Universitatea Politehnica București Facultatea de Automatică și Calculatoare Departamentul de Automatică și Ingineria Sistemelor Lucrare de licență Testarea automată a modulelor electronice cu convertoare analog numerice Absolvent: Rareș Curatu Coordonatori: Prof. univ. Dr. Ing. Vasile Sgârciu Șl. Dr. Ing. Grigore Stamatescu București, 2013
Rezumat: Această lucrare propune o strategie de testare automată a modulelor electronice cu convertoare analog-numerice în vederea validării funcționalității și a detectării erorilor și un studiu al sistemelor automate de test dar și un studiu aprofundat al convertoarelor analog numerice, al caracteristicilor lor și al testelor ce pot fi aplicate. Abstract: This paper is proposing a test strategy for electronic modules containing analog to digital converters for validating the functionality and detecting errors and a study of automated test systems and, also, an consolidated study of analog to digital converters, their characteristics and possible tests that can identify specific issues.
Cuprins Lista figurilor... iii Lista tabelelor... v Notații și abrevieri... vi 1. Introducere... 1 1.1. Motivația și scopul proiectului... 1 1.2. Prezentarea generală a proiectului... 1 2. Testarea automată... 2 2.2. Controlul calității... 5 2.3. Sisteme automate pentru teste electronice... 6 2.4. Arhitectura a sistemelor de test... 7 2.4.1. Componente hardware a sistemelor de test... 8 2.4.2. Arhitectura software a sistemelor de test...12 3. Dispozitive cu CAN-uri...14 3.1. Proprietăți ale CAN-urilor...15 3.2. Tipuri de CAN-uri...19 3.3. Testarea CAN-urilor...23 3.3.1. Erori...23 3.3.2. Testarea statică...26 3.3.3. Testarea dinamică...33 4. Studiu de caz...46 4.1. Dispozitivul testat...46 4.2. Echipamente de testare...49 4.3. Obiective și strategie de test...50 4.4. Platforma experimentală de test...50 4.5. Proceduri de test...52 4.6. Rezultate experimentale...53 5. Concluzii...54 5.1. Concluzii ale studiului de caz...54 5.2. Utilitatea și rentabilitatea sistemelor automate de test...54 6. Anexe...55 6.1. Anexa 1: Date tehnice CAN Texas Instruments ADC0804LCN 8 biți...55 7. Bibliografie...59 ii
Lista figurilor Figura 2.1: Variația aproximată a metodei de detecție a erorilor circuitelor integrate în funcție de complexitate... 2 Figura 2.2: Stagiile dezvoltării sistemelor de test... 3 Figura 2.3: Distribuție gausiană cu defecte... 6 Figura 2.4: Distribuție gausiană fără defecte... 6 Figura 2.5: Arhitectura unui sistem de test... 8 Figura 2.6: Sistem PXI... 9 Figura 2.7: Reprezentare schematică a unui sistem de test... 9 Figura 2.8: Magistrala PXI...10 Figura 2.9: Instrument modular NI PXI-4130...11 Figura 2.10: Interconectarea ATE-DUT...11 Figura 2.11: Matrice conectare instrumente...11 Figura 2.12: Montură de test...12 Figura 2.13: Abordarea orientată spre software a proiectării ATE...12 Figura 2.14: Componenta software a sistemelor de test...13 Figura 3.1: Reprezentare schematică a unui CAN...14 Figura 3.2: Valorile logice TTL...15 Figura 3.3: Reprezentare cuante pe 3 biți...16 Figura 3.4: Semnal analogic eșantionat...16 Figura 3.5: Cuantizare uniformă...18 Figura 3.6: Eroare cuantizare uniformă...18 Figura 3.7: Jitter al unui semnal digital...19 Figura 3.8:CAN paralel...20 Figura 3.9: CAN paralel-serie...21 Figura 3.10: CAN cu aproximații succesive...21 Figura 3.11: CAN tip rampă...22 Figura 3.12: CAN cu urmărire...22 Figura 3.13: CAN delta-sigma...23 Figura 3.14: Caracteristica CAN-ului ideal...24 Figura 3.15:Eroare de deplasare...24 Figura 3.16: Eroare de câștig...25 Figura 3.17: Neliniaritate diferențială...25 Figura 3.18: Neliniaritate integrală...26 Figura 3.19: Măsurarea centrului codului pentru a determina tranzițiile...27 Figura 3.20: Determinarea INL și DNL prin observarea tranzițiilor codului...28 Figura 3.21: Sistem simplu de test...28 Figura 3.22: Erori de deplasare și câștig...29 Figura 3.23: Testare statică back-to-back CAN/CAN...29 Figura 3.24: Forme de undă are erorilor în configurația Back-to-back...30 Figura 3.25: Forme de undă ale testului Crossplot pentru cei mai semnificativi biți...31 Figura 3.26: Diagramă de test în servo-buclă...31 Figura 3.27: Comportamentul în timp al semnalului analogic pentru testarea în servo-buclă...32 Figura 3.28: Sistem generalizat de testare asistată de calculator a tranzițiilor în servo-buclă...32 Figura 3.29: Caracteristică de transfer a sistemelor de testare asistată de calculator a tranzițiilor în servobuclă...33 Figura 3.30: Transformată FFT și câștigul de prelucrare...35 Figura 3.31: FFT al unui semnal corect eșantionat...36 Figura 3.32: FFT al unui semnal incorect eșantionat...36 iii
Figura 3.33: Fereastră aplicată unui semnal sinusoidal...37 Figura 3.34: Schemă bloc pentru testarea cu semnale sinusoidale...37 Figura 3.35: Schemă bloc pentru testarea NPR...38 Figura 3.36: Identificarea NPR în reprezentarea în frecvență a semnalului...38 Figura 3.37: Schemă bloc pentru testarea variației aperturii...39 Figura 3.38: Semnal de intrare în CAN pentru calcularea zgomotului...39 Figura 3.39: Semnal de intrare în CAN pentru calcularea zgomotului și a incertitudinii aperturii...39 Figura 3.40: Schemă bloc pentru testarea întârzierii aperturii...40 Figura 3.41: Timpul de întârziere al aperturii...41 Figura 3.42: Diagramă bloc pentru testarea variației aperturii (folosind FFT)...41 Figura 3.43: Grafic în care sunt evidențiați timpii de apertură și de stabilizare...43 Figura 3.44: Semnal cu frecvență mică pentru determinarea BER...44 Figura 3.45: Determinarea BER la frecvențe mari...45 Figura 4.1: Reprezentare schematică a CAN-ului...47 Figura 4.2: Auto-generarea semnalului de ceas...47 Figura 4.3: Schema electrică a DUT-ului...48 Figura 4.4: Modul de test (DUT) cu convertor analog-numeric (față)...48 Figura 4.5: Modul de test (DUT) cu convertor analog-numeric (spate)...49 Figura 4.6: Schema electrică a plăcii de test...51 Figura 4.7:Placă de test a modulelor cu CAN (față)...52 Figura 4.8: Placă de test a modulelor cu CAN (Spate)...52 Figura 6.1: Evoluția pragului digital în funcție de tensiunea de alimentare...56 Figura 6.2: Întarzierea dintre frontul scăzător al `RD și Ieșirea datelor valide în funcție de capacitate...56 Figura 6.3: Nivelele trigger-ului Schmitt (CLK IN) în funcție de tensiunea de alimentare...57 Figura 6.4: Frecvența ceasului în funcție de condensatorul montat...57 Figura 6.5: Eroarea full-scale în funcție de timpul de conversie...57 Figura 6.6:Efectul erorii de deplasare neajustate Vref/2...57 Figura 6.7: Curentul de ieșire în funcție de temperatură...57 Figura 6.8: Curentul de alimentare în funcție de temperatură...57 Figura 6.9: Eroarea de liniaritate la valori Vref/2 mici...58 iv
Lista tabelelor Tabel 2.1: Spectrul de defecte - Comparație ICT, AOI și AXI... 3 Tabel 4.1: Caracteristici principale TI ADC0804...46 Tabel 4.2: Specificații NI crio-9076 controller și șasiu crio cu FPGA...49 Tabel 4.3: Specificații NI 9381 modul multifunctional...50 Tabel 4.4: Specificații NI 9401 modul digital I/O...50 Tabel 4.5: Pini și conectori ai plăcii de test...51 Tabel 6.1: Specificații tehnice ale CAN-ului (Texas Instruments, 2009)...56 v
Notații și abrevieri CAN CNA LSB MSB RSZ NEDB TTL RSZC RSZD FFT DNL INL THD RMS SFDR Convertor analog-numeric (ADC Analog to digital converter) Convertor numeric-analog (DAC Digital to analog converter) Least significant bit (Cel mai nesemnificativ bit) Most significant bit (Cel mai semnificativ bit) Raport semna/zgomot (SNR Signal to noise ratio) Număr efectiv de biți (ENOB Effective number of bits) Transistor-Transistor-Logic Raportul semnal/zgomot de cuantizare (SQNR Signal to quantization noise ratio) Raportul semnal/zgomot și distorsiuni (SINAD Signal to noise and distorsion ratio) Fast Fourier transform (transformata Fourier rapidă) Differential Non-Linearity (Neliniaritate diferențială) Integral Non-Linearity (Neliniaritate integrală) Total Harmonic Distorsion (Distorsiunea armonică totaă) Root mean square (Valoare medie pătratică) Spurious free dynamic range vi
1. Introducere 1.1. Motivația și scopul proiectului Industria producătoare de electronice se află într-o continuă revoluție în care în fiecare an apar noi tendințe, apar noi produse dar mai ales noi cerințe din partea utilizatorilor. Pentru a putea face față acestor schimbări dar și pentru a mulțumi clienții, producătorii trebuie să scoată pe piață noi dispozitive cât mai repede și de o calitate cât mai bună. Progresul în domeniul industriei electronice a angrenat și progresul sistemelor automate de testare. Datorită acestor sisteme, producătorii reușesc să facă față cerințelor tot mai complexe. Sistemele de testare automată pot fi privite dintr-o perspectivă tehnică, analizând componenta hardware sau cea software sau dintr-o perspectivă de management al producției, urmărind efectul pe care sistemele automate de testare le au asupra productivități și al calității produselor electronice. Convertoarele analog-numerice sunt la baza unui număr foarte mare de aplicații moderne, plecând de la dispozitive portabile simple până la aeronave sau instalații industriale complexe. Dată fiind această gamă largă de aplicații, diversele tipuri de CAN-uri au specificații și toleranțe diferite. Pentru a valida aceste dispozitive din punct de vedere al funcționalității sau, după caz, al performanțelor, este necesară testarea. Testarea CAN-urilor este un caz particular al testării electronicelor, datorită asemănărilor dintre sistemul de test și dispozitivul testat. Acest domeniu al testării are ca fundament teoria achiziției de date, electronică digitală dar și analogică și prelucrare numerică de semnal. Scopul acestei lucrări este studiul sistemelor automate de test și al convertoarelor analognumerice în vederea proiectării unui sistem automat de test pentru CAN-uri atât din punct de vedere hardware, cât și software și analizarea performanțelor acestuia. 1.2. Prezentarea generală a proiectului Acest proiect constă dintr-un studiu teoretic al testării automate a CAN-urilor, în care sunt prezentate structura sistemelor de test și testele uzuale folosite în industria electronică și obiectul studiului, convertoarele analog-numerice. Studiul CAN-urilor include diversele tipuri de CAN-uri, parametrii ce pot fi testați și metode de test. Studiul de caz constă în proiectarea unui sistem automat de testare pentru CAN-uri TI ADC0804 și evaluarea performanțelor acestuia. Realizările acestei lucrări sunt: Dispozitivul de test (DUT): modul de test ce conține un CAN (3 exemplare) Montaj de test: plăcuță electronică cu scop de interfațare dintre echipamentul de achiziție/generare semnal, condiționare a semnalului și afișare a valorilor binare Strategie de test bazată pe teoria CAN-urilor și a sistemelor automate de test Implementarea testelor individuale în NI LabVIEW Implementarea testelor secvențiale în NI TestStand 1
