Βέλτιστος σχεδιασµός µονοφασικού αντιστροφέα για τη διασύνδεση οικιακών φωτοβολταϊκών συστηµάτων στο ηλεκτρικό δίκτυο των αστικών περιοχών

Βέλτιστος σχεδιασµός µονοφασικού αντιστροφέα για τη διασύνδεση οικιακών φωτοβολταϊκών συστηµάτων στο ηλεκτρικό δίκτυο των αστικών περιοχών Α. Κυρίτσης 1, Ν. Παπανικολάου, Ε. Τατάκης 1 1 Πανεπιστήµιο Πατρών, Τµήµα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών & Τεχνολογίας Υπολογιστών Εργαστήριο Ηλεκτροµηχανικής Μετατροπής Ενέργειας, 6504 Ρίο Πάτρας Τηλ. +30.610.99641, fax +30.610.99736, ιαχειριστής Ελληνικού Συστήµατος Μεταφοράς Ηλεκτρικής Ενέργειας (.Ε.Σ.Μ.Η.Ε.) Λ. Αµφιθέας 11, 171 Ν. Σµύρνη Αθήνα Τηλ. +30.10.9466953, fax +30.10.946695 e-mail: kyritsis@ee.upatras.gr, npapanikolaou@desmie.gr, e.c.tatakis@ee.upatras.gr ΠΕΡΙΛΗΨΗ: Στην εργασία αυτή παρουσιάζεται ένας µονοφασικός υψίσυχνος αντιστροφέας µιας βαθµίδας µε αποµόνωση, κατάλληλος για συστήµατα διεσπαρµένης παραγωγής ηλεκτρικής ενέργειας και ειδικότερα για τη διασύνδεση Φωτοβολταϊκών Συστηµάτων µικρής ισχύος µε το δίκτυο χαµηλής τάσης των αστικών περιοχών. Συγκεκριµένα θα παρουσιαστεί ένας αντιστροφέας τοπολογίας flyback µε δύο ανεξάρτητα δευτερεύοντα τυλίγµατα και θα αναπτυχθούν κατάλληλες τεχνικές ελέγχου, ώστε να είναι εφικτή η χρήση του αντιστροφέα για ευρύ φάσµα παραγόµενης ισχύος (από µερικά W έως 00W). Ιδιαίτερα χαρακτηριστικά αυτού του µετατροπέα αποτελούν η επίτευξη υψηλού βαθµού απόδοσης, υψηλού συντελεστή ισχύος καθώς επίσης και η µεγάλη πυκνότητα ισχύος που τον διέπει. 1. Εισαγωγή Οι ανανεώσιµες πηγές ενέργειας αποτελούν στις µέρες µας σηµαντικό ρυθµιστή των ενεργειακών πεπραγµένων σε παγκόσµιο επίπεδο. Ιδιαίτερης αποδοχής για την παραγωγή ηλεκτρικής ενέργειας, τυγχάνει η διείσδυση Φωτοβολταϊκών (Φ/Β) Συστηµάτων µε τη µορφή µικρών µονάδων (ισχύος ως 500W) διεσπαρµένης παραγωγής, τα οποία συνδέονται στο δίκτυο χαµηλής τάσης των αστικών περιοχών (0V). Η τεχνοτροπία αυτή εφαρµοζόµενη σε οικιακά φωτοβολταϊκά συστήµατα είναι γνωστή µε τον όρο Φωτοβολταϊκά Πλαίσια Εναλλασσοµένου Ρεύµατος (AC PV Modules) [1, ]. Πρόκειται για φωτοβολταϊκές διατάξεις µικρής ισχύος, στις οποίες ενσωµατώνεται ένας ηλεκτρονικός µετατροπέας συνεχούς τάσης σε µονοφασική εναλλασσόµενη και οι οποίες συνδέονται απ ευθείας στο δίκτυο χαµηλής τάσης των αστικών περιοχών, όπως φαίνεται στο σχήµα 1. Η απουσία διασυνδέσεων τύπου πλέγµατος ή/και αλυσίδας µεταξύ Φ/Β πλαισίων, καθώς και η δυνατότητα καλύτερου ελέγχου κάθε αυτόνοµης διάταξης (Φ/Β πλαίσιο και αντιστροφέας), οδηγούν σε µεγαλύτερη αποδοτικότητα του όλου συστήµατος. Η µονάδα µετατροπής της ισχύος σε ένα Φωτοβολταϊκό Πλαίσιο Εναλλασσοµένου Ρεύµατος όπως προαναφέρθηκε, είναι συνήθως ένας ελεγχόµενος ηλεκτρονικός µετατροπέας συνεχούς τάσης σε µονοφασική εναλλασσόµενη. Η επιλογή του µετατροπέα πρέπει να ικανοποιεί απαιτήσεις όπως: α) Υψηλός βαθµός απόδοσης και µεγάλη πυκνότητα ισχύος. β) Χαµηλό κόστος και µεγάλη αξιοπιστία. γ) Συµµόρφωση µε τα πρότυπα IEEE 99-000 και IEEE 1547. Οι σηµαντικότερες τοπολογίες µετατροπέων που έχουν υιοθετηθεί για αυτόν το σκοπό παρουσιάζονται στο σχήµα. 1

Σχήµα 1: Φ/Β Πλαίσια Εναλλασσοµένου Ρεύµατος (AC PV Modules). Η τοπολογία του σχήµατος (α), είναι ένας µετατροπέας µιας βαθµίδας µε µετασχηµατιστή σιδήρου και P.W.M. αντιστροφέα πλήρους γέφυρας, ενώ στο σχήµα (β) παρουσιάζεται ένας µετατροπέας δύο βαθµίδων. Η πρώτη βαθµίδα είναι ένας υψίσυχνος µετατροπέας ανύψωσης της τάσης (forward, flyback, η πλήρους γέφυρας µετατροπέας µε υψίσυχνο µετασχηµατιστή) ενώ η δεύτερη βαθµίδα είναι ένας P.W.M. αντιστροφέα πλήρους γέφυρας. Επιπρόσθετα χρησιµοποιώντας κατάλληλη τεχνική ελέγχου [] επιτυγχάνεται υψηλός συντελεστή ισχύος, ενώ η χρήση ελέγχου ανίχνευσης του σηµείου λειτουργίας µέγιστης αποδιδόµενης ισχύος (M.P.P.T έλεγχος) οδηγεί τα φωτοβολταϊκά στοιχεία στην παραγωγή της µέγιστης ηλεκτρικής ισχύος στις εκάστοτε συνθήκες ακτινοβολίας. (α) (β) Σχήµα : Βασικές τοπολογίες µετατροπέων που χρησιµοποιούνται στα διασυνδεδεµένα µε το δίκτυο αποκεντρωµένα Φ/Β συστήµατα.

