραμμα του αντιστροφέα παρουσιάζεται στο Σχήμα 2.9. Σχήμα 2.9: Κυκλωματικό διάγραμμα του αντιστροφέα Flyback [10]. Για να πετύχουμε μεταφορά πραγματικής ισχύος από την μεριά της γεννήτριας συνεχούς ρεύματος προς τη μεριά του ηλεκτρικού δικτύου, θα πρέπει να παράγεται στην έξοδο του 39

40 αντιστροφέα ημιτονοειδές ρεύμα συχνότητας 50Hz και συμφασικό με την τάση του δικτύου. Αυτό επιτυγχάνεται με την εφαρμογή κατάλληλης τεχνικής ελέγχου στον ημιαγωγικό διακόπτη S1 του πρωτεύοντος τυλίγματος του μετασχηματιστή και με την χρησιμοποίηση δύο όμοιων δευτερευόντων τυλιγμάτων. Έτσι, ελέγχοντας τα χρονικά διαστήματα αγωγής των διακοπτών S2 και S3, βάσει της πολικότητας της τάσης του ηλεκτρικού δικτύου, τα δύο δευτερεύοντα τυλίγματα άγουν συμπληρωματικά και συγκεκριμένα για χρονικό διάστημα μισής περιόδου του δικτύου το καθένα. Με βάση τα προηγούμενα, το ισοδύναμο κύκλωμα του αντιστροφέα σε κάθε ημιπερίοδο της τάσης του δικτύου διαμορφώνεται όπως φαίνεται στο Σχήμα 2.10 με τον αντιστροφέα να συμπεριφέρεται σαν ένα κλασικός μετατροπέας συνεχούς τάσης σε συνεχή (DC-DC) τύπου Flyback, αλλά με μεταβλητή τάση στην έξοδο. Σχήμα 2.10: Ισοδύναμο κύκλωμα του μετατροπέα για κάθε ημιπεριόδο του δικτύου [10] Λειτουργία του συμβατικού αντιστροφέα Flyback στην περιοχή της ασυνεχούς αγωγής Στην περιοχή της ασυνεχούς αγωγής, ο μετασχηματιστής εκφορτίζεται πλήρως πριν την συμπλήρωση μιας διακοπτικής περιόδου. Για να μπορέσουμε να παράγουμε ημιτονοειδές ρεύμα στην έξοδο του αντιστροφέα, εφαρμόζουμε μια τεχνική ελέγχου, η οποία εξαναγκάζει τις μέγιστες τιμές του διακοπτικού ρεύματος εισόδου, σε κάθε διακόπτικό κύκλο, να διαμορφώνονται σύμφωνα με την ημιτονοειδή τάση του δικτύου. Στο Σχήμα 2.11 αναπαρίσταται η κυματομορφή του ρεύματος που διαρρέει τον μετασχηματιστή, με τις τιμές των δευτερευόντων τυλιγμάτων να έχουν αναχθεί στην πλευρά της DC γεννήτριας [10]. 40

41 Σχήμα 2.11: Κυματομορφή του ρεύματος που διαρρέει τον μετασχηματιστή (οι τιμές των δευτερευόντων τυλιγμάτων έχουν αναχθεί στην πλευρά της DC γεννήτριας) [10]. Σχήμα 2.12: Ισοδύναμο κύκλωμα του μετατροπέα για το χρονικό διάστημα t on [10]. Στο χρονικό διάστημα ton, που ο ημιαγωγικός διακόπτης S1 βρίσκεται σε αγωγή, το ρεύμα του μετασχηματιστή ρέει μέσω του πρωτεύοντος τυλίγματος όπως φαίνεται στο Σχήμα 2.12, ενώ το δίκτυο παίρνει την απαραίτητη ισχύ από τον πυκνωτή Cf. Κατά το χρονικό διάστημα toff, που ο διακόπτης S1 δεν άγει, το ρεύμα ρέει μέσω του ενεργού δευτερεύοντος τυλίγματος (Σχήμα 2.13) δίνοντας ισχύ στο δίκτυο και φορτίζοντας παράλληλα τον πυκνωτή Cf. Επιπρόσθετα, στα Σχήματα 2.12 και 2.13 φαίνονται και οι καταστάσεις των ημιαγωγικών 41

42 στοιχείων του ανενεργού δεύτερου δευτερεύοντος τυλίγματος (αυτό στο οποίο ο ελεγχόμενος διακόπτης είναι σε κατάσταση αποκοπής). Σχήμα 2.13: Ισοδύναμο κύκλωμα του μετατροπέα για το χρονικό διάστημα t off [10]. Κατά το χρονικό διάστημα αγωγής του διακόπτη S1 (διάστημα ton), το ρεύμα που διαρρέει το πρωτεύον τύλιγμα του μετασχηματιστή μπορεί να υπολογιστεί ως εξής. V DC =L 1 di dc d t (2.8) όπου VDC είναι η τάση εισόδου του αντιστροφέα και L1 η αυτεπαγωγιμότητα του πρωτεύοντος τυλίγματος του μετασχηματιστή. Επομένως, η μέγιστη τιμή του ρεύματος σε κάθε διακοπτικό κύκλο θα είναι: i dc,p (t)= V DC L 1 t on (t) (2.9) Με λόγο κατάτμησης δ=ton/ts έχουμε ότι i dc,p (t)= V DC f s L 1 δ(t) (2.10) όπου fs είναι η διακοπτική συχνότητα λειτουργίας του αντιστροφέα. Γνωρίζοντας ότι το ρεύμα που διαρρέει το μετασχηματιστή πρέπει να έχει ημιτονοειδή μορφή μπορούμε να γράψουμε ότι: 42

43 i dc,p (t)=i dc,p sinωt, ωt [o,π] (2.11) όπου Idc,p=(VDC ton,p)/l1 είναι η μέγιστη τιμή του ρεύματος που διαρρέει το πρωτεύον τύλιγμα του μετασχηματιστή και ton,p η τιμή του χρονικού διαστήματος αγωγής του S1 που εμφανίζεται η τιμή αυτή. Επομένως, καταλήγουμε ότι ο λόγος κατάτμησης θα έχει την ακόλουθη μορφή: δ(t)=δ p sinωt (2.12) όπου δp είναι η μέγιστη τιμή του λόγου κατάτμησης τη χρονική στιγμή ωt=π/2. Επειδή βρισκόμαστε στην περιοχή ασυνεχούς αγωγής, οι ημιαγωγικοί διακόπτες S2 και S3 ανάβουν και σβήνουν πάντα υπό μηδενικό ρεύμα, με αποτέλεσμα να έχουμε μηδενικές διακοπτικές απώλειες σε αυτά τα στοιχεία. Σχήμα 2.14: Χονδρικό διάγραμμα ελέγχου των ημιαγωγικών διακοπτών S1, S2, S3 για την περίπτωση της ασυνεχούς αγωγής [10]. Το διάγραμμα ελέγχου για τη λειτουργία του μετατροπέα στην περιοχή της ασυνεχούς αγωγής, είναι ένας απλός βρόχος PWM (Pulse Width Modulation - Διαμόρφωση του εύρους των παλμών) σταθερής διακοπτικής συχνότητας, όπως φαίνεται στο Σχήμα Στο ίδιο 43

44 σχήμα παρουσιάζονται και τα σήματα ελέγχου των ημιαγωγικών διακοπτών των δευτερευόντων τυλιγμάτων. 2.3 Ο αντιστροφέας Flyback με μετάβαση του ημιαγωγικού διακόπτη εισόδου υπό μηδενική τάση (Zero-Voltage Transition, ZVT) O μετατροπέας τύπου Flyback αντιμετωπίζει ιδιαίτερα προβλήματα υπερτάσεων, κυρίως στον ημιαγωγικό διακόπτη εισόδου. Η αιτία των υπερτάσεων αυτών είναι, κατά κύριο λόγο, η σκέδαση του πρωτεύοντος Lσ1 και του δευτερεύοντος Lσ2 τυλίγματος του μετασχηματιστή. Μελετώντας το κύκλωμα με την παρουσία των παρασιτικών στοιχείων, παρατηρούμε πως η σκέδαση στο πρωτεύον φορτίζεται συγχρόνως με την κύρια επαγωγή L1 κατά τη διάρκεια του χρόνου αγωγής του τρανζίστορ. Όταν όμως το τρανζίστορ οδηγείται στην αποκοπή, η κύρια επαγωγή εκφορτίζεται πλήρως (ασυνεχή αγωγή) στο φορτίο μέσω του δευτερεύοντος τυλίγματος του μετασχηματιστή και της διόδου. Αντίθετα, η σκέδαση του πρωτεύοντος δεν βρίσκει κάποιο δρόμο εκφόρτισης. Έτσι, δημιουργείται ένας κλάδος ταλάντωσης αποτελούμενος από τη σκέδαση του πρωτεύοντος και την παρασιτική χωρητικότητα του τρανζίστορ CDS. Ο κλάδος αυτός οδηγεί την τάση του τρανζίστορ σε ταλάντωση, αποκτώντας έτσι τιμές πέραν της ιδανικά αναμενόμενης. Αποτέλεσμα αυτού είναι η πιθανή καταστροφή του τρανζίστορ λόγω υπέρτασης, αλλά και η έναυση του ημιαγωγικού διακόπτη εισόδου υπό τάση με αποτέλεσμα την εμφάνιση μεγαλύτερων διακοπτικών απωλειών. Έτσι, έχουν προταθεί διάφορα κυκλώματα απόσβεσης των υπερτάσεων για το μετατροπέα αυτό, τα οποία μπορούν να καταταχθούν σε δύο μεγάλες κατηγορίες: Στα κυκλώματα απόσβεσης με απώλειες Στα κυκλώματα απόσβεσης χωρίς απώλειες. Τα κυκλώματα απόσβεσης με απώλειες περιορίζουν την υπέρταση στο τρανζίστορ οδηγώντας την ενέργεια της σκέδασης σε μία αντίσταση. Πρόκειται για ιδιαίτερα απλές τοπολογίες, οι οποίες όμως επιβαρύνουν τις συνολικές απώλειες του κυκλώματος και γι αυτό είναι εφαρμόσιμες σε χαμηλή γενικά ισχύ. Αντίθετα τα κυκλώματα απόσβεσης χωρίς απώλειες είναι πιο σύνθετες διατάξεις οι οποίες δεν καταναλώνουν την ενέργεια της σκέδασης, αλλά την οδηγούν είτε στο φορτίο είτε την επιστρέφουν στο δίκτυο. Επομένως, τα κυκλώματα αυτά έχουν περιορισμένες σχετικά απώλειες, με αποτέλεσμα να είναι κατάλληλα για μεγαλύτερη ισχύ λειτουργίας [11]. 44

45 Στην παρούσα διπλωματική εργασία θα μελετήσουμε ένα κύκλωμα απόσβεσης χωρίς απώλειες που επιστρέφει την ενέργεια σκέδασης στο δίκτυο Ο Αντιστροφέας Flyback με ZVT Με σκοπό τη μείωση των διακοπτικών απωλειών και επομένως και την βελτίωση του βαθμού απόδοσης του αντιστροφέα, αλλά και την αντιμετώπιση των υπερτάσεων του ημιαγωγικού διακόπτη εισόδου, εφαρμόσθηκε μια τεχνική μετάβασης του υπό μηδενική τάση [12]. Αυτό επετεύχθη με τη χρήση ενός ενεργού snubber παράλληλα στον διακόπτη S1 (βοηθητικός διακόπτης Sa και πυκνωτής Cr), όπως φαίνεται στο Σχήμα Σχήμα 2.15: Ο αντιστροφέας Flyback με το ZVT κύκλωμα [12]. Η λειτουργία του συγκεκριμένου κυκλώματος μπορεί να χωριστεί σε πέντε στάδια, καθένα από τα οποία θα αναλυθεί ξεχωριστά. Στάδιο 1 (t0-t1): Τη χρονική στιγμή t0 ο ημιαγωγικός διακόπτης S1 (Σχήμα 2.16) ανάβει υπό μηδενική τάση (λόγω του σταδίου 4). Το ρεύμα ρέει μέσα από το πρωτεύον τύλιγμα του μετασχηματιστή και το διακόπτη S1. Τη χρονική στιγμή t1 το ρεύμα που ρέει στο πρωτεύον φτάνει την μέγιστη τιμή του Ip. Σε αυτό το χρονικό διάστημα, η τάση στα άκρα του 45

46 ημιαγωγικού διακόπτη S1 είναι 0V (αφού άγει), δεν ρέει ρεύμα στο snubber αλλά ούτε και στο ενεργό δευτερεύον τύλιγμα, ενώ το φορτίο παίρνει ισχύ από τον πυκνωτή εξόδου Cf. Σχήμα 2.16: Στάδιο 1 [12]. Στάδιο 2 (t1-t2): Την χρονική στιγμή t1 ο ημιαγωγικός διακόπτης S1 σβήνει (Σχήμα 2.17). Το ρεύμα που έρρεε στο πρωτεύον τύλιγμα του μετασχηματιστή L1 αρχίζει να ρέει μέσα από τον πυκνωτή Cr και την αντιπαράλληλη δίοδο του ημιαγωγικού διακόπτη Sα, Dα. Ταυτόχρονα, αρχίζει να ρέει ρεύμα στο δευτερεύον τύλιγμα του μετασχηματιστή L2, μέσω της διόδου D1 και του διακόπτη S2. Ταυτόχρονα φορτίζει και ο παρασιτικός πυκνωτής CDS του διακόπτη S1. Σε αυτό το χρονικό διάστημα, το ρεύμα του πυκνωτή Cr, ICr μηδενίζεται πρώτο, ενώ το ρεύμα στο δευτερεύον τύλιγμα L2 μηδενίζεται αργότερα, καθώς είμαστε στην περιοχή ασυνεχούς αγωγής. Επίσης, κάποια στιγμή ανάμεσα στο t1 και στο t2 δίνουμε παλμό έναυσης στον ημιαγωγικό διακόπτη Sα. Τη χρονική στιγμή t2 η τάση στα άκρα του διακόπτη S1 έχει πάρει την μέγιστη τιμή της. 46

47 Σχήμα 2.17: Στάδιο 2 [12]. Στάδιο 3 (t2-t3): Όταν το ρεύμα που ρέει μέσα από τον πυκνωτή Cr μηδενιστεί (Σχήμα.18), υπάρχει μόνο το ρεύμα του δευτερεύοντος τυλίγματος L2 που ρέει μέσα από την δίοδο D1 και τον διακόπτη S2. Η τάση στα άκρα του διακόπτη S1 έχει ακόμα την μέγιστη τιμή της. Σχήμα 2.18: Στάδιο 3 [12]. Στάδιο 4 (t3-t4): Το ρεύμα μέσα από τον πυκνωτή Cr και το τύλιγμα L1 ρέει ανάποδα προς την πηγή με τον βοηθητικό διακόπτη Sα να έχει τεθεί σε αγωγή κάποια στιγμή στο στάδιο 2 (Σχήμα 2.19). Η ύπαρξη αυτού του ανάποδου ρεύματος μας επιτρέπει να λειτουργήσουμε τον αντιστροφέα μας μόνο σε ασυνεχή αγωγή (DCM). Ο βοηθητικός διακόπτης Sα τίθεται σε αγωγή υπό συνθήκες μηδενικής τάσης καθώς η δίοδος Dα άγει. 47

48 Σχήμα 2.19: Στάδιο 4 [12]. Στάδιο 5 (t4-t5): Τη χρονική στιγμή t4 ο βοηθητικός διακόπτης Sα σβήνει και το ρεύμα μαγνήτισης αρχίζει να ρέει μέσα από τον πυκνωτή CDS (η αντιπαράλληλη δίοδος του ημιαγωγικού διακόπτη S1 είναι ανάστροφα πολωμένη από το στάδιο 2 και δεν άγει) οδηγώντας την τάση στα άκρα του προς το μηδέν (Σήμα 2.20). Έτσι δημιουργούνται συνθήκες μετάβασης υπό μηδενική τάση για την έναυση του ημιαγωγικού διακόπτη S1 στο στάδιο 1. 48

49 Σχήμα 2.20: Στάδιο 5 [12]. Στο Σχήμα 2.21 βλέπουμε τις τυπικές κυματομορφές ενός διακοπτικού κύκλου λειτουργίας του αντιστροφέα. Συγκεκριμένα, βλέπουμε την τάση που πέφτει στα άκρα του κύριου ημιαγωγικού διακόπτη VS1 και το ρεύμα IS1 που το διαρρέει, το ρεύμα Icr που διαρρέει τον πυκνωτή του snubber, το ρεύμα της διόδου του ενεργού δευτερεύοντος τυλίγματος και του παλμού στις πύλες των διακοπτών S1 και Sα. Παρατηρούμε ότι τη στιγμή που δίνουμε παλμό έναυσης στον κύριο ημιαγωγικό διακόπτη S1, η τάση στα άκρα του είναι μηδέν, εξού και η ονομασία Zero Voltage Trasition που αποδίδεται στο κύκλωμα που μελετάμε. Σχήμα 2.21: Τυπικές κυματομορφές ενός διακοπτικού κύκλου, που δείχνουν την αρχή λειτουργίας του αντιστροφέα Flyback με Zero Voltage Transition [12]. 49

50 50

51 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 3 ΠΡΟΣΟΜΟΙΩΣΕΙΣ 3.1 Εισαγωγή-Προγράμματα προσομοιώσεων Στο κεφάλαιο αυτό θα παρουσιαστούν οι προσομοιώσεις που έγιναν για τον αντιστροφέα τύπου Flyback με κύκλωμα για zero voltage transition, καθώς και οι παρατηρήσεις στα αποτελέσματα αυτά. Μέσω των προσομοιώσεων έγινε επιβεβαίωση της θεωρητικής ανάλυσης του αντιστροφέα, ενώ το λογισμικό προσομοίωσης που προτιμήθηκε είναι το PSpice/Orcad, λόγω της έμφασης που δίνει στην απόδοση και στη μελέτη των απωλειών. Το βασικότερο πλεονέκτημα για το οποίο επιλέχθηκε το λογισμικό PSpice και όχι κάποιο άλλο πρόγραμμα προσομοίωσης είναι η δυνατότητα που δίνει για τον υπολογισμό των απωλειών κάθε στοιχείου ξεχωριστά, αλλά και των συνολικών απωλειών και επομένως του βαθμού απόδοσης του αντιστροφέα. Σημαντικό ρόλο έπαιξε επίσης η δυνατότητα χρήσης μη ιδανικών στοιχείων στο κύκλωμα. Οι προσομοιώσεις έγιναν με μη ιδανικά στοιχεία, η επιλογή των οποίων βασίστηκε στα διαθέσιμα που υπήρχαν στις διάφορες διαδικτυακές σελίδες των εταιρειών κατασκευής ημιαγωγικών στοιχείων. Οι προσομοιώσεις έγιναν με το μετατροπέα να έχει ως έξοδο ωμικό φορτίο. Ελέγχθηκε επίσης η λειτουργία του συνδέοντας τον στο δίκτυο, αλλά τα αποτελέσματα δεν ήταν ικανοποιητικά, επειδή, για λόγους απλότητας, η παλμοδότηση που εφαρμόστηκε στους ημιαγωγικούς διακόπτες δεν ήταν ακριβής καθώς η μελέτη της ορθής παλμοδότησης ξεφεύγει από τα πλαίσια αυτής της διπλωματικής εργασίας. Έτσι, η παλμοδότηση που χρησιμοποιήθηκε βασίστηκε σε δοκιμές Προδιαγραφές λειτουργίας και επιλογή μεγεθών Οι προδιαγραφές που τέθηκαν για τον αντιστροφέα ρεύματος Flyback, σύμφωνα με τις οποίες έγιναν οι προσομοιώσεις, είναι οι εξής: Η τάση εισόδου του αντιστροφέα είναι Vin=50V. Η ονομαστική ισχύς λειτουργίας του αντιστροφέα είναι 100W. Η διακοπτική συχνότητα λειτουργίας του αντιστροφέα είναι τα 50kHz. Ο λόγος μετασχηματισμού που επιλέχθηκε είναι n=3.69 (L1=25μH/L2=340μH). 51

