Electronică Analogică Invertoare-2-
2.3.5. Invertoare autonome polifazate Invertoarele autonome polifazate se pot realiza prin cuplarea convenabilă a m invertoare monofazate. Schema bloc a unui invertor trifazat de acest tip este dată în figură. Invertoarele monofazate I1, I2 şi I3 sunt alimentate în paralel de la aceeaşi sursă de curent continuu, tensiunile lor de ieşire fiind aplicate prin intermediul unui transformator trifazat. Pentru obţinerea tensiunilor trifazate dorite, impulsurile de comandă a tiristoarelor ce intră în componenţa celor trei invertoare trebuie decalate între ele cu 120 0. Invertor trifazat tip paralel Schema bloc a unui invertor trifazat Condensatoarele de comutaţie C1, C2 şi C3 asigură totodată şi puterea reactivă la bornele sarcinii.
2.3.6. Invertoare neautonome cu tiristoare În instalaţiile industriale, circuitele de conversie a puterii realizate cu tiristoare pot funcţiona uneori atât în regim de redresor, cât şi în regim de invertor. acţionarea electrică a unei maşini de curent continuu: În funcţionarea ca motor instalaţia lucrează ca redresor, furnizând energie maşinii de curent continuu. Dacă maşina trece în regim de generator (în cazul frânării electrice, spre exemplu), instalaţia funcţionează ca invertor, transferând energia furnizată de maşină în reţeaua de curent alternativ. O situaţie asemănătoare se întâlneşte în sistemele de transport a energiei de curent continuu în punctele de conectare cu reţelele de curent alternativ. În regim de invertor aceste instalaţii de conversie a energiei se comportă ca invertoare neautonome sau subordonate, deoarece frecvenţa de lucru a acestora este subordonată frecvenţei reţelei de curent alternativ în care se transferă energia. Orice schemă de redresor comandat fără diodă de nul (cu excepţia redresorului monoalternanţă), prevăzut cu o inductanţă suficient de mare în circuitul sursei de curent tensiunea medie redresată de un redresor comandat:continuu, poate fi transformată în invertor neautonom devine negativă dacă α > 90 0
Invertor neautonom monofazat În mod obişnuit, invertoarele neautonome au în componenţa lor transformatoare cu - o înfăşurare primară trifazată şi cu - secundarul cu trei, cu şase sau 12 faze. Transferul energiei în reţeaua de curent alternativ este posibil dacă se inversează polaritatea sistemului de curent continuu în raport cu polaritatea lui în funcţionarea ca redresor şi dacă tiristoarele schemei sunt amorsate la intervale de timp în care anozii lor primesc o tensiune negativă de la înfăşurarea corespunzătoare a transformatorului 1. Tensiunea Ub 2. Tensiunea Ua 3. Tensiunea pe tiristorul T2 4. Tensiunea pe tiristorul T1 5. Impulsurile de comandă
Tiristorul T1, alimentat cu tensiunea u a, este amorsat spre sfârşitul semiperioadei pozitive, în momentul t1; până în acest moment este în conducţie tiristorul T2, alimentat cu tensiunea u b, care este negativă. După amorsarea lui T1 tensiunea sa anodică este mai pozitivă decât tensiunea anodică a lui T2 astfel că T2 se blochează. Procesul de comutaţie durează un interval de timp căruia îi corespunde un unghi γ. După comutaţie, curentul în tiristorul T1 este determinat de suma tensiunii alternative u a şi a tensiunii continue E; până în momentul t2 acţionează tensiunea rezultantă u a + E, iar între momentele t2 şi t3 tensiunea E u a. Datorită inductanţei L, curentul în tiristorul T1 continuă să circule şi după momentul t3 (pe seama energiei acumulate în bobină proporţională cu aria haşurată pe diagramă, deasupra liniei E). Procesul de comutaţie a curentului trebuie să se termine astfel încât tiristorul care a condus să-şi poată recăpăta capabilitatea de a suporta tensiunea în stare de blocare directă, până în momentul t2. Dacă această condiţie nu este satisfăcută, tiristorul va intra din nou în conducţie atunci când tensiunea sa anodică devine pozitivă (în raport cu anodul tiristorului amorsat în momentul t1) şi invertorul intră în regim de avarie. Cu notaţiile folosite în figură putem scrie următoarea condiţie de funcţionare stabilă a invertorului neautonom: β γ +θ r sau: β γ =δ θ r în care: β este unghiul de comandă, măsurat din momentul intersectării curbelor tensiunilor ua şi ub, în sensul defazajului înainte; iar θr este unghiul corespunzător timpului de revenire al tiristorului;
