08 مجله مهندسی برق دانشگاه تبریز جلد 74 شماره تابستان 69 شماره پیا یپ طراحی یک تقویتکننده کمنویز کسکود ولتاژ پایین با خطینگی باال به کمک روش تزویج مغناطیسی در باند 54 GHz مهران نظری 6 دانشجوی کارشناسی ارشد جواد یاوند حسنی استادیار 6- دانشکده مهندسی برق - دانشگاه علم و صنعت ایران - تهران - ایران - meh.nazari90@gmail.com - دانشکده مهندسی برق - دانشگاه علم و صنعت ایران - تهران - ایران - yavand@iust.ac.ir چکیده: در این مقاله یک LNA کسکود ولتاژ پای نی با خطینگی باال با استفاده از روش تزویج مغناطیسی در باند فرکانس ی 74GHz ب ا اس تفاده از تکنولوژی 8/60μm RF-CMOS شرکت TSMC ارائه شده است. از روش تزویج مغناطیسی جهت کاهش ولتاژ منبع تغذیه و کاهش اثرات غیرخطی رسانایی درین ترانزیستور کسکود ورودی بهکار گرفته شده است. به کمک یک ساختار سورس مشترک و ایجاد یک مسیر اض افی اث رات غیرخط ی ترارسانایی ترانزیستور ورودی در خروجی طبقه اول کاهش داده شده است. ش بکه می انگ ذر ورودی و س اختار ش انت-پیکین خروج ی جه ت دستیا یب به تطبیق پهنباند در ورودی و خروجی تقویتکننده به کار گرفته شدهاند. این LNA دو طبقه دارای بهره س یگنال کوچ ک db و ع دد نویز 7dB در فرکانس 74GHz است. مقدار IIP تقویتکننده کمنویز پیشنهادشده +9/0dBm بوده که در مقایسه با ساختار کس کود ب ا اس تفاده از روش تزویج پایه +4dBm بهبود داشته است. این تقویتکننده دارای پهنای باند 68GHz 9dB بوده و تلفات بازگشت در سرتاسر پهنای باند بهتر از 68dB است. تقویتکننده کمنویز پیشنهادی با ولتار منبع تغذیه 8/ ولت دارای توان تلفاتی /0mW است. تزویج مغناطیسی.Q-LinkPAN واژهه ی کلیدی:ا تقویتکننده کمنویز خطینگی باال ولتاژپای نی Analysis and Design of Low-Voltage High Linearity CMOS LNA with Magnetic Coupled Technique for 45GHz application M. Nazari, MSc Student; J. Yavand Hasani, Assistant Professor - Faculty of Electrical Engineering, Iran University of Science and Technology, Tehran, Iran, Email: meh.nazari90@gmail.com - Faculty of Electrical Engineering, Iran University of Science and Technology, Tehran, Iran, Email: Yavand@iust.ac.ir Abstract: A low voltage cascode LNA with high linearity designed in 0.8μm RF CMOS technology is presented, in which magnetic coupling has been adopted in 45GHz frequency band. Magnetic coupling has been used to decrease the supply voltage, as well as the reduction of drain nonlinear conductivity in the input cascode transistor. Using common source topology and adding an auxiliary signal path to the output, nonlinearity of the trans-conductance of input transistor has been improved. Input bandpass network and output shunt-picking topology has been used to perform the wideband matching in the amplifier input and output. The proposed two-stage LNA reveals 9dB small signal gain and 4dB noise figure at 45GHz center frequency, at MHz frequency offset. IIP of the designed LNA is +.8dBm, presenting 7dB improvement, in comparison with the cascade structure. The amplifier has - db bandwidth of 0GHz, where the return loss in the entire band is better that 0dB. The supply voltage of the designed LNA is 0.6V and power consumption is 6.8mW. Keywords: Low noise amplifier, high linearity, low voltage, magnetic coupling, Q-LinkPAN. تاریخ ارسال مقاله: 697/6/8 تاریخ اصالح مقاله: 694/8/69 و 694/87/64 تاریخ پذیرش مقاله: 694/87/0 نام نویسنده مسئول: جواد یاوند حسنی نشانی نویسنده مسئول: ایران - تهران - میدان رسالت - خیابان هنگام - خیابان دانشگاه - دانشگاه علم و صنعت ایران - دانشکده مهندسی برق.
