ΕΘΝΙΚΟ ΚΑΙ ΚΑΠΟΔΙΣΤΡΙΑΚΟ ΠΑΝΕΠΙΣΤΗΜΙΟ ΑΘΗΝΩΝ ΔΙΠΛΩΜΑΤΙΚΗ ΕΡΓΑΣΙΑ

Transcript

1 ΕΘΝΙΚΟ ΚΑΙ ΚΑΠΟΔΙΣΤΡΙΑΚΟ ΠΑΝΕΠΙΣΤΗΜΙΟ ΑΘΗΝΩΝ ΣΧΟΛΗ ΘΕΤΙΚΩΝ ΕΠΙΣΤΗΜΩΝ ΤΜΗΜΑΤΑ ΦΥΣΙΚΗΣ ΚΑΙ ΠΛΗΡΟΦΟΡΙΚΗΣ & ΤΗΛΕΠΙΚΟΙΝΩΝΙΩΝ ΔΙΑΤΜΗΜΑΤΙΚΟ ΠΡΟΓΡΑΜΜΑ ΜΕΤΑΠΤΥΧΙΑΚΩΝ ΣΠΟΥΔΩΝ ΣΤΗΝ ΡΑΔΙΟΗΛΕΚΤΡΟΛΟΓΙΑ ΚΑΙ ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΗ (Ρ/Η) ΔΙΠΛΩΜΑΤΙΚΗ ΕΡΓΑΣΙΑ «Υλοποίηση και παραμετροποίηση προηγμένων τεχνικών διαμόρφωσης σε σύγχρονα ασύρματα τηλεπικοινωνιακά δίκτυα» Γεώργιος Χ. Στούμπης Επιβλέποντες: Έκτορας Νισταζάκης Επίκουρος Καθηγητής Τμήμα Φυσικής Εθνικό και Καποδιστριακό Πανεπιστήμιο Αθηνών Σωτήρης Καραμπέτσος Επίκουρος Καθηγητής Τμήμα Ηλεκτρονικών Μηχανικών ΤΕ Τεχνολογικό Εκπαιδευτικό Ίδρυμα Αθήνας ΑΘΗΝΑ ΦΕΒΡΟΥΑΡΙΟΣ 2016

2

3 ΔΙΠΛΩΜΑΤΙΚΗ ΕΡΓΑΣΙΑ «Υλοποίηση και παραμετροποίηση προηγμένων τεχνικών διαμόρφωσης σε σύγχρονα ασύρματα τηλεπικοινωνιακά δίκτυα» Γεώργιος Χ. Στούμπης Α.Μ.: Επιβλέποντες: Έκτορας Νισταζάκης Επίκουρος Καθηγητής Τμήμα Φυσικής Εθνικό και Καποδιστριακό Πανεπιστήμιο Αθηνών Σωτήρης Καραμπέτσος Επίκουρος Καθηγητής Τμήμα Ηλεκτρονικών Μηχανικών ΤΕ Τεχνολογικό Εκπαιδευτικό Ίδρυμα Αθήνας Εξεταστική επιτροπή: Σωτήρης Καραμπέτσος Έκτορας Νισταζάκης Άννα Τζανακάκη Επίκουρος Καθηγητής Τμήμα Ηλεκτρονικών Μηχανικών ΤΕ Τεχνολογικό Εκπαιδευτικό Ίδρυμα Αθήνας Επίκουρος Καθηγητής Τμήμα Φυσικής Εθνικό και Καποδιστριακό Πανεπιστήμιο Αθηνών Επίκουρη Καθηγήτρια Τμήμα Φυσικής Εθνικό και Καποδιστριακό Πανεπιστήμιο Αθηνών ΦΕΒΡΟΥΑΡΙΟΣ 2016

4

5 ΠΕΡΙΛΗΨΗ Οι προηγμένες τεχνικές Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM) και Multiple Input Multiple Output (MIMO) έχουν παίξει καθοριστικό ρόλο στην εξέλιξη του φυσικού επιπέδου των σύγχρονων ασύρματων τηλεπικοινωνιακών δικτύων. Μπορούν να προσφέρουν πολύ υψηλούς ρυθμούς μετάδοσης και υψηλή φασματική απόδοση. Για τους λόγους αυτούς έχουν προτιμηθεί και εφαρμόζονται τόσο στα ασύρματα τοπικά δίκτυα (WLANs) με τη σειρά προτύπων IEEE , όσο και στα κυψελωτά συστήματα με τα πρότυπα 3GPP Long Term Evolution (LTE) και Long Term Evolution Advanced (LTE-A). Στην εργασία αυτή, υλοποιούνται και παραμετροποιούνται συστήματα που χρησιμοποιούν τις τεχνικές OFDM και MIMO, τόσο σύμφωνα με αυτά τα πρότυπα όσο και γενικότερα, και πραγματοποιούνται πειράματα με ασύρματες μεταδόσεις. Πιο συγκεκριμένα πραγματοποιούνται πειράματα στα πρότυπα IEEE a/n/ac και 3GPP LTE και LTE-A, και στη συνέχεια σχεδιάζεται και υλοποιείται ένα MIMO OFDM σύστημα. Για τα πρότυπα πραγματοποιούνται πειράματα εφαρμόζοντας τα non High Throughput (non-ht), HT-Mixed, HT-Greenfield και Very High Throughput (VHT) Frame Formats και δοκιμάζοντας διάφορες τιμές του εύρους ζώνης και των Modulation and Coding Schemes (MCS). Για τα πρότυπα LTE/LTE-A πραγματοποιούνται πειράματα στο Uplink και στο Downlink δοκιμάζοντας όλες τις διαθέσιμες τιμές του εύρους ζώνης και των σχημάτων διαμόρφωσης που ορίζονται από τα πρότυπα, για τις τεχνικές DFT-Spread-OFDM και OFDM, αντίστοιχα. Για το Downlink επίσης πραγματοποιούνται πειράματα στις MIMO τεχνικές και εφαρμόζονται τα Transmit Diversity (Alamouti Coding), Spatial Multiplexing με Large Delay Cyclic Delay Diversity (LD-CDD) και Spatial Multiplexing με Beamforming χρησιμοποιώντας το Codebook για διάφορες περιπτώσεις. Επίσης υλοποιείται πείραμα για την τεχνική Carrier Aggregation χρησιμοποιώντας δύο φασματικά κανάλια, ένα με SISO μετάδοση και ένα με Spatial Multiplexing LD-CDD. Στο τελευταίο πείραμα, σχεδιάζεται με το λογισμικό Matlab/Simulink και υλοποιείται στα TMS320C6713 Digital Signal Processor (DSP) Starter Kits (DSKs) της Texas Instruments ένα τηλεπικοινωνιακό σύστημα που συνδυάζει την τεχνική Transmit Diversity 2x1 με την τεχνική OFDM. Για τη σχεδίαση συνυπολογίζονται τα χαρακτηριστικά του ασύρματου καναλιού και των πλακετών. Στο δέκτη συμπεριλαμβάνεται υλοποίηση κυκλώματος συγχρονισμού που εκμεταλλεύεται τις ιδιότητες του Cyclic Prefix, καθώς και Equalizer για το Transmit Diversity. Τα αποτελέσματα των πειραμάτων επαληθεύουν τις παραμετροποιήσεις και τις τεχνικές που υλοποιούνται και εφαρμόζονται. Επίσης, πραγματοποιούνται συγκρίσεις των αποτελεσμάτων ανάμεσα στις παραμέτρους, στις τεχνικές, και στα πρότυπα. Οι πειραματικές δραστηριότητες διεξήχθησαν στο εργαστήριο Research and Development of Electronics and Telecommunications Laboratory (RDETL) του Τεχνολογικού Εκπαιδευτικού Ιδρύματος (ΤΕΙ) Αθήνας. Για όλες τις πειραματικές δραστηριότητες της εργασίας υλοποιήθηκαν στο εργαστήριο πειραματικά πλαίσια

6 συνδυάζοντας υψηλών προδιαγραφών εξοπλισμό, εξειδικευμένα λογισμικά και RF εξαρτήματα. Αυτά περιγράφονται, επίσης, στην εργασία μαζί με τα πειράματα. Στην εργασία, επίσης, αναπτύσσονται θεωρητικά οι βασικές αρχές της OFDM και των MIMO τεχνικών, καθώς και σύνθετων προβλημάτων που εμφανίζονται σε πραγματικές μεταδόσεις, όπως είναι η εκτίμηση του καναλιού και ο συγχρονισμός. Στη συνέχεια, παρουσιάζονται οι δομές και οι παραμετροποιήσεις των προτύπων IEEE a/n/ac και 3GPP LTE/LTE-A. Έπειτα ακολουθούν τα πειράματα δομημένα σε τρία κεφάλαια. Η εργασία κλείνει με τον επίλογο της εργασίας, που περιλαμβάνει συγκρίσεις, δυσκολίες που αντιμετωπίστηκαν και γενικότερα συμπεράσματα. ΘΕΜΑΤΙΚΗ ΠΕΡΙΟΧΗ: Φυσικό Επίπεδο Τηλεπικοινωνιών ΛΕΞΕΙΣ ΚΛΕΙΔΙΑ: OFDM, MIMO, WLANs , LTE, LTE-Advanced, DSP, Πειράματα

7 ABSTRACT The advanced techniques Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM) and Multiple Input Multiple Output (MIMO) are key determinants of evolution of the physical layer in modern wireless telecommunications networks. They can offer very high data rates and high spectral efficiency. These are the reasons why they have been preferred and utilized in both wireless local area networks (WLANs) and cellular systems, in accordance with the IEEE and 3GPP Long Term Evolution (LTE) / Long Term Evolution Advanced (LTE-A) specification standards, respectively. In this thesis, systems that utilize OFDM and MIMO techniques are implemented and parameterized, both in accordance with these standards and in general, and experiments are performed including wireless transmissions. In particular, experiments are performed on the IEEE a/n/ac and 3GPP LTE/LTE-A specification standards, and the design and implementation of a MIMO OFDM system is demonstrated. The experiments on the standards are demonstrating the non High Throughput (non-ht), HT-Mixed, HT-Greenfield and Very High Throughput (VHT) Frame Formats by trying different values of bandwidth and Modulation and Coding Schemes (MCS). The experiments on the LTE/LTE-A standards are demonstrating Uplink and Downlink transmissions by trying all the available bandwidths and modulation schemes, utilizing the DFT-Spread-OFDM and OFDM techniques, correspondingly. Furthermore, experiments are demonstrating MIMO techniques in Downlink transmissions, such as Transmit Diversity (Alamouti Coding), Spatial Multiplexing with Large Delay Cyclic Delay Diversity (LD-CDD) and Spatial Multiplexing with Beamforming based on Codebook. Also, an experiment on Carrier Aggregation technique including two carrier components is performed, utilizing SISO transmission and Spatial Multiplexing LD-CDD, respectively. The last experiment is on the design, using Matlab/Simulink, and the implementation, using Texas Instruments TMS320C6713 Digital Signal Processor (DSP) Starter Kits (DSKs), of a telecommunication system, utilizing the Transmit Diversity 2x1 and OFDM techniques. In system s design are included the characteristics of the wireless channel and the DSK boards. Also, the implementation of an equalizer for transmit diversity and a circuit for synchronization which takes advantage of the properties of Cyclic Prefix are included in the receiver s design. The experimental results verify the parameterizations and functionalities that are utilized. Also, comparisons of the parameters, the techniques and the standards are drawn. The experiments took place at Research and Development of Electronics and Telecommunications Laboratory (RDETL) of Technological Educational Institute (TEI) of Athens. In this laboratory, for the experiments of the thesis, experimental frameworks were set up, consisting of laboratory equipment with high specifications, specialized software and RF components.

8 In this thesis, also, the basic principles of OFDM and MIMO techniques are theoretically described, as well as problems with high complexity that occur the real transmissions, such as synchronization and channel estimation. The signals structure and the configurations of the IEEE a/n/ac and 3GPP LTE/LTE-A standards are presented, too. Then, three chapters are following describing the experiments. As a conclusion, comparisons, encountered difficulties and general comments are reported. SUBJECT AREA: Telecommunications Physical Layer KEYWORDS: OFDM, MIMO, WLANs , LTE, LTE-Advanced, DSP, Experiments

9 Αφιερώνεται: Στους γονείς μου, Χρήστο και Κλεονίκη, και στον αδερφό μου, Δημήτρη, που με μεγάλο κόπο και πολλές θυσίες με στήριξαν οικονομικά και ηθικά σε όλη τη διάρκεια των σπουδών μου Στην κοπέλα μου, Μερόπη, που με πολύ μεγάλη αφοσίωση στάθηκε δίπλα μου καθ όλη τη διάρκεια των προσπαθειών μου, δίνοντας μου τη δύναμη να φτάσω ως το τέλος, αλλά και την αφορμή να ονειρεύομαι τη συνέχεια

10 ΕΥΧΑΡΙΣΤΙΕΣ Ολοκληρώνοντας τη διπλωματική μου εργασία, θα ήθελα να ευχαριστήσω όλους όσους με βοήθησαν και με στήριξαν, τόσο σε θέματα της εργασίας, όσο και σε γενικότερα θέματα των μεταπτυχιακών μου σπουδών. Πρώτον από όλους, θα ήθελα να ευχαριστήσω τον κύριο Σωτήρη Καραμπέτσο, ο οποίος όχι μόνον είχε την πλήρη επίβλεψη αυτής της διπλωματικής εργασίας, αλλά είναι ο καθοδηγητής μου και δάσκαλος μου καθ όλη τη διάρκεια των σπουδών μου, δείχνοντας μου απεριόριστη εμπιστοσύνη και δίνοντας μου τη βοήθειά του και τις γνώσεις του οποιαδήποτε στιγμή και για οποιοδήποτε θέμα χρειάστηκα. Θα ήθελα να ευχαριστήσω θερμά τον κύριο Αθανάσιο Νασιόπουλο, ο οποίος είναι ο υπεύθυνος του Εργαστηρίου RDETL του ΤΕΙ Αθήνας, όπου πραγματοποιήθηκε η διπλωματική μου εργασία. Τον ευχαριστώ πολύ κυρίως για την εμπιστοσύνη που μου έδειξε, αλλά και για την καθοδήγηση και τις συμβουλές του σε σημαντικά θέματα της εργασίας, αλλά και γενικότερα στις μεταπτυχιακές μου σπουδές. Ευχαριστώ ιδιαιτέρως τους καθηγητές από το ΤΕΙ Αθήνας, τον κύριο Γρηγόρη Κουλούρα και τον κύριο Ηλία Ζώη, καθώς και τους ερευνητές από το τμήμα Πληροφορικής και Τηλεπικοινωνιών του ΕΚΠΑ, τον κύριο Θωμά Νίκα και Βαγγέλη Πικάση. Η απλόχερη βοήθεια που μου έδωσαν όποτε τη χρειάστηκα, καθώς και οι πολύτιμες γνώσεις που μου μετέδωσαν κατά τη διάρκεια που πραγματοποιούσα την εργασία μου στο εργαστήριο, έπαιξαν καθοριστικό ρόλο τόσο στην πορεία της διπλωματικής, όσο και στις νέες δυνατότητες που απέκτησα χάρη σε αυτούς σε συγκεκριμένα και εξειδικευμένα θέματα. Ένα μεγάλο ευχαριστώ θα ήθελα να εκφράσω και σε όλους τους φοιτητές, προπτυχιακούς και μεταπτυχιακούς, που παράλληλα με εμένα έκαναν και εκείνοι τις δικές τους διπλωματικές εργασίες στο εργαστήριο. Ιδιαίτερα, ευχαριστώ πολύ τον Παναγιώτη Χαραμή, τον Φώτη Ζανταλή, τον Γιάννη Παπανικολάου, τον Αργύρη Χαντζηπαντελή και τον Σταμάτη Γρίσπο για όλα τα θέματα που με βοήθησαν ή με συμβούλεψαν πάνω στην εργασία μου αλλά και γενικότερα, για τη συνεργασία που είχαμε μαζί, αλλά και κυρίως γιατί έμαθα πάρα πολλά πράγματα από αυτούς. Επίσης, θα ήθελα να ευχαριστήσω ξανά όλους όσους ανέφερα μέχρι τώρα και για την πολύ καλή παρέα που κάναμε όλο αυτό τον καιρό, τις πολύτιμες συζητήσεις που είχαμε και για διάφορα άλλα θέματα εκτός των σπουδών, αλλά και για τα αστεία που κάναμε και όλες τις καλές στιγμές. Τέλος, θα ήθελα να ευχαριστήσω ξανά τον Γιάννη Παπανικολάου για την καλή παρέα του και την πολύτιμη βοήθειά του στο αξέχαστο ταξίδι στο Μιλάνο, που κάναμε για να παρουσιάσουμε στο πρώτο μας συνέδριο. Η αλήθεια είναι ότι χάρη σε αυτόν πήγαν τα πράγματα περίφημα. Στη συνέχεια, θα ήθελα να ευχαριστήσω ξανά τον κύριο

11 Αθανάσιο Νασιόπουλο, τον κύριο Γρηγόρη Κουλούρα και τον Σταμάτη Γρίσπο για την παρέα τους και για εκείνο το περίφημο ταξίδι στα Ιωάννινα, για να παρουσιάσουμε σε ακόμα ένα συνέδριο. Οι εμπειρίες αυτές ήταν καταπληκτικές, και εύχομαι ολόψυχα κάθε φοιτητής να έχει την ευκαιρία να ζήσει παρόμοιες.

12 ΠΕΡΙΕΧΟΜΕΝΑ ΠΕΡΙΛΗΨΗ... 5 ABSTRACT... 7 ΕΥΧΑΡΙΣΤΙΕΣ ΠΕΡΙΕΧΟΜΕΝΑ... 1 ΚΑΤΑΛΟΓΟΣ ΕΙΚΟΝΩΝ... 3 ΚΑΤΑΛΟΓΟΣ ΠΙΝΑΚΩΝ ΠΡΟΛΟΓΟΣ Η ΤΕΧΝΙΚΗ OFDM ΣΤΙΣ ΑΣΥΡΜΑΤΕΣ ΕΠΙΚΟΙΝΩΝΙΕΣ ΕΙΣΑΓΩΓΗ ΑΝΑΛΥΣΗ ΤΗΣ OFDM ΑΝΤΙΜΕΤΩΠΙΣΗ ΤΟΥ ΚΑΝΑΛΙΟΥ ΤΟ ΠΡΟΒΛΗΜΑ ΤΗΣ ΜΕΓΙΣΤΗΣ ΠΡΟΣ ΜΕΣΗ ΙΣΧΥ PAPR ΣΥΓΧΡΟΝΙΣΜΟΣ ΣΥΣΤΗΜΑΤΑ ΒΑΣΙΖΟΜΕΝΑ ΣΤΗΝ OFDM ΣΥΣΤΗΜΑΤΑ MIMO ΜΕ ΤΗΝ ΤΕΧΝΙΚΗ OFDM ΕΙΣΑΓΩΓΗ ΤΟ ΑΣΥΡΜΑΤΟ ΚΑΝΑΛΙ ΣΤΑ MIMO OFDM ΣΥΣΤΗΜΑΤΑ BEAMFORMING ΚΩΔΙΚΟΠΟΙΗΣΗ ALAMOUTI CYCLIC DELAY DIVERSITY SPATIAL MULTIPLEXING ΣΥΝΔΥΑΣΜΟΣ MIMO ΤΕΧΝΙΚΩΝ MULTIUSER - MIMO ΠΡΟΤΥΠΑ ΦΥΣΙΚΟΥ ΕΠΙΠΕΔΟΥ ΣΤΑ ΑΣΥΡΜΑΤΑ ΤΗΛΕΠΙΚΟΙΝΩΝΙΑΚΑ ΔΙΚΤΥΑ ΕΙΣΑΓΩΓΗ ΣΕΙΡΑ ΠΡΟΤΥΠΩΝ IEEE ΠΡΟΤΥΠΑ 3GPP LTE ΚΑΙ LTE ADVANCED ΠΕΙΡΑΜΑΤΙΚΕΣ ΜΕΤΡΗΣΕΙΣ ΣΤΗ ΣΕΙΡΑ ΠΡΟΤΥΠΩΝ IEEE ΣΚΟΠΟΣ ΠΕΙΡΑΜΑΤΩΝ ΕΙΣΑΓΩΓΗ ΔΙΑΤΑΞΗ ΠΑΡΑΜΕΤΡΟΠΟΙΗΣΕΙΣ ΜΕΤΑΔΟΣΗ ΜΕ NON-HT FRAME FORMAT (802.11a) ΜΕΤΑΔΟΣΗ ΜΕ HT FRAME FORMATS (802.11n) ΜΕΤΑΔΟΣΗ ΜΕ VHT FRAME FORMAT (802.11ac) ΓΕΝΙΚΑ ΣΥΜΠΕΡΑΣΜΑΤΑ ΠΕΙΡΑΜΑΤΙΚΕΣ ΜΕΤΡΗΣΕΙΣ ΣΤΑ ΠΡΟΤΥΠΑ 3GPP LTE ΚΑΙ LTE ADVANCED ΣΚΟΠΟΣ ΠΕΙΡΑΜΑΤΩΝ ΕΙΣΑΓΩΓΗ

13 5.2 ΔΙΑΤΑΞΗ ΠΑΡΑΜΕΤΡΟΠΟΙΗΣΕΙΣ ΜΕΤΑΔΟΣΗ UPLINK SISO ΜΕΤΑΔΟΣΗ DOWNLINK SISO ΜΕΤΑΔΟΣΗ DOWNLINK MISO ΚΑΙ MIMO ΜΕΤΑΔΟΣΗ DOWNLINK CARRIER AGGREGATION ΓΕΝΙΚΑ ΣΥΜΠΕΡΑΣΜΑΤΑ ΣΧΕΔΙΑΣΗ ΚΑΙ ΥΛΟΠΟΙΗΣΗ MISO 2X1 OFDM ΣΥΣΤΗΜΑΤΟΣ ΣΚΟΠΟΣ ΠΕΙΡΑΜΑΤΩΝ ΕΙΣΑΓΩΓΗ ΔΙΑΤΑΞΗ ΣΧΕΔΙΑΣΗ ΤΟΥ ΣΥΣΤΗΜΑΤΟΣ ΠΑΡΑΜΕΤΡΟΠΟΙΗΣΕΙΣ ΑΠΟΤΕΛΕΣΜΑΤΑ ΓΕΝΙΚΑ ΣΥΜΠΕΡΑΣΜΑΤΑ ΕΠΙΛΟΓΟΣ ΣΥΜΠΕΡΑΣΜΑΤΑ ΑΝΑΣΚΟΠΗΣΗ ΕΞΟΠΛΙΣΜΟΣ ΤΩΝ ΠΕΙΡΑΜΑΤΩΝ ΠΡΟΒΛΗΜΑΤΑ ΠΟΥ ΑΝΤΙΜΕΤΩΠΙΣΤΗΚΑΝ ΣΧΟΛΙΑΣΜΟΣ ΤΩΝ ΠΕΙΡΑΜΑΤΙΚΩΝ ΑΠΟΤΕΛΕΣΜΑΤΩΝ ΜΕΛΛΟΝΤΙΚΗ ΕΡΓΑΣΙΑ ΑΡΚΤΙΚΟΛΕΞΑ ΔΗΜΟΣΙΕΥΣΕΙΣ ΒΙΒΛΙΟΓΡΑΦΙΑ

14 ΚΑΤΑΛΟΓΟΣ ΕΙΚΟΝΩΝ Εικόνα 1-1: Ο παλμός που παράγεται από μία baseband διαμόρφωση: α) Χρονική απεικόνιση και β) Το φάσμα του παλμού από τη συνάρτηση sinc Εικόνα 1-2: Η διαίρεση του εύρους ζώνης της OFDM σε ορθογώνια υποφέροντα. Το OFDM σήμα απεικονίζεται γύρω από μια κεντρική συχνότητα τελικού φέροντος ( ) Εικόνα 1-3: Η μετατροπή του αρχικού διανύσματος των δεδομένων σε ένα νέο διάνυσμα κατάλληλο για να εφαρμοστεί ο αλγόριθμος IFFT για την OFDM Εικόνα 1-4: Η δημιουργία του Cyclic Prefix για την OFDM Εικόνα 1-5: Μοντέλο συστήματος OFDM Εικόνα 1-6: Το ασύρματο κανάλι στα πεδία χρόνου συχνότητας για την OFDM Εικόνα 1-7: Η τοποθέτηση των πιλότων στα πεδία χρόνου συχνότητας της OFDM [4] Εικόνα 1-8: Η εκτίμηση του καναλιού στα πεδία χρόνου συχνότητας στην OFDM [4] Εικόνα 1-9: Το πρόβλημα PAPR της OFDM Εικόνα 1-10: Οι τέσσερις περιπτώσεις του STO για την αρχική θέση που μπορεί να έχει το OFDM σύμβολο [7] Εικόνα 1-11: Οι αστερισμοί των σημάτων OFDM με STO: α) Case I, β) Case II, γ) Case III και δ) Case IV [7] Εικόνα 1-12: Διάγραμμα για την αντιμετώπιση του STO για την OFDM [21] Εικόνα 1-13: Η ICI εξαιτίας του CFO [7] Εικόνα 1-14: Οι αστερισμοί των σημάτων OFDM με διάφορες τιμές CFO [7] Εικόνα 1-15: Διάγραμμα για την αντιμετώπιση του CFO για την OFDM [19] Εικόνα 1-16: Εκδοχές που μπορεί να επηρεάσει το SCO στην OFDM: α) SCPO και β) SCFO [7] Εικόνα 1-17: Πομπός και δέκτης της SC-FDMA [27] Εικόνα 1-18: Οι μέθοδοι κατανομής των υποφερόντων σε πολλούς χρήστες στην SC- FDMA. Η απεικόνιση αφορά περίπτωση με 3 χρήστες, 12 υποφέροντα και 3 υποφέροντα ανά χρήστη [24] Εικόνα 2-1: Το μοντέλο καναλιού για ένα σύστημα MIMO MxN Εικόνα 2-2Παράδειγμα τοποθέτησης πιλοτικών σημάτων σε σύστημα με 1 κεραίας εκπομπής Εικόνα 2-3: Παράδειγμα τοποθέτησης πιλοτικών σημάτων σε σύστημα με 2 κεραίες εκπομπής Εικόνα 2-4: Παράδειγμα τοποθέτησης πιλοτικών σημάτων σε σύστημα με 4 κεραίες εκπομπής Εικόνα 2-5: Κωδικοποίηση Alamouti - SFBC : Απόδοση συστημάτων με Diversity Gain [3] Εικόνα 2-7: Η εφαρμογή του Delay Diversity για 2 κεραίες εκπομπής [23] Εικόνα 2-8: Η εφαρμογή του Cyclic Delay Diversity για 2 κεραίες εκπομπής [23] Εικόνα 3-1: Η οργάνωση των σημάτων των προτύπων IEEE Εικόνα 3-2: Διάγραμμα βαθμίδων του πομπού για τα πρότυπα IEEE Οι βαθμίδες με κίτρινο χρώμα χρησιμοποιούνται μόνο για την BCC κωδικοποίηση και με κόκκινο μόνο για την LDPC κωδικοποίηση Εικόνα 3-3: Η οργάνωση των σημάτων των LTE και LTE-A

15 Εικόνα 3-4: Διάγραμμα βαθμίδων του πομπού για το LTE και LTE-A. Οι βαθμίδες με μπλε χρώμα χρησιμοποιούνται μόνο από το Uplink Εικόνα 3-5: Οι περιπτώσεις της τεχνικής Carrier Aggregation [33] Εικόνα 4-1: Διάταξη πειραματικού πλαισίου για τις πειραματικές μετρήσεις στη σειρά προτύπων ΙΕΕΕ Εικόνα 4-2: Φάσμα και συχνοτική απόκριση των Non-HT σημάτων: α) Το φάσμα των 20 MHz στη μετάδοση των 36 Mbps, β) Το φάσμα των 20 MHz στη μετάδοση των 54 Mbps, γ) Η συχνοτική απόκριση του καναλιού στη μετάδοση των 36 Mbps και δ) Η συχνοτική απόκριση του καναλιού στη μετάδοση των 54 Mbps Εικόνα 4-3: Αστερισμοί των Non-HT σημάτων: α) Οι αστερισμοί 16-QAM και BPSK στη μετάδοση των 36 Mbps και β) Οι αστερισμοί 64-QAM και BPSK στη μετάδοση των 54 Mbps Εικόνα 4-4: Μετρήσεις Power Profile και Occupied Bandwidth των Non-HT σημάτων: α) Μετρήσεις στη μετάδοση των 36 Mbps και β) Μετρήσεις στη μετάδοση των 54 Mbps Εικόνα 4-5: Μετρήσεις Modulation Accuracy των Non-HT σημάτων: α) Μετρήσεις στη μετάδοση των 36 Mbps και β) Μετρήσεις στη μετάδοση των 54 Mbps Εικόνα 4-6: Χρονική απεικόνιση του Non-HT Preamble Εικόνα 4-7: Φάσμα και συχνοτική απόκριση των HT σημάτων: α) Το φάσμα των 40 MHz στη μετάδοση του HT-Mixed Frame Format, β) Το φάσμα των 40 MHz στη μετάδοση του HT-Greenfield Frame Format, γ) Η συχνοτική απόκριση του καναλιού στη μετάδοση του HT-Mixed Frame Format και δ) Η συχνοτική απόκριση του καναλιού στη μετάδοση του HT-Greenfield Frame Format Εικόνα 4-8: Αστερισμοί των HT σημάτων: α) Οι αστερισμοί 64-QAM, οριζόντιου BPSK και κάθετου BPSK στη μετάδοση του HT-Mixed Frame Format και β) Οι αστερισμοί 64-QAM, οριζόντιου BPSK και κάθετου BPSK στη μετάδοση του HT-Greenfield Frame Format Εικόνα 4-9: Μετρήσεις Power Profile και Occupied Bandwidth των HT σημάτων: α) Μετρήσεις στη μετάδοση του HT-Mixed Frame Format και β) Μετρήσεις στη μετάδοση του HT-Greenfield Frame Format Εικόνα 4-10: Μετρήσεις Modulation Accuracy HT σημάτων: α) Μετρήσεις στη μετάδοση του HT-Mixed Frame Format και β) Μετρήσεις στη μετάδοση του HT-Greenfield Frame Format Εικόνα 4-11: Χρονική απεικόνιση του HT-Mixed Preamble Εικόνα 4-12: Χρονική απεικόνιση του HT-Greenfield Preamble Εικόνα 4-13: Φάσμα και συχνοτική απόκριση των VHT σημάτων: α) Το φάσμα των 80 MHz στη μετάδοση με το MCS 6, β) Το φάσμα των 80 MHz στη μετάδοση με το MCS 9, γ) Η συχνοτική απόκριση του καναλιού στη μετάδοση με το MCS 6 και δ) Η συχνοτική απόκριση του καναλιού στη μετάδοση με το MCS Εικόνα 4-14: Αστερισμοί των VHT σημάτων: α) Οι αστερισμοί 64-QAM και BPSK στη μετάδοση με το MCS 6 και β) Οι αστερισμοί 256-QAM και BPSK στη μετάδοση με το MCS Εικόνα 4-15: Μετρήσεις Power Profile των VHT σημάτων: α) Μετρήσεις στη μετάδοση με το MCS 6 και β) Μετρήσεις στη μετάδοση με το MCS

16 Εικόνα 4-16: Μετρήσεις Modulation Accuracy των VHT σημάτων: α) Μετρήσεις στη μετάδοση με το MCS 6 και β) Μετρήσεις στη μετάδοση με το MCS Εικόνα 4-17: Χρονική απεικόνιση του VHT Preamble Εικόνα 5-1: Διάταξη πειραματικού πλαισίου για τα πειράματα στα πρότυπα LTE και LTE-Advanced Εικόνα 5-2: Το GUI του Matlab LTE System Toolbox για την παραμετροποίηση της Uplink μετάδοσης με RMC Εικόνα 5-3: Το GUI του Matlab LTE System Toolbox για την παραμετροποίηση της Downlink μετάδοσης με RMC Εικόνα 5-4: Χρονική απεικόνιση του εκπεμπόμενου σήματος για το πείραμα UL1 με το RMC A3-1, διαμορφωμένο στην IF των 63 MHz Εικόνα 5-5: Γραφήματα για το πείραμα UL1 με το RMC Α3-1: α) Αστερισμοί QPSK του PUSCH και Zadoff-Chu των DM-RS, β) Το φάσμα των 180 KHz, γ) Το CCDF και δ) Η συχνοτική απόκριση του καναλιού Εικόνα 5-6: Μετρήσεις για το πείραμα UL1 με το RMC Α3-1: α) Error Summary και β) Frame Summary Εικόνα 5-7: Χρονική απεικόνιση του εκπεμπόμενου σήματος για το πείραμα UL2 με το RMC A4-4, διαμορφωμένο στην IF των 63 MHz Εικόνα 5-8: Γραφήματα για το πείραμα UL2 με το RMC Α4-4: α) Αστερισμοί 16-QAM του PUSCH και Zadoff-Chu των DM-RS, β) Το φάσμα των 3 MHz, γ) Το CCDF και δ) Η συχνοτική απόκριση του καναλιού Εικόνα 5-9: Μετρήσεις για το πείραμα UL2 με το RMC Α4-4: α) Error Summary και β) Frame Summary Εικόνα 5-10: Χρονική απεικόνιση του εκπεμπόμενου σήματος για το πείραμα UL3 με το RMC A5-4, διαμορφωμένο στην IF των 63 MHz Εικόνα 5-11: Γραφήματα για το πείραμα UL3 με το RMC Α5-4: α) Αστερισμοί 64- QAM του PUSCH και Zadoff-Chu των DM-RS, β) Το φάσμα των 5 MHz, γ) Το CCDF και δ) Η συχνοτική απόκριση του καναλιού Εικόνα 5-12: Μετρήσεις για το πείραμα UL3 με το RMC Α5-4: α) Error Summary και β) Frame Summary Εικόνα 5-13: Χρονική απεικόνιση του εκπεμπόμενου σήματος για το πείραμα UL4 με το RMC A3-5, διαμορφωμένο στην IF των 63 MHz Εικόνα 5-14: Γραφήματα για το πείραμα UL4 με το RMC Α3-5: α) Αστερισμοί QPSK του PUSCH και Zadoff-Chu των DM-RS, β) Το φάσμα των 10 MHz, γ) Το CCDF και δ) Η συχνοτική απόκριση του καναλιού Εικόνα 5-15: Μετρήσεις για το πείραμα UL4 με το RMC Α3-5: α) Error Summary και β) Frame Summary Εικόνα 5-16: Χρονική απεικόνιση του εκπεμπόμενου σήματος για το πείραμα UL5 με το RMC A4-7, διαμορφωμένο στην IF των 63 MHz Εικόνα 5-17: Γραφήματα για το πείραμα UL5 με το RMC Α4-7: α) Αστερισμοί 16- QAM του PUSCH και Zadoff-Chu των DM-RS, β) Το φάσμα των 15 MHz, γ) Το CCDF και δ) Η συχνοτική απόκριση του καναλιού Εικόνα 5-18: Μετρήσεις για το πείραμα UL5 με το RMC Α4-7: α) Error Summary και β) Frame Summary Εικόνα 5-19: Χρονική απεικόνιση του εκπεμπόμενου σήματος για το πείραμα UL6 με το RMC A5-7, διαμορφωμένο στην IF των 63 MHz

17 Εικόνα 5-20: Γραφήματα για το πείραμα UL6 με το RMC Α5-7: α) Αστερισμοί 64- QAM του PUSCH και Zadoff-Chu των DM-RS, β) Το φάσμα των 20 MHz, γ) Το CCDF και δ) Η συχνοτική απόκριση του καναλιού Εικόνα 5-21: Μετρήσεις για το πείραμα UL6 με το RMC Α5-7: α) Error Summary και β) Frame Summary Εικόνα 5-22: Χρονική απεικόνιση του εκπεμπόμενου σήματος για το πείραμα DLSIR2 με το RMC R.2, διαμορφωμένο στην IF των 63 MHz Εικόνα 5-23: Γραφήματα για το πείραμα DLSIR2 με το RMC R.2: α) Αστερισμοί QPSK του PDSCH και QPSK των CRS, β) Το φάσμα των 10 MHz, γ) Το CCDF και δ) Η συχνοτική απόκριση του καναλιού Εικόνα 5-24: Μετρήσεις για το πείραμα DLSIR2 με το RMC R.2: α) Error Summary και β) Frame Summary Εικόνα 5-25: Αστερισμοί όλων των καναλιών και σημάτων που χρησιμοποιούνται στο πείραμα DLSIR2 με το RMC R.2: α) Το κανάλι PDSCH με διαμόρφωση QPSK, β) Τα σήματα συγχρονισμού PSS με διαμόρφωση Zadoff-Chu και SSS με διαμόρφωση BPSK, γ) Τα κανάλια PCFICH με διαμόρφωση QPSK και PHICH με μηδενικές τιμές, δ) Τα πιλοτικά σήματα CRS με διαμόρφωση QPSK, ε) Το κανάλι PDCCH με διαμόρφωση QPSK και στ) Το κανάλι PBCH με διαμόρφωση QPSK Εικόνα 5-26: Χρονική απεικόνιση του εκπεμπόμενου σήματος για το πείραμα DLSIR3 με το RMC R.3, διαμορφωμένο στην IF των 63 MHz Εικόνα 5-27: Γραφήματα για το πείραμα DLSIR3 με το RMC R.3: α) Αστερισμοί 16- QAM του PDSCH και QPSK των CRS, β) Το φάσμα των 10 MHz, γ) Το CCDF και δ) Η συχνοτική απόκριση του καναλιού Εικόνα 5-28: Μετρήσεις για το πείραμα DLSIR3 με το RMC R.3: α) Error Summary και β) Frame Summary Εικόνα 5-29: Χρονική απεικόνιση του εκπεμπόμενου σήματος για το πείραμα DLSIR9 με το RMC R.9, διαμορφωμένο στην IF των 63 MHz Εικόνα 5-30: Γραφήματα για το πείραμα DLSIR9 με το RMC R.9: α) Αστερισμοί 64- QAM του PDSCH και QPSK των CRS, β) Το φάσμα των 20 MHz, γ) Το CCDF και δ) Η συχνοτική απόκριση του καναλιού Εικόνα 5-31: Μετρήσεις για το πείραμα DLSIR9 με το RMC R.9: α) Error Summary και β) Frame Summary Εικόνα 5-32: Χρονική απεικόνιση του εκπεμπόμενου σήματος για το πείραμα DLSITD με το RMC R.11 για την τεχνική Transmit Diversity, διαμορφωμένο στην IF των 63 MHz Εικόνα 5-33: Γραφήματα για το πείραμα DLMITD με το RMC R.11 για την τεχνική Transmit Diversity: α) Αστερισμοί 16-QAM του PDSCH και QPSK των CRS, β) Το φάσμα των 10 MHz, γ) Το CCDF και δ) Η συχνοτική απόκριση του καναλιού Εικόνα 5-34: Μετρήσεις για το πείραμα DLMITD με το RMC R.11 για την τεχνική Transmit Diversity: α) Error Summary και β) Frame Summary Εικόνα 5-35: Χρονική απεικόνιση του εκπεμπόμενου σήματος για το πείραμα DLMISM με το RMC R.11 για την τεχνική Spatial Multiplexing και Beamforming με PMI 0, διαμορφωμένο στην IF των 63 MHz Εικόνα 5-36: Αστερισμοί και φάσματα για το πείραμα DLMISM με το RMC R.11 για την τεχνική Spatial Multiplexing και Beamforming με PMI 0: α) Αστερισμοί 16-QAM του PDSCH και QPSK των CRS για το Layer0, β) Το 6

18 φάσμα των 10 MHz από την πρώτη κεραία λήψης, γ) Αστερισμοί 16- QAM του PDSCH και QPSK των CRS για το Layer1 και δ) Το φάσμα των 10 MHz από την δεύτερη κεραία λήψης Εικόνα 5-37: Μετρήσεις του MIMO καναλιού για το πείραμα DLMISM με το RMC R.11 για την τεχνική Spatial Multiplexing και Beamforming με PMI 0: α) Η συχνοτική απόκριση του καναλιού και β) Μετρήσεις για την κατάσταση του καναλιού Εικόνα 5-38: Μετρήσεις για το πείραμα DLMISM με το RMC R.11 για την τεχνική Spatial Multiplexing και Beamforming με PMI 0: α) Error Summary και β) Frame Summary Εικόνα 5-39: Χρονική απεικόνιση του εκπεμπόμενου σήματος για το πείραμα DLMISM με το RMC R.11 για την τεχνική Spatial Multiplexing και Beamforming με PMI 1, διαμορφωμένο στην IF των 63 MHz Εικόνα 5-40: Αστερισμοί και φάσματα για το πείραμα DLMISM με το RMC R.11 για την τεχνική Spatial Multiplexing και Beamforming με PMI 1: α) Αστερισμοί 16-QAM του PDSCH και QPSK των CRS για το Layer0, β) Το φάσμα των 10 MHz από την πρώτη κεραία λήψης, γ) Αστερισμοί 16- QAM του PDSCH και QPSK των CRS για το Layer1 και δ) Το φάσμα των 10 MHz από την δεύτερη κεραία λήψης Εικόνα 5-41: Μετρήσεις του MIMO καναλιού για το πείραμα DLMISM με το RMC R.11 για την τεχνική Spatial Multiplexing και Beamforming με PMI 1: α) Η συχνοτική απόκριση του καναλιού και β) Μετρήσεις για την κατάσταση του καναλιού Εικόνα 5-42: Μετρήσεις για το πείραμα DLMISM με το RMC R.11 για την τεχνική Spatial Multiplexing και Beamforming με PMI 1: α) Error Summary και β) Frame Summary Εικόνα 5-43: Αστερισμοί για το πείραμα DLMISM με το RMC R.11 για την τεχνική Spatial Multiplexing και Beamforming με διάφορες περιπτώσεις του PMI: α) Ρύθμιση του πομπού και του δέκτη με PMI 0, β) Ρύθμιση του πομπού με PMI 0 και του δέκτη με PMI 1, γ) Ρύθμιση του πομπού με PMI 1 και του δέκτη με PMI 0 και δ) Ρύθμιση του πομπού και του δέκτη με PMI Εικόνα 5-44: Χρονική απεικόνιση του εκπεμπόμενου σήματος για το πείραμα DLMICD με το RMC R.11 για την τεχνική Spatial Multiplexing και LD-CDD, διαμορφωμένο στην IF των 63 MHz Εικόνα 5-45: Αστερισμοί και φάσματα για το πείραμα DLMICD με το RMC R.11 για την τεχνική Spatial Multiplexing και LD-CDD: α) Αστερισμοί 16-QAM του PDSCH και QPSK των CRS για το Layer0, β) Το φάσμα των 10 MHz από την πρώτη κεραία λήψης, γ) Αστερισμοί 16-QAM του PDSCH και QPSK των CRS για το Layer1 και δ) Το φάσμα των 10 MHz από την δεύτερη κεραία λήψης Εικόνα 5-46: Μετρήσεις του MIMO καναλιού για το πείραμα DLMICD με το RMC R.11 για την τεχνική Spatial Multiplexing και LD-CDD: α) Η συχνοτική απόκριση του καναλιού και β) Μετρήσεις για την κατάσταση του καναλιού Εικόνα 5-47: Μετρήσεις για το πείραμα DLMICD με το RMC R.11 για την τεχνική Spatial Multiplexing και LD-CDD: α) Error Summary και β) Frame Summary

19 Εικόνα 5-48: Χρονική απεικόνιση του εκπεμπόμενου σήματος για το πείραμα CASICD για την τεχνική Carrier Aggregation, διαμορφωμένο στην IF των 63 MHz Εικόνα 5-49: Αστερισμοί και φάσματα για το πείραμα CASICD για την τεχνική Carrier Aggregation: α) Αστερισμοί 16-QAM του PDSCH και QPSK των CRS για το Layer0 του πρώτου φασματικού καναλιού, β) Αστερισμοί 16-QAM του PDSCH και QPSK των CRS για το Layer0 του δεύτερου φασματικού καναλιού, γ) Το συνολικό φάσμα από την πρώτη κεραία λήψης, δ) Αστερισμοί 16-QAM του PDSCH και QPSK των CRS για το Layer1 του πρώτου φασματικού καναλιού, ε) Αστερισμοί 16-QAM του PDSCH και QPSK των CRS για το Layer1 του δεύτερου φασματικού καναλιού και στ) Το συνολικό φάσμα από την δεύτερη κεραία λήψης Εικόνα 5-50: Μετρήσεις του MIMO καναλιού για το πείραμα CASICD για την τεχνική Carrier Aggregation: α) Η συχνοτική απόκριση του πρώτου φασματικού καναλιού, β) Μετρήσεις για την κατάσταση του πρώτου φασματικού καναλιού, γ) Η συχνοτική απόκριση του δεύτερου φασματικού καναλιού και δ) Μετρήσεις για την κατάσταση του δεύτερου φασματικού καναλιού Εικόνα 5-51: Μετρήσεις για το πείραμα CASICD για την τεχνική Carrier Aggregation: α) Error Summary του πρώτου φασματικού καναλιού, β) Frame Summary του πρώτου φασματικού καναλιού, γ) Error Summary του δεύτερου φασματικού καναλιού και δ) Frame Summary του δεύτερου φασματικού καναλιού Εικόνα 6-1: Διάταξη πειραματικού πλαισίου για τα τηλεπικοινωνιακά συστήματα DMT SISO και MISO 2x1 με τα TMS320C6713 DSKs Εικόνα 6-2: Η δομή του σήματος στο πεδίο της συχνότητας για το τηλεπικοινωνιακό σύστημα DMT SISO και MISO 2x Εικόνα 6-3: Το OFDM σύμβολο μες στο παράθυρο των δειγμάτων [76].199 Εικόνα 6-4: Το θεωρητικό κύκλωμα της ML εκτίμησης [76] Εικόνα 6-5: Το θεωρητικό διάγραμμα βαθμίδων του τηλεπικοινωνιακού συστήματος DMT SISO και MISO 2x Εικόνα 6-6: Η υλοποίηση του πομπού DMT SISO και MISO 2x1 με βαθμίδες στο Simulink: α) Η συνολική υλοποίηση του πομπού και β) Η διαμόρφωση DMT με την κωδικοποίηση Alamouti Εικόνα 6-7: Η υλοποίηση του δέκτη DMT SISO και MISO 2x1 με βαθμίδες στο Simulink: α) Η συνολική υλοποίηση του δέκτη με το Block Processing και τις δηλώσεις δεικτών στη μνήμη, β) Η αποδιαμόρφωση DMT με την αποκωδικοποίηση Alamouti και όλες τις βαθμίδες για το συγχρονισμό και την εκτίμηση και εξίσωση του καναλιού, γ) Ο συγχρονισμός για τα STO και CFO με την μέθοδο ML στο Cyclic Prefix και δ) Ο συγχρονισμός για το SFO στη SISO μετάδοση Εικόνα 6-8: Η υλοποίηση του κυκλώματος ML Estimator στο δέκτη με βαθμίδες στο Simulink: α) Η συνολική υλοποίηση και β) Η υλοποίηση του κυλιόμενου αθροίσματος Moving Sum Εικόνα 6-9: Η υλοποίηση του κυκλώματος Channel Estimation στο δέκτη για τη μετάδοση MISO 2x1 με βαθμίδες στο Simulink: α) Η συνολική υλοποίηση και β) Η εκτίμηση του καναλιού και interpolation

20 Εικόνα 6-10: Αποτελέσματα πειραματικών μετρήσεων του τηλεπικοινωνιακού συστήματος DMT SISO και MISO 2x1 με χρήση οργάνων: α) Χρονική απεικόνιση σημάτων της μετάδοσης MISO 2x1 με τον παλμογράφο της AGILENT (μοβ: το εκπεμπόμενο baseband σήμα από το 1ο κανάλι, πράσινο: το εκπεμπόμενο baseband σήμα από το 2ο κανάλι, κίτρινο: το λαμβανόμενο baseband σήμα) και β) Φασματική απεικόνιση του σήματος διαμορφωμένο στη συχνότητα του φέροντος από το φασματικό αναλυτή της AEROFLEX Εικόνα 6-11: Απεικόνιση της εκτίμησης της συχνοτικής απόκρισης του καναλιού στη MISO μετάδοση από το Matlab, για το τηλεπικοινωνιακό σύστημα DMT SISO και MISO 2x Εικόνα 6-12: Αστερισμοί από τις πειραματικές μετρήσεις του τηλεπικοινωνιακού συστήματος DMT SISO και MISO 2x1 στο Matlab: α) Ο αστερισμός (από υπέρθεση) στη SISO μετάδοση χωρίς διόρθωση του SFO, β). Ο αστερισμός QPSK στη SISO μετάδοση με διόρθωση του SFO, γ) Ο αστερισμός (από υπέρθεση) QPSK στη ΜISO 2x1 μετάδοση χωρίς διόρθωση του SFO και δ) Ο αστερισμός 16-QAM στη ΜISO 2x1 μετάδοση χωρίς διόρθωση του SFO

21 ΚΑΤΑΛΟΓΟΣ ΠΙΝΑΚΩΝ Πίνακας 1-1: Η επίδραση του STO στην OFDM [7] Πίνακας 1-2: Η επίδραση του CFO στην OFDM [7] Πίνακας 2-1: Κατηγορίες συστημάτων με πολλαπλές κεραίες Πίνακας 2-2: Παραδειγματικές τιμές των συντελεστών κωδικοποίησης για την εφαρμογή του Beamforming με 2 κεραίες εκπομπής και 1 ροή δεδομένων για τα πρότυπα LTE και LTE-A [29] Πίνακας 2-3: Παραδειγματικές τιμές για την εφαρμογή του Beamforming με 2 κεραίες εκπομπής και 2 ροές δεδομένων [29] Πίνακας 3-1: Παράμετροι των προτύπων ΙΕΕΕ Πίνακας 3-2: Οι MCS παράμετροι 0 έως 7, για 40 MHz, ένα SS και έναν BCC κωδικοποιητή, για τα HT Frame Formats (σύμφωνα με το πρότυπο IEEE n) Πίνακας 3-3: Οι MCS παράμετροι 0 έως 9, για 80 MHz και ένα SS, για το VHT Frame Format (σύμφωνα με το πρότυπο IEEE ac) Πίνακας 3-4: Απαιτήσεις του IMT-Advanced για επικοινωνίες 4G Πίνακας 3-5: Τα Physical Channels και τα Physical Signals των LTE και LTE-A Πίνακας 3-6: Παράμετροι για τα πρότυπα 3GPP LTE (Rel. 8) και LTE-A (Rel. 10) Πίνακας 3-7: Διαχωρισμός των Codewords σε Layers Πίνακας 3-8: Το Codebook για μετάδοση με 2 κεραίες Πίνακας 3-9: Το Codebook για μετάδοση με 4 κεραίες Πίνακας 3-10: Οι πίνακες για την εφαρμογή του Large Delay CDD Πίνακας 4-1: Βασικά χαρακτηριστικά των σημάτων για τα πειράματα στη σειρά προτύπων IEEE Πίνακας 4-2: Ρυθμίσεις της γεννήτριας AEROFLEX SGD-6 για τα πειράματα στη σειρά προτύπων ΙΕΕΕ Πίνακας 4-3: Ρυθμίσεις του αναλυτή AEROFLEX SVA-13 για τα πειράματα στη σειρά προτύπων ΙΕΕΕ Πίνακας 5-1: Παράμετροι και χαρακτηριστικά Uplink σημάτων Πίνακας 5-2: Παράμετροι και χαρακτηριστικά Downlink SISO σημάτων Πίνακας 5-3: Παράμετροι και χαρακτηριστικά Downlink MIMO σημάτων Πίνακας 5-4: Παράμετροι και χαρακτηριστικά σημάτων για Carrier Aggregation Πίνακας 6-1: Η παραμετροποίηση του τηλεπικοινωνιακού συστήματος DMT SISO και MISO 2x1 για τα πειράματα

22 ΠΡΟΛΟΓΟΣ Η εργασία αυτή ασχολείται με την υλοποίηση και την παραμετροποίηση των προηγμένων τεχνικών του φυσικού επιπέδου των τηλεπικοινωνιών Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM) και Πολλαπλών Εισόδων Πολλαπλών Εξόδων, Multiple Input Multiple Output (MIMO). Η υλοποίηση και η παραμετροποίηση τους πραγματοποιείται σε σύγχρονα ασύρματα τηλεπικοινωνιακά συστήματα, όπως στη σειρά προτύπων a/n/ac του οργανισμού Institute of Electrical and Electronics Engineers (IEEE) για τα ασύρματα τοπικά δίκτυα και στα πρότυπα Long Term Evolution (LTE) και Long Term Evolution Advanced (LTE-A) του οργανισμού 3 rd Generation Partnership Project (3GPP) για τα ασύρματα κυψελωτά συστήματα. Στόχος της εργασίας είναι η πραγματοποίηση πειραματικών δραστηριοτήτων και μετρήσεων χρησιμοποιώντας ειδικό εξοπλισμό, εφαρμόζοντας τις παραμέτρους και τον τρόπο που υλοποιείται ο συνδυασμός των τεχνικών OFDM και ΜΙΜΟ, σύμφωνα με τα σύγχρονα πρότυπα, καθώς επίσης και η σχεδίαση και υλοποίηση OFDM και MIMO συστημάτων. Η εργασία αναπτύσσεται σε έξι βασικά κεφάλαια, εκ των οποίων τα τρία πρώτα είναι θεωρητικά για την περιγραφή των MIMO OFDM συστημάτων, γενικότερα αλλά και πάνω στα πρότυπα αυτά, και τα υπόλοιπα τρία αφορούν τις πειραματικές δραστηριότητες με στόχο την παραμετροποίηση, την υλοποίηση και τη σχεδίαση των τεχνικών. Πιο συγκεκριμένα, στο 1 ο κεφάλαιο της εργασίας περιγράφεται η τεχνική διαμόρφωσης OFDM, αναλύοντας αρχικά τις βασικές αρχές και καταλήγοντας σε προβλήματα που πρέπει να αντιμετωπίζονται κατά τη μετάδοση OFDM σημάτων, όπως η εκτίμηση του καναλιού και ο συγχρονισμός. Στο 2 ο κεφάλαιο περιγράφονται τα συστήματα MIMO με τεχνικές που εφαρμόζονται σε συνδυασμό με την OFDM, στα σύγχρονα πρότυπα. Αυτές είναι το ψηφιακό Beamforming, η κωδικοποίηση Alamouti, το Cyclic Delay Diversity, το Spatial Multiplexing, η πολυπλεξία Multi User MIMO, καθώς και ο συνδυασμός τους. Μία πολύ σύντομη παρουσίαση των προτύπων a/g, n και ac των ασύρματων τοπικών δικτύων και των LTE και LTE- Advanced των κυψελωτών δικτύων πραγματοποιείται στο 3 ο κεφάλαιο, επικεντρώνοντας το ενδιαφέρον στις παραμέτρους και τις υλοποιήσεις που αφορούν τις τεχνικές OFDM και MIMO. Για τη διεξαγωγή πειραμάτων στο 4 ο κεφάλαιο πραγματοποιούνται ασύρματες μεταδόσεις OFDM σημάτων σύμφωνα με τα πρότυπα a/n/ac και στο 5 ο κεφάλαιο πραγματοποιούνται ασύρματες μεταδόσεις MIMO OFDM σημάτων σύμφωνα με τα πρότυπα LTE και LTE-Advanced. Οι πειραματικές μετρήσεις καλύπτουν τις περισσότερες από τις παραμέτρους της OFDM και των MIMO τεχνικών. Στο 6ο κεφάλαιο πραγματοποιείται η σχεδίαση, η υλοποίηση και η παραμετροποίηση ενός τηλεπικοινωνιακού συστήματος, αποτελούμενο από πομπό και δέκτη, για μετάδοση σημάτων σε πραγματικό χρόνο, χρησιμοποιώντας τις τεχνικές OFDM και MIMO. Επιτυγχάνεται η υλοποίηση ενός συστήματος Multiple Input Single Output (MISO) 2x1 OFDM, προγραμματίζοντας μέσω του λογισμικού Matlab/Simulink 11

23 δύο Digital Signal Processors (DSPs). Η εργασία κλείνει με ένα επιπλέον κεφάλαιο το οποίο αποτελεί τον επίλογο και στο οποίο καταγράφονται τα συμπεράσματα. Το μεγαλύτερο μέρος της διπλωματικής εργασίας εκπονήθηκε στο Εργαστήριο Έρευνας και Ανάπτυξης Ηλεκτρονικών και Τηλεπικοινωνιακών Συστημάτων, Research and Development of Electronics and Telecommunications Laboratory (RDETL) του Τεχνολογικού Εκπαιδευτικού Ιδρύματος (ΤΕΙ) Αθήνας. Πιο συγκεκριμένα εκεί διεξήχθησαν οι πειραματικές δραστηριότητες για τα πρότυπα a/n/ac του 4 ου κεφαλαίου, αλλά και για τα πρότυπα LTE/LTE-A του 5 ου κεφαλαίου, υπό την επίβλεψη του Επίκουρου Καθηγητή του τμήματος Ηλεκτρονικής του ΤΕΙ Αθήνας, κύριου Σωτήρη Καραμπέτσου. Επίσης, εκεί πραγματοποιήθηκε και ο σχεδιασμός του τηλεπικοινωνιακού συστήματος MISO 2x1 OFDM, για το 6 ο κεφάλαιο. Επίσης, κάποιες από τις πειραματικές δραστηριότητες του 6 ου κεφαλαίου πραγματοποιήθηκαν στο Εργαστήριο Οπτικών Επικοινωνιών του τμήματος Πληροφορικής και Τηλεπικοινωνιών του Εθνικού και Καποδιστριακού Πανεπιστημίου Αθηνών (ΕΚΠΑ), με την συνεργασία του Επίκουρου Καθηγητή Σωτήρη Καραμπέτσου, και των ερευνητών Δρα Ευάγγελου Πικάση και υποψήφιου Δρα Θωμά Νίκα. Το σύνολο αυτής της διπλωματικής εργασίας αποτελεί εξέλιξη της πτυχιακής εργασίας των προπτυχιακών μου σπουδών [1] που σχετίζεται με την μελέτη και υλοποίηση του φυσικού επιπέδου των προτύπων LTE και LTE-A μέσω του λογισμικού Matlab. Τέλος, σημειώνεται ότι κάποιες από τις πειραματικές μετρήσεις των κεφαλαίων 4, 5 και 6 παρουσιάστηκαν κατά τη διάρκεια της εκπόνησης της εργασίας και δημοσιεύθηκαν σε επιστημονικά συνέδρια και περιοδικά, τα οποία καταγράφονται στο παράρτημα της εργασίας, αντίστοιχα με την σειρά των κεφαλαίων. 12

24 1. Η ΤΕΧΝΙΚΗ OFDM ΣΤΙΣ ΑΣΥΡΜΑΤΕΣ ΕΠΙΚΟΙΝΩΝΙΕΣ 1.1 ΕΙΣΑΓΩΓΗ Η τεχνική Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM) είναι ένα σχήμα πολυπλεξίας με διαίρεση συχνοτήτων, Frequency Division Multiplexing (FDM), που χρησιμοποιείται σαν μέθοδος ψηφιακής διαμόρφωσης με πολλά φέροντα. Στο πεδίο της συχνότητας, ένας αριθμός από ορθογώνια φέροντα χρησιμοποιούνται για τη μεταφορά των δεδομένων. Για την υλοποίησή της, τα ψηφιακά δεδομένα χωρίζονται κατάλληλα σε παράλληλα κανάλια, ένα για κάθε φέρον, και το καθένα διαμορφώνεται σε σύμβολα με ένα σχήμα διαμόρφωσης, όπως για παράδειγμα Phase Shift Keying (PSK) και Quadrature Amplitude Modulation (QAM). Στη συνέχεια, όλα τα σύμβολα αποτελούν ένα διάνυσμα, στο οποίο εφαρμόζεται ο αντίστροφος διακριτός μετασχηματισμός Fourier, Inverse Discrete Fourier Transform (IDFT), για την παραγωγή του σήματος βασικής ζώνης (Baseband Signal). Στις ασύρματες επικοινωνίες, το baseband σήμα στη συνέχεια διαμορφώνει ένα κεντρικό φέρον και μεταδίδεται στο κανάλι. Στην OFDM τα πολλά φέροντα που μεταφέρουν τα δεδομένα αποκαλούνται ως υποφέροντα (Subcarriers). Η επιλογή των ορθογώνιων υποφερόντων αποτελεί τη βέλτιστη λύση για την FDM, σε ότι αφορά την εκμετάλλευση του φάσματος. Επίσης, βασικό πλεονέκτημα της OFDM είναι ότι μπορεί να χρησιμοποιείται ένα μεγάλο συνολικό φάσμα για τη μετάδοση και ταυτόχρονα να αυξάνεται ο χρόνος του OFDM συμβόλου, σε αντίθεση με διαμορφώσεις μονού φέροντος. Η μελέτη της OFDM ξεκίνησε στη δεκαετία του 60, ενώ σήμερα έχει εξελιχθεί σε μία από τις πιο δημοφιλείς τεχνικές που χρησιμοποιούνται σε ενσύρματες ή ασύρματες επικοινωνίες. Επιπλέον, έχει συντελέσει στη μεγάλη αύξηση των ρυθμών μετάδοσης στα κυψελωτά συστήματα μέσω των προτύπων 3GPP LTE και LTE-A, καθώς και στα ασύρματα τοπικά δίκτυα, Wireless Local Area Networks (WLANs), μέσω των προτύπων IEEE a/g/n/ac/ad. Σε αυτό το κεφάλαιο παρουσιάζεται η OFDM σε θεωρητικό επίπεδο και σε επίπεδο εφαρμογής. Παρουσιάζεται η υλοποίησή της και διάφορα προβλήματα τα οποία πρέπει να αντιμετωπίζονται σε ένα OFDM σύστημα, όπως οι διαλείψεις (Fading) του καναλιού και ο συγχρονισμός. Επίσης, παρουσιάζονται και κάποια επιπλέον συστήματα που βασίζονται στην τεχνική της OFDM, όπως η τεχνική Discrete Multi Tone Modulation (DMT) και η Single Carrier Frequency Division Multiple Access (SC-FDMA). 13

25 1.2 ΑΝΑΛΥΣΗ ΤΗΣ OFDM Πολυπλεξία FDM με ορθογώνια φέροντα Η τεχνική OFDM βασίζεται στην πολυπλεξία πολλών ορθογώνιων υποφερόντων [2-6]. Στην OFDM, το κάθε υποφέρον διαμορφώνεται με ένα σχήμα διαμόρφωσης, όπως QAM ή PSK, χρησιμοποιώντας τον In phase Quadrature (IQ) διαμορφωτή. Ο παλμός που προκύπτει από αυτά τα σχήματα διαμόρφωσης (εικόνα 1-1α) έχει διάρκεια, δηλαδή ορίζεται στο διάστημα. Το φάσμα του παλμού (εικόνα 1-1β) περιγράφεται μη τη βοήθεια της συνάρτησης, ενώ το εύρος ζώνης που καταλαμβάνει ο παλμός είναι ίσο με εμφανίζονται σε κάθε ακέραιο πολλαπλάσιο της τιμής υποφέροντος στο πεδίο των συχνοτήτων.. Οι μηδενισμοί της συνάρτησης γύρω από την συχνότητα του Αυτό που κάνει να ξεχωρίζει την OFDM από την απλή FDM είναι ότι η απόσταση μεταξύ δύο διαδοχικών υποφερόντων είναι συγκεκριμένη έτσι ώστε να υπάρχει ορθογωνιότητα μεταξύ των υποφερόντων (εικόνα 1-2), δεδομένου ότι όλα τα υποφέροντα διαμορφώνονται με παλμούς ίσης διάρκειας [2-7]. Πιο συγκεκριμένα, στην OFDM όλα τα υποφέροντα διαμορφώνονται με παλμούς διάρκειας, και η συχνότητα του κάθε υποφέροντος επιλέγεται να βρίσκεται στον πρώτο μηδενισμό του φάσματος των δύο γειτονικών υποφερόντων. Επομένως, η απόσταση μεταξύ των υποφερόντων είναι: (1-1) Εικόνα 1-1: Ο παλμός που παράγεται από μία baseband διαμόρφωση: α) Χρονική απεικόνιση και β) Το φάσμα του παλμού από τη συνάρτηση sinc. 14

