Răspuns: CAP. 4. Circuite electronice cu reacţie, slide Criteriul lui Nyquist. Enunț, diagramă, definiții rezervă amplitudine și fază.

reducerea drastică a puterii pierdute pe tranzistoare (prin funcţionarea în comutare a tranzistoarelor amplificatoare); necesită radiator de dimensiuni mici, reducând astfel spaţiul ocupat de amplificator Amplificatoarele în clasă D sunt utilizate în echipamente alimentate de la baterii, sisteme portabile, echipamente în care există constrângeri de spaţiu, etc. Schema bloc: 7. Calculați valoarea amplificării cu reacție în funcție de valorile amplificării fără reacție și coeficientul de transfer al cuadripolului de reacție. Răspuns: CAP. 4. Circuite electronice cu reacţie, slide 4 5. 8. Criteriul lui Nyquist. Enunț, diagramă, definiții rezervă amplitudine și fază. Răspuns: CAP. 5. Stabilitate circuitelor electronice, slide 7 8. Criteriul lui Nyquist: amplificatorul cu reacţie este stabil dacă hodograful (graficul reprezentat în planul complex) lui W(jω) = A(jω)β(jω) nu înconjoară punctul critic de coordonate (, ) pentru ω(, ). - 6

Fie f* frecvenţa pentru care arg(w(jω)) = π şi f c frecvenţa pentru care W(jω) =. O reformulare echivalentă a criteriului Nyquist este următoarea: dacă f c < f* amplificatorul este stabil. Pentru a putea caracteriza cantitativ stabilitatea unui sistem, se definesc mărimile: Rezervă (marginea) de amplitudine, R a = W(jω*) sau R a [db]= lg(w(jω*)) Rezerva (marginea) de fază, Rϕ = π + arg(w(jω c )) 9. Schema unui oscilator cu rețea RC selectivă (Wien) cu control automat al amplificării. Explicați rolul componentelor din circuit. Răspuns: CAP. 6. Oscilatoare, slide 3 4. Toate metodele practice de obținere a stabilității oscilațiilor și a unui semnal nedistorsionat presupun un control automat al amplificării. Practic aceasta înseamnă reglarea amplificării dependent de amplitudinea oscilațiilor. Una din posibilități este utilizarea unui TEC J care să funcționeze ca un rezistor controlat în tensiune (R DS = f(u GS )). R, C, R, C cuadripolul de reacție pozitivă, rețeaua Wien, determină frecvența oscilațiilor Rf parte a cuadripolului de reacție negativă, determină amplitudinea oscilațiilor D dioda conduce doar în alternanța negativă, deoarece Q are nevoie de tensiune u gs negativă C3 se încarcă spre tensiunea de vârf în alteranța negativă R4 polarizare grilă tranzistor cu efect de câmp, formează împreună cu D și C3 un detector de vârf - 6

R3 și cu rezistența drenă sursă formează cea de a doua parte a cuadripolului de reacție negativă Q tranzistor cu efect de câmp, are valoare rezistenței r ds controlată de amplitudinea oscilației. Proprietăți și principii ale oscilatoarelor cu cuarț. Schema oscilatorului Colpitts cu cristal de cuarț Răspuns: CAP. 6. Oscilatoare, slide 3 3, 37. În aplicațiile unde stabilitatea și precizia frecvenței de oscilație sunt critice se vor folosi oscilatoate cu cristal de cuarț. Funcționarea acestui tip de oscilatoare se bazează pe efectul piezoelectric: aparitia sarcinilor electrice pe suprafetele unui monocristal care este deformat mecanic. Efectul piezoelectric direct constă în apariţia unei diferenţe de potenţial între feţele unui cristal supus la presiune mecanică. Efectul piezoelectric invers constă în apariţia unor deformaţii ale cristalului (oscilaţii mecanice) într un câmp electric variabil. Dimensiunile fizice ale cristalului determina frecvența vibrațiilor. Cristalele de cuarț sunt facute din SIO. Dacă frecvenţa tensiunii aplicate coincide cu una dintre frecvenţele proprii de oscilaţie mecanică are loc un fenomen de rezonanţă; oscilaţiile mecanice au loc cu pierderi foarte mici de energie, datorate frecărilor interne, astfel încât sistemul mecanic (cuarţul), extrage din sistemul electric cantităţi foarte mici de energie, necesare compensării pierderilor. Astfel, cuarţul se comportă ca un circuit rezonant cu pierderi foarte mici, deci cu factorul de calitate Q = ω s L q /R q foarte mare. Aceasta însuşire, împreună cu marea stabilitate a frecvenţelor proprii, preţul redus, dimensiunile mici şi gama foarte largă a frecvenţelor la care pot fi folosiţi, fac din rezonatorii cu cuarţ cel mai utilizat mijloc de stabilizare a frecvenţei oscilatorilor electronici. Din cristal se taie plăcuţe paralelipipedice sau cilindrice, care se metalizează pe feţe opuse şi se utilizează ca rezonatori. Oscilator Colpitts cu cristal de cuarț: 3-6

CIRCUITE INTEGRATE ANALOGICE Anul II 3 4-6

. Specificati si definiti cinci parametri referitori la circuitul de intrare a AO. (., pag.68-69). Parametri referitori la circuitul de intrare: - tensiunea de decalaj iniţială U io (sau decalaj inițial de tensiune ori offset de tensiune) reprezentând o tensiune de eroare cauzată de inegalitatea tensiunilor U BE (U GS ) ale tranzistoarelor de la intrările etajului diferențial de intrare. Acest decalaj inițial se măsoară prin tensiunea ce trebuie aplicată la o intrare, cu o polaritate sau alta, pentru a realiza o tensiune de ieşire nulă (exemplu:...5 mv la amplificatoare operaționale cu tranzistoare bipolare uzuale, mv la cele cu intrare pe TECJ sau MOS, μv la amplificatoare hibride cu pereche TECJ, μv la amplificatoare hibride cu chopper); - deriva termică de tensiune, ΔU io /ΔT, denumită şi sensibilitate termică sau coeficient de temperatură al tensiunii de decalaj inițial; arată variația cu temperatura a acestei tensiuni şi se măsoară în μv/ o C; - curentul de polarizare a intrărilor (sau curent de intrare ), reprezentând valoarea medie a curenților de la cele două intrări. Exemplu: I I B B IB pentru intrare pe tranzistoare bipolare. Valoarea acestui curent depinde de tipul etajului diferențial de intrare; - curentul de decalaj iniţial, I io (sau offset de curent ) reprezentând eroarea cauzată de inegalitatea curenților de intrare ai etajului diferențial; este măsurat ca diferență a curenților de la cele două intrări în situația când U e = (de obicei I io <, I B ); - deriva termică de curent, denumită şi sensibilitate termică sau coeficient de temperatură al curentului de decalaj inițial; reprezintă raportul I io /T şi se măsoară în na/ o C sau pa/ o C; - rezistenţa de intrare diferenţială (pentru semnal diferențial), care reprezintă deseori şi rezistența de intrare nesimetrică; - factorul de rejecţie a semnalului comun, CMRR (de obicei 9... db); μv/v). - factorul de rejecţie a variaţiei tensiunilor de alimentare SVRR, măsurat în db (sau inversul lui, în Acesta reprezintă raportul între variația tensiunii simetrice de alimentare şi semnalul diferențial, ce produc aceeaşi tensiune de ieşire diferențială. 3 5-6