44/ مجله مهندسی برق دانشگاه تبریز جلد 74 شماره تابستان 69 - مقدمه در سال 00 یک گروه مطالعاتی جدید تحت عنوان SG5 )این گ روه به اسم Q-LinkPAN SG نیز شناخته میشود( تشکیل شد ک ه ه د اصلی آنها مطالعه درباره قابلیته یا بان د 74 GHz ب رای کاربرده ای WLAN در گروه استاندارد CWPAN بود. در سال 000 مجموع های از سندهای کاربرد باند فرکانس ی 54GHz ب ه دفت ر م دیرت رادی ویی MIIT جمهوری خلق چین برای اس تفاده از ای ن بان د ارس ال ش د. در س اتامبر 00 بع د از اص الحات س ند اس تفاده از بان د فرکانس ی 5-4GHz ب رای س رویسه ای موبای ل در سیس تمه ای دس تیا یب بیسیم پهن باند در وبسایت MIIT منتشر شد. این باند فرکانس ی دو نوع پیکربندی وجود دارد که با توجه به نوع پیکربندی پهنای باند این باند فرکانسی به 4 یا 0 کانال تقسیم میشود ]0[. تعدادی از مزایای باند فرکانسی 54GHz نسبت ب ه بان د فرکانس ی 6GHz که پیشتر به کار گرفته شده بود عبارتاند از: در ارتباطات بیسیم رنجکوتاه به علت اس تفاده از تکنول وژیه ای سادهتر تجهیزات Q-LinkPAN تنها %0 هزین ه تجهی زات بان د 6GHz را خواهند داشت. به علت اوج جذب اتمسفر در باند )~8dB/km(6GHz این باند فرکانسی در ارتباطات نقطهبهنقطه با نرخ داده باال در مسافته یا ط والنی قاب ل اس تفاده نم یباش د. ام ا ج ذب اتمس فر پ ایین) 6dB/km ~( اس تفاده از Q-LinkPAN را در ای ن گون ه ارتباطات توسط آنتنه یا با بهره باال امکانپذیر میکند ]0[. با پیشرفت تکنول وژی CMOS ابع اد ترانزیس تورها و ولت اژ منب ع تغذیه کاهش پیدا میکند. چنین روندی در تکنولوژی با ک اهش ت وان مصرفی و ابعاد تراشهها موجب توسعه و گس ترش ادوات فرک انس ب اال خواهد شد. کاهش ولتاژ منبع تغذیه کارایی ادوات فرک انس ب اال مانن د تقویتکنندهه یا پای نی کمنویز مخلوطکننده و تقویتکنندهه یا ت وان را ب ه شدت تحت تأثیر قرار میدهد. به عنوان مثال کاهش ولتاژ منبع تغذی ه موجب افت خطینگی ادوات RF میگردد. در نتیجه در کاربردهای ولتاژ تکنیکه یا به منظور حفظ کارایی و غلبه بر مح دودیته ای ایجادش ده ب ه جدید طراحی نیاز خواهیم داشت. ساختارهای متنوعی برای تقویتکنندهه یا کمنویز با خطینگی باال در [ -6 ] ارائه شده است. در ][ خطینگی ساختار کس کود پای ه ب ا استفاده از یک مسیر پسخور بهبود داده شده است. در ]5[ با اس تفاده از تکنیک MTGR جهت حذ خطینگی طبقه کسکود تاشده به gm میزان چشمگیری بهبود یافته اس ت. در ]4[ ی ک روش جدی د جه ت بهبود خطینگی تقویتکننده کمنویز پهن باند ارائه شده و ک ارایی ای ن روش با استفاده از سری ولترا مورد بررس ی ق رار گرفت ه اس ت. در ]6[ روش پسا اعوجاج با بدنه بای اسش ده ب رای بهب ود خطینگ ی س اختار کسکود در باند فرکانسی 47- GHz بهکار گرفته شده است. در این مقاله جهت بهبود خطینگی در کاربرده ای فرک انس ب اال و ولتاژ پایین از ساختار کس کود ب ا اس تفاده از روش ت زویج مغناطیس ی استفاده شده است. این ساختار با ایجاد یک مدار تشدیدکننده در طبقه کسکود موجب ک اهش اث ر خ ازنه ای پ ارازیتی ب ین دو ترانزیس تور کسکود و در نتیجه بهبود بهره و بیشینه بهره در دسترس در باند م وج میلیمتری میشود ]0[. با استفاده از ای ن س اختار اث رات منف ی ر یو خطینگی رسانایی درین در کاربردهای ولتاژ پایین کاهش پیدا میکند. همچنین با استفاده از یک مسیر اضافی شامل یک ترانزیس تور س ورس مشترک اثرات غیرخطی ترارس انایی ترانزیس تور کس کود ورودی را در فرکانسه یا باال بهبود دادهایم. جهت دستیا یب به بهره مورد نظ ر ی ک طبقه سورس مشترک به عنوان طبقه دوم ب هک ار گرفت ه ش ده اس ت. همچنین از یک مقاوم ت پ سخ ورد ب ین گی ت و دری ن ترانزیس تور کسکود ورودی جهت افزایش پهنای باند استفاده شده است ]8[. - بهبود خطینگی در تقویتکنندهه یا کمنویز ولتاژ پایین در طراحی