26 Η επιλογή των ορθογώνιων υποφερόντων, όπως πραγματοποιείται στην OFDM, αποτελεί τη βέλτιστη λύση για την FDM, σε ότι αφορά το ρυθμό μετάδοσης και την αποδοτικότητα του φάσματος. Επίσης, δεν χρειάζεται να φιλτράρεται κάθε υποφέρον χωριστά, όπως στην FDM, διότι τα υποφέροντα δεν παρεμβάλλουν στα γειτονικά τους λόγω της ορθογωνιότητας. Η δημιουργία ενός OFDM σήματος πραγματοποιείται με το άθροισμα των διαμορφωμένων υποφερόντων. Το OFDM σήμα περιγράφεται από την εξής εξίσωση [2, 3, 4, 7]: (1-2) όπου, το είναι το σήμα του υποφέροντος με συχνότητα, το είναι το σύμβολο που διαμορφώνεται στο υποφέρον, και έχει διάρκεια, και το είναι ο συνολικός αριθμός των υποφερόντων που χρησιμοποιούνται. Το σύμβολο μπορεί να είναι ένα μιγαδικό ή πραγματικό σύμβολο που θα προκύπτει από κάποιο σχήμα διαμόρφωσης, όπως PSK και QAM. Ο παράγοντας τελικό σήμα ισχύ ίση με τη μέση ισχύ όλων των υποφερόντων. χρησιμοποιείται για να έχει το Το συνολικό εύρος ζώνης (Bandwidth) ενός συστήματος OFDM μεταφέρεται πάνω σε μία κεντρική συχνότητα και τα υποφέροντα διαμοιράζονται συμμετρικά και σε ίσες αποστάσεις γύρω από την. Στην κεντρική συχνότητα δεν τοποθετείται, συνήθως, κανένα διαμορφωμένο υποφέρον. Επομένως, η συχνότητα μπορεί να διατυπωθεί ως, όπου, και να θεωρηθεί ότι. Τότε, η εξίσωση 1-2 μπορεί να διαμορφωθεί ως εξής: (1-3) Η δημιουργία ενός OFDM σήματος πραγματοποιείται με το άθροισμα των διαμορφωμένων υποφερόντων. Το OFDM σήμα περιγράφεται από την εξής εξίσωση [2, 3, 4, 7]: (1-2) Σε αυτή την περίπτωση, το συνολικό εύρος ζώνης του μιγαδικού σήματος της OFDM καθορίζεται από τον αριθμό των υποφερόντων. Λόγω των ίσων αποστάσεων μεταξύ των υποφερόντων και του ενός μη χρησιμοποιούμενου υποφέροντος, το συνολικό εύρος ζώνης είναι: (1-4) 15

27 Εικόνα 1-2: Η διαίρεση του εύρους ζώνης της OFDM σε ορθογώνια υποφέροντα. Το OFDM σήμα απεικονίζεται γύρω από μια κεντρική συχνότητα τελικού φέροντος ( ). Αναλύοντας τις πράξεις στην εξίσωση 1-3, το σήμα μπορεί να έρθει στη μορφή: (1-5) (1-6) Η μορφή του σήματος στην εξίσωση 1-6 διασαφηνίζει ότι το σήμα OFDM διαμορφώνεται πάνω σε ένα φέρον με συχνότητα. Πλέον, μελετώντας μόνο το σήμα βασικής ζώνης και μετατρέποντας το από αναλογικό σε ψηφιακό, χρησιμοποιώντας περίοδο δειγματοληψίας, προκύπτει: (1-7) Η περίοδος δειγματοληψίας αντιστοιχεί σε μία συχνότητα δειγματοληψίας, ως. Αντικαθιστώντας την περίοδο δειγματοληψίας με την συχνότητα δειγματοληψίας προκύπτει: (1-8) Κάνοντας κανονικοποίηση στο πεδίο της συχνότητας, θέτοντας της εξίσωσης καταλήγει ως:, η μορφή 16

28 (1-9) Η τελευταία μορφή της εξίσωσης 1-9 του σήματος αποτελείται από 2 παράγοντες. Ο πρώτος είναι ο παράγοντας κανονικοποίησης της ισχύος και ο δεύτερος είναι το άθροισμα των υποφερόντων σε κανονικοποιημένη συχνότητα και διαμορφωμένα με την πληροφορία. Αυτοί οι δύο παράγοντες αποτελούν τον μαθηματικό τύπο του IDFT [2, 3, 4, 7]. Αυτό σημαίνει ότι η δημιουργία του baseband OFDM σήματος μπορεί να πραγματοποιηθεί εφαρμόζοντας τον IDFT σε ένα διάνυσμα συμβόλων με μήκος. Στη συνέχεια, όλο το σήμα μπορεί να διαμορφώνεται σε ένα κεντρικό φέρον συχνότητας με τον IQ διαμορφωτή Η χρήση του αλγόριθμου IFFT Το OFDM σήμα παράγεται σύμφωνα με τον μαθηματικό τύπο του IDFT, όπως φάνηκε στην εξίσωση 1-9. Η υλοποίηση όμως του IDFT πραγματοποιείται με τη βοήθεια του αλγόριθμου Inverse Fast Fourier Transform (IFFT) [7], λόγω μικρότερης πολυπλοκότητας στις πράξεις και μεγαλύτερης ταχύτητας [2, 5, 6, 7]. Για το λόγο αυτό, το διάνυσμα με τις τιμές θα πρέπει να μετατραπεί σε ένα νέο διάνυσμα με μήκος, κατάλληλο για την εφαρμογή του αλγορίθμου IFFT. Η διαδικασία αυτή απεικονίζεται στην εικόνα 1-3. Το μήκος του νέου διανύσματος θα πρέπει να είναι ίσο με έναν αριθμό ο οποίος θα παράγεται από δύναμη του 2, και θα είναι μεγαλύτερος από τον αριθμό των συνολικών υποφερόντων. Συνήθως, επιλέγεται η μικρότερη δυνατή τιμή για το που να καλύπτει αυτές τις συνθήκες [6]. Όπως φαίνεται και από την εικόνα 1-3, το διάνυσμα με μήκος αρχικά μετατρέπεται έτσι ώστε να ορίζεται στο, ενώ εισάγεται και η κεντρική τιμή με μηδενική τιμή,, όπου στην προκειμένη περίπτωση είναι η DC συνιστώσα και η οποία στη ζώνη διέλευσης θα αποτελέσει την θέση της συχνότητας του φέροντος. Τα υπόλοιπα στοιχεία του διανύσματος διαμοιράζονται γύρω από το φέρον, έτσι ώστε το φάσμα να είναι συμμετρικό. Έτσι, το διάνυσμα μετατρέπεται στη μορφή: (1-10) Για να αυξηθεί το μήκος του διανύσματος από σε, χωρίς να αλλάξει ουσιαστικά η εξίσωση, προστίθενται μηδενικά έξω από το πεδίο ορισμού του διανύσματος, δηλαδή πριν τη θέση και μετά τη θέση. Τα μηδενικά αυτά αποτελούν κάποια εικονικά υποφέροντα και ονομάζονται Virtual Subcarriers ή Guard Subcarriers. Αυτά χωρίζονται σε Lower και Upper Virtual Subcarriers. Τα Lower 17

29 Virtual Subcarriers είναι αυτά που τοποθετούνται στην κάτω πλευρική του φάσματος, πριν τη θέση, και τα Upper Virtual Subcarriers είναι αυτά που τοποθετούνται στην άνω πλευρική του φάσματος, μετά τη θέση. Εάν ο αριθμός είναι ζυγός, που πρακτικά αυτό συμβαίνει συνήθως, από το σύνολο των εικονικών υποφερόντων, τα ανήκουν στα Lower Virtual Subcarriers και τα στα Upper Virtual Subcarriers, δηλαδή τα Lower υπερτερούν των Upper Virtual Subcarriers κατά 1. Εάν ο αριθμός είναι μονός, τότε το πλήθος εικονικών υποφερόντων είναι ζυγός αριθμός και τα εικονικά υποφέροντα είναι ίσα μοιρασμένα σε Lower και Upper. Τελικά, το διάνυσμα με την προσθήκη των Virtual Subcarriers παίρνει τη μορφή: (1-11) Εικόνα 1-3: Η μετατροπή του αρχικού διανύσματος των δεδομένων σε ένα νέο διάνυσμα κατάλληλο για να εφαρμοστεί ο αλγόριθμος IFFT για την OFDM. Το διάνυσμα θα πρέπει να είναι τέτοιο ώστε να έχει μήκος, να περιέχει το, να θέτει στη DC συνιστώσα μηδενική τιμή και να έχει τη μορφή που απαιτεί στην είσοδό του ο αλγόριθμος IFFT. Επομένως, το διάνυσμα είναι: (1-12) (1-13) 18

30 Η νέα εξίσωση τώρα που περιγράφει το baseband σήμα είναι [6, 7]: (1-14) Με αυτή τη νέα μορφή της εξίσωσης υπάρχουν υποφέροντα, από τα οποία μεταφέρουν πληροφορία μόνο τα. Αυτό σημαίνει ότι το συνολικό εύρος ζώνης του σήματος εξακολουθεί να υπολογίζεται από την εξίσωση 1-4 δεδομένου ότι τα υποφέροντα είναι διαδοχικά. Επίσης, παραμένει ίδια η χρονική διάρκεια του OFDM συμβόλου. Όμως, το OFDM σύμβολο στο χρόνο αποτελείται από περισσότερα δείγματα. Η συχνότητα δειγματοληψίας υπολογίζεται ως [6, 7]: (1-15) Το Cyclic Prefix Η παρεμβολή μεταξύ των συμβόλων, Inter Symbolic Interference (ISI), προκαλείται σε ένα σήμα όταν αυτό διέρχεται από ένα κανάλι με χρονική διασπορά. Σε μια τέτοια περίπτωση το σήμα συνελλίσεται με την κρουστική απόκριση του καναλιού, με αποτέλεσμα τα σύμβολα να παρεμβάλλονται μεταξύ τους. Στα OFDM συστήματα η ISI προκαλεί την απώλεια της ορθογωνιότητας των υποφερόντων, οδηγώντας σε παρεμβολή μεταξύ των υποφερόντων, Inter Carrier Interference (ICI). Η έννοια του κυκλικού προθέματος, Cyclic Prefix (CP), καθιερώθηκε για την καταπολέμηση αυτού του προβλήματος [2-7]. Το CP είναι ένα αντίγραφο του τελευταίου μέρους του OFDM συμβόλου (εικόνα 1-4), το οποίο τοποθετείται μπροστά από το εκπεμπόμενο σύμβολο και αφαιρείται πριν από την αποδιαμόρφωση. Το κυκλικό πρόθεμα συχνά αναφέρεται και ως Guard Interval (GI) [2, 3, 7]. Η διάρκεια του CP πρέπει να είναι τουλάχιστον όσο το σημαντικό τμήμα της κρουστικής απόκρισης του καναλιού που διαπερνά το μεταδιδόμενο σήμα ή διαφορετικά, μεγαλύτερης διάρκειας από τη χρονική διασπορά (delay spread) του καναλιού [2, 6, 7]. Με αυτόν τον τρόπο το CP παρέχει τα πλεονεκτήματα ότι αποφεύγεται η ISI, καθώς το CP λειτουργεί ως ένα κενό προστασίας ανάμεσα σε δυο διαδοχικά OFDM σύμβολα. Έτσι, τα υποφέροντα παραμένουν ορθογώνια και δεν υπάρχει η ICI. Επίσης με την προσθήκη του CP, η γραμμική συνέλιξη με την κρουστική απόκριση του καναλιού μετατρέπεται σε κυκλική συνέλιξη, και έτσι μπορεί να πραγματοποιηθεί η μετάβαση στο πεδίο της συχνότητας με τον Discrete Fourier Transform (DFT). Αντίθετα, το μειονέκτημα του CP είναι ότι μεταδίδεται ένα κομμάτι χωρίς να μεταφέρει πληροφορία. Έτσι, σπαταλείται ενέργεια ενώ μειώνεται η ρυθμαπόδοση. 19

31 Εικόνα 1-4: Η δημιουργία του Cyclic Prefix για την OFDM. Το διάνυσμα του κυκλικού προθέματος έχει μήκος και διάρκεια. Αυτά συνδέονται μεταξύ τους με τη σχέση: (1-16) Με την προσθήκη του CP η συνολική διάρκεια του OFDM συμβόλου γίνεται: Η εξίσωση που περιγράφει το νέο OFDM σήμα βασικής ζώνης με το CP είναι [2, 7]: (1-17) (1-18) Παρουσίαση απλού OFDM συστήματος και περιγραφή μέσω πινάκων Ένα OFDM σύστημα υλοποιείται χρησιμοποιώντας τον αλγόριθμο IFFT και προσθέτοντας το CP. Ο δέκτης, αντίθετα, αφαιρεί το CP και χρησιμοποιεί τον αλγόριθμο Fast Fourier Transform (FFT). Στην εικόνα 1-5 παρουσιάζεται η υλοποίηση του βασικού OFDM συστήματος. Παρουσιάζεται η υλοποίηση του πομπού και του δέκτη, ενώ το σήμα διαπερνά από κανάλι επικοινωνίας με διαλείψεις (fading) και λευκό θόρυβο. Στον πομπό τα δυαδικά ψηφία (Bits) των δεδομένων (Data) ομαδοποιούνται σε ομάδες των συμβόλων και διαμορφώνονται παράλληλα με ένα σχήμα ψηφιακής διαμόρφωσης βασικής ζώνης, όπως QAM. Έτσι δημιουργείται το αρχικό διάνυσμα με μήκος, το οποίο περιέχει τα μιγαδικά διαμορφωμένα σύμβολα. Σημειώνεται ότι η διαμόρφωση, κατά την εφαρμογή ενός συστήματος, δεν είναι απαραίτητο να είναι η ίδια για όλα τα υποφέροντα. 20

32 Εικόνα 1-5: Μοντέλο συστήματος OFDM. Στη συνέχεια, το διάνυσμα μετατρέπεται στη μορφή του διανύσματος, με μήκος, αφού του προστεθούν τα εικονικά υποφέροντα και η μηδενική τιμή της DC συνιστώσας. Η διαδικασία αυτή μπορεί να περιγραφτεί με πράξεις πινάκων ως εξής: (1-19) όπου, και O πίνακας αποτελείται από γραμμές και στήλες. Ο πίνακας περιέχει μηδενικές τιμές και έχει διαστάσεις γραμμές και στήλες και ο είναι μοναδιαίος πίνακας με διαγώνια στοιχεία. Στη συνέχεια, στο διάνυσμα εφαρμόζεται ο αλγόριθμος IFFT για τη δημιουργία ενός νέου διανύσματος, και τη μεταφορά στο πεδίο του χρόνου από το πεδίο της 21

33 συχνότητας. Το νέο διάνυσμα έχει επίσης μήκος, και μπορεί να δημιουργηθεί με την εξίσωση 1-14, καθώς και με την εξίσωση πινάκων [8, 9]: όπου, (1-20) και Ο πίνακας είναι ο πίνακας που χρησιμοποιείται για την παραγωγή του αλγόριθμου Fourier, με διαστάσεις γραμμές και στήλες. Το τελικό διάνυσμα δημιουργείται προσθέτοντας στο διάνυσμα το κυκλικό πρόθεμα. Αυτό επιτυγχάνεται αντιγράφοντας τα τελευταία στοιχεία του διανύσματος, και εισάγοντάς τα στην αρχή του διανύσματος, όπως περιγράφεται από την εξίσωση Το διάνυσμα μπορεί επίσης να περιγραφθεί με τη μορφή πινάκων ως [8, 9]: όπου, (1-21) και Ο πίνακας αποτελείται από γραμμές και στήλες. Το εκπεμπόμενο διάνυσμα περνά μέσα από ένα γραμμικό, χρονικά αμετάβλητο, διακριτό κανάλι και επιπλέον του προστίθεται λευκός Gaussian θόρυβος, Additive White Gaussian Noise (AWGN), με μηδενική μέση τιμή και διασπορά. Ο περιορισμός με το χρονικά αμετάβλητο κανάλι εξασφαλίζει ότι το 22

34 κανάλι είναι σταθερό κατά τη διάρκεια ενός συμβόλου OFDM. Επιπλέον, υποθέτουμε ότι ο πομπός και ο δέκτης είναι απόλυτα συγχρονισμένοι. Αν υποτεθεί και ότι το CP είναι μεγαλύτερο από την κρουστική απόκριση του καναλιού, τότε, το λαμβανόμενο σήμα μπορεί να διατυπωθεί σε μορφή πινάκων ως: όπου, (1-22) και είναι πίνακας Toeplitz με γραμμές και στήλες. Η πρώτη γραμμή του πίνακα είναι και η πρώτη στήλη είναι, και είναι το διάνυσμα που περιέχει τους συντελεστές της κρουστικής απόκρισης του καναλιού με μήκος μικρότερο η ίσο του. Αν ο αριθμός των συντελεστών είναι μικρότερος από, τότε οι συντελεστές θέτονται ως μηδενικές τιμές, αν όμως είναι μεγαλύτερος από, τότε το OFDM σύστημα δεν μπορεί να λειτουργήσει και χρειάζεται να αυξηθεί το μήκος. Το διάνυσμα έχει μήκος και περιέχει τις τιμές του AWGN στο πεδίο του χρόνου, με μηδενική μέση τιμή και διασπορά Στον δέκτη αφαιρείται το κυκλικό πρόθεμα από το διάνυσμα, και δημιουργείται το διάνυσμα με μήκος. Το διάνυσμα μπορεί να περιγραφθεί με τη μορφή πινάκων ως [8, 9]: όπου, (1-23) και Ο πίνακας αποτελείται από γραμμές και στήλες. Στη συνέχεια, αφού πραγματοποιηθεί η αφαίρεση του κυκλικού προθέματος, εφαρμόζεται ο αλγόριθμος FFT για τη δημιουργία της ακολουθίας στο πεδίο της 23

35 συχνότητας. Το μήκος του διανύσματος είναι επίσης. Το διάνυσμα περιγράφεται ως εξής [8, 9]: όπου, (1-24) και Ο πίνακας είναι ο πίνακας που χρησιμοποιείται για την παραγωγή του μετασχηματισμού Fourier, με διαστάσεις γραμμές και στήλες. Το τελικό διάνυσμα δημιουργείται από το διάνυσμα πραγματοποιώντας την ακριβώς αντίθετη διαδικασία από αυτή του πομπού. Από το διάνυσμα αφαιρούνται τα εικονικά υποφέροντα και η μηδενική τιμή της DC συνιστώσας. Το διάνυσμα έχει μήκος και δημιουργείται με την εξίσωση πινάκων: (1-25) όπου, και O πίνακας αποτελείται από γραμμές και στήλες. Το διάνυσμα, χρησιμοποιώντας τις εξισώσεις 1-23 και 1-24 στην 1-25, μπορεί να διατυπωθεί σε συνάρτηση με το εισερχόμενο διάνυσμα στο δέκτη. Η εξίσωση αυτή είναι η εξής: (1-26) Επίσης, το διάνυσμα, χρησιμοποιώντας την εξίσωση 1-22, μπορεί να διατυπωθεί σε συνάρτηση με το εκπεμπόμενο διάνυσμα από τον πομπό, το οποίο διαπερνά από το κανάλι. Η εξίσωση αυτή είναι η εξής: 24

36 (1-27) Χρησιμοποιώντας την επιμεριστική ιδιότητα το διάνυσμα ως εξής: επαναδιατυπώνεται (1-28) Αντικαθιστώντας το διάνυσμα στην εξίσωση 1-28 με την εξίσωση 1-21, και στη συνέχεια χρησιμοποιώντας τις εξισώσεις 1-19 και 1-20, δημιουργείται η εξίσωση: (1-29) Οι εξισώσεις 1-28 και 1-29 αποτελούνται από το άθροισμα δύο όρων. Στην εξίσωση 1-28, ο πρώτος όρος αναδεικνύει το εκπεμπόμενο διάνυσμα το οποίο συνελλίσεται με την κρουστική απόκριση του καναλιού και στη συνέχεια μετατρέπεται στο πεδίο της συχνότητας με τους υπόλοιπους πινάκες. Στην εξίσωση 1-29, ο πρώτος όρος αναδεικνύει ότι το διάνυσμα είναι ο μετασχηματισμός Fourier του διανύσματος στο πεδίο της συχνότητας. Ως γνωστόν από τις ιδιότητες του μετασχηματισμού Fourier, η συνέλιξη μεταξύ δύο διανυσμάτων στο πεδίο του χρόνου ισοδυναμεί με τον πολλαπλασιασμό μεταξύ των μετασχηματισμένων διανυσμάτων τους στο πεδίο της συχνότητας. Επομένως, εφόσον ο πρώτος όρος καταλήγει σε ένα διάνυσμα στο πεδίο της συχνότητας, μπορεί απλά να διατυπωθεί με τον πολλαπλασιασμό μεταξύ του διανύσματος και της απόκρισης συχνοτήτων του καναλιού. Ο δεύτερος όρος των εξισώσεων αναδεικνύει το διάνυσμα του προσθετικού θορύβου το οποίο μετατρέπεται στο πεδίο της συχνότητας με το μετασχηματισμό Fourier. Συνεπώς, οι εξισώσεις 1-28 και 1-29 μπορούν να αναδιατυπωθούν ως [4]: όπου, (1-30) και Το διάνυσμα είναι το διάνυσμα με τις διακριτές τιμές του προσθετικού θορύβου στο πεδίο της συχνότητας και έχει μήκος. Το διάνυσμα είναι διάνυσμα με μήκος και περιέχει τις διακριτές τιμές της συχνοτικής απόκρισης του καναλιού, το οποίο παράγεται από το μετασχηματισμό Fourier ενός διανύσματος με μήκος, που περιέχει αρχικά τις τιμές της κρουστικής απόκρισης του καναλιού με μήκος και 25

37 στη συνέχεια συμπληρώνεται με μηδενικά. Στην εξίσωση χρησιμοποιείται διαγώνιος πίνακας με τις τιμές του διανύσματος για τον πολλαπλασιασμό με το διάνυσμα. Από την εξίσωση 1-30 μπορεί επιπλέον να διατυπωθεί και το λαμβανόμενο σύμβολο στο υποφέρον ως: (1-31) Συνοψίζοντας, το λαμβανόμενο σύμβολο σε κάθε υποφέρον ισοδυναμεί με το σύμβολο, το οποίο εκπέμφθηκε στο υποφέρον, πολλαπλασιαζόμενο με τον αντίστοιχο συντελεστή καναλιού στο πεδίο της συχνότητας και προστιθέμενο από τη μετασχηματισμένη στο πεδίο της συχνότητας συμβολή του θορύβου. Η τιμή του είναι μιγαδική, το οποίο σημαίνει ότι το διαπερνώντας από το κανάλι και εξασθενεί, καθώς επηρεάζεται το μέτρο του, αλλά και δέχεται αλλαγή στη φάση του. Συνεπώς, το λαμβανόμενο σύμβολο έχει διαφορά τόσο στο μέτρο του όσο και στη φάση του από το. Επομένως, ο δέκτης θα πρέπει με κάποιον τρόπο να μπορεί να γνωρίζει τον συντελεστή, έτσι ώστε να επαναφέρει το μέτρο και τη φάση του συμβόλου, και ύστερα να πάρει τη βέλτιστη απόφαση κατά την φώραση στην QAM αποδιαμόρφωση. Αυτή η διαδικασία περιγράφεται στο επόμενο υποκεφάλαιο. Επίσης, είναι σημαντική η υπενθύμιση των αρχικών ιδανικών συνθηκών για τον τέλειο συγχρονισμό μεταξύ πομπού και δέκτη και τους περιορισμούς για το κυκλικό πρόθεμα. 1.3 ΑΝΤΙΜΕΤΩΠΙΣΗ ΤΟΥ ΚΑΝΑΛΙΟΥ Εκτίμηση καναλιού Από την εξίσωση 1-31 διακρίνεται ότι το εκπεμπόμενο σύμβολο αλλάζει το μέτρο και τη φάση του με ένα συντελεστή καθώς διαπερνά από το κανάλι και στη συνέχεια επηρεάζεται από τον προσθετικό θόρυβο. Έτσι, το λαμβανόμενο σύμβολο διαφέρει σε σχέση με το εκπεμπόμενο. Για να μπορέσει ο δέκτης να εφαρμόσει την QAM αποδιαμόρφωση, θα πρέπει πρώτα να επαναφέρει το μέτρο και τη φάση του συμβόλου. Για να πραγματοποιηθεί αυτό, θα πρέπει ο δέκτης να γνωρίζει τον συντελεστή. Αυτή η διαδικασία μπορεί να επιτευχθεί με την εκτίμηση του καναλιού, κάτι το οποίο πραγματοποιείται εύκολα στην OFDM, σε σχέση με άλλες διαμορφώσεις, λόγω ότι τα σύμβολα βρίσκονται στο πεδίο της συχνότητας. Έστω ότι εκπέμπεται ένα σύμβολο από τον πομπό, το, το οποίο όμως είναι εκ των προτέρων γνωστό στο δέκτη. Τότε, εφαρμόζοντας την εξίσωση 1-31 προκύπτει [4]: (1-32) 26

38 Εφόσον το είναι γνωστό στο δέκτη, και εφόσον τα σύμβολα είναι στο πεδίο της συχνότητας, ο εκτιμώμενος συντελεστής του καναλιού μπορεί να προκύψει από το λόγο του λαμβανόμενου προς του γνωστού στο δέκτη εκπεμπόμενου : (1-33) Όπως φαίνεται και από εξίσωση 1-33, ο εκτιμώμενος συντελεστής του καναλιού δεν μπορεί να είναι ο ίδιος με τον πραγματικό συντελεστή του καναλιού, καθώς επηρεάζεται από τον προσθετικό θόρυβο. Το σύμβολο ονομάζεται πιλοτικό σήμα (Pilot Signal), ή πιο απλά πιλότος, αλλά πολλές φορές συναντάται και ως σήμα αναφοράς (Reference Signal). Οι πιλότοι είναι σύμβολα τα οποία εκπέμπονται από τον πομπό και είναι εκ των προτέρων γνωστά στο δέκτη. Χρησιμοποιούνται πάντοτε σε ένα OFDM σύστημα για την εκτίμηση του καναλιού, όμως, σε κάθε OFDM σύστημα χρησιμοποιούνται με διαφορετικό τρόπο, ανάλογα με την εφαρμογή και το κανάλι. Επίσης, έχουν αναπτυχθεί ένα πλήθος από τεχνικές για τη βέλτιστη εκτίμηση του καναλιού, οι οποίες περιγράφονται στα [7, 10] Τοποθέτηση πιλοτικών σημάτων Οι πιλότοι είναι σήματα τα οποία χρησιμοποιούνται πάντα στην OFDM για την εκτίμηση του καναλιού. Κάθε OFDM σύστημα, όμως, χρησιμοποιείται για διαφορετικό περιβάλλον και για διαφορετική εφαρμογή. Αυτό σημαίνει, εκτός από τις διαφορετικές παραμέτρους που θα χρησιμοποιηθούν για το OFDM σύστημα, ότι είναι και διαφορετικό το κανάλι. Γενικότερα οι πιλότοι διαμορφώνονται στα υποφέροντα ως σύμβολα αναφοράς, αντικαθιστώντας τα σύμβολα δεδομένων. Για το λόγο αυτό, οι πιλότοι που χρησιμοποιούνται θα πρέπει να είναι όσο το δυνατόν λιγότεροι, καθώς μειώνουν τη ρυθμαπόδοση, αλλά και ταυτόχρονα αρκετοί έτσι ώστε να μπορεί ο δέκτης να εκτιμήσει με καλή ακρίβεια τους συντελεστές του καναλιού, για να μπορεί να ανακτήσει τα δεδομένα. Επομένως, είναι πολύ χρήσιμη η σωστή τοποθέτηση των πιλότων στα υποφέροντα. Το ασύρματο κανάλι αποτελείται από ένα σύνολο φαινόμενων που επηρεάζουν τη δομή και τα χαρακτηριστικά του μεταδιδόμενου σήματος [11, 12]. Το σήμα κατά τη μετάδοσή του επηρεάζεται από fading, το οποίο χωρίζεται σε δύο κατηγορίες. Η πρώτη κατηγορία ονομάζεται Large Scale Fading και προκαλείται εξαιτίας της κίνησης σε πολύ μεγάλες εκτάσεις, όπως λόφους, μεγάλα κτήρια, και άλλα. Το φαινόμενο αυτό επηρεάζει το σήμα κυρίως τη μέση ισχύ που λαμβάνεται στο δέκτη, διότι προκαλείται 27

39 μεγάλη εξασθένιση. Η δεύτερη κατηγορία και πιο σημαντική για την OFDM ονομάζεται Small Scale Fading και προκαλείται εξαιτίας μικρών αλλαγών της θέσης του πομπού ή του δέκτη. Μία αλλαγή της θέσης ίση με μισό μήκος κύματος μπορεί να προκαλέσει δραματικές αλλαγές στο κανάλι. Το Small Scale Fading χωρίζεται στα φαινόμενα της χρονικής διασποράς του σήματος (Signal Dispersion) και της χρονικής διακύμανσης του καναλιού (Channel Variance). Το Signal Dispersion προκαλείται όταν το σήμα που διαδίδεται φτάνει στον δέκτη από πολλές διαδρομές λόγω ανάκλασης, περίθλασης και σκέδασης από διάφορες επιφάνειες και αντικείμενα στο περιβάλλον. Το σήμα σε τέτοιες περιπτώσεις όταν φτάνει στο δέκτη έχει διαφορετικό μέτρο και φάση από κάθε διαδρομή, ενώ επίσης φτάνει σε διαφορετικό χρόνο από κάθε διαδρομή του καναλιού (Channel Path Delay). Το σήμα στο δέκτη αποτελείται από το άθροισμα όλων αυτών των διαδρομών. Επομένως, το λαμβανόμενο δείγμα ενός OFDM σήματος στο πεδίο του χρόνου έχει τη μορφή: (1-34) όπου, το λαμβανόμενο δείγμα αποτελείται από το άθροισμα των συνολικά διαδρομών που ακολουθεί το εκπεμπόμενο δείγμα, το οποίο σε κάθε διαδρομή καθυστερεί κατά δείγματα και πολλαπλασιάζεται με τον συντελεστή της κάθε διαδρομής του καναλιού. Στη συνέχεια προστίθεται και ο Gaussian λευκός θόρυβος. Το μέγεθος θα πρέπει να είναι πάντα μικρότερο ή ίσο από το μήκος του CP, για να αποφεύγεται η ISI. Ο πρώτος όρος της παραπάνω εξίσωσης αποτελεί έναν μιγαδικό αριθμό με μέτρο και με φάση ως εξής: (1-35) Αυτός ο πρώτος μιγαδικός όρος, σε καρτεσιανή μορφή, αποτελείται από ένα πραγματικό και ένα φανταστικό μέρος, των οποίων οι τιμές είναι ανεξάρτητες τυχαίες μεταβλητές που ακολουθούν την Gaussian κατανομή, με μέση τιμή 0 και διακύμανση [13]. Ο ίδιος όρος, σε πολική μορφή, έχει μέτρο και φάση, των οποίων οι τιμές αποτελούν ανεξάρτητες τυχαίες μεταβλητές και περιγράφονται στατιστικά συμφώνα με κάποια Συνάρτηση Πυκνότητας Πιθανότητας, Probability Density Function (PDF), ανάλογα με το κανάλι. Όταν στο κανάλι περιλαμβάνονται πολλές διαδρομές χωρίς να υπάρχει οπτική επαφή μεταξύ του πομπού και του δέκτη, τότε το μέτρο περιγράφεται από την PDF του Rayleigh, ως εξής [13]: (1-36) 28

40 Όταν υπάρχει οπτική επαφή μεταξύ του πομπού και του δέκτη, τότε μία από τις διαδρομές, συνήθως αυτή με την μικρότερη καθυστέρηση, η οποία αποτελεί την απευθείας διαδρομή, έχει τη μεγαλύτερη ισχύ από όλες τις άλλες, και ταυτόχρονα είναι γνωστή. Επομένως, αυτή η διαδρομή περιγράφεται ντετερμινιστικά και το μέτρο περιγράφεται από την PDF του Rice, ως εξής [13]: (1-37) όπου είναι το μέτρο του λαμβανόμενου δείγματος μόνο από την απευθείας διαδρομή. Και για τις δύο περιπτώσεις, η φάση είναι τυχαία μεταβλητή, ανεξάρτητη από το, και περιγράφεται από την κανονική κατανομή (Uniform Distribution) με εύρος τιμών [13]. Εικόνα 1-6: Το ασύρματο κανάλι στα πεδία χρόνου συχνότητας για την OFDM. Η διαδρομή που θα ακολουθήσει το σήμα και θα φτάσει στο δέκτη έχοντας ισχύ που μπορεί να επηρεάσει το υπόλοιπο σήμα, αλλά και ταυτόχρονα έχει τη μεγαλύτερη καθυστέρηση από όλες τις υπόλοιπες διαδρομές, τότε αυτή η διαδρομή είναι που καθορίζει τη διάρκεια της κρουστικής απόκρισης του καναλιού,, το οποίο ονομάζεται και Delay Spread, σε ένα τηλεπικοινωνιακό σύστημα. Στα συστήματα OFDM όσο πιο μεγάλη είναι η τιμή, τόσο πιο πολύ αυξάνεται η συχνοτική επιλεκτικότητα (Frequency Selectivity) του καναλιού, δηλαδή ο ρυθμός με τον οποίο μεταβάλλεται η συχνοτική απόκριση του καναλιού στο πεδίο της συχνότητας, ή με άλλα λόγια μεταξύ των υποφερόντων. Επίσης, όταν το σήμα που φτάνει στο δέκτη έχει ακολουθήσει μία μόνο διαδρομή με την οποία έχει αρκετή ισχύ, ή έχει πολύ μεγαλύτερη ισχύ από όλες 29

41 τις άλλες διαδρομές, τότε στα συστήματα OFDM όλα τα υποφέροντα επηρεάζονται με τον ίδιο τρόπο. Σε μια τέτοια περίπτωση το κανάλι ονομάζεται επίπεδο (Flat). Η χρονική διακύμανση του καναλιού συμβαίνει όταν αλλάζουν αυτές οι διαδρομές που περιγράφτηκαν παραπάνω σε συνάρτηση με το χρόνο. Αυτό πραγματοποιείται όταν αλλάζει το περιβάλλον, ή καλύτερα, όταν υπάρχει κίνηση του πομπού η του δέκτη. Ο ρυθμός που αλλάζει το περιβάλλον περιγράφεται από τη συχνότητα Doppler,. Όσο πιο μεγάλη είναι αυτή η συχνότητα τόσο πιο γρήγορα αλλάζει το κανάλι και σημαίνει ότι τόσο πιο γρήγορα κινείται ο πομπός ή ο δέκτης. Στα συστήματα OFDM όσο πιο μεγάλη είναι η τιμή, τόσο πιο γρήγορα μεταβάλλεται το fading για ένα συγκεκριμένο υποφέρον. Η τιμή για μία συχνότητα, προκύπτει από τη σχέση: όπου είναι η ταχύτητα του δέκτη ή του πομπού και είναι η ταχύτητα του φωτός. (1-38) Εικόνα 1-7: Η τοποθέτηση των πιλότων στα πεδία χρόνου συχνότητας της OFDM [4]. 30

42 Το fading για ένα σύστημα OFDM εξαρτάται από την τιμή της κρουστικής απόκρισης του καναλιού για το πεδίο της συχνότητας και από την τιμή της συχνότητας Doppler για το πεδίο του χρόνου. Ένα παράδειγμα για το πώς συμπεριφέρεται το κανάλι σε ένα σύστημα OFDM απεικονίζεται στην εικόνα 1-6. Για να μπορεί να εκτιμηθεί ένα τέτοιο κανάλι από τους πιλότους θα πρέπει να τοποθετηθούν κατάλληλα στο επίπεδο συχνότητας χρόνου έτσι ώστε να πραγματοποιήσουν κατά κάποιο τρόπο σωστή δειγματοληψία στο κανάλι [2, 14]. Για να μπορεί να εκτιμηθεί η επίδραση του Fading του καναλιού στο πεδίο της συχνότητας θα πρέπει η μέγιστη απόσταση μεταξύ δύο διαδοχικών πιλότων,, σε ένα OFDM σύμβολο να είναι [2]: (1-39) Ισοδύναμα, ο αριθμός πιλοτικών σημάτων στο πεδίο της συχνότητας σε ένα OFDM σύμβολο, δεδομένου ότι τοποθετούνται σε ίσες αποστάσεις, είναι [2]: (1-40) Για να μπορεί να εκτιμηθεί η επίδραση του Fading στο πεδίο του χρόνου θα πρέπει η μέγιστη απόσταση μεταξύ δύο διαδοχικών πιλότων στο ίδιο υποφέρον,, δηλαδή δύο OFDM συμβόλων που να έχουν πιλότο σε ένα συγκεκριμένο υποφέρον, να είναι [2]: (1-41) Από αυτό προκύπτει ότι θα πρέπει να τοποθετείται ένα πιλότος στο πεδίο της συχνότητας τουλάχιστον κάθε υποφέροντα και στο πεδίο του χρόνου τουλάχιστον κάθε OFDM σύμβολα. Οι πιλότοι μπορούν να τοποθετηθούν με τρεις τρόπους σε ένα OFDM σύστημα. Η κατανομή γίνεται στο επίπεδο χρόνου συχνότητας, όπως φαίνεται και στην εικόνα 1-7. Η πρώτη κατανομή ονομάζεται All Frequency Time Spaced Pilot Allocation (εικόνα 1-7α), όπου ένα ολόκληρο σύμβολο OFDM μπορεί να διατεθεί με πιλότους. Μια τέτοια κατανομή είναι ιδιαίτερα χρήσιμη για την εκτίμηση καναλιών με υψηλό Frequency Selectivity [4, 14, 15]. Η δεύτερη κατανομή ονομάζεται Frequency Spaced All Time Pilot Allocation (εικόνα 1-7β), όπου οι πιλότοι μπορούν να μεταδίδονται σε συγκεκριμένα υποφέροντα καθ όλη τη διάρκεια της μετάδοσης. Μια τέτοια κατανομή είναι χρήσιμη σε κανάλια με καθόλου έως μέτρια συχνοτική επιλεκτικότητα, αλλά με πολύ υψηλό το φαινόμενο Doppler [4, 14, 15]. Η τρίτη κατανομή ονομάζεται Frequency Spaced Time Spaced Pilot Allocation (εικόνες 1-7γ και 1-7δ), όπου οι πιλότοι μπορούν 31

43 να τοποθετούνται σε κατανεμημένα διαστήματα στο χρόνο και στη συχνότητα. Ανάλογα με την απόσταση των πιλότων στο χρόνο και στη συχνότητα, και τις ιδιότητες του καναλιού, μια τέτοια κατανομή θα λειτουργήσει καλά τόσο σε κανάλια με υψηλό Frequency Selectivity όσο και με υψηλό Doppler [4, 14] Ανάκτηση των δεδομένων Γενικά η εκτίμηση καναλιού στην OFDM είναι πρόβλημα δύο διαστάσεων (2-D) γιατί το κανάλι πρέπει να εκτιμηθεί στις διατάσεις χρόνου συχνότητας, όπως φαίνεται και στην εικόνα 1-8 [4]. Οι 2-D μέθοδοι μπορούν να εφαρμοστούν για την εκτίμηση του καναλιού με χρήση τους πιλότους. Ωστόσο, λόγω της υπολογιστικής πολυπλοκότητας, μπορεί να χρησιμοποιηθεί και η μέθοδος μονοδιάστατης εκτίμησης 1-D. Ο τρόπος που μπορεί να πραγματοποιηθεί η 1-D μέθοδος είναι εκτιμώντας πρώτα τη μία διάσταση (π.χ. της συχνότητας) και μετά την άλλη (π.χ. του χρόνου), και με το συνδυασμό αυτό να πραγματοποιηθεί μία 2-D εκτίμηση. Οι 2-D και 1-D μέθοδοι εκτίμησης καναλιών μπορούν να χαρακτηριστούν σε τρεις τύπους [4]. Αυτοί οι τύποι είναι η απλή γραμμική παρεμβολή [16], τα γενικευμένα γραμμικά δικτυωτά μοντέλα βασισμένα σε ορθογώνια πολυώνυμα και στη μέθοδο ελαχίστων τετραγώνων, καθώς και το φιλτράρισμα Wiener χρησιμοποιώντας δεύτερης τάξης στατιστικά του καναλιού με τη μέθοδο Linear Minimum Mean Square Error (LMMSE) [17]. Περισσότερα στοιχεία περιγράφονται στα [4, 7, 10]. Εικόνα 1-8: Η εκτίμηση του καναλιού στα πεδία χρόνου συχνότητας στην OFDM [4]. 32

44 1.4 ΤΟ ΠΡΟΒΛΗΜΑ ΤΗΣ ΜΕΓΙΣΤΗΣ ΠΡΟΣ ΜΕΣΗ ΙΣΧΥ PAPR Ένα από τα σημαντικά μειονεκτήματα της OFDM είναι ο υψηλός λόγος μέγιστης στιγμιαίας προς τη μέση ισχύ, Peak to Average Power Ratio (PAPR) στα OFDM σύμβολα [3, 7]. Ένα OFDM σύστημα βασίζεται στην υπέρθεση πολλών υποφερόντων, επομένως, υπάρχει υψηλή πιθανότητα κάποια στιγμιαία ισχύς στην έξοδο να είναι πάρα πολύ υψηλή σε σχέση με τη μέση ισχύ του σήματος. Ένα σήμα με πολύ υψηλό PAPR, κατά το πέρασμά του από έναν ενισχυτή ισχύος, κινδυνεύει να βρεθεί έξω από την περιοχή κορεσμού του ενισχυτή. Ένα τέτοιο φαινόμενο μπορεί να προκαλέσει μη γραμμικότητες. Αν η έξοδος ενός OFDM συστήματος είναι εξίσωση 1-18, τότε το PAPR περιγράφεται ως εξής:, όπως περιγράφεται στην (1-42) Το PAPR όπως εκφράζεται στην εξίσωση 1-42 μετριέται σε db. Η συνάρτηση προσδιορίζει τη μέγιστη τιμή και η συνάρτηση τη μέση τιμή [3, 7, 18-20]. Η πιθανότητα εμφάνισης υψηλού PAPR είναι άμεσα σχετιζόμενη με την πιθανότητα τα σύμβολα που διαμορφώνουν τα υποφέροντα να μην είναι τυχαία, ή αλλιώς να έχουν κάποια συσχέτιση μεταξύ τους. Επίσης, το PAPR εξαρτάται και από τον αριθμό υποφερόντων. Η χειρότερη περίπτωση που μπορεί να υπάρξει σε ένα σύστημα OFDM με υποφέροντα, είναι όταν όλα τα υποφέροντα έχουν την ίδια φάση [18]. Τότε η μέγιστη στιγμιαία ισχύς της εξόδου είναι φορές μεγαλύτερη από τη μέση τιμή. Συνεπώς, το PAPR είναι το υψηλότερο που μπορεί να υπάρξει και έχει τιμή: (1-43) Το PAPR μπορεί να περιγραφεί από τη συμπληρωματική αθροιστική συνάρτηση κατανομής, Complementary Cumulative Distribution Function (CCDF), του σήματος [3, 7, 18-20]. Βασίζοντας σε αυτή την πιθανολογική προσέγγιση έχουν προταθεί αρκετές λύσεις για την αντιμετώπιση του PAPR. Αυτές οι τεχνικές που έχουν προταθεί χωρίζονται στις δύο κύριες κατηγορίες Signal Scrambling (ή Distortion-less) και Signal Distortion [18-20]. Η πρώτη κατηγορία πραγματοποιείται με κωδικοποίηση των συμβόλων, πριν τον IFFT, και περιλαμβάνει τεχνικές όπως Block Coding Techniques, Selected Mapping, Partial Transmit Sequence, Interleaving Techniques, Tone Reservation και Tone Injection [19]. Η δεύτερη κατηγορία πραγματοποιείται μετά τον IFFT με τεχνικές που προκαλούν παραμόρφωση στο τελικό σήμα όπως Peak Windowing, Envelope Scaling, Peak Reduction Carrier και Clipping and Filtering [19]. Η κάθε μία από τις τεχνικές έχει τα δικά της πλεονεκτήματα και μειονεκτήματα. Σύμφωνα με το [19], η τεχνική Selected Mapping έχει την καλύτερη απόδοση από όλες 33

45 τις υπόλοιπες, όταν εφαρμόζεται σε συστήματα τα οποία χρησιμοποιούν μεγάλο αριθμό υποφερόντων. Από την άλλη όμως, στο [18] υποστηρίζεται η άποψη ότι δεν υπάρχει μία βέλτιστη τεχνική, καθώς για κάθε σύστημα μπορεί να εφαρμόζεται καλύτερα διαφορετική τεχνική, ανάλογα με πολλές παραμέτρους πέρα από αυτές της OFDM. Πάντως, τα σύγχρονα ασύρματα τηλεπικοινωνιακά πρότυπα που χρησιμοποιούν την OFDM αρκούνται στην μείωση του PAPR κάνοντας απλή κρυπτογράφηση (Scrambling) των δεδομένων. Με αυτόν τον τρόπο γίνεται τυχαιοποίηση των συμβόλων και έτσι επιτυγχάνεται μία σημαντική μείωση στο PAPR. Επίσης, μία επιπλέον σημαντική πληροφορία για το PAPR, σύμφωνα με το [7], είναι ότι οι εξισώσεις 1-42 και 1-43 είναι καθαρά θεωρητικές και προσεγγιστικές, και αφορούν μόνο το baseband σήμα και απέχουν πολύ από την πραγματικότητα. Όταν πραγματοποιηθεί υπερδειγματοληψία στο baseband σήμα και στη συνέχεια εξέλθει από κάποιον Digital to Analog Converter (DAC) διαμορφωμένο σε μία συχνότητα φέροντος, τότε συμπλέκονται διάφορες επιπλέον παράμετροι και χαρακτηριστικά, του αναλογικού πλέον σήματος. Αυτές οι παράμετροι και χαρακτηριστικά μπορούν να προκαλέσουν μία τιμή του PAPR πολύ χειρότερη από αυτή που υπολογίζεται για το baseband. Εικόνα 1-9: Το πρόβλημα PAPR της OFDM. 34

46 1.5 ΣΥΓΧΡΟΝΙΣΜΟΣ Το σύστημα που περιγράφτηκε στο αφορούσε ένα σύστημα OFDM για το οποίο είχε προηγηθεί η παραδοχή του τέλειου συγχρονισμού. Το πρόβλημα του συγχρονισμού, όμως, συναντάται σε όλα τα τηλεπικοινωνιακά συστήματα. Στα OFDM συστήματα αποτελεί ένα ακόμα σημαντικό πρόβλημα και πρέπει να αντιμετωπίζεται διότι προκαλεί ISI και ICI, με συνέπεια να χάνεται η ορθογωνιότητα των υποφερόντων [7, 21]. Το πρόβλημα του συγχρονισμού στην OFDM χωρίζεται σε τρεις βασικές κατηγορίες προβλημάτων [7, 21]. Η πρώτη ονομάζεται Symbol Timing Offset (STO) και είναι ένα θέμα που αφορά την αρχική θέση του συμβόλου. Ο δέκτης όταν λαμβάνει ένα σύμβολο δεν γνωρίζει από πού αρχίζει το σύμβολο. Χωρίς να βρίσκεται στη σωστή θέση το σύμβολο, δεν μπορεί να εφαρμοστεί σωστά ο αλγόριθμος FFT στο δέκτη. Ο δέκτης σε αυτήν την περίπτωση θα πρέπει να εντοπίζει τη σωστή θέση του OFDM συμβόλου, έτσι ώστε όταν αφαιρέσει το CP το σύμβολο να βρίσκεται σωστά τοποθετημένο στο παράθυρο του FFT. Η δεύτερη κατηγορία ονομάζεται Carrier Frequency Offset (CFO) και είναι ένα θέμα που αφορά τη διαφορά που έχει η συχνότητα φέροντος του πομπού με αυτή του δέκτη. Η απόκλιση στη συχνότητα του φέροντος μπορεί να προκαλείται από ασυμφωνία μεταξύ των τοπικών ταλαντωτών του πομπού και του δέκτη, από μη γραμμικότητες του καναλιού, καθώς και από την ολίσθηση που προκαλεί το φαινόμενο Doppler. Ο δέκτης θα πρέπει να εντοπίζει την απόκλιση και να κάνει ανάκτηση της συχνότητας του φέροντος. Η τρίτη κατηγορία ονομάζεται Sampling Clock Offset (SCO) και είναι ένα θέμα που αφορά την απόκλιση στα ρολόγια δειγματοληψίας που προκαλείται από την ασυμφωνία των ταλαντωτών κρυστάλλου. Ο δέκτης θα πρέπει να εντοπίζει και αυτή την απόκλιση και να τη διορθώνει. Και τα τρία αυτά σφάλματα συγχρονισμού μειώνουν πολύ σημαντικά, ή ακόμα καταστρέφουν, την απόδοση του συστήματος [7, 8]. Ο ακριβής συγχρονισμός είναι απαραίτητος για όλες τις ανωτέρω κατηγορίες σε όλα τα OFDM συστήματα. Παρ όλα αυτά όμως, είναι διαφορετικές οι τεχνικές που χρησιμοποιούνται σε συστήματα ριπής πακέτων (Burst Packet Mode), όπως τα WLANs ή τα κυψελωτά συστήματα, από αυτές που χρησιμοποιούνται σε συστήματα συνεχούς μετάδοσης (Continuous Mode), όπως η ψηφιακή τηλεόραση και άλλα συστήματα Broadcast [21]. Σε ένα σύστημα ριπής πακέτων ο δέκτης θα πρέπει να μπορεί να συγχρονίζεται σε οποιαδήποτε στιγμή, διότι δεν γνωρίζει πότε θα εκπέμψει ο πομπός. Ο συγχρονισμός πραγματοποιείται με σύμβολα, συνήθως στην αρχή της ριπής, που έχουν σχετικά μικρή διάρκεια, τα ονομαζόμενα Σύμβολα Εκμάθησης (Training Symbols). Ο αυστηρός χρόνος που απαιτείται για να γίνει ο συγχρονισμός και ο λιγοστός αριθμός των Training Symbols και των πιλότων, δεν επιτρέπουν στο δέκτη να πραγματοποιεί πρόσθετες τεχνικές βελτίωσης, όπως το μέσο όρο στις εκτιμήσεις για να βελτιώσει την απόδοσή του. Επίσης, ο συγχρονισμός θα πρέπει να πραγματοποιείται στο πεδίο του χρόνου, έτσι ώστε να μειώνεται σημαντικά ο χρόνος ανάκτησης, δεδομένου ότι 35

47 αποφεύγεται η ανάδραση από το πεδίο των συχνοτήτων. Αντίθετα, ο συγχρονισμός στα συστήματα συνεχούς μετάδοσης έχει λιγότερες απαιτήσεις. Ο δέκτης έχει τη δυνατότητα να πραγματοποιεί τεχνικές βελτίωσης στις εκτιμήσεις, ή να εφαρμόζει και άλλες μεθόδους για να βελτιώσει την ακρίβειά του, διότι δεν υπάρχει η απαίτηση για συγχρονισμό σε αυστηρό χρόνο. Επίσης, για το συγχρονισμό μπορούν να χρησιμοποιηθούν τόσο τα Training Symbols όσο και να γίνει εκμετάλλευση των ιδιοτήτων των πιλότων και του κυκλικού προθέματος. Επιπλέον, ο δέκτης έχει τη δυνατότητα να χρησιμοποιεί ανάδραση από το πεδίο της συχνότητας Symbol Time Offset (STO) Το STO [7, 21] είναι ένα πρόβλημα που αφορά την αρχική θέση του συμβόλου στο δέκτη. Ο δέκτης δεν γνωρίζει από πού αρχίζει το λαμβανόμενο σύμβολο. Χωρίς αυτό να βρίσκεται στη σωστή θέση, δεν μπορεί να εφαρμοστεί σωστά ο αλγόριθμος FFT στο δέκτη. Γι αυτό θα πρέπει ο δέκτης να εντοπίζει τη σωστή θέση του OFDM συμβόλου, έτσι ώστε όταν αφαιρέσει το CP, το σύμβολο να βρίσκεται σωστά τοποθετημένο στο παράθυρο του FFT. Στον πίνακα 1-1 παρουσιάζεται η επίδραση του STO με απόκλιση δειγμάτων σε ένα λαμβανόμενο OFDM σύμβολο, τόσο στο πεδίο του χρόνου όσο και της συχνότητας. Για απλότητα, θεωρείται ότι το λαμβανόμενο σήμα είναι ανεπηρέαστο από το κανάλι και τον θόρυβο. Όπως διακρίνεται, το STO με απόκλιση δειγμάτων στο πεδίο του χρόνου επηρεάζει το υποφέρον με μία στροφή φάσης στο πεδίο της συχνότητας. Η στροφή αυτή επηρεάζει την σωστή θέση στο αστερισμό για το σύμβολο που διαμορφώνει το υποφέρον. Πίνακας 1-1: Η επίδραση του STO στην OFDM [7]. Πεδίο Λαμβανόμενο σύμβολο Χρόνος Συχνότητα Η επίδραση του STO μπορεί να είναι διαφορετική, ανάλογα με την αρχική θέση που έχει το λαμβανόμενο OFDM σύμβολο στο δέκτη. Ορίζονται τέσσερις διαφορετικές περιπτώσεις του STO και παρουσιάζονται στην εικόνα Στην πρώτη περίπτωση (Case I) η αρχική θέση του λαμβανόμενου συμβόλου είναι η ιδανική, δηλαδή στη σωστή θέση που πρέπει να βρίσκεται το σύμβολο όπως ήταν και στον πομπό. Σε αυτή την περίπτωση δεν εμφανίζεται STO και έτσι η OFDM αποδιαμόρφωση μπορεί να πραγματοποιηθεί χωρίς παρεμβολές. Ο αστερισμός που προκύπτει σε αυτή την 36

48 περίπτωση είναι ισοδύναμος με τον ιδανικό και απεικονίζεται στην εικόνα 1-11α. Στην δεύτερη περίπτωση (Case II) η αρχική θέση του λαμβανόμενου συμβόλου είναι εντός της περιοχής του CP, λίγο πριν την ιδανική θέση και ταυτόχρονα μετά το τέλος της διάρκειας της κρουστικής απόκρισης του καναλιού. Σε αυτήν την περίπτωση υπάρχει το STO αλλά δεν υπάρχει επικάλυψη του συμβόλου από το προηγούμενο. Συνεπώς, δεν υπάρχει ISI και διατηρείται η ορθογωνιότητα των υποφερόντων. Ο αστερισμός που προκύπτει σε αυτή την περίπτωση απεικονίζεται στην εικόνα 1-11β. Αυτή η περίπτωση είναι η πιο εύκολη για να ανακτήσει ο δέκτης τα υποφέροντα, διότι επηρεάζεται μόνο η φάση τους. Στην τρίτη περίπτωση (Case III) η αρχική θέση του λαμβανόμενου συμβόλου είναι, επίσης, εντός της περιοχής του CP, αλλά είναι αρκετά πριν την ιδανική θέση και ταυτόχρονα είναι μέσα στη διάρκεια της κρουστικής απόκρισης του καναλιού. Σε αυτήν την περίπτωση υπάρχει επικάλυψη του συμβόλου από το προηγούμενο. Συνεπώς, υπάρχει η ISI και επηρεάζεται η ορθογωνιότητα των υποφερόντων, προκαλώντας ICI. Ο αστερισμός που προκύπτει σε αυτή την περίπτωση απεικονίζεται στην εικόνα 1-11γ. Στην τελευταία περίπτωση (Case IV) η αρχική θέση του λαμβανόμενου συμβόλου είναι μετά την ιδανική θέση, και έτσι το σύμβολο που βλέπει το παράθυρο του FFT αποτελείται από ένα μέρος του παρόντος συμβόλου και ένα μέρος του επόμενου. Αυτό σημαίνει ότι σε αυτήν την περίπτωση υπάρχει επικάλυψη του συμβόλου με το επόμενο. Συνεπώς, υπάρχει η ISI και επηρεάζεται η ορθογωνιότητα των υποφερόντων, προκαλώντας ICI. Ο αστερισμός που προκύπτει σε αυτή την περίπτωση απεικονίζεται στην εικόνα 1-11δ. Στην τρίτη και στην τέταρτη περίπτωση η μετάδοση της OFDM επηρεάζεται από την ISI με αποτέλεσμα να χάνεται η ορθογωνιότητα των υποφερόντων. Για το λόγο αυτό πρέπει να εφαρμόζεται μία τεχνική συγχρονισμού για τη διόρθωση του STO. Όπως φαίνεται και στην εικόνα 1-12, η ακρίβεια και η σταθερότητα του συγχρονισμού για το STO μπορεί να πραγματοποιηθεί σε δύο στάδια. Πρώτο με χρήση Coarse Symbol Timing, και δεύτερο με Fine Symbol Timing, καθώς και σε συνδυασμό με τη δομή ελέγχου του συγχρονισμού (Symbol Timing Controls Structure) [7, 21]. Αρχικά, πραγματοποιείται Coarse Symbol Timing στο πεδίο του χρόνου για μια πρώτη εκτίμηση, και στη συνέχεια, επιτυγχάνεται μεγαλύτερη ακρίβεια με Fine Symbol Timing στο πεδίο της συχνότητας. Ο έλεγχος του συγχρονισμού περιλαμβάνει τις λειτουργίες Acquisition Mode και Tracking Mode για να μπορούν να συνεργάζονται τα δύο στάδια συγχρονισμού [21]. 37

49 Εικόνα 1-10: Οι τέσσερις περιπτώσεις του STO για την αρχική θέση που μπορεί να έχει το OFDM σύμβολο [7]. Εικόνα 1-11: Οι αστερισμοί των σημάτων OFDM με STO: α) Case I, β) Case II, γ) Case III και δ) Case IV [7]. 38

50 Στα Continuous Mode συστήματα υπάρχουν διάφορες τεχνικές για συγχρονισμό [21]. Ο συγχρονισμός στο πεδίο του χρόνου με το Coarse Symbol Timing μπορεί να επιτευχθεί με τη μέθοδο Εκτίμησης Μέγιστης Πιθανοφάνειας, Maximum Likelihood Estimation (MLE), αξιοποιώντας το CP των OFDM συμβόλων. Για μεγαλύτερη ακρίβεια αυτής της τεχνικής χρησιμοποιούνται επιπρόσθετοι μέθοδοι, όπως ο μέσος όρος ανάμεσα στις εκτιμήσεις πολλών OFDM συμβόλων και το φιλτράρισμα των εκτιμώμενων αποτελεσμάτων. Επίσης, για ακόμη καλύτερη ακρίβεια, χρησιμοποιείται η τεχνική MLE για το CP σε συνδυασμό με πιλοτικά σήματα, με ψευδοτυχαίες ακολουθίες και με Training Symbols. Ο συγχρονισμός στο πεδίο της συχνότητας με το Fine Symbol Timing πραγματοποιείται αξιοποιώντας τις ιδιότητες και τη φάση των πιλοτικών σημάτων. Στα Burst Packet Mode συστήματα είναι δύσκολο να εφαρμοστούν οι παραπάνω τεχνικές λόγω αυστηρότητας για το χρόνο συγχρονισμού [21]. Σε αυτά τα συστήματα, για Coarse Symbol Timing συγχρονισμό, χρησιμοποιούνται τεχνικές κυρίως με ειδικά σύμβολα στην αρχή της ριπής, τα Training Symbols. Δεν πραγματοποιούνται πρόσθετες τεχνικές βελτίωσης και δεν εφαρμόζεται Fine Symbol Timing, διότι αποφεύγεται η ανάδραση από το πεδίο των συχνοτήτων. Εικόνα 1-12: Διάγραμμα για την αντιμετώπιση του STO για την OFDM [21]. 39

51 1.5.2 Carrier Frequency Offset (CFO) Το CFO [7, 21] είναι αφορά το πρόβλημα της διαφοράς που έχει η συχνότητα φέροντος του πομπού με αυτή του δέκτη. Η απόκλιση στη συχνότητα του φέροντος μπορεί να προκαλείται από ασυμφωνία μεταξύ των τοπικών ταλαντωτών του πομπού και του δέκτη, από μη γραμμικότητες του καναλιού, καθώς και από την ολίσθηση που προκαλεί το φαινόμενο Doppler. Ο δέκτης θα πρέπει να εντοπίζει την απόκλιση και να κάνει ανάκτηση της συχνότητας του φέροντος, για να αποφεύγεται η ICI. Το φαινόμενο Doppler μπορεί να προκαλέσει ολίσθηση στη συχνότητα του φέροντος του πομπού και να υπάρχει απόκλιση με αυτή του δέκτη. Η συχνότητα Doppler ορίζεται όπως στην εξίσωση 1-38, θέτοντας ως συχνότητα τη συχνότητα φέροντος του πομπού. Ακόμα, όμως, και αν δεν υπάρχει στο κανάλι το φαινόμενο Doppler, πάλι υπάρχει μεγάλη πιθανότητα να εμφανιστεί το CFO λόγω της φύσης των ταλαντωτών. Η απόκλιση ανάμεσα στη συχνότητα φέροντος του πομπού και στη συχνότητα φέροντος του δέκτη, δίνεται από τη σχέση: Επίσης, η κανονικοποιημένη τιμή του CFO,, εκφράζεται ως: (1-44) (1-45) Στον πίνακα 1-2 παρουσιάζεται η επίδραση του CFO με απόκλιση συχνότητας υποφερόντων τόσο στο πεδίο του χρόνου όσο και της συχνότητας. Για απλότητα θεωρείται ότι το λαμβανόμενο σήμα είναι ανεπηρέαστο από το κανάλι και τον θόρυβο. Όπως διακρίνεται, το CFO με απόκλιση υποφερόντων στο πεδίο της συχνότητας επηρεάζει το χρονικό δείγμα με μία φάση στο πεδίο του χρόνου ή αλλιώς με μετατόπιση της θέσης του υποφέροντος στο πεδίο της συχνότητας. Στην εικόνα 1-13 απεικονίζεται η επίδραση του CFO με απόκλιση υποφερόντων και η δημιουργία της ICI στα υποφέροντα. Η απόκλιση του CFO διαχωρίζεται στο ακέραιο μέρος και στο δεκαδικό μέρος, έτσι ώστε: (1-46) όπου,, με τη συνάρτηση να υποδηλώνει την στρογγυλοποίηση προς τον χαμηλότερο ακέραιο και. Το ακέραιο μέρος προκαλεί ολίσθηση των υποφερόντων κατά θέσεις με αποτέλεσμα να χάνονται οι τιμές κάποιων υποφερόντων και να χαμηλώνει η απόδοση του συστήματος ως προς το Bit Error Rate (BER) που επιτυγχάνει. Παρόλα αυτά όμως, δεν προκαλείται ICI καθώς παραμένει η ορθογωνιότητα μεταξύ των υποφερόντων. Η ορθογωνιότητα των υποφερόντων χάνεται 40

52 με την ICI που προκαλεί το δεκαδικό μέρος του CFO. Στην εικόνα 1-14 φαίνονται αστερισμοί για το πώς επηρεάζονται τα σύμβολα από το. Πίνακας 1-2: Η επίδραση του CFO στην OFDM [7]. Πεδίο Λαμβανόμενο σύμβολο Χρόνος Συχνότητα Εικόνα 1-13: Η ICI εξαιτίας του CFO [7]. Εικόνα 1-14: Οι αστερισμοί των σημάτων OFDM με διάφορες τιμές CFO [7]. 41