52 Ο μέγιστος λόγος κατάτμησης που επιλέχθηκε είναι δmax=0.5. Η τάση εξόδου του αντιστροφέα είναι Vrms=230V και η συχνότητα 50Hz. Στη συνέχεια, ακολουθούν τα αποτελέσματα των προσομοιώσεων που έγιναν για διάφορες ισχείς λειτουργίας. Συγκεκριμένα πραγματοποήθηκαν δοκιμές στα 100W, στα 70W και στα 30W. Αυτό έγινε για να επιβεβαιωθεί η αναμενόμενη λειτουργία του αντιστροφέα για διάφορα επίπεδα ισχύος. Επίσης, πραγματοποιήθηκαν δοκιμές χωρίς την ύπαρξη σκέδασης αλλά και με την ύπαρξη ενός πηνίου σκέδασης, με σκοπό να δώσουμε περισσότερη έμφαση στην λειτουργία zero voltage transition, παρά στην αντιμετώπιση των προβλημάτων που δημιουργεί η σκέδαση στο κύκλωμα μας. 3.2 Προσομοίωση-Αποτελέσματα για διάφορες ισχύς λειτουργίας Αποτελέσματα προσομοίωσης με πραγματικά στοιχεία για ισχύ εξόδου 100W χωρίς πηνίο σκέδασης Στο Σχήμα 3.1 απεικονίζεται το κύκλωμα που χρησιμοποιήθηκε για τις προσομοιώσεις. Η επιλογή να μην έχουμε σκέδαση στο κύκλωμα που προσομοιώνουμε έγινε για να δώσουμε έμφαση στην zero voltage transition λειτουργία του κυκλώματος μας. Ο βαθμός απόδοσης του αντιστροφέα για αυτή την ισχύ λειτουργίας μετρήθηκε ίσος με η=93.5%. Σχήμα 3.1: Τοπολογία του Flyback αντιστροφέα στο Spice. 52

53 Στο Σχήμα 3.2 φαίνεται το κύκλωμα παλμοδότησης των διακοπτών S1 και Sα που χρησιμοποιήθηκε λόγω της απλότητας του. Πρακτικά είναι ένας SPWM παλμός που παράγεται από τη σύγκριση μιας τριγωνικής κυματομορφής συχνότητας 50kHz με ένα ημίτονο συχνότητας 50Hz και οδηγεί το διακόπτη S1 (Σχήμα 3.3, κόκκινο χρώμα). Ο δεύτερος SPWM παλμός παράγεται με τον ίδιο τρόπο, αλλά το τρίγωνο έχει μικρότερη διάρκεια αγωγής και ίδια περίοδο με το προηγούμενο (το πετυχαίνουμε μέσω του tr και του tf). Έτσι, αντιστρέφοντας το δεύτερο παλμό έχουμε έναν παλμό που ξεκινάει μετά το τέλος και τελειώνει πριν ξαναγίνει θετικός ο πρώτος (Σχήμα 3.3, μάυρο χρώμα). Ο μέγιστος λόγος κατάτμησης είναι ίσος με Vsin/Vtri=0.5. Ο παλμοί που οδηγούν τους διακόπτες S1 και Sα φαίνονται στο Σχήμα 3.3. Σχήμα 3.2: Κύκλωμα παλμοδότησης των διακοπτών S1 και Sα. Σχήμα 3.3: Παλμοί οδήγησης του Sα (μαύρο) και του S1 (κόκκινο). 53

54 Στο Σχήμα 3.4 φαίνεται το ρεύμα εξόδου, πριν και μετά το φίλτρο εξόδου και η τάση εξόδου του αντιστροφέα. Βλέπουμε λοιπόν ότι πράγματι ο αντιστροφέας βγάζει στην έξοδο του εναλλασσόμενο ρεύμα συχνότητας 50Hz. Η ανωμαλία που παρατηρείται στην κυματομορφή κατά την αλλαγή πολικότητας οφείλεται στη μικρή καθυστέρηση έναυσης που έχουν οι παλμοί S2 και S3, για την αποφυγή βραχυκυκλώματος ανάμεσα στα δύο δευτερεύοντα τυλίγματα και πιθανόν στον πυκνωτή του φίλτρου εξόδου, ο οποίος χρειάζεται κάποιο χρόνο για την φόρτιση και την εκφόρτιση του με αντίθετη πολικότητα. Σχήμα 3.4: Ρεύμα εξόδου πριν το φίλτρο (πάνω), ρεύμα εξόδου μετά το φίλτρο (μεσαίο) και τάση εξόδου του αντιστροφέα (κάτω). Στο Σχήμα 3.5 φαίνεται η τάση πάνω στον ημιαγωγικό διακόπτη S1, το ρεύμα που τον διαρρέει, καθώς και το ρεύμα που ρέει στο ενεργό δευτερεύον τύλιγμα του μετασχηματιστή μέσω της διόδου D1. Στο σχήμα αυτό επιβεβαιώνεται η ZVT λειτουργία του αντιστροφέα καθώς πράγματι, όταν ο διακόπτης S1 τίθεται σε αγωγή (η τιμή του ρεύματος γίνεται από αρνητική, θετική), η τάση στα άκρα του έχει μηδενιστεί. Η απότομη μεταβολή που παρατηρούμε στο ρεύμα της διόδου, συμβαίνει την στιγμή που δίνουμε παλμό έναυσης στον βοηθητικό διακόπτη Sα αλλά η αιτία της δεν μπόρεσε να διευκρινιστεί γιατί δεν μελετήθηκε εις βάθος η ορθή παλμοδότηση του διακόπτη Sα. 54

55 Σχήμα 3.5: Τάση στα άκρα του διακόπτη S1 (πάνω), ρεύμα που ρέει μέσα από τον διακόπτη S1 (μεσαίο) και ρεύμα που διαρρέει την δίοδο D1 (κάτω). Σχήμα 3.6: Ρεύμα πυκνωτή Cr (πάνω), ρεύμα διακόπτη S1 (μεσαίο) και ρεύμα διόδου D1 (κάτω). Στο Σχήμα 3.6 βλέπουμε το ρεύμα που διαρρέει τον πυκνωτή Cr σε σχέση με τα ρεύματα του διακόπτη S1 και της διόδου D1. Παρατηρούμε ότι το ρεύμα του δεν είναι γραμμικό από την αρχή όπως περιμέναμε από την θεωρητική ανάλυση, αλλά από στην αρχή το ρεύμα του 55

56 μειώνεται απότομα και μετά πιο σιγά. Αυτό πιθανότατα οφείλεται στο πηνίο του μετασχηματιστή που δεν επιτρέπει απότομη μεταβολή του ρεύματος που το διαρρέει. Επίσης, τα διάφορα spike ρεύματος λίγο πριν μηδενιστεί το ρεύμα του πυκνωτή Cr συμβαίνουν την στιγμή που δίνουμε παλμό έναυσης στον διακόπτη Sα και οφείλονται στο γεγονός ότι ο παλμός αυτός δεν είναι ακριβής. Τέλος, παρουσιάζεται η ανάλυση Fourier της τάσης εξόδου του αντιστροφέα. Στο Σχήμα 3.7 φαίνονται οι ανώτερες αρμονικές που υπάρχουν σε πολλαπλάσια της διακοπτικής συχνότητας αλλά και πλήθος ανώτερων αρμονικών που οφείλονται στην πρακτική παλμοδότηση του Sα. Σχήμα 3.7: Ανάλυση Fourier της τάσης εξόδου του αντιστροφέα ρεύματος Flyback Αποτελέσματα της προσομοίωσης με πραγματικά στοιχεία για ισχύ εξόδου 100W με πηνίο σκέδασης Στο παρακάτω κύκλωμα χρησιμοποιήθηκε πηνίο σκέδασης ίσο με 2.2μΗ (όπως μετρήθηκε στο μετασχηματιστή που κατασκευάσαμε) σε σειρά με το πηνίο του πρωτεύοντος στον μετασχηματιστή. Όταν άγει ο διακόιπτης S1, η επαγωγή του πρωτεύοντος μαγνητίζεται, δηλαδή η κύρια επαγωγή και η σκέδαση του πρωτεύοντος αποθηκεύουν ενέργεια. Το δευτερεύον τύλιγμα δεν άγει με αποτέλεσμα να υπάρχει μηδενική ζεύξη μεταξύ πρωτεύοντος και δευτερεύοντος, δηλαδή κατά την περίοδο αγωγής του τρανζίστορ συμμετέχει μόνο η 56

57 σκέδαση του πρωτεύοντος. Και επειδή η σκέδαση του δευτερεύοντος είναι αμελητέα ποσότητα σε σχέση με την σκέδαση του πρωτεύοντος, η σκέδαση όλου του κυκλώματος μοντελοποιήθηκε στο πρωτεύον. Η παλμοδότηση παρέμεινε η ίδια, ενώ ο βαθμός απόδοσης του μετατροπέας έγινε ίσος με n=92.3%. Σχήμα 3.8: Τοπολογία του Flyback αντιστροφέα με πηνίο σκέδασης στο Spice. Στα παρακάτω σχήματα βλέπουμε τις προηγούμενες κυματομορφές και την επίδραση που έχει σε αυτές η παρουσία της σκέδασης στο κύκλωμα που μελετάται. Σχήμα 3.9: Ρεύμα εξόδου πριν το φίλτρο (πάνω), ρεύμα εξόδου μετά το φίλτρο (μεσαίο) και τάση εξόδου του αντιστροφέα (κάτω). 57

58 Στο Σχήμα 3.9 βλέπουμε το ρεύμα εξόδου του αντιστροφέα πριν και μετά το φίλτρο εξόδου και την τάση εξόδου στο ωμικό φορτίο. Παρατηρούμε ότι δεν υπάρχουν σοβαρές αλλαγές στις κυματομορφές κι αυτό οφείλεται στο πολύ μεγάλο πηνίο του φίλτρου εξόδου. Σχήμα 3.10: Τάση στα άκρα του διακόπτη S1 (πάνω), ρεύμα που ρέει μέσα από τον διακόπτη S1 (μεσαίο) και ρεύμα που διαρρέει την δίοδο D1 (κάτω). Στο Σχήμα 3.10 φαίνονται η τάση στα άκρα του διακόπτη S1, το ρεύμα που τον διαρρέει και το ρεύμα της διόδου στο ενεργό δευτερεύον τύλιγμα. Οι ανωμαλίες που παρατηρούμε στις κυματομορφές αυτές οφείλονται στο πηνίο σκέδασης που προσθέσαμε στο κύκλωμα και συμβαίνουν τη χρονική στιγμή που δίνουμε παλμό έναυσης στον διακόπτη Sα. Για λόγους όμως, που έχουν αναφερθεί, δεν μπορέσαμε να διευκρινίσουμε την αιτία τους. Μια πιθανή εξήγηση είναι να υπάρχει κάποια ταλάντωση μεταξύ του πηνίου σκέδασης και του πυκνωτή του snubber. Στο Σχήμα 3.11 βλέπουμε το ρεύμα που διαρρέει τον πυκνωτή Cr, τον διακόπτη S1 και την δίοδο D1. Και πάλι παρατηρούμε την ύπαρξη των ταλαντώσεων την στιγμή που δίνουμε παλμό έναυσης στον διακόπτη Sα. Στο Σχήμα 3.12 φαίνεται η ανάλυση Fourier της τάσης εξόδου του αντιστροφέα. Εμφανές είναι το πιο έντονο αρμονικό περιεχόμενο, κυρίως στις χαμηλές συχνότητες, λόγω της ύπαρξης του πηνίου σκέδασης. 58

59 Σχήμα 3.11: Ρεύμα πυκνωτή Cr (πάνω), ρεύμα διακόπτη S1 (μεσαίο) και ρεύμα διόδου D1 (κάτω). Σχήμα 3.12: Ανάλυση Fourier της τάσης εξόδου του Flyback αντιστροφέα. Όπως εύκολα παρατηρεί κάποιος ποιοτικά οι κυματομορφές παραμένουν σχεδόν ίδιες, με μόνη διαφορά την ύπαρξη μικροταλαντώσεων που εμφανίζονται στην τάση και στο ρεύμα και οφείλονται στην ύπαρξη του πηνίου σκέδασης Αποτελέσματα της προσομοίωσης με πραγματικά στοιχεία για ισχύ εξόδου 70W Για να έχουμε ισχύ εξόδου 70W η αντίσταση εξόδου έγινε ίση με Ro=755Ω και ο λόγος κατάτμησης μειώθηκε σε δ=0,48 για να έχουμε τάση εξόδου ίση με Vrms=230V. Στα σχήματα που ακολουθούν φαίνεται ότι ο αντιστροφέας εξακολουθεί να δουλεύει όπως και πριν, ενώ 59

60 παρατηρείται μόνο μια μικρή αλλοίωση του ρεύματος εξόδου. Ο βαθμός απόδοσης του μετατροπέα μειώθηκε σε 90.7%. Στο Σχήμα 3.13 φαίνεται το ρεύμα εξόδου του αντιστροφέα, πριν και μετά το φίλτρο εξόδου και η τάση εξόδου στο ωμικό φορτίο. Και πάλι, λόγω του μεγάλου πηνίου στο φίλτρο εξόδου, δεν υπάρχουν αξιοσημείωτες διαφορές με τα αποτελέσματα σε ονομαστοκή ισχύ λειτουργίας. Σχήμα 3.13: Ρεύμα εξόδου πριν το φίλτρο (πάνω), ρεύμα εξόδου μετά το φίλτρο (μεσαίο) και τάση εξόδου του αντιστροφέα (κάτω). Στο Σχήμα 3.14 βλέπουμε την τάσης και το ρεύμα του διακόπτη S1 και το ρεύμα της διόδου D1. Ποιοτικά οι κυματομορφές είναι ίδιες με πριν αλλά οι ταλαντώσεις που εμφανίστηκαν λόγω του πηνίου σκέδασης είναι λίγοτερο έντονες. Σχήμα 3.14: Τάση στα άκρα του διακόπτη S1 (πάνω), ρεύμα που ρέει μέσα από τον διακόπτη S1 (μεσαίο) και ρεύμα που διαρρέει την δίοδο D1 (κάτω). 60

61 Στο Σχήμα 3.15 βλέπουμε το ρεύμα του πυκνωτή Cr, του διακόπτη S1 και της διόδου D1. Μοναδική παρατήρηση είναι μικρότερη επίδραση του πηνίου σκέδασης στις κυματομορφές αυτές. Σχήμα 3.15: Ρεύμα πυκνωτή Cr (πάνω), ρεύμα διακόπτη S1 (μεσαίο) και ρεύμα διόδου D1 (κάτω). Σχήμα 3.16: Ανάλυση Fourier της τάσης εξόδου του αντιστροφέα ρεύματος Flyback. Στο Σχήμα 3.16 απεικονίζεται η ανάλυση Fourier της τάσης εξόδου του αντιστροφέα. Είναι εμφανές το πιο έντονο αρμονικό περιεχόμενο σε σχέση με πριν. Μια γρήγορη παρατήρηση που μπορούμε να κάνουμε είναι ότι όσο απομακρυνόμαστε από την ονομαστική ισχύ λειτουργία του αντιστροφέα, το αρμονικό περιεχόμενο του ρεύματος εξόδου μεγαλώνει επειδή το ρεύμα εξόδου ξεφεύγει όλο και περισσότερο από την ημιτονοειδή μορφή. 61

62 3.2.4 Αποτελέσματα της προσομοίωσης με πραγματικά στοιχεία για ισχύ εξόδου 30W Για να έχουμε ισχύ εξόδου 30W η αντίσταση εξόδου έγινε ίση με Ro=1765Ω και ο λόγος κατάτμησης μειώθηκε σε δ=0,45 για να έχουμε τάση εξόδου με Vrms=230V. Στα σχήματα που ακολουθούν φαίνεται ότι ο αντιστροφέας εξακολουθεί να δουλεύει όπως και πριν ενώ παρατηρείται μόνο μια μεγαλύτερη αλλοίωση του ρεύμα τος εξόδου και στον βαθμό απόδοσης του μετατροπέα που μειώθηκε σε 84.9%. Στο Σχήμα 3.17 βλέπουμε το ρεύμα εξόδου, πριν και μετά το φίλτρο εξόδου και την τάση εξόδου του αντιστροφέα. Εμφανής είναι η αλλοίωση της κυματομορφής του ρεύματος και της τάσης, η οποία τείνει προς την τετραγωνική μορφή. Αυτό είναι ένδειξη ότι πλησιάζουμε το όριο συνεχούς και ασυνεχούς αγωγής. Σχήμα 3.17: Ρεύμα εξόδου πριν το φίλτρο (πάνω), ρεύμα εξόδου μετά το φίλτρο (μεσαίο) και τάση εξόδου του αντιστροφέα (κάτω). Στο Σχήμα 3.18 φαίνονται η τάση και το ρεύμα του διακόπτη S1 και το ρεύμα της διόδου D1. Παρατηρούμε ότι οι ταλαντώσεις που οφείλονταν στο πηνίο σκέδασης δεν υπάρχουν πλέον ή δεν είναι ορατές, πιθανόν επειδή το ρεύμα που τραβάει πλέον ο αντιστροφέας είναι μικρό. 62