υστυχώς όµως και οι δύο παραπάνω διατάξεις παρουσιάζουν ορισµένα βασικά µειονεκτήµατα που περιορίζουν τόσο την αποδοτικότητα των µετατροπέων όσο και την πυκνότητα ισχύος αυτών. Αναλυτικά στην περίπτωση του µετατροπέα του σχήµατος.α. τροχοπέδη αποτελεί η χρήση βαρύ και ογκώδους µετασχηµατιστή σιδήρου, ο οποίος περιορίζει σηµαντικά την πυκνότητα ισχύος του συστήµατος. Επιπλέον από τη στιγµή που οι απώλειες σιδήρου του µετασχηµατιστή εξαρτώνται αποκλειστικά από την τιµή της εφαρµοζόµενης τάσης (η οποία είναι σταθερή και ίση µε την τάση του ηλεκτρικού δικτύου) ο βαθµός απόδοσης του µετατροπέα µειώνεται σηµαντικά για συνθήκες µειωµένης ηλιοφάνειας. Λαµβάνοντας υπόψη τη µεταβολή της ηλιακής ακτινοβολίας κατά τη διάρκεια µιας ηµέρας, το µειονέκτηµα αυτό κρίνεται ιδιαίτερα κρίσιµο σε εφαρµογές αυτού του είδους. Στην περίπτωση τοπολογιών του σχήµατος.β. µπορεί να απαλείφονται τα µειονεκτήµατα που οφείλονται στη χρήση µετασχηµατιστή σιδήρου, αλλά η ενέργεια που παράγεται από τη φωτοβολταϊκή γεννήτρια µετασχηµατίζεται δύο φορές (τόσο στο στάδιο ανύψωσης της τάσης, όσο και στο στάδιο του µετατροπέα πλήρους γέφυρας). Επίσης αυξάνεται ο αριθµός των ελεγχόµενων διακοπτικών στοιχείων. Άµεση συνέπεια των παραπάνω είναι η µείωση της αποδοτικότητας και της αξιοπιστίας του µετατροπέα. Τα παραπάνω συµπεράσµατα καταδεικνύουν ως βέλτιστη λύση την επιλογή ενός µετατροπέα που θα συνδυάζει τα πλεονεκτήµατα και των δύο κατηγοριών. Η παρούσα εργασία στοχεύοντας προς αυτή την κατεύθυνση παρουσιάζει ένα µετατροπέα ο οποίος χαρακτηρίζεται από υψηλό βαθµό απόδοσης, υψηλό συντελεστή ισχύος καθώς επίσης και µεγάλη πυκνότητα ισχύος. Τέλος προτείνεται ο συνδυασµός κατάλληλων τεχνικών ελέγχου ώστε να είναι εφικτή η χρήση του αντιστροφέα για ευρύ φάσµα παραγόµενης ισχύος.. Βασικές αρχές λειτουργίας του υψίσυχνου αντιστροφέα µιας βαθµίδας Η µεταφορά ενέργειας από την πλευρά της φωτοβολταϊκής γεννήτριας στο δίκτυο χαµηλής τάσης των αστικών περιοχών, επιτυγχάνεται µε τον κατάλληλο έλεγχο του µετατροπέα ώστε αυτός να συµπεριφέρεται ως πηγή ρεύµατος η τιµή της οποίας εξαρτάται από την τιµή της τάσης του δικτύου i(t) = gu (t) (1) S S ac u (t) = V sinωt () ac ac,p i S (t), η χρονική συνάρτηση της πηγής ρεύµατος u ac (t), η χρονική συνάρτηση της τάσης του δικτύου V ac,p, η µέγιστη τιµή της τάσης του δικτύου g S, η αγωγιµότητα της πηγής ρεύµατος (εξαρτάται από το επίπεδο της µεταφερόµενης ισχύος) Σύµφωνα µε την εξίσωση (1) συνεπάγεται ότι, θεωρητικά, ο µετατροπέας παρέχει στο δίκτυο ηλεκτρική ενέργεια υπό µοναδιαίο συντελεστή ισχύος. Πρόκειται λοιπόν για µια διάταξη διόρθωσης του συντελεστή ισχύος [3], ο οποίος σε αντίθεση µε τους κλασικούς µετατροπείς αυτής της κατηγορίας µεταφέρει ενέργεια στο ηλεκτρικό δίκτυο από την πλευρά της συνεχούς τάσης. Από τις υπάρχουσες διατάξεις διόρθωσης του συντελεστή ισχύος ο µετατροπέας τοπολογίας flyback δείχνει να αποτελεί ελκυστική επιλογή, λόγω της απλότητας της κατασκευής του, της υψηλής τιµής του συντελεστή ισχύος που επιτυγχάνεται και της χρήσης υψίσυχνου µετασχηµατιστή [4, 5]. Το κυκλωµατικό διάγραµµα της προτεινόµενης διάταξης παρουσιάζεται στο σχήµα 3.α. 3

Για να είναι εφικτή η µεταφορά πραγµατικής ισχύος από τα φωτοβολταϊκά στοιχεία στο ηλεκτρικό δίκτυο, ο αντιστροφέας θα πρέπει να εξασφαλίζει στην έξοδο του φίλτρου, ρεύµα ηµιτονοειδούς µορφής, συχνότητας 50 Hz και συµφασικό µε την τάση του δικτύου. Η µεταφορά τη ενέργειας από την πλευρά της συνεχούς τάσης σε αυτή της εναλλασσόµενης πραγµατοποιείται µέσω δύο όµοιων δευτερευόντων τυλιγµάτων. Κάθε ένα από αυτά άγει για διάστηµα µισής περιόδου του εναλλασσόµενου ηλεκτρικού δικτύου ελέγχοντας κατάλληλα τα διακοπτικά στοιχεία S και S 3. Για κάθε ηµιπερίοδο του δικτύου, το ισοδύναµο κύκλωµα του µετατροπέα είναι αυτό του σχήµατος 3.β., µε αποτέλεσµα η διάταξη να συµπεριφέρεται σαν ένας κλασικός dc/dc flyback µετατροπέας. Σχήµα 3: Το ισοδύναµο κύκλωµα της προτεινόµενης διάταξης για κάθε ηµιπερίοδο του ηλεκτρικού δικτύου. Η απαίτηση ώστε ο µετατροπέας να συµπεριφέρεται ως πηγή ρεύµατος η τιµή της οποίας εξαρτάται από την τιµή της τάσης του δικτύου, καθορίζει τις περιοχές λειτουργίας του µετατροπέα. Για να ικανοποιείται η προαναφερθείσα συνθήκη ο αντιστροφέας είναι δυνατόν να λειτουργεί είτε στην περιοχή της ασυνεχούς κατάστασης αγωγής (DCM) [6-9] είτε στο όριο µεταξύ της συνεχούς και ασυνεχούς αγωγής (BCM) [10]. Και στις δύο περιπτώσεις ο µετασχηµατιστής εκφορτίζεται πλήρως στη διάρκεια µιας διακοπτικής περιόδου. Στις επόµενες παραγράφους θα αναλυθεί η λειτουργία του µετατροπέα στις δύο εναλλακτικές καταστάσεις λειτουργίας και θα προταθεί ο κατάλληλος συνδυασµός τους ώστε να είναι εφικτός ο σχεδιασµός ενός µετατροπέα µε το µικρότερο δυνατό όγκο για δεδοµένη µεταφερόµενη ισχύ. Αναφορικά µε τον εφαρµοζόµενο έλεγχο στις δύο µεθόδους λειτουργίας, αξίζει να σηµειωθεί πως στην περίπτωση της ασυνεχούς κατάστασης αγωγής εφαρµόζεται µέθοδος ελέγχου Σταθερής ιακοπτικής Συχνότητας, ενώ στο όριο µεταξύ συνεχούς και ασυνεχούς αγωγής η εφαρµοζόµενη µέθοδος είναι αυτή της Μεταβλητής ιακοπτικής Συχνότητας. Στο σηµείο αυτό πρέπει να σηµειωθεί ότι ο µετατροπέας θα µελετηθεί χωρίς την εφαρµογή M.P.P.T. ελέγχου µιας και σκοπός αυτής της εργασίας είναι η ανάδειξη του υψηλού βαθµού απόδοσης, της συµµόρφωσης του αρµονικού περιεχοµένου (T.H.D.) βάσει των διεθνών κανονισµών και η µεγάλη πυκνότητα ισχύος που επιτυγχάνεται για 4