53 Το CFO μπορεί να γίνει καταστροφικό για την μετάδοση της OFDM και πρέπει να εφαρμόζεται μία τεχνική συγχρονισμού για τη διόρθωση του. Όπως φαίνεται και στην εικόνα 1-15, ο συγχρονισμός για το CFO χωρίζεται σε τρία μέρη [7, 21]. Το πρώτο αφορά την εκτίμηση του ακέραιου μέρους του CFO (Integer Part), το δεύτερο αφορά το τραχύ δεκαδικό μέρος (Coarse Decimal Part) και το τρίτο αφορά το ψιλό δεκαδικό μέρος (Fine Decimal Part). Αρχικά, πραγματοποιείται η εκτίμηση για το ακέραιο μέρος και ο Coarse συγχρονισμός του δεκαδικού μέρους στο πεδίο του χρόνου. Μεγαλύτερη ακρίβεια επιτυγχάνεται στη συνέχεια με την εκτίμηση για το Fine δεκαδικό μέρος στο πεδίο της συχνότητας. Για την εκτίμηση του CFO υπάρχουν διάφορες τεχνικές και χωρίζονται σε τρεις κατηγορίες [21]. Η πρώτη κατηγορία περιλαμβάνει τεχνικές που βασίζονται στα Training Symbols η σε πιλοτικά σήματα, και ονομάζονται Data Aided τεχνικές. Η δεύτερη κατηγορία περιλαμβάνει τεχνικές που αξιοποιούν τη δομή και τα χαρακτηριστικά του OFDM σήματος, όπως το CP, και ονομάζονται Non Data Aided τεχνικές. Η τρίτη κατηγορία περιλαμβάνει τεχνικές τυφλής προσέγγισης (Blind Approaches) που χρησιμοποιούν διάφορα στατιστικά του OFDM σήματος και συνήθως παρουσιάζουν πολύ μεγάλη πολυπλοκότητα. Οι περισσότερες από αυτές τις τεχνικές μπορούν να εφαρμοστούν τόσο στα Continuous Mode συστήματα όσο και στα Burst Packet Mode συστήματα, με εξαίρεση αυτές που χρησιμοποιούν ανάδραση από το πεδίο της συχνότητας. Αντίθετα όμως με το STO, τεχνικές επιπλέον βελτίωσης, όπως ο μέσος όρος στις εκτιμήσεις, μπορούν να εφαρμοστούν και στα δύο είδη συστημάτων. Εικόνα 1-15: Διάγραμμα για την αντιμετώπιση του CFO για την OFDM [19]. 42

54 1.5.3 Sampling Clock Offset (SCO) Το SCO [7, 21] είναι το πρόβλημα που αφορά την απόκλιση στα ρολόγια δειγματοληψίας, και κατ επέκταση στην συχνότητα δειγματοληψίας του συστήματος, που προκαλείται από την ασυμφωνία των ταλαντωτών κρυστάλλου. Η απόκλιση των ρολογιών αποτελείται από την απόκλιση φάσης, Sampling Clock Phase Offset (SCPO), και την απόκλιση συχνότητας των ρολογιών, Sampling Clock Frequency Offset (SCFO). Ο δέκτης θα πρέπει να εντοπίζει αυτές τις αποκλίσεις και να τις διορθώνει, καθώς είναι καταστροφικές για την OFDM μετάδοση. Η απόκλιση της φάσης των ρολογιών SCPO μπορεί να θεωρηθεί ως ένα πρόβλημα STO, θεωρώντας ότι η συχνότητα δειγματοληψίας είναι ίδια στον πομπό και στον δέκτη. Τα δείγματα δεν αλληλοεπηρεάζονται, αλλά απέχουν μεταξύ τους με μία σταθερή τιμή, όπως διακρίνεται στην εικόνα 1-16α. Το πρόβλημα αυτό προκαλεί μία στροφή φάσης στον αστερισμό. Η διόρθωσή του μπορεί να επιτευχθεί επίσης και από την διόρθωση του STO. Η απόκλιση της συχνότητας των ρολογιών SCFO, του οποίου πολλές φορές η ονομασία του συναντάται και ως Sampling Frequency Offset (SFO), προκαλείται από την διαφορά που μπορεί να έχουν οι κρύσταλλοι των ρολογιών, αλλά ακόμα και από το φαινόμενο Doppler. Τα δείγματα στο δέκτη μπορεί να έχουν αναλόγως αυξημένη η μειωμένη διάρκεια σε σχέση με αυτά του πομπού, ενώ επίσης η απόστασή τους μπορεί να αυξάνεται ή να μειώνεται ολοένα και περισσότερο σε σχέση με αυτά του πομπού. Έτσι υπάρχει η πιθανότητα ακόμα και να χαθούν δείγματα από ένα OFDM σύμβολο. Το φαινόμενο της απόκλισης της συχνότητας των ρολογιών διακρίνεται στην εικόνα 1-16β. Το πρόβλημα αυτό προκαλεί επίσης καταστροφή της ορθογωνιότητας των φερόντων και, συνεπώς, την ICI. Για την αντιμετώπιση του SCO εφαρμόζονται οι μέθοδοι της σύγχρονης (Synchronous Sampling) και της ασύγχρονης δειγματοληψίας (Asynchronous Sampling) [21]. Στα συστήματα με σύγχρονη δειγματοληψία χρησιμοποιείται ένα Voltage Control Crystal Oscillator (VCXO) του οποίου η φάση και η συχνότητα ελέγχονται από αλγόριθμους χρονισμού. Στα συστήματα με ασύγχρονη δειγματοληψία, συνήθως, χρησιμοποιείται ένας ανεξάρτητος ταλαντωτής που δημιουργείται ψηφιακά. Εκεί χρησιμοποιούνται αλγόριθμοι χρονισμού για τον έλεγχο του Numerical Control Oscillator (NCO) και στη συνέχεια χρησιμοποιείται η έξοδος του NCO για τον έλεγχο ενός φίλτρου παρεμβολής. 43

55 Εικόνα 1-16: Εκδοχές που μπορεί να επηρεάσει το SCO στην OFDM: α) SCPO και β) SCFO [7]. 1.6 ΣΥΣΤΗΜΑΤΑ ΒΑΣΙΖΟΜΕΝΑ ΣΤΗΝ OFDM Η τεχνική DMT Η τεχνική DMT [22] είναι μία εκδοχή της OFDM προσαρμοσμένη έτσι ώστε να χρησιμοποιείται σε ενσύρματες επικοινωνίες. Εφαρμόζεται σε συστήματα που χρησιμοποιούν χάλκινα καλώδια, όπως τα ADSL, VDSL και άλλα μεταγενέστερα. Στα συστήματα αυτά, λόγω του χαλκού, η εξασθένηση των σημάτων αυξάνεται σε συνάρτηση με τη συχνότητα. Για το λόγο αυτό εφαρμόζεται η DMT, όπου μπορεί να παράγει σήματα χρησιμοποιώντας ορθογώνια υποφέροντα σε πολύ χαμηλές συχνότητες. Επιπλέον, το σήμα μεταδίδεται απευθείας μέσω του χαλκού, χωρίς να πραγματοποιείται διαμόρφωση του τελικού σήματος σε κάποιο φέρον. Η DMT έχει το χαρακτηριστικό ότι παράγει πραγματικό σήμα, και όχι μιγαδικό, και γι αυτό μπορεί να μεταδίδεται, ουσιαστικά το baseband σήμα, μέσω του καλωδίου. Για την DMT χρησιμοποιούνται τα υποφέροντα που βρίσκονται μόνο σε θέσεις θετικών συχνοτήτων. Η υλοποίηση της DMT πραγματοποιείται με τον ίδιο τρόπο που πραγματοποιείται και η OFDM. Τα μιγαδικά σύμβολα τον δεδομένων, που προέρχονται από ένα σχήμα διαμόρφωσης όπως το QAM, χωρίζονται σε ομάδες, όπου εφαρμόζεται ο αλγόριθμος IFFT. Στη συνέχεια προστίθεται το κυκλικό πρόθεμα. Η διαφορά με την OFDM είναι ότι οι θέσεις που τοποθετούνται τα σύμβολα στο διάνυσμα για την εφαρμογή του IFFT, είναι τέτοιες έτσι ώστε μετά τον IFFT να προκύψει πραγματικό σήμα. Για να πραγματοποιηθεί αυτό, τα μιγαδικά σύμβολα τοποθετούνται στις θέσεις υποφερόντων με θετική συχνότητα, δηλαδή στην άνω πλευρική του φάσματος. Στις θέσεις υποφερόντων με αρνητική συχνότητα, δηλαδή στην κάτω πλευρική του φάσματος, 44

56 τοποθετούνται οι συζυγείς μιγαδικοί των συμβόλων και με αντίστροφη σειρά, δηλαδή κατοπτρικά σε σχέση με τα υποφέροντα των θετικών συχνοτήτων Η τεχνική SC-FDMA Η OFDM δημιουργείται με την πολυπλεξία πολλών ορθογώνιων υποφερόντων και η επεξεργασία των δεδομένων πραγματοποιείται στο πεδίο της συχνότητας. Αυτά τα χαρακτηριστικά προσφέρουν το σημαντικό πλεονέκτημα να μπορεί να χρησιμοποιείται και ως τεχνική πολλαπλής πρόσβασης, όπως είναι και οι τεχνικές Time Division Multiple Access (TDMA), Frequency Division Multiple Access (FDMA) και Code Division Multiple Access (CDMA). Όταν η OFDM χρησιμοποιείται ως τεχνική πολλαπλής πρόσβασης ονομάζεται Orthogonal Frequency Division Multiple Access (OFDMA) [23]. Η πολλαπλή πρόσβαση στην OFDMA επιτυγχάνεται με την ανάθεση υποσυνόλων των υποφερόντων σε μεμονωμένους χρήστες. Αυτό επιτρέπει την ταυτόχρονη χαμηλού ρυθμού μετάδοση δεδομένων σε πολλούς χρήστες. Στα σύγχρονα ασύρματα τηλεπικοινωνιακά συστήματα υπάρχει η ανάγκη για τεχνικές πολυπλεξίας, οι οποίες θα παρέχουν μεγάλη ευελιξία για τα δεδομένα των χρηστών, και κυρίως σε μεταδόσεις ανερχόμενης ζεύξης (Uplink) [23]. Η OFDMA μπορεί να παρέχει αυτή την ευελιξία και την ευκολία για το διαμοιρασμό των υποφερόντων στους χρήστες και γι αυτό χρησιμοποιείται στις μεταδόσεις κατερχόμενης ζεύξης (Downlink) του LTE και στις μεταδόσεις του Όμως, λόγω του πολύ υψηλού PAPR της OFDM, η OFDMA δεν μπορεί να εφαρμοστεί στις μεταδόσεις Uplink του LTE. Εικόνα 1-17: Πομπός και δέκτης της SC-FDMA [27]. 45

57 Η SC-FDMA είναι μια τεχνική πολλαπλής πρόσβασης που βασίζεται στην OFDM, αλλά είναι τεχνική μονού φέροντος [7, 24, 25]. Η πολυπλεξία αυτή μπορεί να προσφέρει όλα τα πλεονεκτήματα της OFDMA, όπως την ευελιξία του φάσματος και την εύκολη ανάθεση των υποφερόντων στους χρήστες, καθώς και το πλεονέκτημα ότι πολλές τεχνικές που χρησιμοποιεί υλοποιούνται στο πεδίο της συχνότητας, όπως η εκτίμηση καναλιού κτλ. Επίσης, παρέχει το σημαντικό πλεονέκτημα με το πολύ χαμηλό PAPR [26], σε σχέση με την OFDMA, καθώς είναι τεχνική μονού φέροντος. Λόγω αυτών των ιδιοτήτων, η SC-FDMA χρησιμοποιείται στο Uplink του LTE. Η υλοποίηση της SC-FDMA έχει παρόμοια δομή με αυτή της OFDM, όπως φαίνεται και στην εικόνα Η κύρια διαφορά είναι ότι χρησιμοποιείται μία βαθμίδα DFT στον πομπό, πριν από τον αλγόριθμο IFFT, καθώς και μία βαθμίδα IDFT μετά την εκτίμηση του καναλιού και του αλγόριθμου FFT στο δέκτη. Τα σύμβολα των δεδομένων πριν από τον DFT στον πομπό θεωρείται ότι βρίσκονται στο πεδίο του χρόνου, σε αντίθεση με την OFDM. Με την βαθμίδα του DFT τα σύμβολα μετατρέπονται στο πεδίο της συχνότητας. Πλέον, τα σύμβολα εξαπλώνονται στο φάσμα (Spreading) και στη συνέχεια εφαρμόζεται ο IFFT. Λόγω της εξάπλωσης των δεδομένων μετά τον DFT, η SC-FDMA ονομάζεται επίσης και DFT-Spread-OFDM [23]. Ο πομπός του κάθε χρήστη στην SC-FDMA, τα σύμβολα δεδομένων που πρέπει να μεταδώσει, τα διαχωρίζει σε ομάδες των συμβόλων. Για κάθε ομάδα εφαρμόζεται ο DFT με μήκος. Στη συνέχεια, τα σύμβολα διασκορπίζονται σε διάφορες θέσεις των συνολικά υποφερόντων του φάσματος. Οι υπόλοιπες θέσεις που απομένουν παίρνουν μηδενική τιμή, διότι τοποθετούνται τα δεδομένα άλλων χρηστών. Η ανάθεση των υποφερόντων στους χρήστες πραγματοποιείται με δύο τρόπους, όπως φαίνεται και στην εικόνα Ο πρώτος τρόπος ονομάζεται Distributed FDMA (DFDMA), όπου τα υποφέροντα του χρήστη μπορούν να βρίσκονται οπουδήποτε μέσα στο συνολικό εύρος συχνοτήτων. Αν οι θέσεις όμως δεν είναι τυχαίες, αλλά βρίσκονται σε ίσες αποστάσεις, τότε ο τρόπος που γίνεται η κατανομή ονομάζεται Interleaved FDMA (IFDMA). Σε αυτή την περίπτωση η εξάπλωση γίνεται στο φάσμα με έναν παράγοντα εξάπλωσης. Ο δεύτερος τρόπος ονομάζεται Localized FDMA (LFDMA) και τα υποφέροντα του χρήστη βρίσκονται διαδοχικά, σε ένα κομμάτι του φάσματος. 46

58 Εικόνα 1-18: Οι μέθοδοι κατανομής των υποφερόντων σε πολλούς χρήστες στην SC-FDMA. Η απεικόνιση αφορά περίπτωση με 3 χρήστες, 12 υποφέροντα και 3 υποφέροντα ανά χρήστη [24]. 47

59 2. ΣΥΣΤΗΜΑΤΑ MIMO ΜΕ ΤΗΝ ΤΕΧΝΙΚΗ OFDM 2.1 ΕΙΣΑΓΩΓΗ Τα συστήματα Πολλαπλών Εισόδων Πολλαπλών Εξόδων, Multiple Input Multiple Output (MIMO), στις ασύρματες τηλεπικοινωνίες χρησιμοποιούνται για την αύξηση του ρυθμού μετάδοσης και για τη βελτίωση της ποιότητας του σήματος. Εφαρμόζονται σε συνδυασμό με διάφορες τεχνικές διαμόρφωσης, χρησιμοποιώντας πολλές κεραίες εκπομπής και λήψης. Κατά τη μετάδοση ο πομπός και ο δέκτης χρησιμοποιούν την ίδια συχνότητα φέροντος για όλες τις κεραίες, αξιοποιώντας τα φαινόμενα διάδοσης και τις ιδιότητες του καναλιού, όπως τις διαλείψεις (Fading). Το κεφάλαιο αυτό περιγράφει τα συστήματα MIMO όπως χρησιμοποιούνται σε συνδυασμό με την τεχνική διαμόρφωσης OFDM. Όπως περιγράφτηκε και στο προηγούμενο κεφάλαιο, η OFDM αποτελείται από υποφέροντα, όπου το κάθε υποφέρον επηρεάζεται από επίπεδη διάλειψη (Flat Fading) από το ασύρματο κανάλι. Επίσης, η επεξεργασία του σήματος πραγματοποιείται στο πεδίο της συχνότητας και το fading επηρεάζει πολλαπλασιαστικά τα υποφέροντα και κατ επέκταση τα μιγαδικά σύμβολα που τα διαμορφώνουν αναφορικά με το μέτρο και την φάση τους. Ο συνδυασμός αυτών των δύο ιδιοτήτων παρέχει ένα πολύ μεγάλο πλεονέκτημα για την εύκολη υλοποίηση MIMO OFDM συστημάτων. Αυτά τα συστήματα μπορούν να παρέχουν πολύ υψηλούς ρυθμούς μετάδοσης με μεγάλη φασματική απόδοση και ταυτόχρονα να έχουν καλύτερη ποιότητα σήματος σε σχέση με απλά συστήματα OFDM. Τα MIMO OFDM συστήματα μελετώνται λιγότερο από δύο δεκαετίες, και η υλοποίησή τους πραγματοποιείται με προηγμένους αλγόριθμους επεξεργασίας σήματος. Οι τεχνικές MIMO εφαρμόστηκαν πρώτα στο πρότυπο High Speed Packet Access (HSPA) για τις κυψελωτές επικοινωνίες, με τα Release-6 και Release-7 του οργανισμού 3GPP. Όμως, η πρώτη φορά που εφαρμόστηκαν τα MIMO OFDM συστήματα ήταν το 2008 στο πρότυπο του LTE, με το Release-8 του 3GPP, ενώ συμπεριλαμβάνονται και στις τεχνικές προδιαγραφές του προτύπου Worldwide Interoperability for Microwave Access (WiMAX) του οργανισμού IEEE. Το 2009 εμφανίστηκαν και στα WLANs με το πρότυπο n του οργανισμού IEEE. Τα συστήματα αυτά εξελίχθηκαν περισσότερο στο LTE-A, με το Release-10 του 3GPP, και στο πρότυπο ac του οργανισμού IEEE. Η εξέλιξή τους συνεχίζεται ακόμη και σήμερα με περεταίρω βελτιώσεις στο Release-12 του 3GPP και στο ad του IEEE. Στα συστήματα MIMO συμπεριλαμβάνονται διάφορες τεχνικές που χρησιμοποιούνται είτε για αύξηση του ρυθμού μετάδοσης ή για βελτίωση της ποιότητας του σήματος. Οι τεχνικές αυτές μπορούν να εφαρμοστούν και συνδυαστικά. Ο ρυθμός μετάδοσης αυξάνεται με την τεχνική χωρικής πολυπλεξίας, Spatial Multiplexing (SM), στην οποία χρησιμοποιείται ο ίδιος αριθμός κεραιών σε πομπό και δέκτη για την μετάδοση και λήψη παράλληλων ροών δεδομένων. Η ποιότητα του 48

60 σήματος βελτιώνεται με τις τεχνικές Diversity, οι οποίες εφαρμόζονται είτε χρησιμοποιώντας πολλές κεραίες μόνο στον πομπό για την κατηγορία τεχνικών Transmit Diversity (TD), είτε χρησιμοποιώντας πολλές κεραίες μόνο στον δέκτη για την κατηγορία τεχνικών Receive Diversity (RD). Οι τεχνικές Diversity επιτυγχάνουν ένα κέρδος στο δέκτη, το Diversity Gain, το οποίο βελτιώνει το BER, ή ισοδύναμα την πιθανότητα σφάλματος, στο δέκτη για μία δεδομένη τιμή του Signal to Noise Ratio (SNR). Υπάρχουν αρκετές τεχνικές και για τις δύο κατηγορίες, όμως αυτό το κεφάλαιο επικεντρώνεται σε αυτές που χρησιμοποιούνται προτυποποιημένα (standardized) στα σύγχρονα τηλεπικοινωνιακά MIMO OFDM συστήματα, όπως η κωδικοποίηση Alamouti και το Cyclic Delay Diversity (CDD), που συμπεριλαμβάνονται στις τεχνικές του TD. Επίσης, μία ακόμα τεχνική που εφαρμόζεται είναι η διαμόρφωση δέσμης ακτινοβολίας, δηλαδή το Beamforming (BF). Η τεχνική αυτή αποτελεί μία ξεχωριστή κατηγορία από μόνη της και γενικά μπορεί να εφαρμοστεί και στον πομπό και στο δέκτη, είτε με επεξεργασία σήματος, είτε με ειδικό εξοπλισμό στις κεραίες. Όμως, στα πρότυπα με MIMO OFDM συστήματα εφαρμόζεται μόνο με επεξεργασία σήματος και μόνο από την πλευρά του πομπού. Για το λόγο αυτό πολλές φορές στη βιβλιογραφία αναφέρεται ως τεχνική της κατηγορίας TD. Στο παρόν κεφάλαιο αρχικά περιγράφεται το ασύρματο κανάλι για τα MIMO συστήματα και γίνεται ο διαχωρισμός στις κατηγορίες. Στη συνέχεια περιγράφονται το Beamforming, η κωδικοποίηση Alamouti, το CDD και το Spatial Multiplexing στην απλή περίπτωση και στις περιπτώσεις που συνδυάζεται με κάποιες από τις τεχνικές. Τέλος, γίνεται αναφορά στη λειτουργία των συστημάτων που χρησιμοποιούν την τεχνική MIMO ως πολυπλεξία πολλών χρηστών, τα λεγόμενα Multiuser MIMO (MU-MIMO). 2.2 ΤΟ ΑΣΥΡΜΑΤΟ ΚΑΝΑΛΙ ΣΤΑ MIMO OFDM ΣΥΣΤΗΜΑΤΑ Μοντέλο καναλιού Στο προηγούμενο κεφάλαιο με την τεχνική OFDM αποδείχθηκε η εξίσωση Σε αυτήν διακρίνεται πως, σε ένα σύστημα OFDM, το λαμβανόμενο σύμβολο, σε ένα υποφέρον, ισοδυναμεί με το εκπεμπόμενο σύμβολο πολλαπλασιαζόμενο με ένα συντελεστή του καναλιού στο πεδίο της συχνότητας και προστιθέμενο από τη μετασχηματισμένη στο πεδίο της συχνότητας συμβολή του θορύβου. Η τιμή του είναι μιγαδική και επηρεάζει το στο μέτρο και στη φάση. Η ιδιότητα αυτή της OFDM, δηλαδή η επεξεργασία του σήματος να πραγματοποιείται στο πεδίο της συχνότητας και το fading του καναλιού να επηρεάζει με απλό πολλαπλασιασμό το σήμα, αποτελεί ένα βασικό πλεονέκτημα για τον εύκολο συνδυασμό της OFDM με τα συστήματα MIMO. Επίσης, ένα τέτοιο σύστημα χρησιμοποιεί μία κεραία για την 49

61 εκπομπή του σήματος και μία κεραία για τη λήψη του σήματος. Για μία τέτοια μετάδοση το σύστημα που χρησιμοποιείται αποτελεί ένα απλό Single Input Single Output (SISO) 1x1 σύστημα. Ας υποτεθεί ότι σε ένα τηλεπικοινωνιακό σύστημα OFDM, ο πομπός διαθέτει κεραίες για την εκπομπή του σήματος και ο δέκτης διαθέτει κεραίες για τη λήψη. Επίσης, από κάθε κεραία, όπου, ο πομπός εκπέμπει για το υποφέρον το σύμβολο. Τότε, το μεταδίδεται προς κάθε κεραία, όπου, του δέκτη, ακολουθώντας μια διαδρομή καναλιού που επηρεάζει το εκπεμπόμενο σύμβολο πολλαπλασιαστικά με ένα συντελεστή. Ο δέκτης λαμβάνει από κάθε κεραία το σύμβολο, το οποίο αποτελείται από το άθροισμα των εκπεμπόμενων συμβόλων επηρεασμένα με απλό πολλαπλασιασμό από τους συντελεστές του καναλιού, και στη συνέχεια προστίθεται θόρυβος, ως εξής: (2-1) Αυτό το σύστημα που περιγράφεται αποτελεί ένα MIMO MxN σύστημα [7, 23, 28-32]. Το μοντέλο με το fading του καναλιού που περιγράφτηκε για το υποφέρον, απεικονίζεται στην εικόνα 2-1. Επειδή συνήθως η περιγραφή των MIMO συστημάτων πραγματοποιείται με βάση ένα υποφέρον, και στη συνέχεια υπονοείται ότι εφαρμόζεται με τον ίδιο τρόπο σε όλα τα υποφέροντα, στη διατύπωση των εξισώσεων συνήθως δεν περιλαμβάνεται ο προσδιορισμός του υποφέροντος. Επομένως, η εξίσωση 2-1 επαναδιατυπώνεται ως: (2-2) Εικόνα 2-1: Το μοντέλο καναλιού για ένα σύστημα MIMO MxN. 50

62 Αναπτύσσοντας την εξίσωση 2-2, για τις κεραίες του πομπού και τις κεραίες του δέκτη, προκύπτει: (2-3) Η εξίσωση 2-3 δείχνει ότι προκύπτουν εξισώσεις, ισάριθμες με τις κεραίες του δέκτη. Αν υποτεθεί ότι οι συντελεστές του καναλιού είναι γνωστοί στο δέκτη, το οποίο επιτυγχάνεται με την εκτίμηση του καναλιού, και ότι υπάρχει ένα ισχυρός λόγος σήματος προς θόρυβο, SNR, για να μπορεί να θεωρηθεί ο θόρυβος μη ικανός να επηρεάσει το σήμα, τότε στις εξισώσεις υπάρχουν άγνωστοι συντελεστές, που αντιστοιχούν στα μεταδιδόμενα σύμβολα δεδομένων, ισάριθμοι με τις κεραίες του πομπού. Σε αυτή την περίπτωση υπάρχει ένα μαθηματικό σύστημα εξισώσεων με αγνώστους και ο δέκτης θα πρέπει να το λύσει για να ανακτήσει τα δεδομένα. Η εξίσωση 2-3, επιπλέον, μπορεί να διατυπωθεί και σε μορφή πινάκων: (2-4) (2-5) όπου, είναι το λαμβανόμενο διάνυσμα με στοιχεία, είναι το εκπεμπόμενο διάνυσμα με στοιχεία, είναι ο πίνακας με τους συντελεστές του καναλιού με διαστάσεις, και είναι το διάνυσμα με στοιχεία που αποτελούν τον προσθετικό θόρυβο. Για να μπορεί ο δέκτης να ανακτήσει τα δεδομένα, δηλαδή να λυθεί το παραπάνω σύστημα, θα πρέπει να ισχύουν δύο χαρακτηριστικά, έτσι ώστε να μπορεί να υπολογιστεί ο αντίστροφος. Το πρώτο είναι ο πινάκας να είναι τετραγωνικός, δηλαδή, και το δεύτερο η ορίζουσα του πίνακα να μην είναι μηδενική,, ώστε οι εξισώσεις να είναι γραμμικά ανεξάρτητες μεταξύ τους. Το πρώτο χαρακτηριστικό δεν συμβαίνει πάντα στα συστήματα MIMO, καθώς μπορεί να χρησιμοποιείται διαφορετικός αριθμός κεραιών στον πομπό και στο δέκτη, ανάλογα με την τεχνική που εφαρμόζεται, όπως περιγράφεται παρακάτω. Επομένως, και σε σχέση με το δεύτερο χαρακτηριστικό, για να μπορεί να πραγματοποιείται επίλυση του συστήματος, τα δεδομένα που πρόκειται να μεταδοθούν σε ένα MIMO σύστημα, διαχωρίζονται σε ροές δεδομένων. Ο αριθμός των ροών πρέπει να είναι μικρότερος ή ίσος από το μικρότερο αριθμό των κεραιών του πομπού και του δέκτη, δηλαδή. Έτσι, θα πρέπει ο πίνακας να έχει τουλάχιστον στήλες από τις 51

63 συνολικά και ταυτόχρονα τουλάχιστον γραμμές από τις συνολικά που να είναι ανεξάρτητες και ασυσχέτιστες μεταξύ τους [7, 23, 29-33]. Επομένως, για να πληρείται το δεύτερο χαρακτηριστικό, και για να λειτουργήσουν τα MIMO συστήματα, οι συντελεστές του καναλιού στον πίνακα πρέπει να είναι ανεξάρτητοι και ασυσχέτιστοι μεταξύ τους. Αυτό εξαρτάται από δύο κύριους παράγοντες οι οποίοι αλληλοεπηρεάζονται, καθώς και από το μήκος κύματος της συχνότητας του κεντρικού φέροντος που πραγματοποιείται η μετάδοση. Πρόκειται για το περιβάλλον στο οποίο πραγματοποιείται η μετάδοση και για την απόσταση που απέχουν οι κεραίες του πομπού μεταξύ τους και οι κεραίες του δέκτη, επίσης, μεταξύ τους, σε σχέση με το μήκος κύματος [23, 28-30]. Όταν η μετάδοση πραγματοποιείται σε ανοιχτό χώρο, όπου συνήθως το κανάλι επηρεάζει το σήμα με Large Scale Fading, τότε η απόσταση των κεραιών θα πρέπει να είναι αρκετά μεγάλη, περίπου ίση με 10 μήκη κύματος. Αντίθετα, όταν η μετάδοση πραγματοποιείται σε κλειστό χώρο, όπου περιβάλλονται πολλά αντικείμενα και συνήθως το κανάλι επηρεάζει το σήμα με Small Scale Fading, τότε η απόσταση των κεραιών αρκείται σε μισό μήκος κύματος. Συνεπώς, η απόσταση των κεραιών παίζει σημαντικό ρόλο στον πίνακα, και θα πρέπει να είναι πάντα τέτοια έτσι ώστε να διασφαλίζεται η ασυσχέτιστη διάδοση κατά την μετάδοση και λήψη Κατηγορίες MIMO Οι τεχνικές MIMO διαχωρίζονται σε κατηγορίες ανάλογα με το αν αυξάνουν το ρυθμό μετάδοσης ή βελτιώνουν την ποιότητα του σήματος. Αυτές οι κατηγορίες όμως εξαρτώνται και από τον αριθμό των κεραιών που χρησιμοποιούνται στον πομπό και στο δέκτη [23, 28, 30-33]. Η κατηγοριοποίηση αυτή είναι σημαντική διότι η κάθε μια δίνει στον πίνακα διαφορετικές διαστάσεις, επομένως πρόκειται και για διαφορετικό μοντέλο καναλιού. Η κατηγορίες αυτές συγκεντρώνονται στον πίνακα 2-1. Αν στο σύστημα χρησιμοποιείται μία κεραία στον πομπό και μία στο δέκτη, τότε το σύστημα είναι SISO 1x1. Σε αυτή την περίπτωση πρόκειται για την απλή μετάδοση της OFDM. Αν ο πομπός χρησιμοποιεί κεραίες για εκπομπή και ο δέκτης λαμβάνει με 1 κεραία, τότε εφαρμόζεται ένα Multiple Input Single Output (MISO) Mx1 σύστημα. Σε αυτή την περίπτωση μεταδίδεται 1 ροή δεδομένων, η οποία εκπέμπεται από όλες τις κεραίες του πομπού με διαφορετικό τρόπο. Οι τεχνικές που εφαρμόζονται είναι το Beamforming και της κατηγορίας τεχνικών Transmit Diversity. Ένα τέτοιο σύστημα βελτιώνει την ποιότητα του σήματος ανάλογα με τον αριθμό των κεραιών σε σχέση με ένα SISO 1x1 σύστημα. 52

64 Πίνακας 2-1: Κατηγορίες συστημάτων με πολλαπλές κεραίες. Αριθμός Ροών Δεδομένων Αριθμός Κεραιών Πομπού Αριθμός Κεραιών Δέκτη Συνθήκες Κατηγορία MIMO Τεχνικές SISO 1x1-1 M 1 M>1 MISO Mx1 TD/BF 1 1 N N>1 SIMO 1xN RD L M N M=N=L L>1 MIMO ΜxN (NxN) SM M>N L M N N>1 MIMO MxN SM + TD/BF L=N M<N L M N M>1 MIMO MxN SM + RD L=M 1 M N min(m,n)>1 MIMO MxN TD/BF + RD L M N min(m,n)>l L>1 MIMO MxN SM + TD/BF + RD Αν ο πομπός χρησιμοποιεί 1 κεραία για εκπομπή και ο δέκτης λαμβάνει από κεραίες, τότε εφαρμόζεται ένα Single Input Multiple Output (SIMO) 1xN σύστημα. Σε αυτή την περίπτωση μεταδίδεται 1 ροή δεδομένων, η οποία λαμβάνεται από όλες τις κεραίες του δέκτη. Οι τεχνικές που εφαρμόζονται είναι της κατηγορίας τεχνικών Receive Diversity [23]. Σε ένα τέτοιο σύστημα ο δέκτης εφαρμόζει την κατάλληλη τεχνική για να ανακτήσει με καλύτερη ποιότητα τα δεδομένα, ανάλογα με τον αριθμό των κεραιών, σε σχέση με ένα SISO 1x1 σύστημα. Αν ο πομπός χρησιμοποιεί τον ίδιο αριθμό κεραιών με το δέκτη, και ταυτόχρονα μεταδίδονται ισάριθμες ροές δεδομένων, δηλαδή, τότε εφαρμόζεται ένα κλασσικό MIMO NxN σύστημα. Σε αυτή την περίπτωση εφαρμόζεται η τεχνική Spatial Multiplexing, με την οποία επιτυγχάνεται αύξηση του ρυθμού μετάδοσης φορές, όπου, σε σχέση με ένα SISO 1x1 σύστημα. Πολλές φορές στα σύγχρονα συστήματα εφαρμόζονται συνδυασμοί αυτών των κατηγοριών έτσι ώστε να συνδυάζονται τα πλεονεκτήματα όλων των τεχνικών. Σε αυτές τις περιπτώσεις ο πομπός χρησιμοποιεί κεραίες για εκπομπή, με, και ο δέκτης λαμβάνει με κεραίες, με. Τότε εφαρμόζεται ένα MIΜO MxΝ σύστημα. Σε αυτή την περίπτωση μεταδίδονται ροές δεδομένων, με. Ανάλογα με τον αριθμό των κεραιών σε πομπό και δέκτη, και ανάλογα με τον αριθμό των ροών, μπορεί να εφαρμόζεται η τεχνική Spatial Multiplexing μαζί με την τεχνική Transmit Diversity ή το Beamforming ή και το Receive Diversity, όπως φαίνεται και στον πίνακα 2-1. Μία από 53

65 αυτές τις δυνατότητες είναι και ο συνδυασμός Transmit Diversity ή Beamforming με το Receive Diversity, αλλά στην πράξη συνήθως αποφεύγεται για να μην επιβαρύνονται οι εξοπλισμοί πομπού και δέκτη ταυτόχρονα για τον ίδιο λόγο [28, 33]. Επίσης, δεν υπάρχει η δυνατότητα μετάδοσης ορισμένων τεχνικών μεταξύ τους, όπως το CDD σε συνδυασμό με το Beamforming Τοποθέτηση πιλότων και εκτίμηση Στα συστήματα MIMO OFDM η εκτίμηση καναλιού πραγματοποιείται με την ίδια λογική που περιγράφτηκε στο κεφάλαιο με την διαμόρφωση OFDM. Πιλοτικά σήματα τοποθετούνται στα υποφέροντα αντί για τα δεδομένα. Ο δέκτης, γνωρίζοντας τις τιμές που πρέπει να έχουν, πραγματοποιεί την εκτίμηση του καναλιού και στη συνέχεια, εφαρμόζοντας τεχνικές παρεμβολής, εκτιμά τις τιμές των συντελεστών του καναλιού για όλα τα υποφέροντα. Για τα MIMO OFDM συστήματα οι θέσεις που τοποθετούνται οι πιλότοι αυξάνονται, σχεδόν ανάλογα με τον αριθμό των κεραιών εκπομπής. Έτσι, από τη στιγμή που θα εκπέμπουν πιλότους και οι συνολικά κεραίες του πομπού, ο δέκτης θα μπορεί με τις συνολικά κεραίες που λαμβάνουν, να εκτιμήσει όλους του συντελεστές των συνολικά διαδρομών του καναλιού [3, 33]. Οι θέσεις των πιλότων ενός MIMO OFDM συστήματος θα πρέπει να είναι πολύ κοντά με τους πιλότους που θα είχε ένα SISO OFDM σύστημα. Ο σκοπός των κοντινών αποστάσεων είναι να διασφαλίζεται ότι οι θέσεις πιλοτικών σημάτων θα διέρχονται από τον ίδιο συντελεστή καναλιού, για κάθε εκπεμπόμενη κεραία. Για το λόγο αυτό, ανάλογα με το τηλεπικοινωνιακό σύστημα και το κανάλι που πραγματοποιείται η μετάδοση, θα πρέπει να κρίνεται αν οι θέσεις των πιλότων θα είναι στο πεδίο της συχνότητας, δηλαδή σε κοντινά υποφέροντα του ίδιου OFDM συμβόλου, ή στο πεδίο του χρόνου, δηλαδή σε κοντινά OFDM σύμβολα και στο ίδιο υποφέρον, ή συνδυαστικά [3, 33]. Ένα παράδειγμα για την τοποθέτηση των πιλότων απεικονίζεται στις εικόνες 2-2, 2-3 και 2-4. Για το παράδειγμα, ας θεωρηθεί ένα κανάλι το οποίο παρουσιάζει χαμηλό Frequency Selectivity, δηλαδή μικρό Delay Spread, και σχετικά χαμηλό Doppler. Επίσης ας θεωρηθεί ένα SISO OFDM σύστημα, όπως απεικονίζεται στην εικόνα 2-2. Για το σύστημα αυτό οι πιλότοι τοποθετούνται στο πεδίο της συχνότητας σε κάθε 10 υποφέροντα, θεωρώντας ότι η συχνοτική απόκριση του καναλιού με το χαμηλό Frequency Selectivity δεν θα αλλάξει σημαντικά στο διάστημα αυτό, δηλαδή μεταξύ δύο πιλότων στο πεδίο της συχνότητας. Επίσης, οι πιλότοι τοποθετούνται στο πεδίο του χρόνου σε κάθε 6 OFDM σύμβολα, θεωρώντας ότι η συχνοτική απόκριση του καναλιού, με το σχετικά χαμηλό Doppler, δεν θα αλλάξει σημαντικά στο χρονικό διάστημα αυτό, δηλαδή μεταξύ δύο OFDM συμβόλων που περιέχουν πιλότους. 54

66 Η μετατροπή του SISO OFDM συστήματος του παραδείγματος σε ένα MIMO 2xN OFDM σύστημα, απεικονίζεται στην εικόνα 2-3. Η πρώτη κεραία εκπέμπει τους ίδιους πιλότους με το SISO OFDM σύστημα (κόκκινο χρώμα), ενώ υπάρχουν και κάποιες νέες θέσεις πιλότων (γκρι χρώμα), οι οποίες, για την πρώτη κεραία, αντί για πιλότους παίρνουν μηδενικές τιμές. Αυτές οι νέες θέσεις, για το παράδειγμα, απέχουν 5 υποφέροντα από τους πιλότους. Η ουσία με την απόσταση αυτών των νέων θέσεων είναι να διασφαλίζεται ότι η συχνοτική απόκριση του καναλιού θα είναι ίδια, ή σχεδόν ίδια, με αυτή που έχουν και οι κοντινότεροί τους πιλότοι. Οι νέες θέσεις των πιλότων, σε κάποιο άλλο σύστημα, θα έπρεπε να ήταν πιο κοντά στους πιλότους αν υπήρχε υψηλό Frequency Selectivity, ή θα μπορούσαν να βρίσκονταν και πιο μακριά εάν δεν υπήρχε σχεδόν καθόλου Frequency Selectivity. Επίσης, με την ίδια λογική, θα μπορούσαν να βρίσκονταν στην ίδια θέση υποφερόντων αλλά σε άλλο OFDM σύμβολο, με τη διαφορά ότι θα έπρεπε να λαμβάνεται υπόψη το Doppler αντί του Frequency Selectivity. Όσον αφορά τη δεύτερη κεραία, η τοποθέτηση των πιλότων πρέπει να έχει αντίστροφη λογική από αυτήν της πρώτης κεραίας, δηλαδή θα πρέπει οι πιλότοι να τοποθετούνται στις θέσεις όπου για την πρώτη κεραία υπήρχαν μηδενικές τιμές, και ομοίως, να τοποθετούνται μηδενικές τιμές στις θέσεις όπου εκπέμπονται οι πιλότοι της πρώτης κεραίας. Στην εικόνα 2-4 απεικονίζεται η μετατροπή του συστήματος του παραδείγματος σε ένα MIMO 4xN OFDM σύστημα. Η τοποθέτηση των νέων πιλότων επιτυγχάνεται με την ίδια λογική που πραγματοποιήθηκε και στην περίπτωση του MIMO 2xN OFDM. Για το παράδειγμα, οι θέσεις των νέων πιλότων τοποθετούνται στο επόμενο OFDM σύμβολο. Είναι σημαντικό στις θέσεις όπου εκπέμπει κάποια κεραία τους πιλότους, όλες οι υπόλοιπες να έχουν μηδενικές τιμές. Το παράδειγμα περιγράφει ένα σύστημα όπου στις θέσεις που τοποθετούνται οι πιλότοι μιας κεραίας, οι υπόλοιπες πρέπει να έχουν μηδενικές τιμές. Αυτό αποτελεί τον έναν τρόπο για τη μορφή των πιλότων [34, 35]. Υπάρχει και δεύτερος τρόπος στον οποίο μπορούν να τοποθετούνται σε όλες τις θέσεις για όλες τις κεραίες πιλότοι, αρκεί να είναι ορθογώνιοι για να μπορεί να τους διαχωρίζει ο δέκτης [3, 34, 35]. Στα συστήματα που δεν χρησιμοποιούν πιλότους, αλλά η εκτίμηση πραγματοποιείται με Training Symbols, τότε θα πρέπει να ακολουθείται η ίδια λογική με τους πιλότους. Δηλαδή, όταν θα εκπέμπει μία κεραία, τότε οι υπόλοιπες δεν θα πρέπει να εκπέμπουν [36, 37], ή θα πρέπει τα Training Symbols να είναι ορθογώνια μεταξύ τους και να εκπέμπονται ταυτόχρονα από τις κεραίες για να μπορεί να τα διαχωρίζει ο δέκτης. 55

67 Εικόνα 2-2Παράδειγμα τοποθέτησης πιλοτικών σημάτων σε σύστημα με 1 κεραίας εκπομπής. Εικόνα 2-3: Παράδειγμα τοποθέτησης πιλοτικών σημάτων σε σύστημα με 2 κεραίες εκπομπής. 56

68 Εικόνα 2-4: Παράδειγμα τοποθέτησης πιλοτικών σημάτων σε σύστημα με 4 κεραίες εκπομπής. 2.3 BEAMFORMING Το Beamforming είναι μια τεχνική με την οποία μπορεί να πραγματοποιείται ο έλεγχος του πλάτους και της φάσης του σήματος κάθε κεραίας σε μια συστοιχία κεραιών. Με αυτό τον τρόπο μπορεί και κατευθύνεται προς συγκεκριμένη περιοχή η δέσμη του σήματος καθώς μπορεί να ελέγχεται ο συνολικός λοβός της συστοιχίας κεραιών [8, 23, 31, 38]. Η υλοποίηση του Beamforming σε παλιότερα συστήματα πραγματοποιούταν με ειδικό ενεργό εξοπλισμό συνδεδεμένο με τις κεραίες, αλλά στα σύγχρονα OFDM συστήματα μπορεί και επιτυγχάνεται με επεξεργασία του baseband σήματος από το πεδίο της συχνότητας [38]. Η τεχνική αυτή μπορεί να εφαρμόζεται είτε κατά την εκπομπή είτε κατά τη λήψη του σήματος, όμως εδώ περιγράφεται μόνο η επεξεργασία του σήματος για τον πομπό, καθώς με αυτόν τον τρόπο εφαρμόζεται στα σύγχρονα τηλεπικοινωνιακά συστήματα. Επίσης, βασική προϋπόθεση για να μπορεί να επιτευχθεί το Beamforming είναι οι αποστάσεις των κεραιών της συστοιχίας να είναι ίσες με μισό μήκος κύματος [23, 38]. 57

69 Η εφαρμογή του Beamforming επιτυγχάνεται με τη βοήθεια ανατροφοδότησης από το δέκτη. Αυτό συμβαίνει διότι ο πομπός θα πρέπει να γνωρίζει με ποιό τρόπο θα εφαρμόσει την επεξεργασία στο σήμα. Αυτό σημαίνει ότι ο δέκτης πρέπει να στέλνει στοιχεία στον πομπό που να αφορούν την κατάσταση του καναλιού, το οποίο επιτυγχάνεται με το Channel State Information (CSI) [8, 23, 29, 31, 34, 36]. Το CSI είναι ένα σύνολο από πληροφορίες για την κατάσταση του καναλιού, του οποίου συνήθως η χρήση γίνεται με δύο τρόπους. Στον πρώτο τρόπο το CSI μεταφέρει μαθηματικούς πίνακες οι οποίοι είτε θα χρησιμοποιούνται απευθείας στον πομπό για το σχηματισμό της δέσμης ακτινοβολίας, ή θα υφίστανται κάποια επεξεργασία στον πομπό και θα χρησιμοποιούνται στη συνέχεια. Αυτός ο τρόπος συναντάται στη σειρά προτύπων IEEE [36, 37]. Στο δεύτερο τρόπο ο πομπός έχει έτοιμους ένα πλήθος από μαθηματικούς πίνακες, τους οποίους γνωρίζει και ο δέκτης, όπου ο κάθε ένας μπορεί να χρησιμοποιηθεί για το σχηματισμό της δέσμης ακτινοβολίας προς μία προκαθορισμένη κατεύθυνση, και το CSI μεταφέρει δείκτες από τους οποίους ο πομπός μπορεί να καταλάβει ποιον πίνακα πρέπει να χρησιμοποιήσει. Αυτοί οι προκαθορισμένοι πίνακες του πομπού και του δέκτη αποτελούν το λεγόμενο Κωδικόβιβλίο (Codebook). O δεύτερος τρόπος συναντάται στη σειρά προτύπων IEEE [36, 37] και στα πρότυπα 3GPP LTE και LTE-A [34, 35]. Λόγω της ανατροφοδότησης με το CSI, το Beamforming συνήθως εφαρμόζεται σε Time Division Duplex (TDD) μεταδόσεις, όπου χρησιμοποιείται και η ίδια συχνότητα για μετάδοση [23, 29, 31]. Παρ όλα αυτά όμως, χρησιμοποιείται και σε Frequency Division Duplex (FDD) μεταδόσεις, όταν το κανάλι μπορεί να παραμένει αμετάβλητο για αρκετό χρόνο [23, 31]. Επίσης, λόγω της ανατροφοδότησης, οι μεταδόσεις όπου χρησιμοποιείται το Beamforming συνήθως αποκαλούνται κλειστού βρόγχου (Close Loop). Στα MIMO OFDM συστήματα το Beamforming υλοποιείται με έναν απλό πολλαπλασιασμό των συντελεστών κωδικοποίησης του Beamforming με το σύμβολο του υποφέροντος [23, 29]. Αυτοί οι συντελεστές κωδικοποίησης είναι προκαθορισμένοι στους πίνακες του Codebook, ή μπορούν να προσαρμόζονται ανάλογα με τον τρόπο που χρησιμοποιείται το CSI. Στην απλή περίπτωση, όπου μεταδίδεται 1 ροή δεδομένων από M κεραίες εκπομπής, και η λήψη πραγματοποιείται από 1 κεραία, το εκπεμπόμενο σήμα περιγράφεται ως: οπού (2-6) 58

70 είναι ένας πίνακας με διαστάσεις που περιέχει τους συντελεστές κωδικοποίησης του Beamforming, είναι το μιγαδικό σύμβολο της μίας ροής δεδομένων για ένα υποφέρον και είναι το διάνυσμα που περιέχει τα κωδικοποιημένα σύμβολα με Beamforming που θα εκπέμψει ο πομπός από τις κεραίες, με. Σε αυτή την περίπτωση, από τις εξισώσεις 2-5 και 2-6 ο δέκτης λαμβάνει: (2-7) Συνήθως ο δέκτης δεν χρειάζεται να κάνει αποκωδικοποίηση του σήματος, καθώς το Beamforming το μόνο που επιτυγχάνει είναι την κατευθυντικότητα της συστοιχίας κεραιών και την βελτίωση της ποιότητας του σήματος στην είσοδο του δέκτη. Ο πίνακας, όταν ο δέκτης λαμβάνει από 1 κεραία, και συνεπώς μεταδίδεται 1 ροή δεδομένων, έχει διαστάσεις. Η κατευθυντικότητα επιτυγχάνεται από τις τιμές που έχουν οι συντελεστές του πίνακα. Στον πίνακα 2-2 [29] εμφανίζονται παραδειγματικές τιμές που μπορεί να έχει ο πίνακας όταν εφαρμόζεται το Beamforming για 2 κεραίες εκπομπής, 1 λήψης και 1 ροή δεδομένων, με τη χρήση προκαθορισμένων πινάκων από το Codebook. Πίνακας 2-2: Παραδειγματικές τιμές των συντελεστών κωδικοποίησης για την εφαρμογή του Beamforming με 2 κεραίες εκπομπής και 1 ροή δεδομένων για τα πρότυπα LTE και LTE-A [29]. Codebook Index Φάση στο συνολικό λοβό της συστοιχίας κεραιών 0 0 o o 2 90 o o 59

71 2.4 ΚΩΔΙΚΟΠΟΙΗΣΗ ALAMOUTI Η κωδικοποίηση Alamouti [39] είναι μία από τις τεχνικές της κατηγορίας Transmit Diversity. Αποτελεί την πιο δημοφιλή χώρο χρονική ομαδική κωδικοποίηση, Space Time Block Coding (STBC), για τα τηλεπικοινωνιακά συστήματα μονού φέροντος, και φέρει το όνομα του δημιουργού της. Η τεχνική αυτή μπορεί και βελτιώνει σημαντικά την ποιότητα του σήματος στο δέκτη, όταν το fading του καναλιού που πραγματοποιείται η μετάδοση ακολουθεί το μοντέλο Rayleigh [23, 33], και οι συντελεστές των διαδρομών του καναλιού που διαπερνά το μεταδιδόμενο σήμα είναι ανεξάρτητοι [3]. Αργότερα, η κωδικοποίηση Alamouti ξεκίνησε να εφαρμόζεται και ως χώρο συχνοτική ομαδική κωδικοποίηση, Space Frequency Block Coding (SFBC), διατηρώντας την ίδια λογική στην υλοποίηση και τα ίδια πλεονεκτήματα [23, 33]. Στα σύγχρονα τηλεπικοινωνιακά MIMO OFDM συστήματα η τεχνική αυτή μπορεί να εφαρμόζεται είτε ως STBC ή ως SFBC [34, 36]. Η κωδικοποίηση αυτή αρχικά παρουσιάστηκε από τον Alamouti με 2 κεραίες εκπομπής, 1 κεραία λήψης και 1 ροή δεδομένων. Αργότερα όμως αναπτύχθηκε έτσι ώστε να μπορούν να χρησιμοποιούνται περισσότερες κεραίες στον πομπό, πετυχαίνοντας ακόμη μεγαλύτερη βελτίωση στην ποιότητα του σήματος στο δέκτη, με κόστος όμως τη μείωση του ρυθμού μετάδοσης [3, 31, 32, 40]. Επίσης, υπάρχει και η δυνατότητα εφαρμογής της κωδικοποίησης σε συνδυασμό και με άλλες τεχνικές, όπως το Receive Diversity και το Spatial Multiplexing [23, 31, 33]. Η υλοποίηση της κωδικοποίησης ως SFBC, για 2 κεραίες εκπομπής, 1 κεραία λήψης και 1 ροή δεδομένων, απεικονίζεται στην εικόνα 2-5. Η τεχνική εφαρμόζεται ανά ζεύγος συμβόλων δεδομένων. Η πρώτη κεραία στα υποφέροντα μεταδίδει τα σύμβολα ακριβώς έτσι όπως θα τα μετέδιδε και ένα SISO σύστημα. Δηλαδή, για ένα ζεύγος δύο συμβόλων μεταδίδεται στο πρώτο υποφέρον το πρώτο σύμβολο δεδομένων και στο δεύτερο υποφέρον το δεύτερο σύμβολο δεδομένων. Η δεύτερη κεραία για ένα ζεύγος δύο συμβόλων, μεταδίδει στο πρώτο υποφέρον τον αντίθετο του συζυγή μιγαδικού του δεύτερου συμβόλου και στο δεύτερο υποφέρον μεταδίδει το συζυγή μιγαδικό του πρώτου συμβόλου. Η υλοποίηση περιγράφεται και από τις ισοδύναμες εξισώσεις 2-8 [34, 35] και 2-9 [3, 7, 31-33]: (2-8) 60

72 (2-9) όπου, με συμβολίζεται το πραγματικό μέρος ενός μιγαδικού αριθμού, με συμβολίζεται το φανταστικό μέρος ενός μιγαδικού αριθμού, με συμβολίζεται ο συζυγής ενός μιγαδικού αριθμού, το είναι δείκτης για τα μιγαδικά σύμβολα δεδομένων της μίας ροής, με και ο αριθμός των συνολικών υποφερόντων, το είναι δείκτης για τα υποφέροντα, με τιμές και ο δείκτης για την κεραία εκπομπής. Εικόνα 2-5: Κωδικοποίηση Alamouti - SFBC. Για να μπορεί να αποκωδικοποιήσει ο δέκτης αυτό το σήμα, θα πρέπει να υποτεθεί ότι οι συντελεστές του καναλιού για δύο διαδοχικά υποφέροντα, για κάθε κεραία, είναι ίσοι [7, 31], δηλαδή και. Σε αυτή την περίπτωση, σύμφωνα και με την εξίσωση 2-3 για το κανάλι, ο δέκτης λαμβάνει για τα δύο υποφέροντα και από τη μία κεραία λήψης: (2-10) 61

73 Όπου, αντικαθιστώντας τις τιμές από την εξίσωση 2-9 και παίρνοντας το συζυγή μιγαδικό του δεύτερου λαμβανόμενου υποφέροντος προκύπτει: (2-11) Και σε μορφή πινάκων: (2-12) Για να μπορέσει ο δέκτης να ανακτήσει τα δεδομένα και να καταλήξει στα τελικά αποδιαμορφωμένα και, αρκεί να λύσει το σύστημα της εξίσωσης 2-12 πολλαπλασιάζοντας με τον αντίστροφο πίνακα του πινάκα με τους συντελεστές του καναλιού. Στη συνέχεια θα πρέπει να επαναφέρει το δεύτερο υποφέρον από το συζυγή. Επομένως: (2-13) (2-14) (2-15) (2-16) Το τελικό αποτέλεσμα στον δέκτη περιγράφεται στην εξίσωση Το μαθηματικό σύστημα λύνεται ακόμα και αν ο πίνακας με τους συντελεστές του καναλιού δεν έχει ανεξάρτητα στοιχεία. Δηλαδή, ο δέκτης μπορεί να ανακτήσει τα δεδομένα ακόμα και αν οι κεραίες παρεμβάλλονται μεταξύ τους, ή το κανάλι είναι Rician. Η συνέπεια σε αυτή την περίπτωση θα είναι ότι δεν θα βελτιωθεί η ποιότητα του σήματος, αλλά θα παραμείνει ίση με ένα σύστημα SISO. Εάν όμως οι συντελεστές των δύο διαδρομών είναι κάθετοι (ασυσχέτιστοι/ανεξάρτητοι), τότε μπορεί να πραγματοποιηθεί η μεγαλύτερη δυνατή βελτίωση, όπου σε ιδανικές συνθήκες, ισοδυναμεί με την μετατροπή της καμπύλης BER SNR ενός Rayleigh καναλιού σε μία καμπύλη που επηρεάζεται μόνο από Gaussian προσθετικό θόρυβο, όπως για παράδειγμα φαίνεται στην εικόνα 2-6 [3]. 62

74 Γενικότερα, χρησιμοποιώντας μία τεχνική Diversity, η πιθανότητα σφάλματος (η ισοδύναμα το μέγεθος BER) κλιμακώνεται εκθετικά με την τάξη του Diversity, εάν το σήμα επηρεάζεται από ανεξάρτητους συντελεστές από κάθε διαδρομή του καναλιού. Έτσι, η βελτίωση της ποιότητας του σήματος στο δέκτη, η οποία ορίζεται ως Diversity Gain για τις τεχνικές Diversity, υπολογίζεται ως ο λόγος μεταξύ της κλίσης της καμπύλης της πιθανότητας σφάλματος ενός συστήματος με Diversity και της κλίσης της καμπύλης της πιθανότητας σφάλματος ενός απλού συστήματος (SISO). Ο υπολογισμός αυτός πραγματοποιείται σε περιοχές με μεγάλες τιμές των αντίστοιχων SNRs, και σε λογαριθμική κλίμακα. Με άλλα λόγια, για μία μετάδοση με Diversity Gain,, η πιθανότητα σφάλματος στην περιοχή με μεγάλο SNR ικανοποιεί τη σχέση [3]: (2-17) όπου, και είναι τα SNRs για δύο διαφορετικές καταστάσεις καναλιών. Στην εικόνα 2-6 εμφανίζονται οι καμπύλες πιθανότητας σφάλματος για διάφορες περιπτώσεις, με ή χωρίς Diversity Gain. 2-6: Απόδοση συστημάτων με Diversity Gain [3]. 63

75 Η κωδικοποίηση Alamouti ως STBC εφαρμόζεται με παρόμοιο τρόπο, όπως και ως SFBC στα OFDM συστήματα. Η διαφορά είναι ότι το κωδικοποιημένο ζεύγος συμβόλων δεν τοποθετείται σε δύο διαδοχικά υποφέροντα, αλλά σε δύο διαδοχικά OFDM σύμβολα. Γενικότερα, η STBC προτιμάται όταν το κανάλι παρουσιάζει πολύ υψηλό Frequency Selectivity, ενώ η SFBC όταν το κανάλι παρουσιάζει πολύ υψηλό Doppler. Σε ένα MIMO OFDM σύστημα, για να μπορεί να χρησιμοποιηθεί η κωδικοποίηση Alamouti, ο δέκτης με τον πομπό θα πρέπει να είναι σε συνεννόηση. Παρ όλα αυτά, όμως, και σε αντίθεση με το Beamforming, ο δέκτης δεν χρειάζεται να ενημερώνει τον πομπό για την κατάσταση του καναλιού [23, 31, 33]. Επομένως, πρόκειται για ένα σύστημα απευθείας μετάδοσης, χωρίς ανατροφοδότηση. Οι μεταδόσεις όπου χρησιμοποιείται η κωδικοποίηση Alamouti συνήθως αποκαλούνται ανοιχτού βρόγχου (Open Loop). 2.5 CYCLIC DELAY DIVERSITY Το Cyclic Delay Diversity [41-43] είναι μία τεχνική που εφαρμόζεται στον πομπό και ανήκει στην κατηγορία τεχνικών Transmit Diversity. Η τεχνική αυτή βελτιώνει έμμεσα τη μετάδοση του σήματος και όχι άμεσα. Οι περισσότερες τεχνικές στα MIMO συστήματα εκμεταλλεύονται τους ανεξάρτητους συντελεστές της κάθε διαδρομής του καναλιού. Εάν οι συντελεστές αυτοί δεν είναι ανεξάρτητοι, τότε σημαίνει πως δεν μπορεί να λειτουργήσει το MIMO σύστημα. Σε μία τέτοια περίπτωση, η τεχνική Alamouti απλά δεν θα βελτιώσει την απόδοση του συστήματος. Όμως, η τεχνική Spatial Multiplexing δεν θα λειτουργήσει καθόλου και τα δεδομένα δεν θα μπορούν να ανακτηθούν από το δέκτη. Το CDD επιτυγχάνει να δημιουργήσει μια τεχνητή χρονική διασπορά στο κανάλι, το οποίο για το πεδίο της συχνότητας σημαίνει αύξηση της συχνοτικής επιλεκτικότητας (Frequency Selectivity) του καναλιού. Με αυτόν τον τρόπο οι διαδρομές του καναλιού μπορούν να γίνουν ανεξάρτητες και να μπορεί να επιτευχθεί μια μετάδοση με την τεχνική Spatial Multiplexing [23, 28, 32, 33, 41-43]. Επίσης, ένας επιπλέον λόγος που χρησιμοποιείται είναι για να αποφεύγεται το ανεπιθύμητο Beamforming, το οποίο μπορεί να συμβεί σε ορισμένες χρονικές στιγμές προς τυχαίες κατευθύνσεις, όταν πραγματοποιείται εκπομπή με πολλές κεραίες [28, 41-43]. Η αρχική έκδοση της τεχνικής ήταν το Delay Diversity [44]. Η τεχνική αυτή υλοποιείται εκπέμποντας το ίδιο σήμα από τον πομπό με πολλές κεραίες, καθυστερώντας όμως το χρονικό σήμα της κάθε κεραίας με μία τιμή καθυστέρησης. Η καθυστέρηση για κάθε κεραία θα πρέπει να είναι διαφορετική. Με αυτόν τον τρόπο, επιλέγοντας τις κατάλληλες τιμές καθυστερήσεων, μπορεί να εφαρμοστεί μια επιθυμητή απόκριση καναλιού, εάν αυτό δεν συμπεριφέρεται σύμφωνα με το μοντέλο Rayleigh. Η τεχνική Delay Diversity απεικονίζεται στην εικόνα 2-7 [23] για 2 κεραίες εκπομπής και μία λήψης. 64

76 Εικόνα 2-7: Η εφαρμογή του Delay Diversity για 2 κεραίες εκπομπής [23]. Το πρόβλημα με το Delay Diversity είναι ότι στα OFDM συστήματα μπορεί να προκληθεί ISI, εάν η μέγιστη διάρκεια της νέας κρουστικής απόκρισης του καναλιού είναι μεγαλύτερη από τη διάρκεια του Cyclic Prefix [41-43]. Για τη λύση αυτού του προβλήματος εξελίχθηκε η τεχνική με το CDD. Η διαφορά με το Delay Diversity είναι ότι το σήμα διαχωρίζεται σε ομάδες, και στη συνέχεια πραγματοποιείται κυκλική ολίσθηση του χρονικού σήματος. Λόγω της κυκλικής ολίσθησης, η τεχνική CDD ονομάζεται επίσης και Cyclic Shift Diversity (CSD). Στα MIMO OFDM συστήματα, το κάθε OFDM σύμβολο στον πομπό, μετά τον αλγόριθμο IFFT και πριν την προσθήκη του Cyclic Prefix, ολισθαίνει κυκλικά στο χρόνο κατά ένα συγκεκριμένο αριθμό δειγμάτων για κάθε κεραία [23, 28, 33, 41-43]. Η ολίσθηση για κάθε κεραία θα πρέπει να είναι διαφορετική. Στη συνέχεια προστίθεται το Cyclic Prefix. Η υλοποίηση επίσης πραγματοποιείται και με διαφορετικό τρόπο, στο πεδίο της συχνότητας, δηλαδή πριν τον IFFT. Αυτό επιτυγχάνεται πολλαπλασιάζοντας τα μιγαδικά σύμβολα στα υποφέροντα με κάποιους συντελεστές, των οποίων η φάση αυξάνεται αναλογικά με τον δείκτη της θέσης του υποφέροντος και το δείκτη της κεραίας [23, 33, 43]. Οι δύο αυτές υλοποιήσεις απεικονίζονται στην εικόνα 2-8 [23] για την περίπτωση που η εκπομπή πραγματοποιείται με 2 κεραίες και η λήψη με 1 κεραία. Ο δέκτης για ένα MIMO OFDM σύστημα που εκπέμπει με CDD δεν χρειάζεται να αποκωδικοποιήσει με κάποιο ιδιαίτερο τρόπο το σήμα. Αυτό συμβαίνει διότι αυτό που προκαλεί το CDD είναι η τεχνητή αλλαγή της απόκρισης του καναλιού. Για το λόγο αυτό, ο δέκτης επιπλέον δεν χρειάζεται ούτε να το γνωρίζει. Επίσης, όμοια με την κωδικοποίηση Alamouti, πρόκειται για μία τεχνική όπου ο δέκτης δεν χρειάζεται να ενημερώνει τον πομπό για την κατάσταση του καναλιού. Επομένως, πρόκειται για ένα σύστημα απευθείας μετάδοσης, χωρίς ανατροφοδότηση. Μία μετάδοση με το CDD είναι μία ανοιχτού βρόγχου (Open Loop) μετάδοση [23, 33]. Τέλος, το CDD μπορεί πολύ εύκολα να επεκταθεί και για περισσότερες από 2 κεραίες εκπομπής [41-43]. Επίσης, υπάρχει και η δυνατότητα εφαρμογής της τεχνικής 65