2.4. Reglarea tensiunii de ieşire a invertoarelor În multe situaţii, invertoarele trebuie să asigure şi posibilitatea reglării în limite suficient de largi a raportului dintre tensiunea continuă E şi tensiunea de ieşire U S. De obicei este necesar să se menţină stabilă tensiunea U S când se modifică tensiunea E sau, să se regleze tensiunea U S în funcţie de caracterul sarcinii sau de regimul solicitat de consumator, atunci când tensiunea E este constantă. În funcţie de poziţia circuitului de reglaj (în raport cu schema de bază a invertorului) deosebim următoarele cazuri: regulatorul este situat între invertor şi sursa de curent continuu (figura 2.35); regulatorul este situat între invertor şi reţeaua de curent alternativ (figura 2.36); regulatorul este înglobat în schema invertorului (figura 2.37). Se disting două metode de reglare a tensiunii invertorului: prin variaţia amplitudinii; prin variaţia duratei. În primul caz se modifică valoarea u S max a tensiunii de ieşire, durata impulsurilor rectangulare rămânând constantă. În al doilea caz se modifică durata impulsurilor rectangulare aplicate sarcinii, valoarea amplitudinii menţinându-se constantă şi proporţională tensiunii de intrare. Prima metodă asigură distorsiuni mai mici a tensiunii de ieşire, a doua însă, este mai economică.
CAPITOLUL 3 Circuite de alimentare în comutaţie 3.1. Introducere Circuitele de alimentare în comutaţie (numite şi convertoare curent continuu curent continuu, deoarece transformă energia de curent continuu direct, tot în energie de curent continuu) se întâlnesc în literatura de specialitate sub diverse denumiri: chopper, switch mode power supply (SMPS) în limba engleză sau schaltnetzteil în limba germană. Circuitele de alimentare în comutaţie sunt montaje care lucrează în regim normal la o frecvenţă de 15-50 Hz, folosind un tranzistor rapid, de putere şi tensiune înaltă, în funcţia de comutator rapid. Timpii de comutaţie ai tranzistorului trebuie să fie cât mai reduşi în aşa fel încât să se asigure un randament de conversie ridicat. Tranzistorul este conectat în serie cu o inductanţă de înmagazinare a energiei. Într-o astfel de schemă, tranzistorul joacă rolul unui întrerupător, fiind făcut conductiv doar o parte din perioada ciclului de funcţionare. În acest fel, legătura dintre redresorul tensiunii de reţea şi consumator se face într-un timp limitat. În restul timpului, redresorul este separat de consumator. Ca urmare, curentul de redresor la consumator curge în rate sau cu alte cuvinte este tocat sau choppat, prezentând discontinuităţi
Circuitele de alimentare în comutaţie trebuie să răspundă la următoarele cerinţe: să aibă un randament ridicat (75-95%); să asigure o bună stabilizare a tensiunilor livrate (1-2%) pe o plajă largă de variaţie a tensiunii de reţea; să asigure pentru fiecare tensiune continuă livrată un nivel redus al componentei alternative reziduale (0,1-1%); să aibă fiabilitate ridicată; să aibă volum şi greutate scăzute faţă de alimentatoarele liniare (20-25%) să aibă radiaţii electromagnetice parazite cu nivel cât mai scăzut pentru a nu perturba pe de o parte, funcţionarea celorlalte circuite electronice (a celor alimentate direct şi a celor aflate în preajmă) şi pe de altă parte, pentru a corespunde standardelor de radiaţii. Schema bloc a unui circuit de alimentare în comutaţie este prezentată în figura 3.1.
