1.4 CIRCUITE DE PROTECŢIE PENTRU DIODE ŞI TIRITOARE. În regimurile dinamice de intrare şi ieşire din conducţie, diodele şi tiristoarele, ca urmare a sarcinilor preponderent inductive, pot fi supuse la supratensiuni ce periclitează integritatea acestora. De asemenea pot să apară supracurenţi sau pierderi de putere însemnate, care afectează regimul termic al joncţiunilor.pentru tiristoare, un stres suplimentar este produs de gradientele de curent şi tensiune, care de asemenea pot produce fie comutări necomandate, fie deteriorarea joncţiunilor.în scopul utilizării cât mai aproape de parametri nominali precum şi pentru a evita deteriorările accidentale, diodele şi tiristoarele sunt prevăzute cu circuite de protecţie numite, după terminologia anglo-saxonă snubere. 1.4.1 CIRCUITE DE PROTECŢIE LA UPRACURENŢI. O primă protecţie se referă la curenţii de suprasarcină previzibilă sau neprevizibilă. Protecţia se realizează clasic cu relee termice sau relee electromagnetice cu temporizare, în funcţie de mărimea suprasarcinii şi durata ei, astfel încât să nu se depăşească temperatura admisibilă a joncţiunii. Protecţia la curenţi de scurtcircuit este strâns legată de capacitatea Fig.1.36 Curentul I TM. Fig.1.37 Plasarea siguranţei fuzibile ultrarapide. semiconductorului de a suporta, o durată determinată, curentul de vârf I FM (I TM ), fig.1.36. Intervalul redus, 10msec, în care dioda sau tiristorul poate suporta curentul I TM nu poate fi realizat utilizând soluţia cu întrerupătoare sau siguranţe fuzibile obişnuite, care întrerup circuitul defect în timpi mult mai mari. oluţia utilizată, aproape în exclusivitate, se bazează pe siguranţele fuzibile ultrarapide, înseriate cu tiristorul sau dioda protejată, fig.1.37. O siguranţă fuzibilă, prin construcţia ei, întrerupe un circuit într-un timp t = t1+ t, (1.38) mai mic decât semiperioada T/ = 10 msec a tensiunii sinusoidale de alimentare, în cazul unui convertor de reţea. Funcţionarea fuzibilului presupune două intervale de timp diferite. Presupunând că scurtcircuitul are loc la t = 0, fig.4.3, curentul de scurtcircuit I K creşte practic liniar producând încălzirea fuzibilului până la atingerea punctului de fuzibilitate. Intervalul de timp al acestei etape, notat cu t 1, se numeşte timp de prearc. La sfârşitul acestui interval fuzibilul se întrerupe fizic, dar curentul continuă să se închidă prin arcul electric dintre extremităţile acestuia. Fig.1.38 Variaţia curentului şi tensiunii.
4 ELECTRONICA DE PUTERE I ACTIONARI REGLABILE Arcul electric este însoţit de apariţia tensiunii de arc, U ARC, care este mai mare decât tensiunea de alimentare u(t). Ca urmare a acestui fapt curentul de scurtcircuit începe să scadă şi se anulează după intervalul t, numit timp de arc. În cazul utilizării diodelor şi tiristoarelor în convertoare de reţea protecţia la curenţi de scurtcircuit se poate realiza şi cu întrerupătoare de curent ultrarapide, care au timpi maximi de lucru în jur de 10 msec. 1.4. CIRCUITE DE REDUCERE A GRADIENTULUI DE CURENT. Gradientul de creştere sau descreştere a curentului printr-un semiconductor este, în general, determinat de sarcină.atât pentru diode cât mai ales pentru tiristoare există o limită a valorii maxime a gradientului din motivele expuse anterior. e consideră circuitul din fig.1.39 alimentat de la o sursă de c.c., U. Considerând L = 0, variaţia curentului prin circuit la intrarea în conducţie a tiristorului T este furnizată de ecuaţia diferenţială d() it L + Ri() t = U, (1.39) a cărei soluţie este Fig.1.39 Circuit pentru limitarea gradientului de curent. unde constanta de timp a circuitului U t / τ it () = ( 1 e ), R (1.40) L τ = R (1.41) Gradientul de curent di(t)/ are valoarea maximă la t = 0, fiind dat de relaţia d() it U U U R R L t / δ = e = = (1.4) t= 0 τ τ t= 0 Formele de variaţie a curentului şi gradientul de curent sunt prezentate în fig.1.40, curbele 1 şi 1. Micşorarea gradientului de curent se poate atinge numai prin mărirea inductivităţii din circuit, respectiv prin introducerea inductivităţi suplimentare L. In acest caz, procedând ca mai sus, rezultă un gradient de curent d'() i t U U = <, (1.43) L+ L L noile variaţii fiind reprezentate prin curbele şi,fig.1.40. Introducerea bobinei suplimentare L are însă unele inconveniente: având şi o rezistenţă proprie aceasta conduce la diminuarea randamentului conversiei, prin pierderile de putere pe care le produce;