مدارهای LNA عمدتا استفاده از طبقه کسکود نسبت به طبقه سورس مشترک پایه ترجیح داده میشود. در طبقه کسکود به دلیل وجود ساختار گیت مشترک در مسیر سیگنال اثر میلری خنثی شده و موجب بهبود پایداری افزایش بیشینه بهره پای دار (MSG) و کاهش اثرات پارازیتیکی مدار خواهد شد. بهب ود خطینگ ی س اختار کسکود موجب ایجاد مصالحه میان پارامترهای دیگر آن نظیر بهره و عدد نویز خواهد شد. خطینگی طبق ه کس کود پای ه در کاربرده ای ولتاژ پایین با چالشهایی روبهرو میباشد که موج ب مح دودیت در کاربرد این ساختار میگ ردد. جری ان غیرخط ی دری ن ترانزیس تور MOSFET را با استفاده از بسط تیلور به سادگی میتوان به ص ورت زیر مدل کرد: i v g v g v g v d gs m gs d ds m gs g v g v g v d ds m gs d ds )6( که gmn ضرایب مرتبه n غیرخطی بودن ترارسانایی و gdn ضرایب مرتب ه n غیرخطی بودن رسانایی درین میباشند. به دلیل تأثیر پایین ض رایب غیرخطی مرتب ه دوم روی IIP و کوچ ک ب ودن ض رایب مدوالس یون متقابل در ادوات MOSFET جهت سادگی محاسبات از این ض رایب در مدل بیانشده در )6( صر نظر شده است. با توجه ب ه ]5[ طبقه سورس مشترک ساده از رابطه زیر به دست میآید: VIP 4. g m IP g m L m gd gdrl )( ی ک V g R با توجه به )0( مشخص اس ت ک ه مق دار وابسته نبوده و تحت ت أثیر مق دار تنه ا ب ه VIP gm و gm و gd gd نی ز ق رار خواه د گرف ت. همچنین با توجه به ]9[ در ساختار سورس مش ترک س اده غیرخط ی بودن رسانایی درین در ند خروجی با رابطه زیر متناسب است: g g R R g d 4 d L L d )9(
449/ مجله مهندسی برق دانشگاه تبریز جلد 74 شماره تابستان 69 رابطه )( نشان میدهد جه ت ک اهش غیرخط ی ب ودن رس انایی درین میتوان مقاومت بار تقویتکننده را کاهش داد. در شکل 0 مقدار gd برای مق ادیر مختل ولت اژ دری ن-س ورس ترسیم شده است. همانطور ک ه مش اهده م یکن یم ب ا ک اهش ولت اژ درین-سورس مقدار gd افزایش پیدا میکند و با توج ه ب ه رابط ه )6( خطینگی تقویتکننده را به شدت تحت تأثیر قرار میده د. ب ه عن وان مثال مقدار gd برای یک ترانزیستور nmos در تکنولوژی 8/60μm ب ا ولتاژ گیت-سورس 8/04 ولت و نسبت W/L=8 در ولتاژه ای دری ن- سورس 8/0 8/4 و 6/9 ولت برابر 8/88 8/86 و 8/8889 است. این مقادیر نشان میدهد ک ه ب ا ک اهش ولت اژ دری ن-س ورس می زان غیرخطی بودن رسانایی درین مرتبه سوم به شدت افزایش پیدا میکند. با توجه ب ه نم ودار ش کل 6 مش اهده م یکن یم غیرخط ی ب ودن رسانایی درین در کاربردهای ولتاژ باال روی VIP به همین دلیل است که در کاربردهای ولتاژ باال از اثر تقریبا بیتأثیر ب وده و در محاسبات gd خطینگی تقویتکنندهها صر نظر میشود. س اختار س ورس مش ترک س اده و کس کود پای ه ب ه ترتی ب در شکله یا و 9 نشان داده شده است. ب رای ی ک ولت اژ منب ع تغذی ه ثابت ولتاژ درین-سورس ترانزیستورها در س اختار کس کود نس بت ب ه ساختار سورس-مشترک کاهش پیدا میکن د و موج ب اف زایش و gd کاهش خطینگی رسانایی درین خواهد شد. در ساختار کسکود پای ه ب ا توجه اینکه جریان ترانزیستورهای و M یکسان م یباش د جه ت کاهش مقاومت بار طبقه سورسمشترک )ترانزیستور ( ک ه موج ب اف زایش خطینگ ی رس انایی دری ن ترانزیستورها و یا ابعاد ترانزیستور M م یش ود م یت وانیم جری ان را افزایش ده یم ک ه ب ه ترتی ب و در ساختار معرفیشده M ولتاژها و جریانه یا بای اس دو ترانزیس تور کامال مجزا میباشد. در این س اختار ولت اژ بای اس طوری انتخاب میکنیم ک ه ای ن ترانزیس تور دارای دسترسی به بهره دلخواه شود. همچنین بایاس gm M را مناس ب جه ت به گون های انتخ اب میشود که بار ترانزیستور جهت اف زایش خطینگ ی در کاربرده ای ولتاژ پایین کاهش یابد. با توجه به ش کل 7 مش اهده م یگ ردد ولت اژ درین-سورس هر یک از ترانزیستورهای و M ک امال مج زا ب وده و میتوان