. Specificati si definiti doi parametri referitori la comportarea in regim dinamic a AO. (., pag.7). Parametri referitori la comportarea în regim dinamic (ca amplificator): - amplificarea de tensiune, fără reacție, la semnal mare, în condiții de ±E şi R S precizate. Valoarea amplificării este în mod obişnuit...3.; - banda de frecvenţă la amplificare unitară, ce reprezintă frecvența de tăiere a axei logf de către caracteristica de frecvență a amplificatorului fără reacție corectat (sau frecvența de tăiere a amplificatorului cu reacție în regim de repetor, când A ur =, respectiv când log A ur = ); - viteza maximă de creştere a tensiunii de ieşire, slew-rate, notată SR, pentru semnal mare. La unele amplificatoare (cu corecție externă) se dă viteza maximă realizabilă pentru diferite corecții (care se aleg în funcție de amplificarea cu reacție dorită). Pentru ca un semnal sinusoidal cu anumită amplitudine să sufere distorsiuni mici - % - la trecerea prin amplificator, trebuie ca mărimea SR să aibă o valoare: SR πf max (u em ) max, iar pentru distorsiuni mai mici, coeficientul se înlocuieşte cu unul mai mare (3...4 pentru,5% sau chiar 8... pentru distorsiuni neglijabile). Deseori se dă în catalog caracteristica (u em ) max = F(f max ) rezultată din relația de mai sus, pentru semnal sinusoidal cu distorsiuni % şi o anumită corecție (deci o anumită viteză SR), (fig..9). Abaterea de la forma de variație hiperbolică este datorată atingerii excursiei maxime de tensiune la ieşirea AO impusă de alimentare şi sarcină. E-V (u em ) max u em f max E, R S sinus cu C C dat log f Fig..9. Amplitudinea maximă a semnalului sinusoidal de la ieşirea AO în funcție de frecvență, în condițiile în care 3. Prezentati oglinda de curent cu tranzistor tampon si analizati valoarea raportului dintre curentii de pe cele doua ramuri in contextul utilizarii sale ca si sarcina activa pentru un etaj diferential de intrare dintr-un AO integrat. (., pag.6) 33 6-6

3. Oglinda de curent cu tranzistor tampon Schema acestei oglinzi, folosită ca sarcină activă în etajul diferențial de intare al amplificatoarelor integrate (operaționale) este dată în fig..6. Tranzistorul T 3, denumit tampon, preluând un curent foarte mic din I ref, face ca cei doi curenți I e şi I ref să fie foarte apropiați. Efectul Early apare şi aici deoarece tranzistoarele lucrează la tensiuni colector-emitor diferite. Astfel, U CE = U BE3 +U BE, V iar U CE3 >U CE >U CE, ceea ce face ca 3 > > (tranzistorul tampon prezintă cea mai mare tensiune colector-emitor deoarece are colectorul legat la +E). Aşa cum e de aşteptat, inegalitatea factorilor va conduce la apariția unei diferențe semnificative între curentul de ieşire al sursei şi cel de referință. Astfel, admițând că T şi T 3 au curenți de bază egali, conform cu cele din fig..6 şi în absența rezistenței R E3 (al cărei rol se va vedea puțin mai târziu) se obține: I B T I ref I B 3 + R E I B (ni B ) +E I B T 3 I B R E3 I e = I B R e T R E Fig..6. Oglindă cu tranzistor tampon I e = I B şi I ref = I B 3 IB IB 3 3 caz în care: I I e ref 3 3 3 3 Aşadar raportul este net supraunitar (tensiunile U CE ale celor două tranzistoare nu mai sunt atât de apropiate ca şi la oglinda Wilson). Pentru a compensa acest lucru se introduce rezistența R E3 care măreşte artificial curentul prin T 3 şi prin intermediul curentului său de bază, măreşte şi pe I ref. Astfel se obține: şi raportul devine: I ref = (n )I n B 3 IB IB 3 3 34 7-6

I I e ref 3 n 3 care poate fi făcut apropiat de alegând potrivit valoarea rezistenței R E3. Această rezistență are şi rolul de a asigura o mai bună stabilitate termică circuitului. Rezistențele R E pot mări sensibil rezistența de ieşire R e a sursei de curent (în colectorul lui T ). În unele amplificatoare integrate rezistențele R E permit legarea între emitoarele lui T şi T, din exteriorul integratului, a unui potențiometru care poate ajusta fin raportul I e / I ref ( echilibrarea amplificatorului). 4. Ce este o sursa band-gap, care este forma generala a tensiunii sale de iesire si explicati pe baza acestei formule principiul sau de functionare. (., pag.3, 33, 34) 4. Sursă de tensiune de referinţă de tip band-gap Coeficientul de temperatură de mv/k al tensiunii U BE se poate compensa dacă se însumează cu aceasta o tensiune având un coeficient de temperatură de +mv/k. Acest procedeu este utilizat în circuitul din fig..9, unde A este un amplificator diferențial. Aici prin T se realizează o reacție negativă mai puternică decât reacția negativă introdusă prin T. Rezistența de ieşire a acestei surse de tensiune este foarte mică datorită reacției negative în configurație cu nod la ieşire. Deoarece cele două intrări ale amplificatorului (care are o amplificare de tensiune ) au aproximativ acelaşi potențial U I rezultă: deci: U RC = U RC Căderea de tensiune pe rezistența R este: I C = n I C I I C R = U BE U BE = U T ln I C C U T I ln I C C U T I ln I C C U T ln n Cu aceasta rezultă: care este un curent dependent de temperatură prin intermediul lui U T. Căderea de tensiune pe rezistența R este: 35 I C UT ln n R 8-6

U U R = (I C + I C )R = T ln n UT ln n R R ( n ) = (n )U T ln n = NU T R R R unde s-a notat (R / R )(n+)ln n = N (constantă). Această tensiune (U R ) trebuie să aibă un coeficient de temperatură de +mv/k. +E R C R C = U i +E A T I C T U i I C + I B U e U BE U BE I C R R R U R Fig..9. Sursă de tensiune de referință de tip band-gap Cunoscând că U T = kt/q (în care k este constanta lui Boltzmann iar q sarcina electronului), se scrie: dur dt du N dt T k N q care este o constantă independentă de temperatură. Se obține în continuare: du dt R kt NUT N qt T mv K Considerând o anumită situație, de exemplu aceea cu T=3K şi U T = 6 mv, rezultă: N 3 3 6 3 3. 36 9-6

