Žilinská univerzita v Žiline Elektrotechnická fakulta Katedra telekomunikácií. Návrh a optimalizácia BB filtrov OFDM prijímača.

Transcript

1 Elektrotechnická fakulta Katedra telekomunikácií Návrh a optimalizácia BB filtrov OFDM prijímača Jozef Hockicko 007

2 Návrh a optimalizácia BB filtrov OFDM prijímača DIPLOMOVÁ PRÁCA JOZEF HOCKICKO ŽILINSKÁ UNIVERZITA V ŽILINE Elektrotechnická fakulta Katedra telekomunikácií Študijný odbor: TELEKOMUNIKÁCIE Vedúci diplomovej práce: Ing. Peter Sedlačko Stupeň kvalifikácie: inžinier (Ing.) Dátum odovzdania diplomovej práce: ŽILINA 007

3 e Elektrotechnická fakulta KATEDRA TELEKOMUNIKÁCIÍ Univerzitná, 00 6 Žilina Akademický rok 006/007 ZADANIE DIPLOMOVEJ PRÁCE Meno, priezvisko: Študijný odbor: Téma diplomovej práce: Jozef Hockicko Telekomunikácie Návrh a optimalizácia BB filtrov OFDM prijímača Pokyny pre vypracovanie diplomovej práce: Navrhnite a zrealizujte funkčné vzorky filtrov základného pásma typu dolny priepust vhodné pre spracovanie signálu modulovaného OFDM. Rozoberte možnosti dynamického prispôsobenia charakteristík filtrov parametrom prenosovej trasy. Práca bude obsahovať:. Prehľad najpoužívanejších blokových štruktúr prijímačov pre frekvenčné pásmo,4 GHz.. Prehľad riešení filtrov pre základné pásmo (Base Band) 0-50 MHz. 3. Výber najvhodnejšieho typu filtra pre technológiu OFDM. 4. Návrh, realizácia a meranie funkčných vzoriek. Vedúci diplomovej práce: Ing. Peter Sedlačko, Siemens PSE, s. r. o., Žilina Dátum odovzdania diplomovej práce: Žilina prof. Ing. Milan Dado, PhD. vedúci katedry

4 Abstrakt Táto diplomová práca sa zaoberá návrhom a realizáciou funkčnej vzorky filtra pre základné pásmo 0 50 MHz typu dolný priepust a optimalizáciou tohto filtra pre spracovanie signálu modulovaného OFDM. V práci je tiež prezentovaný prehľad najpoužívanejších blokových štruktúr prijímačov pre frekvenčné pásmo,4 GHz, ako aj popis modulácie OFDM. Abstract This diploma thesis deals with design and realization of working filter sample for 0-50 MHz base band, which is a low pass and optimization for handling OFDM modulated signal. Work also presents review of most widely used receiver block structures for,4 GHz base band, and describes OFDM modulation.

5 , Elektrotechnická fakulta, Katedra telekomunikácií ANOTAČNÝ ZÁZNAM - DIPLOMOVÁ PRÁCA Priezvisko, meno: Hockicko Jozef školský rok: 006/007 Názov práce: Návrh a optimalizácia BB filtrov OFDM prijímača Počet strán: 89 Počet obrázkov: 3 Počet tabuliek: 7 Počet grafov: 9 Počet príloh: Použitá lit.: Anotácia v slovenskom jazyk: Táto diplomová práca sa zaoberá návrhom a realizáciou funkčnej vzorky filtra pre základné pásmo 0 50 MHz typu dolný priepust a optimalizáciou tohto filtra pre spracovanie signálu modulovaného OFDM. V práci je tiež prezentovaný prehľad najpoužívanejších blokových štruktúr prijímačov pre frekvenčné pásmo,4 GHz, ako aj popis modulácie OFDM. Anotácia v anglickom jazyku: This diploma thesis deals with design and realization of working filter sample for 0-50 MHz base band, which is a low pass and optimization for handling OFDM modulated signal. Work also presents review of most widely used receiver block structures for,4 GHz base band, and describes OFDM modulation. Kľúčové slová: Prijímače, Filter DP - HP - PP - PZ, OFDM, ZigBee, Bluetooth, Wi-Fi, MAX 700/70, Sallen - Key filter. rádu. Vedúci práce: Ing. Peter Sedlačko, Siemens PSE, s. r. o., Žilina Recenzent práce: Ing. Peter Korfant, T- systems, Košice Dátum odovzdania práce:

6 Obsah. Úvod.... Rozhlasové prijímače a rozhlasový prenosový reťazec. AVC Prijímač s priamym zosilnením Prijímač Superhet Synchrodynný prijímač Super reakčný prijímač...9. Úvod do OFDM...0. Ortogonálny multiplex s frekvenčným delením.... Viac - užívateľský OFDM Základné princípy OFDM Ortogonálnosť OFDM Frekvenčná oblasť ortogonálnosti OFDM: Tvorba a príjem Garančná doba ZigBee: nový štandard pre pásmo.4 GHz Bezdrôtová sieť ZigBee pre inteligentnú inštrumentáciu Systém Bluetooth Technológia Bluetooth Úvod do Wifi Airborne, modul Mosta pre bezdrôtové siete Ethernet Priame prijímače s dolnou konverziou,8ghz až,5ghz Podrobný popis Aplikačné informácie I/Q zmiešavač a VGA Elektrické filtre Pasívne filtre Aktívne filtre Základné typy pasívnych filtrov...5

7 8.3. Dolná priepust Horná priepust Pásmový priepust Pásmová zádrž Butterworthov filter Besselov filter Čebyševov filter Inverzný Čebyšev Eliptický (Cauerov) filter Preladiteľné a riadené filtre Možnosti realizácie súbežnej zmeny odporu Nastaviteľní dolnopriepustný filter Pasívny LC filter Salle - Key filter. rádu Návrh DP filtra. rádu Príklad návrhu DP filtra Realizácia navrhnutého filtra Záver...89 Zoznam použitej literatúry...90 Zoznam príloh...9

8 Zoznam obrázkov a tabuliek Obr...: Obr...: Obr...3: Obr...4: Obr. 3.: Obr. 3..: Obr. 3.: Obr. 3.3: Obr. 4.: Obr. 4.: Obr. 4.3: Obr. 4.4: Obr. 4.5: Obr. 5.: Obr. 5.: Obr. 6.: Obr. 6.: Obr. 7.: Obr. 7.a: Obr. 7.b: Obr. 8: Prijímač s priamym zosilnením. Prijímač Superhet. Synchrodynný prijímač. Super reakčný prijímač. Časová oblasť konštrukcie OFDM signálu. Frekvenčná odozva pomocnej nosnej vlny v 5 tónovom OFDM signáli. Bloková schéma ukazuje základný OFDM vysielač/prijímač. Sčítanie garančnej doby k OFDM signálu. Prenosové kanály ZigBee. Metóda CSMA/CA. ZigBee smerovač. Bloková schéma Router modulu (napájanie zo siete). ZigBee koordinátor. Bloková schéma terminálu Bluetooth. Topológia: a ad hoc ; b) scatter ad hoc. Príklad veľkosti zariadenia. Bloková Schéma série WLNG-ET-DP00. Funkčná schéma. MAX700 typický pracovný obvod (960MHz). MAX70 typický pracovný obvod (400MHz). Príklad kmitočtových charakteristík ideálneho a reálneho filtra typu DP Obr. 8a: Použitý filter k zmenšeniu vplyvu nežiaduceho signálu frekvencii f, Obr. 8.: Obr. 8.3.: s užitočný signálom pri frekvencii f. Príklad ARC filtra typu dolný priepust Sallen-Key. rádu. LC filter DP, T - článkov, alebo Π - článkov podľa. Obr. 8.3.a: Sú graficky znázornené závislosti α, β(a), Z & T a Obr. 8.3.b: Z & Π (b) od frekvencie ω. Amplitúda (a) a fázová (b) charakteristika ako príklad DP filtra.

9 Obr. 8.3.: LC filter HP, T - článkov, alebo Π - článkov podľa. Obr. 8.3.a: Grafické závislosti α, β, Z & T a Obr. 8.3.b: Obr : Z & Π od frekvencie ω. Amplitúdová (a) a fázová charakteristika (b) ako príklad HP filtra. LC filter PP, T - článkov, alebo Π - článkov podľa. Obr a: Sú graficky znázornené závislosti α, β(a), Z & T a Obr b: Z & Π (b) od frekvencie ω. Príklad PP s výrazne lepšími vlastnosťami je filter T a Π s článkami. Obr c: Sú znázornené grafické závislosti α, β(a), Z & T a Obr d: Obr : Z & Π (b) od frekvencie ω. Amplitúdová (a) a fázová charakteristika (b) ako príklad PP. LC filter PZ, T - článkov, alebo Π - článkov podľa. Obr a: Sú graficky znázornené závislosti α, β(a), Z & T a Obr b: Obr. 8.4: Obr. 8.6: Obr. 8.7: Obr. 8.8: Obr. 8.9.: Obr. 9: Obr. 0: Obr. 0.: Obr. : Obr. 3: Obr. 3.: Obr. 3.: Obr.3.3: Z & Π (b) od frekvencie ω. Amplitúdová (a) a fázová (b) charakteristika ako príklad PZ. Butterworthová charakteristika. Čebyševova charakteristika. Charakteristika typu Inverzný Čebyšev. Charakteristika eliptického filtra. Príklad realizácie riadeného odporu v DP. radu. Nastaviteľný DP filter. Pasívny LC filter typu DP. Amplitúdovo frekvenčná závislosť. Výsledná topológia DP Sallen-Key filtra. rádu. Schéma zapojenia aktívneho filtra s impedančným prispôsobením. Výkres dosky plošného spoja. Doska plošného spoja - strana súčiastok. Amplitúdovo frekvenčná charakteristika navrhovaného filtra.

10 Tab. 6: Porovnanie jednotlivých noriem Wi-Fi vo frekvenčnom pásme,4 GHz. Tab. 6a: Porovnanie jednotlivých noriem Wi-Fi vo frekvenčnom pásme,4 GHz. Tab. 6b: Technické parametre noriem. Tab. 6.: Technické parametre. Tab. 8: Orientačne znázornenie kmitočtových pásiem použiteľnosti u jednotlivých typov realizácie filtrov. Tab. 9: Merania amplitúdovej odozvy pre nastaviteľný DP filter. Tab.: Návrh DP. rádu s jedným OZ pre Q < 5 a Q > 5.

11 Zoznam skratiek a symbolov LO Z D O AVC AFC MFZ NFZ VFZ KZ OFDM G CDMA 4G FDM DFT FFT DSP DAB DVB WLL TDM D8-PSK FM AM PM SSB ladený obvod zmiešavač detektor pomocný oscilátor automatické vyrovnávanie citlivosti automatické dolaďovanie frekvencie medzifrekvenčný zosilňovač nízkofrekvenčný zosilňovač vysokofrekvenčný zosilňovač koncový zosilňovač ortogonálny multiplex s frekvenčným delením sieť druhej generácie Kódovo delený viacnásobný prístup sieť 4 generácie multiplex s frekvenčným delením diskrétna Fourierová transformácia rýchla Fourierová transformácia Digital Signal Processing digitálneho audio vysielanie digitálneho video vysielania bezdrôtová miestna slučka multiplex s časovým delením diferencialna stavová fázová modulácia frekvenčná modulácia amplitúdová modulácia fázová modulácia jednodielne postranné pásmo

12 VSB DSBSC ASK FSK PSK QAM RF IDFT BPSK ISI Wi-Fi WPAN LR-WPAN DSSS CSMA/CA RTS ACK CRC RFD FFD GSM FEC IF WLL PAV LNA VGA IP3 AGC TQFP zakrpatené postranné pásmo dvojité postranné pásmo potlačenie nosnej amplitúdové kľúčovanie frekvenčné kľúčovanie fázové kľúčovanie kvadratúrna amplitúdová modulácia rádiová frekvencia /vstupný signál/ inverzná prerušovaná Fourierová transformácia binárne fázové kľúčovanie medzi symbolové rušenie Wireless Fidelity bezdrôtová vernosť personálne siete personálne osobné siete spektrum rozprestretého priamou sekvenciou mnohonásobný prístup s počúvaním nosnej a s vylúčením kolízii žiadosť o vysielanie potvrdenie príjemcom kontrolný súčet obmedzená funkcionalita úplná funkcionalita globálny systém pre mobilnú rádiotelefónnu komunikáciu mohutná dopredná chybová ochrana medzifrekvenčný kmitočet /medzifrekvenčný signál/ širokopásmová bezdrôtová slučka s povrchovou akustickou vlnou, anglická skratka SAW nízkošumový zosilňovač zosilňovač s premenlivým zosilnením bod zachytenie 3.rádu automatická regulácia zosilnenia typ puzdra vývodových puzdrách TQFP

13 LO lokálny oscilátor VCO napätím riadený oscilátor GND uzemnenie LNAIN vstup nízkošumový zosilňovač L cievka (induktor) R odpor (rezistor) C kondenzátor f, ω, p frekvencia [Hz], uhlová frekvencia [rad/sec], komplexná frekvencia F 0 F T OZ DP HP PP PZ rezonančný (stredný) kmitočet tranzitný kmitočet OZ operačný zosilňovač filter typu dolná priepust filter typu horná priepust filter typu pásmová priepust filter typu pásmová zádrž Ku (p), K(p) komplexná funkcia prenosu napätia Q činiteľ akosti ARC aktívne filtre RC ASC filtre so spínanými kapacitami CCD obvod s nábojovou väzbou B šírka pásma Z &, Z& komplexné charakteristické impedancie β fázový posuv α konštanta útlmu