در ولتاژهای منبع تغذیه پایین در حد 8/ ولت نیز به ک ارایی مطلوب دست یافت. نکتهای که باید بدان توجه ک رد وابس تگی ولتاژ گیت-سورس و نسبت W/L ترانزیستور است. مقدار gd gd ب ه بر حس ب ولتاژ گیت-سورس و W/L ترانزیستور به ترتی ب در ش کله ای 4 و ترسیم شده است. V G Z L RF in M RF out شکل : ساختار سورسمشترک ساده RF in V G Z L M M RF out افرایش توان مصرفی و ابعاد تراشه را نتیجه میدهد. ب ه منظ ور بهب ود خطینگی ساختار کسکود پایه در کاربردهای ولتاژ پایین ساختار ش کل 7 در این مقاله معرفی گردیده است. V G شکل : ساختار کسکود پايه Z L RF out M M L L VG RF in M V G شکل : مقدار gd بر حسب ولتاژ درين-سورس شکل 4: ساختار پيشنهادی برای کاربردهای ولتاژ پايين
447/ مجله مهندسی برق دانشگاه تبریز جلد 74 شماره تابستان 69 شکل gd 5: بر حسب ولتاژ گيت-سورس شکل gd 6: بر حسب W/L ترانزيستور با توجه به این شکلها درمییابیم که با افزایش ولتاژ گیت-سورس و ابعاد ترانزیستور در یک ولتاژ درین-سورس ثابت مقدار در ناحی ه gd وارونگی شدید افزایش پیدا میکند. در نتیجه برای اف زایش مق دار ترانزیستور با در نظر گرفتن پارامتر خطینگی در کاربردهای ولتاژ پای نی نمیتوانیم ولتاژ گیت-سورس و ابعاد ترانزیستور را خیلی افزایش داد. gm - مدار تقویتکننده کم نویز پیشنهادی ساختار LNA مورد نظر در شکل 4 نش ان داده ش ده اس ت. ترانزیستورهای کسکود میباش ند. ترانزیس تور غیرخطی بودن ترارسانایی ترانزیس تور مقاومت M و RF جه ت ک اهش اث ر ب هک ار گرفت ه ش ده اس ت. برای افزایش پهنای باند م دار م ورد اس تفاده ق رار گرفت ه است. در تقویتکننده کمن ویز پیش نهادی ب ا اس تفاده از روش ت زویج مغناطیسی ولتاژ درین-س ورس ترانزیس تورهای کس کود را ب رای ی ک ولتاژ منبع تغذیه ثاب ت اف زایش دادهای م ک ه ای ن ام ر موج ب بهب ود خطینگی رسانایی درین در کاربردهای ولتاژ پایین خواهد شد. با توج ه به ]4[ ساختار کسکود با استفاده از روش تزویج مغناطیسی ب ا ک اهش اثر خازنه یا پارازیتیکی موجب بهب ود ع دد ن ویز و بیش ینه به ره در دسترس در کاربردهای فرکانس باال خواهد شد. در ساختار پیش نهادی با افزایش ولت اژ گی ت-س ورس و ی ا ابع اد ترانزیس تور مقاومت بار M م یت وانیم را کاهش دهیم که با توجه به )9( موج ب ک اهش اث ر غیرخطی رسانایی درین در کاربردهای ولت اژ پ ای نی غیرخطی ترارسانایی و رسانایی درین ترانزیس تور پسخور ولتاژ-جریان با امادانس خروجی باالی قابل ص ر M نظ ر م یباش د. ک اهش ب ار ترانزیس تور م یش ود. اث ر ب ه عل ت وج ود در ساختار کسکود زایش )اف gm ترانزیستور M( جه ت بهب ود خطینگ ی موج ب ک اهش به ره طبق ه میگردد در نتیجه برای دسترس ی ب ه به ره م ورد نظ ر ی ک س اختار سورس مشترک جهت بهب ود به ره ب ه عن وان طبق ه دوم در س اختار پیشنهادی بهکار گرفته شده است. استفاده از سل گیت در س اختار کس کود موج ب ایج اد فی دبک مثبت میشود. این فیدبک مثبت در یک بازه فرکانسی خاص بس ته ب ه ابعاد ترانزیستور و مقدار سل گیت موجب افزایش مقدار ترارس انایی و در نتیجه بهبود بهره ساختار کسکود خواهد شد ][. به همین دلیل از سل گیت در مورد M استفاده شده است. به ع الوه در مرج ع ]68[ نشان داده شده است که با استفاده از طراحی مناسب و انتخاب مناسب ابعاد ترانزیستورهای کسکود و مقادیر سل ها میت وانیم ب ا اس تفاده از ساختار کس کود ب ا ت زویج مغناطیس ی ت أثیر خ ازنه ای پ ارازیتیکی ترانزیستورهای کسکود را به وسیله ترانسفرمر در ب ازه فرکانس ی م ورد نظر حذ کرده و به بهره و عدد نویز مناسب بدون ک اهش چش مگی ر خطینگی دست یافت. -- تحلیل خطینگی ساختار پیشنهادی هم انط ور ک ه م یدان یم منش أ اص لی غیرخط ی ب ودن در ادوات )gm( اثر غیرخطی مرتبه سوم ترارسانایی MOSFET رفع این مشکل در ساختار پیش نهادی