Acest număr este realizat suficient de precis prin rapoarte de rezistențe. Astfel: U e = U BE + U R = U BE + NU T = const. (T) adică tensiunea U e este compensată termic (în realitate nu total). 5. Amplificator inversor cu AO. Schema, expresia amplificarii si conditia de minimizare a erorilor statice. ( 3.) 6. Amplificator neinversor cu AO. Schema, expresia amplificarii si conditia de minimizare a erorilor statice. ( 3.) 5.6. Proprietatile amplificatorului operațional ideal În multe aplicații A.O. se poate considera ideal, calculul circuitelor fiind atunci mult mai simplu. Apropierea funcționării amplificatoarelor reale de a celor ideale se datoreşte performanțelor atinse în fabricarea lor. Amplificatoarele operaționale ideale au următoarele proprietăți: - amplificare de tensiune infinită, - rezistență de intrare diferențială infinită, - rezistență de ieşire nulă, - curent de polarizare (intrare) nul, - bandă de frecvenţă foarte largă (astfel încât nu intervine în funcţionarea circuitului), - decalaje inițiale, derive, zgomot nule, - factor de rejecție a semnalului comun infinit, - factor de rejecție a variației tensiunilor de alimentare infinit. Pe baza acestor proprietăți se poate lucra cu AO folosind conceptele: - curentul de intrare al AO ideal este nul, - diferența de potențial dintre intrări este nulă. Calculele circuitelor folosind AO ideal sunt valabile atât timp cât erorile AO real nu intervin semnificativ în tensiunea de ieşire. Deci acestea trebuie totuşi apreciate sau verificate şi comparate cu semnalul util de la intrare. 37 3-6

a) Amplificatorul inversor (fig.3.). Amplificarea cu reacție ideală a acestui circuit este: U I R ir I R r R V U e V + R =R R r Fig. 3.. Amplificator inversor cu AO R S A ur U U e IR I R r şi poate fi făcută de orice valoare. Rezistenţa de intrare R ir văzută de sursa U este aproximativ egală cu R şi este de valoare relativ redusă (n KΩ) din cauza reacției negative de tip paralel-paralel. Pentru a se lucra cu R de valoare mare trebuie folosit un amplificator cu R i foarte mare. Rezistența de ieşire este neglijabilă datorită reacției negative cu configurație paralel la ieşire. R R r b) Amplificator neinversor (fig.3.). Amplificarea de tensiune cu reacție este: A ur U U e U e Ue R R R r R R şi poate fi doar supraunitară pentru acest circuit. Rezistența de intrare văzută de sursa U este foarte mare, datorită reacției negative de tipul paralel-serie. Totuşi ea este limitată la valoarea rezistenței de intrare pentru semnal comun care a fost ignorată față de rezistența de intrare diferențială până acum. La amplificatoarele uzuale rezistența de intrare pentru semnal comun are o valoare de ordinul n MΩ. Pentru realizarea unei amplificări de tensiune subunitare se poate utiliza un divizor de tensiune la intrarea + dar în acest caz rezistența de intrare coboară la o valoare obişnuită (n KΩ), (fig.3.3). Pentru acest circuit se poate scrie tensiunea de ieşire: U e ' R r R 3 R r U U R R R3 R r 38 3-6

R r R r R R U R ir R U U + U e R S U R ir R U U R 3 + U e R S Fig. 3.. Amplificator neinversor cu AO Fig. 3.3. Amplificator neinversor cu divizor şi acum amplificarea lui U poate fi făcută subunitară. Rezistenţa de intrare devine însă relativ redusă: R ir R +R 3 Pentru dimensionarea divizorului se vor utiliza condițiile: - realizarea unei divizări impuse de relația de mai sus; - realizarea unei erori minime prin egalitatea rezistențelor echivalente de la cele două intrări. 7. Amplificator logarithmic realizat cu un singur AO. ( 3., pag. 9, 9) 7. Amplificatorul logaritmic. Carcteristica volt-amperică exponențială a diodelor semiconductoare şi a tranzistoarelor poate fi utilizată pentru realizarea unor amplificatoare cu caracteristcă de transfer u e = f(u ) logaritmică. Este vorba de relația: C u BE UT Coe i I sau u U BE T i ln I C Co Folosirea tranzistoarelor în aceste amplificatoare este justificată de păstrarea caracterului exponențial al relației i C -u BE într-o gamă mai largă de variație a curentului decât al relației i D -u D de la diode. 39 3-6

Schema de principiu a amplificatorului logaritmic este dată în fig.3., iar schema se completează în i C u CE =u BE T u BE T D i C u > R V V + u e =-u BE u R + C C R P (k) u e R R Fig. 3.. Schema de principiu a unui Fig. 3.. Schemă practică pentru un amplificator practică aşa cum se arată în fig.3.. Pentru amplificatorul din fig.3. având i C =u /R se scrie: u e u BE U T i ln I C Co U T u ln R I Co şi se constată că u e este proporțională cu ln u, adică se realizează o caracteristică de transfer logaritmică. Practic, la schema de principiu se mai adaugă câteva componente: C c pentru corecția caracteristicii de frecvență (eliminarea oscilației de înaltă frecvență a amplificatorului cu reacție negativă); R p pentru limitarea curentului de ieşire al amplificatorului (în situații incidentale) dar mai ales pentru reducerea amplificării de tensiune a tranzistorului T (R p realizează o reacție negativă locală); D pentru protecția joncțiunii emitoare a tranzistorului contra unei tensiuni inverse incidentale mari (în mod normal este blocată). Circuitul analizat mai sus prezintă însă câteva dezavantaje importante: - dependența de temperatură a tensiunii de ieşire prin mărimile U T şi I Co ; - domeniul de variație restrâns al tensiunii de ieşire (câteva zecimi de V deoarece u e = u BE ). 8. Prezentati amplificatorul de masura (clasic) cu 3 amplificatoare operationale. ( 3.4, pag.,) 8. Amplificatorul de masura (clasic) cu 3 amplificatoare operationale. Totuşi, schema clasică de amplificator de instrumentație este mai complicată dar oferă în schimb mai multe facilități (fig.3.3). Ea se poate realiza cu 3 AO distincte, din care primele două trebuie să fie de precizie, sau se poate găsi sub formă de circuit integrat monolitic la care se ataşează din exterior R A. Simetria circuitului de intrare duce la o creştere a factorului CMRR global. 4 33-6

U + A U e Etaj diferențial R pin R 3 I R fire pini + U R A (ext) I R 3 A + Etaj de intrare I U e R + R pin A 3 fir U e Sarcină Relația tensiunii de ieşire se stabileşte ținând cont că amplificatorul realizat cu A 3 este diferențial, iar amplificatoarele cu A şi A sunt neinversoare, fiecare utilizând rezistența R A care impune amplificarea (şi poate fi deci programabilă): + A 3 R U e Reacție U U R U U I R R R R e Sarcină Fig. 3.3. Amplificator de măsură clasic e R R A 3 R R A A R 3 R R R 3 U U A U ur U R A R Deci amplificatorul este diferențial şi având la ambele intrări rezistență foarte mare este un amplificator de instrumentație. Echilibrare Un astfel de amplificator monolitic prezintă pini R +E pentru intrările şi +, pini pentru conectarea unei A 4 rezistențe R A (notați Amplificare ), precum şi un pin + numit Reacție şi un pin numit Referință (marcați în Referință Repetor -E fig.3.3). Aceştia din urmă permit eliminarea efectelor nedorite ale firelor lungi spre sarcină (ambii pini se leagă Fig. 3.4. Realizarea echilibrării la amplificatorul de măsură prin fire separate direct pe bornele sarcinii), iar pinul Referință mai permite introducerea unui circuit de ehilibrare (fig.3.4). Se cunosc soluții speciale pentru folosirea amplificatorului de instrumentație cu fire lungi la intrare şi (sau) ieşire [3]. În cazul de față, circuitul de echilibrare, folosind un AO repetor, nu introduce rezistență în serie cu R la pinul Referință, deci nu produce erori în amplificarea totală. 9. Prezentati redresorul de precizie monoalternanta inversor. ( 3.5, pag.4, 5) 9. Redresor de precizie monoalternanta inversor. 4 34-6