Fig. 3.1. Schemă bloc alimentator în comutaţie 1. redresor 2. comutator electronic 3. element de înmagazinare a energiei 4. redresor secundar 5. circuit de comandă Tensiunea alternativă de la reţea este redresată şi filtrată cu blocul (1). Urmează comutatorul (2) echipat cu un tiristor rapid de putere sau cu un tranzistor de comutaţie. Acestea joacă rolul unui întrerupător acţionat prin intermediul circuitului de comandă (5) în ritmul unei frecvenţe cuprinse între 15-50 Hz. Perioada de conducţie reprezintă o parte din perioada totală a unui ciclu de funcţionare (T). Legătura dintre redresor şi consumator se realizează astfel, într-un timp limitat, reducându-se energia absorbită de la reţea. Dispozitivul activ care realizează comutarea are, deci, două stări: blocat sau saturat. Prima stare se caracterizează printr-un curent aproape nul şi cădere de tensiune ridicată la bornele dispozitivului de comutare iar cea de-a doua, printr-un curent de valoare ridicată, impus de sarcină şi o cădere de tensiune redusă, apropiată de zero, la bornele elementului regulator (dispozitivul de comutare).
Puterea disipată medie pe elementul de comutare este astfel mult mai redusă comparativ cu cea a circuitelor de alimentare liniare Rezultă astfel un randament mult mărit. Comutatorul este urmat de elementul de înmagazinare a energiei (3), care este o inductanţă serie, paralel sau transformator. Deoarece curentul absorbit de la reţea este intermitent (are frecvenţa dictată de frecvenţa tensiunii de comandă a elementului comutator), este necesar un redresor şi o celulă de filtraj (4), care furnizează tensiunea continuă aplicată sarcinii R S. Pentru a se obţine la ieşire o tensiune continuă stabilizată la variaţia de sarcină şi a tensiunii de reţea, se utilizează un circuit (5) de reglare automată a duratei de conducţie a elementului comutator. Prin intermediul acestuia se realizează cuplarea redresorului tensiunii de reţea la sarcină, pe durate de timp variabile, care depind de mărimea tensiunii de reţea şi a sarcinii. Reglajul se efectuează: fie prin modificarea duratei impulsurilor de comandă pentru deschiderea comutatorului, la o frecvenţă fixă a acestora, fie prin modificarea frecvenţei de repetiţie a impulsurilor la o durată fixă a acestora. Totodată circuitul de comandă permite reglajul manual al tensiunii de ieşire.
Convertoarele curent continuu curent continuu pot fi clasificate după mai multe criterii: a) După modul cum se realizează transferul de energie la sarcină: cu transfer direct de energie sau cu inductanţă serie; cu transfer indirect de energie sau cu inductanţă paralel. b) După modul de reglare a tensiunii de ieşire, există următoarele tipuri: stabilizatoare cu modulare în durată a impulsurilor; stabilizatoare cu modulare în frecvenţă a impulsurilor; stabilizatoare autooscilante. c) După frecvenţa de lucru, stabilizatoarele în comutaţie pot fi : cu frecvenţă liberă de 15-50 KHz, autooscilante; cu frecvenţă fixă; d) După valoarea principalei tensiuni de ieşire, comparativ cu tensiunea de intrare, acestea pot fi: alimentatoare în comutaţie coborâtoare de tensiune; alimentatoare în comutaţie ridicătoare de tensiune. e) După tipul de protecţie folosit pentru elementul de comutare, circuitele de alimentare în comutaţie pot fi: cu protecţie tip clamp (cu diodă condensator şi rezistenţă); cu protecţie cu condensator de defazare; cu protecţie cu grup de defazare. f) După tipul elementelor active utilizate, circuitele de alimentare în comutaţie pot fi: cu dispozitive discrete, tranzistoare şi diode; cu circuite integrate şi dispozitive discrete, tranzistoare şi diode; cu tiristoare, tranzistoare şi diode.
3.2. Convertoare serie sau cu transfer direct de energie energia absorbită de la reţea este stocată în bobina de înmagazinare serie şi transferată sarcinii pe durată de conducţie a elementului de comutare. Acest tip de convertoare mai poartă denumirea de convertoare step-down (buck). 1. forma semnalului de comandă; 2. variaţia tensiunii UCE ; 3. variaţia tensiunii pe inductanţa de înmagazinare a energiei; 4. variaţia curentului de colector; 5. variaţia curentului prin diodă; 6. variaţia curentului prin inductanţă.
