Σχεδίαση Ενισχυτή Χαμηλού Θορύβου στα 35GHz σε Τεχνολογία BiCMOS 130nm για Ka-band εφαρμογές

Transcript

1 ΑΡΙΣΤΟΤΕΛΕΙΟ ΠΑΝΕΠΙΣΤΗΜΙΟ ΘΕΣΣΑΛΟΝΙΚΗΣ ΤΜΗΜΑ ΗΛΕΚΤΡΟΛΟΓΩΝ ΜΗΧΑΝΙΚΩΝ ΚΑΙ ΜΗΧΑΝΙΚΩΝ ΥΠΟΛΟΓΙΣΤΩΝ ΤΟΜΕΑΣ ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΗΣ ΚΑΙ ΥΠΟΛΟΓΙΣΤΩΝ Σχεδίαση Ενισχυτή Χαμηλού Θορύβου στα 35GHz σε Τεχνολογία BiCMOS 130nm για Ka-band εφαρμογές ΔΙΠΛΩΜΑΤΙΚΗ ΕΡΓΑΣΙΑ ΙΩΑΝΝΑ ΑΠΟΣΤΟΛΙΝΑ Επιβλέπων: Αλκιβιάδης Χατζόπουλος, Καθηγητής Α.Π.Θ ΕΡΓΑΣΤΗΡΙΟ ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΗΣ Θεσσαλονίκη, Δεκέμβριος 2017

2

3 Αριστοτέλειο Πανεπιστήμιο Θεσσαλονίκης Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Μηχανικών Υπολογιστών Τομέας Ηλεκτρονικής και Υπολογιστών Εργαστήριο Ηλεκτρονικής Σχεδίαση Ενισχυτή Χαμηλού Θορύβου στα 35GHz σε Τεχνολογία BiCMOS 130nm για Ka-band εφαρμογές ΔΙΠΛΩΜΑΤΙΚΗ ΕΡΓΑΣΙΑ της ΙΩΑΝΝΑΣ ΑΠΟΣΤΟΛΙΝΑ Επιβλέπων: Αλκιβιάδης Χατζόπουλος, Καθηγητής Α.Π.Θ (Υπογραφή)... Αλκιβιάδης Χατζόπουλος Καθηγητής Α.Π.Θ Θεσσαλονίκη, Δεκέμβριος Σ ε λ ί δ α

5 Αριστοτέλειο Πανεπιστήμιο Θεσσαλονίκης Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Μηχανικών Υπολογιστών Τομέας Ηλεκτρονικής και Υπολογιστών Εργαστήριο Ηλεκτρονικής Copyright - All rights reserved Ιωάννα Αποστολίνα, 2017 Με επιφύλαξη παντός δικαιώματος. Απαγορεύεται η αντιγραφή, αποθήκευση και διανομή της παρούσας εργασίας, εξ ολοκλήρου ή τμήματος αυτής, για εμπορικό σκοπό. Επιτρέπεται η ανατύπωση, αποθήκευση και διανομή για σκοπό μη κερδοσκοπικό, εκπαιδευτικής ή ερευνητικής φύσης, υπό την προϋπόθεση να αναφέρεται η πηγή προέλευσης και να αναφέρεται το παρόν μήνυμα. Ερωτήματα που αφορούν κερδοσκοπικό σκοπό θα πρέπει να απευθύνονται στο συγγραφέα. 4 Σ ε λ ί δ α

6 5 Σ ε λ ί δ α

7 Ἡ Ἰθάκη σ ἔδωσε τ ὡραῖο ταξίδι. Χωρὶς αὐτὴν δὲν θἄ βγαινες στ ὸν δρόμο. Ἄλλα δὲν ἔχει νὰ σὲ δώσει πιά. Κι ἂν πτωχικὴ τὴν βρῇς, ἡ Ἰθάκη δὲν σὲ γέλασε. Ἔτσι σοφὸς ποὺ ἔγινες, μὲ τόση πείρα, ἤδη θὰ τὸ κατάλαβες ᾑ Ἰθάκες τί σημαίνουν. K. Π. Καβάφης Στην οικογενειά μου, 6 Σ ε λ ί δ α

8 7 Σ ε λ ί δ α

9 Ευχαριστίες Η παρούσα διπλωματική εκπονήθηκε στα πλαίσια της πρακτικής μου άσκησης στην εταιρεία Infineon Technologies AG στο Villach της Αυστρίας. Όντας ίσως το μεγαλύτερο και σημαντικότερο κομμάτι της μέχρι σήμερα εκπαιδευτικής μου πορείας θα ήθελα να ευχαριστησώ όσους συνέβαλαν, είτε με άμεσο είτε με έμμεσο τρόπο στην πραγματοποίηση αυτής της εργασίας. Αρχικά θα ήθελα να ευχαριστήσω τους καθηγητές Ιωάννη Παπανάνο και Αλκιβιάδη Χατζόπουλο για τη βοήθεια και τη καθοδήγηση καθ όλη τη διάρκεια της διπλωματικής εργασίας, για την εμπιστοσύνη στο άτομο μου που τους οδήγησε στην ανάθεση της σε εμένα καθώς και για την ευκαιρία που μου έδωσαν να εργαστώ σε μια διεθνούς κύρους εταιρεία όπως η Infineon Technologies AG. Θα ήθελα να ευχαριστήσω ιδιαίτερα τους συναδέλφους μου Νικόλαο Αλεξίου και Carlo Rubino για τη πολύτιμη βοήθεια τους, την επίλυση αποριών και τις απόψεις τους πάνω σε διάφορα θέματα σχεδίασης. Επίσης, θα ήθελα να ευχαριστήσω τον Franz Dielacher για την ευκαιρία να εργαστώ στην ομάδα του. Ακόμη, δεν θα μπορούσα να παραλείψω να ευχαριστήσω τους συναδέλφους μου Αριστείδη Αγαθοκλέους, Κωνσταντίνο Γαλανόπουλο, Χρήστο Θώμο, Νικόλαο Σταματόπουλο, Chiara Mariotti και Simone Scilabra για την καλή διάθεση για συνεργασία όσο και για τις συζητήσεις και συναντήσεις που είχαμε. Σημαντική για εμένα ήταν και η συμβολή των φίλων μου όχι μόνο στην εκπόνηση της διπλωματικής αλλά σε όλη την πορεία μου μέχρι τώρα. Θα ήθελα λοιπόν να ευχαριστήσω για τη συμπαράσταση και τη βοήθεια που μου προσέφεραν όλα αυτά τα χρόνια καθώς και για όλες τις καλές αναμνήσεις και στιγμές που έχω μοιραστεί μέχρι τώρα μαζί τους. Τέλος, θα ήθελα να ευχαριστήσω την οικογένεια μου. Ευχαριστώ για την ανιδιοτελή αγάπη και στήριξη που μου προσφέρουν καθημερινά στο ταξίδι της ζωής μου καθώς και την παιδεία που με βοήθησαν να αποκτήσω μέσα στα χρόνια, υπό την ευρεία έννοια. Χωρίς αυτή δεν θα ήταν δυνατή η πραγματοποίηση αυτής της εργασίας και γενικότερα η σταδιοδρομία μου μέχρι και σήμερα. 8 Σ ε λ ί δ α

10 9 Σ ε λ ί δ α

11 Περίληψη Η παρούσα διπλωματική εργασία έχει ως θέμα τη σχεδίαση ενός ενισχυτή Χαμηλού θορύβου (Low Noise Amplifier, LNA) στα 35GHz σε BiCMOS τεχνολογία 130nm. Οι ενισχυτές χαμηλού θορύβου είναι ενισχυτές που ενισχύουν ένα σήμα αρκετά χαμηλής ισχύος, συνήθως από μια κεραία όπου τα σήματα είναι αρκετά ασθενή και πρέπει να ενισχυθούν χωρίς να προστεθεί θόρυβος. Οι εφαρμογές για τις οποίες σχεδιάστηκε είναι αυτές της ka-ζώνης δηλαδή της ζώνης συχνοτήτων των 26GHz έως 40GHz. Στη συνέχεια, αναφέρονται οι τεχνικές σχεδίασης, οι προδιαγραφές και οι προκλήσεις που τίθενται κατά τη διαδικασία σχεδίασης. Το κύριο τμήμα της εργασίας αποτελεί η σχεδίαση ενός ενισχυτή δύο σταδίων με στόχο την επίτευξη προδιαγραφών χαμηλού θορύβου, υψηλής γραμμικότητας, υψηλού κέρδους και ευστάθειας. Το πρώτο στάδιο βελτιστοποιείται ώστε να έχουμε χαμηλή τιμή θορύβου και λειτουργία υψηλού κέρδους ενώ το δεύτερο στάδιο στοχεύει σε υψηλή γραμμικότητα και ένα υψηλό σημείο συμπίεσης 1-dB. Επιπρόσθετα, σκοπός της διπλωματικής αυτής είναι η ανάλυση του κυκλώματος σχεδίασης σε όρους σχεδίασης, απόδοσης και πολλών άλλων παραμέτρων. Το κύκλωμα το οποίο σχεδιάστηκε παρουσιάζει αποτελέσματα συγκρίσιμα με ήδη υπάρχουσες διατάξεις. Λέξεις κλειδιά: Ενισχυτής Χαμηλού Θορύβου, 35GHz, 130nm, BiCMOS 10 Σ ε λ ί δ α

12 11 Σ ε λ ί δ α

13 Abstract This thesis reviews the design of a low noise amplifier (LNA) at 35GHz in BiCMOS technology of 130nm. Low Noise Amplifiers are amplifiers for weak low power signals that should be amplified without degrading noise. LNA design of this statement is used for ka-band applications (26GHz - 40GHz). Afterwards, design techniques, specifications and difficulties during design are referred. Main part of thesis consists of the design of a 2-stage low noise amplifier for achieving simultaneously low noise figure, high linearity, high gain and stability. First stage is optimized in a way to achieve low noise figure and high gain of the topology and the second stage aims to achieve high linearity and high 1-dB compression point. Moreover, target of this thesis is to analyze amplifier's circuit design in terms of design, performance and many other parameters. Circuit that is designed shows very good results that can be compared with existing designs of LNAs. Keywords: Low Noise Amplifier, 35GHz, 130nm, BiCMOS 12 Σ ε λ ί δ α

14 Περιεχόμενα Εισαγωγή Ενισχυτής Χαμηλού Θορύβου Ραδιοφωνικών Συχνοτήτων Τεχνολογίες για LNA Σύγκριση BJT και CMOS για LNA Προδιαγραφές Οργάνωση Διπλωματικής Εργασίας... 6 Θεωρητικό Υπόβαθρο Εισαγωγή Βασικά Κριτήρια Επίδοσης Ενισχυτών Χαμηλού Θορύβου Χαρακτηρισμός με βάση τις παραμέτρους σκέδασης [4][5] Θόρυβος [6] Κριτήρια Γραμμικότητας Προσαρμογή Μετασχηματισμός Φορτίου Προσαρμογή με χρήση του χάρτη Smith Ευστάθεια Θεωρία Γραμμών Μεταφοράς [4][5] Βασικές Αρχιτεκτονικές Ενισχυτών Χαμηλού Θορύβου Εισαγωγή LNA Στενής και Ευρείας Ζώνης LNA στενής ζώνης LNA ευρείας ζώνης Απλής Εξόδου και Διαφορικοί Ενισχυτές Γενικές τοπολογίες ενισχυτών Χαμηλού Θορύβου Ενισχυτής κοινής πηγής με επαγωγική ανάδραση Ενισχυτής κοινής πύλης Ενισχυτής Διακλάδωσης Ανάδρασης Σχεδίαση LNA δύο σταδίων Εισαγωγή Στάδιο Εισόδου Ταυτόχρονη Προσαρμογή Εισόδου και Θορύβου Κύκλωμα Πόλωσης Πρώτου Σταδίου Σ ε λ ί δ α

15 4-2-3 Αποτελέσματα Προσομοιώσεων Σταδίου Εισόδου Στάδιο Εξόδου Κασκοδική Συνδεσμολογία Εξόδου Κύκλωμα Πόλωσης Σταδίου Εξόδου Αποτελέσματα Προσομοιώσεων Σταδίου Εξόδου Συνδυασμός Πρώτου και Δεύτερου Σταδίου Ενδιάμεση Προσαρμογή Σταδίων Αποτελέσματα Προσομοιώσεων LNA 2 σταδίων Συμπεριφορά του κυκλώματος σε μεταβολές της θερμοκρασίας και της τροφοδοσίας Μεταβολή της θερμοκρασίας Μεταβολή της τάσης τροφοδοσίας Συμπεριφορά του κυκλώματος σε μεταβολές process και mismatch Εισαγωγή προστασίας από ηλεκτροστατική εκκένωση (ESD Protection) Σύγκριση με ήδη υπάρχουσες διατάξεις Φυσική Σχεδίαση Τμημάτων LNA 2-σταδίων Εισαγωγή Metal Stack Σχεδίαση Πηνίου Εκφυλισμού Πρώτου Σταδίου Σχεδίαση Balun με Μεσαία Λήψη Σχεδίαση της φυσικής μορφής των Transistors Σταδίου Εισόδου και Εξόδου Συμπεράσματα και Μελλοντική εργασία Συμπεράσματα Μελλοντική Εργασία Σ ε λ ί δ α

16 15 Σ ε λ ί δ α

17 1 Σ ε λ ί δ α

18 Κεφάλαιο 1 Εισαγωγή 1-1 Ενισχυτής Χαμηλού Θορύβου Ραδιοφωνικών Συχνοτήτων Στις μέρες μας οι τηλεπικοινωνιακές εφαρμογές καταλαμβάνουν μια σημαντική θέση στο τεχνολογικό τοπίο. Η καθημερινότητα των ανθρώπων περιλαμβάνει μια πληθώρα δραστηριοτήτων, οι οποίες στηρίζονται στην επικοινωνία μεταξύ τους. Στο βάθος κάθε τηλεπικοινωνιακής εφαρμογής υπάρχουν τα συστατικά που την υλοποιούν. Αυτά είναι κατά κύριο λόγο ηλεκτρονικά κυκλώματα, τα οποία συνδέονται μεταξύ τους για να σχηματίσουν πολύπλοκα συστήματα και εφαρμογές. Οι δύο κύριες οντότητες ενός τηλεπικοινωνιακού συστήματος είναι ο πομπός και ο δέκτης. Ο πομπός επεξεργάζεται και μετατρέπει το σήμα στην κατάλληλη συχνότητα και μορφή που επιβάλλει το κανάλι. Το σήμα στη συνέχεια μετατρέπεται σε ηλεκτρομαγνητικό κύμα στη κεραία και μεταδίδεται στο μέσο. Ο δέκτης από την άλλη πλευρά δέχεται το σήμα που στάλθηκε σε μορφή ιδιαίτερα εξασθενημένη λόγω της διέλευσης του μέσω του καναλιού. Σκοπός του είναι, αφού το λάβει να το επεξεργαστεί ώστε να μας δώσει την αρχική του μορφή. Μια τυπική μορφή δέκτη φαίνεται στο σχήμα 1-1. Σχήμα 1-1 Υπερετερόδυνος Δέκτης 2 Σ ελί δα