77 σε συνδυασμό και με άλλες τεχνικές, όπως το Spatial Multiplexing και το Receive Diversity [23, 33]. Εικόνα 2-8: Η εφαρμογή του Cyclic Delay Diversity για 2 κεραίες εκπομπής [23]. 2.6 SPATIAL MULTIPLEXING Η τεχνική Spatial Multiplexing είναι η μοναδική τεχνική στα MIMO συστήματα η οποία χρησιμοποιείται για να επιτευχθεί αύξηση του ρυθμού μετάδοσης. Η εφαρμογή του στην πιο απλή περίπτωση αποτελεί το κλασσικό σύστημα MIMO NxN, όπου χρησιμοποιούνται κεραίες εκπομπής και λήψης, καθώς και ισάριθμες ροές δεδομένων. Με άλλα λόγια, αυτό σημαίνει ότι. Στο Spatial Multiplexing, τα δεδομένα που πρόκειται να μεταδοθούν από τον πομπό χωρίζονται σε ροές δεδομένων, και έτσι ο ρυθμός μετάδοσης αυξάνεται φορές σε σχέση με ένα SISO σύστημα [23, 28, 30, 31, 33]. Ο αριθμός των ροών δεδομένων είναι ίσος με τον αριθμό των κεραιών, δηλαδή. Κάθε ροή αντιστοιχίζεται σε μία κεραία και πραγματοποιείται η εκπομπή. Ο δέκτης λαμβάνει τα δεδομένα από τις κεραίες, όπως περιγράφεται από τις εξισώσεις 2-2 έως 2-5. Ο πίνακας είναι τετραγωνικός και έχει διαστάσεις. Για να μπορεί να γίνει ανάκτηση των δεδομένων θα πρέπει οι συντελεστές του καναλιού που εμπεριέχονται στον πίνακα να είναι ασυσχέτιστοι μεταξύ τους [23, 30, 31, 33]. Εάν ισχύει αυτό, τότε η ορίζουσα του πίνακα θα είναι μη μηδενική, δηλαδή, και θα μπορεί να γίνει επίλυση του συστήματος. Εάν δεν ισχύει, τότε η ορίζουσα θα τείνει να έχει μηδενική τιμή, δηλαδή, και το σύστημα δεν θα λύνεται. Αυτό 66

78 πρακτικά θα σημαίνει ότι είτε το κανάλι δεν είναι Rayleigh ή/και η απόσταση των κεραιών του πομπού ή/και του δέκτη δεν είναι αρκετή έτσι ώστε να δημιουργούνται ασυσχέτιστοι συντελεστές από κάθε διαδρομή, με άλλα λόγια οι κεραίες να μην είναι ανεξάρτητες μεταξύ τους, αλλά να παρεμβάλλονται μεταξύ τους. Το Spatial Multiplexing πολλές φορές μπορεί να χρησιμοποιείται σε συνδυασμό με άλλες τεχνικές MIMO για τη βελτίωση της ποιότητας του σήματος των ροών δεδομένων [23, 29, 30, 32, 33]. Ανάλογα με την τεχνική και τον τρόπο που χρησιμοποιείται λαμβάνει και τον αντίστοιχο προσδιορισμό. Εάν το Spatial Multiplexing χρησιμοποιείται σε συνδυασμό με το Beamforming, επειδή υπάρχει η ανάγκη για ανατροφοδότηση από τον δέκτη και χρήση του CSI, τότε μετονομάζεται σε Closed Loop Spatial Multiplexing ή Closed Loop MIMO. Εάν σε αυτή την περίπτωση το CSI μεταφέρει δείκτες, και συνεπώς, γίνεται χρήση κάποιου Codebook, τότε έχει και την ονομασία Codebook Based Spatial Multiplexing [23, 29, 32, 33]. Αν η τεχνική Spatial Multiplexing συνδυάζεται με την τεχνική CDD ή την κωδικοποίηση Alamouti, επειδή δεν υπάρχει η ανατροφοδότηση από τον δέκτη, τότε μετονομάζεται σε Open Loop Spatial Multiplexing ή Open Loop MIMO. Όμως, τις περισσότερες φορές που υποστηρίζεται ο συνδυασμός Spatial Multiplexing με CDD, υποστηρίζεται και ο συνδυασμός Spatial Multiplexing με Beamforming, λόγω ότι επιτυγχάνουν αντίθετα αποτελέσματα, και έτσι μπορεί να χρησιμοποιείται η τεχνική που αναλόγως χρειάζεται. Για το λόγο αυτό, το CDD εφαρμόζεται με ειδικούς πίνακες στο πεδίο της συχνότητας, και ταυτόχρονα, χρησιμοποιούνται και πίνακες του Codebook που δεν εφαρμόζουν το Beamforming αλλά και καμία μετατροπή στα δεδομένα [23, 29, 30, 32, 33]. Συνεπώς, και ο συνδυασμός Spatial Multiplexing με CDD ονομάζεται Codebook Based Spatial Multiplexing. Αντίθετα, όταν εφαρμόζεται το Spatial Multiplexing χωρίς να συνδυάζεται με καμία τεχνική, τότε ονομάζεται και Non Codebook Based Spatial Multiplexing. 2.7 ΣΥΝΔΥΑΣΜΟΣ MIMO ΤΕΧΝΙΚΩΝ Closed Loop MIMO Τα Closed Loop MIMO συστήματα συνδυάζουν την τεχνική Spatial Multiplexing με την τεχνική Beamforming [23, 29-33]. Είναι συστήματα κλειστού βρόγχου γιατί ο πομπός ενημερώνεται συνεχώς από το δέκτη για την κατάσταση του καναλιού με τη βοήθεια του CSI. Το CSI είναι ένα σύνολο από πληροφορίες για την κατάσταση του καναλιού, όπως περιγράφτηκε στο υποκεφάλαιο του Beamforming. Μέσω του CSI ο πομπός επιλέγει τον κατάλληλο τρόπο για να εφαρμόσει το Beamforming μέσα από ειδικούς πίνακες του Codebook, ή χρησιμοποιώντας απευθείας τους πίνακες που μεταφέρει το CSI. Με το συνδυασμό του Spatial Multiplexing και του Beamforming 67

79 μπορούν να μεταδίδονται ροές δεδομένων από κεραίες του πομπού, όπου, και να λαμβάνονται από κεραίες του δέκτη, όπου, βελτιώνοντας την ποιότητα του σήματος στο δέκτη, καθώς θα διαμορφώνεται η δέσμη προς την κατεύθυνση του δέκτη. Στα σύγχρονα πρότυπα που χρησιμοποιείται το Codebook, ο πομπός μπορεί να εφαρμόζει το Beamforming μέσα από ένα σύνολο ευέλικτων πινάκων, οι οποίοι μπορούν να προσαρμόζονται έτσι ώστε να εφαρμόζεται το Beamforming για ένα συγκεκριμένο αριθμό ροών μέχρι και για όλες τις ροές, οι οποίες μπορεί να είναι ισάριθμες με τις κεραίες του πομπού [23, 32, 33]. Έτσι, με αυτόν τον τρόπο, είναι δυνατή η μετάδοση, για παράδειγμα, 2 ροών από 4 κεραίες εκπομπής προς 2 κεραίες λήψης, εφαρμόζοντας Beamforming με 2 κεραίες για κάθε ροή στον πομπό ξεχωριστά, ή ένα συνδυασμό και των 4 συνολικά κεραιών για τις 2 ροές μαζί. Ακόμα, είναι δυνατή η μετάδοση 2 ροών από 2 κεραίες εκπομπής προς 2 κεραίες λήψης, εφαρμόζοντας Beamforming και για τις 2 ροές μαζί [23, 29]. Στον πίνακα 2-3 [29] εμφανίζονται παραδειγματικές τιμές που μπορεί να έχει ο πίνακας του Codebook όταν εφαρμόζεται το Beamforming για 2 κεραίες εκπομπής προς 2 λήψης με 2 ροές δεδομένων. Πίνακας 2-3: Παραδειγματικές τιμές για την εφαρμογή του Beamforming με 2 κεραίες εκπομπής και 2 ροές δεδομένων [29]. Codebook Index Open Loop MIMO Τα Open Loop MIMO συστήματα είναι συστήματα που συνδυάζουν την τεχνική Spatial Multiplexing με την κωδικοποίηση Alamouti ή το CDD [23, 29-33]. Είναι συστήματα ανοιχτού βρόγχου διότι ο πομπός δεν χρειάζεται να ενημερώνεται συνεχώς 68

80 από το δέκτη για την κατάσταση του καναλιού. Σε αυτή την περίπτωση εφαρμόζεται το Codebook με ειδικούς πίνακες για να εφαρμόσει την κατάλληλη τεχνική, με τους τρόπους που περιγράφτηκαν στα παραπάνω υποκεφάλαια. Με την κωδικοποίηση Alamouti μπορεί να μεταδίδεται 1 ροή δεδομένων από κεραίες του πομπού και να λαμβάνεται από 1 κεραία του δέκτη. Έτσι πραγματοποιείται βελτίωση της ποιότητας του σήματος στο δέκτη, ανάλογα με τον αριθμό των κεραιών του πομπού, αλλά δεν πραγματοποιείται αύξηση του ρυθμού μετάδοσης. Με το συνδυασμό του Spatial Multiplexing και της κωδικοποίησης Alamouti, μπορούν να μεταδίδονται ροές δεδομένων από κεραίες του πομπού και να λαμβάνονται από κεραίες του δέκτη. Η κωδικοποίηση Alamouti εφαρμόζεται χωριστά για κάθε ροή δεδομένων, χωρίς να επηρεάζονται μεταξύ τους οι ροές. Με άλλα λόγια, η κωδικοποίηση εφαρμόζεται σε μία ροή δεδομένων σαν να είναι η μοναδική ροή που χρησιμοποιείται για το σύστημα. Με αυτό τον τρόπο πραγματοποιείται βελτίωση της ποιότητας του σήματος στο δέκτη για κάθε ροη δεδομένων, ανάλογα με τον αριθμό των κεραιών του πομπού που χρησιμοποιούνται για την κάθε ροή, και ταυτόχρονα πραγματοποιείται αύξηση του ρυθμού μετάδοσης ανάλογα με τον αριθμό των ροών [23, 29, 30, 32]. Χρησιμοποιώντας το συνδυασμό του Spatial Multiplexing και του CDD, μπορούν να μεταδίδονται ροές δεδομένων από κεραίες του πομπού, όπου, και να λαμβάνονται από κεραίες του δέκτη, όπου. Έτσι αυξάνεται και ο ρυθμός μετάδοσης και ταυτόχρονα εφαρμόζονται τα πλεονεκτήματα του CDD, όπως το να γίνονται ασυσχέτιστοι οι συντελεστές του καναλιού και να αποφεύγεται το ανεπιθύμητο Beamforming [23, 29, 30, 32]. Τέλος, όταν συνδυάζεται το Spatial Multiplexing με το CDD, και η εφαρμογή πραγματοποιείται με επεξεργασία στο πεδίο της συχνότητας, τα δεδομένα των ροών δεδομένων πολλαπλασιάζονται με ειδικούς πίνακες που επιτυγχάνουν την κυκλική ολίσθηση. Όταν ο συνδυασμός αυτός εφαρμόζεται με Codebook Based Spatial Multiplexing, τότε οι ροές πολλαπλασιάζονται και με κάποιον πίνακα του Codebook, ο οποίος όμως δεν εφαρμόζει το Beamforming αλλά και καμία άλλη μετατροπή. Ένας τέτοιος πίνακας συνήθως αποτελείται από τον μοναδιαίο πίνακα, όπως για παράδειγμα παρουσιάζεται ο πρώτος πίνακας στον πίνακα 2-3, όπου αντιστοιχεί στο Codebook Index 0. Το παράδειγμα αφορά μετάδοση με δύο ροές δεδομένων,, και δύο κεραίες εκπομπής,. 2.8 MULTIUSER - MIMO Η τεχνική Spatial Multiplexing, όπως περιγράφτηκε στο παραπάνω υποκεφάλαιο, αυξάνει το ρυθμό μετάδοσης κατά φορές σε σχέση με ένα σύστημα SISO. Επίσης, 69

81 μπορεί να χρησιμοποιείται σε συνδυασμό με το Transmit Diversity ή το Beamforming. Η τεχνική αυτή έχει ακόμα έναν τρόπο εφαρμογής στα τηλεπικοινωνιακά συστήματα. Εάν οι ροές που μεταδίδονται έχουν τα δεδομένα για πολλούς χρήστες, και όχι για έναν, τότε το Spatial Multiplexing εφαρμόζεται και σαν τεχνική πολυπλεξίας πολλών χρηστών με διαίρεση του χώρου, Space Division Multiple Access (SDMA) [33, 45]. Σε αυτή την περίπτωση η μετάδοση χαρακτηρίζεται ως Multi User MIMO (MU-MIMO). Έτσι, αντίστοιχα, αν οι ροές έχουν τα δεδομένα ενός χρήστη, η μετάδοση χαρακτηρίζεται ως Single User MIMO (SU-MIMO). Η μετάδοση MU-MIMO μπορεί να έχει δύο μορφές. Η πρώτη αφορά τη μετάδοση από έναν κύριο πομπό προς πολλούς δέκτες, όπως για παράδειγμα μια μετάδοση Downlink από το σταθμό βάσης προς πολλά τερματικά για ένα κυψελωτό σύστημα [7, 30, 31, 45]. Σε αυτή την περίπτωση το Spatial Multiplexing μπορεί, όπως και στη SU- MIMO μετάδοση, να συνεργάζεται και με άλλες τεχνικές όπως το Transmit Diversity ή το Beamforming. Επομένως η μετάδοση μπορεί να είναι Open Loop ή Closed Loop. Όταν εφαρμόζεται το Open Loop Spatial Multiplexing, τότε όλοι οι δέκτες θα πρέπει να διαθέτουν τον ίδιο αριθμό κεραιών με τον πομπό, να ανακτούν όλες τις ροές και στη συνέχεια να απορρίπτουν αυτές που δεν τους αφορά. Αντίθετα, όταν εφαρμόζεται το Beamforming, ο κάθε δέκτης θα πρέπει να διαθέτει τόσες κεραίες όσες είναι και οι ροές που τον αφορούν, και να κάνει ανάκτηση μόνο των δικών του δεδομένων. Το πρόβλημα, όμως, είναι ότι λόγω της Closed Loop μετάδοσης, θα πρέπει όλοι οι δέκτες να στέλνουν το CSI στον πομπό. Αυτό σημαίνει ότι όσο περισσότεροι δέκτες υπάρχουν τόσο πιο δύσκολη, έως και αδύνατη, θα είναι η εφαρμογή της MU-MIMO μετάδοσης [30, 45]. Ο δεύτερος τρόπος αφορά τη μετάδοση από πολλούς πομπούς προς έναν κύριο δέκτη, όπως για παράδειγμα μια μετάδοση Uplink από πολλά τερματικά προς το σταθμό βάσης για ένα κυψελωτό σύστημα [7, 30, 31, 45]. Σε αυτή την περίπτωση ο κάθε πομπός θα πρέπει να εκπέμπει τουλάχιστον με τόσες κεραίες όσες είναι και οι ροές δεδομένων που τον αφορούν. Ο δέκτης όμως θα πρέπει να διαθέτει κεραίες τουλάχιστον ισάριθμες με το συνολικό αριθμό ροών όλων τον πομπών. Ο κάθε πομπός επίσης, έχει τη δυνατότητα να χρησιμοποιεί και την Closed Loop μετάδοση. Τέλος, θα πρέπει να αναφερθεί πως αν και η MU-MIMO μετάδοση βασίζεται στην SDMA πολυπλεξία, δεν περιορίζεται μόνο σε αυτήν. Στα σύγχρονα MIMO OFDM συστήματα η πολυπλεξία πολλών χρηστών εφαρμόζεται και στις τρεις διαστάσεις, δηλαδή στο χρόνο, στο χώρο και στη συχνότητα [7, 31, 33, 45]. Τα δεδομένα ενός χρήστη μπορούν να κατανέμονται σε ένα περιορισμένο αριθμό υποφερόντων, για ένα περιορισμένο αριθμό OFDM συμβόλων, και για ένα περιορισμένο αριθμό κεραιών. Έτσι, με τη MU-MIMO μετάδοση οι χρήστες μπορούν να μοιράζονται όλους τους διαθέσιμους πόρους του συστήματος. 70

82 3. ΠΡΟΤΥΠΑ ΦΥΣΙΚΟΥ ΕΠΙΠΕΔΟΥ ΣΤΑ ΑΣΥΡΜΑΤΑ ΤΗΛΕΠΙΚΟΙΝΩΝΙΑΚΑ ΔΙΚΤΥΑ 3.1 ΕΙΣΑΓΩΓΗ Η ολοένα και περισσότερο αυξανόμενη ανάγκη για πολύ υψηλούς ρυθμούς μετάδοσης, με ταυτόχρονα, καλύτερη φασματική απόδοση, καθώς και η ανάγκη για πιο ευέλικτους τρόπους πολυπλεξίας πολλών χρηστών, έχουν αποτελέσει τα κυριότερα κίνητρα για την εξέλιξη του φυσικού επιπέδου στις σύγχρονες ασύρματες τηλεπικοινωνίες. Οι λόγοι αυτοί έχουν οδηγήσει τους διεθνείς οργανισμούς να δημιουργήσουν νέα πρότυπα (standards) εφαρμόζοντας νέες τεχνικές, οι οποίες θα μπορούν να ανταπεξέρχονται στους στόχους αυτούς, αλλά παράλληλα θα μπορούν να είναι συμβατές με παλαιότερα συστήματα και θα μπορούν να παρέχουν περιθώρια περαιτέρω εξέλιξης. Η τεχνική OFDM σε συνδυασμό με τα συστήματα MIMO δίνουν τις λύσεις σε αυτά τα ζητήματα, καθώς μπορούν να προσφέρουν υψηλή φασματική απόδοση με πολύ υψηλούς ρυθμούς μετάδοσης και ευέλικτη πολυπλεξία πολλών χρηστών στα πεδία χρόνου, συχνότητας και χώρου. Επιπλέον, λόγω της ευελιξίας της τεχνικής OFDM στην επιλογή του εύρους ζώνης, μπορεί να υπάρξει συμβατότητα με παλαιότερα συστήματα. Για τους λόγους αυτούς, τα MIMO OFDM συστήματα έχουν καθιερωθεί τόσο στα ασύρματα τοπικά δίκτυα όσο και στις σύγχρονες κυψελωτές τηλεπικοινωνίες και τα μητροπολιτικά ασύρματα δίκτυα. Στα ασύρματα τοπικά δίκτυα (WLANs) εφαρμόζεται η σειρά προτύπων ΙΕΕΕ Τη δημιουργία αυτών των προτύπων την έχει αναλάβει ο οργανισμός IEEE. Το πρώτο πρότυπο που έκδωσε για τα ασύρματα δίκτυα ήταν το , ή αλλιώς Legacy Mode. Αυτό παρείχε ρυθμό μετάδοσης δεδομένων 1-2 Mbps και αποτέλεσε την πρώτη προσπάθεια για την αντικατάσταση του προτύπου ενσύρματης δικτύωσης 802.3, γνωστό ως Ethernet. Το πρότυπο αυτό χρησιμοποιεί τις τεχνικές Frequency Hopping Spread Spectrum (FHSS) και Direct Sequence Spread Spectrum (DSSS) και λειτουργεί στη ζώνη συχνοτήτων των 2,4 GHz. Το 1999, ο οργανισμός έκδωσε το πρότυπο b, το οποίο βελτίωσε το ρυθμό που παρείχε το Legacy Mode σε 11 Mbps. Παράλληλα την ίδια χρονιά, εμφανίστηκε και το IEEE a, το οποίο φτάνει τα 54 Mbps με χρήση της τεχνικής OFDM, για πρώτη φορά, με εύρος ζώνης 20 MHz και συχνότητα λειτουργίας στην ζώνη των 5 GHz. Λόγω της μη διαλειτουργικότητας των δύο προτύπων, εξαιτίας της διαφορετικής συχνότητας λειτουργίας, το 2003 ο οργανισμός IEEE δημιούργησε το πρότυπο ΙΕΕΕ g, το οποίο συνδυάζει το ΙΕΕΕ b και το ΙΕΕΕ a στα 2,4 GHz [46, 47]. 71

83 Η μεγάλη αλλαγή στους ρυθμούς μετάδοσης των WLANs έγινε το 2009 με την εμφάνιση του προτύπου IEEE n. Το πρότυπο n-2009 παρέχει υψηλότερους ρυθμούς μετάδοσης και, κατά συνέπεια, ρυθμαπόδοσης από τα προηγούμενα πρότυπα, για το λόγο αυτό συχνά αναφέρεται και ως High Throughput (HT) πρότυπο. Το φυσικό επίπεδο του n βασίζεται στην OFDM του a, και έτσι μπορεί να παρέχει συμβατότητα με τα προηγούμενα πρότυπα. Επίσης, βασίζεται και στην τεχνική MIMO, και μπορεί να χρησιμοποιεί την OFDM με εύρος ζώνης έως 40 MHz και με συνδυασμό μέχρι και 4 κεραιών. Ο μέγιστος ρυθμός μετάδοσης μπορεί να φτάσει έως και τα 600 Mbps, ενώ μπορεί να λειτουργεί στις συχνότητες και των 2,4 GHz και των 5 GHz [36]. Το 2013 πραγματοποιήθηκε μια ακόμα μεγαλύτερη αύξηση στους ρυθμούς μετάδοσης, καθώς εμφανίστηκε το πρότυπο ΙΕΕΕ ac. Το πρότυπο αυτό αποτελεί μετεξέλιξη του n και μπορεί να παρέχει μέγιστο ρυθμό μετάδοσης έως 6,9 Gbps, χρησιμοποιώντας την τεχνική OFDM με εύρος ζώνης έως 160 MHz και συστήματα MIMO 8x8. Το πρότυπο ac-2013 έχει βασικό στόχο να παρέχει υψηλότερους ρυθμούς ρυθμαπόδοσης και από το n, και για το λόγο αυτό συχνά αναφέρεται και ως Very High Throughput (VHT) πρότυπο. Το φυσικό επίπεδο του ac μπορεί να παρέχει συμβατότητα με όλα τα προηγούμενα πρότυπα και επιπλέον μπορεί να λειτουργεί σε όλες τις ζώνες συχνοτήτων κάτω των 6 GHz [37]. Παρόμοια εξέλιξη έχουν και τα κυψελωτά συστήματα για τη μετάδοση δεδομένων, στα οποία η δημιουργία των προτύπων πραγματοποιείται από τον οργανισμό 3GPP. Ο οργανισμός 3GPP, αρχικά, είχε ξεκινήσει τη σχεδίαση των προτύπων για το τρίτης γενιάς (3G) δίκτυο κυψελωτών συστημάτων Universal Mobile Telecommunications System (UMTS) το 2000 με το Release-99 [48]. Το πρότυπο αυτό βασίστηκε στην τεχνική CDMA, και έγινε γνωστό ως UMTS Wideband-CDMA (W-CDMA). Η μέγιστη ρυθμαπόδοση δεν ξεπερνούσε το 1 Mbps, καθώς ο μέγιστος ρυθμός ήταν 3,84 Mcps. Στη συνέχεια, με την προσθήκη του High Speed Downlink Packet Access (HSDPA) στο Release-5 το 2002 [49], και με την μετέπειτα προσθήκη του Enhanced Dedicated Channel (E-DCH), πιο γνωστό ως High Speed Uplink Packet Access (HSUPA) στο Release- 6 το 2005 [50], ολοκληρώθηκε ένα νέο πρότυπο, το High Speed Packet Access (HSPA), το οποίο παρείχε μέγιστο ρυθμό 14 Mbps σε κατερχόμενη και 5,76 Mbps σε ανερχόμενη ζεύξη. Το HSPA εξελίχθηκε και βελτιώθηκε στο Release-7, το 2007 [51], το οποίο με χρήση συστημάτων MIMO 2x2 σε συνδυασμό με το W-CDMA, παρείχε μέγιστο ρυθμό 84 Mbps σε κατερχόμενη και 10,8 Mbps σε ανερχόμενη ζεύξη. Η πολύ μεγάλη αλλαγή στους ρυθμούς μετάδοσης έγινε το 2008 στο Release-8 και το 2011 στο Release-10 με τα πρότυπα 3GPP LTE και LTE Advanced, αντίστοιχα [34, 35, 52, 53]. Τα δύο αυτά πρότυπα χρησιμοποιούν OFDM σε συνδυασμό με την τεχνική MIMO. Το LTE χρησιμοποιώντας MIMO OFDM συστήματα παρέχει μέγιστο ρυθμό 300 Mbps και φασματική απόδοση 15 bps/hz στο Downlink (DL), χρησιμοποιώντας έως 20 MHz εύρος ζώνης και MIMO 4x4, και μέγιστο ρυθμό 75 Mbps και φασματική απόδοση 72

84 3,75 bps/hz στο Uplink (UL). Βασικό χαρακτηριστικό του LTE είναι τα ευέλικτα Bandwidths των καναλιών από 1,4 έως 20 MHz, επιτρέποντας τη συμβατότητα με άλλα συστήματα όπου υπάρχουν ακόμη και σήμερα, όπως το Global System for Mobile (GSM) που λειτουργεί στα 1,25 MHz. Το 3GPP LTE Release 8 θα μπορούσε από μόνο του να καλύψει τις περισσότερες από τις προδιαγραφές και απαιτήσεις του προτύπου International Mobile Telecommunications Advanced (IMT A) που έκδωσε ο οργανισμός International Telecommunication Union Radiocommunication Sector (ITU-R) για τις ασύρματες επικοινωνίες τέταρτης γενιάς (4G), εκτός από την φασματική απόδοση του UL και τους μέγιστους ρυθμούς δεδομένων. Γι αυτό, ο 3GPP σχεδίασε το Release 10 LTE-Advanced, που αποτελεί βελτίωση του LTE. Οι ταχύτητες που παρέχονται με το LTE-A είναι στο DL 3 Gbps με φασματική απόδοση 30 bps/hz και στο UL 1,5 Gbps με φασματική απόδοση 15 bps/hz. Για την επίτευξη αυτών χρησιμοποιείται εύρος ζώνης έως και 100 MHz και MIMO 8x8. Τόσο στα WLANs όσο και στα κυψελωτά δίκτυα είναι εμφανή τα μεγάλα πλεονεκτήματα που προσφέρουν τα MIMO OFDM συστήματα. Σε αυτό το κεφάλαιο παρουσιάζονται περιληπτικά τα πρότυπα της σειράς ΙΕΕΕ των WLANs και τα LTE και LTE-A των κυψελωτών δικτύων, τα οποία χρησιμοποιούν τις τεχνικές OFDM και MIMO. Η παρουσίασή τους επικεντρώνεται στο φυσικό επίπεδο και συγκεκριμένα ως προς την εφαρμογή των τεχνικών αυτών σύμφωνα με τις τυποποιήσεις των οργανισμών IEEE και 3GPP. 3.2 ΣΕΙΡΑ ΠΡΟΤΥΠΩΝ IEEE Γενικά χαρακτηριστικά Ο οργανισμός ΙΕΕΕ δημιούργησε τα πρότυπα n [36] και ac [37] για την αύξηση του ρυθμού μετάδοσης στα ασύρματα τοπικά δίκτυα, καθώς και για την πολυπλεξία πολλών χρηστών [54-58]. Το n δημιουργήθηκε για να αναβαθμίσει τις OFDM μεταδόσεις του a/g [46, 47, 57, 58], ενώ το ac δημιουργήθηκε για να βελτιώσει περεταίρω τις λειτουργίες του n [37, 54-56]. Το a παρέχει μέγιστο ρυθμό μετάδοσης στα 54 Mbps με χρήση της τεχνικής OFDM. Η συχνότητα λειτουργίας είναι στη ζώνη των 5 GHz, ενώ με την εμφάνιση του προτύπου g, μπορεί να εφαρμόζεται το a σε συχνότητα λειτουργίας στη ζώνη των 2,4 GHz. Για την OFDM του προτύπου a/g χρησιμοποιούνται 52 υποφέροντα με το συνολικό εύρος ζώνης να είναι 20 MHz. Ο μέγιστος ρυθμός μετάδοσης είναι 54 Mbps, ενώ υπάρχει και η δυνατότητα μείωσης του ρυθμού σε 48, 36, 24, 18, 12, 9 και 6 Mbps, εάν χρειαστεί. Επίσης χρησιμοποιείται συνελικτική κωδικοποίηση Forward Error Correction (FEC) με ρυθμό κωδικοποίησης 1/2, 2/3, ή 3/4. 73

85 Το πρότυπο n, ή HT, παρέχει υψηλούς ρυθμούς ρυθμαπόδοσης έως 600 Mbps. Βασίζεται στην OFDM του a, και έτσι μπορεί να παρέχει συμβατότητα με τα προηγούμενα πρότυπα, ενώ το εύρος ζώνης μπορεί να είναι 20 MHz η 40 MHz. Επίσης, υποστηρίζονται και τεχνικές MIMO όπως το Beamforming, η κωδικοποίηση Alamouti ως STBC, το CSD και το Spatial Multiplexing για μεταδόσεις έως και με 4 κεραίες. Το HT επιπλέον μπορεί να λειτουργεί στις συχνότητες και των 2,4 GHz και των 5 GHz. Η διαμόρφωση των υποφερόντων γίνεται όπως και στο a, χρησιμοποιώντας τα σχήματα διαμόρφωσης Binary PSK (BPSK), Quadrature PSK (QPSK), 16-QAM ή 64-QAM. Η συνελικτική κωδικοποίηση FEC που χρησιμοποιείται μπορεί να πραγματοποιηθεί με ρυθμό κωδικοποίησης 1/2, 2/3, 3/4 ή 5/6. Άλλες βελτιώσεις που γίνονται είναι η προαιρετική προσθήκη Low Density Parity Check (LDPC) κωδίκων και η προαιρετική μείωση της διάρκειας του κυκλικού προθέματος από 800 ns σε 400 ns. Το πρότυπο ac, ή VHT, αποτελεί μετεξέλιξη του n και μπορεί να παρέχει μέγιστο ρυθμό μετάδοσης έως 6,9 Gbps, χρησιμοποιώντας την OFDM με συνολικό εύρος ζώνης 160 MHz και MIMO 8x8. Το φυσικό επίπεδο του ac μπορεί να παρέχει συμβατότητα με όλα τα προηγούμενα πρότυπα. Μπορεί να χρησιμοποιεί εύρος ζώνης στα 20 MHz, 40 MHz, 80 MHz, 160 MHz ή δύο κανάλια των 80 MHz, ακόμα και σε διαφορετικές μπάντες. Είναι δυνατή η χρήση όλων των τεχνικών MIMO που παρέχει και το n, αλλά μέχρι και 8 κεραίες για το Spatial Multiplexing, ενώ υποστηρίζεται και η λειτουργία MU-MIMO. Η διαμόρφωση των υποφερόντων γίνεται χρησιμοποιώντας τα σχήματα διαμόρφωσης BPSK, QPSK, 16-QAM, 64-QAM ή 256-QAM. Το VHT, επιπλέον, μπορεί να λειτουργεί σε όλες τις συχνότητες κάτω των 6 GHz, που ορίζονται για τα ασύρματα τοπικά δίκτυα. Το φυσικό επίπεδο όλων των προτύπων χωρίζεται σε δύο υποεπίπεδα, το Physical Layer Convergence Procedure (PLCP) και το Physical Medium Dependent (PMD). Το PLCP είναι το υποεπίπεδο που επικοινωνεί με το επίπεδο Medium Access Control (MAC). Είναι υπεύθυνο για τη μετατροπή των δεδομένων που προέρχονται από το MAC, τα λεγόμενα MAC Protocol Data Units (MPDU), σε δεδομένα φυσικού επιπέδου, δηλαδή σήματα έτσι ώστε να μπορούν να μεταδοθούν σε κάποιο κανάλι, τα λεγόμενα PLCP Protocol Data Units (PPDU). Συνεπώς, στο PLCP γίνονται όλες οι κωδικοποιήσεις, οι διαμορφώσεις, αλλά και ο σχηματισμός ενός δομημένου πλαισίου (Frame) για τα PPDU. Πρέπει να διευκρινιστεί ότι τα MPDU ονομάζονται και PLCP Service Data Units (PSDU). Ο όρος MPDU χρησιμοποιείται όταν γίνεται αναφορά στο MAC επίπεδο και ονομάζονται έτσι τα δεδομένα που εξέρχονται από το MAC προς το φυσικό επίπεδο ή αντίστροφα. Από την άλλη, ο όρος PSDU χρησιμοποιείται όταν γίνεται αναφορά στο φυσικό επίπεδο και ονομάζονται έτσι τα δεδομένα που εισέρχονται σε αυτό από το MAC ή αντίστροφα. Επί της ουσίας, οι δύο αυτοί οροί αναφέρονται στα ίδια δεδομένα. Το PMD είναι το υποεπίπεδο που είναι υπεύθυνο για την εκπομπή και τη λήψη του PPDU μέσα από το κανάλι επικοινωνίας. Δεν έχει καμία επικοινωνία με το MAC, αλλά συνεργάζεται συνεχώς με το PLCP. Κυρίως σχετίζεται με το Radio Frequency (RF) κομμάτι του σταθμού εκπομπής ή λήψης, αλλά και με θέματα 74

86 όπως την ρύθμιση της ισχύος εκπομπής ή την εκτίμηση της ισχύος λήψης Received Signal Strength Indicator (RSSI), κτλ. Το PMD μεταδίδει το κάθε PPDU frame ως μία παλμοριπή (Burst) Οργάνωση των σημάτων Το υποεπίπεδο PLCP παίρνει τα δεδομένα από το επίπεδο MAC ως ένα PSDU. Τα δεδομένα του PSDU κωδικοποιούνται και διαμορφώνονται, και με την προσθήκη επιπλέον OFDM συμβόλων ως σήματα αναφοράς, ή αλλιώς Training Symbols, παράγεται το τελικό σήμα, το επονομαζόμενο PPDU. Η διάρκεια του PPDU εξαρτάται από το μέγεθος του PSDU, το ρυθμό κωδικοποίησης, το σχήμα διαμόρφωσης, αλλά και από το σχηματισμό του χρονικού πλαισίου (Frame Format) που χρησιμοποιείται. Υποστηρίζονται 4 διαφορετικά Frame Formats για τη σειρά προτύπων IEEE που βασίζονται στην τεχνική OFDM, όπως απεικονίζεται στην εικόνα 3-1. Το πρώτο είναι το non High Throughput (non HT) Frame Format το οποίο παρέχει συμβατότητα με παλαιότερα πρότυπα από το n, όπως το a/g. Τα επόμενα δύο είναι τα High Throughput (HT) Frame Formats τα οποία συμπεριλαμβάνονται στο πρότυπο n και παρέχουν υψηλούς ρυθμούς μετάδοσης. Το ένα είναι το HT Mixed και το άλλο είναι το HT Greenfield. Η διαφορά μεταξύ των δύο είναι ότι το HT Mixed Frame Format είναι αναγνωρίσιμο από σταθμούς που υποστηρίζουν παλαιότερα πρότυπα [36], σε αντίθεση με το HT Greenfield Frame Format. Τα HT Frame Formats χρησιμοποιούνται για μεταδόσεις μόνο από σταθμούς n ή νεώτερους. Το πρότυπο n υποστηρίζει και το non HT και τα HT Frame Formats. Το τελευταίο είναι το Very High Throughput (VHT) Frame Format, το οποίο παρέχει πάρα πολύ υψηλούς ρυθμούς μετάδοσης και συμπεριλαμβάνεται μόνο στο πρότυπο ac, από το οποίο υποστηρίζονται και το non HT και τα HT Frame Formats. Όλα τα Frame Formats αποτελούνται από τα πεδία Preamble και Data. Το Preamble είναι διαφορετικό για κάθε Frame Format, και αποτελείται από μικρότερα πεδία. Κάθε πεδίο του Preamble έχει συγκεκριμένη διάρκεια, και μπορεί να χρησιμοποιείται σε ένα ή περισσότερα Frame Formats. Αυτά τα πεδία είναι τα Short Training Fields (STFs), τα Long Training Fields (LTFs) και τα Signal Fields (SIGs), και τα προθέματά τους Legacy (L), HT και VHT δηλώνουν το σχετιζόμενο Frame Format για το οποίο προορίζεται η δημιουργία τους. Τα STFs χρησιμοποιούνται κυρίως για συγχρονισμό και για αυτόματο έλεγχο ενίσχυσης, Automatic Gain Control (AGC), στο δέκτη. Η δημιουργία των HT-STFs και VHT-STFs βασίζεται στο L-STF, το οποίο αποτελεί τη βάση, αλλά προσαρμόζονται για μεταδόσεις με μεγαλύτερο εύρος ζώνης από 20 MHz και για μεταδόσεις με πολλές κεραίες. Όμοια, η δημιουργία των HT-LTFs και VHT- LTFs βασίζεται στο L-LTF. Τα LTFs χρησιμοποιούνται από το δέκτη κυρίως για εκτίμηση του καναλιού, αλλά μπορούν να χρησιμοποιηθούν και για επιπλέον βελτίωση του συγχρονισμού από το πεδίο της συχνότητας. Τα πεδία SIGs μεταφέρουν πληροφορίες που σχετίζονται με τα Frame Formats, τις χρησιμοποιούμενες τεχνικές για τη μετάδοση, 75

87 καθώς και άλλα στοιχεία που αφορούν το φυσικό επίπεδο. Για τη δημιουργία τους εφαρμόζονται τα σχήματα διαμόρφωσης και οι κωδικοποιήσεις με την μικρότερη πιθανότητα σφάλματος, δηλαδή ρυθμός κωδικοποίησης 1/2 και διαμόρφωση BPSK. Τέλος, το πεδίο Data χρησιμοποιείται για τη μεταφορά των δεδομένων του PSDU, αφού κωδικοποιηθούν και διαμορφωθούν σε OFDM σύμβολα. Επίσης, το πρώτο OFDM σύμβολο του πεδίου Data, αντί για δεδομένα μπορεί να χρησιμοποιηθεί ως επέκταση των πεδίων SIGs. Η διαμόρφωση του PSDU σε OFDM σύμβολα περιγράφεται στη συνέχεια. Εικόνα 3-1: Η οργάνωση των σημάτων των προτύπων IEEE Εφαρμογή των MIMO OFDM τεχνικών Η δημιουργία του πεδίου Data εξαρτάται από το Frame Format, το εύρος ζώνης, τον αριθμό των ροών δεδομένων, οι όποιες για τα πρότυπα IEEE ονομάζονται χωρικές ροές, Spatial Streams (SS), και από τον δείκτη σχήματος διαμόρφωσης και κωδικοποίησης Modulation and Coding Scheme (MCS) [36, 37]. Κάθε δείκτης MCS αναπαριστά ένα σύνολο από παραμέτρους που σχετίζονται με την κωδικοποίηση και τη διαμόρφωση των δεδομένων. Στον πίνακα 3-1 συγκεντρώνονται οι διαθέσιμες παράμετροι για κάθε Frame Format. Η τεχνική OFDM χρησιμοποιείται σε συνδυασμό με 20 MHz εύρος ζώνης στο non-ητ Frame Format. Επίσης, μία μόνο κεραία μπορεί να 76

88 χρησιμοποιηθεί για μετάδοση. Στα HT Frame Formats μπορεί να χρησιμοποιηθεί εύρος ζώνης στα 20 MHz ή στα 40 MHz, ενώ υποστηρίζονται οι MIMO τεχνικές Beamforming [59], STBC [39, 59, 60], με την οποία πραγματοποιείται η κωδικοποίηση Alamouti, και Spatial Multiplexing [60], χρησιμοποιώντας έως 4 κεραίες εκπομπής. Στο VHT Frame Format, υποστηρίζεται, μαζί με τα προηγούμενα, εύρος ζώνης στα 80 MHz ή στα 160 MHz, όπου τα 160 MHz μπορούν να διαχωριστούν σε δύο κανάλια των 80 MHz, είτε στην ίδια ζώνη συχνοτήτων (Intra-Band) είτε σε διαφορετική (Inter-Band). Επίσης, η τεχνική Spatial Multiplexing μπορεί να εφαρμοστεί έως και με 8x8. Στα HT και VHT Frame Formats υποστηρίζεται επίσης και η μετάδοση με μειωμένης διάρκειας Guard Interval σε 0.4μs αντί για 0.8μs που είναι η κανονική διάρκεια. Η απόσταση των υποφερόντων είναι KHz για όλα τα Frame Formats. Η διάρκεια ενός OFDM συμβόλου με κανονικό GI είναι 4μs. Τέλος, επαναλαμβάνεται ότι το ΙΕΕΕ n λειτουργεί στις ζώνες των 2.4 GHz ή των 5 GHz, ενώ το ΙΕΕΕ ac ορίζεται για λειτουργία σε όλες τις διαθέσιμες ζώνες κάτω των 6 GHz. Όπως αναφέρθηκε παραπάνω, κάθε δείκτης MCS αναπαριστά ένα σύνολο από παραμέτρους που σχετίζονται με την κωδικοποίηση και τη διαμόρφωση των δεδομένων. Επομένως, ο MCS σχετίζεται άμεσα με τις παραμέτρους του πίνακα 3-1. Στους πίνακες 3-2 [36] και 3-3 [37] συγκεντρώνονται μερικές από τις τιμές του δείκτη MCS με τις αντίστοιχες παραμέτρους που αντιστοιχούν. Για το πρότυπο n ορίζονται συνολικά 77 διαφορετικές τιμές για τον δείκτη MCS, οι οποίες αντιστοιχούν σε ένα συγκεκριμένο σχήμα διαμόρφωσης για κάθε Spatial Stream και ένα συγκεκριμένο ρυθμό κωδικοποίησης. Οι υπόλοιπες παράμετροι μπορούν να αλλάζουν ανάλογα με το εύρος ζώνης, τον αριθμό των Spatial Streams και τον αριθμό των Binary Convolutional Code (BCC) κωδικοποιητών που μπορεί να χρησιμοποιούνται. Στον πίνακα 3-2 καταγράφονται οι παράμετροι για τα MCS από 0 έως 7 και για εύρος ζώνης στα 40 MHz, ένα Spatial Stream και έναν BCC κωδικοποιητή. Για το πρότυπο ac ορίζονται μόλις 10 συνολικά διαφορετικές τιμές για τον δείκτη MCS, οι οποίες αντιστοιχούν σε ένα συγκεκριμένο σχήμα διαμόρφωσης και ένα συγκεκριμένο ρυθμό κωδικοποίησης για όλα τα Spatial Streams, καθώς δεν υποστηρίζεται για τα Spatial Streams να χρησιμοποιούν διαφορετικό σχήμα διαμόρφωσης. Οι υπόλοιπες παράμετροι μπορούν επίσης να αλλάζουν ανάλογα με το εύρος ζώνης και τον αριθμό των Spatial Streams που μπορεί να χρησιμοποιούνται. Στον πίνακα 3-3 καταγράφονται οι παράμετροι για όλα τα MCS, από 0 έως 9, για εύρος ζώνης στα 80 MHz και ένα Spatial Stream. Στην εικόνα 3-2 παρουσιάζεται το διάγραμμα βαθμίδων ενός πομπού IEEE Με κίτρινο χρώμα απεικονίζονται οι βαθμίδες που χρησιμοποιούνται μόνο όταν εφαρμόζεται η BCC κωδικοποίηση, ενώ με κόκκινο απεικονίζονται οι βαθμίδες που χρησιμοποιούνται μόνο όταν εφαρμόζεται η LDPC κωδικοποίηση. Με πράσινο απεικονίζονται οι βαθμίδες που χρησιμοποιούνται και για τις δύο περιπτώσεις. Το διάγραμμα βαθμίδων αφορά κυρίως την επεξεργασία που εφαρμόζεται στο PSDU για τη γέννηση των OFDM συμβόλων στο πεδίο Data του PPDU. 77

89 Πίνακας 3-1: Παράμετροι των προτύπων ΙΕΕΕ Frame Format non-ht HT-Mixed & HT- Greenfield VHT Bandwidth / Sampling Frequency 20 MHz 20 MHz 40 MHz 20 MHz 40 MHz 80 MHz FEC BCC BCC, LDPC BCC, LDPC 160 MHz ή MHz Coding Rate Modulation Schemes 1/2, 2/3, 3/4 BPSK, QPSK, 16- QAM, 64- QAM 1/2, 2/3, 3/4, 5/6 1/2, 2/3, 3/4, 5/6 BPSK, QPSK, 16- QAM, 64-QAM BPSK, QPSK, 16-QAM, 64-QAM, 256-QAM Data Subcarriers Pilot Subcarriers Total Subcarriers IFFT/FFT Length Guard Interval 0,8 μs 0,8 μs / 0,4 μs 0,8 μs / 0,4 μs OFDM Symbol Duration Minimum data rates (1 spatial stream) Maximum data rates (1 spatial stream) Maximum data rates MIMO Operations Subcarrier spacing Maximum PSDU Length Σημείωση 1: 4 μs 4 μs / 3,6 μs 4 μs / 3,6 μs 6 Mbps 54 Mbps 54 Mbps - 6,5 Mbps/ 7,2 Mbps 65 Mbps/ 72,2 Mbps 260 Mbps/ 288,9 Mbps 13,5 Mbps/ 15 Mbps 135 Mbps/ 150 Mbps 540 Mbps/ 600 Mbps Spatial Multiplexing 4x4, Beamforming, STBC, CSD 6,5 Mbps/ 7,2 Mbps 78 Mbps / 86,7 Mbps 624 Mbps / 693,3 Mbps 13,5 Mbps/ 15 Mbps 180 Mbps/ 200 Mbps 1440 Mbps/ 1600 Mbps 29,3 Mbps/ 32,5 Mbps 390 Mbps/ 433,3 Mbps 3120 Mbps/ 3466,7 Mbps 58,5 Mbps/ 65 Mbps 780 Mbps/ 866,7 Mbps 6240 Mbps/ 6933,3 Mbps Spatial Multiplexing 8x8, Beamforming, STBC, CSD, MU-MIMO KHz 4095 Octets Octets Octets 1 Ως 1 Octet ορίζεται ένα σύνολο από 8 bits, δηλαδή ισοδύναμα με ένα Byte. 78

90 Πίνακας 3-2: Οι MCS παράμετροι 0 έως 7, για 40 MHz, ένα SS και έναν BCC κωδικοποιητή, για τα HT Frame Formats (σύμφωνα με το πρότυπο IEEE n). MCS Mod. scheme Code rate Coded bits per SC per SS Data SC per SS per OFDM symbol Pilot SC per OFDM symbol Coded bits per OFDM symbol Data bits per OFDM symbol Data Rate (Mb/s) 800 ns GI 400 ns GI 0 BPSK 1/ ,5 15,0 1 QPSK 1/ ,0 30,0 2 QPSK 3/ ,5 45, QAM 1/ ,0 60, QAM 3/ ,0 90, QAM 2/ ,0 120, QAM 3/ ,5 135, QAM 5/ ,0 150,0 Πίνακας 3-3: Οι MCS παράμετροι 0 έως 9, για 80 MHz και ένα SS, για το VHT Frame Format (σύμφωνα με το πρότυπο IEEE ac). MCS Mod. scheme Code rate Coded bits per SC per SS Data SC per SS per OFDM symbol Pilot SC per OFDM symbol Coded bits per OFDM symbol Data bits per OFDM symbol BCC encoders for the DATA field Data Rate (Mb/s) 800 ns GI 400 ns GI 0 BPSK 1/ ,3 32,5 1 QPSK 1/ ,5 65,0 2 QPSK 3/ ,8 97, QAM 16- QAM 64- QAM 64- QAM 64- QAM 256- QAM 256- QAM 1/ ,0 130,0 3/ ,5 195,0 2/ ,0 260,0 3/ ,3 292,5 5/ ,5 325,0 3/ ,0 390,0 5/ ,0 433,3 79

91 Αρχικά, τα δεκαδικά σύμβολα του PSDU εισέρχονται στο διάγραμμα του πομπού ως μία ροή δεδομένων. Στη βαθμίδα PHY PADDING τοποθετείται στο τέλος της ροής δεδομένων μία σειρά από μηδενικά, έτσι ώστε το σύνολο των δεδομένων να αποτελέσει στο τέλος έναν ακέραιο αριθμό από OFDM σύμβολα. Στη συνέχεια, τα δεδομένα κρυπτογραφούνται στη βαθμίδα SCRAMBLER. Στις επόμενες βαθμίδες πραγματοποιείται είτε BCC είτε LDPC κωδικοποίηση με ρυθμό 1/2, 2/3, 3/4 ή 5/6. Στη συνέχεια, ακολουθεί η πρώτη επεξεργασία που αφορά τα συστήματα MIMO, διαχωρίζοντας τα δεδομένα σε Spatial Streams. Αντιστοιχεί ένα Spatial Stream προς κάθε ροή που χρησιμοποιείται για το Spatial Multiplexing. Στη συνέχεια, για κάθε Spatial Stream, τα δεδομένα είτε ανακατεύονται από τον BCC INTERLEAVER εάν εφαρμόζεται η BCC κωδικοποίηση και έπειτα αντιστοιχίζονται σε μιγαδικά σύμβολα στη βαθμίδα CONSTELLATION MAPPER, ή πρώτα αντιστοιχίζονται σε μιγαδικά σύμβολα και έπειτα ανακατεύονται από τον LDPC TONE MAPPER εάν εφαρμόζεται η LDPC κωδικοποίηση. Η αντιστοίχιση των δεδομένων σε μιγαδικά σύμβολα πραγματοποιείται με τα BPSK, QPSK, 16-QAM, 64-QAM και 256-QAM σχήματα διαμόρφωσης. Εάν δεν εφαρμόζεται το Spatial Multiplexing, τότε για αυτές τις βαθμίδες υπάρχει μία μόνο ροή δεδομένων. Τα μιγαδικά σύμβολα, πλέον, των Spatial Streams κωδικοποιούνται στη βαθμίδα STBC, εάν χρειάζεται να εφαρμοστεί η κωδικοποίηση STBC. Εκεί το κάθε Spatial Stream κωδικοποιείται με την κωδικοποίηση Alamouti, εάν χρειάζεται. Επιτρέπεται από το πρότυπο να εφαρμόζεται η κωδικοποίηση για ένα Spatial Stream και να μην εφαρμόζεται για άλλα, αρκεί ο αριθμός των εξερχόμενων της βαθμίδας Space Time Streams (STS) να μην είναι μεγαλύτερος από 4. Στις επόμενες βαθμίδες, CSD PER STS, εφαρμόζεται η τεχνική CSD, η αλλιώς το CDD, για κάθε STS. Στο διάγραμμα αυτό η τεχνική αυτή εφαρμόζεται με επεξεργασία στο πεδίο της συχνότητας. Στη συνέχεια τα STS καταλήγουν στο SPATIAL MAPPING. Εκεί πραγματοποιείται αντιστοίχιση των STS σε Transmit Chains, δηλαδή σε ροές ισάριθμες με τις κεραίες εκπομπής. Σε αυτή τη βαθμίδα εφαρμόζεται και το Beamforming, εάν χρειάζεται. Εάν εφαρμόζεται το Beamforming, τότε δεν εφαρμόζεται η τεχνική CSD στις προηγούμενες βαθμίδες. Για την εφαρμογή του Beamforming γίνεται επιλογή ενός κατάλληλου πίνακα, σύμφωνα με τις πληροφορίες του CSI. Τέλος, για κάθε Transmit Chain, εφαρμόζεται η διαμόρφωση OFDM, σύμφωνα με τις παραμέτρους του πίνακα 3-1, και αφού πρώτα τοποθετηθούν επιπλέον πιλοτικά σήματα ανάμεσα στα υποφέροντα. 80

92 Εικόνα 3-2: Διάγραμμα βαθμίδων του πομπού για τα πρότυπα IEEE Οι βαθμίδες με κίτρινο χρώμα χρησιμοποιούνται μόνο για την BCC κωδικοποίηση και με κόκκινο μόνο για την LDPC κωδικοποίηση. Το διάγραμμα βαθμίδων της εικόνας 3-2, σε απλοποιημένη μορφή, δηλαδή χωρίς τις βαθμίδες των BCC και LDPC κωδικοποιήσεων, και χωρίς τη βαθμίδα STBC, μπορεί να εφαρμοστεί και για τη γέννηση των υπόλοιπων πεδίων του Preamble, με εξαίρεση τα πεδία SIG που χρειάζονται τον BCC κωδικοποιητή. Επίσης, χωρίς τις βαθμίδες για τα συστήματα MIMO και χωρίς την LDPC κωδικοποίηση, το διάγραμμα αποτελεί ένα πομπό a. 3.3 ΠΡΟΤΥΠΑ 3GPP LTE ΚΑΙ LTE ADVANCED Γενικά χαρακτηριστικά Ο οργανισμός 3GPP δημιούργησε τα πρότυπα LTE [34] και LTE-A [35] για να αυξήσει τους ρυθμούς μετάδοσης και τη φασματική απόδοση, με στόχο να καλύψει τις προδιαγραφές του προτύπου IMT-A του οργανισμού ITU-R, για τις απαιτήσεις της τέταρτης γενιάς (4G) των κυψελωτών τηλεπικοινωνιακών συστημάτων [61, 62]. Αρχικά δημιούργησε το πρότυπο LTE με το Release-8 [34], το οποίο είναι το πρώτο πρότυπο για τα κυψελωτά συστήματα που χρησιμοποιεί MIMO OFDM. Το LTE δεν κάλυψε όλες τις απαιτήσεις του IMT-A και για το λόγο αυτό αποτέλεσε ενδιάμεσο πρότυπο για την γενιά 3,9G. Το LTE-A εμφανίστηκε με το Release-10 [35] για να βελτιώσει και να εξελίξει το LTE. Το πρότυπο αυτό υπερκάλυψε το IMT-A και καθιερώθηκε ως το σύστημα για το 4G. Το LTE παρέχει στο DL μέγιστο ρυθμό μετάδοσης 300 Mbps και φασματική απόδοση 15 bps/hz, χρησιμοποιώντας την τεχνική OFDM έως και με 20 MHz εύρος ζώνης και τεχνικές MIMO έως και 4x4. Στο UL παρέχει μέγιστο ρυθμό μετάδοσης 75 Mbps και φασματική απόδοση 3,75 bps/hz χρησιμοποιώντας την τεχνική DFT Spread OFDM έως και με 20 MHz εύρος ζώνης. Βασικό χαρακτηριστικό είναι τα ευέλικτα Bandwidths των καναλιών, τόσο στο DL όσο και στο UL, τα οποία κυμαίνονται από 1,4 MHz έως και 20 MHz. Αυτό επιτρέπει στο LTE να έχει συμβατότητα με παλαιότερα συστήματα. 81

93 Το LTE είναι σχεδιασμένο από την αρχή να χρησιμοποιήσει την τεχνολογία MIMO. Αυτό έχει ως αποτέλεσμα σε μια πιο ολοκληρωμένη προσέγγιση της προηγμένης τεχνολογίας κεραιών, από ότι θα είχε η προσθήκη συστημάτων MIMO σε παλιότερα συστήματα, όπως το HSPA. Το LTE υποστηρίζει MIMO τεχνικές όπως την κωδικοποίηση Alamouti ως SFBC (αποκαλείται ως Transmit Diversity), το Beamforming, το CDD και το Spatial Multiplexing μέχρι και 4x4, για τις μεταδόσεις του DL. Το LTE θα μπορούσε από μόνο του να καλύψει τις περισσότερες από τις απαιτήσεις του IMT-A, εκτός από την φασματική απόδοση του UL και τους μέγιστους ρυθμούς δεδομένων. Για το λόγο αυτό σχεδιάστηκε το LTE-A, που αποτελεί εξέλιξη του LTE. Οι ταχύτητες που παρέχονται με το LTE-A είναι έως 3 Gbps στο DL με φασματική απόδοση 30 bps/hz και έως 500 Mbps στο UL με φασματική απόδοση 15 bps/hz. Για την επίτευξη των παραπάνω χαρακτηριστικών, έγινε προσθήκη κάποιων βελτιώσεων. Η πρώτη βελτίωση αφορά την υποστήριξη μεγαλύτερου εύρους ζώνης, το οποίο πραγματοποιείται με την τεχνική Συνάθροισης Φερόντων, Carrier Aggregation (CA). Με αυτή την τεχνική το εύρος ζώνης μπορεί να φτάσει έως και τα 100 MHz, χρησιμοποιώντας μέχρι και 5 κανάλια των 20 MHz. Η δεύτερη βελτίωση αφορά τις τεχνικές MIMO. Για το DL, προστίθεται η δυνατότητα MIMO 8x8 Spatial Multiplexing, χωρίς τη χρήση Codebook. Για το UL, προστίθεται η δυνατότητα MIMO 4x4 Spatial Multiplexing και το Beamforming με χρήση Codebook. Επίσης, προστίθεται η λειτουργία MU-MIMO. Στον πίνακα 3-4 καταγράφονται οι μέγιστες ταχύτητες και οι μέγιστες τιμές αποδόσεις φασματικής απόδοσης του LTE, του LTE-A και οι τιμές που ορίζονται από το IMT-A. Από τον πίνακα διακρίνεται πως το LTE-A υπερκαλύπτει τις απαιτήσεις του IMT- A. Πίνακας 3-4: Απαιτήσεις του IMT-Advanced για επικοινωνίες 4G. LTE LTE-A IMT-A Peak data rate Peak spectrum efficiency [bps/hz] DL 300 Mbps 3 Gbps UL 75 Mbps 500 Mbps 1 Gbps DL UL 3, , Οργάνωση των σημάτων Οι μεταδόσεις στο Downlink και στο Uplink, εικόνα 3-3, οργανώνονται σε Radio Frames με διάρκεια 10 ms. Κάθε Radio Frame αποτελείται από 20 Slots με διάρκεια 0,5 ms, αριθμούμενα από 0 έως 19. Ένα Subframe ορίζεται ως δύο διαδοχικά Slots και 82

94 διαρκεί 1 ms. Επομένως, κάθε Radio Frame περιλαμβάνει 10 Subframes, αριθμούμενα από 0 έως 9. Αυτή η δομή στο χρόνο εφαρμόζεται στο LTE και στο LTE-A για την FDD και για την TDD λειτουργία. Η διαφορά είναι ότι στην FDD όλα τα Subframes σε ένα Radio Frame χρησιμοποιούνται για DL ή UL μετάδοση. Αντίθετα, στην TDD τα Subframes ενός Radio Frame διαχωρίζονται. Μερικά χρησιμοποιούνται για DL, μερικά για UL και κάποια μένουν αχρησιμοποίητα. Κάθε slot αποτελείται από ένα ή περισσότερα Physical Resource Grids (PRGs), αντιστοιχώντας ένα για κάθε κεραία. Το PRG είναι ένας πίνακας δύο διαστάσεων. Η πρώτη διάσταση αντιστοιχεί στο πεδίο του χρόνου και έχει μήκος 7 OFDM σύμβολα, ή 6 OFDM σύμβολα όταν χρησιμοποιείται εκτεταμένο Cyclic Prefix. Η άλλη διάσταση αντιστοιχεί στο πεδίο της συχνότητας και έχει μήκος ίσο με τον αριθμό των υποφερόντων που χρησιμοποιούνται. Το PRG διαιρείται στα Physical Resource Elements (PREs). Ένα PRE ορίζεται ως το μικρότερο στοιχείο για το πρότυπο και αποτελείται από ένα υποφέρον με διάρκεια ένα OFDM σύμβολο. Σε κάθε PRE αντιστοιχεί ένα μιγαδικό σύμβολο το οποίο παράγεται από ένα φυσικό κανάλι (Physical Channel) ή ένα φυσικό σήμα (Physical Signal). Επίσης, ένα Physical Resource Block (PRB) ορίζεται ως ένας πίνακας με 12 διαδοχικά υποφέροντα στο πεδίο της συχνότητας και με διάρκεια ενός Slot. Τα PRBs βοηθούν στην αντιστοίχιση των μιγαδικών συμβόλων στα PREs για την παραγωγή του PRG. Τα Physical Channels και τα Physical Signals, πίνακας 3-5, είναι ομάδες από μιγαδικά διαμορφωμένα σύμβολα τα οποία τοποθετούνται στα PREs. Έχουν συγκεκριμένες θέσεις μέσα σε ένα Subframe, οι οποίες μπορεί να μην είναι συνεχόμενες, και χρησιμοποιούνται για να μεταφέρουν τα δεδομένα, πληροφορίες και πιλοτικά σήματα. Κάθε Physical Channel και κάθε Physical Signal χρησιμοποιείται για διαφορετικό σκοπό και μπορεί να υφίσταται διαφορετική επεξεργασία σήματος από τα υπόλοιπα. Υπάρχουν διαφορετικά Physical Channels και Physical Signals για τις μεταδόσεις σε Downlink και Uplink, και για το λόγο αυτό χωρίζονται σε κατηγορίες. Τα Physical Downlink Channels χρησιμοποιούνται για να μεταδίδονται πληροφορίες και δεδομένα από το σταθμό βάσης προς το τερματικό του χρήστη. Διαχωρίζονται στα Transport Channels, τα οποία μεταφέρουν τα δεδομένα για τους χρήστες, και στα Control Channels, τα οποία μεταφέρουν πληροφορίες και παραμέτρους που σχετίζονται με το φυσικό επίπεδο. Αντίστοιχα, τα Physical Uplink Channels μεταφέρουν πληροφορίες και δεδομένα από το τερματικό του χρήστη προς το σταθμό βάσης. Τα κύρια Physical Channels είναι τα Physical Downlink Shared Channel (PDSCH) και Physical Uplink Shared Channel (PUSCH), οποία χρησιμοποιούνται για τον μεγαλύτερο όγκο δεδομένων των χρηστών. Τα Physical Signals δεν μεταφέρουν πληροφορίες ή δεδομένα. Διαχωρίζονται στα References Signals, τα οποία χρησιμοποιούνται για εκτίμηση του καναλιού, και στα Synchronization Signals, τα οποία χρησιμοποιούνται για συγχρονισμό. Για την Uplink μετάδοση δεν ορίζονται Synchronization Signals, καθώς ο συγχρονισμός μπορεί να επιτυγχάνεται από τα References Signals, και συγκεκριμένα τα Demodulation Reference Signals (DM-RS). 83

95 Εικόνα 3-3: Η οργάνωση των σημάτων των LTE και LTE-A. 84

96 Πίνακας 3-5: Τα Physical Channels και τα Physical Signals των LTE και LTE-A. Physical Downlink Transport Channels PBCH PDSCH PMCH Physical Broadcast Channel Physical Downlink Shared Channel Physical Multicast Channel Physical Downlink Control Channels PDCCH PCFICH PHICH Physical Downlink Control Channel Physical Control Format Indicator Channel Physical Hybrid ARQ Indicator Channel Physical Downlink Reference Signals CRS UE-RS MBSFN-RS PRS CSI-RS Cell Specific Reference Signal UE Specific Reference Signal MBSFN Reference Signal Positioning Reference Signal CSI Reference Signal Physical Downlink Synchronization Signals PSS SSS Primary Synchronization Signal Secondary Synchronization Signal Physical Uplink Channels PUSCH PUCCH PRACH Physical Uplink Shared Channel Physical Uplink Control Channel Physical Random Access Channel Physical Uplink Reference Signals DM-RS SRS Demodulation Reference Signal Sounding Reference Signal Εφαρμογή των MIMO OFDM τεχνικών Στην εικόνα 3-4 απεικονίζεται το διάγραμμα βαθμίδων ενός πομπού LTE και LTE-A, το οποίο χρησιμοποιείται για τη μετατροπή των δεδομένων σε OFDM σύμβολα. Με μπλε χρώμα απεικονίζονται οι βαθμίδες που χρησιμοποιούνται μόνο στο UL και με πράσινο απεικονίζονται οι βαθμίδες που χρησιμοποιούνται και στο DL και στο UL. Οι παράμετροι που χρησιμοποιούνται συγκεντρώνονται στον πίνακα