2. Testarea automată Testarea reprezintă procesul de verificare a calității și a performanțelor dispozitivelor electronice, în concordanță cu specificațiile, printr-o procedură automată. În domeniul testării automate, sistemele de test (testerele) sunt denumite ATE Automated Test System iar componentele testate DUT Device Under Test. Testarea automată este de o importanță deosebită în domeniul producției de echipamente electronice deoarece nu asigură doar respectarea normelor de calitate ci și reducerea costurilor prin detectarea defectelor într-un stagiu incipient al producției. Un sistem de testare automată bine proiectat se poate folosi de prelucrarea avansată a datelor (prelucrare paralelă, prelucrare pe FPGA), poate genera rapoarte ce se integrează cu platformele electronice de business ale companiilor sau poate optimiza testele astfel încât timpul de testare să fie minim. Testele sunt împărțite în două mari categorii. Testele funcționale, care validează comportamentul dispozitivului și testele parametrice care verifică parametrii componentelor și calitatea circuitului. Testele funcționale sunt realizate electronic în timp ce testele structurale sunt realizate electronic sau vizual. Figura de mai jos ilustrează variația aproximată a tipurilor de erori apărute în circuitele integrate și a metodelor de detectare în funcție de complexitatea circuitelor (SSI Small Scale Integration, MSI Medium Scale Integration, LSI Large Scale Integration) (Davis, 2013). 100% 90% 80% 70% 60% 50% 40% 30% 20% 10% 0% SSI MSI LSI Teste parametrice CA Teste parametrice CC Teste funcționale Figura 2.1: Variația aproximată a metodei de detecție a erorilor circuitelor integrate în funcție de complexitate Filozofia testelor parametrice (sau de circuit) afirmă faptul că dacă toate componentele sunt bune, au valorile corecte și circuitul e corect asamblat, atunci există o probabilitate foarte mare ca dispozitivul să funcționeze corect. Filozofia testării funcționale afirmă faptul că dacă dispozitivul se comportă corect în limitele testelor dezvoltate, atunci există o probabilitate foarte mare ca dispozitivul să funcționeze corect. (Davis, 2013) 2
Defecte AOI AXI ICT Defecte de lipire Circuite deschise da da da Circuite unite da da da Scurt-circuite da da da Calitatea lipiturilor Vârf al lipiturii da da Călcâi al lipiturii da Goluri în lipituri da Exces de material da da Lipituri aleatorii da Calitatea lipiturilor da Componente Bornă dezlipită da da Componentă prost lipsă da da Componentă prost aliniată da da Componentă amplasată greșit da da Componentă greșită da Componentă nefuncțională da Circuit Scurt-circuit da da Circuit deschis da da VCC/GND da da Tabel 2.1: Spectrul de defecte - Comparație ICT, AOI și AXI Dezvoltarea unui sistem de test trece prin 5 etape, de la definirea specificațiilor la implementare, la testarea finală (National Instruments, 2013). Figura 2.2: Stagiile dezvoltării sistemelor de test Cele mai des întâlnite tipuri de teste sunt următoarele (Davis, 2013): 3
A. Inspecția vizuală Înainte de testarea efectivă a modulelor electronice (din punct de vedere al funcționalității sau al caracteristicilor componentelor), pot fi realizate inspecții vizuale (AOI Automated Optical Inspection). Aceste inspecții sunt realizate cu ajutorul camerelor inteligente și pot identifica tipul și caracteristicile componentelor, pot detecta defecte de fabricație a modulelor precum lipituri lipsă sau prost realizate, amplasarea defectuoasă sau lipsa componentelor sau chiar defecte de cablaj. Pentru circuitele multistrat sau pentru analiza in detaliu a lipiturilor, inspecția vizuală automată poate fi realizată și cu raze x (AXI Automated X-Ray Inspection). Avantajul principal al testelor vizuale este faptul că realizarea unui sistem de test durează mult mai puțin decât implementarea fizică a unui sistem electronic ce necesită conectori electrici. B. Testarea plăcilor fără componente Pentru a descoperi defecte ale plăcilor electronice din timp, se realizează o verificare a acestora înaintea amplasării componentelor. Astfel, daca placa pe care se află circuitul este defectă, se va evita construirea unui modul electronic defectuos. Testarea plăcilor poate fi simplă (pentru circuite cu un singur strat) sau poate deveni complexă atunci când plăcile au circuite multi-strat. C. Testarea scurt-circuitelor Un aspect foarte important în testarea plăcilor dispozitivelor electronice este testarea continuității circuitelor imprimate. Aceste teste au scopul de a detecta scurt-circuite aflate în circuite. D. Testarea defectelor de producție Testarea defectelor de producție are rolul de a tria componentele ce vor fi intra în alcătuirea modulelor electronice. E. Testarea in-circuit Testare in-circuit (ICT In-Circuit Testing) reprezintă un procedeu de testare de tip white-box în care o placă de circuit, ce are componentele montate, este verificată pentru a confirma faptul că aceasta a fost produsă corect. Testele au rolul de a verifica prezența scurt-circuitelor, circuitelor deschise, de a măsura rezistențe, capacități și alte valori fundamentale. Spre deosebire de teste mai simple (precum testarea continuității unui circuit), ICT se realizează cu toate piesele montate și are rolul de a descoperi defecte structurale ale întregului modul electronic. Gama de defecte acoperite poate fi comparată cu cea acoperită de testarea optică. Pentru a realiza testarea in-circuit a unui modul electronic este necesară folosirea unui set de conectori care se atașează pe placa testată pentru a realiza contact electric. Acești conectori sunt legați la instrumentele sistemului automat de test. Sistemul automat de test va verifica diverse caracteristici ale componentelor modulului electronic, izolând electric secțiunea de circuit prin folosirea tehnicii de guarding. În cazul componentelor digitale, se folosește o tehnică numită backdriving pentru a impune circuitului digital o valoare logică dorită. F. Testarea funcțională Testarea funcțională (FCT Functional Circuit Testing) este o procedură de verificare a funcționalității dispozitivelor electronice, realizată asupra produselor finite, ca ultimă verificare a calității. Testarea FCT necesită simularea modului de utilizare a dispozitivului și al mediului său de lucru, inclusiv prezența perifericelor sau a altor dispozitive cu care modulul testat ar putea interacționa. G. Teste combinaționale Majoritatea sistemelor de test combinaționale sunt sisteme ICT cu funcționalități suplimentare. În funcție de configurație acestea pot fi folosite atât pentru testarea circuitelor analogice, cât și a celor 4
digitale sau pot avea module suplimentare specializate, precum cele de boundary scan sau module de test al memoriilor. Boundary scan este o metodă de test al conexiunilor interne ale circuitelor integrate sau a circuitelor plăcilor electronice. Dispozitivele ce pot fi validate cu această metodă au în componență cel puțin o celulă de test programabilă, care este conectată la fiecare pin al dispozitivelor și care poate suprascrie semnale. Astfel, valoarea suprascrisă se va propaga în întregul circuit. Dacă valoarea nu se va propaga, atunci se poate identifica o eroare. Astfel, în locul conectării unui număr mare de semnale de test, trebuie doar programată celula de test și circuitul de test va fi mai redus în complexitate. Testele combinaționale pot acoperi o gamă largă de defecte și pot suporta și adăugarea modulelor de test funcțional. 2.2. Controlul calității Calitatea în domeniul industriei producătoare de electronice este văzută ca fiind respectarea cerințelor de performanță. Din alt punct de vedere, calitatea poate fi considerată ca fiind gradul de îndeplinire a așteptărilor clientului. Una dintre cele mai cuprinzătoare definiții descrie calitatea ca fiind suma caracteristicilor de marketing, inginerești, de producție și de mentenanță ale produsului și ale serviciilor prin care acestea îndeplinesc cerințele utilizatorului (Feigenbaum, 1983). Un aspect important al percepției calității, după cum putem deduce din definiția aceasta, este crearea unor așteptări potrivite. Dacă un consumator are așteptări nerealiste de la un produs, acesta îl va considera ca fiind de slabă calitate indiferent de faptul că produsul îndeplinește toate performanțele tehnice impuse de producător. Adesea definiția calității nu include și servicii post-vânzare. Acest lucru este un rezultat al faptului că produsele sunt percepute ca fiind de calitate sau nu încă din momentul livrării acestora. Adesea însă, consumatorii să beneficieze de documentație, suport tehnic și chiar training. Astfel, în percepția utilizatorului calitatea nu se limitează doar la produs. Stabilirea greșită sau neîndeplinirea așteptărilor consumatorilor poate face ca un produs să fie perceput ca fiind calitativ prost deși el nu are nici un defect. Conform unuia dintre pionierii managementului calității, cele patru principii ale calității sunt: 1. Definiția: definiția calității este respectarea cerințelor sau atingerea așteptărilor utilizatorului 2. Sistemul: sistemul de control al calității trebuie să fie bazat pe prevenirea defectelor (aplicând conceptul DIRFT Do It Right the First Time) 3. Standardul: standardul ideal este acela de exista zero defecte. Este necesară îmbunătățirea continuă 4. Măsura: măsura progresului în procesul de îmbunătățirea continuă este costul nerespectării cerințelor consumatorilor (Crosby, 1979) Principalul impediment în calea asigurării calității este variația. Controlul asupra calității este deținut de abia în momentul în care sunt eliminate variațiile din procesul de producție. Defectele sunt definite ca neîndeplinirea cerințelor tehnice iar majoritatea acestor defecte reprezintă și un impediment în calea funcționalității produselor. Apariția defectelor des întâlnite (de exemplu ieșirea din gama de toleranță a unui rezistor) poate fi reprezentată printr-un grafic ce respectă clopotul lui Gauss. Se poate observa, mai jos, un grafic (simulat) al defectelor. Reprezentate cu verde sunt dispozitive ale căror parametrii respectă cerințele și cu roșu dispozitive care nu le respectă. Acestea din urmă sunt considerate defecte. 5
Figura 2.3: Distribuție gausiană cu defecte Se urmărește limitarea variației și a diferențelor dintre produse. Mai jos este reprezentată histograma unui lot de produse în care nu există rebuturi și diferențele dintre produse sunt mai mici. Figura 2.4: Distribuție gausiană fără defecte Distribuția din acest grafic este mult mai favorabilă și toate unitățile respectă cerințele. Ideal, se urmărește ca toate produsele să îndeplinească 100% din cerințe La 100% din performanțe. 2.3. Sisteme automate pentru teste electronice Un sistem automat de test (ATE Automatic Test Equipment) pentru industria electronică este un ansamblu de controller, instrumente de măsură, matrice de switching, conectori și monturi de test. Scopul acestui sistem este acela de a testa dispozitive electronice (DUT Device Under Test) în vederea respectării specificațiilor tehnice ale produsului. Pentru testarea semnalelor electronice, în funcție de tipul de semnale folosite în procedeul de testare, există trei tipuri de echipamente: 6