19 Το ιδιαίτερα εξασθενημένο σήμα εισέρχεται στην είσοδο του πρώτου ενισχυτή (αριστερά), ο οποίος θα πρέπει να ενισχύσει το σήμα ικανοποιητικά ώστε να μπορεί να επεξεργαστεί από τις επόμενες βαθμίδες. Το σήμα αυτό έχει ενσωματωθεί σε ένα σήμα υψηλής συχνότητας καθώς οι χαμηλές συχνότητες δεν μπορούν να μεταδοθούν μέσω του αέρα και πρέπει να επανέλθει στην αρχική χαμηλή συχνότητα ώστε να επεξεργαστεί από το δέκτη. Ο μείκτης πολλαπλασιάζει το σήμα αυτό με το σήμα του τοπικού ταλαντωτή. Ο μείκτης εξάγει δύο σήματα. Το ένα σήμα έχει ως συχνότητα το άθροισμα των συχνοτήτων των σημάτων εισόδου και το άλλο έχει ως συχνότητα τη διαφορά τους. Στο δέκτη κρατάμε τη διαφορά τους και το άλλο σήμα φιλτράρεται από ένα κατωπερατό φίλτρο. Το σήμα που μένει ενισχύεται και περνά στον αποδιαμορφωτή (demodulator). Ο τελευταίος απομακρύνει το σήμα υψηλής συχνότητας στο οποίο έχει ενσωματωθεί το αρχικό σήμα και μας δίνει το σήμα στην γνήσια μορφή του. Τέλος, το σήμα αυτό ενισχύεται και είναι ίδιο με αυτό που εισήλθε στον πομπό προς επεξεργασία. Μια πολύ σημαντική παράμετρος των συστημάτων αυτών είναι ο θόρυβος. Σαν θόρυβο μπορούμε να θεωρήσουμε γενικά οποιοδήποτε ανεπιθύμητο σήμα το οποίο εμφανίζεται στις εφαρμογές μας. Αυτός μπορεί να είναι σήματα από γειτονικά κανάλια ή σήματα τα οποία γεννιούνται στο εσωτερικό των κυκλωμάτων και έχουν να κάνουν με την κίνηση των φορέων φορτίου (οπές, ηλεκτρόνια). Κάθε σύστημα επομένως, ακόμα και αν λειτουργεί σε περιβάλλον χωρίς κανένα σήμα θα παράγει κάποιο σήμα θορύβου, το οποίο θα έχει μικρό πλάτος και ισχύ. Τα σήματα που χειρίζεται ένας δέκτης φθάνουν σε αυτόν σε πολύ ασθενή μορφή. Αν το σήμα αυτό είναι πάρα πολύ εξασθενημένο και το πλάτος του είναι μικρότερο από το πλάτος του θορύβου το σύστημα δε θα μπορέσει να το αναγνωρίσει καν, πόσο μάλλον να το επεξεργαστεί. Θα το ερμηνεύσει ως θόρυβο και θα είναι σαν να μην εισήλθε σε αυτόν. Για να μπορέσει λοιπόν ένα σύστημα να χειριστεί πολύ μικρά σήματα στην είσοδο, πρέπει να παράγει όσο το δυνατόν λιγότερο θόρυβο. Όπως θα δούμε παρακάτω, ο θόρυβος ενός συνόλου συστημάτων που συνδέονται σε αλυσίδα (cascade) εξαρτάται από το θόρυβο και το κέρδος της πρώτης βαθμίδας. Επομένως, ο ενισχυτής μετά την κεραία πρέπει να εισάγει στο σύστημα όσο το δυνατό λιγότερο θόρυβο και επιπλέον να παρουσιάζει αξιόλογο κέρδος. Ο ενισχυτής αυτός ονομάζεται ενισχυτής χαμηλού θορύβου (Low Noise Amplifier, LNA) και αποτελεί το 3 Σ ε λ ί δ α

20 πιο κρίσιμο στοιχείο του δέκτη, αφού είναι αυτό που στην ουσία καθορίζει πόσο καλά ο τελευταίος θα αναγνωρίζει και θα επεξεργάζεται τα μικρά σήματα. Σκοπός αυτής της εργασίας είναι η σχεδίαση ενός ενισχυτή χαμηλού θορύβου, ο οποίος παρουσιάζει πολύ χαμηλό θόρυβο σε συνδυασμό με αξιόλογο κέρδος και ευσταθή λειτουργία. Ο ενισχυτής αυτός σχεδιάζεται για να λειτουργεί ικανοποιητικά στο εύρος συχνοτήτων GHz. 1-2 Τεχνολογίες για LNA Για να πετύχουμε όλες τις απαιτήσεις, διαφορετικές τεχνολογίες χρησιμοποιούνται. Τα σημερινά ασύρματα συστήματα εφαρμόζονται πάνω σε προαπαιτούμενα όπως χαμηλό κόστος, υψηλή επίδοση και υψηλή ενσωμάτωση. Για εφαρμογές υψηλής επίδοσης, ΙΙΙ-V επεξεργασμένες τεχνολογίες όπως η InP και GaAs είναι διαθέσιμες [10]. Οι ΙΙΙ-V ημιαγωγές τεχνολογίες παρέχουν τις HEMT και HBT συσκευές, που χρησιμοποιούν τρόπο λειτουργίας ετεροεπαφής. Η ετεροεπαφή δημιουργείται χρησιμοποιώντας διαφορετικά bandgap υλικά όπως GaAs, lnp, SiGe [11]. H κατασκευή συσκευής και οι ιδιότητες μεταβάλλονται ώστε να έχουμε καλή απόδοση στις πολύ υψηλές συχνότητες. Ο πίνακας 1-1 συγκρίνει την απόδοση των HBT και HEMT [1]. Για εφαρμογές πολύ υψηλών συχνοτήτων τεχνολογίες όπως GaAs HEMT, GaAs MESFET και SiGe HBT χρησιμοποιούνται συνήθως. Ο πίνακας 1-2 συγκρίνει διαφορετικές τεχνολογίες σε σχέση με τη τιμή θορύβου και το κόστος τους [2]. Από τους πίνακες αντιλαμβανόμαστε ότι η χρήση SiGe τεχνολογία είναι μια αρκετά καλή επιλογή σε θέμα θορύβου και απόδοσης. 4 Σ ε λ ί δ α

21 Χαρακτηριστική Παράμετρος HEMT HBT Συμπέρασμα ft M H HBT υψηλότερη ταχύτητα fmax H L ΗΕΜT την υψηλότερη συχνότητα Τιμή Θορύβου L H ΗΕΜT καλύτερη για LNA IP3/Pdc M H HBT καλύτερη για χαμηλές συχνότητες Πίνακας 1-1 Πίνακας σύγκρισης διαφορετικών τεχνικών κατασκευής Τεχνολογία Θόρυβος Κόστος ανά mm 2 InP phemt Πολύ καλός 10 GaAs phemt Πολύ καλός 2 GaAs HBT Καλός 2 Si CMOS Αρκετά καλός 0.01 Πίνακας 1-2 Σύγκριση τεχνολογιών σε σχέση με θόρυβο και κόστος 1-3 Σύγκριση BJT και CMOS για LNA Η σχεδίαση ενός ενισχυτή χαμηλού θορύβου μπορεί να γίνει τόσο με τη χρήση CMOS τρανζίστορ όσο και BJT τρανζίστορ σε πολύ υψηλές συχνότητες. Η επιλογή αυτή γίνεται με βάση τις προϋποθέσεις που έχουν τεθεί για τον ενισχυτή. Κύρια πλεονεκτήματα της σχεδίασης με διπολικά τρανζίστορ είναι η επίτευξη χαμηλότερης τιμής θορύβου συγκριτικά, το υψηλότερο κέρδος και η ικανοποιητική απόκριση στη συχνότητα. Από την άλλη πλευρά, με τη χρήση CMOS η γραμμικότητα του κυκλώματος παρουσιάζεται καλύτερη και η προσαρμογή της εισόδου γίνεται με πιο εύκολο τρόπο σε σύγκριση με τις διατάξεις που περιέχουν διπολικά τρανζίστορ [12]. 5 Σ ε λ ί δ α

22 1-4 Προδιαγραφές H απαίτηση τιμής θορύβου του δέκτη, μπορεί να προκύψει από της εξίσωση ευαισθησίας η οποία αντιπροσωπεύεται από την εξίσωση: (1-1) Όπου είναι θερμική ισχύς θορύβου σε θερμοκρασία δωματίου, λόγος bit ενέργειας προς φασματική πυκνότητα και PG το κέρδος επεξεργασίας [3]. Οι προϋποθέσεις που θέτουμε για τις ka-εύρους ζώνης εφαρμογές για τις οποίες θα χρησιμοποιηθεί ο ενισχυτής μας είναι: Παράμετρος Τιμή Τεχνολογία 0,13μm SiGe BiCMOS Εύρος Συχνοτήτων[GHz] Tιμή Θορύβου[dB] <3 [db] >10 [db] >12 Πίνακας 1-3 Προδιαγραφές Σχεδίασης Ενισχυτή Χαμηλού Θορύβου 1-5 Οργάνωση Διπλωματικής Εργασίας Στο δεύτερο κεφάλαιο, παρουσιάζεται το θεωρητικό υπόβαθρο που απαιτείται ώστε να υπάρχει πλήρης κατανόηση των εννοιών που εμφανίζονται καθόλη την έκταση του κειμένου της διπλωματικής αυτής εργασίας. Αναλύονται τα βασικά κριτήρια επίδοσης ενός ενισχυτή χαμηλού θορύβου και δίνονται οι ορισμοί της προσαρμογής εισόδου (input matching), του χάρτη Smith και των γραμμών μεταφοράς (transmission lines). Στο τρίτο κεφάλαιο, οι βασικοί τύποι και τοπολογιές των ενισχυτών χαμηλού θορύβου αναλύονται. Οι ορισμοί των LNA ευρείας και στενής ζώνης, απλής εξόδου και διαφορικοί δίνονται αναλυτικά. Στο τέταρτο κεφάλαιο, αναλύεται η σχεδίαση του ενισχυτή δύο σταδίων με το πρώτο στάδιο να σχεδιάζεται έτσι ώστε να επιτυγχάνεται χαμηλή τιμή θορύβου και 6 Σ ε λ ί δ α

23 προσαρμογή ταυτόχρονα. Για την συμπλήρωση της ανάλυσης χρησιμοποιούμε ένα διαφορικό στάδιο. Τέλος, παρουσιάζονται αναλυτικά τα αποτελέσματα των επιμέρους σταδίων καθώς και η απόδοση της τελικής διάταξης. Στο πέμπτο κεφάλαιο, παρουσιάζονται τμήματα της φυσικής διάταξης (physical layout) του ενισχυτή ώστε να έχουμε πλήρη εκτίμηση των παρασιτικών που εμφανίζονται στα τρανζίστορ του κυκλώματος μας. 7 Σ ε λ ί δ α

24 Κεφάλαιο 2 Θεωρητικό Υπόβαθρο 2-1 Εισαγωγή Βασική προϋπόθεση κατά την κατασκευή ενός ενισχυτή χαμηλού θορύβου είναι η επίτευξη χαμηλού θορύβου, όπως υποδηλώνει και το ίδιο του το όνομα, χαμηλές απώλειες επιστροφής εισόδου, υψηλό κέρδος, υψηλό σημείο συμπίεσης και γραμμικότητα. Πως όμως μπορούν να επιτευχθούν όλα αυτά; Ο LNA θα πρέπει να είναι ταυτόχρονα προσαρμοσμένος στην είσοδο και για τον θόρυβο ώστε να επιτευχθεί χαμηλή τιμή θορύβου και χαμηλές απώλειες εισόδου. Για να επιτύχουμε υψηλό κέρδος σε πολύ υψηλές συχνότητες χρησιμοποιούμε τεχνικές οι οποίες θα συζητηθούν παρακάτω. Στο συγκεκριμένο κεφάλαιο, αναφέρονται τα βασικά κριτήρια με τα οποία αξιολογείται η επίδοση του ενισχυτή χαμηλού θορύβου καθώς και θεμελιώδεις έννοιες για τη κατανόηση της σχεδίασης του ενισχυτή. 2-2 Βασικά Κριτήρια Επίδοσης Ενισχυτών Χαμηλού Θορύβου Χαρακτηρισμός με βάση τις παραμέτρους σκέδασης [4][5] Ένας ενισχυτής κατά τη γραμμική λειτουργία του μπορεί να περιγραφεί από τις παραμέτρους σκέδασης ή s-παραμέτρους. Για δίκτυα χαμηλών συχνοτήτων συνήθως χρησιμοποιούνται οι z, οι y, οι h ή οι ABCD παράμετροι. Στις υψηλές συχνότητες όμως η χρήση των παραπάνω είναι δύσκολη έως αδύνατη. Αυτό οφείλεται στο γεγονός ότι για 8 Σ ε λ ί δ α