97 Πίνακας 3-6: Παράμετροι για τα πρότυπα 3GPP LTE (Rel. 8) και LTE-A (Rel. 10). BW (MHz) 1, Occupied BW (MHz) 1,08 2,7 4,5 9 13,5 18 PRBs Subcarriers IFFT Length Sampling Frequency (MHz) Frequency Spacing Modulation MIMO Cyclic Prefix Normal (#0 / #1-#6) 1,92 3,84 7,68 15,36 23,04 30,72 15 KHz B-PSK, Q-PSK, 16-QAM, 64-QAM Codebook Spatial Multiplexing 4x4, Beamforming, CDD, TD, non-codebook Spatial Multiplexing 8x8 (LTE-A), MU-MIMO (LTE-A) Normal, Extended 10/9 20/18 40/36 80/72 120/ /144 Extended Τα δεδομένα, με τη μορφή δυαδικών ψηφίων (bits), εισέρχονται στον πομπό διαχωρισμένα σε ένα ή δύο Codewords. Τα Codewords είναι ομάδες από bits δεδομένων για το φυσικό επίπεδο, τα οποία έχουν ήδη υποστεί κωδικοποιήσεις για την προστασία από λάθη. Ένα Codeword αντιστοιχεί σε ένα Transport Block, δηλαδή σε ένα πλαίσιο (Frame) του επιπέδου MAC. Για τα LTE/LTE-A μπορούν να μεταδίδονται ταυτόχρονα έως δύο Transport Blocks μέσω του φυσικού επιπέδου, συνεπώς έως δύο Codewords, και ο αριθμός αυτός καθορίζεται από υψηλότερα επίπεδα. Επίσης, μόνο για την μετάδοση του PDSCH μπορούν να χρησιμοποιηθούν έως δύο Codewords. Το μήκος των Codewords αντιστοιχεί σε δεδομένα για ένα Subframe. Τα δεδομένα των Codewords που εισέρχονται στον πομπό κρυπτογραφούνται στη βαθμίδα SCRAMBLING και στη συνέχεια μετατρέπονται σε μιγαδικά σύμβολα με BPSK, QPSK, 16-QAM ή 64- QAM σχήματα διαμόρφωσης στη βαθμίδα MODULATION MAPPER. Το BPSK χρησιμοποιείται μόνο στα Control Channels για μειωμένη πιθανότητα σφάλματος. Τα μιγαδικά σύμβολα στη συνέχεια διαχωρίζονται σε ροές δεδομένων, τα ονομαζόμενα Layers, στη βαθμίδα LAYER MAPPER. Ο αριθμός των Layers εξαρτάται από τη MIMO τεχνική που εφαρμόζεται και είναι μικρότερος ή ίσος από τον αριθμό των 86

98 εκπεμπόμενων κεραιών. Στον πίνακα 3-7 περιγράφεται ο διαχωρισμός των Codewords σε Layers. Για τον πίνακα, ως ορίζεται ένα μιγαδικό σύμβολο από τα δεδομένα του Codeword στη θέση, όπου είναι ο δείκτης του Codeword και δηλώνει τη θέση στο Codeword σε συνάρτηση με το, όπου και είναι το μήκος των συμβόλων σε ένα Layer. Το σύμβολο αυτό αντιστοιχίζεται στο, όπου είναι ο δείκτης του Layer και δηλώνει τη θέση σε ένα Layer. Το μήκος των δεδομένων του Codeword είναι, και μπορεί να είναι διαφορετικό για δύο Codewords. Επίσης, το είναι πάντα μικρότερο ή ίσο από το μικρότερο αριθμό των Codewords, δηλαδή. Σημειώνεται ότι η τεχνική Alamouti μπορεί να εφαρμοστεί μόνο με 2 ή 4 Layers και σε συνδυασμό με 1 Codeword, καθώς και ότι στο UL χρησιμοποιούνται μόνο οι περιπτώσει με 1 Codeword. Επίσης οι περιπτώσεις με 5 έως 8 Layers μπορούν να χρησιμοποιηθούν μόνο στο DL και στο PDSCH και μόνο σε συνδυασμό με τα UE-RS. Στη συνέχεια, και μόνο στο Uplink, τα μιγαδικά σύμβολα των Layers εισέρχονται στη βαθμίδα TRANSFORM PRECODER. Εκεί, γίνεται διαχωρισμός των μιγαδικών σύμβολων σε Clusters, για κάθε Layer, και εφαρμόζεται ο DFT. Αυτή η διαδικασία αποτελεί μέρος της τεχνικής DFT Spread OFDM. Στη βαθμίδα PRECODING, γίνεται επεξεργασία στα Layers και υλοποιούνται οι MIMO τεχνικές [23, 28-31, 33]. Τα σύμβολα που εξάγονται από τη βαθμίδα είναι διαχωρισμένα σε Antenna Ports, τα οποία είναι ισάριθμα με τον αριθμό των εκπεμπόμενων κεραιών. Στη βαθμίδα PRECODING εφαρμόζονται οι τεχνικές Spatial Multiplexing, η κωδικοποίηση Alamouti ως SFBC, η οποία αναφέρεται από το πρότυπο ως Transmit Diversity, η τεχνική Beamforming και το CDD με μεγάλη καθυστέρηση, το οποίο ορίζεται από το πρότυπο ως Large Delay CDD (LD-CDD). Οι τεχνικές αυτές μπορούν να εφαρμόζονται μέχρι και για 4 κεραίες εκπομπής με χρήση Codebook. Στο DL, αυτό πραγματοποιείται όταν η μετάδοση συνδυάζεται με τα CRS. Επίσης, μόνο για το DL, υπάρχει και η δυνατότητα εφαρμογής Spatial Multiplexing έως 8x8 χωρίς Codebook, όταν η μετάδοση πραγματοποιείται σε συνδυασμό με τα UE RS. Από το πρότυπο δεν μπορούν να χρησιμοποιηθούν ταυτόχρονα οι τεχνικές Beamforming, Large Delay CDD και Transmit Diversity. Το Transmit Diversity μπορεί να χρησιμοποιηθεί μόνο με 2 ή 4 κεραίες και με 1 Codeword, συνεπώς, δεν υποστηρίζεται ο συνδυασμός με το SM. Επίσης, όταν χρησιμοποιείται η τεχνική Beamforming, ο πομπός επιλέγει έναν κατάλληλο πίνακα από το Codebook μέσω ενός δείκτη, του Precoding Matrix Indicator (PMI), τον οποίο επιλέγει ο πομπός μέσω του CSI. Το Codebook του LTE, το οποίο εφαρμόζεται σε αυτή την βαθμίδα, περιγράφεται αναλυτικά στο επόμενο υποκεφάλαιο. 87

99 88 Πίνακας 3-7: Διαχωρισμός των Codewords σε Layers. Layers Codeword Mapping 1 1 ) ( ) ( (0) (0) i d i x (0) symb layer symb M M 2 1 1) (2 ) ( ) (2 ) ( (0) (1) (0) (0) i d i x i d i x 2 (0) symb layer symb M M 2 2 ) ( ) ( (0) (0) i d i x (1) symb (0) symb layer symb M M M ) ( ) ( (1) (1) i d i x 3 1 2) (3 ) ( 1) (3 ) ( ) (3 ) ( (0) (2) (0) (1) (0) (0) i d i x i d i x i d i x 3 (0) symb layer symb M M 3 2 ) ( ) ( (0) (0) i d i x 2 (1) symb (0) symb layer symb M M M 1) (2 ) ( ) (2 ) ( (1) (2) (1) (1) i d i x i d i x 4 1 3) (4 ) ( 2) (4 ) ( 1) (4 ) ( ) (4 ) ( (0) (3) (0) (2) (0) (1) (0) (0) i d i x i d i x i d i x i d i x 4 (0) symb layer symb M M 4 2 1) (2 ) ( ) (2 ) ( (0) (1) (0) (0) i d i x i d i x 2 2 (1) symb (0) symb layer symb M M M 1) (2 ) ( ) (2 ) ( (1) (3) (1) (2) i d i x i d i x 5 2 1) (2 ) ( ) (2 ) ( (0) (1) (0) (0) i d i x i d i x 3 2 (1) symb (0) symb layer symb M M M 2) (3 ) ( 1) (3 ) ( ) (3 ) ( (1) (4) (1) (3) (1) (2) i d i x i d i x i d i x 6 2 2) (3 ) ( 1) (3 ) ( ) (3 ) ( (0) (2) (0) (1) (0) (0) i d i x i d i x i d i x 3 3 (1) symb (0) symb layer symb M M M 2) (3 ) ( 1) (3 ) ( ) (3 ) ( (1) (5) (1) (4) (1) (3) i d i x i d i x i d i x 7 2 2) (3 ) ( 1) (3 ) ( ) (3 ) ( (0) (2) (0) (1) (0) (0) i d i x i d i x i d i x 4 3 (1) symb (0) symb layer symb M M M

100 x x x x (3) (4) (5) (6) ( i) d ( i) d ( i) d ( i) d (1) (1) (1) (1) (4i) (4i 1) (4i 2) (4i 3) 8 2 x x x x x x x x (0) (1) (2) (3) (4) (5) (6) (7) ( i) d ( i) d ( i) d ( i) d ( i) d ( i) d ( i) d ( i) d (0) (0) (0) (0) (1) (1) (1) (1) (4i) (4i 1) (4i 2) (4i 3) (4i) (4i 1) (4i 2) (4i 3) M layer symb M (0) symb 4 M (1) symb 4 Εικόνα 3-4: Διάγραμμα βαθμίδων του πομπού για το LTE και LTE-A. Οι βαθμίδες με μπλε χρώμα χρησιμοποιούνται μόνο από το Uplink. Τα μιγαδικά σύμβολα του κάθε Antenna Port από την έξοδο του PRECODING εισέρχονται στη βαθμίδα RESOURCE ELEMENT MAPPER. Εκεί, τα μιγαδικά σύμβολα τοποθετούνται στα αντίστοιχα PREs στο PRG, μέσω των PRBs. Τέλος, εφαρμόζεται η τεχνική OFDM για κάθε Antenna Port. Πρέπει να σημειωθεί ότι αυτή δομή αφορά κυρίως το PDSCH και το PUSCH, τα οποία θεωρούνται τα πιο σημαντικά κανάλια καθώς μεταφέρουν τα δεδομένων των χρηστών. Ο πομπός εφαρμόζεται με παρόμοιο τρόπο και στα υπόλοιπα Physical Channels, παραλείποντας κυρίως τις βαθμίδες των MIMO. Επίσης, στη βαθμίδα RESOURCE ELEMENT MAPPER, ταυτόχρονα με τα δεδομένα και όλα τα υπόλοιπα Physical Channels, τοποθετούνται στα PREs και όλα τα Physical Signals που πρέπει να χρησιμοποιηθούν για τη μετάδοση. Τα Physical Signals αποτελούνται από μιγαδικά σύμβολα τα οποία προέρχονται από διαμορφώσεις όπως BPSK, QPSK και την ακολουθία Zadoff-Chu. Τέλος, στο LTE-A, η τεχνική Carrier Aggregation μπορεί να εφαρμοστεί για τις μεταδόσεις DL και UL [63]. Μέχρι και 5 κανάλια με εύρος ζώνης έως και 20 MHz μπορούν να συνδυαστούν για να σχηματίσουν ένα συνολικό εύρος ζώνης έως και

101 MHz. Τα κανάλια αυτά μπορούν να είναι διαδοχικά στην ίδια ζώνη συχνοτήτων (Intraband Contiguous), να είναι διασκορπισμένα στην ίδια ζώνη συχνοτήτων (Intra-band non Contiguous), ή ακόμα και να είναι διασκορπισμένα σε διαφορετικές ζώνες συχνοτήτων (Inter-band non Contiguous), όπως φαίνεται και στην εικόνα 3-5 [33]. Σε αυτή την περίπτωση θα πρέπει να πραγματοποιείται υπερδειγματοληψία των σημάτων έτσι ώστε όλα τα κανάλια να έχουν την ίδια συχνότητα δειγματοληψίας. Εικόνα 3-5: Οι περιπτώσεις της τεχνικής Carrier Aggregation [33] Βαθμίδα PRECODING και Codebook Όπως αναφέρθηκε παραπάνω, στη βαθμίδα PRECODING γίνεται η επεξεργασία των δεδομένων, τα οποία ήδη έχουν διαχωριστεί σε Layers, για την υλοποίηση των MIMO τεχνικών. Σε αυτό το υποκεφάλαιο παρουσιάζονται οι λειτουργίες της βαθμίδας αυτής, καθώς και το Codebook που χρησιμοποιείται, για τις MIMO τεχνικές που υποστηρίζονται στο Downlink και τη μετάδοση του PDSCH. Οι τεχνικές που εφαρμόζονται εξαρτώνται από τα Reference Signals που χρησιμοποιούνται. Με τα CRS υποστηρίζονται οι τεχνικές Spatial Multiplexing έως 4x4 σε συνδυασμό με Beamforming ή σε συνδυασμό με το Large Delay CDD και χρησιμοποιώντας το Codebook. Επίσης με τα CRS υποστηρίζεται η μετάδοση μίας ροής δεδομένων με την τεχνική Transmit Diversity, δηλαδή η κωδικοποίηση Alamouti ως SFBC. Με τα UE-RS υποστηρίζεται η τεχνική Spatial Multiplexing έως 8x8 χωρίς να συνδυάζεται με καμία άλλη τεχνική, και συνεπώς, χωρίς τη χρήση του Codebook. Όλοι οι πίνακες που περιγράφονται στη συνέχεια έχουν οριστεί στο φυσικό επίπεδο των προτύπων LTE και LTE-A [34, 35]. Στη βαθμίδα PRECODING εισέρχονται τα ήδη διαχωρισμένα σε ( 0) ( 1) δεδομένων ως ένα διάνυσμα x ( i) x ( i)... x ( i) T Layers σύμβολα, όπου i layer 0,1,..., M symb 1 και το μήκος των Layers. Από τη βαθμίδα εξέρχονται τα δεδομένα των Layers 90

102 κωδικοποιημένα, ανάλογα με την τεχνική MIMO, και διαχωρισμένα σε Antenna Ports, όπου είναι ισάριθμα με τον αριθμό των εκπεμπόμενων κεραιών. Τα δεδομένα ( εξέρχονται ως ένα διάνυσμα p ) y ( i)... y ( i)... T, όπου i ap 0,1,..., M symb 1 και είναι το μήκος των Antenna Ports. Ως εννοείται ο δείκτης για το Antenna Port που χρησιμοποιείται. Πρέπει να σημειωθεί ότι τα Antenna Ports δεν είναι φυσικές (πραγματικές) κεραίες αλλά ψηφιακές πόρτες (εικονικές κεραίες) που καταλήγουν σε πραγματικές κεραίες, για το λόγο αυτό και ο δείκτης μπορεί να έχει τιμή μεγαλύτερη από 8, που είναι ο μέγιστος αριθμός υποστηριζόμενων φυσικών κεραιών από τα πρότυπα. Επίσης, σημειώνεται ότι οι συμβολισμοί για το υποκεφάλαιο αυτό ακολουθούν τα πρότυπα LTE και LTE-A [34, 35], και όχι τον μέχρι τώρα συμβολισμό της εργασίας Μετάδοση SISO 1x1 Για τη μετάδοση με μία κεραία δεν εφαρμόζεται καμία κωδικοποίηση, και τα δεδομένα του μοναδικού Layer αντιστοιχίζονται απευθείας στο Antenna Port που χρησιμοποιείται: ( ) y p ( i) x (0) ( i) (3-1) όπου 0,4,5,7,8,11,13 p είναι ο δείκτης των διαθέσιμων Antenna Ports για τη μετάδοση και i ap 0,1,..., M symb 1, όπου ap layer M M. symb symb Μετάδοση Closed Loop Spatial Multiplexing Η μετάδοση με Closed Loop Spatial Multiplexing υποστηρίζεται μόνο με τη χρήση των CRS. Για τη μετάδοση αυτή μπορεί να εφαρμόζεται η τεχνική Spatial Multiplexing έως 4x4 σε συνδυασμό με το Beamforming, με τη βοήθεια του Codebook. Η τεχνική p 0,1 ή αυτή υποστηρίζεται για 2 ή για 4 κεραίες εκπομπής, με τα Antenna Ports p 0,1,2,3, αντίστοιχα. Το εισερχόμενο διάνυσμα των Layers πολλαπλασιάζεται με έναν πίνακα από το Codebook, ως εξής: (0) y ( i) x W ( i) ( P1) ( ) ( y i x ( i) 1) ( i) (0) (3-2) όπου ο πίνακας W (i) έχει διαστάσεις P και i ap 0,1,..., M symb 1, με ap layer M M. Σημειώνεται ότι όταν χρησιμοποιείται 1 Layer δεν εφαρμόζεται στην πραγματικότητα η τεχνική Spatial Multiplexing, αλλά η μετάδοση παραμένει ως Closed Loop λόγω της ανατροφοδότησης. symb symb 91

103 Ο πίνακας W (i) επιλέγεται μέσα από ένα πλήθος πινάκων που περιέχει το Codebook, ύστερα από συνεννόηση του πομπού με τον δέκτη. Στα πρότυπα LTE και LTE- A, ο δέκτης στέλνει στον πομπό (UL μετάδοση) το Channel State Information (CSI), το οποίο περιέχει πληροφορίες σχετικά με τη μετάδοση που θα έπρεπε να πραγματοποιήσει ο πομπός, και προτείνει πως θα έπρεπε να γινόταν η μετάδοση του PDSCH [23]. Το CSI αποτελείται από συνολικά 11 bits και μεταδίδεται μέσω του PUCCH, και συγκεκριμένα με το Format 2. Η πληροφορία που περιέχει το CSI είναι το Rank Indicator (RI), το Precoder Matrix Indicator (PMI) και το Channel Quality Indicator (CQI) [23, 34, 35, 64]. Το RI προτείνει στον πομπό πόσα Layers να χρησιμοποιήσει για τη μετάδοση του PDSCH. Το PMI προτείνει με ποιον πίνακα του Codebook να πραγματοποιηθεί η μετάδοση για το Beamforming και το CQI πληροφορεί για το ποιο θα μπορούσε να ήταν το μεγαλύτερο σχήμα διαμόρφωσης και κωδικοποίησης. Ο πομπός δεν είναι υποχρεωμένος να ακολουθήσει αυτά που προτείνει ο δέκτης με το CSI, αλλά εάν δεν το κάνει, θα πρέπει να ενημερώσει το δέκτη για τις παραμέτρους που θα εφαρμόσει [23]. Το Codebook, από το οποίο επιλέγεται ο πίνακας W (i), παρουσιάζεται στον πίνακα 3-8 για την περίπτωση που η εκπομπή πραγματοποιείται με 2 κεραίες και στον πίνακα 3-9 για 4 κεραίες. Ο δείκτης Codebook Index ταυτίζεται με τον δείκτη PMI του CSI. Πίνακας 3-8: Το Codebook για μετάδοση με 2 κεραίες. Codebook index Number of layers j j j j 92

104 Πίνακας 3-9: Το Codebook για μετάδοση με 4 κεραίες. Codeboo k index u n Number of layers u T 0 {1} 0 {14} 0 {124} W 0 W W 2 3 W {1234} 0 2 u 1 j 1 1 T 1 2 T u u 2 1 j 1 3 T 3 j j {1} 1 {12} W 1 W 2 {1} 2 {12} W 2 W 2 {1} 3 {12} W 3 W 2 W 3 W 2 {123} 1 {1234} 1 W 3 W 2 {123} 2 {3214} 2 W 3 W 2 {123} 3 {3214} 3 4 u 1 ( 1 j) 2 j (1 j) 2 T 4 {1} 4 {14} 4 {124} W 4 W W 2 3 W {1234} T u 1 (1 j) 2 j ( 1 j) 2 5 {1} 5 {14} 5 {124} W 5 W W 2 3 W {1234} u 1 (1 j) 2 j ( 1 j) 2 T 6 {1} 6 {13} 6 {134} W 6 W W 2 3 W {1324} T u 1 ( 1 j) 2 j (1 j) 2 7 {1} 7 {13} 7 {134} W 7 W W 2 3 W {1324} 7 2 u T 8 {1} 8 {12} {124} W W W 8 W {1234} 8 2 u 1 j 1 j 9 T 9 {1} 9 {14} 9 {134} W 9 W W 2 3 W {1234} 9 2 u T 10 {1} 10 {13} W 10 W 2 W 3 W 2 {123} 10 {1324} 10 u 1 j 1 11 T 11 j {1} 11 {13} 11 {134} W 11 W W 2 3 W {1324} 11 2 u T 12 u T 13 u T 14 {1} 12 {12} W 12 W 2 {1} 13 {13} W 13 W 2 {1} 14 {13} W 14 W 2 W 3 W 2 {123} 12 {1234} 12 W 3 W 2 {123} 13 {1324} 13 W 3 W 2 {123} 14 {3214} 14 u T 15 {1} 15 {12} W 15 W 2 {123} W 15 3 {1234} W

105 Για την μετάδοση με Closed Loop Spatial Multiplexing με 2 κεραίες εκπομπής, δεν επιτρέπεται η χρήση του πινάκα με Codebook Index 0, όταν χρησιμοποιούνται 2 Layers. Για την μετάδοση με 4 κεραίες εκπομπής, ο πίνακας W (i) προκύπτει από τη σχέση: W I 2u n H nun u H n u n (3-3) όπου είναι ένας πίνακας με διαστάσεις, είναι μία στήλη με συντελεστές που επιλέγεται από τον πίνακα 3-9 με Codebook Index, είναι ο Hermitian πίνακας της {s} στήλης και είναι ο μοναδιαίος πίνακας με διαστάσεις. Η ποσότητα W n στον πίνακα 3-9 υποδηλώνει ότι ο πίνακας W (i), τελικώς, προκύπτει από τις στήλες του συνόλου {s} του πίνακα. Έστω, για παράδειγμα της επιλογής του πίνακα W (i) στη μετάδοση με 4 κεραίες εκπομπής, ότι χρησιμοποιούνται 3 Layers και το Codebook Index 8. Τότε: και Με αντικατάσταση και πράξεις προκύπτει: 94

106 Επομένως, αφού το σύνολο, τότε ο πίνακας W (i) είναι: Στο παράδειγμα αυτό ο πίνακας έχει διαστάσεις 4x3, και έτσι μπορούν να μετατραπούν τα 3 Layers σε 4 Antenna ports Μετάδοση Spatial Multiplexing με Large Delay CDD Η μετάδοση με Spatial Multiplexing σε συνδυασμό με το Large Delay CDD υποστηρίζεται μόνο με τη χρήση των CRS. Για τη μετάδοση αυτή μπορεί να εφαρμόζεται η τεχνική Spatial Multiplexing έως 4x4, με τη βοήθεια του Codebook και με χρήση ειδικών πινάκων. Η τεχνική αυτή υποστηρίζεται για 2 ή για 4 κεραίες εκπομπής, 0,1 p 0,1,2,3, αντίστοιχα. με τα Antenna Ports p ή Το Large Delay CDD εφαρμόζεται στο εισερχόμενο διάνυσμα των Layers ως εξής: (0) y ( i) x W ( i) D( i) U ( P1) ( ) ( y i x ( i) 1) ( i) (0) (3-4) όπου ο πίνακας W (i) έχει διαστάσεις P και i ap 0,1,..., M symb 1, με ap layer M M. Ο διαγώνιος πίνακας D (i) με διαστάσεις, ο οποίος υποστηρίζει το Cyclic Delay Diversity και ο πίνακας με διαστάσεις δίνονται στον πίνακα 3-10 για διάφορους αριθμούς από Layers. Σημειώνεται ότι δεν μπορεί να χρησιμοποιηθεί αυτή η τεχνική για 1 Layer. Επίσης, αν και χρησιμοποιείται το Codebook, η τεχνική είναι Open Loop καθώς δεν πραγματοποιείται ανατροφοδότηση από τον δέκτη, και η τιμή Codebook Index είναι προκαθορισμένη. Για μετάδοση με 2 κεραίες ο πίνακας W (i) επιλέγεται από το Codebook του πίνακα 3-8, χρησιμοποιώντας πάντα το Codebook Index 0. Για μετάδοση με 4 κεραίες ο πίνακας W (i) επιλέγεται από το Codebook του πίνακα 3-9. Για αυτή την περίπτωση, το ( 0) ( 1) Codebook Index αλλάζει για κάθε διάνυσμα x ( i)... x ( i) T που εισέρχεται στην βαθμίδα, ξεκινώντας από την τιμή 12 και καταλήγοντας στην τιμή 15. Στη συνέχεια, επαναλαμβάνονται οι τιμές από την αρχή. Πιο συγκεκριμένα, για Layers, το Codebook Index δίνεται από τη σχέση: symb symb i k mod4 11,2,3,4 (3-5) 95

107 96 Ο πίνακας ) (i W προκύπτει ως k C i W ) (, όπου ,,, C C C C ισοδυναμούν με τους πίνακες που προκύπτουν από το Codebook, σύμφωνα με τις τιμές του Codebook Index 12, 13, 14 και 15 αντίστοιχα. Πίνακας 3-10: Οι πίνακες για την εφαρμογή του Large Delay CDD. Number of layers U ) (i D j e i j e j j j j e e e e i j i j e e j j j j j j j j j e e e e e e e e e i j i j i j e e e Μετάδοση με Transmit Diversity Στη μετάδοση με το Transmit Diversity εφαρμόζεται η κωδικοποίηση Alamouti ως SFBC. Υποστηρίζεται η μετάδοση μόνο για 2 ή για 4 κεραίες εκπομπής, με τα Antenna Ports 0,1 p ή 0,1,2,3 p, αντίστοιχα, και μόνο με την χρήση των CRS. Για μετάδοση με 2 κεραίες, η έξοδος T i y i y i y ) ( ) ( ) ( (1) (0), όπου 1 0,1,..., ap M symb i, της βαθμίδας PRECODING είναι η εξής: ) ( Im ) ( Im ) ( Re ) ( Re ) (2 1) (2 ) (2 ) (2 (1) (0) (1) (0) (1) (0) (1) (0) i x i x i x i x j j j j i y i y i y i y (3-6) για 1 0,1,..., layer M symb i με layer symb ap symb 2M M. Για μετάδοση με 4 κεραίες, η έξοδος T i y i y i y i y i y ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( (3) (2) (1) (0), όπου 1 0,1,..., ap M symb i, της βαθμίδας PRECODING είναι η εξής:

108 (0) y (4i) (1) y (4i) (2) y (4i) (3) y (4i) (0) y (4i 1) (1) y (4i 1) (2) y (4i 1) (3) y (4i 1) (0) y (4i 2) (1) y (4i 2) (2) y (4i 2) (3) y (4i 2) (0) y (4i 3) (1) y (4i 3) (2) y (4i 3) (3) y (4i 3) j j j 0 j j j Rex 0Rex 0 Rex 0Rex 0 Imx 0Imx 0Imx j Imx 0 j 0 0 (0) (1) (2) (3) (0) (1) (2) (3) ( i) ( i) ( i) ( i) ( i) ( i) ( i) ( i) (3-7) για layer 0,1,..., M symb 1 i με ap symb layer 4M layer (0) 4M symb if M symb mod4 0 M. (0) symb 2 if M symb mod Μετάδοση με Non Codebook Spatial Multiplexing Η μετάδοση με το Non Codebook Spatial Multiplexing εφαρμόζεται για την τεχνική Spatial Multiplexing έως και 8x8, χωρίς να χρησιμοποιείται Codebook. Τα δεδομένα που εισέρχονται στη βαθμίδα διαχωρισμένα σε Layers, εξέρχονται απευθείας από αυτή, και συνεπώς, με ισάριθμες κεραίες. Στη βαθμίδα PRECODING δεν πραγματοποιείται καμία επεξεργασία στο σήμα. Επομένως, η έξοδος είναι: y y y (6 ( i) x ( i) x ) ( ( i) x (7) (8) ( i) ( i) 1) ( i) (0) (1) (3-8) όπου i ap 0,1,..., M symb 1, και ap layer M M. symb symb Η μετάδοση αυτή υποστηρίζεται μόνο με χρήση των UE-RS, και πραγματοποιείται στα Antenna Ports p 7,8,..., 6. 97

109 4. ΠΕΙΡΑΜΑΤΙΚΕΣ ΜΕΤΡΗΣΕΙΣ ΣΤΗ ΣΕΙΡΑ ΠΡΟΤΥΠΩΝ IEEE ΣΚΟΠΟΣ ΠΕΙΡΑΜΑΤΩΝ ΕΙΣΑΓΩΓΗ Σε αυτό το κεφάλαιο πραγματοποιούνται ασύρματες μεταδόσεις OFDM σημάτων για ασύρματα τοπικά δίκτυα WLANs, σύμφωνα με τα πρότυπα a/g [46, 47], n [36] και ac [37], του οργανισμού IEEE. Για το a, η αλλιώς το non- HT Frame Format, τα πειράματα εκτελούνται για ρυθμούς 36 Mbps και 54 Mbps με εύρος ζώνης 20 MHz. Για το n πραγματοποιούνται μεταδόσεις με τα HT-Mixed και HT-Greenfield Frame Formats, χρησιμοποιώντας το MCS 6 με εύρος ζώνης 40 MHz, ενώ για το ac πραγματοποιούνται μεταδόσεις με το VHT Frame Format, χρησιμοποιώντας τα MCS 6 και 9 με εύρος ζώνης 80 MHz. Οι πειραματικές μετρήσεις σκοπεύουν στην επαλήθευση των προτύπων, στην εξακρίβωση της ορθής παραμετροποίησης των σημάτων αλλά και την επίδειξη διάφορων λειτουργιών και παραμετροποιήσεων των προτύπων, ως προς τη διαμόρφωση OFDM, όπως στο [65]. Οι μετρήσεις και τα αποτελέσματα περιλαμβάνουν την απεικόνιση του φάσματος, του αστερισμού, της συχνοτικής απόκρισης του καναλιού, τη χρονική απεικόνιση του Preamble και γενικότερες μετρήσεις για την ακρίβεια της διαμόρφωσης όπως τη λαμβανόμενη ισχύ, το καταναλισκόμενο εύρος ζώνης Occupied Bandwidth (OBW), το Error Vector Magnitude (EVM), το Received Constellation Error (RCE), και άλλα. Η γέννηση των σημάτων πραγματοποιείται με τη γεννήτρια διανυσματικών σημάτων AEROFLEX SGD-6 ενώ για τη λήψη των μετρήσεων χρησιμοποιείται ο αναλυτής διανυσματικών σημάτων AEROFLEX SVA-13 και ο παλμογράφος TEKTRONIX DPO7354C. 4.2 ΔΙΑΤΑΞΗ Για τη διεξαγωγή των πειραμάτων χρησιμοποιείται ένα πειραματικό πλαίσιο (εικόνα 4-1) που περιλαμβάνει μηχανήματα υψηλών προδιαγραφών, συνοδευόμενα από εξειδικευμένα λογισμικά για τις παραμετροποιήσεις των προτύπων, τα οποία είναι ενσωματωμένα σε αυτά. Στον εξοπλισμό περιλαμβάνονται η γεννήτρια διανυσματικών σημάτων AEROFLEX SGD-6, ο αναλυτής διανυσματικών σημάτων AEROFLEX SVA-13 και ο παλμογράφος TEKTRONIX DPO7354C. Επίσης, χρησιμοποιούνται δύο κεραίες για την εκπομπή και τη λήψη των σημάτων, αντίστοιχα. Η γεννήτρια AEROFLEX SGD-6 χρησιμοποιείται για την παραγωγή των σημάτων. Με το ειδικό λογισμικό που διαθέτει μπορεί να παράγει baseband σήματα συμφωνά με 98

110 διάφορα τηλεπικοινωνιακά πρότυπα, όπως και αυτά της σειράς προτύπων ΙΕΕΕ Επίσης, παρέχει τη δυνατότητα για πλήρη παραμετροποίηση και έλεγχο όλων των λειτουργιών των πρότυπων, καθώς επίσης και τη δυνατότητα εφαρμογής διάφορων τεχνικών και παραμετροποιήσεων που δεν υποστηρίζονται από τα πρότυπα. Η γεννήτρια αυτόματα διαμορφώνει ένα φέρον με συχνότητα έως 6 GHz με το baseband σήμα, μέσω ενός IQ διαμορφωτή, πριν το εκπέμψει από την τελική RF έξοδο, με μια μέγιστη στιγμιαία ισχύ έως και 30 dbm. Όμοια με τη γεννήτρια, έτσι και ο αναλυτής AEROFLEX SVA-13, που χρησιμοποιείται για τη λήψη των σημάτων και τις μετρήσεις, με το ειδικό λογισμικό που διαθέτει μπορεί να αποδιαμορφώσει και να αναλύσει σήματα συμφωνά με διάφορα πρότυπα, όπως και αυτά της σειράς προτύπων ΙΕΕΕ Μέσα από ένα πλήθος επιλογών παραμετροποίησης, παρέχει επίσης και τη δυνατότητα για χρήση διάφορων τεχνικών για συγχρονισμό, εκτίμηση καναλιού και αποδιαμόρφωση. Ο αναλυτής μπορεί να αποδιαμορφώσει σήματα διαμορφωμένα σε φέρον συχνότητας έως και 13 GHz, ακόμα και αν αυτά τα σήματα είναι αρκετά εξασθενημένα, καθώς η ευαισθησία στην είσοδο μπορεί να φτάσει στο ελάχιστο μέσο επίπεδο έως -148 dbm/hz. Ο παλμογράφος TEKTRONIX DPO7354C χρησιμοποιείται για τη χρονική απεικόνιση των εκπεμπόμενων Preambles των σημάτων. Ο παλμογράφος αυτός μπορεί να απεικονίσει σήματα με συχνότητα έως και 3,5 GHz με δειγματοληψία 40 GS/s. Εικόνα 4-1: Διάταξη πειραματικού πλαισίου για τις πειραματικές μετρήσεις στη σειρά προτύπων ΙΕΕΕ

111 Οι κεραίες που χρησιμοποιούνται είναι κατασκευασμένες στο εργαστήριο και παρέχουν συντονισμό στη συχνότητα των 1250 MHz, με ένα λόγο στάσιμων κυμάτων γύρω στο 1,9. Για τα πειράματα στα πρότυπα ΙΕΕΕ χρησιμοποιείται μία κεραία εκπομπής και μία λήψης. Η διάταξη για τα πειράματα πραγματοποιείται σύμφωνα με την εικόνα 4-1. Η RF έξοδος της γεννήτριας AEROFLEX SGD-6, με τη βοήθεια ενός adaptor τριών υποδοχών (ταυ), συνδέεται με την κεραία εκπομπής και τον παλμογράφο TEKTRONIX DPO7354C. Η κεραία λήψης συνδέεται με την RF είσοδο του αναλυτή AEROFLEX SVA-13. Οι κεραίες για την διεξαγωγή των μεταδόσεων τοποθετούνται με άμεση οπτική επαφή σε απόσταση 1 m μεταξύ τους. 4.3 ΠΑΡΑΜΕΤΡΟΠΟΙΗΣΕΙΣ Στους παρακάτω πίνακες καταγράφονται τα χαρακτηριστικά των σημάτων που μεταδίδονται στα πειράματα, καθώς και οι ρυθμίσεις που εφαρμόζονται στη γεννήτρια και στον αναλυτή. Στον πίνακα 4-1 συγκεντρώνονται τα βασικά χαρακτηριστικά όλων των σημάτων. Εκτελούνται συνολικά έξι πειράματα χρησιμοποιώντας μία κεραία εκπομπής και μία λήψης (SISO) λόγω των μονοκάναλων οργάνων, AEROFLEX SGD-6 και AEROFLEX SVA-13. Στα δύο πρώτα πειράματα μεταδίδονται non-ht σήματα, συμφώνα με το πρότυπο a και με εύρος ζώνης στα 20 MHz. Στο πρώτο σήμα ο ρυθμός μετάδοσης είναι 36 Mbps και επιτυγχάνεται με διαμόρφωση 16-QAM, ενώ στο δεύτερο ο ρυθμός μετάδοσης είναι 54 Mbps και επιτυγχάνεται με διαμόρφωση 64-QAM. Στα επόμενα δύο πειράματα μεταδίδονται HT σήματα, συμφώνα με το πρότυπο n και με εύρος ζώνης 40 MHz. Το πρώτο σήμα βασίζεται στο HT-Mixed και το δεύτερο στο HT- Greenfield Frame Format. Και στις δυο περιπτώσεις επιλέγεται η τιμή 6 στο δείκτη MCS, που σημαίνει ότι ο ρυθμός μετάδοσης είναι 121,5 Mbps και επιτυγχάνεται με διαμόρφωση 64-QAM. Στα τελευταία δύο πειράματα μεταδίδονται VHT σήματα, συμφώνα με το πρότυπο ac και με εύρος ζώνης 80 MHz. Για το πρώτο σήμα επιλέγεται η τιμή 6 στο δείκτη MCS, που σημαίνει ότι ο ρυθμός μετάδοσης είναι 263,3 Mbps και επιτυγχάνεται με διαμόρφωση 64-QAM. Για το δεύτερο σήμα επιλέγεται η τιμή 9 στο δείκτη MCS, που σημαίνει ότι ο ρυθμός μετάδοσης είναι 433,3 Mbps και επιτυγχάνεται με διαμόρφωση 256-QAM και με επιλογή μειωμένου κυκλικού προθέματος. 100

112 Πίνακας 4-1: Βασικά χαρακτηριστικά των σημάτων για τα πειράματα στη σειρά προτύπων IEEE Measurement Exp/nt Exp/nt Exp/nt Exp/nt Exp/nt Exp/nt Name No1 No2 No3 No4 No5 No6 Standard a a n n ac ac Frame Format NHT NHT HTM HTG VHT VHT Channel Bandwidth (MHz) Spatial Streams Tx Antennas GI Type Normal Normal Normal Normal Normal Short MCS FEC Coding Rate 3/4 3/4 3/4 3/4 3/4 5/6 Modulation 16-QAM 64-QAM 64-QAM 64-QAM 64-QAM 256-QAM Number of Data Subcarriers Number of Pilot Subcarriers Total Subcarriers IFFT Length GI Duration (us) Data Rate (Mbps) ,5 121,5 263,3 433,3 Οι ρυθμίσεις της γεννήτριας καταγράφονται στον πίνακα 4-2. Αρχικά, η γεννήτρια ρυθμίζεται για τη συχνότητα και την ισχύ του φέροντος. Στη συνέχεια, επιλέγεται το πρότυπο με βάση το οποίο θα γίνει η παραγωγή του σήματος. Για το a προσφέρεται η επιλογή του ρυθμού μετάδοσης, με βάση τον οποίο πραγματοποιούνται αυτόματα οι υπόλοιπες ρυθμίσεις για τη διαμόρφωση. Για τα n και ac προσφέρεται η επιλογή του Frame Format, του δείκτη MCS και του εύρους ζώνης, όπου επίσης οι υπόλοιπες ρυθμίσεις για τη διαμόρφωση πραγματοποιούνται αυτόματα. Σημειώνεται ότι μόνο για την περίπτωση του έκτου πειράματος γίνεται μετάδοση με μειωμένο κυκλικό πρόθεμα. Επίσης, μόνο για την περίπτωση καταγραφής των χρονικών σημάτων των Preambles, το μήκος του πεδίου DATA επιλέγεται σε 0 αντί για 4095 Octets. 101

113 Οι ρυθμίσεις του αναλυτή καταγράφονται στον πίνακα 4-3. Όμοια με τη γεννήτρια, αρχικά ο αναλυτής ρυθμίζεται για τη συχνότητα του φέροντος και την ευαισθησία λήψης. Στη συνέχεια, για την ανάλυση των σημάτων αρκούν οι ρυθμίσεις για το πρότυπο, σε συνδυασμό με το Frame Format, καθώς και του εύρους ζώνης του μεταδιδόμενου σήματος. Όλες οι υπόλοιπες παράμετροι αναγνωρίζονται αυτόματα από τα πεδία SIG. Πίνακας 4-2: Ρυθμίσεις της γεννήτριας AEROFLEX SGD-6 για τα πειράματα στη σειρά προτύπων ΙΕΕΕ Measurement Exp/nt Exp/nt Exp/nt Exp/nt Exp/nt Exp/nt Name No1 No2 No3 No4 No5 No6 RF Frequency (MHz) RF Power Level (dbm) Standard a/b/g a/b/g n n ac ac Channel Bandwidth (MHz) Data Rate (Mbps) MCS Index Modulation Mode OFDM OFDM Frame Format - - HT MM HT GF VHT VHT Spatial Streams Tx Antennas Windowing Transition Time (ns) Data Length per Frame (Octets) FEC Coding BCC BCC BCC BCC BCC BCC Short GI - - OFF OFF OFF ON Antenna Tranmit Channel Power (dbm) -13,97-13,97-16,59-16,59-19,34-19,34 102

114 Πίνακας 4-3: Ρυθμίσεις του αναλυτή AEROFLEX SVA-13 για τα πειράματα στη σειρά προτύπων ΙΕΕΕ Measurement Exp/nt Exp/nt Exp/nt Exp/nt Exp/nt Exp/nt Name No1 No2 No3 No4 No5 No6 RF Frequency (MHz) RF Level (dbm) Analysis Auto Auto n n ac ac Mode a/b/g a/b/g HT HT VHT VHT Channel Bandwidth (MHz) ΜΕΤΑΔΟΣΗ ΜΕ NON-HT FRAME FORMAT (802.11a) Τα πειράματα 1 και 2 πραγματοποιούνται με σήματα που παράγονται με βάση το πρότυπο a, και σύμφωνα με το Non-HT Frame Format. Το πείραμα 1 πραγματοποιείται με ρυθμό μετάδοσης 36 Mbps ενώ το πείραμα 2 με ρυθμό μετάδοσης 54 Mbps. Στις παρακάτω εικόνες παρουσιάζονται οι μετρήσεις που πραγματοποιήθηκαν από τον αναλυτή AEROLEX SVA-13 και τον παλμογράφο TEKTRONIX DPO7354C. Σύμφωνα με τον πίνακα 4-1 τα σήματα και των δύο περιπτώσεων έχουν εύρος ζώνης καναλιού στα 20 MHz. Στην εικόνα 4-2 διακρίνονται τα φάσματα των δύο λαμβανόμενων σημάτων μαζί με τη συχνοτική απόκριση των καναλιών. Όπως διακρίνεται το εύρος ζώνης και για τις δυο περιπτώσεις είναι παρόμοιο, με το καταναλισκόμενο εύρος ζώνης να κυμαίνεται ανάμεσα στα 16 έως 17 MHz. Όμοια μεταξύ τους μορφή έχουν και τα αποτελέσματα με τη συχνοτική απόκριση του καναλιού, και όπως διακρίνεται, το κανάλι προκαλεί ολοένα και μεγαλύτερη εξασθένιση στα υποφέροντα 13 έως 26, δηλαδή στην άκρη της άνω πλευρικής του φάσματος. Αντίθετα με τα φάσματα, οι αστερισμοί είναι διαφορετικοί καθώς, σύμφωνα με τον πίνακα 4-1, στο πείραμα 1 η μετάδοση πραγματοποιείται με διαμόρφωση 16-QAM, ενώ στο πείραμα 2 η μετάδοση πραγματοποιείται με διαμόρφωση 64-QAM. Οι λαμβανόμενοι αστερισμοί παρουσιάζονται στην εικόνα 4-3. Στα αποτελέσματα διακρίνεται ο αστερισμός της διαμόρφωσης 16-QAM για το πείραμα 1 και ο αστερισμός της διαμόρφωσης 64-QAM για το πείραμα 2, ενώ και στις δύο περιπτώσεις διακρίνεται ο αστερισμός της διαμόρφωσης BPSK που χρησιμοποιείται στα πεδία LTF και SIG του 103

115 Preamble. Αντίθετα, δεν εμφανίζονται οι αστερισμοί των πιλοτικών σημάτων και του πεδίου STF. Στην εικόνα 4-4 καταγράφονται αποτελέσματα για τη λαμβανόμενη ισχύ και το λαμβανόμενο εύρος ζώνης, ενώ στην εικόνα 4-5 καταγράφονται αποτελέσματα για την ακρίβεια της διαμόρφωσης. Η λαμβανόμενη μέση ισχύς καναλιού (Channel Power) των δύο πειραμάτων είναι σχεδόν ίσες, καθώς στο πείραμα 1 είναι -37,6 dbm και στο πείραμα 2 είναι -38,5 dbm. Επίσης, ίσες είναι και οι τιμές του καταναλισκόμενου εύρους ζώνης το οποίο καταγράφεται σε 16,4 MHz και για τα δύο πειράματα, επιβεβαιώνοντας τα συμπεράσματα από την εικόνα 4-2. Εικόνα 4-2: Φάσμα και συχνοτική απόκριση των Non-HT σημάτων: α) Το φάσμα των 20 MHz στη μετάδοση των 36 Mbps, β) Το φάσμα των 20 MHz στη μετάδοση των 54 Mbps, γ) Η συχνοτική απόκριση του καναλιού στη μετάδοση των 36 Mbps και δ) Η συχνοτική απόκριση του καναλιού στη μετάδοση των 54 Mbps. Εικόνα 4-3: Αστερισμοί των Non-HT σημάτων: α) Οι αστερισμοί 16-QAM και BPSK στη μετάδοση των 36 Mbps και β) Οι αστερισμοί 64-QAM και BPSK στη μετάδοση των 54 Mbps. 104

116 Εικόνα 4-4: Μετρήσεις Power Profile και Occupied Bandwidth των Non-HT σημάτων: α) Μετρήσεις στη μετάδοση των 36 Mbps και β) Μετρήσεις στη μετάδοση των 54 Mbps. Εικόνα 4-5: Μετρήσεις Modulation Accuracy των Non-HT σημάτων: α) Μετρήσεις στη μετάδοση των 36 Mbps και β) Μετρήσεις στη μετάδοση των 54 Mbps. Είναι άξιο να σημειωθεί πως παρουσιάζεται μεγάλη διαφορά στο μήκος του Burst (εικόνα 4-4), ανάμεσα στα δύο πειράματα. Για το πείραμα 1 η μέση τιμή είναι περίπου 932 μs ενώ για το πείραμα 2 η μέση τιμή είναι περίπου 628 μs. Αυτό οφείλεται στο ότι με την διαμόρφωση 64-QAM μπορούν να διαμορφωθούν περισσότερα bits σε ένα OFDM σύμβολο σε σχέση με τη διαμόρφωση 16-QAM. Αυτό διακρίνεται και στα αποτελέσματα στην εικόνα 4-5. Ο αναλυτής αυτόματα έχει αναγνωρίσει τη διαμόρφωση για το κάθε πείραμα και έχει υπολογίσει το σύνολο των λαμβανόμενων bits του PSDU σε bits, δηλαδή τα 4095 Octets που ρυθμίστηκαν στη γεννήτρια και στον πίνακα 4-1. Από αυτό συνεπάγεται ότι το μήκος του πεδίου DATA του πειράματος 1 είναι μεγαλύτερο και περιλαμβάνει περισσότερα OFDM σύμβολα. Πιο συγκεκριμένα, ο αναλυτής έχει λάβει 228 PSDU σύμβολα για το πείραμα 1 και 152 PSDU σύμβολα για το πείραμα 2. Επομένως, επιβεβαιώνεται ότι το μήκος του Burst αποτελείται από τον αριθμό των PSDU συμβόλων, με 4 μs διάρκεια το καθένα, μαζί με το μήκος του Preamble που θεωρητικά είναι 20 μs, και είναι μεγαλύτερο για το πείραμα 1. Επίσης, από την εικόνα 4-5 παρατηρείται ότι για το πείραμα 2 όλες οι μετρήσεις για το EVM είναι αυξημένες και για το RCE είναι μειωμένες σε σχέση με αυτές του πειράματος 1. Αυτό σημαίνει ότι η ποιότητα λήψης είναι χειρότερη για το πείραμα 2. Αυτό συμβαίνει λόγω της διαμόρφωσης 64-QAM, στην όποια οι αποστάσεις των συμβόλων στον αστερισμό είναι πιο κοντά από αυτές της διαμόρφωσης 16-QAM, και επηρεάζεται περισσότερο από τον θόρυβο. 105

117 Στην τελευταία εικόνα για τα πειράματα 1 και 2, εικόνα 4-6, καταγράφεται η χρονική απεικόνιση μόνο του εκπεμπόμενου Preamble, από τον παλμογράφο. Στην εικόνα διακρίνονται εύκολα τα 10 επαναλαμβανόμενα σύμβολα του L-STF, το οποίο συνολικά διαρκεί 8 μs. Για το L-LTF, το οποίο επίσης συνολικά διαρκεί 8 μs, πολύ δύσκολα διακρίνονται τα δύο επαναλαμβανόμενα σύμβολα, από τα οποία προηγείται το διπλό Cyclic Prefix. Το L-SIG, καθώς μεταφέρει πληροφορίες, δεν έχει κάποια επαναληψιμότητα για να μπορεί να διακριθεί εύκολα, γι αυτό και χαράσσεται στην εικόνα από το τέλος του L-LTF και για 4 μs ακόμα, γνωρίζοντας από τη θεωρία τη διάρκειά του. Τέλος, αν και η γεννήτρια για τη συγκεκριμένη διαδικασία ρυθμίστηκε με 0 Octets στο μήκος του πεδίου DATA, η γεννήτρια έκπεμψε ένα OFDM σύμβολο με διάρκεια 4 μs για το πεδίο DATA. Σύμφωνα με το πρότυπο, το πρώτο OFDM σύμβολο του πεδίου DATA πολλές φορές χρησιμοποιείται ως συμπληρωματικό για το πεδίο SIG, και μεταφέρει πληροφορίες για την αρχικοποίηση του BCC decoder. Επομένως, η γεννήτρια έκπεμψε το τελευταίο σύμβολο, ως συμπληρωματικό του πεδίου SIG. Εικόνα 4-6: Χρονική απεικόνιση του Non-HT Preamble. 106

118 4.5 ΜΕΤΑΔΟΣΗ ΜΕ HT FRAME FORMATS (802.11n) Τα πειράματα 3 και 4 πραγματοποιούνται με σήματα που παράγονται με βάση το πρότυπο n. Το σήμα στο πείραμα 3 βασίζεται στο HT-Mixed Frame Format και το σήμα στο πείραμα 4 βασίζεται στο HT-Greenfield Frame Format. Και τα δυο πειράματα πραγματοποιούνται με το δείκτη MCS να έχει την τιμή 6, που σημαίνει ότι ο ρυθμός μετάδοσης είναι 121,5 Mbps χρησιμοποιώντας κανονικό Cyclic Prefix. Στις παρακάτω εικόνες παρουσιάζονται οι μετρήσεις που πραγματοποιήθηκαν από τον αναλυτή AEROLEX SVA-13 και τον παλμογράφο TEKTRONIX DPO7354C. Εικόνα 4-7: Φάσμα και συχνοτική απόκριση των HT σημάτων: α) Το φάσμα των 40 MHz στη μετάδοση του HT-Mixed Frame Format, β) Το φάσμα των 40 MHz στη μετάδοση του HT- Greenfield Frame Format, γ) Η συχνοτική απόκριση του καναλιού στη μετάδοση του HT-Mixed Frame Format και δ) Η συχνοτική απόκριση του καναλιού στη μετάδοση του HT-Greenfield Frame Format. Εικόνα 4-8: Αστερισμοί των HT σημάτων: α) Οι αστερισμοί 64-QAM, οριζόντιου BPSK και κάθετου BPSK στη μετάδοση του HT-Mixed Frame Format και β) Οι αστερισμοί 64-QAM, οριζόντιου BPSK και κάθετου BPSK στη μετάδοση του HT-Greenfield Frame Format. 107

119 Σύμφωνα με τον πίνακα 4-1 τα σήματα και των δύο περιπτώσεων έχουν εύρος ζώνης καναλιού 40 MHz. Στην εικόνα 4-7 διακρίνονται τα φάσματα των δύο λαμβανόμενων σημάτων μαζί με τη συχνοτική απόκριση των καναλιών. Όπως διακρίνεται το εύρος ζώνης και για τις δυο περιπτώσεις είναι παρόμοιο με το καταναλισκόμενο εύρος ζώνης να είναι περίπου στα 36 MHz. Όμοια μεταξύ τους μορφή έχουν και τα αποτελέσματα με τη συχνοτική απόκριση του καναλιού. Όπως διακρίνεται, το κανάλι δεν έχει σημαντικές μεταβολές στα υποφέροντα -26 έως 26, σε σχέση με τα πειράματα 1 και 2. Επιπλέον, διαφαίνεται η συχνοτική εξασθένιση στα άκρα των πλευρικών του φάσματος λόγω της απόκρισης του καναλιού στο εύρος ζώνης των 40MHz. Αντίθετα με τα πειράματα 1 και 2, οι αστερισμοί έχουν ίδια μορφή καθώς, σύμφωνα με τον πίνακα 4-1, και στα δύο πειράματα η μετάδοση πραγματοποιείται με διαμόρφωση 64-QAM. Οι λαμβανόμενοι αστερισμοί παρουσιάζονται στην εικόνα 4-8. Στα αποτελέσματα και των δυο πειραμάτων διακρίνεται ο αστερισμός της διαμόρφωσης 64-QAM, ενώ επίσης διακρίνονται και δύο αστερισμοί διαμόρφωσης BPSK με 90 ο διαφορά φάσης. Για το πείραμα 3 και το HT-Mixed Frame Format, ο αστερισμός όπου τα σύμβολα του βρίσκονται επάνω στον οριζόντιο άξονα προέρχεται από τα πεδία L-LTF, L-SIG και HT-LTF, ενώ για το πείραμα 4 και το HT-Greenfield Frame Format, ο αστερισμός όπου τα σύμβολα του βρίσκονται επάνω στον οριζόντιο άξονα προέρχεται από το πεδίο HT-LTF1. Ο αστερισμός όπου τα σύμβολα του βρίσκονται επάνω στον κάθετο άξονα προέρχεται από το πεδίο HT-SIG και για τα δυο πειράματα. Επίσης, όμοια με τα προηγούμενα πειράματα, δεν εμφανίζονται οι αστερισμοί των πιλοτικών σημάτων και των πεδίων L-STF και HT-STF για το HT-Mixed Frame Format και του πεδίου HT-GF-STF για το HT-Greenfield Frame Format. Στην εικόνα 4-9 καταγράφονται αποτελέσματα για τη λαμβανόμενη ισχύ και το λαμβανόμενο εύρος ζώνης, ενώ στην εικόνα 4-10 καταγράφονται αποτελέσματα για την ακρίβεια της διαμόρφωσης. Η λαμβανόμενη μέση ισχύς καναλιού είναι σχεδόν ίση και για τα δύο πειράματα καθώς για το πείραμα 3 είναι -39,4 dbm και για το πείραμα 4 είναι -39,1 dbm. Επίσης, το καταναλισκόμενο εύρος ζώνης καταγράφεται στα 35,5 MHz και για τα δύο πειράματα, και επιβεβαιώνει τα συμπεράσματα από την εικόνα 4-7. Εικόνα 4-9: Μετρήσεις Power Profile και Occupied Bandwidth των HT σημάτων: α) Μετρήσεις στη μετάδοση του HT-Mixed Frame Format και β) Μετρήσεις στη μετάδοση του HT-Greenfield Frame Format. 108

120 Εικόνα 4-10: Μετρήσεις Modulation Accuracy HT σημάτων: α) Μετρήσεις στη μετάδοση του HT- Mixed Frame Format και β) Μετρήσεις στη μετάδοση του HT-Greenfield Frame Format. Εικόνα 4-11: Χρονική απεικόνιση του HT-Mixed Preamble. 109

121 Εικόνα 4-12: Χρονική απεικόνιση του HT-Greenfield Preamble. Αν και σε αυτά τα δυο πειράματα πρόκειται για HT μεταδόσεις, με τον ίδιο δείκτη MCS και με το ίδιο εύρος ζώνης, το μήκος του Burst (εικόνα 4-9) καταγράφεται να έχει διαφορά. Για το πείραμα 3 η μέση τιμή είναι περίπου 308 μs ενώ για το πείραμα 4 η μέση τιμή είναι περίπου 296 μs. Αυτό οφείλεται στο ότι το Preamble του HT-Mixed Frame Format έχει μεγαλύτερο μήκος από αυτό του HT-Greenfield Frame Format. Αυτό το συμπέρασμα προκύπτει και σε συνδυασμό με τα αποτελέσματα της εικόνας 4-10, όπου ο αναλυτής έχει μετρήσει 68 λαμβανόμενα PSDU σύμβολα και για τα δύο πειράματα, καθώς και, αναμενόμενα, τον ίδιο ρυθμό μετάδοσης σε 121,5 Mbps και την ίδια διαμόρφωση, την 64-QAM. Τα 68 λαμβανόμενα PSDU σύμβολα είναι λιγότερα και από τα μισά των 152 λαμβανόμενων PSDU σύμβολων του πειράματος 2, λόγω του διπλάσιου εύρους ζώνης που χρησιμοποιείται, παρόλο που το μήκος του πεδίου DATA είναι ρυθμισμένο στα 4095 Octets. Επίσης, από την εικόνα 4-10 παρατηρείται ότι και για τα δύο πειράματα όλες οι μετρήσεις για το EVM και για το RCE είναι σχεδόν ίσες. Αυτό είναι ένα αναμενόμενο αποτέλεσμα καθώς η μόνη διαφορά μεταξύ των μεταδόσεων στα πειράματα 3 και 4 είναι το Preamble για λόγους συμβατότητας. Σε σύγκριση των δύο πειραμάτων με το πείραμα 2, παρόλο που χρησιμοποιείται η ίδια διαμόρφωση, 64-QAM, και η ισχύς λήψης είναι σχεδόν ίση, η ποιότητα των HT σημάτων φαίνεται να είναι λίγο χειρότερη. Αυτό διαπιστώνεται με σύγκριση των μετρήσεων EVM και RCE, και σύμφωνα με το σύνολο των αποτελεσμάτων οφείλεται στην μεγαλύτερη εξασθένιση που προκαλεί το κανάλι στα ακριανά υποφέροντα των δύο πλευρικών του φάσματος. 110

122 Τέλος, στις εικόνες 4-11 και 4-12 καταγράφεται η χρονική απεικόνιση μόνο του εκπεμπόμενου Preamble από τον παλμογράφο, για τα HT-Mixed και HT-Greenfield Frame Formats αντίστοιχα. Στην εικόνα 4-11 για το HT-Mixed Frame Format διακρίνονται εύκολα τα πεδία L-STF, L-LTF και L-SIG, όμοια με το Preamble των πειραμάτων 1 και 2. Στη συνέχεια διακρίνεται το HT SIG, το οποίο, όμοια με το L-SIG, μεταφέρει πληροφορίες αλλά δεν έχει κάποια επαναληψιμότητα για να μπορεί να διακριθεί εύκολα. Όμως, γνωρίζοντας από τη θεωρία τη διάρκειά του, χαράσσεται στην εικόνα από το τέλος του L-SIG και για 8 μs ακόμα, μέχρι την αρχή του πεδίου HT-STF. Το πεδίο HT-STF, το οποίο συνολικά διαρκεί 4 μs, διακρίνεται εύκολα τα 5 επαναλαμβανόμενα σύμβολα, όμοια με το L-STF. Το πεδίο ΗΤ-LTF, γνωρίζοντας από τη θεωρία ότι διαρκεί 4 μs, χαράσσεται στην εικόνα από το τέλος του HT-STF και για 4 μs ακόμα, καθώς δεν είναι εύκολο να διακριθεί. Το συγκεκριμένο πεδίο ανήκει στην ομάδα των Data HT-LTF και όχι στην ομάδα των Extension HT-LTF, και δεν μπορεί να ακολουθήσει κάποιο άλλο πεδίο HT-LTF καθώς η μετάδοση είναι SISO. Τέλος, όμοια με το Preamble των πειραμάτων 1 και 2, η γεννήτρια έκπεμψε ένα OFDM σύμβολο με διάρκεια 4 μs για το πεδίο DATA. Στην εικόνα 4-12 για το HT-Greenfield Frame Format διακρίνονται εύκολα τα 10 επαναλαμβανόμενα σύμβολα του HT-GF-STF, όμοια με όλα τα πεδία STF των άλλων πειραμάτων. Το HT-GF-STF συνολικά διαρκεί 8 μs. Για το ΗΤ- LTF1, το οποίο επίσης συνολικά διαρκεί 8 μs, δύσκολα διακρίνονται τα δύο επαναλαμβανόμενα σύμβολα, από τα οποία προηγείται το διπλό Cyclic Prefix. Το ΗΤ- LTF1 είναι όμοιο με το L-LTF του a. Το HT-SIG, καθώς μεταφέρει πληροφορίες, δεν έχει κάποια επαναληψιμότητα για να μπορεί να διακριθεί εύκολα, και για το λόγο αυτό χαράσσεται στην εικόνα από το τέλος του HT-LTF1 και για 8 μs ακόμα, γνωρίζοντας από τη θεωρία τη διάρκειά του. Το HT-SIG είναι ίδιο με αυτό του Preamble του HT-Mixed Frame Format. Το πεδίο HT-LTF1, πριν το HT-SIG, ανήκει στην ομάδα των Data HT-LTF. Γι αυτό δεν ακολουθεί μετά το HT-SIG άλλο πεδίο HT-LTF, ούτε από την ομάδα των Data HT-LTF, ούτε από την ομάδα των Extension HT-LTF, καθώς η μετάδοση είναι SISO. Τέλος, όμοια με το Preamble των πειραμάτων 12, και 3, η γεννήτρια έκπεμψε ένα OFDM σύμβολο με διάρκεια 4 μs για το πεδίο DATA. 4.6 ΜΕΤΑΔΟΣΗ ΜΕ VHT FRAME FORMAT (802.11ac) Τα πειράματα 5 και 6 πραγματοποιούνται με σήματα που παράγονται με βάση το πρότυπο ac και το VHT Frame Format στα 80 MHz. Το σήμα στο πείραμα 5 πραγματοποιείται με το δείκτη MCS να έχει την τιμή 6, που σημαίνει ότι ο ρυθμός μετάδοσης είναι 263,3 Mbps χρησιμοποιώντας κανονικό Cyclic Prefix και διαμόρφωση 64-QAM. Το σήμα στο πείραμα 6 πραγματοποιείται με το δείκτη MCS να έχει την τιμή 9, που σημαίνει ότι ο ρυθμός μετάδοσης είναι 433,3 Mbps χρησιμοποιώντας μειωμένο Cyclic Prefix και διαμόρφωση 256-QAM. Στις παρακάτω εικόνες παρουσιάζονται οι 111

123 μετρήσεις που πραγματοποιήθηκαν από τον αναλυτή AEROLEX SVA-13 και τον παλμογράφο TEKTRONIX DPO7354C. Σύμφωνα με τον πίνακα 4-1 τα σήματα και των δύο περιπτώσεων έχουν εύρος ζώνης καναλιού στα 80 MHz. Στην εικόνα 4-13 διακρίνονται τα φάσματα των δύο λαμβανόμενων σημάτων μαζί με τη συχνοτική απόκριση των καναλιών. Όπως διακρίνεται το εύρος ζώνης και για τις δυο περιπτώσεις είναι παρόμοιο με το καταναλισκόμενο εύρος ζώνης να είναι περίπου στα 76 MHz. Περίπου όμοια μεταξύ τους μορφή έχουν και τα αποτελέσματα με τη συχνοτική απόκριση του καναλιού, όπου διακρίνεται έντονα το frequency selective fading. Οι αναμενόμενοι αστερισμοί δεν έχουν την ίδια μορφή διότι, σύμφωνα με τον πίνακα 4-1, στο πείραμα 5 η μετάδοση πραγματοποιείται με διαμόρφωση 64-QAM και στο πείραμα 6 η μετάδοση πραγματοποιείται με διαμόρφωση 256-QAM. Οι λαμβανόμενοι αστερισμοί παρουσιάζονται στην εικόνα Στα αποτελέσματα διακρίνεται ο αστερισμός της διαμόρφωσης 64-QAM, ο οποίος δείχνει να έχει επηρεαστεί περισσότερο από το θόρυβο σε σχέση με τα πειράματα 2, 3, και 4, ενώ για το πείραμα 6 ο αστερισμός της διαμόρφωσης 256-QAM διακρίνεται με μεγάλη δυσκολία, καθώς φαίνεται ότι είναι αρκετά επηρεασμένος από το θόρυβο. Επίσης, και στις δύο περιπτώσεις διακρίνεται ο αστερισμός της διαμόρφωσης BPSK που χρησιμοποιείται, όπως και σε όλα τα προηγούμενα πειράματα, για τα πεδία L-LTF, L- SIG, VHT-SIG-A, VHT-LTF και VHT-SIG-B. Επίσης, όμοια με τα προηγούμενα πειράματα, δεν εμφανίζονται οι αστερισμοί των πιλοτικών σημάτων και των πεδίων L-STF και VHT- STF. Εικόνα 4-13: Φάσμα και συχνοτική απόκριση των VHT σημάτων: α) Το φάσμα των 80 MHz στη μετάδοση με το MCS 6, β) Το φάσμα των 80 MHz στη μετάδοση με το MCS 9, γ) Η συχνοτική απόκριση του καναλιού στη μετάδοση με το MCS 6 και δ) Η συχνοτική απόκριση του καναλιού στη μετάδοση με το MCS