Comanda tranzistorului comutator T se realizează prin aplicarea unor impulsuri ale curentului de bază, curba 1. Pe durata T1 tranzistorul este saturat, iar pe durata T2 este blocat, rezultând pentru tensiunea U CE forma de undă din curba 2. Atunci când tranzistorul conduce, dioda D este blocată datorită sensului tensiunii redresate U1. Circulaţia curentului spre sarcină este prezentată cu linie plină. Totodată, are loc şi încărcarea condensatorului CF. În bobină se înmagazinează energia magnetică al cărei sens este indicat cu linie plină. Tensiunea aplicată la bornele bobinei L pe durata T1 este o tensiune continuă egală cu U1-U2 care determină prin inductanţă (datorită fenomenului de autoinducţie) o creştere liniară a curentului, având variaţia totală: În momentul blocării tranzistorului, datorită fenomenului de autoinducţie, curentul va tinde să-şi păstreze sensul şi în acelaşi timp să scadă. Ca urmare, tensiunea la bornele bobinei se inversează ca semn (linia punctată). Dioda D va intra în conducţie şi energia magnetică stocată se transferă sarcinii sub forma unui curent ID liniar descrescător (linia întreruptă). Variaţia totală a acestui curent pe durata T2 este:
Datorită periodicităţii fenomenelor, după o durată care cuprinde un număr de cicluri, se ajunge la o stare de echilibru, caracterizată prin egalitatea ΔI 1L =ΔI 2L. Numărul de cicluri depinde de mărimea sarcinii şi de valoarea condensatorului de filtraj CF. În regim staţionar va rezulta: Factorul de umplere al impulsurilor se defineşte prin relaţia:
3.2.2. Caracteristicile convertorului cu transfer direct de energie avantaj principal: faptul că o parte a energiei este transferată sarcinii când tranzistorul serie este saturat. Acest lucru duce la solicitări mai reduse ale tranzistorului, diodei, condensatorului de ieşire şi bobinei de şoc. Principalul dezavantaj al acestui tip de convertor este reprezentat de faptul că nu se poate realiza o separare galvanică a sarcinii de reţea; în cazul unui scurtcircuit între colectorul şi emitorul tranzistorului serie, întreaga tensiune de intrare se aplică circuitelor de sarcină. Din relaţii, observăm că tensiunea de ieşire este întotdeauna mai mică decât tensiunea de intrare. această sursă în comutaţie poate funcţiona fără a se defecta chiar în lipsa sarcinii. În final trebuie amintit faptul că randamentul convertorului poate atinge 75-80 %, iar gradul de stabilizare este de cca. 1/20, ceea ce înseamnă că la o variaţie a tensiunii de reţea cuprinsă între 180V şi 260V, tensiunea de ieşire variază cu cca. ±1%.
3.3 Convertoare cu transfer indirect de energie energia este în întregime stocată în bobina de şoc când comutatorul este în conducţie, ea transferându-se sarcinii pe durata de blocare a acestuia. Din acest considerent convertorul se mai numeşte şi convertor cu inductanţă de înmagazinare paralel. Acest tip de convertor mai este numit şi convertor CUK (boost converter, sau step-up converter). 1. forma semnalului de comandă; 2. variaţia tensiunii UCE ; 3. variaţia tensiunii pe inductanţa de înmagazinare a energiei; 4. variaţia curentului de colector; 5. variaţia curentului prin diodă; 6. variaţia curentului prin inductanţă.
- Pe durata T1 a impulsului pozitiv de comandă, tranzistorul T este adus în conducţie (saturaţie). -Tensiunea redresată U1 determină un curent de colector, care circulă prin bobina L unde se înmagazinează energia magnetică. -Curentul, datorită fenomenului de autoinducţie, are o formă liniar crescătoare cu o variaţie totală de: -În momentul când în bază tranzistorul primeşte comanda de blocare, curentul prin bobină (datorită fenomenului de autoinducţie) îşi va păstra sensul dar cu tendinţa de scădere. -Ca urmare, tensiunea la bornele bobinei se inversează ca semn (săgeata întreruptă din figură). -Dioda D se va deschide, permiţând transferarea energiei magnetice înmagazinate spre sarcina RS sub forma unui curent liniar descrescător care are o variaţie totală: După un număr de cicluri care depinde de mărimea capacităţii CF, se ajunge la echilibru când există egalitatea: ΔI 1 = ΔI 2
Factorul de umplere al impulsurilor de comandă în baza tranzistorului se defineşte prin coeficientul: Dar: -Pe baza acestei relaţii putem ajunge la concluzia că dacă se variază factorul de umplere al impulsurilor de comandă în mod convenabil, atunci tensiunea de ieşire poate fi făcută independentă de cea de intrare (proces de stabilizare). - O a doua concluzie care se poate trage este că în funcţie de valoarea factorului de umplere, tensiunea de ieşire U2 poate fi mai mică sau mai mare ca tensiunea de intrare U1. Schemă de principiu a unui convertor cu transfer indirect de energie ridicător de tensiune.