14 Elektrotechnická fakulta Katedra telekomunikácií DIPLOMOVÁ PRÁCA Textová časť Jozef Hockicko 007

15 . Úvod Technická revolúcia prináša ľudstvu množstvo nových vynálezov, z ktorých mnohé sa stali každodennou a neodmysliteľnou súčasťou nášho života. Ich vývoj, najmä v oblasti elektrotechniky a elektroniky, je taký intenzívny, že často stačí niekoľko desaťročí na zmeny natoľko podstatné, že súčasná generácia už nevie staršie predmety identifikovať. Celkove možno konštatovať, že k technickým pamiatkam sa chováme dosť macošsky a doslova nám miznú pred očami. Pri modernizácii technológie stará spravidla končí na smetisku, pri likvidácii podnikov sa archívne zbierky výrobkov ocitnú v kontajneri, v lepšom prípade si ich rozoberú zamestnanci. Jednou z možností ich záchrany je súkromné zberateľstvo, najmä podchytené v záujmových združeniach, čím sa zväčšuje pravdepodobnosť, že zbierka skončí v múzeu. Jedným z takýchto združení je Slovenský historický rádioklub, ktorý inicioval vytvorenie stálej expozície rádiotechniky Slovenského technického múzea (STM) Košice v Bratislave. Výroba rádioprijímačov bola spočiatku ojedinelá, sústredená vo výskumných a výrobných pracoviskách, pričom sa aparáty používali takmer výhradne na výskumné účely, navigáciu lodí a samozrejme v armádach. Sériová výroba sa začala pred prvou svetovou vojnou, pravda, v minimálnych množstvách. Skutočná dielenská výroba sa datuje od začiatku 0. rokov, ale aparáty boli drahé a bolo ich málo. Rozšírili sa kryštálové prijímače, tzv. kryštálky, podstatne lacnejšie, ale ich používanie bolo podmienené výkonom dostupného vysielača. Ministerstvo obrany udelilo v roku 90 ako druhú v poradí koncesiu na prijímaciu stanicu Astrofyzikálnemu observatóriu v Starej Ďale (Hurbanovo). Vyslalo tam dokonca odborníkov, ktorí stanicu postavili a uviedli do prevádzky. Je to prvý civilný rádioprijímač evidovaný na území Slovenska. Na základe uznesenia ministerskej rady v októbri 90 prešli kompetencie na vydávanie koncesií z Ministerstva obrany na Ministerstvo pôšt a telegrafov. Až do začiatku rádiofónneho vysielania v roku 93 však ministerstvo nevydalo žiadnu legislatívnu úpravu, takže nebolo možné začať s výrobou Katedra telekomunikácií

16 ani s predajom rádiových zariadení. Až vydaním zákona z 0. decembra 93 sa situácia začala meniť. Ešte do konca roka bolo udelených šesť koncesií na držbu rádioprijímača. V roku 94 bolo udelených 0 koncesií na výrobu rádioprijímačov a súčiastok. Koncesia bola potrebná aj na obchodnú činnosť a servis. V roku 96 bolo v ČSR 64 výrobcov rádioprijímačov a rádiosúčiastok, z toho bolo šesť priemyselných škôl vyrábajúcich iba pre svoju potrebu. Medzi najväčších patrili Rádiozávody Zenit v Přelouči (na báze licencie Telefunken), Telegrafie v Pardubiciach (Philips), Telektry v Olomouci a Radiety v Prahe-Vršoviciach. Celá slovenská výroba - dvaja výrobcovia - bola sústredená v Bratislave. Jedným z výrobcov bol údajne Václav Tauš. Vlastníci prijímačov, nazývaní v tom čase rádioamatéri, sa združovali do klubov. Prvé sériovo vyrábané prijímače pripomínajú súčasníkovi skôr akúsi meraciu aparatúru, ako rádio. Prijímače zo začiatku 0. rokov boli drevené a ich pevnou súčasťou bola veľká rámová anténa. Na počúvanie boli okrem prijímača potrebné slúchadlá alebo reproduktor. Spočiatku bol dosť veľký, v značnej miere aj preto, že spravidla išlo o verejný príjem v kinách, reštauráciách a pod. V prvej polovici 0. rokov sa viac-menej ustálila forma masívnej obdĺžnikovej drevenej skrine so skosenou prednou stenou, pričom elektrónky boli umiestnené na skrini zvonku (tzv. allkoncert). Výrazne sa zmenšili aj reproduktory. Rozšírené boli pomerne jednoduché, s kruhovým kovovým rámom a nechránenou papierovou membránou. Začiatkom druhej polovice 0. rokov sa začali objavovať prijímače v tvare drevenej alebo plechovej truhlice, zväčša s odklopným vekom. Reproduktory mali tvar trúby, pripomínajúc zmenšeninu trúbového gramofónu, ale boli aj hranaté. Okrem papierovej membrány sa objavuje aj lakovaný hodváb. Ku koncu 0. rokov sa už pomerne často vyskytujú bakelitové prijímače v tvare truhlice so zaoblenými hranami a odnímateľnou hornou stenou. Reproduktory sú zväčša tanierové, ale i hranaté. Začiatkom 30. rokov sa objavujú prvé prijímače so vstavaným reproduktorom, v zberateľskom žargóne nazývané kaplnky. Ich tvar bol podmienený technickým riešením - na prijímaciu aparatúru sa umiestnil okrúhly reproduktor a po prikrytí vznikol tvar pripomínajúci spomínanú kaplnku. Tieto prijímače si laická verejnosť najviac cení a Katedra telekomunikácií

17 často sú ozdobou domácností. V posledných rokoch sa dokonca vyskytujú na trhu moderné prijímače tohto klasického tvaru. V polovici 30. rokov dospel vývoj prijímačov znova k obdĺžniku, avšak postavenému na menšiu stranu, t.j. na výšku, ktorému sa hovorí pomník. Táto móda trvala iba dva-tri roky, ale prijímačov sa zachovalo pomerne dosť, nakoľko výroba sa výrazne zvýšila. Medzi prvých, ktorí pochopili nesmierny význam tohto masovokomunikačného prostriedku, sa zaradilo nacistické Nemecko (Hitlerove heslo: Rádio do každej rodiny) a boľševické Rusko. V rokoch sa v Európe objavili prijímače v tvare hranola postaveného na väčšiu stranu. Tento tvar sa udržal prakticky až do dnešných čias. Začiatok výroby rádioprijímačov na Slovensku nám doposiaľ nie je presne známy. Vieme iba toľko, že v roku 96 sa na Slovensku vykazujú dvaja koncesovaní výrobcovia. Išlo takmer isto o dielenskú montáž z dielcov a súčiastok vyrobených veľkými zahraničnými firmami, prípadne výrobu jednotlivých súčiastok. Bratislava mala v tomto smere v porovnaní s inými slovenskými mestami isté priaznivé predpoklady. Nepochybne významná bola geografická blízkosť vedeckých a vzdelanostných centier Budapešti a najmä Viedne, ktorá mala svetoznámu technickú univerzitu so širokým zázemím technikov a rozvinutou priemyselnou základňou. Patronátom nad zavedením výroby bol poverený osvedčený Tungsram Budapešť, ktorý vyrábal rádiá už od roku 96 (založil ho v roku 93 Jan Kamenickij, elektrotechnik ruského pôvodu, ktorý už v roku 88 začal vo Viedni s dielenskou výrobou žiaroviek; od roku 95 vyrábal pod názvom Orion Villamosagi RT). Nový závod Tungsram (Tesle) v Bratislave znamenal revolúciu vo výrobe a rozšírení rádií na Slovensku. Prvým vyrobeným prijímačom bol Tungsram Orion Triumf 404 v máji 938. Ešte v tom istom roku bolo vyrobených úctyhodných tritisíc aparátov, v roku 94 už vyše 5 tisíc. V čase druhej svetovej vojny prevzal závod tiež výrobu prijímačov Telefunken. Vyrábal sa tu aj "slovenský národný prijímač" (na báze Telefunkena 43 GW, ktorý stál v tom čase iba Sk, t.j. asi polovicu mesačného platu nižšieho úradníka). Do roku 943 bolo vyrobených 0 tisíc prijímačov Telefunken a 7 tisíc kusov Tungsram rôznych typov. Vyrábali sa tiež rozhlasové ústredne, mikrofóny, reproduktory a zosilňovače, pričom už v roku 939 sa vyrábali aj luxusné hudobné skrine, dýhované kaukazským orechom, na báze typu Tungsram Orion Triumf 505 L s gramofónom. Katedra telekomunikácií 3

18 Počas vojny sa vyrábal v Bratislave aj prijímač Hornyphon v závode, ktorý stál oproti závodu Stollwerk na Račianskej ulici, približne v miestach dnešného Výskumného ústavu zváračského. Bola to filiálka rakúskej firmy Radiowerkes Horny, ktorú založil v roku 93 Friedrich Horny. Vyrábala kryštálové prijímače a od roku 94 rádiá. Po roku 945 bol závod v Bratislave zlikvidovaný a, žiaľ, nezachovali sa ani žiadne dokumenty. V depozite Slovenského technického múzea v Košiciach sa nachádza okolo aparátov; asi 50 z nich je veľmi vzácnych z obdobia 0. rokov, aj keď často nekompletných. Literatúra [].. Rozhlasové prijímače a rozhlasový prenosový reťazec. AVC. Rozhlasový prenosový reťazec - rozhlasový prenosový reťazec je súhrn všetkých zariadení pre vysielanie a príjem rozhlasu, - je tvorený sieťou vysielačov na jednej strane a prijímačmi na druhej strane, - pojmom rozhlas rozumieme prenos zvukových signálov na ľubovoľnú vzdialenosť pomocou modulovanej vysokofrekvenčnej nosnej vlny, - dĺžka (frekvencie) nosných vĺn, ktoré sa môžu pre rozhlas používať, je stanovená radom rádio komunikácií, Rozhlasové prijímače - rozhlasové prijímače sú druhou hlavnou časťou rozhlasového prenosového reťazca - sú tvorené radou elektronických obvodov, ktoré majú tieto úlohy: a) spektrum vysokofrekvenčných elektromagnetických vĺn vyberá iba požadovaný signál b) z tohto signálu získa späť, t.j. demoduluje, prenášaný zvukový signál a zosilni ho na požadovaný výkon. - medzi základné vlastnosti, podľa ktorých sa hodnotia rozhlasové prijímače, patria:. Citlivosť - udáva sa ako najmenšie vysokofrekvenčné napätie so štandardnou moduláciou, ktorá po privedení na vstup prijímača vybudí na jeho výstupe štandardný výstupný výkon, udáva sa v µv, popr. v db. Citlivosť je obmedzená prijímaným i vlastním šumom a z týchto dôvodov sa u niektorých prijímačov udáva pri zvolenom pomeru signál k šumu. Katedra telekomunikácií 4

19 . Selektivita - rozumie sa schopnosť prijímača vybrať z celého frekvenčného spektra rozhlasových vĺn len to frekvenčné pásmo, ktoré prislúcha zvolenému vysielači. Udáva sa v db ako pomer potrebného výstupného napätia pri stanovenom rozladení ku vstupnému napätiu pri presne naladenom prijímači pre rovnaký užitočný výkon. 3. Vlnové (frekvenčné) rozsahy - udávajú oblasť frekvencií, v ktorých sú rozhlasové prijímače laditeľne. - podľa spôsobu spracovania vysokofrekvenčného signálu sa rozlišujú tri základné druhy rozhlasových prijímačov:. Prijímače bez zosilnenia - sú najstaršie a na jednoduchšie, sú tvorené iba ladiacim obvodom, detektorom a slúchadlami. Mali malú citlivosť a selektivitu.. Prijímače s priamym zosilnením - predstavujú ďalší vývojový stupeň. V týchto prijímačoch je vysokofrekvenčný signál ešte pred detekciou zosilnený vo zvláštnom zosilňovači. Za detektorom je zaradený NF zosilňovač, takže je možné i počúvanie cez reproduktor. Citlivosť a selektivita je výrazne vyššia než u prijímačov bez zosilnenia. 3. Prijímače s nepriamym zosilnením, tzv. Superhet - sú v súčasnosti najrozšírenejšie. V prijímačoch tohto typu sú akékoľvek prijímané vysokofrekvenčné signály najprv prevedené na jednu stálu frekvenciu, ktorá sa potrebne zosilni a až potom sa ďalej spracováva... Prijímač s priamym zosilnením - signál z antény privedieme na VF zosilňovač, ktorý vyberie a zosilní požadovaný kmitočet, ten vedieme ďalej do detektora kde sa zbavíme VF zložky a na jeho výstupe obdržíme NF signál, ktorý zosilníme v NF zosilňovači a cez koncový stupeň vedieme do reproduktoru - výhodou tohto prijímača je jeho jednoduchosť, nevýhodou malá citlivosť a selektivita - tieto nevýhody môžeme čiastočne riešiť pridaním ďalších VF zosilňovačov, čím nastáva, ale problém s osciláciami a taktiež s presným naladením jednotlivých VF zosilňovačov - tieto prijímače sa dnes takmer nepoužívajú Katedra telekomunikácií 5

20 Obr...: Prijímač s priamym zosilnením... Prijímač Superhet - je to prijímač, ktorý vznikol kombináciou prijímača pre bezdrôtovú telegrafiu a prijímača s priamym zosilnením - heterodyn pracuje na princípe zmiešavača signálu prijímaného so signálom miestneho oscilátora - ako náhle vysielač pravé vysiela vytvorí mimo iné so signálom oscilátoru rozdielový kmitočet, ktorý je v tomto prípade kmitočtom počuteľným - u prijímača, ktorý je nazývaný heterodynny je vstupný signál zo zmiešavača signálom vysokofrekvenčným - opäť najčastejšie používame rozdielový signál f 0 -fv, ktorý nazývame kmitočtom medzifrekvenčným, na tento kmitočet sú potom naladené obvody pomysleného prijímača s priamym zosilnením Blokové schéma Superhet: Obr...: Prijímač Superhet. Katedra telekomunikácií 6

21 Funkcia Superhet - z antény vedieme signál na rezonanční obvod, kde vyberieme kmitočet, ktorý budeme ďalej spracovávať - ten vo VF zosilňovači zosilníme a vedieme ho ďalej do zmiešavača, kde tiež privádzame signál z oscilátora - na výstupe zmiešavača potom obdržíme mimo obidvoch pôvodných signálov taktiež ich súčet a rozdiel - najčastejšie sa ďalej používa rozdielový kmitočet f 0 -f v, na ktorý sú naladené rezonančné obvody MF zosilňovača - ostatné nežiaduce kmitočty sú zvedené k zemi - po zosilnení rozdielového, medzifrekvenčného signálu ide ďalej signál do detektora (demodulátora), kde je zbavený vysokofrekvenčnej zložky a na výstupe obdržíme nízkofrekvenčný signál, ten ďalej zosilníme v zosilňovači v koncovom stupni a vedieme na reproduktor. Popis prijímača - požadovaný VF signál sa vyberá zo spektra VF napätia dodávaných anténou pomocou ladeného obvodu LO - niekedy sa na tomto mieste prijímača používa ladený VF zosilňovač - z ladeného obvodu sa signál o frekvencií f v privádza na vstup zmiešavača Z - súčasne sa do zmiešavača privádza z pomocného oscilátoru O VF signál o frekvencii f o - z rady nových vznikajúcich frekvencií sa pre ďalšie spracovanie volí ladeným obvodom na vstupu zmiešavača Z rozdielová frekvencia f m - prelaďovanie ladeného obvodu LO a oscilátoru O prebieha súbežne tak, aby rozdiel bol stály, potom sa frekvencie všetkých prijímaných vysielačov prevedú na jednu stálu frekvenciu f m, ktorá sa nazýva medzifrekvenčná - pre príjem AM signálu býva f m v rozmedzí 450 až 480 khz, pre FM je f m =0,7MHz, potrebné zosilnenie pred detekciou sa uskutočňuje v medzifrekvenčnom zosilňovači MFZ - je to VF zosilňovač, pevne naladený na medzifrekvenčnú frekvenciu - vlastnosti tohto zosilňovača majú výrazný vplyv na vlastnosti celého prijímača - za MFZ nasleduje detektor D, nízkofrekvenčný zosilňovač NFZ a reproduktor Katedra telekomunikácií 7