124 Εικόνα 4-14: Αστερισμοί των VHT σημάτων: α) Οι αστερισμοί 64-QAM και BPSK στη μετάδοση με το MCS 6 και β) Οι αστερισμοί 256-QAM και BPSK στη μετάδοση με το MCS 9. Στην εικόνα 4-15 καταγράφονται αποτελέσματα για τη λαμβανόμενη ισχύ. Αντίθετα με όλα τα προηγούμενα πειράματα δεν καταγράφονται αποτελέσματα για το λαμβανόμενο εύρος ζώνης διότι το εύρος ζώνης των 80 MHz είναι ίσο με το μέγιστο span που επιτρέπει ο αναλυτής να χρησιμοποιείται για τα πρότυπα των WLAN, με αποτέλεσμα να μην μπορεί ο αναλυτής να υπολογίσει το καταναλισκόμενο εύρος ζώνης. Στην εικόνα 4-16 καταγράφονται αποτελέσματα για την ακρίβεια της διαμόρφωσης. Η λαμβανόμενη μέση ισχύς καναλιού είναι ίση και για τα δύο πειράματα, καθώς στο πείραμα 5 είναι -40,9 dbm το πείραμα 6 είναι -41,2 dbm. Οι τιμές της ισχύος λήψης είναι 1,5 έως 2 db χαμηλότερες από αυτές των πειραμάτων 3 και 4. Έτσι, αιτιολογείται ο μεγαλύτερος θόρυβος στους αστερισμούς. Εικόνα 4-15: Μετρήσεις Power Profile των VHT σημάτων: α) Μετρήσεις στη μετάδοση με το MCS 6 και β) Μετρήσεις στη μετάδοση με το MCS 9. Εικόνα 4-16: Μετρήσεις Modulation Accuracy των VHT σημάτων: α) Μετρήσεις στη μετάδοση με το MCS 6 και β) Μετρήσεις στη μετάδοση με το MCS

125 Σε αυτά τα δυο πειράματα, αναμενόμενα, το μήκος του Burst (εικόνα 4-15) καταγράφεται να έχει διαφορά, λόγω της διαφοράς των διαμορφώσεων, του ρυθμού κωδικοποίησης, αλλά και του Cyclic Prefix. Για το πείραμα 5 η μέση τιμή είναι περίπου 168 μs, έχοντας μετρήσει ο αναλυτής 32 λαμβανόμενα PSDU σύμβολα, ενώ για το πείραμα 6 η μέση τιμή είναι περίπου 119 μs, με 22 λαμβανόμενα PSDU σύμβολα. Ο αναλυτής, επίσης, ορθά έχει αναγνωρίσει και εμφανίσει στα αποτελέσματα τις διαμορφώσεις, το Cyclic Prefix, αλλά και τους ρυθμούς μετάδοσης σε 263,3 Mbps για το πείραμα 5 και 433,3 Mbps για το πείραμα 6. Τα 32 λαμβανόμενα PSDU σύμβολα του πειράματος 5, επίσης, είναι λιγότερα από τα μισά των 68 λαμβανόμενων PSDU σύμβολων των πειραμάτων 3 και 4, λόγω του διπλάσιου εύρους ζώνης που χρησιμοποιείται, παρόλο που το μήκος του πεδίου DATA είναι ρυθμισμένο στα 4095 Octets. Επίσης, από την εικόνα 4-16 παρατηρείται ότι όλες οι μετρήσεις για το EVM και για το RCE είναι καλύτερες για το πείραμα 5. Αυτό είναι ένα αναμενόμενο αποτέλεσμα, όπως συνέβη και στα πειράματα 1 και 2, καθώς οι μεταδόσεις έχουν διαφορά στην διαμόρφωση, με την διαμόρφωση 64-QAM του πειράματος 5 να επηρεάζεται λιγότερο από το θόρυβο σε σχέση με την διαμόρφωση 256-QAM του πειράματος 6. Σε σύγκριση των πειραμάτων 3 και 4 με το πείραμα 5, παρόλο που χρησιμοποιείται η ίδια διαμόρφωση, 64-QAM, η ισχύς λήψης είναι, όπως προαναφέρθηκε, μικρότερη, και έτσι η ποιότητα του VHT σήματος φαίνεται να είναι λίγο χειρότερη. Αυτό διαπιστώνεται με σύγκριση των μετρήσεων EVM και RCE, όπου είναι συγκριτικά καλύτερες αυτές των HT μεταδόσεων. Σύμφωνα με το σύνολο των αποτελεσμάτων, η χειρότερη απόδοση του VHT σήματος οφείλεται στην μεγαλύτερη εξασθένιση που προκαλεί το κανάλι, από τη στιγμή που διπλασιάστηκε το φάσμα, η όποια τείνει να γίνεται μεγαλύτερη σε υποφέροντα που βρίσκονται όλο και πιο μακριά από τη συχνότητα του φέροντος, ή με άλλα λόγια, τη συχνότητα συντονισμού των κεραιών. Στην εικόνα 4-17, η οποία είναι η τελευταία για τα πειράματα 5 και 6, καταγράφεται η χρονική απεικόνιση μόνο του εκπεμπόμενου Preamble από τον παλμογράφο. Στην εικόνα διακρίνονται εύκολα τα πεδία L-STF, L-LTF και L-SIG, όμοια με το Preamble των πειραμάτων 1 και 2 για το Non-HT και του πειράματος 3 για το HT- Mixed Frame Format. Στη συνέχεια διακρίνεται το VHT SIG A, το οποίο μεταφέρει πληροφορίες αλλά δεν έχει κάποια επαναληψιμότητα για να μπορεί να διακριθεί εύκολα. Για το λόγο αυτό, γνωρίζοντας από τη θεωρία τη διάρκειά του, χαράσσεται στην εικόνα από το τέλος του L-SIG και για 8 μs ακόμα, μέχρι την αρχή του πεδίου VHT- STF. Το πεδίο VHT-STF, το οποίο συνολικά διαρκεί 4 μs, διακρίνεται εύκολα από τα 5 επαναλαμβανόμενα σύμβολα, όπως το HT-STF. Το πεδίο VΗΤ-LTF, γνωρίζοντας από τη θεωρία ότι διαρκεί 4 μs, χαράσσεται στην εικόνα από το τέλος του VHT-STF και για 4 μs ακόμα, καθώς δεν είναι εύκολο να διακριθεί. Το συγκεκριμένο πεδίο ανήκει στην ομάδα των Data VHT-LTF και όχι στην ομάδα των Extension VHT-LTF, και δεν μπορεί να ακολουθήσει κάποιο άλλο πεδίο VHT-LTF καθώς η μετάδοση είναι SISO. Σε συνέχεια του πεδίου VHT-LTF ακολουθεί το πεδίο VHT SIG Β, το οποίο, όμοια με το VHT SIG A, 114

126 μεταφέρει πληροφορίες και δεν έχει επαναληψιμότητα για να μπορεί να διακριθεί εύκολα. Το πεδίο VHT SIG Β χαράσσεται στην εικόνα από το τέλος του VHT-LTF και για 4 μs ακόμα, γνωρίζοντας από τη θεωρία τη διάρκειά του. Τέλος, όμοια με το Preamble όλων των προηγούμενων πειραμάτων, η γεννήτρια έκπεμψε ένα OFDM σύμβολο με διάρκεια 4 μs για το πεδίο DATA. Γενικότερα, σε σύγκριση με τα Preambles των προηγούμενων πειραμάτων, το Preamble του VHT Frame Format εμφανίζει πολλές ομοιότητες στη δομή του με το Preamble του HT-Mixed Frame Format. Η μόνη διαφορά είναι ότι πριν από το πεδίο DATA προηγείται ένα επιπλέον πεδίο, το VHT SIG Β. Εικόνα 4-17: Χρονική απεικόνιση του VHT Preamble. 4.7 ΓΕΝΙΚΑ ΣΥΜΠΕΡΑΣΜΑΤΑ Σε αυτό το κεφάλαιο πραγματοποιήθηκαν πειράματα σε σήματα σύμφωνα με τη σειρά προτύπων IEEE Τα πειράματα που πραγματοποιήθηκαν αφορούσαν τα πρότυπα a, n και ac που συνδυάζουν τις τεχνικές OFDM και MIMO. Οι μετρήσεις ήταν μόνο για τις παραμετροποιήσεις της OFDM, διότι τα μηχανήματα που χρησιμοποιήθηκαν διέθεταν από ένα κανάλι, και έτσι ήταν αδύνατη η εφαρμογή των τεχνικών MIMO. Ο στόχος των πειραμάτων ήταν η επαλήθευση διάφορων 115

127 λειτουργιών των προτύπων και η επίδειξη της παραμετροποίησης της OFDM στα πρότυπα. Για την επίτευξη των πειραμάτων χρησιμοποιήθηκε μια πειραματική διάταξη που αποτελείται από εξοπλισμό υψηλών προδιαγραφών, τα οποία διαθέτουν ενσωματωμένα τα εξειδικευμένα λογισμικά τους για την παραγωγή των σημάτων και τις μετρήσεις, καθώς και δύο κεραίες για την εκπομπή και λήψη των σημάτων. Τα πειράματα που πραγματοποιήθηκαν γενικότερα επαλήθευσαν αρκετές από τις λειτουργιές των προτύπων. Για το πρότυπο a πραγματοποιήθηκαν δύο πειράματα με το non-ht Frame Format, για ρυθμούς μετάδοσης 36 Mbps και 54 Mbps, με εύρος ζώνης 20 MHz και με διαμορφώσεις 16-QAM και 64-QAM, αντίστοιχα. Για το πρότυπο n πραγματοποιήθηκαν δύο πειράματα χρησιμοποιώντας τον δείκτη MCS 6, με εύρος ζώνης 40 MHz και διαμόρφωση 64-QAM. Το πρώτο πείραμα ήταν με βάση το HT Mixed Frame Format και το δεύτερο με το HT Greenfield Frame Format. Για το πρότυπο ac πραγματοποιήθηκαν επίσης δύο πειράματα με το VHT Frame Format και με εύρος ζώνης 80 MHz. Το πρώτο πείραμα ήταν χρησιμοποιώντας το MCS 6 με διαμόρφωση 64-QAM και το δεύτερο ήταν χρησιμοποιώντας το MCS 9 με διαμόρφωση 256-QAM και με μειωμένο Cyclic Prefix. Με τις παραπάνω παραμετροποιήσεις και χαρακτηριστικά επιτεύχθηκε να παρουσιαστούν όλα τα διαθέσιμα Frame Formats, τα φάσματα σε τρεις από τις τέσσερις διαθέσιμες τιμές του εύρους ζώνης και οι αστερισμοί σε τρία από τα πέντε διαθέσιμα σχήματα διαμόρφωσης του πεδίου DATA. Επίσης, καταγράφτηκαν μετρήσεις για την ακρίβεια της διαμόρφωσης, ενώ παρουσιάστηκαν οι χρονικές απεικονίσεις των Preambles για κάθε Frame Format. Τα φάσματα που παρουσιάστηκαν ήταν για τις τιμές 20 MHz, 40 MHz και 80 MHz εύρους ζώνης. Δεν πραγματοποιήθηκε πείραμα για εύρος ζώνης στα 160 MHz που διαθέτει το ac, διότι δεν επέτρεπε ο αναλυτής AEROFLEX SVA-13, που παρέχει μέγιστο span τα 80 MHz για τη σειρά προτύπων ΙΕΕΕ Τα φάσματα που παρουσιάστηκαν συνοδεύονταν και από τη συχνοτική απόκριση του καναλιού, για κάθε περίπτωση. Από τα αποτελέσματα μπορούσε να διακριθεί το καταναλισκόμενο εύρος ζώνης καθώς και η συμπεριφορά του καναλιού ως προς το fading, όπου όπως έδειξαν τα αποτελέσματα, το frequency selective fading αυξανόταν όλο και πιο πολύ όσο μεγάλωνε το εύρος ζώνης, κυρίως στις ακριανές περιοχές των δύο πλευρικών του φάσματος. Με άλλα λόγια, το frequency selective fading αυξανόταν σε υποφέροντα τα οποία βρίσκονταν όλο και πιο μακριά από τη συχνότητα του κεντρικού φέροντος. Στους αστερισμούς παρουσιάστηκαν τα σχήματα διαμόρφωσης 16-QAM, 64-QAM και 256-QAM τα οποία χρησιμοποιούνται για τη διαμόρφωση των συμβόλων στο πεδίο DATA. Μαζί με αυτά, σε κάθε αστερισμό παρουσιαζόταν και το σχήμα διαμόρφωσης BPSK, με τα σημεία του αστερισμού να βρίσκονται στον οριζόντιο άξονα, ή και στον κάθετο άξονα στις μεταδόσεις με τα HT Frame Formats. Το BPSK χρησιμοποιείται από διάφορα πεδία των Preambles, κυρίως για μεταφορά παραμέτρων από τα πεδία SIG. 116

128 Για κάθε πείραμα καταγράφτηκαν μετρήσεις για την ποιότητα του σήματος και την ακρίβεια της διαμόρφωσης. Οι μετρήσεις που περιλάμβαναν στοιχεία όπως το μήκος του burst, τον αριθμό των PSDU συμβόλων, και άλλα, έδειξαν την επιτυχία των μεταδόσεων καθώς επιβεβαίωναν τις παραμετροποιήσεις στον πομπό και τα χαρακτηριστικά των σημάτων. Επίσης, καταγράφτηκαν μετρήσεις όπως η ισχύς λήψης, το OBW, το EVM, το RCE, και άλλα. Τα αποτελέσματα των EVM και RCE έδειξαν ότι η ποιότητα του σήματος γίνεται χειρότερη όσο αυξάνεται ο αριθμός των συμβόλων στο σχήμα διαμόρφωσης αλλά και όσο αυξάνεται το εύρος ζώνης. Το πρώτο συμβαίνει διότι όσο αυξάνεται ο αριθμός των συμβόλων στο σχήμα διαμόρφωσης, μικραίνει και η μεταξύ τους απόσταση, για να υπάρχει η κανονικοποιημένη μέση ισχύς. Το δεύτερο συμβαίνει διότι, όπως έδειξαν και τα αποτελέσματα με τη συχνοτική απόκριση του καναλιού, όσο αυξάνεται το εύρος ζώνης τόσο επηρεάζονται τα subcarriers από το frequency selective fading. Επίσης, για κάθε Frame Format πραγματοποιήθηκε καταγραφή της χρονικής απεικόνισης. Με αυτές διακρίθηκαν τα πεδία και η δομή του κάθε Preamble για τα non- HT, HT-Mixed, HT-Greenfield και VHT Frame Formats. Τα αποτελέσματα έδειξαν τη διάρκεια των πεδίων αλλά και τη μορφή τους, όπως χαρακτηριστικά για τα πεδία STF και LTF με την περιοδικότητα που εμφανίζουν για να μπορούν να ανιχνεύονται από τους δέκτες και να επιτυγχάνεται ο συγχρονισμός και η εκτίμηση του καναλιού. Τα αποτελέσματα επιβεβαίωσαν τη δομή των Frame Formats με τη θεωρία, ενώ ταυτόχρονα φάνηκαν ομοιότητες και διαφορές των Preambles, που παίζουν σημαντικό ρόλο στη συμβατότητα των νεότερων προτύπων με τα παλιότερα, όπως για παράδειγμα το HT-Mixed που είναι συμβατό για ένα δέκτη με τεχνολογία a. Τέλος, αξίζει να σημειωθεί πως σε κάθε Preamble, η γεννήτρια AEROFLEX SGD-6, παρόλο που είχε ρυθμιστεί με 0 Octets για τη διαδικασία καταγραφής αυτών των αποτελεσμάτων, έκπεμπε ένα επιπλέον OFDM σύμβολο με διάρκεια 4 μs, το οποίο το δανειζόταν από το πεδίο DATA για να το χρησιμοποιήσει ως συμπληρωματικό για το πεδίο SIG και να μεταφέρει πληροφορίες για την αρχικοποίηση του BCC decoder, όπως ορίζεται και από το πρότυπο ως προαιρετική λειτουργία. 117

129 5. ΠΕΙΡΑΜΑΤΙΚΕΣ ΜΕΤΡΗΣΕΙΣ ΣΤΑ ΠΡΟΤΥΠΑ 3GPP LTE ΚΑΙ LTE ADVANCED 5.1 ΣΚΟΠΟΣ ΠΕΙΡΑΜΑΤΩΝ ΕΙΣΑΓΩΓΗ Σε αυτό το κεφάλαιο πραγματοποιούνται πειράματα σε σήματα τα οποία συνδυάζουν τις τεχνικές OFDM και MIMO [61, 62], σύμφωνα με τα πρότυπα LTE [34] και LTE-A [35] του οργανισμού 3GPP. Οι μετάδοση των σημάτων για όλα τα πειράματα πραγματοποιείται ασύρματα. Αρχικά, πραγματοποιούνται μεταδόσεις SISO 1x1 στο Uplink, χρησιμοποιώντας συνδυασμούς διαμορφώσεων και εύρους ζώνης, έτσι ώστε να καλυφθούν οι περισσότερες των περιπτώσεων των διαθέσιμων διαμορφώσεων και τιμών του εύρους ζώνης. Στη συνέχεια, πραγματοποιούνται μεταδόσεις SISO 1x1 στο Downlink χρησιμοποιώντας διαμόρφωση QPSK και 16-QAM με εύρος ζώνης στα 10 MHz και διαμόρφωση 64-QAM με εύρος ζώνης στα 20 MHz. Τα επόμενα πειράματα αφορούν μεταδόσεις χρησιμοποιώντας τεχνικές MIMO. Συγκεκριμένα, πραγματοποιείται μια μετάδοση για την τεχνική MISO 2x1 Transmit Diversity και δύο μεταδόσεις για την τεχνική MIMO 2x2 Spatial Multiplexing, μία σε συνδυασμό με την τεχνική Beamforming, και μία εφαρμόζοντας την τεχνική Large Delay CDD. Το τελευταίο πείραμα αφορά τη νέα τεχνική του LTE-A, Carrier Aggregation (CA), χρησιμοποιώντας 2 κανάλια των 10 MHz για τη δημιουργία ενός συνολικού εύρους ζώνης των 20 MHz. Είναι σκόπιμο να σημειωθεί πως όλα τα σήματα παράγονται σύμφωνα με τα Reference Measurement Channels (RMCs) [63, 66, 67], τα οποία είναι συγκεκριμένα σύνολα από παραμέτρους σηματοδοσίας για την εξακρίβωση και αξιολόγηση των προτύπων LTE και LTE-A, που έχει ορίσει ο οργανισμός 3GPP. Τα πειράματα σκοπεύουν στην ορθή παραμετροποίηση και μετάδοση των σημάτων με βάση τα πρότυπα, την επίδειξη διάφορων λειτουργιών και παραμέτρων των προτύπων για τη διαμόρφωση OFDM και τις τεχνικές MIMO, αλλά και την εφαρμογή όλων αυτών για την παραγωγή και τη μετάδοση πραγματικών σημάτων LTE και LTE-A. Οι μετρήσεις και τα αποτελέσματα περιλαμβάνουν την απεικόνιση του φάσματος, του αστερισμού, της συχνοτικής απόκρισης του καναλιού, την απεικόνιση του CCDF και γενικότερες μετρήσεις όπως τη λαμβανόμενη ισχύ, το καταναλισκόμενο εύρος ζώνης (OBW) και μετρήσεις για την ακρίβεια της διαμόρφωσης [66, 68], όπως EVM, και άλλα. Η γέννηση των σημάτων πραγματοποιείται με τη γεννήτρια σημάτων LE CROY 1102D σε συνδυασμό με το LTE System Toolbox του λογισμικού πακέτου Matlab, ενώ για τη λήψη των μετρήσεων χρησιμοποιούνται δύο αναλυτές ψηφιακών σημάτων AGILENT N9010A, μαζί με το λογισμικό ανάλυσης Agilent VSA

130 5.2 ΔΙΑΤΑΞΗ Για τη διεξαγωγή των πειραμάτων αναπτύχθηκε και χρησιμοποιήθηκε το πειραματικό πλαίσιο που φαίνεται στην εικόνα 5-1 και το οποίο αποτελείται από εργαστηριακό εξοπλισμό υψηλών προδιαγραφών, εξειδικευμένα λογισμικά καθώς και επιμέρους εξαρτήματα και στοιχεία RF. Ο εργαστηριακός εξοπλισμός αποτελείται από την γεννήτρια αυθαίρετων κυματομορφών LE CROY 1102D και την διανυσματική γεννήτρια σημάτων AEROFLEX SGD-6, και δύο διανυσματικούς αναλυτές σημάτων (vector signal analyzers) AGILENT N9010A. Τα λογισμικά, τα όποια χρησιμοποιούνται με τη βοήθεια ενός υπολογιστή (PC), είναι το ArbStudio, το Agilent VSA και το λογισμικό πακέτο Matlab, συμπεριλαμβανομένου του LTE System Toolbox. Τα στοιχεία RF είναι ένα splitter, δύο mixers και τέσσερις κεραίες. Η γεννήτρια LE CROY 1102D χρησιμοποιείται για τη γέννηση των σημάτων. Διαθέτει δύο κανάλια για παραγωγή σημάτων, και για το λόγο αυτό μπορεί να χρησιμοποιηθεί σε εφαρμογές MIMO έως 2 κεραίες. Επίσης, παρέχει ρυθμιζόμενη συχνότητα δειγματοληψίας, με ακρίβεια 1 Hz, που μπορεί να φτάσει μέχρι και τα 250 MS/s. Ο έλεγχος της γεννήτριας επιτυγχάνεται με την εφαρμογή ArbStudio, μέσω PC. Το λογισμικό αυτό εργαλείο μπορεί να δημιουργήσει και να παράγει βασικές κυματομορφές από μόνο του, ή να παράγει δείγματα που έχουν δημιουργηθεί από κάποιο άλλο λογισμικό στο PC και έχουν καταγραφεί σε κάποιο αρχείο, όπως για παράδειγμα τα αρχεία τύπου Comma Separated Values (CSV). Για τα πειράματα σε αυτό το κεφάλαιο, τα αρχεία CSV με τα δείγματα που παράγονται από τη γεννήτρια LE CROY 1102D, δημιουργούνται από το λογισμικό πακέτο Matlab. Το λογισμικό αυτό πρέπει να είναι σε μία έκδοση νεότερη του 2014a, για να υπάρχει διαθέσιμο το LTE System Toolbox. Η γεννήτρια AEROFLEX SGD-6 χρησιμοποιείται για την παραγωγή της συχνότητας του φέροντος. Μπορεί να παράγει μία συχνότητα φέροντος έως 6 GHz, με μέγιστη στιγμιαία ισχύ έως και 30 dbm. Οι διανυσματικοί αναλυτές σημάτων AGILENT N9010A χρησιμοποιούνται για τη λήψη, την αποδιαμόρφωση των σημάτων και τις μετρήσεις. Μπορούν να λαμβάνουν σήματα με συχνότητα έως 3,6 GHz, από το ένα κανάλι εισόδου που διαθέτουν. Ο έλεγχός τους επιτυγχάνεται είτε από τα ίδια τα μηχανήματα, ή από το λογισμικό VSA 89600, μέσω PC. Το λογισμικό αυτό μπορεί να αποδιαμορφώσει και να αναλύσει σήματα συμφωνά με διάφορα πρότυπα, όπως και αυτά των LTE και LTE-A. Παρέχει ένα πλήθος επιλογών για μετρήσεις, αλλά και τη δυνατότητα για εφαρμογή διάφορων τεχνικών συγχρονισμού και εκτίμησης καναλιού. Για να μπορεί να γίνει αποδιαμόρφωση MIMO σημάτων, τα δύο μηχανήματα μπορούν να συνδεθούν μεταξύ τους με τη συνδεσμολογία Master Slave, όπως ορίζει ο κατασκευαστής τους, και να 119

131 συνεργάζονται. Στη περίπτωση αυτή, στο VSA 89600, η διαχείρισή τους τότε μπορεί να πραγματοποιείται ως ένα μηχάνημα με δύο κανάλια εισόδου. Τα δύο αυτά μηχανήματα επιτρέπουν τη λήψη αρκετά εξασθενημένων σημάτων καθώς η μέση ισχύς εμφανιζόμενου θορύβου είναι στα -165 dbm. Ο περιορισμός που θέτουν όμως είναι στο εύρος ζώνης των σημάτων, καθώς μπορούν να αποδιαμορφώσουν σήματα με μέγιστο εύρος ζώνης τα 25 MHz. Οι κεραίες που χρησιμοποιούνται κατασκευάστηκαν στο εργαστήριο και παρέχουν συντονισμό στη συχνότητα των 1250 MHz, με ένα λόγο στάσιμων κυμάτων γύρω στο 1,9. Οι κεραίες μετρήθηκαν με τη βοήθεια Network Analyzer της Agilent. Όπως αναφέρθηκε, για τα πειράματα στα πρότυπα LTE και LTE-A χρησιμοποιούνται έως 2 κεραίες εκπομπής και έως 2 λήψης, ανάλογα με την MIMO μετάδοση. Εικόνα 5-1: Διάταξη πειραματικού πλαισίου για τα πειράματα στα πρότυπα LTE και LTE- Advanced. Η διάταξη για τα πειράματα πραγματοποιείται σύμφωνα με την εικόνα 5-1. Χρησιμοποιώντας το LTE System Toolbox του Matlab, παράγεται το baseband σήμα, σύμφωνα με κάποιο RMC. Οι παραμετροποιήσεις στο LTE System Toolbox για την επιλογή του επιθυμητού RMC εισάγονται μέσω Graphical User Interface (GUI), όπως φαίνονται στις εικόνες 5-2 για το Uplink και 5-3 για το Downlink. Στο πρώτο πεδίο εισάγεται το RMC, και στη συνέχεια όλες οι υπόλοιπες παράμετροι, όπως Duplex Mode, 120

132 Cell Identity, Number of Codeword, και άλλα. Ανάλογα με το RMC αλλάζουν και τα πεδία με τις παραμέτρους, καθώς και οι υποστηριζόμενες επιλογές τους. Από αυτό το GUI εξάγονται τα Physical Resource Grids, μία δομή μεταβλητών με όλες τις παραμέτρους, καθώς και το μιγαδικό baseband χρονικό σήμα. Στη συνέχεια, το baseband σήμα διαμορφώνει μία ενδιάμεση συχνότητα, Intermediate Frequency (IF), μέσω ενός IQ διαμορφωτή, με χρήση κώδικα στο Matlab. Η συχνότητα IF επιλέγεται να είναι στα 63 MHz. Στη συνέχεια, τα δείγματα που προκύπτουν από τη διαμόρφωση, καταγράφονται σε ένα αρχείο CSV. Όλα τα πειράματα εκτελέστηκαν παράγοντας σήμα με διάρκεια 10 Subframes, ή αλλιώς 1 Radio-frame. Όλη η διαδικασία που εφαρμόζεται στο Matlab περιγράφεται με τον παρακάτω κώδικα: clear all; close all; clc %% Παραμετροποιήσεις FS_out=15000*2048*6; % Συχνότητα δειγματοληψίας του διαμορφωμένου σήματος (Σταθερά) Fcarrier=63e6; % Συχνότητα IF folder_name=init_folder; % Δημιουργία φακέλου για να τοποθετηθούν τα αρχεία LTE_m = 2 ; % Επιλογή παραμετροποίησης LTE % 1=>lteTestModelTool για Test Models % 2=>lteRMCDLTool για RMC Downlink % 3=>lteRMCULTool για RMC Uplink %% Παραγωγή baseband σήματος % Ανάλογα με την τιμή LTE_m εμφανίζεται και το κατάλληλο GUI για την παραγωγή baseband % σημάτων (εικόνες 5-2 και 5-3). Τα Resource Grids διαγράφονται. if LTE_m==1 waitfor(ltetestmodeltool) LTE_waveform_Base = tmwaveform; % Χρονικό σήμα από Test Model LTE_config = tmconfig; % Παράμετροι από Test Model clear tmconfig; clear tmgrid; elseif LTE_m==2 waitfor(ltermcdltool) LTE_waveform_Base = rmcwaveform; % Χρονικό σήμα από RMC Downlink LTE_config = rmcconfig; % Παράμετροι από RMC Downlink clear rmcconfig; clear rmcgrid; elseif LTE_m==3 waitfor(ltermcultool) LTE_waveform_Base = rmcwaveform; % Χρονικό σήμα από RMC Uplink LTE_config = rmcconfig; % Παράμετροι από RMC Uplink clear rmcconfig; clear rmcgrid; end %% Διαμόρφωση σε φέρον % Υπολοσμισμός συντελεστή υπερδειγματοληψίας Interpolation_factor=double(FS_out/(LTE_config.Nfft*15000)); % Συνάρτηση όπου το baseband σήμα υπερδειγματοληπτείται με τον συντελεστή Interpolation_factor % και διαμορφώνεται στη συυχνότητα Fcarrier LTE_waveform=gs_LTE_IQ_Mod(LTE_waveform_Base, Interpolation_factor, Fcarrier, FS_out, 4); %% Έξοδος σε αρχείο % Συνάρτηση όπου τα δείγματα του χρονικού διαμορφωμένου σήματος καταγράφονται % σε ένα αρχείο κειμένου για το Arbstudio. Εξάγεται ένα αρχείο για κάθε κεραία εκπομπής. for i=1:size(lte_waveform,2) EQUIP_export_LECROY(folder_name,cat(2,'LeCroy_CH', num2str(i),'.txt'),lte_waveform(:,i)) end 121

133 %% Συνάρτηση: gs_lte_iq_mod % Το baseband σήμα LTE_waveform_Base υπερδειγματοληπτείται με τον συντελεστή % Interpolation_factor, διαμορφώνεται στη συυχνότητα Fcarrier, ενισχύεται με την τιμή % Amplifier και εξάγεται το σήμα LTE_waveform function [LTE_waveform]=gs_LTE_IQ_Mod(LTE_waveform_Base, Interpolation_factor, Fcarrier, FS_out, Amplifier) % Υπερδειγματοληψία με τον συντελεστή LTE_waveform = resample(lte_waveform_base, Interpolation_factor, 1); % IQ διαμορφωτής. Η διαμόρφωση γίνεται χωριστά για κάθε κεραία εκποπής. for i=1:size(lte_waveform_base,2) LTE_waveform(:,i) = real(lte_waveform(:,i)).*cos(2*pi*fcarrier/fs_out.*(0:size(lte_waveform,1)-1).') - imag(lte_waveform(:,i)).*sin(2*pi*fcarrier/fs_out.*(0:size(lte_waveform,1)-1).'); end % Ενίσχυση πλάτους σήματος LTE_waveform = LTE_waveform.*Amplifier; %% Συνάρτηση: EQUIP_export_LECROY % Εξαγωγή δειγμάτων σε αρχείο function []=EQUIP_export_LECROY(folder_name,file_name,waveform) delete (cat(2,folder_name,'\',file_name)) csvwrite(cat(2,folder_name,'\',file_name),waveform); Η διαδικασία παραμετροποίησης, μόνο όταν εφαρμόζετα η τεχνική Carrier Aggregation, πραγματοποιείται με τον παρακάτων Matlab κώδικα: clear all; close all; clc %% CA CLASSES % Σύμφωνα με το A. % ο κώδικας ισχύει μόνο για τα classes B, C, D με βάση το πρότυπο % ο κώδικας λειτουργεί και για διαφορετικά NRBagg από τον πίνακα % ο κώδικας λειτουργεί και για MIMO λειτουργίες % ο κώδικας λειτουργεί μόνο για το Downlink % ο πίνακας Classes ισχύει για Downlink και Uplink % %######################### πίνακας Classes #############################% % CA Aggregated Num of Nominal % % Bandwidth Transmission contiguous Guard Band % % Class Bandwidth CC BWGB % % Configurations % % % % A NRBagg<=100 1 a1*max([bw_ch(1:1)-0.5*df % % B 25<NRBagg<= *max([BW_ch(1:2)-0.5*DF % % C 100<NRBagg<= *max([BW_ch(1:2)-0.5*DF % % D 200<NRBagg<= *max([BW_ch(1:3)-0.5*DF % % E 300<NRBagg<=400 4 future % % F 400<NRBagg<=500 5 future % %####################################################################% %% Παραμετροποιήσεις FS_out=15000*2048*6; % Συχνότητα δειγματοληψίας του διαμορφωμένου σήματος (Σταθερά) Fcarrier=63e6; % Συχνότητα IF 122

134 folder_name=init_folder; % Δημιουργία φακέλου για να τοποθετηθούν τα αρχεία numcc = 5; % Αριθμός φασματικών καναλιών για Carrier Aggregation % (Components Carriers) %% Παραγωγή baseband σήματος % Για κάθε CC εμφανίζεται το GUI για την παραγωγή baseband σημάτος (εικόνα 5-3), % χρησιμοποιώντας τα RMC του Downlink. Τα Resource Grids διαγράφονται. enb = cell(1,numcc); tx = cell(1,numcc); for i=1:numcc waitfor(ltermcdltool) enb{i} = rmcconfig ; % Παράμετροι από RMC Downlink tx{i} = rmcwaveform ; % Χρονικό σήμα από RMC Downlink clear rmcwaveform ; clear rmcgrid ; clear rmcconfig ; end % Μετατροπή του αριθμού των Resource Blocks σε Bandwidth για κάθε CC % και αποθήκευση του αριθμού των Resource Blocks σε ξεχωριστό διάνυσμα NDLRB = zeros(1,numcc); for i=1:numcc enb{i}.bandwidth = hnrbtobandwidth(enb{i}.ndlrb) ; NDLRB(i) = enb{i}.ndlrb; end % Συνάρτηση όπου εφαρμόζεται το Carrier Aggregation. Τα baseband σήματα % των CC προστίθενται για τη δημιουργία ενός συνολικού σήματος. [LTE_waveform_Base, CApararameters]=LTE_CA_CLASS(tx, enb, NDLRB); %% Διαμόρφωση σε φέρον % Υπολοσμισμός συντελεστή υπερδειγματοληψίας Interpolation_factor=double(FS_out/ CApararameters.SR); % Συνάρτηση όπου το baseband σήμα υπερδειγματοληπτείται με τον συντελεστή Interpolation_factor % και διαμορφώνεται στη συυχνότητα Fcarrier LTE_waveform=gs_LTE_IQ_Mod(LTE_waveform_Base, Interpolation_factor, Fcarrier, FS_out, 4); %% Έξοδος σε αρχείο % Συνάρτηση όπου τα δείγματα του χρονικού διαμορφωμένου σήματος καταγράφονται % σε ένα αρχείο κειμένου για το Arbstudio. Εξάγεται ένα αρχείο για κάθε κεραία εκπομπής. for i=1:size(lte_waveform,2) EQUIP_export_LECROY(folder_name,cat(2,'LeCroy_CH', num2str(i),'.txt'),lte_waveform(:,i)) end %% Συνάρτηση: LTE_CA_CLASS % Συνάρτηση όπου εφαρμόζεται το Carrier Aggregation. Τα baseband σήματα % των CC, που βρίσκονται στο cell tx και οι παράμετροί τους στο cell enb, % προστίθενται για τη δημιουργία ενός συνολικού σήματος LTE_waveform_Base % και τις παραμέτρους του στο CApararameters function [LTE_waveform_Base, CApararameters]=LTE_CA_CLASS(tx, enb, NDLRB) numcc=size(tx,2); % Αριθμός των CCs Delta_f1 = 0.015; % MHz (ΔF=15KHz subcarrier spacing) %% Υπολογισμός παραμέτρων για Carrier Aggregation. %% Ορίζονται στο TS if (numcc>1) F_c = zeros(1,numcc); % Κεντρική συχνότητα για κάθε CC BW_GB = zeros(1,numcc-1); % Εύρος ζώνης ασφαλείας ανάμεσα στα CC F_offset = zeros(1,numcc); % Offset στην κεντρική συχνότητα για κάθε CC F_edge = zeros(1,numcc); % Άκρη της κάτω πλευρικής του φάσματος για κάθε CC 123

135 spacing = zeros(1,numcc-1); % Αποστάσεις κεντρικών συχνοτήτων για κάθε CC for i = 1:2 % Set center frequency of low carrier to 0 MHz if (i==1) F_c(1) = 0; end % Calculate parameters for aggregated carriers for k = 2:numCC if (i==1) % Calculate nominal guard band, TS A-1 BW_GB(k-1) = 0.05*max(enb{k-1}.Bandwidth,enb{k}.Bandwidth)-0.5*Delta_f1; % Calculate lower frequency offset, TS A F_offset(k-1) = (0.18*NDLRB(k-1)+Delta_f1)/2 + BW_GB(k-1); end % Calculate lower bandwidth edge, TS A F_edge(k-1) = F_c(k-1) - F_offset(k-1); if (i==1) % Calculate component carrier spacing, TS A spacing(k-1) = hcarrieraggregationchannelspacing(... enb{k-1}.bandwidth, enb{k}.bandwidth); end % Carrier frequencies F_c(k) = F_c(k-1) + spacing(k-1); if (i==1) % Calculate upper frequency offset, TS A F_offset(k) = (0.18*NDLRB(k)+Delta_f1)/2 + BW_GB(k-1); end % Calculate upper bandwidth edge, TS A F_edge(k) = F_c(k) + F_offset(k); end if (i==1) % Calculate aggregated channel bandwidth, TS A BW_channel_CA = F_edge(end) - F_edge(1); shift = -BW_channel_CA/2 - F_edge(1); F_c(1) = F_c(1) + shift; end end else BW_channel_CA = enb{1}.bandwidth; F_c(1) = 0; end %% Υπολογισμός των συντελεστών υπερδειγματολειψίας με βάση τη μέγιστη κοινή %% συχνότητα δειγματοληψίας των CCs bwfraction = 0.85; % Bandwidth utilization of 85%, σταθερά % Υπολογισμός της συχνότητας δειγματοληψίας για κάθε CC CCSR = zeros(1,numcc); for i=1:numcc info = lteofdminfo(enb{i}); CCSR(i) = info.samplingrate; end % Υπολογισμός της συνολικής συχνότητας δειγματοληψίας για το αθροιμένο baseband σήμα OSR = 2^ceil(log2((BW_channel_CA/bwfraction)/(max(CCSR)/1e6))); SR = OSR*max(CCSR); % Υπολογισμός των επιμέρους συντελεστών υπερδειγματολειψίας OSRs = SR./CCSR; %% Υπερδειγματολειψία στα baseband σήματα και διαμόεφωση στα αντίστοιχα %% φέροντα για κάθε CC 124

136 %% Waveform Generation and Carrier Aggregation % Generate component carriers for i=1:numcc tx{i} = resample(tx{i},osrs(i),1)/osrs(i); tx{i} = hcarrieraggregationmodulate(tx{i},sr,f_c(i)*1e6); end %% Υπολογισμώς των κεραιών εκπομπής για κάθε CC SIZES=[size(tx{1},1) 0]; for i = 1:numCC if size(tx{i},2)>sizes(2) SIZES(2)=size(tx{i},2); end end %% Άθροιση των σημάτων για την τεχνική CA. %% Εφαρμόζεται χωριστά για κάθε κεραία εκπομπής LTE_waveform_Base=zeros(SIZES(1), SIZES(2)); for i = 1:numCC if size(tx{i},2)<sizes(2) waveform_temp=[tx{i} zeros(sizes(1),sizes(2)-size(tx{i},2))]; else waveform_temp=tx{i}; end LTE_waveform_Base = LTE_waveform_Base + waveform_temp; end clear waveform_temp %% Αποθήκευση όλων των παραμέτρων στη δομή CApararameters CApararameters.Delta_f1 = Delta_f1 ; CApararameters.F_c = F_c ; CApararameters.BW_GB = BW_GB ; CApararameters.F_offset = F_offset ; CApararameters.F_edge = F_edge ; CApararameters.spacing = spacing ; CApararameters.BW_channel_CA = BW_channel_CA ; CApararameters.shift = shift ; CApararameters.bwfraction = bwfraction ; CApararameters.CCSR = CCSR ; CApararameters.OSR = OSR ; CApararameters.SR = SR ; CApararameters.OSRs = OSRs ; Το αρχείο CSV που περιέχει τα δείγματα του διαμορφωμένου στην IF σήματος εισάγεται στο ArbStudio, και αφού ρυθμιστεί η συχνότητα δειγματοληψίας σύμφωνα με την τιμή από τον κώδικα Matlab, τα δείγματα φορτώνονται στη μνήμη της γεννήτριας LE CROY 1102D, και είναι έτοιμα για παραγωγή. Εάν πρόκειται για SISO μετάδοση χρησιμοποιείται μόνο το πρώτο κανάλι της γεννήτριας. Τα δύο κανάλια της γεννήτριας οδηγούν το σήμα στην είσοδο IF των δύο mixers. Η γεννήτρια AEROFLEX SGD-6 χρησιμοποιείται για την παραγωγή της συχνότητας του τοπικού ταλαντωτή, Local Oscillator (LO). Το σήμα διαχωρίζεται μέσω του splitter και καταλήγει στις εισόδους LO των mixers. Η συχνότητα LO επιλέγεται στα 1187 MHz, και η ισχύς που καταφθάνει στις εισόδους LO των mixers είναι 10 dbm. Η RF έξοδος των mixers αποτελείται από το 125

137 baseband σήμα διαμορφωμένο στις συχνότητες των 1250 MHz και 1124 MHz, και οδηγείται κατευθείαν στις κεραίες εκπομπής. Η πρώτη συχνότητα είναι η επιθυμητή, καθώς συμπίπτει με τη συχνότητα συντονισμού των κεραιών. Η δεύτερη θεωρείται ως είδωλο, αλλά δεν αντιμετωπίζεται από κάποιο φίλτρο απόρριψης ειδώλου. Από την πλευρά του δέκτη, οι δύο κεραίες λήψης οδηγούν απευθείας το σήμα στους δύο αναλυτές AGILENT N9010A. Από την εφαρμογή VSA στο PC, ελέγχοντας τα δύο μηχανήματα ως ένα μηχάνημα 2 καναλιών με τη Master Slave συνδεσμολογία, πραγματοποιούνται οι μετρήσεις και προκύπτουν τα αποτελέσματα. Για τις περιπτώσεις που απαιτείται μία κεραία λήψης χρησιμοποιείται μόνο το πρώτο κανάλι του μηχανήματος στο VSA 89600, δηλαδή ο πρώτος αναλυτής AGILENT N9010A. Για όλα τα πειράματα οι αποστάσεις των κεραιών του πομπού και του δέκτη είναι περίπου 1 m και έχουν άμεση οπτική επαφή. Οι δύο κεραίες του πομπού μεταξύ τους, όμοια και οι δύο του δέκτη, βρίσκονται σε απόσταση περίπου στα 20 cm, δηλαδή μεγαλύτερη από μισό μήκος κύματος του φέροντος. Εικόνα 5-2: Το GUI του Matlab LTE System Toolbox για την παραμετροποίηση της Uplink μετάδοσης με RMC. 126

138 Εικόνα 5-3: Το GUI του Matlab LTE System Toolbox για την παραμετροποίηση της Downlink μετάδοσης με RMC. Τέλος, πρέπει να σημειωθούν κάποιες λεπτομέρειες που αφορούν το πειραματικό πλαίσιο. Για τα πειράματα δεν χρησιμοποιείται κάποιο φίλτρο απόρριψης ειδώλου μετά τα mixers. Αυτό επιλέχτηκε γιατί τα μηχανήματα AGILENT N9010A μπορούν να εστιάζουν σε ένα συγκεκριμένο κομμάτι του φάσματος έως και 25 MHz, και να φιλτράρουν με μεγάλο βαθμό το υπόλοιπο, ώστε να μην επηρεάζει. Επίσης, δεν χρησιμοποιούνται καθόλου ενισχυτές διότι η υψηλή ευαισθησία των αναλυτών επιτρέπει να λαμβάνουν σήματα αρκετά εξασθενημένα. Έτσι, η λαμβανόμενη ισχύς είναι αρκετή ώστε να μην επηρεάζεται το σήμα σημαντικά από τον προσθετικό θόρυβο. Επίσης, το πειραματικό πλαίσιο πραγματοποιεί τη διαμόρφωση στο τελικό φέρον μέσω IF. Αυτό επιλέχθηκε διότι η γεννήτρια LE CROY 1102D πρέπει να εξάγει δύο σήματα ταυτόχρονα για τις τεχνικές MIMO, με τα δύο κανάλια που διαθέτει. Επομένως, το σήμα για κάθε κανάλι πρέπει να είναι πραγματικό και να περιέχει και το πραγματικό και το φανταστικό μέρος του baseband. Αυτό μπορεί να επιτευχθεί πραγματοποιώντας τη διαμόρφωση στο φέρον μέσω του κώδικα στο Matlab. Όμως, η μέγιστη συχνότητα δειγματοληψίας της γεννήτριας δεν επιτρέπει την παραγωγή σημάτων με τόσο μεγάλη συχνότητα όσο αυτή του επιθυμητού φέροντος. Επομένως, η χρήση μίας IF είναι 127

139 απαραίτητη. Τέλος, ο λόγος που επιλέχθηκε η τιμή της IF στα 63 MHz είναι διότι είναι μεγαλύτερη από το μισό του μέγιστου εύρους ζώνης που θεωρητικά παρέχει το LTE-A, δηλαδή τα 100 MHz με την τεχνική CA, είναι μικρότερη από τη μέγιστη συχνότητα που μπορεί να παράγει η γεννήτρια LE CROY 1102D με τα 250 MS/s συχνότητα δειγματοληψίας και, τέλος, ανάμεσα σε αυτούς τους δύο περιορισμούς, είναι η συχνότητα όπου τα mixers παρουσίαζαν τις λιγότερες απώλειες. 5.3 ΠΑΡΑΜΕΤΡΟΠΟΙΗΣΕΙΣ Στους παρακάτω πίνακες καταγράφονται τα χαρακτηριστικά των σημάτων που μεταδίδονται στα πειράματα μαζί με τις παραμέτρους που χρησιμοποιούνται για την παραγωγή, την εκπομπή, τη λήψη και την ανάλυση των σημάτων. Στα στοιχεία των πινάκων συμπεριλαμβάνονται, μεταξύ άλλων, παράμετροι και χαρακτηριστικά όπως για τον τρόπο μετάδοσης, τα RMCs με τις παραμέτρους τους, τις τεχνικές MIMO και τη διαμόρφωση. Επισημαίνεται ότι η ονομασία των πειραματικών μετρήσεων, «Measurement Name», δεν είναι επίσημη, αλλά χρησιμοποιείται για διευκόλυνση της εργασίας. Στον πίνακα 5-1 συγκεντρώνονται τα βασικά χαρακτηριστικά όλων των σημάτων στα πειράματα που αφορούν τις Uplink μεταδόσεις. Εκτελούνται συνολικά έξι πειράματα χρησιμοποιώντας μία κεραία εκπομπής και μία λήψης (SISO). Το πρώτο πείραμα, UL1, αφορά μετάδοση σύμφωνα με το RMC Α3-1. Πρόκειται για μία ειδική περίπτωση του Uplink καθώς επιτυγχάνεται ο χαμηλότερος ρυθμός μετάδοσης των προτύπων LTE και LTE-A σε 104 Kbps, χρησιμοποιώντας ρυθμό κωδικοποίησης 1/3, διαμόρφωση QPSK και θεωρητικό εύρος ζώνης στα 1,4 MHz. Το πραγματικό και καταναλισκόμενο εύρος ζώνης όμως είναι 180 KHz (αντί 1.08MHz) καθώς χρησιμοποιείται μόνο το πρώτο από τα έξι Physical Resource Blocks (PRBs) και, επιπλέον, δεν βρίσκεται συμμετρικά της συχνότητας του φέροντος, αλλά βρίσκεται στην κάτω πλευρική του φάσματος. Τα επόμενα πέντε πειράματα, UL2 έως UL6, καλύπτουν τις υπόλοιπες διαθέσιμες τιμές εύρους ζώνης των LTE και LTE-A, από 3 MHz έως 20 MHz αντίστοιχα. Αυτές οι τιμές συνδυάζονται με ένα ρυθμό κωδικοποίησης μεταξύ των 1/3, 3/4 και 5/6 και με ένα σχήμα διαμόρφωσης μεταξύ των QPSK, 16-QAM και 64-QAM, έτσι ώστε να καλυφθούν όλες οι διαθέσιμες περιπτώσεις διαμορφώσεων. Το τελευταίο πείραμα, UL6, αποτελεί επίσης μία ακόμα ειδική περίπτωση του Uplink, καθώς με το RMC A5-7 επιτυγχάνεται ο υψηλότερος ρυθμός SISO μετάδοσης των προτύπων σε 75 Mbps. Για όλα τα πειράματα οι μεταδόσεις πραγματοποιούνται με τα πιλοτικά σήματα DM-RS, όπου τα μιγαδικά σύμβολα διαμορφώνονται με την ακολουθία Zadoff-Chu. 128

140 Πίνακας 5-1: Παράμετροι και χαρακτηριστικά Uplink σημάτων. Measurement Name UL1 UL2 UL3 UL4 UL5 UL6 Transmition Mode Uplink Uplink Uplink Uplink Uplink Uplink Duplex Mode FDD FDD FDD FDD FDD FDD Number of Component Carriers Carrier Aggregation Class A A A A A A RMC A3-1 A4-4 A5-4 A3-5 A4-7 A5-7 Reference Signals DM-RS DM-RS DM-RS DM-RS DM-RS DM-RS MIMO Codewords Layers Antenna Ports Physical Resource Blocks Subcarriers IFFT Length Bandwidth (MHz) 1, Occupied Bandwidth (MHz) 1,08 2,7 4,5 9 13,5 18 Code Rate 1/3 3/4 5/6 1/3 3/4 5/6 Modulation Q-PSK 16-QAM 64-QAM Q-PSK 16-QAM 64-QAM Total Info Bits / Frame / CW / CC Total Bit Rate (Mbps) 0,104 6,456 18,336 5,16 32,856 75,376 Baseband Sampling Frequency (MHz) 1,92 3,84 7,68 15,36 23,04 30,72 Upsampling Factor (OSR) Final Sampling Frequency (MHz) 184,32 184,32 184,32 184,3 184,32 184,32 IF Carrier Frequency (MHz) LO Carrier Frequency (MHz) RF Frequency (MHz) RF Image Frequency (MHz) Mixer LO Power Input (dbm) Tranmit Power / Antenna (dbm) -10,5-12,5-16,3-19,4-21,1-22,4 129

141 Πίνακας 5-2: Παράμετροι και χαρακτηριστικά Downlink SISO σημάτων. Measurement Name DLSIR2 DLSIR3 DLSIR9 Transmition Mode Downlink Downlink Downlink Duplex Mode FDD FDD FDD Number of Component Carriers Carrier Aggregation Class A A A RMC R.2 R.3 R.9 Reference Signals CRS CRS CRS MIMO Port0 Port0 Port0 Codewords Layers Antenna Ports Resource Blocks Subcarriers IFFT Length Bandwidth (MHz) Occupied Bandwidth (MHz) Code Rate 1/3 1/2 3/4 Modulation Q-PSK 16-QAM 64-QAM Total Info Bits/Frame/CW/CC Total Bit Rate (Mbps) 3, , ,4976 Minimum UE Category Baseband Sampling Frequency (MHz) 15,36 15,36 30,72 Upsampling Factor (OSR) Final Sampling Frequency (MHz) 184,32 184,32 184,32 IF Carrier Frequency (MHz) LO Carrier Frequency (MHz) RF Frequency (MHz) RF Image Frequency (MHz) Mixer LO Power Input (dbm) Tranmit Power / Antenna (dbm) -19,4-19,4-22,4 130

142 Πίνακας 5-3: Παράμετροι και χαρακτηριστικά Downlink MIMO σημάτων. Measurement Name DLMITD DLMISM DLMICD Transmition Mode Downlink Downlink Downlink Duplex Mode FDD FDD FDD Number of Component Carriers Carrier Aggregation Class A A A RMC R.11 R.11 R.11 Reference Signals CRS CRS CRS MIMO TxDiversity SpatialMux CDD Codewords Layers Antenna Ports Resource Blocks Subcarriers IFFT Length Bandwidth (MHz) Occupied Bandwidth (MHz) Code Rate 1/2 1/2 1/2 Modulation 16-QAM 16-QAM 16-QAM Total Info Bits/Frame/CW/CC Total Bit Rate (Mbps) 11,664 23,328 23,328 Minimum UE Category Baseband Sampling Frequency (MHz) 15,36 15,36 15,36 Upsampling Factor (OSR) Final Sampling Frequency (MHz) 184,32 184,32 184,32 IF Carrier Frequency (MHz) LO Carrier Frequency (MHz) RF Frequency (MHz) RF Image Frequency (MHz) Mixer LO Power Input (dbm) Tranmit Power / Antenna (dbm) -22,4-22,4-22,4 131

143 Πίνακας 5-4: Παράμετροι και χαρακτηριστικά σημάτων για Carrier Aggregation. Measurement Name CASICD Transmition Mode Downlink Carrier Aggregation Duplex Mode FDD Number of Component Carriers 2 Carrier Aggregation Class B RMC R.3 R.11 Reference Signals CRS CRS MIMO Port0 CDD Codewords 1 2 Layers 1 2 Antenna Ports 1 2 Resource Blocks Subcarriers IFFT Length Bandwidth (MHz) Occupied Bandwidth (MHz) 9 9 Code Rate 1/2 1/2 Modulation 16-QAM 16-QAM Total Info Bits/Frame/CW/CC Total Bit Rate/CC (Mbps) 12, ,328 Total Bit Rate (Mbps) 35,9136 Minimum UE Category 2 2 Baseband Sampling Frequency (MHz) 15,36 15,36 Upsampling Factor (OSR) Final Sampling Frequency (MHz) 184,32 184,32 Carrier Offset (MHz) -4,95 4,95 Total Bandwidth (MHz) 20 IF Carrier Frequency (MHz) 63 LO Carrier Frequency (MHz) 1187 RF Frequency (MHz) 1250 RF Image Frequency (MHz) 1124 Mixer LO Power Input (dbm) 10 Tranmit Power / Antenna / CC (dbm) -19,4-22,4 132

144 Total Tranmit Power (Ant0 / Ant1) (dbm) -17,6 / -22,4 Στον πίνακα 5-2 συγκεντρώνονται τα βασικά χαρακτηριστικά και οι παράμετροι των σημάτων για Downlink μετάδοση, για τα οποία χρησιμοποιείται 1 κεραία εκπομπής και 1 λήψης (SISO). Εκτελούνται τρία πειράματα τα οποία ονομάζονται DLSIR2, DLSIR3 και DLSIR9. Για το πείραμα DLSIR2 εφαρμόζεται το RMC R.2 χρησιμοποιώντας 10 MHz εύρος ζώνης, ρυθμό κωδικοποίησης 1/3 και διαμόρφωση QPSK. Για το πείραμα DLSIR3 εφαρμόζεται το RMC R.3 χρησιμοποιώντας 10 MHz εύρος ζώνης, ρυθμό κωδικοποίησης 1/2 και διαμόρφωση 16-QAM. Για το πείραμα DLSIR9 εφαρμόζεται το RMC R.9 χρησιμοποιώντας 20 MHz εύρος ζώνης, ρυθμό κωδικοποίησης 3/4 και διαμόρφωση 64- QAM. Στον πίνακα 5-3 συγκεντρώνονται τα βασικά χαρακτηριστικά και οι παράμετροι των σημάτων για Downlink μετάδοση, για τα οποία χρησιμοποιούνται τεχνικές MIMO. Εκτελούνται τρία πειράματα τα οποία ονομάζονται DLMITD, DLMISM και DLMICD. Και στα τρία πειράματα εφαρμόζεται το RMC R.11 το οποίο χρησιμοποιεί 10 MHz εύρος ζώνης, ρυθμό κωδικοποίησης 1/2 και διαμόρφωση 16-QAM. Τα πειράματα αυτά διαφοροποιούνται μεταξύ τους ως προς την MIMO τεχνική καθώς εφαρμόζονται οι τεχνικές Transmit Diversity 2x1, Spatial Multiplexing 2x2 με Beamforming, δοκιμάζοντας διάφορες τιμές του PMI, και Spatial Multiplexing 2x2 με LD-CDD, αντίστοιχα. Στον πίνακα 5-4 συγκεντρώνονται τα βασικά χαρακτηριστικά και οι παράμετροι δύο σημάτων που συνδυάζονται για την τεχνική CA του LTE-A. Η μετάδοση πραγματοποιείται στο Downlink. Η ονομασία του πειράματος είναι CASICD και συνδυάζει δύο προηγούμενα πειράματα, τα DLSIR3 και DLMICD, ένα για κάθε Component Carrier (CC). Για τη γέννηση των baseband σημάτων χρησιμοποιείται στο Matlab το LTE System Toolbox. Εκεί με τις κατάλληλες συναρτήσεις εφαρμόζονται οι παράμετροι για τα RMCs, τις MIMO τεχνικές και άλλες παράμετροι που αφορούν τη μετάδοση. Στη συνέχεια, πριν τη διαμόρφωση της IF με το baseband σήμα, πραγματοποιείται υπερδειγματοληψία του σήματος για τη δημιουργία της τελικής συχνότητας δειγματοληψίας, δηλαδή την τιμή Final Sampling Frequency. Η τιμή Final Sampling Frequency χρησιμοποιείται επίσης για τη ρύθμιση της συχνότητας δειγματοληψίας στη γεννήτρια LE CROY 1102D. Για την ανάλυση των σημάτων στην εφαρμογή VSA 89600, αρχικά ρυθμίζεται η συχνότητα του φέροντος και στη συνέχεια η ευαισθησία του μηχανήματος στη καλύτερη δυνατή. Στη συνέχεια επιλέγεται το πρότυπο που χρησιμοποιείται. Μόνο για το τελευταίο πείραμα, με την τεχνική CA, είναι απαραίτητη η επιλογή του προτύπου LTE-A και οι ρυθμίσεις για τον αριθμό των Component Carriers και των Carrier Offsets. Για όλα τα υπόλοιπα πειράματα μπορεί να επιλεχθεί είτε το LTE είτε το LTE-A. Στη συνέχεια, ρυθμίζεται η μετάδοση σε Downlink ή Uplink, το εύρος ζώνης και ο αριθμός 133

145 των Antenna Ports και των Layers. Οι περισσότερες από τις υπόλοιπες ρυθμίσεις εφαρμόζονται αυτόματα από τη λήψη του σήματος. 5.4 ΜΕΤΑΔΟΣΗ UPLINK SISO Για τα πειράματα με Uplink μετάδοση εφαρμόζονται οι παράμετροι και τα χαρακτηριστικά που καταγράφονται στον πίνακα 5-1. Εκτελούνται έξι πειράματα χρησιμοποιώντας SISO μετάδοση σε FDD λειτουργία. Οι ονομασίες των πειραμάτων είναι UL1, UL2, UL3, UL4, UL5 και UL6 και εφαρμόζονται τα RMCs Α3-1, Α4-4, Α5-4, Α3-5, Α4-7 και Α5-7, αντίστοιχα. Για τα πειράματα χρησιμοποιούνται τα σήματα DM-RS Εύρος ζώνης 1,4 MHz με διαμόρφωση QPSK Για το πείραμα UL1 εφαρμόζονται οι παράμετροι του RMC Α3-1. Χρησιμοποιείται το σχήμα διαμόρφωσης QPSK με ρυθμό κωδικοποίησης 1/3. Το θεωρητικό εύρος ζώνης είναι 1,4 MHz, όμως το πραγματικά καταναλισκόμενο εύρος ζώνης είναι 180 KHz, δηλαδή το εύρος ζώνης ενός PRB. Αυτό συμβαίνει διότι για το συγκεκριμένο RMC χρησιμοποιείται μόνο το πρώτο PRB και όχι τα 6 συνολικά που διατίθενται για εύρος ζώνης στα 1,4 MHz. Επομένως, το λαμβανόμενο φάσμα αναμένεται να είναι στα 180 KHz και να βρίσκεται στην άκρη της κάτω πλευρικής του θεωρητικά καταναλισκόμενου εύρους ζώνης των 1,08 MHz, και όχι συμμετρικά της συχνότητας του φέροντος. Η μετάδοση με το RMC Α3-1 είναι μία ειδική περίπτωση του Uplink καθώς επιτυγχάνεται ο χαμηλότερος ρυθμός μετάδοσης των προτύπων LTE και LTE-A, σε 104 Kbps. Επίσης, η χρήση του ενός PRB στην πράξη εφαρμόζεται στην πολυπλεξία FDMA πολλών χρηστών, όπου, στην προκειμένη περίπτωση, σε ένα κανάλι των 1,4 MHz ο κάθε χρήστης μπορεί να χρησιμοποιεί από ένα τουλάχιστον PRB. Στην εικόνα 5-4 απεικονίζεται το χρονικό σήμα με το λογισμικό ArbStudio, το οποίο παράγεται από τη γεννήτρια LECROY. Στις εικόνες 5-5 και 5-6 απεικονίζονται οι μετρήσεις που πραγματοποιήθηκαν με το VSA

146 Εικόνα 5-4: Χρονική απεικόνιση του εκπεμπόμενου σήματος για το πείραμα UL1 με το RMC A3-1, διαμορφωμένο στην IF των 63 MHz. Στην εικόνα 5-4 παρουσιάζεται η χρονική απεικόνιση του εκπεμπόμενου σήματος από τη γεννήτρια LECROY, μέσω του λογισμικού ArbStudio. Το σήμα είναι διαμορφωμένο στην ενδιάμεση συχνότητα των 63 MHz, και όπως επιβεβαιώνεται από την εικόνα, η διάρκειά του είναι ίση με 10 ms, δηλαδή ένα Radio-frame. Στην εικόνα 5-5 απεικονίζονται ο αστερισμός, το φάσμα, το CCDF, η συχνοτική απόκριση του καναλιού και η μέτρηση του OBW. Οι δύο αστερισμοί σημάτων που διακρίνονται αφορούν το κανάλι PUSCH, το οποίο μεταφέρει τα δεδομένα, με το QPSK σχήμα διαμόρφωσης, και τα DM-RS σήματα με σχήμα διαμόρφωσης την ακολουθία Zadoff-Chu, όπου διακρίνεται και η κυκλική της μορφή. Το λαμβανόμενο φάσμα βρίσκεται στην άκρη της κάτω πλευρικής, όπως αναμενόταν, με το καταναλισκόμενο εύρος ζώνης να διακρίνεται περίπου σε 180 KHz. Παρόλα αυτά, όμως, φαίνεται πως το VSA δεν κατάφερε να μετρήσει το OBW, καθώς ανέμενε όλο το κανάλι των 1,08 MHz. Από το CCDF προκύπτει ότι ο λόγος PAPR υπολογίζεται περίπου σε 6,3 db. Από το τελευταίο μέρος της εικόνας διακρίνεται η συχνοτική απόκριση του καναλιού, όπου φαίνεται πως το κανάλι είναι flat σε αυτό το μικρό εύρος ζώνης. Στην εικόνα 5-6 καταγράφονται μετρήσεις που αφορούν την ακρίβεια της διαμόρφωσης και σφάλματα. Η ισχύς λήψης υπολογίζεται σε -57,4 dbm, με το συνολικό EVM να είναι 0,59%, όσο και το EVM του PUSCH. Μετρήσεις για το EVM είναι διαθέσιμές για όλα τα κανάλια, όπως το PUCCH, καθώς επίσης και μετρήσεις όπως η ακρίβεια του συγχρονισμού (SyncCorr) και η απόκλιση της συχνότητας του φέροντος (FreqErr), και άλλα. 135

147 Εικόνα 5-5: Γραφήματα για το πείραμα UL1 με το RMC Α3-1: α) Αστερισμοί QPSK του PUSCH και Zadoff-Chu των DM-RS, β) Το φάσμα των 180 KHz, γ) Το CCDF και δ) Η συχνοτική απόκριση του καναλιού. 136

148 Εικόνα 5-6: Μετρήσεις για το πείραμα UL1 με το RMC Α3-1: α) Error Summary και β) Frame Summary. 137