Fig.1.40 Variaţia curentului şi gradientului. ELECTRONICA DE PUTERE 5 prezenţa ei în circuit conduce la micşorarea tensiunii disponibile pe sarcina R+L; la variaţii ale curentului i(t) produce supratensiuni de forma d(*) it ul() t = L, (1.44) care solicită suplimentar semiconductorul. Pentru limitarea acestor suprasarcini se prevede circuitul de descărcare a energiei acumulate format din dioda n şi rezistorul R. În general sarcinile acestor convertoare sunt de tipul R+L şi limitează gradientul de curent la valori sub cele admisibile. Totuşi se impune, pentru fiecare aplicaţie, verificarea valorii gradientului maxim şi prevederea, dacă este cazul, a circuitului de protecţie. 1.4.3. CIRCUITE DE PROTECŢIE LA UPRATENIUNI INTERNE. upratensiunile interne sunt produse în procesul de comutaţie din starea de conducţie în starea blocată, fiind materializate prin tensiunea V RM, fig.1.4. Pentru tiristoare este important şi gradientul de tensiune dv(t)/, aplicat în sens direct sau invers, care produce de asemenea efecte Fig.1.41 Circuit de protecţie la supratensiuni interne. nedorite, mai ales în capacităţile parazite ale joncţiunilor.ca urmare a variaţiei gradientului de curent di(t)/ la momentul t0, fig.1.4, supratensiunea produsă de inductivitatea L are o valoare apreciabilă, V RM, şi un gradient însemnat, ambele fiind inadmisibile pentru diodă sau tiristor.reducerea tensiunii V RM cât şi a gradientului se realizează prin plasarea în paralel cu semiconductorul a unui circuit serie R C, fig.1.41. Anterior momentului t0, ca urmare a faptului că u () t = V, (1.45) T condensatorul C este practic neîncărcat. În momentul t0, ca urmare a creşterii tensiunii u T (t), începe încărcarea condensatorului C prin circuitul serie R,L,C, încarcare descrisă de ecuaţia d ir ( t) L + R ir() t + uc() t = U, (1.46) unde ON Fig.1.4 Reducerea supratensiunii de comutaţie.
6 ELECTRONICA DE PUTERE I ACTIONARI REGLABILE 1 uc() t = ir()d t t C (1.47) Ecuaţia (1.45) poate fi analizată din punct de vedere al variaţiei curentului i R (t) şi a tensiunii u T (t).pentru primul caz, utilizând (1.46), ecuaţia (1.45) devine prin derivare d ir( t) d ir( t) 1 L + R + ir () t = 0 (1.48) C cu condiţia iniţială nenulă i (0) = I. (1.49) R Variaţia curentului i R (t) depinde de polinomul caracteristic al ecuaţiei (1.47), care este de forma cu soluţii de forma p R 1 + p 0 L + LC =, (1.50) R R 1 p1, = ±. (1.51) L 4L LC Cea mai convenabilă formă de variaţie este de tipul aperiodic, dacă R 1 0, (1.5) 4L LC care conduce la R L, (1.53) C oferind o relaţie pentru calculul rezistenţei circuitului de protecţie.pe de altă parte sarcina stocată în straturile tiristorului sau diodei, Q s, care provoacă curentul I şi supratensiunea V RM, trebuie, pentru a evita o valoare mare a tensiunii de autoinducţie a bobinei, să fie preluată de capacitatea C la un nivel de tensiune admisibil, de exemplu U M ( 0,5...0,5) = V. (1.54) Preluarea sarcinii Q s la nivelul de tensiune U M conduce la determinarea valorii capacităţii după Q C =. (1.55) U Variaţia tensiunii la bobinele tiristorului va fi dată de ecuaţia d ir ( t) ut () t = U L, (1.56) ceea ce înseamnă că polinomul caracteristic al acestei ecuaţii este cel dat de relaţia (1.49),iar forma de variaţie a tensiunii de asemenea aperiodică, curba 1 din fig.1.4.e constată că odată cu reducerea valorii maxime a supratensiunii la nivelul U < V (1.57) M M RM
