ΑΠΟ ΟΤΙΚΗ ΜΕΤΑΤΡΟΠΗ ΗΛΕΚΤΡΙΚΗΣ ΙΣΧΥΟΣ ΣΤΗ ΜΕΣΗ ΚΑΙ ΥΨΗΛΗ ΤΑΣΗ ΜΕ ΤΗ ΧΡΗΣΗ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΩΝ ΠΟΛΛΑΠΛΩΝ ΕΠΙΠΕ ΩΝ ΜΕ ΠΗΓΗ ΤΑΣΗΣ Γ. Σ. Περαντζάκης, Σ. Ν. Μανιάς Εθνικό Μετσόβιο Πολυτεχνείο Σχολή Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Μηχανικών Υπολογιστών Τοµέας Ηλεκτρικής Ισχύος Εργαστήριο Ηλεκτρικών Μηχανών και Ηλεκτρονικών Ισχύος Ηρώων Πολυτεχνείου 9. Τ.Κ. 15773 & 15700, Ζωγράφου Τηλ.+30-210-772-3503, Fax +30-210-772-3593 e-mail: peranzge@central.ntua.gr, manias@central.ntua.gr Περίληψη Οι συµβατικοί αντιστροφείς δύο επιπέδων τάσης όταν λειτουργούν στη µέση και υψηλή τάση παρουσιάζουν µια σειρά από προβλήµατα, όπως: υψηλή µεταβολή της τάσης dv/dt και υψηλή διακοπτική συχνότητα των ηµιαγωγών στοιχείων, υψηλά επίπεδα ηλεκτροµαγνητικής παρενόχλησης, πρόωρη φθορά ένσφαιρων τριβέων κινητήρα, κ.λ.π., προβλήµατα που αντιµετωπίζονται ικανοποιητικά µε τη χρήση αντιστροφέων πολλαπλών επιπέδων µε πηγή τάσης (Voltage Source Multilevel Inverters, VSMINV). Οι αντιστροφείς VSMINV, οι οποίοι συνιστούν τεχνολογία αιχµής στο πεδίο της µετατροπής ηλεκτρικής ισχύος, είναι κατάλληλοι για εφαρµογές µεγάλης ισχύος και υψηλής τάσης. Τούτο διότι: (α) συνθέτουν κυµατοµορφές τάσης εξόδου ηµιτονοειδούς µορφής µε µικρό περιεχόµενο αρµονικών και (β) επιτυγχάνουν υψηλότερες τάσεις εξόδου µε ηµιαγωγά στοιχεία χαµηλής τάσης και µικρής διακοπτικής συχνότητας. Τα διακριτά επίπεδα τάσης στις κυµατοµορφές εξόδου των αντιστροφέων VSMINV προέρχονται από πυκνωτές και όχι από µετασχηµατιστές, εξασφαλίζοντας έτσι µικρότερο όγκο και χαµηλότερο κόστος της διάταξης µετατροπής ισχύος, αύξηση του βαθµού απόδοσης και απλούστερο έλεγχο τάσης του αντιστροφέα. Στην παρούσα εργασία παρουσιάζονται οι κυριότερες τοπολογίες αντιστροφέων VSMINV, οι εφαρµογές τους στη µέση και υψηλή τάση, ο έλεγχος τάσης των αντιστροφέων µε τη τεχνική διαµόρφωσης εύρους παλµών (Pulse Width Modulation, PWM), καθώς και τα πλεονεκτήµατα και µειονεκτήµατα των τοπολογιών αυτών. Προσοµοιώνεται η λειτουργία κάθε τύπου αντιστροφέα VSMINV και εξάγονται οι κυµατοµορφές εξόδου του αντιστροφέα µε τα αντίστοιχα φάσµατα αρµονικών, προκειµένου να γίνει συγκριτική παρουσίαση των αποτελεσµάτων. 1. ΕΙΣΑΓΩΓΗ Οι ηλεκτρονικοί αντιστροφείς µε πηγή τάσης είναι διατάξεις που χρησιµοποιούνται σε συστήµατα µετατροπής ηλεκτρικής ισχύος µε σκοπό τη µετατροπή της συνεχούς τάσης σε εναλλασσόµενη τάση µε σταθερό ή µεταβαλλόµενο πλάτος και σταθερή ή µεταβαλλόµενη συχνότητα. Για εφαρµογές µικρής ισχύος και χαµηλής τάσης χρησιµοποιούνται αποτελεσµατικά οι τριφασικοί αντιστροφείς δύο επιπέδων, στους οποίους η κυµατοµορφή της φασικής τάσης εξόδου εµφανίζει δύο επίπεδα και η κυµατοµορφή της πολικής τάσης τρία επίπεδα (Σχ.1). Εάν όµως ο αντιστροφέας δύο επιπέδων πρέπει να αποδώσει µεγαλύτερη ισχύ υπό υψηλότερη τάση, τότε πρέπει να αυξηθεί η τάση του ζυγού ΣΡ (V i ) και να συνδεθούν σε σειρά περισσότερα από ένα ηµιαγωγά στοιχεία ανά κλάδο του αντιστροφέα, αφού µε τα σηµερινά δεδοµένα δεν είναι δυνατή η απευθείας σύνδεση ηµιαγωγού διακόπτη στο δίκτυο ΜΤ (2,3 3,3 4,16 ή 6,9 KV). Στην περίπτωση αυτή πρέπει να αντιµετωπιστεί το πρόβληµα του σωστού επιµερισµού της τάσης στα άκρα των ηµιαγωγών στοιχείων που συνδέονται σε σειρά. Και ενώ τούτο επιτυγχάνεται εύκολα στη µόνιµη κατάσταση λειτουργίας, είναι εντούτοις αρκετά δύσκολο να επιτευχθεί ικανοποιητικά σε µεταβατικές συνθήκες εξαιτίας του διαφορετικού χρόνου σβέσης των εν σειρά συνδεδεµένων ηµιαγωγών [1]-[4]. Εκτός αυτού, όταν οι αντιστροφείς δύο επιπέδων πρέπει να εργαστούν στη ΜΤ ή ΥΤ παρουσιάζουν τα εξής προβλήµατα [1], [5]-[9]: Υψηλή µεταβολή της τάσης dv/dt. Η υψηλή τιµή του ρυθµού µεταβολής της τάσης προκαλεί έντονη καταπόνηση των ηµιαγωγών στοιχείων, ιδιαίτερα όταν ο αντιστροφέας λειτουργεί στην ΥΤ. Υψηλή διακοπτική συχνότητα των ηµιαγωγών στοιχείων. Στις υψηλές διακοπτικές συχνότητες, τα ηµιαγωγά στοιχεία παρουσιάζουν αυξηµένες απώλειες, αφού η διακοπτική τους συχνότητα είναι ίδια µε τη συχνότητα του σήµατος φορέα και εποµένως ο βαθµός απόδοσης του αντιστροφέα µειώνεται. Ηλεκτροµαγνητική παρενόχληση (Electromagnetic Interference, EMI). Οι µικροί χρόνοι έναυσης και σβέσης των σύγχρονων ηµιαγωγών στοιχείων (µικρότεροι από 1µs για τάσεις λειτουργίας πάνω από 600 V) - 1 -
(α) Σχήµα 1. (α) Τοπολογία τριφασικού αντιστροφέα µε πηγή τάσης δύο επιπέδων. (β) Κυµατοµορφή φασικής τάσης εξόδου v an. (γ) Κυµατοµορφή πολικής τάσης v ab. (δ) Κυµατοµορφή ρεύµατος φορτίου i a. προκαλούν υψηλές µεταβολές τάσης dv/dt και έντασης di/dt κατά τις µεταβάσεις του διακόπτη. Αυτές οι µεταβολές, σε συνδυασµό µε τις υφιστάµενες ηλεκτροµαγνητικές ζεύξεις του κυκλώµατος, προκαλούν ευρείας κλίµακας ηλεκτροµαγνητικές παρεµβολές. Τα επαγόµενα σήµατα ΕΜΙ επηρεάζουν δυσµενώς τη λειτουργία των κυκλωµάτων ελέγχου, καθώς επίσης και τη λειτουργία παρακείµενων διατάξεων. Παρασιτικές αυτεπαγωγές σκέδασης ή αυτεπαγωγές ζεύξης του κυκλώµατος αποτελούν πηγές σηµάτων ΕΜΙ λόγω της επαγόµενης τάσης σε αυτές (Ldi/dt). Παροµοίως, υψηλές µεταβολές τάσης προκαλούν σήµατα ΕΜΙ λόγω ισχυρών ρευµάτων αγωγιµότητας (Cdv/dt) που οφείλονται σε παρασιτικές χωρητικότητες του κυκλώµατος. Μείωση διάρκειας ζωής µονώσεων κινητήρα. Η υψηλή τιµή dv/dt που εφαρµόζεται στις µονώσεις των τυλιγµάτων του στάτη των κινητήρων µπορεί να προκαλέσει ισχυρά ρεύµατα µετατόπισης (Cdv/dt), τα οποία επιφέρουν µείωση της διάρκειας ζωής των µονώσεων των τυλιγµάτων. Πρόωρη φθορά ένσφαιρων τριβέων κινητήρα. Εάν το φορτίο του αντιστροφέα είναι συνδεµένο σε αστέρα µε αγείωτο τον ουδέτερο κόµβο, όπως για παράδειγµα είναι τα τυλίγµατα του στάτη ενός τριφασικού κινητήρα, µεταξύ ουδετέρου κόµβου φορτίου και γης υφίσταται µια συνιστώσα τάσης µηδενικής ακολουθίας (zero-sequence component), η οποία ονοµάζεται και common-mode voltage (CMV). Η τάση CMVτου κινητήρα είναι: - 2 -
