ΠΑΝΕΠΙΣΤΗΜΙΟ ΠΑΤΡΩΝ ΤΜΗΜΑ ΗΛΕΚΤΡΟΛΟΓΩΝ ΜΗΧΑΝΙΚΩΝ ΚΑΙ ΤΕΧΝΟΛΟΓΙΑΣ ΥΠΟΛΟΓΙΣΤΩΝ ΤΟΜΕΑΣ ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΗΣ ΚΑΙ ΥΠΟΛΟΓΙΣΤΩΝ ΔΙΠΛΩΜΑΤΙΚΗ ΕΡΓΑΣΙΑ

Transcript

1 ΠΑΝΕΠΙΣΤΗΜΙΟ ΠΑΤΡΩΝ ΤΜΗΜΑ ΗΛΕΚΤΡΟΛΟΓΩΝ ΜΗΧΑΝΙΚΩΝ ΚΑΙ ΤΕΧΝΟΛΟΓΙΑΣ ΥΠΟΛΟΓΙΣΤΩΝ ΤΟΜΕΑΣ ΗΛΕΚΤΡΟΝΙΚΗΣ ΚΑΙ ΥΠΟΛΟΓΙΣΤΩΝ ΔΙΠΛΩΜΑΤΙΚΗ ΕΡΓΑΣΙΑ «Σχεδιασμός και Υλοποίηση Ευρυζωνικού Ενισχυτή Χαμηλού Θορύβου» Γιαννακίδης Κωνσταντίνος του Νικολάου, Α.Μ.: 6224 φοιτητής του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών Επιβλέπων: Γρηγόριος Καλύβας, Αναπληρωτής Καθηγητής ΠΑΤΡΑ, Δεκέμβριος 2013

2

3 ΠΙΣΤΟΠΟΙΗΣΗ Πιστοποιείται ότι η διπλωματική εργασία με θέμα: «Σχεδιασμός και Υλοποίηση Ευρυζωνικού Ενισχυτή Χαμηλού Θορύβου» του φοιτητή του Τμήματος Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών Γιαννακίδη Κωνσταντίνου Παρουσιάστηκε δημόσια και εξετάστηκε στο Τμήμα Ηλεκτρολόγων Μηχανικών και Τεχνολογίας Υπολογιστών στις / / O Επιβλέπων Ο Διευθυντής του Τομέα Γρηγόριος Καλύβας Ευθύμιος Χούσος

4

5

6

7 Ευχαριστίες Πρώτα από όλα θα ήθελα να ευχαριστήσω τον επιβλέποντα καθηγητή κ. Γρηγόρη Καλύβα τόσο για την εμπιστοσύνη που μου έδειξε, όσο και για τη δεδομένη και καθημερινή υποστήριξη και καθοδήγηση που μου παρείχε κατά την εκπόνηση της διπλωματικής αυτής εργασίας. Θα ήθελα επίσης να ευχαριστήσω τον καθηγητή κ. Αλέξη Μπίρμπα για τις συμβουλές που μου προσέφερε σε κρίσιμα σημεία της διπλωματικής. Ακόμη θα ήθελα να ευχαριστήσω τον κ. Γιάννη Κωνσταντινίδη πρώτα από όλα για το ενδιαφέρον που μου έδειξε, το χρόνο που μου αφιέρωσε, αλλά και για τις πολύτιμες τεχνικές και πρακτικές συμβουλές που προσέφερε κατά το σχεδιασμό του το PCB. Θα ήθελα επίσης να ευχαριστήσω τον ηλεκτρολόγο μηχανικό Σάββα Σγούρενα για τη βοήθεια που προσέφερε και τις συμβουλές που μου έδωσε κατά τη διάρκεια της σχεδίασης του κυκλώματος. Όπως επίσης και τον ηλεκτρολόγο μηχανικό Σπύρο Λιώλη για τις πρακτικές συμβουλές που μου έδωσε. Ακόμη θα ήθελα να ευχαριστήσω του φίλους μου για την υποστήριξή τους, καθώς και τα παιδιά του εργαστηρίου Χρήστο Θώμο, Γεράσιμο Τουλιατό και Μηχάλη Χαρίτο για την υποστήριξη τους και τις συμβουλές τους. Τέλος οφείλω ένα μεγάλο ευχαριστώ στους γονείς μου και στον αδερφό μου που με στηρίζουν σε όλα τα επίπεδα τόσο υλικά όσο και ηθικά όλα αυτά τα χρόνια.

8

9 Στους γονείς μου και στον αδερφό μου Δέσποινα, Νίκο και Τάσσο

10

11 ΠΕΡΙΕΧΟΜΕΝΑ ΠΕΡΙΛΗΨΗ... XI ΚΕΦΑΛΑΙΟ 1 ΕΙΣΑΓΩΓΗ... 1 ΚΕΦΑΛΑΙΟ 2 ΘΕΩΡΙΑ ΘΕΩΡΙΑ ΓΡΑΜΜΩΝ ΜΕΤΑΦΟΡΑΣ [1][2] ΠΑΡΑΜΕΤΡΟΙ ΣΚΕΔΑΣΗΣ [1][2] Ο ΧΑΡΤΗΣ SMITH [1] ΕΞΙΣΩΣΕΙΣ POWER GAIN ΕΥΣΤΑΘΕΙΑ ΘΟΡΥΒΟΣ [14] ΚΕΦΑΛΑΙΟ 3 ΣΧΕΔΙΑΣΜΟΣ ULTRA WIDEBAND LOW NOISE AMPLIFIER (UWB LNA) ΔΙΚΤΥΩΜΑ ΠΡΟΣΑΡΜΟΓΗΣ ΕΙΣΟΔΟΥ (INPUT MATCHING NETWORK) Ενισχυτής Κοινής Πηγής (CS) με Επαγωγικό Εκφυλισμό της Πηγής (Inductive Degeneration) Σχεδιασμός Αναλογικού Φίλτρου GHz ΣΧΕΔΙΑΣΜΟΣ ΕΝΙΣΧΥΤΗ ΜΕ ΤΟ TΡΑΝΖΙΣΤΟΡ ATF Σημείο Λειτουργίας του Τρανζίστορ Έλεγχος Ευστάθειας ΣΧΕΔΙΑΣΜΟΣ ΕΝΙΣΧΥΤΗ ΜΕ ΤΟ ΤΡΑΝΖΙΣΤΟΡ AVMK Σημείο λειτουργίας του Τρανζίστορ Έλεγχος Ευστάθειας Σχεδιασμός του Ενισχυτή με Συγκεντρωμένα Στοιχεία Σχεδιασμός του Ενισχυτή με Κατανεμημένα Στοιχεία... 63

12 3.3.5 Κυκλώματα Πόλωσης και Σχεδιασμός του Ενισχυτή με τα μη Γραμμικά Μοντέλα του Τρανζίστορ ΚΕΦΑΛΑΙΟ 4 ΥΛΟΠΟΙΗΣΗ ULTRA WIDEBAND LOW NOISE AMPLIFIER (UWB LNA) ΣΧΕΔΙΑΣΜΟΣ ΤΗΣ ΠΛΑΚΕΤΑΣ (PCB) Προετοιμασία Σχηματικού και Εξομοιώσεις με μεγαλύτερη Ακρίβεια Σχεδιασμός Layout ΗΛΕΚΤΡΟΜΑΓΝΗΤΙΚΕΣ ΕΞΟΜΟΙΩΣΕΙΣ ΚΑΙ CO SIMULATION Έλεγχος Γραμμικότητας και Ευστάθειας Τελική Μορφή του PCB ΚΕΦΑΛΑΙΟ 5 ΣΧΟΛΙΑ ΣΥΜΠΕΡΑΣΜΑΤΑ ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ I ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ II ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ III ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ IV ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ V ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ VI ΒΙΒΛΙΟΓΡΑΦΙΑ

13 ΠΕΡΙΛΗΨΗ Στη διπλωματική αυτή εργασία περιγράφεται η σχεδίαση και η υλοποίηση σε πλακέτα (PCB) ενός Ultra Wideband Low Noise Amplifier (UW-LNA) με περιοχή λειτουργίας GHz. Ο ενισχυτής αυτός αποτελεί το σημαντικότερο κομμάτι ενός δέκτη σε ό,τι α- φορά τη θορυβική συμπεριφορά του τελευταίου.

14

15 ABSTRACT In this diploma thesis we designed an Ultra Wideband Low Noise Amplifier (UW-LNA), operating in the band of frequencies between GHz. The LNA has also been implemented on a PCB. The LNA is the most important component of a receiver as far as the noise behavior is concerned.

16

17 ΕΙΣΑΓΩΓΗ ΚΕΦΑΛΑΙΟ 1 ΕΙΣΑΓΩΓΗ Στη σημερινή κοινωνία η τεχνολογία της επικοινωνίας είναι αναπόσπαστο κομμάτι της καθημερινότητας όλων μας. Πιο συγκεκριμένα παραδείγματα είναι το κινητό τηλέφωνο, το ασύρματο Internet, το GPS κ.α. Όμως το πεδίο αυτό της επιστήμης δεν σταματά εκεί, αλλά υπεισέρχεται και σε πιο κρίσιμες εφαρμογές όπως στην ιατρική για την παρακολούθηση ενός ασθενή από απόσταση. Για την πραγματοποίηση και την υλοποίηση όλων αυτών απαιτείται η συνεργασία διαφόρων περιοχών της τεχνολογίας και της επιστήμης. Στο κατώτερο επίπεδο αυτής της αλυσίδας βρίσκονται τα ηλεκτρονικά κυκλώματα, από τα οποία ξεκινάνε τα πάντα. Για την επικοινωνία μεταξύ δύο σημείων απαιτούνται ο πομπός και ο δέκτης. Ο πομπός μετατρέπει το σήμα σε αναλογικό ηλεκτρομαγνητικό κύμα το οποίο στέλνεται από την κεραία εκπομπής του πομπού. Στην συνέχεια λαμβάνεται από την κεραία του δέκτη και επεξεργάζεται για να μετατραπεί σε ψηφιακό σήμα. Το σήμα όμως που φτάνει στην κεραία του δέκτη είναι πολύ εξασθενημένο και έχει χαμηλή ισχύ. Θα πρέπει λοιπόν να ενισχυθεί. Από την άλλη στα συστήματα αυτά παίζει πολύ σημαντικό όλο ο θόρυβος. Με την έννοια του θορύβου περιγράφουμε κάθε ανεπιθύμητο σήμα ή διαταραχή που επηρεάζει ή αλλοιώνει το σήμα που φέρει την επιθυμητή πληροφορία. Οι παράγοντες θορύβου είναι πολλοί και κάποιοι από αυτούς οφείλονται στα ηλεκτρονικά κυκλώματα. Επομένως τα κυκλώματα αυτά θα πρέπει να εισάγουν όσο το δυνατόν λιγότερο θόρυβο. Επίσης, για λόγους που εξηγούνται παρακάτω, τη σημαντικότερη συνεισφορά θορύβου στην αλυσίδα των κυκλωμάτων που α- παρτίζουν το δέκτη την έχει ο ενισχυτή που ακολουθεί την κεραία. Επομένως θα πρέπει να σχεδιαστεί ένας ενισχυτής που εισάγει όσο το δυνατόν λιγότερο θόρυβο, χρειαζόμαστε λοιπόν έναν ενισχυτή χαμηλού θορύβου ή έναν Low Noise Amplifier (LNA). 1

18 Ένα άλλο πολύ σημαντικό ζήτημα είναι το εύρος λειτουργίας των συστημάτων αυτών. Η παρακάτω εξίσωση περιγράφει το θεώρημα του Shannon για τη χωρητικότητα ενός καναλιού: log 1 Από την παραπάνω εξίσωση βλέπουμε ότι η χωρητικότητα του καναλιού αυξάνεται γραμμικά με την αύξηση του εύρους ζώνης, BW. Γι αυτό το λόγο όσο μεγαλύτερο εύρος ζώνης μπορούμε να πετύχουμε τόσο: Τόσο μεγαλύτερη ταχύτητα μετάδοσης μπορούμε να πετύχουμε Τόσο μεγαλύτερο όγκο πληροφορίας μπορούμε να μεταδώσουμε στην ίδια ταχύτητα Τόση λιγότερη ενέργεια απαιτείται για τη σωστή μετάδοση της πληροφορίας Το τελευταίο συνεπάγεται το γεγονός ότι η χωρητικότητα του καναλιού αυξάνεται με τη βελτίωση του SNR. Ωστόσο για να γίνει αυτό θα πρέπει να αυξήσουμε την ενέργεια του σήματος. Όμως όταν έχουμε μεγάλο εύρος ζώνης μπορούμε με χαμηλό SNR, άρα και με χαμηλά ποσοστά ενέργειας, να αυξήσουμε τη χωρητικότητα του καναλιού και μάλιστα σε μεγαλύτερο βαθμό από ό,τι αν αυξάναμε το SNR. Τέλος τα τελευταία χρόνια ορίστηκε σαν ελεύθερη ζώνη μετάδοσης το εύρος συχνοτήτων GHz. Αρχικά από την U.S. Federal Communication Committee και στη συνέχεια ακολούθησαν και άλλες χώρες. Ο σκοπός λοιπόν της διπλωματικής αυτής εργασίας είναι η σχεδίαση και υλοποίηση ενός ενισχυτή χαμηλού θορύβου (LNA) με τις παρακάτω προδιαγραφές: Εύρος ζώνης, BW=7.5 GHz ( GHz) Κέρδος 9 db σταθερό σε όλο το εύρος ζώνης NF<4 db σε όλο το εύρος ζώνης Συντελεστής ανάκλασης εισόδου κάτω από τα -10 db σε όλο το εύρος ζώνης Συντελεστής ανάκλασης εξόδου, Γ out -10 db. 2

19 Τέλος ο ενισχυτή αυτός θα πρέπει να είναι γραμμικός σε όλο το εύρος ζώνης και να μην παραμορφώνει το σήμα εισόδου. Η σχεδίαση και η υλοποίηση θα γίνει με τη χρήση του εξομοιωτή της Agilent, Advanced Design System (ADS) και των υπόλοιπων εργαλείων που προσφέρει η πλατφόρμα αυτή. 3

20

21 ΘΕΩΡΙΑ ΚΕΦΑΛΑΙΟ 2 ΘΕΩΡΙΑ 2.1 Θεωρία Γραμμών Μεταφοράς [1][2] Τα σημαντικότερα στοιχεία στις μικροκυματικές συχνότητες είναι οι γραμμές μεταφοράς και οι κυματοδηγοί. Ο ρόλος τους είναι πολύ σημαντικός καθώς σ αυτές τις υψηλές συχνότητες αντικαθιστούν τα απλά καλώδια. Η θεωρία των γραμμών μεταφοράς δημιουργήθηκε, διότι στις συχνότητες αυτές τα καλώδια επηρεάζουν σημαντικά την απόκριση του κυκλώματος και η συμπεριφορά τους θα πρέπει να μελετηθεί και να ληφθεί υπόψιν κατά τη σχεδίαση ενός κυκλώματος στις ραδιοσυχνότητες και στις μικροκυματικές συχνότητες. Οι κυματοδηγοί χρησιμοποιούνται εκεί που είναι απαραίτητη η μεταφορά μεγάλων ποσοτήτων ισχύος. Γι αυτό και οι γραμμές μεταφοράς συναντώνται πιο συχνά στα μικροκυματικά κυκλώματα, όπου συνήθως δεν απαιτείται η μεταφορά μεγάλων ποσοτήτων ισχύος. Ο ρόλος τους είναι επίσης πολύ σημαντικός στη σχεδίαση μικροκυματικών κυκλωμάτων, καθώς με κατάλληλη σχεδίαση οι γραμμές μεταφοράς μπορούν να χρησιμοποιηθούν για το μετασχηματισμό εμπέδησης, ενώ ο κατάλληλος συνδυασμός γραμμών μεταφοράς οδηγεί σε πολύ σημαντικά κυκλώματα σ αυτές τις συχνότητες, όπως είναι τα φίλτρα. 1

22 ΘΕΩΡΙΑ Υπάρχουν πολλοί τύποι γραμμών μεταφοράς. Στην εικόνα 2.1 φαίνονται οι τρεις πιο κοινοί τύποι γραμμών μεταφοράς, οι δισύρματες γραμμές μεταφοράς, το ομοαξονικό καλώδιο και οι γραμμές μικροταινίας. Η τελευταία βρίσκει πολύ σημαντική εφαρμογή στη σχεδίαση και στην κατασκευή πολλών μικροκυματικών κυκλωμάτων και ειδικά στη σχεδίαση και στην κατασκευή ενισχυτών. Οι γραμμές μεταφοράς σχεδιάζονται και λειτουργούν σε πολύ υψηλές συχνότητες όπου το μήκος κύματος τους είναι συγκρίσιμο με το φυσικό τους μήκος και γι αυτό το λόγο δεν είναι δυνατόν να αντιμετωπισθούν σαν συγκεντρωμένα στοιχεία. Θα πρέπει λοιπόν για την περιγραφή τους να χρησιμοποιηθεί το κατανεμημένο μοντέλο, το οποίο είναι πολύ πιο ακριβές και κατάλληλο για τη σχεδίαση κυκλωμάτων στις μικροκυματικές συχνότητες. Παρακάτω αναπτύσσεται αυτό ακριβώς το μοντέλο και θα μελετηθεί η συμπεριφορά των γραμμών μεταφοράς με βάση αυτό το μοντέλο και σε ό,τι αφορά τα ρεύματα και τις τάσεις που αναπτύσσονται. Εικόνα 2-1 Οι πιο κοινοί τύποι γραμμών μεταφοράς Στο σχήμα 2.2 φαίνεται ένα ηλεκτρικό μοντέλο για τη γραμμή μεταφοράς, η οποία αντιμετωπίζεται σαν ένα δίθυρο που παίρνει ισχύ από μια πηγή σήματος V S και την αποδίδει σε ένα φορτίο Z L. Για τη περιγραφή και τη μελέτη αυτού του μοντέλου θα διαιρέσουμε το μήκος l της γραμμή μεταφοράς σε πολλά και όμοια μεταξύ τους κομμάτια μήκους Δχ όπως απεικονίζεται και στο σήμα 2.2. Κάθε τέτοιο σχήμα μοντελοποιείται με τα τέσσερα συγκεντρωμένα στοιχεία κα πιο συγκεκριμένα από μια αντίσταση R Ω/m, από μια επαγωγή L H/m, μία χωρητικότητα C F/m και από μια αγωγιμότητα G S/m. Θα πρέπει όμως να σημειωθεί ότι γραμμή μεταφοράς θεωρείται ομοιόμορφη, δηλαδή οι παραπάνω παράμετροι θεωρούνται σταθερές σε όλο το μήκος της γραμμής μεταφοράς. 2

23 Εικόνα 2-2 Ηλεκτρικό μοντέλο γραμμής μεταφοράς Εικόνα 2-3 Τμήμα Δχ του κατανεμημένου μοντέλου της γραμμής μεταφοράς Στην εικόνα 2.3 βλέπουμε ένα τμήμα Δχ αυτής της γραμμής μεταφοράς καθώς και τις τάσεις και τα ρεύματα στην είσοδο και στην έξοδο αυτού του τμήματος Δχ. Παρατηρούμε ότι οι τάσεις και τα ρεύματα είναι συναρτήσεις του χρόνου και της θέσης. Ορίζουμε ως v(x,t) και i(x,t) την τάση και το ρεύμα στην είσοδο του κομματιού αυτού και ως v(x+δχ,t) και i(x+δχ,t) την τάση και το ρεύμα στην έξοδο του κομματιού αυτού. Εφαρμόζοντας τους νόμους τάσης και ρεύματος του Kirchhoff και θεωρώντας ότι το Δχ τείνει στο 0, καταλήγουμε στις παρακάτω εξισώσεις 2.1 και 2.2 για την τάση και το ρεύμα αντίστοιχα:,,, 2.1 3

24 ,,, 2.2 Οι δύο αυτές εξισώσεις περιγράφουν την τάση και το ρεύμα σε όλο το μήκος και σε οποιοδήποτε σημείο της γραμμής μεταφοράς. Ωστόσο ιδιαίτερο ενδιαφέρον στα μικροκυματικά κυκλώματα παρουσιάζει η γραμμή μεταφοράς χωρίς απώλειες, όταν δηλαδή η αντίσταση και η αγωγιμότητα στο παραπάνω μοντέλο έχουν αμελητέες τιμές ή όταν R=G=0. Με τη συνθήκη αυτή οι εξισώσεις 2.1 και 2.2 απλοποιούνται στις:,, 2.3,, 2.4 Προφανώς το ενδιαφέρον παρουσιάζεται στην ανάλυση των παραπάνω εξισώσεων για μια ημιτονοειδή διέγερση. Για τη μελέτη του φαινομένου της σταθερής ημιτονοειδούς απόκρισής θα χρησιμοποιηθεί η γνωστή μέθοδος των φασόρων. Εφαρμόζοντας τη μέθοδο αυτή και μετά από απλές μαθηματικές πράξεις συμβάσεις και λαμβάνοντας υπόψιν ότι η τάση V(x) είναι συνάρτηση μόνο της θέσης, μπορούμε να γράψουμε: Όμως η εξίσωση 2.5 θα πρέπει να ικανοποιείται για κάθε χρόνο t. Οπότε μπορούμε να γράψουμε: 2.6 Αυτό που κάναμε δηλαδή χρησιμοποιώντας τη μέθοδο των φασόρων είναι να μετατρέψουμε τη μερική διαφορική εξίσωση σε απλή διαφορική εξίσωση. Με την ίδια λογική μπορούμε να καταλήξουμε σε μια αντίστοιχη εξίσωση και για το ρεύμα της γραμμής μεταφοράς: 2.7 4

25 Μετά από απλές μαθηματικές πράξεις και εφαρμόζοντας τη θεωρία των διαφορικών εξισώσεων καταλήγουμε στις γενικές λύσεις των παραπάνω εξισώσεων που περιγράφονται από τις εξισώσεις 2.8 και 2.9: Με Επίσης ορίζουμε ως χαρακτηριστική αντίσταση Οπότε η 2.9 γίνεται: 2.10 Γυρνώντας ξανά από πεδίο των φασόρων στο πεδίο του χρόνου και θεωρώντας την απλή περίπτωση όπου τα Α και Β είναι πραγματικά έχουμε:, cos cos 2.11, cos cos 2.12 Οι παραπάνω δύο εξισώσεις είναι γνωστές ως οι εξισώσεις κυμάτων. Εξετάζοντας τη συμπεριφορά αυτών των δύο εξισώσεων παίρνουμε δύο περιπτώσεις, όπου χ=0 να είναι η πρώτη περίπτωση και t=0 να είναι η δεύτερη περίπτωση. Η συμπεριφορά και τα χαρακτηριστικά των κυματικών εξισώσεων φαίνονται στα παρακάτω διαγράμματα. Στο διάγραμμα 2.4β ορίζεται σαν μήκος κύματος, η απόσταση δύο διαδοχικών ίσων τιμών του σήματος. Ενώ η ταχύτητα διάδοσης του κύματος θα είναι: 1 Παρατηρώντας τις εξισώσεις του μήκους κύματος και της ταχύτητας διάδοσης μπορούμε να γράψουμε τη σχέση που συνδέει τις δύο αυτές παραμέτρους. 5

26 Επομένως το μήκος κύματος είναι η απόσταση που θα διανύσει το κύμα στο χρόνο μιας περιόδου. Εικόνα 2-4 Η συμπεριφορά της τάσης στη γραμμή μεταφοράς για (α)σταθερή θέση, (β) σταθερό χρόνο κι (γ) για δύο διαφορετικές χρονικές στιγμές 6

27 Αναλύοντας τις κυματικές εξισώσεις βλέπουμε ότι προκύπτουν δύο κύματα, ένα προσπίπτων και ένα ανακλώμενο και γενικά το ρεύμα και η τάση δε μια γραμμή μεταφοράς είναι η υπέρθεση του προσπίπτοντος και του ανακλώμενου κύματος. Τέλος η ποσότητα βχ λέγεται ηλεκτρικό μήκος. Στην εικόνα 2.5 φαίνεται ακριβώς αυτή οι συνύπαρξη των δύο κυμάτων. Επίσης για λόγους ευκολίας θέτουμε το φορτίο στην απόσταση 0 και την πηγή σε απόσταση l. Εικόνα 2-5 Προσπίπτον και ανακλώμενο κύμα στη γραμμή μεταφοράς Με βάση τα παραπάνω μπορούμε να ορίσουμε τον συντελεστή ανάκλασης σε μια γραμμή μεταφοράς ως το λόγο του προσπίπτοντος κύματος προς το ανακλώμενο κύμα: Εκφράζοντας τώρα με βάση την παραπάνω σχέση την τάση και το ρεύμα μπορούμε να ορίσουμε την εμπέδηση εισόδου σε ένα σημείο d της γραμμής μεταφοράς ως: 2.14 Στο φορτίο όμως d=0 η παραπάνω σχέση απλοποιείται στην: 7

28 2.15 Ή 2.16 Στην περίπτωση που Ζ L =Ζ 0, τότε Γ in =0 και έχουμε μηδενική ανάκλαση. Τότε λέμε ότι έ- χουμε μια ταιριασμένη γραμμή μεταφοράς. Στην παρακάτω εικόνα αναπαρίσταται σχηματικά ο συντελεστής και η εμπέδηση εισόδου της γραμμής μεταφοράς. Με βάση τις 4 παραπάνω σχέσεις μπορούμε να γράψουμε την παρακάτω εξίσωση που μας δίνει την εμπέδηση εισόδου σε οποιοδήποτε σημείο της γραμμής μεταφοράς. Μία πολύ σημαντική ιδιότητα των γραμμών μεταφοράς που χρησιμοποιείται κατά κόρον στα μικροκυματικά κυκλώματα είναι ότι μπορούν να μετατρέψει την εμπέδηση ενός φορτίου σε μια άλλη τιμή στην είσοδό τους. Στην παρακάτω εικόνα, 2.7, παρουσιάζονται 4 πολύ σημαντικές και βασικές περιπτώσεις γραμμών μεταφοράς που απαντώνται πολύ συχνά στη σχεδίαση μικροκυματικών κυκλωμάτων. 8

29 Εικόνα 2-6 Τέσσερις βασικές περιπτώσεις γραμμών μεταφοράς Στην ταιριασμένη γραμμή μεταφοράς στην εικόνα 2.7α ισχύει ότι Γ 0 =0 και Ζ in (d)=z L. Αυτό σημαίνει ότι δεν υπάρχει ανακλώμενο κύμα και ότι η εμπέδηση της εισόδου είναι ίση με Ζ 0 σε οποιοδήποτε σημείο d της γραμμής μεταφοράς. Στην περίπτωση της βραχυκυκλωμένης γραμμής μεταφοράς (Z L =0) της εικόνα 2.7b ισχύει ότι Γ 0 =-1 και. Στην περίπτωση αυτή έχουμε πλήρη ανάκλαση. Στην περίπτωση της ανοιχτοκυκλωμένης γραμμής μεταφοράς (Z L = ) της εικόνα 2.7c ισχύει ότι Γ 0 =1 και. Στην περίπτωση αυτή έχουμε και πάλι πλήρη ανάκλαση. Τέλος στην εικόνα 2.7d απεικονίζεται η γραμμή μεταφοράς λ/4. Η εμπέδηση εισόδου αυτής της γραμμής μεταφοράς δίνεται από τη σχέση 2.17:

30 Η σχέση αυτή είναι πολύ σημαντική και πολύ χρήσιμοι καθώς δείχνει ότι προκειμένου να μετατρέψουμε μια πραγματική εμπέδηση Z L σε μια άλλη ίση με αρκεί να χρησιμο- ποιήσουμε μια λ/4 γραμμή μεταφοράς με χαρακτηριστική αντίσταση:

31 ΘΕΩΡΙΑ 2.2 Παράμετροι Σκέδασης [1][2] Ένα πολύ σημαντικό μαθηματικό εργαλείο που χρησιμοποιείται στα μικροκυματικά κυκλώματα είναι οι παράμετροι σκέδασης. Συνήθως για να χαρακτηρίσουμε ένα δίθυρο το θεωρούμε σαν ένα μαύρο κουτί του οποίου η συμπεριφορά περιγράφεται από τις Z, Y ή ABCD παραμέτρους. Όμως για να μετρηθούν οι παράμετροι αυτοί πραγματοποιούνται βραχυκυκλώματα και ανοιχτοκυκλώματα, τα οποία δεν είναι εύκολο να πραγματοποιηθούν στις μικροκυματικές συχνότητες. Ο λόγος είναι ότι είναι δύσκολη η εφαρμογή τους για μεγάλο εύρος ζώνης αλλά και ότι οι μικροκυματικές συσκευές είναι πιθανόν να εμφανίσουν ταλαντώσεις. Για τους λόγους αυτούς προκειμένου να περιγράψουμε και να μελετήσουμε τη συμπεριφορά μικροκυματικών κυκλωμάτων χρησιμοποιούμε τις παραμέτρους σκέδασης οι οποίες για τη μέτρηση τους δεν απατούν βραχυκυκλώματα και ανοιχτοκυκλώματα, αλλά ταιριασμένες (properly terminated) εισόδους και εξόδους. Εισάγοντας το συμβολισμό Και κανονικοποιώντας ως προς τον παράγοντα μπορούμε να γράψουμε τις παρακάτω δύο σχέσεις για το προσπίπτων και το ανακλώμενο κύμα που φαίνονται στην εικόνα 2.8: Ένα τώρα έχουμε αντί για μία γραμμή μεταφοράς έχουμε ένα δίθυρο όπως στην εικόνα 2.8, μπορούμε να γράψουμε:

32 2.24 Εικόνα 2-7 Προσπίπτοντα και ανακλώμενα κύματα σε ένα δίθυρο Οι παράμετροι S xx που αντιπροσωπεύουν συντελεστές ανάκλασης και μεταφοράς λέγονται παράμετροι σκέδασης (παράμετροι S) του δίθυρου και έχουν μετρηθεί στις θύρες 1 και 2 με τις παρακάτω συνθήκες:, με , με , με , με Οι παραπάνω παράμετροι S απεικονίζουν το συντελεστή ανάκλασης της εισόδου με την έξοδο ταιριασμένη, το συντελεστή μεταφοράς με την έξοδο ταιριασμένη, το συντελεστή α- νάκλασης της εξόδου με την είσοδο ταιριασμένη και την απομόνωση με την είσοδο ταιριασμένη αντίστοιχα. Αν το εν λόγω δίθυρο αντιπροσωπεύει ένα τρανζίστορ, τότε αυτό θα πρέπει να πολωθεί σωστά και οι παράμετροι σκέδασης μετρώνται για συγκεκριμένο σημείο πόλωσης. Επίσης οι τιμές των παραμέτρων σκέδασης αλλάζουν με τη συχνότητα και για το λόγο αυτό μετρώνται σε 12

33 ένα εύρος συχνοτήτων. Όπως είπαμε οι παράμετροι σκέδασης μετρώνται με σωστά ταιριασμένη την είσοδο και την έξοδο του τρανζίστορ. Έτσι αποφεύγουμε τις ταλαντώσεις του τελευταίου, που διαφορετικά θα είχαμε σε συνθήκες βραχυκυκλώματος/ανοιχτοκυκλώματος. Οι παράμετροι σκέδασης είναι ένα πολύ σημαντικό μαθηματικό εργαλείο καθώς μέσω αυτών των παραμέτρων μπορούμε να περιγράψουμε και να υπολογίσουμε όλες τις έννοιες που είναι απαραίτητες για την περιγραφή ενός κυκλώματος όπως είναι ο ενισχυτής. Για παράδειγμα η ισχύς του ενισχυτή, ο θόρυβος, το κέρδος κ.α. περιγράφονται από τις παραμέτρους σκέδασης με τον τρόπο που ορίζονται στην [1]. Ενδεικτικά αναφέρεται ότι το transducer κέρδος δίνεται από τη σχέση: Ο Χάρτης Smith [1] Ο χάρτης Smith είναι στην ουσία ένας γραφικός υπολογιστής εμπεδήσεων. Απεικονίζει όλες τις εμπεδήσεις πάνω στο πολικό διάγραμμα των συντελεστών ανάκλασης. Η χρησιμότητα του χάρτη Smith είναι μεγάλη, καθώς μπορεί κανείς γραφικά να κάνει γρήγορους υπολογισμούς και να σχεδιάσει δίκτυα προσαρμογής είτε αυτά αποτελούνται από γραμμές μεταφοράς είτε από συγκεντρωμένα κυκλώματα. Θα πρέπει όμως να σημειωθεί ότι σε καμία περίπτωση ο χάρτης αυτός δεν μπορεί να δώσει αποτελέσματα μεγάλης ακρίβειας, διότι δεν υπολογίζει απώλειες. Ωστόσο είναι ένας γρήγορος και πολύ καλό τρόπος να αποκτήσει κανείς μια διαίσθηση για το κύκλωμα που θα πρέπει να σχεδιάσει. Ο χάρτης Smith είναι η αναπαράσταση στο επίπεδο του συντελεστή ανάκλασης, Γ επίπεδο, της σχέσης: 2.30 για όλες τιμές του Ζ για τις οποίες ισχύει ότι Re[Z] 0. Όπου είναι η χαρακτηριστική αντίσταση μια γραμμής μεταφοράς. Οι εμπεδήσεις που απεικονίζονται πάνω στο χάρτη Smith είναι κανονικοποιημένες:

34 Με. Παρατηρώντας την τελευταία σχέση βλέπουμε ότι στην περίπτωση που Ζ=Ζ 0, έχουμε προσαρμογή καθώς Γ=0 και το σημείο αυτό πέφτει στο κέντρο του κανονικοποιημένου χάρτη Smith. Αναλύοντας τον παραπάνω μετασχηματισμό, αποδεικνύεται ότι καταλήγουμε στις εξισώσεις 2.32 και 2.33, οι οποίες αποτελούν δύο οικογένειες κύκλων με κέντρα (r/(r+1),0) και (1,1/x) και ακτίνες 1/r+1 και 1/χ αντίστοιχα Η πρώτη οικογένεια κύκλων αντιστοιχεί σε αντιστάσεις, ενώ η δεύτερη αντιστοιχεί σε αντιδράσεις. Με βάση τις εξισώσεις αυτές φτιάχνεται ο χάρτης Smith και φαίνεται στο σχήμα Πιο συγκεκριμένα στο πάνω μισό του χάρτη αναπαρίστανται οι αντιδράσεις με θετικές εμπεδήσεις (επαγωγικές) και στο κάτω μισό οι αρνητικές αντιδράσεις (χωρητικές). Μέχρι τώρα αναφερθήκαμε στο χάρτη Smith των εμπεδήσεων, ωστόσο με την ίδια λογική μπορούμε να σχεδιάσουμε το χάρτη Smith των αγωγιμοτήτων. Ο χάρτης Smith είναι κοινός και στις δύο περιπτώσεις και ανάλογα με τη χρήση του λειτουργεί είτε σαν χάρτης εμπεδήσεων είτε σαν χάρτης αγωγιμοτήτων. 14

35 Εικόνα 2-8 Χάρτης Smith για εμπεδήσεις/αγωγιμότητες Είναι εύκολο να δούμε την επίδραση ενός στοιχείου, όπως είναι μια γραμμή μεταφοράς, πάνω στο χάρτη Smith. Αρκεί να κανονικοποιήσουμε την αρχική εμπέδηση, να χαράξουμε το κύκλο με κέντρο το κέντρο του χάρτη και ακτίνα τέτοια ώστε να περνάει από την κανονικοποιημένη εμπέδηση. Ο κύκλος αυτό είναι κύκλος σταθερού Γ. στη συνέχεια κινούμαστε τόσο μήκος κύματος όσο είναι η γραμμή μεταφοράς προς την πηγή (towards generator) 15

36 και στο σημείο που καταλήγουμε αρκεί να διαβάσουμε την τιμή της εμπέδησης και να αποκανονικοποιήσουμε. 2.4 Εξισώσεις Power Gain Υπάρχουν αρκετές εξισώσεις κέρδους που εμφανίζονται στην βιβλιογραφία και χρησιμοποιούνται για τη σχεδίαση και την περιγραφή ενός μικροκυματικού ενισχυτή. Στην παρακάτω εικόνα φαίνεται το διάγραμμα ροής σήματος και οι διαφορετικές εκφράσεις ισχύος που εμφανίζονται στις διάφορες εξισώσεις κέρδους. Αυτές συνοψίζονται παρακάτω: Αυτές οι εξισώσεις κέρδους εκφράζονται και με βάση τις παραμέτρους σκέδασης και του συντελεστές ανάκλασης από τις παρακάτω εξισώσεις: Ευστάθεια Το ζήτημα της ευστάθειας είναι πολύ σημαντικό κατά τη σχεδίαση των ενισχυτών, διότι αν ένας ενισχυτής δεν είναι ευσταθής στην περιοχή λειτουργίας του, τότε μπορεί να αρχίσει να ταλαντώνει. Τότε από τη μία δε θα λειτουργεί έτσι όπως έχει σχεδιαστεί να λειτουργεί και από την άλλη είναι πιθανόν να καταστραφεί. Επίσης θα πρέπει να σημειωθεί ότι τα τρανζίστορ αυτά εύκολα οδηγούνται σε ταλαντώσεις στις συχνότητες αυτές. Γι αυτό θα πρέπει να βρεθεί ένας τρόπος ελέγχου της ευστάθειας. 16

37 Οι ταλαντώσεις είναι πιθανόν να εμφανιστούν όταν τα δίκτυο είτε της εισόδου είτε της εξόδου εμφανίζει αρνητική αντίσταση, το οποίο στην περίπτωση των unilateral συσκευών συμβαίνει όταν Γ IN >1 ή Γ OUT >1. Επομένως οι συνθήκες για unconditional stability θα είναι: Γ S >1 Γ L >1 Γ IN >1 Γ OUT >1 Εκφράζοντας τους παραπάνω συντελεστές ανάκλασης με βάση τις παραμέτρους σκέδασης μπορούμε να καταλήξουμε στον παράγοντα Rollet, δηλαδή την παράμετρο Κ, η οποία δίνεται από την παρακάτω εξίσωση:, με 2.40 Αποδεικνύεται ότι εάν ισχύουν οι παρακάτω συνθήκες, τότε το δίθυρο το οποίο μελετάμε είναι unconditionally stable. Κ>1 Δ <1 Ωστόσο για τα περισσότερα τρανζίστορ ισχύει ότι 0<Κ<1, δηλαδή δεν ικανοποιούνται οι συνθήκες για unconditional stability. Αυτό όμως δε σημαίνει ότι το τρανζίστορ δεν μπορεί να χρησιμοποιηθεί. Απλώς θα μπορεί να χρησιμοποιηθεί μόνο για συγκεκριμένες τιμές εμπέδησης οι οποίες αντιστοιχούν σε συντελεστές ανάκλασης που ικανοποιούν τις συνθήκες ευστάθειας. Μπορούμε να σχεδιάσουμε πάνω στο χάρτη Smith κύκλους ευστάθειας που απεικονίζουν τις ευσταθείς και τις ασταθείς περιοχές. Πιο συγκεκριμένα εάν οι κύκλοι αυτοί περιλαμβάνουν το κέντρο του χάρτη, τότε απεικονίζουν περιοχές ευστάθειας, εάν όχι, τότε απεικονίζουν περιοχές αστάθειας. Στην παρακάτω εικόνα φαίνεται ο χάρτης Smith με ένα παράδειγμα κύκλων ευστάθειας. 17

38 Εικόνα 2-9 Ο χάρτης Smith με τους κύκλους ευστάθειας 18

39 2.6 Θόρυβος [14] Υπάρχουν πολλά είδη θορύβου όπως θερμικός θόρυβος, θόρυβος βολής, flicker noise κ.α. Για όλα αυτά τα είδη θορύβου υπάρχει εκτεταμένη βιβλιογραφία τόσο για την περιγραφή τους όσο και για τη μελέτη τους. Εδώ θα επικεντρωθούμε στον τρόπο μέτρησης του θορύβου σε ένα σύστημα και στο λόγο που ο LNA είναι τόσο σημαντικός για ένα δέκτη. Ο παράγοντας που χρησιμοποιείται για τη μέτρηση του θορύβου είναι ο Noise Factor ο οποίος είναι ο λόγος του SNR in προς SNR out. Ουσιαστικά ο παράγοντας αυτός μας δείχνει πόσο θόρυβο προσθέτει στο σήμα ένα κύκλωμα. Συνηθέστερα χρησιμοποιείται το Noise Figure που είναι ο παράγοντας Noise Factor σε db log 2.42 Ο LNA είναι πολύ σημαντικός και ο λόγος είναι εμφανής από την εξίσωση του Friis για ένα τηλεπικοινωνιακό σύστημα όπως είναι ο δέκτης της παρακάτω εικόνας. Εικόνα 2-10 Κλασσικό παράδειγμα δέκτη. Το πρώτο στοιχείο μετά την κεραία είναι ο LNA

40 Η εξίσωση Friis μας λέει ότι στο θόρυβο ενός δέκτη τη σημαντικότερη συνεισφορά την έχει ο LNA, διότι ο Noise Factor του κάθε σταδίου είναι ίσος με το λόγο του F-1 του προηγούμενου σταδίου προς το κέρδος του προηγούμενου σταδίου. Γι αυτό λοιπόν είναι σημαντικό ο ενισχυτής που ακολουθεί την κεραία να εισάγει όσο το δυνατόν λιγότερο θόρυβο. 20

41 ΣΧΕΔΙΑΜΟΣ UWB-LNA ΚΕΦΑΛΑΙΟ 3 ΣΧΕΔΙΑΣΜΟΣ ULTRA WIDEBAND LOW NOISE AMPLIFIER (UWB LNA) Στο κεφάλαιο παρουσιάζονται τα βήματα σχεδιασμού ενός Ultra Wideband Low Noise Amplifier εύρους ζώνης GHz. Αρχικά περιγράφεται ο σχεδιασμός του ενισχυτή χρησιμοποιώντας το τρανζίστορ ATF της Avago Technologies,το οποίο τελικά κρίθηκε ακατάλληλο για την επίτευξη του επιθυμητού εύρους ζώνης, καθώς οδήγησε στην εμφάνιση ταλαντώσεων. Στη συνέχεια επιλέχτηκε ένα άλλο τρανζίστορ της Avago Technologies το VMK-1225 το οποίο έχει μεγαλύτερη συχνότητα μοναδιαίου κέρδους (f t ) και είναι πιο γρήγορο από το ATF Με το νέο αυτό τρανζίστορ, συνδεδεμένο σε μια cascode τοπολογία και τη σχεδίαση ενός Ultra Wideband ζωνοπερατού φίλτρου κατέστη εφικτή η επίτευξη του επιθυμητού εύρους ζώνης. 3.1 Δικτύωμα Προσαρμογής Εισόδου (Input Matching Network) Μετά την επιλογή του κατάλληλου τρανζίστορ, τη μεγαλύτερη συμβολή για την επίτευξη του εύρους ζώνης των 7.5 GHz έχει το δικτύωμα προσαρμογής εισόδου. Αρχικά ο σχεδιασμός του δικτυώματος προσαρμογής της εισόδου έγινε με το μοντέλο συγκεντρωμένου κυκλώματος και στη συνέχεια χρησιμοποιήθηκε το μοντέλο κατανεμημένου κυκλώματος, με σκοπό την καλύτερη μοντελοποίηση των φαινομένων που λαμβάνουν χώρα στο κύκλωμα στις συχνότητές λειτουργίας του. Άλλωστε η τελική υλοποίηση του κυκλώματος έγινε με γραμμές μεταφοράς, καθώς οι συχνότητες λειτουργίας καθιστούσαν απαγορευτική τη χρήση συγκεντρωμένων στοιχείων. 21

42 ΣΧΕΔΙΑΜΟΣ UWB-LNA Ενισχυτής Κοινής Πηγής (CS) με Επαγωγικό Εκφυλισμό της Πηγής (Inductive Degeneration) Όπως φαίνεται από το κεφάλαιο 2, σκοπός του δικτυώματος προσαρμογής της εισόδου είναι ο μετασχηματισμός της εμπέδησης της πηγής (50 Ω) στην εμπέδηση εισόδου του ενισχυτή, ώστε να έχουμε όσο το δυνατόν μικρότερο συντελεστή ανάκλασης. Πρωταρχικό ρόλο στη σχεδίαση του κυκλώματος προσαρμογής παίζει η τεχνική source degeneration. Σύμφωνα με την τεχνική αυτή προστίθεται μια αντίσταση στο μονοπάτι τη πηγής, η οποία δημιουργεί μια αρνητικά ανάδραση, με σκοπό να μειωθεί η μη γραμμική συμπεριφορά του CS ενισχυτή. Στο σχήμα 3.1 φαίνεται το μοντέλο μεγάλου σήματος ενός CS ενισχυτή με τη χρήση source degeneration και στις εξισώσεις που ακολουθούν περιγράφεται το πρόβλημα μη γραμμικής συμπεριφοράς και εξηγείται η λύση που προσφέρει η τεχνική αυτή. Το κέρδος του CS ενισχυτή χωρίς source degeneration δίνεται από την εξίσωση 3.1 και εξαρτάται άμεσα από την παράμετρο του τρανζίστορ g m. Όμως όπως φαίνεται από τις εξισώσεις 3.2 και 3.3 η παράμετρος αυτή εισάγει μια ισχυρή μη γραμμικότητα στον ενισχυτή Αυτό που θα θέλαμε είναι να μειώσουμε την εξάρτηση του κέρδους του ενισχυτή από την παράμετρο g m. Ένας απλός αλλά πολύ αποτελεσματικός τρόπος να το πετύχουμε αυτό είναι να προσθέσουμε μια αντίσταση στο μονοπάτι της πηγής του τρανζίστορ. Οπότε το κέρδος του ενισχυτή δίνεται από την εξίσωση 3.4, όπου φαίνεται ότι το κέρδος πλέον δεν εξαρτάται τόσο έντονα πλέον από την παράμετρο g m αλλά εξαρτάται κυρίως από την αντίσταση που προσθέσαμε στο μονοπάτι της πηγής. Αν μάλιστα δεχτούμε την εκτίμηση ότι R S >>g m, τότε το κέρδος του ενισχυτή δίνεται από την απλοποιημένη εξίσωση 3.5, από όπου είναι φανερή η γραμμική πλέον, σε ό,τι αφορά τον παράγοντα g m, απόκριση του ενισχυτή

43 ΣΧΕΔΙΑΜΟΣ UWB-LNA Εικόνα 3-1 Η τεχνική source degeneration Όπως θα φανεί σε επόμενη παράγραφο, η χρήση της τεχνικής source degeneration έχει και άλλα οφέλη για της σχεδίαση του ενισχυτή, καθώς βελτιώνει την ευστάθεια του ενισχυτή. Ωστόσο έχει και αρνητικές επιδράσεις στην απόδοση του ενισχυτή. Αυτό που είναι άμεσα φανερό από την εξίσωση 3.5 είναι η μείωση του κέρδους, αλλά είναι κάτι που θα πρέπει να δεχτούμε ώστε να έχουμε ένα ευσταθές και γραμμικό σύστημα. Είναι άλλωστε γνωστό το trade-off που υπάρχει ανάμεσα στο κέρδος και την ευστάθεια και τη γραμμική συμπεριφορά ενός συστήματος. Επιπλέον η χρήση της αντίστασης αυτής αυξάνει το θόρυβο του ενισχυτή, αλλά αυτό μπορεί να διορθωθεί αντικαθιστώντας την αντίσταση στο μονοπάτι της πηγής με ένα πηνίο (inductive degeneration), όπως φαίνεται στο σχήμα 3.2. Με τον τρόπο αυτό κρατάμε οφέλη της τεχνικής source degeneration χωρίς τον θόρυβο που εισάγει η προσθήκη της αντίστασης στο μονοπάτι της πηγής. 23

44 ΣΧΕΔΙΑΜΟΣ UWB-LNA Εικόνα 3-2 Η τεχνική source degeneration υλοποιημένη με πηνίο για μικρότερα επίπεδα θορύβου Η τεχνική source ή στην προκειμένη περίπτωση inductive degeneration που περιεγράφηκε παραπάνω είναι πολύ δημοφιλής και αποτελεσματική στη σχεδίαση narrow-band LNA. Στη διπλωματική αυτή επεκτείνεται η τεχνική source degeneration ενσωματώνοντας το δίκτυο εισόδου του ενισχυτή σε ένα φίλτρο πολλών σταδίων, ώστε η ολική εμπέδηση εισόδου να ταλαντούται σε μεγαλύτερο εύρος συχνοτήτων [5] [6]. Με τον τρόπο αυτό επιτυγχάνεται μια καλή ευρυζωνική προσαρμογή της εισόδου. Η προσαρμογή στο επιθυμητό εύρος και πεδίο συχνοτήτων επιτυγχάνεται με τη σχεδίαση του κατάλληλου φίλτρου. Η δομή του αναλογικού φίλτρου που θα χρησιμοποιήσουμε φαίνεται στο σχήμα 3.4 της επόμενης παραγράφου. Όπως φαίνεται είναι ένα equally terminated φίλτρο με αντιστάσεις των 50 Ω. Χρησιμοποιώντας λοιπόν την τεχνική inductive degeneration θα προσπαθήσουμε να δημιουργήσουμε την αντίσταση των 50 Ω στην έξοδο του φίλτρου. Η εμπέδηση της εισόδου της εισόδου ενός MOS τρανζίστορ με inductive degeneration είναι στην ουσία ένα σε σειρά RLC κύκλωμα και δίνεται από την παρακάτω εξίσωση:

45 ΣΧΕΔΙΑΜΟΣ UWB-LNA Όπου C gs είναι η χωρητικότητα μεταξύ πύλης και πηγής του τρανζίστορ και. Σύμφωνα με τα παραπάνω αυτό που θα θέλαμε ιδανικά είναι το πραγματικό κομμάτι της εμπέδησης της εισόδου να είναι ίσο με την αντίσταση των 50 Ω που έχει το φίλτρο στην είσοδο του. Οπότε από την εξίσωση 3.6 θα πρέπει. Οπότε με τον τρόπο αυτόν θα επιλέξουμε αρχικά την επαγωγή που θα προσθέσουμε το μονοπάτι της πηγής του τρανζίστορ. Ωστόσο η εμπέδηση εισόδου του τρανζίστορ έχει και φανταστικό μέρος, το οποίο θα πρέπει να αντισταθμιστεί προκείμενου να γίνει η επιθυμητή προσαρμογή στην είσοδο του ενισχυτή. Όπως θα δούμε παρακάτω η εμπέδηση εισόδου των τρανζίστορ που θα χρησιμοποιήσουμε είναι χωρητική, οπότε για να αντισταθμίσουμε το φανταστικό μέρος της εμπέδησης εισόδου θα πρέπει να προσθέσουμε σε σειρά μια επαγωγική αντίδραση. Αυτή η ε- παγωγική αντίδραση μπορεί να δημιουργηθεί είτε προσθέτοντας ένα πηνίο είτε μια γραμμή μεταφοράς σχεδιασμένη να έχει μια επαγωγική συμπεριφορά. Τέλος σε κάθε περίπτωση η επαγωγική αυτή αντίδραση θα ενσωματωθεί τελικά στη δομή του φίλτρου με τη βοήθεια του οποίου θα γίνει η προσαρμογή στην είσοδο Σχεδιασμός Αναλογικού Φίλτρου GHz Στο κεφάλαιο 2 εξηγήσαμε τους λόγους για τους οποίους θα πρέπει να χρησιμοποιήσουμε ένα ζωνοπερατό φίλτρο προκειμένου να πετύχουμε την προσαρμογή που θέλουμε για το εύρος ζώνης των 7.5 GHz. Σε πρώτη φάση σχεδιάσαμε ένα Chebyschef φίλτρο με συγκεντρωμένα ιδανικά στοιχεία προκειμένου να έχουμε μια γρήγορη πρώτη προσέγγιση του κυκλώματος που θέλουμε να χτίσουμε. Ο λόγος που επιλέξαμε φίλτρο τύπου Chebyschef είναι ότι τα φίλτρα αυτά έχουν μικρότερη περιοχή μετάβασης, καθώς έχουν πιο απότομη απόκριση και αυτό βοηθάει στον ακριβέστερο προσδιορισμό την ζώνης διέλευσης του φίλτρου. Ωστόσο στις συχνότητες λειτουργείας του ενισχυτή το μήκος κύματος είναι συγκρίσιμο με τις φυσικές διαστάσεις του κυκλώματος. Οπότε η μοντελοποίηση που προσφέρουν τα συγκεντρωμένα στοιχεία δεν είναι επαρκής και γι αυτό το λόγο αυτό σχεδιάσαμε το τελικό φίλτρο με γραμμές μεταφοράς. Τέλος θα μπορούσαμε να μετατρέψουμε το φίλτρο με συγκεντρωμένα στοιχεία σε φίλτρο με γραμμές μεταφοράς με τη χρήση συγκεκριμένης μεθόδου. Ωστόσο προτιμήσαμε να σχεδιάσουμε από την αρχή ένα φίλτρο αποτελούμενο από γραμμές μεταφοράς, διότι με τον τρόπο αυτό μπορέσαμε να σχεδιάσουμε το κατάλληλο φίλτρο ελέγχοντας με μεγαλύτερη ακρίβεια τη συμπεριφορά του και να πετύχουμε τις α- παιτούμενες προδιαγραφές για την προσαρμογή την είσοδο του ενισχυτή. 25

46 ΣΧΕΔΙΑΜΟΣ UWB-LNA Σχεδιασμός Αναλογικού Chebyschef φίλτρου με ιδανικά συγκεντρωμένα στοιχεία Προκειμένου να σχεδιάσουμε το φίλτρο μας, χρησιμοποιήσαμε τη μέθοδο insertion loss [3] [4] καθώς με την εφαρμογή αυτής της μεθόδου έχουμε έλεγχο τόσο στις περιοχές μετάβασης του φίλτρου όσο και στο ποσοστό της και στο ποσοστό της προσαρμογής, δηλαδή στην τιμή του συντελεστή ανάκλασης. Επίσης θα σχεδιάσουμε ένα φίλτρο που στηρίζεται στα πολυώνυμα Chebyschef και οδηγεί σε ένα πιο απότομο φίλτρο με μικτρότερες ζώνες μετάβασης. Σύμφωνα με τη θεωρία σχεδιασμού αναλογικών Chebyschef φίλτρων μια βασική παράμετρος είναι ο κυματισμός (ripple) του φίλτρου. Στη ζώνη διάβασης του φίλτρου οι απώλειες ισχύος είναι 0 με ripple ρ p, ενώ η επιλογή των reactive στοιχείων καθορίζουν το εύρος ζώνης και το ripple μέσα στη ζώνη διέλευσης. Το ripple του φίλτρου συνδέεται με το συντελεστή ανάκλασης της εισόδου με την παρακάτω εξίσωση [5]: Σύμφωνα με τις προδιαγραφές του ενισχυτή θέλουμε ο συντελεστής ανάκλασης της εισόδου να είναι κάτω από -10 db σε όλο το εύρος ζώνης. Αντικαθιστώντας στην εξίσωση 3.7 και λύνοντας ως προς ρ p, βρίσκουμε ότι το ripple του φίλτρου θα πρέπει να είναι μικρότερο από Είναι γνωστό ότι όσο μεγαλύτερη είναι η τάξη του φίλτρου τόσο πιο απότομη είναι και η απόκρισή του και άρα τόσο μικρότερη είναι η μεταβατική ζώνη του φίλτρου και τόσο μεγαλύτερη είναι η εξασθένηση του σήματος έξω από τη ζώνη διάβασης. Από την άλλη όμως όσο μεγαλύτερης τάξης είναι το φίλτρο τόσο αυξάνεται η πολυπλοκότητα του φίλτρου. Γι αυτό θα πρέπει να γίνει ένας συμβιβασμός μεταξύ ακρίβειας του φίλτρου και της πολυπλοκότητας του. Επιπλέον επιλέξαμε να σχεδιάσουμε ένα equally terminated φίλτρο και για το λόγο αυτό θα πρέπει να επιλέξουμε περιττό αριθμό στοιχείων. Στην προκειμένη περίπτωση σχεδιάσαμε ένα φίλτρο τρίτης τάξης, το οποίο Για τη σχεδίαση του φίλτρου θα χρησιμοποιήσουμε τις κανονικοποιημένες τιμές του πίνακα 1 για ripple=0.5 db από το παράρτημα ΙV: Πίνακας 3-1 Κανονικοποιημένες τιμές χαμηλοδιαβατού Chebyschev φίλτρου για ripple=0.5 Τάξη

47 ΣΧΕΔΙΑΜΟΣ UWB-LNA Οι τιμές αυτές των στοιχείων αντιστοιχούν σε ένα κατωδιαβατό φίλτρο με συχνότητα αποκοπής ω=1 rad/sec, ενώ είναι και κανονικοποιημένες και ως προς τις αντιστάσεις στα άκρα του φίλτρου, σχήμα 3.3. Με τη διαδικασία που περιγράφεται παρακάτω [3] [11], θα μετατρέψουμε το φίλτρο αυτό σε ένα ζωνοπερατό φίλτρο με κεντρική συχνότητα, τη γεωμετρική του κεντρική συχνότητα Εικόνα 3-3 Το χαμηλοδιαβατό κανονικοποιημένο φίλτρο Σαν πρώτο βήμα θα πολλαπλασιάσουμε τις αντιστάσεις και τα πηνία με τον παράγοντα 50, ενώ θα διαιρέσουμε του πυκνωτές με τον παράγοντα 50 για να χτίσουμε το equally terminated φίλτρο με αντιστάσεις 50 Ω του σχήματος Το επόμενο βήμα είναι να αποκανονικοποιήσουμε το φίλτρο ως προς τη συχνότητα. Θα πρέπει πρώτον το φίλτρο να έχει εύρος ζώνης 7.5 GHz και δεύτερον να μετατραπεί σε ζωνοπερατό φίλτρο με f 0 =5.73GHz. Για να πετύχουμε την επιθυμητή ζώνη διάβασης αρκεί να διαιρέσουμε τα πηνία και τους πυκνωτές με τον παράγοντα 2, όπου 7.5. Για να μετατρέψουμε τώρα το κατωπερατό φίλτρο σε ζωνοπερατό αντικαθιστούμε κάθε πηνίο με ένα LC σε σειρά κύκλωμα και κάθε πυκνωτή με ένα LC παράλληλο κύκλωμα όπως 27

48 ΣΧΕΔΙΑΜΟΣ UWB-LNA περιγράφεται στο σχήμα 3.5. Οι τιμές των νέων στοιχείων δίνονται από τις παρακάτω εξισώσεις: Εικόνα 3-4 Μετατροπές συγκεντρωμένων στοιχείων από χαμηλοπερατό σε ζωνοπερατό φίλτρο Συγκεντρώνοντας τις εξισώσεις και και αντικαθιστώντας τις τιμές των στοιχείων έχουμε:

49 ΣΧΕΔΙΑΜΟΣ UWB-LNA.. =1.67 nh =0.46 pf Οι τελικές τιμές των διακριτών στοιχείων συγκεντρώνονται στον παρακάτω πίνακα: Πίνακας 3-2 Οι τελικές τιμές του ζωνοπερατού φίλτρου Τάξη nh 0.45 pf 1.68 nh 0.46 pf 1.67 nh 0.45 pf Τέλος το φίλτρο αυτό σχεδιάστηκε στο ADS και παρουσιάζεται στο επόμενο σχήμα: 29