25 να μετρηθούν οι παραπάνω παράμετροι απαιτούνται ανοιχτοκυκλώματα και βραχυκυκλώματα θυρών, τα οποία είναι πολύ δύσκολο να υλοποιηθούν για μεγάλο εύρος ζώνης στις μικροκυματικές συχνότητες. Επίσης, τα μικροκυματικά transistors υπό συνθήκες ανοιχτοκυκλώματος και βραχυκυκλώματος είναι πολύ πιθανό να ταλαντώσουν. Επομένως, είναι αναγκαία η χρήση μιας άλλης αναπαράστασης, η οποία λαμβάνει υπ όψη της τον κυματικό χαρακτήρα των μεγεθών στα κυκλώματα μικροκυματικών συχνοτήτων και περιγράφει το δίθυρο με βάση τα προσπίπτοντα και τα ανακλώμενα κύματα στις θύρες του. Παρά το γεγονός ότι οι s- παράμετροι μπορούν να περιγράψουν ένα σύστημα με N-θύρες η ανάλυση μας εδώ θα περιοριστεί στις 2 θύρες. Σχήμα 2-1 Ανάλυση Διθύρου με χρήση s-παραμέτρων Στο σχήμα 2-1 φαίνεται ένα δίθυρο στις θύρες του οποίου εμφανίζονται οι κανονικοποιημένες μορφές της κυματικής τάσης. Ο ορός α1 αντιπροσωπεύει το προσπίπτον κύμα, ενώ το β1 το ανακλώμενο κύμα. Αντίστοιχα, στη θύρα εξόδου το β2 το εξερχόμενο κύμα και το α2 το ανακλώμενο λόγω πιθανής έλλειψης προσαρμογής. Για την περιγραφή της σχέσης των κυματικών τάσεων αi και είναι γραμμικό, μπορούμε να γράψουμε: βi, και εφόσον το δίθυρο Τα Sij (2-1) (2-2) ονομάζονται παράμετροι σκέδασης, εν γένοι είναι μιγαδικοί αριθμοί και απεικονίζονται συνήθως σε db. Oι συγκεκριμένες παράμετροι ορίζονται ως εξής: (2-3) 9 Σ ε λ ί δ α

26 (2-4) (2-5) (2-6) Στην εν προκειμένω περίπτωση κάθε παράμετρος από τις παραπάνω δίνει κάποια σημαντική πληροφορία για τον ενισχυτή. Η παράμετρος είναι ο συντελεστής ανάκλασης εισόδου με την έξοδο τερματισμένη στη χαρακτηριστική της αντίσταση, δηλαδή όταν έχουμε πλήρη προσαρμογή. Αντίστοιχο μέγεθος για την έξοδο αποτελεί η παράμετρος. Πρόκειται για το συνελεστή ανάκλασης στην έξοδο με την είσοδο τερματισμένη στη χαρακτηριστική της αντίσταση. Επιπλέον, το τετράγωνο της παραμέτρου S21 αποτελεί το κέρδος ισχύος σε συνθήκες προσαρμογής, ενώ, τέλος η παράμετρος S12 αποτελεί μια εκτίμηση της απομόνωσης του ενισχυτή από την έξοδο στην είσοδο, που η μείωσή της είναι πολύ σημαντική για την ευστάθειά του κυκλώματος μας. Μια άλλη παρατήρηση βασίζεται στο γεγονός ότι οι S παράμετροι είναι συντελεστές ανάκλασης και μετάδοσης, όχι όμως με την γενική έννοια του όρου. Κι αυτό γιατί παριστάνουν σχέσεις μεταξύ προσπίπτοντος και ανακλώμενου κύματος με τις θύρες προσαρμοσμένες στη χαρακτηριστική τους αντίσταση αποτελώντας έτσι στοιχείο ταυτότητας για κάθε δικτύου. Οι συντελεστές ανάκλασης και μετάδοσης έχουν πιο γενικό νόημα, καθώς περιγράφουν τις σχέσεις μεταξύ των παραπάνω ποσοτήτων ανεξάρτητα από τις εμπεδήσεις τερματισμού. Σε περίπτωση που η τελευταίες είναι ίσες με αυτές των θυρών, οι συντελεστές ανάκλασης και μετάδοσης ταυτίζονται με τις S παραμέτρους. Η μελέτη αυτών των παραμέτρων κατά τη σχεδίαση του κυκλώματος κρίνεται ιδιαίτερα σημαντική. Η παράμετρος πρέπει να έχει τιμή τέτοια ώστε να έχουμε όσο το δυνατόν μικρότερη ανάκλαση του εισερχόμενου σήματος και αντίστοιχα η τέτοια ώστε να έχουμε την ελάχιστη δυνατή ανάκλαση στην έξοδο. Η συνεισφέρει στον έλεγχο της απομόνωσης του ενισχυτή απο πιθανά σήματα τα οποία θα εισέλθουν απο την έξοδο του ενισχυτή και η η οποία δίνει εκτίμηση του μέγιστου κέρδους ισχύος του ενισχυτή σε λειτουργία ασθενούς σήματος. Θα πρέπει να σημειωθεί ότι οι παράμετροι σκέδασης, αποτελούν ένα χρήσιμο εργαλείο μόνο υπό την προϋποθεση οτι 10 Σ ε λ ί δ α

27 ο ενισχυτής χαμηλού θορύβου λειτουργεί στη γραμμική περιοχή. Η προσαρμογή εισόδου και εξόδου που αναφέρθηκαν παραπάνω θα αναλυθούν στις παρακάτω υποενότητες Θόρυβος [6] Η απόδοση των συστημάτων που λειτουργούν στις ραδιοφωνικές συχνότητες περιορίζεται από το θόρυβο. Αν δεν υπήρχε θόρυβος, τότε οι δέκτες θα μπορούσαν να εντοπίσουν αυθαίρετα μικρές εισόδους. Κάτι τέτοιο θα καθιστούσε δυνατή την επικοινωνία μεταξύ σημείων που βρίσκονται σε αυθαίρετα μεγάλες αποστάσεις μεταξύ τους. Προκειμένου να μελετηθεί η θορυβική συνεισφορά ενός κυκλώματος πρέπει να υπολογιστούν οι επιμέρους θορυβικές συνεισφορές των στοιχείων που το αποτελούν (αντιστάσεις, δίοδοι, transistors κτλ). Για να γίνει αυτό δυνατό έχουν αναπτυχθεί θορυβικά μοντέλα, τα οποία βασίζονται στις πηγές θορύβου που κάνουν αισθητή την παρουσία τους κατά τη λειτουργία των στοιχείων. Υπάρχουν πολλά είδη θορύβου όπως θερμικός θόρυβος, θόρυβος βόλης και θόρυβος 1/f. Για όλα αυτά τα ήδη θορύβου υπάρχει εκτεταμένη βιβλιογραφία για τη μελέτη και την περιγραφή τους. Εδώ θα επικεντρωθούμε στον τρόπο μέτρησης του θορύβου σε έναν ενισχυτή και το λόγο για τον οποίο ο LNA είναι τόσο σημαντικός στο δέκτη. Ο παράγοντας που χρησιμοποιείται για την μέτρηση του θορύβου είναι ο παράγοντας θορύβου (Noise Factor) ο οποίος ορίζεται ως ο λόγος του ωφέλιμο σήματος της γραμμής στην είσοδο πρός το ωφέλιμο σήμα της γραμμής στην έξοδο. Ουσιαστικά, ο παράγοντας αυτός μας δείχνει πόσο θόρυβο προσθέτει στο σήμα ένα κύκλωμα. Συνήθως χρησιμοποιείται η παράμετρος Noise Figure που είναι ο παράγοντας θορύβου εκφρασμένος σε db. Παρακάτω παρατίθενται οι ορισμοί των παραπάνω παραμέτρων αναλυτικά: (2-7) NF = 10 logf (2-8) Ο LNA είναι πολύ σημαντικός και ο λόγος είναι εμφανής από την εξίσωση το υ Friis για ένα τηλεπικοινωνιακό σύστημα όπως είναι ο δέκτης. Η εξίσωση του Friis φαίνεται παρακάτω: 11 Σ ε λ ί δ α

28 . (2-9) (2-10) H εξίσωση Friis φανερώνει ότι στο συνολικό θόρυβο ο οποίος εισέρχεται μέσα στο δέκτη τη σημαντικότερη συνεισφορά την έχει ο LNA. Πιο αναλυτικά, ο παράγοντας θορύβου κάθε σταδίου είναι ίσος με το λόγο F-1 του προηγούμενου σταδίου προς το κέρδος του προηγούμενου σταδίου γι αυτό και ο ενισχυτής θα πρέπει να εισάγει όσο το δυνατόν λιγότερο θόρυβο. Θα δούμε ότι μεταβολές ρεύματος, κυκλώματος πόλωσης και διαστάσεων τρανζίστορ έχουν μεγάλη επίδραση στη μεταβολή του θορύβου ενός κυκλώματος Κριτήρια Γραμμικότητας Για να προχωρήσουμε στην ανάλυση της γραμμικότητας ενός κυκλώματος θα πρέπει αρχικά να θυμηθούμε τον ορισμό της γραμμικότητας ενός συστήματος. Έστω λοιπόν ότι έχουμε ένα σύστημα μιας εισόδου και μιας εξόδου. Το συγκεκριμένο σύστημα λέγεται γραμμικό στην περίπτωση όπου υπάρχει γράμμικος συνδυάσμος δύο τυχαίων διανυσμάτων και δίνει στην έξοδο τον ίδιο γραμμικό συνδυασμό των εξόδων και. Σε οποιαδήποτε άλλη περίπτωση το σύστημα καλείται μη γραμμικό. Επίσης, το σύστημα ορίζεται ως χρονικά αμετάβλητο αν μια χρονική μεταβολή στην είσοδο του προκαλεί αντιστοιχεί σε χρονική μεταβολή στην έξοδο του αλλιώς καλείται χρονικά μεταβλητό. Πως επηρεάζει όμως η γραμμικότητα ακόμη και ένα σύστημα το οποίο θεωρείται γραμμικό; Αν ένα σύστημα είναι γραμμικό αλλά χρονικά μεταβλητό, τότε αν στην είσοδο του εμφανίζεται ένα σήμα ορισμένης συχνότητας μπορεί να παράγει στην έξοδο του διαφορετικές συχνότητες. Στην περίπτωση όμως που το σύστημα είναι γραμμικό και χρονικά αμετάβλητο τότε η έξοδος θα έχει πολύ τις συχνότητες που εμφανίστηκαν στην είσοδο. Βέβαια δεν υπάρχει πλήρως γραμμικό πραγματικό σύστημα. Η προσπάθεια που καταβάλλεται και στην περίπτωση οποιουδήποτε συστήματος είναι η μη γραμμική συμπεριφορά του συστήματος να επηρεάζει όσο το δυνατόν λιγότερο τη λειτουργία του. Στο σχήμα 2-2 φαίνεται η χαρακτηριστική εισόδου-εξόδου ενός μη γραμμικού συστήματος τρίτης τάξης. Παρατηρείται ότι μπορούμε να εντοπίσουμε μια περιοχή για μικρές τιμές εισόδου στις οποίες το σύστημα συμπεριφέρεται γραμμικά. Η αρχή αυτή αποτελεί τη 12 Σ ε λ ί δ α

29 βάση της τεχνικής υποχώρησης ισχύος (backoff) κατά την οποία οι ενισχυτές λειτουργούν στη γραμμική περιοχή τους, δηλαδή σε αρκετά χαμηλότερη ι σχύ εξόδου από τη μέγιστη ισχύ που μπορούν να δώσουν. Σχήμα 2-2 Χαρακτηριστική Εισόδου-Εξόδου τρίτης τάξης ενός μη γραμμικού συστήματος Για να αντιληφθούμε πλήρως τις επιπτώσεις των μη γραμμικοτήτων στο σύστημα θα πρέπει να δούμε τη θεωρητική ανάλυση του κυκλώματος. Θεωρούμε ένα μη γραμμικό σύστημα το οποίο μπορεί να παρασταθεί με το πολυώνυμο της εισόδου: (2-11) Στη συνέχεια θα θεωρήσουμε μη γραμμικό σύστημα τρίτης τάξης το οποίο δέχεται ως είσοδο την με την έξοδο να είναι ίση με: Μέσω της παραπάνω σχέσης συμπεραίνουμε ότι η είσοδος μιας μόνο συχνότητας συνεπάγεται την έξοδο dc τάσης μαζί με αρμονικές δεύτερης και τρίτης τάξης. Αν η έξοδος του συστήματος προσεγγιζόταν με μεγαλύτερης τάξης πολυώνυμο τότε θα είχαμε περισσότερες αρμονικές όπως είναι λογικό. Παρατηρούμε ότι είναι δόκιμο να μελετήσουμε την περίπτωση ενός μη γραμμικού συστήματος σε μια είσοδο με κοντινές μεταξύ τους αρμονικές συνιστώσες, θεωρώντας 13 Σ ε λ ί δ α

30 σαν είσοδο ένα σήμα θα είναι της μορφής: οπότε η έξοδος η οποία προκύπτει (2-13) Μετά από την ανάπτυξη της παραπάνω σχέσης, παίρνουμε τα παρακάτω γινόμενα από πλάτη και συχνότητες (γινόμενα ενδοδιαμόρφωσης) που αποτελούν γραμμικό συνδυασμό των δύο συχνοτήτων που δεχόμαστε στην είσοδο: (2-14) (2-15) (2-16) και τις παρακάτω θεμελιώδες συχνότητες: + (2-17) Αν οι συχνότητες και είναι κοντινές, οι συνιστώσες 2 και που προκύπτουν βρίσκονται πολύ κοντά στις και αντίστοιχα, εμφανίζοντας παρεμβολή στις συχνότητες που αφορούν εντός του εύρους λειτουργίας του ενισχυτή. Το φαινόμενο αυτό επηρεάζει και σήματα συστημάτων που χρησιμοποιούν διαμόρφωση της φάσης, καθώς τα σημεία μηδενισμού του σήματος αλλοιώνονται Σημείο Συμπίεσης 1-dB H σχέση που προέκυψε παραπάνω μεταξύ της εισόδου x και της εξόδου y μπορεί να μεταφραστεί σε σχέση μεταξύ ισχυών εισόδου και εξόδου. Tο κέρδος ισχύος μικρού σήματος λαμβάνεται με τη θεώρηση οι υψηλές τάξης αρμονικές είναι αμελητέες. Επομένως από τις προηγούμενες σχέσεις μπορεί να εξαχθεί ότι: (2-18) 14 Σ ε λ ί δ α