از ترانزیس تور شده است. ترانزیستور میباشد. جه ت وارونگی شدید بایاس شده و ترانزیستور ضعی به ره گرفت ه که مسیر اصلی را ایجاد م یکن د در ناحی ه با بایاس در ناحیه وارونگی مسیر اضافی را شکل میدهد. با توجه ب ه ش کل 0 عالم ت برای یک ترانزیستور MOSFET در ناحیه وارونگی شدید و ض عی gm ب ه ترتیب منفی و مثبت خواهد بود. در نتیجه با طراحی مناسب میتوانیم مقدار ضریب مرتبه سوم غیرخطی بودن ترارسانایی را در خروجی طبقه اول مدار پیشنهادی که حاصل جمع gm ناشی از ترانزیستورهای میباشد را به حداقل رساند. و شکل یک ساختار سورس مشترک را نشان میدهد با توج ه ب ه اینکه سل و خازن نقش بسیار مهمی را در خطینگی تقویتکنندهه یا کم نویز ایفا میکنند جهت محاسبه ضرایب اعوجاج هارمونیک وابس ته به فرکانس از سری ولترا بهره گرفتهایم. رابط ه می ان جری ان دری ن و ولتاژ گیت ترانزیستور یک رابطه دیفرانسیلی غیرخطی است که ب ا استفاده از سری ولترا به صورت )7( زیر بیان میشود: I A ( s ) V A ( s, s ) V o in in A ( s, s, s ) V in رابطه میان ولتاژ سورس و ولتاژ گیت ترانزیستور زیر است: نیز ب ه ش کل
444/ مجله مهندسی برق دانشگاه تبریز جلد 74 شماره تابستان 69 C 4 L L 5 L 6 M C 6 L R F L L 4 R 4 RF in C M M L g V G C 5 RF out L R L s L M M 4 R R C V G C V G V G4 B B( s) B( s ) B( s) B( s) B ( s ) B ( s ) BB B( s) B ( s, s) B( s ) B ( s, s ) B ( s ) B ( s, s ) B B ( s, s ) B ( s, s) B ( s, s ) شکل 7: مدار LNA پيشنهادی )4( )( )4( V B ( s ) V B ( s, s ) V s in in B ( s, s, s ) V in V sc sc V I حال با KCL در سورس خواهیم داشت: s gs gs in o sls بسط تیل ور جری ان دری ن ترانزیس تور ب ه ص ورت زی ر بی ان ( ) I g V V g V V o m in s m in s g ( V V ) m in s B B B )4( )( میشود: در نتیجه ضرایب سری ولترا و به ترتیب به صورت )0( B s g sc Q s m gs g m B( s) B( s ) B B ( s, s ) Q ( s s ) B s, s, s Q s m m )4( )( و )68( محاسبه میشوند. g B ( s ) B ( s ) B ( s ) B B + g B B B / Q ( s s s ) متغیرهای این روابط به صورت زیر بیان میگردند: حال با توجه به )7( و )( ضرایب سری ولترا جریان به ص ورت Io A s g B s m A ( s, s ) B ( s, s ) Q( s s ) g m A ( s, s, s ) B ( s, s, s ) Q ( s s s ) g m زیر به دست میآید: شکل gm 8: بر حسب ولتاژ گيت-سورس )64( )0( )( L C s g L s sl s gs m s B B( s) B( s ) B B( s) B( s ) B( s) s )0( )6( )( )66( )9( )7(
44/ مجله مهندسی برق دانشگاه تبریز جلد 74 شماره تابستان 69 V in M V s L s I o شکل 9: ساختار سورسمشترک با سلف سورس V in M I o شکل : ساختار سورس مشترک ساده بر اساس شکل 0 جریان درین ترانزیستور تیلور به صورت زیر بیان میشود: )8( با استفاده از بس ط I g V g V g V o m in m in m in که gmn ضرایب مرتبه n غیرخط ی ب ودن ترارس انایی ترانزیس تور میباشد. با توجه به روابط )09( و )0( جه ت ح ذ ض ریب مرتب ه س وم غیرخطی بودن ترارسانایی در خروجی طبقه اول مدار پیش نهادی بای د رابطه زیر برقرار باشد: F g A ( s, s, s ) 0 m )6( همانطور که مشاهده میکنیم )0( یک رابطه وابسته به فرک انس میباشد. با انتخاب مناسب الم انه ای م دار و ب ا توج ه ب ه فرک انس عملکرد میتوانیم ضریب مرتبه سوم غیرخط ی ب ودن ترارس انایی را در خروجی طبقه اول به حداقل برسانیم. دستیا یب ابتدا ابعاد و ولتاژ گیت-سورس ترانزیستور ورودی را جه ت به عدد نویز و بهره مطلوب تعیین میکنیم. به عنوان مث ال Ls=8/6 nh را در نظر میگیریم. در نتیجه با توجه به رابطه 6 مق دار A با در نظر گرفتن j8/86+8/9- f=f-68mhz=74ghz به دست میآی د. ش کل 66 ان دازه F را ب ر حس ب ولت اژ گی ت-س ورس ترانزیستور نشان میدهد. با توجه به شکل درمییابیم که با افزایش ولتاژ گیت-سورس برای هر سه مقدار W