1 vnn = ( van + vbn + vcn ) (1) 3 όπου: v nn είναι η τάση CMV µεταξύ του ουδετέρου κόµβου n του φορτίου και του σηµείου αναφοράς N του αντιστροφέα και v an, v bn, v cn είναι οι φασικές τάσεις εξόδου του αντιστροφέα. Επειδή οι τάσεις v an, v bn, v cn λαµβάνουν διακριτές τιµές, στη γενική περίπτωση η v nn του κινητήρα λαµβάνει µη µηδενική τιµή [10]-[11]. Βεβαίως, η v nn είναι µηδέν όταν ο ουδέτερος κόµβος του φορτίου γειώνεται ή οι τάσεις v an, v bn, v cn συνιστούν συµµετρικό τριφασικό ηµιτονοειδές σύστηµα τάσεων. Λόγω των κατανεµηµένων χωρητικοτήτων που υφίστανται µεταξύ δροµέα και τυλιγµάτων στάτη, καθώς και σώµατος µηχανής, η v nn προκαλεί αύξηση του δυναµικού του άξονα της µηχανής ως προς γη. Εάν τώρα η τάση αυτή γίνει µεγαλύτερη από την τάση διάσπασης του λιπαντικού των ένσφαιρων τριβέων του άξονα, προκαλείται κυκλοφορία ηλεκτρικού ρεύµατος διαµέσου των ένσφαιρων τριβέων (Σχ.2) µε αποτέλεσµα την πρόωρη καταστροφή τους. Τα αποτελέσµατα είναι τόσο πιο έντονα όσο µεγαλύτερη είναι η µεταβολή της τάσης dv/dt και όσο υψηλότερη είναι η διακοπτική συχνότητα της PWM διαµόρφωσης του αντιστροφέα. Ακόµη, λόγω της ηλεκτροστατικής σύζευξης που υφίσταται µεταξύ τυλιγµάτων στάτη και γειωµένου πλαισίου µηχανής, η τάση CMV του κινητήρα προκαλεί ισχυρό ρεύµα διαρροής προς γη, το οποίο είναι δυνατόν να προκαλέσει εσφαλµένη λειτουργία των ηλεκτρονόµων γης του κυκλώµατος προστασίας του κινητήρα. Τελικώς, επειδή το ρεύµα διαρροής επιστρέφει στην πηγή εισόδου µέσω του αγωγού γης και των φάσεων του δικτύου (Σχ.2), αποτελεί συγχρόνως σηµαντική πηγή ΕΜΙ. Εµφάνιση υπέρτασης στα άκρα της µηχανής. Συχνά η σύνδεση PWM αντιστροφέα µε το φορτίο γίνεται µέσω καλωδίου µεγάλου µήκους. Η µεταβολή της τάσης εξόδου του αντιστροφέα dv/dt εµφανίζεται ενισχυµένη στα άκρα του φορτίου λόγω διαδοχικών ανακλάσεων οδεύοντος κύµατος υψηλής συχνότητας πάνω στο καλώδιο, µε αποτέλεσµα να καταπονούνται έντονα οι µονώσεις των τυλιγµάτων του κινητήρα. Σχήµα 2. Κυκλοφορία ρεύµατος διαρροής διαµέσου των ένσφαιρων τριβέων του άξονα κινητήρα λόγω της τάσης CMV και των υφισταµένων ηλεκτροστατικών ζεύξεων. Τα παραπάνω προβλήµατα αντιµετωπίζονται ικανοποιητικά χρησιµοποιώντας αντιστροφείς VSMINV. Στους VSMINV τα ηµιαγωγά στοιχεία λειτουργούν µε χαµηλότερη τάση και διακοπτική συχνότητα απ ότι στην περίπτωση των αντιστροφέων δύο επιπέδων τάσης µε τα ίδια δεδοµένα λειτουργίας. Τα διακριτά επίπεδα τάσης στις κυµατοµορφές εξόδου των VSMINV προέρχονται από πυκνωτές και όχι από µετασχηµατιστές, εξασφαλίζοντας έτσι µικρότερο όγκο και χαµηλότερο κόστος της διάταξης µετατροπής ισχύος, αύξηση του βαθµού απόδοσης και απλούστερο έλεγχο τάσης του αντιστροφέα. Τελικώς, οι VSMINV παρουσιάζουν τα εξής πλεονεκτήµατα έναντι των αντιστροφέων δύο επιπέδων τάσης: Είναι κατάλληλοι για εφαρµογές ΜΤ και ΥΤ. Συνιστούν ιδανικό interface µεταξύ δικτύου και στοιχείων ανανεώσιµων πηγών ενέργειας (φωτοβολταϊκά στοιχεία, στοιχεία καυσίµου, κ.λ.π.). Εξασφαλίζουν µικρή µεταβολή τάσης dv/dt και εποµένως µικρότερη καταπόνηση των διακοπτικών στοιχείων και των µονώσεων των τυλιγµάτων. Εµφανίζουν υψηλό βαθµό απόδοσης (> 98%) λόγω της µικρής διακοπτικής συχνότητας των ηµιαγωγών στοιχείων. Προκαλούν χαµηλότερα επίπεδα ΕΜΙ. - 3 -
Χρησιµοποιούνται για τη βελτίωση της ποιότητας ισχύος και της δυναµικής ευστάθειας δικτύων µεταφοράς ηλεκτρικής ενέργειας Περιορίζουν σηµαντικά την τάση µηδενικής συνιστώσας (CMV), ενώ είναι δυνατή η πλήρης εξάλειψή της υιοθετώντας ειδικές µεθόδους PWM διαµόρφωσης [6]. Εξασφαλίζουν κυµατοµορφές εξόδου µε µικρότερο περιεχόµενο αρµονικών. Απορροφούν ρεύµα εισόδου από την πηγή µε πολύ µικρό περιεχόµενο αρµονικών. Οι κυριότερες τοπολογίες αντιστροφέων VSMINV χωρίς µετασχηµατιστές είναι: 1. Αντιστροφείς πολλαπλών επιπέδων τάσης µε εν σειρά σύνδεση µονάδων (Multilevel Cascaded Inverter Configuration, MCIC) [4]-[5], [12]-[14]. 2. Αντιστροφείς πολλαπλών επιπέδων τάσης µε διόδους περιορισµού (Neutral-Point Diode-Clamped Multilevel Inverter, NPDCMI) [4], [12], [15]-[17]. 3. Αντιστροφείς πολλαπλών επιπέδων τάσης µε πυκνωτές περιορισµού (Multilevel Inverter with Flying Capacitors, MIFC) [4], [12]. 4. Υβριδικοί αντιστροφείς πολλαπλών επιπέδων τάσης (Hybrid Multilevel Inverter, HYMI) [18]. Τέλος, υπάρχουν και διατάξεις VSMINV µε δυνατότητα τροφοδότησης των ανοιχτών τυλιγµάτων του στάτη επαγωγικού κινητήρα και από τα δύο άκρα [19]. 2. ΤΟΠΟΛΟΓΙΕΣ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΩΝ ΠΟΛΛΑΠΛΩΝ ΕΠΙΠΕ ΩΝ ΤΑΣΗΣ A. Αντιστροφείς MCIC Στο Σχ.3 παρουσιάζεται η τοπολογία ενός τριφασικού αντιστροφέα MCIC m επιπέδων τάσης, όπου σε κάθε φάση συνδέονται σε σειρά (m 1)/2 µονάδες (modules) και κάθε µονάδα είναι ένας µονοφασικός αντιστροφέας πλήρους γέφυρας τριών επιπέδων τάσης, ο οποίος τροφοδοτείται από τη δικιά του πηγή ΣΡ. Συνήθως, οι πηγές ΣΡ των µονάδων έχουν την ίδια τιµή τάσης, οπότε πρόκειται για συµµετρικούς MCIC (SMCIC). Στη γενική περίπτωση που οι πηγές των µονάδων έχουν διαφορετικές τιµές τάσης ονοµάζονται ασύµµετροι MCIC (AMCIC). Οι AMCIC εξασφαλίζουν µεγαλύτερο αριθµό επιπέδων τάσης για τον ίδιο αριθµό µονάδων ανά φάση, συγκριτικά µε τους SMCIC. Η κυµατοµορφή της τάσης εξόδου κάθε µονάδας εµφανίζει τρία επίπεδα τάσης: +V dc, 0, -V dc. Τούτο επιτυγχάνεται συνδέοντας την τάση των πυκνωτών στην έξοδο ΕΡ της µονάδας µε κατάλληλη παλµοδότηση των ηµιαγωγών στοιχείων της µονάδας. (α) Σχήµα 3. (Συνεχίζεται). - 4 -
Σχήµα 3. (α) Τοπολογία. τριφασικού αντιστροφέα SMCIC m επιπέδων τάσης. (β), (γ) Κυµατοµορφές φασικής τάσης v an και πολικής τάσης v ab αντίστοιχα για m = 5. (γ) Τριφασικό σύστηµα ρευµάτων φορτίου. Παράµετροι: V dc (µονάδας) =1200 V, m f = 21, m a = 0.9, R L = 10 Ohms, L L = 10 mh. Ο αριθµός των επιπέδων τάσης m της κυµατοµορφής της φασικής τάσης εξόδου αντιστροφέα SMCIC µε s πλήθος µονάδων ανά φάση είναι: m= 2s+ 1 (2) και ο µέγιστος αριθµός των επιπέδων τάσης της κυµατοµορφής της πολικής τάσης k του αντιστροφέα είναι: k= 2m 1 (3) Στα Σχ.3(β) και (γ) παρουσιάζονται οι κυµατοµορφές της φασικής και πολικής τάσης αντίστοιχα αντιστροφέα SMCIC πέντε επιπέδων (ο αριθµός επιπέδων τάσης αναφέρεται πάντοτε στη φασική τάση του αντιστροφέα) µε s = 2 µονάδες ανά φάση, ενώ στο Σχ.3(δ) παρουσιάζονται οι κυµατοµορφές των ρευµάτων φορτίου του αντιστροφέα. Τα επίπεδα τάσης των κυµατοµορφών των Σχ.3(β) και (γ) συµφωνούν µε αυτά που ορίζουν οι σχέσεις (2) και (3) αντίστοιχα. Οι ηµιαγωγοί διακόπτες του αντιστροφέα πρέπει να τροφοδοτούνται από ξεχωριστές πηγές ΣΡ και όχι από µία µόνο πηγή, ώστε να αποφευχθεί βραχυκύκλωµα στα άκρα της κοινής πηγής τάσης. Η κυµατοµορφή της φασικής τάσης εξόδου v an αντιστροφέα SMCIC διαµορφώνεται από τα επί µέρους επίπεδα τάσης των εν σειρά συνδεδεµένων µονάδων και είναι: ( m 1) 2 ( m 1) 2 an i j dc j ij j= 1 j= 1 { 1, 0, 1} ( ) v = V = V s, i= a, b, c s ij + Όπου s ij είναι η διακοπτική συνάρτηση της j µονάδας της φάσης i και παράγεται από το κύκλωµα PWM ελέγχου του αντιστροφέα. Οι διακοπτικές καταστάσεις εκάστης µονάδας του αντιστροφέα για την επίτευξη των επιπέδων τάσης +V dc, 0, -V dc στην έξοδό της παρουσιάζονται στον Πίνακα Ι. Είναι προφανές ότι οι ηµιαγωγοί του ιδίου κλάδου δεν πρέπει να βρεθούν συγχρόνως σε κατάσταση αγωγής, γιατί τότε θα προκληθεί βραχυκύκλωµα στα άκρα της πηγής. Οι διακοπτικές καταστάσεις 1 έως 4 (Πίνακας Ι) είναι ελεγχόµενες µέσω της PWM διαµόρφωσης του αντιστροφέα, ενώ η διακοπτική κατάσταση 5 είναι µη ελεγχόµενη και πρέπει να αποφεύγεται για να µην εµφανίζονται στην έξοδο τάσεις, η τιµή των οποίων εξαρτάται από την πολικότητα του ρεύµατος φορτίου (i o ). (4) - 5 -