Există, de asemenea, varianta de redresor de precizie monoalternanță inversor (fig.3.8), care poate realiza şi o amplificare. În semiperioada negativă tensiunea u ea > şi D conduce, iar D este blocată. În acest caz se pot scrie ecuațiile: u = i R + u i () u = -i R + u i () u ea = -u i A u (3) u ea = u d + u e (4) Eliminând i, u ea şi u i, rezultă pentru semiperioada negativă a tensiunii u : R ud R u u ud R uau R u e cu: A u u R u, R R ua u (β u = factorul de reacție de tensiune). Deoarece β u A u >> rezultă cu aproximație: u u e adică forma tensiunii de la ieşire repetă forma tensiunii de la intrare. Prin urmare se asigură precizia redresării şi se poate realiza amplificarea dorită. Dioda D are rolul de redresor dar tensiunea u d este împărțită cu β u A u >>, şi efectul acesteia, inclusiv efectul termic, este neglijabil. Cu alte cuvinte, dioda D prezintă o comportare ideală ce se datoreşte cuprinderii ei în bucla de reacție. R R Pentru semiperioada pozitivă a tensiunii u, tensiunea u ea < şi dioda D este blocată. În lipsa diodei D ieşirea amplificatorului ajunge la saturație spre E şi comutarea acesteia spre u ea > în semiperioada următoare ar fi lentă, D nu se deschide la timp provocând deformarea tensiunii u e deci imprecizie, ca în fig.3.6. Prezența diodei D asigură evitarea saturației ieşirii amplificatorului (diodă antisaturație), menți-nând pe u ea apropiată de zero (-,6 V). Astfel, dioda D conduce curentul ce vine de la intrare. Tensiunea u i foarte mică produce prin divizorul R, R S o tensiune de ieşire: u e RS ui R R care este neglijabilă. Pe lângă tensiunea u i redusă, în semiperioada pozitivă a lui u contează la intrare şi decalajul inițial de tensiune (nu se face echilibrarea). S 4 35-6

Forma tensiunii de ieşire a redresorului monoalternanță şi caracteristica de transfer sunt date în u u e t u e -R /R t Fig. 3.9a. Formele de undă la intrarea şi ieşirea redresorului fig.3.9a şi 3.9b. u Fig. 3.9b. Caracteristica de transfer a Se pot redresa tensiuni mici de ordinul milivolților. Amplificatoarele integrate cu etaj final în clasă C (cu zonă moartă în caracterisitca de transfer) nu sunt însă potrivite pentru redresoare de precizie de semnale mici (exemplu 79, 34 etc.). Rezistența de intrare a redresorului de precizie inversor este modestă. Dacă se doreşte obținerea unei tensiuni redresate negative se inversează sensul celor două diode. R Pentru creşterea frecvenței R D tensiunii ce se redresează, cu menținerea preciziei, s-au mai aplicat unele u D soluții de îmbunătățire a compensării C + c de frecvență [3]. Astfel, ştiind că în timpul scurt de comutare diodele D şi R R pin de corecție u e R S D nu conduc, se poate creşte factorul SR prin suspendarea corecției. Când Fig. 3.3. Redresor cu frecvența de lucru mărită corecția e prin efect Miller, condensatorul de corecție nu se conectează direct la ieşirea amplificatorului ci prin diodele D, respectiv D (fig.3.3). Când o diodă conduce corecția acționează normal. C c. Precizati cateva tipuri de comparatoare, desenati-le caracteristica de transfer si explicati care dintre acestea elimina riscul bascularilor multiple atunci cand tensiunea de intrare este insotita de zgomote. ( 3.). Comparatoare. Comparatoare simple (fără reacţie) 43 36-6

Comparatoarele sunt circuite care indică, prin tensiunea de ieşire, situația relativă a două tensiuni aplicate la intrări (fig.3.74). Este vorba aici de un comparator pentru tensiuni cu acelaşi semn. De obicei una din tensiuni este variabilă iar cealaltă este fixă, reprezentând cu aproximație pragul comparatorului. Când tensiunea variabilă este U comparatorul este inversor, iar când tensiunea variabilă este U comparatorul este neinversor. Caracteristica de transfer a acestor comparatoare este prezentată în fig.3.75a (pentru inversor) şi b (pentru neinversor). U U + U e Fig. 3.74. Comparator simplu cu AO Pentru situația U < U rezultă la ieşire U e = U emp nivelul logic superior (pozitiv), iar pentru U > U rezultă U e = U emn nivelul logic inferior (negativ de obicei, dacă se alimentează AO cu două surse). Se foloseşte comparator inversor dacă se doreşte bascularea ieşirii de la nivel superior spre inferior, atunci când tensiunea de intrare crescătoare depăşeşte tensiunea fixă şi comparator neinversor în caz contrar. Dacă însă tensiunile U şi U (sau una dintre ele) conțin zgomote, când tensiunea variabilă ajunge în dreptul zonei de indecizie apare fenomenul de vibrație (oscilație) a tensiunii de la ieşirea comparatorului (fig.3.76) care înseamnă schimbarea de câteva ori, consecutiv, a deciziei logice deci comenzi false (uneori supărătoare) pentru circuitele şi dispozitivele conectate la ieşire. Acesta este dezavantajul major al comparatorului simplu din fig.3.73; tensiunile ce se compară trebuie să fie foarte U e U e U emp pantă A u U emp U (prag) U pantă A u U (prag) U U emn a U i Fig. 3.75. Caracteristicile de transfer pentru comparatorul simplu inversor (a) şi neinversor (b) curate pentru evitarea vibrațiilor. Comparatoare cu reacţie pozitivă ( cu histerezis ) Pentru eliminarea fenomenului de vibrație a tensiunii de ieşire a comparatorului, când tensiunile U şi U (sau una dintre ele) conțin zgomote, se utilizează o reacție pozitivă (fig.3.79). Prin aceasta apare în caracteristica de transfer un histerezis (fig.3.8), care este mult mai lat decât zona de indecizie de la comparatorul fără reacție. Aceasta conduce la o eroare de comparare sensibil mai mare, dar în schimb decizia logică este fermă. U emn b U i U R R U R + U e R r >>R 44 Fig. 3.79. Comparator cu reacție pozitivă 37-6

U emp U e U e U U t t t U emn U t U U med t t,mv Şi în acest caz întâlnim comparator inversor şi neinversor, după intrarea la care este aplicată tensiunea variabilă. a) Comparatorul inversor Acest comparator se foloseşte atunci când se doreşte bascularea ieşirii de la nivel superior spre inferior, dacă tensiunea de intrare crescătoare depăşeşte tensiunea fixă. Caracteristica de transfer a acestui comparator este prezentată în fig.3.8. Pentru explicarea funcționării comparatorului se consideră inițial că U < şi de valoare absolută mare (punctul A de pe caracteristica de transfer), iar U >. Atunci U >> U şi la ieşire se obține nivelul U emp. Pe divizorul R r R rezultă la intrarea + o tensiune, notată cu A U emp U e U H R U R emn U R +R emp r R +R r B tensiunea U creşte ' U, care îndeplineşte inegalitatea ' U > U. Dacă U U U U U emn U R R +R r D C Fig. 3.8. Caracteristica de transfer a comparatorului inversor 45 38-6