22 - uvedené blokové zapojenie je rovnaké pre prijímače signálu AM i FM - pre zjednodušenie obsluhy a zlepšenie akosti príjmu sa u Superhet používajú pomocné obvody AVC a AFC. AVC automatické ( samočinné ) vyrovnávanie citlivosti je obvod, ktorý na rozsahu FM využíva výstupné napätie z detektora D k riadeniu zosilnenia MFZ. Pri slabých vstupných signáloch sa využíva plne zosilnenie, pri silných sa zmenšuje. AFC automatické dolaďovanie frekvencie je obvod, ktorý na rozsahu FM využíva výstupné napätie s detektora D k dolaďovaniu oscilátora Superhetu tak, aby i pri nepresnom naladení prijímaného vysielača bola medzifrekvenčná frekvencia správna. K tejto činnosti sa používajú kapacitné diódy zapojené do rezonančného obvodu oscilátora...3 Synchrodynný prijímač - synchrodynný prijímač môže mať podobu prijímača s priamym zosilnením (A) alebo Superhet (B) - tieto prijímače sú založené na princípe synchrónnej detekcie - signál sa zmiešava v zmiešavacom detektore (synchrónny detektor) so signálom oscilátora, ktorý má rovnaký kmitočet ako signál vstupný, je však fázovo posunutý o 80 - zmiešavač musí pracovať v priamkovej časti charakteristiky, a rovnaký kmitočet obidvoch signálov, fázový posun 80 je zaistený synchronizáciou oscilátora vstupným signálom Katedra telekomunikácií 8

23 Obr...3: Synchrodynný prijímač...4 Super reakčný prijímač - super reakčný oscilátor kmitá na výhodnom kmitočte v rytme klučovacieho oscilátora - tento oscilátor sa otvorí tým skôr, čím väčšia bude amplitúda vstupného signálu - doba dĺžky kmitania je teda závislá na modulácií nosné vlny - stredná hodnota prúdu impulzného priebehu potom odpovedá NF signálu - tento signál prejde filtrom, vyhladí nosnú vlnu a čiastočne upraví NF signál Obr...4: Super reakčný prijímač. Katedra telekomunikácií 9

24 . Úvod do OFDM Dynamický rozvoj vedy a techniky majú za následok výrazne zvýšenie potreby prenosu informácií, ku ktorému došlo v niekoľkých posledných rokoch. Obrovské zvýšenie rýchlosti výroby mobilných telefónov, bezdrôtových miestnych počítačových sieti (WLAN) a exponenciálny rast internetu mal za následok zvýšený dopyt po nových metódach získavania veľkokapacitných bezdrôtových sietí. Úlohou telekomunikácií je preto predovšetkým zvyšovanie prenosovej rýchlosti a poskytovanie služieb, o ktoré prejaví záujem zákazník. Väčšina WLAN systémov aktuálne používa IEEE80.b štandard, ktorý poskytuje najväčšiu rýchlosť prenosu dát Mbps. Novšie WLAN normy, ako IEEE80.a a HiperLAN sa opierajú o OFDM technológiu a poskytujú omnoho vyššiu rýchlosť prenosu dát 54 Mbps. Ale systémy blízkej budúcnosti budú požadovať WLAN systémy s rýchlosťami prenosu dát väčšie ako 00 Mbps. A neustále bude pretrvávať potreba zlepšovať spektrálnu účinnosť a kapacitu dát OFDM systémov v WLAN aplikáciách. Pre bunečné mobilné aplikácie, v blízkej budúcnosti uvidíme kompletné zbiehanie technológií výroby mobilného telefónu, PC, prístupu na Internet, a potenciálne veľa multimediálnych aplikácií takých ako video a vysoká kvalita audia. V skutočnosti, je už táto technológia na trhu, vďaka vreckovým počítačom a mobilným telefónom schopným posielať a prijímať dáta. I keď toto je možne aj v G (druhej generácii) mobilných telefónov, ale poskytované rýchlosti prenosu dát sú veľmi nízke (9.6 kbps 4.4 kbps) a cena je vysoká, tým vzniká obmedzovanie použiteľnosti tejto služby. Cieľ tretej i štvrtej generácie mobilných sieti je poskytnúť používateľom pri rýchlom prenose dát, aj širší rozsah služieb, ako konferencia, videotelefón, a vysoká rýchlosť prístupu na Internet. Vyššia rýchlosť prenosu dát ďalších mobilných sieti bude dosiahnutá, zvyšovaním množstva spektra prideleného službe a zlepšeniami v spektrálnej efektívnosti. OFDM je možný kandidát na fyzickú vrstvu štvrtej generácie mobilných systémov. Je to tvrdenie OFDM techniky, zlepšujúca sa spektrálna účinnosť OFDM systémov aplikovaných v WLAN a mobilných sieťach. Katedra telekomunikácií 0

25 . Ortogonálny multiplex s frekvenčným delením Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM) ortogonálny multiplex s frekvenčným delením je najvážnejší konkurent modulačnej technológie CDMA. OFDM má potenciál zvíťaziť nad CDMA systému a poskytnúť bezdrôtovú metódu prístupu pre 4G systémy. OFDM je modulačná metóda, ktorá dovolí prenášať digitálne dáta efektívne a spoľahlivo cez rádiový kanál, rovnomerne vo viaccestných prostrediach. OFDM vysiela dáta použitím veľkého počtu kanálov malej šírky frekvenčného pásma nosnej frekvencie. Tieto nosné frekvencie sú pravidelne rozložené vytvárajúc blok spektra. Frekvenční interval a čas synchronizácie nosných frekvencií je vybratý takým spôsobom, že nosné frekvencie sú ortogonálne. Znamená to, že si navzájom nespôsobujú rušenie. Toto je napriek vzájomnému prekrývaniu nosnou frekvenciou vo frekvenčnej doméne. Meno OFDM je odvodené zo skutočnosti, že digitálne dáta sú k nám posielané pomocou viacerých nosných frekvencií, každá z inou frekvenciou (multiplex s frekvenčným delením) a navzájom sú ortogonálne, odtiaľ ortogonálny multiplex s frekvenčným delením. Počiatky OFDM vývoja začínali koncom 950 s úvodom multiplexu s frekvenčním delením (FDM) pre dátové komunikácie. V roku 966 Chang patentoval štruktúru OFDM a vydal koncept použitia ortogonálneho prekrývania mnohonásobných - tónových signálov pre dátové komunikácie. V 97 Weinstein predstavil myšlienku použitia diskrétnej Fourierovej transformácie (DFT) pre realizáciu generovania a prijímania OFDM signálov, čím odstránil nutnosť realizácie množstva analógových oscilátorov pomocných nosných vĺn. Toto predstavovalo príležitosť pre ľahké zavedenie OFDM, obzvlášť s použitím rýchlych Fourierových transformácii (FFT), čo je výkonné prevedenie DFT. Tento návrh je najľahšia implementácia OFDM s použitím (Digital Signal Processing DSP) spracovania digitálneho signálu, ktorý môžu uskutočniť FFT algoritmy. V tom čase sa urobili pokroky v technológii integrovaných obvodov a implementácia OFDM je cenovo priaznivejšia. Až neskôr v roku 980 začala práca na vývoji OFDM pre komerčné použitie, s predstavením digitálneho rozhlasového (DAB) systému. Literatúra: []. Katedra telekomunikácií

26 . Viac - užívateľský OFDM DAB a DVB systémy sú len jednosmerné zo základnej stanice k používateľom. OFDM sa využíva pre obojsmerné použitie spojenia respektíve pre viac užívateľské aplikácie. Tieto aplikácie zahŕňajú bezdrôtové modemy, bezdrôtovú miestnu počítačovú sieť (WLAN), bezdrôtová miestna slučka (WLL), mobilné telefóny, a mobilný vysoko rýchlostný internet. Fattouche patent, metóda pre realizáciu bezdrôtového viac užívateľského OFDM systému v roku 99. Tento systém používal polovičný duplex - Dultiplex s časovým delením (TDM) poskytuje viac užívateľský prístup. Nosná modulácia bola fixná a bola použitá D8-PSK (diferencialna stavová fázová modulácia). Fattouche je zakladateľ WiLan Inc., ktorá je jedna z mála spoločností, čo aktuálne vyrába viac užívateľské OFDM modemy. Williams a Prodan patentovali použitie viac užívateľského OFDM v káblových aplikáciách v roku 995. Toto uvedené použitie hybridného používateľského rozdelenia, používa multiplex s frekvenčným delením (FDM) a TDM. Cimini, Chuang, Sollenberger upravili rozšírený bunečný internetový servis použitím viac užívateľského OFDM. Cieľom tohto systému bolo poskytnúť prístup na Internet pri rýchlosti prenosu dát - Mbps. Tento systém používa časovú synchronizáciu základných stavov, čo je pridelenie času prístupu - zriaďovací spôsob. Wahlqvist popísal jednu možnú realizáciu viac užívateľského OFDM v bezdrôtovom prostredí, navrhol užívateľské alokačné schémy, kde používateľom boli pridelené malé časové bloky a frekvencia. V tejto schéme, každý vysielací blok pozostáva z malej skupiny pomocných nosných vľn, (5-0) a malého počtu symbolov, asi na dĺžku. Katedra telekomunikácií

27 3. Základné princípy OFDM Ortogonálny multiplex s frekvenčným delením (OFDM) je veľmi podobný ako dobre známa a používaná technika multiplex s frekvenčným delením (FDM). OFDM používa zásady z FDM poskytuje posielanie viacnásobných správ cez jeden rádiový kanál. Jednoduchý príklad FDM je použitie rozdielnych frekvencií pre každú FM (Frekvenčnú moduláciu) rádiovej stanice. Všetky rádiové stanice vysielajú súčasne, ale neprekážajú si medzi sebou, pretože vysielajú použitím rozdielnych nosných frekvencií. Navyše majú limitovanú šírku pásma a frekvencie sú rozložené dostatočne vzdialené od seba, aby sa ich prenášané signály neprekrývali v frekvenčnej doméne. V prijímači, je každý signál za sebou prijatý. Použitím frekvenčne laditeľnej pásmovej priepusty pre selektívny odstup všetkých spojení. Tento filtrovaný signál sa potom demoduluje pre opätovné získanie originálu prenášanej informácie. OFDM je odlišný od FDM v niekoľkých veciach. V bežnom vysielaní každá rádio stanica vysiela na inej frekvencii, efektívne použitie FDM udržiava oddelenie medzi stanicami. Nie je tam, ale žiadna koordinácia, alebo synchronizácia medzi každou z týchto staníc. S OFDM vysielaním, tak ako DAB, je informačný signál z viacerých staníc kombinovaný do jednoduchého multiplexového prúdu dát. Všetky pomocné nosné vlny vo OFDM signály sú časovo a frekvenčne navzájom synchronizované. Táto viacnásobná pomocná nosná vlna sa prekrýva vo frekvenčnej doméne, ale nezapríčiňujú Inter-Carrier interferenciu (ICI) kvôli ortogonálnej vlastnosti modulácie. Typické pri FDM vysielacích spojeniach potrebujú mať veľkú frekvenciu ochranného pásma medzi kanálmi pre zabránenie interferencie. Toto znižuje celkovú spektrálnu účinnosť. OFDM ortogonálny obal pomocnej nosnej vlny veľmi zredukuje toto ochranné pásmo a zlepší sa spektrálna účinnosť. Všetky bezdrôtové komunikačné systémy používajú modulačnú metódu mapovania informačných signálov vo forme, ktoré môžu byť efektívne prenášané cez komunikačné kanále. Niektoré z všeobecných analógových modulačných schém obsahujú frekvenčnú moduláciu (FM), Amplitúdovú moduláciu (AM), fázovú moduláciu (PM), Jednodielne postranné pásmo (SSB), zakrpatené postranné pásmo (VSB), dvojité postranné pásmo potlačenie nosnej (DSBSC). Katedra telekomunikácií 3

28 Všeobecná jednodielna nosná modulácia schéma pre číslicové komunikácie zahrňuje, amplitúdovým kľúčovanie (ASK), frekvenčné kľúčovanie (FSK), fázové kľúčovanie (PSK) a kvadratúrna amplitúdová modulácia (QAM). Každá z nosných frekvencií v FDM vysielaní, môže používať analógovú, alebo digitálnu moduláciu. Tam nie je synchronizácia medzi vysielaním a tak jedna stanica môže vysielať použitím FM a ďalšia v digitálnom použití FSK. V jednoduchom OFDM vysielaní sú všetky pomocné nosné vlny synchronizované navzájom, obmedzenie vysielania digitálnej modulácie. OFDM je založený a môže byť myslený ako paralelný prenos veľkého počtu nosných frekvencií nízkou prenosovou rýchlosťou. Všetky tieto nosné frekvencie vysielajú v súlade použitia synchronizačného času a frekvencie. Tým je zabezpečené, že ortogonalita štruktúry bude udržaná. Jednotlivé nosné frekvencie sú zvyčajne označované ako pomocná nosná vlna s termínom nosná frekvencia rezervovaným RF signál, zmiešaný so signálom zo základného pásma. Je niekoľko spôsobov pohľadu na to čo urobia pomocné nosné vlny v OFDM signáli ortogonálne a ako sa predchádza rušeniu medzi nimi. 3. Ortogonálnosť OFDM Signály sú ortogonálne ak sú navzájom nezávislé jeden od druhého. Ortogonálnosť je vlastnosť, ktorá umožňuje viacnásobným informačným signálom byť bezchybne prenášaný cez spoločný kanál a detegovaný bez interferencie. Pokles ortogonálnosti má za následok rozmazanie týchto informačných signálov a degradáciu v oznamovacej technike. Veľa bežných multiplexových metód je neodmysliteľne ortogonálnych. Multiplex s časovým delením (TDM) dovolí vysielanie viacnásobných informačných signálov cez vlastný kanál, pri pridelení osobitného časového úseku každému separátnemu informačnému signálu. V priebehu každého časového úseku je prenášaný iba signál z jednodielneho zdroja chránení voči interferencií medzi viacnásobnými zdrojmi informácií. Pretože TDM je už v podstate ortogonálny. Vo frekvenčnej oblasti je väčšina FDM systémov ortogonálna, ako každý zo separátnych vysielacích signálov sú dobre frekvenčne rozložené chránené pred rušením. Hoci tieto metódy sú ortogonálne, termín OFDM bol rezervovaný pre špeciálnu formu FDM. OFDM docieli ortogonálnosť vo frekvenčnej oblasti pridelením každého oddeleného Katedra telekomunikácií 4