A. Echipamentele digitale Se folosesc pentru dispozitive de procesare digitală de semnal (DSP Digital Signal Processing), sisteme integrate specifice anumitor aplicații precum module ASIC (application-specific integrated circuits), CBIC (Cell Based Integrated Circuit), ASSP (Application-Specific Standard Product), unități cu microprocesoare și altele. B. Echipamente pentru semnale mixte (incluzând componente de curent continuu) Se folosesc pentru testarea sistemelor de telecomunicații, a convertoarelor analog-numerice și numeric-analogice, interfețe, sisteme de prelucrare de semnal, de monitorizare a energiei electrice și altele. C. Echipamente pentru semnale analogice Sunt folosite pentru testarea semnalelor analogice cu precizie foarte mare. Deși tehnic posibilă, testarea analogică este mai rar folosită datorită faptului că folosind aceste echipamente este limitată performanța testelor funcționale (Davis, 2013). 2.4. Arhitectura a sistemelor de test Sistemele moderne de test prezintă o arhitectură definită de software care are la bază un sistem de generare de semnale și achiziții de date modular, flexibil și ușor de scalat și de modificat ulterior. Din acest motiv, software-ul este cel mai important lucru ce trebuie luat în considerare în proiectarea unui sistem de test (National Instruments, 2012). Plecând de la baza arhitecturii unui sistem de testare automată, primul element, și tot odată, elementul comun tuturor sistemelor de test este componenta hardware și driverele aferente. Legătura dintre programul de test și drivere este realizată de stratul de abstractizare a hardware-ului (HAL Hardware Abstraction Layer). Acesta are un rol foarte important deoarece reprezintă o interfață comună între diverse drivere și software. Astfel, se poate face abstracție de ce hardware este folosit, și va fi posibilă modificarea sau înlocuirea hardware-ului fără a modifica procedurile de test. Pentru a profita la maxim de HAL, toate procedurile de test ce apelează hardware trebuie să folosească stratul de abstractizare. Utilizarea acestui sistem permite ca dezvoltatorii de sisteme de test să își concentreze 80% din timp în programarea efectivă testelor (National Instruments, 2012) și nu în modul de implementare și integrare. Creând module ce apelează stratul de abstractizare, se va mări gradul de modularitate și ușurința de modificare sau îmbunătățirea a sistemului. Astfel, sistemul este mai ușor de menținut și poate fi lungită și perioada sa de exploatare. Stratul de management al testelor este situat deasupra modulelor de test și este proiectat să funcționeze drept un framework refolosibil și modular pentru teste. Principalul său rol este acea de a gestiona funcționalități generale ce se aplică pentru fiecare program de test. Acestea includ evaluarea rezultatelor, raportări, salvări în baze de date, management al utilizatorilor, management al configurațiilor, gestiune a switch-urilor și a releelor sau păstrarea evidenței dispozitivelor testate. Prin utilizarea acestui strat software, se reduce o foarte mare parte din timpul de dezvoltare. De asemenea, faptul că toate aceste funcționalități sunt centralizate, modificarea sau îmbunătățirea lor este mai facilă. Switching-ul (operarea switch-urilor) reprezintă o componentă foarte importantă a automatizării testelor. Folosind un switch sau un multiplexor, poate fi redus numărul de instrumente dintr-un sistem de test și astfel pot fi reduse cheltuielile. Dacă programul de test include secvențele de control al switch-urilor, acestea vor fi mai greu de refolosit sau de modificat. Folosind un manager al switch-urilor, această componentă a programelor se mută înafara procedurilor de test, într-un manager ce poate fi accesat de orice altă procedură și, la rândul său, accesează stratul de abstractizare al hardware-ului. 7
Ultimul nivel al arhitecturii este reprezentat de interfața cu utilizatorul. Cel mai adesea, se folosește o interfață ce simulează instrumente tradiționale de test și are un aspect cât mai familiar pentru operatori, deoarece astfel scade efortul de învățare depus de aceștia. Construind o interfață grafică generală, aceasta poate fi refolosită și pentru alte teste.. Figura 2.5: Arhitectura unui sistem de test 2.4.1. Componente hardware a sistemelor de test Din punct de vedere hardware, sistemele automate de test constau din module conectate printro magistrală la un controller. Fiecare modul este conectat (direct sau indirect) la anumite puncte de test aflate pe DUT-uri. Contactul electric dintre DUT și sistemul de test are loc printr-o montură de test. Pentru a micșora numărul de instrumente, acestea pot fi multiplexate folosind switch-uri. 8
Figura 2.6: Sistem PXI Figura 2.7: Reprezentare schematică a unui sistem de test A. Magistrală de instrumentație Prima magistrală de uz comercial specializată în comunicația cu instrumentele de măsură a fost GPIB (General Purpose Interface Bus), interfață care este și astăzi folosită pentru a comunica între PC și instrumente individuale precum multimetre digitale sau osciloscoape. Ulterior, a fost introdusă o nouă magistrală, VXI (VME extesion for Instrumentation) ce reprezentat începutul erei instrumentelor modulare. La începutul anilor 90, au fost dezvoltate instrumente ce puteau fi folosite drept periferice pentru calculatoare personale, folosindu-se de magistrala PCI. Următoarea generație, CompactPCI, are la bază tehnologii pentru PC-uri, cu o arhitecura modulară și reprezintă predecesorul magistralelor PXI și PXI express. Aceste magistrale sunt încorporate în șasiuri în care pot fi conectate controllere și module de instrumentație. 9
Figura 2.8: Magistrala PXI PXI este un standard deschis, aflat sub egida PXI Systems Alliance. Acesta este un consorțiu industrial care promovează și menține standardul PXI. B. Instrumente modulare Sistemele moderne de test sunt alcătuite din instrumente modulare. În funcție de rolul lor și de performanțe, acestea se împart în mai multe categorii (National Instruments, 2013): Interfețe rețele CAN Numărătoare și timere digitale Porturi I/O digitale Multimetre digitale Osciloscoape digitale Analizoare de semnal dinamic (DSA Dynamic Signal Analyzers) Interfețe rețele FlexRay Frame-grabber-e pentru imagini provenite de la sisteme video Interfețe GPIB Porturi I/O digitale de mare viteză Interfețe pentru rețele industriale de comunicare Interfețe pentru rețele LIN Control motoare Plăci de achiziție multifuncționale Plăci FPGA programabile Surse de tensiune măsurate Plăci de generare și recepție semnal telecomunicații (frecvențe înalte) Interfețe seriale Module de condiționare de semnal Generatoare de semnal Switch-uri, relee și multiplexoare Module de sincronizare și temporizare 10
Figura 2.9: Instrument modular NI PXI-4130 (National Instruments, 2013) C. Interconectare Interconectarea implică trei componente hardware: switch-uri (sau, dacă nu este cazul, direct instrumente modulare), cabluri de interconectare și monturi de test. Figura 2.10: Interconectarea ATE-DUT Switch-urile (cunoscute și ca matrice, relee sau multiplexoare) au rolul de a multiplexa ieșirile instrumentelor modulare pentru a micșora numărul de instrumente necesare unui sistem de test. În funcție de configurație și de caracteristicile tehnice, switch-urile pot conecta un anumit număr de instrumente și dispozitive de testat. O matrice clasică poate avea n instrumente si m DUT-uri. Pentru a conecta un instrument la un DUT, se vor închide o serie de contacte electrice pentru a închide circuitul. Figura 2.11: Matrice conectare instrumente 11
Montura, cel mai adesea în configurație de pat de cuie este un dispozitiv ce realizează contact fizic cu DUT-ul și închide un circuit electric între acesta și ATE. DUT-urile sunt plasate pe contactele monturii și se aplică o forță pentru a asigura un contact bun. Această forță poate fi mecanică, prin apăsarea DUTului prin intermediul unui capac sau prin vid, DUT-ul fiind tras către montură datorită unei diferențe de presiune. 2.4.2. Arhitectura software a sistemelor de test Figura 2.12: Montură de test Pentru a dezvolta un sistem ATE flexibil, abordarea modernă este orientată spre software și abstractizare a elementelor hardware. Făcând această abstractizare, echipamentele pot fi interschimbate cu ușurință și pot fi integrate noi module alături de cele vechi, utilizând aceleași magistrale de comunicație, construind astfel un sistem hibrid. Principalul avantaj al sistemelor hibride este utilizarea la maxim al componentelor vechi și modificarea sistemului în funcție de noi cerințe. Aplicație software Aplicație software Drivere Drivere Hardware Hardware Abordarea tradițională Abordarea orientată spre software Figura 2.13: Abordarea orientată spre software a proiectării ATE 12
Abordarea clasică funcționează invers, software-ul fiind proiectat specific pentru hardware și pentru cerințele prezente la momentul proiectării oferind mai puține posibilități de actualizare a sistemului (National Instruments, 2012). Figura 2.14: Componenta software a sistemelor de test Software-ul acestor sisteme este proiectat pentru a putea fi modificat ușor. Astfel, acest software trebui modularizat în așa fel încât componenta de gestiune a echipamentelor și cea de gestiune a testelor să fie separate încât modificare unei componente hardware să aibă un impact minim asupra programului de test și să necesite modificarea doar a modulelor care realizează operații specifice cu hardware-ul. Sistemul de management de test va apela modulele și va interpreta rezultatele rulării acestora. 13