50 ΣΧΕΔΙΑΜΟΣ UWB-LNA Εικόνα 3-5 Το τελικό ζωνοπερατό φίλτρο GHz Με τη βοήθεια του ADS κάναμε την εξομοίωση του φίλτρου προκειμένου να δούμε και να μελετήσουμε την απόκρισή του, δηλαδή τις S 11 & S 21 παραμέτρους, που απεικονίζουν τον συντελεστή απωλειών της εισόδου και το κέρδος. Στο σχήμα 3.5 βλέπουμε το συντελεστή απωλειών, ο οποίος είναι κάτω -10 db σχεδόν για όλες τις συχνότητες της ζώνης, όπως και περιμέναμε με βάση το σχεδιασμός για ρ p <0.5 db, ο οποίος, όπως φαίνεται στο σχήμα 3.6 είναι όντως μικρότερος από 0.5 db σχεδόν για όλες τις συχνότητες της ζώνης. Μάλιστα μπορούμε να παρατηρήσουμε ότι στις συχνότητες εκείνες που το ripple υπερβαίνει έστω και ελάχιστα τα 0.5 db, ο συντελεστής απωλειών της εισόδου είναι ελάχιστα πάνω από τα 10 db. Αυτό συμβαίνει διότι δεν ακολουθήσαμε την αναλυτική μέθοδο σχεδιασμού του φίλτρου, αλλά βασιστήκαμε στους έτοιμους πίνακες με τις κανονικοποιημένες τιμές των στοιχείων για διάφορα ripple και άρα ο σχεδιασμός έγινε για ρ p <0.5 και όχι για ρ p <0.46, που θα μας έδινε ένα πιο ακριβές φίλτρο. Το κόστος όμως είναι πολύ μικρό, καθώς κερδίσαμε πολύ χρόνο κατά τη σχεδίαση. Εξάλλου στη συνέχεια του σχεδιασμού του ενισχυτή έγιναν οι απαραίτητες βελτιώσεις με τη βοήθεια του Tuning εργαλείου του ADS. Τέλος στο σχήμα 3.7 βλέπουμε την εξασθένηση του σήματος εκτός ζώνης. Παρατηρούμε ότι είναι αρκετά γρήγορη και ικανοποιητική στα αριστερά της f L, αλλά όχι τόσο γρήγορη στα δεξιά της f H. Αν είχαμε σχεδιάσει φίλτρο μεγαλύτερης τάξης, τότε θα είχαμε μεγαλύτερη και γρηγορότερη εξασθένηση εκτός της ζώνης ενδιαφέροντος [3], αλλά θα είχαμε και μεγαλύτερης πολυπλοκότητας φίλτρο. Εξάλλου για μια πρώτη προσέγγιση που κάναμε με το φίλτρο αυτό, τα αποτελέσματα κρίνονται ικανοποιητικά. 30

51 ΣΧΕΔΙΑΜΟΣ UWB-LNA Εικόνα 3-6 Συντελεστής ανάκλασης Εικόνα 3-7 Κυματισμός στη ζώνη διάβασης 31

52 ΣΧΕΔΙΑΜΟΣ UWB-LNA Εικόνα 3-8 Απόκριση του ζωνοπερατού φίλτρου Σχεδιασμός Αναλογικού Φίλτρου με Γραμμές Μεταφοράς Όπως είπαμε και παραπάνω τα συγκεντρωμένα κυκλώματα δεν προσφέρουν ικανοποιητική μοντελοποίηση για τις συχνότητες λειτουργίας του ενισχυτή ( GHz), διότι το μήκος κύματος είναι πλέον συγκρίσιμο με τις διαστάσεις του κυκλώματος. Επομένως τα καλώδια που συνδέουν τα συγκεντρωμένα στοιχεία μεταξύ τους έχουν πλέον εμπέδηση και οι αποστάσεις μεταξύ των στοιχείων θα πρέπει να ληφθούν υπόψιν. Τέλος στις συχνότητες αυτές πολύ σημαντικό ρόλο παίζουν τα παρασιτικά φαινόμενα που εμφανίζονται και τα οποία είναι ικανά να καταστήσουν τα συγκεντρωμένα στοιχεία μη λειτουργικά. Αυτό συμβαίνει λόγω της αλλαγής της συμπεριφοράς του εξαιτίας των παρασιτικών. Ειδικά στην περίπτωση των πηνίων, ίσως θα ήταν πολύ δύσκολο να βρούμε τα κατάλληλα. Αντίθετα από ένα ιδανικό, τα πραγματικά πηνία χαρακτηρίζονται από το μοντέλο που φαίνεται στο παρακάτω σχήμα. 32

53 ΣΧΕΔΙΑΜΟΣ UWB-LNA Εικόνα 3-9 Απλοποιημένο μοντέλο ιδανικού πηνίου 3.16 Το μοντέλο αυτό έχει μια επαγωγή σε σειρά με μια αντίσταση και παράλληλα σε αυτή τη δομή υπάρχει μια χωρητικότητα. Ένα πραγματικό πηνίο δηλαδή αποτελεί ένα RLC κύκλωμα που περιγράφεται από την εξίσωση Το κύκλωμα αυτό έχει μια συχνότητα συντονισμού (Self-Resonance Frequency/SRF), η οποία εξαρτάται από την επαγωγή και τη χωρητικότητα που έχει το κάθε πηνίο. Επομένως ένα πραγματικό πηνίο θα συμπεριφέρεται σαν πηνίο μέχρι τη συχνότητα συντονισμού του και σαν πυκνωτής μετά από αυτήν, ενώ στη συχνότητα συντονισμού θα συμπεριφέρεται σαν αντίσταση. Για το λόγο αυτό είναι καλό να μη χρησιμοποιούνται τα πηνία κοντά στη συχνότητα συντονισμού τους. Τα ίδια προβλήματα εμφανίζονται και στην περίπτωση των πυκνωτών, αλλά οι πυκνωτές έχουν μεγαλύτερη SRF και δεν αποτελούν τόσο μεγάλο πρόβλημα όσο τα πηνία. Για τους παραπάνω λόγους λοιπόν θα σχεδιάσουμε και θα χρησιμοποιήσουμε ένα φίλτρο αποτελούμενο από γραμμές μεταφοράς, όπου θα μπορέσουμε να μοντελοποιήσουμε τα παρασιτικά φαινόμενα που εμφανίζονται και δε θα περιοριζόμαστε από τα πραγματικά πηνία και πυκνωτές. Στο κεφάλαιο 2 εξηγήσαμε τον τρόπο σχεδιασμού αναλογικών ζωνοπερατών φίλτρων με γραμμές μεταφοράς. Ωστόσο στην προκειμένη περίπτωση θα χρησιμοποιήσουμε ένα ήδη σχεδιασμένο, υλοποιημένο και ήδη δοκιμασμένο και μετρημένο φίλτρο [7]. Όμως δε θα χρησιμοποιήσουμε το φίλτρο αυτό ακριβώς όπως περιγράφεται στο άρθρο [7], διότι το κύκλωμα αυτό παίζει διπλό ρόλο. Από τη μία θα πρέπει το φίλτρο να επιτρέπει στις συχνότητες 33

54 ΣΧΕΔΙΑΜΟΣ UWB-LNA GHz να περνούν και να κόβει τις υπόλοιπες τις συχνότητες, αλλά από την άλλη παίζει πολύ σημαντικό ρόλο στην προσαρμογή της εισόδου. Οπότε θα πρέπει να το προσαρμόσουμε στις ανάγκες και στα χαρακτηριστικά του ενισχυτή που θέλουμε να σχεδιάσουμε. Εικόνα 3-10 Το ζωνοπερατό φίλτρο GHz με κατανεμημένα στοιχεία. Όλες οι γραμμές μεταφοράς είναι λ/4 Το φίλτρο λοιπόν αυτό, σχήμα 3.10, αποτελείται από δύο Quarter Wave (λ/4) Short-Circuited Shunt Stubs και από τέσσερα Quarter Wave Series Transformers. Στην ουσία το φίλτρο αυτό αποτελεί μια cascade συνδεσμολογία ενός κατωπερατού και ενός υψιπερατού φίλτρου με την επιπλέον προσθήκη δύο Quarter Wave Transformers, που λειτουργούν σαν impedance inverters. Με μια πρώτη ματιά η σύνδεση αυτή των δύο φίλτρων δεν είναι εμφανής, διότι δεν συνδέονται απευθείας το ένα μετά το άλλο αλλά ενσωματώνεται το ένα μέσα στο άλλο σε μία πιο σύνθετη δομή [9]. Επίσης μετά από αυτή τη συνένωση αλλάζει και η δομή του αρχικού υψιπερατού φίλτρου και οι διαστάσεις του, κάτι που το κάνει δύσκολο να διακριθεί μέσα στη νέα σύνθετη δομή. Επίσης αποδεικνύεται ότι στη δομή αυτή μπορούμε να αντικαταστήσουμε κομμάτια του αρχικού κατωπερατού φίλτρου με μια γραμμή λ/2 γραμμή μεταφοράς [9]. Τέλος η επιλογή της δεύτερης πιο σύνθετης δομής οδηγεί σε ένα μικρότερο αλλά και πιο ευρυζωνικό φίλτρο [9]. Από τα παραπάνω γίνεται κατανοητό ότι το τελικό ζωνοπερατό φίλτρο μικρή σχέση έχει με τα αρχικά δύο φίλτρα. Για το λόγο αυτό θα ξεφύγουμε από τη λογική αυτή και θα προσπαθήσουμε να εξηγήσουμε το φίλτρο αυτό με έναν πιο απλό τρόπο έχοντας πάντα υπόψιν μας τη δομή ενός ζωνοπερατού αναλογικού φίλτρου αποτελούμενο από συγκεντρωμένα κυκλώματα. 34

55 ΣΧΕΔΙΑΜΟΣ UWB-LNA Πρώτα από όλα όπως είδαμε στο κεφάλαιο δύο, σε ένα ladder δίκτυο ένας παράλληλος κλάδος που αποτελείται από ένα λ/4 Shunt Stub, ισοδυναμεί με ένα παράλληλο LC κύκλωμα και άρα αποτελεί από μόνο του ένα ζωνοπερατό φίλτρο. Ωστόσο η επιλεξιμότητα και εύρος ζώνης είναι περιορισμένα με τη χρήση ενός μόνο στοιχείου. Στο σχήμα 3.12 φαίνεται η απόκριση του φίλτρου με ένα Shunt Stub όπως επίσης και ότι όσο μεγαλύτερη είναι η εμπέδηση του stub τόσο μεγαλύτερο εύρος ζώνης θα έχει το φίλτρο. Για να αυξήσουμε όμως την χαρακτηριστική εμπέδηση του stub, θα πρέπει να μειώσουμε το πλάτος της γραμμής μεταφοράς, ωστόσο από τη στιγμή που θέλουμε να υλοποιήσουμε το φίλτρο αυτό σε ένα Printed Circuit on Board (PCB), θα πρέπει να λάβουμε υπόψιν και κάποιες προδιαγραφές, όπως για παράδειγμα το ελάχιστο πλάτος μιας γραμμής μεταφοράς που μπορεί να επιτευχθεί. Επομένως δεν μπορούμε να χρησιμοποιήσουμε μια γραμμή μεταφοράς όσο στενή θέλουμε. Εικόνα 3-11 Αρχική μορφή του φίλτρου 35

56 ΣΧΕΔΙΑΜΟΣ UWB-LNA Εικόνα 3-12 Απόκριση ενός shunt stub για διαφορετικές χαρακτηριστικές αντιστάσεις Στη συνέχεια χρησιμοποιούμε δύο τέτοια στοιχεία και ανάμεσα στα δύο λ/4 Short Circuit Stubs παρεμβάλουμε μία γραμμή μεταφοράς λ/2 η οποία λειτουργεί σαν ένας impedance inverter, σχήμα Σε επίπεδο συντελεστή ανάκλασης, σχήμα 3.13 βλέπουμε ότι εμφανίζονται τρία μηδενικά στη ζώνη μετάβασης, το ένα εμφανίζεται στην κεντρική συχνότητα και προκαλείται από το Shunt Circuit Stub και τα άλλα δύο εμφανίζονται δεξιά και αριστερά τη κεντρικής συχνότητας και προκαλούνται από το συνδυασμό του Shunt Circuit Stub με τη λ/2 γραμμή μεταφοράς. Μάλιστα τα δύο νέα αυτά μηδενικά που εισαγάγαμε στη ζώνη μετάβασης θα εμφανιστούν στις συχνότητες που δίνονται από τις παρακάτω δύο εξισώσεις, όπου [8]: tan 3.17 tan

57 ΣΧΕΔΙΑΜΟΣ UWB-LNA Μπορούμε επίσης να παρατηρήσουμε ότι έχει την ίδια απόκριση με ένα ζωνοπερατό φίλτρο τριών τμημάτων αποτελούμεno από συγκεντρωμένα στοιχεία. Εικόνα 3-13 Απόκριση του αρχικού φίλτρου με δύο shunt stubs Σαν τελευταίο βήμα στην ήδη υπάρχουσα δομή προστίθενται στη σειρά δύο Quarter Wave Transformers, ένας από κάθε μεριά του φίλτρου, οι οποίοι και αυτοί αποτελούν δύο impedance inverters και εισάγουν με τη σειρά τους ακόμη δύο μηδενικά στη ζώνη μετάβασης του φίλτρου, κάτι που οδηγεί στην επίτευξη ακόμη μεγαλύτερου εύρους ζώνης. Οπότε τελικά στο σχήμα 3.10 απεικονίζεται ένα φίλτρο που αποτελείται μόνο από παράλληλους ταλαντωτές και impedance inverters. Οι λόγοι για τους οποίους τα μικροκυματικά φίλτρα θα πρέπει να αποτελούνται μόνο από ενός τύπου ταλαντωτές, αλλά και το μειονέκτημα αυτής της δομής, εξηγήθηκαν στο κεφάλαιο 2. Σύμφωνα με τα παραπάνω και έχοντας υπόψιν τη θεωρία που παρουσιάστηκε στο κεφάλαιο 2 μπορούμε να πούμε ότι το εν λόγω φίλτρο έχει ως ισοδύναμο με συγκεντρωμένα στοιχεία το κύκλωμα του σχήματος Στο οποίο απεικονίζεται ένα φίλτρο πέντε σταδίων όπου LC σε σειρά ταλαντωτές εναλλάσσονται με LC παράλληλους ταλαντωτές. 37

58 ΣΧΕΔΙΑΜΟΣ UWB-LNA Εικόνα 3-14 Ισοδύναμο φίλτρο με συγκεντρωμένα στοιχεία Πολύ σημαντικό ρόλο στην λειτουργεία και την απόκριση του φίλτρου παίζει η επιλογή των χαρακτηριστικών εμπεδήσεων των λ/4 γραμμών μεταφοράς που απαρτίζουν το φίλτρο [7]. Πιο συγκεκριμένα έπειτα από κάποιες στοχευμένες δοκιμές φάνηκε ότι η προσθήκη γραμμών μεταφοράς λ/4 με χαρακτηριστική εμπέδηση ίση με Z s =0.722* Z o είναι που δημιούργει τα δύο νέα μηδενικά στην καμπύλη του συντελεστή απωλειών της εισόδου. Στη συνέχεια για διάφορες τιμές Z R (50~100 Ω) και μέσα από μια σειρά εξομοιώσεων δοκιμάστηκαν διάφορες τιμές χαρακτηριστικής εμπέδησης για τους λ/4 impedance inverters (Z S & Z B ). Μέσα από αυτή τη διαδικασία και έπειτα από μία βελτιστοποίηση με τη βοήθεια του εξομοιωτή, φάνηκε ότι μπορεί να επιτευχθεί Γ in =-20 db σε μεγαλύτερο εύρος ζώνης χρησιμοποιώντας γραμμές μεταφοράς με χαρακτηριστικές εμπεδήσεις: Z R =100 Ω, Z S =39 Ω και Z B =36 Ω [7]. Το τελευταίο βήμα που πρέπει να γίνει για να ολοκληρωθεί ο σχεδιασμός του φίλτρου αυτού είναι να αντικαταστήσουμε τις παραπάνω γραμμές μεταφοράς με πραγματικές. Θα πρέπει δηλαδή να επιλέξουμε το μήκος και το πλάτος των γραμμών μεταφοράς ώστε να έχουν τα χαρακτηριστικά που περιγράφονται παραπάνω. Ωστόσο οι πραγματικές διαστάσεις εξαρτώνται από το substrate που θα χρησιμοποιηθεί για την κατασκευή τους. Επομένως θα πρέπει να επιλεχθεί το κατάλληλο substrate και με βάση τα χαρακτηριστικά του, διηλεκτρική σταθερά, ύψος substrate κ.α. θα επιλεγούν και οι αντίστοιχες διαστάσεις των γραμμών μεταφοράς. Στην προκειμένη περίπτωση ένα υλικό τύπου FR4 δεν είναι κατάλληλο για την επίτευξη των στόχων του κυκλώματος. Έτσι επιλέχτηκε ένα μαλακό υλικό της Rogers, το οποίο είναι κατάλληλο για τις συχνότητες που λειτουργεί ο ενισχυτής. Το υλικό αυτό έχει διηλεκτρική σταθερά ε r =3.38 ενώ το πάχος του διηλεκτρικού είναι 0.5 mm. Τα υπόλοιπα χαρακτηριστικά του υλικού φαίνονται στο data sheet της Rogers που παρατίθεται στο παράρτημα ΙΙΙ. 38

59 ΣΧΕΔΙΑΜΟΣ UWB-LNA Χρησιμοποιώντας λοιπόν το πρόγραμμα σχεδιασμού και εξομοίωσης ADS, για το εν λόγω substrate και για κεντρική συχνότητα f 0 =6.8 GHz, οι διαστάσεις των γραμμών μεταφοράς είναι: Z S : W= mm, L= mm Z R : W= mm, L= mm Z B : W= mm, L= mm Όλες οι παραπάνω γραμμές μεταφοράς είναι λ/4 στη κεντρική συχνότητα f 0 =6.8 GHz, ενώ οι τελικές διατάσεις προέκυψαν έπειτα από βελτιστοποίηση σε ό,τι αφορά το εύρος ζώνης του φίλτρου. Το τελικό φίλτρο μαζί με το αντίστοιχο substrate και τις διστάσεις των γραμμών μεταφοράς φαίνεται στην παρακάτω εικόνα. Ενώ στα σχήματα 3.16 και 3.17 φαίνονται η απόκριση του τελικού φίλτρου και πόσο γρήγορη είναι η εξασθένηση του σήματος έξω από τη ζώνη διάβασης του φίλτρου αντίστοιχα. Αρχικά θα πρέπει σχολάζοντας την απόκριση του φίλτρου στο σχήμα 3.16, θα πρέπει να σημειωθεί ότι ο συντελεστής ανάκλασης της εισόδου έχει τιμή -20 db και είναι πολύ μικρότερος από τις προδιαγραφές που είχαμε θέσει. Ωστόσο αυτό θα αλλάξει στη συνέχεια, διότι προς το παρόν το φίλτρο αυτό είναι equally terminated, αλλά στη συνέχεια όταν το φίλτρο αυτό ενσωματωθεί στο υπόλοιπο κύκλωμα του ενισχυτή, τότε δε θα είναι εφικτό να έχουμε την πραγματική αντίσταση των 50 Ω και στα δύο άκρα του φίλτρου. Αυτό είναι κάτι από μόνο του θα αυξήσει την τιμή του συντελεστή ανάκλασης της εισόδου. Επιπλέον βλέπουμε ότι το φίλτρο αυτό είναι ικανό να πετύχει ακόμα μεγαλύτερο εύρος ζώνης από ό,τι απαιτείται και για το λόγο αυτό θα πρέπει να στη συνέχεια, να αλλάξουμε κάποιες από τις παραμέτρους του, ώστε να είναι κατάλληλο για τον ενισχυτή με εύρος ζώνης GHz. Παρατηρώντας τώρα το σχήμα 3.17 βλέπουμε πόσο απότομο είναι το φίλτρο αυτό και πόσο άμεση και μεγάλη είναι εξασθένηση του σήματος έξω από τη ζώνη διάβασης του φίλτρου. Η εξασθένηση αυτή φαίνεται ικανοποιητική, αλλά θα ήταν ακόμα καλύτερη αν στη δομή του φίλτρου, αντί για μόνο ένα, υπήρχαν δύο είδους στοιχεία ταλάντωσης. Αν δηλαδή είχαμε και σε σειρά ταλαντωτές και όχι μόνο παράλληλους ταλαντωτές. Αυτό όμως δεν είναι εφικτό ή καλύτερα προτιμητέο για τους λόγους που εξηγήθηκαν στο κεφάλαιο 2. 39

60 ΣΧΕΔΙΑΜΟΣ UWB-LNA Εικόνα 3-15 Το τελικό φίλτρο με κατανεμημένα στοιχεία Εικόνα 3-16 Απόκριση του τελικού φίλτρου. Βλέπουμε ότι έχουμε 5 πόλους όσα δηλαδή και τα τμήματα του φίλτρου 40

61 ΣΧΕΔΙΑΜΟΣ UWB-LNA Εικόνα 3-17 Το τελικό φίλτρο με τις ζώνες μετάβασης Τέλος παρακάτω, στο σχήμα 3.18, βλέπουμε πόσο μικρό είναι το ripple του φίλτρου αυτού (ρ p <0.06 db), κάτι που ήταν αναμενόμενο, διότι ο στόχος του φίλτρου αυτού ήταν η επίτευξη συντελεστή ανάκλασης εισόδου μικρότερου από -20 db σε όλο το εύρος ζώνης και από την εξίσωση 3.7 ξέρουμε ότι όσο μικρότερο συντελεστή ανάκλασης θέλουμε να πετύχουμε τόσο μικρότερο ripple θα πρέπει να έχει το φίλτρο. 41

62 ΣΧΕΔΙΑΜΟΣ UWB-LNA Εικόνα 3-18 Ο κυματισμός του τελικού κατανεμημένου φίλτρου. Βλέπουμε ότι είναι πολύ μικρότερος από ό,τι στην περίπτωση του συγκεντρωμένου φίλτρου. Γι αυτό και έχουμε συντελεστή ανάκλασης μικρότερο από -10 db 42

63 3.2 Σχεδιασμός Ενισχυτή με το Tρανζίστορ ATF ΣΧΕΔΙΑΜΟΣ UWB-LNA Έπειτα από μια έρευνα καταλήξαμε σε δύο τρανζίστορ, τα οποία με βάση τα χαρακτηριστικά τους και από τα datasheet που προσφέρει η Avago Technologies, φαίνεται ότι είναι κατάλληλα και ικανά για την επίτευξη των στόχων που περιεγράφηκαν στο κεφάλαιο 1. Στην παράγραφο αυτή θα εξεταστεί περαιτέρω το πρώτο τρανζίστορ, το ATF-36163, ώστε να διαπιστωθεί αν τελικά μπορεί να χρησιμοποιηθεί για τη συγκεκριμένη εφαρμογή. Αρχικά θα πρέπει να ελέγξουμε ως προς την ευστάθεια το τρανζίστορ ATF και αφού αποδειχθεί ότι είναι ευσταθές θα πρέπει να βρεθεί το κατάλληλο σημείο πόλωσης ώστε το τρανζίστορ να έχει την καλύτερη απόδοση σε ό,τι αφορά το κέρδος αλλά και τον θόρυβο για την εφαρμογή αυτή. Στη συνέχεια θα προσπαθήσουμε να πετύχουμε την προσαρμογή στην είσοδο με τα φίλτρα που περιεγράφηκαν παραπάνω Σημείο Λειτουργίας του Τρανζίστορ Στο σημείο αυτό δε θα δώσουμε μεγάλη σημασία στο κύκλωμα πόλωσης του τρανζίστορ, καθώς προς το παρόν θα δουλέψουμε με αρχεία S παραμέτρων που προσφέρει η Avago, τα οποία είναι Touchstone αρχεία [13]. Ο λόγος που δουλεύουμε με αυτά τα αρχεία των S παραμέτρων είναι ότι καθιστούν πιο εύκολο το σχεδιασμό του κυκλώματος δίχως αυτό να περιπλέκεται με τα κυκλώματα πόλωσης. Με τον τρόπο αυτό μπορούμε να έχουμε μια πρώτη πολύ καλή εκτίμηση για τη λειτουργεία του κυκλώματος. Ωστόσο μέσα από τα application notes και το data sheet της Avago [Παράρτημα ΙII] προτείνεται ότι για την επίτευξη του μέγιστου κέρδους αλλά και για ικανοποιητικού επίπεδου θορύβου θα πρέπει το σημείο πόλωσης του τρανζίστορ αυτού να είναι: V GS =2 V & I DS =20 ma. Επομένως θα χρησιμοποιήσουμε το Touchstone αρχείο με τις S παραμέτρους που αντιστοιχούν σ αυτό το σημείο πόλωσης Έλεγχος Ευστάθειας Σαν πρώτο βήμα και πριν γίνει οτιδήποτε άλλο, θα πρέπει να εξασφαλιστεί ότι το τρανζίστορ αυτό είναι ευσταθές στις συχνότητες που θα λειτουργεί ο ενισχυτής. Αν δεν είναι ευσταθές στην περιοχή αυτή δεν υπάρχει νόημα να συνεχιστεί η διαδικασία του σχεδιασμού, καθώς το κύκλωμα θα οδηγηθεί σε ταλαντώσεις. Προκειμένου να διαπιστώσουμε αν το τρανζίστορ αυτό είναι ευσταθές και αν είναι κατάλληλο για τη συγκεκριμένη εφαρμογή θα χρησιμο- 43

64 ΣΧΕΔΙΑΜΟΣ UWB-LNA ποιήσουμε τη θεωρία για την ευστάθεια που περιεγράφηκε στο κεφάλαιο 2. Σύμφωνα λοιπόν με τη θεωρία της ευστάθειας για να είναι ένα τρανζίστορ ευσταθές ή για να έχουμε unconditionally stability θα πρέπει: Κ>1 & Β>0 ή Κ>1 & Δ <1 Η εξίσωση που περιγράφει την παράμετρο Κ δίνεται εξηγείται στο κεφάλαιο 2 και παρατίθεται και δω για μεγαλύτερη ευκολία:, με 3.19 Για να ελέγξουμε τις παραπάνω συνθήκες μπορούμε να χρησιμοποιήσουμε τις συναρτήσεις του ADS: stab_fact(s) για να υπολογίσουμε την παράμετρο Κ stab_meas(s) για να υπολογίσουμε την παράμετρο Β Και τη συνάρτηση που θα ορίσουμε εμείς, delta(s)=abs(s(1,1)*s(2,2)-s(1,2)*s(2,1)). Σε ένα 50 Ω σύστημα και κάνοντας χρήση του αρχείου των S παραμέτρων που αντιστοιχεί σε συνθήκες πόλωσης V GS =2 V & I DS =20 ma, μπορούμε να υπολογίσουμε τις εν λόγω παραμέτρους. Με τη βοήθεια του ADS παίρνουμε τα παρακάτω αποτελέσματα: 44

65 ΣΧΕΔΙΑΜΟΣ UWB-LNA Εικόνα 3-19 Rollet Factor και οι άλλες παράμετροι ευστάθειας Είναι αναγκαίο να εξετάσουμε το τρανζίστορ ως προς την ευστάθεια όχι μόνο στην περιοχή λειτουργίας του ενισχυτή, αλλά για όλες τις συχνότητες που το τρανζίστορ έχει κέρδος μεγαλύτερο της μονάδας. Διότι αν έρθει κάποιο σήμα ανεπιθύμητο υψηλότερης συχνότητας, όπου το τρανζίστορ δεν είναι ευσταθές και ενισχυθεί, τότε ενδέχεται να οδηγήσει τον ενισχυτή σε ανεπιθύμητες ταλαντώσεις. Ωστόσο στην είσοδο του ενισχυτή υπάρχει το ζωνοπερατό φίλτρο που περιεγράφηκε παραπάνω, οπότε ένα τέτοιο σήμα δε θα περάσει από στον πυρήνα του ενισχυτή ώστε να ενισχυθεί. Παρόλα αυτά όπως φαίνεται και στο σχήμα 3.19 ελέγχουμε την ευστάθεια του τρανζίστορ από τα 0 έως τα 14 GHz, ώστε να συμπεριλάβουμε και τις ζώνες μετάβασης του φίλτρου προκειμένου να εξασφαλίσουμε ότι δεν υπάρχει περίπτωση να προκληθούν ταλαντώσεις που οφείλονται σε πιθανή αστάθεια του τρανζίστορ. Όπως βλέπουμε στο σχήμα 3.19 δεν πληρούνται οι συνθήκες για unconditional stability, καθώς η παράμετρος Κ είναι μικρότερη της μονάδας σε όλο το διάστημα συχνοτήτων λειτουργίας του ενισχυτή. Το τρανζίστορ αυτό μπορεί να μην είναι unconditionally stable, αλλά παρόλα αυτά μπορεί να είναι ευσταθές για συγκεκριμένες περιοχές τιμών εμπέδησης εισόδου. Οι περιοχές αυτές είναι λεγόμενοι κύκλοι ευστάθειας που περιεγράφηκαν στο κεφάλαιο 2 και καθορίζουν σε ποιες περιοχές του χάρτη Smith το τρανζίστορ είναι ευσταθές. 45