οποιοσδήποτε συνθήκες φόρτισης αυτού. Επιπρόσθετα κατάλληλοι M.P.P.T. έλεγχοι που µπορούν να υιοθετηθούν και στην περίπτωση του υπό εξέταση µετατροπέα έχουν ήδη παρουσιαστεί στη διεθνή βιβλιογραφία [9, 11]. 3. ιερεύνηση της λειτουργίας του µετατροπέα στην περιοχή της ασυνεχούς αγωγής (DCM) Η βασική ιδέα της τεχνικής ελέγχου του µετατροπέα στην περίπτωση της ασυνεχούς αγωγής, (στην οποία η διακοπτική συχνότητα διατηρείται σταθερή), είναι να διαµορφωθούν οι µέγιστες τιµές του διακοπτικού ρεύµατος εισόδου σε κάθε διακοπτικό κύκλο σύµφωνα µε την ηµιτονοειδή τάση του δικτύου. Οι σηµαντικότερες εξισώσεις που διέπουν τη λειτουργία του µετατροπέα στην ασυνεχή αγωγής είναι [8] : H µέγιστη τιµή του ρεύµατος που διαρρέει τον µετασχηµατιστή πρέπει να έχει ηµιτονοειδή µορφή: V DC i DC,p (t) = dpsinωt, ωt [0,π] Lf 1 s (3) όπου: d p είναι η τιµή του λόγου κατάτµησης d=t on /t S για τη χρονική στιγµή ωt=π/, V DC η τάση εξόδου της φωτοβολταϊκής γεννήτριας, f s η διακοπτική συχνότητα λειτουργίας και L 1 η αυτεπαγωγηµότητα του πρωτεύοντος τυλίγµατος του Μ/Σ. Για να εξασφαλίζουµε τη λειτουργία του µετατροπέα στην κατάσταση ασυνεχούς αγωγής πρέπει: d p 1 (4) λ 1+ n όπου: n=n DC /N AC η τιµή του λόγου µετασχηµατισµού και λ=v DC /V AC,p N DC, ο αριθµός των σπειρών του τυλίγµατος του µετασχηµατιστή που συνδέεται µε την φωτοβολταϊκή γεννήτρια N AC, ο αριθµός των σπειρών του τυλίγµατος του µετασχηµατιστή που συνδέεται µε το εναλλασσόµενο ηλεκτρικό δίκτυο Στο Σχήµα 4 σχεδιάζεται το ρεύµα του µετασχηµατιστή ανηγµένο στην πλευρά της Φ/Β γεννήτριας. Προφανώς όταν ο διακόπτης S 1 βρίσκεται σε κατάσταση αγωγής (διάστηµα t on ) το ρεύµα του µετασχηµατιστή ρέει µέσω του πρωτεύοντος τυλίγµατος όπως φαίνεται στο σχήµα 3.γ., ενώ κατά τη διάρκεια του χρονικού διαστήµατος t off ρέει µέσω του ενεργού δευτερεύοντος τυλίγµατος (σχήµα 3.δ.). Το ενεργό δευτερεύον τύλιγµα καθορίζεται κάθε φορά από την πολικότητα της τάσης του δικτύου, άρα από τον έλεγχο των S και S 3. Τέλος στο χρονικό διάστηµα που µεσολαβεί από την πλήρη εκφόρτιση του Μ/Σ µέχρι το ξεκίνηµα του νέου διακοπτικού κύκλου, ο Μ/Σ δε διαρρέεται από ρεύµα. Η διάρκεια του διαστήµατος αγωγής του S 1 καθορίζεται βάσει της ισχύος εξόδου του Φ/Β πλαισίου. Έτσι, το διάγραµµα ελέγχου για τη περίπτωση της κατάστασης ασυνεχούς αγωγής µε σταθερή διακοπτική συχνότητα, είναι ένας απλός PWM βρόχος, όπως φαίνεται στο σχήµα 5. Σχήµα 4: Απεικόνιση του ρεύµατος που διαρρέει τον µετασχηµατιστή στη DCM. Σχήµα 5: ηµιουργία του σήµατος ελέγχου του ηµιαγωγικού διακόπτη S 1 για την περίπτωση της ασυνεχούς αγωγής. 5

Αξίζει να σηµειωθεί πως το κύκλωµα ελέγχου είναι ιδιαίτερα απλό, γεγονός που µειώνει το συνολικό κόστος. Το γεγονός ότι δεν µετράται το ρεύµα µαγνήτισης του Μ/Σ µπορεί να οδηγήσει τον αντιστροφέα κάτω από ακραίες συνθήκες φορτίου στην συνεχή αγωγή µε αποτέλεσµα τη δηµιουργία βραχυκυκλώµατος. Για τον λόγο αυτό είναι απαραίτητος ο ακριβής σχεδιασµός του αντιστροφέα, καθώς και η λειτουργία του σε αυστηρώς καθορισµένα όρια του λόγου κατάτµησης. 3.1. Μέγιστη πυκνότητα µεταφερόµενης ισχύος Ύστερα από τη βασική θεωρητική ανάλυση της DCM, κρίνεται απαραίτητος ο καθορισµός της µέγιστης πυκνότητας ισχύος που µπορεί να µεταφέρει ο αντιστροφέας, σε σχέση µε τις σχεδιαστικές του παραµέτρους. Για δεδοµένο επίπεδο ισχύος η κατάλληλη επιλογή των σχεδιαστικών παραµέτρων καθορίζει και την πυκνότητα ισχύος του µετατροπέα. Θεωρώντας ότι ο µετατροπέας παρέχει ενέργεια στο ηλεκτρικό δίκτυο υπό µοναδιαίο βαθµό απόδοσης, η πραγµατική ισχύς που µεταφέρεται στο δίκτυο P ac θα ισούται µε την ισχύ εξόδου της φωτοβολταϊκής γεννήτριας P dc : P ac = P dc = P (5) Οπότε η µεταφερόµενη ισχύς στην µόνιµη κατάσταση λειτουργίας του µετατροπέα µπορεί να εκφραστεί σύµφωνα µε την επόµενη εξίσωση: P = V I (6) DC DC,avg όπου I DC,avg είναι η µέση τιµή του ρεύµατος που διαρρέει το πρωτεύον τύλιγµα του Μ/Σ Οπότε η µεταφερόµενη ισχύς γράφεται ως εξής [8]: d λ d p p DC ac,rms fl s 1 s 1 1 1 P = V = V (7) 4 fl όπου V ac,rms είναι η ενεργός τιµή της τάσης του ηλεκτρικού δικτύου Όπως φαίνεται από την εξίσωση (1) η βασική αρµονική του ρεύµατος που ρέει από τον µετατροπέα στο ηλεκτρικό δίκτυο (µετά το φίλτρο) είναι συµφασική µε αυτή της τάσης του δικτύου. Για το λόγο αυτό η µεταφερόµενη ισχύς µπορεί να εκφραστεί σύµφωνα µε την ακόλουθη εξίσωση: S ac,rms P = g V (8) Συνδυάζοντας τις (7) και (8) προκύπτει ότι: g 1 λ d S p g = (9) L όπου: g L 1 = (10) fl s 1 Λαµβάνοντας υπόψη την εξίσωση (4), η µέγιστη µεταφερόµενη ισχύς σηµειώνεται όταν: g S 1 1 1 = + g λ n L max Στη συνέχεια στο σχήµα 6 παρουσιάζεται ο λόγος (g S /g L ) max συναρτήσει του n και µε παράµετρο το λ. (11) 6