3. Dispozitive cu CAN-uri Convertoarele analog-numerice (CAN-uri) sunt componente electronice de sine stătătoare (circuite integrate) care au rolul de a transforma un semnal analogic (cel mai adesea de tensiune) în echivalentul său numeric, conform unui anumit cod. Această conversie implică cuantizarea intrării, ceea ce implică apariția unor erori. Un CAN realizează operația de cuantizare și operația de codare. Cuantizarea reprezintă împărțirea intervalului maxim de variație a amplitudinii semnalului de intrare (gama de intrare) în intervale egale elementare, denumite cuante. Un semnal analogic va avea drept echivalent nu anumit număr de cuante. Ce-a de-a doua operațiune, cea de codare, implică reprezentarea binară a numărului de cuante. Cel mai codarea, din punct de vedere logic, este realizată în cod binar-natural, cod binar zecimal sau în coduri progresive (cod Gray) (Sgârciu, 2011). Figura 3.1: Reprezentare schematică a unui CAN Un CAN este definit de rata de eșantionare pe care o poate atinge (gama de frecvențe pe care o poate măsura) și de raportul semnal/zgomot (RSZ cât de precis poate fi măsurat un semnal relativ la nivelul zgomotului). Gama dinamică de intrare a unui CAN reprezintă gama de amplitudine a intrări, de la ce mai mic nivel la cel mai mare și este adesea considerată ca fiind definită de numărul efectiv de biți. Aceasta este afectată și de rezoluția, liniaritatea și precizia CAN-ului. În practică, gama de intrare este dată de diferența dintre semnalul de referință (V REF ) și masa analogică (Kester, 2008). Semnalele eșantionate de CAN-uri pot fi prelucrate anterior (liniarizate, amplificate, normalizate, demodulate, etc.) și pot fie semnale rapide sau încete (considerate continue) și reprezintă o valoare electrică a unei măsurători a unui fenomen fizic. Pentru ca semnalul discretizat să fie precis, CAN-urile conțin un subsistem numit circuit de eșantionare și reținere pentru a menține valoarea analogică pe parcursul conversiei. Informațiile digitale sunt reprezentate prin biți (ce au două stări: adevărat sau fals) care sunt grupați în cuvinte. Valoarea unui bit este dată de nivele fixe de tensiune. Una dintre cele mai des folosite logici de reprezentare binară este TTL (Transistor-Transistor-Logic). În acest sistem, valoarea logică fals este considerată ca un nivel de tensiune între 0V și 0.8 V, iar valoarea adevărat între 2V și V CC, unde V CC = 5V ± 10%. 14
Tensiune (V) 5,0 V 4,5 V 4,0 V 3,5 V 3,0 V 2,5 V 2,0 V 1,5 V 1,0 V 0,5 V 0,0 V Logica TTL Adevărat Nedefinit Fals Adevărat Nedefinit Fals Figura 3.2: Valorile logice TTL Fiecare bit al ieșirii CAN-ului are un nivel logic iar combinația celor N Biți va fi rezultatul conversiei analog-numerice, exprimat în baza 2. Un număr întreg, în baza 10 va fi reprezentat în baza 2 astfel: Nr 10 = a N 1 2 N 1 + a N 2 2 N 2 + + a 1 2 1 + a 0 2 0 unde a N 1 este cel mai semnificativ bit iar a 1 este cel mai nesemnificativ bit (Floyd, 2006). (3.1) 3.1. Proprietăți ale CAN-urilor A. Rezoluția Rezoluția unui CAN reprezintă numărul de valori discrete care pot fi generate pentru întreaga gamă de valori analogice de intrare. Aceste valori discrete sunt reprezentate binar așa că, cel mai adesea, rezoluția este exprimată in biți. În consecință, numărul de valori discrete, sau nivele discrete, este exprimat ca și puteri ale lui 2. Spre exemplu, un CAN cu rezoluția de 8 biți poate reprezenta binar 256 de valori, între 0 și 255 (2 8 1), în reprezentarea fără semn sau între -128 și 127 (în reprezentarea cu semn). Reprezentarea cu semn sau fără semn depinde de aplicație. Rezoluția poate fi reprezentară și electric, în volți. Diferența minimă de tensiune care asigură trecerea de la un nivel la altul (cuante) este denumită cel mai nesemnificativ bit (LSB Least Significant Bit). Rezoluția în tensiune a unui CAN (Q) este egală cu această valoare care aduce cea mai mică modificare (modificarea unui singur bit) în reprezentarea binară. Aceasta poate fi calculată împărțind gama maximă de amplitudini ce pot fi măsurate la numărul de cuante sau de valori discrete posibile: Q = E GC 2 R 1 unde R este rezoluția în biți a CAN-ului iar E GC este gama completă de amplitudini permisă de CAN. E GC este dat de relația: (3.2) E GC = V RefMax V RefMin (3.3) unde V RefMax și V RefMin sunt valoarea maximă, respectiv valoarea minimă a amplitudinii (tensiunii) care poate fi reprezentată in cod binar de către CAN. 15
Figura 3.3: Reprezentare cuante pe 3 biți Numărul de cuante (nivele discrete de amplitudine) sunt date de ecuația: unde R este rezoluția în biți a CAN-ului. (Ionescu & Sgârciu, 1986) N = 2 R 1 (3.4) B. Rata de eșantionare Rata (sau frecvența de eșantionare) definește numărul de mostre obținute dintr-un semnal continuu în unitatea de timp de către echipamentul de achiziție de date și convertite în semnal digital. Cel mai adesea, unitatea de timp este o secundă, iar frecvența de eșantionare este exprimată în hertzi, inversul secundelor (sec 1 ). O frecvență de eșantionare de 1Hz este echivalentul unui timp de eșantionare de 1 sec (Sgârciu, 2011). Figura 3.4: Semnal analogic eșantionat Conform teoriei Shannon-Nyquist, frecvența de eșantionare trebuie să fie de cel puțin două ori mai mare decât frecvența semnalului eșantionat pentru ca semnalul să poată fi reconstituit. În mod echivalent, putem afirma că frecvența Nyquist, jumătate din frecvența de eșantionare, trebuie să fie mai mare decât ce mai mare frecvență a semnalului eșantionat (Kester, 2008). În unele cazuri, este de dorit să supraeșantionăm semnalul, realizând achiziția la o frecvență mai mare decât frecvența Shannon-Nyquist, din motive ce țin de ușurarea prelucrării semnalului. 16
Subeșantionarea semnalelor duce la apariția fenomenului de aliere. Dacă semnalul original are o frecvență mai mare decât frecvența Nyquist dar nu are componente de frecvență joasă, este posibilă recuperarea semnalului original (Kester, 2003). Deoarece CAN-ul nu realizează o conversie instantanee, circuitul de reținere și eșantionare va păstra valoarea semnalului analogic neschimbată pe întreaga durată a conversiei. Perioada de conversie este întotdeauna mai mică decât perioada de eșantionare. C. Precizia Precizia de măsurare, sau lățimea de cod reprezintă variația minimă detectabilă a semnalului măsurat și corespunde variației bitului cel mai puțin semnificativ. Lățimea codului poate fi calculată astfel: l = L 2 N (3.5) unde l este lățimea codului, L este lungimea (mărimea intervalului de intrare) iar N este rezoluția. Precizia CAN-urilor poate varia, în funcție de caracteristicile fiecărui model, influențat de câteva surse de erori. Presupunând că CAN-ul ar trebui să fie liniar, apar erori de cuantizare care sunt intrinseci oricărei conversii analog-digitale. O altă eroare des întâlnită se numește eroare de apertură. Aceasta este datorată unei variații (jitter) a semnalului de ceas și poate fi observată atunci când analizăm un semnal ce variază în timp. Unitatea de măsură pentru aceste erori este cel mai nesemnificativ bit (LSB). În cazul unui CAN pe 8 biți, o eroare de un LSB este echivalentul a 1/256 din întreaga gamă a semnalului. Procentual, această eroare este 0.39%. i) Erori de cuantizare Cuantizarea (sau cuantificare), proces prin care un semnal provenind dintr-o mulțime continuă este convertit într-o mulțime discretă, implică anumite erori. Deoarece prin cuantizare se realizează aproximații, precizia datelor astfel discretizate va fi mai mică. Aceste erori se numesc erori de cuantizare. 17
Figura 3.5: Cuantizare uniformă Zgomotul de cuantizare este un model al erorii de cuantizare folosit în prelucrarea semnalelor. Acesta este o rotunjire a erorii dintre intrarea analogică și ieșirea numerică. Acest zgomot este neliniar și este dependent de semnal. Figura 3.6: Eroare cuantizare uniformă Zgomotul de cuantizare al unui CAN ideal este distribuit uniform între 1 q și + 1 q. Astfel (unde 2 2 q = LSB), putem calcula raportul RSZC (raportul semnal/zgomot de cuantizare): unde Q este numărul de biți de cuantizare. RSZC = 20 log 10 (2 Q ) 6.02 Q db (3.6) Semnalele care se apropie cel mai mult de această valoare sunt semnalele triunghiulare și cele în formă de dinți de ferăstrău. ii) Variații ale semnalului de ceas Variațiile semnalului de ceas poartă numele de oscilații sau de jitter. În discretizarea unui semnal variabil în timp aceste oscilații pot reprezenta o sursă de eroare prin varierea perioadei de eșantionare. Fie semnalul x(t) = A sin(2πf 0 t) și Δt valoarea jitter-ului, atunci eroarea este: 18
E ap x (t)δt 2Af 0 Δt Eroarea impusă de jitter va modifica NEDB și acesta va avea o valoare sub cea prezisă de calculul erorii de cuantizare. (3.7) Figura 3.7: Jitter al unui semnal digital iii) Neliniaritatea Datorită construcției sau datorită imperfecțiunilor fizice, toate CAN-urile suferă, într-o măsură mai mare sau mai mică, de erori de neliniaritate. Din cauza acestor erori, semnalul de ieșire nu va mai urmări perfect dependența liniară față de semnalul de intrare. Aceste erori pot fi minimizate prin calibrarea echipamentelor de achiziție de date, astfel eliminând eroarea prin software, sau prin testarea și eliminarea CAN-urilor defectuoase în producție. D. Tipul de răspuns Majoritatea CAN-urilor sunt considerate liniare. Liniaritatea implică o dependență liniară între valoarea intrării (amplitudinea semnalului analogic) și valoarea semnalului digital de ieșire. E. Numărul efectiv de biți În practică, rezoluția unui CAN este limitată de RSZ obținut pentru semnalul convertit. Dacă este prezent un zgomot puternic, acesta poate masca fluctuațiile mici ale semnalului de convertit. Astfel, un semnal poate fi convertit până la o anumită precizie și reprezentat reprezentarea sa poate fi precisă pe un număr limitat de biți. Acesta se numește numărul efectiv de biți (NEDB). unde: Adesea, numărul efectiv de biți este calculat ca fiind: NEDB = RSZD 1.76 6,02 (3.8) RSZD este raportul semnal/zgomot și distorsiuni, indicator de calitate al semnalului 6,02 reprezintă divizorul necesar convertirii din decibeli în biți 1,76 provine din eroarea de cuantizare a CAN-ului ideal 3.2. Tipuri de CAN-uri În funcție de construcție și de modul în care se realizează discretizarea, CAN-urile se pot clasifica astfel (Sgârciu, 2011): după tipul reţelei rezistive: o cu rezistenţe de acelaşi tip (R-2R); 19
o cu rezistenţe ponderate; după referinţa utilizată şi comutată: o cu comutare de tensiune; o cu comutare de curent; după tipul codificării informaţiei numerice: o CNA pentru coduri unipolare; o CNA pentru coduri bipolare. A. CAN paralel: Acest tip de CAN este alcătuit dintr-o serie de comparatoare care eșantionează semnalul de intrare în paralel. Structura sa este în trepte, fiecare treaptă având ca intrare semnalul ce trebuie discretizat și un semnal de referință. Printr-o serie de divizoare de tensiune, semnalul de referință este micșorat de la primul comparator la ultimul. Rezultatul logic al comparațiilor este introdus într-un circuit logic care va genera un cod binar. Acest tip de CAN este foarte rapid, capabil să atingă frecvențe de eșantionare de ordinul gigahertzilor. Din cauza faptului că în construcția sa internă sunt încorporate foarte multe comparatoare (2 N 1 ), complexitatea și costul de producție este mare și cel mai adesea CAN-urile paralele au 8 sau mai puțini biți. CAN-urile paralele au mărimi fizice mari, capacitanță mare de intrare, disipă multă energie și sunt predispuse erorilor de ieșire. Figura 3.8:CAN paralel B. CAN-uri de tip paralel-serie CAN-urile de tip paralel-serie funcționează într-un mod asemănător CAN-urilor paralele, însă sparg semnalul de intrare în două sau mai multe semnale care vor fi determinate secvențial. Pentru un CAN paralel-serie care împarte semnalul în două componente, prima secvență a conversiei paralel-serie va converti primii N/2 biți în paralel iar rezultatul va fi trimis către un CNA care va genera un semnal ce va fi trimis către a doua ramură a circuitului. Aici, va fi realizată o diferență între semnalul original si cel de la CNA. Rezultatul va fi discretizat în paralel și se vor obține următorii N/2 biți. Combinând modul de lucru al CAN-urilor paralele cu cel al celor cu aproximații succesive, CAN-urile de tip paralel-serie realizează conversiile rapid și cu o precizie bună, însă nu au dimensiunile fizice ale CANurilor paralele și un timp de conversie de cel puțin două ori mai mic. 20