ابت دا ک اهش یافت ه و بع د از یک مقدار ولتاژ خاص ولتاژ گیت-سورس شروع به افزایش پیدا میکند. همانطور که میدانیم A یک عدد مختلط و gm ی ک ع دد حقیق ی است. در نتیجه gm تنها م یتوان د مق دار حقیق ی طبقه اول حذ کند و مقدار حقیقی A A را در خروج ی باقی میماند. به همین دلی ل با توجه به شکل 66 اندازه F بیش از ی ک مق دار خ اص ب ه ازای س ه مقدار متفاوت W کاهش پیدا نمیکند. الزم به ذکر است که عالمت ضریب سوم سری ولترا بسته به اینکه ترانزیستور در ناحیه اشباع باشد و یا اینکه در ناحی ه وارونگ ی ض عی بایاس شده باشد تغییر پیدا میکند. مشتق دوم ترارسانایی با توجه ب ه شکل 0 در ناحیه اشباع منفی و در حالت وارونگی ضعی مثبت اس ت. در نتیجه با استفاده از دو ترانزیستور که به صورت موازی بسته شدهاند و یکی در ناحیه وارونگی ضعی و دیگری در ناحیه اشباع است میتوان ضریب سوم سری ولترا جریان خروجی را حذ کرد و در نتیجه موجب بهبود IIP و خطینگی مخلوطکننده خواهد ش د. همچن ین در ش کل 6 با افزایش W مقدار gm به ازای یک ولتاژ گیت-س ورس اف زایش پیدا میکند. در نتیجه همانطور که در شکل 66 مشاهده میکن یم ب ا افزایش مقدار W کمینه اندازه F در ولتاژ گیت-سورس پای نی دست میآید. شکل 69 قسمت موهومی نشان میدهد. با تغییر A Ls ت ری ب ه را برای مقادیر مختل سورس درین مقدار قسمت موهومی A شکل : اندازه F بر حسب ولتاژ گيت-سورس شکل : مقدار gm برای مقادير مختلف W تغییر پیدا میکند.
444/ مجله مهندسی برق دانشگاه تبریز جلد 74 شماره تابستان 69 R F C C gd L -M L -M Z in L C gs v gs g m v gs C p M C p Z M C x C L s شکل 4: مدار معادل ورودی تقويتکننده شکل : مقدار قسمت موهومی A بر حسب سلف سورس به عنوان مثال با توجه به شکل 69 مقدار قسمت موه ومی A ازای nh مقدار برای سل ب ه Ls=8/64 بسیار کاهش پیدا میکند. در نتیجه با انتخاب ای ن A سورس مناسب ولتاژ گیت-سورس و ابعاد ترانزیستور توسط تقریبا حقیقی خواهیم بود که ب ا انتخ اب gm میتوانیم این مقدار را در خروجی طبقه اول حذ کرده و IIP را افزایش دهیم. شکل 5: تغييرات مقدار s برای مقادير مختلف C -- بررسی تطبیق ورودی پس از انتخاب مناسب ابعاد ترانزیستورها و ولتاژهای بایاس مدار جهت دسترسی به بیشترین بهره در دسترس شبکهه یا تطبیق باید به خوبی طراحی شوند. در مدار LNA پیشنهادی برای داشتن تطبیق پهن باند از ساختار میانگذر نشاندادهشده در شکل 4 استفاده شده است. شکل 67 مدار معادل ورودی تقویتکننده را نشان میدهد. ZM مشاهدهشده از درین ترانزیستور گیت-سورس ترانزیستور خازن است. خازن M Cx مقدار خازن C Cx امادانس مجموع خازن و خازن C بوده )Cx=C+Cgs( و با تغییر تغییر کرده و موجب تطبیق بهینه خواهد شد. شکل 64 مقدار مقدار خازن کمینه کمینه S C S جابهجایی فرکانسی شبیهسازیشده بر حسب را نشان میدهد. همانطور که مشاهده میکنیم مقدار C با تغییر موجب S جابهجایی جابهجایی فرکانسی نتیجه با انتخاب مناسب مقدار خازن فرکانس عملکردی مورد فرکانسی C میکند. پیدا جابهجایی بیشینه بهره خواهد شد. در میتوانیم به بیشترین بهره در نظر دست پیدا کنیم. شکل فرکانسی بیشینه بهره بر حسب مقدار خازن C را نشان میدهد. 6 جابهجایی شکل 6: تغييرات بهره برای مقادير مختلف C با تغییر ابعاد ترانزیستور نیز مقدار خازن Cx تغییر پیدا میکند و در نتیجه موجب جابهجایی فرکانسی مقدار بیشینه خواهد شد. اما به این دلیل که ابعاد ترانزیستور ترانزیستور کسکود ورودی ورودی مجاز به تغییر ابعاد 5- نتایج شبیهسازی م دار تقوی تکنن ده برای کاهش اثر غیرخطی ترارسانایی تنظیم شده است جهت بهبود تطبیق نخواهیم بود. ک من ویز پیش نهادی ب ا اس تفاده از تکنولوژیRF-CMOS 8/60μm شرکت TSMC شبیهس ازی ش ده