31 Για έναν ενισχυτή ως σημείο συμπίεσης θεωρείται το σημείο για το οποίο το κέρδος της σχέσης πέφτει κατά 1-dB από την τιμή που είχε για μια συγκεκριμένη τιμή του Α. Επομένως, η τιμή Α1-dB ορίζεται ως εξής: Α (2-19) (2-20) H τιμή ισχύος εξόδου που αντιστοιχεί στη τιμή ονομάζεται Σημείο Συμπίεσης 1- db εξόδου (output 1-dB Compression Point). Ιδιαίτερα σημαντικά αποδεικνύεται το μέγεθος αυτό για την γραμμικότητα του κυκλώματος Σημείο Παρεμβολής Τρίτης Τάξης (ΙP3) Για τη μέτρηση της επίδρασης των παραγόμενων συνιστωσών από το φαινόμενο της ενδοδιαμόρφωσης χρειάζεται η χρήση του Σημείου Παρεμβολής Τρίτης Τάξης. Από τις παραπάνω σχέσεις παρατηρούμε ότι αν τα πλάτη δύο συνιστωσών εισόδου είναι ίσα με Α, όσο αυξάνεται το Α, το πλάτος της θεμελιώδους αρμονικής αυξάνεται ανάλογα, ενώ το πλάτος των γινομένων και αυξάνεται ανάλογα με τη τρίτη δύναμη του Α. Ως σημείο παρεμβολής ορίζεται το σημείο τομής αυτών των δύο συναρτήσεων πλάτους συναρτήσει του Α, όπως φαίνεται και στο σχήμα 2.3. Η τετμημένη του συγκεκριμένου σημείου καλείται σημείο παρεμβολής τρίτης τάξης εισόδου (ΙΙP3) ενώ η τεταγμένη σημείο παρεμβολής τρίτης τάξης εξόδου (ΟΙP3). Σχήμα 2-3 Σημείο Παρεμβολής Τρίτης Τάξης 15 Σ ε λ ί δ α

32 2-3 Προσαρμογή Παραδοσιακά η σχεδίαση αναλογικών κυκλωμάτων στηρίζεται σε ισχυρή μη προσαρμογή μεταξύ των σταδίων για μεγιστοποίηση του κέρδους τάσης ή ρεύματος. Γιατί όμως χρειαζόμαστε προσαρμογή τόσο στην είσοδο όσο και στην έξοδο στις πολύ υψηλές συχνότητες; Ο πρώτος λόγος είναι ότι στις υψηλές συχνότητες η ηλεκτρική απόσταση μεταξύ των κυκλωματικών pads και των εξωτερικών τερματισμών (terminations) γίνεται συγκρίσιμη με το μήκος κύματος του σήματος. Στην περίπτωση που δεν υπάρχει προσαρμογή σύνθετης αντίστασης μπορεί να προκληθούν ανακλάσεις οι οποίες μειώνουν σημαντικά την ισχύ η οποία φτάνει στο κύκλωμα προορισμού. Επιπρόσθετα, σύμφωνα με το γνωστό θεώρημα μέγιστης μετάδοσης ισχύος, η μέγιστη μεταφορά ισχύος μεταξύ δυο διθύρων γίνεται όταν η αντίσταση εξόδου του προηγούμενου διθύρου είναι συζυγής της αντίστασης εισόδου του επόμενου. Στα τηλεπικοινωνιακά κυκλώματα, έχει καθιερωθεί ως χαρακτηριστική αντίσταση τα 50Ω. Επομένως, στη συγκεκριμένη περίπτωση θα πρέπει να εμφανίζει χαρακτηριστική αντίσταση 50Ω ώστε να έχουμε τη βέλτιστη μεταφορά ισχύος. Με άλλα λόγια, θα πρέπει η αντίσταση εισόδου του ενισχυτή να έχει συζυγή προσαρμογή προς την αντίσταση της πηγής σήματος,. Ομοίως, εφαρμόζεται για τη μέγιστη μεταφορά ισχύος από τον ενισχυτή στο φορτίο. Η αντίσταση εξόδου του ενισχυτή θα πρέπει να είναι συζυγώς προσαρμοσμένη στην αντίσταση φορτίου,. Στο σχήμα 2.4 βλέπουμε τον τρόπο τοποθέτησης των δικτύων προσαρμογής του ενισχυτή. Σχήμα 2-4 Προσαρμογή Εισόδου και Εξόδου Ενισχυτή Χαμηλού Θορύβου Μετασχηματισμός Φορτίου Οι κόμβοι εισόδου και εξόδου ενός των τρανζίστορ και των ενεργών κυκλωμάτων συνήθως συμπεριφέρονται ως παράλληλα ή σε σειρά κυκλώματα R-C. Στη σχεδίαση 16 Σ ε λ ί δ α

33 κυκλωμάτων υψηλών συχνοτήτων, η σύνθετη αντίσταση εισόδου/εξόδου ενός τρανζίστορ συχνά πρέπει να προσαρμοστεί σε μια πραγματική αντίσταση Ζ 0. Ιδανικά, το δίκτυο προσαρμογής που θα χρησιμοποιηθεί για αυτό το σκοπό θα πρέπει να μην παρουσιάζει απώλειες ώστε η τιμή θορύβου να μην αυξάνεται σημαντικά και ταυτόχρονα να μην υπάρχουν σημαντικές απώλειες. Ο πιο απλός τύπος δικτυώματος ο οποίος χρησιμοποιείται σε αυτές τις περιπτώσεις είναι αυτός του L- δικτυώματος το οποίο δεν είναι κάτι παραπάνω από ένα δικτύωμα με διακριτά στοιχεία, μια επαγωγική αντίσταση jx και μια χωρητική jb. Υπάρχουν δύο πιθανές τοπολογίες όπως φαίνεται και στο σχήμα 2-5. Σχήμα 2-5 L-section δικτυώματα προσαρμογής Η επιλογή του κυκλώματος εξαρτάται από ποικίλους παράγοντες. Η ευκολία στην υλοποίηση είναι ένας από αυτούς. Κάποια πηνία/πυκνωτές είναι ευκολότερα στη κατασκευή με χαμηλά παρασιτικά από ότι σε κάποια άλλη. Η αποσύζευξη της πόλωσης, λόγοι ευστάθειας και η επίτευξη χαμηλότερου θορύβου είναι κάποιοι από τους υπόλοιπους λόγους που μας επηρεάζουν στην επιλογή κυκλώματος προσαρμογής Προσαρμογή με χρήση του χάρτη Smith O μετασχηματισμός φορτίου ώστε να υπάρχει προσαρμογή της εισόδου μπορεί να γίνει με έναν πιο ευθύ τρόπο που είναι ο χάρτης Smith. Ο χάρτης Smith είναι μια πολική απεικόνιση του κανονικοποιημένου συντελεστή ανάκλασης ως προς το φορτίο Ζ ο : (2-21) Στο χάρτη Smith του σχήματος 2-6 απεικονίζονται οι καμπύλες σταθερής αντίστασης και οι καμπύλες σταθερής αντίδρασης ως κύκλοι. Κάθε σημείο στο χάρτη αντιστοιχεί 17 Σ ε λ ί δ α

34 σε μια τιμή της σύνθετης αντίστασης φορτίου. To κέντρο του χάρτη είναι το σημείο μηδενικής ανάκλασης και τα σημεία της περιφέρειας είναι τα σημεία όπου η ανάκλαση του σήματος είναι πλήρης. Πάνω στο χάρτη Smith είναι αρκετά εύκολα να δούμε την επίδραση ενός στοιχείου όπως είναι για παράδειγμα οι γραμμές μεταφοράς. Αρκεί να κανονικοποιήσουμε την αρχική εμπέδηση, να χαράξουμε το κύκλο με κέντρο το κέντρο του χάρτη και ακτίνα τέτοια ώστε να περνάει από τη κανονικοποιημένη εμπέδηση με σταθερό Γ. Στη συνέχεια κινούμαστε κατά το μέγεθος του μήκους της γραμμής μεταφοράς κατά τη πηγή και καταλήγουμε στο κατάλληλο σημείο το οποίο και αποκανονικοποιούμε. Σχήμα Χάρτης Smith 2-4 Ευστάθεια Η ευστάθεια ενός ενισχυτή είναι ένα πολύ σημαντικό χαρακτηριστικό, το οποίο μπορεί να καθοριστεί χρησιμοποιώντας τις παραμέτρους σκέδαση (s-parameters) και τα δίκτυα προσαρμογής. Το συγκεκριμένο σύστημα θα οδηγηθεί στην αστάθεια αν είτε η είσοδος είτε ή έξοδος δει μια αρνητική σύνθετη αντίσταση δηλαδή όταν ή για μονόπλευρες συσκευές. Η ευστάθεια ενός κυκλώματος μπορεί να εκφραστεί αυστηρά μέσω του παράγοντα ευστάθειας k ως εξής, (2-22) όπου Δ =. Ένα σύστημα για να είναι καθολικά ευσταθές αν ισχύει η συνθήκη για την οποία k > 1 και Δ < 1 για ένα συγκεκριμένο συνδυασμό πηγής και αντίστασης φορτίου. 18 Σ ε λ ί δ α

35 Ένας άλλος τρόπος που θα μπορούσε να χρησιμοποιηθεί για την ανάλυση της ευστάθειας είναι με την ανάλυση πόλων-μηδενικών. Ένας ενισχυτής με χαμηλοπερατή απόκριση (έναν κυρίαρχο πόλο) δεν θα εμφανίσει ποτέ συμπεριφορά αστάθειας. Αν ένας ενισχυτής έχει δυο κυρίαρχους πόλους, όπου κάθε πόλος παρουσιάζει μια μετατόπιση φάσης κατα -90 ο, η μετατόπιση φάσης θα ξεπερνάει τις -180 ο στις υψηλές συχνότητες. Αν το κέρδος βρόγχου είναι μεγαλύτερο της μονάδας, τότε το σύστημα θα ταλαντώνεται. Στις υψηλές συχνότητες συνήθως, η απόκριση συχνότητας είναι ζωνοπερατή. Συμπεραίνουμε λοιπόν ότι αν το σύστημα είναι ασταθές τότε θα χρειαστούν τεχνικές αντιστάθμισης συχνότητας για να γίνει ευσταθές. 2-5 Θεωρία Γραμμών Μεταφοράς [4][5] Τα σημαντικότερα στοιχεία στις μικροκυματικές συχνότητες είναι οι γραμμές μεταφοράς και οι κυματοδηγοί. Ο ρόλος τους είναι πολύ σημαντικός γιατί σε αυτές τις υψηλές συχνότητες αντικαθιστούν τα απλά καλώδια. Η θεωρία των γραμμών μεταφοράς δημιουργήθηκε, διότι στις συχνότητες αυτές διότι τα καλώδια στις συχνότητες αυτές επηρεάζουν σημαντικά την απόκριση του κυκλώματος στις ραδιοσυχνότητες και τις μικροκυματικές συχνότητες. Οι γραμμές μεταφοράς συνίστανται στις μικροκυματικά κυκλώματα, όπου συνήθως δεν απαιτείται μεταφορά μεγάλων ποσοτήτων ισχύος. Επίσης, είναι σημαντική η συμβολή τους για το μετασχηματισμό εμπέδησης και στη σχεδίαση φίλτρων. Οι τύποι γραμμών μεταφοράς είναι αρκετοί. Οι πιο σημαντικοί είναι τρείς και αυτοί είναι: οι δισύρματες γραμμές μεταφοράς, το ομοαξονικό καλώδιο και οι γραμμές μικροταινίας. Οι γραμμές μικροταινίας έχουν σημαντική εφαρμογή στη σχεδίαση μικροκυματικών κυκλωμάτων και ειδικότερα στη κατασκευή ενισχυτών. Οι γραμμές μεταφοράς σχεδιάζονται και χρησιμοποιούνται σε πολύ υψηλές συχνότητες όπου το μήκος κύματος τους είναι συγκρίσιμο με το φυσικό τους μήκος και γι αυτό το λόγο δεν αντιμετωπίζονται σαν συγκεντρωμένα στοιχεία. Θα πρέπει λοιπόν για τη περιγραφή τους να χρησιμοποιηθεί το κατανεμημένο μοντέλο, το οποίο στις μικροκυματικές συχνότητες είναι πολύ πιο ακριβές και κατάλληλο βάση των προϋποθέσεων που έχουν τεθεί. Παρακάτω αναπτύσσεται αυτό το μοντέλο ώστε να κατανοηθεί πλήρως η λειτουργία των γραμμών μεταφοράς. 19 Σ ε λ ί δ α

36 Στο σχήμα 2-6 βλέπουμε ένα ηλεκτρικό μοντέλο για τη γραμμή μεταφοράς, η οποία αντιμετωπίζεται ως δίθυρο που παίρνει ισχύ από την πηγή Vs και την αποδίδει σε ένα τελικό φορτίο ΖL. Για να είναι εφικτή η ικανοποιητική μελέτη αυτού του μοντέλου θα χωρίσουμε το μήκος 1 της γραμμής μεταφοράς σε πολλά και όμοια μεταξύ τους κομμάτια μήκους Δx. Κάθε τέτοιο σχήμα μοντελοποιείται με τα τέσσερα συγκεντρωμένα στοιχεία και συγκεκριμένα μια αντίσταση R Ω/m, από μια επαγωγή L σε H/m, μια χωρητικότητα C σε F/m και από μια αγωγιμότητα G σε S/m. Θα πρέπει να επισημάνουμε ότι οι παραπάνω παράμετροι θεωρούνται σταθεροί σε όλο το μήκος της γραμμής μεταφοράς. Σχήμα 2-6 Ηλεκτρικό Μοντέλο Γραμμής Μεταφοράς Στη συνέχεια, θα πρέπει να εξετάσουμε πως το ρεύμα και οι τάσεις επιδρούν στη λειτουργία μιας γραμμής μεταφοράς. Στο σχήμα 2-7 παρουσιάζεται ένα τμήμα Δx της γραμμής μεταφοράς οι τάσεις και τα ρεύματα συναρτήσει του χρόνου και της θέσης. Ορίζουμε ως v(x,t) την τάση και ως i(x,t) το ρεύμα στην είσοδο του κομματιού Δx που εξετάζουμε και ως v(x+δx,t) και i(x+δx,t) τα αντίστοιχα μεγέθη στην έξοδο. Σχήμα 2-7 Τμήμα μήκους Δx του κατανεμημένου μοντέλου Γραμμής μεταφοράς Εφαρμόζοντας τους νόμους τάσης και ρεύματος Kirchhoff και θεωρώντας ότι το Δx τείνει στο 0, καταλήγουμε στις παρακάτω εξισώσεις: (2-23) 20 Σ ε λ ί δ α