29 informačného signálu do rôznej pomocnej nosnej vlny. OFDM signály sú vytvorené z časti ako sínusoida, každý odpovedá k pomocnej nosnej vlne. Základné frekvenčné pásmo každej pomocnej nosnej vlny je vybraté ako celistvý násobok z prevrátenej hodnoty času, čo má za následok, že pomocné nosné vlny majú celistvý počet cyklov na symbol. Preto sú pomocné nosné vlny navzájom ortogonálne. Obr. 3..: Časová oblasť konštrukcie OFDM signálu. (a), (a), (3a) a (4a) je ukážka individuálnej pomocnej nosnej vlny pri,, 3, a 4 cykle jednotlivo. Fáza na všetkých týchto pomocných nosných vlnách je nulová. Poznámka : každá pomocná nosná vlna má celkový počet cyklov na symbol, tvorí ich cyklicky. Pridá kópiu symbolu na koniec a to má za následok hladké spojenie symbolov. (b), (b), (3b) a (4b) ukážka FFT z časovej krivky v (a), (a), (3a) a (4a) každý zvlášť. (5a) a (5b) ukazuje výsledok pre sumáciu 4 pomocných nosných vĺn. Série funkcií sú navzájom ortogonálne ak zodpovedajú podmienkam v rovnici (). Ak sú vo vnútri nejaké dve rozdielne funkcie, séria je znásobená a integrovaná, a pre ortogonálne funkcie je výsledok nula. Výsledky všetkých ďalších funkcií sú rovné nule a tak nemajú žiadny účinok. T 0 C si ( t) s j ( t) dt = 0 i = i j j () Katedra telekomunikácií 5

30 Rovnica () ukazuje súbor ortogonálnych sínusoviek, čo reprezentuje pomocné nosné vlny pre nemodulovaný reálny OFDM signál. sin(πkf 0t) 0 < t < T k =,,... M s k ( t) = 0 alebo () kde f 0 je odstup nosných, M je počet nosných frekvencií, T je symbol pre periódu. Tieto pomocné nosné vlny sú navzájom ortogonálne, pretože keď vynásobíme krivky nejakých dvoch pomocných nosných vĺn a integrujeme cez periódu, výsledok je nula. Násobenie dvoch sínusových vĺn je rovnaké ako zmiešavanie pomocných nosných vĺn. Toto má za následok, že súčtová a rozdielová frekvenčná zložka, ktorá bude mať vždy celú pomocnú nosnú vlnu frekvencie ako frekvenciu dvoch zmiešaných pomocných nosných vĺn má celkový počet taktov. Odvtedy čo je systém lineárny, výsledok môžeme integrovať, výsledok berie integrál každej frekvenčnej zložky oddelene. Potom zlúči výsledky sčítaním týchto dvoch pod - integrálov. Tieto dve frekvenčné zložky po zmiešavaní majú niekoľko taktov nad periódou a tak pod - integrál z každej zložky bude nula, pretože integrál zo sínusovky nad celú periódu je nula. Dva pod - integrály sú nuly a z toho vyplýva súčet týchto dvoch bude tiež nula, týmto sme dokazili, že frekvenčné zložky sú navzájom ortogonálne. Literatúra: []. 3.. Frekvenčná oblasť ortogonálnosti Iní spôsob ako si prezrieť ortogonálne vlastnosti OFDM signálov je pohľad na jeho spektrum. Vo frekvenčnej oblasti má každá OFDM pomocná nosná vlna, sin(x)/x, frekvenčnú odozvu, ako je ukázané na obrázku 3... Toto je výsledok časovej odpovede na inverzný odstup nosných. Až prijímač zaujme každý OFDM symbol prenášaný za fixný čas (TFFT) s nezahrotením na konci symbolu. Tento tvar krivky v časovej oblasti má za následok sin frekvenčnej odozvy vo frekvenčnej doméne. Tento sin má tvar úzkeho vysokého vačku, s mnoho stranovými lalokmi, ktoré sú od stredu pomaly tlmené s veľkosťou frekvencie. Každá nosná frekvencia má vrchol v centre frekvencie a nuly rovnomerne rozložené s frekvenciou rozstupu rovnajúcou sa odstupu nosných. Ortogonálna povaha vysielania je výsledkom vrcholu z každej pomocnej nosnej vlny k príslušným nulám od všetkých ďalších pomocných nosných vĺn. Tento signál je Katedra telekomunikácií 6

31 detekovaný použitím prerušovanej Fourierovej transformácie (DFT), spektrum už nie je kontinuálne ako je ukázané v obrázku 3.. (a), ale má diskrétne vzorky. Ak DFT je časovo synchronizovaný, frekvenčné vzorky DFT odpovedajú len vrcholom pomocných nosných vĺn, tak prekrývanie frekvenčnej oblasti medzi pomocnými nosnými vlnami nepôsobí na prijímač. Pravidelným vrcholom sa zhodujú nuly pre všetky ďalšie pomocné nosné vlny, čo má za následok ortogonálnosť medzi pomocnými nosičmi. Obr. 3..: Frekvenčná odozva pomocnej nosnej vlny v 5 tónovom OFDM signáli. Obrázok 3.. (a) ukazuje spektrum každej nosnej frekvencie a diskrétnu frekvenciu vzorkovania snímanú OFDM prijímačom. Poznámka: každá nosná frekvencia je potom, v tvare sin (x)/x,. (b) ukazuje celkové zloženie odpovede 5 pomocných nosných vĺn (čierna krivka). 3. OFDM : Tvorba a príjem OFDM signály sú typicky generované digitálne kvôli ťažkostiam s realizáciou oscilátorov v tvorbe fázových koncových oscilátoroch a prijímačoch v analógovej oblasti. Obrázok 3. ukazuje blokovú schému typického OFDM vysielača/prijímača. Vysielacia časť konvertuje digitálne dáta na prenášané. Sú prezentované amplitúdou pomocnej nosnej vlny a fázou. Prevod zo spektrálnej do časovej oblasti sa prevádza použitím inverznej prerušovanej Fourierovej transformácie (IDFT), je to efektívnejší výpočet, ktorý je použitý vo všetkých bežných systémoch. Za účelom vysielať, vypočítaná časová reprezentácia signálu je potom zmiešaná až ku požadovanej frekvencii. Prijímač Katedra telekomunikácií 7

32 vykonáva spätnú operáciu vysielača. Zmiešavanie RF dáva znamenie pre vkladanie rozhlasového pásma na spracovanie, potom použitie rýchlej Fourierovej transformácie (FFT) analyzuje signál vo frekvenčnej oblasti. Amplitúda a fáza pomocnej nosnej vlny je potom vybratá a konvertovaná späť do digitálnej formy. IFFT aj FFT sú komplementárne funkcie a najviac primeraný termín závisí či je signál prijatý alebo vytváraný. V prípadoch kde je signál nezávislý na tomto rozdiele, potom použitie FFT a IFFT je zameniteľné. Obr. 3.: Bloková schéma ukazuje základný OFDM vysielač/prijímač. 3.3 Garančná doba Pre daný systém je šírka frekvenčného pásma symbolovej rýchlosti pre OFDM signál omnoho nižší, ako jednoduchý vysokofrekvenčný prenosový návrh. Napríklad pre jednoduchú nosnú frekvenciu BPSK modulácie. Symbolová rýchlosť zodpovedá bitovej rýchlosti vysielania. Ale pre OFDM systém je šírka pásma rozbitá v Nc pomocných nosných vĺn čo má za následok symbolová rýchlosť, totiž Nc je mnohokrát nižší než jednoduchý vysokofrekvenčný prenos. Táto nízka prenosová rýchlosť robí OFDM samozrejme odolným voči účinkom medzi symbolového rušenia (ISI) spôsobeného viaccestným šírením. Viaccestné šírenie je spôsobené odrazom vysielacieho signálu od objektov v šíriacom sa okolí, ako napr. múry, budovy, pohoria a tak ďalej. Katedra telekomunikácií 8

33 Tieto viacnásobné signály prídu na prijímač v rozdielnych časoch kvôli rozdielnym vysielacím vzdialenostiam. Toto šírenie symbolových hraníc medzi nimi spôsobuje zakázaný rozptyl. Efekt ISI na OFDM signáli, môžu byť ďalej zlepšené pridaním garančnej doby do rozbehu proti každému symbolu. Táto garančná doba je kruhová kópia, ktorá predĺži dĺžku symbolu. Každej pomocnej nosnej vlne, v dátovej časti symbolu, (t. j. OFDM symbolu so žiadnou garančnou dobou sa pridá, ten sa rovná dĺžke IFFT veľkosťou, používa sa generovaný signál) má celkový počet taktov. Toto ukladanie kópií symbolu spojeného koncami má za následok časovo spojitý signál so žiadnymi nespojitosťami na spojeniach. Teda kopírovaním konca symbolu a jeho pripájanie k štartu má za následok dlhší symbolový čas. Obrázok 3.3 ukazuje vkladanie garančnej doby. Obr. 3.3: Sčítanie garančnej doby k OFDM signálu. Celková dĺžka symbolu je T = T G + T FFT, kde T je celková dĺžka symbolu v vzorkách, T G je dĺžka garančnej doby v vzorkách, a T FFT je veľkosť, IFFT ma vo zvyku generovať OFDM signál. Okrem ochranný OFDM od ISI, garančná doba tiež poskytuje ochranu proti chybe časového posunu nosnej frekvencie v prijímači. Literatúra: []. Katedra telekomunikácií 9

34 4. ZigBee: nový štandard pre pásmo.4 GHz V pásme,4 GHz operujú zariadenia podľa viacerých štandardov HomeRF, 80.b, Bluetooth. Už čoskoro začne v tomto pásme komunikácia aj medzi ZigBee jednotkami, ktorých by po čase mohlo byť v priemernej domácnosti až niekoľko desiatok. V súčasnosti sa v pásme,4 GHz pre lokálne bezdrôtové siete WLAN používajú najmä riešenia na báze 80.b s certifikátom Wi-Fi. Tie postupne vytlačili ešte prednedávnom celkom populárny štandard HomeRF. Na distribúciu viackanálového videa DVD kvality sa však budú vyžadovať rýchlejšie štandardy 80.g (,4 GHz) a 80.a (5 GHz). V prípade personálnych sietí WPAN (Wireless Personal Area Network) sa už čoraz častejšie stretávame s mobilmi, PDA, počítačmi a ich perifériami vybavenými Bluetooth konektivitou. Aj keď je Bluetooth podstane jednoduchší ako WLAN jednotky, predsa len pre mnohé aplikácie v domácnostiach je stále príliš komplikovaný a rýchlosť príliš veľká. Preto v roku 000 dve štandardizačné skupiny - ZigBee, ktorá vznikla pod strechou HomeRF a IEEE spojili sily na vypracovanie štandardu pre nízkorýchlostný prenos v personálnych osobných sieťach LR-WPAN (Low Rate WPAN), ktorý by riešil potrebu lacných bezdrôtových sietí s veľmi nízkou spotrebou pre domácnosti a priemysel. Termín ZigBee sa používa na označenie techniky komunikácie, pomocou ktorej včela (Bee) oznamuje ostatným včelám, na prvý pohľad nepravidelným (Zigzag) tancom, lokalitu (smer a vzdialenosť) novonájdenej potravy. Preto sa zvolil názov ZigBee aj pre bezdrôtovú technológiu, ktorá umožňuje rýchlo a efektívne prenášať kompaktné množstvo dát a to s veľmi malou spotrebou, umožňujúcou ZigBee jednotke operovať niekoľko mesiacov alebo rokov bez výmeny batérií. Špecifikácia ZigBee sa vyvíja pod hlavičkou IEEE ako a v Európe bude pracovať v pásmach 868 MHz (0 kbps) a,4 GHz (50 kbps). V Spojených štátoch bude môcť ZigBee operovať aj v pásme 95 MHz bitovou rýchlosťou 40 kbps. Dosah by mal byť medzi 0 až 75 m, podľa požadovanej aplikácie a výdrže batérií. V prípade dvoch Katedra telekomunikácií 0

35 AA batérií sa predpokladá, že spotreba by mala byť tak nízka, že by ich bolo potrebné vymeniť len raz za 6 mesiacov až roky. V ZigBee sieti bude môcť byť pod taktovkou jednej riadiacej jednotky (master) až 54 podriadených klientov. Nás však asi najviac budú zaujímať typické aplikácie ZigBee jednotiek. Jednu skupinu tvoria periférie počítačov, napríklad bezdrôtové myši, klávesnice a ovládače hier. Vďaka ZigBee bude postačovať jedno univerzálne diaľkové ovládanie pre všetky audio/video zariadenia v domácnosti. Pomocou ZigBee však bude možné diaľkovo ovládať aj osvetlenie, kúrenie, klimatizáciu, otváranie brán a pod.. Samozrejme ZigBee nájde svoje uplatnenie aj v zabezpečovacej technike, napríklad na bezdrôtový prenos informácií zo snímačov. Keď sme už pri snímačoch, spomeňme z nich ešte protipožiarne senzory, detektory plynov atď.. V priemysle sa predpokladá použitie najmä na automatizáciu a riadenie. Podľa odhadov ZigBee aliancie bude spočiatku cena ZigBee čipu asi $6, ale po čase by mala klesnúť na 3 až doláre. Takmer dve tretiny týchto čipov by sa mali uplatniť v domácnostiach, v ktorých by priemerne mohlo byť až 50 ZigBee jednotiek. 4. Bezdrôtová sieť ZigBee pre inteligentnú inštrumentáciu Ako sme už spomínali ZigBee využíva komunikačné frekvenčné pásmo ISM (Industrial Scientific and Medical) na frekvencií,4 GHz globálne a na 868/95 MHz pre Európu/Ameriku. Ako základ využíva prenosovú metódu podľa štandardu IEEE Komunikácia využíva techniku spektra rozprestretého priamou sekvenciou DSSS. Tu je každý užitočný bit nahradený celou bitovou sekvenciou (tzv. chipom), ktorá je potom skutočne vysielaná. Pre túto techniku je dostupných 7 kanálov jeden na frekvencií 868 MHz, 0 kanálov s odstupom MHz u 95 MHz a 6 kanálov s odstupom 5 MHz od frekvencie,4 GHz (obr. 4.). ZigBee uplatňuje pre 868/95 MHz kódovanie BPSK (binary phase shift keying) a pre,4 GHz O-QPSK (ofset - quadrature phase shift keying) kódovanie. Literatúra: [3], [4]. Katedra telekomunikácií