Κατάσταση διακοπτών S a1 και S b2 on S a2 και S b1 off S a2 και S b1 on S a1 και S b2 off S a1 και S b1 on S a2 και S b2 off S a2 και S b2 on S a1 και S b1 off S a1 και S a2 off S b2 και S b2 off ΠΙΝΑΚΑΣ Ι ΙΑΚΟΠΤΙΚΕΣ ΚΑΤΑΣΤΑΣΕΙΣ ΜΟΝΟΦΑΣΙΚΟΥ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑ ΠΛΗΡΟΥΣ ΓΕΦΥΡΑΣ ΤΡΙΩΝ ΕΠΙΠΕ ΩΝ ΤΑΣΗΣ ιακοπτική κατάσταση Τάση κλάδου a v an Τάση κλάδου b v bn Τάση εξόδου µονάδας, v ab Ηµιαγωγοί που άγουν 1 V i /2 -V i /2 V i Εάν: i o >0 S a1, S b2 Εάν: i o < 0 D a1, D b2 2 -V i /2 V i /2 -V i Εάν: i o >0 D a2, D b1 Εάν: i o < 0 S a2, S b1 3 V i /2 V i /2 0 Εάν: i o >0 S a1, D b1 Εάν: i o < 0 D a1, S b1 4 -V i /2 -V i /2 0 Εάν: i o >0 D a2, S b2 Εάν: i o < 0 S a2, D b2 5 -V i /2 V i /2 V i /2 -V i /2 -V i V i Εάν: i o >0 D a2, D b1 Εάν: i o < 0 D a1, D b2 Από το Σχ.3(β) παρατηρούµε ότι µε την αύξηση του αριθµού των επιπέδων, η κυµατοµορφή της τάσης εξόδου v an προσεγγίζει την ηµιτονοειδή καµπύλη µε µικρό περιεχόµενο αρµονικών, ενώ η κυµατοµορφή ρεύµατος για ωµικοεπαγωγικό φορτίο εµφανίζει σχεδόν µηδενικό περιεχόµενο αρµονικών. Αξίζει να παρατηρηθεί ότι, ενώ επιτυγχάνεται υψηλή τιµή της τάσης εξόδου µε µεγάλη διακοπτική συχνότητα, τα ηµιαγωγά στοιχεία των µονάδων του αντιστροφέα λειτουργούν µε χαµηλή συχνότητα και χαµηλή τάση. Βεβαίως, στην περίπτωση του αντιστροφέα SMCIC, εκτός του ότι απαιτείται µεγάλος αριθµός ανεξάρτητων πηγών ΣΡ, αυξάνει επίσης και η πολυπλοκότητα του συστήµατος παραγωγής PWM παλµών µε την αύξηση του αριθµού των επιπέδων τάσης [4], [5], [12], [20]-[21]. B. Αντιστροφείς NPDCMI Στο Σχ.4 παρουσιάζεται τριφασικός αντιστροφέας NPDCMI πέντε επιπέδων τάσης. Ο ζυγός ΣΡ φέρει τέσσερις πυκνωτές, εξασφαλίζοντας στους κόµβους του ζυγού τα επίπεδα τάσης: V dc /2, V dc /4, 0, -V dc /4, -V dc /2. Κάθε κλάδος έχει οχτώ ηµιαγωγούς διακόπτες (IGBTs) S x1 S x2, S x3, S x4, S x1, S x2, S x3, S x4 µε τις αντιπαράλληλες διόδους D x1, D x2, D x3, D x4, D x1, D x2, D x3, D x4 αντίστοιχα. Τα ζεύγη των ηµιαγωγών διακοπτών S x1 -S x1, S x2 -S x2, S x3 -S x3, S x4 -S x4 λειτουργούν συµπληρωµατικά. Όταν, για παράδειγµα, ο S x1 είναι σε κατάσταση αγωγής, ο S x1 είναι σε κατάσταση αποκοπής και αντιστρόφως. Οι δίοδοι περιορισµού (clamping diodes) D cx1 έως D cx6 εξασφαλίζουν σταθερή τάση αποκοπής στα διακοπτικά στοιχεία εκάστης φάσης ίσης µε την τάση των πυκνωτών (V dc /4)του ζυγού ΣΡ. (α) Σχήµα 4. (Συνεχίζεται). - 6 -
Σχήµα 4. (α) Τοπολογία. τριφασικού αντιστροφέα NPDCMI πέντε επιπέδων τάσης. (β), (γ) Κυµατοµορφές φασικής v an. και πολικής τάσης v ab αντίστοιχα. (γ) Τριφασικό σύστηµα ρευµάτων φορτίου. Παράµετροι: V dc =4800 V, m f = 21, m a = 0.9, R L = 10 Ohms, L L = 10 mh. Γενικώς, ένας αντιστροφέας NPDCMI m επιπέδων τάσης απαιτεί για κάθε φάση 2(m 1) κύριους ηµιαγωγούς διακόπτες, 2(m 1) αντιπαράλληλες διόδους ελεύθερης ροής και 2(m 2) διόδους περιορισµού. Ο αριθµός των πυκνωτών n στο ζυγό ΣΡ είναι (m 1). Ο αριθµός των επιπέδων των κυµατοµορφών της φασικής τάσης (m) και πολικής τάσης (k) αντίστοιχα δίνονται από τις σχέσεις: m= n+ 1 (5) k= 2n+ 1 (6) Στον Πίνακα ΙΙ παρουσιάζονται οι καταστάσεις των διακοπτών S x1 έως S x4 και S x1 έως S x4 για κάθε επίπεδο της τάσης εξόδου του αντιστροφέα. Η διακοπτική συνάρτηση έναυσης και σβέσης των διακοπτών εξασφαλίζεται από το κύκλωµα ελέγχου του αντιστροφέα µέσω κατάλληλης PWM τεχνικής διαµόρφωσης. Αναφερόµενοι στον Πίνακα II, παρατηρούµε ότι οι διακόπτες S x1 και S x4 δέχονται τη µικρότερη φόρτιση, αφού άγουν µόνο στα επίπεδα τάσης +V dc /2 και -V dc /2 αντίστοιχα, ενώ οι διακόπτες S x4 και S x1 δέχονται τη µεγαλύτερη καταπόνηση αφού άγουν στα επίπεδα τάσης +V dc /2, +V dc /4, 0, -V dc /4 και -V dc /2, -V dc /4, 0, +V dc /4 αντίστοιχα. Υφίσταται δηλαδή ασύµµετρη θερµική φόρτιση των διακοπτών. Στον Πίνακα III δίνονται τα ηµιαγωγά στοιχεία που άγουν για κάθε επίπεδο τάσης του αντιστροφέα ανάλογα µε τη φορά του ρεύµατος φορτίου. Παρατηρούµε ότι οι δίοδοι περιορισµού συµµετέχουν στη δίοδο του ρεύµατος φορτίου µόνο για τα ενδιάµεσα επίπεδα τάσης: +V dc /4, 0, -V dc /4. Αν και οι κύριοι διακόπτες διαστασιολογούνται στην τάση αποκοπής V dc /(m 1), δε συµβαίνει το ίδιο και για τις διόδους αποκοπής, οι οποίες δέχονται διαφορετικές τάσεις αποκοπής απ ότι οι διακόπτες. Τούτο εξηγείται ως εξής: όταν, για παράδειγµα, άγουν οι διακόπτες S x2 και S x4 τότε η δίοδος περιορισµού D cx2 δέχεται τάση αποκοπής ίση µε 3V dc /4. Για τον ίδιο λόγο, οι δίοδοι περιορισµού D cx3 και D cx4 δέχονται τάσεις αποκοπής ίση µε 2V dc /4, ενώ η δίοδος περιορισµού D cx5 δέχεται τάση αποκοπής ίση µε3v dc /4. Εάν οι δίοδοι περιορισµού πρέπει να έχουν την ίδια τάση αποκοπής µε αυτή των ενεργών διακοπτών, τότε πρέπει να προβλεφθεί κατάλληλος αριθµός διόδων περιορισµού ανά φάση. Στην περίπτωση αυτή, ο απαιτούµενος αριθµός διόδων περιορισµού ανά φάση του αντιστροφέα NPDCMI m επιπέδων τάσης σε (m 1)*( m 2). Είναι προφανές ότι, για µεγάλο αριθµό επιπέδων τάσης απαιτείται και µεγάλος αριθµός διόδων περιορισµού, γεγονός που δυσχεραίνει την υλοποίηση του συστήµατος και συνιστά µειονέκτηµα της διάταξης. - 7 -
ΠΙΝΑΚΑΣ II ΚΑΤΑΣΤΑΣΕΙΣ ΙΑΚΟΠΤΩΝ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑ NPDCMI ΠΕΝΤΕ ΕΠΙΠΕ ΩΝ ΤΑΣΗΣ Κατάσταση S x1 S x2 S x3 S x4 S x1 S x2 S x3 S x4 v xn 1 on on on on off off off off +V dc /2 2 off on on on on off off off +V dc /4 3 off off on on on on off off 0 4 off off off on on on on off -V dc /4 5 off off off off on on on on -V dc /2 Όπου x: οι φάσεις a, b, c του αντιστροφέα. ΠΙΝΑΚΑΣ III ΗΜΙΑΓΩΓΑ ΣΤΟΙΧΕΙΑ ΣΕ ΑΓΩΓΗ ΓΙΑ ΚΑΘΕ ΕΠΙΠΕ Ο ΤΑΣΗΣ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑ NPDCMI ΠΕΝΤΕ ΕΠΙΠΕ ΩΝ ΤΑΣΗΣ i x > 0 (θετική φορά ρεύµατος) i x < 0 (αρνητική φορά ρεύµατος) Επίπεδο τάσης Ηµιαγωγά στοιχεία Ηµιαγωγά στοιχεία V dc /2 S x1, S x2, S x3, S x4 D x1, D x2, D x3, D x4, V dc /4 D cx1, S x2, S x3, S x4 S x1, D cx2, 0 D cx3, S x3, S x4 S x1, S x2, D cx4 -V dc /4 D cx5, S x4 S x1, S x2, S x3, D cx6 -V dc /2 D x1, D x2, D x3, D x4, S x1, S x2, S x3, S x4 Γ. Αντιστροφείς MIFC Οι αντιστροφείς MIFC µε πυκνωτές περιορισµού, ή αλλιώς µε πλωτούς πυκνωτές (flying capacitors), είναι µια παραλλαγή των αντιστροφέων NPDCMI. Αντί των διόδων περιορισµού, οι αντιστροφείς MIFC διαθέτουν πυκνωτές περιορισµού συνδεµένους σε εσωτερικούς βρόχους χωρίς να συνδέονται άµεσα στους κόµβους του ζυγού ΣΡ, όπως συµβαίνει µε τους αντιστροφείς NPDCMI [22]. Στο Σχ.5 παρουσιάζεται η τοπολογία τριφασικού αντιστροφέα MIFC πέντε επιπέδων τάσης µαζί µε τις κυµατοµορφές εξόδου. Η τάση των πυκνωτών περιορισµού δε ξεπερνά την τάση των πυκνωτών του ζυγού ΣΡ [V dc /(m 1)], εξασφαλίζοντας έτσι σταθερή τάση αποκοπής στους ηµιαγωγικούς διακόπτες. Τα επίπεδα τάσης των κυµατοµορφών της φασικής και πολικής τάσης δίνονται από τις σχέσεις (5) και (6). Σχήµα 5. (Συνεχίζεται) - 8 -