149 5.4.2 Εύρος ζώνης 3 MHz με διαμόρφωση 16-QAM Για το πείραμα UL2 εφαρμόζονται οι παράμετροι του RMC Α4-4, όπου χρησιμοποιείται το σχήμα διαμόρφωσης 16-QAM με ρυθμό κωδικοποίησης 3/4. Το θεωρητικό εύρος ζώνης είναι 3 MHz. Ο ρυθμός μετάδοσης είναι 6,45 Mbps. Στην εικόνα 5-7 απεικονίζεται το χρονικό σήμα με το λογισμικό ArbStudio, το οποίο παράγεται από τη γεννήτρια LECROY. Στις εικόνες 5-8 και 5-9 απεικονίζονται οι μετρήσεις που πραγματοποιήθηκαν με το VSA Εικόνα 5-7: Χρονική απεικόνιση του εκπεμπόμενου σήματος για το πείραμα UL2 με το RMC A4-4, διαμορφωμένο στην IF των 63 MHz. Στην εικόνα 5-7 παρουσιάζεται η χρονική απεικόνιση του εκπεμπόμενου σήματος από τη γεννήτρια LECROY, μέσω του λογισμικού ArbStudio. Το σήμα είναι διαμορφωμένο στην ενδιάμεση συχνότητα των 63 MHz, και όπως επιβεβαιώνεται από την εικόνα, η διάρκειά του είναι ίση με 10 ms, δηλαδή ένα Radio-frame. Στην εικόνα 5-8 απεικονίζονται ο αστερισμός, το φάσμα, το CCDF, η συχνοτική απόκριση του καναλιού και η μέτρηση του OBW. Στο διάγραμμα αστερισμών διακρίνονται το 16-QAM σχήμα διαμόρφωσης του καναλιού PUSCH και η κυκλική μορφή της διαμόρφωσης Zadoff-Chu των DM-RS σημάτων. Στη συνέχεια απεικονίζεται το λαμβανόμενο φάσμα των 3 MHz, με το καταναλισκόμενο εύρος ζώνης να υπολογίζεται σε 2,67 MHz, δηλαδή σχεδόν στην αναμενόμενη θεωρητική τιμή. Από το CCDF προκύπτει ότι ο λόγος PAPR υπολογίζεται περίπου σε 7,2 db, δηλαδή σε μεγαλύτερη τιμή από ότι στο πείραμα UL1. Από το τελευταίο μέρος της εικόνας διακρίνεται η συχνοτική απόκριση του καναλιού, όπου φαίνεται πως το κανάλι είναι σχεδόν flat. 138

150 Στην εικόνα 5-9, με τις μετρήσεις για την ακρίβεια της διαμόρφωσης, η ισχύς λήψης υπολογίζεται σε -51,6 dbm. Το συνολικό EVM είναι 1,72%, όσο και το EVM του PUSCH. Παρά την μεγαλύτερη ισχύ του λαμβανόμενου καναλιού από το UL1, το EVM έγινε χειρότερο, κάτι το οποίο είναι αναμενόμενο καθώς χρησιμοποιείται μεγαλύτερο σχήμα διαμόρφωσης. Εικόνα 5-8: Γραφήματα για το πείραμα UL2 με το RMC Α4-4: α) Αστερισμοί 16-QAM του PUSCH και Zadoff-Chu των DM-RS, β) Το φάσμα των 3 MHz, γ) Το CCDF και δ) Η συχνοτική απόκριση του καναλιού. 139

151 Εικόνα 5-9: Μετρήσεις για το πείραμα UL2 με το RMC Α4-4: α) Error Summary και β) Frame Summary. 140

152 5.4.3 Εύρος ζώνης 5 MHz με διαμόρφωση 64-QAM Για το πείραμα UL3 εφαρμόζονται οι παράμετροι του RMC Α5-4. Χρησιμοποιείται το σχήμα διαμόρφωσης 64-QAM με ρυθμό κωδικοποίησης 5/6. Το θεωρητικό εύρος ζώνης είναι 5 MHz, με το καταναλισκόμενο εύρος ζώνης να είναι 4,5 MHz. Ο ρυθμός μετάδοσης είναι 18,33 Mbps. Στην εικόνα 5-10 απεικονίζεται το χρονικό σήμα με το λογισμικό ArbStudio, το οποίο παράγεται από τη γεννήτρια LECROY. Στις εικόνες 5-11 και 5-12 απεικονίζονται οι μετρήσεις που πραγματοποιήθηκαν με το VSA Εικόνα 5-10: Χρονική απεικόνιση του εκπεμπόμενου σήματος για το πείραμα UL3 με το RMC A5-4, διαμορφωμένο στην IF των 63 MHz. Στην εικόνα 5-10 παρουσιάζεται η χρονική απεικόνιση του εκπεμπόμενου σήματος από τη γεννήτρια LECROY, μέσω του λογισμικού ArbStudio. Το σήμα είναι διαμορφωμένο στην ενδιάμεση συχνότητα των 63 MHz, και όπως επιβεβαιώνεται από την εικόνα, η διάρκειά του είναι ίση με 10 ms, δηλαδή ένα Radio-frame. Στην εικόνα 5-11 απεικονίζονται ο αστερισμός, το φάσμα, το CCDF, η συχνοτική απόκριση του καναλιού και η μέτρηση του OBW. Στο διάγραμμα αστερισμών διακρίνονται το 64-QAM σχήμα διαμόρφωσης του καναλιού PUSCH και η κυκλική μορφή της διαμόρφωσης Zadoff-Chu των DM-RS σημάτων. Στη συνέχεια απεικονίζεται το λαμβανόμενο φάσμα των 5 MHz, ενώ το OBW υπολογίζεται σε 4,46 MHz, δηλαδή σχεδόν στην αναμενόμενη θεωρητική τιμή. Στο CCDF ο λόγος PAPR υπολογίζεται περίπου σε 8 db, δηλαδή σε μεγαλύτερη τιμή από ότι στα πειράματα UL1 και UL2. Στο τελευταίο μέρος της εικόνας με τη συχνοτική απόκριση του καναλιού, φαίνεται πως το κανάλι είναι σχεδόν flat, όμοια με τα UL1 και UL2. 141

153 Στην εικόνα 5-12, με τις μετρήσεις για την ακρίβεια της διαμόρφωσης, η ισχύς λήψης υπολογίζεται σε -55,4 dbm. Το συνολικό EVM είναι 2,37%, όσο και το EVM του PUSCH. Και σε αυτό το πείραμα το EVM έγινε χειρότερο, καθώς χρησιμοποιείται μεγαλύτερο σχήμα διαμόρφωσης από τα UL1 και UL2. Εικόνα 5-11: Γραφήματα για το πείραμα UL3 με το RMC Α5-4: α) Αστερισμοί 64-QAM του PUSCH και Zadoff-Chu των DM-RS, β) Το φάσμα των 5 MHz, γ) Το CCDF και δ) Η συχνοτική απόκριση του καναλιού. 142

154 Εικόνα 5-12: Μετρήσεις για το πείραμα UL3 με το RMC Α5-4: α) Error Summary και β) Frame Summary. 143

155 5.4.4 Εύρος ζώνης 10 MHz με διαμόρφωση QPSK Για το πείραμα UL4 εφαρμόζονται οι παράμετροι του RMC Α3-5. Χρησιμοποιείται το σχήμα διαμόρφωσης QPSK με ρυθμό κωδικοποίησης 1/3. Το θεωρητικό εύρος ζώνης είναι 10 MHz και το καταναλισκόμενο εύρος ζώνης είναι 9 MHz. Ο ρυθμός μετάδοσης είναι 5,16 Mbps. Στην εικόνα 5-13 απεικονίζεται το χρονικό σήμα με το λογισμικό ArbStudio, το οποίο παράγεται από τη γεννήτρια LECROY. Στις εικόνες 5-14 και 5-15 απεικονίζονται οι μετρήσεις που πραγματοποιήθηκαν με το VSA Εικόνα 5-13: Χρονική απεικόνιση του εκπεμπόμενου σήματος για το πείραμα UL4 με το RMC A3-5, διαμορφωμένο στην IF των 63 MHz. Στην εικόνα 5-13 παρουσιάζεται η χρονική απεικόνιση του εκπεμπόμενου σήματος από τη γεννήτρια LECROY, μέσω του λογισμικού ArbStudio. Το σήμα είναι διαμορφωμένο στην ενδιάμεση συχνότητα των 63 MHz, και όπως επιβεβαιώνεται από την εικόνα, η διάρκειά του είναι ίση με 10 ms, δηλαδή ένα Radio-frame. Στην εικόνα 5-14 απεικονίζονται ο αστερισμός, το φάσμα, το CCDF, η συχνοτική απόκριση του καναλιού και η μέτρηση του OBW. Στο διάγραμμα αστερισμών διακρίνονται το QPSK σχήμα διαμόρφωσης του καναλιού PUSCH και η κυκλική μορφή της διαμόρφωσης Zadoff-Chu των DM-RS σημάτων. Στη συνέχεια απεικονίζεται το λαμβανόμενο φάσμα των 10 MHz, ενώ το OBW υπολογίζεται σε 8,92 MHz, το οποίο είναι αρκετά κοντά στην αναμενόμενη θεωρητική τιμή. Στο CCDF ο λόγος PAPR υπολογίζεται περίπου σε 6,8 db, δηλαδή σε λίγο μεγαλύτερη τιμή από ότι στο πείραμα UL1, αλλά ταυτόχρονα σε μικρότερη τιμή από ότι στα πειράματα UL2 και UL3. Στο τελευταίο μέρος της εικόνας με τη συχνοτική απόκριση του καναλιού, φαίνεται πως το κανάλι αρχίζει να μην είναι flat. Στην εικόνα 5-15, με τις μετρήσεις για την ακρίβεια της διαμόρφωσης, η ισχύς λήψης υπολογίζεται σε -58,3 dbm. Το συνολικό EVM είναι 3,73% και το EVM του PUSCH είναι 3,76%. Και σε αυτό το πείραμα το EVM έγινε χειρότερο από τα προηγούμενα πειράματα, παρόλο που χρησιμοποιήθηκε το QPSK που είναι μικρότερο σχήμα 144

156 διαμόρφωσης από αυτά στα UL2 και UL3. Αυτό οφείλεται στο ότι το κανάλι πλέον, όπως φάνηκε και στη συχνοτική απόκριση, αρχίζει να μην είναι flat, αλλά να εμφανίζεται το frequency selectivity, αρκετά ώστε να αυξηθεί το EVM. Εικόνα 5-14: Γραφήματα για το πείραμα UL4 με το RMC Α3-5: α) Αστερισμοί QPSK του PUSCH και Zadoff-Chu των DM-RS, β) Το φάσμα των 10 MHz, γ) Το CCDF και δ) Η συχνοτική απόκριση του καναλιού. 145

157 Εικόνα 5-15: Μετρήσεις για το πείραμα UL4 με το RMC Α3-5: α) Error Summary και β) Frame Summary. 146

158 5.4.5 Εύρος ζώνης 15 MHz με διαμόρφωση 16-QAM Για το πείραμα UL5 εφαρμόζονται οι παράμετροι του RMC Α4-7. Χρησιμοποιείται το σχήμα διαμόρφωσης 16-QAM με ρυθμό κωδικοποίησης 3/4. Το θεωρητικό εύρος ζώνης είναι 15 MHz και το καταναλισκόμενο εύρος ζώνης είναι 13,5 MHz. Ο ρυθμός μετάδοσης είναι 32,85 Mbps. Στην εικόνα 5-16 απεικονίζεται το χρονικό σήμα με το λογισμικό ArbStudio, το οποίο παράγεται από τη γεννήτρια LECROY. Στις εικόνες 5-17 και 5-18 απεικονίζονται οι μετρήσεις που πραγματοποιήθηκαν με το VSA Εικόνα 5-16: Χρονική απεικόνιση του εκπεμπόμενου σήματος για το πείραμα UL5 με το RMC A4-7, διαμορφωμένο στην IF των 63 MHz. Στην εικόνα 5-16 παρουσιάζεται η χρονική απεικόνιση του εκπεμπόμενου σήματος από τη γεννήτρια LECROY, μέσω του λογισμικού ArbStudio. Το σήμα είναι διαμορφωμένο στην ενδιάμεση συχνότητα των 63 MHz, και όπως επιβεβαιώνεται από την εικόνα, η διάρκειά του είναι ίση με 10 ms, δηλαδή ένα Radio-frame. Στην εικόνα 5-17 απεικονίζονται ο αστερισμός, το φάσμα, το CCDF, η συχνοτική απόκριση του καναλιού και η μέτρηση του OBW. Στο διάγραμμα αστερισμών διακρίνονται το 16-QAM σχήμα διαμόρφωσης του καναλιού PUSCH και η κυκλική μορφή της διαμόρφωσης Zadoff-Chu των DM-RS σημάτων. Στη συνέχεια απεικονίζεται το λαμβανόμενο φάσμα των 15 MHz με το OBW να υπολογίζεται σε 13,38 MHz, το οποίο είναι αρκετά κοντά στην αναμενόμενη θεωρητική τιμή. Στο CCDF ο λόγος PAPR υπολογίζεται περίπου σε 8 db, δηλαδή σε περίπου ίση τιμή με το πείραμα UL3, αλλά ταυτόχρονα σε μικρότερη τιμή από ότι στα πειράματα UL1, UL2 και UL4. Στο τελευταίο μέρος της εικόνας με τη συχνοτική απόκριση του καναλιού, φαίνεται πως το κανάλι εμφανίζει ακόμα μεγαλύτερο frequency selectivity σε σχέση με το προηγούμενο πείραμα. 147

159 Στην εικόνα 5-18, με τις μετρήσεις για την ακρίβεια της διαμόρφωσης, η ισχύς λήψης υπολογίζεται σε -62,1 dbm. Το συνολικό EVM είναι 6,75% και το EVM του PUSCH είναι 6,71%. Το EVM έγινε χειρότερο σε σχέση με όλα τα προηγούμενα πειράματα. Αυτό οφείλεται στο ότι το κανάλι, όπως φάνηκε και στη συχνοτική απόκριση, εμφανίζει μεγαλύτερο frequency selectivity, σε συνδυασμό με τη χαμηλότερη ισχύ λαμβανόμενου (Channel Power). Εικόνα 5-17: Γραφήματα για το πείραμα UL5 με το RMC Α4-7: α) Αστερισμοί 16-QAM του PUSCH και Zadoff-Chu των DM-RS, β) Το φάσμα των 15 MHz, γ) Το CCDF και δ) Η συχνοτική απόκριση του καναλιού. 148

160 Εικόνα 5-18: Μετρήσεις για το πείραμα UL5 με το RMC Α4-7: α) Error Summary και β) Frame Summary. 149

161 5.4.6 Εύρος ζώνης 20 MHz με διαμόρφωση 64-QAM Για το πείραμα UL6 εφαρμόζονται οι παράμετροι του RMC Α5-7. Χρησιμοποιείται το σχήμα διαμόρφωσης 64-QAM με ρυθμό κωδικοποίησης 5/6. Το θεωρητικό εύρος ζώνης είναι 20 MHz και το καταναλισκόμενο εύρος ζώνης 18 ΜHz. Η μετάδοση με το RMC Α5-7 είναι μία ειδική περίπτωση του Uplink καθώς επιτυγχάνεται, αντίθετα με το A3-1 του UL1, ο μεγαλύτερος ρυθμός μετάδοσης του προτύπου LTE, σε 75,37 Mbps. Στην εικόνα 5-19 απεικονίζεται το χρονικό σήμα με το λογισμικό ArbStudio, το οποίο παράγεται από τη γεννήτρια LECROY. Στις εικόνες 5-20 και 5-21 απεικονίζονται οι μετρήσεις που πραγματοποιήθηκαν με το VSA Εικόνα 5-19: Χρονική απεικόνιση του εκπεμπόμενου σήματος για το πείραμα UL6 με το RMC A5-7, διαμορφωμένο στην IF των 63 MHz. Στην εικόνα 5-19 παρουσιάζεται η χρονική απεικόνιση του εκπεμπόμενου σήματος από τη γεννήτρια LECROY, μέσω του λογισμικού ArbStudio. Το σήμα είναι διαμορφωμένο στην ενδιάμεση συχνότητα των 63 MHz, και όπως επιβεβαιώνεται από την εικόνα, η διάρκειά του είναι ίση με 10 ms, δηλαδή ένα Radio-frame. Στην εικόνα 5-20 απεικονίζονται ο αστερισμός, το φάσμα, το CCDF, η συχνοτική απόκριση του καναλιού και η μέτρηση του OBW. Στο διάγραμμα αστερισμών διακρίνονται το 64-QAM σχήμα διαμόρφωσης του καναλιού PUSCH και η κυκλική μορφή της διαμόρφωσης Zadoff-Chu των DM-RS σημάτων. Στη συνέχεια απεικονίζεται το λαμβανόμενο φάσμα των 20 MHz με το OBW να υπολογίζεται σε 17,84 MHz, το οποίο είναι αρκετά κοντά στην αναμενόμενη θεωρητική τιμή. Στο CCDF ο λόγος PAPR υπολογίζεται περίπου σε 8,4 db, δηλαδή στη μεγαλύτερη τιμή που έχει μετρηθεί σε όλα τα προηγούμενα πειράματα. Στο τελευταίο μέρος της εικόνας με τη συχνοτική απόκριση του καναλιού, φαίνεται πως το κανάλι εμφανίζει ακόμα μεγαλύτερο frequency selectivity σε σχέση με τα προηγούμενα πειράματα, κυρίως όμως στα subcarriers που βρίσκονται στην άκρη της άνω πλευρικής του φάσματος. 150

162 Στην εικόνα 5-21, με τις μετρήσεις για την ακρίβεια της διαμόρφωσης, η ισχύς λήψης υπολογίζεται σε -61,5 dbm. Το συνολικό EVM είναι 6,71% και το EVM του PUSCH είναι 6,67%. Το EVM βρίσκεται στα ίδια επίπεδα με αυτό του πειράματος UL5. Αυτό οφείλεται στο ότι το κανάλι, όπως φάνηκε και στη συχνοτική απόκριση, επηρεάζεται από μεγαλύτερο frequency selectivity, όπως και στο πείραμα UL5, καθώς και σε συνδυασμό με τη χαμηλή ισχύ λαμβανόμενου καναλιού. Εικόνα 5-20: Γραφήματα για το πείραμα UL6 με το RMC Α5-7: α) Αστερισμοί 64-QAM του PUSCH και Zadoff-Chu των DM-RS, β) Το φάσμα των 20 MHz, γ) Το CCDF και δ) Η συχνοτική απόκριση του καναλιού. 151

163 Εικόνα 5-21: Μετρήσεις για το πείραμα UL6 με το RMC Α5-7: α) Error Summary και β) Frame Summary. 152

164 5.5 ΜΕΤΑΔΟΣΗ DOWNLINK SISO Για τα πειράματα με Downlink μετάδοση εφαρμόζονται οι παράμετροι και τα χαρακτηριστικά που καταγράφονται στον πίνακα 5-2. Εκτελούνται τρία πειράματα χρησιμοποιώντας SISO μετάδοση σε FDD λειτουργία. Οι ονομασίες των πειραμάτων είναι DLSIR2, DLSIR3 και DLSIR9, και εφαρμόζονται τα RMCs R.2, R.3 και R.9, αντίστοιχα. Για τα πειράματα χρησιμοποιούνται τα CRS Εύρος ζώνης 10 MHz με διαμόρφωση QPSK Για το πείραμα DLSIR2 εφαρμόζονται οι παράμετροι του RMC R.2. Χρησιμοποιείται το σχήμα διαμόρφωσης QPSK με ρυθμό κωδικοποίησης 1/3. Το θεωρητικό εύρος ζώνης είναι 10 MHz και το θεωρητικά καταναλισκόμενο εύρος ζώνης είναι 9 MHz. Ο ρυθμός μετάδοσης που επιτυγχάνεται είναι 3,95 Mbps. Στην εικόνα 5-22 απεικονίζεται το χρονικό σήμα με το λογισμικό ArbStudio, το οποίο παράγεται από τη γεννήτρια LECROY. Στις εικόνες 5-23, 5-24 και 5-25 απεικονίζονται οι μετρήσεις που πραγματοποιήθηκαν με το VSA Εικόνα 5-22: Χρονική απεικόνιση του εκπεμπόμενου σήματος για το πείραμα DLSIR2 με το RMC R.2, διαμορφωμένο στην IF των 63 MHz. Στην εικόνα 5-22 παρουσιάζεται η χρονική απεικόνιση του εκπεμπόμενου σήματος από τη γεννήτρια LECROY, μέσω του λογισμικού ArbStudio. Το σήμα είναι διαμορφωμένο στην ενδιάμεση συχνότητα των 63 MHz, και όπως επιβεβαιώνεται από την εικόνα, η διάρκειά του είναι ίση με 10 ms, δηλαδή ένα Radio-frame. Στην εικόνα μπορούν να διακριθούν πολύ εύκολα τα 10 subframes, σε αντίθεση με όλες τις περιπτώσεις του Uplink. Επίσης, διακρίνεται ότι το 6 ο subframe, ορθώς, δεν μεταφέρει δεδομένα. 153

165 Στην εικόνα 5-23 απεικονίζονται ο αστερισμός, το φάσμα, το CCDF, η συχνοτική απόκριση του καναλιού και η μέτρηση του OBW. Οι δύο αστερισμοί σημάτων που διακρίνονται αφορούν το κανάλι PDSCH, το οποίο μεταφέρει τα δεδομένα, με το QPSK σχήμα διαμόρφωσης, και τα CRS σήματα με σχήμα διαμόρφωσης, επίσης, QPSK. Στη συνέχεια απεικονίζεται το λαμβανόμενο φάσμα των 10 MHz με το OBW να υπολογίζεται σε 8,94 MHz, το οποίο είναι αρκετά κοντά στην αναμενόμενη θεωρητική τιμή. Στο CCDF ο λόγος PAPR υπολογίζεται περίπου σε 10,7 db, δηλαδή σε μία τιμή πολύ μεγαλύτερη από όλες τις μεταδόσεις των πειραμάτων του Uplink. Στο τελευταίο μέρος της εικόνας με τη συχνοτική απόκριση του καναλιού, φαίνεται πώς το κανάλι εμφανίζει μεγαλύτερο frequency selectivity, όπως και στο πείραμα UL4. Εικόνα 5-23: Γραφήματα για το πείραμα DLSIR2 με το RMC R.2: α) Αστερισμοί QPSK του PDSCH και QPSK των CRS, β) Το φάσμα των 10 MHz, γ) Το CCDF και δ) Η συχνοτική απόκριση του καναλιού. 154

166 Εικόνα 5-24: Μετρήσεις για το πείραμα DLSIR2 με το RMC R.2: α) Error Summary και β) Frame Summary. 155

167 Εικόνα 5-25: Αστερισμοί όλων των καναλιών και σημάτων που χρησιμοποιούνται στο πείραμα DLSIR2 με το RMC R.2: α) Το κανάλι PDSCH με διαμόρφωση QPSK, β) Τα σήματα συγχρονισμού PSS με διαμόρφωση Zadoff-Chu και SSS με διαμόρφωση BPSK, γ) Τα κανάλια PCFICH με διαμόρφωση QPSK και PHICH με μηδενικές τιμές, δ) Τα πιλοτικά σήματα CRS με διαμόρφωση QPSK, ε) Το κανάλι PDCCH με διαμόρφωση QPSK και στ) Το κανάλι PBCH με διαμόρφωση QPSK. 156

168 Στην εικόνα 5-24 καταγράφονται μετρήσεις που αφορούν την ακρίβεια της διαμόρφωσης και σφάλματα. Η ισχύς λήψης υπολογίζεται σε -58,5 dbm, με το συνολικό EVM να είναι 3,59%. Το EVM του καναλιού PDSCH είναι 3,64%. Μετρήσεις για το EVM είναι διαθέσιμές για όλα τα κανάλια, για τα σήματα συγχρονισμού, αλλά και για τα CRS. Επίσης καταγράφονται μετρήσεις όπως η ακρίβεια του συγχρονισμού (SyncCorr), η απόκλιση της συχνότητας του φέροντος (FreqErr), η ισχύς λήψης (Channel Power) και η ποιότητα των λαμβανόμενων CRS (RS Rx Quality), και άλλα. Στην εικόνα 5-25 εμφανίζονται οι αστερισμοί όλων των καναλιών και σημάτων που χρησιμοποιούνται στη μετάδοση. Αυτό επιτυγχάνεται με τη δυνατότητα του προγράμματος VSA που επιτρέπει την απεικόνιση των αστερισμών από ένα κανάλι ή σήμα έως και όλα μαζί ταυτόχρονα. Συγκεκριμένα εμφανίζονται οι αστερισμοί του καναλιού PDSCH με διαμόρφωση QPSK, CRS με διαμόρφωση QPSK, PSS με διαμόρφωση Zadoff-Chu, SSS με διαμόρφωση BPSK, PDCCH με διαμόρφωση QPSK, PCFICH με διαμόρφωση QPSK, PHICH με μηδενικές τιμές και PBCH με διαμόρφωση QPSK Εύρος ζώνης 10 MHz με διαμόρφωση 16-QAM Για το πείραμα DLSIR3 εφαρμόζονται οι παράμετροι του RMC R.3. Χρησιμοποιείται το σχήμα διαμόρφωσης 16-QAM με ρυθμό κωδικοποίησης 1/2 και εύρος ζώνης 10 MHz, με το θεωρητικά καταναλισκόμενο εύρος ζώνης να είναι 9 MHz. Ο ρυθμός μετάδοσης που επιτυγχάνεται είναι 12,59 Mbps. Στην εικόνα 5-26 απεικονίζεται το χρονικό σήμα με το λογισμικό ArbStudio, το οποίο παράγεται από τη γεννήτρια LECROY. Στις εικόνες 5-27 και 5-28 απεικονίζονται οι μετρήσεις που πραγματοποιήθηκαν με το VSA Στην εικόνα 5-26 παρουσιάζεται η χρονική απεικόνιση του εκπεμπόμενου σήματος από τη γεννήτρια LECROY, μέσω του λογισμικού ArbStudio. Το σήμα είναι διαμορφωμένο στην ενδιάμεση συχνότητα των 63 MHz, και όπως επιβεβαιώνεται από την εικόνα, η διάρκειά του είναι ίση με 10 ms, δηλαδή ένα Radio-frame. Στην εικόνα μπορούν να διακριθούν πολύ εύκολα τα 10 subframes, όπως στο πείραμα DLSIR2, και σε αντίθεση με όλες τις περιπτώσεις του Uplink. Επίσης, διακρίνεται ότι το 6 ο subframe, ορθώς, δεν μεταφέρει δεδομένα. 157

169 Εικόνα 5-26: Χρονική απεικόνιση του εκπεμπόμενου σήματος για το πείραμα DLSIR3 με το RMC R.3, διαμορφωμένο στην IF των 63 MHz. Εικόνα 5-27: Γραφήματα για το πείραμα DLSIR3 με το RMC R.3: α) Αστερισμοί 16-QAM του PDSCH και QPSK των CRS, β) Το φάσμα των 10 MHz, γ) Το CCDF και δ) Η συχνοτική απόκριση του καναλιού. 158

170 Εικόνα 5-28: Μετρήσεις για το πείραμα DLSIR3 με το RMC R.3: α) Error Summary και β) Frame Summary. 159

171 Στην εικόνα 5-27 απεικονίζονται ο αστερισμός, το φάσμα, το CCDF, η συχνοτική απόκριση του καναλιού και η μέτρηση του OBW. Οι δύο αστερισμοί που διακρίνονται είναι του καναλιού PDSCH με το 16-QAM σχήμα διαμόρφωσης και τα CRS σήματα με το QPSK σχήμα διαμόρφωσης. Στη συνέχεια απεικονίζεται το λαμβανόμενο φάσμα των 10 MHz με το OBW να υπολογίζεται σε 8,93 MHz, όμοια με το πείραμα DLSIR2. Στο CCDF ο λόγος PAPR υπολογίζεται περίπου σε 11 db. Στο τελευταίο μέρος της εικόνας με τη συχνοτική απόκριση του καναλιού, φαίνεται πώς το κανάλι έχει την ίδια μορφή με αυτή του πειράματος DLSIR2, καθώς χρησιμοποιείται το ίδιο εύρος ζώνης. Στην εικόνα 5-28 καταγράφονται μετρήσεις που αφορούν την ακρίβεια της διαμόρφωσης και σφάλματα. Η ισχύς λήψης υπολογίζεται σε -58,7 dbm. Το συνολικό EVM να είναι 3,23% και το EVM του καναλιού PDSCH είναι 3,27%. Τα αποτελέσματα είναι όμοια με αυτά του DLSIR Εύρος ζώνης 20 MHz με διαμόρφωση 64-QAM Για το πείραμα DLSIR9 εφαρμόζονται οι παράμετροι του RMC R.9. Χρησιμοποιείται το σχήμα διαμόρφωσης 64-QAM με ρυθμό κωδικοποίησης 3/4 και εύρος ζώνης 20 MHz, με το θεωρητικά καταναλισκόμενο εύρος ζώνης να είναι 18 MHz. Ο ρυθμός μετάδοσης που επιτυγχάνεται είναι 55,5 Mbps. Στην εικόνα 5-29 απεικονίζεται το χρονικό σήμα με το λογισμικό ArbStudio, το οποίο παράγεται από τη γεννήτρια LECROY. Στις εικόνες 5-30 και 5-31 απεικονίζονται οι μετρήσεις που πραγματοποιήθηκαν με το VSA Εικόνα 5-29: Χρονική απεικόνιση του εκπεμπόμενου σήματος για το πείραμα DLSIR9 με το RMC R.9, διαμορφωμένο στην IF των 63 MHz. 160

172 Στην εικόνα 5-29 παρουσιάζεται η χρονική απεικόνιση του εκπεμπόμενου σήματος από τη γεννήτρια LECROY, μέσω του λογισμικού ArbStudio. Το σήμα είναι διαμορφωμένο στην ενδιάμεση συχνότητα των 63 MHz, και όπως επιβεβαιώνεται από την εικόνα, η διάρκειά του είναι ίση με 10 ms, δηλαδή ένα Radio-frame. Στην εικόνα μπορούν να διακριθούν πολύ εύκολα τα 10 subframes, όπως και στα πειράματα DLSIR2 και DLSIR3, και σε αντίθεση με όλες τις περιπτώσεις του Uplink. Επίσης, διακρίνεται ότι το 6 ο subframe, ορθώς, δεν μεταφέρει δεδομένα. Εικόνα 5-30: Γραφήματα για το πείραμα DLSIR9 με το RMC R.9: α) Αστερισμοί 64-QAM του PDSCH και QPSK των CRS, β) Το φάσμα των 20 MHz, γ) Το CCDF και δ) Η συχνοτική απόκριση του καναλιού. 161

173 Εικόνα 5-31: Μετρήσεις για το πείραμα DLSIR9 με το RMC R.9: α) Error Summary και β) Frame Summary. 162

174 Στην εικόνα 5-30 απεικονίζονται ο αστερισμός, το φάσμα, το CCDF, η συχνοτική απόκριση του καναλιού και η μέτρηση του OBW. Οι δύο αστερισμοί που διακρίνονται είναι του καναλιού PDSCH με το 64-QAM σχήμα διαμόρφωσης και τα CRS σήματα με το QPSK σχήμα διαμόρφωσης. Στη συνέχεια απεικονίζεται το λαμβανόμενο φάσμα των 20 MHz με το OBW να υπολογίζεται σε 17,84 MHz, το οποίο είναι αρκετά κοντά στην θεωρητική τιμή. Στο CCDF ο λόγος PAPR υπολογίζεται περίπου σε 10,4 db. Στο τελευταίο μέρος της εικόνας με τη συχνοτική απόκριση του καναλιού, φαίνεται πως το κανάλι εμφανίζει ακόμα μεγαλύτερο frequency selectivity σε σχέση με τα προηγούμενα πειράματα, κυρίως όμως στα subcarriers που βρίσκονται στην άκρη της άνω πλευρικής του φάσματος. Η συχνοτική απόκριση, επίσης, είναι όμοια με εκείνη του πειράματος UL6, όπου επίσης η μετάδοση είχε εύρος ζώνης 20 MHz. Στην εικόνα 5-31 καταγράφονται μετρήσεις που αφορούν την ακρίβεια της διαμόρφωσης και σφάλματα. Η ισχύς λήψης υπολογίζεται σε -62 dbm. Το συνολικό EVM να είναι 5,5%, όμοιο με αυτό του PDSCH. Το EVM είναι αυξημένο σε σχέση με τα προηγούμενα πειράματα λόγω μεγαλύτερου frequency selectivity, όπως φαίνεται και στη συχνοτική απόκριση του καναλιού, αλλά και από τη χαμηλότερη ισχύ του λαμβανόμενου καναλιού. 5.6 ΜΕΤΑΔΟΣΗ DOWNLINK MISO ΚΑΙ MIMO Σε αυτά τα πειράματα που ακολουθούν εφαρμόζονται οι παράμετροι και τα χαρακτηριστικά που καταγράφονται στον πίνακα 5-3. Εκτελούνται τρία πειράματα χρησιμοποιώντας MIMO τεχνικές σε Downlink μετάδοση και σε FDD λειτουργία. Οι ονομασίες των πειραμάτων είναι DLMITD, DLMISM και SLMICD, και εφαρμόζονται οι τεχνικές MISO Transmit Diversity 2x1 (δηλαδή η κωδικοποίηση Alamouti ως SFBC), MIMO Spatial Multiplexing 2x2 με Beamforming (Closed Loop MIMO με χρήση Codebook) και MIMO Spatial Multiplexing 2x2 με LD-CDD, αντίστοιχα. Για όλα τα πειράματα χρησιμοποιούνται τα σήματα CRS και το RMC R.11, το οποίο περιλαμβάνει το σχήμα διαμόρφωσης 16-QAM, ρυθμό κωδικοποίησης 1/2 και εύρος ζώνης 10 MHz, με το θεωρητικά καταναλισκόμενο εύρος ζώνης να είναι 9 MHz. Το RMC επιλέχθηκε να είναι ίδιο σε όλα τα πειράματα για να μπορεί να πραγματοποιηθεί σύγκριση στα αποτελέσματα για τις MIMO τεχνικές, αλλά και για σύγκριση με το πείραμα DLSIR3, το οποίο με το RMC R.3 περιλαμβάνει τις ίδιες παραμέτρους σε SISO μετάδοση Transmit Diversity 2x1 Για το πείραμα DLMITD εφαρμόζονται οι παράμετροι του RMC R.11 και γίνεται χρήση της τεχνικής Transmit Diversity. Για το πείραμα χρησιμοποιούνται 2 κεραίες για την εκπομπή του σήματος και 1 για τη λήψη. Ο ρυθμός μετάδοσης που επιτυγχάνεται είναι 11,66 Mbps. Στην εικόνα 5-32 απεικονίζεται το χρονικό σήμα με το λογισμικό 163

175 ArbStudio, το οποίο παράγεται από τη γεννήτρια LECROY. Στις εικόνες 5-33 και 5-34 απεικονίζονται οι μετρήσεις που πραγματοποιήθηκαν με το VSA Εικόνα 5-32: Χρονική απεικόνιση του εκπεμπόμενου σήματος για το πείραμα DLSITD με το RMC R.11 για την τεχνική Transmit Diversity, διαμορφωμένο στην IF των 63 MHz. Στην εικόνα 5-32 παρουσιάζεται η χρονική απεικόνιση των εκπεμπόμενων σημάτων από τη γεννήτρια LECROY, μέσω του λογισμικού ArbStudio. Το σήμα είναι διαμορφωμένο στην ενδιάμεση συχνότητα των 63 MHz, και όπως επιβεβαιώνεται από την εικόνα, χρησιμοποιούνται 2 κανάλια, ένα για κάθε κεραία εκπομπής. Η διάρκεια των σημάτων είναι ίση με 10 ms, δηλαδή ένα Radio-frame. Στην εικόνα μπορούν να διακριθούν πολύ εύκολα τα 10 subframes, όπως και στα Downlink SISO πειράματα, και σε αντίθεση με τα Uplink SISO. Επίσης, διακρίνεται ότι το 6 ο subframe, ορθώς, δεν μεταφέρει δεδομένα. 164

176 Εικόνα 5-33: Γραφήματα για το πείραμα DLMITD με το RMC R.11 για την τεχνική Transmit Diversity: α) Αστερισμοί 16-QAM του PDSCH και QPSK των CRS, β) Το φάσμα των 10 MHz, γ) Το CCDF και δ) Η συχνοτική απόκριση του καναλιού. Στην εικόνα 5-33 απεικονίζονται ο αστερισμός, το φάσμα, το CCDF, η συχνοτική απόκριση του καναλιού και η μέτρηση του OBW. Οι δύο αστερισμοί σημάτων που διακρίνονται αφορούν το κανάλι PDSCH με το 16-QAM σχήμα διαμόρφωσης και τα CRS σήματα με το QPSK σχήμα διαμόρφωσης. Στη συνέχεια απεικονίζεται το λαμβανόμενο φάσμα των 10 MHz με το OBW να υπολογίζεται σε 8,93 MHz, το οποίο είναι αρκετά κοντά στην αναμενόμενη θεωρητική τιμή. Στο CCDF ο λόγος PAPR υπολογίζεται περίπου σε 11 db. Στο τελευταίο μέρος της εικόνας με τη συχνοτική απόκριση του καναλιού φαίνονται οι δύο διαδρομές που μεταδόθηκε το σήμα, μία από κάθε κεραία εκπομπής προς τη μία κεραία λήψης. 165

177 Εικόνα 5-34: Μετρήσεις για το πείραμα DLMITD με το RMC R.11 για την τεχνική Transmit Diversity: α) Error Summary και β) Frame Summary. 166

178 Στην εικόνα 5-34 καταγράφονται μετρήσεις που αφορούν την ακρίβεια της διαμόρφωσης και σφάλματα. Η ισχύς λήψης είναι -60 dbm. Το συνολικό EVM είναι 4,31% και το EVM του καναλιού PDSCH είναι 4,34%. Τα αποτελέσματα της εικόνας 5-33, όπως ο αστερισμός, το φάσμα και το OBW, είναι ίδια με αυτά του πειράματος DLSIR3. Αυτό ήταν αναμενόμενο καθώς χρησιμοποιείται μία κεραία λήψης και ταυτόχρονα χρησιμοποιούνται τα RMCs R.3 και R.11 τα οποία περιέχουν τις ίδιες παραμέτρους σε ότι αφορά το σχήμα διαμόρφωσης, το ρυθμό κωδικοποίησης και το εύρος ζώνης. Το CCDF, επίσης, δεν εμφάνισε καμία διαφορά. Από την άλλη όμως, οι δύο διαδρομές που διακρίνονται στη συχνοτική απόκριση του καναλιού φαίνεται να έχουν πολύ υψηλή συσχέτιση μεταξύ τους, καθώς δεν διαφοροποιούνται σχεδόν καθόλου. Αυτό σημαίνει ότι η τεχνική Transmit Diversity δεν μπορεί να εφαρμοστεί έτσι ώστε να πετύχει το στόχο της, δηλαδή να βελτιώσει τη SISO μετάδοση του πειράματος DLSIR3. Αυτό φαίνεται και από τα αποτελέσματα της εικόνας 5-34, όπου το EVM του καναλιού PDSCH, το οποίο μετρήθηκε 4,34%, είναι χειρότερο από το EVM στο DLSIR3, το οποίο μετρήθηκε 3,27%, αλλά αυτό ευθύνεται και στη χαμηλότερη ισχύ λήψης που μετρήθηκαν -60 dbm και -58,7 dbm στο DLSIR3, αντίστοιχα. Τέλος πρέπει να αναφερθεί ότι ρυθμός μετάδοσης που επιτυγχάνεται στα 11,66 Mbps, είναι μικρότερος από το ρυθμό μετάδοσης στα 12,59 Mbps στο DLSIR3. Αυτό δεν αιτιολογείται από τις μετρήσεις, αλλά από την θεωρεία των MIMO τεχνικών, όπου ο αριθμός υποφερόντων για τη χρήση των πιλοτικών σημάτων (CRS) αυξάνεται, σχεδόν ανάλογα με τον αριθμό των κεραιών εκπομπής, ενώ ο αριθμός των υποφερόντων που μεταφέρουν τα δεδομένα μειώνεται, με συνέπεια τη μείωση του ρυθμού μετάδοσης Spatial Multiplexing 2x2 με Beamforming Για το πείραμα DLMISM εφαρμόζονται οι παράμετροι του RMC R.11 και γίνεται χρήση της τεχνικής Spatial Multiplexing σε συνδυασμό με την τεχνική Beamforming. Για το πείραμα χρησιμοποιούνται 2 κεραίες για την εκπομπή του σήματος και 2 για τη λήψη. Ο ρυθμός μετάδοσης που επιτυγχάνεται είναι 22,33 Mbps, ο οποίος είναι διπλάσιος από το ρυθμό μετάδοσης στα πειράματα DLSIR3 και DLMITD. Για την τεχνική Beamforming εφαρμόζονται 4 περιπτώσεις, ανάλογα με το δείκτη PMI. Οι τιμές που εφαρμόζονται στο δείκτη PMI είναι 0 ή 1, στον πομπό ή στο δέκτη. Οι μετρήσεις πραγματοποιήθηκαν με το VSA και οι χρονικές απεικονίσεις των σημάτων με το ArbStudio. Στην πρώτη περίπτωση ρυθμίζεται ο πομπός μέσω του LTE System Toolbox και ο δέκτης μέσω της εφαρμογής VSA με τον δείκτη PMI να παίρνει την τιμή 0. Αυτό σημαίνει, με βάση το Codebook του προτύπου, ότι επιλέγεται ο πίνακας με Codebook Index 0 που χρησιμοποιείται για 2 Layers και για 2 Antenna Ports. Αυτή η ρύθμιση δεν 167

179 επιτρέπεται σύμφωνα με το πρότυπο, διότι δεν εφαρμόζεται το Beamforming, αλλά στην ουσία πραγματοποιείται ένα Non-Codebook Spatial Multiplexing με χρήση των CRS. Εικόνα 5-35: Χρονική απεικόνιση του εκπεμπόμενου σήματος για το πείραμα DLMISM με το RMC R.11 για την τεχνική Spatial Multiplexing και Beamforming με PMI 0, διαμορφωμένο στην IF των 63 MHz. Στην εικόνα 5-35 παρουσιάζεται η χρονική απεικόνιση των εκπεμπόμενων σημάτων από τη γεννήτρια LECROY, μέσω του λογισμικού ArbStudio. Το σήμα είναι διαμορφωμένο στην ενδιάμεση συχνότητα των 63 MHz, και όπως επιβεβαιώνεται από την εικόνα, χρησιμοποιούνται 2 κανάλια, ένα για κάθε κεραία εκπομπής. Η διάρκεια των σημάτων είναι ίση με 10 ms, δηλαδή ένα Radio-frame. Στην εικόνα διακρίνονται πολύ εύκολα τα 10 subframes. Επίσης, διακρίνεται ότι το 6 ο subframe, ορθώς, δεν μεταφέρει δεδομένα. Τα αποτελέσματα της εικόνας 5-36 δείχνουν το φάσμα των 10 MHz που έλαβε η κάθε κεραία του δέκτη, διαμορφωμένο στη συχνότητα φέροντος των 1250 MHz, καθώς και τους αστερισμούς για το κάθε Layer που αποκωδικοποιείται. Οι αστερισμοί που διακρίνονται αφορούν το κανάλι PDSCH με το 16-QAM σχήμα διαμόρφωσης και τα CRS σήματα με το QPSK σχήμα διαμόρφωσης. Και για τα δυο Layers τα δεδομένα των PDSCH είναι διαφορετικά. Σύμφωνα με την εικόνα, το φάσμα του δεύτερου καναλιού φαίνεται ότι λαμβάνεται με χαμηλότερη ισχύ, αλλά στους αστερισμούς φαίνεται ότι ο θόρυβος επηρεάζει τα σύμβολα με την ίδια ισχύ. 168

180 Εικόνα 5-36: Αστερισμοί και φάσματα για το πείραμα DLMISM με το RMC R.11 για την τεχνική Spatial Multiplexing και Beamforming με PMI 0: α) Αστερισμοί 16-QAM του PDSCH και QPSK των CRS για το Layer0, β) Το φάσμα των 10 MHz από την πρώτη κεραία λήψης, γ) Αστερισμοί 16- QAM του PDSCH και QPSK των CRS για το Layer1 και δ) Το φάσμα των 10 MHz από την δεύτερη κεραία λήψης. Στην εικόνα 5-37 απεικονίζονται η συχνοτική απόκριση του καναλιού, όπου φαίνονται οι τέσσερις διαδρομές που μεταδόθηκε το σήμα, μία από κάθε κεραία εκπομπής προς κάθε κεραία λήψης, αλλά και μετρήσεις για την κάθε διαδρομή και πως επηρεάζει το σήμα η κάθε μία. Οι μετρήσεις λαμβάνονται μόνο από τα CRS και δείχνουν πόσο επηρεάζεται η ισχύς, το EVM, και αλλά στοιχεία από την κάθε διαδρομή. Συγκεκριμένα, διακρίνεται ότι η διαδρομή C-RS0/Rx1, δηλαδή η διαδρομή από την πρώτη κεραία εκπομπής προς τη δεύτερη κεραία λήψης, είναι αυτή που δημιουργεί τα μεγαλύτερα προβλήματα στην ποιότητα του σήματος, καθώς λαμβάνει με τη χαμηλότερη ισχύ τα CRS της πρώτης κεραίας και παρουσιάζει το υψηλότερο EVM. Αυτός είναι και ο λόγος που στην εικόνα 5-36 το φάσμα του δεύτερου καναλιού φαίνεται να λαμβάνεται με χαμηλότερη ισχύ. 169

181 Εικόνα 5-37: Μετρήσεις του MIMO καναλιού για το πείραμα DLMISM με το RMC R.11 για την τεχνική Spatial Multiplexing και Beamforming με PMI 0: α) Η συχνοτική απόκριση του καναλιού και β) Μετρήσεις για την κατάσταση του καναλιού. 170

182 Στη συνέχεια, στην εικόνα 5-38 καταγράφονται μετρήσεις που αφορούν την ακρίβεια της διαμόρφωσης και σφάλματα. Η συνολική ισχύς λήψης είναι -60,3 dbm. Το συνολικό EVM είναι 5,78% και το συνολικό EVM του καναλιού PDSCH είναι 5,90%. Το VSA δίνει επιπλέον τη μέτρηση του EVM και για κάθε Layer του PDSCH. Επομένως, το EVM για το Layer0 είναι 5,81% και για το Layer1 είναι 5,98%. Στην δεύτερη περίπτωση ρυθμίζεται ο πομπός μέσω του LTE System Toolbox και ο δέκτης μέσω της εφαρμογής VSA με τον δείκτη PMI να παίρνει την τιμή 1. Αυτό σημαίνει, με βάση το Codebook του προτύπου, ότι επιλέγεται ο πίνακας με Codebook Index 1 που χρησιμοποιείται για 2 Layers και για 2 Antenna Ports. Με αυτή τη ρύθμιση, που επιτρέπεται σύμφωνα με το πρότυπο σε αντίθεση με το PMI 0, εφαρμόζεται ο Precoding πίνακας που αλλάζει το σχηματισμό της δέσμης της ακτινοβολίας, και συνεπώς του συντελεστές του καναλιού. Στην εικόνα 5-39 παρουσιάζεται η χρονική απεικόνιση των εκπεμπόμενων σημάτων από τη γεννήτρια LECROY, μέσω του λογισμικού ArbStudio. Το σήμα είναι διαμορφωμένο στην ενδιάμεση συχνότητα των 63 MHz, και όπως επιβεβαιώνεται από την εικόνα, χρησιμοποιούνται 2 κανάλια, ένα για κάθε κεραία εκπομπής. Η διάρκεια των σημάτων είναι ίση με 10 ms, δηλαδή ένα Radio-frame. Στην εικόνα διακρίνονται πολύ εύκολα τα 10 subframes. Επίσης, διακρίνεται ότι το 6 ο subframe, ορθώς, δεν μεταφέρει δεδομένα. Επίσης, δεν διακρίνεται η διαφορά του PMI, όπως ήταν αναμενόμενο. Τα αποτελέσματα της εικόνας 5-40 δείχνουν το φάσμα των 10 MHz που έλαβε η κάθε κεραία του δέκτη και τους αστερισμούς για το κάθε Layer που αποκωδικοποιείται. Οι αστερισμοί που διακρίνονται αφορούν το κανάλι PDSCH με το 16-QAM σχήμα διαμόρφωσης και τα CRS σήματα με το QPSK σχήμα διαμόρφωσης. Σύμφωνα με την εικόνα, όπως και στην προηγούμενη περίπτωση με το PMI να είναι 0, το φάσμα του δεύτερου καναλιού φαίνεται ότι λαμβάνεται με χαμηλότερη ισχύ. Αντίθετα όμως με την προηγούμενη περίπτωση, στους αστερισμούς φαίνεται ότι ο θόρυβος επηρεάζει τα σύμβολα με διαφορετική ισχύ. Τα σύμβολα του Layer0 επηρεάζονται πολύ λιγότερο από το θόρυβο από ότι στο Layer1. Στην εικόνα 5-41 απεικονίζονται η συχνοτική απόκριση του καναλιού, με τις τέσσερις διαδρομές που μεταδόθηκε το σήμα, αλλά και τις μετρήσεις για την κάθε διαδρομή. Τα αποτελέσματα δείχνουν ότι έχουν γίνει αλλαγές στις διαδρομές, αν και πάλι η διαδρομή C-RS0/Rx1 είναι η χειρότερη για την ποιότητα του σήματος. 171

183 Εικόνα 5-38: Μετρήσεις για το πείραμα DLMISM με το RMC R.11 για την τεχνική Spatial Multiplexing και Beamforming με PMI 0: α) Error Summary και β) Frame Summary. 172

184 Εικόνα 5-39: Χρονική απεικόνιση του εκπεμπόμενου σήματος για το πείραμα DLMISM με το RMC R.11 για την τεχνική Spatial Multiplexing και Beamforming με PMI 1, διαμορφωμένο στην IF των 63 MHz. Στη συνέχεια, στην εικόνα 5-42 διακρίνεται η συνολική ισχύς λήψης σε -60,5 dbm. Το συνολικό EVM είναι 5,46% και το συνολικό EVM του καναλιού PDSCH είναι 5,57%. Το EVM για το Layer0 είναι 3,94% και για το Layer1 είναι 6,83%. Αν και η ισχύς λήψης είναι ίση με αυτή του πειράματος με PMI 0, το συνολικό EVM, αλλά και το συνολικό EVM του PDSCH δείχνουν βελτίωση στη συνολική λήψη. Παρόλα αυτά, είναι ξεκάθαρη η μεγάλη βελτίωση που πραγματοποιήθηκε στο Layer0, αλλά και η σημαντική χειροτέρευση του Layer1. Η τρίτη και η τέταρτη περίπτωση αφορούν τις διαφορετικές τιμές του PMI σε πομπό και σε δέκτη. Δηλαδή, στην τρίτη περίπτωση ο πομπός ρυθμίζεται με τον δείκτη PMI να παίρνει την τιμή 0 και ο δέκτης ρυθμίζεται με τον δείκτη PMI να παίρνει την τιμή 1, ενώ αντίθετα, στην τέταρτη περίπτωση ο πομπός ρυθμίζεται με τον δείκτη PMI να παίρνει την τιμή 1 και ο δέκτης ρυθμίζεται με τον δείκτη PMI να παίρνει την τιμή 0. Αυτό σημαίνει ότι ο δέκτης δεν μπορεί να αποκωδικοποιήσει το σήμα. Στην εικόνα 5-43 καταγράφονται οι αστερισμοί και των τεσσάρων περιπτώσεων μαζί. Τα αποτελέσματα δείχνουν ότι για να εφαρμοστεί η τεχνική Beamforming, και γενικότερα το Closed Loop ΜΙΜΟ, θα πρέπει να υπάρχει μία συνεργασία μεταξύ του πομπού και του δέκτη, έτσι ώστε να γνωρίζουν και οι δύο την τιμή του PMI. 173

185 Εικόνα 5-40: Αστερισμοί και φάσματα για το πείραμα DLMISM με το RMC R.11 για την τεχνική Spatial Multiplexing και Beamforming με PMI 1: α) Αστερισμοί 16-QAM του PDSCH και QPSK των CRS για το Layer0, β) Το φάσμα των 10 MHz από την πρώτη κεραία λήψης, γ) Αστερισμοί 16- QAM του PDSCH και QPSK των CRS για το Layer1 και δ) Το φάσμα των 10 MHz από την δεύτερη κεραία λήψης. 174

186 Εικόνα 5-41: Μετρήσεις του MIMO καναλιού για το πείραμα DLMISM με το RMC R.11 για την τεχνική Spatial Multiplexing και Beamforming με PMI 1: α) Η συχνοτική απόκριση του καναλιού και β) Μετρήσεις για την κατάσταση του καναλιού. 175

187 Εικόνα 5-42: Μετρήσεις για το πείραμα DLMISM με το RMC R.11 για την τεχνική Spatial Multiplexing και Beamforming με PMI 1: α) Error Summary και β) Frame Summary. 176

188 Εικόνα 5-43: Αστερισμοί για το πείραμα DLMISM με το RMC R.11 για την τεχνική Spatial Multiplexing και Beamforming με διάφορες περιπτώσεις του PMI: α) Ρύθμιση του πομπού και του δέκτη με PMI 0, β) Ρύθμιση του πομπού με PMI 0 και του δέκτη με PMI 1, γ) Ρύθμιση του πομπού με PMI 1 και του δέκτη με PMI 0 και δ) Ρύθμιση του πομπού και του δέκτη με PMI

189 5.6.3 Spatial Multiplexing 2x2 με LD-CDD Για το πείραμα DLMICD εφαρμόζονται οι παράμετροι του RMC R.11 και γίνεται χρήση της τεχνικής Spatial Multiplexing σε συνδυασμό με την τεχνική LD-CDD. Η τεχνική αυτή έχει στόχο να αποφευχθεί τυχόν ανεπιθύμητο Beamforming, αλλά και να αυξήσει το frequency selectivity του καναλιού. Για το πείραμα χρησιμοποιούνται 2 κεραίες για την εκπομπή του σήματος και 2 για τη λήψη. Ο ρυθμός μετάδοσης που επιτυγχάνεται είναι 22,33 Mbps. Στην εικόνα 5-44 απεικονίζεται το χρονικό σήμα με το λογισμικό ArbStudio, το οποίο παράγεται από τη γεννήτρια LECROY. Στις εικόνες 5-45, 5-46 και 5-47 απεικονίζονται οι μετρήσεις που πραγματοποιήθηκαν με το VSA Εικόνα 5-44: Χρονική απεικόνιση του εκπεμπόμενου σήματος για το πείραμα DLMICD με το RMC R.11 για την τεχνική Spatial Multiplexing και LD-CDD, διαμορφωμένο στην IF των 63 MHz. 178

190 Στην εικόνα 5-44 παρουσιάζεται η χρονική απεικόνιση των εκπεμπόμενων σημάτων από τη γεννήτρια LECROY, μέσω του λογισμικού ArbStudio. Το σήμα είναι διαμορφωμένο στην ενδιάμεση συχνότητα των 63 MHz, και όπως επιβεβαιώνεται από την εικόνα, χρησιμοποιούνται 2 κανάλια, ένα για κάθε κεραία εκπομπής. Η διάρκεια των σημάτων είναι ίση με 10 ms, δηλαδή ένα Radio-frame. Στην εικόνα διακρίνονται πολύ εύκολα τα 10 subframes. Επίσης, διακρίνεται ότι το 6 ο subframe, ορθώς, δεν μεταφέρει δεδομένα. Τα αποτελέσματα της εικόνας 5-45 δείχνουν το φάσμα των 10 MHz που έλαβε η κάθε κεραία του δέκτη, διαμορφωμένο στη συχνότητα φέροντος των 1250 MHz, καθώς και τους αστερισμούς για το κάθε Layer που αποκωδικοποιείται. Οι αστερισμοί που διακρίνονται αφορούν το κανάλι PDSCH με το 16-QAM σχήμα διαμόρφωσης και τα CRS σήματα με το QPSK σχήμα διαμόρφωσης. Και για τα δυο Layers τα δεδομένα των PDSCH είναι διαφορετικά. Σύμφωνα με την εικόνα, το φάσμα του δεύτερου καναλιού φαίνεται ότι λαμβάνεται με χαμηλότερη ισχύ, αλλά στους αστερισμούς φαίνεται ότι ο θόρυβος επηρεάζει τα σύμβολα με την ίδια ισχύ. Αυτό το φαινόμενο εμφανίστηκε και στο προηγούμενο πείραμα με τα Closed Loop MIMO. Στην εικόνα 5-46 απεικονίζονται η συχνοτική απόκριση του καναλιού, όπου φαίνονται οι τέσσερις διαδρομές που μεταδόθηκε το σήμα, μία από κάθε κεραία εκπομπής προς κάθε κεραία λήψης, αλλά και μετρήσεις για την κάθε διαδρομή και πως επηρεάζει το σήμα η κάθε μία. Οι μετρήσεις δείχνουν ότι η διαδρομή C-RS0/Rx1 είναι αυτή που δημιουργεί τα μεγαλύτερα προβλήματα στην ποιότητα του σήματος, όπως και στο πείραμα DLMISM. Στη συνέχεια, στην εικόνα 5-47 διακρίνεται η συνολική ισχύς λήψης σε -60,2 dbm, η οποία είναι ίση με αυτή στα πειράματα DLMISM για PMI 0 και PMI 1. Το συνολικό EVM είναι 5,50% και το συνολικό EVM του καναλιού PDSCH είναι 5,63%. Το EVM για το Layer0 είναι 5,56% και για το Layer1 είναι 5,69%. Το EVM σχεδόν είναι ίσο ανάμεσα στα δύο Layers, όπως συνέβη και στο DLMISM για PMI 0. Το συνολικό EVM, όμως, όπως και το συνολικό EVM του PDSCH δείχνουν βελτιωμένα. Η βελτίωση αυτή είναι ίση με αυτή του DLMISM για PMI

191 Εικόνα 5-45: Αστερισμοί και φάσματα για το πείραμα DLMICD με το RMC R.11 για την τεχνική Spatial Multiplexing και LD-CDD: α) Αστερισμοί 16-QAM του PDSCH και QPSK των CRS για το Layer0, β) Το φάσμα των 10 MHz από την πρώτη κεραία λήψης, γ) Αστερισμοί 16-QAM του PDSCH και QPSK των CRS για το Layer1 και δ) Το φάσμα των 10 MHz από την δεύτερη κεραία λήψης. 180

192 Εικόνα 5-46: Μετρήσεις του MIMO καναλιού για το πείραμα DLMICD με το RMC R.11 για την τεχνική Spatial Multiplexing και LD-CDD: α) Η συχνοτική απόκριση του καναλιού και β) Μετρήσεις για την κατάσταση του καναλιού. 181

193 Εικόνα 5-47: Μετρήσεις για το πείραμα DLMICD με το RMC R.11 για την τεχνική Spatial Multiplexing και LD-CDD: α) Error Summary και β) Frame Summary. 182

194 5.7 ΜΕΤΑΔΟΣΗ DOWNLINK CARRIER AGGREGATION Για το πείραμα CASICD εφαρμόζεται η τεχνική CA του LTE-A, με τις παραμέτρους και τα χαρακτηριστικά που καταγράφονται στον πίνακα 5-4. Το πείραμα εκτελείται για την Downlink μετάδοση και σε FDD λειτουργία. Χρησιμοποιούνται δύο φασματικά κανάλια των 10 MHz. Στο πρώτο εφαρμόζεται το RMC R.3 με SISO μετάδοση, όπως εφαρμόστηκε στο πείραμα DLSIR3, ενώ στο δεύτερο εφαρμόζεται το RMC R.11 χρησιμοποιώντας την τεχνική Spatial Multiplexing 2x2 σε συνδυασμό με την τεχνική LD- CDD, όπως εφαρμόστηκε στο πείραμα DLMICD. Και για τα δύο κανάλια χρησιμοποιούνται τα σήματα CRS, το σχήμα διαμόρφωσης 16-QAM, ο ρυθμός κωδικοποίησης 1/2 και το εύρος ζώνης 10 MHz, με το θεωρητικά καταναλισκόμενο εύρος ζώνης να είναι 9 MHz. Για το πρώτο κανάλι ο ρυθμός μετάδοσης είναι 12,59 Mbps, για το δεύτερο κανάλι είναι 22,33 Mbps, ενώ ο συνολικός ρυθμός μετάδοσης που προκύπτει είναι 35,91 Mbps, με συνολικό εύρος ζώνης 20 MHz. Στην εικόνα 5-48 απεικονίζεται το χρονικό σήμα με το λογισμικό ArbStudio, το οποίο παράγεται από τη γεννήτρια LECROY. Στις εικόνες 5-49, 5-50 και 5-51 απεικονίζονται οι μετρήσεις που πραγματοποιήθηκαν με το VSA Εικόνα 5-48: Χρονική απεικόνιση του εκπεμπόμενου σήματος για το πείραμα CASICD για την τεχνική Carrier Aggregation, διαμορφωμένο στην IF των 63 MHz. 183

195 Στην εικόνα 5-48 παρουσιάζεται η χρονική απεικόνιση των εκπεμπόμενων σημάτων από τη γεννήτρια LECROY, μέσω του λογισμικού ArbStudio. Το αθροισμένο σήμα των δύο φασματικών καναλιών είναι διαμορφωμένο στην ενδιάμεση συχνότητα των 63 MHz, και όπως επιβεβαιώνεται από την εικόνα, χρησιμοποιούνται 2 κανάλια, ένα για κάθε κεραία εκπομπής. Για το πρώτο φασματικό κανάλι μεταδίδει μόνο η πρώτη κεραία, ενώ για το δεύτερο μεταδίδουν και οι δύο κεραίες. Για το λόγο αυτό, το κανάλι της πρώτης κεραίας φαίνεται να έχει πολύ μεγαλύτερο πλάτος από το κανάλι της δεύτερης. Επίσης, η διάρκεια των σημάτων είναι ίση με 10 ms, δηλαδή ένα Radioframe. Στην εικόνα διακρίνονται τα 10 subframes, καθώς και ότι το 6 ο subframe, ορθώς, δεν μεταφέρει δεδομένα. Τα αποτελέσματα της εικόνας 5-49 δείχνουν το φάσμα των 10 MHz που έλαβε η κάθε κεραία λήψης στο δέκτη, διαμορφωμένο συμμετρικά στη συχνότητα φέροντος των 1250 MHz, καθώς και τους αστερισμούς για το κάθε Layer του κάθε φασματικού καναλιού που αποκωδικοποιείται. Στο φάσμα και των δύο κεραιών διακρίνονται τα δύο φασματικά κανάλια των 10 MHz. Το πρώτο κανάλι βρίσκεται στην κάτω πλευρική του φάσματος και το δεύτερο στην άνω. Το OBW για τις δύο κεραίες λήψης είναι 18,72 MHz και 18,84 MHz, αντίστοιχα. Στα τέσσερα διαγράμματα αστερισμών της εικόνας διακρίνεται το κανάλι PDSCH με το 16-QAM σχήμα διαμόρφωσης και τα CRS σήματα με το QPSK σχήμα διαμόρφωσης. Οι δύο πρώτοι αστερισμοί αφορούν το πρώτο φασματικό κανάλι με το RMC R.3. Ο πρώτος αστερισμός αφορά το Layer0 και περιλαμβάνει το PDSCH και τα CRS. Ο δεύτερος αστερισμός αφορά το Layer1, το οποίο δεν υπάρχει στη SISO μετάδοση. Για το λόγο αυτό ο δεύτερος αστερισμός δεν περιλαμβάνει το PDSCH, αλλά μόνο τα CRS που έκπεμψε η πρώτη κεραία. Ο τρίτος και ο τέταρτος αστερισμός περιλαμβάνουν το PDSCH και τα CRS των Layer0 και Layer1 του MIMO 2x2 δεύτερου φασματικού καναλιού, αντίστοιχα. Στη μεταξύ τους σύγκριση, το PDSCH του πρώτου φασματικού καναλιού φαίνεται να επηρεάζεται λιγότερο από τον προσθετικό θόρυβο, από ότι το PDSCH του δεύτερου και στα δύο Layers. Στην εικόνα 5-50 απεικονίζονται η συχνοτική απόκριση των δύο φασματικών καναλιών. Για το πρώτο φασματικό κανάλι η συχνοτική απόκριση περιλαμβάνει δύο διαδρομές, μία από την πρώτη κεραία εκπομπής προς την κάθε μία από τις δύο κεραίες λήψης. Για το δεύτερο φασματικό κανάλι η συχνοτική απόκριση περιλαμβάνει τέσσερις διαδρομές, μία από κάθε κεραία εκπομπής προς κάθε κεραία λήψης. Η εικόνα επίσης περιλαμβάνει μετρήσεις για την κάθε διαδρομή και πως επηρεάζει το σήμα η κάθε μία. Όπως φαίνεται από αυτή την εικόνα, αλλά και από την προηγούμενη με τους αστερισμούς, επειδή υπάρχει MIMO 2x2 τεχνική στο δεύτερο φασματικό κανάλι, το VSA πραγματοποιεί λήψη από δύο κεραίες και για τα δύο φασματικά κανάλια, παρόλο που στο πρώτο πραγματοποιείται SISO μετάδοση. Αυτός είναι και ο λόγος που εμφανίζονται δύο διαδρομές στη συχνοτική απόκριση του πρώτου φασματικού καναλιού, καθώς και στην προηγούμενη εικόνα ο αστερισμός του Layer1, και ας μην υπήρχε Layer1 για τα δεδομένα του PDSCH. Παρ όλα αυτά, δεν υπάρχει κάποιο πρόβλημα στην αποκωδικοποίηση και αποδιαμόρφωση των σημάτων. 184