' şi atinge valoarea U (punctul B pe caracteristică) intervine bascularea comparatorului care are loc din cauza situației tensiunilor existente direct la intrările + şi. Datorită reacției pozitive realizată prin R r, bascularea se accelerează pentru că diferența dintre tensiunile de la intrările + şi se măreşte rapid prin scăderea tensiunii U e începând din punctul B. Astfel, trecerea la nivelul U emn are loc pentru o variație foarte mică a tensiunii U şi în caracteristica de transfer apare o ramură practic verticală. Creşterea în continuare a tensiunii variabile U conduce la atingerea unui punct C pe caracterisitică. Acum, pe divizorul R r R apare la intrarea + o tensi-une notată cu '' U şi de valoare '' U < U (fig.3.8). Dacă în '' continuare U scade, bascularea spre nivelul logic superior începe la atingerea valorii U - punctul D - şi are loc la fel de brusc ca şi prima basculare, datorită accentuării diferenței tensiunilor de la intrări prin reacție pozitivă. ' '' Nivelurile U şi U, la care apar basculările se numesc pragurile comparatorului. Ele se pot calcula ținând cont de cele două situații ale tensiunilor pe divizorul R r R (fig.3.8) la momentul începerii basculării. Eroarea de comparare în acest caz este determinată în primul rând de distanțele dintre praguri şi tensiunea fixă U şi se consideră cea mai mare dintre cele două distanțe. (dacă acestea nu sunt egale între ele). Lăţimea zonei de histerezis este stabilită de utilizator, întrucât ea trebuie să depăşească amplitudinea vârf-la-vârf a zgomotelor însumate ale tensiunilor ce compară, U şi U, (fig.3.8). În acest fel nu mai apar vibrațiile ieşirii comparatorului. În concluzie, se adoptă: UH, U zg.v.v. pentru a avea siguranța că la traversarea zonei de histerezis nici un vârf negativ al zgomotelor însumate nu va duce la coborârea tensiunii U după momentul t până sub pragul '' U. Bascularea va fi fermă şi are loc în ' momentul t al atingerii pentru prima dată a pragului U dacă ΔU H este bine adoptată. Desigur, în prealabil se va face tot posibilul ca zgomotele suprapuse peste cele două tensiuni să fie cât mai reduse, spre a se putea lucra cu ΔU H mic. 46 39-6

U e U e U emp U U H U U U t t U emn U U t U med t Fig. 3.8. Comportarea comparatorului cu histerezis de tip inversor 47 4-6

CIRCUITE INTEGRATE DIGITALE Anul II 48 4-6

. Prezentaţi funcţionarea unui decodificator pe post de demultiplexor Utilizarea DCD 74HC(T)38 pe post de DMUX se poate face în următoarele moduri: - dacă intrarea de date (D i ) este o intrare de validare activă pe (G A sau G B ) şi codul de selecție este A =, B=, şi C =, datele prezente la intrarea de date se vor regăsi la ieşirea Y 3. Pentru D i =, circuitul este validat corect şi ieşirea selectată este Y 3 = (figura ). Pentru D i =, circuitul nu este validat şi ieşirea selectată este Y 3 = (figura ). Astfel datele prezente la intrarea de date se regăsesc nemodificate la ieşirea selectată. - dacă intrarea de date (D i ) este o intrare de validare activă pe (G ) şi codul de selecție este A =, B=, şi C =, datele prezente la intrarea de date se vor regăsi la ieşirea Y 6. Pentru D i =, circuitul este validat corect şi ieşirea selectată este Y 3 = (figura 3). Pentru D i =, circuitul nu este validat şi ieşirea selectată este Y 3 = (figura 4). Astfel datele prezente la intrarea de date se regăsesc negate la ieşirea selectată. 74HC38 74HC38 74HC38 D G Y G Y i D G Y i D i D G A Y G Y i A G A Y G B Y G B Y G B Y A B C Y 3 Y 4 Y 5 Y 6 Y 7 A B C Y 3 Y 4 Y 5 Y 6 Y 7 A B C Y 3 Y 4 Y 5 Y 6 Y 7 G A B C 74HC38 G A G B Y Y Y Y 3 Y 4 Y 5 Y 6 Y 7 Figura ; Figura ; Figura 3; Figura 4. Concluzie: Nu se fabrică DMUX. Pe post de DMUX se poate folosi orice DCD care are o intrare de validare. Dacă aceasta este activă pe se obține un DMUX neinversor iar dacă este activă pe se obține un DMUX inversor. 49 4-6

. Desenaţi reprezentarea simbolică a unui bistabil de tip D care comută pe frontul crescător al impulsului de tact, tabelului lui de funcţionare şi formele de undă aferente Unul dintre cele mai simple bistabile care se produce sub formă integrată este bistabilul de tip D, activ pe frontul crescător al impulsului de tact aplicat la intrarea CK (figura 5). Figura 5. Bistabilul D care comută pe frontul crescător al tactului. Informația aflată la intrarea D este transferată la ieşirea Q pe frontul crescător al tactului (conform tabelului ). Dacă semnalul CK este pe palier (durata cât are valoarea sau ), semnalul aplicat la intrarea D nu influențează ieşirea. Tabelul D Q Pe lângă intrarea D, circuitul poate avea şi două intrări asincrone prioritare /S şi /R. Funcționarea se bazează pe tabelul cu observația că dacă ambele intrări prioritare sunt inactive circuitul funcționează sincron conform tabelului. Tabelul /S /R Q /Q Funcționare sincronă conform tabelului Stare interzisă CK D t t Q /Q t t 5 43-6

3. Desenaţi reprezentarea simbolică a unui bistabil de tip T care comută pe frontul descrescător al impulsului de tact, tabelului lui de funcţionare şi formele de undă aferente Bistabilul T se obține numai din CBB JK-MS prin conectarea împreună a intrărilor J şi K (CBB JK-MS este forțat să funcționeze doar în situațiile J = K = şi J = K = ). Tabelul de funcționare: Obs: Q Dacă T este permanent, Q n n, bistabilul basculează la fiecare impuls de tact. 4. Descrieţi modalităţile de realizare a conversiei serie-paralel, respectiv paralel-serie a datelor Conversia serie-paralel necesită utilizarea unui registru SIPO; ea se face în n tacte corespunzătoare celor n biți ai cuvântului binar. Funcționare: Se şterge conținutul registrului punând intrarea /CLR la (cu toate că principial nu este necesară inițializarea conținutului registrului, deoarece el se va suprascrie oricum după n impulsuri de tact). Considerând un registru SIPO de 8 biți, secvența de înscriere a informației este D 7, D 6,..., D fiind necesare 8 impulsuri de tact pentru ca bitul D 7 (cel mai semnificativ) să ajungă la ieşire pe poziția corectă Q 7. În acest moment cuvântul este înscris în totalitate în registru şi poate fi citit paralel. Ritmul în care sunt aduşi biții la intrarea serială SIN trebuie să fie corelat cu secvența de aplicare a impulsurilor de tact. Registrul comută pe frontul crescător al tactului (chiar dacă bistabilele comută pe frontul descrescător). Secvența care se converteşte este. CK SIN D i7 D i6 D i5 D i4 D i3 D i D i D i 5 t t 44-6