Σχήµα 5. (α) Τοπολογία. Τριφασικού αντιστροφέα MIFC πέντε επιπέδων τάσης. (β), (γ) Κυµατοµορφές φασικής τάσης v an και πολικής τάσης v ab αντίστοιχα. (δ) Τριφασικό σύστηµα ρευµάτων φορτίου. Παράµετροι: V dc =4800 V, m f = 21, m a = 0.9, R L = 10 Ohms, L L = 10 mh. ΠΙΝΑΚΑΣ IV ΙΑΚΟΠΤΙΚΕΣ ΚΑΤΑΣΤΑΣΕΙΣ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑ MIFC ΠΕΝΤΕ ΕΠΙΠΕ ΩΝ ΤΑΣΗΣ Επίπεδο ιαµόρφωση φασικής τάσης εξόδου Συνδυασµός S τάσης x1 S x2 S x3 S x4 S x1 S x2 S x3 S x4 αντιστροφέα v xn V dc /2 1 on on on on off off off off V dc /2 1 on on on off on off off off V dc /2 - V dc /2 = V dc /4 V dc /4 2 off on on on off off off on 3V dc /4 - V dc /2 = V dc /4 3 on off on on off off on off V dc /2-3V dc /4 + V dc /2 = V dc /4 1 on on off off on on off off V dc /2 - V dc /2 = 0 2 off off on on off off on on V dc /2 - V dc /2 = 0 0 3 on on off off on on off off V dc /2-3V dc /4 + V dc /2 - V dc /4 = 0 4 on off off on off on on off V dc /2-3V dc /4 + V dc /4 = 0 5 off on off on off on off on 3V dc /4 - V dc /2 + V dc /4 -V dc /2 = 0 6 off on on off on off off on 3V dc /4 - V dc /4-V dc /2 = 0 1 on off off off on on on off V dc /2-3V dc /4 = - V dc /4 -V dc /4 2 off off off on off on on on V dc /4 - V dc /2 = - V dc /4 3 off off on off on off on on V dc /2 - V dc /4 - V dc /2 = - V dc /4 -V dc /2 1 off off off off on on on on - V dc /2 Οι δυνατοί συνδυασµοί των διακοπτών του αντιστροφέα MIFC πέντε επιπέδων τάσης του Σχ.5(α) παρουσιάζονται στον Πίνακα IV ανάλογα µε το επίπεδο τάσης στην έξοδό του. Για τα επίπεδα τάσης +V dc /2 και -V dc /2 υπάρχει µόνο ένας συνδυασµός, για τα επίπεδα τάσης +V dc /4 και -V dc /4 υπάρχουν τρεις συνδυασµοί και για το επίπεδο τάσης 0 υπάρχουν έξι συνδυασµοί. Στην τελευταία στήλη του Πίνακα IVαιτιολογείται η διαµόρφωση του επιπέδου τάσης στην έξοδο του αντιστροφέα για κάθε δυνατό συνδυασµό διακοπτών, το οποίο προκύπτει µε εφαρµογή του 2 ου κανόνα του Kirchoff στο βρόχο που σχηµατίζεται: ζυγός ΣΡ διακόπτες πλωτοί πυκνωτές φορτίο. Για παράδειγµα, εξετάζοντας τον τρίτο διακοπτικό συνδυασµό για το επίπεδο τάσης +V dc /4, η τάση εξόδου διαµορφώνεται ως εξής: v xn = V dc /2 (τάση πυκνωτή ζυγού C4) - 3V dc /4 (τάσεις στα άκρα των τριών πυκνωτών C x3 ) + V dc /2 (τάσεις στα άκρα των δύο πυκνωτών C x2 ). Οι πυκνωτές µε θετική τάση σηµαίνει ότι εκφορτίζονται, ενώ οι πυκνωτές µε αρνητική τάση σηµαίνει - 9 -
ότι φορτίζονται. Κατά τον ίδιο τρόπο εξηγούνται και τα επίπεδα τάσης που διαµορφώνονται για τις υπόλοιπες διακοπτικές καταστάσεις του Πίνακα IV. Τα συµπληρωµατικά ζεύγη των ηµιαγωγών διακοπτών του αντιστροφέα MIFC του Σχ.5(α) είναι: S x1 S x4, S x2 S x3, S x3 S x2 και S x4 S x1. Γενικώς, εάν επιλεγούν πυκνωτές περιορισµού ονοµαστικής τάσης ίσης µε την τάση αποκοπής των διακοπτών, τότε για αντιστροφέα MIFC m επιπέδων τάσης απαιτούνται (m - 1) κύριοι πυκνωτές στο ζυγό ΣΡ και [(m -1)*(m 2)/2] πυκνωτές περιορισµού στους εσωτερικούς βρόχους. Βασικό µειονέκτηµα της τοπολογίας MIFC είναι ότι απαιτείται ένας µεγάλος αριθµός πυκνωτών περιορισµού, οι οποίοι όµως επιλέγονται µε µικρότερη χωρητικότητα απ ότι οι κύριοι πυκνωτές. Από την άλλη µεριά, η µεγάλη ποσότητα αποθηκευµένης ενέργειας στους πυκνωτές παρέχει τη δυνατότητα άµεσης κάλυψης του φορτίου σε περιπτώσεις βραχυχρόνιων ηλεκτρικών διακοπών. Επίσης, όπως φαίνεται από τον Πίνακα IV, οι ηµιαγωγοί διακόπτες του αντιστροφέα MIFC δέχονται ανοµοιόµορφη φόρτιση εντός µιας περιόδου ρεύµατος, όπως συµβαίνει και µε τους αντιστροφείς NPDCMI.. Αντιστροφείς HYMI Οι HYMI είναι αντιστροφείς MCIC, στους οποίους οι µονάδες που συνδέονται σε κάθε φάση µπορεί να είναι µονοφασικοί αντιστροφείς πλήρους γέφυρας, αντιστροφείς NPDCMI, MIFC δύο φάσεων ή και συνδυασµός αυτών. Με αυτό τον τρόπο επιτυγχάνεται µεγάλος αριθµός επιπέδων τάσης χρησιµοποιώντας περιορισµένο αριθµό µονάδων. Στο Σχ.6 παρουσιάζεται υβριδικός αντιστροφέας µε δύο µονάδες ανά φάση. Η µία µονάδα είναι µονοφασικός αντιστροφέας πλήρους γέφυρας και η άλλη µονάδα είναι ένας αντιστροφέας NPDCMI δύο φάσεων και πέντε επιπέδων τάσης. Από το συνδυασµό των τάσεων στα άκρα των δύο µονάδων, η κυµατοµορφή της φασικής τάσης εξόδου διαµορφώνεται από έντεκα επίπεδα τάσης. Οι υβριδικοί αντιστροφείς εξασφαλίζουν γενικώς µεγαλύτερο αριθµό επιπέδων τάσης συγκριτικά µε τους SMCIC και για τον ίδιο αριθµό µονάδων ανά φάση, απαιτούν όµως πιο πολύπλοκες διατάξεις ελέγχου. Σχήµα 6. Τριφασικός αντιστροφέας HYMI έντεκα επιπέδων τάσης. Ε. Ανοµοιόµορφη κατανοµή τάσεων στους πυκνωτές του ζυγού ΣΡ των αντιστροφέων VSMINV Οι αντιστροφείς VSMINV µε µετασχηµατιστές διαµορφώνονται από αντιστροφείς έξι παλµών µε µετασχηµατιστές ζεύξης στην πλευρά ΕΡ. Η κυµατοµορφή της τάσης εξόδου είναι µια κλιµακωτή συνάρτηση σταθερού βήµατος, συνήθως 18 ή 48 βηµάτων (παλµών), η οποία εξασφαλίζεται µε µετασχηµατιστές µεταβλητού λόγου µετασχηµατισµού και σύνθετες συνδέσεις των τυλιγµάτων κατά zigzag, προκειµένου να επιτευχθεί η επιθυµητή φασική µετατόπιση των τάσεων στα δευτερεύοντα τυλίγµατα των µετασχηµατιστών. Κατ αυτό τον τρόπο προκύπτουν τα επιθυµητά επίπεδα τάσης στην κυµατοµορφή εξόδου του αντιστροφέα και ταυτόχρονα επιτυγχάνεται εξάλειψη αρµονικών χαµηλής τάξης [23], [12]. Για παράδειγµα, σε αντιστροφέα 18 παλµών εξαλείφονται πλήρως η 5 η, 7 η, 11 η και 13 η αρµονική και η πρώτη επικρατούσα ανώτερη αρµονική είναι η 19 η. - 10 -
Τέτοιες διατάξεις χρησιµοποιήθηκαν µε επιτυχία ως ανορθωτές για τη φόρτιση συστοιχιών συσσωρευτών, καθώς και ως στατοί αντισταθµιστές αέργου ισχύος [13]. Όµως, οι διατάξεις αυτές, λόγω της ύπαρξης των µετασχηµατιστών, είναι ογκώδεις, καταλαµβάνουν µεγάλη επιφάνεια, παρουσιάζουν αυξηµένο κόστος, το 50% περίπου των απωλειών ισχύος οφείλονται στους µετασχηµατιστές και τέλος, ο έλεγχος του συστήµατος καθίσταται δυσκολότερος εξαιτίας των προβληµάτων υπέρτασης και µαγνητικού κορεσµού των µετασχηµατιστών κατά τις µεταβατικές περιόδους λειτουργίας των. Για την αντιµετώπιση των παραπάνω προβληµάτων, προτάθηκαν οι αντιστροφείς MCIC, NPDCMI, MIFC, HYMI, στους οποίους τα διακριτά επίπεδα τάσης στις κυµατοµορφές εξόδου δεν προέρχονται από µετασχηµατιστές αλλά από πυκνωτές (transformerless multilevel inverters). Όµως, στους αντιστροφείς µε πυκνωτές πρέπει να διασφαλιστεί η σταθερότητα των τάσεων στα άκρα των πυκνωτών υπό διαφορετικές συνθήκες φόρτισης του αντιστροφέα. Τούτο εξασφαλίζεται εάν η µέση τιµή του ρεύµατος σε κάθε πυκνωτή είναι µηδέν εντός της θεµελιώδους περιόδου. Και ενώ τούτο εξασφαλίζεται για καθαρά επαγωγικό φορτίο (cosφ = 0), δε συµβαίνει το ίδιο για ωµικό-επαγωγικό φορτίο (cosφ > 0). Το φαινόµενο αυτό εξηγείται µε αναφορά στα Σχ.7 και 8 [24]. Τα διαγραµµισµένα τµήµατα στα Σχ.7 και 8 αντιπροσωπεύουν τα ηλεκτρικά φορτία που ρέουν προς ή από τον πυκνωτή, όταν στην έξοδο του αντιστροφέα είναι συγκεκριµένο επίπεδο τάσης. (α) (α) (β) (β) (γ) Σχήµα 7. Κυµατοµορφές φασικής τάσης και ρεύµατος φορτίου αντιστροφέα NPDCMI πέντε επιπέδων τάσης για ωµικό φορτίο. (α), (β), (γ) Ηλεκτρικά φορτία πυκνωτών για τα ενδιάµεσα επίπεδα τάσης (V 4 ), (V 3 ), (V 2 ) αντίστοιχα. (γ) Σχήµα 8. Κυµατοµορφές φασικής τάσης και ρεύµατος φορτίου αντιστροφέα NPDCMI πέντε επιπέδων τάσης για καθαρά επαγωγικό φορτίο. (α), (β), (γ) Ηλεκτρικά φορτία πυκνωτών για τα ενδιάµεσα επίπεδα τάσης (V 4 ), (V 3 ), (V 2 ) αντίστοιχα. - 11 -