66 ΣΧΕΔΙΑΜΟΣ UWB-LNA Ωστόσο στη συγκεκριμένη εφαρμογή δεν μπορούμε να κάνουμε τη σχεδίαση του ενισχυτή με βάση τους κύκλους ευστάθειας, καθώς δεν μπορούμε να καθορίσουμε εμείς την εμπέδηση εισόδου, ώστε να είναι στην περιοχή ευστάθειας. Η εμπέδηση εισόδου τελικά καθορίζεται από το απαιτούμενο εύρος ζώνης και το απαιτούμενο επίπεδο προσαρμογής. Αυτό συμβαίνει διότι ο στόχος για το εύρος ζώνης είναι 7.5 GHz ενώ για το συντελεστή ανάκλασης εισόδου είναι -10 db και είναι αδιαπραγμάτευτοι, οπότε δεν μπορούν να μπουν στη διαδικασία του trade off μεταξύ των χαρακτηριστικών παραμέτρων του ενισχυτή. Επομένως αυτό που πρέπει να γίνει είναι να καταστήσουμε το τρανζίστορ ευσταθές για όλες τις τιμές εμπεδήσεων, να πληρούνται δηλαδή οι συνθήκες για unconditional stability. Υπάρχουν διάφορες μέθοδοι που μπορούμε να εφαρμόσουμε ώστε να καταστήσουμε το τρανζίστορ ευσταθές σε όλη την περιοχή του χάρτη Smith και παρατίθενται συνοπτικά παρακάτω: Ένας τρόπος είναι να αποδεχτούμε χαμηλότερα επίπεδα προσαρμογής στην έξοδο. Με τον τρόπο αυτό θα μειωθεί το κέρδος και θα βελτιωθεί η ευστάθεια, ωστόσο η μέθοδος αυτή μπορεί να προκαλέσει προβλήματα προσαρμογής σε ό,τι αφορά το επόμενο στάδιο που ακολουθεί τον LNA. Επιπλέον μελετώντας την εξίσωση 3.27 βλέπουμε ότι αυτή η προσέγγιση μικρή επίδραση θα έχει στη βελτίωση του Κ. Οπότε η μέθοδος αυτή δεν ενδείκνυται αν θέλουμε να έχουμε καλά αποτελέσματα. Μια άλλη μέθοδος και πιο αποδοτική είναι η χρήση ανάδρασης μέσω μιας αντίστασης. Η ανάδραση αυτή εφαρμόζεται σε ένα κύκλωμα κοινής πηγής ανάμεσα στην πύλη και στην υποδοχή του τρανζίστορ, ενώ είναι απαραίτητη η εισαγωγή σε σειρά ενός πυκνωτή, ώστε να απομονωθούν τα διαφορετικά επίπεδα dc σήματος που προέρχονται από τα κυκλώματα πόλωσης στην πύλη και στην υποδοχή. Η τοπολογία αυτή φαίνεται στη παρακάτω σχήμα: 46

67 ΣΧΕΔΙΑΜΟΣ UWB-LNA Εικόνα 3-20 Μέθοδος της ανάδρασης για να αυξηθεί η ευστάθεια Η μέθοδος αυτή όμως έχει ένα μειονέκτημα, το οποίο είναι ότι μεταβάλλονται οι παράμετροι της εισόδου, κάτι που μπορεί να επηρεάσει τόσο την προσαρμογή στην είσοδο όσο και το NF του ενισχυτή. Πέρα από αυτό το πρόβλημα, το οποίο είναι εμφανές σε επίπεδο σχηματικού, είναι πιθανό να εμφανιστούν και άλλα προβλήματα, όχι τόσο εμφανή στο στάδιο αυτό. Τα προβλήματα αυτά προκαλούνται από τις γραμμές μεταφοράς και από το γεγονός ότι ο ενισχυτής θα δουλεύει μέχρι τις συχνότητες των 10 GHz. Σ αυτές τις συχνότητες είναι πιθανό να υπάρξει παρεμβολή μεταξύ παράλληλων γραμμών μεταφοράς και να δημιουργηθεί κάποιο μη επιθυμητό μονοπάτι για το ρεύμα. Επίσης κατά τη σχεδίαση θα πρέπει να έχουμε πάντα στο μυαλό μας το layout και τις προδιαγραφές του PCB House [Παράρτημα VI]. Αυτό σημαίνει ότι θα πρέπει να τηρούνται κάποιες αποστάσεις μεταξύ των στοιχείων αλλά και των γραμμών μεταφοράς προκειμένου να είναι δυνατή η κατασκευή της πλακέτας, αλλά και η κόλληση των στοιχείων πάνω σε αυτή. Για του λόγους αυτούς λοιπόν, ούτε και αυτή η μέθοδος ενδείκνυται για τη συγκεκριμένη εφαρμογή. Μια άλλη μέθοδος η οποία έχει και άλλα παράλληλα πλεονεκτήματα είναι η προσθήκη ενός φορτίου στην υποδοχή που αποτελείται από μια παράλληλη αντίσταση στη γη. Με τον τρόπο αυτό μειώνεται μεν το κέρδος και άρα το τρανζίστορ γίνεται ευσταθές, αλλά παράλληλα αυξάνεται η παράμετρος S 22 και για αυτό πετυχαίνουμε καλύτερη προσαρμογή στην έξοδο. Όπως φαίνεται και από την εξίσωση 3.27 οι δύο αυτές επιδράσεις βελτιώνουν ταυτόχρονα την παράμετρο Κ. Τέλος η αντίσταση αυτή μπορεί να συνδυαστεί με το κύκλωμα πόλωσης στην έξοδο και η συνεισφορά της εξηγείται παρακάτω στην παράγραφο που περιγράφεται η πόλωση του ενισχυτή. 47

68 ΣΧΕΔΙΑΜΟΣ UWB-LNA Στην πραγματικότητα η μέθοδος αυτή θα χρησιμοποιηθεί στη συνέχεια σε συνδυασμό με έναν buffer στην έξοδο, προκειμένου να επιτευχθεί καλύτερη προσαρμογή στην έξοδο. Η εφαρμογή αυτής της μεθόδου φαίνεται στο παρακάτω σχήμα. 3.21α: Εικόνα 3-21α Εικόνα 3-21β Το ίδιο αποτέλεσμα μπορούμε να πετύχουμε χρησιμοποιώντας και μια αντίσταση σε σειρά, όπως φαίνεται στο σχήμα 3.21β, τότε όμως δε θα μπορούσαμε να ενσωματώσουμε την αντίσταση αυτή στο κύκλωμα πόλωσης. Η επόμενη μέθοδος ονομάζεται εκφυλισμός της πηγής και έχει ήδη μελετηθεί και ξηγηθεί σε παραπάνω παράγραφο. Εφαρμόζεται στο δίκτυο της εισόδου του ενισχυτή και για το λόγο αυτό αυξάνει το θόρυβο του ενισχυτή. Αν όμως στη μέθοδο αυτή χρησιμοποιήσουμε ένα πηνίο και όχι αντιστάτη, τότε είναι δυνατόν ο θόρυβος να κρατηθεί σε χαμηλά επίπεδα. Στη συγκεκριμένη εφαρμογή ωστόσο μπορεί ο εκφυλισμός της πηγής να μη δώσει τα αναμενόμενα αποτελέσματα και αυτό γιατί δεν μπορούμε να επιλέξουμε ελεύθερα την επαγωγή, ώστε να χρησιμοποιήσουμε την κατάλληλη προκειμένου να επιτύχουμε unconditional stability. Αυτό συμβαίνει διότι όπως έχει εξηγηθεί παραπάνω τη μέθοδο εκφυλισμού της πηγής θα τη χρησιμοποιήσουμε πρωτίστως για να δημιουργήσουμε ένα equally terminated filter. Ε- πομένως με βάση αυτή τη λογική θα πρέπει να επιλέξουμε την κατάλληλη επαγωγή 48

69 ΣΧΕΔΙΑΜΟΣ UWB-LNA και η τιμή της ενδέχεται να μην είναι κατάλληλη για την επίτευξη της επιθυμητής ευστάθειας. Τέλος προκειμένου να καταστήσουμε τον ενισχυτή unconditionally stable μπορούμε να συνδέσουμε ένα ακόμα τρανζίστορ σε cascode συνδεσμολογία και με τον τρόπο αυτό θα καταφέρουμε ταυτόχρονα και να αυξήσουμε το κέρδος του ενισχυτή αλλά και έχουμε ένα απολύτως ευσταθές σύστημα. Ένα μειονέκτημα είναι ότι αυξηθεί το NF, αλλά η αύξηση αυτή θα είναι τόσο μικρή που θα είναι σε ανεκτά επίπεδα και πάντα μέσα στους στόχους που έχουμε θέσει για τον ενισχυτή. Η συνδεσμολογία αυτή έχει και άλλο πλεονεκτήματα που βοηθούν στο σχεδιασμό του ενισχυτή και θα μελετηθούν σε επόμενη παράγραφο. Θα μπορούσαμε να καταστήσουμε το τρανζίστορ unconditional stable συνδέοντας αντιστάσεις στην είσοδο είτε σε σειρά είτε παράλληλα, αλλά αυτό δε συζητείται καν, διότι θα αυξηθεί πολύ το NF, κάτι που δεν είναι αποδεκτό για έναν LNA. Τέλος είναι προφανές ότι ένας συνδυασμός των παραπάνω μεθόδων θα μπορούσε να έχει ακόμα καλύτερα αποτελέσματα. Σε ό,τι αφορά τώρα το συγκεκριμένο τρανζίστορ μετά από δοκιμές και εξομοιώσεις με τη βοήθεια του ADS διαπιστώσαμε ότι καμία από τις παραπάνω μεθόδους δεν είναι ικανή να καταστήσει το τρανζίστορ unconditionally stable σε όλο το εύρος ζώνης λειτουργίας του ενισχυτή. Πιο συγκεκριμένα ο εκφυλισμός της πηγής από μόνος του δεν στάθηκε ικανός να ικανοποιήσει της συνθήκες ευστάθειας που περιεγράφηκαν παραπάνω. Όμως συνδυάζοντας τον εκφυλισμό της πηγής με την εισαγωγή ανάδρασης μεταξύ της υποδοχής και της πύλης του τρανζίστορ φαίνεται ότι ικανοποιούνται οι συνθήκες απόλυτης ευστάθειας όχι μόνο σε όλο το εύρος ζώνης του ενισχυτή αλλά και σε όλες εκείνες τις συχνότητες που θα πρέπει να ελεγχθεί η ευστάθεια όπως εξηγήθηκε στην αρχή της παραγράφου αυτής. Τα αποτελέσματα και η εφαρμογή των δύο αυτών μεθόδων φαίνονται στα παρακάτω δύο σχήματα ενώ στον πίνακα 3.3 φαίνονται οι τιμές των συγκεντρωμένων στοιχείων που χρησιμοποιήθηκαν: 49

70 ΣΧΕΔΙΑΜΟΣ UWB-LNA Εικόνα 3-22 Ανάδραση σε συνδυασμό με source degeneration για αύξηση της ευστάθειας Εικόνα 3-23 Rollet Factor και παράμετρος Δ Μελετώντας τα σχήματα 3.22 και 3.23 βλέπουμε ότι πληρούνται οι συνθήκες για unconditional stability, καθώς K>1 και B>0 σε όλες τις συχνότητες που πρέπει να ελεγχθεί η 50

71 ΣΧΕΔΙΑΜΟΣ UWB-LNA ευστάθεια. 1 Παραπάνω περιεγράφηκαν τα προβλήματα που μπορεί να προκύψουν από τη χρήση αυτής της τοπολογίας κατά την κατασκευή της πλακέτας. Ωστόσο ακόμη και αν τα παραλείψουμε και πάλι αυτή η τοπολογία δε βοηθάει στη σχεδίαση για δύο λόγους. Ο πρώτος είναι εμφανής κοιτώντας τον πίνακα 3.2, όπου φαίνεται η εμπέδηση εισόδου αλλά και το πραγματικό της μέρος. Έχει ήδη εξηγηθεί ότι ο εκφυλισμός της πηγής θα χρησιμοποιηθεί προκειμένου να σχεδιασθεί ένα equally terminated φίλτρο στην είσοδο του ενισχυτή. Πιο συγκεκριμένα με την επαγωγή που προστίθεται στην πηγή του τρανζίστορ δημιουργείται το πραγματικό μέρος της εμπέδησης που τερματίζεται το φίλτρο εισόδου, δηλαδή 50 Ω. Όμως βλέπουμε στον εν λόγω πίνακα ότι η τιμή της επαγωγής που απαιτείται για ένα unconditionally stable τρανζίστορ δεν συμπίπτει με την τιμή που απαιτείται για τη δημιουργία μιας εμπέδησης με τα πραγματικό μέρος ίσο με 50 Ω και μάλιστα απέχει πολύ από το στόχο αυτό, καθώς ισούται με 24 Ω. Προκειμένου να επιτευχθεί ο στόχος των 50 Ω, θα πρέπει να αυξηθεί η τιμή του πηνίου, αν όμως γίνει αυτό τότε το τρανζίστορ παύει πλέον να είναι unconditionally stable. Πίνακας 3-3 Τιμές του πηνίου εκφυλισμού της πηγής και της ανάδρασης 0.24 nh 1.3 kω 1.5 pf Εκτός όμως αυτού του προβλήματος υπάρχει και ένα ακόμα που αποδεικνύει ότι η μέθοδος που ακολουθήθηκε είναι μάλλον ακατάλληλη για τη συγκεκριμένη εφαρμογή. Παρατηρώντας τις τιμές των στοιχείων στον πίνακα 3.3 βλέπουμε ότι η τιμή του πηνίου του εκφυλισμού της πηγής είναι 0.24 nh. Όμως η εύρεση ενός τέτοιου πηνίου είναι μάλλον δύσκολη και θα πρέπει να χρησιμοποιηθεί ένα πηνίο των 0.2 nh, το οποίο θα δυσκολέψει ακόμη περισσότερο την προσαρμογή στην είσοδο. Ακόμα και η υλοποίηση ενός τέτοιου πηνίου με μα γραμμή μεταφοράς θα είναι δύσκολη, λόγω τον προδιαγραφών για την κατασκευή της πλακέτας. 1 Ο πυκνωτής που φαίνεται στο κύκλωμα δεν είναι απαραίτητος στο σημείο αυτό, διότι χρησιμοποιείται για να απομονώσει τις διαφορετικές dc τάσεις στην πύλη και στην υποδοχή, αλλά προς το παρόν δουλεύουμε με data files και δεν υπάρχουν κυκλώματα πόλωσης προς το παρόν. Ωστόσο ο πυκνωτής τοποθετήθηκε για λόγους πληρότητας στην εφαρμογή της μεθόδου. 51

72 Πίνακας 3-4 ΣΧΕΔΙΑΜΟΣ UWB-LNA Τέλος ακόμα και η cascode τοπολογία που είναι πολλά υποσχόμενη ως προς την ευστάθεια του τρανζίστορ και έχει και πολλά ακόμη πλεονεκτήματα, δεν είναι ικανή να δώσει λύση στο πρόβλημα της ευστάθειας σε όλος το απαιτούμενο εύρος συχνοτήτων, όπως φαίνεται και στην εικόνα 3.24, όπου απεικονίζεται η παράμετρος Κ για την cascode τοπολογία σε συνδυασμό με τον εκφυλισμό της πηγής. Εικόνα 3-24 Rollet Factor και οι άλλες παράμετροι ελέγχου της ευστάθειας. Βλέπουμε ότι μόνο σε μια μικρή περιοχή τους εύρους ζώνης επιτυγχάνεται unconditional stability Βλέπουμε στο παραπάνω σχήμα ότι οι αναγκαίες συνθήκες για unconditional stability δεν πληρούνται σε όλες απαιτούμενες συχνότητες, αλλά μόνο σε ένα μέρος αυτών και πιο συγκεκριμένα μέχρι τα 4 GHz. 52

73 ΣΧΕΔΙΑΜΟΣ UWB-LNA Οπότε με βάση τα παραπάνω μπορούμε να πούμε ότι το συγκεκριμένο τρανζίστορ δεν είναι κατάλληλο για τη σχεδίαση ενός τόσο ευρυζωνικού ενισχυτή όσο επιθυμούμε να σχεδιάσουμε. Για το λόγο αυτό θα πρέπει να βρούμε ένα άλλο νέο τρανζίστορ που τα χαρακτηριστικά του να το καθιστούν κατάλληλο για τη συγκεκριμένη εφαρμογή. 53

74 3.3 Σχεδιασμός Ενισχυτή με το Τρανζίστορ AVMK 1225 ΣΧΕΔΙΑΜΟΣ UWB-LNA Όπως είδαμε στην προηγούμενη παράγραφο, το μεγάλο εύρος ζώνης λειτουργίας του ενισχυτή δημιουργεί προβλήματα σε ό,τι αφορά την ευστάθεια, διότι είναι δύσκολο να επιτευχθεί unconditional stability χωρίς παράλληλα να επηρεαστούν αρνητικά άλλες παράμετροι του ενισχυτή. Γι αυτό θα πρέπει να βρεθεί ένα τρανζίστορ αρκετά γρήγορο, ικανό να λειτουργεί σε υψηλές συχνότητες και τα χαρακτηριστικά του να επιτρέπουν τη σχεδίαση ενός ενισχυτή που θα λειτουργεί σε ένα εύρος ζώνης GHz. Βασικός παράγοντας που θα πρέπει να ελεγχθεί ώστε να διαπιστωθεί εάν το τρανζίστορ είναι κατάλληλο είναι η συχνότητα μοναδιαίου κέρδους του τρανζίστορ, f T. Η συχνότητα αυτή εξαρτάται από τις συνθήκες πόλωσης του τρανζίστορ και όσο μεγαλύτερη είναι αυτή η συχνότητα, σε τόσο μεγαλύτερες συχνότητες μπορεί να λειτουργήσει το τρανζίστορ. Μια προσέγγιση της f T δίνεται από τη σχέση: Δηλαδή η συχνότητα μοναδιαίου κέρδους εξαρτάται χοντρικά από τη διαγωγιμότητα του τρανζίστορ και από την παρασιτική χωρητικότητα ανάμεσα στην πύλη και στην πηγή του τρανζίστορ. Επομένως από την παραπάνω σχέση βλέπουμε ότι για μεγάλη f T απαιτείται ένα τρανζίστορ με μεγάλη διαγωγιμότητα και χαμηλή C gs. Ένα τέτοιο τρανζίστορ είναι το AVMK της Avago Technologies, το οποίο είναι ικανό να λειτουργήσει μέχρι και τα 26 GHz και σύμφωνα με την εταιρεία είναι ικανό να λειτουργήσει σε μία ευρεία γκάμα συχνοτήτων και προορίζεται για τη σχεδίαση UWLNA. Πιο συγκεκριμένα κοιτώντας το data sheet και τα applications notes της εταιρίας βλέπουμε ότι η διαγωγιμότητά του είναι σχεδόν τριπλάσια από αυτήν του τρανζίστορ της προηγούμενης παραγράφου και η C gs του πολύ μικρότερη και φαίνεται ότι το τρανζίστορ αυτό μπορεί να υποστηρίξει το εύρος ζώνης των 7.5 GHz, ενώ παράλληλα ο θόρυβος διατηρείται σε όλες αυτές τις συχνότητες σε χαμηλά επίπεδα. Επιπλέον το τρανζίστορ αυτό έχει ακόμη ένα πλεονέκτημα, είναι SMT τρανζίστορ και αυτό θα βοηθήσει πολύ και στο σχεδιασμό του PCB, αλλά και η σύνδεση του πάνω στην επιφάνεια της πλακέτας θα είναι καλύτερη και λιγότερα παρασιτικά φαινόμενα από αυτή ακριβώς τη σύνδεση θα υπάρχουν. Άρα το τρανζίστορ αυτό φαίνεται να είναι κατάλληλο για τη συγκεκριμένη εφαρμογή και όπως θα δούμε στη συνέχεια πράγματι είναι. 54

75 3.3.1 Σημείο λειτουργίας του Τρανζίστορ ΣΧΕΔΙΑΜΟΣ UWB-LNA Όπως και στην προηγούμενη περίπτωση στο σημείο αυτό δε θα ασχοληθούμε με τη σχεδίαση των κυκλωμάτων πόλωσης, καθώς προς το παρόν η σχεδίαση θα γίνει με τα data files που προσφέρει η εταιρεία και τα κυκλώματα πόλωσης θα συζητηθούν αναλυτικά παρακάτω. Μελετώντας όμως τα application notes της εταιρείας και μέσα από μια σειρά εξομοιώσεων και δοκιμών με τα data files καταλήξαμε ότι πολώνοντας το τρανζίστορ στο σημείο πόλωσης 2V & 20mA, τότε παίρνουμε τα καλύτερα αποτελέσματα σε ό,τι αφορά τα κέρδος και τα επίπεδα θορύβου Έλεγχος Ευστάθειας Το πρώτο πράγμα που θα πρέπει να γίνει και πάλι είναι ελεγχθεί το τρανζίστορ ως προς την ευστάθεια. Για το σκοπό αυτό θα χρησιμοποιηθούν οι ίδιες παράμετροι όπως και στην α- μέσως προηγούμενη παράγραφο και παρουσιάζονται στο παρακάτω σχήμα: Εικόνα 3-25 Παράμετροι ευστάθειας του τρανζίστορ VMK-1225 Παρατηρώντας τα αποτελέσματα βλέπουμε ότι οι συνθήκες για unconditional stability δεν πληρούνται, καθώς η παράμετρος Κ είναι μικρότερη της μονάδας σε όλο το εύρος ζώνης για το οποίο ελέγχεται το τρανζίστορ ως προς την ευστάθεια. Οπότε θα πρέπει να βρεθεί μια 55

76 ΣΧΕΔΙΑΜΟΣ UWB-LNA τοπολογία η οποία θα καθιστά το τρανζίστορ unconditionally stable, ώστε να εξασφαλίσουμε ότι δε θα εμφανιστούν ταλαντώσεις που θα οφείλονται στο τρανζίστορ που χρησιμοποιούμε. Σύμφωνα με το σκεπτικό και τις τοπολογίες που αναπτύχθηκαν στην προηγούμενη παράγραφο, δύο μέθοδοι είναι αυτό που αξίζει να δοκιμαστούν για την ευστάθεια του τρανζίστορ. Η πρώτη μέθοδος που θα δοκιμαστεί είναι ο εκφυλισμός της πηγής, όπου θα χρησιμοποιήσουμε κατευθείαν ένα πηνίο προκειμένου να κρατήσουμε το θόρυβο σε χαμηλά επίπεδα. Στο σχήμα 3.26 φαίνονται τα αποτελέσματα αυτής της μεθόδου: Εικόνα 3-26 Παράμετροι ευστάθειας μετά την εφαρμογή της τεχνικής του εκφυλισμού της πηγής Όπως φαίνεται ο εκφυλισμός της πηγής δεν είναι ικανός να καταστήσει το τρανζίστορ ευσταθές σε όλη την περιοχή του χάρτη Smith, αφού η παράμετρος Κ είναι μεγαλύτερη της μονάδας μόνο σε ένα μικρό διάστημα της μπάντας ενδιαφέροντος. Ωστόσο αν χρησιμοποιήσουμε ένα ακόμη τρανζίστορ σε συνδεσμολογία cascode θα δούμε ότι το νέο πλέον κύκλωμα θα είναι unconditionally stable για όλες τις συχνότητες λειτουργείας του ενισχυτή. Στο σχήμα 3.27 απεικονίζονται με τη συνεχείς γραμμές οι παράμετροι ευστάθειας της cascode τοπολογίας και με τις γραμμές με κύκλους οι παράμετροι ευστάθειας της cascode συνδεσμο- 56

77 ΣΧΕΔΙΑΜΟΣ UWB-LNA λογίας σε συνδυασμό με τον εκφυλισμό πηγής. Ο συνδυασμός αυτός των μεθόδων παρουσιάζεται στο σχήμα αυτό, διότι ο εκφυλισμός της πηγής θα χρησιμοποιηθεί για την προσαρμογή ανεξάρτητα από την ευστάθεια του κυκλώματος. Οπότε είναι ένα πλεονέκτημα που συμβάλει και στην ευστάθεια του κυκλώματος. Επίσης παρατηρώντας και την εμπέδηση εισόδου φαίνεται ότι με παρόμοια τιμή πηνίου μπορούμε να πετύχουμε εμπέδηση εισόδου με πραγματικό μέρος ίσο με 50 Ω, αλλά και ένα ευσταθές κύκλωμα, όπως θα φανεί στη συνέχεια της σχεδίασης. Όπως φαίνεται και στο σχήμα 3.28 η τιμή της επαγωγής που δίνει τα αποτελέσματα αυτά είναι περίπου 2.7 nh. Εικόνα 3-27 Παράμετροι ευστάθειας της cascade τοπολογίας με και χωρίς source degeneration 57

78 ΣΧΕΔΙΑΜΟΣ UWB-LNA Εικόνα 3-28 Cascode τοπολογία σε συνδυασμό με την τεχνική εκφυλισμού της πηγής Παρατηρούμε ότι με το συνδυασμό αυτών των δύο μεθόδων το κύκλωμα ικανοποιεί όλες τις συνθήκες για unconditional stability και μάλιστα σε όλες τις συχνότητες που είναι α- παραίτητο. Οπότε πάνω σε αυτή την συνδεσμολογία θα βασιστούμε για τη σχεδίαση του LNA. Στο σημείο αυτό είναι καλό να αναφέρουμε τα πολύ σημαντικά πλεονεκτήματα που η τοπολογία αυτή προσφέρει. Τα περισσότερα από αυτά θα αναφερθούν εν συντομία καθώς είναι ήδη γνωστά και υπάρχει εκτενή μελέτη στη βιβλιογραφία. Πρώτα από όλα η cascode τοπολογία αποτελείται από ένα CS τρανζίστορ συνδεδεμένο ένα CB τρανζίστορ που αποτελεί και το cascode στάδιο της τοπολογίας. Ένα πολύ σημαντικό πλεονέκτημα το οποίο είναι και ιδιαίτερα εμφανές από μια απλή ανάλυση της τοπολογίας είναι η αύξηση του κέρδους λόγω του cascode σταδίου. Επιπλέον η τοπολογία αυτή οδηγεί σε ένα κύκλωμα το οποίο είναι ικανό να λειτουργήσει σε υψηλότερες συχνότητες και άρα σε μεγαλύτερο εύρος ζώνης. Αυτό συμβαίνει διότι από τη μία εξαφανίζεται το φαινόμενο Miller από το CS τρανζίστορ και από την άλλη το CB τρανζίστορ δεν υποφέρει από το φαινόμενο Miller. Ένα τρίτο πλεονέκτημα είναι η απομόνωση μεταξύ της εξόδου η οποία εξασφαλίζεται και φυσικά και δεν υπάρχει απευθείας σύνδεση μεταξύ εξόδου και εισόδου, κάτι που στην πραγματικότητα είναι αυτό που οδηγεί στην εξαφάνιση του φαινομένου Miller. Ακόμη η εμπέδηση της εισόδου αυξάνεται, κάτι που βοηθάει πολύ στην σχεδίαση του κυκλώματος προσαρμογής της 58

79 ΣΧΕΔΙΑΜΟΣ UWB-LNA εισόδου, καθώς φτάνει πιο κοντά στα 50 Ω που είναι και ο στόχος. Τέλος υπάρχει ένα πλεονέκτημα που είναι πολύ σημαντικό για τη σχεδίαση του ενισχυτή, το οποίο δεν είναι αμέσως εμφανές, αλλά απορρέει από τη μικροκυματική θεωρία. Λόγω αυτής της απομόνωσης εισόδου και εξόδου η παράμετρος S 12 γίνεται πολύ μικρή και έτσι το κύκλωμα γίνεται Unilateral και σύμφωνα με το κεφάλαιο 2 η σχεδίαση γίνεται πολύ πιο εύκολη, καθώς μπορούμε να σχεδιάσουμε το στάδιο της εισόδου ξεχωριστά από αυτό της εξόδου, δίχως το ένα να επηρεάζει το άλλο. Διαφορετικά θα έπρεπε να κάνουμε τη σχεδίαση για την Bilateral περίπτωση, η οποία είναι και αρκετά πιο σύνθετη. Η διαφορά της παραμέτρου S 12 φαίνεται στο παρακάτω διάγραμμα, όπου με τη συνεχή γραμμή φαίνεται η S 12 του τρανζίστορ και με τη γραμμή διακεκομμένη φαίνεται η S 12 του cascode κυκλώματος: Εικόνα 3-29 Figure of Merit για τη χρήση της unilateral περίπτωσης 59