63 Σχήμα 3.18: Τάση στα άκρα του διακόπτη S1 (πάνω), ρεύμα που ρέει μέσα από τον διακόπτη S1 (μεσαίο) και ρεύμα που διαρρέει την δίοδο D1 (κάτω). Στο Σχήμα 3.19 βλέπουμε το ρεύμα του πυκνωτή Cr, του διακόπτη S1 και της διόδου D1. Και πάλι παρατηρούμε ότι δεν υπάρχουν ταλαντώσεις. Σχήμα 3.19: Ρεύμα πυκνωτή Cr (πάνω), ρεύμα διακόπτη S1 (μεσαίο) και ρεύμα διόδου D1 (κάτω). 63

64 Σχήμα 3.20: Ανάλυση Fourier της τάσης εξόδου του αντιστροφέα ρεύματος Flyback. Σρο σχήμα 3.20 απεικονίζεται η ανάλυση Fourier της τάσης εξόδου του αντιστροφέα. Και σε αυτή την περίπτωση είναι εμφανές ότι το αρμονικό περιεχόμενο του αντιστροφέα χειροτερεύει όσο απομακρυνόμαστε από την ονομαστική ισχύ λειτουργίας επειδή το ρεύμα εξόδου πλησιάζει όλο και πιο πολύ την τετραγωνική μορφή. 64

65 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 4 Μελέτη και κατασκευή του αντιστροφέα ρεύματος τοπολογίας Flyback 4.1 Γενικά Στο κεφάλαιο αυτό θα αναλυθεί, αρχικά, ο τρόπος επιλογής των διάφορων στοιχείων που απαρτίζουν το κύκλωμα του αντιστροφέα ρεύματος Flyback με ZVT και στη συνέχεια θα παρουσιαστεί ο υπολογισμός των τιμών τους, έτσι ώστε να επιτευχθεί η επιθυμητή λειτουργία του. Έπειτα, θα αναλυθεί επιγραμματικά η δομή ενός γραμμικού τροφοδοτικού. Τέλος, θα παρουσιαστεί και θα σχεδιαστεί το κύκλωμα οδήγησης και το κύκλωμα παλμοδότησης των ημιαγωγικών στοιχείων του αντιστροφέα, ενώ θα περιγραφεί ο τρόπος σχεδίασης του τυπωμένου κυκλώματος του αντιστροφέα και της πλακέτας ελέγχου, που έγινε με τη βοήθεια του προγράμματος σχεδιασμού τυπωμένων κυκλωμάτων Kickad. Ο αντιστροφέας που εξετάζεται στην παρούσα διπλωματική εργασία θα λειτουργήσει μόνο στην περιοχή ασυνεχούς αγωγής ρεύματος (DCM). Αυτό οφείλεται στην ύπαρξη του αρνητικού ρεύματος που ρέει στο κύκλωμα, το οποίο προϋποθέτει τον μηδενισμό του ρεύματος μαγνήτισης πριν συμπληρωθεί μια διακοπτική περίοδος λειτουργίας. Προκειμένου να υπολογιστούν οι κατασκευαστικές παράμετροι του αντιστροφέα, αποφασίστηκε ότι η μέγιστη ισχύς εξόδου του θα είναι 100W, η τάση εισόδου θα είναι 50V, ενώ η διακοπτική συχνότητα λειτουργίας θα είναι 50kHz. 4.2 Επιλογή των στοιχείων του αντιστροφέα Flyback Επιλογή των ελεγχόμενων ημιαγωγικών στοιχείων Για την κατασκευή του συγκεκριμένου αντιστροφέα που μελετάμε είναι απαραίτητη η χρήση τεσσάρων ημιαγωγικών στοιχείων (S1, Sα, S2, S3). Τα στοιχεία αυτά θα μπορούσαν να είναι είτε BJT τρανζίστορ, είτε MOSFET, είτε IGBT. Τελικά επιλέχθηκε να χρησιμοποιηθούν ημιαγωγικά στοιχεία τύπου MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor), λόγω των πλεονεκτημάτων που αυτά διαθέτουν, μερικά από τα οποία είναι τα εξής. Το MOSFET ισχύος είναι ένα ελεγχόμενο από τάση ημιαγωγικό στοιχείο με τρεις ακροδέκτες, την πύλη (Gate), την υποδοχή (Drain) και την πηγή (Source). Μέσω της τάσης που εφαρμόζουμε στην πύλη ελέγχεται η ροή του ρεύματος που διέρχεται μεταξύ υποδοχής και πηγής. 65

66 Το συγκεκριμένο στοιχείο είναι απλό και εύκολο στον έλεγχο του (έλεγχος τάσης), ενώ οι ταχύτητες μετάβασης του είναι ιδιαίτερα υψηλές σε σχέση με άλλα ημιαγωγικά στοιχεία. Όταν εφαρμόζεται τάση μεταξύ πύλης και πηγής το MOSFET άγει, ενώ όταν η τάση αυτή σταματήσει να υφίσταται, το MOSFET δεν άγει. Έτσι, δεν είναι απαραίτητη η ύπαρξη κυκλώματος σβέσης όπως συμβαίνει για παράδειγμα με το θυρίστορ. Τέλος, το MOSFET ισχύος μπορεί να χρησιμοποιηθεί σε εφαρμογές υψηλών διακοπτικών συχνοτήτων και λόγω της ευρείας χρήσης τους το κόστος του έχει μειωθεί πολύ. Η δομή των ημιαγωγικών αυτών στοιχείων είναι η VDMOS (Vertical Double Diffused MOS) και χρησιμοποιείται από όλους τους κατασκευαστές. Η εμπέδηση εισόδου του MOSFET ισχύος είναι υψηλή, επειδή η πύλη του στοιχείου συμπεριφέρεται ως πυκνωτής, με αποτέλεσμα η ισχύς που απαιτείται για τον έλεγχο του να είναι αρκετά χαμηλή. Επίσης, εκτός από την χωρητικότητα εισόδου που αναφέρθηκε, υπάρχουν και χωρητικότητες ανάδρασης και εξόδου, οι τιμές των οποίων δίνονται στα φυλλάδια των κατασκευαστών. Λόγω της δομής του, το ΜOSFET ισχύος έχει εσωτερικά μια ανάστροφη δίοδο μεταξύ πηγής και υποδοχής, με αποτέλεσμα να μην μπορεί να συγκρατήσει ανάστροφες τάσεις. Ωστόσο, σε μερικές διατάξεις, όπως οι αντιστροφείς, η δίοδος αυτή αποδεικνύεται επωφελής αφού μπορεί να χρησιμοποιηθεί ως αντιπαράλληλη δίοδος. Στο Σχήμα 4.1 φαίνεται η σχηματική αναπαράσταση ενός MOSFET ισχύος. Σχήμα 4.1: Σχηματική αναπαράσταση ΜOSFET ισχύος [13]. Η επιλογή ενός MOSFET ισχύος γίνεται με βάση δύο παραμέτρους. Πρώτον, σημαντική είναι η τάση αποκοπής που μπορεί να αντέξει το MOSFET μεταξύ υποδοχής και πύλης VDS, και δεύτερον εξίσου σημαντική είναι η ενεργός (RMS) τιμή του ρεύματος που διαρρέει το στοιχείο σε κατάσταση αγωγής, ρεύμα το οποίο διέρχεται μεταξύ υποδοχής και πηγής ID. 66

67 Για τη συγκεκριμένη εφαρμογή, η επιλογή των στοιχείων βασίστηκε στις τιμές των τάσεων και των ρευμάτων που μετρήθηκαν στην προσομοίωση του κυκλώματος ισχύος. Για το διακόπτη S1 μετρήθηκε τάση αποκοπής VDS1=146V και RMS ρεύμα υποδοχής ID1=5.5A, ενώ για το βοηθητικό διακόπτη Sα μετρήθηκε τάση αποκοπής VDsα=135V και RMS ρεύμα αγωγής IDα=2.17A. Έτσι, επιλέχθηκε το στοιχείο STF19NF20, τόσο στη θέση του διακόπτη S1 όσο και στη θέση του διακόπτη Sα, το οποίο αντέχει τάση αποκοπής 200V και ονομαστικό ρεύμα υποδοχής ίσο με 15Α. Το στοιχείο έπρεπε να παραγγελθεί, η επιλογή του έγινε με κριτήριο την τιμή του και επιλέχθηκε το φθηνότερο διαθέσιμο στοιχείο που πληρούσε τις προϋποθέσεις. Για τους διακόπτες S2 και S3 μετρήθηκε τάση αποκοπής VDS2,3=700V και RMS ρεύμα υποδοχής ΙD2,3=0.7A. Έτσι, επιλέχθηκε και για τους δύο διακόπτες το στοιχείο IXTH6N90A, το οποίο αντέχει τάση αποκοπής 900V και ονομαστικό ρεύμα υποδοχής ίσο με 6A. Το στοιχείο αυτό ήταν διαθέσιμο στο εργαστήριο. Τα φυλλάδια των κατασκευαστών των συγκεκριμένων στοιχείων βρίσκονται στο παράρτημα Γ Επιλογή των διόδων ισχύος Η δίοδος είναι ένα μη ελεγχόμενο διακοπτικό στοιχείο και η συμπεριφορά της εξαρτάται μόνο από την τάση που εφαρμόζεται στα άκρα της. Κατασκευάζεται συνήθως με βάση το πυρίτιο και αποτελείται από δύο ημιαγωγούς, τύπου P και N, με υψηλό ποσοστό προσμίξεων, μεταξύ των οποίων υπάρχει μια περιοχή N -, με χαμηλό ποσοστό προσμίξεων. Οι δύο αυτοί αγωγοί συνδέονται εξωτερικά με τους ακροδέκτες της διόδου, την άνοδο και την κάθοδο. Η δομή αυτή επιτρέπει αφενός μεν μεγάλες ανάστροφες τάσεις διάσπασης, αφετέρου δε τη ροή ρευμάτων υψηλής πυκνότητας. Στο Σχήμα 4.2 φαίνεται μια δίοδος ισχύος, καθώς και η τυπική χαρακτηριστική καμπύλη αυτής. Όταν η δίοδος είναι ορθά πολωμένη με μια τάση στα άκρα της, μικρότερη της τάσης κατωφλίου (Vth,VF), ένα πολύ μικρό ρεύμα διαρρέει το εσωτερικό της. Μόλις η τάση ξεπεράσει την τιμή Vth, τότε το ρεύμα αυξάνει απότομα μέχρι να αποκτήσει την επιθυμητή του τιμή. Όταν η δίοδος πολώνεται ανάστροφα, τότε ένα πολύ μικρό ρεύμα διαρροής διαρρέει το εσωτερικό της. Αν η τάση αυτή γίνει μεγαλύτερη από την τάση γονάτου VBR, τότε η δίοδος καταρρέει και το ανάστροφο ρεύμα μπορεί να πάρει μεγάλες τιμές και να την καταστρέψει. Τόσο το ρεύμα ορθής πόλωσης όσο και το ανάστροφο ρεύμα εξαρτώνται από την θερμοκρασία. Όσο αυξάνεται η θερμοκρασία, οι τάσεις Vth και VBR μειώνονται και η καμπύλη γίνεται πιο κλειστή. 67

68 Σχήμα 4.2: Δίοδος ισχύος και χαρακτηριστική καμπύλη αυτής [14]. Τέλος, ένα αρκετά σημαντικό κεφάλαιο στην ανάλυση μιας διόδου ισχύος είναι οι απώλειες που παρατηρούνται τόσο κατά τη στατική, όσο και κατά τη δυναμική λειτουργία της. Κατά τη στατική λειτουργία έχουμε τις απώλειες αγωγής: PD = ΙDavg VF (4.1) όπου IDavg = η μέση τιμή του ρεύματος που διαρρέει τη δίοδο VF = η τάση κατωφλίου της διόδου Κατά τη δυναμική λειτουργία, οι διακοπτικές απώλειες της διόδου είναι εξαιρετικά δύσκολο να υπολογισθούν λόγω της έντονης μη γραμμικότητας των φαινομένων που λαμβάνουν χώρα κατά τη διάρκεια των μεταβατικών καταστάσεων. Στο συγκεκριμένο αντιστροφέα χρησιμοποιούνται δύο δίοδοι ισχύος. Η επιλογή τους έγινε με βάση την τάση και το ρεύμα που μετρήθηκαν στην προσομοίωση του κυκλώματος. Η μέγιστη ανάστροφη τάση που μετρήθηκε ήταν VD1,2=540V ενώ το RMS ρεύμα αγωγής ήταν ID1,2=0.7A. Έτσι επιλέχθηκε ή δίοδος STTH5L06FP η οποία αντέχει ανάστροφη τάση πόλωσης VRRM=600V και ρεύμα αγωγής IF=5A. Το στοιχείο έπρεπε να παραγγελθεί, η επιλογή του έγινε με κριτήριο την τιμή του και επιλέχθηκε το φθηνότερο διαθέσιμο στοιχείο που πληρούσε τις προϋποθέσεις. 68

69 4.2.3 Επιλογή ψυκτικών σωμάτων Όπως γνωρίζουμε, τόσο το ημιαγωγικό στοιχείο MOSFET, όσο και οι δίοδοι ισχύος κατά τη διάρκεια αγωγής τους παρουσιάζουν κάποιες απώλειες ενέργειας. Οι απώλειες αυτές μετατρέπονται σε θερμότητα και μειώνουν συνεχώς την απόδοση των παραπάνω ημιαγωγών και κατά συνέπεια και του συνολικού μετατροπέα. Για να το αποφύγουμε αυτό είναι απαραίτητη η χρήση ενός ψυκτικού σώματος. Τα ψυκτικά σώματα διαμορφώνονται κατάλληλα ώστε να απάγουν σημαντικά ποσά θερμότητας σε σχέση με το μέγεθος τους. Στο Σχήμα 4.3 φαίνεται ο τρόπος με τον οποίο ένα ημιαγωγικό στοιχείο τοποθετείται πάνω σε ένα ψυκτικό σώμα. Μεταξύ του στοιχείου και του απαγωγού χρησιμοποιείται θερμικό πρόσθετο, το οποίο απομακρύνει τον αέρα από τα μικροσκοπικά αιχμηρά σημεία μεταξύ των δύο επιφανειών. η ολική θερμική αντίσταση από την επαφή προς το περιβάλλον δίνεται από την ακόλουθη σχέση: R θjα =R θjc +R θcs +R θsα (4.2) Τότε ο υπολογισμός του απαιτούμενου ψυκτικού γίνεται με βάση την ακόλουθη σχέση: P Loss = T j,max T a,max R Θjα => R θsα = T j,max T a,max P Loss - (R θjc +R θcs ) (4.3) όπου, Τj,max= η μέγιστη θερμοκρασία επαφής του ημιαγωγικού στοιχείου Τα,max= η μέγιστη θερμοκρασία περιβάλλοντος PLoss= οι μέγιστες απώλειες ισχύος στο ημιαγωγικό στοιχείο Rθjc= η θερμική αντίσταση επαφής - περιβλήματος Rθcs= η θερμική αντίσταση περιβλήματος απαγωγού 69

70 Σχήμα 4.3: Θερμική αντίσταση μιας δομής πολλών στρωμάτων [14]. Οι απώλειες ισχύος στο ημιαγωγικό στοιχείο περιλαμβάνουν τις απώλειες αγωγής και τις διακοπτικές απώλειες. Θεωρώντας ότι οι κυματομορφές της τάσης και του ρεύματος μεταβαίνουν γραμμικά από την μία κατάσταση στην άλλη, οι συνολικές απώλειες του ηιαγωγικού στοιχείου δίνονται από την εξής σχέση: P Loss =P on +P sw =I 2 D,rms R DS,on + V mi m 2 όπου, PLoss= οι συνολικές απώλειες του ημιαγωγικού στοιχείου (t c,on +t c,off ) f s (4.4) Pon= οι απώλειες αγωγής του ημιαγωγικού στοιχείου Psw= οι διακοπτικές απώλειες του ημιαγωγικού στοιχείου ΙD,rms= η ενεργός τιμή του ρεύματος του στοιχείου κατά την αγωγή RDS,on= η αντίσταση αγωγής του στοιχείου 70

71 Vm= η μέγιστη τιμή της τάσης του στοιχείου κατά τη μετάβαση Im= η μέγιστη τιμή του ρεύματος του στοιχείου κατά τη μετάβαση tc,on= ο χρόνος έναυσης του στοιχείου tc,off ο χρόνος σβέσης του στοιχείου fs= η διακοπτική συχνότητα λειτουργίας Επειδή οι τιμές των Vm και Im, σε κάθε διακοπτικό κύκλο, διαμορφώνονται σύμφωνα με την ημιτονοειδή τάση του δικτύου, ο ακριβής υπολογισμός των απωλειών του ημιαγωγικού στοιχείου είναι πολύπλοκος. Έτσι, χρησιμοποιείται ένας προσεγγιστικός υπολογισμός, που οδηγεί μάλιστα σε υπερεκτίμηση των συνολικών απωλειών ισχύος. Για τον ημιαγωγικό διακόπτη S1 και με βάση το φυλλάδιο του κατασκευαστή, προκύπτει ότι οι μέγιστες απώλειες είναι: PLoss=Pon+Psw= (22ns+11ns) 50kHz=7.19W Για τον βοηθητικό διακόπτη Sα προκύπτει ότι: PLoss=Pon+Psw= (22ns+11ns) 50kHz=1.59W Για του διακόπτες S2 και S3 προκύπτει ότι: PLoss=Pon+Psw=Pοn= =0.69W Οι απώλειες στις διόδους D1 και D2 ταυτίζονται και είναι ίσες με: PLoss=Pon=ID,avg VF= =0.735W Για τους ημιαγωγικούς διακόπτες S1 και Sα χρησιμοποιήθηκε το MOSFET ισχύος STF19NF20. Από το φυλλάδιο του κατασκευαστή έχουμε ότι Rθjc=5 ο C/W, Rθcs=0.5 ο C/W, ενώ Tj,max=150 o C και Tα,max=40 ο C. Έτσι, από την εξίσωση 4.3 προκύπτει ότι για τον διακόπτη S1 έχουμε: Rθsα= (5+0.5)=9.8 o C/W 71