196 Εικόνα 5-49: Αστερισμοί και φάσματα για το πείραμα CASICD για την τεχνική Carrier Aggregation: α) Αστερισμοί 16-QAM του PDSCH και QPSK των CRS για το Layer0 του πρώτου φασματικού καναλιού, β) Αστερισμοί 16-QAM του PDSCH και QPSK των CRS για το Layer0 του δεύτερου φασματικού καναλιού, γ) Το συνολικό φάσμα από την πρώτη κεραία λήψης, δ) Αστερισμοί 16-QAM του PDSCH και QPSK των CRS για το Layer1 του πρώτου φασματικού καναλιού, ε) Αστερισμοί 16-QAM του PDSCH και QPSK των CRS για το Layer1 του δεύτερου φασματικού καναλιού και στ) Το συνολικό φάσμα από την δεύτερη κεραία λήψης. 185

197 Εικόνα 5-50: Μετρήσεις του MIMO καναλιού για το πείραμα CASICD για την τεχνική Carrier Aggregation: α) Η συχνοτική απόκριση του πρώτου φασματικού καναλιού, β) Μετρήσεις για την κατάσταση του πρώτου φασματικού καναλιού, γ) Η συχνοτική απόκριση του δεύτερου φασματικού καναλιού και δ) Μετρήσεις για την κατάσταση του δεύτερου φασματικού καναλιού. Στη συνέχεια, στην εικόνα 5-51 καταγράφονται μετρήσεις που αφορούν την ακρίβεια της διαμόρφωσης και σφάλματα για κάθε φασματικό κανάλι. Για το πρώτο φασματικό κανάλι η ισχύς λήψης είναι -64,8 dbm. Το συνολικό EVM είναι 6,47% και το EVM του καναλιού PDSCH είναι 6,45%. Για το δεύτερο φασματικό κανάλι η συνολική ισχύς λήψης είναι -66,2 dbm. Το συνολικό EVM είναι 10,14% και το συνολικό EVM του καναλιού PDSCH είναι 10,34%. Το EVM για το Layer0 είναι 10,37% και για το Layer1 είναι 10,31%. Οι μετρήσεις αυτές είναι χειρότερες από τις αντίστοιχες στα πειράματα DLSIR3 και DLMICD. Αυτό συμβαίνει εξαιτίας της χαμηλότερης ισχύος λήψης για κάθε φασματικό κανάλι, αλλά και από το frequency selectivity του καναλιού, το οποίο αυξάνεται όσο το σήμα βρίσκεται όλο και πιο μακριά από τη συχνότητα του κεντρικού φέροντος. 186

198 Εικόνα 5-51: Μετρήσεις για το πείραμα CASICD για την τεχνική Carrier Aggregation: α) Error Summary του πρώτου φασματικού καναλιού, β) Frame Summary του πρώτου φασματικού καναλιού, γ) Error Summary του δεύτερου φασματικού καναλιού και δ) Frame Summary του δεύτερου φασματικού καναλιού. 5.8 ΓΕΝΙΚΑ ΣΥΜΠΕΡΑΣΜΑΤΑ Σε αυτό το κεφάλαιο πραγματοποιήθηκαν πειράματα σε σήματα σύμφωνα με τα πρότυπα 3GPP LTE και LTE-A. Τα πειράματα που πραγματοποιήθηκαν αφορούσαν την Uplink μετάδοση που χρησιμοποιεί την τεχνική DFT-Spread-OFDM, την Downlink μετάδοση που συνδυάζει τις τεχνικές OFDM και MIMO, καθώς και τη νέα τεχνική του LTE-A, την Carrier Aggregation. Τα πειράματα πραγματοποιήθηκαν εφαρμόζοντας τα RMCs του 3GPP για την επαλήθευση των προτύπων και για μετρήσεις στις παραπάνω τεχνικές. Για την επίτευξη των πειραμάτων χρησιμοποιήθηκε μια πολύπλοκη πειραματική διάταξη που συνδυάζει εξοπλισμό υψηλών προδιαγραφών, εξειδικευμένα λογισμικά για την παραγωγή των σημάτων και τις μετρήσεις, και στοιχεία RF, με την όλη διαχείριση εξοπλισμού και λογισμικών να επιτυγχάνεται μέσω ενός υπολογιστή. Τα πειράματα που πραγματοποιήθηκαν γενικότερα επαλήθευσαν αρκετές από τις λειτουργιές των προτύπων. Για την Uplink μετάδοση χρησιμοποιήθηκαν όλες οι διαθέσιμες τιμές του εύρους ζώνης, περιλαμβάνοντας τις έξι τιμές από 1,4 MHz έως 20 MHz. Για την λειτουργία με το εύρος ζώνης στα 1,4 MHz χρησιμοποιήθηκε μια εξειδικευμένη περίπτωση όπου τα PRBs μπορούν να διαμοιράζονται στους χρήστες και 187

199 να επιτυγχάνεται η FDMA πολυπλεξία. Συγκεκριμένα το σήμα περιλάμβανε μόνο το πρώτο PRB με αποτέλεσμα να έχει εύρος ζώνης 180 KHz, και αυτό να βρίσκεται στην άκρη της κάτω πλευρικής του φάσματος. Αυτή η περίπτωση συνδυάστηκε με το σχήμα διαμόρφωσης BPSK για την επίτευξη του χαμηλότερου ρυθμού μετάδοσης που ορίζεται από τα πρότυπα για το Uplink, στα 104 Kbps. Επίσης, στα υπόλοιπα σήματα χρησιμοποιήθηκαν και τα σχήματα διαμόρφωσης 16-QAM και 64-QAM. Ειδικότερα, το σήμα με εύρος ζώνης τα 20 MHz συνδυάστηκε με το σχήμα διαμόρφωσης 64-QAM, έτσι ώστε να επιτευχθεί ο μεγαλύτερος ρυθμός μετάδοσης που ορίζεται από τα πρότυπα για το Uplink, στα 75 Mbps. Με τις παραπάνω παραμετροποιήσεις και χαρακτηριστικά επιτεύχθηκε να παρουσιαστούν τα φάσματα όλων των διαθέσιμων τιμών του εύρους ζώνης και οι αστερισμοί όλων των διαθέσιμων σχημάτων διαμόρφωσης. Μαζί με αυτά, σε κάθε αστερισμό παρουσιαζόταν και το σχήμα διαμόρφωσης των σημάτων αναφοράς του Uplink, δηλαδή των DM-RS, το οποίο ήταν με βάση τον αλγόριθμο Zadoff-Chu. Από την άλλη, μαζί με τα φάσματα παρουσιαζόταν και η συχνοτική απόκριση του καναλιού, η οποία έδειχνε ότι από ένα flat κανάλι στην περίπτωση των 1,4 MHz γινότανε ένα κανάλι με όλο και πιο έντονο το frequency selective fading, όσο αυξανόταν η τιμή του εύρους ζώνης, με συνέπεια την χειροτέρευση της ποιότητας του σήματος, όπως επιβεβαίωνε κάθε φορά το EVM. Επίσης, παρουσιάστηκαν και οι χρονικές απεικονίσεις όλων των σημάτων. Χαρακτηριστικό ήταν ότι στα χρονικά σήματα του Downlink μπορούσαν να διακριθούν πολύ εύκολα τα subframes, σε αντίθεση με του Uplink. Για το φαινόμενο αυτό ευθύνεται η διαφορά που έχουν στην τεχνική διαμόρφωσης, δηλαδή την OFDM και την DFT-Spread-OFDM, αντίστοιχα. Τέλος, τα αποτελέσματα του Uplink έδειξαν ότι στην τεχνική DFT-Spread-OFDM, ο λόγος PAPR δεν είναι σταθερός, αλλά αλλάζει ανάλογα με το σχήμα διαμόρφωσης και το εύρος ζώνης, καθώς αυξανόταν όσο πιο μεγάλο ήταν το σχήμα διαμόρφωσης ή το εύρος ζώνης. Για την Downlink μετάδοση πραγματοποιήθηκαν συνολικά έξι πειράματα. Τα πρώτα τρία αφορούσαν SISO μετάδοση και χρησιμοποιήθηκαν τα σχήματα διαμόρφωσης QPSK και 16-QAM με εύρος ζώνης στα 10 MHz και το σχήμα διαμόρφωσης 64-QAM με εύρος ζώνης στα 20 MHz. Σε αυτά τα πειράματα παρουσιάστηκαν οι αστερισμοί των τριών διαθέσιμων σχημάτων διαμόρφωσης για το κανάλι PDSCH, καθώς και ο αστερισμός QPSK για τα σήματα CRS. Επίσης, παρουσιάστηκαν και τα φάσματα των 10 MHz και 20 MHz, καθώς και η συχνοτική απόκριση των καναλιών. Τα αποτελέσματα αυτά έδειξαν, όμοια με τις Uplink μεταδόσεις, πως το frequency selective fading ήταν μεγαλύτερο για τιμή του εύρους ζώνης στα 20 MHz, με συνέπεια την χειροτέρευση της ποιότητας του σήματος, όπως επιβεβαίωσαν και οι μετρήσεις του EVM. Τέλος, τα αποτελέσματα CCDF έδειξαν ότι στην τεχνική OFDM, αντίθετα με την DFT-Spread-OFDM, ο λόγος PAPR δεν εξαρτάται από το σχήμα διαμόρφωσης, αλλά παραμένει σταθερός. Όμως, ο λόγος PAPR στην DFT- Spread-OFDM και σε όλες τις περιπτώσεις του Uplink ήταν πολύ μικρότερος από αυτόν της OFDM. 188

200 Τα υπόλοιπα τρία πειράματα του Downlink αφορούσαν μεταδόσεις με τεχνικές MIMO, συγκεκριμένα μια μετάδοση για την τεχνική MISO 2x1 Transmit Diversity, μία μετάδοση για την τεχνική MIMO 2x2 Spatial Multiplexing σε συνδυασμό με την τεχνική Beamforming, και μία για την τεχνική MIMO 2x2 Spatial Multiplexing σε συνδυασμό με την τεχνική LD-CDD. Για τα πειράματα αυτά εφαρμόστηκαν οι παράμετροι του RMC R.11, το οποίο περιλαμβάνει τις ίδιες παραμέτρους του R.3 της SISO μετάδοσης. Στο πείραμα με την τεχνική Transmit Diversity παρουσιάστηκαν παρόμοια αποτελέσματα με αυτά του RMC R.3 της SISO μετάδοσης, όπως ο αστερισμός του PDSCH και των CRS, το φάσμα και το CCDF. Η συχνοτική απόκριση του καναλιού, όμως, ήταν διαφορετική καθώς περιλάμβανε δύο διαδρομές που μεταδόθηκε το σήμα, μία από κάθε κεραία εκπομπής προς την κεραία λήψης. Οι δύο διαδρομές αυτές είχαν υψηλή συσχέτιση μεταξύ τους και αυτό είχε ως αποτέλεσμα να πραγματοποιηθεί η μετάδοση με την τεχνική Transmit Diversity, αλλά να μην επιτευχθεί βελτίωση στην ποιότητα του σήματος, όπως επιβεβαίωσε και η μέτρηση του EVM. Επίσης, στο CCDF ο λόγος PAPR δεν βελτιώθηκε, όπως ήταν αναμενόμενο, καθώς δεν εφαρμόζεται η τεχνική αυτή για το λόγο αυτό. Στα δύο πειράματα με την τεχνική Spatial Multiplexing παρουσιάστηκαν αποτελέσματα όπως ο αστερισμός του PDSCH και των CRS, το φάσμα και διάφορες μετρήσεις. Παρουσιάστηκαν δύο μετρήσεις φάσματος για κάθε πείραμα, μία από κάθε κεραία λήψης, καθώς και δύο αστερισμοί, ένας για κάθε ένα από τα συνολικά δύο Layers που χρησιμοποιήθηκαν για την τεχνική Spatial Multiplexing. Η συχνοτική απόκριση του καναλιού για κάθε πείραμα περιλάμβανε τέσσερις διαδρομές που μεταδόθηκε το σήμα, μία από κάθε κεραία εκπομπής προς κάθε μία κεραία λήψης. Για την τεχνική Beamforming μελετήθηκαν τέσσερις περιπτώσεις για τη ρύθμιση του δείκτη PMI. Στην πρώτη περίπτωση ο πομπός και ο δέκτης ρυθμίστηκαν με το δείκτη PMI να έχει την τιμή 0, κάτι το οποίο δεν επιτρέπεται σύμφωνα με το πρότυπο. Σε αυτή την περίπτωση εφαρμόστηκε το Spatial Multiplexing χωρίς να πραγματοποιείται επεξεργασία στο Precoding, και συνεπώς χωρίς να γίνεται εφαρμογή του Beamforming. Οι αστερισμοί των δύο Layers έδειξαν ότι τα σύμβολα του PDSCH επηρεάζονται το ίδιο από τον θόρυβο, κάτι που επιβεβαίωσαν και οι μετρήσεις των EVM, οι οποίες ήταν ίσες για τα δύο Layers. Στην δεύτερη περίπτωση ο πομπός και ο δέκτης ρυθμίστηκαν με το δείκτη PMI να έχει την τιμή 1, το οποίο επιτρέπεται από το πρότυπο. Αυτό σημαίνει ότι θεωρητικά η δέσμη της ακτινοβολίας σχηματίστηκε έτσι ώστε να κατευθύνεται παράλληλα με τις απέναντι κεραίες του δέκτη, δηλαδή με 90 ο. Σε αυτή την περίπτωση οι αστερισμοί των δύο Layers έδειξαν ότι τα σύμβολα του PDSCH επηρεάζονται διαφορετικά από τον θόρυβο, κάτι που επιβεβαίωσαν και οι μετρήσεις των EVM, καθώς για το ένα κανάλι υπήρχε μεγάλη βελτίωση ενώ ταυτόχρονα για το άλλο μεγάλη χειροτέρευση. Το μέσο EVM όμως ήταν ίσο με αυτό της πρώτης περίπτωσης. Η συμπεριφορά αυτή δείχνει ότι πράγματι επιτεύχθηκε αλλαγή πορείας της δέσμης, αλλά οι μετρήσεις δεν μπορούν να δείξουν αν έγινε αυτό προς τη σωστή κατεύθυνση που επιλέχθηκε, αλλά δείχνουν ότι δεν υπήρχε η κατεύθυνση προς τις κεραίες του δέκτη. 189

201 Στις άλλες δύο περιπτώσεις ο πομπός και ο δέκτης ρυθμίστηκαν με το δείκτη PMI να έχει διαφορετικές τιμές. Το PDSCH δεν κατάφερε να αποκωδικοποιηθεί και έτσι τα αποτελέσματα έδειξαν ότι για την εφαρμογή της τεχνικής Beamforming είναι απαραίτητη η συνεργασία μεταξύ του πομπού και του δέκτη, κάτι που με βάση τα πρότυπα αυτό πραγματοποιείται με τη λειτουργία Closed Loop MIMO. Στο τελευταίο πείραμα, όπου χρησιμοποιήθηκε η τεχνική LD-CDD, τα αποτελέσματα ήταν βελτιωμένα σε σχέση με αυτά της πρώτης περίπτωσης της τεχνικής Beamforming, παρόλο που υπήρξε η ίδια ισχύς λήψης. Αυτό έδειξε ότι η τεχνική LD-CDD βελτίωσε την ποιότητα (EVM) της λήψης των ροών σε σχέση με το Spatial Multiplexing χωρίς να συνδυάζεται με κάποια κωδικοποίηση. Πάντως, μπορεί με το Spatial Multiplexing να διπλασιάστηκε ο ρυθμός μετάδοσης, αλλά σύμφωνα με τις μετρήσεις EVM, το σήμα ήταν χειρότερης ποιότητας από αυτό της τεχνικής Transmit Diversity και αυτό της SISO μετάδοσης. Αυτό βέβαια μπορεί και να οφείλεται στην οπτική επαφή που είχαν οι κεραίες πομπού και δέκτη, καθώς και στην κοντινή τους απόσταση, διότι οι διαδρομές στο κανάλι είχαν αρκετά μεγάλη συσχέτιση. Το τελευταίο πείραμα με την τεχνική CA, χρησιμοποιήθηκαν δύο φασματικά κανάλια με εύρος ζώνης 10 MHz, για τη δημιουργία ενός συνολικού εύρους ζώνης των 20 MHz. Στο πρώτο κανάλι εφαρμόστηκαν οι παράμετροι του RMC R.3 όπως στις SISO μεταδόσεις του Downlink και στο δεύτερο κανάλι εφαρμόστηκαν οι παράμετροι του RMC R.11 με την τεχνική Spatial Multiplexing 2x2 σε συνδυασμό με την τεχνική LD-CDD, όπως στις MIMO μεταδόσεις του Downlink. Για το πείραμα αυτό παρουσιάστηκαν αποτελέσματα όμοια με αυτά των αντίστοιχων προηγούμενων πειραμάτων για κάθε κανάλι. Το σημαντικό σε αυτό το πείραμα ήταν ότι και για τα δύο κανάλια πραγματοποιήθηκε λήψη από δύο κεραίες, παρόλο που το πρώτο ήταν SISO. Αυτό έγινε αυτόματα από το λογισμικό VSA εξαιτίας του δεύτερου καναλιού που ήταν MIMO 2x2. Παρόλα αυτά δεν υπήρξε πρόβλημα για την αποκωδικοποίηση και αποδιαμόρφωση του SISO καναλιού και το λογισμικό δεν εμφάνισε αποτελέσματα για κάποιο δεύτερο Layer, κάτι το οποίο θα ήταν λάθος. Αντίθετα, επαληθεύτηκαν οι λειτουργίες και οι τεχνικές και των δύο φασματικών καναλιών, όμοια με τα προηγούμενα πειράματα. Η διαφορά με αυτά, όμως, ήταν η χειρότερη ποιότητα του σήματος, για κάτι το οποίο, σύμφωνα με τη συχνοτική απόκριση των καναλιών, υπεύθυνο ήταν το έντονο frequency selective fading. 190

202 6. ΣΧΕΔΙΑΣΗ ΚΑΙ ΥΛΟΠΟΙΗΣΗ MISO 2X1 OFDM ΣΥΣΤΗΜΑΤΟΣ 6.1 ΣΚΟΠΟΣ ΠΕΙΡΑΜΑΤΩΝ ΕΙΣΑΓΩΓΗ Σε αυτό το κεφάλαιο περιγράφεται η σχεδίαση, η υλοποίηση και η παραμετροποίηση ενός τηλεπικοινωνιακού συστήματος, αποτελούμενο από πομπό και δέκτη, για μετάδοση σημάτων σε πραγματικό χρόνο, χρησιμοποιώντας τις προηγμένες τεχνικές OFDM και MIMO. Η μετάδοση πραγματοποιείται στη συχνότητα των 5 GHz και για την παραγωγή και λήψη των σημάτων χρησιμοποιούνται δύο αναπτυξιακές πλατφόρμες εφαρμογών TMS320C6713 Digital Signal Processor (DSP) Starter Kits (DSKs) της Texas Instruments (TI). Ο στόχος είναι αφενός η σχεδίαση, η υλοποίηση και η παραμετροποίηση ενός τέτοιου συστήματος προσαρμοσμένου στις δυνατότητες και τους περιορισμούς των πλακετών και αφετέρου η μελέτη και η πρακτική εφαρμογή διαδεδομένων τεχνικών ώστε να μπορούν να παραχθούν αλλά και να μελετηθούν και να αντιμετωπιστούν ρεαλιστικά προβλήματα κατά τη μετάδοση, όπως το fading του καναλιού και ο συγχρονισμός. Παρόμοια τηλεπικοινωνιακά συστήματα που να βασίζονται στην OFDM και να χρησιμοποιούν τις ίδιες αναπτυξιακές πλατφόρμες περιγράφονται στα [69] και [70]. Για την υλοποίηση του συστήματος, και την παραγωγή και λήψη του baseband σήματος, χρησιμοποιούνται οι αναπτυξιακές πλατφόρμες εφαρμογών TMS320C6713 DSKs της Texas Instruments. Ο σχεδιασμός του πομπού και του δέκτη σε baseband επίπεδο πραγματοποιείται στην εφαρμογή Simulink του λογισμικού πακέτου Matlab. Ο προγραμματισμός των DSPs πραγματοποιείται με αυτόματη γέννηση του κώδικα απευθείας από τις βαθμίδες του Matlab/Simulink μέσω του Integrated Development Environment (IDE) Link, το οποίο παρέχει έναν ευέλικτο τρόπο επικοινωνίας με τα DSPs, τόσο για τον προγραμματισμό τους, όσο και για τη λήψη των αποτελεσμάτων σε πραγματικό χρόνο. Η μετάδοση των σημάτων πραγματοποιείται στη συχνότητα των 5 GHz, με τη βοήθεια διάφορων RF στοιχείων και κεραιών. Τα βασικά χαρακτηριστικά των πλακετών TMS320C6713 είναι αυτά που παίζουν σημαντικό ρόλο και για τα βασικά χαρακτηριστικά του τηλεπικοινωνιακού συστήματος. Τα δύο κανάλια για την έξοδο και τα δύο κανάλια για την είσοδο του σήματος των πλακετών, επιτρέπουν τη χρήση για δύο κεραίες εκπομπής και δύο λήψης. Από την άλλη, όμως, η επεξεργαστική ισχύς των DSPs δεν είναι αρκετή έτσι ώστε να μπορεί να πραγματοποιηθεί λήψη με δύο κεραίες, διότι αυξάνεται πολύ ο όγκος των δεδομένων για επεξεργασία αλλά και πολύ περισσότερο η πολυπλοκότητα του δέκτη. Επίσης, η πολύ χαμηλή συχνότητα δειγματοληψίας δεν επιτρέπει τη διαμόρφωση σε ενδιάμεση συχνότητα για την παραγωγή πραγματικού σήματος από κάθε κανάλι, όπως στην περίπτωση με τα πειράματα στα LTE και LTE-A. Για το λόγο αυτό, είναι απαραίτητη η γέννηση πραγματικού baseband σήματος από κάθε κανάλι. 191

203 Στο σύστημα που παρουσιάζεται, για να μπορεί να γίνει αντιμετώπιση αυτών των περιορισμών, χρησιμοποιείται η τεχνική DMT, η οποία είναι περίπτωση της OFDM με πραγματικό σήμα. Η τεχνική DMT παρουσιάζεται για SISO μετάδοση και για MISO 2x1 μετάδοση, εφαρμόζοντας την τεχνική Transmit Diversity. Η έμπνευση της σχεδίασης του συστήματος βασίζεται στο πρότυπο του LTE, καθώς τα μιγαδικά σύμβολα δεδομένων και πιλότων χωρίζονται σε Blocks. Τα πιλοτικά σήματα βασίζονται στη λογική των CRS. Επίσης, για την αντιμετώπιση του multipath fading πραγματοποιείται εκτίμηση του καναλιού και για το συγχρονισμό εφαρμόζεται μια τεχνική που εκμεταλλεύεται το Cyclic Prefix. 6.2 ΔΙΑΤΑΞΗ Για τη διεξαγωγή των πειραμάτων χρησιμοποιείται το πειραματικό πλαίσιο που απεικονίζεται στην εικόνα 6-1. Για τα πειράματα χρησιμοποιούνται δύο αναπτυξιακές πλατφόρμες εφαρμογών TMS320C6713 DSK της Texas Instruments, τα λογισμικά Matlab/Simulink της εταιρίας Mathworks και Code Composer Studio (CCS) της εταιρίας TI. Επίσης, χρησιμοποιούνται και διάφορα RF στοιχεία για τη μετάδοση στα 5 GHz. Αυτά περιλαμβάνουν δύο splitters, τρία mixers, δύο RF ενισχυτές υψηλής ισχύος, ένα χαμηλοπερατό φίλτρο στα 100 MHz, έναν ενισχυτή χαμηλών συχνοτήτων και τρεις κεραίες με συχνότητα συντονισμού στα 5 GHz. Η συχνότητα του φέροντος παράγεται από μια γεννήτρια σημάτων HITTITE, ενώ χρησιμοποιούνται ένας παλμογράφος της AGILENT και ένας φασματικός αναλυτής της AEROFLEX για τις χρονικές και φασματικές απεικονίσεις των σημάτων, αντίστοιχα. Οι αναπτυξιακές πλατφόρμες εφαρμογών TMS320C6713 DSK διαθέτουν DSPs που ανήκουν στη σειρά C6000 [71] της Texas Instruments. Τα DSPs των πλακετών είναι 32- bit επεξεργαστές και λειτουργούν στα 225 MHz. Η κάθε πλακέτα διαθέτει 8 MB σύγχρονης DRAM και 512 KB μη πτητικής μνήμης Flash. Το σήμα που επεξεργάζεται το DSP εισέρχεται ή εξέρχεται από την πλακέτα μέσω του στερεοφωνικού κωδικοποιητή AIC23, ο οποίος είναι ενσωματωμένος στην πλακέτα και διαθέτει μέγιστη συχνότητα δειγματοληψίας τα 96 KHz. Ο προγραμματισμός των πλακετών, αλλά και η πραγματοποίηση των πειραμάτων, επιτυγχάνονται με τη συνεργασία των Matlab/Simulink και του CCS. Για τη σχεδίαση του τηλεπικοινωνιακού συστήματος σε baseband επίπεδο χρησιμοποιείται η εφαρμογή Simulink του λογισμικού Matlab. Εκεί σχεδιάζεται ο πομπός και ο δέκτης με τη μορφή βαθμίδων (blocks), όπως περιγράφεται στο παρακάτω υποκεφάλαιο. Για κάθε βαθμίδα αντιστοιχεί και ένα κομμάτι σε κώδικα Matlab που πραγματοποιεί τη λειτουργιά της βαθμίδας. Το Matlab χρησιμοποιεί κατάλληλους Compilers που διαθέτει το CCS και μεταφράζει τους Matlab κώδικες των βαθμίδων σε κώδικα C, με τέτοια μορφή και δομή έτσι ώστε να μπορεί να χρησιμοποιηθεί στο CCS. Στη συνέχεια, με εντολές στο Matlab 192

204 μπορεί να χρησιμοποιηθεί το IDE Link του CCS και να φορτωθεί ο κώδικας C του τηλεπικοινωνιακού συστήματος στη μνήμη των πλακετών. Κατά την εκτέλεση των πειραμάτων, αρχικά, η διαδικασία αυτή πραγματοποιείται για τον πομπό. Αφού φορτωθεί ο κώδικας C του πομπού στη μνήμη της πρώτης πλακέτας, τότε πρέπει να πραγματοποιείται αποσύνδεση της πλακέτας από τον υπολογιστή και τα λογισμικά. Ο κώδικας δεν χάνεται, αλλά συνεχίζει να υπάρχει στη μνήμη της πλακέτας. Στη συνέχεια, η ίδια διαδικασία πραγματοποιείται και για τον δέκτη. Όμως, αφού φορτωθεί ο κώδικας C του δέκτη στη μνήμη της δεύτερης πλακέτας, δεν πρέπει να πραγματοποιείται αποσύνδεση της πλακέτας από τον υπολογιστή και τα λογισμικά. Με τη βοήθεια εντολών στο Matlab για τη χρήση του IDE Link του CCS, μπορούν να φορτώνονται σε πραγματικό χρόνο τα αποτελέσματα της λήψης, από τη μνήμη της πλακέτας, απευθείας στο Matlab. Εικόνα 6-1: Διάταξη πειραματικού πλαισίου για τα τηλεπικοινωνιακά συστήματα DMT SISO και MISO 2x1 με τα TMS320C6713 DSKs. 193

205 Η μετάδοση των σημάτων πραγματοποιείται στη συχνότητα των 5 GHz, με τη βοήθεια του RF εξοπλισμού. Η συνδεσμολογία, απεικονίζεται στην εικόνα 6-1. Η στερεοφωνική έξοδος της πλακέτας του πομπού, που αποτελείται από δύο κανάλια, το Left και το Right, συνδέεται στις εισόδους IF των δύο mixers. Αντιστοιχεί ένα mixer για κάθε κανάλι. Οι είσοδοι LO των δύο mixers τροφοδοτούνται με το σήμα του φέροντος στα 5 GHz που παράγει η γεννήτρια HETTITE. Οι έξοδοι RF των mixers του πομπού, οι οποίοι εξάγουν το baseband σήμα διαμορφωμένο στη συχνότητα του φέροντος, οδηγούνται στους δύο RF ενισχυτές υψηλής ισχύος και στη συνέχεια στις δύο κεραίες που χρησιμοποιούνται για εκπομπή. Στην πλευρά του δέκτη χρησιμοποιείται μία κεραία για λήψη. Από αυτή, το λαμβανόμενο σήμα οδηγείται στην είσοδο RF του τρίτου mixer. Η είσοδος LO του mixer τροφοδοτείται και αυτή με το σήμα του φέροντος στα 5 GHz που παράγει η γεννήτρια HETTITE. Η έξοδος IF του mixer του δέκτη, η οποία εξάγει το baseband σήμα διαμορφωμένο στη DC συχνότητα, αλλά και στη διπλάσια συχνότητα του φέροντος, οδηγείται στο χαμηλοπερατό φίλτρο. Εκεί φιλτράρονται τα σήματα με συχνότητα άνω των 100 MHz. Στη συνέχεια, η έξοδος του φίλτρου οδηγείται στον ενισχυτή χαμηλών συχνοτήτων, και τέλος, το σήμα καταλήγει στην είσοδο της δεύτερης πλακέτας που χρησιμοποιείται ως δέκτης. Στην πλακέτα του δέκτη τα δύο κανάλια εισόδου για τα πειράματα χρησιμοποιούνται ως μία μονοφωνική είσοδος. Τέλος, σημειώνεται ότι οι είσοδοι LO των τριών mixers δέχονται το σήμα του φέροντος της γεννήτριας HETTITE με τη βοήθεια από δύο splitters. 6.3 ΣΧΕΔΙΑΣΗ ΤΟΥ ΣΥΣΤΗΜΑΤΟΣ Το τηλεπικοινωνιακό σύστημα που περιγράφεται χρησιμοποιεί τις προηγμένες τεχνικές OFDM και MIMO. Η σχεδίαση, η υλοποίηση και η παραμετροποίηση του συστήματος πραγματοποιείται με τέτοιο τρόπο ώστε να προσαρμόζεται στις δυνατότητες και στους περιορισμούς των πλακετών αλλά και να μπορεί να αντιμετωπίζει το multipath fading και το συγχρονισμό κατά τη μετάδοση. Τα βασικά χαρακτηριστικά των πλακετών TMS320C6713 [71] που χρησιμοποιούνται ως πομπός και δέκτης, παίζουν σημαντικό ρόλο για τα βασικά χαρακτηριστικά του τηλεπικοινωνιακού συστήματος. Η κατασκευή των πλακετών TMS320C6713 είναι προσαρμοσμένη κυρίως για επεξεργασία ηχητικών σημάτων. Διαθέτουν δύο κανάλια για την έξοδο και δύο κανάλια για την είσοδο του σήματος, δηλαδή Stereo κανάλια αποτελούμενα από Left και Right. Αυτό σημαίνει ότι μπορούν να χρησιμοποιηθούν δύο κεραίες εκπομπής και λήψης, εάν το baseband σήμα αποτελείται μόνο από πραγματικό σήμα. Για να επιτευχθεί αυτό πρέπει είτε να γίνει διαμόρφωση του μιγαδικού baseband σήματος της OFDM σε μία ενδιάμεση συχνότητα IF, όπως στην περίπτωση με τα πειράματα στα LTE και LTE-A, ή το baseband σήμα της OFDM να είναι πραγματικό, το οποίο επιτυγχάνεται με την τεχνική DMT που είναι μία περίπτωση της OFDM. Λόγω της πολύ χαμηλής συχνότητας 194

206 δειγματοληψίας που διαθέτουν οι πλακέτες, επιλέγεται να χρησιμοποιηθεί η τεχνική DMT για το σύστημα που παρουσιάζεται. Επίσης, χρησιμοποιούνται τα δύο κανάλια του πομπού για εκπομπή με δύο κεραίες, αλλά για το δέκτη χρησιμοποιείται μία κεραία λήψης και το Stereo κανάλι χρησιμοποιείται ως Mono κανάλι. Για το λόγο αυτό εφαρμόζεται το σύστημα MISO 2x1 με την τεχνική Transmit Diversity. Το συμπέρασμα για την μεγάλη πολυπλοκότητα του δέκτη και για την μη αντοχή των πλακετών για το σύστημα MIMO 2x2, προήλθε ύστερα από πολλές δοκιμές διάφορων συστημάτων και παραμετροποιήσεων που εφαρμόστηκαν, στις οποίες η μετάδοση γινόταν μέσω καλωδίου. Μέσα από αυτές τις δοκιμασίες προήλθαν και κάποια επιπλέον συμπεράσματα για τη δομή που πρέπει να έχει το σύστημα. Το πρώτο συμπέρασμα είναι ότι ο μέγιστος αριθμός σημείων για την εφαρμογή του IFFT στον πομπό και του FFT στο δέκτη που επιτεύχθηκε με επιτυχία είναι 256, χρησιμοποιώντας τη συχνότητα δειγματοληψίας στα 48 KHz. Το δεύτερο είναι ότι ο κωδικοποιητής ήχου AIC23 φιλτράρει τις πολύ χαμηλές συχνότητες. Επομένως, πρέπει τα υποφέροντα που βρίσκονται πολύ κοντά στο DC να μην χρησιμοποιηθούν. Για αυτούς τους λόγους επιλέγεται το σύστημα να έχει συχνότητα δειγματοληψίας,, στα 48 KHz, και αριθμό σημείων Fourier,, τα 256. Από αυτά προκύπτει ότι η απόσταση των υποφερόντων,, είναι 187,5 Hz. Επίσης, επιλέγεται να μην χρησιμοποιηθούν τα 10 υποφέροντα της DMT που βρίσκονται κοντά στο DC. Το επόμενο θέμα που λαμβάνεται υπόψη για τη σχεδίαση του συστήματος, μετά τους κατασκευαστικούς περιορισμούς, είναι το ασύρματο κανάλι [72-75]. Το πείραμα πραγματοποιείται σε κλειστό εργαστηριακό χώρο το οποίο σημαίνει ότι η κρουστική απόκριση του καναλιού έχει μία μέγιστη διάρκεια της τάξης των ns. Επίσης, λόγω της μη κινητικότητας των πλακετών, δηλαδή του πομπού και του δέκτη, θα υπάρχει ελάχιστα έως καθόλου το φαινόμενο Doppler. Έτσι, η απόσταση των υποφερόντων, ΔF, θα πρέπει να είναι μεγαλύτερη από τη συχνότητα Doppler, η οποία προσεγγιστικά, σαν το χειρότερο σενάριο, τίθεται στην τιμή 10 Hz. Επίσης, θα πρέπει να είναι και μικρότερη από τον αντίστροφο της μέγιστης διάρκειας της κρουστικής απόκρισης του καναλιού, η οποία, σαν το χειρότερο σενάριο, τίθεται στην τιμή 1 μs. Επομένως, το πρέπει να βρίσκεται στο διάστημα. Η τιμή του στα 187,5 Hz βρίσκεται ανάμεσα σε αυτό το διάστημα. Επίσης, η διάρκεια του Cyclic Prefix πρέπει να είναι μεγαλύτερη από την μέγιστη διάρκεια της κρουστικής απόκρισης του καναλιού, η οποία έχει τεθεί σε 1 μs. Αυτό σημαίνει ότι με την τιμή να είναι στα 48 KHz, ένα δείγμα, θεωρητικά, είναι αρκετό. Παρόλα αυτά, για το σύστημα επιλέγεται η τιμή του Cyclic Prefix,, να είναι το 25 % των σημείων Fourier, δηλαδή, στα 64 δείγματα. Αυτό συμβαίνει για δύο λόγους. Πρώτον, στις παραπάνω υποθέσεις για το κανάλι δεν συμπεριλήφθησαν τα φαινόμενα που μπορεί να προκαλέσουν τα RF στοιχεία. Δεύτερον, όπως θα αναλυθεί και στη συνέχεια, ο συγχρονισμός βασίζεται στο Cyclic Prefix, επομένως χρειάζεται ένα Cyclic Prefix με αρκετά δείγματα. 195

207 Δύο επιπλέον στοιχεία που προκύπτουν από το ασύρματο κανάλι, είναι η τοποθέτηση και το πλήθος των πιλότων. Σύμφωνα με θεωρητικούς υπολογισμούς [14] προκύπτει ότι θα πρέπει να τοποθετείται ένα πιλοτικό σήμα τουλάχιστον κάθε 7 DMT σύμβολα στο πεδίο του χρόνου για την εκτίμηση του Doppler και τουλάχιστον κάθε 5333 υποφέροντα στο πεδίο της συχνότητας για το Frequency Selectivity. Επειδή, όμως δεν έχουν συμπεριληφθεί τα φαινόμενα που μπορεί να προκαλέσουν τα RF στοιχεία στο κανάλι, επιλέγεται οι πιλότοι να τοποθετούνται κάθε 5 υποφέροντα στο πεδίο της συχνότητας (ακολουθώντας και τη μορφοποίηση του προτύπου LTE). Επίσης, για ευκολία σχεδίασης και υλοποίησης επιλέγεται να τοποθετούνται πιλότοι σε κάθε DMT σύμβολο. Οι ευκολίες που προσφέρει αυτή η τοποθέτηση αφορούν κυρίως την εκτίμηση του καναλιού όπου δεν θα χρειάζεται να μένει στη μνήμη του δέκτη κανένα προηγούμενο DMT σύμβολο και δεν θα χρειάζεται να εφαρμόζεται διασυμβολική παρεμβολή (interpolation) δύο διαστάσεων [10]. Γενικότερα, η σχεδίαση του πομπού και του δέκτη πραγματοποιείται με τέτοιο τρόπο ώστε η επεξεργασία του σήματος να πραγματοποιείται κάθε ένα DMT σύμβολο. Το κάθε DMT σύμβολο στο πεδίο της συχνότητας χωρίζεται σε blocks των 5 υποφερόντων, όπως φαίνεται στην εικόνα 6-2. Επίσης, αντιστοιχεί ένα block των ίδιων υποφερόντων για κάθε κεραία που χρησιμοποιείται για εκπομπή. Για την πρώτη κεραία, στο πρώτο υποφέρον τοποθετείται η τιμή του πρώτου πιλοτικού σήματος της πρώτης κεραίας, ενώ στο δεύτερο τοποθετείται η τιμή 0. Στο τρίτο, τέταρτο και πέμπτο υποφέρον τοποθετούνται τα δεδομένα με τη σειρά. Για την δεύτερη κεραία, στο πρώτο υποφέρον τοποθετείται η τιμή 0, ενώ στο δεύτερο τοποθετείται η τιμή του πρώτου πιλοτικού σήματος της δεύτερης κεραίας. Στο τρίτο, τέταρτο και πέμπτο υποφέρον τοποθετούνται τα δεδομένα με τον τρόπο που απεικονίζεται στην εικόνα 6-2, έτσι ώστε να σχηματιστεί η SFBC τεχνική για το Transmit Diversity [39]. Η λογική του να εκπέμπεται μηδενική τιμή σε ένα υποφέρον, όταν στο ίδιο υποφέρον εκπέμπεται πιλοτικό σήμα από άλλη κεραία χρησιμοποιείται και στα CRS του LTE. Για το σύστημα αυτό χρησιμοποιείται αυτή η λογική των πιλότων διότι ο δέκτης μπορεί πολύ εύκολα να διαχωρίσει τα πιλοτικά σήματα της κάθε εκπεμπόμενης κεραίας χωρίς πολυπλοκότητα. Επισημαίνεται, επίσης, πως για τη SISO μετάδοση τα blocks δημιουργούνται μόνο όπως φαίνονται για την πρώτη κεραία. Εικόνα 6-2: Η δομή του σήματος στο πεδίο της συχνότητας για το τηλεπικοινωνιακό σύστημα DMT SISO και MISO 2x1. 196

208 Ο ρυθμός παραγωγής DMT συμβόλων προκύπτει στα 150 σύμβολα το δευτερόλεπτο. Αυτό προκύπτει από τη διαίρεση της συχνότητας δειγματοληψίας με το σύνολο των δειγμάτων του ενός DMT συμβόλου, συμπεριλαμβανομένου και του Cyclic Prefix. Επίσης, για τη μετάδοση επιλέγονται να χρησιμοποιηθούν συνολικά 16 blocks, τα οποία ισοδυναμούν με 80 υποφέροντα. Από αυτά, για κάθε κεραία, 16 χρησιμοποιούνται για πιλοτικά σήματα, άλλα 16 για μηδενικές τιμές και τα υπόλοιπα 48 για τη μεταφορά των δεδομένων. Τα 80 συνολικά υποφέροντα τοποθετούνται στις θέσεις της άνω πλευρικής του φάσματος, δηλαδή δεξιά της DC συχνότητας. Στις αντίστοιχες κατοπτρικές θέσεις της κάτω πλευρικής του φάσματος, δηλαδή αριστερά της DC συχνότητας, εισάγονται οι συζυγείς τιμές των υποφερόντων, για το σχηματισμό της DMT και του πραγματικού σήματος μετά τον IFFT. Ο ρυθμός μετάδοσης που επιτυγχάνεται με τα 48 υποφέροντα των δεδομένων είναι 14,4 Kbps με QPSK σχήμα διαμόρφωσης και 28,8 Kbps με 16-QAM σχήμα διαμόρφωσης. Το συνολικό εύρος ζώνης, BW, που χρησιμοποιείται είναι 33,75 KHz. Αυτό προκύπτει από τον διπλασιασμό των 90 υποφερόντων, δηλαδή των 80 που χρησιμοποιούνται και των 10 με μηδενικές τιμές λόγω του AIC23 όπως προαναφέρθηκε. Στο δέκτη, ο συγχρονισμός επιτυγχάνεται εφαρμόζοντας μια τεχνική που εκμεταλλεύεται το Cyclic Prefix, όπως περιγράφεται στο [76]. Σε αυτή την τεχνική εντοπίζεται το Cyclic Prefix με την μέθοδο της Μέγιστης Πιθανοφάνειας, Maximum Likelihood (ML), και από εκεί αντιμετωπίζονται τα προβλήματα STO και CFO. Πιο συγκεκριμένα, στην είσοδο του δέκτη ορίζεται ένα παράθυρο (Window) στο οποίο συλλέγονται τουλάχιστον δείγματα. Μέσα σε αυτό το παράθυρο, για μία οποιαδήποτε τυχαία χρονική στιγμή, εγκλωβίζεται πάντα ένα OFDM σύμβολο, αποτελούμενο από δείγματα, και σε τυχαία θέση. Αυτή η τυχαία θέση είναι μόνο για το πρώτο OFDM σύμβολο σε μία μετάδοση, και ουσιαστικά προκύπτει από την απόκλιση των δειγμάτων του STO, όπως περιγράφτηκε στο κεφάλαιο Από το δεύτερο και μετά OFDM σύμβολο, η απόκλιση των δειγμάτων παραμένει πάντα για ιδανικές συνθήκες του SFO. Εάν, όμως, υπάρχει SFO, τότε η απόκλιση μεταβάλλεται. Στην εικόνα 6-3, η περιοχή του παραθύρου (Observation interval) εμπεριέχει ένα OFDM σύμβολο, του οποίου το Cyclic Prefix βρίσκεται στην περιοχή και το τελευταίο μέρος του συμβόλου, από το οποίο δημιουργήθηκε με αντιγραφή το Cyclic Prefix, βρίσκεται στην περιοχή. Για να βρεθεί η απόκλιση των δειγμάτων, αρκεί να εφαρμοστεί η συσχέτιση ανάμεσα στα δείγματα του παραθύρου, όπως είναι κανονικά, με τα δείγματα του παραθύρου καθυστερημένα κατά δείγματα, όπως απεικονίζεται στην εικόνα 6-4. Τότε, επειδή οι περιοχές και είναι κοινές, από την συσχέτιση προκύπτει η μέγιστη τιμή στο σημείο που ξεκινάει το Cyclic Prefix, και έτσι μπορεί να υπολογιστεί η απόκλιση. Επίσης, με αυτή την τεχνική, μπορεί να υπολογιστεί και η απόκλιση φερόντων για το CFO, όπως ορίστηκε στο κεφάλαιο και στην εξίσωση

209 Για την εικόνα 6-4, και σύμφωνα με το [76], η log-likehood συνάρτηση για τα, δίνεται ως εξής: και (6-1) όπου είναι ένας όρος της συσχέτισης: (6-2) ο όρος, που είναι ένας όρος της ενέργειας, είναι: και το μέτρο του συντελεστή συσχέτισης ανάμεσα στα και, είναι: (6-3) (6-4) Το είναι το λαμβανόμενο -οστό δείγμα, το μήκος του Cyclic Prefix, το μήκος του μετασχηματισμού Fourier και το όρισμα ενός μιγαδικού αριθμού. Επίσης, είναι η διακύμανση των εκπεμπόμενων δειγμάτων (ισοδύναμο της μέσης ισχύος του OFDM συμβόλου) και είναι η διακύμανση του λευκού Gaussian προσθετικού θορύβου. Όλοι οι συμβολισμοί είναι σύμφωνα με αυτούς του κεφαλαίου 1. Οι τιμές με όπου μεγιστοποιούν την log-likehood συνάρτηση και δίνουν τη λύση στα προβλήματα STO και CFO, είναι οι τιμές και, αντίστοιχα, όπου ορίζονται ως εξής: (6-5) (6-6) Αν και για τα προβλήματα STO και CFO χρησιμοποιείται η ίδια τεχνική διόρθωσης και στην SISO και στην MISO 2x1 μετάδοση, δεν ισχύει το ίδιο και για την αντιμετώπιση του SFO. Το πρόβλημα SFO για τη SISO μετάδοση αντιμετωπίζεται με τη βοήθεια των πιλοτικών σημάτων. Το SFO αποτυπώνεται στο OFDM σύμβολο αυξάνοντας ή μειώνοντας γραμμικά τη φάση των υποφερόντων. Η διόρθωσή του επιτυγχάνεται εντοπίζοντας τα χαρακτηριστικά αυτής της ευθείας με τη βοήθεια των πιλότων, η οποία μπορεί να είναι με αύξουσα ή φθίνουσα κλίση, όπως περιγράφεται στο [77] και στο [78]. Στο δέκτη, αφού υπολογιστούν τα χαρακτηριστικά της ευθείας, παράγεται η αντίθετη ευθεία και προστίθεται στη φάση όλων των υποφερόντων, έτσι ώστε να πραγματοποιηθεί η εξουδετέρωση της γραμμικής μεταβολής. Για τη MISO 2x1 μετάδοση δεν εφαρμόζεται καμία τεχνική για το SFO, καθώς, όπως θα δείξουν και στη συνέχεια τα αποτελέσματα, η τεχνική SFBC διορθώνει το SFO αυτόματα. 198

210 Εικόνα 6-3: Το OFDM σύμβολο μες στο παράθυρο των δειγμάτων [76]. Εικόνα 6-4: Το θεωρητικό κύκλωμα της ML εκτίμησης [76]. Στην εικόνα 6-5 απεικονίζεται το θεωρητικό διάγραμμα βαθμίδων για την υλοποίηση του πομπού και του δέκτη. Οι βαθμίδες με γκρι σκιά χρησιμοποιούνται μόνο για τη MISO 2x1 μετάδοση, ενώ οι βαθμίδες που βρίσκονται στο γκρι τετράγωνο πλαίσιο χρησιμοποιούνται μόνο για τη SISO μετάδοση. Στον πομπό, στη βαθμίδα QAM Data γεννιούνται μιγαδικά σύμβολα για τα δεδομένα και στη βαθμίδα Pilots γεννιούνται μιγαδικά σύμβολα για τους πιλότους. Μόνο για τη MISO 2x1 μετάδοση πραγματοποιείται η κωδικοποίηση Alamouti [39], η οποία εφαρμόζει την κωδικοποίηση για το Transmit Diversity. Στη βαθμίδα Data Symbols to Subcarriers Mapper τοποθετούνται οι πιλότοι και τα δεδομένα σε blocks, όπως στην εικόνα 6-2. Στη συνέχεια, εφαρμόζεται η τεχνική DMT και τα τελικά σύμβολα που προκύπτουν, τα οποία δεν έχουν μιγαδικό μέρος, εξέρχονται από τον Digital to Analog Converter (DAC). Αντίστροφα, στο δέκτη τα σύμβολα εισέρχονται από τον Analog to Digital Converter (ADC). Εκεί, αρχικά, εφαρμόζεται ο συγχρονισμός αξιοποιώντας το Cyclic Prefix για το STO και το CFO και στην συνέχεια εφαρμόζεται η αντίστροφη διαδικασία από τον πομπό. Επιπλέον, εφαρμόζεται εκτίμηση και εξίσωση καναλιού, και όπως φαίνεται από την εικόνα, εφαρμόζεται και η διόρθωση του SFO μόνο για τη SISO μετάδοση. 199

211 Στην εικόνα 6-6 απεικονίζεται η υλοποίηση του πομπού με βαθμίδες στο Simulink του Matlab. Στην εικόνα 6-6α φαίνεται η συνολική υλοποίηση του πομπού. Στη βαθμίδα DMT Transmitter πραγματοποιείται η υλοποίηση της DMT για SISO και MISO 2x1 μετάδοση όπως απεικονίζεται θεωρητικά στην εικόνα 6-5, ενώ η υλοποίηση της βαθμίδας φαίνεται στην εικόνα 6-6β. Η βαθμίδα C6713 DSK DIP Switch χρησιμοποιείται για να μπορεί να γίνεται έλεγχος της ενίσχυσης του πλάτους του σήματος σε πραγματικό χρόνο από το DIP Switch της πλακέτας. Επίσης, χρησιμοποιείται και ένας Buffer πριν την έξοδο του σήματος από τον DAC της πλακέτας. Με αυτό μπορούν και συγκεντρώνονται συνολικά 10 DMT σύμβολα για να εκπεμφθούν. Με τη χρήση του Buffer επιτυγχάνεται έλεγχος του Frame Rate της πλακέτας, και χρειάζεται για να υπάρχει ένα ισοζύγιο ανάμεσα στο πόσες φορές θα εκτελεστεί διακοπή της επεξεργασίας του σήματος (Interrupt) για να χρησιμοποιηθεί ο DAC, και πόσα σύμβολα θα συγκεντρώνονται στη μνήμη της πλακέτας. Με τα 10 DMT σύμβολα επιτυγχάνεται ένας ρυθμός στα 15 frames το δευτερόλεπτο με τη μνήμη να χρειάζεται να κρατά 3200 δείγματα. Εικόνα 6-5: Το θεωρητικό διάγραμμα βαθμίδων του τηλεπικοινωνιακού συστήματος DMT SISO και MISO 2x1. 200

212 Στην εικόνα 6-7 απεικονίζεται η υλοποίηση του δέκτη με βαθμίδες στο Simulink του Matlab. Στην εικόνα 6-7α φαίνεται η συνολική υλοποίηση του δέκτη. Εκεί υπάρχει η βαθμίδα Block Processing όπου πραγματοποιείται η επεξεργασία ανά DMT σύμβολα και όχι ανά 10, όπως έχει ρυθμιστεί για το Frame Rate. Επίσης, φαίνονται και διάφορες άλλες βαθμίδες που χρησιμοποιούνται για την εισαγωγή δεικτών στη μνήμη της πλακέτας, έτσι ώστε να μπορούν να λαμβάνονται τα αποτελέσματα απευθείας από τη μνήμη, μέσω του IDE Link, στο Matlab. Η επεξεργασία που πραγματοποιεί η βαθμίδα Block Processing απεικονίζεται στην εικόνα 6-7β. Εκεί πραγματοποιείται όλη η διαδικασία της αποδιαμόρφωσης, όπως φαίνεται και στην εικόνα 6-5. Στην εικόνα 6-7γ απεικονίζεται η υλοποίηση της βαθμίδας του συγχρονισμού για το STO και CFO, η οποία εκμεταλλεύεται το Cyclic Prefix, ενώ στην εικόνα 6-7δ απεικονίζεται η υλοποίηση της βαθμίδας του συγχρονισμού για το SFO και την παραγωγή της ευθείας από τη φάση των πιλότων. Εικόνα 6-6: Η υλοποίηση του πομπού DMT SISO και MISO 2x1 με βαθμίδες στο Simulink: α) Η συνολική υλοποίηση του πομπού και β) Η διαμόρφωση DMT με την κωδικοποίηση Alamouti. 201

213 Εικόνα 6-7: Η υλοποίηση του δέκτη DMT SISO και MISO 2x1 με βαθμίδες στο Simulink: α) Η συνολική υλοποίηση του δέκτη με το Block Processing και τις δηλώσεις δεικτών στη μνήμη, β) Η αποδιαμόρφωση DMT με την αποκωδικοποίηση Alamouti και όλες τις βαθμίδες για το συγχρονισμό και την εκτίμηση και εξίσωση του καναλιού, γ) Ο συγχρονισμός για τα STO και CFO με την μέθοδο ML στο Cyclic Prefix και δ) Ο συγχρονισμός για το SFO στη SISO μετάδοση. 202

214 Εικόνα 6-8: Η υλοποίηση του κυκλώματος ML Estimator στο δέκτη με βαθμίδες στο Simulink: α) Η συνολική υλοποίηση και β) Η υλοποίηση του κυλιόμενου αθροίσματος Moving Sum. Στην εικόνα 6-7γ φαίνεται η υλοποίηση του συγχρονισμού με βαθμίδες στο Simulink για το STO και το CFO. Στην αρχή του block διαγράμματος, με τις τρεις πρώτες βαθμίδες υλοποιείται το παράθυρο με τα δείγματα. Με τις βαθμίδες ML Estimators και Find MAX υλοποιείται το κύκλωμα της εικόνας 6-4. Η υλοποίηση της βαθμίδας ML Estimators απεικονίζεται στην εικόνα 6-8. Πιο συγκεκριμένα, στην εικόνα 6-8α, απεικονίζεται το κύκλωμα της συσχέτισης μεταξύ των δειγμάτων του παραθύρου και των καθυστερημένων κατά δειγμάτων του παραθύρου. Στην εικόνα 6-8β απεικονίζεται η υλοποίηση του κυλιόμενου αθροίσματος (Moving Sum) με τη βοήθεια πολλαπλασιασμού πινάκων. Η συγκεκριμένη υλοποίηση δεν επιτρεπόταν από το DSP να πραγματοποιηθεί με απλή εξίσωση διαφόρων. Στη εικόνα 6-9 απεικονίζεται η υλοποίηση της εκτίμησης καναλιού με βαθμίδες στο Simulink για τη MISO 2x1 μετάδοση, δηλαδή της βαθμίδας Channel Estimation Equalizer and Demapper της εικόνας 6-7β. Πιο συγκεκριμένα, στην εικόνα 6-9α εισέρχονται οι εκπεμπόμενοι πιλότοι (δηλαδή όπως εκπέμφθηκαν από τον πομπό) και όλα τα λαμβανόμενα υποφέροντα. Οι εκπεμπόμενοι πιλότοι διαχωρίζονται σε αυτούς που προορίζονται για την μετάδοση από την πρώτη κεραία και σε αυτούς που προορίζονται για τη μετάδοση από τη δεύτερη κεραία. Το ίδιο πραγματοποιείται και για τους λαμβανόμενους πιλότους από τα λαμβανόμενα υποφέροντα. Στη συνέχεια, όλοι οι πιλότοι εισέρχονται στην αντίστοιχη βαθμίδα Channel Estimation (εικόνα 6-9β), ανάλογα με την κεραία εκπομπής που προορίζονταν. Εκεί πραγματοποιείται η εκτίμηση του καναλιού διαιρώντας τους λαμβανόμενους πιλότους με τους εκπεμπόμενους, και 203

215 στη συνέχεια πραγματοποιείται interpolation, ξεχωριστά για το πραγματικό και το μιγαδικό μέρος των μιγαδικών, έτσι ώστε το διάνυσμα με τους εκτιμώμενους συντελεστές καναλιού να έχει μήκος ίσο με το συνολικό αριθμό των υποφερόντων. Στη συνέχεια, διαχωρίζονται οι εκτιμώμενοι συντελεστές καναλιού που αντιστοιχούν στα λαμβανόμενα υποφέροντα δεδομένων, για κάθε κεραία εκπομπής. Όμοια, διαχωρίζονται τα λαμβανόμενα υποφέροντα δεδομένων από το σύνολο των λαμβανόμενων υποφερόντων. Εικόνα 6-9: Η υλοποίηση του κυκλώματος Channel Estimation στο δέκτη για τη μετάδοση MISO 2x1 με βαθμίδες στο Simulink: α) Η συνολική υλοποίηση και β) Η εκτίμηση του καναλιού και interpolation. 204

216 6.4 ΠΑΡΑΜΕΤΡΟΠΟΙΗΣΕΙΣ ΑΠΟΤΕΛΕΣΜΑΤΑ Για την πραγματοποίηση των πειραμάτων χρησιμοποιούνται οι παράμετροι που περιγράφτηκαν παραπάνω και καταγράφονται συγκεντρωτικά στον πίνακα 6-1. Αρχικά, εφαρμόζονται οι παράμετροι στα μοντέλα που έχουν σχεδιαστεί ο πομπός και ο δέκτης στο Simulink. Στη συνέχεια, το Matlab αυτόματα, χρησιμοποιώντας τους κατάλληλους Compilers του CCS, μεταφράζει τους Matlab κώδικες των βαθμίδων σε κώδικα C, και μέσω του IDE Link του CCS φορτώνεται ο κώδικας C στη μνήμη των πλακετών. Πρώτα η διαδικασία αυτή πραγματοποιείται για τον πομπό, και αφού αποσυνδεθεί η πλακέτα του πομπού από τον υπολογιστή, πραγματοποιείται η ίδια διαδικασία για το δέκτη, παραμένοντας όμως η πλακέτα του δέκτη συνδεμένη στον υπολογιστή. Τα αποτελέσματα λαμβάνονται απευθείας από τη μνήμη της πλακέτας του δέκτη στο Matlab μέσω του IDE Link. Τα αποτελέσματα καταγράφονται στις εικόνες 6-10, 6-11 και 6-12 και επαληθεύουν τις λειτουργίες του τηλεπικοινωνιακού συστήματος. Πίνακας 6-1: Η παραμετροποίηση του τηλεπικοινωνιακού συστήματος DMT SISO και MISO 2x1 για τα πειράματα. Parameters Values Sampling Frequency ( ) 48 KHz FFT/IFFT Length ( ) 256 Subcarrier Spacing ( ) 187,5 Hz Cyclic Prefix Samples 64 Number of Total Subcarriers 90 Number of Data Subcarriers 48 Number of Pilots Subcarriers 16 Number of Zero Subcarriers 16 Number of Unused Subcarriers (due to AIC23) 10 DMT Symbol Rate 150 Modulation QPSK 16-QAM Bit Rate 14,4 Kbps 28,8 Kbps Channel Bandwidth 33,75 KHz Carrier Frequency 5 GHz 205

217 Στην εικόνα 6-10α καταγράφονται οι χρονικές απεικονίσεις των baseband σημάτων που στάλθηκαν από τα δύο κανάλια του πομπού και το baseband σήμα που λήφθηκε από το ένα κανάλι του δέκτη κατά τη μετάδοση MISO 2x1. Οι μετρήσεις λήφθηκαν από τον παλμογράφο της AGILENT. Στην εικόνα 6-10β καταγράφεται το φάσμα του σήματος διαμορφωμένο στη συχνότητα των 5 GHz. Παράλληλα, πραγματοποιείται μέτρηση για το OBW. Οι μετρήσεις του φάσματος λήφθηκαν από τον αναλυτή φάσματος της AEROFLEX. Εικόνα 6-10: Αποτελέσματα πειραματικών μετρήσεων του τηλεπικοινωνιακού συστήματος DMT SISO και MISO 2x1 με χρήση οργάνων: α) Χρονική απεικόνιση σημάτων της μετάδοσης MISO 2x1 με τον παλμογράφο της AGILENT (μοβ: το εκπεμπόμενο baseband σήμα από το 1ο κανάλι, πράσινο: το εκπεμπόμενο baseband σήμα από το 2ο κανάλι, κίτρινο: το λαμβανόμενο baseband σήμα) και β) Φασματική απεικόνιση του σήματος διαμορφωμένο στη συχνότητα του φέροντος από το φασματικό αναλυτή της AEROFLEX. Εικόνα 6-11: Απεικόνιση της εκτίμησης της συχνοτικής απόκρισης του καναλιού στη MISO μετάδοση από το Matlab, για το τηλεπικοινωνιακό σύστημα DMT SISO και MISO 2x1. 206

218 Εικόνα 6-12: Αστερισμοί από τις πειραματικές μετρήσεις του τηλεπικοινωνιακού συστήματος DMT SISO και MISO 2x1 στο Matlab: α) Ο αστερισμός (από υπέρθεση) στη SISO μετάδοση χωρίς διόρθωση του SFO, β). Ο αστερισμός QPSK στη SISO μετάδοση με διόρθωση του SFO, γ) Ο αστερισμός (από υπέρθεση) QPSK στη ΜISO 2x1 μετάδοση χωρίς διόρθωση του SFO και δ) Ο αστερισμός 16-QAM στη ΜISO 2x1 μετάδοση χωρίς διόρθωση του SFO. Στις εικόνες 6-11 και 6-12 τα αποτελέσματα λήφθηκαν στο Matlab μέσω του IDE Link από τη μνήμη της πλακέτας του δέκτη. Στην εικόνα 6-11 καταγράφεται η συχνοτική απόκριση του καναλιού κατά τη MISO 2x1 μετάδοση. Στην εικόνα διακρίνονται οι δύο διαδρομές που ακολούθησε το σήμα από τις δύο κεραίες εκπομπής προς τη μία κεραία λήψης. Στην εικόνα 6-12α καταγράφεται ο αστερισμός που λήφθηκε κατά τη SISO μετάδοση, χωρίς να εφαρμόζεται διόρθωση του SFO. Ο αστερισμός αυτός αποτελείται από υπέρθεση πολλών ληφθέντων DMT συμβόλων. Αντίθετα, στην εικόνα 6-12β καταγράφεται ο αστερισμός που λήφθηκε κατά τη SISO μετάδοση εφαρμόζοντας διόρθωση του SFO. Ο αστερισμός αυτός αποτελείται από ένα DMT σύμβολο και εξακριβώνει την QPSK διαμόρφωση των υποφερόντων. Οι αστερισμοί στις εικόνες 6-12γ και 6-12δ απεικονίζουν τους αστερισμούς των QPSK και 16-QAM διαμορφώσεων, αντίστοιχα. Τα αποτελέσματα λήφθηκαν κατά τη MISO 2x1 μετάδοση, χωρίς να εφαρμόζεται διόρθωση για το SFO. Ο αστερισμός της εικόνας 6-12γ αποτελείται από υπέρθεση πολλών ληφθέντων DMT συμβόλων ενώ αυτός της εικόνας 6-12δ αποτελείται από ένα DMT σύμβολο. Όπως δείχνουν τα αποτελέσματα των αστερισμών, η τεχνική SFBC διορθώνει από μόνη της το πρόβλημα SFO, χωρίς κάποιο επιπλέον κύκλωμα. 207