Για τον προσδιορισµό του εύρους τιµών που µπορεί να λάβει η παράµετρος λ ελήφθησαν υπόψη οι τιµές τάσης του Ευρωπαϊκού δικτύου ηλεκτρικής ενέργειας όσο και αυτού των Η.Π.Α., καθώς επίσης και οι τιµές της τάσης εξόδου των φωτοβολταϊκών γεννητριών (οι οποίες είναι κατάλληλες για µικρά οικιακά φωτοβολταϊκά συστήµατα)στο σηµείο µέγιστης αποδιδόµενης ισχύος [1]. Συνεπώς, για τις περιοχές της Ευρώπης η τιµή της παραµέτρου λ ποικίλει µεταξύ των τιµών 0.044 και 0.14, ενώ για την περίπτωση των Η.Π.Α. µεταξύ 0.088 και 0.48. Μια διεξοδικότερη µελέτη του σχήµατος 6 αποδεικνύει πως για δεδοµένες τιµές των λ και g L η µέγιστη µεταφερόµενη ισχύς καθορίζεται από την τιµή του λόγου µετασχηµατισµού. Εντούτοις η συνεχής αύξηση της τιµής του n δεν συνοδεύεται από αντίστοιχη αύξηση της ισχύος, αναδεικνύοντας έτσι ότι υπάρχει ένα ανώτατο όριο της µεταφερόµενης ισχύος για κάθε τιµή της παραµέτρου λ. Το όριο αυτό µπορεί να υπολογιστεί από την εξίσωση (11) για την περίπτωση που η τιµή της παραµέτρου n τείνει στο άπειρο: gs λ = gl max n (1) Η παραπάνω ανάλυση οδηγεί στα ακόλουθα συµπεράσµατα. Για δεδοµένη τιµή της παραµέτρου λ, οποιοδήποτε σηµείο λειτουργίας κάτω από την καµπύλη (g S /g L ) max αποτελεί αποδεκτή λύση ώστε ο µετατροπέας να µεταφέρει δεδοµένη ισχύ παραµένοντας στην περιοχή της ασυνεχούς αγωγής. Σύµφωνα όµως µε την εξίσωση (4), η βέλτιστη επιλογή του σηµείου λειτουργίας προκύπτει για την περίπτωση που ικανοποιείται η ισότητα. Το γεγονός αυτό φανερώνει ότι τα σηµεία της καµπύλης (g S /g L ) max αποτελούν τα βέλτιστα σηµεία λειτουργίας ώστε να επιτυγχάνεται µέγιστη πυκνότητα ισχύος. Είναι όµως δυνατόν οποιοδήποτε σηµείο της καµπύλης να εξασφαλίσει και την απρόσκοπτη λειτουργία του µετατροπέα; Μολονότι κάθε σηµείο της καµπύλης αποτελεί και βέλτιστο σηµείο λειτουργίας, η επιλογή του κατάλληλου σηµείου εξαρτάται από αρκετές κατασκευαστικές παραµέτρους του µετατροπέα, όπως αυτή του λόγου µετασχηµατισµού. Ο τρόπος µε τον οποίο η επιλογή της τιµής του n επιδρά στην ορθή λειτουργία του µετατροπέα θα αναλυθεί στις αµέσως επόµενες παραγράφους. Ο λόγος µετασχηµατισµού έχει ισχυρή επίδραση στην µέγιστη αναµενόµενη τάση στα άκρα των ηµιαγωγικών διακοπτών. Αναλυτικότερα, χρησιµοποιώντας το ισοδύναµο κύκλωµα του σχήµατος.δ., η µέγιστη τάση στα άκρα του διακόπτη που βρίσκεται στη µεριά της φωτοβολταϊκής γεννήτριας, µπορεί να υπολογιστεί από την ακόλουθη εξίσωση: V V S,p 1 AC,p = λ + n (13) Στο σχήµα 7 σχεδιάζεται ο λόγος V S1,p /V AC,p και V S,p /V AC,p συναρτήσει του n και µε παράµετρο το λ. Μελετώντας αυτό το σχήµα καταλήγουµε στο συµπέρασµα ότι υπάρχει σηµαντικός περιορισµός ως προς την επιλογή του λόγου µετασχηµατισµού. Παρότι σύµφωνα µε το σχήµα 6 για δεδοµένη τιµή της παραµέτρου λ η καλύτερη επιλογή της τιµής του n είναι η πλησιέστερη στο σηµείο κορεσµού της καµπύλης, η τιµή αυτή µπορεί να οδηγήσει σε επικίνδυνα υψηλές τιµές τάσεων στα άκρα του S 1. 7