72 ενώ για τον διακόπτη Sα: Rθsα= (5+0.5)=63.7 o C/W Στη θέση των ημιαγωγικών διακοπτών S2 και S3 χρησιμοποιήθηκε το ΜOSFET ισχύος IXTH6N90A. Από το φυλλάδιο του κατασκευαστή έχουμε ότι Rθjc=0.7 ο C/W, Rθcs=0.5 ο C/W, ενώ Tj,max=150 o C και Tα,max=40 ο C. Έτσι, από την εξίσωση 4.3 προκύπτει ότι για τους διακόπτες S2,S3 έχουμε: Rθsα= - ( )=158.2 o C/W 0.69 Τέλος, στη θέση των διόδων D1 και D2 χρησιμοποιήθηκε το στοιχείο STTH5L06FP. Από το φυλλάδιο του κατασκευαστή έχουμε ότι Rθjc=6 ο C/W, Rθcs=0.5 ο C/W, ενώ Tj,max=150 o C και Tα,max=40 ο C. Έτσι, από την εξίσωση 4.3 προκύπτει ότι για τις διόδους D1, D2 έχουμε: Rθsα= (6+0.5)=143.2o C/W Τελικά για τους διακόπτες S1 και Sα χρησιμοποιήθηκε ένα κοινό ψυκτικό με θερμική αντίσταση ίση με 3.4 o C/W, ενώ για τα υπόλοιπα στοιχεία ισχύος δεν κρίθηκε απαραίτητη η χρήση κάποιου ψυκτικού σώματος. Στο Σχήμα 4.4 φαίνονται κάποιοι διαθέσιμοι τύποι ψυκτικών σωμάτων. Σχήμα 4.4: Διαθέσιμοι τύποι ψυκτικών σωμάτων [15]. 72

73 4.3 Ανάλυση, σχεδίαση και κατασκευή του μετασχηματιστή του αντιστροφέα Οι μαγνητικοί πυρήνες των πηνίων και των μετασχηματιστών κατασκευάζονται συνήθως είτε από κράματα σιδήρου με προσμίξεις από διάφορα υλικά, είτε από φερρίτες. Πυρήνες από κράματα σιδήρου χρησιμοποιούνται μόνο σε εφαρμογές χαμηλών συχνοτήτων, λόγω των δινορευμάτων που αναπτύσσονται και των απωλειών που αυτά συνεπάγονται. Οι πυρήνες από φερρίτη αντίθετα, παρουσιάζουν κυρίως απώλειες υστέρησης. Επίσης έχουν μεγάλη ειδική αντίσταση, αλλά αρκετά χαμηλή τιμή πυκνότητας μαγνητικής ροής κορεσμού Bsat, τυπικά περίπου 0.3Τ. Εξαιτίας της μεγάλης ειδικής αντίστασης που έχουν, αποτρέπεται η εμφάνιση σημαντικών απωλειών λόγω δινορευμάτων. Γι αυτόν τον λόγο, οι πυρήνες από φερρίτη επιλέγονται σε εφαρμογές υψηλών συχνοτήτων. Ωστόσο, σε πολύ υψηλές συχνότητες λειτουργίας οι απώλειες δινορευμάτων γίνονται υπολογίσιμες. Για τη συγκεκριμένη εφαρμογή θα χρησιμοποιηθεί πυρήνας φερρίτη τύπου διπλού Ε. Ο πυρήνας του μετασχηματιστή πρέπει να είναι σε θέση να λειτουργεί σε όσο το δυνατόν μεγαλύτερη πυκνότητα μαγνητικής ροής Bmax, ώστε να απαιτείται μικρότερο διάκενο αέρος για την αποθήκευση της απαιτούμενης μαγνητικής ενέργειας. Με αυτόν τον τρόπο ελαχιστοποιείται το μέγεθος και κατά συνέπεια το κόστος του μετασχηματιστή, ο αριθμός των περιελίξεων, καθώς και οι απώλειες δινορευμάτων. Η μέγιστη τιμή της πυκνότητας μαγνητικής ροής του πυρήνα περιορίζεται είτε από τον κορεσμό του πυρήνα Βsat, είτε από τις απώλειες του πυρήνα. Σε εφαρμογές με χαμηλές απώλειες πυρήνα, η μέγιστη τιμή της πυκνότητας μαγνητικής ροής μπορεί να γίνει σχεδόν ίση με την πυκνότητα μαγνητικής ροής κορεσμού. Για λόγους ασφαλείας όμως, επιλέγουμε λίγο μικρότερη τιμή, δηλαδή Bmax=0.28T. Για καθέναν από τους παραπάνω περιορισμούς υπολογίζεται το γινόμενο της επιφάνειας του πυρήνα, ή αλλιώς Area Product (AP). Το μέγεθος αυτό υποδηλώνει το μέγεθος του πυρήνα και είναι ίσο με: ΑΡ=Αw Ae (4.5) όπου, Αw= η επιφάνεια του παραθύρου του πυρήνα, όπου τοποθετείται η περιέλιξη και Αe= η επιφάνεια του μεσαίου στελέχους του πυρήνα 73

74 Στο Σχήμα 4.5 απεικονίζεται ένας πυρήνας διπλού Ε όπου φαίνονται τα προαναφερεθέντα μεγέθη. Σχήμα 4.5: Πυρήνας τύπου διπλού Ε [15]. Όταν δε γνωρίζουμε από ποιόν από τους δύο προαναφερθέντες παράγοντες περιορίζεται η μαγνητική ροή του πυρήνα μας, χρησιμοποιούμε και τους δύο τύπους και λαμβάνουμε υπ όψιν μας το μεγαλύτερο αποτέλεσμα. Περιορισμός της Βmax από κορεμσό: ΑΡ=Αw Ae=( L 1 I pk I FL 10 4 ) 1.143=( ) =1.23cm K B max όπου, L1= η αυτεπαγωγή του πρωτεύοντος τυλίγματος του μετασχηματιστή Ipk= η μέγιστη τιμή του ρεύματος που διαρρέει το μετασχηματιστή και μετρήθηκε μέσω της προσομοίωσης στο Spice. IFL= Η RMS τιμή του ρεύματος που διαρρέει το μετασχηματιστή, η οποία επίσης μετρήθηκε στο Spice K= 0.2 για μετατροπείς τύπου Flyback Περιορισμός της Bmax από απώλειες πυρήνα: 74

75 ΑΡ=Αw Ae=( L 1 ΔI m I FL K ) 1.34 (k H f BCM +k E f 2 ) = =( ) 1.34 ( ( ) 2 ) = =3.21cm 4 όπου, ΔΙm= Η μέγιστη κυμάτωση (peak to peak) του ρεύματος που διαρρέει το πρωτεύον του μετασχηματιστή και μετρήθηκε στο Spice kh=4 10-5, συντελεστής υστέρησης ke= , συντελεστής δινορευάτων f= η διακοπτική συχνότητα λειτουργίας Παρατηρούμε ότι η μέγιστη τιμή για το ΑΡ προκύπτει για τη δεύτερη περίπτωση, οπότε η μέγιστη τιμή της πυκνότητας μαγνητικής ροής περιορίζεται από τις απώλειες πυρήνα. Αυτό οφείλεται κυρίως στη μεγάλη κυμάτωση του ρεύματος που διαρρέει το πρωτεύον του μετασχηματιστή. Οπότε χρειάζεται να χρησιμοποιήσουμε έναν πυρήνα με ΑΡ μεγαλύτερο από 3.21cm 4. Εξετάζοντας τους διαθέσιμους πυρήνες που υπήρχαν στο εργαστήριο, επιλέξαμε τελικά να χρησιμοποιήσουμε τον πυρήνα Ε/42/21/20 ο οποίος έχει ΑΕ=2,33cm 2, Aw=1.73cm 2 και AP=4,03cm 4. Με δεδομένο πλέον πυρήνα προσδιορίστηκαν τα χαρακτηριστικά της περιέλιξης. Το σύρμα που χρησιμοποιήθηκε έχει παρόμοια χαρακτηριστικά με το σύρμα Litz. Άρα, ο συντελεστής πληρώσεως χαλκού είναι υπολογίζεται Jrms= kcu=0.3 και επομένως η πυκνότητα ρεύματος k 5 = 3.3 k cu 0.3 = 6 A/mm2, όπου ο συντελεστής k5 είναι σταθερά. Αυτό σημαίνει ότι για το πρωτεύον θα χρειαστώ ένα σύρμα με διατομή Αcu=Ιrms/Jrms=5.8/6=0.97mm 2. Το σύρμα που χρησιμοποιήθηκε έχει διάμετρο 0.3mm και επομένως διατομή mm 2. Oπότε χρειάστηκαν n1=0.97/ =13.7=14 κλώνοι. Για το δευτερεύον έχω ότι Αcu=Ιrms/Jrms=0.7/6=0.12mm 2, οπότε χρειάστηκαν n2=0.12/ =1.69=2 κλώνοι. 75

76 Έπειτα, υπολογίστηκε ο αριθμός των σπειρών. Ο τύπος που χρησιμοποιήθηκε είναι ο εξής: Νmin= L 1I pk 10 4 = = 7.47=8 στροφές στο πρωτεύον A e B max Έτσι, για το δευτερεύον έχω ότι Ν1/Ν2=n =>Ν2=30 στροφές. Τέλος, προκειμένου να ολοκληρωθεί η μελέτη για τον υπολογισμό του μετασχηματιστή του αντιστροφέα ρεύματος Flyback, απαιτείται ο υπολογισμός του διακένου. Ο αντιστροφέας Flyback συγκαταλέγεται στους μετατροπείς που χρησιμοποιούν πυρήνες μονοκατευθυντικής διέγερσης, χρησιμοποιείται δηλαδή μόνο το πρώτο τεταρτημόριο του βρόχου υστέρησης B-H, επομένως το διάκενο αέρος είναι απαραίτητο για να αποθηκεύεται η ενέργεια χωρίς ο πυρήνας να οδηγείται σε κορεσμό. Η ενέργεια αυτή, όμως, θα πρέπει με κάποιο τρόπο να απελευθερωθεί προκειμένου να μην οδηγηθεί ο ίδιος στον κόρο και συνεπώς να μην καταστραφούν τα στοιχεία του κυκλώματος. Στη συγκεκριμένη, λοιπόν, περίπτωση το διάκενο αέρα είναι αυτό που εμποδίζει τον πυρήνα να μπει στον κόρο. Με άλλα λόγια το διάκενο μετατοπίζει την καμπύλη του βρόχου υστέρησης, όπως φαίνεται στο Σχήμα 4.6 και επομένως απαιτείται μεγαλύτερο ρεύμα και συνεπώς μεγαλύτερο μαγνητικό πεδίο (η μέγιστη τιμή του Ηc αυξάνεται) για να οδηγηθεί ο πυρήνας στον κορεσμό. Ωστόσο, η εισαγωγή διακένου οδηγεί σε μείωση της αυτεπαγωγής του μετασχηματιστή, ενώ παράλληλα αυξάνεται η επαγωγή σκέδασης. Σχήμα 4.6: Βρόχος υστέρησης α) στην περίπτωση που π πυρήνας διαθέτει διάκενο αέρος και β) στην περίπτωση που δεν διαθέτει διάκενο αέρος [15]. 76

77 Για ένα διάκενο σε πυρήνα τύπου διπλού Ε ισχύει: Σg= Α e Ae Bmax (a+d) N μο Ι pk Νg = ( ) 30 4 π = mm Άρα g=σg/ng=0.0032/2=0.0016mm μήκος διακένου. Μετά την τελική κατασκευή του μετασχηματιστή, μετρήθηκε με την βοήθεια γέφυρας η σκέδαση του Lσ, καθώς και η ωμική αντίσταση των τυλιγμάτων του. Για την μέτρηση της σκέδασης πραγματοποιήθηκε δοκιμή βραχυκυκλώματος στα δευτερεύοντα τυλίγματα. Έτσι, βρέθηκε ότι: Lσ=2.2μH, δηλαδή Lσ/L1=8.8% Rπρωτεύοντος= 25mΩ Rδευτερεύοντος1=Rδευτερεύοντος2= 370mΩ όπου Lσ= η συνολική τιμή της σκέδασης του μετασχηματιστή, ανηγμένη στο πρωτεύον. 4.4 Ανάλυση, σχεδίαση και κατασκευή του πηνίου του φίλτρου εξόδου Για την αντιμετώπιση των ανώτερων αρμονικών στην κυματομορφή του ρεύματος εξόδου, χρησιμοποιείται υψίσυχνο φίλτρο αποτελούμενο από ένα πηνίο και έναν πυκνωτή. Το φίλτρο αυτό, στην ουσία δεν επιτρέπει στις υψίσυχνες αρμονικές του ρεύματος να περάσουν στο φορτίο, καθώς σε μεγάλες συχνότητες το πηνίο Lf παρουσιάζει μεγάλη εμπέδηση ενώ ο πυκνωτής Cf μικρή. Για την συγκεκριμένη εφαρμογή επιλέχθηκαν ένας πυκνωτής 220nF και ένα πηνίο 18mH. Ακολουθώντας την ίδια διαδικασία με το μετασχηματιστή, σχεδιάζουμε το πηνίο για το φίλτρο εξόδου. Περιορισμός της Βmax από κορεσμό: ΑΡ=Αw Ae=( L f I pk I FL 10 4 ) 1.143=( ) =0.5cm K B max όπου, 77

78 Lf= η αυτεπαγωγή του πηνίου εξόδου Ipk= η μέγιστη τιμή του ρεύματος που διαρρέει το πηνίο εξόδου και μετρήθηκε μέσω της προσομοίωσης στο Spice. IFL= Η RMS τιμή του ρεύματος που διαρρέει το πηνίο εξόδου, η οποία επίσης μετρήθηκε στο Spice K= 0.7 για πηνία φίλτρων Περιορισμός της Bmax από απώλειες πυρήνα: ΑΡ=Αw Ae=( L f ΔI m I FL K 1.34 ) (k H f BCM +k E f 2 ) = =( ) 1.34 ( ) =0.018cm όπου, ΔΙm= Η μέγιστη κυμάτωση (peak to peak) του ρεύματος που διαρρέει το πηνίο εξόδου και μετρήθηκε στο Spice kh=4 10-5, συντελεστής υστέρησης ke= , συντελεστής δινορευάτων f= η συχνότητα λειτουργίας του φίλτρου εξόδου Παρατηρούμε ότι η μέγιστη τιμή του ΑΡ προκύπτει στην πρώτη περίπτωση και επομένως η μέγιστη τιμή της πυκνότητας της μαγνητικής ροής περιορίζεται από τον κορεσμό του πυρήνα. Αυτό ήταν αναμενόμενο αφού η συχνότητα στην οποία λειτουργεί το πηνίο εξόδου (50Hz) είναι ιδιαίτερα χαμηλή, με αποτέλεσμα οι απώλειες στον μαγνητικό πυρήνα να είναι ιδιαίτερα χαμηλές. Οπότε, χρειαζόμαστε πυρήνα με ΑΡ μεγαλύτερο από 0.5cm 4. Ελέγχοντας πάλι τους διαθέσιμους πυρήνες που υπήρχαν στο εργαστήριο, επιλέγουμε να χρησιμοποιήσουμε τον πυρήνα Ε 42/21/20 που έχει ΑΕ=2,33cm 2, Aw=1.73cm 2 και AP=4,03cm 4. 78

79 Με δεδομένο πλέον πυρήνα προσδιορίστηκαν τα χαρακτηριστικά της περιέλιξης. Ο συντελεστής πληρώσεως χαλκού του σύρματος είναι kcu=0.3 και επομένως η πυκνότητα ρεύματος υπολογίζεται Jrms= k 5 = 3.3 k cu 0.3 = 6 A/mm2. Αυτό σημαίνει ότι για το πηνίο εξόδου θα χρειαστούμε ένα σύρμα με διατομή Αcu=Ιrms/Jrms=0.431/6=0.072mm 2. Το σύρμα που θα χρησιμοποιηθεί έχει διάμετρο 0.5mm και διατομή 0.196mm 2, επομένως θα χρειαστούμε έναν κλώνο. Έπειτα, υπολογίστηκε ο αριθμός των σπειρών. Ο τύπος που χρησιμοποιήθηκε είναι ο εξής: Νmin= L 1I pk 10 4 = = 172 στροφές A e B max Σg= Τέλος, απαραίτητος ήταν ο υπολογισμός του διακένου. Α e Ae Bmax (a+d) N μο Ι pk Νg = ( ) 30 4 π = 0.7mm Άρα g=σg/νg=0.7/2=0.35mm μήκος διακένου. Επειδή όμως το συγκεκριμένο πηνίο έχει πολλές σπείρες και η περιέλιξη τους με το χέρι ήταν δύσκολη, χρησιμοποιήθηκε τελικά ένα έτοιμο φίλτρο εξόδου που υπήρχε στο εργαστήριο, το οποίο όμως ήταν σχεδιασμένο για διακοπτική συχνότητα λειτουργίας 30kHz και είχε δύο πηνία των 11mH σε σειρά. Λόγω όμως του μεγάλου συνολικού πηνίου που διέθετε κρίθηκε ικανοποιητικό και για την δική μας εφαρμογή. 4.5 Κύκλωμα οδήγησης των ημιαγωγικών στοιχείων ισχύος Ο έλεγχος των ημιαγωγικών στοιχείων S1 και Sα γίνεται μέσω μικροελεγκτή ενώ οι παλμοί των διακοπτών S2, S3 παράγονται μέσω ενός συγκριτή, στοιχεία τα οποία βρίσκονται στην πλακέτα ελέγχου. Ο τρόπος με τον οποίο παράγονται οι απαραίτητοι παλμοί θα αναλυθεί σε επόμενη ενότητα. Τα σήματα όμως που προέρχονται από την πλακέτα ελέγχου, πριν φτάσουν στο κύκλωμα ισχύος για να οδηγήσουν τους ημιαγωγικούς διακόπτες, θα πρέπει να υποστούν μια σειρά ενεργειών. Πρώτον, θα πρέπει να απομονωθούν ηλεκτρικά για την προστασία του κυκλώματος ελέγχου, αλλά και για να πετύχουμε απομόνωση γης στην παλμοδότηση των MOSFET, ώστε να μην υπάρχει περίπτωση να άγουν ταυτόχρονα 79