Obs.: Fiecare ieşire Qi poate fi folosită ca ieşire serială (circuitul se poate folosi ca SISO,... SISO8). Conversia paralel-serie necesită utilizarea unui registru PISO. Conversia se face în n tacte corespunzătoare celor n biți ai cuvântului binar. Pentru înscrierea paralelă a datelor D i7,..., D i se pune intrarea SH//LD = şi se aplică un impuls de tact (înscrierea propriu-zisă se face pe frontul crescător al semnalului de tact). Pentru citirea serială a datelor (a cuvântului de n biți) se pune intrarea SH//LD = şi se aplică n- impulsuri de tact. Întreaga operație de conversie necesită n perioade de tact, prima fiind destinată pentru încărcarea paralelă, iar restul pentru citirea serială. 5. Descrieţi, pe scurt, principalele de realizare a memoriilor temporare FIFO şi LIFO Memoriile temporare sunt organizate pe n cuvinte binare de câte b biți compuse din b registre de deplasare seriale SISO de câte n biți fiecare. Memoria FIFO (First In First Out) se realizează cu ajutorul unor registre SISO care permit deplasarea într-un singur sens (spre dreapta). Înscrierea cuvintelor binare de b biți în memorie se face în paralel pe cele b intrări seriale prin aplicarea a câte unui impuls de tact şi deplasarea acestora spre dreapta. Memorie este plină atunci când s-au înscris toate cele n cuvinte binare. După umplerea completă a memoriei, primul cuvânt citit (paralel pe cele b ieşiri seriale) este primul cuvânt înscris în memorie. În procesul de citire, informația se deplasează în continuare spre dreapta cu fiecare impuls de tact aplicat. Prin citire, informația se pierde! Acest tip de memorie poate fi utilizat la gestionarea adreselor altor memorii pe durata întreruperilor unui sistem cu microprocesor. 5 45-6

Memoria temporară LIFO (Last In First Out) necesită registre SISO care pot deplasa informația în ambele sensuri (o intrare R / L - Right//Left - specifică sensul deplasării). Înscrierea cuvintelor se face ca la memoria FIFO, prin deplasarea spre dreapta a datelor ( R / L ) iar citirea se face prin deplasarea acestora spre stânga ( R / L ). Astfel ultimul cuvânt înscris va fi primul citit. Memoria LIFO se utilizează ca memorie stivă în sistemele cu microprocesoare. 6. Desenaţi schema unui numărător asincron binar, pe 4 biţi, explicaţi funcţionarea sa, şi trasaţi formele de undă aferente Un numărător asincron binar, pe 4 biți, este format din 4 bistabile de tip T (provenite din JK-MS) cu T permanent pe. Impulsurile de tact se aplică doar primului bistabil. Următoarele bistabile au ca semnal de tact ieşirea Q a bistabilului anterior (MR Master Reset este o denumire sinonimă cu R - Reset sau CLR). f CLK f CLK / f CLK /4 f CLK /8 f CLK /6 53 46-6

Obs: ). Numărătorul numără în sens crescător (direct) adică cu fiecare impuls de CK aplicat, valoarea numărătorului creşte cu o unitate. ). Numărătorul este modulo 6 (are 4 bistabile), al 6-lea impuls de tact încheie ciclul, el aducând numărătorul pe zero. Cel de-al 7-lea tact global este primul impuls de tact din cel de-al doilea ciclu. 3). La un moment dat, codul binar obținut citind ieşirile corespunde cu numărul de impulsuri de tact aplicate în ciclul respectiv (citind ieşirile după tacte rezultă Q 3 Q Q Q = care corespunde cu numărul codat binar). Aceasta este practic funcția de numărare. 4). Bistabilele funcționează ca divizoare de frecvenţă cu. Ieşirea Q divizează cu frecvența tactului, Q divizează cu frecvența semnalului Q şi cu 4 frecvența tactului, etc. 5). Pentru extinderea capacității de numărare se pot conecta mai multe numărătoare în cascadă prin conectarea ieşirii Q 3 la intrarea de tact a următorului numărător. 7. Desenaţi schema unui numărător sincron binar, pe 4 biţi, explicaţi funcţionarea sa, şi trasaţi formele de undă aferente Numărătoare sincrone sunt numărătoare la care impulsul de tact se aplică simultan tuturor bistabilelor (de tip T) permițând, astfel funcționarea la frecvențe de tact mult mai mari (tipic 35MHz). În cadrul unui ciclu de numărare, la trecerea dintr-o stare în alta, unele bistabile trebuie să comute, altele nu. Înseamnă că numărătoarele trebuie realizate cu bistabile de tip T care au intrarea T accesibilă pentru a permite ca, înaintea aplicării următorului impuls de tact, intrarea T a bistabilului ce trebuie să comute să fie conectată la iar intrarea T a bistabilului ce nu trebuie să comute să fie conectată la. Apare, astfel, necesitatea utilizării unor circuite logice pentru generarea valorilor T ce corespund celor n bistabile folosite pentru ca funcționarea numărătorului să decurgă în conformitate cu tabelul de funcționare dorit. Din tabel se deduc următoarele: Q bistabilul trebuie să basculeze la fiecare impuls de tact, deci T ; bistabilul Q basculează numai dacă înaintea aplicării tactului Q T deci Q ; bistabilul Q basculează numai dacă înaintea aplicării tactului Q şi Q sunt pe adică: T Q Q Q T. 54 47-6

Q bistabilul 3 Q basculează numai dacă înaintea aplicării impulsului de tact, Q şi Q sunt pe T deci 3 Q Q Q Q T. T în general se poate scrie: n Q Q... Qn Tn Qn. În funcție de modul de scriere al valorilor T se disting două metode de generare a acestora: serială dacă valoarea curentă a lui T se obține din cea anterioară: T T Q T şi 3 T Q. Schema numărătorului sincron obținut prin metoda serială: Durata minimă a impulsului de tact este: T t n t t CLK min PCLK Q PSI. Dezavantaj: - t p mai mare decât în cazul generării paralele a valorilor T. Avantaj: - se utilizează numai porți ŞI cu două intrări. paralelă dacă valorile lui T se obțin direct din valorile lui Q: T Q Q T şi 3 Q Q Q Schema numărătorului sincron obținut prin metoda paralelă: 55 48-6