Figura 3.9: CAN paralel-serie C. CAN cu aproximații succesive: Un CAN cu aproximații succesive utilizează un comparator pentru a restrânge succesiv intervalul în care se află semnalul de intrare. Cu fiecare pas, CAN-ul compară valoarea semnalului de intrare cu un semnal generat de un convertor numeric-analogic intern (CNA) care reprezintă jumătatea intervalului curent. Fiecare aproximație este salvată in registrul intern de aproximații succesive (RAS). Conversia se realizează în n tacți. În alcătuirea RAS regăsim un registru de deplasare dreapta (RD), o schemă logică de control (SLC) care comandă registrul tampon (RT) Figura 3.10: CAN cu aproximații succesive D. CAN tip rampă: CAN-urile tip rampă (cu compensare în trepte egale) generează un semnal de tip dinte de ferăstrău, la un anumit semnal de ceas, până în momentul în care amplitudinea acestuia este egală cu amplitudinea semnalului de intrare. Când cele două amplitudini sunt egale, semnalul generat de CNA-ul intern al CANului revine la zero, un comparator este activat și este înregistrată numărul de impulsuri de ceas (măsurate de numărătorul binar NB) în registrul temporar (RT). Comenzile sunt date de blocul de control (BC). Timpul de conversie depinde de rezoluția conversiei și de frecvența semnalului de tact și este, în general, mai lung decât al convertorului cu aproximații succesive. Aceste CAN-uri se folosesc pentru semnale lente. 21
Figura 3.11: CAN tip rampă E. CAN-uri cu urmărire Pentru achiziția semnalelor cu un comportament previzibil, se pot folosi CAN-urile cu urmărire (cu numărător reversibil), care au în alcătuire un comparator de tip fereastră. Acest comparator de tip fereastră este alcătuit din două comparatoare diferențiale la care referința e aplică diferențial. ΔU Comparatorul tip fereastră este centrat pe valoarea u c, semnalul s c1 trecând din 1 în 0 când u c 2 > u x, în timp ce semnalul s c2 va trece din 0 în 1 pentru u c + ΔU/2 > u x. Dacă inițial numărătorul reversibil NR este inițializat în zero, tensiunea din ieșirea CNA-ului va fi u c = 0, astfel că poarta P 1 va fi activă iar poarta P 2 blocată și tacturile vor fi numărate direct de NR. Dacă u x își modifică valoarea, atunci NR va număra direct sau invers până la readucerea tensiunii din ieșirea CNA-ului în fereastră. Figura 3.12: CAN cu urmărire F. CAN-uri delta-sigma CAN-urile de tip delta-sigma supraeșantionează semnalul de intrare și filtrează banda dorită. Un număr de biți (mai mic decât cel dorit adesea 1 bit) este convertit folosind un CAN paralel după filtrare. Semnalul rezultat, împreună cu eroarea aferentă conversiei paralele, este scăzută din intrarea în filtru. Această reacție negativă are rolul de a reduce zgomotul și erorile. După conversie, semnalul trece printrun filtru digital de decimare care reduce rata de eșantionare, filtrează zgomotul și mărește rezoluția ieșirii. 22
Figura 3.13: CAN delta-sigma 3.3. Testarea CAN-urilor Necesitatea testării modulelor electronice cu CAN-uri a apărut, printre primele dăți, în anii 40-50, în laboratoarele Bell Systems. Semnalele folosite de Bell Systems necesitau cel mai adesea o frecvență de eșantionare de 100kHz și o rezoluție între 5 și 9 biți. Testarea se făcea, cel mai adesea, înseriind (tehnică numită și Back-to-back ) convertoarele analog-numerice cu cele numeric-analogice. CAN-ul primea un semnal analogic, acesta îl discretiza și îl trimitea CNA-ului. Semnalul analogic generat de CNA urma să fie analizat folosind echipamente analogice. Testarea back-to-back are un rol foarte important în testarea și în evaluarea performanțelor CAN-urilor (în special pentru cele cu rezoluție sub 12 biți). Primele convertoare comerciale performante au apărut pe piață la mijlocul anilor 50 și odată cu evoluția tehnologică și cu apariția CAN-urilor pe bază de semiconductori în anii 60, acestea au început să fie integrate în din ce în ce mai multe aplicații. Din cauza faptului că tehnologia digitală era încă limitată, testarea CAN-urilor pentru aplicații în care se foloseau semnale alternative era dificilă. Nu exista nici o metodă de testare directă a performanțelor în domeniul frecvențelor și a ratei de eșantionare și acestea erau testate, în continuare, folosind metoda back-to-back ce presupunea reconstrucția semnalului cu ajutorul CNA-urilor. Această metodă presupunea folosirea unor CNA-uri cu performanțe atât statice cât și dinamice mult mai bune decât a CAN-urilor. Această problemă a putut fi abordată de abia în anii 70, când computerele digitale și noile magistrale de date au permis testarea CAN-urilor folosind procedee de test bazate pe transformata Fourier rapidă (FFT). În anii 80, odată cu începuturile televiziunii digitale, înregistrării digitale a formelor de undă și cu evoluția sistemelor de comunicații, producătorii au început standardizarea specificațiilor convertoarelor precum SNR, SINAD, ENOB, THD, etc. Aceste noi standarde au permis și o abordare unitară a testării CANurilor. În anii 90 au apărut noi metode de testare a convertoarelor precum testarea în frecvență mulțumită evoluției computerelor. În prezent, performanțele de frecvență a marii majorități a CAN-urilor pot fi testate și majoritatea producătorilor au adoptat același set de specificații și aceeași terminologie, fapt care ajută atât în proiectarea dispozitivelor cu CAN-uri, cât și în testarea acestora (Kester, 2008). 3.3.1. Erori Mulțumită unei abordări unitare a producătorilor față de caracteristicile și terminologia folosită în domeniu și față de utilizarea aceluiași model ideal, putem enumera câteva dintre cele mai importante erori care apar în cazul CAN-urilor (Cypress Semiconductor Corporation, 2011) (Kester, 2009). 23
Figura 3.14: Caracteristica CAN-ului ideal A. Eroare de deplasare Eroarea de deplasare (DC Offset) reprezintă apariția unei componente continue, ce este definită ca o diferență constantă, pe întreaga plajă de valori, între valoarea de ieșire și valoarea de intrare a CANului. Această eroare este exprimată în multiplii ai LSB-ului. Întreaga componentă continuă introdusă în sistem poate proveni atât din erori ale CAN-ului cât și de alte componente precum amplificatoarele sau traductoarele. Această eroare poate fi eliminată folosind un semnal de referință și scăzându-i valoarea din mostrele achiziționate. Figura 3.15:Eroare de deplasare 24
B. Eroare de amplificare Eroare de amplificare (DC Gain Error) sau de câștig, este definită ca fiind diferența procentuală dintre panta semnalului de intrare și panta semnalului de ieșire. Eroare de câștig a unui întreg sistem poate fi influențată și de amplificatoare, preamplificatoare, atenuatoare, etc. Pentru a înlătura această eroare, poate fi măsurat un punct suplimentar de referință pentru a afla câștigul corect. Figura 3.16: Eroare de câștig C. Neliniaritate diferențială Neliniaritatea diferențială (DNL) apare atunci când există diferențe între dimensiunile cuantelor CAN-ului. Spre exemplu, dacă o cuantă are o dimensiune diferita de Δ = L 2N (unde L este lungimea codului). Această eroare este particulară fiecărui tip de CAN și nu poate fi înlăturată doar prin calibrare. Figura 3.17: Neliniaritate diferențială 25
D. Neliniaritate integrală Neliniaritatea integrală (INL) reprezintă acumularea DNL și este măsurată în punctul în care apare diferența maximă față de linia ideală. Deoarece INL este particular arhitecturii fiecărui CAN, aceasta nu poate fi eliminată doar prin calibrare. Figura 3.18: Neliniaritate integrală E. Distorsiunea armonică totală Distorsiunea armonică totală (THD) reprezintă o măsură a cât de mult un CAN distorsionează semnalul de intrare. THD este raportul dintre valoarea RMS a semnalului fundamental și valoarea medie a rădăcinii sumei pătratelor armonicilor acesteia (adesea, se iau în calcul doar primele 5 armonici). F. Gama dinamică lipsită de spurs Raza dinamică lipsită de spurs (pinteni) (SFDR Spurious free dynamic range) este raportul dintre valoarea RMS a unui semnal și valoarea RMS a celui mai mare spur apărut, indiferent de unde apare pe spectru. Cel mai mare pinten nu este neapărat o armonică a semnalului original. SFDR reprezintă cea mai mică valoare a semnalului care poate fi distinsă de un semnal cu care interferează. Spurs sunt datorați unei caracteristici interne a echipamentulu. G. Cod lipsă O eroare a conversiei analog-numerică poate fi codul lipsă. Această eroare înseamnă lipsa unor valori binare din semnalul de ieșire. Această eroare este una gravă și poate fi identificată ca o variație bruscă a semnalului. H. Erori de monotonie Erorile de monotonie (nemonotonia) apar atunci când semnalul digital de ieșire are o monotonie diferită de cea a semnalului analogic de intrare. 3.3.2. Testarea statică Testarea statică a unui CAN implică transmiterea unui semnal analogic, ce va reprezenta un stimul pentru CAN și citirea și interpretarea semnalului digital rezultat. O particularitate notabilă a CAN-urilor este faptul că pentru fiecare valoare de ieșire pot exista mai multe valori de intrare. Acest lucru se datorează naturii discrete a semnalului de ieșire și se numește 26
incertitudine de cuantizare. Diferența de amplitudine a semnalului de intrare necesară pentru a produce o modificare a semnalului de ieșire trebuie să fie egală cu 1 LSB (sau cu lățimea codului rezultată din relația 3.5). În figura de mai jos se pot observa două metode posibile de definire a relației dintre intrare și ieșire. Figura 3.19: Măsurarea centrului codului pentru a determina tranzițiile În figura A, semnalul analogic parcurge centrul lățimii codului iar figura B arată semnalul analogic situat la extremitatea lățimii codului. Datorită incertitudinii de cuantizare, nu există o metodă directă de aflare a centrilor lățimii codului, însă aceste nivele pot fi descoperite experimental prin metoda B în care se poate observa tranziția de la un nivel al ieșirii digitale la următorul. Pentru a realiza acest test, CAN-ul trebuie să primească semnal de la o sursă de tensiune controlată iar semnalul de ieșire să fie achiziționat cu un echipament digital sau, pentru o observație directă, pot fi plasate LED-uri. Tensiunea analogică va fi variată până când se realizează o incrementare a codului digital. Această metodă de test este eficientă doar dacă nivelul zgomotului este sub 1 LSB. O valoare mai mare a zgomotului, ar putea masca tranzițiile. Odată ce au fost identificate punctele în care au loc tranzițiile, pot fi calculați centrii codului, știind că acești a se află la distanța de 0,5 LSB de punctele de tranziție. Prin această metodă pot fi identificate și erorile de DNL și, implicit si INL, precum se poate observa în figura de mai jos. 27