37 (2-24) Οι δύο αυτές εξισώσεις περιγράφουν σε όλο το μήκος και σε οποιοδήποτε σημείο της γραμμής μεταφοράς. Θεωρούμε τώρα ότι στη γραμμή μεταφοράς δεν υπάρχουν απώλειες. Με άλλα λόγια η αντίσταση R και η αγωγιμότητα G στο παραπάνω μοντέλο έχουν αμελητέες τιμές (R = G = 0). Για μια ημιτονοειδή διέγερση των παραπάνω κυκλωμάτων θα έχουμε: (2-25) Όμως η εξίσωση θα πρέπει να ικανοποιείται για κάθε χρόνο t, οπότε μπορεί να γραφεί ως: (2-26) Μετατρέψαμε ουσιαστικά την εξίσωση από μερική διαφορική σε απλή. Ακολουθώντας την ίδια λογική έχουμε τη σχέση: (2-27) οπότε για κάθε χρόνο t θα έχουμε την ακόλουθη σχέση για τη γραμμή μεταφοράς: Εφαρμόζοντας τη θεωρία των διαφορικών εξισώσεων έχουμε: Με β ω (2-28) (2-29) (2-30) Επίσης, ορίζουμε ως χαρακτηριστική αντίσταση Zo =. Μετά απο πράξεις καταλήγουμε στις ακόλουθες σχέσεις: (2-31) (2-32) Οι εξισώσεις δεν είναι κάτι παραπάνω παρά εξισώσεις κυμάτων. Σαν μήκος κύματος ορίζουμε το μέγεθος. Επιπρόσθετα, η απόσταση βx λέγεται ηλεκτρικό μήκος. 21 Σ ε λ ί δ α

38 Αναλύοντας τις κυματικές εξισώσεις βλέπουμε ότι προκύπτουν δύο κύματα ένα προσπίπτων και ένα ανακλώμενο. Ακόμη, για λόγους ευκολίας ορίζουμε στο σχήμα 2.7 το φορτίο να βρίσκεται στη θέση d = 0 και τη πηγή να βρίσκεται στη θέση d = l. Σχήμα 2-7 Προσπίπτων και ανακλώμενο κύμα γραμμής μεταφοράς Ορίζουμε λοιπόν τον συντελεστή ανάκλασης ως: (2-33) Για d = 0, δηλαδή τη θέση στην οποία βρίσκεται το φορτίο θα έχουμε: (2-34) Σχήμα 2-8 Βασικές Περιπτώσεις Γραμμών Μεταφοράς 22 Σ ε λ ί δ α

39 Για την πρώτη εικόνα του παραπάνω σχήματος θα ισχύει ότι Γο = Ζο και Ζin(d) = ZL. Αυτό σημαίνει ότι η εμπέδηση του κυκλώματος είναι ίση με Ζω σε οποιοδήποτε σημείο σε απόσταση d και δεν υπάρχει ανακλώμενο κύμα. Στην εικόνα 2-8.b θα έχουμε πλήρη ανάκλαση. Στην εικόνα 2-8.c θα έχουμε ανοιχτοκύκλωμα με ΖL = ισχύει ότι Γο = 1 και Ζos(d) = -j Ζοcostβd. Τέλος, στην εικόνα 2-4.d απεικονίζεται η γραμμή μεταφοράς λ/4 με εμπέδηση η οποία προκύπτει από τη σχέση: Ζin(λ/4) = (2-35) Η σχέση αυτή μας δείχνει ότι για να έχουμε μια εμπέδηση ίση με Ζin(λ/4) αρκεί να χρησιμοποιήσουμε μια γραμμή μεταφοράς μήκους λ/4. 23 Σ ε λ ί δ α

40 Κεφάλαιο 3 Βασικές Αρχιτεκτονικές Ενισχυτών Χαμηλού Θορύβου 3-1 Εισαγωγή Οι ενισχυτές χαμηλού θορύβου μπορούν να υλοποιηθούν με ποικίλες τοπολογίες με βάση τις ορισμένες προϋποθέσεις και το σκοπό για τον οποίο θα χρησιμοποιηθούν. Σε αυτή τη περίπτωση, μπορούν να διαχωριστούν σε δύο μεγάλες κατηγορίες, οι οποίες είναι οι στενής ζώνης (narrowband) LNAs και οι ευρείας ζώνης (broadband) LNAs. Ακόμη, μια κατηγοριοποίηση που είναι εφικτή είναι αυτή των ενισχυτών απλής απόληξης (single-ended) και διαφορικών(differential). Παρακάτω θα παρουσιασθούν αναλυτικά οι τύποι αυτοί των ενισχυτών καθώς και τα πλεονεκτήματα τα οποία προσφέρουν. Eπίσης, θα γίνει παρουσίαση των βασικών τοπολογιών LNA που συναντώνται στη βιβλιογραφία. 3-2 LNA Στενής και Ευρείας Ζώνης Αυτή η κατηγοριοποίηση είναι η βασική διαφορά μεταξύ των LNAs, όπου το εύρος ζώνης καθορίζει τον τύπο του ενισχυτή LNA στενής ζώνης Ο σχεδιασμός κυκλωμάτων στενής ζώνης επωφελείται από το συντονισμένο κύκλωμα εισόδου και τα φορτία ώστε να επιτευχθεί υψηλό κέρδος, χαμηλή τιμή θορύβου και προσαρμογή σύνθετης αντίστασης (impedance matching). Ένας ενιχυστής χαμηλού θορύβου στενής ζώνης θα πρέπει να προσφέρει υψηλός κέρδος, χαμηλή τιμή θορύ βου 24 Σ ε λ ί δ α

41 και ανεκτή προσαρμογή της αντίστασης εισόδου για πολλές οκτάβες. Σε κάποιες εφαρμογές, δεν απαιτείται ευρύ φάσμα και γι' αυτό το λόγο είναι επιθυμητό να μειώσουμε την κατανάλωση ισχύος και να αυξήσουμε το κέρδος χρησιμοποιώντας τεχνικές στενής ζώνης. Ένας κασκοδικός ενισχυτής χαμηλού θορύβου προσφέρει καλό συμβιβασμό μεταξύ του χαμηλού θορύβου, υψηλού κέρδους και ευστάθειας. Το κύριο πλεονέκτημα της επικοινωνίας στενού φάσματος είναι να πραγματοποιηθεί σταθερή επικοινωνία μεγάλων αποστάσεων. Επιπρόσθετα, είναι δυνατόν να διαχειριστούμε τη λειτουργία πολλών ραδιοφωνικών συσκευών με το ίδιο φάσμα συχνοτήτων την ίδια χρονική στιγμή. Με άλλα λόγια, οδηγεί την υψηλή απόδοση χρήσης των ραδιοφωνικών κυμάτων μέσα στο ίδιο φάσμα συχνοτήτων. Η επικοινωνία στενού φάσματος είναι η βέλτιστη στη περίπτωση χρήσης εξοπλισμού ραδιοτηλεχειρισμού. Από τη στιγμή που το εύρος συχνοτήτων ενός δέκτη είναι στενό (narrow), υπάρχει δυσκολία για επικοινωνία υψηλών συχνοτήτων LNA ευρείας ζώνης Oι ενισχυτές χαμηλού θορύβου ευρείας ζώνης είναι αυτοί όπου ο λόγος του φάσματος προς τη κεντρική συχνότητα μπορεί να είναι ίσος με δύο. Οι wideband δέκτες μπορούν να αντικαταστήσουν ορισμένους LNAs συντονισμένους κατά LC, οι οποίοι τυπικά χρησιμοποιούνται για multiband και multimode πομπούς στενής ζώνης. Ένας ενισχυτής αυτής της κατηγορίας βοηθάει στη εξοικονόμηση χώρου πάνω στο chip και επίσης χρησιμοποιείται για ευέλικτες εργασίες στις ραδιοσυχνότητες που περιλαμβάνουν αρκετή επεξεργασία σήματος. Οι συμβατικοί ενισχυτές ευρέος φάσματος είναι είτε κατανεμημένοι ή χρησιμοποιούν ανάδραση αντίστασης (resistive feedback). Η κατανεμημένη προσέγγιση συχνά παρουσιάζει υψηλή κατανάλωση ισχύος και χαμηλό κέρδος ενώ οι ενισχυτές με ανάδραση αντίστασης παρουσιάζουν υψηλή τιμή θορύβου. Οι ενισχυτές ευρείας ζώνης μπορούν να είναι καλύτεροι από τη στιγμή που οι τυπικοί LC συντονισμένοι και με ενσωματωμένα πηνία είναι αυτοί που καταλαμβάνουν μεγαλύτερη περιοχή πάνω στα τσιπ. Με άλλα λόγια το κόστος του ενισχυτή ανεβαίνει σημαντικά στη περίπτωση των narrowband LNA σε σχέση με τους wideband. 25 Σ ε λ ί δ α

42 3-3 Απλής Εξόδου και Διαφορικοί Ενισχυτές Ένας ενισχυτής απλής απόληξης έχει μόνο μια είσοδο και μια έξοδο και όλες οι τάσεις μετρώνται με αναφορά στο κοινό σήμα. Σε αυτό το είδος ενισχυτή, η τάση εξόδου Vout είναι ίση με τη τάση εισόδου Vin πολλαπλασιασμένη με το κέρδος του ενισχυτή. Το πλεονέκτημα του ενισχυτή απλής εξόδου είναι ότι είναι απλός στη κατασκευή και δεν υπάρχει παραμόρφωση του σήματος. Ένα από τα κύρια μειονεκτήματα του ενισχυτή κοινού εκπομπού είναι η πραγματικότητα ότι σε ένα σύστημα με πολλά κανάλια το κοινό σήμα μπορεί να είναι κοινό για όλα τα κανάλια. Ένα ακόμη μειονέκτημα είναι ότι χαρακτηρίζεται ως υπερευαίσθητο στο θόρυβο στην είσοδο. Από την άλλη πλευρά, ένας διαφορικός ενισχυτής έχει δύο εισόδους και ενισχύει την διαφορά μεταξύ των δύο εισόδων. Η τάση στις δύο εισόδους μετριέται αναφορικά με το κοινό σήμα όπως φαίνεται στο σχήμα 2.1. Ένα πλεονέκτημα του διαφορικού είναι ότι παρουσιάζει καλύτερη γραμμικότητα και μικρότερο θόρυβο κοινού σήματος από ότι ένας απλός single-ended ενισχυτής. Σχήμα 3-1 Διαφορικός Ενισχυτής Χαμηλού Θορύβου 3-4 Γενικές τοπολογίες ενισχυτών Χαμηλού Θορύβου Ενισχυτής κοινής πηγής με επαγωγική ανάδραση Οι τοπολογίες οι οποίες χρησιμοποιούνται κατά τη σχεδίαση ενός ενισχυτή είναι ποικίλες. Η πιο ευρέως διαδεδομένη από αυτές είναι η γνωστή ως ενισχυτής κοινής επαγωγής με επαγωγική ανάδραση (inductively degenerated common source LNA). Στο 26 Σ ε λ ί δ α

43 σχήμα 3-2 φαίνεται το αρχικό μοντέλο ενός ενισχυτή αυτού του είδους και δίπλα η μορφή την οποία παίρνει ώστε να καθίσταται δυνατή η λειτουργία του. Σχήμα 3-2 Μοντέλο ενισχυτή κοινής πηγής με επαγωγική ανάδραση H διάταξη αυτή είναι ένας συνδυασμός μιας συσκευής κοινής πηγής με ένα φορτίο κοινής πύλης. Αυτό έχει ως αποτέλεσμα την αύξηση του κέρδους τάσης του LNA και της σύνθετης αντίστασης εξόδου. Η επιπρόσθετη cascode συσκευή αποτελείται από ένα transistor Μ2 πολωμένο ως κοινής πύλης, εξασφαλίζοντας ένα μεγάλο ενεργό φορτίο για τη βελτίωση κέρδους στις υψηλές συχνότητες. Σε μια τέτοια τοπολογία το Μ1 παίζει κυρίαρχο ρόλο στο καθορισμό της απόδοσης θορύβου. Παρόλα αυτά, το Μ2 τρανζίστορ συνεισφέρει σημαντικά στη γραμμικότητα της διάταξης και στη βελτίωση απομόνωσης εξαιτίας της υψηλής σύνθετης αντίστασης εξόδου. Όπως παρατηρούμε στο παραπάνω σχήμα η RL αντικαθίστανται με ένα πηνίο Ld με αποτέλεσμα ο ενισχυτής να λειτουργεί σε ένα εύρος συχνοτήτων με κέντρο τη φέρουσα. Το πηνίο Ls χρησιμοποιείται για τη μείωση της συνολικής τιμής του θορύβου που θα εμφανιστεί στο κύκλωμα. Η τοπολογία αυτή θα αναλυθεί περεταίρω στο παρακάτω κεφάλαιο με τη σχεδίαση του ενισχυτή μας Ενισχυτής κοινής πύλης Η δεύτερη τοπολογία η οποία θα εξετάσουμε είναι αυτή του ενισχυτή κοινής πύλης. Στο σχήμα 3-3 στην είσοδο έχουμε σύνθετη ωμική αντίσταση και το σήμα οδηγείται στη πηγή του τρανζίστορ εισόδου αντί για την πύλη. Για σωστή προσαρμογή της εισόδου 27 Σ ε λ ί δ α

44 έχει καθιερωθεί ότι η τιμή της σύνθετης αντίστασης θα πρέπει να είναι 50Ω [4]. Σε αυτό το είδος ενισχυτών, υπάρχει μείωση την απόδοση του ενισχυτή στις υψηλές συχνότητες. Στις χαμηλές συχνότητες, ωστόσο, η απόδοση του εμφανίζεται καλύτερη από εκείνη του ενισχυτή κοινής πηγής. Ο λόγος για τον οποίο συμβαίνει αυτό είναι ότι ο θόρυβος είναι ανάλογος του τετραγώνου της συχνότητας λειτουργίας και το κέρ δος ισχύος αντιστρόφως ανάλογο του τετραγώνου της συχνότητας. Σχήμα 3-3 Μοντέλο ενισχυτή κοινής πύλης Ενισχυτής Διακλάδωσης Ανάδρασης Ο ενισχυτής σε αυτή τη περίπτωση αποτελείται από ένα τρανζίστορ κοινής πηγής και ένα cascode συνδεδεμένο τρανζίστορ για τη μείωση του φαινομένου Miller. Ο συντελεστής θορύβου είναι αρκετά χαμηλός, όταν η τιμή της R f είναι υψηλή. Σε γενικές γραμμές, ο θόρυβος είναι αισθητά μεγαλύτερος στην τοπολογία αυτή σε σχέση με τις δύο προαναφερθείσες, ενώ η γραμμικότητά του είναι συγκρίσιμη με αυτήν της τοπολογίας κοινής πύλης. Σημαντικό πλεονέκτημα της συγκεκριμένης τοπολογίας είναι ότι μπορεί να χρησιμοποιηθεί σε εφαρμογές τόσο βασικής ζώνης όσο και σε ευρυζωνικά συστήματα. 28 Σ ε λ ί δ α