Για καθαρά ωµικό φορτίο (Σχ.7) συµβαίνουν τα εξής: το επίπεδο τάσης V 4 διαρκώς αυξάνει λόγω της µόνιµης φόρτισης του αντίστοιχου πυκνωτή, το επίπεδο τάσης V 3 παραµένει σταθερό λόγω της εξισορρόπησης των φορτίων φόρτισης και εκφόρτισης του αντίστοιχου πυκνωτή και το επίπεδο τάσης V 2 µειώνεται διαρκώς εξαιτίας της µόνιµης εκφόρτισης του αντίστοιχου πυκνωτή. Βέβαια η λειτουργία αυτή αναφέρεται σε ανορθωτή, τα ίδια όµως ισχύουν και για αντιστροφέα, µε τη διαφορά ότι το επίπεδο τάσης V 4 µειώνεται και το επίπεδο τάσης V 2 αυξάνεται. Αποτέλεσµα του προβλήµατος αυτού είναι ο αντιστροφέας µετά την πάροδο σύντοµου χρονικού διαστήµατος να µετατραπεί από πέντε επιπέδων σε αντιστροφέα τριών επιπέδων. Για καθαρά επαγωγικό ή χωρητικό φορτίο (Σχ.8), για κάθε ενδιάµεσο επίπεδο τάσης το συνολικό ηλεκτρικό φορτίο προς τον αντίστοιχο πυκνωτή είναι µηδέν εντός µιας θεµελιώδους περιόδου και εποµένως τα ενδιάµεσα επίπεδα τάσης παραµένουν σταθερά. Αυτό ισχύει για λειτουργία ανορθωτή και αντιστροφέα. Για την αντιµετώπιση του προβλήµατος της ανοµοιόµορφης κατανοµής της τάσης στους πυκνωτές του ζυγού ΣΡ υιοθετούνται διάφορες τεχνικές, ανάλογα µε τα επίπεδα τάσης του αντιστροφέα και την τεχνική διαµόρφωσης που χρησιµοποιείται, είναι δε ένα σύγχρονο θέµα µε έντονο ερευνητικό ενδιαφέρον. Κάποιες τοπολογίες αντιστροφέων VSMINV εξασφαλίζουν από µόνες τους ισοκατανοµή της τάσης στα άκρα των πυκνωτών, απαιτούν όµως για το σκοπό αυτό µεγάλο αριθµό ηµιαγωγών στοιχείων και µεγάλο επίσης αριθµό βοηθητικών πυκνωτών [25]. Μια δυνατότητα εξισορρόπησης των τάσεων των ενδιάµεσων πυκνωτών του ζυγού ΣΡ είναι η επιλογή διαφορετικών διακοπτικών στρατηγικών για την επίτευξη συγκεκριµένου επιπέδου τάσης του αντιστροφέα έτσι, ώστε το συνολικό φορτίο του αντίστοιχου πυκνωτή να είναι µηδέν εντός µιας θεµελιώδους περιόδου. Από τους αντιστροφείς VSMINV που προαναφέρθηκαν ο MIFC διαθέτει εναλλακτικές διακοπτικές στρατηγικές για τα ενδιάµεσα επίπεδα τάσης (Πίνακας I), οι οποίες αξιοποιούνται για την εξισορρόπηση των τάσεων των πυκνωτών. Αντιθέτως, ο NPDCMI διαθέτει µόνο ένα διακοπτικό συνδυασµό για κάθε επίπεδο τάσης και εποµένως δεν είναι δυνατή η εξισορρόπηση των τάσεων µε τη µέθοδο αυτή. Η διάταξη MCIC εξασφαλίζει από µόνη της σταθερότητα τάσεων, αφού κάθε µονάδα φέρει τη δική της αυτόνοµη πηγή ΣΡ. Μια άλλη δυνατότητα ελέγχου των τάσεων των πυκνωτών του ζυγού ΣΡ επιτυγχάνεται µέσω κατάλληλης επιλογής των εφεδρικών διακοπτικών καταστάσεων (redundant switching states) για την επίτευξη συγκεκριµένου διακριτού διανύσµατος τάσης του αντιστροφέα όταν εφαρµόζεται η τεχνική της SVPWM διαµόρφωσης (Space Vector PWM, SVPWM) [26]. 3. ΕΛΕΓΧΟΣ ΤΑΣΗΣ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΩΝ VSMINV ΜΕ ΤΗΝ ΤΕΧΝΙΚΗ ΙΑΜΟΡΦΩΣΗΣ PWM Η µορφή των κυµατοµορφών εξόδου ενός αντιστροφέα εξαρτάται από την τεχνική διαµόρφωσης που χρησιµοποιείται. Με την τεχνική διαµόρφωσης παράγονται οι διακοπτικές συναρτήσεις και ακολούθως οι παλµοί έναυσης και σβέσης των ηµιαγωγών διακοπτών του αντιστροφέα. Η κατάταξη των µεθόδων διαµόρφωσης των αντιστροφέων VSMINV γίνεται ανάλογα µε τη διακοπτική τους συχνότητα σε: (α) διαµόρφωση µε βάση τη θεµελιώδη συχνότητα και (β) διαµόρφωση µε υψηλή συχνότητα κατά PWM [4]. Η πρώτη κατηγορία περιλαµβάνει τις τεχνικές του διανυσµατικού ελέγχου και της επιλεκτικής εξάλειψης αρµονικών και η δεύτερη κατηγορία την ηµιτονοειδή διαµόρφωση εύρους παλµών (Sinusoidal PWM, SPWM) και τη διαµόρφωση µε βάση τα διακριτά διανύσµατα τάσης του αντιστροφέα (SVPWM). Οι µέθοδες SPWM και SVPWM είναι αυτές που χρησιµοποιούνται κυρίως σήµερα για τη διαµόρφωση των αντιστροφέων VSMINV. Τούτο διότι, ενώ οι µέθοδες διαµόρφωσης µε βάση τη θεµελιώδη συχνότητα εµφανίζουν αρµονικές συνιστώσες χαµηλής τάξης (3 η, 5 η, κ.λ.π.) µε αποτέλεσµα να απαιτούνται ισχυρά φίλτρα για τον περιορισµό τους, µε τις τεχνικές διαµόρφωσης PWM εξαλείφονται οι αρµονικές χαµηλής τάξης αφού η πρώτη οµάδα αρµονικών µετατοπίζεται γύρω από τη διακοπτική συχνότητα µε αποτέλεσµα να µην απαιτείται συνήθως φίλτρο εξάλειψης αρµονικών. Βέβαια, το πλάτος της θεµελιώδους αρµονικής της τάσης εξόδου του αντιστροφέα µε PWM διαµόρφωση είναι µικρότερο απ ότι στην περίπτωση της διαµόρφωσης µε βάση τη θεµελιώδη συχνότητα. Α. ιαµόρφωση αντιστροφέων MCIC Οι διακοπτικές συναρτήσεις του αντιστροφέα MCIC µε SPWM προκύπτουν από τη σύγκριση τριγωνικών σηµάτων φορέα µε τις ηµιτονοειδείς συναρτήσεις διαµόρφωσης. Προς τούτο χρησιµοποιούνται τα ηµιτονοειδή σήµατα αναφοράς v r,x για τις τρεις φάσεις a, b, c του αντιστροφέα: 2π vr, x= masin ωrt+ j, 3 j= 0, 1, + 1, x= a, b, c (7) Ar ma = A (8) c Όπου: m a είναι ο συντελεστής διαµόρφωσης 1, A r και A c είναι το εύρος των σηµάτων διαµόρφωσης και φορέα. Ο αριθµός των τριγωνικών σηµάτων φορέα, τα οποία είναι κοινά και για τις τρεις φάσεις του αντιστροφέα, είναι ίσος µε τον αριθµό των µονάδων ανά φάση. Το βέλτιστο αρµονικό περιεχόµενο των κυµατοµορφών εξόδου εξασφαλίζεται µε - 12 -
κατάλληλη φασική µετατόπιση φ των τριγωνικών σηµάτων φορέα µεταξύ τους (Phase-Shifted Cascaded PWM, PSCPWM) [23], [27]: ( j 1) π ϕ = (9) s Όπου: j είναι η εξεταζόµενη µονάδα και s το πλήθος των µονάδων ανά φάση του αντιστροφέα. Στην προκειµένη περίπτωση του αντιστροφέα πέντε επιπέδων τάσης είναι: s = 2 και φ = π/2. Στο Σχ.9 παρουσιάζεται η SPWM διαµόρφωση αντιστροφέα MCIC πέντε επιπέδων τάσης, όπου φαίνεται η παραγωγή των κυµατοµορφών των τάσεων των δύο µονάδων και της φασικής τάσης v an του αντιστροφέα. Η τοπολογία και οι κυµατοµορφές εξόδου του αντιστροφέα παρουσιάζονται στο Σχ.3. Η διαµόρφωση του πρώτου σκέλους της µονάδας j (διακόπτες S a1, S a2 ) πραγµατοποιείται από τη σύγκριση του σήµατος αναφοράς v r µε το σήµα φορέα v cj, ενώ η διαµόρφωση του δευτέρου σκέλους της ιδίας µονάδας (διακόπτες S b1, S b2 ) πραγµατοποιείται από τη σύγκριση του σήµατος αναφοράς -v r µε το ίδιο σήµα φορέα v cj. Τα σήµατα v r και -v r είναι κοινά για όλες τις µονάδες j της ιδίας φάσης του αντιστροφέα. Ο αλγόριθµος παραγωγής της τάσης εξόδου της j µονάδας, η οποία ανήκει στη i φάση δίνεται στον Πίνακα V. (α) (β) Σχήµα 9. (Συνεχίζεται). (γ) - 13 -