36 Dosahované rýchlosti sú na frekvencií 868 MHz 0 kbit/s, na 95 MHz 40 kbit/s a na,4 GHz 40 kbit/s. Dosah zariadenia sa pohybuje od 30 do 00 metrov. Obr. 4.: Prenosové kanály ZigBee. Štandard ZigBee používa metódu prístupu CSMA/CA (Carrier Sense Multiple Access with Collision Avoidance), teda mnohonásobný prístup s počúvaním nosnej a s vylúčením kolízii. Tento variant prístupovej metódy kolíziám sčasti predchádza a vôbec nepripúšťa ich výskyt. Všetko funguje tak, že uzol ktorý chce odosielať nejaké dáta najprv vyšle krátky paket RTS (Request to Send žiadosť o vysielanie) s údajom o veľkosti hlavného dátového paketu. Pokiaľ príjemca žiadosť RTS započuje, odpovie na ňu paketom CTS (Clear to Send) ostatné stanice o ňom vedia a po dobu udanú v pakete nevysielajú. Potom žiadateľ o vysielanie skutočne odošle svoje hlavné dáta, čím si počká na potvrdenie príjemcom (ACK). Ten kontroluje správnosť prijatých dát hlavne podľa kontrolného súčtu (presnejšie CRC) obr. 4.. Obr. 4.: Metóda CSMA/CA. Katedra telekomunikácií

37 ZigBee definuje niekoľko typov sieti: peer - to - peer, hviezdicová (star), sieťová (mesh) a kombinácia hviezda - strom (cluster tree), ktoré sú závisle na použitom počtu a type jednotiek. Sú vytvorené dve typy zariadení: s redukovanou funkcionalitou RFD (môžu fungovať iba ako koncové zariadenia) a s plnou funkcionalitou FFD (smerovač, koordinátor i ako koncové zariadenie). Smerovač (Router): Tieto zariadenia sprostredkovávajú komunikáciu medzi koncovými bodmi a smerujú ju k hlavnému zariadení obr Zariadenie patrí medzi zariadenia s úplnou funkcionalitou FFD (full function device). Príklad blokovej schémy Router modulu (napájanie zo siete) je obrázku 4.4. Obr. 4.3: ZigBee smerovač. Koordinátor (Coordinator, Gateway) Koordinátor pridáva k funkciám smerovača ešte komunikáciu s hostiteľským systémom a riadi prevoz vytvorenej siete obr Zariadenie taktiež patrí medzi zariadenia s úplnou funkcionalitou FFD. Obr. 4.5: ZigBee koordinátor. Katedra telekomunikácií 3

38 Zariadenia majú definovanú 64-bitovou adresu podľa IEEE (^64 zariadení) a 6- bitovú skrátenú adresu, čo umožňuje v lokálnych sieťach adresovať a konfigurovať reálne okolo 4000 zariadení. Pod jednou radiacou jednotkou môže pracovať až 54 koncových zariadení. Bezpečnosť v sieťach ZigBee zaisťuje hlavne šifrovanie dát šifrou AES (štandardne 8 bitov), ktorých je do zariadenia implementovaných ako súčasť ZigBee. Ďalšou možnosťou je zoznam povolených zariadení alebo pridanie inej metódy. Literatúra: [3], [4]. Obr. 4.4: Bloková schéma Router modulu (napájanie zo siete). Katedra telekomunikácií 4

39 5. Systém Bluetooth Hlavnou ideou bolo vyvinúť nenáročné rádiové spojenie, ktoré by umožnilo náhradu nepohodlných prepojovacích káblov predovšetkým v domácnostiach a kanceláriách. Bluetooth je lacný, energeticky nenáročný rádiový spoj krátkeho dosahu využívajúci úzko pásmové frekvenčné preskoky. Systém Bluetooth je univerzálny rádiokomunikačný systém, umožňujúci bezdrôtový prenos hovorových a dátových signálov s prenosovou rýchlosťou cca Mbit / s na krátke vzdialenosti (do desiatok metrov). Označenie Bluetooth je anglickým prepisom priezviska dánskeho kráľa Haralda Bluatanda, ktorý pred tisíc rokmi zjednotil vikingské kmene. Systém pochádza od firmy Ericsson (998) a na jeho vývoji sa podieľali rady svetových firiem. Obr. 5.: Bloková schéma terminálu Bluetooth. Ponúka možnosť rýchlych neplánovaných spojení medzi jednotlivými zariadeniami. Umožňuje bezdrôtovo prepojiť rôzne elektronické zariadenia, napríklad počítač, tlačiareň, scanner a pod. a tým odstrániť komplikované prepojenia pomocou metalických káblov. Systém tvorí malé sieťové štruktúry, označované názvom piconet ( pikosieť ). Každé mobilné alebo pevné elektronické zariadenie, ktoré je súčasťou tejto siete, obsahuje malý terminál, v ktorom je umiestený rádiový vysielač a prijímač (transceiver) vrátane procesora základného pásma. Bloková schéma terminálu Bluetooth je nakreslená na obr. 5.. Procesor základného pásma riadi činnosť rádiovej časti, komunikáciu v sieti i komunikáciu s hostiteľským zariadením. V jednej piconetovej štruktúre môže medzi sebou vzájomne komunikovať až 8 terminálov, ktoré sú zabudované priamo do rôznych hostiteľských elektronických Katedra telekomunikácií 5

40 zariadení. Pri nominálnom výkone ich vysielačov 0 dbm, je možné spojenie na vzdialenosť až 0 metrov. Pri použití pomocných zosilňovačov sa dosah systému zvýši až na cca 00 metrov. Prenosová rýchlosť signálu môže byť až cca Mbit /s. Pokiaľ je súčasťou siete pikonet i mobilný telefón, je možný prístup i do celulárnej siete. Podobne pomocou prístupového bodu obsahujúceho malý terminál, je možný i prístup do miestnej sieti LAN. Na rozdiel od celulárnej štruktúry typickej napríklad pre rádiotelefóny systém GSM sa v systému Bluetooth používa tzv. topológia ad hoc (Obr.5.), v prevedení komunikácie bod - bod (point to point) alebo komunikácie bod - viac - bodov (point to multipoint). Jednotlivé terminály sú si rovnocenné a neexistuje medzi nimi žiadna hierarchia. Avšak terminál, ktorý prvý iniciuje zostavenie siete, sa stáva riadiacou jednotkou (master) a plní riadiace funkcie spočívajúce v identifikácií účastníkov, zaistenie ich vzájomnej synchronizácie, atď.. Ostatné terminály (účastníci) sa stávajú podriadenými jednotkami (slave). Tieto funkcie sú však dočasné a zanikajú s ukončením spojenia. Pri nasledujúcej komunikácii môže funkciu riadiacej jednotky plniť iný terminál. V prípade, že v oblasti siete piconet pracujú i iné siete piconet, vzniká rozptýlená ad hoc topológia (scatter ad hoc, scatternet). Ľubovoľný terminál (účastník) môže byť zapojený súčasne i v niekoľkých sieťach piconet a v každej z nich môže plniť inú funkciu. V rámci celej siete piconetu je možne dosiahnuť celkového objemu komunikácie až 6Mb/s. Každé zariadenie v piconetu má svoju 3 bitovú adresu MAC. Literatúra: [5]. Obr. 5.: Topológia: a ad hoc ; b) scatter ad hoc. Katedra telekomunikácií 6

41 5. Technológia Bluetooth Základnými požiadavkami usmerňujúce vývoj univerzálneho štandardu, boli: Prenos hlasu. Dostatočne rýchly a bezpečný prenos dát. Malá spotreba energie, ktorá umožní implementáciu do mobilných zariadení. Cenová dostupnosť. Príklady činnosti K činnosti sú potrebné tzv. handsety pre celulárne telefóny, ktoré musia byť uložené bližšie k zariadeniu. Pri odoslaní u napr. z notebooku si počítač overí, či je na blízku mobilný telefón, ustanoví spojenie a odošle. Ďalšou činnosťou je synchronizácia dát v kalendároch, adresároch a personálnych organizéroch nainštalovaných v rôznych zariadeniach. Použitý je napr. prenos z kamery do tlačiarne. Využíva veľmi slabých signálov a tak je ho možne používať v lietadlách, nemocniciach a pod.. Môžeme tiež využívať i mobily pracujúce v Bluetooth módu, ktoré vysielajú slabý signál do prevádzača (najčastejšie priamo v miestnosti) a ten ich potom prevedie do mobilnej siete GSM. Bluetooth umožňuje prenos dát i hlasu na krátke vzdialenosti. Kmitočet Na kmitočtové pásmo boli kladené požiadavky celosvetovej voľnej dostupnosti. V záujmu tejto idei sa spojili firmy z rôznych odvetví, ako sú Ericsson, 3Com, IBM, Intel, Lucent, Microsoft, Motorola, Nokia, Toshiba a asi 400 ďalších. Technológia Bluetooth využíva rádiové kmitočty v pásme,4ghz, ktoré spĺňajú požiadaviek celosvetové bezlicenčnej dostupnosti. Prevádzka je plne duplexná ako u spojovo tak i nespojovo orientovaný. Frekvenčné preskoky Systém Bluetooth pre potlačenie rušenia používa prenos s rozprestretým spektrom a frekvenčným preskakovaním (nosná frekvencia sa podľa schémy mení až 600 krát za sekundu) v kombinácií s mohutnou doprednou chybovou ochranou FEC (Forward Error Correction). Katedra telekomunikácií 7

42 Prenosová Kapacita Celková prenosová kapacita systému Bluetooth je asi Mb/s. Tato kapacita môže byť využitá pre prenos:. Asynchrónneho dátového kanála buď so symetrickou kapacitou x43,6kb/s alebo asymetrickou kapacitou 7kb/s v jednom smere a 57,6kb/s v spätnom smere.. Prípadne môžeme prenášať až tri synchrónne kanály s rýchlosťou 64kb/s respektíve kanál, ktorý prenáša kombináciu dát a reči. Naviazanie spojenia Z užívateľského hľadiska je veľmi atraktívny, že k zostaveniu spojenia môže dôjsť skoro automaticky v momente, kde sa známe Bluetooth zariadenia dostanú do vzájomnej blízkosti. Inými slovami prídete domov a váš mobilný telefón sa ihneď skoro automaticky zapojí do siete s počítačom, tlačiarňou a ďalšími spotrebičmi. Naopak stretnú sa neznáme zariadenia, napr. váš notebook a notebook vaše ho známeho, bude vám musieť známy zadať adresu svojeho zariadenie, prípadne i heslo, aby ku spojeniu obidvoch počítačov mohlo dôjsť. Nepripojené zariadenie pravidelne počúva s periódou,8s. Zabezpečenie Čo sa týka zabezpečenia prenosu, je u technológie Bluetooth vzhľadom k jeho vlastnostiam možnosť odpočúvania veľmi aktuálna. Preto je na fyzickej úrovni zaistená dostatočná miera bezpečnosti. Tu môžeme ďalej zvýšiť ďalšími bezpečnostnými mechanizmami na úrovni transportných protokolov a aplikačných programov (používa sa teda 8mi bitové šifrovanie). Mechanizmus overovania je vzhľadom k automatickému vytváraniu siete (piconetu) nutnosťou. Parametre: Výkon 0,0W niekedy až 0,W. 600 preskokov frekvencia/s. 79 kanálu - kmitočtových skokov. Dosah desiatky metrov, pre výkon 0,W cez 00m. Pásmo,4GHz (počiatočný kmitočet je,40 a konečný,480ghz). Rýchlosť 400kb/s. Katedra telekomunikácií 8

43 Mb/s full duplex, asynchrónny. 3 hlasové synchrónne kanály. Spojenie bod - bod alebo viac bodov na jeden prístupový bod. Katedra telekomunikácií 9

44 6. Úvod do Wi-Fi Začiatky štandardu prenosu dát bezdrôtovým spôsobom sa datujú približne do roku 997, keď sa hodnota maximálnej prenosovej rýchlosti pohybovala na úrovni Mb/s aj napriek tomu, že sieť pracovala vo frekvenčnom pásme,4 GHz. Dôvodom takejto nízkej hodnoty bolo použitie nie práve najhospodárnejšej modulácie. Už čoskoro po uvedení tohto štandardu však začalo byť jasné, že Wi-Fi nespĺňa ani základné požiadavky na rýchlosť prenosu. Preto bol v priebehu dvoch rokov uvedený štandard IEEE 80.b s moduláciou, vďaka ktorej vzrástla maximálna prenosová rýchlosť na Mb/s halfduplex. Čas však bežal ďalej a parametre Wi-Fi opäť prestávali spĺňať požiadavky používateľov na šírku prenosového pásma. Preto bol predstavený ďalší štandard IEEE 80.g, ktorý vďaka zmene modulácie ponúkal možnosť prenosu dát rýchlosťou 54 Mb/s half-duplex. V súčasnosti existujú aj zariadenia, ktoré umožňujú prenos dát vyššou rýchlosťou, ako je 54 Mb/s - tabuľka 6a, 6b. Drvivá väčšina prenosov s rýchlosťou vyššou, ako udáva norma IEEE 80.g, je však realizovateľná iba so zariadeniami od rovnakého výrobcu a často iba s rovnakými modelmi. Už teraz sú na trhu prístroje, o ktorých výrobcovia tvrdia, že podporujú technológiu MIMO. Stránky čo je web štandardizačnej inštitúcie, však hovoria jasnou rečou technológia IEEE 80.n čiže MIMO je ešte stále vo vývoji. Pravda, v porovnaní s finálnou verziou zmeny nebudú veľké, a tak je možné, že zariadenia v súčasnosti označené ako MIMO budú s touto technológiou kompatibilné. V prípade Wi-Fi sú všetky rýchlosti udávané v megabitoch za sekundu (Mb/s) a navyše v jednosmernom režime (half-duplex). V skutočnosti sú teda prenosové rýchlosti najmenej o polovicu nižšie a zároveň pri prevode na MB/s sa ich hodnota znižuje osemnásobne. Na prvý pohľad by sa mohlo zdať, že výrobcovia zavádzajú spotrebiteľov. Sčasti je to aj pravda. Na druhej strane všetky zariadenia pre Wi-Fi pracujú v režime halfduplex, čiže v jednom momente nemôžu vykonávať príjem i odosielanie dát. Komunikácia teda vyzerá tak, že zariadenia najprv prijmú dáta, na krátky čas vypnú prijímaciu časť, odošlú dáta, vypnú vysielaciu časť a cyklus sa opakuje. Pri tvorbe bezdrôtových sietí v budovách treba pamätať na fakt, že so vzdialenosťou od prístupového bodu i s počtom prekážok medzi ním a koncovým Katedra telekomunikácií 30