45 Σχήμα 3-4 Μοντέλο ενισχυτή διακλάδωσης ανάδρασης 29 Σ ε λ ί δ α

46 Κεφάλαιο 4 Σχεδίαση LNA δύο σταδίων 4-1 Εισαγωγή Κατά τον σχεδιασμό ενός ενισχυτή δύο σταδίων, το πρώτο στάδιο θα πρέπει να έχει χαμηλό θόρυβο, υψηλό κέρδος και απώλεια επιστροφής (return loss) ενώ το δεύτερο στάδιο θα πρέπει να έχει υψηλή γραμμικότητα και σημείο συμπίεσης (compression point). Σε αυτό το κεφάλαιο παρουσιάζονται οι λεπτομέρειες σχεδίασης του σταδίου εισόδου και του σταδίου εξόδου. Επιπρόσθετα, παρουσιάζονται οι προσομοιώσεις σε σχηματικό επίπεδο και τα αποτελέσματα που μας έδωσαν σε γραφήματα. Δίνεται ακόμη η συμπεριφορά του τελικού κυκλώματος σε συνθήκες μεταβολής της θερμοκρασίας περιβάλλοντος και της τάσης τροφοδοσίας καθώς και οι monte carlo προσομοιώσεις λόγω των τυχαίων μεταβολών των μεγεθών του κυκλώματος. Τέλος, προστίθεται η απαραίτητη ηλεκτροστατική προστασία (ESD protection) στο κύκλωμα και παρουσιάζεται μια συγκριτική εικόνα των αποτελεσμάτων σε σχέση με τις ήδη υπάρχουσες διατάξεις στη βιβλιογραφία. 4-2 Στάδιο Εισόδου Όπως αναφέρθηκε και παραπάνω το στάδιο εισόδου θέλουμε να έχει υψηλό κέρδος, χαμηλό θόρυβο και απαιτήσεις γραμμικότητας. Το υψηλό κέρδος επιτυγχάνεται χρησιμοποιώντας μια αλληλουχία CE-CB τμημάτων, το οποίο συχνά αναφέρεται ως κασκοδική (cascode) συνδεσμολογία. Αυτή η διάταξη βελτιώνει επίσης την αντίστροφη απομόνωση (reverse isolation). O χαμηλός θόρυβος επιτυγχάνεται από την επιλογή της 30 Σ ε λ ί δ α

47 κατάλληλης πόλωσης (biasing) του τρανζίστορ και κατάλληλης προσαρμογής του θορύβου (noise matching). H γραμμικότητα του συγκεκριμένου σταδίου βελτιώνεται με τη χρήση επαγωγικού εκφυλισμού (inductive degeneration). H επόμενη προϋπόθεση είναι αυτή της χαμηλής απώλειας επιστροφής και αυτό γιατί το φίλτρο του αμφιδρομητή (duplexer) που προηγείται του LNA είναι ευαίσθητο στη προσαρμογή φορτίου. Το φίλτρο μεταξύ της κεραίας και του LNA έχει σχεδιαστεί ως συσκευή σε υψηλές συχνότητες με τερματισμό φορτίου (load termination) στα 50 Ω. Αν ο τερματισμός φορτίου εκτραπεί από τα 50 Ω, το φίλτρο θα εμφανίσει απώλειες και πολλαπλασιαστικές επιπτώσεις (ripple effect) μεταξύ ζώνη διέλευσης (passband) και ζώνης φραγμού (stopband) [7].Επομένως, ο LNA χρειάζεται να έχει προσαρμογή φορτίου στα 50 Ω Ταυτόχρονη Προσαρμογή Εισόδου και Θορύβου Ας ξεκινήσουμε με ένα unit size επαγωγικού εκφυλισμού κοινού εκπομπού (CE) τρανζίστορ και θα πολώσουμε το τρανζίστορ στη βέλτιστη πυκνότητα ρεύματος με βάση το θόρυβο, ορισμένη ως JoptN όπως φαίνεται στο σχήμα 4-1α. Η βέλτιστη τιμή της αντίστασης πηγής zopt0 μπορεί να προκύψει από τις παραμέτρους Υ ή Ζ [8].Έτσι προκύπτει ότι η σύνθετη αντίσταση εισόδου (input impedance) θα είναι: (4-1) όπου Le το μήκος των εκπομπών του τρανζίστορ που θα χρησιμοποιηθεί. Επιπρόσθετα, ισχύει: (4-2) όπου zij με i,j=1,2 οι z παράμετροι με τις αντίστοιχες παραμέτρους του μοντέλου που φαίνεται στο σχήμα 4.1β. Η επαγωγή εκφυλισμού έχει επιρροή επίσης στην σύνθετη αντίσταση Zopt. Όταν και τότε το πραγματικό μέρος της Zopt γίνεται ανεξάρτητο του και έχει ως αποτέλεσμα: (4-3) 31 Σ ε λ ί δ α

48 (α) (β) Σχήμα 4-1 (α) Σχηματικό ενός CE LNA, (β) μοντέλο τρανζίστορ για υπολογισμούς. Θεωρητικά για να επιτευχθεί NF η οποία να είναι ίση με, θα πρέπει να είναι ίσο με. Ο ελάχιστος θόρυβος που θα μπορεί να έχει NFmin ένα διπολικό τρανζίστορ αποτελείται από το θόρυβο βολής (shot noise) λόγω των ρευμάτων ib, ic και το θερμικό θόρυβο (thermal noise) των rb,rc και re. Σε μια κασκοδική διάταξη ο θόρυβος καθορίζεται κατά κύριο λόγο απο το πρώτο στάδιο CE. H συμβολή του σταδίου CB στη τιμή του θορύβου είναι ελάχιστη σε σχέση με τη συμβολή του σταδίου κοινού εκπομπού [9]. Η ελάχιστη τιμή θορύβου για ένα στάδιο κοινού εκπομπού ενός NPN τρανζίστορ μπορεί να γράφει ως (1): H παραπάνω σχέση μας δείχνει ότι θα πρέπει να έχει μεγάλο κέρδος ρεύματος β, μεγάλη συχνότητα αποκοπής και μεγάλη περιοχή συσκευής ώστε να μειώνεται η αντίσταση. Η μικρότερη τιμή θορύβου που μπορεί να επιτευχθεί με τη δεδομένη τεχνολογία χρησιμοποιώντας τα ελάχιστα μεγέθη μήκους και πλάτους του εκπόμπου στα 35 Ghz είναι 1.82 db. Επιπρόσθετα προκύπτει ότι η βέλτιστη τιμή της πυκνότητας ρεύματος προκύπτει JoptN = 2.83 ma/μm 2. Το πρώτο στάδιο λοιπόν έχει προσαρμογή θορύβου και σύνθετης αντίστασης έτσι ώστε να έχουμε χαμηλή τιμή θορύβου και χαμηλές απώλειες επιστροφής. Το πρώτο βήμα το οποίο γίνεται προς αυτή τη κατεύθυνση είναι η μεταβολή του μεγέθους των τρανζίστορ Τ0 και Τ1,διατηρώντας την τιμή της πυκνότητας ρεύματος σε JoptN ώστε το 32 Σ ε λ ί δ α

49 πραγματικό μέρος της βέλτισης σύνθετης αντίστασης θορύβου (noise impedance) Rsopt να είναι ίσο με την τιμή της αντίστασης πηγής Zs (4-4) με (4-5) Όπου το β είναι το κέρδος του dc ρεύματος, η αντίσταση εκπομπού σε σειρά, η ολική αντίσταση βάσης, Rn είναι η αντίσταση θορύβου και Le το μήκος του εκπομπού. Παρατηρώντας την αντίστροφη σχέση μεταξύ βέλτιστης αντίστασης και συχνότητας μπορούμε να διακρίνουμε ότι η προσαρμογή στα 50 Ω μπορεί να επιτευχθεί στα 35 Ghz με ένα μικρότερο μήκος εκπομπού σε σχέση με μια σχεδίαση σε χαμηλότερες συχνότητες. Παράλληλα, το προκύπτει οτι θα πρέπει η Ζs να είναι κοντά στο για να μεγιστοποιήσουμε το κέρδος μεταφοράς (transducer gain). Σαν αποτέλεσμα, ο συντελεστής ανάκλασης: (4-6) o οποίος θα πρέπει να ελαχιστοποιηθεί ώστε να ταυτόχρονα να έχουμε προσαρμογή θορύβου και ισχύος. Αυτό μπορεί να γίνει επιλέγοντάς κατάλληλα την τιμή του πηνίου εκφυλισμού Ldeg ώστε να έχουμε την θεμιτή ελαχιστοποίηση του συντελεστή ανάκλασης. Η τιμή της συνδεδεμένης στον εκπομπό επαγωγής θα είναι τέτοια ώστε: (4-7) Στη συνέχεια προσθέτουμε ένα πηνίο στη βάση το οποίο θα χρησιμοποιηθεί ώστε το φανταστικό τμήμα της σύνθετης αντίστασης εισόδου και της αντίστασης θορύβου να μηδενιστεί. Σε αυτή την περίπτωση προτιμούμε να τοποθετήσουμε το πηνίο εκτός chip ώστε να υπάρχει δυνατότητα κατασκευής πηνίου με αρκετά καλό παράγοντα Q. Παρατηρώντας τη σχέση (4-8) 33 Σ ε λ ί δ α

50 αντιλαμβανόμαστε ότι η αντίσταση την οποία θα παρουσιάζει το πηνίο με τιμή αυτεπαγωγής θα έχει αρκετά μικρή συμβολή στη τιμή θορύβου NF. Σε σύγκριση με χαμηλότερες συχνότητες οι τιμές αυτεπαγωγής που απαιτούνται είναι μικρότερες. Για την αποπεράτωση της σχεδίασης του κασκοδικού σταδίου χρησιμοποιούμε παράλληλη συνδεσμολογία πυκνωτή με γραμμή μεταφοράς ώστε να υπάρχει προσαρμογή της εξόδου. Όπως γνωρίζουμε, οι γραμμές μεταφοράς είναι αρκετά βοηθητικές στην μεταφορά ισχύος και σε συνδυασμό με τον πυκνωτή έχουμε ως αποτέλεσμα τον συντονισμό με την παρασιτική χωρητικότητα που υπάρχει στο κόμβο εξόδου. 'Ετσι, η σύνθετη αντίσταση στην έξοδο του πρώτου σταδίου θα είναι κοντά στα 50Ω που είναι και το επιθυμητό. Παρακάτω παρουσιάζεται η ολική διάταξη του πρώτου κασκοδικού σταδίου. Θα πρέπει να σημειωθεί ότι οι πυκνωτές C1 και C3 χρησιμοποιούνται για να παρεμποδίζουν τη ροή DC ρεύματος και ταυτόχρονα να μπορεί να διέλθει το AC εναλλασσόμενο ρεύμα. Επιπρόσθετα, ο πυκνωτής C2 χρησιμοποιείται για να βελτιώσει πρώτον την ευστάθεια του CB σταδίου στη κασκοδική συνδεσμολογία και δεύτερον γιατί χωρίς αυτόν το στάδιο αυτό δεν θα μπορούσε να λειτουργήσει ως κοινής βάσης. Η βάση του τρανζίστορ θα πρέπει να είναι συνδεδεμένη με πολύ μικρή αντίσταση στην γη (ΑC ground). 34 Σ ε λ ί δ α

51 Σχήμα 4-2 Στάδιο Εισόδου Κύκλωμα Πόλωσης Πρώτου Σταδίου Το κύκλωμα πόλωσης το οποίο χρησιμοποιείται στο συγκεκριμένο στάδιο είναι ένας τροποποιημένος καθρέφτης ρεύματος ο οποίο συνδέεται μέσω πολύ μεγάλων αντιστάσεων τάξης KΩ οι οποίες αποτρέπουν το DC συνεχές ρεύμα να περάσει διαμέσου του RF μονοπατιού. Ο λόγος των ρευμάτων και τα μεγέθη των τρανζίστορ T3:Τ0 είναι 3:1. Ο LNA δεν απαιτεί εξωτερικά επιμέρους στοιχεία και προσαρμογή πόλωσης (bias tweaking). Τo κύκλωμα φαίνεται στο σχήμα Σ ε λ ί δ α

52 Σχήμα 4.3 Πόλωση Σταδίου Εισόδου Αποτελέσματα Προσομοιώσεων Σταδίου Εισόδου (i) Τιμή θορύβου NF (ii) Gmin 36 Σ ε λ ί δ α

53 (iii) Ζm1 πραγματικό τμήμα (iv) Ζm1 φανταστικό τμήμα (v) Ζm2 πραγματικό μέρος (vi) Ζm2 φανταστικό μέρος 37 Σ ε λ ί δ α

54 (vii) απώλειες επιστροφής εισόδου (viii) κέρδος μετατροπής (ix) αντίστροφο κέρδος (x) απώλειες επιστροφής εξόδου 38 Σ ε λ ί δ α

55 (xi) Σημείο Συμπίεσης 1-dB (xii) Σημείο Παρεμβολής Τρίτης Τάξης 39 Σ ε λ ί δ α

56 (xii) k παράγοντας ευστάθειας Σχήμα 4-4 Αποτελέσματα Προσομοιώσεων Σταδίου Εισόδου Τα αποτελέσματα των προσομοιώσεων μετά την εφαρμογή ταυτόχρονης προσαρμογής εισόδου και θορύβου φαίνονται στο σχήμα 4.4. Οι ορισμένες προδιαγράφες για κέρδος επιτεύχθηκαν στο επιθυμητό εύρος συχνοτήτων. Πιο συγκεκριμένα, προέκυψαν στα 35 GHz τιμή θορύβου NF = 2.347dB, κέρδος μετατροπής S21 = 7.47 db, απώλειες επιστροφής εισόδου S11 = db, απώλειες επιστροφής εξόδου S22 = db και αντίστροφο κέρδος S12 = dB. Ο παράγοντας ευστάθειας k είναι μεγαλύτερος από 1 για ένα μεγάλο εύρος συχνοτήτων από DC μέχρι και 40 GHz. Το σημείο συμπίεσης (1 db Compression Point) προσομοιώθηκε για 1 τόνο στα 35 GHz. Το σχήμα 4-4(xi) δείχνει την ισχύ εισόδου που προκαλεί τη μείωση του κέρδους κατά 1 db από την αναμενόμενη γραμμική συμπεριφορά κέρδους. Το σημείο συμπίεσης επιτυγχάνεται στα dbm. Εισάγοντας έναν δεύτερο τόνο στα GHz βρίσκουμε το σημείο παρεμβολής τρίτης τάξης (3rd Order Intercept Point IP3) είναι dbm. Επιπρόσθετα, βλέπουμε ότι η αντίσταση εισόδου όσο και η αντίσταση θορύβου έχουν προσαρμοστεί στα 50 Ω με πλήρη εξουδετέρωση του φανταστικού τμήματος των σύνθετων αντιστάσεων. 40 Σ ε λ ί δ α