(δ) (ε) Σχήµα 9. (α) Παραγωγή κυµατοµορφών τάσεων µονάδων και φασικής τάσης αντιστροφέα MCIC πέντε επιπέδων. (β), (γ), (δ), (ε) Φάσµατα αρµονικών φασικής τάσης αντιστροφέα, φασικής τάσης φορτίου, πολικής τάσης και ρεύµατος φορτίου αντίστοιχα. ΠΙΝΑΚΑΣ V ΑΛΓΟΡΙΘΜΟΣ ΠΑΡΑΓΩΓΗΣ ΤΑΣΗΣ ΕΞΟ ΟΥ ΜΟΝΑ ΑΣ j ΚΑΙ ΦΑΣΗΣ i ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΑ MCIC ΠΕΝΤΕ ΕΠΙΠΕ ΩΝ ΤΑΣΗΣ Μονάδα j Εάν: v Σκέλος διακοπτών: S a1, S a2 (Σχ.3α) ri v cj τότε S a1 : on και S a2 : off Εάν: v ri < v cj τότε S a1 : off και S a2 : on Εάν: -v Σκέλος διακοπτών: S b1, S b2 (Σχ.3α) ri v cj τότε S b1 : on και S b2 : off Εάν: -v ri < v cj τότε S b1 : off και S b2 : on Το πλάτος της θεµελιώδους συνιστώσας της φασικής τάσης V ˆaN,1 και πολικής τάσης V ˆab,1 του αντιστροφέα δίνεται αντίστοιχα από τις σχέσεις: V = sv m (10) ˆaN,1 dc ( mod. ) ab,1 dc( mod. ) a Vˆ = 3 sv m (11) a Όπου V dc(mod.) είναι η κοινή τάση των πηγών ΣΡ των µονάδων. Το πλάτος της παραγόµενης τάσης του αντιστροφέα ρυθµίζεται γραµµικά, µεταβάλλοντας την τιµή του συντελεστή διαµόρφωσης 0 < m a 1.0. Το χαρακτηριστικό των αντιστροφέων MCIC είναι ότι οι οµάδες αρµονικών των κυµατοµορφών τάσης του αντιστροφέα (Σχ.9β,γ,δ) εµφανίζονται στις ανηγµένες συχνότητες: (2 s m m f ), όπου m =1,2,3, Η ανηγµένη συχνότητα m f ορίζεται: fc m f = (12) f r Όπου: f c, f r είναι η συχνότητα των σηµάτων φορέα και η θεµελιώδης συχνότητα του σήµατος αναφοράς αντίστοιχα. Για την περίπτωση που εξετάζουµε (s = 2, m f = 21), οι οµάδες αρµονικών εµφανίζονται γύρω από τις ανηγµένες συχνότητες: 84, 168, 252,, γεγονός που επιβεβαιώνεται µε αναφορά στα Σχ. 9(β),(γ),(δ). Επειδή η πρώτη οµάδα αρµονικών εµφανίζεται σε πολύ υψηλή συχνότητα (84*50 = 4200 Hz), αρκεί η δράση της αυτεπαγωγής του φορτίου για την πλήρη εξοµάλυνση του ρεύµατος φορτίου. Πράγµατι, αναφερόµενοι στο Σχ.3(δ) και το Σχ.9(ε) παρατηρούµε ότι οι κυµατοµορφές ρεύµατος είναι ηµιτονοειδείς καµπύλες µε σχεδόν µηδενικό συνολικό περιεχόµενο αρµονικών (Total Harmonic Distortion, THD). Β. ιαµόρφωση αντιστροφέων NPDCMI, MIFC Για την υλοποίηση της SPWM διαµόρφωσης αντιστροφέων NPDCMI και MIFC m επιπέδων τάσης απαιτούνται (m 1) τριγωνικά σήµατα φορέα και τρία ηµιτονοειδή σήµατα αναφοράς, τα οποία διαφέρουν µεταξύ τους 120 0 (εξ.7). Τα τριγωνικά σήµατα φορέα είναι του ιδίου πλάτους (A c ) και συχνότητας (f c ), τοποθετούνται σε κάθετη διάταξη µεταξύ τους σε διαδοχικές ζώνες µε κοινά όρια, καταλαµβάνουν ολόκληρη την περιοχή από +V dc /2 έως V dc /2 και κείνται συµµετρικά ως προς τον άξονα µηδέν. Στην πράξη εφαρµόζονται τρεις κυρίως παραλλαγές τοποθέτησης των σηµάτων φορέα όσον αφορά τη φασική µετατόπιση µεταξύ τους: (α) όλες οι κυµατοµορφές φορέα είναι συµφασικές µεταξύ τους (Phase Disposition, PD), (β) κάθε κυµατοµορφή φορέα είναι µετατοπισµένη ως προς τις γειτονικές κυµατοµορφές κατά 180 0 (Alternative Phase Opposition Disposition, APOD), (γ) οι κυµατοµορφές φορέα που τοποθετούνται πάνω από τον άξονα µηδέν είναι συµφασικές µεταξύ τους και το ίδιο συµφασικές είναι οι κυµατοµορφές που βρίσκονται κάτω από τον άξονα µηδέν, οι οποίες όµως διαφέρουν ως προς τις πρώτες κατά 180 0 (Phase Opposition Disposition, POD). Ο συντελεστής διαµόρφωσης ορίζεται: - 14 -
m a = A r ( m 1) A c (13) (α) (β) (γ) (δ) (ε) Σχήµα 10. (α) Παραγωγή κυµατοµορφής φασικής τάσης v an αντιστροφέων NPDCMI και MIFC πέντε επιπέδων µε SPWM διαµόρφωση. (β), (γ), (δ), (ε) Φάσµατα αρµονικών φασικής τάσης αντιστροφέα, φασικής τάσης φορτίου, πολικής τάσης και ρεύµατος φορτίου αντίστοιχα. - 15 -
ΠΙΝΑΚΑΣ VI ΑΛΓΟΡΙΘΜΟΣ ΠΑΡΑΓΩΓΗΣ ΙΑΚΟΠΤΙΚΩΝ ΣΥΝΑΡΤΗΣΕΩΝ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΩΝ NPDCMI, MIFC ΠΕΝΤΕ ΕΠΙΠΕ ΩΝ ΤΑΣΗΣ Σύγκριση της v rx µε την κυµατοµορφή Αλλαγή επιπέδου τάσης v an Περιοχή (ζώνη) που βρίσκεται η v rx + V dc /2 + V dc /4 1/2 p.u < v rx 1.0 p.u 0 + V dc /4 0 p.u < v rx 1/2 p.u - V dc /4 + 0-1/2 p.u < v rx 0 p.u - V dc /2 - V dc /4-1.0 p.u < v rx -1/2 p.u Ο συµβολισµός: σηµαίνει µετάβαση από και προς ένα επίπεδο τάσης. φορέα v cj (j = 1,2,3,4) Τάση εξόδου v xn v rx v c1 + V dc /2 v rx < v c1 + V dc /4 v rx v c2 + V dc /4 v rx < v c2 0 v rx v c3 0 v rx < v c3 - V dc /4 v rx v c4 - V dc /4 v rx < v c4 - V dc /2 Στο Σχ.10 παρουσιάζεται η SPWM διαµόρφωση αντιστροφέων NPDCMI και MIFC πέντε επιπέδων τάσης, όπου φαίνεται η παραγωγή της κυµατοµορφής της φασικής τάσης v an και των ενδιάµεσων επιπέδων τάσης. Η κυµατοµορφή της φασικής τάσης v xn προκύπτει από τη σύγκριση των τριγωνικών κυµατοµορφών φορέα v c1, v c2, v c3, v c4 µε το ηµιτονοειδές σήµα αναφοράς v rx της x φάσης. Ο αλγόριθµος για την παραγωγή των επιπέδων τάσης του αντιστροφέα δίνεται στον Πίνακα VI. Χρησιµοποιήθηκε η διάταξη PD για τα σήµατα φορέα, επειδή µε τη διάταξη αυτή επιτυγχάνεται µικρότερο συνολικό περιεχόµενο αρµονικών της πολικής τάσης του αντιστροφέα. Η τοπολογία και οι κυµατοµορφές εξόδου του αντιστροφέα παρουσιάζονται στο Σχ.4. Το πλάτος της θεµελιώδους συνιστώσας της φασικής V ˆxN,1 και πολικής V ˆab,1 τάσης αντιστροφέα NPDCMI και MIFC δίνεται αντίστοιχα από τις σχέσεις: ˆ Vdc VxN,1 = ma ( o< ma 1, x= a, b, c) (14) 2 ˆ Vdc V = 3 m (15) 2 b,1 a Το πλάτος της παραγόµενης τάσης του αντιστροφέα ρυθµίζεται γραµµικά, µεταβάλλοντας την τιµή του συντελεστή διαµόρφωσης 0 < m a 1.0. Από το φάσµα αρµονικών της φασικής τάσης αντιστροφέων NPDCMI και MIFC (Σχ.10β), παρατηρούµε ότι οι αρµονικές εµφανίζονται στη διακοπτική συχνότητα και σε περιττά πολλαπλάσια αυτής (m f = 1, 3, και n = 0), ενώ πλευρικές αρµονικές άρτιας τάξης (n = 2, 4, ) εµφανίζονται γύρω από περιττά πολλαπλάσια της διακοπτικής συχνότητας και πλευρικές αρµονικές περιττής τάξης (n = 1, 3, ) γύρω από άρτια πολλαπλάσια της διακοπτικής συχνότητας. Το φάσµα αρµονικών της πολικής τάσης (Σχ.10δ) δεν παρουσιάζει αρµονικές στις διακοπτικές συχνότητες και στα πολλαπλάσια αυτής, ενώ οι πλευρικές αρµονικές γύρω από τη διακοπτική συχνότητα και στα πολλαπλάσια της βρίσκονται στις ίδιες θέσεις, όπως και στο φάσµα αρµονικών της φασικής τάσης. 4. ΣΥΓΚΡΙΤΙΚΗ ΠΑΡΟΥΣΙΑΣΗ ΤΩΝ ΧΑΡΑΚΤΗΡΙΣΤΙΚΩΝ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΩΝ ΠΟΛΛΑΠΛΩΝ ΕΠΙΠΕ ΩΝ ΤΑΣΗΣ Στην παρούσα παράγραφο, µε βάση τα αποτελέσµατα προσοµοίωσης στις παραγράφους 2 και 3, εξετάζονται τα χαρακτηριστικά µεγέθη των τριών βασικών τοπολογιών αντιστροφέων πολλαπλών επιπέδων, καθώς και του αντιστροφέα δύο επιπέδων τάσης, προκειµένου να εξαχθούν συγκριτικά αποτελέσµατα. Για το σκοπό αυτό, παρουσιάζονται στο Σχ.11 για χάριν πληρότητας τα φάσµατα αρµονικών των κυµατοµορφών v an,, v an και v ab αντιστροφέα δύο επιπέδων τάσης. Τα µεγέθη που εξετάζονται είναι: το πλάτος της θεµελιώδους συνιστώσας της φασικής και πολικής τάσης, το πλάτος της θεµελιώδους συνιστώσας του ρεύµατος φορτίου, η ανηγµένη συχνότητα όπου εµφανίζεται η πρώτη οµάδα αρµονικών, το συνολικό περιεχόµενο αρµονικών των κυµατοµορφών τάσης και έντασης, το πλάτος και η συχνότητα της επικρατούσας ανώτερης αρµονικής, η τάση αποκοπής, η διακοπτική συχνότητα των ηµιαγωγών, το πλήθος των αναγκαίων ηµιαγωγών στοιχείων ανά φάση του αντιστροφέα και ο αριθµός των ανεξάρτητων πηγών ΣΡ. Για να είναι συγκρίσιµα τα αποτελέσµατα, έχουν ληφθεί οι ίδιες παράµετροι λειτουργίας για όλους τους τύπους αντιστροφέων: V dc = 4800 V, m a = 0.9, m f = 21, f r = 50 Hz, R load = 10 Ohms, L load = 20 mh, T s = 2 10-6 sec, f max = 12.5 KHz. Τα χαρακτηριστικά µεγέθη των αντιστροφέων παρουσιάζονται στον Πίνακα VII. Αναφερόµενοι στον Πίνακα VII, παρατηρούµε τα εξής: - 16 -