Σχήµα 6: Απεικόνιση του λόγου (g S /g L ) max συναρτήσει του n και µε παράµετρο το λ στη DCM. Σχήµα 7: Απεικόνιση των λόγων V S1,p /V ac,p and V S,p /V ac,p συναρτήσει του n και µε παράµετρο το λ. Από την άλλη πλευρά η µέγιστη τάση στους διακόπτες που βρίσκονται στη µεριά του ηλεκτρικού δικτύου, µπορεί να υπολογιστεί από το ισοδύναµο κύκλωµα του σχήµατος.γ.: V V S,p AC,p λ = + (14) n Λαµβάνοντας υπόψη το σχήµα 7, είναι προφανές ότι η µέγιστη αναµενόµενη τάση στα άκρα των ηµιαγωγικών διακοπτών S, S 3 είναι.0 µε.5 φορές υψηλότερη από τη µέγιστη τιµή τάσης του µονοφασικού ηλεκτρικού δικτύου για πρακτικές τιµές του λόγου µετασχηµατισµού. Για αυτό το λόγο οι µέγιστες τάσεις στα άκρα των S, S 3 δεν επιδρούν ιδιαίτερα στην επιλογή της τιµής του n. Επιπρόσθετα η µέγιστη τιµή του ρεύµατος που διαρρέει το διακόπτη S 1 είναι συνάρτηση του λόγου µετασχηµατισµού και µάλιστα δίνεται από την εξίσωση (15): I I DC,p DC,avg λ = 41 + n (15) Σύµφωνα µε αυτήν την εξίσωση µια αρκετά µεγάλη τιµή του λόγου µετασχηµατισµού µπορεί να οδηγήσει σε επικίνδυνα µεγάλες µέγιστες τιµές ρεύµατος διαµέσου του S 1. Συγκεντρώνοντας τις παραπάνω παρατηρήσεις και έχοντας ως στόχο τον περιορισµό της µέγιστης τάσης στα άκρα των ηµιαγωγικών διακοπτών κάτω από την τιµή του 1kV καθώς επίσης και τη συγκράτηση τηs µέγιστηs τιµήs του ρεύµατος που διαρρέει τον S 1 το πολύ µέχρι δέκα φορές πάνω από την τιµή του µέσου ρεύµατος αυτού, η τιµή του λόγου µετασχηµατισµού θα πρέπει να κυµαίνεται µεταξύ 0. και.8 για την περιοχή της Ευρώπης και µεταξύ 0.3 και 5.5 για την περιοχή των Η.Π.Α. Με βάση αυτές τις τιµές του n αποσαφηνίζεται και η σηµασία του όρου Acceptable n Area for Europe ( Αποδεκτή Περιοχή των τιµών του n για την Ευρώπη ) ο οποίος χρησιµοποιήθηκε στο σχήµα 6. 4. ιερεύνηση της λειτουργίας του µετατροπέα στο όριο της συνεχούς και ασυνεχούς αγωγής (BCM) Η βασική διαφορά µεταξύ της ασυνεχούς κατάστασης αγωγής και αυτής της λειτουργίας στο όριο συνεχούς και 8

ασυνεχούς, είναι ότι κάθε φορά που το ρεύµα που διαρρέει τον µετασχηµατιστή προσεγγίζει το µηδέν ξεκινάει ένας νέος διακοπτικός κύκλος. Άµεσο αποτέλεσµα αυτού του γεγονότος είναι ότι η διακοπτική συχνότητα δεν παραµένει σταθερή αλλά µεταβάλλεται σε όλη τη διάρκεια µιας ηµιπεριόδου του ηλεκτρικού δικτύου, ώστε να επιτυγχάνεται πλήρης εκφόρτιση του Μ/Σ. ηλαδή δεν υπάρχουν χρονικά διαστήµατα στα οποία ο Μ/Σ να µη διαρρέεται από ρεύµα. Συνέπεια των παραπάνω είναι η ανάγκη εφαρµογής µιας µεθόδου ελέγχου Μεταβλητής ιακοπτικής Συχνότητας, Στο Σχήµα 8 σχεδιάζεται το ρεύµα που διαρρέει τον µετασχηµατιστή, ανηγµένο στην πλευρά της Φ/Β γεννήτριας. Οι σηµαντικότερες εξισώσεις που διέπουν τη λειτουργία του µετατροπέα στο όριο της κατάστασης συνεχούς και ασυνεχούς αγωγής είναι [10] : λ T(t)=t (t)+t = + sinωt t n s on off on,p όπου: t on,p είναι η τιµή του χρονικού διαστήµατος t on η οποία αντιστοιχεί στην διακοπτική περίοδο γύρω από τη χρονική στιγµή ωt=π/ Η µέγιστη και ελάχιστη διακοπτική συχνότητα κατά τη διάρκεια µιας ηµιπεριόδου του ηλεκτρικού δικτύου περιγράφονται από τις ακόλουθες εξισώσεις: f f s,max s,min 1 1 n = = = (17) T T λ t s,min s ωt = 0 on,p 1 1 1 = = = Ts,max Ts π λ ωt = + 1 t n on,p Στο σχήµα 9 παρουσιάζεται το διάγραµµα ελέγχου για τη περίπτωση της λειτουργίας στο όριο συνεχούς και ασυνεχούς αγωγής. Σε αντίθεση µε την περίπτωση της DCM, το διάγραµµα ελέγχου σε αυτήν την περίπτωση είναι περισσότερο πολύπλοκο µιας και απαιτείται µέτρηση τόσο του ρεύµατος που διαρρέει το πρωτεύον τυλίγµατα του Μ/Σ όσο και του ρεύµατος των δευτερευόντων τυλιγµάτων αυτού. Από την άλλη πλευρά όµως, αυτό το συνθετότερο κύκλωµα ελέγχου εξασφαλίζει ότι σε καµία περίπτωση ο µετατροπέας δε θα εισέλθει στην περιοχή της συνεχούς αγωγής, µιας και το ξεκίνηµα κάθε διακοπτικής περιόδου προϋποθέτει την πλήρη εκφόρτιση του Μ/Σ. (16) (18) Σχήµα 8: Απεικόνιση του ρεύµατος που διαρρέει τον µετασχηµατιστή στη BCM. Σχήµα 9: ηµιουργία του σήµατος ελέγχου του ηµιαγωγικού διακόπτη S 1 για την περίπτωση λειτουργίας στο όριο συνεχούς και ασυνεχούς αγωγής. 9

4.1. Μέγιστη πυκνότητα µεταφερόµενης ισχύος H µεταφερόµενη ισχύς, στην µόνιµη κατάσταση λειτουργίας του µετατροπέα, µπορεί να εκφραστεί σύµφωνα µε την επόµενη εξίσωση [10]: P =g V = g S V λ π n n n + n π όπου: λ λ λ λ S ac,rms L,avg + ac,rms (19) λ λ arctan για 1 1, > λ n n π 1 n π λ 1 dθ λ S = =, για = 1 n π λ 0 π n + sinθ n λ λ arctanh 1, για < 1 λ n n π 1 n g L,avg (0) = 1 f L (1) s,avg 1 f s,avg 1 1 1 = = Ts,avg ton,p λ + n π Από την εξίσωση (19) προκύπτει ότι () gs λ λ λ λ = + S g λ (3) L,avg π n n n + n π Στο σχήµα 10 σχεδιάζεται ο λόγος (g S /g L,avg ) συναρτήσει του n και παράµετρο το λ. Συγκρίνοντας λοιπόν το σχήµα 10 µε το σχήµα 6, γίνεται εµφανές ότι η µεταφερόµενη ισχύς είναι πολύ µεγαλύτερη από εκείνη της ασυνεχούς κατάστασης αγωγής για τις ίδιες τιµές των παραµέτρων λ και n. Το όριο της µέγιστης µεταφερόµενης ισχύος σε αυτήν τη περίπτωση δίνεται από τη σχέση (4) g g S L,avg n = λ (4) Επιπρόσθετα υποθέτοντας ότι οι ποσότητες g L και g L,avg παίρνουν παραπλήσιες τιµές, βάσει των εξισώσεων (1) και (4) αποδεικνύεται ότι ή µέγιστη µεταφερόµενη ισχύς στην περίπτωση της λειτουργίας στο όριο συνεχούς και ασυνεχούς κατάστασης αγωγής είναι διπλάσια εκείνης που επιτυγχάνεται στην ασυνεχή κατάσταση αγωγής. Χρησιµοποιώντας το παραπάνω συµπέρασµα γίνεται αντιληπτό πως για δεδοµένο επίπεδο ισχύος η λειτουργία στο όριο συνεχούς και ασυνεχούς αγωγής οδηγεί σε µείωση του όγκου του µαγνητικού πυρήνα σχεδόν σε ποσοστό 50%. Η παρατήρηση αυτή αναδεικνύει την BCM ως την πλέον κατάλληλη κατάσταση λειτουργίας για την ανάπτυξη ενός µετατροπέα µε ελάχιστο µέγεθος και όγκο. 10