57 4-3 Στάδιο Εξόδου Ο πρωταρχικός στόχος του σταδίου εξόδου είναι υψηλή γραμμικότητα και υψηλό σημείο συμπίεσης εξόδου (output compression point). H διαφορική διάταξη βοηθάει στον έλεγχο της θεμελιώδους και της δεύτερης αρμονικής εμπέδησης. Η διάταξη για κοινή λειτουργία φαίνεται στο σχήμα 4-5. Ο πυκνωτής χρησιμοποιείται για να βελτιώσουμε την μεταφορά ενέργειας στο ζητούμενο εύρος συχνοτήτων. Οι πυκνωτές C1 και C2 χρησιμοποιούνται για να απομακρύνουν την ανισορροπία στη σύνθετη αντίσταση στη δεύτερη αρμονική. Το στάδιο εξόδου πολώνεται σε υψηλότερα ρεύματα για να πετύχουμε υψηλότερη γραμμικότητα και OP1dB σημείο συμπίεσης. Η χρήση κασκοδικής συνδεσμολογίας αυξάνει το κέρδος και πραγματική σύνθετη αντίσταση εξόδου Κασκοδική Συνδεσμολογία Εξόδου C0 Η τεχνική βελτίωσης της γραμμικότητας είναι έμμεση τεχνική ακύρωσης ΙΜ3, συνολικού feedback και εφαρμογή βραχυκυκλώματος 2 ης αρμονικής. Οι γραμμές μεταφοράς που έχουν συνδεθεί στους εκπομπούς των κάτω τρανζίστορ έχουν ως αποτέλεσμα την ακύρωση IM3 και ταυτόχρονα λειτουργούν ως degeneration του εκπομπού. Επιπλέον, οι γραμμές μεταφοράς στις βάσεις χρησιμοποιούνται ως τμήμα της προσαρμογής εισόδου του σταδίου. Σε αυτό το σημείο θα πρέπει να σημειωθεί ότι για την προσαρμογή της εξόδου αντί των γραμμών μεταφοράς θα μπορούσε να χρησιμοποιηθεί μετασχηματιστής. Παρα ταύτα δεν χρησιμοποιήθηκε προς αποφυγή επιπλέον απωλειών. To κασκοδικό στάδιο παρέχει ένα ικανοποιητικό κέρδος και καλή απομό νωση από την έξοδο προς την είσοδο. Ο λόγος για τον οποίο πετυχαίνουμε ικανοποιητικό κέρδος είναι το μειωμένο φαινόμενο Miller Cμ1. Το μειονέκτημα της χρήσης κασκοδικού σταδίου είναι ότι απαιτείται η χρήση υψηλής τροφοδοσίας. Σε αυτό το σημείο θα πρέπει να επισημάνουμε ότι το στάδιο αυτό ουσιαστικά λειτουργεί σαν μετατροπέας, μετασχηματίζοντας την είσοδο τάσης σε έξοδο ρεύματος. Το μοναδιαίο κέρδος ρεύματος του σταδίου CB επιδίδει το ρεύμα εξόδου στο φορτίο. 41 Σ ε λ ί δ α

58 Σε χαμηλότερα ρεύματα, όταν η εκθετική παραμόρφωση (exponential distortion) θεωρείται κυρίαρχη, οι μη γραμμικότητες θα εισαχθούν από τα στάδια κοινού εκπομπού, εφόσον το στάδιο κοινής βάσης συμπεριφέρεται σχεδόν γραμμικά. Στο στάδιο κοινής βάσης της κασκοδικής συνδεσμολογίας ο πυκνωτής από τη βάση προς το συλλέκτη Cjc συνδέεται παράλληλα μεταξύ της εξόδου και της γη και δεν δρα ως ένα μη γραμμικό στοιχείο ανάδρασης. Η γραμμικότητα βελτιώνεται χρησιμοποιώντας τις γραμμές μεταφοράς. Η διάταξη η οποία χρησιμοποιήθηκε για τη σχεδίαση του σταδίου αυτού είναι αυτή που φαίνεται στο σχήμα 4.5. Η αντίσταση Rdeg χρησιμοποιείται για λόγους βελτίωσης της γραμμικότητας της εξόδου. Σχήμα 4-5 Στάδιο Εξόδου 42 Σ ε λ ί δ α

59 4-3-2 Κύκλωμα Πόλωσης Σταδίου Εξόδου Το κύκλωμα πόλωσης του δευτέρου σταδίου φαίνεται στο σχήμα 4.5 Σχήμα 4-6 Πόλωση Σταδίου Εξόδου Αποτελέσματα Προσομοιώσεων Σταδίου Εξόδου (i) Τιμή Θορύβου NF 43 Σ ε λ ί δ α

60 (ii) Ζm1 πραγματικό τμήμα (iii) Ζm1 φανταστικό τμήμα (iv) Ζm2 πραγματικό τμήμα (v) Ζm2 φανταστικό τμήμα 44 Σ ε λ ί δ α

61 (vi) απώλειες επιστροφής εισόδου (vii) αντίστροφο κέρδος (viii) κέρδος μετατροπής (ix) απώλειες επιστροφής εξόδου 45 Σ ε λ ί δ α

62 (x) Σημείο Συμπίεσης 1-dB (xi) Σημείο Παρεμβολής Τρίτης Τάξης 46 Σ ε λ ί δ α

63 (xii) k παράγοντας ευστάθειας Σχήμα 4-7 Αποτελέσματα Προσομοιώσεων Σταδίου Εξόδου Τα αποτελέσματα των προσομοιώσεων μετά την εφαρμογή ταυτόχρονης προσαρμογής εισόδου και θορύβου φαίνονται στο σχήμα 4.7. Οι ορισμένες προδιαγραφές για κέρδος επιτεύχθηκαν στο επιθυμητό εύρος συχνοτήτων. Πιο συγκεκριμένα, προέκυψαν στα 35 GHz τιμή θορύβου NF = 2.82 db, κέρδος μετατροπής S21 = 8.10 db, απώλειες επιστροφής εισόδου S11 = db, απώλειες επιστροφής εξόδου S22 = -31 db και αντίστροφο κέρδος S12 = db. Ο παράγοντας ευστάθειας k είναι μεγαλύτερος από 1 για ένα μεγάλο εύρος συχνοτήτων από DC μέχρι και 40 GHz. Το σημείο συμπίεσης (1 db Compression Point) προσομοιώθηκε για 1 τόνο στα 35 GHz. Το σχήμα 4-7(xi) δείχνει την ισχύ εισόδου που προκαλεί τη μείωση του κέρδους κατά 1 db από την αναμενόμενη γραμμική συμπεριφορά κέρδους. Το σημείο συμπίεσης επιτυγχάνεται στα dbm. Εισάγοντας έναν δεύτερο τόνο στα GHz βρίσκουμε το σημείο παρεμβολής τρίτης τάξης (3rd Order Intercept Point IP3) είναι 8.84 dbm. 47 Σ ε λ ί δ α

64 4-4 Συνδυασμός Πρώτου και Δεύτερου Σταδίου Το στάδιο εισόδου που συζητήθηκε στην ενότητα 4-2 και το στάδιο εξόδου της ενότητας 4-3 συνδυάζονται ώστε να σχηματίσουν έναν ενισχυτή χαμηλού θορύβου δύο σταδίων Ενδιάμεση Προσαρμογή Σταδίων Το σχηματικό του LNA με διαφορικό στάδιο εξόδου φαίνεται στο σχήμα 4-8. Η χρήση εκφυλισμού (degeneration) αυξάνει την σύνθετη αντίσταση εισόδου και εξόδου. Στην κασκοδική συνδεσμολογία, το στάδιο κοινού εκπομπού λειτουργεί ως εκφυλισμός για ένα στάδιο κοινής βάσης. Το στάδιο κοινού εκπομπού λειτουργεί σαν μια αντίσταση μικρού σήματος ίση με ro. Έτσι, η χρήση κασκοδικής συνδεσμολογίας αυξάνει την σύνθετη αντίσταση εξόδου. Για την μέγιστη μεταφορά ισχύος μεταξύ των σταδίων χρησιμοποιήθηκε ένα balun ενδιάμεσα. Ο μετασχηματιστής σε αυτή τη περίπτωση δρα ως φίλτρο άρτιας τάξης (even order filter). Οι άρτιες αρμονικές που παράγονται από το πρώτο στάδιο φιλτράρονται. Αυτό βοηθά στην βελτίωση της γραμμικότητας και του σημείου συμπίεσης 1 db. Σχήμα 4-8 Συνδυασμός Σταδίου Εισόδου και Εξόδου 48 Σ ε λ ί δ α

65 Το balun το οποίο χρησιμοποιήθηκε θα αναλυθεί στο επόμενο κεφάλαιο Αποτελέσματα Προσομοιώσεων LNA 2 σταδίων (i) Τιμή θορύβου NF (ii) Gmin (iii) Ζm1 πραγματικό τμήμα (iv) Ζm1 φανταστικό τμήμα 49 Σ ε λ ί δ α

66 (v) Ζm2 πραγματικό μέρος (vi) Ζm2 φανταστικό μέρος (vii) απώλειες επιστροφής εισόδου (viii) αντίστροφο κέρδος 50 Σ ε λ ί δ α

67 (ix) κέρδος μετατροπής (x) απώλειες επιστροφής εξόδου (xi) Σημείο Συμπίεσης 1-dB 51 Σ ε λ ί δ α

68 (xii) Σημείο Παρεμβολής Τρίτης Τάξης Σχήμα 4-9 Αποτελέσματα Προσομοιώσεων συνδυασμού Σταδίων Εισόδου και Εξόδου Τα αποτελέσματα των προσομοιώσεων του συνδυασμού των δυο σταδίων εισόδου και εξόδου φαίνονται στο παραπάνω σχήμα. Οι ορισμένες προδιαγραφές για κέρδος επιτεύχθηκαν στο επιθυμητό εύρος συχνοτήτων. Πιο συγκεκριμένα, προέκυψαν στα 35 GHz τιμή θορύβου NF = 2.64 db, κέρδος μετατροπής S21 = db, απώλειες επιστροφής εισόδου S11 = db, απώλειες επιστροφής εξόδου S22 = db και αντίστροφο κέρδος S12 = db. Ο παράγοντας ευστάθειας k είναι μεγαλύτερος από 1 για ένα μεγάλο εύρος συχνοτήτων από DC μέχρι και 40 GHz. Το σημείο συμπίεσης (1 db Compression Point) προσομοιώθηκε για 1 τόνο στα 35 GHz. Το σχήμα 4-9(xi) δείχνει την ισχύ εισόδου που προκαλεί τη μείωση του κέρδους κατά 1 db από την αναμενόμενη γραμμική συμπεριφορά κέρδους. Το σημείο συμπίεσης επιτυγχάνεται στα dbm. Εισάγοντας έναν δεύτερο τόνο στα GHz βρίσκουμε το σημείο παρεμβολής τρίτης τάξης (3rd Order Intercept Point IP3) είναι mdbm. Συνολικά, τα αποτελέσματα τα οποία προκύπτουν είναι ικανοποιητικά σε σχέση με τις προδιαγραφές οι οποίες ορίστηκαν με στόχο το χαμηλό κέρδος και την υψηλή γραμμικότητα του κυκλώματος. 52 Σ ε λ ί δ α

69 4-5 Συμπεριφορά του κυκλώματος σε μεταβολές της θερμοκρασίας και της τροφοδοσίας Το συγκεκριμένο κύκλωμα θα αποτελέσει μέρος μιας τηλεπικοινωνιακής διάταξης, στο οποίο η τροφοδοσία μπορεί να μεταβληθεί και λόγω της υψηλής σχετικά κατανάλωσης του ο ενισχυτής μπορεί να φτάσει σε υψηλότερη θερμοκρασία από αυτή δωματίου. Ενδεικτικά παρουσιάζουμε τις περιπτώσεις της τιμής θορύβου και των παραμέτρων s11,s21 ώστε να διαπιστώσουμε αν υπάρχει απόκλιση από τις τιμές των μεγεθών που προέκυψαν στις προσομοιώσεις με τιμή θερμοκρασίας δωματίου και ονομαστική τάση τροφοδοσίας. Ταυτόχρονα, όμως μπορεί να υπάρξει και κάποια μεταβολή στη τροφοδοσία του κυκλώματος. Στη δεύτερη υποενότητα θα εξετάσουμε αυτή τη περίπτωση Μεταβολή της θερμοκρασίας Ως ακραίες τιμές της θερμοκρασίας θεωρούμε τους 0 ο C και τους 70 ο C και προσομοιώνουμε την απόκριση του κέρδους ασθενούς σήματος, την παράμετρο απωλειών επιστροφής εισόδου S11 και την τιμή θορύβου στο ζητούμενο εύρος συχνοτήτων συγκρίνοντας ταυτόχρονα τα αποτελέσματα με την τυπική θερμοκρασία των 27 ο C. Τα αποτελέσματα των προσομοιώσεων φαίνονται στα παρακάτω σχήματα από τα οποία προκύπτει ότι η μεταβολή της θερμοκρασίας κρατά τη λειτουργία του ενισχυτή σε αποδεκτά επίπεδα. 53 Σ ε λ ί δ α

70 Σχήμα 4-10 Μεταβολή NF σε σχέση με θερμοκρασία Σχήμα 4-11 Μεταβολή παραμέτρου S11 σε σχέση με θερμοκρασία 54 Σ ε λ ί δ α

71 Σχήμα 4-10 Μεταβολή παραμέτρου S21 σε σχέση με θερμοκρασία Μεταβολή της τάσης τροφοδοσίας Για τις προσομοιώσεις της διάταξης του LNA 2 σταδίων χρησιμοποιήθηκαν ιδανικές πηγές τάσεις για την πόλωση του ενισχυτή. Σε πραγματική λειτουργία του κυκλώματος αυτού οι τάσεις αυτές θα παρέχονται από εξωτερική τροφοδοσία και bandgap πηγές και η μεταβολή της τροφοδοσίας θα σημαίνει αντίστοιχη μεταβολή όλων των πολώσεων. Για τον έλεγχο της επίδρασης των μεταβολών της τροφοδοσίας προσομοιώνονται δυο άκρα των τάσεων πόλωσης, ένα κατά το οποίο οι τάσεις είναι κατά 10% μικρότερες της ονομαστικής και ένα το οποίο η τάση τροφοδοσίας είναι 3.63V. Παρατηρούμε ότι η επίδοση του ενισχυτή είναι αρκετά ικανοποιητική και σε αυτή τη περίπτωση. 55 Σ ε λ ί δ α