440/ مجله مهندسی برق دانشگاه تبریز جلد 74 شماره تابستان 69 است. در شبیهسازیه یا 48 اهم در نظر گرفته شدهاند. انجامشده ترمیناله یا در شبیهسازی مدار طراحیشده سل و خازنه یا ورودی و خروجی ها و خازنها همان سل ها استاندارد تکنولوژی 8/60μm CMOS میباش ند ک ه در Foundry design kit موج ود هس تند. م دلس ازی ترانس فورمر ب ا استفاده از نرمافزار Sonnet انجام شده است به این ترتیب که پ س از طراحی اولیه ترانسفورمر ابتدا جانمایی با استفاده از بسته طراح ی TSMC برای تکنولوژی 8/60μm CMOS تهیه و س اس س اختار آن ب ه ن رماف زار Sonnet ارس ال م یش ود. در مرحل ه طراح ی اولی ه ترانسفورمر را به صورت یک س ل ب ا ی ک مقاوم ت س ری و خ ازن موازی که مقدار آنها مشخص نیست م دل م یکن یم. درنهای ت ب ا استفاده از نرمافزار ADS مقادیر الم انه ای م دل را جه ت تطبی ق پارامترهای پراکندگی اس تخراج ش ده از ن رم اف زار Sonnet و ADS محاسبه مینماییم. شمای ترانسفرمر شبیهسازیش ده در Sonnet در شکل 64 نشان داده شده است. مقدار ضریب کیفیت هر یک از دوره ای ترانس فورمر ب ا توج ه ب ه نتایج حاصل از نرمافزار Sonnet در طول پهنای باند تقریبا از 6 تا 64 متغیر است. همچنین مق دار ض ریب ت زویج ب ا توج ه ب ه فاص له ب ین دورهای ترانسفورمر نشاندادهشده در شکل 64 تقریبا برابر 8/4 است. اندازه عناصر مدار در جدول 6 آورده شده است. همچنین جانمایی مربوط به تقویتکننده در شکل 60 نشان داده شده است. همانطور که مشاهده میکنیم ابعاد تقویت کننده برابر 79 7 μm است. پارامترهای پراکندگی و عدد نویز LNA مورد نظر در شکله یا 6 و 8 نشان داده شده است. با توجه به این شکلها مق دار به ره تقریب ا 7dB براب ر 74GHz میباشد. مقدار کمینه عدد نویز در فرک انس db است. مقادیر و S S در سرتاسر پهنای باند کمتر از -68dB است. مقدار IIP شبیهسازیشده برای ساختار پیشنهادی در حال ت خاموش و روشن به ترتیب در شکله یا 6 و نشان داده ش ده است. همانطور که مشاهده میکنیم با استفاده از ترانزیستور IIP به میزان 4dBm بهبود داشته است. مقدار جدول : اندازه عناصر مدار Symbol C Quantity 8/7 pf C 8/6 pf C -C6 6 pf C 4 8/94 PF C5 RF R-R-R-R4 L-L Ls-L-L6 L4 L5 Lg 8/0 pf 6 KΩ 68 KΩ 988 ph 688 ph 88 ph 8 ph 48 ph شکل 8: جانمايی تقويتکننده کمنويز پيشنهادی شکل 7: شمای ترانسفورمر استفادهشده شکل 9: پارامترهای s شبيهسازیشده
44/ مجله مهندسی برق دانشگاه تبریز جلد 74 شماره تابستان 69 جدول : خالصه نتايج شبيهسازی ساختار پيشنهادی و مقايسه با کارهای مشابه Ref. Tech. (nm) Topology S (db) S (db) NF (db) Power (mw) BW(GHz) IIP (dbm) ]6[ 8 -stage CS 66/9 N/A 7/0 68/0 40-4 8 ]9[ 608 -stage 64-44 4/4 9 78-0 ]0[ 608 -stage CS 0/ -9/4 / 47 /0 ]00[ 4 -stage 6-78 7/4 68 70-6 -/4 ]0[ 698 -stage CS+ -stage 67-9/6 /6 68/ 48-47/4 - ]05[ 698 -stage 6 N/A 4/ 64/6 90-7 -6 ]04[ 8 -stage 66/4-9 <4 6/4 48-40 -/0 This work 608 -stage CS+ -stage -6 7 /0 78-48 +9/0 شکل : عدد نويز شبيهسازیشده شکل : مقدار IIP شبيهسازیشده در حالت روشن 4- نتیجهگیری در این مقاله یک تقویتکننده کمنویز کسکود ولتاژ پایین با خطینگی باال با استفاده از روش تزویج مغناطیسی پیشنهاد شده است. با استفاده از این ساختار قادر خواهیم بود خطینگی و عدد نویز ساختار کسکود پایه را در باند موج میلیمتری بهبود دهیم. تقویتکننده پیشنهادی با استفاده از تکنولوژی 8/60μm CMOS شبیهسازیشده است. این تقویتکننده دارای بهره db و عدد نویز 7dB در فرکانس 74GHz است. این LNA در مقایسه با ساختارهای طراحیشده دیگر در باند فرکانسی 74GHz دارای خطینگی باال و عدد نویز کمتری میباشد. توان مصرفی با استفاده از ولتاژ منبع تغذیه 8/ ولت تقریبا /0mW است. نتایج در جدول آورده شده و با مقاالت مشابه مقایسه شکل : مقدار IIP شبيهسازیشده در حالت خاموش شده است.