45 zariadením prenosová rýchlosť badateľne klesá. Ak teda budete chcieť pokryť napríklad rozsiahlejšie firemné priestory, buď budete musieť použiť viacero zariadení, alebo sa budete musieť zmieriť s nižšou prenosovou rýchlosťou. Pri plánovaní priepustnosti bezdrôtovej siete je dobré pamätať aj na fakt, že hodnoty maximálnej prenosovej rýchlosti udávané výrobcom sú iba teoretické. Pri každom prenose sa totiž určitá časť dátových paketov využíva na prenos servisných informácií, napr. o korektnosti prenosu. Na prenos režijných dát teda treba počítať s minimálne 0 - percentným znížením rýchlosti. Čiže ak chcete využívať normu 80.g, ktorej teoretická prenosová rýchlosť je 54 Mb/s, v skutočnosti budete dáta prenášať maximálnou rýchlosťou 3, MB/s. Tab. 6a: Porovnanie jednotlivých noriem Wi-Fi vo frekvenčnom pásme,4 GHz. Označenie Rok Max. teoretická Modulácia rýchlosť Mb/s DS 80.b 999 Mb/s HR/DSSS 80.g Mb/s OFDM Charakteristika Wi-Fi určené výhradne dovnútra budov všade, kde nemožno použiť káble Najrozšírenejšia a najdostupnejšia bezdrôtová sieť ponúkajúca veľmi dobrý pomer ceny a výkonu V porovnaní s predchodcom ponúka možnosť vyššej rýchlosti (spätná kompatibilita je zaručená). V súčasnosti sa stáva rovnako výhodnou ako jej predchodca. Katedra telekomunikácií 3

46 Tab. 6b: Technické parametre noriem. IEEE 80.a WiFi5 5,5 5,35 GHz 5,75 5,85 GHz (USA, kanálov, 8 sa neprekrýva) CSMA/CA, TDD B = 0 MHz OFDM, BPSK (6 Mbit/s, 9 Mbit/s) OFDM, QPSK ( Mbit/s, 8 Mbit/s) OFDM, 6QAM (4 Mbit/s, 36 Mbit/s) OFDM, 64QAM (48 Mbit/s, 54 Mbit/s) DFS, TPC IEEE 80.b WiFi (Wireless Fidelity),4,4835 GHz (Európa),4465,4835 GHz (Francúzsko),445,475 GHz (Španielsko) (4 kanálov, 3 sa neprekrývajú) CSMA/CA, TDD B = 0 MHz BPSK, QPSK, CCK Mbit/s, Mbit/s 5,5 Mbit/s, Mbit/s IEEE 80.g,4,4835 GHz (4 kanálov, 3 sa neprekrývajú) CSMA/CA, TDD B = 0 MHz OFDM, BPSK, QPSK, 6 64 QAM, CCK, PBCC Mbit/s - 54 Mbit/s 6. Airborne, modul Mosta pre bezdrôtové siete Ethernet Ethernet 80.b/g bezdrôtovej LAN Tento modul Wi-Fi inteligentnej jednotky podporuje rozhranie TCP/IP. Spája sa s členom rozhrania Ethernet 0 Base T. Príslušenstvo sa pripojí pomocou člena spojenia bezdrôtovej siete Wi-Fi. Výhoda tohto produktu vychádza z jeho jednoduchosti a implementácie vnútra jednotky príslušenstva. Nie je nutne vkladať jednotky logike alebo systémového rádia, ako celok je komplexne výhodný. Malá dĺžka zariadenia vyvoláva kladené ohlasy na predaj - obr.6.. Vyhovuje všetkým normám komunikácie pre Ethernet, rozhlas a bezpečnostnú komunikácia. Katedra telekomunikácií 3

47 Séria WLNG-ET-DP00 Obr. 6.: Príklad veľkosti zariadenia. Vysoko výkonové zariadenie tvorene pre sieťové riešenia. Airborne je línia veľmi integrovaných modulov 80.. Bezdrôtový sieťový modul mostu obsahuje rádio (ktoré môže byť kúpené oddelene), základné pásmo procesora, použitie procesor a softvér pre "znak" web - aktivované Wi-Fi riešenie - obr. 6.. Nie je potreba vyvíjať softvér, ale vyvíjať RF spojenia pre expertízu v dome. Tento Airborne bezdrôtový modul pre Ethernet poskytuje bezprostredným LAN a internetu prípojiteľnosť pre prepojenie prostredníctvom štandardu rozhrania Ethernetovej siete (iný Airborne moduly ponúkajú štandardne sériové prepojenie) k širokému množstvu aplikácií. Jednoduchá konfigurácia, zdokonalená bezpečnosť Neobyčajne malý dizajn pôdorysu robí Airborne jednoduchým pre vkladanie do nových alebo existujúcich návrhov. Modul je prevádzkovaný s priemyselným štandardom 80. LAN s prípojiteľnosťou internetu, poskytuje pokrokové bezpečnostné normy ako WEP, WPA a LEAP, poskytuje nízku cenu infraštruktúry pre prípojiteľnosť k LAN a internetu. Vstavaný TCP/IP rozhranie, RTOS a aplikačný program zabezpečia uloženie zariadenia pre pripravenú LAN s internetovou prípojiteľnosťou bez špeciálneho programového modulu - len jednoduchá konfigurácia je požadované použitie DPAC HTML rozhranie. Literatúra: [6]. Katedra telekomunikácií 33

48 Použitie: Airborne TM moduly boli navrhnuté, aby poskytovali bezdrôtovým LAN a internetu prepojiteľnosť v týchto priemyselných odvetviach: - doprava, - medicína, - veľkoobchod a logistika, - priemyselná automatizácia, - armáda, - vedecký výskum. Nejaké zariadenie s existujúcim Ethernet portom môže byť bezdrôtovo aktivované pri spojeniach Ethernet, modul mostu nasmeruje výstup na jeho Ethernet PHY, pokiaľ tok mikroprogramového vybavenia a softvéru zvyšuje systémovú funkčnosť. Kľúčové vlastnosti: - široká pracovná teplota v rozsahu (-40 C až +85 C), - vyššia bezpečnosť: WEP (64 & 8 bit), WPA a 80.x skoková autorizácia, - veľmi integrovaný transparent 80.b/g bezdrôtového mosta, - integrácia 0 Base-T Ethernet PHY, - integrácia RTOS, TCP/IP rozhranie a CLI, - menšia potreba RF a komunikačnej odbornej znalosti, - FCC časť 5 trieda B pod C Modulové Overenie, - päť rokov záruka. Katedra telekomunikácií 34

49 Tab. 6.: Technické parametre. Technológie Ethernet prepojovacia dátová priepustnosť Frekvencia Modulačné technológie Typy modulácii Sieťový model Kanály Bezdrôtová dátová rýchlosť MAC Protokoly dátový prenos RF Výkon Citlivosť Zabezpečenie Anténa IEEE 80.b/g, Wi-Fi kompatibilne (80.i, 80.e, 80.d) 0 Base-T (4 Mbps max. dátová priepustnosť),400 ~,4835 GHz (US/Can/Europa),47 ~,497 GHz (Japonsko) DSS, CCK, OFDM DBPSK, DQPSK, CCK, BPSK, QPSK,6QAM, 64QAM Ad-hoc, Infraštruktúra USA/Canada: kanálov ( - ) Europa: 3 kanálov ( - 3) Japonsko: 4 kanálov ( - 3 alebo g rýchlosť) Francúzsko: 4 kanály (0-3) Typ 80.b:, 5.5,, Mbps ( - 4 alebo b rýchlosť) Typ 80.g: 54, 48, 36, 4, 8,, 9, 6 Mbps CSMA/CA s ASK, RTS, CTS TCP/IP, ARP, ICMP, DHCP, DNS, http UDAP sprístupnenie TCP/IP, HTTP, UDP +9,3 dbm (typická) približne 85 mw pre špičku B rýchlosti +5 dbm (typická) približne 3 mw pre priemer B rýchlosti +,5 dbm (typická) približne 43 mw pre špičku G rýchlosti + dbm (typická) približne 6 mw pre priemer G rýchlosti -7 dbm pre 54 Mbps -77 dbm pre 36 Mbps -83 dbm pre 8 Mbps -85 dbm pre Mbps -87 dbm pre Mbps WEP 64 a 8 bit (RC4), WPA (TKIP), 80.x (EAP) Dve FL koaxiálne konektory, 50 Ω, podporuje rozmanitý prijem Katedra telekomunikácií 35

50 Zdroj 3,3 V dc +/-5% Prúdová spotreba 575 ma - vysielacom móde (typické) 375 ma - prijímacom móde (typické) Maximálny nárazový prúd 3000 ma (max) 0 ms Teplota: -40 C C Prevádzková teplota Relatívna vlhkosť: 5% - 9% (žiadna kondenzácia) prostredia Kmitanie: 0G špička - k -špičke, 0Hz - KHz Otras: 500G špička - k -špičke, 0,5 ms Konektor 36 Pin (DF-36DS-0.5V) 4 - mm výšku Obr. 6.: Bloková Schéma série WLNG-ET-DP00.. Katedra telekomunikácií 36

51 7. Priame prijímače s dolnou konverziou,8ghz až,5ghz Všeobecný popis MAX700/MAX70 sú vysoko integrované priame prijímače s blokom na znižovanie frekvencie (nula - IF) navrhnuté pre systémy širokopásmových bezdrôtových lokálnych slučiek (WLL) pracujúcich v pásme,8 GHz až,5 GHz. Architektúra prístrojov MAX700/MAX70 eliminuje potrebu stupňov konverzie medzifrekvenčného kmitočtu nadol a použitie SAW filtra IF. Týmto sa redukujú celkové náklady na prijímač znížením počtu komponentov a redukciou požadovaného priestoru pre dosku. Prístroje MAX700/MAX70 majú tri hlavné bloky: nízkošumový zosilňovač (LNA), kvadratúrny blok pre znižovanie frekvencie a zosilňovače s premenlivým zosilnením základného pásma (VGA). LNA je koncový zosilňovač s voliteľným zosilnením a vypínaním. Zabezpečuje vysoký vstupný bod zachytenia 3.rádu (IP3), ktorý redukuje krížovú moduláciu a kompresiu zosilnenia kvôli vysokej úrovni vysokofrekvenčnému rušeniu. Sekcia kvadratúrneho bloku pre znižovanie frekvencie pozostáva z dvoch vysoko lineárnych aktívnych zmiešavačov napájaných externým lokálnym oscilátorom (LO) s voliteľným LO rozbočovačom. Aktívne zmiešavače sú optimalizované tak, aby zabezpečovali vysoký vstupný bod IP3 a minimálny prídavný šum. Vysoký vstupný bod zachytenia.rádu (IIP) zmiešavačov pomáha minimalizovať znecitlivenie prijímača kvôli vysokej úrovni AM - modulovaných rušičov. VGA zosilňovače s dvoma základnými pásmami v každom kanále zabezpečujú 80dB celkové maximálne zosilnenie a viac ako 60dB reguláciu zosilnenia. Prvý AGC zosilňovač je optimalizovaný pre nízky šum, nízky stratový výkon a vysokú linearitu po celom rozsahu zosilnenia na zaistenie vysokej kompresie zosilnenia. Externá dolná priepust medzi VGA na základných pásmach zabezpečuje požadovanú selektivitu kanálu na susednom kanále. Začlenený obvod slučky korekcie offsetu zosilnenia zabezpečuje <0,3 db nezhodu amplitúdy medzi kanálmi I a Q. Prístroje MAX700/MAX70 sú napájané z jedného +,7V až +3,3V napájacieho zdroja. Odoberajú len 65 ma napájacieho prúdu a 0µA v režime Katedra telekomunikácií 37

52 odstavenia. Obidve zariadenia sa dodávajú v malých 48-pinových vývodových puzdrách TQFP, ktoré zaisťujú optimálny výkon pri vysokých frekvenciách. 7. Podrobný popis Prístroje MAX700/MAX70 pozostávajú z piatich hlavných blokov: LNA, priameho demodulátora I/Q, VGA, korektora zosilnenia a obvodov bias - obr. 7.. Nízkošumový zosilňovač LNA je zosilňovač s dvoma úrovňami zosilnenia s nízkou hodnotou šumu a vysokým bodom IIP3. Zosilňovač sa prepína do nízkošumového režimu zapojením GAIN_SET ku GND čím sa zabezpečí presný krok zosilnenia. Vysoký bod IIP3 minimalizuje krížovú moduláciu medzi skreslením výkonu TX a interferenciou na RX vstupe. LNA sa dá vypnúť nezávisle na ostatných funkčných blokoch zapojením LNAIN ku GND. Požaduje sa externé prispôsobenie vstupu a výstupu na 50Ω. LNA na obr. a je prispôsobený na 960 MHz a 400 MHz cez úzke pásmo. I/Q demodulátor Priamy I/Q demodulátor konvertuje nadol vysokofrekvenčný signál priamo na I a Q zložky signálu základného pásma. Hlavnou výhodou tejto architektúry je, že prijatý signál je zosilnený a filtrovaný na základnom pásme a nie na niektorej vysokej medzifrekvencii. Týmto sa eliminuje potreba drahého IF SAW filtra a IF oscilátora. Okrem toho, schéma priamej konverzie eliminuje potrebu potlačenia obrazu, tým uvoľňuje požiadavky na selektivitu pásmovej priepuste za LNA. Priame konvertory nadol pozostávajú z vysoko lineárnych I/Q zmiešavačov s dvojitým vyvážením, LO frekvenčného rozbočovača, LO kvadratúrneho generátora a vyrovnávacích zosilňovačov I/Q v základnom pásme napájaných z výstupov zmiešavačov. V priamom prijímači s konverziou nadol majú I/Q zmiešavače prísnejšie požiadavky na výstupnú linearitu zmiešavača, nakoľko musia spracovať veľké výkyvy napätia na základnom pásme kvôli rušičom. RF signál sa privádza na diferenciálny vstup (RFIN+, RFIN-) priameho prijímača s konverziou nadol cez mimočipový konvertor. Štruktúra diferenciálneho vstupu vedie k vyššiemu potlačeniu zmien napätia spoločných Katedra telekomunikácií 38