72 Σχήμα 4-12 Μεταβολή τιμής θορύβου σε σχέση με τάση τροφοδοσίας Σχήμα 4-13 Μεταβολή παραμέτρου S11 σε σχέση με τάση τροφοδοσίας 56 Σ ε λ ί δ α

73 Σχήμα 4-14 Μεταβολή παραμέτρου S21 σε σχέση με τάση τροφοδοσίας 4-6 Συμπεριφορά του κυκλώματος σε μεταβολές process και mismatch Για να κατανοήσουμε την επιρροή των μεταβολών process και mismatch σε σημαντικά μεγέθη που αφορούν την επίδοση του κυκλώματος μας πραγματοποιήσαμε προσομοιώσεις Monte Carlo. Η προσομοίωση Monte Carlo πραγματοποιήθηκε για Ν = 200 δείγματα. Τα αποτελέσματα των προσομοιώσεων Monte Carlo φαίνονται στα παρακάτω γραφήματα όπου ο x - άξονας αντιπροσωπεύει το μέγεθος το οποίο εξετάζουμε και ο y - άξονας τον αριθμό των σημείων ελέγχου (test points). Στο σχήμα 4-15 βλέπουμε τη τιμή θορύβου εκφρασμένη σε db. Από τα αποτελέσματα της προσομοίωσης, η μέση τιμή βρίσκεται περίπου στα 2.7 db, το οποίο θεωρείται καλό ως αποτέλεσμα με βάση τις ορισμένες προδιαγραφές. Το εύρος τιμών ξεκινάει περίπου από 2.15 db έως και 3.45 db. 57 Σ ε λ ί δ α

74 Σχήμα 4.15 Monte Carlo προσομοίωση τιμής θορύβου για LNA δύο σταδίων Στο σχήμα 4.15 παρουσιάζονται οι απώλειες επιστροφής εισόδου εκφρασμένες σε db. Η μέση τιμή της παραμέτρου S11 βρίσκεται περίπου στα db. Σ' αυτή τη περίπτωση, βλέπουμε ότι το εύρος τιμών είναι αρκετά μεγάλο αλλά δεν μας ενδιαφέρει τόσο, καθώς οι τιμές οι οποίες αντιστοιχούν στις απώλειες είναι μέσα στα όρια των προϋποθέσεων που έχουν τεθεί. Σχήμα 4.16 Monte Carlo προσομοίωση απωλειών επιστροφής εισόδου LNA δύο σταδίων 58 Σ ε λ ί δ α

75 Στο σχήμα 4.16 απεικονίζεται η μορφή του κέρδους μετατροπής κατά τη μεταβολή των process και mismatch. Η μέση τιμή της παραμέτρου S22 είναι 13.6 db η οποία βρίσκεται εντός των αποδεκτών τιμών. Το εύρος των τιμών που αντιστοιχεί στη παράμετρο S22 είναι από 11 db έως και 15.5 db. Σχήμα 4.17 Monte Carlo προσομοίωση κέρδους μετατροπής ισχύος LNA δύο σταδίων 4-7 Εισαγωγή προστασίας από ηλεκτροστατική εκκένωση (ESD Protection) Κάθε καλοσχεδιασμένη συσκευή οφείλει να ενσωματώνει αντιστατική προστασία κατάλληλη για την προστασία της σε περιβάλλοντα στα οποία προορίζεται να λειτουργεί. Η εισαγωγή αυτού του συστήματος προστασίας είναι σημαντικό λόγω του στατικού ηλεκτρισμού ο οποίος αποτελεί θανάσιμη απειλή για τα ευαίσθητα κυκλώματα των σύγχρονων ηλεκτρονικών συσκευών. Στο σχήμα 4-17 παρουσιάζεται ο ενισχυτής χαμηλού θορύβου με την προστασία ESD. Θα πρέπει να αναφερθεί ότι ένα μέρος της προστασίας χρησιμοποιείται για την προστασία της εισόδου και ένα μέρος για την προστασία της τροφοδοσίας από απότομες μη αποδεκτές μεταβολές. 59 Σ ε λ ί δ α

76 Σχήμα 4.17 LNA δύο σταδίων με προστασία από ηλεκτροστατική εκκένωση 4-8 Σύγκριση με ήδη υπάρχουσες διατάξεις Ο πίνακας 4-1 συγκρίνει τα αποτελέσματα που προέκυψαν μετά από την εξαγωγική των παρασιτικών των επιμέρους τρανζίστορ με ήδη υπάρχουσες διατάξεις επιστημονικών εργασιών. [13] [14] [15] [16] This Work Frequency[GHz] NF [db] dB ICP [dbm] 0* -7** IIP3[dBm] N/A N/A Gain[dB] Techology 0.1μm GaAs 90nm SOI 120nm SiGe 0.25 μm SiGe 130nm SiGe Πίνακας 4-1 Συγκριτικός Πίνακας Διατάξεων Βιβλιογραφίας με τον LNA δύο σταδίων *μέτρηση στα 14 GHz, **μέτρηση στα 35GHz 60 Σ ε λ ί δ α

77 Παρατηρούμε ότι η απόδοση του ενισχυτή 2 σταδίων ο οποίος σχεδιάστηκε στη συγκεκριμένη εργασία παρουσιάζει συγκρίσιμα αποτελέσματα με τις ήδη υπάρχουσες διατάξεις. Ο θόρυβος της διάταξης παρουσιάζεται αρκετά χαμηλός σε σχέση με τις συχνότητες λειτουργίες και αυτό οφείλεται κυρίως στη χρήση τεχνολογίας SiGe BiCMOS. Στη συνέχεια, παρατηρούμε πολύ καλά αποτελέσματα σε σχέση με τη γραμμικότητα και την απόδοση του κυκλώματος. Το κέρδος επίσης είναι ικανοποιητικό. Όλα αυτά μας οδηγούν στο συμπέρασμα ότι καθίσταται δυνατή η χρήση της διάταξης αυτής σε εφαρμογές πολύ υψηλών συχνοτήτων. 61 Σ ε λ ί δ α

78 Κεφάλαιο 5 Φυσική Σχεδίαση Τμημάτων LNA 2-σταδίων 5-1 Εισαγωγή Σημαντικό μέρος στην υλοποίηση ενός ενισχυτή χαμηλής ισχύος είναι η φυσική σχεδίαση (physical layout). Στη συγκεκριμένη εργασία πραγματοποιήθηκε στο περιβάλλον Virtuoso της Cadence. 5-2 Metal Stack Η στοίβα μετάλλων που χρησιμοποιείται στη δοσμένη τεχνολογία 130nm φαίνεται στο σχήμα 5-1. Το υπόστρωμα είναι υψηλής αντοχής πράγμα το οποίο είναι επιθυμητό όταν πρόκειται για RF εφαρμογές. Το υπόστρωμα υψηλής αντοχής δεν θα έχει σημαντική επίδραση στο μαγνητικό πεδίο το οποίο ρέει μέσα στη top επίστρωση μετάλλου. Η τεχνολογία η οποία χρησιμοποιείται παρέχει 6 στρώσεις μετάλλων. Το top μέταλλο είναι το πιο παχύ και χρησιμοποιείται κυρίως για το σχεδιασμό παθητικών στοιχείων πάνω στο chip. Αυτό το μέταλλο επίσης χρησιμοποιείται για routing σε κρίσιμες διασυνδέσεις. Σχήμα 5-1 Μέταλλα χρησιμοποιούμενης τεχνολογίας 62 Σ ε λ ί δ α

79 5-3 Σχεδίαση Πηνίου Εκφυλισμού Πρώτου Σταδίου Σημαντικό ρόλο στην προσαρμογή της εισόδου 50Ω παίζει η χρήση της τεχνικής επαγωγικού εκφυλισμού (inductive degeneration), ώστε να έχουμε όσο το δυνατόν μικρότερο συντελεστή ανάκλασης. Στο σχήμα 5-2 βλέπουμε το layout του ζητούμενου πηνίου επαγωγής 56pF που χρησιμοποιήθηκε στο πρώτο στάδιο του ενισχυτή. D w P1 P2 Σχήμα 5-2 Φυσική μορφή πηνίου Ldeg πρώτου σταδίου Το πηνίο το οποίο δημιουργήθηκε είναι ένα νέο οκταγωνικό πηνίο το οποίο δημιουργήθηκε με τη βοήθεια του εργαλείου PCD (Passice Component Designer). Οι διαστάσεις και τα χαρακτηριστικά του πηνίου περιγράφονται αναλυτικά στον παρακάτω πίνακα : Παράμετρος Τιμή Αριθμός Σπειρών 1 Πλάτος Μετάλλου 5 um SRF GHz 63 Σ ε λ ί δ α

80 Εσωτερική Διάμετρος 20um Q παράγοντας 15 Πίνακας 5-1 Χαρακτηριστικά Πηνίου Το ηλεκτρικό μοντέλο, γνωστό και ως π-μοντέλο είναι πολύ σημαντικό για το χαρακτηρισμό των οκταγωνικών πηνίων. Το αντίστοιχο μοντέλο για το πηνίο επαγωγής 56pF παρουσιάζεται στο σχήμα 5-3. Σχήμα 5-3 Το π-μοντέλο του οκταγωνικού πηνίου Πολύ σημαντική επίσης για την αξιολόγηση ενός επαγωγέα είναι η τιμή της αυτεπαγωγής την οποία βλέπουμε στο σχήμα 5-4. Σχήμα 5-4 Τιμή αυτεπαγωγής Ldeg 64 Σ ε λ ί δ α

81 Τέλος, στο σχήμα 5-5 βλέπουμε τον συντελεστή Q του πηνίου το οποίο προέκυψε μετά απο προσομοίωση στο πρόγραμμα Sonnet. Σχήμα 5-5 Συνελεστής Q του πηνίου 5-4 Σχεδίαση Balun με Μεσαία Λήψη Ένας μετασχηματιστής με ενδιάμεση λήψη (center-tapped) χρησιμοποιείται για μετασχηματισμό εμπέδησης, ο οποίος βοηθάει στην επίτευξη 1dB υψηλού σημείου συμπίεσης. Επιπλέον, βοηθάει στη μετατροπή από απλής απόληξης σε διαφορικό. Ο μετασχηματιστής αυτός βοηθάει στην προσαρμογή της εισόδου. Το πρωτεύον πηνίο του balun είναι απλής απόληξης ενώ το δευτερεύον είναι διαφορικό με μια μεσαία λήψη. Σε μια ιδανική περίπτωση, όπου ο δείκτης μεσαίας λήψης συνδέεται στη γη, το σήμα κοινής λειτουργίας αντιμετωπίζει μόνο τη σύνθετη αντίσταση στο δείκτη μεσαίας λήψης. Σε πρακτικές εφαρμογές τα balun είναι μη ιδανικά καθώς ο συντελεστής ζεύξης είναι μικρότερος της μονάδας (Κ<1). Σε αυτή τη περίπτωση το σήμα κοινής λειτουργίας βλέπει μια πεπερασμένη εμπέδηση, η οποία δεν αποτελεί βραχυκύκλωμα όπως στην ιδανική περίπτωση. Για να ξεπεραστεί αυτό το πρόβλημα πυκνωτές συνδέονται στο δείκτη μεσαίας λήψης για να συντονιστεί με την αυτεπαγωγή του δευτερεύοντος πηνίου. Επίσης, γίνεται χρήση πυκνωτών για την βελτίωση της μεταφοράς ισχύος στο επιθυμητό εύρος συχνοτήτων. Το ιδανικό σχηματικό του balun φαίνεται στο σχήμα Σ ε λ ί δ α

82 Σχήμα 5-6 Σχηματικό ενδιάμεσου Balun δύο Σταδίων Η φυσική μορφή του balun φαίνεται στο σχήμα 5-7. Σχήμα 5-7 Φυσική μορφή ενδιάμεσου Balun Οι απώλειες του balun θα πρέπει να είναι όσο το δυνατόν μικρότερες ώστε να έχουμε μέγιστη μεταφορά ισχύος. Στο σχήμα 5-8 μπορούμε να παρατηρήσουμε ότι οι απώλειες του balun είναι σε αποδεκτά επίπεδα. 66 Σ ε λ ί δ α

83 Σχήμα 5-8 Απώλειες ενδιάμεσου Balun δυο Σταδίων 5-5 Σχεδίαση της φυσικής μορφής των Transistors Σταδίου Εισόδου και Εξόδου O LNA έχει σχεδιαστεί για εφαρμογές υψηλής ισχύος εξόδου οπότε η ηλεκτρομεταφορά είναι πολλή σημαντική. Ηλεκτρομεταφορά είναι η μετατόπιση ατόμων μετάλλου από τον αγωγό λόγω της ροής ρεύματος μέσα από αυτόν. Λόγω της ηλεκτρομεταφοράς κενά και προεξοχές δημιουργούνται στα μέταλλα. Αυτό μπορεί να έχει ως αποτέλεσμα ύπαρξη συνθηκών ανοιχτού κυκλώματος αν οι προεξοχές είναι τόσο μακριές ώστε να σχηματίζουν μια σύνδεση με γειτονική μεταλλική επίστρωση. Για την αποφυγή τέτοιων περιπτώσεων υπάρχουν ορισμένοι κανόνες για κάθε μέταλλο της στοίβας. Στα παρακάτω σχήματα βλέπουμε τα layout των τρανζίστορ που δημιουργήθηκαν με σκοπό την εξαγωγή των παρασιτικών τα οποία επηρεάζουν την απόδοση του κυκλώματος. Τα μέταλλα των συνδέσεων έχουν τέτοιο πλάτος ώστε να μπορεί να διέλθει το ρεύμα χώρις την ύπαρξη προβλημάτων. Επιπλέον, παρατηρούμε οτι στις βάσεις των κάτω τρανζίστορ οι συνδέσεις με μέταλλο 2 γίνονται συμμετρικά και απο τις δύο πλευρές διότι θέλουμε η συμβολή στην αντίσταση να είναι όσο το δυνατόν μικρότερη. 67 Σ ε λ ί δ α