80 MOSFET που δεν πρέπει, με κίνδυνο να καταστραφεί η πλακέτα ισχύος. Δεύτερον, θα πρέπει να ενισχυθούν με κατάλληλο κύκλωμα ώστε να είναι σε θέση να οδηγήσουν τα ημιαγωγικά στοιχεία. Οπτική απομόνωση επιτυγχάνουμε μέσω ενός οπτικού απομονωτή (Optocoupler), ο οποίος αποτελείται από μια φωτοδίοδο, η οποία όταν διαρρέεται από ρεύμα εκπέμπει φως σε έναν φωτοευαίσθητο δέκτη. Έτσι, πετυχαίνουμε γαλβανική απομόνωση του κυκλώματος ελέγχου με το κύκλωμα ισχύος και εξασφαλίζεται ότι μία εσφαλμένη σύνδεση ή οι μεταβατικές αιχμές τάσεις του δικτύου ή και ακόμη πρόσθετος θόρυβος, δεν θα περάσουν στο ηλεκτρονικό κύκλωμα οδήγησης των ημιαγωγικών διακοπτών. Όπως αναφέρθηκε και παραπάνω, τα MOSFET είναι ημιαγωγικά στοιχεία ελεγχόμενα από τάση, αφού η πύλη τους, λόγω κατασκευής, συμπεριφέρεται ως πυκνωτής. Υπάρχουν όμως και άλλες παρασιτικές χωρητικότητες και αντιστάσεις μεταξύ πύλης-πηγής, πύλης-υποδοχής και πηγής-υποδοχής, οι οποίες αρχίζουν να φορτίζονται τη στιγμή που ένα παλμός τάσης εφαρμόζεται στην πύλη του MOSFET. Το γεγονός αυτό οδηγεί σε καθυστέρηση εμφάνισης της τάσης στην πύλη. Για αυτόν τον λόγο απαιτείται ένα κύκλωμα που μειώνει όσο το δυνατόν περισσότερο τις καθυστερήσεις αυτές. Το κύκλωμα ενίσχυσης ονομάζεται κύκλωμα οδήγησης του ημιαγωγικού στοιχείου (Driver) και λειτουργεί στην πραγματικότητα ως ένας απομονωτής ρεύματος (Buffer). Λειτουργεί τροφοδοτώντας το ημιαγωγικό στοιχείο με την κατάλληλη ποσότητα ρεύματος, ώστε οι παρασιτικές χωρητικότητες να φορτίζονται όσο το δυνατόν ταχύτερα. Με αυτόν τον τρόπο, μειώνονται οι χρόνοι έναυσης και σβέσης του MOSFET, με άμεση συνέπεια ο ημιαγωγικός διακόπτης να διέρχεται ταχύτατα από την ενεργό περιοχή, όπου έχουμε μεγάλη κατανάλωση ισχύος Επιλογή των στοιχείων του κυκλώματος οδήγησης Στην συγκεκριμένη εφαρμογή επιλέχθηκε ως οπτικός απομονωτής το ολοκληρωμένο κύκλωμα 6Ν137 (Σχήμα 4.7). Το ολοκληρωμένο αυτό, είναι ένα υψηλής ταχύτητας optocoupler, το οποίο δίνει στην έξοδο ένα απομονωμένο και ανεστραμμένο σήμα. Το σήμα εισόδου φτάνει στους ακροδέκτες 2, 3 μέσω μιας αντίστασης της τάξης των 400Ω για να γίνει μετατροπή της τάσης σε ρεύμα, αφού το ολοκληρωμένο δέχεται σαν είσοδο ρεύμα. αλλά και για να περιοριστεί το ρεύμα αυτό σε επιτρεπτά όρια. Επειδή ο 6N137 είναι τοπολογίας ανοιχτού συλλέκτη (Open Collector), τοποθετείται μια αντίσταση 1kΩ μεταξύ των 80

81 ακροδεκτών 6 και 8 (VO και VCC) ώστε το σήμα να μετατραπεί από σήμα ρεύματος σε σήμα τάσης. Στους ακροδέκτες 8 και 5 συνδέεται η τάση τροφοδοσίας και η γείωση αντίστοιχα, ενώ συνδέεται επίσης παράλληλα ένας πυκνωτής 0.1μF, ο οποίος απορροφά τα εναλλασσόμενα υψίσυχνα ρεύματα που εισέρχονται από τη γραμμή τροφοδοσίας και παρέχει τα ζητούμενα ρεύματα όταν τα χρειαστεί το ολοκληρωμένο. Τέλος, για να πετύχουμε απομόνωση γης των διάφορων κυκλωμάτων παλμοδότησης, γίνεται χρήση διαφορετικής τάσης αναφοράς στην είσοδο και στην έξοδο κάθε απομονωτή, όπως φαίνεται στο Σχήμα 4.9. Σχήμα 4.7: Ο Optocoupler 6N137 [16]. Ως κύκλωμα οδήγησης (Driver) επιλέχθηκε το ολοκληρωμένο ICL7667 (Σχήμα 4.8). Το συγκεκριμένο ολοκληρωμένο είναι Driver δύο καναλιών, τα οποία μπορούν να χρησιμοποιηθούν είτε ανεξάρτητα, είτε να γεφυρωθούν και να οδηγήσουν ένα ημιαγωγικό στοιχείο. Δέχεται ως είσοδο τους παλμούς τάσης από το ολοκληρωμένο 6Ν137 και δίνει στην έξοδο αναλλοίωτους αλλά ανεστραμμένους τους παλμούς αυτούς, οι οποίοι τελικά εφαρμόζονται στην πύλη των MOSFET. Το μεγάλο ρεύμα εξόδου του φορτίζει και εκφορτίζει ταχύτατα τις χωρητικότητες των MOSFET ελαχιστοποιώντας τις διακοπτικές απώλειες. Στο ολοκληρωμένο αυτό, οι ακροδέκτες 1, 8 παραμένουν χωρίς σύνδεση. Στου ακροδέκτες 2, 4 φτάνει η έξοδος του Optocoupler 6Ν137, ενώ στους 3, 4 συνδέεται η τροφοδοσία. Τέλος, από τους ακροδέκτες 5 και 7 παίρνουμε την έξοδο, δηλαδή τους παλμούς που οδηγούν τελικά τα MOSFET. Επιπρόσθετα, στο κύκλωμα συμπεριλαμβάνεται και μια πολύ μικρή αντίσταση της τάξεως των 10 Ω, η οποία τοποθετείται σε σειρά με την έξοδο και βοηθά στον περιορισμό του ρεύματος που φορτίζει τις χωρητικότητες των MOSFET. Ακόμα, μια pull-down αντίσταση χρησιμοποιείται παράλληλα στην έξοδο του ολοκληρωμένου περιορίζοντας το ρεύμα και την τάση που προκαλείται κατά την εκφόρτιση του πυκνωτή εισόδου (και άλλων παρασιτικών χωρητικοτήτων), ώστε να μην σημειωθούν υπερτάσεις. 81

82 Τέλος, παράλληλα στην αντίσταση των 10kΩ τοποθετείται δίοδος Zener (Vz = 18V), η οποία αποκόπτει τιμές τάσης μεγαλύτερες της επιτρεπτής, προστατεύοντας με τον τρόπο αυτόν την πύλη των MOSFET από την καταστροφή. Όλα τα ολοκληρωμένα που χρησιμοποιούνται για την οδήγηση (Οptocoupler και Driver), συμπεριλαμβανομένου και των προαναφερθέντων αντιστάσεων τοποθετούνται στην πλακέτα ισχύος και όχι στην πλακέτα παλμοδότησης προκειμένου οι παρασιτικές χωρητικότητες και επαγωγές εξαιτίας των δρόμων και των καλωδίων, να είναι όσο το δυνατόν μικρότερες και επομένως και οι υπερτάσεις που θα εμφανιστούν στα άκρα των ημιαγωγικών στοιχείων να είναι μικρότερες. Σχήμα 4.8: Ο Driver ICL7667 [17]. Η τροφοδοσία των ολοκληρωμένων κυκλωμάτων 6Ν137 έγινε με ηλεκτρική τάση +5V DC, ενώ αυτή των ICL7667 με τάση +15V DC. Σε καθένα από αυτά συνδέθηκε bypass πυκνωτής που παρέχει τις αιχμές ρεύματος που μπορεί να ζητηθούν από κάθε ολοκληρωμένο. Στο Σχήμα 4.9 φαίνεται σχηματικά το συνολικό κύκλωμα οδήγησης κάθε διακόπτη. Σχήμα 4.9: Κύκλωμα οδήγησης των ημιαγωγικών στοιχείων. 82

83 4.6 Σχεδίαση και κατασκευή των γραμμικών τροφοδοτικών Το τροφοδοτικό είναι ένα από τα πιο σημαντικά στοιχεία μιας ηλεκτρικής ή ηλεκτρονικής συσκευής η διάταξης. Είναι το στοιχείο εκείνο που θα παράσχει όλη την απαραίτητη ισχύ, η οποία θα ενεργοποιήσει όλα τα ηλεκτρικά και ηλεκτρονικά κυκλώματα και θα θέσει την διάταξη σε λειτουργία. Το τροφοδοτικό παρέχει μια σταθερή και προκαθορισμένη τάση στην έξοδο, ακόμα κι αν υπάρχει μεταβολή της τάσης εισόδου ή του ρεύματος εξόδου. Ανάλογα με την κατασκευή τους, τη λειτουργία των ημιαγωγικών στοιχείων τους και τη μέθοδο ελέγχου, τα τροφοδοτικά συνεχούς τάσης, που είναι και αυτά που θα χρησιμοποιηθούν, χωρίζονται σε δύο μεγάλες κατηγορίες, τα γραμμικά τροφοδοτικά (Linear Power Supplies, DC Regulators) και τα διακοπτικά τροφοδοτικά (παλμοτροφοδοτικά, Switch Mode Power Supplies, S.M.P.S). Στη συγκεκριμένη διάταξη, θα χρησιμοποιηθούν γραμμικά τροφοδοτικά και για αυτόν τον λόγο θα ασχοληθούμε μόνο με αυτά. Στο Σχήμα 4.10 φαίνεται το δομικό διάγραμμα ενός γραμμικού τροφοδοτικού. Είναι εμφανές ότι για τον υποβιβασμό της τάσης εισόδου και την επίτευξη ηλεκτρικής απομόνωσης μεταξύ εισόδου και εξόδου, όπως επιβάλλεται και από τους διεθνείς κανονισμούς για την προστασία του καταναλωτή, χρησιμοποιείται ένας μετασχηματιστής με πυρήνα σιδήρου, ο οποίος παρεμβάλλεται μεταξύ του δικτύου (εναλλασσόμενη τάση συχνότητας 50Hz) και της ανορθωτικής διάταξης. Μετά έχουμε το φίλτρο εισόδου, το οποίο στην πράξη είναι ένα ηλεκτρολυτικός πυκνωτής που εξομαλύνει την ανορθωμένη τάση. Ακολουθεί ένα ημιαγωγικό στοιχείο ισχύος (συνήθως τρανζίστορ), το οποίο στις περισσότερες περιπτώσεις συνδέεται σε σειρά (Series Regulator) και λειτουργεί στη γραμμική περιοχή. Συγκρίνοντας την πραγματική τιμή της τάσης εξόδου Vo με την επιθυμητή τιμή της τάσης εξόδου Vo,ref, δημιουργείται ένα σφάλμα, το οποίο ελέγχει το ρεύμα βάσης του ημιαγωγικού στοιχείου άρα και την αγωγιμότητα του και έτσι λειτουργεί σαν μία μεταβλητή αντίσταση για να διατηρεί την τάση εξόδου σταθερή. Τέλος στην έξοδο υπάρχει το φίλτρο εξόδου, δηλαδή άλλος ένας ηλεκτρολυτικός πυκνωτής, ο οποίος αναλαμβάνει να καλύψει τις απότομες μεταβολές του φορτίου βελτιώνοντας την απόκριση του τροφοδοτικού. Πολλές φορές παράλληλα με του προαναφερθέντες πυκνωτές, τοποθετούνται και πυκνωτές πολυπροπυλενίου ή κεραμικοί πυκνωτές (μικρής χωρητικότητας της τάξης των nf ή μf), οι οποίοι έχουν χαμηλή παρασιτική επαγωγή (E.S.L), ώστε να αποφεύγονται οι υπερτάσεις που δημιουργούνται από διακοπτικά ρεύματα, αλλά και να βελτιώνεται ακόμα περισσότερο η μεταβατική απόκριση του τροφοδοτικού. 83

84 Σχήμα 4.10: Δομικό διάγραμμα γραμμικού τροφοδοτικού [4]. Στη συγκεκριμένη εφαρμογή απαιτούνται συνολικά πέντε τροφοδοτικά συνεχούς τάσης, τέσσερα με τάσεις εξόδου +15V, +5V, Gnd2-5 για τα κυκλώματα οδήγησης και ένα με τάσεις +15V, -15V, +5V, Gnd1 για την πλακέτα ελέγχου. Η χρήση τεσσάρων ξεχωριστών τροφοδοτικών αποφασίστηκε για λόγους γαλβανικής απομόνωσης μεταξύ της εξόδου και της εισόδου των οπτικών απομονωτών. Αν δεν είχαν απομονωθεί οι τροφοδοσίες θα προέκυπτε βραχυκύκλωμα μεταξύ των ακροδεκτών των ημιαγωγικών στοιχείων ισχύος S1, Sα, S2 και S3 γιατί θα είχαν συνδεθεί όλοι οι ακροδέκτες πηγής των στοιχείων, καθιστώντας έτσι αδύνατη την ορθή λειτουργία της διάταξης γιατί με οποιονδήποτε παλμό θα οδηγούνταν σε αγωγή όλα τα ημιαγωγικά στοιχεία. Προκειμένου να επιτευχθούν οι διάφορες σταθεροποιημένες τάσεις εξόδου που χρειάστηκαν, χρησιμοποιούνται οι εξής σταθεροποιητές τάσεις: για τα +15V ο LM7815 και για τα +5V ο LM7805. Οι σταθεροποιητές τάσεις κυκλοφορούν στο εμπόριο υπό μορφή ολοκληρωμένων κυκλωμάτων και έχουν ιδιαίτερα απλή χρήση. 84

85 ΚΕΦΑΛΙΟ 5 Πλακέτα ελέγχου Κύκλωμα παλμοδότησης Η πλακέτα ελέγχου που κατασκευάστηκε αποτελείται τόσο από μικροελεγκτή (μ/ε) σε συνδυασμό με λογικές πύλες για τον έλεγχο των διακοπτών S1 και Sα, όσο και από τελεστικούς ενισχυτές, που λειτουργούν ως συγκριτές για τον έλεγχο των διακοπτών S2 και S3. Στη συνέχεια, θα αναλυθεί εκτενώς ο τρόπος με τον οποίο παράγεται ο κάθε παλμός. 5.1 Ο μικροελεγκτής DsPIC30F Εισαγωγή Ο μικροελεγκτής είναι ένας τύπος μικροεπεξεργαστή, ο οποίος διαθέτει πολλά ενσωματωμένα υποσυστήματα και μπορεί να λειτουργήσει με ελάχιστα εξωτερικά εξαρτήματα. Η χρήση μικροελεγκτή και γενικότερα του ψηφιακού ελέγχου, διαδίδεται ολοένα και περισσότερο τα τελευταία χρόνια. Αυτό συμβαίνει αφενός μεν λόγω της μεγάλης αξιοπιστίας που αυτός παρέχει, αφετέρου δε, επειδή μπορεί να αυτοματοποιήσει τη διαδικασία ελέγχου των διάφορων στοιχείων των κυκλωμάτων. Επίσης, μπορεί να προγραμματιστεί και να μεταβάλει τα μεγέθη που ελέγχει εύκολα κι απλά. Ο προγραμματισμός ενός τέτοιου μικροεπεξεργαστή γίνεται συνήθως σε γλώσσα assembly. Η συγκεκριμένη γλώσσα έχει το πλεονέκτημα της γρηγορότερης εκτέλεσης ενός προγράμματος. Όμως, όταν το πρόγραμμα που πρέπει να φορτωθεί στον επεξεργαστή γίνεται πολύπλοκο και η ταχύτητα εκτέλεσης του δεν έχει επιπτώσεις στην εφαρμογή, ο προγραμματισμός γίνεται σε γλώσσα ανωτέρου επιπέδου. Για την παρούσα εφαρμογή το πρόγραμμα αναπτύχθηκε στη γλώσσα C. Η χρήση μικροϋπολογιστικών συστημάτων αφορά την ανάπτυξη και υλοποίηση απλών ή πολύπλοκων λογικών ελέγχου σε διατάξεις μετατροπής της ηλεκτρικής ισχύος. Ανεξάρτητα από την πολυπλοκότητα του ελέγχου, το μικροϋπολογιστικό σύστημα πρέπει να είναι σε θέση να μετρήσει ένα ή περισσότερα μεγέθη της διάταξης ισχύος, να εκτελέσει τους κατάλληλους αλγορίθμους και να παράγει τα σήματα εκείνα που θα παλμοδοτήσουν τα ημιαγωγικά στοιχεία ισχύος. Τα μετρούμενα μεγέθη μπορεί να είναι ρεύματα, τάσεις, στροφές, θερμοκρασία, καθώς και σήματα ελέγχου από το χρήστη. 85

86 Στην παρούσα διπλωματική εργασία χρησιμοποιήθηκε ο μικροεπεξεργαστής dspic30f4011 της εταιρείας Microchip (Σχήμα 5.1). Ο συγκεκριμένος μικροελεγκτής είναι ένα ολοκληρωμένο με 40 ακίδες.. Επιλέχθηκε καθώς πληροί τις προϋποθέσεις λειτουργίας που έχουν τεθεί και είναι ικανός να υλοποιεί άνετα τον απαιτούμενο έλεγχο [18]. Σχήμα 5.1: Ο μικρολεγκτής DsPIC30F4011 [18] Ανάλυση του μικροελεγκτή DsPIC30F4011 Η κεντρική μονάδα επεξεργασίας (CPU) του dspic30f4011 έχει μια 16-bit, τροποποιημένη κατά Harvard αρχιτεκτονική με βελτιωμένο πακέτο εντολών, που περιλαμβάνει υποστήριξη σε DSP λειτουργίες. Η CPU έχει εντολές των 24-bit με μεταβλητό μήκος του κώδικα λειτουργίας. Ο απαριθμητής προγράμματος (Program Counter - PC) έχει μήκος 24-bit και διευθυνσιοδοτεί μέχρι και 4Mx24bit μνήμης για το πρόγραμμα χρήστη. Ο εσωτερικός ταλαντωτής που διαθέτει, μπορεί να λειτουργήσει στα ΜHz, δημιουργώντας ένα εσωτερικό ρολόι FCY στα 29.48ΜHz, το οποίο καθορίζει την ταχύτητα εκτέλεσης των εντολών. Τα περιφερειακά του μικροελεγκτή, που χρησιμοποιούνται για τον έλεγχο των διάφορων στοιχείων του αντιστροφέα, είναι τα εξής: 86