Figura 3.20: Determinarea INL și DNL prin observarea tranzițiilor codului Acest test poate fi realizat manual, cu o sursă de tensiune controlabilă și legând ieșirile digitale la o serie de LED-uri sau asistat, folosind o sursă de tensiune controlabilă, un multimetru digital și un controller. Figura 3.21: Sistem simplu de test În această configurație de test pot fi detectate și alte câteva erori, precum decalajul (apariția unei componente continue), câștigul sau o combinație a acestora. 28
Figura 3.22: Erori de deplasare și câștig În figura 3.22 se pot observa erori de deplasare și câștig pentru un CAN pe 3 biți unipolar. Pentru figura 3.22A putem calcula: Pentru figura 3.22B putem calcula: Eroare de deplasare = V 001 0,5 LSB (3.9) Pentru figura 3.22C putem calcula: Eroare castig (%) = 100 [ V 111 0,5LSB V GC 2LSB 1] (3.10) Eroare de deplasare = V 001 0,5 LSB (3.11) Eroare castig (%) = 100 [ V 111 V 001 V GC 2LSB 1] (3.12) Putem observa că pentru un CAN ideal prima tranziție (cea între 000 și 001) are loc de abia când intrarea depășește valoarea de 0,5 LSB și ultima tranziție (între 110 și 111) are loc în momentul în care la o tensiune egală cu V GC 1,5LSB A. Testarea back-to-back statică Una dintre cele mai utile metode de test a CAN, dar și dintre cele mai vechi este testarea back-toback. Metoda constă în conectarea unui CAN cu un CNA cu performanțe superioare. Putem observa, în imaginea de mi jos o configurație de test în care CNA-ul are o rezoluție cu 2 biți mai mare decât a CANului. Figura 3.23: Testare statică back-to-back CAN/CAN 29
În figura de mai jos se pot observa forme de undă pentru mai multe erori care pot apărea în conversia analog-numerică. Forma de undă are aspectul de dinți de fierăstrău iar lățimea fiecărui dinte în parte este egală cu lățimea codului. Dimensiunea dinților poate fi folosită pentur a determina erorile DNL. Linia orizontală punctată indică locul în care ar trebui să apară tranziția ideală și astfel putem observa efectul DNL (atât pozitiv cât și negativ) dar si erorile cauzate de lipsa unor porțiuni de cod. Figura 3.24: Forme de undă are erorilor în configurația Back-to-back Dacă se dorește testarea unui CAN prin metoda back-to-back pentru a face măsurători ale DNL, este recomandat un semnal tringhiular de amplitudine mică, cu o componentă continuă reglabilă. Componenta continuă poate fi variată pentru a acoperi întreaga gamă de intrare a CAN-ului. Dacă frecvența formei de undă a erorilor este prea mare, nu pot fi observate cu precizie erorile. Pentru testarea INL, este recomandabilă folosirea unui semnal de test triunghiular cu amplitudinea egală cu întreaga gamă a CAN-ului. Pentru a afla valoarea INL, se poate trasa o dreaptă între capetele intervalului de intrare și se va calcula distanța maximă dintre aceasta și valorile numerice de ieșire ale CAN-ului. Deși metoda back-to-back este o metodă simplă și ușor de implementat pentru testarea statică a liniarității CAN-urilor, cu cât rezoluția CAN-ului crește, cu atât trebuie micșorată frecvența de test și amplitudinea formei de undă a erorilor scade, zgomotul și erorile CNA-ului influențează mai mult rezultatul testelor. Acest tip de test este eficient pentru CAN-urile cu rezoluție sub 12 biți și cu zgomot care atinge un nivel maxim echivalent cu câteva zecimi din LSB (Kester, 2008). B. Testarea crossplot a liniarității Metoda de test crossplot este o metodă asemănătoare cu back-to-back folosită pentru determinarea rapidă a neliniarităților integrale și diferențiale. Acest test este recomandat pentru determinări rapide unde nu este necesară precizia. Crossplot se diferențiază de back-to-back prin faptul că doar doi sau trei dintre cei mai nesemnificativi biți sunt convertiți înapoi în semnal analogic. Metoda crossplot a fost proeictată pentru a testa CAN-uri cu aproximații succesive și testând acest tip de CAN-uri se vor obține cele mai bune rezultate. 30
Figura 3.25: Forme de undă ale testului Crossplot pentru cei mai semnificativi biți C. Testarea tranzițiilor în servo-buclă Sistemul de test al tranzițiilor în servo-buclă, adesea regăsit în sistemele automate de test (ATE), are în componență un amplificator operațional configurat ca și integrator. O serie de comutatoare (cel mai adesea CMOS) au rolul de a comuta între sursa pozitivă si cea negativă pentru alimentarea amplificatorului. Având o sursă de tensiune continuă la intrarea în integrator, va fi generată o rampă ce va servi drept semnal de intrare pentru CAN. Ieșirea digitală a CAN-ului (semnalul A) va intra într-un comparator digital. Cea de-a doua intrare a comparatorului digital va primi semnalul tranziției ce se dorește a fi urmărită (semnalul B). Dacă ieșirea CAN-ului este mai mică decât aceasta, comparatorul va conecta sursa negativă de tensiune la integrator. Dacă semnalul CAN-ului este mai mare sau egal decât tranziția urmărită (codată binar), va fi conectată sursa de tensiune pozitivă la integrator iar semnalul analogic va deveni o rampă descendentă. Figura 3.26: Diagramă de test în servo-buclă 31
Feedback-ul constant va cauza ca semnalul analogic să ia forma unui semnal triunghiular centrat în dreptul tensiunii la care se realizează tranziția dorită. Măsurând tensiunea la ieșirea integratorului, vom putea determina această tensiune. Dacă temporizarea circuitului este corectă, amplitudinea semnalului triunghiular va fi o fracțiune din cea a LSB. Figura 3.27: Comportamentul în timp al semnalului analogic pentru testarea în servo-buclă Această tehnică poate fi folosită pentru a măsura capetele intervalului caracteristicii de transfer (primul și ultimul cod: V 1, V N 1. Aceste valori pot fi folosite pentru a calcula valoarea nominală a LSB astfel: LSB NOM = V N 1 V 1 2 N 2 (3.13) Aceste valori pot fi folosite pentru a calcula DNL și INL pentru orice tranziție a CAN-ului. De asemenea, pot fi calculate eroare de deplasare și de câștig. Zgomotul și histerezisul pot reprezenta o problemă în metoda aceasta de test. Adesea, este utilă controlarea constantelor de timp, pentru a le modifica pentru precizie sporită. D. Testarea asistată de calculator a tranzițiilor în servo-buclă Pentru a realiza un sistem de test mai performant și mai flexibil, putem modifica sistemul de test în servo-buclă prin introducerea unui computer sau a unui controller automat. În felul acesta, comparația dintre semnalul tranziției testată poate fi modificat dinamic iar incrementarea sau decrementarea semnalului analogic de test poate fi făcută programatic. Deoarece acest sistem este complet programabil, el poate fi introdus în orice sistem de test. Figura 3.28: Sistem generalizat de testare asistată de calculator a tranzițiilor în servo-buclă 32
Figura 3.29: Caracteristică de transfer a sistemelor de testare asistată de calculator a tranzițiilor în servo-buclă E. Testarea densității codului cu intrare rampă Testarea densității codului (histograma codului), presupune testarea prelungită a CAN-urilor și stocarea unui set de date extins achiziționat pe o perioadă de timp întinsă. Testarea se realizează folosind un semnal al cărui densitate de probabilitate este cunoscută. Unul dintre cele mai folosite semnale de test este semnalul rampă (în practică se aseamănă mai mult unui semnal triunghiular), ce depășește puțin capetele gamei de intrare a CAN-ului. Semnalul acesta este menținut pentru o perioadă îndelungată și dacă nu există erori precum INL sau DNL, toate codurile vor avea o densitate de probabilitate identică (cu excepția capetelor intervalului). Pe măsură ce setul de date devine mai mare, influența zgomotului de intrare este mai mică. Influența zgomotului și histerezisului tranzițiilor devine și aceasta mai mică deoarece acestea vor căpăta valori medii. 3.3.3. Testarea dinamică Marea majoritate a CAN-urilor folosite în circuitele moderne sunt CAN-uri cu eșantionare care conțin și componente de eșantionare și reținere a semnalului de intrare. Pe lângă caracteristicile tradiționale de curent continuu, CAN-urile cu eșantionare au specificații de curent continuu precum SINAD, ENOB, SNR, SFDR, etc. Specificațiile dinamice ale CAN-urilor și implicit, testarea acestora, au un rol foarte important în aplicațiile de viteză mare precum comunicațiile digitale sau instrumentația. Testele dinamice ale CAN-urilor au fost realizate, pentru început, analogic, folosind metoda backto-back, dar odată cu apariția tehnologiilor de prelucrare digitală de semnal, testarea digitală a CAN-urilor a devenit standard (Kester, 2008). A. Măsurarea ENOB folosind potrivirea unei forme de undă sinusoidale (Sinewave Curve Fitting) Pentru a calcula numărul efectiv de biți (ENOB Effective Number of Bits) trebuie folosit un semnal sinusoidal cu o frecvență care să nu fie o sub-armonică a frecvenței de eșantionare ca semnal de intrare în CAN. Eșantioanele citite vor fi salvate în memorie (de preferat să existe mai mult de 5 sinusoide complete (IEEE Standard for Digitizing Waveform Recorders, 1994)) și prelucrate pe computer folosind un algoritm de potrivire pentru a găsi sinusoida definită de datele achiziționate. Algoritmul trebuie să calculeze amplitudinea, faza, frecvența și componenta continuă a sinusoidei discrete. 33
După identificarea sinusoidei, este calculată valoarea RMS a erorii de cuantiare,q A. Această valoare include erori datorată INL, DNL, cod lipsă, jitter aperturii, zgomot, etc. Valoarea teoretică a erorii de cuantizare este: unde q este lățimea codului (1 LSB) Numărul efectiv de biți (ENOB) este: Q T = q 12 (3.14) ENOB = N log 2 [ Q A Q T ] (3.15) Trebuie luat în considerare faptul că potrivirea sinusoide nu ne oferă informații legate de componenta de distorsiune armonică a erorii. ENOB poate fi calculat și cunoscând SINAD pentru întreaga gamă de intrare a CAN-ului: ENOB = SINAD 1,76 db 6,02 db (3.16) Cele două metode de calcul trebuie să aibă rezultate aproximativ egale, atâta timp cât calculele sunt făcute pentru același CAN, datele sunt achiziționate într-un mediu asemănător și sinusoida acoperă întregul interval de intrare al CAN-ului. În cazul în care semnalul are un interval mai mic, valoarea ENOB poate fi anticipată astfel: ENOB = SINAD 1,76 db + Nivelul semnalului sub GC 6,02 db (3.17) B. Analiza FFT a semnalului O altă metodă de test a caracteristicilor dinamice a CAN-urilor constă în generarea unei forme de undă analogică și discretizarea ei de către CAN și efectuarea unei analize spectrale, sub forma transformatei Fourier rapidă (FFT Fast Fourier Transform). O particularitate a testării CAN-urilor este faptul că semnalele de intrare sunt reale iar partea complexă trebuie să fie considerată nulă. De asemenea valorile aflate între k = M/2 și k = M 1 ale FFT-ului (frecvențele negative ) reprezintă o imagine în oglindă a valorilor aflate între k = 0 și k = M/2 și pot fi ignorate. Rezoluția unei transformate FFT este dată de numărul de eșantioane M, iar lățimea ferestrei de frecvență a semnalului este dată de f s /M unde f s este frecvența de eșantionare. Cu cât M are o valoare mai mare, cu atât rezoluția în frecvență va fi mai bună. În figura de mai jos se poate observa aspectul unui FFT în M puncte și relația dintre nivelul de zgomot al FFT-ului și nivelul de cuantizare al semnalului (aproximativ uniform distribuit în intervalul dintre CC componenta continuă și f s /2). Pentru fiecare dublare a lui M, valoarea medie a zgomotului din fereastra de frecvență Δf = f s /M scade cu 3dB. 34