80 ΣΧΕΔΙΑΜΟΣ UWB-LNA Δίπλα από αυτό φαίνεται η παράμετρος U, Unilateral Figure of Merit καθώς και το κατώτερο και το ανώτερο σφάλμα μπορεί να γίνει λόγω της αποδοχής ότι ισχύει η unilateral περίπτωση. Τα περιθώρια σφάλματος κρίνονται αρκετά μικρά και άρα μπορούμε να προχωρήσουμε στη σχεδίαση του ενισχυτή θεωρώντας πως ισχύει η Unilateral περίπτωση ή S 12 << Σχεδιασμός του Ενισχυτή με Συγκεντρωμένα Στοιχεία Στην παράγραφο αυτή θα ασχοληθούμε με τη σχεδίαση του ενισχυτή με συγκεντρωμένα στοιχεία αλλά θα επικεντρωθούμε στο δικτύωμα της εισόδου, χρησιμοποιώντας απλώς ένα φορτίο για να πετύχουμε το επιθυμητό κέρδος. Ένα σημαντικό ζήτημα είναι το τρανζίστορ που θα χρησιμοποιήσουμε για το cascode στάδιο. Αυτό που θα θέλαμε είναι το τρανζίστορ να παράγει πολύ, ώστε να έχουμε μεγαλύτερο κέρδος, ωστόσο το τρανζίστορ αυτό θα πρέπει να είναι ικανό να δουλεύει στις συχνότητες λειτουργίας του ενισχυτή, αλλά και να μπορεί να υποστηρίξει το εύρος ζώνης των 7.5 GHz. Γι αυτό θα χρησιμοποιήσουμε το ίδιο τρανζίστορ που χρησιμοποιούμε και στο βασικό στάδιο ενίσχυσης. Επίσης το τρανζίστορ που ήδη χρησιμοποιούμε λειτουργεί στο σημείο πόλωσης που παράγεται το μεγαλύτερο ρεύμα, οπότε δεν έχουμε άλλη επιλογή παρά να χρησιμοποιήσουμε το ίδιο τρανζίστορ και στο cascode στάδιο και μάλιστα με την ίδια πόλωση. Υπάρχει ένας ακόμη λόγος που θα πρέπει να χρησιμοποιήσουμε το ίδιο τρανζίστορ, αλλά δεν είναι τόσο εμφανής. Έχει να κάνει με το layout του ενισχυτή και τις συνδέσεις πάνω στην πλακέτα. Θα πρέπει πάντα να έχουμε υπόψιν την τελική μορφή του κυκλώματος και το πώς αυτό θα σχεδιαστεί πάνω στην πλακέτα. Οπότε είναι πολύ βολικό το γεγονός ότι τα δύο τρανζίστορ που θα συνδεθούν θα έχουν τις ίδιες διαστάσεις, διότι με τον τρόπο αυτό θα αποφευχθούν τυχόν ασυνέχειες, οι οποίες σε τόσο υψηλές συχνότητες ενδέχεται να δημιουργήσουν προβλήματα στη λειτουργία του κυκλώματος. Το πρώτο βήμα είναι χτίσουμε την εμπέδηση εισόδου των 50 Ω για την cascode τοπολογία. Για το πραγματικό κομμάτι της εμπέδησης θα χρησιμοποιήσουμε την τεχνική εκφυλισμού της πηγής και με το χάρτη Smith του ADS θα βρούμε την κατάλληλη τιμή του πηνίου που θα πρέπει να χρησιμοποιήσουμε. Με τον τρόπο αυτό θα πετύχουμε μεν το πραγματικό μέρος της εμπέδησης εισόδου να ισούται με 50 Ω, θα πρέπει όμως να εξαλείψουμε ή καλύτερα να αντισταθμίσουμε το φανταστικό μέρος της εμπέδησης εισόδου. Κοιτώντας το χάρτη Smith παρατηρούμε ότι η εμπέδηση εισόδου του τρανζίστορ είναι χωρητική. Οπότε θα πρέπει να εισάγουμε μια επαγωγή σε σειρά με την είσοδο του τρανζίστορ, ικανή να αντισταθμίσει το φανταστικό χωρητικό κομμάτι της εμπέδησης εισόδου. Οι τιμές των δύο 60

81 ΣΧΕΔΙΑΜΟΣ UWB-LNA πηνίων μπορούν να υπολογιστούν με μαθηματικές εξισώσεις, αλλά ο χάρτης Smith προσφέρει ένα πολύ πιο αποδοτικό τρόπο. Όλα αυτά γίνονται στην κεντρική συχνότητα λειτουργίας του ενισχυτή, δηλαδή στα 5.73 GHz, ενώ το εύρος ζώνης θα επιτευχθεί με την εισαγωγή του δικτύου προσαρμογής. Εικόνα 3-30 Εμπέδηση εισόδου πριν και μετά την προσαρμογή στα 5.73 GHz Στο σχήμα 3.30 φαίνεται ο χάρτης Smith, όπου απεικονίζονται με το σύμβολο Χ και το τετράγωνο οι εμπεδήσεις εισόδου του cascode κυκλώματος πριν και μετά την εισαγωγή των πηνίων αντίστοιχα. Αρχικά η εμπέδηση του cascode δικτύου είναι Ζ in =45.697/ ή σε καρτεσιανή μορφή Z in = i. Οπότε βλέπουμε ότι μετά την εισαγωγή των πηνίων η εμπέδηση εισόδου βρίσκεται πλέον στο κέντρο του χάρτη Smith, κάτι που σημαίνει ότι η εμπέδηση είναι ίση με 50 Ω και απαλλαγμένη από φανταστικό μέρος. Θα πρέπει ακόμη να σημειωθεί ότι οι εμπεδήσεις που απεικονίζονται στο χάρτη Smith είναι κανονικοποιημένες ως προς 50 Ω, δηλαδή το κέντρο του χάρτη Smith είναι η μονάδα. 61

82 ΣΧΕΔΙΑΜΟΣ UWB-LNA Στη συνέχεια και αφού εξασφαλίσαμε ότι η εμπέδηση εισόδου είναι ίση με 50 Ω μπορούμε να χρησιμοποιήσουμε το equally terminated φίλτρο που σχεδιάσαμε στην αρχή του κεφαλαίου, για να πετύχουμε την προσαρμογή που θέλουμε στην είσοδο. Στο παρακάτω σχήμα, φαίνεται ακριβώς αυτό. Εικόνα 3-31 Cascode τοπολογία σε συνδυασμό με το φίλτρο Στο σχήμα 3.32 φαίνεται το κύκλωμα του ενισχυτή, αλλά παρατηρώντας το φίλτρο βλέπουμε ότι δεν είναι το ίδιο με το αρχικό. Αυτό συμβαίνει διότι όπως αναφέρθηκε παραπάνω, ο σκοπός ήταν να ενσωματώσουμε το δίκτυο εισόδου του τρανζίστορ στο Chebyschef ζωνοπερατό φίλτρο. Για το λόγο αυτό βλέπουμε ότι ο πυκνωτής του τρίτου section του φίλτρου δεν υπάρχει πλέον, καθώς ο ρόλος του επικαλύπτεται από τη χωρητική συμπεριφορά του τρανζίστορ. Επίσης και τιμή του πηνίου του τρίτου section του αρχικού φίλτρου έχει αλλάξει, καθώς προσδιορίζεται από το πηνίο που χρησιμοποιήσαμε για να απαλείψουμε το φανταστικό μέρος, αλλά και από τις παρασιτικές επαγωγές που εμφανίζονται είτε λόγω του τρανζίστορ είτε λόγω του package αυτού. Τα αποτελέσματα φαίνονται στο σχήμα

83 ΣΧΕΔΙΑΜΟΣ UWB-LNA Εικόνα 3-32 Αποτελέσματα μετά την εισαγωγή του φίλτρου στην cascade τοπολογία Στο παραπάνω σχήμα φαίνεται ότι επιτεύχθηκε ο στόχος και ότι η συντελεστής ανάκλασης της εισόδου που απεικονίζεται από την παράμετρο S 11 (unilateral case) είναι κάτω από - 10 db σε όλο το εύρος ζώνης, πράγμα που σημαίνει ότι πετύχαμε μια καλή προσαρμογή στην είσοδο. Στο ίδιο διάγραμμα φαίνεται ότι οι θόρυβος παραμένει σε χαμηλά επίπεδα και ότι το NF δεν είναι μεγαλύτερο από db, κάτι που όμως θα αυξηθεί όταν χρησιμοποιήσουμε το ακριβές μοντέλο του τρανζίστορ το δίκτυο της εξόδου και τα κυκλώματα πόλωσης. Τέλος βλέπουμε ότι το κέρδος ξεκινάει από τα 20 db και πέφτει στα 14 στο τέλος της μπάντας. Αυτό βέβαια δεν είναι αποδεκτό, αλλά θα σταθεροποιηθεί όταν προσθέσουμε το κύκλωμα της εξόδου. Στα δεξιά του σχήματος φαίνεται η μεταβολή της εμπέδησης εισόδου με την αλλαγή της συχνότητας και βλέπουμε ότι είναι κοντά και γύρω από το κέντρο του χάρτη Smith. Αφού διαπιστώσαμε ότι με συγκεντρωμένα ιδανικά στοιχεία είναι δυνατόν να επιτευχθεί ο βασικός στόχος, Γ in <-10 db για 7.5 GHz BW, θα σχεδιάσουμε τον τελικό ενισχυτή βασιζόμενοι στις αρχές των κατανεμημένων κυκλωμάτων Σχεδιασμός του Ενισχυτή με Κατανεμημένα Στοιχεία Έχει ήδη εξηγηθεί ότι στις συχνότητες που λειτουργίας του ενισχυτή είναι πρακτικά δύσκολο αν όχι αδύνατον να πετύχουμε τις προδιαγραφές που έχουμε θέσει. Γι αυτό θα πρέπει η μελέτη και η σχεδίαση του ενισχυτή να γίνει με βάση τις των κατανεμημένων κυκλωμάτων. 63

84 Δικτύωμα Εισόδου του Ενισχυτή ΣΧΕΔΙΑΜΟΣ UWB-LNA Όπως και στην περίπτωση της σχεδίασης με συγκεντρωμένα στοιχεία έτσι και τώρα, το πρώτο βήμα είναι να δημιουργήσουμε μια εμπέδηση εισόδου που θα είναι ίση με 50 Ω και θα έχει μόνο πραγματικό μέρος. Για το πραγματικό μέρος της εμπέδησης εισόδου, θα χρησιμοποιήσουμε και όπως είπαμε την τεχνική εκφυλισμού της πηγής και θα χρειαστούμε μια επαγωγή γι αυτό, ενώ θα αντισταθμίσουμε το φανταστικό μέρος με μια δεύτερη επαγωγή σε σειρά με την είσοδο του τρανζίστορ, αφού όπως είδαμε στην παραπάνω παράγραφο η εμπέδηση του τρανζίστορ είναι χωρητική. Επομένως θα πρέπει να χρησιμοποιήσουμε δύο γραμμές μεταφοράς που θα έχουν επαγωγική συμπεριφορά. Από τη μικροκυματική θεωρία και από τη θεωρία των γραμμών μεταφοράς γνωρίσουμε ότι μια βραχυκυκλωμένη γραμμή μεταφοράς με ηλεκτρικό μήκος κύματος μικρότερο από π/2 έχει επαγωγική συμπεριφορά και η τιμή της επαγωγής αυτή δίνεται από τη εξίσωση 3.28 [12]. Ακόμη είναι επίσης γνωστό ότι μια γραμμή μεταφοράς υψηλής εμπέδησης και με ηλεκτρικό μήκος βl<<π/4 μπορεί με αρκετά καλή ακρίβεια να εξομοιώσει μια επαγωγή συνδεδεμένη σε σειρά [12], της οποίας η τιμή δίνεται επίσης από την παρακάτω εξίσωση. tan Επομένως με βάση τα παραπάνω μπορούμε με δύο γραμμές μεταφοράς να δημιουργήσουμε μια εμπέδηση εισόδου ίση με 50 Ω χωρίς φανταστικό κομμάτι. Για να βρούμε τις κατάλληλες τιμές μήκους και πλάτους αυτών των γραμμών μεταφοράς θα χρησιμοποιήσουμε το ADS και μάλιστα θα το κάνουμε με γραφικό τρόπο χρησιμοποιώντας και πάλι το χάρτη Smith. Αυτή τη φορά όμως θα χρησιμοποιήσουμε σαν κεντρική συχνότητα τα

85 ΣΧΕΔΙΑΜΟΣ UWB-LNA GHz, ώστε να έχουμε μια απόκριση συμμετρική ως προς το κέντρο της του εύρους ζώνης 2. Εικόνα 3-33a Η εμπέδηση εισόδου πριν και μετά την προσαρμογή στα 6.8 GHz 2 Η γεωμετρική κεντρική συχνότητα χρησιμοποιείται συνήθως σε φίλτρα, ώστε η απόκριση να είναι συμμετρική σε λογαριθμική κλίμακα, ενώ η αριθμητική κεντρική συχνότητα χρησιμοποιείται σε περιπτώσεις τηλεπικοινωνιακών κυκλωμάτων. Επειδή στο σημείο αυτό θα σχεδιάσουμε τον τελικό ενισχυτή είναι καλό να χρησιμοποιήσουμε την αριθμητική κεντρική συχνότητα για να έχουμε συμμετρία στην απόκριση του ενισχυτή που περιγράφεται σε αριθμητική κλίμακα. 65

86 ΣΧΕΔΙΑΜΟΣ UWB-LNA Εικόνα 3-33b Αποτελέσματα προσαρμογής στα 6.8 GHz Στο σχήμα 3.34α βλέπουμε με το κόκκινο σύμβολο Χ την εμπέδηση πριν τη χρήση των γραμμών μεταφορά και με το μπλε τετράγωνο την εμπέδηση μετά την προσαρμογή που κάναμε για τη συχνότητα 6.8 GHz. Παρατηρούμε ότι είναι ακριβώς στο κέντρο του χάρτη Smith και άρα η εμπέδηση εισόδου ισούται με περίπου με 50 Ω όπως φαίνεται και στον πίνακα κάτω από το χάρτη Smith. Στο σχήμα 3.34β βλέπουμε ότι ο συντελεστής ανάκλασης της εισόδου έχει πολύ καλή τιμή, αφού είναι μικρότερος από -67 db, ενώ το κέρδος που αντιπροσωπεύεται από την παράμετρο S 21 (unilateral case) έχει επίσης πολύ καλή τιμή, αφού είναι μεγαλύτερο από 15 db. Τέλος θα πρέπει να σημειωθεί οι γραμμές μεταφοράς δεν χαρακτηρίζονται από γραμμικότητα καθώς αλλά ζει το μήκος και το πλάτος τους, όπως τα πηνία και γι αυτό χρειάστηκε ο συνδυασμός των δύο γραμμών μεταφοράς και για να καταστήσουμε το πραγματικό μέρος της εμπέδησης εισόδου ίσο με 50 Ω αλλά και για να αντισταθμιστεί το φανταστικό μέρος της εμπέδησης εισόδου. Οι τιμές για της χαρακτηριστικής αντίστασης και του ηλεκτρικού μήκους κύματος για τις γραμμές μεταφοράς που χρησιμοποιήθηκαν για τον εκφυλισμό της πηγής και την απαλοιφή του φανταστικού μέρους της εμπέδησης εισόδου για τη συχνότητα των 6.8 GHz φαίνονται στον παρακάτω πίνακα: 66

87 Πίνακας 3-5 ΣΧΕΔΙΑΜΟΣ UWB-LNA Ω Ω Το επόμενο βήμα της σχεδίασης είναι ενσωματώσουμε στο κύκλωμα αυτό το ζωνοπερατό φίλτρο με γραμμές μεταφοράς που έχει ήδη σχεδιαστεί σε προηγούμενη παράγραφο. Και πάλι όπως στην περίπτωση του φίλτρου με συγκεντρωμένα στοιχεία, οι παράμετροι που προσδιορίζουν τις γραμμές μεταφοράς του αρχικού φίλτρου θα αλλάξουν λίγο, διότι θα ενσωματωθεί στο φίλτρο το κύκλωμα εισόδου του cascode ενισχυτή. Επίσης θα πρέπει να σημειωθεί ότι οι γραμμές μεταφοράς είναι στοιχεία που δεν έχουν τόσο μεγάλο εύρος ζώνης λειτουργίας όσο τα συγκεντρωμένα στοιχεία, καθώς η συμπεριφορά τους αλλάζει έντονα με την αλλαγή της συχνότητας. Επομένως είναι λογικό για τόσο μεγάλο εύρος ζώνης να χρειαστεί τελικά να γίνει κάποια βελτιστοποίηση προκειμένου να επιτευχθεί ο στόχος Γ in <-10 db για όλο το εύρος ζώνης. Η βελτιστοποίηση αυτή έγινε μέσα από εξομοίωση και με τη βοήθεια του αντίστοιχου εργαλείου του ADS και οι νέες παράμετροι των γραμμών μεταφοράς φαίνονται στην εικόνα 3.34 όπου φαίνονται οι τελικές τιμές του μήκους και του πλάτους των γραμμών μεταφοράς. Στις παρακάτω εικόνες φαίνονται το σχηματικό του κυκλώματος και τα αποτελέσματα της εξομοίωσης: Εικόνα

88 ΣΧΕΔΙΑΜΟΣ UWB-LNA Εικόνα 3-35a 68

89 ΣΧΕΔΙΑΜΟΣ UWB-LNA Εικόνα 3-35b Όπως και στην περίπτωση του σχεδιασμού του φίλτρου με τις γραμμές μεταφοράς, μεγάλο ρόλο στη σχεδίαση και στα αποτελέσματα παίζει το substrate που θα χρησιμοποιηθεί για την κατασκευή των γραμμών μεταφοράς. Δε θα μπορούσε να γίνει αλλιώς από το να χρησιμοποιηθεί και πάλι το ίδιο substrate στο οποίο σχεδιάστηκε το ζωνοπερατό φίλτρο. Είναι ευκαιρία να σημειώσουμε ότι κοιτώντας στο παράρτημα ΙΙΙ το datasheet της Rogers, βλέπουμε ότι δίνει δύο επιλογές για τη διηλεκτρική σταθερά του substrate. Η μία είναι ε r =3.38 και η άλλη είναι ε r =3.55. Η δεύτερη περίπτωση είναι η πιο κοινή και πιο άμεσα διαθέσιμη, ενώ η πρώτη περίπτωση επιτυγχάνεται έπειτα από επεξεργασία του υλικά και είναι διαθέσιμη κατά παραγγελία. Όμως όσο προχωράμε στη σχεδίαση του ενισχυτή τόσο γίνεται φανερό ότι η σχεδίασης είναι πιο εύκολη και περισσότερο επιτυχής χρησιμοποιώντας μικρότερη διηλεκτρική σταθερά. Οπότε με τα δεδομένα αυτά η ε r =3.38 είναι μονόδρομος. 69

90 ΣΧΕΔΙΑΜΟΣ UWB-LNA Στην εικόνα 3.35α παρατηρούμε πόσο καλή προσαρμογή έχουμε πετύχει στην είσοδο του ενισχυτή, καθώς με τόσο χαμηλό συντελεστή ανάκλασης εισόδου σε όλο το εύρος ζώνης, οι ανακλάσεις θα είναι λίγες και σχεδόν όλη ενέργεια του σήματος θα περνάει στον πυρήνα του ενισχυτή. Μια παρατήρηση που πρέπει να γίνει είναι ότι στην απόκριση του φίλτρου είδαμε ότι S 11 <-20 db σε όλο το εύρος ζώνης, ενώ στην απόκριση του ενισχυτή παρατηρούμε ότι S 11 <-10 db. Αυτό συμβαίνει διότι η εμπέδηση εισόδου του τρανζίστορ αλλάζει με τη συχνότητα και όπως εξηγήθηκε η συμπεριφορά των γραμμών μεταφοράς, αλλάζει και αυτή με την αλλαγή της συχνότητας και μάλιστα πολύ έντονα. Για το λόγο αυτό είναι δύσκολο να κρατηθεί η εμπέδηση εισόδου πολύ κοντά στα 50 Ω και χωρίς φανταστικό μέρος σε όλο αυτό το εύρος ζώνης και γι αυτό χαλάει λίγο η προσαρμογή και δεν είναι πλέον κάτω από -20 db, αλλά παραμένει πολύ καλή και μέσα στο στόχο (S 11 <-10 db) που είχαμε θέσει εξαρχής. Επίσης στο ίδιο διάγραμμα παρατηρούμε ότι ο θόρυβος (μωβ γραμμή) παραμένει σε χαμηλά επίπεδα και κάτω από 3 db. Το ίδιο ισχύει και για το κέρδος που είναι λίγο κάτω από 15 db, αλλά δεν είναι σταθερό, αφού ξεκινάει από τα 18.5 περίπου db και πέφτει κάτω από 15 στα 10.6 GHz. Τέλος όσο καλή προσαρμογή έχουμε πετύχει στην είσοδο, τόσο κακή προσαρμογή έχουμε στην έξοδο, καθώς η παράμετρος S 22 (διακεκομμένη γραμμή στο διάγραμμα) που αντιπροσωπεύει το συντελεστή ανάκλασης της εξόδου (unilateral case), είναι πάνω από το 0 και καταλήγει να είναι ίση με db στο τέλος της μπάντας. Μάλιστα στο χάρτη Smith του σχήματος 3.35γ φαίνεται αυτή η πολύ κακή προσαρμογή που έχουμε στην έξοδο, καθώς η μωβ γραμμή που απεικονίζει την εμπέδηση εξόδου είναι πολύ μακριά από το κέντρο του χάρτη Smith σε αντίθεση μάλιστα με εμπέδηση εισόδου (κόκκινη γραμμή) που είναι κοντά στο κέντρο του χάρτη Smith και γύρω από αυτό. Αυτά όμως θα διορθωθούν σχεδιάζοντας το κατάλληλο στάδιο εξόδου, το οποίο περιγράφεται στην επόμενη παράγραφο Δικτύωμα Εξόδου του Ενισχυτή Όπως είδαμε στην παραπάνω παράγραφο το κέρδος δεν είναι καθόλου σταθερό και ο συντελεστής ανάκλασης της εξόδου δεν έχει καθόλου καλή τιμή. Και τα δύο είναι μη αποδεκτά και ειδικά η τιμή του συντελεστή ανάκλασης καθώς με τη τιμή που έχει, όλη η ενέργεια του σήματος είναι πιθανόν να χάνεται λόγω των ανακλάσεων και να μην περνάει στην έξοδο. Η διαδικασία που θα πρέπει να ακολουθήσουμε προκειμένου να σταθεροποιήσουμε το κέρδος δεν είναι δύσκολο ούτε περίπλοκη. Αρκεί να βάλουμε μια παράλληλη αντίσταση στην έξοδο του ενισχυτή και ίσως να χρειαστεί και κάποια επαγωγή, η οποία θα επιτευχθεί 70

91 ΣΧΕΔΙΑΜΟΣ UWB-LNA με τη χρήση μιας γραμμής μεταφοράς. Από την άλλη είναι πιο δύσκολο να βελτιώσουμε την προσαρμογή στην έξοδο. οι κλασσικές τεχνικές της μικροκυματικής θεωρίας, όπως Multistage Impedance Transformers, δεν είναι ικανές να πετύχουν την επιθυμητή προσαρμογή για τόσο μεγάλο εύρος ζώνης και αυτό γιατί η εμπέδηση εξόδου του ενισχυτή είναι πολύ μεγάλη για να προσαρμοστεί σε όλες αυτές τις συχνότητες στα 50 Ω. Είναι απαραίτητη η χρήση κάποιας μορφής αντίστασης και γι αυτό επιλέξαμε να χρησιμοποιήσουμε έναν buffer ή αλλιώς ένα τρανζίστορ σε τοπολογία κοινής υποδοχής (CD). Με τη χρήση του CD σταδίου θα επιτύχουμε να μειώσουμε την μεγάλη εμπέδηση εξόδου και να την προσαρμόσουμε στα 50 Ω. Ως γνωστόν η αντίσταση εξόδου ενός σταδίου υψηλής αντίστασης που οδηγεί έναν CD μειώνεται στην αντίσταση εξόδου του CD που είναι πολύ μικρότερη και ίση με 1/g m. Βασικό ρόλο σε όλο αυτό παίζει το είδος του τρανζίστορ που θα χρησιμοποιήσουμε. Ιδανικά θα θέλαμε να μπορούσαμε να επιλέξουμε ένα τρανζίστορ με κατάλληλη διεπαγωγή, g m, ώστε να έχουμε την επιθυμητή εμπέδηση εξόδου. Όμως δεν έχουμε την πολυτέλεια να επιλέξουμε αυθαίρετα ένα οποιοδήποτε τρανζίστορ, διότι και πάλι το τρανζίστορ που θα επιλεγεί θα πρέπει να είναι ικανό να λειτουργεί στις συχνότητες λειτουργίας του ενισχυτή και να μπορεί να υποστηρίξει το εύρος ζώνης των 7.5 GHz. Επομένως η επιλογή του τρανζίστορ VMK-1225 είναι και πάλι μονόδρομος. Στη διαδικασία της εφαρμογής θα βοηθήσει και η παράλληλη αντίσταση που θα χρησιμοποιήσουμε για τη σταθεροποίηση του κέρδους 3. Θα πρέπει να σημειωθεί ότι αυτές οι προσθήκες δε θα αυξήσουν το NF του συνολικού κυκλώματος, καθώς τοποθετούνται στην έξοδο του ενισχυτή και όχι στην είσοδο του. Μετά από δοκιμές διαπιστώσαμε ότι ένα κατάλληλο σημείο λειτουργίας του buffer είναι τα 1.5 V & 5 ma Για το λόγο αυτό δε θα επηρεάσουν ιδιαίτερα το επίπεδο θορύβου. Στις παρακάτω δύο εικόνες βλέπουμε την εφαρμογή της τεχνικής αυτής και τα αποτελέσματά της. Στην 3.36 βλέπουμε ότι τελικά χρειάστηκαν δύο γραμμές μεταφοράς μία πριν και μία μετά τον buffer, οι οποίες έχουν επαγωγική συμπεριφορά (η εμπέδηση εξόδου του ενισχυτή χωρίς τον buffer ήταν χωριστική)και βοηθούν στην καλύτερη προσαρμογή της εξόδου. Οι παράμετροι των δύο επιπλέον γραμμών μεταφοράς και τη τιμή της παράλληλης αντίστασης βρέθηκαν με εξομοίωση και παρατίθενται στον πίνακα 3.6 παρακάτω. 3 Στη συνέχεια που θα περιγράψουμε το κύκλωμα πόλωσης, θα δούμε ότι αυτή η αντίσταση έχει ακόμη μία χρήση και ένα πλεονέκτημα, καθώς μέσω αυτής της αντίστασης θα πολώσουμε τον buffer. 71

92 ΣΧΕΔΙΑΜΟΣ UWB-LNA Πίνακας 3-6 Παράμετροι των γραμμών μεταφοράς που χρησιμοποιήθηκαν για προσαρμογή στα 50 Ω στην κεντρική συχνότητα 94.3 Ω Ω Εικόνα 3-36a Το τελικό σχηματικό του ενισχυτή με data files Εικόνα 3-37 Αποτελέσματα του τελικού ενισχυτή με data files Παρατηρώντας το διάγραμμα 3.3 βλέπουμε ότι το κέρδος τώρα είναι πολύ πιο σταθερό και γύρω από τα 15.5 db. Όμως βλέπουμε ότι η παράμετρος S 22 είναι κάτω από -10 db σχεδόν 72

93 ΣΧΕΔΙΑΜΟΣ UWB-LNA σε όλο το εύρος ζώνης, ενώ παράλληλα η προσαρμογή στην είσοδο δεν επηρεάστηκε. Τέλος ο θόρυβος δεν αυξήθηκε ιδιαίτερα και σε κάθε περίπτωση παρέμεινε κάτω από τα 3 db Κυκλώματα Πόλωσης και Σχεδιασμός του Ενισχυτή με τα μη Γραμμικά Μοντέλα του Τρανζίστορ Μέχρι τώρα για τη σχεδίαση του ενισχυτή βασιστήκαμε στα data files με τις S παραμέτρους που παρέχει η εταιρεία. Οι S παράμετροι που προσφέρονται από την Avago είναι μετρημένες στις άκρες του package του τρανζίστορ και έτσι εμπεριέχουν και τις παρασιτικές επαγωγές και χωρητικότητες του package. Αυτό σημαίνει ότι μπορούν με σχετικά πολύ καλή ακρίβεια να προσομοιώσουν τη λειτουργία του τρανζίστορ. Όμως αυτή η πρακτική αρκεί για μια πολύ καλή και ακριβή πρώτη προσέγγιση. Το επόμενο βήμα είναι να χρησιμοποιήσουμε τα μη γραμμικά μοντέλα των τρανζίστορ που προσφέρει η εταιρεία. Τα μοντέλα αυτά είναι πιο ακριβή και προσομοιώνουν καλύτερα τη λειτουργεία του τρανζίστορ. Τα μοντέλα όμως αυτά απαιτούν και το σχεδιασμό των κυκλωμάτων πόλωσης για να λειτουργήσουν. Το πρώτο πράγμα που πρέπει να γίνει είναι να μελετήσουμε τις χαρακτηριστικές καμπύλες του τρανζίστορ για να βρούμε τις κατάλληλες τάσεις για την πόλωση του τρανζίστορ. Οι καμπύλες αυτές φαίνονται στο παρακάτω διάγραμμα, όπου βλέπουμε ότι για το σημείο πόλωσης των 2V & 20mA θα πρέπει V GS 0.7V και για το σημείο πόλωσης των 1.5V & 5mA θα πρέπει V GS 0.55V. Πέρα από αυτό όμως θα πρέπει να λάβουμε υπόψιν ότι το συγκεκριμένο τρανζίστορ απαιτεί μόνο θετικές τάσεις για την πόλωσή του και όχι μια αρνητική και μια θετική. Οπότε με βάση αυτά τα δεδομένα θα σχεδιάσουμε τα κυκλώματα πόλωσης του ενισχυτή. Το ιδανικότερο θα ήταν να χρησιμοποιήσουμε ένα καθρέφτη ρεύματος διότι με τον τρόπο αυτό όχι μόνο θα παραμένει σταθερό το ρεύμα πόλωσης με την αλλαγή της συχνότητας, αλλά και με την αλλαγή της θερμοκρασίας. Ωστόσο αυτό το κύκλωμα θα πιάνει χώρο στην πλακέτα και θα κάνει το όλο κύκλωμα αρκετά και ξεφεύγει από τα όρια της διπλωματικής. Γι αυτό θα σχεδιάσουμε ένα πιο απλό κύκλωμα πόλωσης που θα αποτελείται από αντιστάσεις και ένα διαιρέτη τάσης. Φυσικά σημαντικό ρόλο στο κύκλωμα πόλωσης παίζει το decoupling network. Θα πρέπει να εξασφαλίσουμε ότι: 73