(α) (β) (γ) (δ) Σχήµα 11. Φάσµατα αρµονικών κυµατοµορφών εξόδου αντιστροφέα δύο επιπέδων µε SPWM διαµόρφωση (β), (γ), (δ), (ε) Φάσµατα αρµονικών φασικής τάσης αντιστροφέα, φασικής τάσης φορτίου, πολικής τάσης και ρεύµατος φορτίου αντίστοιχα. Τύπος αντιστροφέα ΠΙΝΑΚΑΣ VII ΣΥΓΚΡΙΤΙΚΗ ΠΑΡΟΥΣΙΑΣΗ ΧΑΡΑΚΤΗΡΙΣΤΙΚΩΝ ΜΕΓΕΘΩΝ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΩΝ ΜΕ ΠΗΓΗ ΤΑΣΗΣ Χαρακτηριστικά µεγέθη αντιστροφέα () 1 ( 2) ( 3) ( 4) VˆaN THD (%) (5),1 Vˆan,1 Vˆab,1 Iˆa,1 ( 6) m f,1 d (7) V V V i t ( ) ( ) ( ) ( A ) v ( t ) v ( t ) v ( t ) ( ) an ύο επιπέδων 2158 2158 3739 182.8 117.8 75.8 75.8 8.4 m f m f - 2 MCIC, πέντε επιπέδων 2157 2158 3739 182.7 30.2 26.3 26.3 0.6 2 s m f 2 s m f - 7 NPDCMI & MIFC, πέντε επιπέδων 2154 2153 3729 182.4 33.3 17 17 0.9 m f m f - 10 Τύπος αντιστροφέα ˆ ( 8) V d (%) ( 9) V bv ( V ) ( 10) f sw ( Hz) an Χαρακτηριστικά µεγέθη αντιστροφέα Πλήθος Πλήθος διόδων ενεργών περιορισµού διακοπτών ab a Πλήθος πυκνωτών περιορισµού Πλήθος ανεξάρτητων πηγών ΣΡ ύο επιπέδων 30 4800 m f f r - 6-1 MCIC, πέντε 1 3.5 1200 επιπέδων ( 2 sm f ) f r 4-24 - 6 NPDCMI & 1 MIFC, πέντε 3.9 1200 m f f r επιπέδων 3 18 (NPDCMI) 24 18 (MIFC) 1 (1): Πλάτος θεµελιώδους συνιστώσας φασικής τάσης v an. (2): Πλάτος θεµελιώδους συνιστώσας φασικής τάσης φορτίου v an. (3): Πλάτος θεµελιώδους συνιστώσας πολικής τάσης v ab. (4): Πλάτος θεµελιώδους συνιστώσας ρεύµατος φορτίου i a. (5): Συνολικό περιεχόµενο αρµονικών THD έως την ανώτερη συχνότητα f max = 12.5 KHz. (6): Ανηγµένη συχνότητα γύρω από την οποία εµφανίζεται η πρώτη οµάδα αρµονικών. (7): Ανηγµένη συχνότητα κυριαρχούσας ανώτερης αρµονικής. (8): Πλάτος κυριαρχούσας ανώτερης αρµονικής. (9): Τάση αποκοπής ηµιαγωγών διακοπτών (IGBT s). (10): ιακοπτική συχνότητα ηµιαγωγών διακοπτών. 1. Το πλάτος της θεµελιώδους συνιστώσας των κυµατοµορφών της φασικής τάσης του αντιστροφέα, της φασικής τάσης φορτίου και της πολικής τάσης είναι περίπου το ίδιο για όλους τους τύπους αντιστροφέων (η - 17 -
διαφορά είναι µικρότερη από 0.3%). Το πλάτος της θεµελιώδους συνιστώσας των τάσεων του αντιστροφέα MCIC συµφωνεί µε αυτό που προκύπτει από την εφαρµογή των εξ.(10) και (11), ενώ το πλάτος της θεµελιώδους συνιστώσας των τάσεων των αντιστροφέων NPDCMI, MIFC και δύο επιπέδων τάσης συµφωνεί µε αυτό που προκύπτει από την εφαρµογή των εξ.(14) και (15). 2. Το πλάτος της θεµελιώδους συνιστώσας του ρεύµατος φορτίου είναι το ίδιο για όλους τους τύπους αντιστροφέων. 3. Τις υψηλότερες τιµές THD παρουσιάζει ο αντιστροφέας δύο επιπέδων τάσης. Για την κυµατοµορφή της τάσης v an το χαµηλότερο περιεχόµενο αρµονικών εµφανίζει ο αντιστροφέας MCIC και ακολουθούν οι αντιστροφείς NPDCMI και MIFC µε διαφορά 10 % και ο αντιστροφέας δύο επιπέδων µε διαφορά 290 % (ως ποσοστό επί της χαµηλότερης τιµής). Για τις κυµατοµορφές των τάσεων v an, v ab το χαµηλότερο περιεχόµενο αρµονικών παρουσιάζουν οι αντιστροφείς NPDCMI και MIFC και ακολουθεί ο αντιστροφέας MCIC µε διαφορά 55 % και ο αντιστροφέας δύο επιπέδων µε διαφορά 346 %. 4. Στην κυµατοµορφή του ρεύµατος φορτίου, ο αντιστροφέας MCIC εξασφαλίζει το µικρότερο περιεχόµενο αρµονικών και ακολουθούν οι αντιστροφείς NPDCMI και MIFC µε διαφορά 50 % και ο αντιστροφέας δύο επιπέδων µε διαφορά 1300 %. 5. Στους αντιστροφείς NPDCMI και MIFC και στον αντιστροφέα δύο επιπέδων τάσης η πρώτη οµάδα αρµονικών εµφανίζεται γύρω από τη διακοπτική συχνότητα. Αντιθέτως, στον αντιστροφέα MCIC η πρώτη οµάδα αρµονικών µετατοπίζεται πολύ πιο δεξιά στο φάσµα αρµονικών και µάλιστα εµφανίζεται στην ανηγµένη συχνότητα: 2 s m f = 2*2*21 = 84. Το γεγονός αυτό επιτρέπει τη διαστασιολόγηση φίλτρου εξοµάλυνσης στην έξοδο του αντιστροφέα πολύ µικρών διαστάσεων, σε σχέση µε τις άλλες τοπολογίες αντιστροφέων. 6. Η κυριαρχούσα ανώτερη αρµονική εµφανίζεται πλησιέστερα προς τη θεµελιώδη αρµονική στην περίπτωση των αντιστροφέων NPDCMI και MIFC από ότι στον αντιστροφέα δύο επιπέδων τάσης, όµως το πλάτος της κυριαρχούσας ανώτερης αρµονικής είναι πολύ µικρότερο στους αντιστροφείς NPDCMI και MIFC από ότι στον αντιστροφέα δύο επιπέδων τάσης. 7. Το ύψος της τάσης αποκοπής (V bv ) των ηµιαγωγών στοιχείων στους αντιστροφείς MCIC, NPDCMI και MIFC πέντε επιπέδων τάσης είναι ίσο µε το 1/4 της τάσης αποκοπής των ηµιαγωγών στοιχείων του αντιστροφέα δύο επιπέδων. Εποµένως, στους αντιστροφείς πολλαπλών επιπέδων επιλέγονται ηµιαγωγά στοιχεία µε πολύ µικρότερη τάση αποκοπής σε σύγκριση µε τους αντιστροφείς δύο επιπέδων τάσης. 8. Η διακοπτική συχνότητα των ηµιαγωγών στοιχείων αντιστροφέα δύο επιπέδων τάσης είναι ίση µε τη διακοπτική συχνότητα της κυµατοµορφής της φασικής τάσης εξόδου του αντιστροφέα. Αντιθέτως, στον αντιστροφέα MCIC και τους αντιστροφείς NPDCMI και MIFC η διακοπτική συχνότητα των ηµιαγωγών στοιχείων τους είναι ίση µε το 1/4 και το 1/3 αντίστοιχα της διακοπτικής συχνότητας της κυµατοµορφής της φασικής τάσης εξόδου του αντιστροφέα, περιορίζοντας έτσι τις διακοπτικές απώλειες του αντιστροφέα. 9. Ο αντιστροφέας δύο επιπέδων τάσης απαιτεί το µικρότερο αριθµό ηµιαγωγών στοιχείων. Αντιθέτως, στους αντιστροφείς πολλαπλών επιπέδων χρησιµοποιείται πολλαπλάσιος αριθµός ηµιαγωγών διακοπτών και επιπλέον απαιτείται µεγάλος αριθµός διόδων περιορισµού για τους αντιστροφείς NPDCMI και πυκνωτών περιορισµού για τους αντιστροφείς MIFC. Ακόµη, ο αντιστροφέας MCIC απαιτεί ένα µεγάλο αριθµό ανεξάρτητων πηγών ΣΡ, γεγονός που αποτελεί και το κύριο µειονέκτηµά του. Συγχρόνως, το χαρακτηριστικό αυτό καθιστά τους αντιστροφείς MCIC ως τους πλέον κατάλληλους για συστήµατα µετατροπής ισχύος µε µονάδες ανανεώσιµων πηγών ενέργειας, όπως στοιχεία καυσίµου, φωτοβολταϊκά πλαίσια, κ.λ.π., αφού τα στοιχεία αυτά αποτελούν από µόνα τους ανεξάρτητες πηγές τάσης για τον αντιστροφέα. 5. ΕΦΑΡΜΟΓΕΣ ΑΝΤΙΣΤΡΟΦΕΩΝ ΠΟΛΛΑΠΛΩΝ ΕΠΙΠΕ ΩΝ ΤΑΣΗΣ Αντιστάθµιση αέργου ισχύος (Static Var Generator, SVG). Ο µετατροπέας απορροφά (ή προσφέρει) µόνο άεργο ισχύ από (προς) το δίκτυο και τα διανύσµατα φασικής τάσης και ρεύµατος διαφέρουν µεταξύ τους κατά 90 0, παρέχοντας έτσι τη δυνατότητα αντιστάθµισης αέργου ισχύος στο δίκτυο. Βεβαίως, στην περίπτωση αυτή δεν υφίσταται πρόβληµα ανισοκατανοµής των τάσεων στους πυκνωτές του ζυγού ΣΡ του µετατροπέα (παρ.2ε). Στο Σχ. 12(1) παρουσιάζεται διάταξη SVG µε µετατροπέα πολλαπλών επιπέδων τάσης [13]. Ο µετατροπέας πολλαπλών επιπέδων τάσης, εκτός του ότι εξασφαλίζει µεγαλύτερο βαθµό απόδοσης και µικρότερο περιεχόµενο αρµονικών σε σχέση µε τον αντιστροφέα δύο επιπέδων τάσης, παρέχει επίσης τη δυνατότητα της απευθείας σύνδεσής του στο δίκτυο χωρίς την παρεµβολή µετασχηµατισµού υποβιβασµού. Από το Σχ.12(1α) προκύπτει: r r r V = V + ji X (16) S C C C Όπου: V r S και V r C είναι τα διανύσµατα τάσης της πηγής ΕΡ και του µετατροπέα αντίστοιχα. I r C είναι το διάνυσµα ρεύµατος του µετατροπέα και X C είναι η επαγωγική αντίσταση της αυτεπαγωγής L C που παρεµβάλλεται µεταξύ δικτύου και µετατροπέα. Η πολικότητα και το πλάτος του I r C καθορίζεται από το πλάτος τηςv r C, το οποίο είναι συνάρτηση της συνολικής τάσης του ζυγού ΣΡ και του βαθµού διαµόρφωσης m a του µετατροπέα. Όταν είναι (εξ.16): - 18 -