Figura 3.30: Transformată FFT și câștigul de prelucrare Pentru a obține rezultate spectrale bune, FFT trebuie aplicat pe o fereastră a semnalului ce conține un număr întreg de perioade ale formei de undă. Altfel, va apărea fenomenul de scurgere spectrală. Altfel spus, raportul dintre frecvența de eșantionare (f s ) și frecvența semnalului de intrare (f in ) trebuie să fie unul întreg. Mai mult, acest raport este egal și cu raportul dintre numărul de puncte eșantionate și numărul de perioade ale semnalului din fereastra pe care se calculează transformata Fourier discretă (DTF Discrete Fourier Transform). În figurile de mai jos se poate observa aspectul unui semnal corect eșantionat și al transformatei sale Fourier și efectul eșantionării unui număr incomplet de perioade ale semnalului sinusoidal. Datorită eșantionării incorecte, în graficul FFT, se poate observa apariția unor lobi de amplitudine mai mică decât cea a vârfului. 35
Figura 3.31: FFT al unui semnal corect eșantionat Figura 3.32: FFT al unui semnal incorect eșantionat În cea de-a doua figură se poate observa fenomenul de scurgere spectrală ( spectral leakage ) și lobii suplimentari apăruți în graficul transformatei Fourier. Pentru a reduce acest fenomen, putem folosi alte ferestre în locul ferestrelor dreptunghiulare exemplificate în figura precedentă. Astfel, semnalul va fi redus la amplitudinea zero la începutul fiecărei perioade, precum în figura de mai jos. 36
Figura 3.33: Fereastră aplicată unui semnal sinusoidal În testarea CAN-urilor folosind semnale alternative periodice (sinusoide), este foarte importantă folosirea unui semnal de ceas cu o variație (jitter) cât mai mică. Acest lucru se poate realiza folosind o sursă externă sau un oscilator aflat pe placa de test sau, în unele cazuri, integrat în CAN. De asemenea, în proiectarea circuitelor de test, trebuie acordată o deosebită importanță plasării corecte a mesei deoarece aceasta, împreună cu semnalul de ceas, pot influența foarte mult caracteristicile SNR, SINAD și SFDR (Kester, 2008). Figura 3.34: Schemă bloc pentru testarea cu semnale sinusoidale Pentru ca zgomotul de cuantizare să fie distribuit aleatoriu și pentru a preveni apariția datelor repetitive, este recomandabilă alegerea unui M C prim. După transmiterea semnalului sinusoidal și convertirea sa analog-numerică, se realizează calculul transformatei Fourier. Pentru a testa performanțele CAN-ului, poate fi analizat vizual graficul și comparate diferențele sau pot fi comparate valorile numerice. Pentru a verifica acuratețea transformatei Fourier, putem ignora o parte din cei mai nesemnificativi biți și vom verifica dacă SINAD și SNR calculate pentru datele obținute sunt apropiate de datele teoretice. este: Prin calcul direct, valoarea transformatei Fourier la momentul de timp n a unui CAN ideal pe N biți v(n) = INT [2 N 1 sin ( 2πf in f s )] (3.18) unde f in este frecvența semnalului, f s este frecvența de eșantionare și funcția INT reprezintă partea întreagă. 37
C. Testarea raportului zgomot-putere Pentru a calcula raportul zgomot-putere (NPR - Noise Power Ratio) se aplică un semnal de tip zgomot Gaussian la intrarea CAN-ului căruia i se aplică un filtru trece-jos (cu o valoare maximă de 1 2 f s) și un filtru oprește-bandă (cu o lățime de 4kHz). Figura 3.35: Schemă bloc pentru testarea NPR NPR reprezintă raportul dintre amplitudinea semnalului în intervalul nemodificat de filtre și amplitudinea semnalului rezultat în urma aplicării filtrului oprește-bandă. Deoarece NPR reprezintă un raport al amplitudinilor, amplitudinea semnalului inițial poate fi variată până când NPR va avea valoarea maximă. Figura 3.36: Identificarea NPR în reprezentarea în frecvență a semnalului Ca și în cazul testelor bazate pe FFT, este important ca semnalul de ceas să aibă o variație cât mai mică pentru a nu afecta nivelul de zgomot al CAN-ului. Pentru a obține rezultate bune, trebuie ca rezultatul filtrului oprește-bandă să fie reprezentat în cel puțin 25-50 de eșantioane (Kester, 2008). D. Măsurarea variației aperturii folosind histograma Variația (jitter-ul) aperturii sau incertitudinea aperturii CAN-ului reprezintă o variație a procesului de codare de la un eșantion la altul care are trei posibile efecte asupra măsurătorilor. Aceasta poate duce la creșterea nivelului de zgomot, poate introduce o incertitudine în ceea ce privește faza semnalelor de intrare sau poate mări interferența intersimbol (ISI Intersymbol Interference). În cazul majorității aplicațiilor, această variație are un efect ce poate fi ignorat asupra incertitudinii fazei sau asupra ISI (Brannon & Barlow, 2006). Pentru a testa această incertitudine, prin metoda Locked-Histogram Test, se folosește o singură sursă de ceas foarte precisă, partajată de CAN și de un generator de formă de undă. Semnalul produs de generator va avea o amplitudine vârf-la-vârf de mărimea intervalului de intrare a CAN-ului și o frecvență egală cu frecvența de eșantionare. Acest semnal va fi centrat în mijlocul intervalului de intrare. Valorile de ieșite ale CAN-ului vor fi achiziționate de un computer. 38
Figura 3.37: Schemă bloc pentru testarea variației aperturii Pentru început, semnalul este centrat astfel încât să depășească cu doar câteva coduri valoarea medie reprodusă de CAN. Zgomotul inevitabil apărut va duce la o variație a codurilor rezultate așa că este necesară calcularea deviației standard a distribuției σ L exprimată în LSB. Apoi, amplitudinea semnalului este mărită pentru a acoperi întreaga gamă de intrare a CAN-ului. Se va calcula noua distribuție σ H care conține atât zgomot cât și incertitudini ale aperturii. În ambele cazuri, semnalul este configurat în așa fel încât codul cu valoare medie să aibă o probabilitate cât mai mare de apariție (Kester, 2008). Semnalele pot fi reprezentate grafic astfel: Figura 3.38: Semnal de intrare în CAN pentru calcularea zgomotului Figura 3.39: Semnal de intrare în CAN pentru calcularea zgomotului și a incertitudinii aperturii 39
Sursele de zgomot se adună astfel: σ H 2 = σ L 2 + σ A 2 (3.19) unde σ A reprezintă valoarea RMS a zgomotului (exprimată în LSB) rezultată în urma variației aperturii. Astfel, putem calcula σ A : σ A = σ H 2 σ L 2 (3.20) Semnalul de intrare are forma V in (t) = V GC sin(2πf in t) unde gama de intrare a CAN-ului este ±V GC. Rata de schimbare a semnalului de amplitudine maximă la trecerea prin zero este dată de: dv dt = V GC 2πf in max (3.21) Pentru o pantă dv/dt max, valoarea RMS a timpului de apertură, t a, este dat de eroarea de tensiune RMS, ΔV RMS, conform ecuației: t a = ΔV RMS dv dt max (3.22) Zgomotul RMS datorat variației aperturii exprimat în LSB, σ A, poate fi exprimat în funcție de Δ RMS : Înlocuind termenii din ecuațiile precedente, rezultă: ΔV RMS = σ A V GC 2 N 1 (3.23) t a = σ H 2 σ L 2 2πf in 2 N 1 (3.24) E. Măsurarea întârzierii aperturii Timpul de întârziere al aperturii CAN-urilor poate fi testat într-un mod foarte asemănător variației aperturii sau folosind un sistem de test simplificat, ilustrat mai jos. Figura 3.40: Schemă bloc pentru testarea întârzierii aperturii 40
Sunt generate două semnale, unul sinusoidal și altul digital (pulsuri, ce vor servi drept semnal de ceas pentru CAN), ambele la o frecvență f s. Întârzierea aperturii este reprezentată de diferența de timp dintre 50% din valoarea frontului crescător al semnalului de ceas și trecerea prin zero a sinusoidei. Figura 3.41: Timpul de întârziere al aperturii Timpul de întârziere al aperturii poate fi negativ sau pozitiv iar frecvența semnalului, deși nu deosebit de importantă, trebuie să fie suficient de mică încât să poată fi observată întârzierea semnalului. Este recomanda ca acest test să înceapă de la jumătatea frecvenței maxime de eșantionare (Kester, 2008). F. Măsurarea aperturii CAN-urilor folosind FFT O altă rutină de test pentru verificarea variației aperturii CAN-urilor se folosește de transformata Fourier. Dezavantajul acestui test este faptul că valorile măsurate vor include și variația semnalului de ceas. Din acest motiv este necesară folosirea unui semnal de ceas de mare precizie. Figura 3.42: Diagramă bloc pentru testarea variației aperturii (folosind FFT) Sunt necesare două măsurători de SNR, ambele folosind semnale sinusoidale ce acoperă întreaga gamă de intrare a CAN-ului iar frecvența semnalului de ceas va fi valoarea maximă suportată de CAN. Prima măsurătoare va calcula SNR L (Signal-to-Noise Ratio Low) folosind un semnal cu frecvență mică. La frecvențe mici, zgomotul detectat este preponderent cel aflat în semnalul de test. Modificând puțin amplitudinea, valoarea SNR va varia foarte puțin. Cea de-a doua măsurătoare va folosi un semnal de frecvență mare (f s /2 maxim) și va calcula SNR H (Signal-to-Noise Ratio High). La frecvențe mari, variația aperturii CAN-ului se va face simțită. Raportul semnal-zgomot datorat variației aperturii este dat de relația: 1 SNR A = 20 log 10 [ ] 2πf in t a (3.25) 41
unde SNRA este valoarea SNR (db) datorată variației aperturii iar f in este frecvența semnalului de intrare. Relația dintre SNR A, SNR L și SNR H (exprimate în db) este: t a = 1 1 2πf in 10 SNRA/20 (3.26) Echivalent: 2 1 ( 10 SNR H/20 ) 2 2 1 = ( 10 SNR L/20 ) 1 + ( 10 SNR A/20 ) (3.27) 2 2 1 ( 10 SNR A/20 ) = 1 ( 10 SNR H/20 ) 1 ( 10 SNR L/20 ) (3.28) Rezultă: t a = 1 2 2 1 ( 2πf in 10 SNR H/20 ) 1 ( 10 SNR L/20 ) (3.29) În măsurarea SNR este foarte importantă înlăturarea armonicelor (de ordinele 1, 2, 3, 4, 5 și 6) ale semnalului (și componenta continuă) pentru calcularea FFT, altfel, datele nu vor fi suficient de precise pentru calcularea variației aperturii. G. Măsurarea lățimii de bandă analogică folosind FFT Măsurarea lățimii de bandă analogică poate fi realizată folosind un semnal de test cu o frecvență ce variază crescător. Amplitudinea acestui semnal trebuie să fie menținută constantă de la cea mai mică la cea mai mare valoare pentru a putea observa amplitudinea transformatei Fourier. Când amplitudinea transformatei Fourier va scădea cu 3 db față de amplitudinea inițială, putem defini o lățime de bandă de 3-dB. Această măsurătoare poate fi realizată la amplitudine maximă, caz în care se numește FPBW (Full- Power Bandwidth) sau la amplitudini mai mici. Pentru a observa și distorsiunea semnalului prin aceste măsurători, se folosește rezoluția efectivă a lățimii de bandă (ERB Effective Resolution Bandwidth) care este definită drept frecvența la care SINAD scade cu 3-dB în amplitudine, fapt echivalent cu o pierdere de 0,5 ENOB. ERB este măsurat prin aceeași procedură ca și ENOB. H. Timpul de stabilizare Timpul de stabilizare este perioada de timp necesară stabilizării unui semnal în momentul eșantionării (Spatari & Roșca, 2007). Acest timp poate fi determinat folosind un generator de semnal sincronizat cu CAN-ul. Semnalul generat trebuie să fie un semnal treaptă (mai mic decât V GC ) și să fie trimis înaintea semnalului de ceas al eșantionării CAN-ului. Întârzierea dintre treaptă și semnalul de ceas trebuie să fie cel mai scurt interval pentru care valoarea eșantionată să fie situat în intervalul ±1LSB de valoarea treptei. Perioada de timp dintre 50% din valoarea treptei și semnalul de ceas al eșantionării reprezintă timpul de stabilizare și timpul de apertură. 42