În cazul generării paralele a valorilor T durata minimă a impulsurilor de tact este: T t t t CLK min PCLK Q PSI. Se observă că t p este mai mic ceea ce conduce la o frecvența de tact mai ridicată. Din acest motiv aceasta este varianta preferată la realizarea numărătoarelor sincrone integrate. Semnalul Carry (semnalul de transport) se generează din semnalele Q, Q, Q, şi Q 3. Cy Q Q Q Q3 şi se aplică intrării T a numărătorului (bistabilului) următor în cazul extinderii capacității de numărare (cascadarea numărătoarelor). 8. Prezentaţi, sumar, principalele metode de obţinere a divizoarelor de frecvenţă programabile Divizoarele de frecvență programabile sunt divizoare de frecvență la care raportul de divizare se poate modifica de la un ciclu de divizare la următorul. Varianta cu numărare în sens invers şi încărcare paralelă. Este cea mai utilizată metodă de obținere a unui divizor programabil. Se bazează pe utilizarea unui numărător reversibil cu posibilitatea de a fi încărcat paralel. Numărul cu care se realizează divizarea (k) se aduce la intrările paralel şi se încarcă în numărător prin activarea liniei /LD. Numărătorul este decrementat cu frecvența f CLK aplicată la intrarea Count Down (Dn) până când el ajunge în starea. În acel moment ieşirea Borrow (/Bo) trece pe, activează intrarea /LD, şi inițiază o nouă încărcare a numărătorului cu numărul k. Deoarece bistabilele din componența numărătorului nu au acelaşi timp de încărcare şi, astfel apare riscul unei încărcări incomplete, este necesar intercalarea unui bistabil SR de memorare a impulsului de încărcare (la fel ca la numărătoarele modulo p). Astfel, la ieşirea /Q a acestuia se obține semnalul f CLK /k. 74HCT93 f CLK/k CLR LD X f CLK Dn Up Bo Cy X Q k Q Q Q A B C D Q 3 56 49-6

Varianta cu numărare în sens direct şi comparator. Metoda utilizează un numărător asincron (44) şi două comparatoare pe 4 biți (74LS85) care specifică raportul de divizare k. Numărătorul numără în sens direct, de la până la valoarea k prestabilită de comutatoarele [KPD şi KPD]. În acel moment comparatoarele sesizează egalitatea şi activează semnalul de ştergere /MR. Schema prezentată este pe 8 biți. biți. Pentru obținerea unui divizor de frecvență pe biți sunt necesare un numărător şi un comparator pe Schema prezentată este una care funcționează foarte bine în regim de simulare digitală, dar nu în realitate deoarece foloseşte circuite CMOS şi TTL LS în acelaşi montaj. Pentru a rezolva acest neajuns, cel mai bine este să se folosească variantele HC sau HCT ale circuitelor prezentate: 74HCT44 şi 74HCT85, caz în care schema nu va mai prezenta nici un neajuns. Varianta 3 combinată, cu posibilitatea numărării în ambele sensuri. Este cea mai versatilă metodă. Se bazează pe folosirea numărătoarelor 49 la care intrarea de încărcare este comandată de o poartă SAU-NU cu un număr de intrări egal cu numărul de circuite 49 utilizate. Circuitul oferă: numărare în sens crescător, de la numărul prestabilit k la 55 (dacă U / D ); numărare în sens descrescător, de la p la (dacă U / D ); numărare binară (dacă B / D ); numărare zecimală (dacă B / D ). 57 5-6

9. Enumeraţi principalele avantaje şi dezavantaje ale memoriilor SRAM în comparaţie cu memoriile DRAM Memoriile RAM se clasifică în: RAM statice (SRAM Static Random Access Memory) la care celula elementară de memorare este un latch D realizat în tehnologie bipolară sau unipolară; RAM dinamice (DRAM Dynamic Random Access Memory) - celula elementară este o capacitate; sunt realizate numai în tehnologie unipolară NMOS sau CMOS. Memoria SRAM păstrează datele pentru o perioadă de timp nelimitată, până în momentul în care ea este rescrisă. În schimb, memoria DRAM necesită rescrierea permanentă, la câteva fracțiuni de secundă, altfel informațiile fiind pierdute. Avantajele memoriei SRAM: utilitatea crescută datorită modului de funcționare şi viteza foarte mare (raportul de timp de acces SRAM/DRAM = 8-6). Dezavantajele memoriei SRAM: densitatea de integrare mai redusă şi prețul mult mai mare decât al memoriei DRAM (de obicei raportul de capacitate DRAM/SRAM = 4-8 iar raportul de cost SRAM/DRAM = 8-6). Aplicaţiile de bază ale memoriilor RAM se regăsesc la PC-urile. Memoria SRAM este folosită cel mai adesea ca memorie intermediară/cache, pe când DRAM-ul este utilizat ca memorie principală a oricărui sistem.. Explicaţi, pe scurt, funcţionarea unei memorii DRAM 58 5-6

(citire, scriere, reîmprospătare) Citirea informaţiei memorate într-o memorie DRAM La liniile de adresă se aduce adresa de linie A A 7. După ce aceasta s-a stabilizat se activează linia /RAS pentru încărcarea adresei de linie în registrul din circuitul de comandă. În continuare adresa se decodifică, se selectează linia şi conținutul tuturor celulelor de memorare aferente liniei se scrie în registrul de linii. Apoi se aduce la intrare adresa de coloane A 8 A 5. După ce aceasta s-a stabilizat se activează semnalul /CAS. Pe frontul descrescător al /CAS se investighează linia /WE. Aceasta trebuie să fie pe deoarece se execută o operație de citire. Tot pe frontul descrescător al semnalului /CAS se memorează adresa coloanei A 8 A 5 în registrul corespunzător din circuitul de comandă. Cu ajutorul lor şi al MUX-ului, se selectează una dintre cele 56 de coloane ale liniei memorate în registrul de linii, şi conținutul celulei selectate se transmite, prin buffer (aflat în stare normală), spre ieşire D out. În continuare se dezactivează /RAS-ul (conținutul registrului de linii se reînscrie în matricea de memorare) apoi se dezactivează şi /CAS-ul şi linia D out trece pe Z. 7 7 Citirea informației Scrierea informației Scrierea informaţiei în memorie Furnizarea adresei locației de memorare în care urmează să se scrie informația se face la fel ca la operația de citire. Deosebirile apar pe frontul descrescător al /CAS când în urma investigării se găseşte linia /WE pe. Acest fapt înseamnă că urmează o operație de scriere şi, tot în acel moment datele care urmează a fi scrise trebuie să fie prezente pe linia D in. În continuare se memorează adresa coloanei A 8 A 5 în registrul corespunzător din circuitul de comandă. Cu ajutorul lor şi al DMUX-ului, se selectează una dintre cele 56 de coloane ale liniei memorate în registrul de linii, şi informația de pe D in se memorează în această celulă. În continuare se dezactivează /RAS-ul (conținutul registrului de linii se reînscrie în matricea de memorare) apoi se dezactivează şi /CAS-ul. 59 5-6

Reîmprospătarea informaţiei memorate Se foloseşte un numărător pe 8 biți, cu funcționare continuă care generează adresele celor 56 de linii. Pe frontal descrescător al semnalului /RAS se selectează o linia ce corespunde adresei. Conținutul fiecărei celule ale acestei linii se înscrie în registru de linii. Pe frontul crescător al semnalului /RAS se reînscrie informația din registru de linii, regenerată în celulele corespunzătoare. În continuare se trece la următoarea adresă şi se reîmprospătează informațiile din celulele liniei următoare. 6 53-6