53 pre oba vstupy pre nelinearitu druhého rádu, generovanú predradenými prvkami prijímača. Diferenciálny vstup vyžaduje zhodu s príslušnou impendanciou konvertora. Niektoré aplikácie môžu vyžadovať pásmovú priepusť medzi LNA a zmiešavačom, ako je uvedené na obr. a na utlmenie zvyškového skreslenia prenosového výkonu a falošných signálov mimo vlastný prenosový kanál. Vyrovnávacie obvody pre základné pásmo zmiešavača zosilňujú diferenciálne výstupy I a Q zmiešavača a konvertujú ich na jednopólové výstupy (MIX_I, MIX_Q). Tieto vyrovnávacie zosilňovače majú veľmi nízku výstupnú impedanciu (< Ω). Najnižšia záťaž, ktorá musí byť použitá je 600Ω. Na výstupe vyrovnávacích obvodov zmiešavačov sa musia použiť dolné priepuste základného pásma, aby bola zabezpečená selektivita susedného a alternatívneho kanálu. Tým sa zníži úroveň susedného kanálu a rušičov na vstup nasledujúceho zosilňovača základného pásma. LO signál sa privádza externe na LO vstupný port. Rozbočovací obvod LO rozbočuje frekvenciu LO signálu pre jej privedením do LO portu zmiešavača. Pripojením X _ EN k zemi sa aktivuje rozbočovací LO obvod. Keď je tento obvod aktívny, požadovaná frekvencia LO predstavuje polovicu RF nosnej frekvencie. Pripojením X _ EN k Vcc sa vypína rozbočovací obvod a LO frekvencia je rovnaká ako RF nosná frekvencia. Systém s polovičnou LO frekvenciou vedie k využitiu nižšej frekvencie a VCO s nižšou cenou. Taktiež znižuje skreslenie LO na vstupe prijímača. Pre zmiešavač je zaručené, že pracuje bez zníženia výkonnosti v rozsahu LO výkonu -0 dbm až -6 dbm. Kvadratúrny generátor obsahuje širokopásmovú viacfázovú sieť. Každý výstup viacfázového filtra je vyrovnávaný, zosilňovaný a potom privedený do diferenciálneho LO portu zmiešavača. Zosilňovač s premenlivým zosilnením základného pásma (VGA) Automatická regulácia zosilnenia v každom I/Q kanále základného pásma je realizovaná pomocou dvoch zosilňovačov s premenlivým zosilnením pracujúcich s rovnakým zosilnením. Každý zosilňovač zabezpečuje asi 40dB napäťové zosilnenie pri maximálnom nastavení a 30dB reguláciu zosilnenia. Prvý VGA základného pásma (VGA) je kaskádový širokopásmový zosilňovač s diferenciálnym vstupom a jednopólovým výstupom. Je optimalizovaný pre nízky šum v stave vysokého zosilnenia a má nízke straty výkonu a dostatočnú linearitu pri všetkých nastaveniach zosilnenia na Katedra telekomunikácií 39

54 zaistenie požadovanej kompresie. Druhý VGA základného pásma (VGA) je viacstupňový širokopásmový zosilňovač s diferenciálnymi vstupmi a jednopólovým výstupom. V každom kanále treba pripojiť dolnú priepust základného pásma medzi VGA a VGA, aby sa zabezpečila prídavná selektivita kanálu na susednom kanále. Ak sú VGA zosilňovače napájané ako jednopólové, doplnkový vstup VGA musí byť AC spojený so zemou cez zhodnú zdrojovú impedanciu. Korekcia offsetu VGA Interný spätnoväzbový zosilňovač na korekciu offsetu pridružený ku každému VGA odstraňuje DC offset, ktorý sa nachádza vo VGA. Korekcia offsetu zachováva maximálnu výstupnú kompresiu počas podmienok maximálneho zosilnenia. Každý obvod na korekciu offsetu účinne AC spája pridruženú trasu signálu VGA. Každá sieť VGA získava medznú frekvenciu hornej priepuste podľa nasledujúceho vzťahu: f -3dB (Hz) = 5300/CDC (nf) (VAGC =,0 V) f -3dB (Hz) = 700/CDC (nf) (VAGC = 0,5 V) kde CDC je hodnota kondenzátorov v nanofaradoch, cez DCI+, DCI- a DCQ+, DCQ-. Treba si uvedomiť, že medzná frekvencia je funkciou nastavenia zosilnenia a narastá s nárastom zosilnenia. Každá VGA sieť poskytuje medznú frekvenciu hornej priepuste predpokladanú podľa nasledujúceho vzťahu: f -3dB (Hz) = 45/CDC (µf) kde CDC je hodnota kondenzátorov v mikrofaradoch, cez DCI+, DCI- a DCQ+, DCQ-. Časové konštanty, súvisiace so sieťami na korekciu offsetu obmedzujú čas zapínania. Pre aplikácie, kde je čas zapínania dôležitý, môžu byť siete na korekciu offsetu vypnuté skratovaním príslušných pinov dokopy (DCI+ na DCI- a DCQ+na DCQ-, DCI+ na DCI- a DCQ+ na DCQ-). Katedra telekomunikácií 40

55 Korekcia nezhody zosilnenia I/Q VGA Amplitúdy signálu na výstupoch I a Q kanálov zosilňovačov VGA sa porovnávajú a akýkoľvek rozdiel sa opravuje diferenciálnou spätnoväzbovou sieťou pridruženou k riadiacemu obvodu pre zosilnenie. Informácia o diferenciálnej amplitúde je vyňatá pomocou jednoduchého externého kondenzátora cez piny a (CEXT- a CEXT+). Zvyškový diferenčný signál je zosilnený a spätne vedený do siete na reguláciu zosilnenia, pričom zvyšuje zosilnenie kanálu s menším signálom a zvyšuje zosilnenie kanálu s väčším signálom. Táto sieť opraví amplitúdové nezhody generované nezhodami zosilnenia v predchádzajúcom stupni prijímača (zmiešavač a VGA) ako aj nezhodu vloženého útlmu. Korekčná sieť je schopná znížiť amplitúdovú nezhodu až do db na vstupoch zosilňovačov I/Q VGA na <0,5dB amplitúdovej nezhody. Sieť na korekciu nezhody sa dá vypnúť skratovaním CEXT- na CEXT+. Obvod Bias Prístroje MAX700/MAX70 sa uvedú do režimu odstavenia spojením SHDN a GND, čím sa zníži príkon na 0 µa. V režime odstavenia je pokojový prúd ku všetkým blokom vypnutý cez hlavný vypínací obvod. V aplikáciách, kde sa nepoužíva LNA sa LNA vypína pripojením LNAIN k zemi. Katedra telekomunikácií 4

56 Obr. 7.: Funkčná schéma. 7. Aplikačné informácie Zhoda LNA Prístroje MAX700/MAX70 sú navrhnuté na prevádzku od,8ghz do, GHz, resp.,ghz do,5ghz. LNA uvedené na obr. 7.a a 7.b sú optimalizované pre hodnoty šumu a zosilnenia sústredené okolo 960 MHz, prípadne 400MHz. Prevádzka na iných frekvenciách v pásme vyžaduje novú optimalizáciu vstupných a výstupných prispôsobovacích obvodov. Hodnota šumu citlivo reaguje na vstupnú zhodu a straty na vstupných stopách. Prispôsobovanie vstupov LNA musí byť optimalizované na žiadané Katedra telekomunikácií 4

57 hodnoty šumu, zosilnenia a VSWR. Prvky pre zabezpečovanie vysokej zhody Q musia byť použité na vstupe LNA. Vhodné usporiadanie dosky je veľmi dôležité na zvýšenie izolácie medzi LO a LNA vstupom. Takto sa minimalizuje skreslenie LO a tým DC offset. Zhoda vstupu demodulátora I/Q Zhoda vstupu RF demodulátora I/Q na obr. 7.a a 7.b je optimalizovaná pre prevádzku pri 960MHz, resp. 400MHz. Pre prevádzku pri inej frekvencii sa musí znovu optimalizovať prispôsobovací obvod. Jednopólová prevádzka na demodulátore sa dosiahne použitím mimočipového konvertora. Na obr. 7.a je prispôsobovací obvod diferenciálneho vstupu I/Q demodulátora vytvorený z konvertorov, induktorov a kondenzátorov. 7.3 I/Q zmiešavač a VGA Požiadavky na výstupnú záťaž Na zachovanie prijateľnej linearity musí byť výstupná záťaž zmiešavača a VGA >600Ω. Usporiadanie Vhodne navrhnutá doska PC je základnou časťou akéhokoľvek RF/mikrovlnného obvodu. Používajte linky s regulovanou impedanciou na všetkých frekvenčných vstupoch a výstupoch. Používajte spoje s nízkou indukčnosťou na pripojenie k zemi na všetkých uzemňovacích pinoch a všade, kde sú komponenty pripojené k zemi. Umiestnite oddeľovacie kondenzátory do blízkosti všetkých Vcc spojov. Správna funkcia čipu vyžaduje, aby boli kovové vývody na zadnej strane čipu uzemnené, cez otvory v doske. Literatúra: [7]. Katedra telekomunikácií 43

58 Obr. 7.a: MAX700 typický pracovný obvod (960MHz). Katedra telekomunikácií 44

59 Obr. 7.b: MAX70 typický pracovný obvod (400MHz). Katedra telekomunikácií 45

60 8. Elektrické filtre Filtre sú podstatne pre prácu s elektronickými obvodmi. Pod pojmom elektricky filter rozumieme dvojbránu, ktorá nám na výstupných svorkách prepúšťa elektrickú energiu len v určitom frekvenčnom pásme alebo v niekoľkých pásmach, a mimo tieto pásma elektrickú energiu neprepúšťa. Pritom túto schopnosť filtra prepúšťať alebo neprepúšťať elektrickú energiu posudzujeme podľa veľkosti útlmu v priepustnom pásme - s malým útlmom, harmonické zložky, ktoré ležia mimo uvedené pásmo prepúšťa s veľkým útlmom potlačené pásmo filter ich neprepúšťa. Filter je elektrický článok, ktorý mení amplitúdovú (fázovú) charakteristiku pre signál požadovanej frekvencie. Ideálny filter nebude pridávať nové frekvencie so vstupným signálom, a ani nebude meniť zložky tohto signálu. Obr. 8 príklad kmitočtových charakteristík ideálneho a reálneho filtra typu dolná priepust. Filtre slúžia pre spracovanie elektrických signálov. Často treba oddeliť dva signály s rôznymi frekvenciami. Na takéto účely možno v princípe použiť elektrický obvod zostavený z prvkov, ktorých impedancia závisí od frekvencie. Napríklad, uvažujme stav kde užitočný signál frekvencie f je znečistený s nežiaducim signálom f. Ak nežiaduci signál prešiel cez obvod (obrázok 8a), ktorý má veľmi nízky zisk f oproti f, neželateľný signál môže byť odstránený a užitočný signál zostane nezmenený. Všimnime si, že v prípade tohto jednoduchého príkladu, sa nesmú pliesť do zisku filtra nijaké iné frekvencie ako f a f. Pokiaľ f je dostatočne stlmené k pomeru f, výkon tohto filtra bude uspokojivý. Katedra telekomunikácií 46

61 Obr. 8a: Použitý filter k zmenšeniu vplyvu nežiaduceho signálu frekvencii f, s užitočným signálom pri frekvencii f. Požiadavky kladené na filtre: - v priepustnom pásme útlm nulový, v potlačovanom pásme čo najväčší útlm prípadne nekonečne veľký útlm, - prechod medzi priepustným a potlačovaným pásmom má byť strmý, - filter má byť na vstupe a výstupe impedančne prispôsobený, - hľadaný filter sa má zostaviť hospodárne, čo najúspornejšie z malého množstva cievok a kondenzátorov. Obr. 8: Príklad kmitočtových charakteristík ideálneho a reálneho filtra typu DP: a) modulová kmitočtová charakteristika v logaritmickom meritku b) fázová charakteristika 8. Pasívne filtre Pasívne filtre sú vytvorené z pasívnych súčiastok: odpor, kondenzátor a cievka. Pasívny filter je jednoduchý filter, ktorý nepoužíva žiadne tieto súčiastky (tranzistory, operačný zosilňovač atď.). Po tejto stránke je jednoduchý kvôli počtu nutných súčiastok. Katedra telekomunikácií 47

62 Pasívny filtre má tiež i iné výhody. Pretože neobsahujú žiadne aktívne zložky nevyžadujú napájanie. Nie sú obmedzené na šírku pásma, môžu pracovať dobre s veľmi vysokými frekvenciami. Môžu byť použité v aplikáciách umocňovaných väčším prúdom alebo napätím, a môžu byť riadené aktívnymi prvkami. Vstupný celkový odpor môže byť menší než žiaduci, a výstup celkového odporu môže byť vysoký, pre niektoré aplikácie je potrebný oddeľovací zosilňovač. 8. Aktívne filtre Pasívne filtre RLC boli v oblasti nižších kmitočtov nahradené filtrami ARC - obr. 8., a to hlavne v monolitických integrovaných aplikáciách. Obsahujú iba odpory, kondenzátory a moderné aktívne prvky resp. funkčné bloky (najčastejšie operačné zosilňovače). Rozlišujeme zapojenie s jedným, s dvoma a viac aktívnymi prvkami. Väčší počet aktívnych prvkov dovoľuje súčasne využiť viacero výstupov, a to s rôznym charakterom filtrácie (DP, HP, PP, PZ): nezávislé nastavenie parametrov (Ko, fp a Q), vyššia hodnota činiteľa akosti, menšia citlivosť a menší vplyv parazitných javov v reálnom obvode. Bikvad ARC sú základným stavebným blokom pre kaskádnu syntézu zložitejších filtrov ARC. Realizovanie vysokých frekvencií je ohraničené šírkou pásma. Operačné zosilňovače zložené z aktívnych filtrov môžu dosiahnuť veľmi dobre presnosti rozsahu za predpokladu, že sa používa nízka tolerancia rezistora a kondenzátora. Filtre vytvárajú šum spôsobený rozšírením sústavy obvodov, ale tento šum môže byť miniatúrny pri použití nízkošumových zosilňovačov a starostlivým návrhom obvodu filtra. Obr. 8.: Príklad ARC filtra typu dolný priepust Sallen-Key. rádu. Katedra telekomunikácií 48