48/ مجله مهندسی برق دانشگاه تبریز جلد 74 شماره تابستان 69 feedback for noise, gain, and linearity optimization," IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vol. 60, pp. 69-78, 0. [9] H. H. Hsieh and L. H. Lu, "A 40-GHz low-noise amplifier with a positive-feedback network in 0.8- CMOS," IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vol. 57, pp. 895-90, 009. [0] K. W. Yu, Y. L. Lu, D. C. Chang, V. Liang and M. F. Chang, "K-band low-noise amplifiers using 0.8 μm CMOS technology," IEEE Microwave and Wireless Components Letters, vol. 4, pp. 06-08, 004. [] S. Kang, B. Choi and B. Kim, "Linearity analysis of CMOS for RF application," IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vol. 5, pp. 97-977, 00. [] B. Huang Jr, K.-Y. Lin and H. Wang, "Millimeter-wave low power and miniature CMOS multicascode low-noise amplifiers with noise reduction topology," IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vol. 57, pp. 049-059, 009. [] H. Y. Yang, Y. S. Lin and C. Chen Chen, "A low power V band CMOS low noise amplifier using current sharing technique," Microwave and Optical Technology Letters, vol. 50, pp. 876-879, 008. [4] C. C. Huang, H. C. Kuo, T. H. Huang and H. R. Chuang "Low-power, high-gain V-band CMOS low noise amplifier for microwave radiometer applications," IEEE Microwave and Wireless Components Letters, vol., pp. 04-06, 0. [5] T. Yao, M. Q. Gordon, K. K. Tang, K. H. Yau, M.-T. Yang, P. Schvan, et al, "Algorithmic design of CMOS LNAs and PAs for 60-GHz radio," IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol. 4, pp. 044-057, 007. مراجع [] W. Haiming, H. Wei, C. Jixin, S. Bo and P. Xiaoming. "IEEE 80.aj (45GHz): A new very high throughput millimeter-wave WLAN system," In Communications, China, vol., no. 6, pp. 5-6, 04. [] MIIT. The Usage of 40-50 GHz Frequency Band for Mobile Services in Broadband Wireless Access Systems[R].n565784, 0. [] S. Arshad, R. Ramzan and F. Zafar, "Highly linear inductively degenerated 0.μm CMOS LNA using FDC technique," IEEE Asia Pacific Conference on Circuits and Systems, pp. 5-8, 04. [4] Y. M. Kim, H. Han and T. W. Kim, "A 0.6-V+ 4 dbm IIP LC folded cascode CMOS LNA with g m linearization," IEEE Transactions on Circuits and Systems II: Express Briefs, vol. 60, pp. -6, 0. [5] J. Y. Bae, S. Kim, H. S. Cho, I. Y. Lee, D. S. Ha and S. G. Lee, "A CMOS wideband highly linear low-noise amplifier for digital TV applications," IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vol. 6, pp. 700-7, 0. [6] W. T. Li, J. H. Tsai, H. Y. Yang, W. H. Chou, S. B. Gea, H. C. Lu et al, "Parasitic-insensitive linearization methods for 60-GHz 90-nm CMOS LNAs," IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vol. 60, pp. 5-5, 0. [7] H. C. Yeh, C. C. Chiong, S. Aloui and H. Wang, "Analysis and design of millimeter-wave low-voltage CMOS cascode LNA with magnetic coupled technique," IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vol. 60, pp. 4066-4079, 0. [8] S. Woo, W. Kim, C. H. Lee, H. Kim and J. Laskar, "A wideband low-power CMOS LNA with positive negative