94 ΣΧΕΔΙΑΜΟΣ UWB-LNA Πρώτον οι DC τάσεις και ρεύματα του κυκλώματος πόλωσης δε θα φτάσουν στην είσοδο και στην έξοδο του ενισχυτή και γι αυτό θα χρησιμοποιήσουμε δύο πυκνωτές decoupling στην είσοδο και στην έξοδο. Δεύτερον το RF σήμα δε θα φτάσει στις πηγές συνεχούς τάσης μέσω των τρανζίστορ. Αυτό το δεύτερο κομμάτι είναι πολύ πιο δύσκολο από ό,τι το πρώτο, καθώς θα πρέπει να καταφέρουμε να μπλοκάρουμε το RF σήμα σε τόσο μεγάλο εύρος ζώνης. Συνήθως αυτό γίνεται με πηνία που μπλοκάρουν τα RF σήματα (RF chock) και με πυκνωτές που οδηγούν τα RF σήματα στη γη. Το πρόβλημα στην προκειμένη είναι ότι τα πηνία που απαιτούνται γι αυτή τη δουλειά είναι πολύ μεγάλα για να χρησιμοποιηθούν στις συχνότητες αυτές, λόγω της SRF 4 που αναφέρθηκε παραπάνω. Μία πολύ καλή λύση για τις μικροκυματικές και τις ραδιοσυχνότητες θα ήταν να χρησιμοποιήσουμε παράλληλα radial stubs και σε σειρά γραμμές μεταφοράς που θα μπλοκάρανε πλήρως το δρόμο στα RF σήματα. Ωστόσο αυτό είναι εφικτό όταν έ- χουμε να κάνουμε με ένα πολύ μικρό εύρος ζώνης, καθώς όπως έχουμε ήδη δει πολλές φορές η συμπεριφορά των γραμμών μεταφοράς αλλάζει πολύ έντονα με τη συχνότητα και έτσι δε θα μπλοκάρεται το RF σήμα για όλες τις συχνότητες του εύρους ζώνης. Ωστόσο μια καλή ιδέα είναι να εκμεταλλευτούμε του παράλληλους κλάδους των δικτυωμάτων προσαρμογής της εισόδου και της εξόδου που οδηγούν στη γη και να περάσουμε από εκεί τις τάσεις που απαιτούνται για τον πόλωση των τρανζίστορ. Όλα αυτά εξηγούνται παρακάτω και φαίνονται στο σχήμα 3.38, όπου απεικονίζεται ο ενισχυτής με τα μη γραμμικά μοντέλα. 4 Όσο μεγαλύτερη τιμή έχει ένα πηνίο τόσο μικρότερη SRF έχει 74

95 ΣΧΕΔΙΑΜΟΣ UWB-LNA Εικόνα 3-38a Ο τελικός ενισχυτή με τα δικτυώματα πόλωσης Στο σχήμα 3.38 βλέπουμε την εφαρμογή όλων αυτών. Καταρχάς για την πόλωση του cascode ενισχυτή θα πρέπει να έχουμε μια τάση 4 V στην υποδοχή του cascode σταδίου, η οποία θα μοιραστεί στα δύο τρανζίστορ του cascode και θα πρέπει στην πύλη των δύο τρανζίστορ να έχουμε μια τάση περίπου 0.7 V. Σε ό,τι αφορά την πόλωση του cascode σταδίου, η τάση V DS δίνεται από μια πηγή σταθερής τάσης και με τη γραμμή μεταφοράς που παρεμβάλλεται μεταξύ της πηγής και του cascode σταδίου σε συνδυασμό με έναν παράλληλο πυκνωτή πετυχαίνουμε να φράξουμε το δρόμο στο RF σήμα προς την πηγή. Αυτή η γραμμή μεταφοράς προσομοιώνει ένα πηνίο στην κεντρική συχνότητα, με Z 0 = Ω και ηλεκτρικό μήκος Ε_ Εff = Στην πύλη του cascode σταδίου δεν υπάρχει κάποιο ιδιαίτερο πρόβλημα, διότι παρεμβάλλεται ο διαιρέτης τάσης και δεν υπάρχει δρόμος για το RF σήμα. Ωστόσο είναι απαραίτητη η χρήση ενός πηνίου για λόγους προσαρμογής. Το πηνίο αυτό προσομοιώνεται από μια γραμμή μεταφοράς υψηλής εμπέδησης με ηλεκτρικό μήκος πολύ μικρότερο από π/4. Πιο συγκεκριμένα η χαρακτηριστική της αντίσταση είναι ίση με Z 0 = Ω και το ηλεκτρικό της μήκος ίσο με Ε_ Εff = Από την άλλη σε ό,τι αφορά την πόλωση του CS σταδίου η τάση των 2 V δίνεται από το 75

96 ΣΧΕΔΙΑΜΟΣ UWB-LNA cascode στάδιο, ενώ η τάση των 0.7 V παρέχεται μέσω του δικτυώματος προσαρμογής. Οι γραμμές μεταφοράς των παράλληλων κλάδων σε συνδυασμό με έναν παράλληλο πυκνωτή είναι ικανές να μην αφήσουν το RF σήμα να περάσει. Θα πρέπει να προσέξουμε όμως ότι αν περάσουμε την τάση από τον πρώτο παράλληλο κλάδο, τότε το συνεχές ρεύμα θα πάει στη γη μέσω του δεύτερου παράλληλου κλάδου. Για να το αποφύγουμε αυτό, απλά θα βάλουμε την πόλωση στον δεύτερο παράλληλο κλάδο. Τέλος για την πόλωση του buffer θα βασιστούμε στην ίδια λογική. Πιο συγκεκριμένα για την πόλωση στην πύλη του CD σταδίου θα χρησιμοποιήσουμε την αντίσταση που προσθέσαμε για την σταθεροποίηση του κέρδους και την προσαρμογή της εξόδου σε συνδυασμό πάντα με έναν παράλληλο πυκνωτή για να οδηγηθεί το RF σήμα στη γη. Από την πλευρά της υποδοχής δεν υπάρχει ιδιαίτερο πρόβλημα καθώς με τη συγκεκριμένη τοπολογία του CD διασφαλίζεται μεγαλύτερη απομόνωση και δύσκολα θα δημιουργηθεί δρόμος από την πηγή προς την υποδοχή. Παρόλα αυτά και πάλι θα χρησιμοποιήσουμε ένα παράλληλο πυκνωτή για να οδηγηθεί τυχόν RF σήμα στη γη. Στο σχήμα 3.38β φαίνονται τα αποτελέσματα της εξομοίωσης με μη γραμμικά μοντέλα και παρακάτω παρατίθενται τα νέα στοιχεία που εισαγάγαμε. Εικόνα 3-38b Αποτελέσματα του τελικού ενισχυτή με τα δικτυώματα πόλωσης Στο διάγραμμα 3.38β βλέπουμε ότι χρησιμοποιώντας τα γραμμικά μοντέλα πετυχαίνουμε ακόμα πιο σταθερό κέρδος και μάλιστα το υψηλότερο με το χαμηλότερο σημείο στην γραμμή του κέρδους απέχουν λιγότερο από 1.5 db. Η προσαρμογή στην είσοδο δε μεταβλήθηκε ιδιαίτερα και η προσαρμογή στην έξοδο παραμένει σε πολύ καλό επίπεδο και κάτω από -10 db σχεδόν σε όλο το εύρος ζώνης. Τέλος ο θόρυβος είναι σε πολύ χαμηλά επίπεδα, db, αλλά κρίνεται μη ρεαλιστικό προς το παρόν. 76

97 ΣΧΕΔΙΑΜΟΣ UWB-LNA Οι αντιστάσεις του διαιρέτη τάσης έχουν τιμές 5.23 kω και 5.90 kω η πρώτη και η δεύτερη αντίστοιχα. Οι πυκνωτές που παρεμβάλλονται σε σειρά στην είσοδο και στην έξοδο για να κόψουν το DC σήμα είναι 10 pf. Ενώ οι άλλοι που χρησιμοποιούνται στα κυκλώματα πόλωσης για να οδηγήσουν το RF σήμα στη γη είναι 2 pf. Ωστόσο η αλήθεια είναι ότι οι τιμές αυτές προς το παρόν δεν παίζουν ιδιαίτερο ρόλο, καθώς αναφέρονται σε ιδανικά στοιχεία τα οποία δεν μας είναι χρήσιμα, καθώς οι τιμές αυτές θα αλλάξουν όταν θα τα αντικαταστήσουμε με πραγματικά στοιχεία. 77

98 78 ΣΧΕΔΙΑΜΟΣ UWB-LNA

99 ΥΛΟΠΟΙΗΣΗ UWB-LNA ΚΕΦΑΛΑΙΟ 4 ΥΛΟΠΟΙΗΣΗ ULTRA WIDEBAND LOW NOISE AMPLIFIER (UWB LNA) Μέχρι το σημείο αυτό κάναμε τη σχεδίαση με βάση τη θεωρία χωρίς να λάβουμε υπόψιν το σχεδιασμό της πλακέτας. Το κύκλωμα λοιπόν χρειάζεται αρκετές προσθήκες μέχρι να φτάσει στην τελική του μορφή και να είναι έτοιμο να υλοποιηθεί και να γίνει πλακέτα. Πρώτα απ όλα θα πρέπει να ληφθούν υπόψιν οι ασυνέχειες που δημιουργούνται μεταξύ των συνδέσεων των γραμμών μεταφοράς. Επίσης θα πρέπει σχεδιαστεί χωροταξικά η πλακέτα και τα ιδανικά στοιχεία να αντικατασταθούν από πραγματικά του εμπορίου. Τέλος θα πρέπει να γίνει ηλεκτρομαγνητική μελέτη και εξομοίωση της πλακέτας με το Momentum και το EMDS, ώστε τα αποτελέσματα της εξομοίωσης να είναι όσο το δυνατόν πιο κοντά στην πραγματικότητα. 4.1 Σχεδιασμός της Πλακέτας (PCB) Προκειμένου να σχεδιάσουμε ένα σωστό PCB θα πρέπει να λάβουμε πολλά πράγματα υ- πόψιν και το πιο σημαντικό από αυτά είναι να έχουμε πάντα στο μυαλό μας το layout, τη χωροταξία του κυκλώματος πάνω στην πλακέτα και τις φυσικές συνδέσεις μεταξύ των στοιχείων. Αν όμως έχοντας όλα αυτά υπόψιν σχεδιάσουμε ένα σχηματικό διάγραμμα που θα είναι πολύ κοντά χωροταξικά το PCB, τότε το ADS μπορεί να μόνο του να παράξει το layout του κυκλώματος μας. Αυτό σημαίνει ότι πρέπει να γίνει κάποια προετοιμασία στο σχηματικό πριν περάσουμε στο επόμενο στάδιο και στο σχεδιασμό του PCB. 79

100 ΥΛΟΠΟΙΗΣΗ UWB-LNA Προετοιμασία Σχηματικού και Εξομοιώσεις με μεγαλύτερη Ακρίβεια Το πρώτο που θα πρέπει να γίνει για το σχεδιασμός της πλακέτας είναι να προσθέσουμε στο κύκλωμα του ενισχυτή MSTEP, MTEE και Mcroso. Αυτά είναι ειδικά στοιχεία του ADS, τα οποία επιτρέπουν στον εξομοιωτή να λάβει υπόψιν τις ασυνέχειες που δημιουργούνται στις συνδέσεις μεταξύ των γραμμών μεταφοράς. Πιο συγκεκριμένα οι λειτουργίες του φαίνονται παρακάτω: MSTEP: Χρησιμοποιείται για τον υπολογισμό των ασυνεχειών μεταξύ δύο γραμμών μεταφοράς με διαφορετικά πλάτη. ΜΤΕΕ: Χρησιμοποιείται για τον υπολογισμό των ασυνεχειών μεταξύ τριών γραμμών μεταφοράς με διαφορετικά πλάτη που συνδέονται στο ίδιο σημείο. Mcroso: Χρησιμοποιείται για τον υπολογισμό των ασυνεχειών μεταξύ τεσσάρων γραμμών μεταφοράς με διαφορετικά πλάτη που συνδέονται στο ίδιο σημείο. Αφού προσθέσουμε τα στοιχεία αυτά στις κατάλληλες θέσεις στο κύκλωμα, θα πρέπει στη συνέχεια να αντικαταστήσουμε τις ιδανικές γειώσεις με πραγματικές. Αυτό είναι ένα πολύ σημαντικό βήμα και αναμένεται να αλλάξει η απόκριση του ενισχυτή, καθώς μια πραγματική γείωση σε ένα PCB σημαίνει ότι με μια though hole περνάμε από το επίπεδο του σήματος, μέσα από το διηλεκτρικό, στο επίπεδο της γείωσης. Οι τρύπες αυτές έχουν τη δομή που φαίνεται στο σχήμα 4.1, όπου φαίνεται ότι οι τρύπες αυτές έχουν ένα ύψος, το ύψος του διηλεκτρικού, μία διάμετρο και ένα πάχος, που είναι το πάχος του μετάλλου που θα τυπωθεί η πλακέτα. Τέλος γύρω από την τρύπα υπάρχει ένα pad για λόγους συνδεσιμότητας. Η δομή αυτή είναι επόμενο ότι εισάγει παρασιτικές επαγωγές και αντιστάσεις [15] και λόγων αυτών η απόκριση των παραμέτρων του ενισχυτή και ειδικά η παράμετρος S 11 αναμένεται να αλλάξουν σημαντικά. Μάλιστα οι παρασιτικές αυτές επαγωγές αθροίζονται όταν έχουμε πολλές τρύπες τη μία δίπλα στην άλλη. Γι αυτό θα πρέπει να μεταβάλλουμε το μήκος κάποιων κρίσιμων γραμμών μεταφοράς, ώστε να αντισταθμίσουμε τις αλλαγές στην επαγωγή του μονοπατιού εξαιτίας των vias. Μια τέτοια περίπτωση είναι αυτή της γραμμής μεταφοράς που χρησιμοποιήσαμε για τον εκφυλισμό της πηγής. 80

101 ΥΛΟΠΟΙΗΣΗ UWB-LNA Εικόνα 4-1 Το μοντέλο μιας through hole Το επόμενο βήμα είναι να σχεδιάσουμε χωροταξικά την πλακέτα εισάγοντας μονοπάτια, γωνίες και φυσικές αποστάσεις όπου χρειάζονται. Η πιο σημαντική απόσταση που θα πρέπει να μελετηθεί ιδιαιτέρως είναι αυτή μεταξύ των δύο τρανζίστορ του cascode ενισχυτή. Ιδανικά θα θέλαμε τα δύο τρανζίστορ να βρίσκονται το ένα αμέσως μετά το άλλο, δίχως να παρεμβάλλεται κάποιο μονοπάτι, διότι όσο μεγαλύτερη η απόσταση που τα χωρίζει τόσο προστίθενται ανεπιθύμητες επαγωγές ανάμεσά τους. Ωστόσο είμαστε αναγκασμένοι να α- φήσουμε κάποια απόσταση προκειμένου να είναι η εφικτή η κόλληση τους πάνω στο PCB. Η απόσταση αυτή μας έχει δοθεί σαν προδιαγραφή από το PCB House, που θα αναλάβει την κατασκευή της πλακέτας και είναι d min =0.4 mm. Το ίδιο ισχύει για όλα τα στοιχεία που θα πρέπει να τοποθετηθούν πάνω στην πλακέτα και άρα θα πρέπει να προσέξουμε να αφήσουμε τις κατάλληλες αποστάσεις. Στη συνέχεια θα πρέπει να αντικαταστήσουμε τα ιδανικά στοιχεία με πραγματικά στοιχεία που υπάρχουν στο εμπόριο. Κατά την επιλογή των στοιχείων θα πρέπει να λάβουμε υπόψιν δύο πράγματα και το ένας είναι προφανές. Πρώτον θα πρέπει τα στοιχεία που θα επιλέξουμε να είναι ικανά να λειτουργήσουν σωστά μέχρι τα 10 GHz. Σε ό,τι αφορά τις αντιστάσεις δεν υπάρχει ιδιαίτερο πρόβλημα, καθώς δεν μεταβάλλεται τόσο πολύ η λειτουργία τους με τη συχνότητα ώστε να δημιουργηθούν ανεπιθύμητα φαινόμενα. Από την άλλη όμως οι πυκνωτές έχουν, όπως και τα πηνία, τη δικιά τους SRF που μπορεί να είναι μεγαλύτερη των πηνίων, αλλά δεν παύει να είναι ένας κρίσιμος παράγοντας για τη σωστή συμπεριφορά των στοιχείων αυτών και του ενισχυτή γενικότερα. Όπως και στην περίπτωση των πηνίων όσο αυξάνει η τιμή της χωρητικότητας τόσο μικραίνει η SRF του πυκνωτή. Για το λόγο αυτό θα πρέπει να χρησιμοποιήσουμε παραπάνω από έναν πυκνωτές παράλληλα για να σχεδιά- 81

102 ΥΛΟΠΟΙΗΣΗ UWB-LNA σουμε το κατάλληλο decoupling network. Θα πρέπει όμως και στο σημείο αυτό να προσέξουμε, διότι σε πολύ υψηλές συχνότητες, ανάμεσα σε δύο πυκνωτές παράλληλους που βρίσκονται σχετικά κοντά είναι πιθανόν να δημιουργηθεί μια παρασιτική επαγωγή και άρα ένας πόλος που μπορεί σε κάποιες συχνότητες να χαλάσει την προσαρμογή και το θόρυβο του κυκλώματος. Το άλλο που θα πρέπει να σκεφτούμε που δεν είναι τόσο προφανές και έχει να κάνει με το PCB είναι το μέγεθος των στοιχείων που θα χρησιμοποιήσουμε. Κατά την τοποθέτηση στων στοιχείων αυτών πάνω στην επιφάνεια του PCB δημιουργούνται παρασιτικές επαγωγές και χωρητικότητες, οι οποίες είναι ικανές να αλλάξουν τελείως την απόκριση του ενισχυτή. Τα φαινόμενα αυτά θα ληφθούν υπόψιν και θα συνυπολογιστούν μέσω ηλεκτρομαγνητικής εjομοίωσης (Momentum). Ωστόσο θα ήταν καλό να μεριμνήσουμε εξαρχής και να χρησιμοποιήσουμε στοιχεία που θα εισάγουν όσο το δυνατόν λιγότερα τέτοια παρασιτικά φαινόμενα. Όσο μικρότερο package έχει ένα στοιχείο, τόσο μικρότερη αλληλεπίδραση θα έχει με την επιφάνεια του PCB και τόσο μικρότερα και λιγότερα θα είναι τα παρασιτικά φαινόμενα. Γι αυτό λοιπόν θα επιλέξουμε να μικρότερα στοιχεία που μπορούμε να βρούμε στο εμπόριο. Με βάση τις παραπάνω παρατηρήσεις επιλέξαμε να χρησιμοποιήσουμε στοιχεία της Murata, τα οποία φαίνονται κατάλληλα για τη συγκεκριμένη εφαρμογή, καθώς πληρούν αρκετές από της παραπάνω προϋποθέσεις όπως μέγεθος και υψηλή SRF. Ένας ακόμη όμως λόγος που επιλέξαμε στοιχεία της Murata είναι ότι η εταιρία αυτή προσφέρει πολύ καλή υποστήριξη σε ό,τι αφορά στην ακρίβεια των μοντέλων και στο documentation και έτσι θα γίνει πιο εύκολη η σχεδίαση. Το επόμενο βήμα είναι να σχεδιάσουμε τα μονοπάτια για την τροφοδοσία του ενισχυτή. Αυτό ίσως να φαίνεται απλό, καθώς στα μονοπάτια αυτά δεν κυκλοφορούν σήματα υψηλής συχνότητας και πολλά παρασιτικά φαινόμενα δεν υπάρχουν. Ωστόσο αυτή είναι μόνο μια επιφανειακή προσέγγιση, καθώς τα μονοπάτια αυτά έχουν επαγωγή, η οποία μεγαλώνει ανάλογα με το μέγεθός τους και εμφανίζεται σε διαφορετικές συχνότητες, ανάλογα με την τιμή της. Για το λόγο αυτό μπορεί να παρατηρήσουμε, όπως και έγινε, στις εν λόγω συχνότητες κάποια peeks σε όλες τις S παραμέτρους του κυκλώματος. Η ακριβής αιτία αυτών των φαινομένων είναι δύσκολο να εντοπιστεί και άρα να αντισταθμιστεί. Ωστόσο πολλές φορές ένας πυκνωτής παράλληλα στο προβληματικό μονοπάτι πολλές φορές μπορεί να αντισταθμίσει αυτές τις παρασιτικές επαγωγές. Η κατάλληλη τιμή τέτοιων πυκνωτών μπορεί αν βρεθεί μέσω εξομοίωσης. Η αλήθεια είναι ότι στην προκειμένη περίπτωση οι τιμές των 82

103 ΥΛΟΠΟΙΗΣΗ UWB-LNA πυκνωτών του decoupling network έχουν επιλεχθεί κατάλληλα, ώστε να βοηθούν και στην αντιστάθμιση τέτοιων φαινομένων. Επιπλέον μετά από δοκιμές επιλέχτηκε και το κατάλληλο μήκος των μονοπατιών αυτών, ώστε τέτοια παρασιτικά φαινόμενα, τα οποία θα είναι πάντα παρόντα, να είναι έξω από το εύρος ζώνης και τις συχνότητες ενδιαφέροντος του ενισχυτή. Στο σχήμα 4.2 φαίνεται το σχηματικό, το οποίο συμπεριλαμβάνει όλες τις παρατηρήσεις και τις προσθήκες στις οποίες αναφερθήκαμε παραπάνω. Όμως με όλες αυτές τις αλλαγές και ειδικά με την προσθήκη των vias holes η απόκριση του ενισχυτή μεταβλήθηκε και χρειάστηκε ξανά βελτιστοποίηση και γι αυτό οι παράμετροι των γραμμών μεταφοράς ρυθμίστηκαν από την αρχή. 83

104 ΥΛΟΠΟΙΗΣΗ UWB-LNA Term Term1 Num=1 Z=50 Ohm Zs W= mm {t} L= mm {t} OPTIONS Options Options1 Temp=16.85 Tnom=25 V_RelTol= V_AbsTol= I_RelTol= I_AbsTol= GiveAllWarnings=yes MaxWarnings=10 MTEE_ADS Tee1 W1= mm W2= mm W3= mm ZB W= mm {t} L= mm {t} TL22 W= mm {t} L= mm {t} VIAGND V17 D=0.4 mm T=18 um Rho=1.0 W=0.9 mm V_DC bias2 Vdc=5 V TL76 W=10.0 mil L=230.0 mil sr_sta_scpx_0402_f_ R8 PART_NUM=S0402CPX5231F 5.23 kohm S-PARAMETERS S_Param SP1 Start=3.1 GHz Stop=10.6 GHz Step=100 MHz CalcNoise=yes MSub MSUB MSub1 H=20.0 mil Er= 3.38 Mur=1 Cond=1.0E+50 Hu=3.9e+034 mil T=18 um TanD= Rough=0 mil NETLIST INCLUDE MURATAInclude murata MTEE_ADS Tee5 W1=25.0 mil W2=25.0 mil W3=25.0 mil MCROSO TL39 Cros3 W1=25.0 mil L=10.0 mil W2=25.0 mil W3= mm W4=25.0 mil TL41 TL40 L=40.0 mil L=10.0 mil sr_sta_scpx_0402_f_ R9 PART_NUM=S0402CPX5901F 5.90 kohm TL63 L=10.0 mil VIAGND V21 D=0.4 mm T=18 um Rho=1.0 W=0.9 mm GJM02 C17 PartNumber=GJM0225C1C2R0WB01 MSTEP Step9 W1= mm W2=0.5 mm MSTEP Step1 W1= mm W2=0.5 mm ZB1 W= mm {t} L=15 mm {t} MTEE_ADS Tee2 W1= mm W2= mm W3= mm Zs1 W= mm {t} L= mm {t} MSTEP Step2 W1= mm W2= mm TL23 W= mm {t} L= mm {t} MCROSO Cros2 W1=25.0 mil W2=25.0 mil W3=25.0 mil W4=10.0 mil TL38 L=10.0 mil VIAGND V19 D=0.4 mm T=18 um Rho=1.0 W=0.9 mm TL33 L=10.0 mil TL37 L=10.0 mil GJM02 C33 PartNumber=GJM0225C1C2R0WB01 TL35 W=30 mil {t} L=200 mil {t} TL36 L=10.0 mil TL34 L=10.0 mil GJM02 C32 PartNumber=GJM0225C1C1R8WB01 DC_Feed DC_Feed6 V_DC Vbias4 Vdc=0.689 V {t} V_DC VDD1 Vdc=3.45 V DC_Feed DC_Feed1 VIAGND V12 D=0.4 mm T=18 um Rho=1.0 W=0.9 mm TL58 L=10.0 mil GJM02 C29 PartNumber=GJM0225C1CR60WB01 TL42 W=25 mil {t} L=10 mil {t} VG2 TL25 W= mm {t} TL43 L= mm {t} W=25 mil {t} L=10 mil {t} GJM02 C28 PartNumber=GJM0225C1CR60WB01 TL59 L=10.0 mil VIAGND V11 D=0.4 mm T=18 um Rho=1.0 W=0.9 mm TL15 W= mm {t} L= mm {t} MSTEP Step3 W1=0.5 mm W2= mm VIAGND V18 D=0.4 mm T=18 um Rho=1.0 W=0.9 mm TL75 W=10.0 mil L=50.0 mil MTEE_ADS Tee7 W1=0.21 mm W2=10.0 mil W3=25.0 mil MTEE_ADS Tee3 W1=0.2 mm W2=0.5 mm W3=0.21 mm MSOBND_MDS Bend1 W=10.0 mil TL47 W=10.0 mil L=50.0 mil TL26 TL46 L=20.0 mil W=0.21 mm {t} L= mm {t} VMMK1225_MODEL X2 TL24 W=0.4 mm {t} L=0.6 mm {t} MSTEP Step10 W1=0.2 mm W2=0.4 mm VMMK1225_MODEL X1 MSTEP Step7 W1=0.4 mm W2= mm TL16 W= mm {t} L= mm {t} VIAGND V10 D=0.4 mm T=18 um Rho=1.0 W=0.9 mm VIAGND V14 D=0.4 mm T=18 um Rho=1.0 W=0.9 mm TL69 L=10.0 mil GJM02 C27 PartNumber=GJM0225C1C2R0WB01 TL45 L=10.0 mil TL44 L=10.0 mil MTEE_ADS Tee6 W1=25.0 mil W2=25.0 mil W3=25.0 mil GJM02 C26 PartNumber=GJM0225C1C1R8WB01 TL70 L=10.0 mil VIAGND V13 D=0.4 mm T=18 um Rho=1.0 W=0.9 mm MSTEP Step12 W1=0.5 mm W2= mm TL48 W= mm {t} L= mm {t} GJM02 C18 PartNumber=GJM0225C1C2R0WB01 MSTEP Step11 W1=0.5 mm W2=0.2 mm MSTEP Step4 W1=0.8 mm W2=0.2 mm TL20 W=0.8 mm {t} L= mm {t} GJM02 C30 PartNumber=GJM0225C1C2R0WB01 VIAGND V15 D=0.4 mm T=18 um Rho=1.0 W=0.9 mm TL53 L=10.0 mil TL52 L=10.0 mil MCROSO Cros5 W1=25.0 mil W2=20.0 mil W3=10.0 mil W4=25.0 mil V_DC VDD2 Vdc=3 V {t} DC_Feed DC_Feed2 MTEE_ADS Tee8 W1=25.0 mil W2=10.0 mil W3=25.0 mil TL56 W=10.0 mil L= mil TL74 L=20.0 mil TL72 L=10.0 mil GJM02 C36 PartNumber=GJM0225C1CR40BB01 TL73 L=10.0 mil MTEE_ADS Tee9 W1=25.0 mil W2=25.0 mil W3=25.0 mil TL65 W=30.0 mil L=30.0 mil TL61 L=10.0 mil GJM02 C31 PartNumber=GJM0225C1CR80BB01 TL57 L=10.0 mil MTEE_ADS Tee4 W1=0.8 mm W2=25 mil W3=0.5 mm TL49 L=10.0 mil VMMK1225_MODEL X3 TL71 W=0.5 mm {t} L=0.4 mm {t} sr_sta_scpx_0402_f_ R10 MSTEP PART_NUM=S0402CPX15R0F Step14 15 Ohm W1=60 mil W2=20 mil sr_sta_scpx_0402_f_ R7 PART_NUM=S0402CPX76R8F 76.8 Ohm TL50 L=10.0 mil GJM02 C35 PartNumber= GJM0225C1C2R0WB01 TL51 W=10.0 mil L=100.0 mil TL68 L=10.0 mil TL67 L=10.0 mil VIAGND V22 D=0.4 mm T=18 um Rho=1.0 W=0.9 mm MSOBND_MDS Bend2 W=10.0 mil TL77 W=10.0 mil L= mil DC_Feed DC_Feed4 V_DC Vbias3 Vdc=0.9 V {t} VIAGND V23 D=0.4 mm T=18 um Rho=1.0 W=0.9 mm VIAGND V16 D=0.4 mm T=18 um Rho= 1.0 W=0.9 mm TL66 W=60 mil {t} L=183.1 mil {t} Term Term2 Num=2 Z=50 Ohm {t} 84