87 Motor Control PWM. Οι τρεις γεννήτριες διαμόρφωσης παλμών PWM παράγουν δύο σήματα η κάθε μία, το σήμα High και το σήμα Low τα οποία είναι συμπληρωματικά. Επιπλέον, η μονάδα PWM έχει τη δυνατότητα εισαγωγής νεκρού χρόνου καθώς και τη δυνατότητα για έλεγχο μέσω ράμπας ή τριγωνικής κυματομορφής. Η ανάλυση φτάνει τα 16bit ενώ επιτρέπονται οποιαδήποτε χρονική στιγμή οι αλλαγές στο λόγο κατάτμησης. 10bit A/D Converter. Η μονάδα μετατροπής από αναλογικό σε ψηφιακό σήμα διαθέτει 9 κανάλια εισόδου. Τα 9 αυτά κανάλια συνδέονται σε 4 μονάδες δειγματοληψίας και αποθήκευσης (S/H). Η δειγματοληψία των σημάτων μπορεί να είναι σειριακή ή παράλληλη ενώ η μετατροπή σε ψηφιακό σήμα είναι σειριακή. Ο μέγιστος ρυθμός δειγματοληψίας μπορεί να φτάσει το 1 Mbps για δειγματοληψία ενός μόνο καναλιού χρησιμοποιώντας δύο S/H για το ίδιο σήμα. Αν τα υπό δειγματοληψία σήματα είναι περισσότερα τότε ο ρυθμός δειγματοληψίας μειώνεται ανάλογα. Στη συγκεκριμένη εφαρμογή χρησιμοπούνται δύο αναλογικές είσοδοι, η ΑΝ0 και η ΑΝ Το περιφερειακό Motor Control PWM Ο έλεγχος του περιφερειακού παραγωγής παλμών PWM (Σχήμα 5.2) γίνεται μέσω κάποιων καταχωρητών ειδικής λειτουργίας, οι οποίοι είναι οι εξής: PTCON: Καταχωρητής ελέγχου χρονισμού PTMR: Καταχωρητής χρονισμού PTPER: Καταχωρητής ρύθμισης περιόδου PWMCON1: Καταχωρητής ελέγχου της PWM PWMCON2: Καταχωρητής ελέγχου της PWM DTCON1: Καταχωρητής ελέγχου νεκρού χρόνου DTCON2: Καταχωρητής ελέγχου νεκρού χρόνου PDC1: Καταχωρητής ελέγχου του λόγου κατάτμησης της PWM1 87

88 Σχήμα 5.2: Λειτουργικό διάγραμμα του περιφερεικαού Motor Control PWM [18]. PDC2: Καταχωρητής ελέγχου του λόγου κατάτμησης της PWM2 PDC3: Καταχωρητής ελέγχου του λόγου κατάτμησης της PWM3 88

89 Οι παλμοί παράγονται μετά από σύγκριση του μετρητή PTMR με τον καταχωρητή PDCx. Όταν οι δύο αυτοί καταχωρητές είναι ίσοι παράγεται παλμός στην έξοδο μέχρι ο μετρητής PTMR να γίνει ίσος με τον καταχωρητή ελέγχου της περιόδου PTPER. Η χρονική βάση του PWM παρέχεται από ένα χρονιστή των 15-bit μαζί με ένα prescaler και postscaler. Η χρονική βάση της PWM είναι προσπελάσιμη μέσω του καταχωρητή PTMR. Ο καταχωρητής PTPER θέτει την περίοδο μέτρησης του PTMR. O χρήστης πρέπει να τοποθετήσει μια 15-bit τιμή στον PTPER. Όταν η τιμή του PTMR γίνει ίση με τον PTPER, τότε η χρονική βάση αρχικοποιείται στο 0 και αρχίζει να μετράει προς την αντίθετη κατεύθυνση. Όσον αφορά το ποιά δράση θα ληφθεί, καθορίζεται από τον επιλεγμένο τρόπο λειτουργίας. Υπάρχουν τέσσερις διαφορετικοί τρόποι λειτουργίας, οι οποίοι επιλέγονται από τα PTMOD bits του καταχωρητή PTCON και είναι οι εξής: 1) Free Running Mode Σε αυτή την κατάσταση λειτουργίας (PTMOD<1:0>=00) ο PTMR αυξάνεται προς μία κατεύθυνση μέχρι να αρχικοποιηθεί στο τέλος της επιλεγμένης περιόδου, όπως φαίνεται και στο Σχήμα 5.3. Αυτός ο τρόπος λειτουργίας προσφέρεται για δημιουργία PWM μέσω ράμπας (edge aligned). Για την εξεύρεση του PTPER (ακέραιος) χρησιμοποιείται η εξίσωση 5.1. Το Tcy είναι η περίοδος του ρολογιού του επεξεργαστή, ενώ η μεταβλητή PTMR Prescale Value είναι ο πολλαπλασιαστής του χρονιστή της PWM. Οι τιμές του prescaler μπορεί να είναι 1:1, 1:4, 1:16 ή 1:64. TPWM= T CY (PTPER+1) PTMR Prescale Value (5.1) 2) Single Shot Mode Σε αυτή την κατάσταση (PTMOD<2:0>=01) παράγεται μόνο ένας παλμός. 3) Continuous Up-Down Mode Σε αυτή την κατάσταση (PTMOD<1:0>=10) ο PTMR αρχικά αυξάνεται και μόλις επιτευχθεί ταύτιση με τον PTPER αρχίζει να μειώνεται μέχρι το 0 όπου αρχίζει η ίδια διαδικασία από την αρχή, όπως φαίνεται στο Σχήμα 5.4. Αυτός ο τρόπος λειτουργίας προσφέρεται για δημιουργία PWM μέσω τριγώνου (center aligned). Για την εύρεση του PTPER (ακέραιος) χρησιμοποιείται η εξίσωση 5.2. Το Tcy είναι η περίοδος του ρολογιού του 89

90 επεξεργαστή, ενώ ο PTMR Prescale Value, είναι ο χρονιστής της PWM. Οι τιμές του prescaler μπορεί να είναι 1:1, 1:4, 1:16 ή 1:64. TPWM= 2T CY PTPER+0.75 PTMR Prescale Value (5.2) Σχήμα 5.3: Παραγωγή PWM μέσω ράμπας [18]. Σχήμα 5.4: Παραγωγή PWM μέσω τριγώνου [18]. 90

91 4) Continuous Up/Down mode with interrupts for double updates Σε αυτή την κατάσταση (PTMOD<1:0>=11) ακολουθείται η ίδια διαδικασία με την προηγούμενη, με το πλεονέκτημα ότι επιτρέπεται η αλλαγή του λόγου κατάτμησης δύο φορές μέσα σε μία περίοδο Το περιφερειακό Α/D Converter Σχήμα 5.5: Λειτουργικό διάγραμμα του περιφερειακού Α/D Converter [18]. 91

92 Το περιφερειακό αυτό (Σχήμα 5.5) διαθέτει 9 αναλογικές εισόδους (ΑΝx) που συνδέονται μέσω πολυπλεκτών σε 4 κανάλια δειγματοληψίας (CHx), ένα μετατροπέα αναλογικού σήματος σε ψηφιακό (ΑDC), 16 καταχωρητές αποτελέσματος (ADCBUFx), όπου αποθηκεύεται το 10bit αποτέλεσμα της μετατροπής και 6 SFR καταχωρητές (ADCON1, ADCON2, ADCON3, ADCHS, ADPCFG, ADCSSL) για τον προγραμματισμό της επιθυμητής λειτουργίας. Ο υψηλής ταχύτητας μετατροπέας αναλογικού σήματος σε ψηφιακό επιτρέπει τη μετατροπή ενός αναλογικού σήματος εισόδου σε ένα ψηφιακό σήμα 10 ψηφίων. Το κύκλωμα βασίζεται σε μια αρχιτεκτονική με «καταχωρητή επιτυχούς προσέγγισης» και παρέχει ένα μέγιστο ρυθμό δειγματοληψίας των 500 ksps. Ο μετατροπέας έχει 16 αναλογικές εισόδους, οι οποίες πολυπλέκονται σε 4 ενισχυτές που δειγματοληπτούν και αποθηκεύουν προσωρινά το σήμα. Η έξοδος των ενισχυτών αυτών είναι ουσιαστικά η είσοδος στο μετατροπέα, ο οποίος και παράγει το αποτέλεσμα. Η τάση-επίπεδο αναφοράς είναι επιλέξιμη μέσω λειτουργικού και αντιστοιχεί είτε στο επίπεδο της παροχής της συσκευής (AVDD/AVSS) είτε στην τάση στους ακροδέκτες VREF+/VREF-.Ο μετατροπέας έχει το μοναδικό χαρακτηριστικό να μπορεί να δουλεύει, ενώ η συσκευή βρίσκεται σε κατάσταση αδρανείας. Ο μετατροπέας έχει έξι καταχωρητές 16 ψηφίων που καθορίζουν τη λειτουργία του : ADCON1: Καταχωρητής ελέγχου 1- A/D Control Register1 ADCON2: Καταχωρητής ελέγχου 2- A/D Control Register2 ADCON3: Καταχωρητής ελέγχου 3- A/D Control Register3 ADCHS: Καταχωρητής επιλογής εισόδου- A/D Input Select Register ADPCFG: Καταχωρητής ρύθμισης θυρών - A/D Port Configuration Register ADCSSL: Καταχωρητής επιλογής ανίχνευσης εισόδων - A/D Input Scan Selection Register Οι τρεις καταχωρητές ελέγχου (ADCON1, ADCON2 και ADCON3) ελέγχουν τη λειτουργία του μετατροπέα. Περιέχουν επιμέρους ψηφία, που το καθένα επιτελεί διαφορετική εργασία, η οποία συνήθως είναι η έναρξη ή η λήξη μιας διαδικασίας. Ο καταχωρητής (ADCHS) αρχικοποιεί τους ακροδέκτες ως αναλογικές εισόδους ή ως ψηφιακή είσοδο/έξοδο. 92

93 Ο καταχωρητής ADCSSL επιλέγει τις εισόδους που θα γίνει δειγματοληψία. Το κύκλωμα περιέχει 16 μιας λέξης και μόνο ανάγνωσης καταχωρητές, οι οποίοι αριθμούνται ως ADCBUF0...ADCBUFF, και στους οποίους αποθηκεύει το αποτέλεσμα. Η μνήμη έχει εύρος 10 ψηφίων, αλλά διαβάζεται με ένα πρότυπο 16 ψηφίων. Ο χρήστης δεν μπορεί να εγγράψει δεδομένα στους καταχωρητές όπου αποθηκεύονται αποτελέσματα. Η ADC μονάδα έχει ένα μέγιστο ρυθμό πραγματοποίησης μετατροπών. Ένα ειδικό ρολόι, TAD, ελέγχει το χρονισμό των μετατροπών. Η κάθε μετατροπή σε ψηφιακό σήμα απαιτεί 12 κύκλους του ειδικού ρολογιού, 12TAD. Ο χρόνος TAD επιλέγεται μέσω ενός 6bit μετρητή. Υπάρχουν 64 πιθανές επιλογές για το χρόνο TAD, οι οποίες προσδιορίζονται από τα ADCS<5:0> του ADCON3. Οι εξισώσεις που υπολογίζουν το χρόνο TAD σαν συνάρτηση του ADCS και της περιόδου του ρολογιού είναι οι εξής: ΤΑD= T CY(ADCS+1) 2 (5.3) ADCS= 2T AD T CY - 1 (5.4) Τα αναπτυξιακά του μικροελεγκτή Σημαντική βοήθεια στην ανάπτυξη εφαρμογών προσφέρουν τα αναπτυξιακά προγράμματα της Microchip. Την πιο σημαντική θέση στα αναπτυξιακά εργαλεία κατέχει το MPLAB Integrated Development Environment (IDE) και είναι και αυτό που χρησιμοποιείται σε αυτή τη διπλωματική εργασία. Το εργαλείο αυτό «τρέχει» σε Windows, είναι πολύ εύκολο στη χρήση και περιλαμβάνει βιβλιοθήκες με έτοιμες ρουτίνες για γρήγορη ανάπτυξη εφαρμογών και ταχύτατη εύρεση σφαλμάτων (debugging). Επίσης, προσφέρει ένα γραφικό περιβάλλον για το χρήστη που ενοποιεί τη χρήση λογισμικών και υλικών εργαλείων της Microchip αλλά και τρίτων κατασκευαστών. Τέλος, παρέχει ευκολία στην εναλλαγή εργαλείων, στη χρήση προσομοιωτή για τον εκάστοτε μικροεπεξεργαστή και στον πραγματικό προγραμματισμό και εύρεση σφαλμάτων όλα αυτά μέσα από μία κονσόλα λειτουργιών. Για τον προγραμματισμό αλλά και για το debugging είναι διαθέσιμο το Pickit 3, το οποίο είναι ένας debugger και programmer πραγματικού χρόνου και χαμηλού κόστους, για όλους τους PIC, MCUs και dspic DSCs. 93

94 Ενσωματωμένα εργαλεία του MPLAB IDE Project Manager: O Project Manager (Σχήμα 5.6) παρέχει ολοκλήρωση και επικοινωνία μεταξύ του MPLAB IDE καιτων εργαλείων της γλώσσας προγραμματισμού. Σχήμα 5.6: Project Manager [18]. Editor: Ο Editor είναι ένας πλήρης κειμενογράφος προγράμματος, ο οποίος εμφανίζεται σαν παράθυρο μέσα στον debugger. Assembler/Linker και Language Tools: Ο assembler μπορεί να χρησιμοποιηθεί από μόνος του για ένα μόνο αρχείο ή μπορεί να χρησιμοποιηθεί σε συνεργασία με τον linker για να παράγουν ένα project από διαφορετικά source files ή βιβλιοθήκες. Ο linker είναι υπεύθυνος για την τοποθέτηση του κώδικα στις σωστές θέσεις μνήμης στον μικροελεγκτή. Debugger: O debugger επιτρέπει σημεία διακοπής (breakpoints), βηματική εκτέλεση, παράθυρα παρακολούθησης και όλα τα χαρακτηριστικά που προσφέρουν οι σύγχρονοι debuggers. Simulator: Ο προσομοιωτής χρησιμοποιεί το PC για να προσομοιώσει εντολές και μερικές λειτουργίες των περιφερειακών των dspic μικροελεγκτών. 94

95 Programmers: Το MPLAB σε συνεργασία με το MPLAB Pickit 3 μπορεί να κατεβάσει κώδικα μέσα στους μικροελεγκτές. Προσφέρει πλήρη έλεγχο στον προγραμματισμό κώδικα και δεδομένων καθώς και configuration bits για την επιλογή της κατάλληλης λειτουργίας των μικροελεγκτών. In-circuit Debugger: Επίσης το MPLAB IDE σε συνεργασία με το MPLAB Pickit 3 (Σχήμα 5.7) παρέχουν μία οικονομική λύση, εναλλακτική των εξομοιωτών. Χρησιμοποιώντας κάποιους από τους πόρους του μικροελεγκτή, μπορεί να κατεβάσει τον κώδικα μέσα στον μικροελεγκτή, να θέσει σημεία διακοπής, να κάνει μονά βήματα και να παρακολουθεί καταχωρητές και μεταβλητές. Προκειμένου να δημιουργηθεί ο κώδικας που είναι εκτελέσιμος από τον PICmicro MCU τα πηγαία αρχεία πρέπει να τοποθετηθούν σε ένα Project. O κώδικας μπορεί έπειτα να δομηθεί (build) στην εκτελέσιμη μορφή κώδικα με τα επιλεγμένα γλωσσικά εργαλεία (assembler, μεταγλωττιστές, linkers κλπ. ). Στο MPLAB IDE, ο project manager ελέγχει την παραπάνω διαδικασία. Σχήμα 5.7: Pickit 3 [19]. 5.2 Ανάλυση ελέγχου Παρακάτω επεξηγείται και αναλύεται λεπτομερώς ο έλεγχος που υλοποιείται στην πλακέτα. Όπως αναφέρθηκε και προηγουμένως χρησιμοποιήθηκε ένα μεικτό κύκλωμα ελέγχου με αναλογικά στοιχεία και μικροεπεξεργαστή. 95

96 Ανατρέχοντας στο κεφάλαιο 2 βλέπουμε ότι στην πλακέτα ελέγχου πρέπει να παράγονται 4 παλμοί. Ο πρώτος (S1) θα ορίζει την αρχή του διακοπτικού κύκλου, θα είναι SPWM μορφής και η μέγιστη διάρκεια αυτού του παλμού θα ορίζει την ισχύ λειτουργίας του αντιστροφέα. Οπότε, ρυθμίζοντας ένα κέρδος Κ ορίζουμε κάθε χρονική στιγμή τη διάρκεια του παλμού αυτού. Ο δεύτερος παλμός (Sα) θα ελέγχει το κύκλωμα του snubber, θα αρχίζει λίγο μετά την σβέση του πρώτου και θα σβήνει λίγο πριν ο πρώτος παλμός ξαναγίνει θετικός. Οι άλλοι δύο παλμοί (S2, S3) θα ορίζουν το ενεργό δευτερεύον τύλιγμα του μετασχηματιστή και ο καθένας θα άγει για χρονική διάρκεια ίση με την ημιπερίοδο του δικτύου Η παλμοδότηση των S1 και Sα Οι παλμοί που ελέγχουν αυτούς τους δύο διακόπτες παράγονται από τον μικροελεγκτή. Για την παραγωγή του παλμού που ελέγχει τον S1 πρέπει να εισάγουμε ένα ανορθωμένο ημίτονο, συχνότητας 100Hz, ως αναλογική είσοδο στον μικροελεγκτή. Για να το κάνουμε αυτό, αρχικά παίρνουμε μέσω ενός μετασχηματιστή, μία υποβιβασμένη ημιτονοειδή τάση από το δίκτυο. Έπειτα, με μια ανορθωτική γέφυρα διόδων ανορθώνουμε το ημίτονο αυτό, ενώ μέσω ενός διαιρέτη τάση ρυθμίζουμε το πλάτος του ώστε να είναι μέσα στα επιτρεπτά όρια του μικροελεγκτή. Τέλος, για μπορέσουμε να εισάγουμε το ανορθωμένο και υποβιβασμένο ημίτονο στον μικροελεγκτή, το περνάμε μέσα από έναν buffer τάσης για να έχουμε μικρή αντίσταση πηγής στην τάση που βλέπει ο μικροελεγκτής, όπως ορίζει το φυλλάδιο του κατασκευαστή του. Αφού πάρουμε το ανορθωμένο ημίτονο στην αναλογική είσοδο AN0 ως αναφορά στον μικροελεγκτή, ρυθμίζουμε κατάλληλα την PWM μονάδα ώστε να πάρουμε στην έξοδο PWM1H του μικροελεγκτή τον επιθυμητό SPWM παλμό. Πρώτα, ρυθμίζουμε την PWM μονάδα να λειτουργεί σε continuous up-down mode (το γιατί θα γίνει εμφανές παρακάτω), ενώ ο καταχωρητής PDC1 ενημερώνεται σύγχρονα από την αναλογική είσοδο ΑΝ0, δηλαδή το ανορθωμένο ημίτονο. Έτσι, παράγονται SPWM παλμοί με μέγιστο πλάτος τέτοιο ώστε η μέγιστη διάρκεια του SPWM παλμού να είναι 50%. Όσον αφορά τον παλμό που ελέγχει τον διακόπτη Sα ακολουθείται η παρακάτω διαδικασία. Όπως είπαμε και προηγουμένως, ο παλμός αυτός πρέπει να ξεκινάει λίγο μετά τη σβέση του S1 και να σβήνει λίγο πριν την έναυση του S1. Για να το πετύχουμε αυτό πολλαπλασιάζουμε την τιμή του PDC1 με ένα αυθαίρετο κέρδος, αφού δεν έγινε μελέτη της παλμοδότησης του Sα και στη συνέχεια ορίζουμε αυτή τη νέα τιμή στον PDC2 (ώστε 96