Σχήµα 10: Απεικόνιση του λόγου (g S /g L,avg ) συναρτήσει του n και µε παράµετρο το λ στη BCM. Ύστερα από τη βασική θεωρητική ανάλυση της BCM τεχνικής, κρίνεται σκόπιµο να διερευνηθεί η επίδραση των παραµέτρων λ και n σε αυτήν την κατάσταση λειτουργίας. Στο σχήµα 11.α. σχεδιάζεται ο λόγος του εύρους της διακοπτικής συχνότητας προς τη µέση διακοπτική συχνότητα συναρτήσει του n και µε παράµετρο το λ. Για δεδοµένη τιµή της παραµέτρου λ, αύξηση της τιµής του n προκαλεί αντίστοιχη αύξηση στο εύρος της διακοπτικής συχνότητας και µάλιστα η f s,max γίνεται σηµαντικά µεγαλύτερη από την f s,min (ιδιαίτερα για τιµές του λ που είναι πρακτικά εφαρµόσιµες σε Φ/Β εφαρµογές). Συνεπώς, η τιµή του n επηρεάζει το εύρους της διακοπτικής συχνότητας επιδρώντας τόσο στη µέγιστη όσο και στην ελάχιστη διακοπτική συχνότητα. Έπεται λοιπόν ότι η επιλογή της τιµής του n διαδραµατίζει σηµαντικό ρόλο στη σωστή λειτουργία του µετατροπέα αλλά και στον σωστό υπολογισµό του φίλτρου εξόδου. Επιπρόσθετα επειδή σε ένα πραγµατικό Φ/Β σύστηµα η τιµή της τάσης εξόδου της φωτοβολταϊκής γεννήτριας εξαρτάται τόσο από τις µεταβολές της ηλιακής ακτινοβολίας όσο και από την περιβάλλουσα θερµοκρασία, γίνεται εµφανές ότι η τιµή του λ δεν παραµένει σταθερή. Αναλυτικότερα για δεδοµένο λόγο µετασχηµατισµού, µείωση της τάσης εξόδου της Φ/Β γεννήτριας οδηγεί σε αύξηση του εύρους της διακοπτικής συχνότητας (ιδιαίτερα για µεγάλες τιµές του n) όπως φαίνεται από το σχήµα 11.β. Τα δύο τελευταία συµπεράσµατα αποδεικνύουν ότι το εύρος χρήσης της BCM υπόκειται σε ισχυρούς περιορισµούς. Όσο αφορά την επίδραση των παραµέτρων λ και n στις µέγιστες τάσεις στα άκρα των ηµιαγωγικών στοιχείων, τα σχόλια που αναφέρθηκαν στην περίπτωση της DCM ισχύουν και για την BCM. Σχήµα 11: Απεικόνιση του λόγου του εύρους της διακοπτικής συχνότητας προς τη µέση διακοπτική συχνότητα f s,avg συναρτήσει του n και λ. 11

5. Η συνδυασµένη εφαρµογή των δύο καταστάσεων λειτουργίας του µετατροπέα Κύριο ζητούµενο αυτής της ενότητας είναι ο συνδυασµός των δύο τεχνικών ελέγχου που αναλύθηκαν στις προηγούµενες παραγράφους, ώστε να είναι εφικτή η ανάπτυξη ενός αντιστροφέα µε ελάχιστο όγκο για ευρύ φάσµα παραγόµενης ισχύος. Λαµβάνοντας υπόψη τόσο τα όρια µέγιστης µεταφερόµενης ισχύος για τις δύο καταστάσεις λειτουργίας όσο και τους περιορισµούς στους οποίους υπόκειται η λειτουργία του µετατροπέα σε αυτές, καταλήγουµε στα εξής συµπεράσµατα. Η BCM σε αντιδιαστολή µε την DCM είναι η µόνη κατάσταση λειτουργίας η οποία µπορεί να οδηγήσει σε υψηλά επίπεδα ισχύος, ικανοποιώντας την απαίτηση για όσο το δυνατόν µικρότερο όγκο µετατροπέα. Η DCM είναι η πλέον κατάλληλη τεχνική για χαµηλά επίπεδα ισχύος. Αυτό γίνεται περισσότερο κατανοητό βάσει των επόµενων παρατηρήσεων. Στο σχήµα 1 σχεδιάζονται οι τυπικές χαρακτηριστικές ισχύος ενός Φ/Β πλαισίου για διαφορετικές συνθήκες ακτινοβολίας και σταθερή περιβάλλουσα θερµοκρασία. Θεωρώντας λοιπόν ότι ο µετατροπέας λειτουργεί στο όριο συνεχούς και ασυνεχούς κατάστασης αγωγής, οποιαδήποτε µείωση της ισχύος εξόδου του Φ/Β πλαισίου εξαιτίας της ελάττωσης της ηλιακής ακτινοβολίας προκαλεί αύξηση τόσο της µέγιστης όσο και της ελάχιστης διακοπτικής συχνότητας. Το γεγονός αυτό σύµφωνα µε όσα ειπώθηκαν προηγουµένως, θέτει σε αµφισβήτηση την ορθή λειτουργία του µετατροπέα για ιδιαίτερα χαµηλές συνθήκες ηλιοφάνειας. Λόγω της παραπάνω παρατήρησης, η BCM είναι κατάλληλη για επίπεδα ισχύος πάνω από κάποιο σαφές όριο (όπως φαίνεται και στο σχήµα 1), ενώ για να µπορέσουµε να εκµεταλλευτούµε και το υπόλοιπο µέρος της παραγόµενης ηλεκτρικής ενέργειας θα πρέπει να χρησιµοποιηθεί η DCM. Σχήµα 1: Τυπικές χαρακτηριστικές ενός Φ/Β πλαισίου και προτεινόµενη στρατηγική ελέγχου 5. Πειραµατικά αποτελέσµατα Ο τρόπος λειτουργίας του προτεινόµενου µετατροπέα για την περίπτωση της ασυνεχούς αγωγής διερευνήθηκε µε πειραµατικές µετρήσεις οι οποίες πραγµατοποιήθηκαν σε εργαστηριακό πρωτότυπο. Για τις πειραµατικές µετρήσεις χρησιµοποιήθηκε, αντί Φ/Β πλαισίου, τροφοδοτικό συνεχούς τάσης, προσοµοιώνοντας κατά αυτόν τον τρόπο Φ/Β 1