105 ΥΛΟΠΟΙΗΣΗ UWB-LNA Εικόνα 4-2 Σχηματικό του τελικού ενισχυτή με πραγματικά στοιχεία Όπως είπαμε η απόκριση του ενισχυτή είχε αρκετές αλλαγές και χρειάστηκαν κάποιες βελτιώσεις, αλλά εν λόγω παρασιτικά φαινόμενα είχαν μεγαλύτερη επίδραση στην προσαρμογή της εξόδου και παρατηρήσαμε ότι η προσθήκη μιας επιπλέον αντίσταση σε σειρά με την έξοδο είναι απαραίτητη. Η αντίσταση αυτή είναι μικρή και η τιμή της είναι ίση με 15 Ω. Μετά από τις αλλαγές αυτές, τα αποτελέσματα φαίνονται στο σχήμα 4.3. m3 freq= 3.100GHz db(s(2,1))= m4 freq= 9.800GHz db(s(2,1))= db(s(2,2)) nf(2) db(s(2,1)) db(s(1,1)) m5 freq= 6.300GHz db(s(2,1))= m3 m1 m6 m8 m m6 freq= 3.100GHz db(s(2,2))= freq, GHz m4 m8 freq= 5.400GHz nf(2)=0.766 m1 freq= 3.100GHz db(s(1,1))= m2 m7 m2 m7 freq= 10.60GHz db(s(2,2))= freq= 10.60GHz db(s(1,1))= Εικόνα 4-3 Αποτελέσματα του τελικού ενισχυτή με τα πραγματικά στοιχεία Παρατηρώντας το παραπάνω διάγραμμα βλέπουμε ότι κέρδος παράμεινε σχεδόν το ίδιο, η προσαρμογή στην είσοδο είναι αμετάβλητη και η προσαρμογή στην έξοδο παραμένει σε πολύ ικανοποιητικά επίπεδα και πάντα κάτω από -10 db σε όλο το εύρος ζώνης. Όπως έχει γίνει κατανοητό μέχρι τώρα όσο περισσότερο προσπαθούμε να πλησιάσουμε το layout μέσα από το σχηματικό, τόση μεγαλύτερη ακρίβεια πετυχαίνουμε στις εξομοιώσεις και παρασιτικά φαινόμενα που δεν υπήρχαν πριν εμφανίζονται. Ο λόγος το κάνουμε αυτό, είναι ότι οι εξομοιώσεις του PCB που θα δούμε στη συνέχεια είναι πολύ χρονοβόρες και προσπαθούμε από ένα λεπτομερές σχηματικό το οποίο προσεγγίζει το layout να γλιτώσουμε χρόνο, υπολογιστική ισχύ και μνήμη. Για το λόγο αυτό πριν προχωρήσουμε στο σχεδιασμό του layout θα κάνουμε ένα βήμα ακόμα ώστε να καταστήσουμε ακόμη πιο ακριβείς τις εξομοιώσεις του σχηματικού διαγράμματος. 85

106 ΥΛΟΠΟΙΗΣΗ UWB-LNA Για κάθε στοιχείο που πρόκειται να κολληθεί πάνω στην πλακέτα θα πρέπει να σχεδιάσουμε το αντίστοιχο footprint. Κανονικά αυτό θα πρέπει να γίνει στο σχεδιασμό του layout, αλλά σχεδιάσουμε από τώρα τα footprints αυτά, το ADS δίνει τη δυνατότητα να κάνουμε μια συνδυαστική εξομοίωση με ακόμα μεγαλύτερη ακρίβεια. Το ADS έχει ένα πολύ ισχυρό εργαλείο, το Momentum (περιγράφεται αναλυτικά σε επόμενη παράγραφο), το οποίο κάνει ηλεκτρομαγνητικές εξομοιώσεις στο layout και με τον τρόπο αυτό τα αποτελέσματα των εξομοιώσεων είναι όσο το δυνατόν πιο κοντά στην πραγματικότητα. Αν λοιπόν σχεδιάσουμε τα footprints και τα εξομοιώσουμε με το Momentum, έχουμε τη δυνατότητα να περάσουμε αυτά τα πιο ακριβή αποτελέσματα στο σχηματικό και να κάνουμε μια εξομοίωση που περιλαμβάνει και τα φαινόμενα που αναπτύσσονται από την επαφή των στοιχείων με την επιφάνεια της πλακέτας. Στην εικόνα 4.4 φαίνονται αυτά τα footprints και στην 4.5 φαίνεται το σχηματικό έχοντας προσθέσει και τα footprints όλων των στοιχείων. Βλέπουμε ότι τώρα το σχηματικό διάγραμμα έχει γίνει αρκετά πιο πολύπλοκο, αλλά όπως θα αποδειχτεί στο τέλος οι εξομοιώσεις είναι πολύ πιο ακριβείς. Στην εικόνα 4.6 φαίνονται τα αποτελέσματα αυτής της εξομοίωσης. Εικόνα 4-4 Footprints των SMT στοιχείων 86

107 Zs ΥΛΟΠΟΙΗΣΗ UWB-LNA Term Term1 Num=1 Z=50 Ohm W= mm {t} L= mm {t} OPTIONS Options Options1 Temp=16.85 Tnom=25 V_R eltol= V_AbsTol= I_R eltol= I_Abs Tol= GiveAllWarnings=yes MaxWarnings=10 MTEE_ADS Tee1 W1= mm W2= mm W3= mm ZB W= mm {t} L= mm {t} TL22 W= mm {t} L= mm {t} VIAGN D V17 D=0.4 mm T=18 um Rho=1.0 W=0.9 mm V_D C bias2 Vdc=5 V DC_Feed DC_Feed7 TL76 W=10.0 mil L= mil TL81 W=10 mil {t} L= mil {t} MTEE_ADS Tee12 Subs t="msub1" W1=10.0 mil W2=10.0 mil W3=10.0 mil TL80 W=10.0 mil L= mil sr_sta_scpx_0402_f_ R8 PART_NUM=S0402CPX5231F 5.23 kohm ResistorFootprint ResistorFootprint_3 ModelType=MW S-PARAMETERS S_Param SP1 Start=3.1 GHz Stop=10.6 GHz Step=100 MHz CalcNoise=yes MSub MSUB MSub1 H=20.0 mil Er=3.38 Mur=1 Cond=1.0E+50 Hu=3.9e+034 mil T=18 um TanD= Rough=0 mil NETLIST INCLUDE MURATAInclude murata MTEE_ADS Tee5 W1=25.0 mil W2=25.0 mil W3=25.0 mil MCROSO TL39 Cros3 W1=25.0 mil L=10.0 mil W2=25.0 mil W3= mm W4=25.0 mil TL40 L=10.0 mil TL41 L=40.0 mil sr_sta_scpx_0402_f_ R9 PART_NUM=S0402CPX5901F 5.90 kohm ResistorFootprint ResistorFootprint_4 ModelType=MW TL63 L=10.0 mil VIAGN D V21 D=0.4 mm T=18 um Rho=1.0 W=0.9 mm GJM02 C17 PartNumber=GJM0225C1C2R0BB01 MSTEP Step9 W1= mm W2=0.5 mm MSTEP Step1 CapacitorFootprint W1= mm CapacitorFootprint_3 W2=0.5 mm ModelType=MW ZB1 W= mm {t} L=15 mm {t} MTEE_ADS Tee2 W1= mm W2= mm W3= mm Zs1 W= mm {t} L= mm {t} MSTEP Step2 W1= mm W2= mm TL23 W= mm {t} L= mm {t} MCROSO Cros2 W1=25.0 mil W2=25.0 mil W3=25.0 mil W4=10.0 mil TL38 L=10.0 mil VIAGND V26 D=0.4 mm T=18 um Rho=1.0 W=0.9 mm TL33 L=10.0 mil CapacitorFootprint CapacitorFootprint_5 GJM02 ModelType=MW C33 TL37 L=10.0 mil TL35 W=11 mil {t} L=200 mil {t} TL36 L=10.0 mil PartNumber=GJM0225C1C2R0WB01 GJM02 CapacitorFootprint CapacitorFootprint_6 ModelType=MW TL34 L=10.0 mil C32 PartNumber=GJM0225C1C1R8WB01 DC_Feed DC_Feed6 V_D C Vbias 4 Vdc=0.689 V {t} R R11 R=76 Ohm TL75 W=10 mil {t} L=100 mil {t} CapacitorFootprint CapacitorFootprint_15 ModelType=MW VIAGND V12 D=0.4 mm T=18 um Rho=1.0 W=0.9 mm TL58 L=10.0 mil GJM02 C29 PartNumber=GJM0225C1CR60WB01 CapacitorFootprint CapacitorFootprint_11 ModelType=MW TL42 W=25 mil {t} L=10 mil {t} VG2 TL25 TL43 W=25 mil {t} L=10 mil {t} GJM02 C28 PartNumber=GJM0225C1CR60WB01 W= mm {t} L= mm {t} CapacitorFootprint CapacitorFootprint_12 ModelType=MW TL59 L=10.0 mil VIAGND V11 D=0.4 mm T=18 um Rho=1.0 W=0.9 mm TL15 Subs t="msub1" W= mm {t} L= mm {t} MSTEP Step3 W1=0.5 mm W2= mm VIAGND V27 D=0.4 mm T=18 um Rho=1.0 W=0.9 mm TL47 W=10 mil {t} L=50 mil {t} MTEE_ADS Tee7 W1=10 mil W2=25 mil W3=0.21 mm TL26 TL46 L=20.0 mil W=0.21 mm {t} L= mm {t} MTEE_ADS Tee3 W1=0.2 mm W2=0.5 mm W3=0.21 mm VMMK1225_MODEL X4 TL24 W=0.4 mm {t} L=0.6 mm {t} AVMK1225Footprint AVMK1225Footprint_2 ModelType=MW MSTEP Step10 W1=0.2 mm W2=0.4 mm VMMK1225_MODEL X1 AVMK1225Footprint AVMK1225Footprint_1 ModelType=MW MSTEP Step7 W1=0.4 mm W2= mm TL16 W=0.21 mm {t} L= mm {t} VIAGN D V10 D=0.4 mm T=18 um Rho=1.0 W=0.9 mm VIAGND V14 D=0.4 mm T=18 um Rho=1.0 W=0.9 mm TL69 L=10.0 mil GJM02 C27 PartNumber=GJM0225C1C2R0WB01 TL45 L=10.0 mil CapacitorFootprint CapacitorFootprint_13 ModelType=MW TL44 L=10.0 mil MTEE_ADS Tee6 W1=25.0 mil W2=25.0 mil W3=25.0 mil GJM02 C26 PartNumber=GJM0225C1C2R0BB01 TL70 L=10.0 mil CapacitorFootprint CapacitorFootprint_14 ModelType=MW VIAGND V13 D=0.4 mm T=18 um Rho=1.0 W=0.9 mm MSTEP Step12 Subs t="msub1" W1=0.5 mm W2= mm TL48 Subs t="msub1" W= mm {t} L= mm {t} V_DC VDD 2 Vdc=3 V {t} DC_Feed DC_Feed2 TL56 W=10.0 mil L= mil MTEE_AD S Tee8 W1=25.0 mil W2=10.0 mil W3=25.0 mil TL74 L=20.0 mil TL72 L=10.0 mil GJM02 C36 PartNumber=GJM0225C1CR40BB01 CapacitorFootprint CapacitorFootprint_10 ModelType=MW TL73 L=10.0 mil MTEE_AD S Tee9 W1=25.0 mil W2=25.0 mil W3=25.0 mil TL65 W=30.0 mil L=30.0 mil TL61 L=10.0 mil GJM02 C31 PartNumber=GJM0225C1CR80BB01 TL57 CapacitorFootprint L=10.0 mil CapacitorFootprint_9 ModelType=MW GJM02 C18 PartNumber=GJM0225C1C2R0WB01 AVMK1225Footprint AVMK1225Footprint_3 ModelType=MW sr_sta_scpx_0402_f_ R10 PART_NUM=S0402CPX20R0F 20 Ohm MSTEP Step11 W1=0.5 mm W2=0.2 mm MSTEP Step4 CapacitorFootprint W1=0.8 mm CapacitorFootprint_4 W2=0.2 mm ModelType=MW TL20 W=0.8 mm {t} L= mm {t} TL49 W=25 mil {t} L=10 mil {t} MTEE_ADS Tee4 W1=0.8 mm W2=25 mil W3=0.5 mm VMMK1225_MODEL X3 TL71 W=0.4 mm {t} CapacitorFootprint L=0.4 mm {t} CapacitorFootprint_2 ModelType=MW MSTEP Step14 W1=42.3 mil W2=0.2 mm GJM02 C30 PartNumber=GJM0225C1C2R0BB01 sr_sta_scpx_0402_f_ R7 PART_NUM=S0402CPX76R8F 76.8 Ohm TL50 W=25 mil {t} L=10 mil {t} CapacitorFootprint CapacitorFootprint_1 ModelType=MW GJM02 C35 PartNumber=GJM0225C1C2R0BB01 VIAGN D V15 D=0.4 mm T=18 um Rho=1.0 W=0.9 mm TL53 TL52 W=10.0 mil TL51 L=10.0 mil L=10.0 mil CapacitorFootprint CapacitorFootprint_7 ModelType=MW MCROSO Cros5 W1=10.0 mil W2=20.0 mil W3=10.0 mil W4=10.0 mil W=10.0 mil L=100.0 mil MSOBND_MDS Bend2 W=10.0 mil VIAGND TL68 TL67 V22 W=10.0 mil D=0.4 mm L=10.0 mil L=10.0 mil T=18 um CapacitorFootprint Rho=1.0 CapacitorFootprint_8 W=0.9 mm ModelType=MW TL77 W=10 mil {t} L= mil {t} DC_Feed DC_Feed4 V_D C Vbias 3 Vdc=1.5 V {t} VIAGND V23 D=0.4 mm T=18 um Rho=1.0 W=0.9 mm VIAGN D V16 D=0.4 mm T=18 um Rho=1.0 W=0.9 mm TL66 W=42.3 mil {t} L=599.5 mil {t} Term Term2 Num=2 Z=50 Ohm {t} TL78 W=0.5 mm {t} L=5 mm {t} MSTEP Step15 W1=0.5 mm W2=0.2 mm sr_sta_scpx_0402_f_ R12 PART_NUM=S0402CPX60R4F 60.4 Ohm CapacitorFootprint CapacitorFootprint_16 ModelType=MW 87

108 ΥΛΟΠΟΙΗΣΗ UWB-LNA Εικόνα 4-5 Σχηματικό ενισχυτή με τα πραγματικά στοιχεία και τα footprints, τα οποία προστέθηκαν για μεγαλύτερη ακρίβεια m1 freq= 6.262GHz db(s(2,1))= nf(2) db(s(2,2)) db(s(2,1)) db(s(1,1)) m2 freq= 9.983GHz db(s(2,1))= m3 m freq, GHz m2 m4 freq= 10.59GHz m4 db(s(2,2))= m3 freq= 3.101GHz db(s(2,2))= Εικόνα 4-6 Αποτελέσματα του ενισχυτή στην τελική του μορφή Θα πρέπει να γίνουν δύο παρατηρήσεις για τα αποτελέσματα αυτά και το παραπάνω σχηματικό. Πρώτα απ όλα το σχηματικό αυτό είναι στην τελική του μορφή. Αφού προσθέσαμε όλα εκείνα τα στοιχεία που ήταν απαραίτητα και κάναμε την εξομοίωση παρατηρήσαμε δύο πράγματα. Πρώτον ότι η κεντρική συχνότητα σε ό,τι αφορά την προσαρμογή της εισόδου μετακινήθηκε προς τα δεξιά. Δεύτερον μετά από μια εξομοίωση με πάρα πολλά δείγματα (1 MHz δείγματα) παρατηρήσαμε ότι εμφανίζονται κάποια peeks στις αποκρίσεις των S παραμέτρων. Αυτά δημιουργήθηκαν λόγω των μονοπατιών για την τροφοδοσία. Για να λύσουμε το πρώτο πρόβλημα ρυθμίσαμε το μήκος της γραμμής μεταφοράς του εκφυλισμού της πηγής ώστε να μεταφέρουμε τη κεντρική συχνότητα στα 6.8 GHz. Μελετώντας τη σχεδίαση του ενισχυτή εύκολα καταλαβαίνει κανείς για ποιο λόγο η συγκεκριμένη γραμμή μεταφοράς επηρεάζει την κεντρική συχνότητα. Στην προκειμένη 88

109 ΥΛΟΠΟΙΗΣΗ UWB-LNA χρειάστηκε να μειώσουμε το μήκος της γραμμής μεταφοράς η οποία τώρα έχει χαρακτηριστική αντίσταση Z 0 = Ω και ηλεκτρικό μήκος E E_Eff =9.41 deg Για να λύσουμε το δεύτερο πρόβλημα πειραματιστήκαμε με τα μήκη των μονοπατιών για την τροφοδοσία ώσπου να βρούμε τις κατάλληλες τιμές. Ωστόσο αν κανείς παρατηρήσει την εικόνα 4.5 θα δει στο σχηματικό διάγραμμα ότι στο δίκτυο πόλωσης του cascode σταδίου υπάρχει η αντίσταση R 11 =76 Ω, η οποία δεν υπήρχε. Αυτή προστέθηκε διότι το μήκος του μονοπατιού για την τροφοδοσία της υποδοχής του cascode σταδίου δεν μπορούσε να αυξηθεί άλλο και να φτάσει στην άκρη της πλακέτας όπως θέλαμε, λόγω των παρασιτικών φαινομένων που περιεγράφηκαν παραπάνω. Οπότε έπρεπε να ενωθεί με το παράλληλο μονοπάτι τροφοδοσίας της πύλης του cascode σταδίου. Επίσης το συγκεκριμένο μονοπάτι επηρέαζε και τη γραμμικότητα του ενισχυτή και έπρεπε το μήκος του να περιοριστεί οπωσδήποτε. Σε ό,τι αφορά τα υπόλοιπα αποτελέσματα της εξομοίωσης βλέπουμε ότι η προσαρμογή της εσόδου παραμένει πολύ καλή, ενώ σε ικανοποιητικό επίπεδο είναι και η προσαρμογή της εξόδου, καθώς είναι κάτω από -10 db σχεδόν σε όλο το εύρος ζώνης. Επίσης το κέρδος αν και έχει μειωθεί λίγο, παραμένει σχετικά σταθερό σε όλο το εύρος ζώνης. Τέλος ο θόρυβος φαίνεται ελάχιστος, αλλά αυτό το αποτέλεσμα κρίνεται και πάλι μη ρεαλιστικό. Αυτό όμως θα διορθωθεί στη συνέχεια Σχεδιασμός Layout Στο σημείο αυτό το σχηματικό διάγραμμα είναι χτισμένο έχοντας υπόψιν το layout. Πρέπει ωστόσο να κάνουμε μια τελευταία αλλαγή χωροταξικού χαρακτήρα για να τοποθετήσουμε σωστά το κύκλωμα πάνω στο PCB, διότι διαφορετικά κάποια κομμάτια του κυκλώματος θα πέσουν πάνω σε κάποια άλλα. Οι χωροταξικές αυτές αλλαγές φαίνονται στο παρακάτω σχηματικό, εικόνα 4.7 και περισσότερο έχουν να κάνουν με τη θέση του transistor πάνω στην πλακέτα. Παρατηρώντας το σχηματικό αυτό διάγραμμα αυτό βλέπουμε ότι πλέον δεν υπάρχουν ούτε πηγές, ούτε ιδανικά στοιχεία, ούτε τρανζίστορ, ούτε μηχανές εξομοίωσης και γενικά έχει διαγραφεί κάθε περιττό στοιχείο. Έχουν μείνει μόνο όσα στοιχεία θα τυπωθούν πάνω στην πλακέτα, δηλαδή οι γραμμές μεταφοράς, τα μονοπάτια και τα footprints των στοιχείων. Επίσης έχουν τοποθετηθεί ports που δηλώνουν τις εισόδους και τις εξόδους αλλά και την τροφοδοσία του ενισχυτή. Αφού λοιπόν το σχηματικό είναι ακριβώς όπως θα είναι και το 89

110 ΥΛΟΠΟΙΗΣΗ UWB-LNA κύκλωμα πάνω στην πλακέτα, το ADS μπορεί αυτοματοποιημένα να παράξει το layout, το οποίο και φαίνεται στην εικόνα 4.8. MT EE_ADS Tee12 W1=10.0 mil W2=10.0 mil W3=10.0 mil VIAGND V21 D=0.4 mm T=18 um Rho=1.0 W=0.9 mm VIAGND V11 D=0.4 mm T=18 um Rho=1.0 W=0.9 mm TL63 ResistorFootprint TL40 TL39 ResistorFootprint_4 MT EE_ADS ModelType=MW Tee5 L=10.0 mil L=10.0 mil L=10.0 mil W1=25.0 mil W2=25.0 TL41 mil W3=25.0 mil L=40.0 mil TL59 L=10.0 mil CapacitorFootprint CapacitorFootprint_12 TL43 ModelT ype=mw W=25 mil L=10 mil VG2 MCROSO Cros3 W1=25.0 W2=25.0 mil TL42 mil W3= mm W4=25.0 mil W=25 mil L=10 mil TL25 W= mm L= mm ResistorFootprint ResistorFootprint_3 ModelType=MW CapacitorFootprint CapacitorFootprint_11 ModelT ype=mw TL58 L=10.0 mil TL80 W=10.0 mil L= mil VIAGND V12 D=0.4 mm T=18 um Rho=1.0 W=0.9 mm TL81 W=10 mil L= mil CapacitorFootprint CapacitorFootprint_16 ModelType=MW TL75 W=10 mil L=100 mil TL76 W=10.0 mil L= mil Port MS T EP CapacitorFootprint MST EP MS T EP MST EP MST EP P1 Zs ZB ZB1 Zs1 TL15 Num=1 Step9 CapacitorFootprint_3 Step1 Step2 Step3 MTEE_ADS MTEE_ADS ModelT ype=mw AVMK1225Footprint MS T EP Step10 W= mm Tee1 W= mm W1= mm W= mm Tee2 W= mm W= mm AVMK1225Footprint_1 Step7 W1= mm W1= mm W1=0.5 mm L= mm L= mm W2=0.5 mm W2=0.5 mm L=15 mm L= mm W2= mm L= mm ModelType=MW W1=0.2 mm W2= mm W2=0.4 mm W1= mm W2= mm W3= mm TL22 W= mm L= mm W1= mm W2= mm W3= mm TL23 W= mm L= mm W1=0.4 mm W2= mm TL16 W=0.21 mm L= mm TL24 W=0.4 mm L=0.6 mm AVMK1225Footprint AVMK1225Footprint_2 ModelType=MW MT E E_A DS Tee3 W1=0.2 mm W2=0.5 mm W3=0.21 mm TL26 W=0.21 mm L= mm MT EE_ADS Tee11 W1=10 mil W2=25 mil W3=0.21 mm TL46 L=20.0 mil TL47 W=10 mil {-t} L=50 mil {-t} VIAGND V17 D=0.4 mm T=18 um Rho=1.0 W=0.9 mm VIAGND V19 D=0.4 mm T=18 um Rho=1.0 W=0.9 mm TL33 L=10.0 mil CapacitorFootprint CapacitorFootprint_5 ModelType=MW MCROSO Cros2 W1=25.0 mil W2=25.0 mil W3=25.0 mil W4=10.0 mil TL37 L=10.0 mil TL38 L=10.0 mil TL35 W=11 mil L=200 mil Port P2 Num=2 TL36 L=10.0 mil CapacitorFootprint CapacitorFootprint_6 TL34 ModelType=MW L=10.0 mil VIAGND V18 D=0.4 mm T=18 um Rho=1.0 W=0.9 mm VIAGND V15 D=0.4 mm T=18 um Rho=1.0 W=0.9 mm TL53 L=10.0 mil VIAGND V10 D=0.4 mm T=18 um Rho=1.0 W=0.9 mm MS T EP Step12 W1=0.5 mm W2= mm TL48 VIAGND V13 D=0.4 mm T=18 um Rho=1.0 W=0.9 mm W= mm L= mm MS T EP Step11 W1=0.5 mm W2=0.2 mm CapacitorFootprint CapacitorFootprint_4 ModelType=MW TL70 L=10.0 mil CapacitorFootprint TL44 CapacitorFootprint_14 ModelType=MW L=10.0 mil MTEE_ADS Tee6 W1=25.0 mil W2=25.0 mil W3=25.0 mil TL45 L=10.0 mil CapacitorFootprint TL69 CapacitorFootprint_13 ModelType=MW L=10.0 mil VIAGND V14 D=0.4 mm T=18 um Rho=1.0 W=0.9 mm CapacitorFootprint CapacitorFootprint_7 ModelType=MW MS T EP Step4 W1=0.8 mm W2=0.2 mm MSOBND_MDS Bend2 W=10.0 mil TL77 W=10 mil L= mil Port P3 Num=3 MCROSO Cros5 W1=25.0 mil W2=20.0 mil W3=10.0 mil W4=25.0 mil TL51 W=10.0 mil L=100.0 mil TL52 L=10.0 mil TL50 W=25 mil {-t} L=10 mil {-t} TL68 L=10.0 mil CapacitorFootprint CapacitorFootprint_8 ModelType=MW TL67 L=10.0 mil VIAGND V22 D=0.4 mm T=18 um Rho=1.0 W=0.9 mm CapacitorFootprint CapacitorFootprint_1 ModelType=MW TL49 W=25 mil {-t} L=10 mil {-t} TL20 W=0.8 mm L= mm MT E E_ADS Tee4 W1=0.8 mm W2=25 mil W3=0.5 AVMK1225Footprint mm AVMK1225Footprint_3 ModelType=MW TL65 W=30.0 mil L=30.0 mil TL71 W=0.4 mm {-t} L=0.8 mm {-t} TL78 W=0.5 mm {t} L=0.4 mm {t} MS T EP Step15 W1=0.5 mm W2=0.2 mm TL79 L=10.0 mil VIAGND V24 D=0.4 mm T=18 um Rho=1.0 W=0.9 mm MT E E_A DS Tee10 W1=0.5 mm W2=0.5 mm W3=0.5 mm CapacitorFootprint CapacitorFootprint_2 ModelType=MW CapacitorFootprint CapacitorFootprint_15 ModelType=MW MST EP Step14 W1=42.3 mil W2=0.2 mm TL66 W=42.3 mil L=599.5 mil Port P4 Num=4 VIAGND V16 D=0.4 mm T=18 um Rho=1.0 W=0.9 mm TL57 L=10.0 mil CapacitorFootprint TL61 CapacitorFootprint_9 ModelT ype=mw L=10.0 mil MT E E_A DS Tee9 W1=25.0 mil W2=25.0 mil W3=25.0 mil TL74 L=20.0 mil VIAGND V23 D=0.4 mm T=18 um Rho=1.0 W=0.9 mm CapacitorFootprint TL73 TL72 CapacitorFootprint_10 ModelT ype=mw L=10.0 mil L=10.0 mil MT E E_A DS Tee8 W1=25.0 mil W2=10.0 mil W3=25.0 mil TL56 W=10.0 mil L= mil Port P5 Num=5 Port P7 Num=7 Εικόνα 4-7 Το σχηματικό του ενισχυτή μετά τις απαραίτητες χωροταξικές αλλαγές και απαλλαγμένο από τα ενεργά στοιχεία 90

111 91 ΥΛΟΠΟΙΗΣΗ UWB-LNA

112 Εικόνα 4-8 Μορφή του ενισχυτή στην πλακέτα ΥΛΟΠΟΙΗΣΗ UWB-LNA Στην εικόνα 4.8 βλέπουμε το layout του κυκλώματος όπως το σχεδίασε το ADS με βάση το παραπάνω σχηματικό. Τα ports που φαίνονται είναι αναγκαία δηλώνουν που θα μπουν τα SMT και είναι απαραίτητα για την εξομοίωση που τα δούμε στην επόμενη παράγραφο. Για το σχεδιασμό του PCB στις RF και στις μικροκυματικές υπάρχου κάποιο πολύ βασικοί κανόνες που είναι πολύ κρίσιμοι και θα πρέπει να εφαρμοστούν ώστε το κύκλωμα να λειτουργεί όπως σχεδιάστηκε να λειτουργεί. Αυτό συμβαίνει διότι τα σήματα των στις μικροκυματικές και στις ραδιοσυχνότητες είναι πολύ πιο ευαίσθητα στο θόρυβο από ό,τι τα σήματα σε χαμηλότερες συχνότητες ή από ό,τι τα ψηφιακά σήματα και μάλιστα όσο πιο πολύ αυξάνεται η συχνότητα τόσο πιο ευαίσθητα γίνονται στο θόρυβο και τόσο περισσότερο προσεκτικοί θα πρέπει να είμαστε. [17][18]. 1. Πρώτα από όλα θα πρέπει να διατηρήσουμε το επίπεδο του RF σήματος ξεχωριστό από το επίπεδο της γείωσης (ground plane) 2. Κάτω από το επίπεδο του RF σήματος θα πρέπει πάντα και οπωσδήποτε να βρίσκεται το ground plane 3. Θα ήταν καλό να μη μπλέκεται το επίπεδο συνεχούς τάσης (power plane) με το επίπεδο του RF σήματος. Θα πρέπει δηλαδή να διαχωρίζονται από το διηλεκτρικό της πλακέτας. 4. Θα πρέπει να προσέξουμε να μην υπάρχουν μεγάλα κομμάτια ground plane, καθώς τα μεγάλα κομμάτια ground plane έχουν μεγαλύτερη επαγωγή και γενικά το ρεύμα για να επιστρέψει διαλέγει το δρόμο με τη μικρότερη επαγωγή. Για το λόγο αυτό οι through holes θα πρέπει να είναι όσο το δυνατόν μικρότερες στο RF μονοπάτι. 5. Στην περίπτωση των SMT θα πρέπει οι τρύπες που οδηγούν στη γείωση να είναι όσο πιο κοντά γίνεται στο στοιχείο. Ενώ περισσότερες από μία τρύπες στην περιοχή βοηθούν στη μείωση της επαγωγής. 6. Αντίθετα με τα PCB που σχεδιάζονται για χαμηλές συχνότητες, στα PCB που σχεδιάζονται για μικροκυματικές συχνότητες θα πρέπει όλες οι περιοχές που δεν χρησιμοποιούνται να είναι γεμάτες χαλκό για ground plane. 7. Ta ground planes θα πρέπει να ενώνονται μεταξύ τους με μικρές via holes οι οποίες θα απέχουν μεταξύ τους απόσταση της τάξης του 1/20 του μήκους κύματος ή μικρότερη. Ειδικά σε κρίσιμες περιοχές θα πρέπει η απόσταση αυτή να είναι σίγουρα μικρότερη από το 1/20 του μήκους κύματος. Με την πρακτική αυτή ο θόρυβος μειώνεται και παραμένει σε χαμηλά επίπεδα. 92