97 PDC2>PDC1). Έτσι, παίρνοντας τον αντεστραμμένο παλμό από την PWM2L έξοδο του μικροελεγκτή, έχουμε τον επιθυμητό έλεγχο για τον διακόπτη Sα. H διαδικασία αυτή φαίνεται και στο Σχήμα 5.8. Σχήμα 5.8: Λογική παραγωγής παλμού για τον διακόπτη Sα [18]. Χρησιμοποιώντας τον μικροελεγκτή, έχουν τοποθετηθεί στην παλκέτα ελέγχου λογικές πύλες που δίνουν τη δυνατότητα να παραχθούν παλμοί με μεγάλη ακρίβεια τόσο στο πόσο αργότερα θα ξεκινάει ο παλμός του Sα όσο και στο πόσο νωρίτερα θα σταματάει. Η λογική πάνω στην οποία στηρίζεται είναι η ακόλουθη (Σχήμα 5.9). Στη έξοδο PWM1H παράγεται SPWM παλμός που ρυθμίζεται από την αναλογική είσοδο AN0 του μικροελεγκτή (ανορθωμένο ημίτονο). Στην PWM2L παράγεται ο συμπληρωματικός παλμός της PWM2H, έχοντας ως PDC2=PDC1+x. Στην έξοδο PWM3H παράγεται ένα σταθερός παλμός με πλάτος %. Έτσι, παλμοδοτούμε τον διακόπτη Sα με το σήμα της PWMIH εξόδου, ενώ για τον διακόπτη S1 παίρνουμε το αποτέλεσμα της λογικής πράξης AND της PWM2L με την PWM3H. Ρυθμίζοντας κατάλληλα την τιμή του x και την τιμή του PDC3 έχουμε όποια ακρίβεια θέλουμε στον παλμό του Sα Για λόγους απλότητας όμως και επειδή δεν είχε γίνει βαθύτερη μελέτη για την παλμοδότηση του Sα, χρησιμοποιήθηκε μόνο ο πρώτος τρόπος παλμοδότησης, ο οποίος χρησιμοποιήθηκε και στην προσομοίωση του κυκλώματος. 97

98 Σχήμα5 5.9: Ακριβέστερη παλμοδότηση Sα Η παλμοδότηση των S2 και S3 Όσον αφορά τους παλμούς ελέγχου των S2 και S3 παρατηρούμε ότι πρόκειται για συμπληρωματικούς παλμούς, που πρέπει να λειτουργούν εναλλάξ σύμφωνα με την συχνότητα του δικτύου (Σχήμα 5.10). Για να το πετύχουμε αυτό, χρησιμοποιούμε τρεις τελεστικούς ενισχυτές (LM358). Ο δύο πρώτοι λειτουργούν ως συγκριτές. Ο ένας συγκριτής έχει σαν θετική είσοδο την υποβιβασμένη τάση του δικτύου και ως αρνητική είσοδο μια μικρή θετική τάση (0.1 έως 0.5V) που ρυθμίζεται μέσω ενός ποτενσιόμετρου. Έτσι. στην έξοδο του βγάζει θετικό παλμό όταν η τάση του δικτύου είναι μεγαλύτερη από την τάση του ποτενσιόμετρου και αρνητικό παλμό στην άλλη περίπτωση. Ο δεύτερος συγκριτής έχει ως αρνητική είσοδο την τάση του δικτύου, ενώ ως θετική είσοδο μια μικρή αρνητική τάση (- 0.1V έως -0.5V) που ρυθμίζεται μέσω ενός δεύτερου ποτενσιόμετρου. Έτσι, βγάζει στην έξοδο θετικούς παλμούς όταν η τάση του δικτύου είναι μικρότερη από την τάση του δεύτερου ποτενσιόμετρου και αρνητικό παλμό στην άλλη περίπτωση. Η χρήση ποτενσιόμετρων και όχι απλά μιας μηδενικής τάσης (γη) έγινε για να αποφευχθεί η ταυτόχρονη αγωγή και των δύο δευτερευόντων τυλιγμάτων του μετασχηματιστή κατά τη μετάβαση των διακοπτών. Τέλος, με τη χρήση διόδων αποκόπτουμε το αρνητικό κομμάτι των παλμών και παίρνουμε τους επιθυμητούς παλμούς για την οδήγηση τω S2, S3. Για να είναι δυνατή όμως η σύγκριση της τάσης του δικτύου με την τάση των ποτενσιόμετρων, έπρεπε οι τάσεις αυτές να έχουν κοινή αναφορά. Για να το πετύχουμε αυτό 98

99 χρησιμοποιήσαμε έναν τρίτο τελεστικό ενισχυτή ως διαφορικό ενισχυτή για να πάρουμε την τάση του δικτύου με αναφορά την γη της πλακέτας ελέγχου. Με αυτό τον τρόπο όλες οι τάσεις είχαν κοινή αναφορά γης και επομένως ήταν δυνατή η σύγκρισή τους. Σχήμα 5.10: Σήματα ελέγχου S2 και S Σχηματικό διάγραμμα Στο σχήμα 5.11 βλέπουμε το σχηματικό διάγραμμα της πλακέτας ελέγχου. Πέρα από όσα αναφέραμε, εύκολα παρατηρεί κάποιος την ύπαρξη της λογικής πύλης ΟR (SN74HC32N) και της λογικής πύλης AND (SN74HC08N), οι οποίες, αν και δεν χρησιμοποιήθηκαν στη στυγκεκριμένη εφαρμογή, υπάρχουν στην πλακέτα ελέγχου και δίνουν τη δυνατότητα παραγωγής παλμών μεγάλης ακρίβειας, σε περίπτωση που γίνει εκτενέστερη μελέτη της παλμοδότησης του διακόπτη Sα. Αξίζει να σημειώσουμε και την ύπαρξη των ποτενσιομέτρων, τα οποία δίνουν τη δυνατότητα στον χρήστη να ρυθμίζει τον λόγο κατάτμησης και την καθυστέρηση που υπάρχει στην έναυση των παλμών που οδηγούν τους διακόπτες S2 και S3. 99

100 Σχήμα 5.11: Σχηματικό διάγραμμα πλακέτας ελέγχου. 100

101 5.2.4 Προγραμματισμός μικροελεγκτή. Η λογική που χρησιμοποιήθηκε για την παραγωγή των παλμών του S1 και του Sα περιγράφηκε σε προηγούμενη ενότητα. Στο Σχήμα 5.12 φαίνεται το διάγραμμα ροής του κώδικα που αναπτύχθηκε, ενώ ο κώδικας υπάρχει στο παράρτημα Α. Σχήμα 5.12: Διάγραμμα ροής. 101

102 102

103 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 6 Μετρήσεις - Πειραματικά Αποτελέσματα Συμπεράσματα 6.1 Γενικά Στο κεφάλαιο αυτό θα παρουσιαστούν οι μετρήσεις και τα πειραματικά αποτελέσματα που προέκυψαν από την λειτουργία του υψίσυχνου αντιστροφέα Flyback. Επιπροσθέτως, θα δοθούν φωτογραφίες από την κατασκευή και θα εξαχθούν συμπεράσματα και προοπτικές για τον συγκεκριμένο μετατροπέα. Στο σημείο αυτό, αξίζει να σημειωθεί ότι τα πειραματικά αποτελέσματα δεν αντιστοιχούν στις αρχικές προδιαγραφές του αντιστροφέα μας, αλλά πραγματοποιήθηκαν υπό μικρότερη τάση εισόδου και επομένως μικρότερη ισχύ λειτουργίας. Αυτό έγινε για λόγους που θα εξηγηθούν παρακάτω. 6.2 Πειραματικά αποτελέσματα Το πείραμα πραγματοποιήθηκε στο εργαστήριο ηλεκτρομηχανικής μετατροπής ενέργειας του πανεπιστημίου Πατρών και είχε τις εξής προδιαγραφές. Η ισχύς εισόδου ήταν Pin=25W, ο μέγιστος λόγος κατάτμησης ήταν δ=50% και η συχνότητα λειτουργίας ήταν f=50khz. Όλες οι μετρήσεις και τα πειραματικά αποτελέσματα αντιστοιχούν σε ωμικό φορτίο στην έξοδο. Οι κυματομορφές που παλμογραφήθηκαν στο εργαστήριο και επιβεβαιώνουν την λειτουργία του αντιστροφέα καθώς και την zero voltage transition λειτουργία τού, φαίνονται παρακάτω. Σχήμα 6.1: Τάση εξόδου του αντιστροφέα ανά περίοδο δικτύου. 103

104 Όπως φαίνεται και στο Σχήμα 6.1, όπου βλέπουμε την τάση εξόδου στα ανά ο αντιστροφέας μας παράγει στην έξοδο μια αρκετά ικανοποιητική ημιτονοειδή τάση με συχνότητα 50Hz. Την ποιότητα του ημιτόνου επιβεβαιώνει και η ανάλυση Fourier της τάσης εξόδου στο Σχήμα Η ανωμαλία που παρατηρείται στην κυματομορφή κατά την αλλαγή πολικότητας οφείλεται στη καθυστέρηση έναυσης των παλμών που οδηγούν τους διακόπτες S2 και S3 και πιθανόν στον πυκνωτή του φίλτρου εξόδου, ο οποίος χρειάζεται κάποιο χρόνο για την φόρτιση και την εκφόρτιση του με αντίθετη πολικότητα. Σχήμα 6.2: Ανάλυση Fourier της τάσης εξόδου. Σχήμα 6.3: Παλμοί S1 και ρεύμα πρωτεύοντος τυλίγματος του μετασχηματιστή ανά περίοδο δικτύου. 104

105 Στο Σχήμα 6.3 βλέπουμε τους παλμούς του διακόπτη S1 και το ρεύμα που τον διαρρέει ανά περίοδο δικτύου. Ευκολά παρατηρεί κάποιος την ημιτονοειδή διακύμανση των παλμών του διακόπτη S1 και το ημιτονοειδές ρεύμα που τραβάει ο αντιστροφέας μας στην είσοδο (θετικό κομμάτι) καθώς και την ύπαρξη του αρνητικού ρεύματος που επιτελεί στην ουσία την zero voltage transition λειτουργία του μετατροπέα. Στο Σχήμα 6.4 βλέπουμε τα προηγούμενα μεγέθη ανά διακοπτική περίοδο. Βλέπουμε ότι όσο υπάρχει παλμός στην πύλη του διακόπτη S1, το πηνίο του πρωτεύοντος τυλίγματος φορτίζει γραμμικά, ενώ μόλις σβήσει ο παλμός του διακόπτη S1 βλέπουμε την ροή του ρεύματος στο snubber μέσω της αντιπαράλληλης διόδου του MOSFET Sα. Έπειτα, είναι εμφανές το αρνητικό ρεύμα που οδηγεί σε αποφόρτιση του παρασιτικού πυκνωτή CDS του MOSFET S1, που δημιουργεί συνθήκες μετάβασης υπό μηδενική τάση στον διακόπτη S1. Όλα αυτά επιβεβαιώνουν την ορθή λειτουργία του αντιστροφέα. Σχήμα 6.4: περίοδο. Παλμοί S1 και ρεύμα πρωτεύοντος τυλίγματος του μετασχηματιστή ανά διακοπτική Στο Σχήμα 6.5 βλέπουμε τους παλμούς του διακόπτη S1 και το ρεύμα που ρέει στο ενεργό δευτερεύον τύλιγμα του μετασχηματιστή ανά περίοδο δικτύου. Είναι εμφανής ο ροή ρεύματος μόνο για μισή περίοδο του δικτύου, γεγονός που υποδηλώνει την σωστή παλμοδότηση των δευτερευόντων τυλιγμάτων. Στο Σχήμα 6.6 φαίνονται οι παλμοί του διακόπτη S1 και το ρεύμα του ενεργού δευτερεύοντος τυλίγματος σε σχέση με τους παλμούς 105

106 του διακόπτη S1 ανά διακοπτική περίοδο. Βλέπουμε ότι μόλις σβήσει ο παλμός του διακόπτη S1, το ρεύμα αρχίζει να ρέει στο ενεργό δευτερεύον τύλιγμα, το οποίο είναι βασικό γνώρισμα του Flyback μετατροπέα. Η υπέρθεση που βλέπουμε στο ρεύμα λίγο πριν την σβέση του οφείλεται στο ανάποδο ρεύμα που ρέει στο πρωτεύον και το οποίο πολώνει ορθά την δίοδο του ενεργού δευτερεύοντος τυλίγματος. Σχήμα 6.5: περίοδο δικτύου. Παλμοί S1 και ρεύμα ενεργού δευτερεύοντος τυλίγματος του μετασχηματιστή ανά Σχήμα 6.6: διακοπτική περίοδο. Παλμοί S1 και ρεύμα ενεργού δευτερεύοντος τυλίγματος του μετασχηματιστή ανά 106

107 Σχήμα 6.7: Τάση πυκνωτή C r στο snubber και ρεύμα πρωτεύοντος τυλίγματος του μετασχηματιστή ανά διακοπτική περίοδο. Στο Σχήμα 6.7 βλέπουμε την τάση του πυκνωτή Cr που βρίσκεται στο snubber, σε σχέση με το ρεύμα του πρωτεύοντος τυλίγματος του μετασχηματιστή. Όπως εύκολα παρατηρεί κάποιος, ο πυκνωτής Cr, ο οποίος είναι πάντα φορτισμένος σε κάποια τιμή, φορτίζει σε μια μεγαλύτερη τιμή τάσης μόλις σβήσει ο παλμός του διακόπτη S1 και εκφορτίζει σε μια μικρότερη τιμή τάσης μόλις σβήσει ο παλμός του διακόπτη Sα. 6.8: Τάση διακόπτη S2 στο δευτερεύον του μετασχηματιστή ανά περίοδο δικτύου. Σχήμα 107

108 Στο Σχήμα 6.8 βλέπουμε την τάση ενός από τα δύο δευτερεύοντα τυλίγματα του μετασχηματιστή. Είναι εμφανές ότι για μισή περίοδο δικτύου που άγει ο κάθε διακόπτης, η τάση στα άκρατου είναι μηδενική, ενώ για την υπόλοιπη περίοδο που δεν άγει, στα άκρα του πέφτει μια μεγάλη τάση. Σχήμα 6.9: Παλμοί και τάση διακόπτη S1 ανά περίοδο δικτύου. Σχήμα 6.10: Παλμοί και τάση διακόπτη S1 ανά διακοπτική περίοδο. 108

109 Στο σχήμα 6.9 βλέπουμε τους παλμούς που οδηγούν τον διακόπτη S1 και την τάση που πέφτει στα άκρα του ανά περίοδο δικτύου. Στο σχήμα 6.10 βλέπουμε την τάση του διακόπτη S1 σε σχέση με τους παλμούς του ανά διακοπτική περίοδο. Εδώ φαίνεται ότι πριν δώσουμε παλμό έναυσης στον διακόπτη S1, η τάση στα άκρα του είναι μηδέν. Αυτό είναι και η πεμπτουσία της της συγκεκριμένης διπλωματικής. Σε αυτό το σχήμα επιβεβαιώνεται η zero voltage transition λειτουργία του αντιστροφέα, γεγονός που αποδεικνύει ότι η θεωρία πάνω στην οποία βασίστηκε η συγκεκριμένη διπλωματική είναι σωστή και μπορεί να οδηγήσει σε βελτίωση του βαθμού απόδοσης του μετατροπέα. 6.3 Πρόβλημα παλμόδότησης Παλμοδότηση με εσωτερικό ημίτονο Το μεγαλύτερο πρόβλημα που αντιμετωπίσαμε κατά την λειτουργία του μετατροπέα, ήταν ότι μετά από κάποια συγκεκριμένη τάση εισόδου, ο ηλεκτρομαγνητικός θόρυβος που παραγόταν από τον υψίσυχνο μετασχηματιστή επηρέαζε το κύκλωμα παλμοδότησης. Συγκεκριμένα, όταν η τάση εισόδου ξεπερνούσε τα 20V, ο ηλεκτρομαγνητικός θόρυβος που επηρέαζε το ανορθωμένο ημίτονο εισόδου σε τέτοιο βαθμό, ώστε ο παλμός που παραγόταν από την PWM μονάδα να αυξάνει την διάρκεια του κατά 20-30%. Αποτέλεσμα αυτού, ήταν ο αντιστροφέας μας να τραβάει μεγαλύτερο ρεύμα απ ό,τι έπρεπε για συγκεκριμένη ισχύ λειτουργίας. Έτσι, αναγκαστήκαμε να πάρουμε κυματομορφές σε χαμηλότερη ισχύ λειτουργίας από την ονομαστική. Στο Σχήμα 6.11 και στο Σχήμα 6.12 φαίνεται η αλλοίωση της τάσης εξόδου, που οφείλεται στην ύπαρξη του θορύβου, στα 70W και στα 90W αντίστοιχα. Σχήμα 6.11: Τάση εξόδου για ισχύ λειτουργίας 70W. 109

110 Σχήμα 6.12: Τάση εξόδου για ισχύ λειτουργίας 90W. Για να επιβεβαιώσουμε ότι το πρόβλημα οφειλόταν στον ηλεκτρομαγνητικό θόρυβο που παραγόταν από τον μετασχηματιστή και επηρέαζε την αναλογική είσοδο του μικροελεγκτή, παλμοδοτήσαμε το κύκλωμα μας με SPWM παλμούς, οι οποίοι παράγονται με την χρήση εσωτερικού ημιτόνου (σε μορφή πίνακα). Ο συγχρονισμός με τους παλμούς που οδηγούν τους διακόπτες S2 και S3 έγινε με την χρήση κάποιων Flag και ρυθμίζοντας κατάλληλα κάθε φόρα τον δείκτη του πίνακα που όριζε κατάλληλη τιμή στον PDC1. Για να το πετύχουμε όμως αυτό, αναγκαστήκαμε να κόψουμε κάποιους παλμούς στα άκρα, όπου το ημίτονο του δικτύου μηδενίζεται. Αυτό συνέβαινε γιατί ο συγχρονισμός έγινε με βάση το ανορθωμένο ημίτονο της αναλογικής εισόδου, το οποίο εξακολουθούσε να επηρεάζεται από τον ηλεκτρομαγνητικό θόρυβο. Ο κώδικας που χρησιμοποιήθηκε βρίσκεται στο παράρτημα Β. Όπως είδαμε, όταν η παλμοδότηση γινόταν εσωτερικά στο μικροελεγκτή, όσο και να ανεβάζαμε την τάση εισόδου του αντιστροφέα, ο παλμοί επηρεάζονταν ελάχιστα σε σχέση με πριν. Οι κυματομορφές που πήραμε με αυτόν τον τρόπο παλμόδότησης φαίνονται παρακάτω. Η τάση εισόδου είναι 50V. Η ισχύς εισόδου όμως και πάλι δεν είναι η ονομαστική, καθώς για να συγχρονίσουμε τους παλμούς του μικροελεγκτή με τους παλμούς των δευτερευόντων τυλιγμάτων, έπρεπε να κόψουμε παλμούς από τα άκρα. 110