γεννήτρια µέγιστης αποδιδόµενης ισχύος 100W και συνεχούς τάσης εξόδου 50V, ενώ το ηλεκτρικό δίκτυο στο οποίο συνδέθηκε ο µετατροπέας ήταν ονοµαστικής ενεργού τιµής τάσης 0V και συχνότητας 50Hz. Η λειτουργία του µετατροπέα στο όριο συνεχούς και ασυνεχούς αγωγής µελετήθηκε µε πειραµατικές µετρήσεις σε εργαστηριακό πρωτότυπο ισχύος 00W, για την ίδια τιµή τάσης εισόδου του µετατροπέα και για τις ίδιες τιµές των παραµέτρων λ, n και αυτεπαγωγής του πρωτεύοντος τυλίγµατος του Μ/Σ, ώστε να µπορέσει να πιστοποιηθεί πειραµατικά ότι στην περίπτωση της BCM η µέγιστη µεταφερόµενη ισχύς είναι διπλάσια από αυτήν που επιτυγχάνεται στην DCM. Λαµβάνοντας υπόψη τις παρατηρήσεις σχετικά µε τον τρόπο µε τον οποίο επιδρά η τιµή του n στο σχεδιασµό του µετατροπέα, επιλέχθηκε τιµή λόγου µετασχηµατισµού ίση µε 0.5. Αυτή η τιµή του n έχει ως αποτέλεσµα την επίτευξη αποδεκτών µέγιστων τιµών τάσης στα άκρα των ηµιαγωγικών στοιχείων (V s1,p 00V, V s,p 70V), αποδεκτής µέγιστης τιµής ρεύµατος για το διακόπτη S 1 ενώ επίσης επιτυγχάνεται χρήση πυρήνα µικρού όγκου. Επιλέγοντας διακοπτική συχνότητα 4 khz και συνδυάζοντας τις εξισώσεις (8), (10) και (11) η αυτεπαγωγή του πρωτεύοντος τυλίγµατος του Μ/Σ L 1 προκύπτει ίση µε 85µH. Σύµφωνα µε την εξίσωση (4), συνεπάγεται πως για να µπορέσει να εξασφαλιστεί ότι ο µετατροπέας δε θα εισέλθει στην περιοχή της συνεχούς αγωγής θα πρέπει η τιµή του d p να είναι µικρότερη από 0.76, ενώ η µέγιστη τιµή του ρεύµατος που διαρρέει το S 1 είναι 10Α βάσει της εξίσωσης (3). Τέλος χρησιµοποιήθηκε πυρήνας φερρίτη Ε4/1/15, µε αριθµό σπειρών πρωτεύοντος τυλίγµατος 9 και δευτερεύοντος τυλίγµατος 58. Στο σχήµα 13 παρουσιάζεται η κυµατοµορφή του ρεύµατος εξόδου του µετατροπέα στη DCM, µετά το φίλτρο, για 100W µεταφερόµενης ισχύος στο ηλεκτρικό δίκτυο και τάσης εξόδου της Φ/Β γεννήτριας 50V. Επιπρόσθετα στα σχήµατα 14 και 17 φαίνονται αντίστοιχα, ο συντελεστής ισχύος και ο βαθµός απόδοσης του µετατροπέα συναρτήσει της µεταφερόµενης ισχύος στο ηλεκτρικό δίκτυο, για την περίπτωση λειτουργίας σε ασυνεχή αγωγή. Τα δύο αυτά σχήµατα αποδεικνύουν ότι ο προτεινόµενος µετατροπέας λειτουργώντας στη DCM παρουσιάζει αρκετά υψηλές τιµές συντελεστή ισχύος και βαθµού απόδοσης ακόµα και για µικρά ποσά παραγόµενης ηλεκτρικής ενέργειας. Σχήµα 13: Κυµατοµορφή του ρεύµα στην έξοδο του µετατροπέα, µετά το φίλτρο στη DCM (πειραµατικά αποτελέσµατα). Σχήµα 14: Συντελεστής ισχύος στην έξοδο του µετατροπέα συναρτήσει της µεταφερόµενης ισχύος στο ηλεκτρικό δίκτυο (πειραµατικά αποτελέσµατα). Στην περίπτωση της λειτουργίας σε BCM, και για ίδιες τιµές της τάσης εισόδου του µετατροπέα των παραµέτρων λ, n και αυτεπαγωγής του πρωτεύοντος τυλίγµατος του Μ/Σ, λαµβάνοντας υπόψη ότι η µεταφερόµενη ισχύς στο ηλεκτρικό δίκτυο είναι 00W η τιµής της µέσης διακοπτικής συχνότητας είναι 3.3kHz, ενώ οι τιµές της µέγιστης και ελάχιστης διακοπτικής συχνότητας είναι 96.63kHz και 3.4kHz αντίστοιχα, σύµφωνα µε τις εξισώσεις (8), (17),(18), (1) και (3). 13

Τέλος η µέγιστη τιµή του ρεύµατος που διαρρέει το διακόπτη S 1 είναι 18A. Στο σχήµα 15 παρουσιάζεται η κυµατοµορφή του ρεύµατος εξόδου του µετατροπέα στη BCM, µετά το φίλτρο, για 00W µεταφερόµενης ισχύος στο ηλεκτρικό δίκτυο και τάσης εξόδου της Φ/Β γεννήτριας 50V. Παρατηρούµε λοιπόν ότι, για τον ίδιο λόγο µετασχηµατισµού και ίδια τιµή της παραµέτρου λ, η ενέργεια που µπορεί να µεταφέρει ο µετατροπέας στο ηλεκτρικό δίκτυο στην περίπτωση λειτουργίας στο όριο συνεχούς και ασυνεχούς αγωγής, είναι διπλάσια σε σχέση µε αυτή που επιτυγχάνεται στη λειτουργίας της ασυνεχούς αγωγής. Το αρµονικό περιεχόµενο του ρεύµατος εξόδου του µετατροπέα, για 00W µεταφερόµενης ισχύος στο ηλεκτρικό δίκτυο, παρουσιάζεται στο σχήµα 16. Μελετώντας αυτό το σχήµα γίνεται εµφανές ότι ο αντιστροφέας χαρακτηρίζεται από αρκετά υψηλό συντελεστή ισχύος και πολύ µικρό αρµονικό περιεχόµενο (η τιµή της τρίτης αρµονικής είναι µικρότερη κατά -8.75db σε σχέση µε την τιµή της βασική αρµονική των 50Hz). Τέλος στο σχήµατα 17 φαίνεται ο βαθµός απόδοσης του µετατροπέα συναρτήσει της µεταφερόµενης ισχύος στο ηλεκτρικό δίκτυο, για την περίπτωση λειτουργίας στο όριο συνεχούς και ασυνεχούς αγωγή. Αποδεικνύεται λοιπόν ότι, µε τη συνδυασµένη λειτουργία του µετατροπέα τόσο στη DCM όσο και στη BCM επιτυγχάνονται αρκετά υψηλές τιµές βαθµού απόδοσης για ευρύ φάσµα παραγόµενης ηλεκτρικής ενέργειας. Σχήµα 15: Κυµατοµορφή του ρεύµατος εξόδου του µετατροπέα, µετά το φίλτρο στη BCM (πειραµατικά αποτελέσµατα). Σχήµα 16: Αρµονικό περιεχόµενο του ρεύµατος εξόδου του µετατροπέα, για 00W µεταφερόµενης ισχύος στο ηλεκτρικό δίκτυο (πειραµατικά αποτελέσµατα). Στη συνέχεια δίνεται η ερµηνεία τον όρων BCM effective area και DCM effective area οι οποίες παρουσιάζονται στο σχήµα 17. Σύµφωνα µε τη θεωρητική ανάλυση που προηγήθηκε, η λειτουργία του µετατροπέα στο όριο της συνεχούς και ασυνεχούς αγωγής είναι η πλέον ενδεδειγµένη λύση για την επίτευξη µεγάλης πυκνότητας ισχύος (όσο το δυνατόν µικρότερος όγκος µετατροπέα). Για τις περιπτώσεις όµως που συντελείται σηµαντική µείωση της µεταφερόµενης στο δίκτυο ηλεκτρικής ενέργειας, συνεπάγεται αυτόµατα αύξηση της µέγιστης και ελάχιστης διακοπτικής συχνότητας (όπως έχει επισηµανθεί στο σχήµα 11) πέρα από τις τιµές για τις οποίες ο µετατροπέας έχει υπολογιστεί. Το γεγονός αυτό περιορίζει τη λειτουργία του συγκεκριµένου πειραµατικού µετατροπέα σε επίπεδα ισχύος µικρότερα από 100W. Για να µπορέσουµε λοιπόν να εκµεταλλευτούµε και το υπόλοιπο µέρος της παραγόµενης ηλεκτρικής ενέργειας θα πρέπει ο µετατροπέας να µεταβεί στην ασυνεχή αγωγής. Η συνδυασµένη χρήση των δύο καταστάσεων λειτουργίας του µετατροπέα, µπορεί να εφαρµοστεί για οποιαδήποτε φωτοβολταϊκό σύστηµα. Το όριο ισχύος στο οποίο ο µετατροπέας θα µεταβεί από την µία κατάσταση λειτουργίας στην 14