ELECTRONICA DE PUTERE 7 se produce şi o diminuare considerabilă a gradientului de tensiune.la reaplicarea tensiunii de alimentare cu polaritate pozitivă, în vederea unei noi intrări în conducţie a tiristorului, tensiunea u T (t) va creşte exponenţial cu constanta de timp τ = RC. (1.58) î Creşterea cu întârziere a tensiunii poate provoca ratarea intrării în conducţie a tiristorului. Pentru a se evita acest lucru, uneori, se prevede dioda n în paralel cu rezistorul R, care asigură încărcarea condensatorului C cu polaritatea inversă faţă de cea din fig.1.4 practic instantaneu. La intrarea în conducţie a tiristorului capacitatea C se va descărca prin rezistorul R, dioda n fiind blocată. În acest fel se limitează curentul de descărcare al capacităţii, care suprapunându-se peste curentul de sarcină, poate conduce la creşterea exagerată a gradientului di(t)/, precum şi la o suprasolicitare termică.circuitele de protecţie la supratensiuni de comutaţie se prevăd întotdeauna pentru tiristoare şi numai uneori pentru diode, condiţionat de V diodei utilizate şi supratensiunile produse în circuit. 1.4.4. CIRCUITE DE PROTECŢIE LA UPRATENIUNI EXTERNE. upratensiunile externe sunt provocate de sursa de alimentare a convertorului, care poate fi un transformator, sau direct reţeaua.în câmpul magnetic al transformatoarelor sau inductivităţilor de reţea se inmagazinează o energie proporţională cu tensiunea, respectiv curentul de mers în gol, i0. Orice variaţie a tensiunii, produsă fie ca urmare a variaţiei tensiunii reţelei sau a deconectării de la reţea, conduce la apariţia unei variaţii a energiei, care se transferă la intrarea convertorului, rămas conectat la sursă, prin apariţia unei supratensiuni.la fel ca în cazul supratensiunilor interne, poate fi depăşit V semiconductorului cu efectele cunoscute, sau, în cazul tiristoarelor, poate produce intrarea în conducţie necontrolată.metodele de protecţie utilizate sunt, la fel ca în cazul anterior, circuite R-C plasate ca în fig.1.43, pentru cazul unui convertor trifazat.există două variante de protecţie: Fig.1.43 Circuite de protecţie pentru supratensiuni externe.
8 ELECTRONICA DE PUTERE I ACTIONARI REGLABILE în c.a., când circuitele R-C sunt plasate între fazele transformatorului de alimentare m, fig.1.43a; în c.c., când circuitul R-C este conectat la secundarul transformatorului printr-un redresor cu diode în punte trifazată U, fig.1.43b. Capacitatea C a circuitelor de protecţie se dimensionează pentru preluarea a 30 50% din energia transformatorului, care conduce la o reducere convenabilă a supratensiunii. În aceste condiţii capacitatea se determină, pentru protecţia din fig.1.43a, cu relaţia C = ω V i 0 T ( 6 U ) 7 10 [ μ ] F (1.59) unde: T puterea aparentă a transformatorului în kva, i o curentul de mers în gol procentual,calculabil din curentul nominal I N şi cel de mers în gol I 0, după i I = ; (1.60) 0 0 0 [ 0 ] 100 I N ω - pulsaţia tensiunii de alimentare; V tensiunea inversă a semiconductorului utilizat, 6 U - tensiunea maxim între fazele secundarului. Capacitatea C preia supratensiunea tot printr-un circuit serie R, L, C, ca în cazul supratensiunilor de comutaţie, L fiind inductivitatea din circuit, generată de suma celor două inductivităţi de dispersie din transformator, adică L = Lσ. (1.61) Ca urmare, pentru realizarea unei variaţii aperiodice trebuieşte îndeplinită condiţia de forma (1.51),care permite determinarea rezistenţei R.Pentru cazul circuitului de protecţie din fig.1.43b, luând în considerare şi efectul punţii redresoare, capacitatea se calculează cu C 1, 5 = T 0 3 ω V i ( 6 U ) 10 7 [ μf], (1.6) iar rezistenţa ca în cazul anterior. chemele mai moderne prevăd înlocuirea circuitelor RC cu varistoare sau diode cu avalanşă controlată.la fel ca în cazul supratensiunilor de comutaţie, circuitele de protecţie la supratensiuni externe se prevăd întotdeauna la convertoarele cu tiristoare şi doar uneori la cele cu diode.