Dacă zgomotul semnalului de intrare este mai mare de 1 LSB, este necesară folosirea histogramei pentru a stabili valorile cu cele mai mari probabilități. Nu este necesar ca CAN-ul să ruleze la frecvența maximă de eșantionare. Figura 3.43: Grafic în care sunt evidențiați timpii de apertură și de stabilizare I. Timp de revenire pentru supratensiune Precum timpul de stabilizare, timpul de revenire de la supratensiune se măsoară folosind o sursă de semnal sincronizată cu CAN-ul ce generează un semnal treaptă. Inițial, semnalul treaptă trebuie să se afle înafara gamei de intrare a CAN-ului (V IN < V GC ( )). Treapta generată va fi mai mică decât V GC și va fi transmisă cu o anumită perioadă de timp înaintea semnalului de ceas al eșantionării, ca și în cazul testării timpului de stabilizare. J. Testarea ratei de erori a biților Testarea ratei de erori a biților (BER Bit Error Rate) este datorată metastabilității CAN-urilor. Procedura de test constă în transmiterea unui semnal analogic CAN-ului și salvarea succesivă a câte două seturi de date. Dacă diferența dintre cele două seturi de date este mai mare decât o valoare prestabilită (poate fi calculată știind felul în care variază semnalul de intrare a CAN-ului), putem vorbi despre apariția unor biți eronați. Rata de eroare a biților este într-un interval de timp T este: unde E este numărul de erori. BER = E 2Tf s (3.30) Frecvența semnalului de intrare trebui să fie aleasă astfel încât să existe cel puțin un eșantion pentru fiecare combinație binară a ieșirii. FIe un semnal de intrare cu amplitudinea 2 N /2: v(t) = 2N 2 sin(2πft) (3.31) 43
Rata maximă de modificare a semnalului este: dv dt ] 2 N πf max (3.32) Fie dv = 1 LSB și dt = 1/f s : f in f s 2 N π (3.33) cod Alegând o frecvență f in ce respectă inegalitatea de mai sus, va cel puțin un eșantion pentru fiecare Figura 3.44: Semnal cu frecvență mică pentru determinarea BER Același test se poate efectua la frecvențe mai mari aplicând un semnal cu o frecvență strict mai mică decât f s, precum în figura următoare. Acest semnal va permite o diferență între eșantioane mai mică decât 1 LSB. BER la frecvențe mari poate fi determinat după cum urmează: Fie un semnal sinusoidal de cu frecvența mai mică decât f s cu Δf și amplitudinea 2 N /2: Rata maximă de modificare a semnalului este: v(t) = 2N 2 sin [2π (f s 2 Δf) t] (3.34) dv dt ] max Fie dv = 1 LSB și dt = 2/f s, calculăm Δf: 2 N π ( f s 2 Δf) (3.35) Δf f s 2 (1 1 2 2 N π ) (3.36) 44
Figura 3.45: Determinarea BER la frecvențe mari Un CAN fără defecte de 8 biți testat la o frecvență de 75 MHz are un BER de aproximativ 3,7 10 1 (o eroare pe oră). Din această cauză testele de BER pot dura foarte mult și există o probabilitate mare ca erorile să fie cauzate de ale surse (Kester, 2008). 45
4. Studiu de caz 4.1. Dispozitivul testat Dispozitivul testat (DUT) constă dintr-un montaj electronic de test ce conține un convertor analognumeric Texas Instruments ADC0804LCN cu rezoluția de 8 biți. Pentru a reduce zgomotul pe traseul de alimentare V CC și V REF /2, au amplasate două condensatoare. Principalele caracteristici ale CAN-ului sunt prezentate în tabelul de mai jos (Texas Instruments, 2009). Mai multe caracteristici sunt prezentate în Anexa 1. Caracteristică Model CAN Producător Valoare ADC0804LCN Texas Instruments Soclu DIP 20 Rezoluție Tip Ieșire Intrare Timp de conversie 8 biți aproximări succesive Paralelă diferențială 0,1ms Eroare liniaritate 1% Rată de eșantionare Eroare totală Alimentare 1kS/s ±1LSB 5V Gama de intrare 0-5V (pentru alimentare 5V) Tip intrare semnal diferențială Tabel 4.1: Caracteristici principale TI ADC0804 46
Figura 4.1: Reprezentare schematică a CAN-ului (Texas Instruments, 2009) Semnalul de ceas al CAN-ului poate proveni dintr-o sursă externă sau poate fi produs de către trigger-ul Schmitt intern al modulului: f CLK = 1 RC ln [( V CC V T V CC V T + ) (V T + V T )] (4.1) Figura 4.2: Auto-generarea semnalului de ceas 47
Figura 4.3: Schema electrică a DUT-ului Figura 4.4: Modul de test (DUT) cu convertor analog-numeric (față) 48
Figura 4.5: Modul de test (DUT) cu convertor analog-numeric (spate) 4.2. Echipamente de testare Pentru realizarea testelor am folosit un sistem de achiziție de date National Instruments Compact RIO Ni crio-9076, cu modulele de achiziție NI 9381 și NI 9401. Caracteristică Frecvență procesor DRAM Spațiu de stocare intern Comunicații Ethernet Port serial Alimentare FPGA Valoare 400 MHz 256 MB 512 MB 10/100 BASE-TX da 9-30 VDC Spartan-6 LX45 Tabel 4.2: Specificații NI crio-9076 controller și șasiu crio cu FPGA Caracteristică Frecvență de eșantionare Număr canale intrare analogică Valoare 20 ks/s 8 canale 49
Rezoluție intrare analogică Număr canale ieșire analogică Rezoluție ieșire analogică 12 biți 8 canale 12 biți Număr canale digitale 4 Logică linii digitale Frecvență actualizare canale digitale Low-Voltage TTL 1MHz Tabel 4.3: Specificații NI 9381 modul multifunctional Caracteristică Valoare Număr canale digitale 8 Frecvență actualizare linii digitale Logică linii digitale Canale bidirecționale 100 ns 5V/TTL Da, nibble 4 biți 4.3. Obiective și strategie de test Ce urmarim sa testam si cum 4.4. Platforma experimentală de test Placa experimentala, design Tabel 4.4: Specificații NI 9401 modul digital I/O Conector Numerotație Nr. pini conector Funcție Nr. pin (CAN) Tipul pinului Stânga J1 10 pini DUT 1-10 Mixt Dreapta J2 10 pini DUT 11-20 Mixt Alimentare J3 2 pini Vcc 20 AI A GND 8 A GND Semnal J10 2 pini Vin+ 6 AI Vin- 7 AI Vref/2 J9 2 pini Vref/2 9 AI A GND 8 A GND Feedback semnal J4 2 pini Vin+ 6 AI Vin- 7 AI Alimentare LED-uri J13 2 pini Vdc Vdc D GND 10 D GND Start of Conversion J14 2 pini ^WR, 3, 5 DI ^INTR D GND 10 D GND 50
Valori digitale J6 9 pini D GND 10 D GND DB7 11 DO DB6 12 DO DB5 13 DO DB4 14 DO DB3 15 DO DB2 16 DO DB1 17 DO DB0 18 DO Tabel 4.5: Pini și conectori ai plăcii de test Figura 4.6: Schema electrică a plăcii de test 51
Figura 4.7:Placă de test a modulelor cu CAN (față) Figura 4.8: Placă de test a modulelor cu CAN (Spate) 4.5. Proceduri de test Componenta software, mediul de programare descriere Arhitectura programului 52
4.6. Rezultate experimentale Interpretare 53
5. Concluzii 5.1. Concluzii ale studiului de caz 5.2. Utilitatea și rentabilitatea sistemelor automate de test 54
6. Anexe 6.1. Anexa 1: Date tehnice CAN Texas Instruments ADC0804LCN 8 biți Parametru Condiții Min Med Max Unități T C f clk CR Timp de conversie Frecvență ceas fclk = 640 khz(1) VCC = 5V(2) 103 114 µs 66 73 1/fCLK 100 640 1460 khz Factor de umplere ceas 40% 60% Rată de conversie în modul de execuție liberă INTR tied to `WR with `CS = 0 VDC, fclk = 640 khz 8770 9708 conv/s t w(wr)l Lățimea impulsului de start (`WR) `CS = 0 VDC (3) 100 ns tacc Timp de acces (întârziere între frontul descrescător al RD până la validarea datelor de ieșire) t1h, t0h Control TRI-STATE (Întârziere de la frontul crescător `RD la starea de impedanță mare) CL = 100 pf 135 200 ns CL = 10 pf, RL = 10k 125 200 ns t WI, t RI Întârziere între frontul descrescător al `WR sau `RD pentru 300 450 ns resetarea `INTR C IN Capacitanța de intrare a intrărior logice de control 5 7,5 pf C OUT Capacitanța de ieșire TRI-STATE (Buffere de date) 5 7,5 pf INTRĂRI DE CONTROL V IN (1) Tensiune de intrare valoare 1 logică (exceptând CLK IN Pin 4) VCC = 5.25 VDC 2 15 VDC V IN (0) Tensiune de intrare valoare 0 logică (exceptând CLK IN Pin 4) VCC = 4.75 VDC 0,8 VDC I IN (1) Curent de intrare valoare logică 1 (toate intrările) VIN = 5 VDC 0,005 1 µadc I IN (0) Curent de intrare valoare logică 0 (toate intrările) VIN = 0 VDC -1-0,005 µadc CLOCK IN ȘI CLOCK R V T + CLK IN (Pin 4) Prag pozitiv de tensiune 2,7 3,1 3,4 VDC V T CLK IN (Pin 4) Prag negativ de tensiune 1,5 1,8 2,1 VDC V H CLK IN (Pin 4) Histerezis (VT+) (VT ) 0,6 1,3 2 VDC V OUT (0) Tensiune de ieșire cu valoarea logică 0 CLK R IO = 360 µa, VCC = 4.75 VDC 0,4 VDC V OUT (1) Tensiune de ieșire cu valoarea logică 1 CLK R IO = 360 µa, VCC = 4.75 VDC 2,4 VDC DATA OUTPUTS AND `INTR Tensiune de ieșire cu valoarea 0 logică IOUT = 1.6 ma, VCC = 4.75 VDC 0,4 VDC V OUT (0) Ieșiri date Ieșire `INTR V OUT (1) Tensiune de ieșire cu valoarea logică 1 CLK R IOUT = 1.0 ma, VCC = 4.75 VDC 0,4 VDC IO = 360 µa, VCC = 4.75 VDC 2,4 VDC IO = 10 µa, VCC = 4.75 VDC 4,5 VDC I OUT Scurgere de ieșire oprită TRI-STATE VOUT = 0 VDC -3 µadc VOUT = 5 VDC 3 µadc I SOURCE VOUT scurt la GND, TA = 2 5 C 4,5 6 madc I SINK VOUT scurt la VCC, TA = 25 C 9 16 madc Alimentare I CC Curent alimentare fclk = 640 khz, VREF/2 = NC, TA = 25 C și `CS = 5 V 1,9 2,5 ma Caracteristici electrice Sensibilitatea la alimentare V CC = 5V DC ± 10% față de V IN (+) și V IN ( ) ±1/16 ±1/8 LSB 55
Parametrii maximi Eroare de mod comun În gama de intrare AI ±1/16 ±1/8 LSB Eroare totală neajustată V REF /2 = 2.5C DC ±1 LSB Rezistență intrare V REF /2 (Pin 9) 0,75 1,1 kω Tensiunea analogică de intrare V(+) sau V( ) V CC Tensiune de alimentare 6,5 V Tensiuni Temperatura bornelor (Lipire, 10 secunde) GND - 0,05 Intrări logice -0,3 +18 V Restul intrărilor și ieșirilor -0,3 Ambalare Dual-In-Line (plastic) 260 C Ambalare Dual-In-Line (ceramică) 300 C Fază vapori montare la suprafață (60 sec.) 215 C Infraroșii (15 sec.) 220 C Temperatură de depozitare -65 +150 C Putere disipată la T A = 25 C 875 mw Susceptibilitate ESD 800 V Tabel 6.1: Specificații tehnice ale CAN-ului (Texas Instruments, 2009) VCC + 0,05 VCC +0,3 VDC V Figura 6.1: Evoluția pragului digital în funcție de tensiunea de alimentare Figura 6.2: Întarzierea dintre frontul scăzător al `RD și Ieșirea datelor valide în funcție de capacitate 56
Figura 6.3: Nivelele trigger-ului Schmitt (CLK IN) în funcție de tensiunea de alimentare Figura 6.4: Frecvența ceasului în funcție de condensatorul montat Figura 6.5: Eroarea full-scale în funcție de timpul de conversie Figura 6.6:Efectul erorii de deplasare neajustate Vref/2 Figura 6.7: Curentul de ieșire în funcție de temperatură Figura 6.8: Curentul de alimentare în funcție de temperatură 57
Figura 6.9: Eroarea de liniaritate la valori Vref/2 mici 58