άλλη εξαρτάται από την εκάστοτε εφαρµογή και τις προδιαγραφές του µετατροπέα που έχουν επιλεγεί (επιτρεπτό εύρος της διακοπτικής συχνότητας, ελάχιστος αποδεκτός βαθµός απόδοσης, λόγος µετασχηµατισµού, κ.λ.π.). Σχήµα 17: Βαθµός απόδοσης του µετατροπέα (πειραµατικά αποτελέσµατα) και εύρος της διακοπτικής συχνότητας (θεωρητικοί υπολογισµοί), συναρτήσει της µεταφερόµενης ισχύος στο ηλεκτρικό δίκτυο τόσο για λειτουργία σε BCM όσο και σε DCM. (P AC,max = 00W). 6. Συµπεράσµατα Παρουσιάστηκε ένας µονοφασικός υψίσυχνος αντιστροφέας µιας βαθµίδας µε αποµόνωση, κατάλληλος για τη διασύνδεση µικρών Φωτοβολταϊκών συστηµάτων µε το δίκτυο χαµηλής τάσης των αστικών περιοχών. Μελετήθηκαν και συγκρίθηκαν δύο τεχνικές ελέγχου για τον εν λόγω αντιστροφέα, ενώ επιπρόσθετα αναδείχθηκε τόσο θεωρητικά όσο και πειραµατικά ότι η συνδυασµένη εφαρµογή των δύο τεχνικών οδηγούν στη βέλτιστη αξιοποίηση του µετατροπέα σε εφαρµογές Φωτοβολταϊκών Πλαισίων Εναλλασσοµένου Ρεύµατος. Ευχαριστίες Η εργασία αυτή χρηµατοδοτείται από την Γενική Γραµµατεία Έρευνας και Τεχνολογίας, το Ευρωπαϊκό Κοινοτικό Ταµείο καθώς και από τις εταιρείες ANCO S.A. και ENERGY SOLUTIONS S.A. στα πλαίσια του προγράµµατος Π.Ε.Ν.Ε.. 003, Αρ.03Ε 400. Αναφορές 1. Wills R. H., Hall F. E., Strong S. J., The AC photovoltaic module, IEEE Photovoltaics Specialist Conference, 96, Washington, DC, (USA), 13-17 May 1996, pp. 131-134.. A Review of Single-Phase Grid-Connected Inverters for Photovoltaic Modules, Soeren Baekhoej Kjaer, Member, IEEE, John K. Pedersen, Senior Member, IEEE, and Frede Blaabjerg, Fellow, IEEE, IEEE Transactions on Industry Applications, Vol. 41, No 5, September/October 005. 15

3. Rossetto L., Spiazzi G., Tenti P., Control Techniques for power Factor Correction Converters, in Proc. PEMC 94 Conference, 0- September 1994, Warsaw (Poland), pp. 1310-1318. 4. Papanιkolaou N. P., Rikos E. J., Tatakis E. C., A novel technique for high power factor correction in flyback converters: theoretical analysis and design guidelines, IEE Proc. Electr. Power Appl., Vol. 148, No., March 001. 5. Papanιkolaou N. P., Tatakis E. C., Minimisation of power losses in PFC flyback converters operating in the continuous conduction mode, IEE Proc. Electr. Power Appl., Vol. 149, No. 4, July 00. 6. Konishi Y., Chandhaket S., Ogura K., Nakaoka M., Utility-Interactive High-Frequency Flyback Transformer Linked Solar Power Conditioner for Renewal Energy Utilizations, in Proc. PEDS 01, Bali (Indonesia) -5 October, 001, pp. 68-63. 7. Shimizu T., Wada K., Nakamura N., A flyback-type single phase utility interactive inverter with low-frequency ripple current regulation on the DC input for an AC photovoltaic module system, in Proc. IEEE PESC 0, Cairns (Australia), 3-7 June, 00, Vol. 3, pp. 1483-1488. 8. Nikolaos P. Papanikolaou, Emmanuel C. Tatakis, Anastasios Ciritsis, Dimitrios Klimis, Simplified high frequency converters in decentralized grid-connected PV systems: a novel low-cost solution, 9th European Conference on Power Electronics and Applications, EPE 003- Toulouse (France), paper on CD, Nr. 00. 9. Nobuyuki Kasa, Takahiko Iida, and Liang Chen, Flyback Inverter Controlled by Sensorless Current MPPT for Photovoltaic Power System, IEEE Transaction on Industrial Electronics, Vol. 5, No. 4, pp. 1145-115, August 005. 10. Anastasios Ch Kyritsis, Nikolaos P. Papanikolaou, Emmanuel C. Tatakis, John C. Kobougias, Simplified high frequency converters in decentralized grid-connected PV systems: a novel low-cost solution, 11th European Conference on Power Electronics and Applications, EPE 005- Dresden, (Germany), paper on CD. 11. Hohm D. P., Ropp M. E., Comparative Study of Maximum Power Point Tracking Algorithms, Progress in Photovoltaics: Research and Applications, Vol. 11, Issue 1, pp. 47-6, Jan. 003 1. A. Ch. Kyritsis, J. C. Kobougias, D. S.Klimis, E. C. Tatakis, Comparison between AC PV Modules Topologies for Decentralised Grid Connected Applications, CIGRE Symposium on Power Systems with dispersed generation, Athens, Greece, 13 16 April, 005, paper on CD. 16