111 Σχήμα 6.13: Τάση εξόδου. Στο Σχήμα 6.13 βλέπουμε την τάση εξόδου του αντιστροφέα όταν οι παλμοί παράγονταν με εσωτερικό ημίτονο. Βλέπουμε ότι, αν και δεν είναι τέλειο ημίτονο λόγω της προχειρότητας του πίνακα ημιτόνου που χρησιμοποιήσαμε στο πρόγραμμα, δεν επηρεάζεται τόσο από τον ηλεκτρομαγνητικό θόρυβο. Σχήμα 6.14: δικτύου. Παλμοί S1 και ρεύμα πρωτεύοντος τυλίγματος του μετασχηματιστή ανά περίοδο 111

112 Στο Σχήμα 6.14 και 6.15 βλέπουμε του παλμούς του διακόπτη S1 και το ρεύμα που τον διαρρέει ανά περίοδο δικτύου και ανά διακοπτική περίοδο αντίστοιχα. Εύκολα παρατηρεί κάποιος του παλμούς που έχουν κοπεί στα άκρα. Κατά τα άλλα η λειτουργία του αντιστροφέα παραμένει αναλλοίωτη. Σχήμα 6.15: περίοδο. Παλμοί S1 και ρεύμα πρωτεύοντος τυλίγματος του μετασχηματιστή ανά διακοπτική Σχήμα 6.16: Παλμοί S1 και ρεύμα ενεργού δευτερεύοντος τυλίγματος του μετασχηματιστή ανά περίοδο δικτύου. Στο Σχήμα 6.16 και 6.17 βλέπουμε τους παλμούς του διακόπτη S1 Και το ρεύμα της διόδου D1 ανά περίοδο δικτύου και ανά διακοπτική περίοδο αντίστοιχα. 112

113 Σχήμα 6.17: διακοπτική περίοδο. Παλμοί S1 και ρεύμα ενεργού δευτερεύοντος τυλίγματος του μετασχηματιστή ανά Σχήμα 6.18: Παλμοί και τάση διακόπτη S1 ανά διακοπτική περίοδο. Στο Σχήμα 6.18 βλέπουμε τους παλμούς και την τάση στα άκρα του διακόπτη S1. Και εδώ επιβεβαιώνεται η ZVT λειτουργία. 113

114 Όπως φαίνεται και στα προηγούμενα σχήματα η λειτουργία του αντιστροφέα παραμένει αναλλοίωτη, ενώ υπάρχουν κάποιες μικροδιαφορές σε σχέση με τις ιδανικές κυματομορφές, γεγονός το οποίο οφείλεται στο ότι το εσωτερικό ημίτονο που χρησιμοποιήθηκε δεν ήταν πολύ ακριβές, καθώς χρησιμοποιήθηκε μόνο για να επιβεβαιώσει την επίδραση του ηλεκτρομαγνητικού θορύβου στην πλακέτα ελέγχου. 6.4 Μετρήσεις Στον παρακάτω πίνακα φαίνονται οι μετρήσεις που προέκυψαν από την λειτουργία του αντιστροφέα για διάφορες ισχείς λειτουργίας. Σαν φορτίο χρησιμοποιήθηκε μόνο μια ωμική αντίσταση ισχύος, ενώ στην είσοδο συνδέθηκε ένα τροφοδοτικό συνεχούς τάσης 50V. Vin(V) Iin(A) Vout(V) Iout(A) η(%) Πίνακας 6.1: Τάσεις και ρεύματα εισόδου-εξόδου και βαθμός απόδοσης του αντιστροφέα για διάφορες ισχείς λειτουργίας. Η μέτρηση του ρεύματος Ιin έγινε με το ενσωματωμένο αμπερόμετρο του τροφοδοτικού συνεχούς τάσης που χρησιμοποιήθηκε, ενώ η τάση εξόδου και το ρεύμα εξόδου Vout, Iout μετρήθηκαν με εξωτερικό βολτόμετρο και αμπερόμετρο αντίστοιχα. Όπως παρατηρούμε, ο αντιστροφέας λειτουργεί με υψηλό βαθμό απόδοσης, που ξεπερνάει το 89%. Υπάρχει βέβαια μια μικρή πτώση του βαθμού απόδοσης σε σχέση με αυτόν που μετρήθηκε στην προσομοίωση του κυκλώματος αλλά αυτό οφείλεται στο γεγονός ότι στην πράξη χρησιμοποιήθηκαν διαφορετικά στοιχεία. Επίσης, ο μετασχηματιστής κατασκευάστηκε με το χέρι και έχει περισσότερες απώλειες (κυρίως απώλειες σιδήρου) σε σχέση με αυτόν που χρησιμοποιήθηκε στην προσομοίωση. 114

115 6.5 Φωτογραφικό υλικό από την κατασκευή του αντιστροφέα Flyback Στη συνέχεια παρουσιάζονται φωτογραφίες, στις οποίες απεικονίζεται η δομή της πλακέτα ελέγχου και της πλακέτας ισχύος, καθώς και η συνολική διάταξη του πειράματος. Σχήμα 6.19: Πλακέτα ελέγχου. Στο Σχήμα 6.19 φαίνεται η πλακέτα ελέγχου. Εύκολα διακρίνει κάποιος τον μικροελεγκτή, τους τελεστικούς ενισχυτές, τις διόδους της γέφυρας, τους μετασχηματιστές και τα ποτενσιόμετρα. Τα υπόλοιπα ολοκληρωμένα είναι για τις λογικές πύλες OR και AND. Η πλακέτα σχεδιάστηκε στην αρχή ως μονής όψεως, αλλά στην πορεία κάποιες μικροαλλαγές που χρειάστηκε να γίνουν, μας ανάγκασαν να κολλήσουμε κάποια στοιχεία στο κάτω μέρος, τα οποία δεν φαίνονται στην φωτογραφία. 115

116 6.20: Πλακέτα Ισχύος (άνω όψη). Σχήμα Σχήμα 6.21: Πλακέτα ισχύος (πλάγια όψη). 116

117 Στα Σχήμα 6.20 και 6.21 βλέπουμε την πλακέτα ισχύος από άνω και πλάγια όψη αντίστοιχα. Εμφανή είναι τα τρανζίστορ και οι δίοδοι ισχύος, ο μετασχηματιστής, το ψυκτικό, οι πυκνωτές του κυκλώματος και τα κυκλώματα οδήγησης των ημιαγωγικών διακοπτών. Σχήμα 6.22: Φίλτρο εξόδου. Στο Σχήμα 6.22 βλέπουμε το φίλτρο εξόδου που χρησιμοποιήθηκε. Το φίλτρο αυτό υπηρχε έτοιμο στο εργαστήριο, ενώ όπως παρατηρούμε, αποτελείται από δύο πηνία, συνδεδεμένα σε σειρά. Σχήμα 6.23: Πλακέτες τροφοδοτικών. 117

118 Στο Σχήμα 6.23 βλέπουμε τις πλακέτες των τροφοδοτικών που χρησιμοποιήθηκαν. Αριστερά βρίσκεται η πλακέτα που τροφοδότησε την πλακέτα ισχύος, ενώ από τις άλλες δύο πλακέτες τροφοδοτήθηκαν οι optocoupler και οι driver των κυκλωμάτων οδήγησης. Σχήμα 6.24: Συνολική διάταξη. Στο Σχήμα 6.24 βλέπουμε την συνολική διάταξη, όπως αυτή συνδέθηκε για να λειτουργήσει ο αντιστροφέας Δεν φαίνεται η αντίσταση ισχύος στην έξοδο, καθώς ήταν πολύ ογκώδης και δεν χωρούσε στη φωτογραφία. 6.7 Συμπεράσματα Προοπτικές Στην παρούσα διπλωματική εργασία, εξετάστηκε η λειτουργία μιας νέας τοπολογίας, συγκεκριμένα ενός υψίσυχνου αντιστροφέα ρεύματος τοπολογίας Flyback με ένα επιπλέον κύκλωμα, με το οποίο πετυχαίνουμε έναυση του βασικού διακόπτη του κυκλώματος, υπό μηδενική τάση (ZVT). Ο αντιστροφέας που κατασκευάστηκε παράγει εναλλασσόμενο ημιτονοειδές ρεύμα, ίδιας συχνότητας και συμφασικό με την τάση του ηλεκτρικού δικτύου, ενώ λειτουργεί με υψηλό βαθμό απόδοσης, περίπου 90%. Αξίζει να σημειωθεί πάντως, ότι η 118

119 έντονη ηλεκτρομαγνητική παρεμβολή που προκαλείται από τη λειτουργία του κυκλώματος, επηρεάζει σε μεγάλο βαθμό τα αναλογικά κυκλώματα ελέγχου της διάταξης. Το γεγονός ότι επιβεβαιώθηκε η ZVT λειτουργία του κυκλώματος είναι πολύ σημαντικό, καθώς μπορεί να οδηγήσει σε αύξηση του βαθμού απόδοσης των συμβατικών αντιστροφέων τύπου Flyback. Αν μάλιστα βρεθεί τρόπος να αντιμετωπιστεί σε μεγάλο βαθμό η ηλεκτρομαγνητική παρεμβολή που προκαλείται από τη λειτουργία του αντιστροφέα και γίνει εις βάθος μελέτη της παλμοδότησης του βοηθητικού κυκλώματος με το οποίο επιτυγχάνεται η λειτουργία zero voltage transition, η αύξηση του βαθμού απόδοσης μπορεί να γίνει ακόμα μεγαλύτερη. 119

120 120

121 ΒΙΒΛΙΟΓΡΑΦΙΑ [1] Μαλέσιος Ευάγγελος, Παπαδόπουλος Μιχαήλ, Εφαρμογές ηλεκτρονικών ισχύος στην παραγωγή και μεταφορά της ηλεκτρικής ενέργειας, Καβάλα, [2] [3] [4] Δρ.-Μηχ. Εμμανουήλ Κ. Τατάκης, Ηλεκτρονικά στοιχεία ισχύος και βιομηχανικές εφαρμογές, Πάτρα, [5] [6] [7] [8] Θωμάς Ζαχαρίας, Ήπιες μορφές ενέργειας ΙΙ, Πάτρα, [9] Κωνσταντίνος Ζαοσκούφης, Μελέτη και κατασκευή τροφοδοτικού με πολλαπλές εξόδους, Διπλωματική εργασία, Εργαστήριο Ηλεκτρομηχανικής Μετατροπής Ενέργειας, Νο 369, Πάτρα, [10] Αναστάσιος Χ. Κυρίτσης, Βέλτιστος σχεδιασμός υψίσυχνου μονοφασικού αντιστροφέα για την διασύνδεση φωτοβολταϊκών συστημάτων μικρής ισχύος με το δίκτυο χαμηλής τάσης, Διαδακτορική διατριβή, Νο 211, Πάτρα, [11] Δρ.-Ηλ. Μηχ. Ν. Π. Παπανικολάου, Δρ.-Ηλ. Μηχ. Ε. Κ. Τατάκης, Κύκλωμα ενεργητικής καταστολής των υπερτάσεων που εμφανίζονται σε μετατροπείς τύπου Flyback κατά την λειτουργία σε συνεχή αγωγή και υπό υψηλή διακύμανση φορτίου. [12] N. Kasa, T. Iida, A.K.S. Bhat, Zero-Voltage Transition Flyback Inverter for Small Scale Photovoltaic Power System, Conference Paper in PESC Record - IEEE Annual Power Electronics Specialists Conference, July 2005 [13] 121

122 [14] [15] Mohan, Undeland, Robbins, «Εισαγωγή στα Ηλεκτρονικά ισχύος, Ανάλυση Σχεδίαση και Εφαρμογές των Ηλεκτρονικών Μετατροπέων Ισχύος», 3 η Έκδοση, Εκδόσεις Τζιόλα, [16] [17] [18] dspic30f Family Reference Manual, High-Performance Digital Signal Controllers. [19] Pickit 3, Programmer/Debugger User s guide. 122

123 ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Α Κώδικας προγράμματος 123

124 Κώδικας με αναλογική είσοδο #include "p30f4011.h" _FOSC(CSW_FSCM_OFF & FRC_PLL16); _FWDT(WDT_OFF); // void InitAD(void); // δήλωση συναρτήσεων void InitPWM(void); unsigned long ReadADC1, ReadADC2,i; // δήλωση μεταβλητών unsigned long temp1, temp2; // int main() { InitAD(); InitPWM(); 124

125 while(1) { ReadADC1=ADCBUF1; // διαβάζουμε αναλοφική εισόδο 0 if(readadc1>50){ // κόβουμε τα άκρα ReadADC2=ADCBUF0; // διαβάζουμε αναλογική είσοδο 1 ReadADC1=0; for (i=0;i<10;i++){ // παιρνουμε μέση τιμή 10 αναλογικών εισόδων ReadADC1=ReadADC1+ADCBUF1;} temp1=readadc1/10; temp2=temp1*readadc2; PDC1=temp2/2850; // ρυθμίζουμε τα PDC στις επιθυμητές τιμές PDC2=1.4*PDC1; } else { PDC1=0; PDC2=1200; } 125

126 } } // void InitAD(void) // αρχικοποίηση AD μονάδας { ADCON1=0; ADCSSL=0x0001; ADCHS=0x0001; ADPCFG=0x01FC; ADCON3=0x0C05; ADCON2=0x0200; 126

127 ADCON1=0x80EC; } void InitPWM(void) // αρχικοποίηση PWM μονάδας { PWMCON1=0; PWMCON2=0; PTCON=0x8002; PWMCON1=0x0012; PWMCON2=0x0004; PTPER=300; } 127

128 Κώδικα με εσωτερικό ημίτονο #include "p30f4011.h" #define FCY #include "Libpic30.h" int flag=0; int pointer=0; _FOSC(CSW_FSCM_OFF & FRC_PLL16); _FWDT(WDT_OFF); // void InitAD(void); void InitPWM(void); int sinetable[]={0,2,4,6,7,9,11,13,15,17,19,20,22,24,26,28,30,31,33, 35,37,39,41,42,44,46,48,50,52,53,55,57,59,61,63,64,66,68,70,72,73,75, 77,79,80,82,84,86,88,89,91,93,95,96,98,100,102,103,105,107,109,110,112, 114,115,117,119,120,122,124,126,127,129,131,132,134,136,137,139,140,142, 144,145,147,149,150,152,153,155,156,158,160,161,163,164,166,167,169,170, 172,173,175,176,178,179,181,182,184,185,187,188,189,191,192,194,195,196,1 98, 128

129 199,201,202,203,205,206,207,209,210,211,212,214,215,216,217,219,220,221,2 22, 224,225,226,227,228,230,231,232,233,234,235,236,237,239,240,241,242,243, 244,245,246,247,248,249,250,251,252,253,254,255,256,257,258,258,259,260, 261,262,263,264,264,265,266,267,268,268,269,270,271,271,272,273,274,274, 275,276,276,277,277,278,279,279,280,281,281,282,282,283,283,284,284,285, 285,286,286,287,287,287,288,288,289,289,289,290,290,290,291,291,291,292,2 92, 292,292,293,293,293,293,293,294,294,294,294,294,294,295,295,295,295,295,2 95, 295,295,295,295,295,295,295,295,295,295,295,295,295,294,294,294,294,294,2 94, 294,293,293,293,293,292,292,292,292,291,291,291,290,290,290,289,289,289,2 88, 288,288,287,287,286,286,285,285,284,284,283,283,282,282,281,281,280,279,2 79, 278,278,277,276,276,275,274,274,273,272,272,271,270,269,269,268,267,266,2 65,265, 264,263,262,261,260,260,259,258,257,256,255,254,253,252,251,250,249,248,2 47,246, 245,244,243,242,241,240,239,238,237,236,234,233,232,231,230,229,228,226,2 25,224, 129

130 223,222,220,219,218,217,215,214,213,211,210,209,208,206,205,204,202,201,1 99,198, 197,195,194,193,191,190,188,187,185,184,183,181,180,178,177,175,174,172,1 71,169,168, 166,165,163,162,160,158,157,155,154,152,151,149,147,146,144,142,141,139,1 38,136,134, 133,131,129,128,126,124,123,121,119,118,116,114,112,111,109,107,106,104,1 02,100, 99,97,95,93,92,90,88,86,84,83,81,79,77,76,74,72,70,68,67,65,63,61,59,58,56,54,52, 50,48,47,45,43,41,39,37,36,34,32,30,28,26,25,23,21,19,17,15,13,12,10,8,6,4,2,0 } ; // void attribute ((interrupt,auto_psv)) _PWMInterrupt(void){ InitAD(); if(adcbuf1>115){// συγχρονισμός με τους παλμούς του S2, S3 flag=1; if (pointer<39){ pointer=39;} } 130

131 else { flag=0;} pointer++; if (pointer>500){ pointer=0;} _PWMIF=0; } int main(){initad(); while(1) { InitPWM(); if ((flag>0)&(pointer>40)&(pointer<460)){ PDC1=sinetable[pointer]; PDC2=1.5*PDC1;} else{ PDC1=0; PDC2=0;} } 131

132 } // void InitPWM(void) { PWMCON1=0; PWMCON2=0; PTCON=0x8002; PWMCON1=0x0012; PWMCON2=0x0004; PTPER=294; 132

133 _PWMIF=0; _PWMIE=1; _PWMIP=7; } void InitAD(void) { ADCON1=0; ADCSSL=0x0001; ADCHS=0x0001; 133

134 ADPCFG=0x01FC; ADCON3=0x0C05; ADCON2=0x0200; ADCON1=0x80EC; } 134

135 ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ Β PCB πλακετών 135

136 Πλακέτα ελέγχου 136

137 Κύκλωμα ισχύος 137

138 Πλακέτα ισχύος 138

139 ΠΑΡΑΤΗΜΑ Γ Φυλλάδια Κατασκευαστών 139

140 140

141 141

142 142

143 143

144 144

145 145

146 146

147 147

148 148

149 149

150 150

151 151

152 152

153 153

154 154

155 155

156 156

157 157

158 158

159 159

160 160

161 161

162 162

163 163

164 164