Sisteme de prelucrare numerică cu procesoare Anul II 6 54-6

.Structura generală a unui sistem de prelucrare numerică cu procesor (SPN) [], pag. În acest capitol sunt prezentate principii generale privind structura şi funcţionarea unui sistem de prelucrare numerică cu procesor (SPN). Structura generală a unui SPN este prezentată în figura.. Unitatea centrală de prelucrare (UCP), este cea mai importantă componentă a unui astfel de sistem. Principala funcţie a UCP este de a executa un program reprezentat printr-o secvenţă de instrucţiuni. Programul este încărcat în prealabil în memorie, mai concret în memoria program. Execuţia programului implică existenţa unor date care urmează să fie prelucrate. Acestea se găsesc fie în memoria de date, fie sunt preluate de la periferice. Execuţia programului se concretizează prin generarea unor date care pot fi stocate în memoria de date sau pot comanda perifericele. Perifericele asigură schimbul de informaţii cu exteriorul. În cea mai simplă formă perifericele sunt reprezentate de porturile de intrare-ieşire (intrări-ieşiri numerice). Alte exemple de periferice sunt: convertoarele analog-numerice (intrări analogice), convertoarele numeric-analogice (ieşiri analogice), interfeţele (porturile) seriale, temporizatoarele. Un procesor (microprocesor), care este specific calculatoarelor personale, conţine doar UCP, relativ la figura.. Acesta are o mare putere de calcul deoarece trebuie să execute mai multe aplicaţii în acelaşi timp. De aceea, memoria şi perifericele sunt externe, fiind poziţionate în interiorul carcasei calculatorului. Un microcontroler, la fel ca un procesor de semnal, conţine toate cele 3 elemente componente din figura. integrate în aceeaşi capsulă. Aceste două dispozitive sunt folosite pentru aplicaţii dedicate. Diferenţa între cele două este că procesorul de semnal este optimizat din punct de vedere al instrucţiunilor pentru a face prelucrări de semnal (filtrări numerice sau transformări Fourier rapide) în timp ce un microcontroler are integrate o gamă mai largă de periferice, în special intrări-ieşiri numerice. UCP MEMORIE PERIFERICE Fig.. Structura generală a unui SPN. 55-6

. Să se precizeze funcţiile registrelor PC (Program Counter) şi, respectiv, SR (Status Register) pentru un procesor. [], pag. 3, 5, 34-35. Registrul PC (Program Counter) indică adresa din memorie a instrucţiunii care urmează să fie executată (adresa primului octet al instrucţiunii). Rezultă că după fiecare instrucţiune registrul PC îşi măreşte conţinutul cu numărul de octeţi ai codului maşină ai instrucţiunii respective. Acest lucru este valabil când execuţia programului este liniară, adică nu există ramificaţii în program. O ramificaţie înseamnă că următoarea instrucţiune executată nu este cea de la adresa care urmează după ultimul octet al instrucţiunii curente, ci una situată la o adresă mai mare sau mai mică. Există trei posibilităţi de ramificaţii: instrucţinui de salt, apeluri de subrutine sau răspunsuri la cereri de întrerupere. În aceste situaţii, registrul PC va fi încărcat cu adresa instrucţiunii unde se va face saltul. Această adresă este cu un număr de unităţi mai mare sau mai mică decât conţinutul registrului PC înainte de salt. Registrul SR (Status Register) conţine la majoritatea dispozitivelor biţii indicatori care sunt modificaţi în urma execuţiei unei instrucţiuni aritmetice sau logice: C (Carry), V (Overflow), N (Negative), Z (Zero). Bitul indicator de transport C (Carry bit). Acest bit este poziţionat la nivel logic dacă rezultatul unei operaţii aritmetice a produs un transport şi este poziţionat la nivel logic dacă nu a avut loc un transport. Bitul indicator de depăşire V (Overflow bit). Acest bit se poziţionează la nivel logic dacă rezultatul unei operaţii aritmetice depăşeşte domeniul de valori corespunzător reprezentării în cod complementul lui doi. Bitul indicator de semn N (Negative bit). Acest bit se poziţionează la nivel logic dacă rezultatul unei operaţii este un număr negativ şi la nivel logic daca rezultatul operaţiei este un număr pozitiv. Bitul indicator de zero Z (Zero bit). Acest bit se poziţionează la nivel logic în urma execuţiei unei instrucţiuni al cărei rezultat este zero şi este poziţionat la nivel logic dacă rezultatul este diferit de zero. De asemenea, registrul SR conţine şi bitul care permite validarea întreruperilor mascabile, notat de obicei GIE (General Interrupt Enable). În afară de aceşti biţi, registrul SR mai poate conţine şi alţi biţi. 56-6

3. Să se precizeze funcţia registrului SP (Stack Pointer) şi a memoriei stivă pentru un procesor. [], pag. 4, 5. Funcţia registrului SP este în strânsă legătură cu registrul PC. Apelul unei subrutine sau răspunsul la o cerere de întrerupere înseamnă un salt la o adresă unde este plasată subrutina (subrutina de întrerupere). Astfel, în figura.3 instrucţiunea CALL S_, aflată la adresa ADR apelează subrutina S_, aflată la adresa AS_. La încheierea subrutinei (instrucţiunea RET) programul trebuie să se reîntoarcă la instrucţiunea care urmează după cea care a făcut apelul, adică instrucţiunea Instr., aflată la adresa ADR+n (n reprezintă numărul de octeţi ai instrucţiunii CALLS_). Pentru a fi posibil acest lucru, registrul PC trebuie încărcat cu adresa ADR+n. Această adresă a fost disponibilă în registrul PC după extragerea codului maşină al instrucţiunii CALL S_, înainte de decodificarea şi execuţia acestei instrucţiuni. De aceea, execuţia instrucţiunii CALL S_ înseamnă mai întâi salvarea registrului PC şi abia apoi încărcarea lui cu adresa de salt (AS_, în acest caz). Zona de memorie unde se realizează salvarea se numeşte stivă. De obicei salvarea în stivă se face la adrese descrescătoare. În acest sens, registrul SP (Stack Pointer, indicator al vârfului stivei) este decrementat cu pentru fiecare octet salvat în stivă. Conţinutul acestui registru indică adresa ultimului octet salvat. Se presupune că înainte de execuţia instrucţiunii CALL S_ conţinutul registrului SP era 4h. Deoarece fiecare adresă salvată în stivă conţine octeţi, înseamnă că registrul SP a fost decrementat de 4 ori, adică conţine valoarea 3FFCh. La execuţia instrucţiunii RET din subrutina S_, registrul PC se încarcă cu conţinutul stivei de la adresele SP şi SP+ (adică 3FFCh şi 3FFDh), iar registrul SP se incrementează cu unităţi. La execuţia instrucţiunii RET din subrutina S_ registrul PC se încarcă de asemenea cu conţinutul stivei de la adresele SP şi SP+ (3FFEh şi 3FFFh în acest caz), după care registrul SP se incrementează din nou cu unităţi. Rezultă că numerele existente în stivă se citesc în ordinea inversă celei în care au fost salvate, de unde denumirea de stivă sau memorie LIFO (Last In First Out). PROGRAM APELANT ADRESE INSTRUCŢIUNI SUBRUTINA S_ ADRESE INSTRUCŢIUNI SUBRUTINA S_ ADRESE INSTRUCŢIUNI.. ADR CALL S_ ADR+n Instr. AS_ ADR ADR+n. CALL S_ Instr... AS_ RET RET Fig..3 Apelul unei subrutine. 57-6