V r C > V r S, ο µετατροπέας συµπεριφέρεται ως πυκνωτής και προσφέρει άεργο ισχύ στο δίκτυο, ενώ όταν είναι: V r S, ο µετατροπέας απορροφά άεργο ισχύ από το δίκτυο και συµπεριφέρεται ως αυτεπαγωγή [28]. V r C < (1) (2) (3) (4) (5) Σχήµα 12. (1) ιάταξη αντιστάθµισης αέργου ισχύος (SVG) µε µετατροπέα NPDCMI. (2) ιάταξη σύγχρονου ηλεκτρονικού αντισταθµιστή σειράς (SSSC). (3) Σύστηµα FACTS για συµµετρική αντιστάθµιση σε συνθήκες ασύµµετρης λειτουργίας γραµµής µεταφοράς ηλεκτρικής ενέργειας. (4) ιάταξη UPFC µε µετατροπείς πολλαπλών επιπέδων τάσης. (5) ιάταξη ASD MT µε δυνατότητα ανάκτησης ενέργειας µε µετατροπείς NPDCMI τριών επιπέδων τάσης. Σύγχρονος ηλεκτρονικός αντισταθµιστής σειράς (Static Synchronous series Compensator, SSSC). Ο SSSC (Σχ.12.2) παράγει και εγχέει σε σειρά µε τη γραµµή συµµετρικό τριφασικό σύστηµα τάσεων, ανεξάρτητα από την τιµή του ρεύµατος γραµµής, των οποίων το πλάτος και η φάση ρυθµίζεται ταχύτητα µέσω των διακοπτικών συναρτήσεων των ηµιαγωγών. Η διαφορά φάσης των τάσεων του SSSC ως προς τα αντίστοιχα ρεύµατα γραµµής διατηρείται σταθερή και ίση µε 90 0. Εάν η τάση του αντιστροφέα V r C καθυστερεί του ρεύµατος της γραµµής I r, ο αντιστροφέας προσφέρει χωρητική άεργο ισχύ στη γραµµή, µειώνοντας έτσι τη συνολική αντίδραση της γραµµής. Εάν η τάσηv r C προηγείται - 19 -
του I r, ο αντιστροφέας προσφέρει επαγωγική άεργο ισχύ και αυξάνει έτσι την επαγωγική αντίδραση της γραµµής. Ελέγχοντας την τιµή της συνολικής επαγωγικής αντίδρασης της γραµµής µέσω του SSSC, επιτυγχάνεται η διατήρηση της πτώσης τάσης, άρα και της ονοµαστικής τάσης της γραµµής, εντός των επιτρεπτών ορίων ανεξαρτήτως του φορτίου της γραµµής. Σύστηµα FACTS (Flexible AC Transmission Systems, FACTS) συµµετρικής αντιστάθµισης γραµµής µεταφοράς σε συνθήκες σφάλµατος. Ένα τέτοιο σύστηµα παρουσιάζεται στο Σχ.12(3) όπου χρησιµοποιούνται αντιστροφείς NPDCMI [29]. Σε συνθήκες ασύµµετρου σφάλµατος, εάν για παράδειγµα διακοπεί η µια από τις τρεις φάσεις της γραµµής, τότε πρέπει ο συµµετρικός αντισταθµιστής να διασφαλίσει τη συνέχιση της λειτουργίας των υγιών φάσεων χωρίς να επηρεάζεται η συµµετρία του συστήµατος. Τούτο επιτυγχάνεται όταν ο αντιστροφέας NPDCMI στο ένα άκρο της γραµµής ρυθµίζεται να εγχέει και ο αντιστροφέας στο άλλο άκρο της γραµµής να απορροφά τις συνιστώσες µηδενικής και αρνητικής ακολουθίας που προκύπτουν από την ασύµµετρη λειτουργία της γραµµής µεταφοράς. Unified Power Flow Controller, UPFC. Η διάταξη UPFC χρησιµοποιεί δύο µετατροπείς (Σχ.12.4) όπου ο ένας συνδέεται σε σειρά και ο άλλος παράλληλα προς το δίκτυο. Όταν η τάση V r C προηγείται της τάσης V r S κατά 90 0, το ρεύµα γραµµής I r S είναι σε φάση µε την V r S και µεταφέρεται πραγµατική ισχύς στο δίκτυο από τον µετατροπέα σειράς. Εάν τώρα ρυθµιστεί η τάση V r C ώστε να είναι σε φάση µε τηνv r S, το ρεύµα γραµµής καθυστερεί ως προς την 90 0 και εποµένως µεταφέρεται άεργος ισχύς από τον µετατροπέα σειράς προς το δίκτυο. Ο παράλληλος µετατροπέας προβλέπεται για να διατηρεί σταθερή την τάση του πυκνωτή στο ζυγό ΣΡ του µετατροπέα σειράς. Κινητήρια συστήµατα ΜΤ µε αναγεννητική πέδη (Adjustable-Speed Drives, ASD). Στο Σχ.12(5) παρουσιάζεται σύστηµα ASD, το οποίο χρησιµοποιείται ευρέως σε εφαρµογές ΜΤ και διαµορφώνεται από δύο µετατροπείς NPDCMI τριών επιπέδων τάσης µε κοινό ζυγό ΣΡ. Υπό κανονικές συνθήκες ο πρώτος µετατροπέας λειτουργεί ως ανορθωτής και ο δεύτερος µετατροπέας ως αντιστροφέας παρέχοντας ισχύ από το δίκτυο προς το φορτίο. Σε συνθήκες ανάκτησης ενέργειας ο κινητήρας λειτουργεί ως γεννήτρια και αντιστρέφεται η λειτουργία των µετατροπέων, επιστρέφοντας έτσι ενέργεια από το φορτίο προς την πηγή. 6. ΣΥΜΠΕΡΑΣΜΑΤΑ Στην παρούσα εργασία παρουσιάστηκαν αρχικά τα προβλήµατα που εµφανίζουν οι αντιστροφείς δύο επιπέδων τάσης όταν εργάζονται σε εφαρµογές µέσης και υψηλής τάσης. Τα προβλήµατα αυτά αντιµετωπίζονται ικανοποιητικά µε τη χρήση των αντιστροφέων VSMINV. Παρουσιάστηκαν οι τοπολογίες των κυριοτέρων αντιστροφέων πολλαπλών επιπέδων τάσης MCIC, NPDCMI, MIFC, αναλύθηκαν τα χαρακτηριστικά τους, προσοµοιώθηκε η λειτουργία τους µε SPWM διαµόρφωση και δόθηκαν οι αλγόριθµοι παραγωγής των διακοπτικών συναρτήσεων για κάθε τύπο αντιστροφέα. Από τα αποτελέσµατα προσοµοίωσης προέκυψαν οι κυµατοµορφές εξόδου των αντιστροφέων και τα αντίστοιχα φάσµατα αρµονικών. Από τη συγκριτική παρουσίαση των χαρακτηριστικών µεγεθών των αντιστροφέων προέκυψε ότι οι αντιστροφείς πολλαπλών επιπέδων εξασφαλίζουν κυµατοµορφές τάσης εξόδου ηµιτονοειδούς µορφής µε µικρότερο περιεχόµενο αρµονικών και επιτυγχάνουν υψηλότερες τάσεις εξόδου από ότι οι αντιστροφείς δύο επιπέδων µε ηµιαγωγά στοιχεία της ίδιας τάσης αποκοπής. Η διακοπτική συχνότητα των ηµιαγωγών στοιχείων είναι υποπολλαπλάσια της διακοπτικής συχνότητας της κυµατοµορφής της φασικής τάσης εξόδου, γεγονός που εξασφαλίζει στους VSMINV µικρότερες διακοπτικές απώλειες και εποµένως µεγαλύτερο βαθµό απόδοσης. Ο αντιστροφέας MCIC εµφανίζει το µικρότερο περιεχόµενο αρµονικών στις κυµατοµορφές ρεύµατος και φασικής τάσης αντιστροφέα, ενώ οι αντιστροφείς NPDCMI και MIFC παρουσιάζουν το µικρότερο περιεχόµενο αρµονικών στις κυµατοµορφές της φασικής τάσης φορτίου και πολικής τάσης. Οι αντιστροφείς δύο επιπέδων τάσης απαιτούν για την υλοποίησή τους το µικρότερο αριθµό ηµιαγωγών διακοπτών, σε αντίθεση µε τους VSMINV που χρειάζονται µεγαλύτερο αριθµό ηµιαγωγών διακοπτών. Μάλιστα, οι MCIC απαιτούν για την υλοποίησή τους µεγάλο αριθµό ανεξάρτητων πηγών ΣΡ, ενώ οι NPDCMI και MIFC χρειάζονται για την υλοποίησή τους διόδους περιορισµού και πυκνωτές περιορισµού αντίστοιχα, ο αριθµός των οποίων αυξάνει µε την αύξηση του αριθµού των επιπέδων τάσης του αντιστροφέα. Τέλος, παρουσιάστηκαν οι κυριότερες εφαρµογές των VSMINV στη ΜΤ και ΥΤ, όπως σε διατάξεις: SVG, SSSC, FACTS, UPFC και ASD. 7. ΑΝΑΦΟΡΕΣ [1] Bimal K. Bose, Modern Power Electronics and AC Drives, Prentice Hall PTR Edition, 2002. [2] Στέφανος Ν. Μανιάς, Αθανάσιος Καλετσάνος, «Βιοµηχανικά Ηλεκτρονικά», Εκδόσεις Συµεών, 2001. [3] Στέφανος Ν. Μανιάς, «Ηλεκτρονικά Ισχύος», Τόµος Πρώτος, Τετάρτη Έκδοση, Εκδόσεις Συµεών, 2000. [4] J. Rodriguez, J. S. Lai, F. Z. Peng, «Multilevel Inverters : A Survey of Topologies, Controls, and Applications», IEEE Transactions on Industrial Electronics, vol. 49, no. 4, pp. 724-738, August 2002. V r S κατά - 20 -