3.3.1. Caracteristicile convertorului cu transfer indirect de energie Referindu-ne la schema de bază a convertorului cu transfer indirect de energie, se pot menţiona următoarele particularităţi ale convertorului: tensiunea de ieşire U2 poate fi mai mică sau mai mare decât tensiunea de intrare U1; tensiunea suportată de tranzistor pe perioada blocării este U1+U2, lucru ce duce la o suprasolicitare a acestuia faţă de schema cu transfer direct; datorită faptului că întreaga energie stocată în inductanţă în timpul conducţiei tranzistorului urmează a fi transferată sarcinii pe perioada de blocare, se impune o creştere a secţiunii miezului magnetic, precum şi alegerea unei diode de putere convenabilă; curentul pulsatoriu rezidual la bornele condensatorului CF este mai mare ca la convertorul cu transfer direct, deoarece încărcarea condensatorului are loc numai în timpul conducţiei diodei; nivelul radiaţiilor parazite este mai mare datorită creşterii tensiunii UCE şi a puterilor comutate mari; montajul nu poate funcţiona fără sarcină (RS= ), întrucât există riscul defectării tranzistorului datorită regimurilor tranzitorii care apar pe bobină; în cazul străpungerii tranzistorului, nu există risc pentru circuitele de sarcină întrucât dioda este blocată de tensiunea U1; deoarece întreaga energie transferată sarcinii este stocată iniţial în bobina de şoc, prin utilizarea unui transformator se poate realiza izolarea galvanică a sarcinii faţă de reţea; randamentul este relativ ridicat 70-80%.
3.4. Circuite de protecţie folosite pentru elementul de comutare Întrucât tranzistorul lucrează pe o sarcină inductivă, la blocare pot apare supratensiuni foarte periculoase, cauzate în principal de inductanţele de scăpări ale bobinei sau transformatorului. Totodată, în montajele practice se utilizează şi circuite de protecţie la supratensiune ale tranzistorului comutator aşa cum se arată în figura 3.10. Circuite de protecţie: a) circuit de protecţie tip clamp ; b) protecţie cu condensator de defazare; c) circuit de protecţie cu grup de defazare.
Circuitul de protecţie din figura.a este de tip clamp, fiind compus din componentele D,C şi R. Pe durata unei perioade T, tensiunea la bornele condensatorului C nu trebuie să scadă sub valoarea Ui+nUe. Ca urmare, se alege o constantă de timp RC 10T. La apariţia unei supratensiuni în colectorul tranzistorului T, care depăşeşte tensiunea la care este încărcat condensatorul C, se produce deschiderea diodei D, care cuplează grupul RC cu efect de amortizare. Puterea instantanee disipată pe durata comutării inverse se poate reduce ca în figura.b. prin montarea în paralel pe tranzistor a capacităţii C1 care se comportă ca un scurtcircuit la începutul blocării, defazând creşterea tensiunii U CE. Tensiunea la care se găseşte încărcat condensatorul C1 la sfârşitul perioadei de blocare este Ui+nUe. În momentul când tranzistorul primeşte comanda de intrare în saturaţie, C1 se descarcă puternic prin T, putând avea loc o străpungere secundară, Acesta este principalul dezavantaj al schemei din figura b. O schemă de circuit de defazare eficientă, larg utilizată, este prezentată în figura c. În timpul comutării inverse a tranzistorului, dioda D2 intră în conducţie cuplând condensatorul C1 în colector şi ca urmare intervine efectul de defazare. Pe intervalul de timp când tranzistorul intră în saturaţie, C1 se va descărca cu constanta de timp C1R1, numai pe rezistenţa R1, care preia cea mai mare parte a energiei acumulate în condensatorul C1.