113 ΥΛΟΠΟΙΗΣΗ UWB-LNA 8. Τα κομμάτια χαλκού που είναι πολύ μικρά για να έχουν vias θα πρέπει να διαγράφονται, διότι μπορεί να δημιουργήσουν κεραία. 9. Οι γωνίες θα πρέπει να αποφεύγονται, αλλά είναι απαραίτητες, τότε ισχύουν αυτά που φαίνονται στο παρακάτω σχήμα [18]: Εικόνα 4-9 Trace Corners 10. Καλό είναι μην υπάρχουν μεγάλες διακυμάνσεις στα πλάτη γραμμών μεταφοράς που ενώνονται, διότι δημιουργούνται ασυνέχειες, οι οποίες μπορεί να προκαλέσουν ανεπιθύμητα φαινόμενα. 11. Ανάμεσα σε δύο κομμάτια χαλκού θα πρέπει να υπάρχει μια ελάχιστη απόσταση ώστε τα μικροκυματικά σήματα να μην έχουν τη δυνατότητα μέσω της ακτινοβολίας να περάσουν από το ένα κομμάτι χαλκού στο άλλο. Ιδιαίτερη μέριμνα θα πρέπει να δοθεί στην απόσταση μεταξύ των γραμμών μεταφοράς του κυκλώματος και του ground plane. 12. Οι γραμμές τροφοδοσίας θα πρέπει να είναι μακριά από τις εισόδους και τις εξόδους των RF/Microwave σημάτων. 13. Τέλος (αλλά ίσως το σημαντικότερο) σε καμία περίπτωση δεν πρέπει να σπάσουμε το ground plane κάτω από τις γραμμές μεταφοράς. Αν το κάνουμε αυτό τότε το ρεύμα θα βρει άλλο δρόμο για την επιστροφή του, αλλά δε ξέρουμε ποιος θα είναι αυτός και δε ξέρουμε τι ταραχές και ιδιαίτερα από την πλευρά του θορύβου μπορεί να προκαλέσει. 93

114 ΥΛΟΠΟΙΗΣΗ UWB-LNA Στην παρακάτω εικόνα φαίνεται το layout του ενισχυτή και παρατηρώντας σχεδόν όλοι οι παραπάνω κανόνες ακολουθούνται απόλυτα. 5 Ωστόσο υπάρχουν δύο από αυτούς που φαινομενικά δεν τηρούνται. Ο ένας είναι ότι έχουμε απότομες διακυμάνσεις στα πλάτη γραμμών μεταφοράς που ενώνονται, όμως οι επιδράσεις αυτών των ασυνεχειών έχουν ήδη ληφθεί υπόψιν με τη χρήση των MSTEP και θα υπολογιστούν με ακόμη μεγαλύτερη ακρίβεια στις ηλεκτρομαγνητικές εξομοιώσεις που περιγράφονται στην επόμενη παράγραφο. Ο άλλο κανόνας που φαίνεται να μην ακολουθείται είναι ότι δεν τα ground planes δεν επικοινωνούν με πολλές vias holes. Όμως αυτό έγινε σκόπιμα για την ώρα, διότι στη συνέχεια ακολουθούν ηλεκτρομαγνητικές εξομοιώσεις, οι οποίες απαιτούν μεγάλη υπολογιστική ισχύ και μνήμη. Αν γεμίζαμε το PCB με τρύπες τότε δε θα υπήρχε περίπτωση να έχουμε αρκετούς πόρους για να γίνουν οι εξομοιώσεις αυτές, διότι ο υπολογισμός των φαινομένων γύρω από τις τρύπες απαιτεί πολλούς πόρους. Τέλος η απόσταση μεταξύ κυκλώματος και γραμμών μεταφοράς είναι d=3*h=60 mils. Αυτός είναι ένας εμπειρικός είναι κανόνας που όμως θα επιβεβαιωθεί στη συνέχεια με ηλεκτρομαγνητικές εξομοιώσεις. 5 Θα πρέπει να σημειώσουμε ότι στο κάτω μέρος υπάρχει solid ground plane που τοποθετεί αυτόματα το ADS για τις ηλεκτρομαγνητικές εξομοιώσεις, αλλά στο τέλος θα σχεδιάσουμε ένα από την αρχή. 94

115 95 ΥΛΟΠΟΙΗΣΗ UWB-LNA

116 ΥΛΟΠΟΙΗΣΗ UWB-LNA Εικόνα 4-10 Η μορφή του ενισχυτή πάνω στην πλακέτα με την εφαρμογή όλων των παραπάνω κανόνων 4.2 Ηλεκτρομαγνητικές Εξομοιώσεις και Co Simulation Έχοντας έτοιμο το layout μπορούμε τώρα να προχωρήσουμε στο τελευταίο βήμα της υλοποίησης του ενισχυτή. Το ADS προσφέρει δύο πολύ ισχυρά εργαλεία για να κάνουμε εξομοιώσεις με πολύ μεγάλη ακρίβεια. Τα εργαλεία αυτά είναι το Momentum και το EMDS και μπορούν να υπολογίσουν όλα τα ηλεκτρομαγνητικά φαινόμενα που λαμβάνουν χώρα πάνω στο PCB. Μπορούμε να δούμε το ηλεκτρικό και μαγνητικό πεδίο όχι μόνο στο κύκλωμα, αλλά και στα ground planes, ακόμα και στον αέρα. Στην προκειμένη θα χρησιμοποιήσουμε κυρίως το Momentum. Η λειτουργία του Momentum βασίζεται στη μέθοδο των στιγμών, Method of Moments (MoM) και μπορεί να κάνει υπολογισμούς πάνω σε οποιοδήποτε σχήμα του δοθεί, ακόμη και σε πολυεπίπεδα PCBs. Μπορεί να υπολογίσει πολύπλοκα ηλεκτρομαγνητικά φαινόμενα όπως παρασιτικά και coupling πεδία. Είναι στην ουσία ένας ηλεκτρομαγνητικός εξομοιωτής που υπολογίζει S παραμέτρους για planar κυκλώματα, vias holes, ώστε να μπορούμε να υπολογίσουμε τις S παραμέτρους δε πολυεπίπεδα RF/Microwave PCBs. Μπορεί να υπολογίσει coupling παρασιτικά φαινόμενα που λαμβάνουν χώρα μεταξύ διαφόρων στοιχείων, αλλά ακόμα και μεταξύ των SMT στοιχείων που θα κολληθούν στην επιφάνεια της πλακέτας. Τέλος μας δίνει τη δυνατότητα να δούμε τη ροή του ρεύματος και του πεδίου στην πλακέτα. Η MoM που αναφέρθηκε βασίζεται στης εξισώσεις του Green, τις οποίες και αναλύει σε μέρη. Σ αυτό του quasi static στην κοντινή περιοχή του πεδίου και στο σ αυτό της δυναμικής συνεισφοράς στην μακρύτερη περιοχή του πεδίου. Με τον τρόπο αυτό οι πίνακες των εξισώσεων του Green μπορούν να μετατραπούν σε δύο ολοκληρώματα που μπορούν να επιλυθούν με αριθμητικές μεθόδους. Αντίθετα το EMDS βασίζεται στη μέθοδο των πεπερασμένων στοιχείων και χρειάζεται περισσότερο χρόνο για κάνει τους υπολογισμούς. Ωστόσο μπορεί να απεικονίσει τα ηλεκτρομαγνητικά πεδία και την ακτινοβολία γενικότερα πάνω και γύρω από την πλακέτα. 96

117 ΥΛΟΠΟΙΗΣΗ UWB-LNA Για να χρησιμοποιήσουμε ωστόσο αυτά τα δύο εργαλεία θα πρέπει να ορίσουμε τις παραμέτρους του διηλεκτρικού (ύψος, διηλεκτρική σταθερά, loss tangent), τα υλικά και τη θέση τους πάνω στο PCB, το πάχος του μετάλλου κ.α. Αναφέραμε όμως ότι το Momentum μπορεί να υπολογίσει όλα εκείνα τα φαινόμενα που λαμβάνουν χώρα κατά την κόλληση των SMT στοιχείων πάνω στο PCB, για να το κάνει όμως αυτό θα πρέπει να προσθέσουμε ports στα κατάλληλα σημεία, αλλά και να κάνουμε την κατάλληλη παραμετροποίηση για τα SMT στοιχεία. Για παράδειγμα διαφορετικά ορίζονται τα ports εισόδου και εξόδου (calibrated) και διαφορετικά τα ports των SMT στοιχείων (uncalibrated). Αφού λοιπόν παραμετροποιήσουμε κατάλληλα την εξομοίωση στο Momentum μπορούμε να ορίσουμε όλο το PCB σαν Momentum Component και να το εισάγουμε στο σχηματικό. Πάνω σ αυτό το component θα συνδέσουμε τα SMT στοιχεία και θα κάνουμε την εξομοίωση που λέγεται co-simulation. Θα χρησιμοποιήσουμε δηλαδή τις S παραμέτρους που υπολογίζει το Momentum γύρω από όλα τα ports λαμβάνοντας υπόψιν όλα τα ηλεκτρομαγνητικά φαινόμενα και θα τις συνδυάσουμε με τα μη γραμμικά μοντέλα στο σχηματικό. Με τον τρόπο αυτό η εξομοίωση θα είναι πολύ ακριβής και τα αποτελέσματα όσο το δυνατόν πιο κοντά στην πραγματικότητα. Πριν προχωρήσουμε παρακάτω θα πρέπει να σημειώσουμε ότι έγιναν κάποιες αλλαγές στο layout. Ο λόγος είναι ότι θα τοποθετήσουμε τον ενισχυτή μέσα σε ένα κουτί προκειμένου να μην ακτινοβολεί, αλλά και για την προστασία του ενισχυτή. Οπότε έπρεπε να γίνουν κάποιες αλλαγές στο μήκος των μονοπατιών, ώστε αυτά να έχουν ένα περιθώριο από την άκρη του κουτού αυτού. Οι εν λόγω εξομοιώσεις γίνανε στο layout που φαίνεται στην παρακάτω εικόνα. Όπου φαίνονται και τα ports με την κατάλληλη παραμετροποίηση. 97

118 98 ΥΛΟΠΟΙΗΣΗ UWB-LNA

119 ΥΛΟΠΟΙΗΣΗ UWB-LNA Εικόνα 4-11 Ο ενισχυτή με όλα τα απαραίτητα ports για την εξομοίωση με το Momentum Όταν κάναμε αυτήν της εξομοίωση παρατηρήσαμε ότι και πάλι η κεντρική συχνότητα έχει μετατοπιστεί και ότι κάποια peeks έκαναν την εμφάνισή τους. Για να διορθώσουμε την κεντρική συχνότητα έπρεπε και πάλι να αλλάξουμε ή καλύτερα να μειώσουμε το μήκος της γραμμής μεταφοράς που είναι υπεύθυνη για τον εκφυλισμό της πηγής. Ωστόσο εδώ υπήρξε ένα πρόβλημα. Δεν είναι δυνατόν να χρησιμοποιήσουμε το εργαλείο Tuning του ADS, καθώς δεν μπορεί σε πραγματικό χρόνο να κάνει πάλι όλους τους υπολογισμούς που κάνει το Momentum για διαφορετικό μήκος της εν λόγω γραμμής μεταφοράς, αφού η εξομοίωση αυτή χρειάζεται ώρες. Γι αυτό που πρέπει να κάνουμε και κάναμε είναι να δημιουργήσουμε μια βάση δεδομένων από εξομοιώσεις στο Momentum για να εύρος τιμών μήκους της συγκεκριμένης γραμμής μεταφοράς. Μετά από αυτό, το εργαλείο Tuning έχει όλες τις τιμές που χρειάζεται για να κάνει τις αντίστοιχες εξομοιώσεις και αν βρούμε την κατάλληλη τιμή του μήκους της γραμμής μεταφοράς. Το τελικό μήκος αυτής της γραμμής μεταφοράς είναι L S = mm, ενώ το πλάτος παραμένει W S =0.21 mm. Τα peeks που παρατηρήθηκαν, διορθώθηκαν χρησιμοποιώντας λίγο διαφορετικές τιμές πυκνωτών στα decoupling networks και οι κατάλληλες τιμές βρέθηκαν με δοκιμές. Τα τελικά πραγματικά στοιχεία δίνονται στο παράρτημα V. Το σχηματικό με την co-simulation και όλα τα SMT στοιχεία. φαίνεται στην εικόνα 4.12α και στην 4.12β φαίνονται τα τελικά αποτελέσματα. Στο διάγραμμα βλέπουμε ότι η προσαρμογή στην είσοδο είναι πολύ καλή και μάλιστα είναι και κάτω από -13 db, ακόμα καλύτερη δηλαδή από ότι θέλαμε. Το κέρδος είναι πολύ καλό και σχετικά σταθερό αναφορικά με το πολύ μεγάλο εύρος ζώνης. Βλέπουμε επίσης ότι ο θόρυβος είναι σε πολύ καλά επίπεδα, αφού η μέγιστη τιμή του NF είναι 2.697dB. Επίσης βλέπουμε ότι λαμβάνεται πλέον υπόψιν και ο θόρυβος που εισάγεται από το PCB. Τέλος το S 22 χειροτέρεψε λίγο, αλλά και πάλι είναι σε πολύ καλά επίπεδα, αφού είναι κάτω από -9 db σε όλο το εύρος ζώνης. Θα πρέπει να σημειώσουμε ότι η παράμετρος αυτή δεν είναι ιδιαίτερα σημαντική για την εφαρμογή αυτή, αλλά προσπαθήσαμε να πετύχουμε μια καλή τιμή ώστε να πάρουμε καλές μετρήσεις στο εργαστήριο. 99

120 Ter m 1 Re f 2 SP1 1 Re f 2 1 Re f 2 Re f Re f Re f Re f Re f 2 Re f Re f Re f 1 Ref 2 Ter m ΥΛΟΠΟΙΗΣΗ UWB-LNA Ter m 1 Num =1 Z=50 Ohm ReadyFor Layout AndBox ReadyFor Layout AndBox_1 M odeltype=m W Zs TL22 V21 TL63 Resi sr _st a_scpx_0402_f_ storfootpri TL40 Tee5 TL39 nt_4resi sr _st a_scpx_0402_f_ storfootpri nt_3 R9 R8 PART_NUM=S0402CPX5901F kohm PART_NUM=S0402CPX5231F kohm TL41 CapacitorFootprint_16 Cros3 CapacitorFootprint_12 V11 TL59 TL43 CapacitorFootprint_11 TL42 TL58 V12 TL25 S2P SNP11 File=" G RM 0225C1CR60WD05_ser ies. s2p" S2P SNP12 File=" G RM 0225C1CR60WD05_ser ies. s2p" TL75 TL81 Tee12 TL80 sr _st a_scpx_0402_f_ R12 PART_NUM=S0402CPX71R5F Ohm AVMK1225Footprint_2 Tee1 CapacitorFootprint_3 ZB Step9 Step1 ZB1 Tee2 Zs1 Step2 TL15 AVMK1225Footprint_1 Step3 Step10 TL24 VM M K1225_M O DEL X2 TL16 Step7 S2P SNP1 File=" G RM 0225C1C2R0BD05_ser ies. s2p" TL23 TL48 V10 VM M K1225_M O DEL X4 Step12 Tee3 TL47 Tee11 TL46 TL26 Tee6 TL45 CapacitorFootprint_14 V13 TL70 TL44 CapacitorFootprint_13 TL69 V14 S2P SNP9 File=" G RM 0225C1C2R0BD05_ser ies. s2p" S2P SNP10 File=" G RM 0225C1C1R8W D05_ser ies. s2p" S- PARAM ETERS S_Par am Start=3. 1 GHz Stop=10. 6 GHz Step=100 MHz MURATAInclude murata NETLI ST I NCLUDE V15 CapacitorFootprint_4 Step11 S2P SNP13 File=" G RM 0225C1C2R0BD05_ser ies. s2p" CapacitorFootprint_7 TL53 TL20 Step4 S2P SNP4 File=" G RM 0225C1C2R0BD05_ser ies. s2p" St a bfac t St abfact St abfact 1 St abfact 1=st ab_f act ( S) St abm eas St abm eas St abm eas1 St abm eas1=st ab_m eas( S) TL38 CapacitorFootprint_5 TL33 V19 TL37 CapacitorFootprint_6 Cros2 TL36 TL34 V18 TL35 S2P SNP3 File=" G RM 0225C1C2R0BD05_ser ies. s2p" S2P SNP2 File=" G RM 0225C1C2R0BD05_ser ies. s2p" Bend2 Cros5 TL52 Tee4 sr _st a_scpx_0402_f_ CapacitorFootprint_1 TL50 TL51 R7 TL49 PART_NUM =S0402CPX76R8F Ohm TL68 CapacitorFootprint_8 S2P VM M K1225_M O DEL SNP5 X5 File=" G RM 0225C1C2R0BD05_ser ies. s2p" TL71Tee10 CapacitorFootprint_2 Step14 sr _st a_scpx_0402_f_ R10 PART_NUM=S0402CPX20R0F 20 Ohm TL67 TL78 V22 AVMK1225Footprint_3 TL65 V17 Tee9 _st a_scpx_0402_f_ =S0402CPX51R1F Ohm CapacitorFootprint_15 Step15 sr R13 PART_NUM CapacitorFootprint_9 V16 TL57 TL61 TL74 S2P SNP6 File=" G RM 0225C1C2R0BD05_ser ies. s2p" Tee8 V23 TL73 TL72 CapacitorFootprint_10 TL56 S2P SNP7 File=" G RM 0225C1CR90WD05_ser ies. s2p" TL79 V24 TL77 V_DC Vbias 4 Vdc= V { t } V_DC Vbias3 Vdc=1. 5 V { t } V_DC VDD2 Vdc=3 V { t } TL66 V_DC bias2 Vdc=5 V TL7 Ter m 2 Num =2 Z=50 Ohm 100

121 Εικόνα 4-12a Ο ενισχυτής σε μορφή component για την co-simulation ΥΛΟΠΟΙΗΣΗ UWB-LNA nf(2) db(s(2,2)) db(s(2,1)) db(s(1,1)) 20 m1 freq= 3.100GHz db(s(2,1))= m1 m3 m2 m4 m3 m7 freq= 3.100GHz db(s(1,1))= m5 m4 m6 freq= 8.800GHz db(s(1,1))= m2 freq= 6.000GHz db(s(2,1))= m5 freq= 10.60GHz db(s(2,2))= freq, GHz m7 freq= 10.60GHz nf(2)=2.697 m6 freq= 10.60GHz db(s(1,1))= Εικόνα 4-12b Αποτελέσματα Co-simulation Τέλος με το EMDS κάναμε μια νέα ηλεκτρομαγνητική εξομοίωση για να διαπιστώσουμε εάν ο όντως η απόσταση των γραμμών μεταφοράς από το ground plane είναι αρκετή για να εξασφαλίσει ότι το σήμα δε θα μεταπηδήσει στη γη. Τα αποτελέσματα της φαίνονται στην εικόνα Η εικόνα αυτή απεικονίζει το χειρότερο σενάριο στα 10.6 GHz. Η ένταση της ακτινοβολίας αναπαρίσταται με χρώματα, με το κόκκινο να είναι η εντονότερη ακτινοβολία και με το γαλάζιο η ασθενέστερη. Παρατηρούμε ότι ένα μέρος της ακτινοβολίας φτάνει πολύ κοντά στο ground plane, αλλά είναι πολύ εξασθενημένη και δεν δημιουργεί προβλήματα στην απόκριση του ενισχυτή. Κάτι που φαίνεται και από τα αποτελέσματα του Momentum. 101

122 ΥΛΟΠΟΙΗΣΗ UWB-LNA Εικόνα 4-13 Στιγμιότυπο από την απεικόνιση της ακτινοβολίας του χειρότερου σεναρίου με τη βοήθεια του EMDS. Παρατηρούμε ότι τα μεγαλύτερα ποσοστά ακτινοβολίας εμφανίζονται στην έξοδο Έλεγχος Γραμμικότητας και Ευστάθειας Τώρα που φτάσαμε στην τελική φάση της σχεδίασης και έχουμε ένα ακριβές μοντέλο του ενισχυτή θα πρέπει να ελέγξουμε την ευστάθεια και τη γραμμικότητα του ενισχυτή. Για την ευστάθεια θα χρησιμοποιήσουμε θα εξετάσουμε τον ενισχυτή σαν δίθυρο και θα χρησιμοποιήσουμε τις ίδιες συνθήκες και παραμέτρους που χρησιμοποιήσαμε στο κεφάλαιο 3, ενώ θα εξετάσουμε τη γραμμικότητα με το 1 db Gain Compression Point. 102

123 ΥΛΟΠΟΙΗΣΗ UWB-LNA Στο διάγραμμα 4.14α βλέπουμε την παράμετρο Κ (Rollet) και Δ. σε ό,τι αφορά την παράμετρο Κ βλέπουμε ότι έχει πολύ καλές τιμές και είναι πάνω από 5 σε όλο το εύρος ζώνης, ενώ και η παράμετρος Δ πληροί τις συνθήκες, αφού Δ < m1 freq= 10.60GHz StabFact1=5.754 StabMeas1 StabFact m freq, GHz m2 freq= 4.200GHz StabMeas1=0.894 m1 Εικόνα 4-14a Παράμετροι ευστάθειας του τελικού μοντέλου του ενισχυτή Στην εικόνα 4.14β βλέπουμε ότι η γραμμικότητα είναι πολύ καλή, αφού η 2 η και η 3 η αρμονική είναι dbc και dBc αντίστοιχα. Ενώ η ενέργεια της εξόδου είναι dbm. Το μόνο αρνητικό είναι υπάρχει μια διαφορά φάσης της εξόδου σε σχέση με την είσοδο, αλλά αυτό διορθώνεται εύκολα, ίσως και με μια γραμμή μεταφοράς με χαρακτηριστική αντίσταση 50 Ω. 103

124 ΥΛΟΠΟΙΗΣΗ UWB-LNA All Plots and Listing Columns show data at db Gain Compression Point. Output Power, dbm G RF Frequency 10.0G GHz Output Spectrum 15.0G 20.0G 25.0G 30.0G Frequency Output Power, dbm 35.0G 40.0G 45.0G Gain, db 50.0G ts(input), mv ts(vload), mv Output Voltage Waveform nd Harmonic dbc 3rd Harmonic dbc time, psec 4th Harmonic dbc 5th Harmonic dbc Εικόνα 4-14b Αποτελέσματα αρμονικών εξομοιώσεων του τελικού μοντέλου του ενισχυτή. Παρατηρούμε ότι η λειτουργία του ενισχυτή είναι γραμμική και το κύκλωμα του LNA εισάγει μόνο μια καθυστέρηση στο σήμα στην έξοδο Θα πρέπει να σημειωθεί μετά από την εξομοίωση των αρμονικών παρατηρήσαμε ότι έπρεπε παράλληλα με το δίκτυο εξόδου το buffer να προσθέσουμε μια αντίσταση ίση με 60 Ω για να αυξηθεί η ισχύς εξόδου του ενισχυτή Τελική Μορφή του PCB Τέλος στις εικόνες 4.15α και 4.15β φαίνονται η μπροστινή και η πίσω όψη του τελικού PCB. Παρατηρούμε επίσης ότι γύρω από το PCB υπάρχει ένα μωβ πλαίσιο το οποίο θα είναι ουσιαστικά τα όρια της πλακέτας και η απόσταση από το κύκλωμα ορίζεται με βάση τις προδιαγραφές του PCB House (Παράρτημα VI). Επιπλέον στην είσοδο και στην έξοδο του κυκλώματος έχουμε προσθέσει χαλκό για να κολληθούν οι SMA Connectors που θα χρησιμοποιήσουμε. Φυσικά ο χαλκός είναι γραμμή μεταφοράς 50 Ω για να μην επηρεάσει την απόκριση του ενισχυτή. 104

125 ΥΛΟΠΟΙΗΣΗ UWB-LNA Εικόνα 4-15a Μπροστινή όψη του PCB στην τελική του μορφή 105

126 ΥΛΟΠΟΙΗΣΗ UWB-LNA Εικόνα 4-15b Πίσω όψη του PCB στην τελική του μορφή 106

127 ΣΧΟΛΙΑ-ΣΥΜΠΕΡΑΣΜΑΤΑ ΚΕΦΑΛΑΙΟ 5 ΣΧΟΛΙΑ ΣΥΜΠΕΡΑΣΜΑΤΑ Από τα διαγράμματα στου προηγούμενου κεφαλαίου είδαμε ότι καταφέραμε να πετύχουμε τους στόχους της διπλωματικής όπως αυτοί περιεγράφηκαν στο κεφάλαιο της εισαγωγής. Πιο συγκεκριμένα πετύχαμε πού καλή προσαρμογή, Γ in <-13 db σε όλο το εύρος ζώνης, πετύχαμε ένα σχετικά αναφορικά με το εύρος ζώνης σταθερό κέρδος γύρω στα 10.5 db και πολύ καλά επίπεδα θορύβου κάτω από τα 3 db. Ακόμη η απομόνωση εξόδου και εισόδου του ενισχυτή είναι πολύ καλή και κάτω από -30 db σε όλο το εύρος ζώνης. Είδαμε επίσης ότι ο ενισχυτή έχει γραμμική λειτουργία και ότι είναι ένα ευσταθές σύστημα σε όλο το εύρος ζώνης λειτουργίας του, αλλά και σε όλο το εύρος ζώνης ενδιαφέροντος. Θα πρέπει όμως να σημειώσουμε δύο ακόμη παράγοντες: 1. Καταρχάς απουσιάζει οποιοδήποτε κύκλωμα ή στοιχείο σταθεροποίησης της τάσης της πηγής τροφοδοσίας, όπως μεγάλοι πυκνωτές ή voltage regulators. Αυτό είναι πολύ σημαντικό τόσο για τη λειτουργία όσο και για την προστασία του ενισχυτή. Όμως η τροφοδοσία του ενισχυτή θα γίνει με εξωτερικά κυκλώματα κατάλληλα σχεδιασμένα να τροφοδοτούν με σταθερή τάση τον ενισχυτή. 2. Στο θόρυβο που είδαμε στην εξομοίωση θα πρέπει να προστεθεί και ο θόρυβος που θα εισάγουν τα κυκλώματα τροφοδοσίας. Φυσικά θα μεριμνήσουμε αυτά τα κυκλώματα να εισάγουν όσο το δυνατόν λιγότερο θόρυβο. Θα πρέπει επίσης να σημειώσουμε ότι για έναν narrowband LNA ο θόρυβος αυτός ίσως και να κρινόταν μη αποδεκτός. Όμως στην προκειμένη περίπτωση σχεδιάσαμε έναν Ultra Wideband Low Noise Amplifier και μάλιστα ο σχεδιασμός έγινε σε PCB. 3. Αναφέρθηκε ότι στην είσοδο και στην έξοδο θα έχουμε SMA connectors, οι οποίοι όμως είναι πιθανόν ή καλύτερα σίγουρο και δεδομένο ότι με την απόκρισή τους θα επηρεάσουν την απόκριση του ενισχυτή. Αυτό θα συμβεί αναπόφευκτα όσο καλούς 107

128 ΣΧΟΛΙΑ-ΣΥΜΠΕΡΑΣΜΑΤΑ SMA connectors και να χρησιμοποιήσουμε. Φυσικά αυτό συμβαίνει λόγο του πολύ μεγάλου εύρους ζώνης που έχει ο ενισχυτής. Εάν επρόκειτο για έναν narrowband ενισχυτή, ίσως η επίδρασή των connectors να ήταν ανεπαίσθητη. Όμως υπάρχουν τρόποι να διαγράψουμε αυτή την επίδραση των SMA connectors. Ο πιο δύσκολος και πιο περίπλοκο, αλλά και ο πιο αποδοτικός είναι να χρησιμοποιήσουμε την τεχνική de-embedding που περιγράφεται και προτείνεται από την Agilent. Μάλιστα η Agilent προσφέρει και ειδικά σχεδιασμένα λογισμικά για το σκοπό αυτό. Στο τέλος λοιπόν των μετρήσεων θα χρησιμοποιήσουμε την τεχνική αυτή για να δούμε την πραγματική απόκριση του ενισχυτή, απαλλαγμένη από άλλες επιδράσεις. 4. Τέλος όπως αναφέρθηκε ο ενισχυτής θα περιβάλλεται από ένα μεταλλικό και στην ουσία θα εφάπτεται πάνω σε αυτό. Θα έχει ειδικά σχεδιασμένες τρύπες για είσοδο έξοδο και τροφοδοσία, ενώ οι άκρες του PCB δε θα πρέπει να ακουμπούν στο μεταλλικό περίβλημα. Το περίβλημα αυτό θα αποτρέπει την ακτινοβολία του κυκλώματος, θα προστατεύει τη λειτουργία από εξωτερικές παρεμβολές, αλλά θα το προστατεύει και από τυχόν φθορές, ενώ ένα παράπλευρο πλεονέκτημα είναι θα προσφέρει ακόμη καλύτερη γείωση σε όλο το PCB. 108

129 109 ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ I

130

131

132 ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ II

133

134 ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ III

135 ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ IV

136 ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ V GJM0225C1C2R0WB01 GRM0225C1C2R0BD05# 2pF pF and 16 Vdc. GJM0225C1C1R8WB01 (2) GRM0225C1C1R8WD05# 1.8pF+-0.05pF and 16 Vdc GJM0225C1CR60WB01 (2) GRM0225C1CR60WD05# 0.6pF+-0.05pF and 16 Vdc GJM0225C1CR90WB01 (1) GRM0225C1CR90WD05# 0.9pF+-0.05pF and 16 Vdc GJM0225C1C1R0WB01 (1) GRM0225C1C1R0WD05# 1pF+-0.05pF and 16 Vdc

137 ΠΑΡΑΡΤΗΜΑ VI