63 Požiadavky na aktívne filtre: - musí mať vysokú vstupná impedanciu a nízku výstupnú impedanciu, - zosilnenie by nemalo byť väčšie ako, - parametre by nemali byť závisle na teplote a frekvencií, - musí byť čo najmenej citlivý na zmenu hodnôt súčiastok spôsobenú zmenou výrobcov, toleranciou zmeny teploty a starnutia súčiastok, - pre dosiahnutie vyššej selektivity je potrebné realizovať filtre vyšších radov. Zložitosť a rozmanitosť vlastností jednotlivých realizácií filtrov ukazuje aj ich nasledujúci podrobnejší prehľad, ktorý rozdeľuje jednotlivé typy filtrov podľa použitých stavebných prvkov:. Filtre RC vynikajú svojou jednoduchosťou, dostupnosťou a nízkou cenou súčiastok rezistora a kondenzátora. Plne však u nich platí: za málo peňazí - málo muziky. Praktické využitie majú len jednoduché filtre prvého a druhého rádu s nízkym činiteľom akosti (Q < 0,5). Filtre RC vyšších rádov sa v praxi používajú výnimočne.. Filtre RLC umožňujú realizovať teoreticky ľubovoľný typ filtra. Ich obmedzenie vyplýva predovšetkým z použitia cievok. Tie sú obzvlášť pre nízke kmitočty (veľké hodnoty L) rozmerné, drahé a stratové (malý činiteľ akosti Q). Všeobecne je takéto použitie filtrov RLC obmedzené vlastnými stratami cievok a kondenzátorov, a taktiež toleranciou a stabilitou ich hodnôt pre priepusty a zádrže s veľmi malou relatívnou šírkou pásma. Obvykle sú používané v kmitočtovom rozsahu od 00 khz do 300 MHz, pre nižšie kmitočty len výnimočne. Pre kmitočty nad hranicu asi 300 MHz sa výrazné prejavujú parazitné vlastnosti prvkov, a je lepšie využiť realizáciu s rozprestretými parametrami - viď. nasledujúci bod. 3. Mikrovlnné filtre sú realizáciou RLC filtrov v oblasti mikrovĺn (f >> 300 MHz), kde nemôžeme použiť prvky so sústrednými parametrami (R, L, C), ale používa sa odpovedajúca realizácia s rozloženými parametrami ako sú vlnovody, mikropáskové vedenia, koaxiálne vedenia a pod.. Katedra telekomunikácií 49

64 4. Filtre ARC (známe tiež ako aktívne filtre RC) v princípe nahrádzajú filtre RLC. Namiesto cievok sa používajú rezistory, kondenzátory a aktívne prvky, najčastejšie operačné zosilňovače. Majú obdobné vlastnosti ako filtre RLC, ale vzhľadom k vlastnostiam aktívnych prvkov sa ich použitie obmedzuje najčastejšie na kmitočtové pásmo približne 0, Hz až 00 khz. Súčasný pokrok v technológii aktívnych prvkov však umožňuje využitie týchto filtrov na stále vyššie kmitočty (dnes radovo jednotky až desiatky MHz), i keď toto použitie je zatiaľ málo rozšírené. Kmitočtové sú teda vhodným doplnkom k filtrom RLC. Oproti ním majú výhodu v jednoduchšej nastaviteľnosti a laditeľnosti zmenou hodnôt odporu. Ich nevýhodou je na druhej strane potreba napájania aktívnych prvkov. Objavujú sa aj ich špecifické modifikácie využívajúce parazitné vlastností aktívnych prvkov (R alebo C) ako stavebné prvky - filtrov AC, AR a pod.. 5. Filtre ASC, známe tiež ako filtre so spínanými kapacitami, sú špeciálnou modifikáciou filtra ARC, ktoré miesto odporu používajú prepínané kondenzátory. Ich hlavnou výhodou je možnosť pomerne ľahkej monolitickej integrácie v porovnaní s filtrami ARC. Niektoré typy môžeme zakúpiť ako integrované obvody. Ich medzný kmitočet je určený spínacím kmitočtom a sú teda ľahko preladiteľné. Môžeme ich teda radiť do skupiny integrovaných filtrov, viac menej sú tu možnosti určitého prispôsobenia požiadavkám, a to jednak preladením, jednak tiež dostupnosťou integrovaných nastaviteľných blokov. rádu. Na druhej strane je však tento typ realizácie kmitočtu ešte viac obmedzený než filtre ARC a má najviac problémy s vyšším driftom, s určitým prienikom spínacieho signálu do užitočného signálu a "schodovitosti" výsledného signálu spôsobenou spínaním. Spínací kmitočet býva 50x až 00x vyšší než medzný kmitočet filtra, čím do určitej miery minimalizuje spínaním vzniknutý prejav diskretyzácie signálu v časovej oblasti a možný alliasingový efekt (prekladanie spektra rušivého signálu do spektra užiteľného signálu). 6. Elektromechanické filtre sú historicky najstaršie integrované" filtre. Vychádzajú z princípu prevodu elektrického signálu na mechanický, využitím niektorej formy mechanickej rezonancie a spätného prevodu výsledného Katedra telekomunikácií 50

65 mechanického signálu na elektrický. Chovajú sa teda ako pásmové priepuste. Podľa typu mechanického rezonátora ich delíme na rôzne skupiny. Predtým boli používané napr. magnetostrikčné filtre, a dnes sú používané najčastejšie piezokeramické filtre (napr. medzifrekvenčné filtre 455 khz a 0,7 MHz). Zvláštnym typom je kryštálový filter, ktorý odpovedá v podstate zloženému rezonančnému obvodu s vysokým činiteľom akosti (rádovo 0 000), a vysokou stabilitou rezonančného kmitočtu. Najčastejšie sa využíva v stabilných oscilátoroch. Vzhľadom k vysokému a nenastaviteľnému činiteľovi akosti a nenastaviteľnému rezonančnému kmitočtu sa kryštály ako filtre používajú veľmi obmedzene. Zapojením väčšieho počtu kryštálov s veľmi presným výberom môžeme realizovať úzkopásmový filter pre špeciálne aplikácie ako napr. úzkopásmové medzifrekvenčné filtre s vysokým rezonančným kmitočtom. 7. Filtre s PAV (s povrchovou akustickou vlnou, anglická skratka SAW) sú pomerne novým typom integrovaných filtrov založených na princípe vyžarovania, šírenia a fázového, kmitočtovo závislého skladania povrchových akustických vĺn. Realizujú sa tak, že sa nanesie na nosnú keramickú doštičku sústavu vysielacích a prijímacích piezoelektrických žiaričov, ich tvar a funkciu môžeme prirovnať k dvom Yagiho anténam. Podobne ako u antén sú rozmery a poloha žiaričov tvarované prenosom kmitočtovej charakteristiky filtra. V porovnaní s elektromechanickými filtrami môžu realizovať podstatne širokopásmové obvody. Preto sa s výhodou používajú, napr. ako obrazové medzifrekvenčné filtre v televízoroch a v ďalších mnohých aplikáciách pre vysoké kmitočty. Na druhu stranu je ich použitie čiastočne obmedzené vyšším priechodovým útlmom. 8. Filtre CCD (charge coupled devices - nábojovo viazané obvody) sú ďalším špeciálnym typom aplikácie s časovým diskrétnym charakterom (napr. ako filtre ASC). Využívajú sa u nich technológie známe napr. z CCD televíznych kamier a princíp spočíva v postupnom posune a fázovo závislom sčítaní jednotlivých "nábojových vzoriek". 9. Číslicové filtre sú oproti predchádzajúcim filtrom odlišnou ( softwarovou ) realizáciou funkcie filtrov. Ich princíp bol popísaný v predošlom bode 3. Katedra telekomunikácií 5

66 Uvedený prehľad potvrdzuje značnú rôznorodosť konečných realizácií filtrov. Z prehľadu vlastnosti jednotlivých spôsobov realizácie je zrejmá i obtiažnosť úlohy konštruktéra pri výberu optimálneho spôsobu realizácie filtra. Pre rýchlejšiu orientáciu o použiteľnosti jednotlivých realizácií z hľadiska kmitočtového pásma je možné využiť tabuľku 8. Možnosti použitia jednotlivých spôsobov realizácie je nutne chápať len ako orientačné, pretože závisí nie len na súčasnom stave technológie, ale i na veľa rôznych parametroch a požiadavkách kladených na filtre. Literatúra: [8]. Tab. 8: Orientačné znázornenie kmitočtových pásiem použiteľnosti u jednotlivých typov realizácie filtrov. 8.3 Základné typy pasívnych filtrov 8.3. Dolná priepust (DP) Najjednoduchší dolnofrekvenčný priepust je LC - filter znázornený na obr Filter prepúšťa harmonické zložky signálov v pásme frekvencií od nuly po medznú frekvenciu, tlmí všetky harmonické zložky, ktoré majú vyššiu frekvenciu. Filter možno považovať za zostavený z T - článkov, alebo Π - článkov podľa obr Pre tieto články Z & = jωl, Z & = /jωc, takže Z& ω LC =. 4Z& 4 Katedra telekomunikácií 5

67 Obr Filter prepúšťa signály v pásme frekvencií ω, pre ktoré platí ω LC 0 < 4 < teda všetky signály od nulovej frekvencie, až po kritickú frekvenciu ω = LC () alebo f = () π LC V pásme priepustnosti filtra je útlm nulový, a fázový posuv β v jednom článku je daný výrazom ω LC cos β = ω = ω (3) Mimo pásma priepustnosti filter prenáša s útlmom a konštanta útlmu α jedného článku je daná výrazom ω cosh α =. (4) ω Záporné znamienko svedčí o posuve fázy v susedných článkoch filtra o uhol π (prúdy Katedra telekomunikácií 53

68 v susedných článkoch tečú proti sebe). Charakteristické impedancie Z & T a Z & Π sú dané výrazom & L ω L L ω L = = = C 4 C ω C Z& Z T Π (5) Obr. 8.3.a Na obr. 8.3.a sú graficky znázornené závislosti α, β (a), Impedancie Z & T a Z & T a Z & Π (b) od frekvencie ω. Z & Π mimo pásma priepustnosti filtra sú rýdzo imaginárne a na grafických priebehoch impedancií budú znázorňované prerušovanými čiarami. Obr. 8.3.b: Amplitúda (a) a fázová (b) charakteristika ako príklad DP filtra. Katedra telekomunikácií 54

69 8.3. Horná priepust (HP) Najjednoduchší hornofrekvenčný priepust vznikne z dolnofrekvenčného priepustu zámenou indukčnosti a kapacít navzájom. Je to vlastne opak dolnofrekvenčnej priepuste. Hornofrekvenčná priepust prepúšťa signály frekvencií, ktoré sú vyššie ako medzné frekvencie, a tlmí ich od nuly po medznú frekvenciu. T - články a Π - články hornofrekvenčného priepustu sú znázornené na obr Obr Pre tento prípad Z & = /jωc a Z & = jωl a Z& = 4Z& 4ω LC Filter je priepustný v pásme frekvencií ω, pre ktoré platí 0 < < 4ω LC teda od frekvencie ω = LC (6) resp. od frekvencie f = 4π LC (7) Katedra telekomunikácií 55

70 teoreticky až do nekonečna. V jednom článku reťazca nastáva fázový posuv podľa vzťahu cos β = ω LC = ω ω (8) Fáza sa mení od π (ω = ω ) po 0 (ω = ). Konštanta útlmu je daná výrazom cos ω α = (9) ω a charakteristické impedancie & L L ω L = = = C 4ω L C ω C Z& Z T Π (0) Obr. 8.3.a: Grafické závislosti α, β, Z & T a Z & Π od frekvencie ω. Impedancia Z & je imaginárna v pásme frekvencii od 0 po ω, nad ω rastie od 0 ( Z & T klesá od ) po asymptotickú hodnotu (L/C). Π Katedra telekomunikácií 56

71 Obr. 8.3.b: Amplitúdová (a) a fázová charakteristika (b) ako príklad HP filtra. Všimnite si, že amplitúdová charakteristika horný priepust je zrkadlový obraz ' reakcie dolného priepustu Pásmový priepust (PP) Jednoduchý pásmový priepust možno zostaviť z T - článkov alebo Π - článkov podľa obr Prepúšťa všetky zložky frekvencií v pásme od spodnej medznej frekvencie po hornú. Zložky, ktoré sú mimo neprepúšťa. Jeho činnosť možno kvalitatívne posúdiť nasledovnou úvahou: Na veľmi nízkych frekvenciách impedancia sériového ramena T - článku je daná hlavne kapacitnou reaktanciou /(ωc ), takže článok sa chová ako kapacitný delič. Na frekvenciách vyšších ako je rezonančná frekvencia sériového ramena L-C je ωl > /(ωc ), teda sériové rameno má induktívny charakter a filter pracuje ako dolnofrekvenčný priepust. Na veľmi vysokých frekvenciách filter znovu neprepúšťa signály vzhľadom na vysokú induktívnu reaktanciu sériového ramena a malú kapacitnú reaktanciu paralelného ramena s kapacitou C. Kvantitatívna analýza poskytuje nasledovné výsledky: Keďže Z & = j(ωl /ωc ) a Z & = /jωc, potom Z& 4Z& C = ω LC 4 C Katedra telekomunikácií 57

72 Obr Kritické frekvencie sú dané rovnicami C C C ω LC = 0, = 4 ω LC C z čoho pre kritické frekvencie ω a ω plynie ω = LC, 4C + C C ω = = ω + 4 () LC C C Zaveďme označenie p ω = ω C = + 4 C > potom je fáza v pásme priepustnosti filtra daná výrazom ( ω / ω ) Z& cos β = + = + 4Z& p () Koeficient útlmu pre ω < ω je daný výrazom ( ω / ω ) cosα = + (3) p Katedra telekomunikácií 58

73 a pre ω > ω výrazom ( ω / ω ) cosα = + (4) p Charakteristické impedancie sú dané výrazmi ( ω / ω )( ω / ω ) & L = p (5) C p Z T L p ω / ω Z & Π = (6) C ω p ω / Z uvedenej analýzy vyplýva, že filter zostavený z T - článkov, alebo Π - článkov podľa obr. 6 prepúšťa signály v pásme frekvencií ω < ω < ω bez útlmu. Na obr a: Sú graficky znázornené závislosti α, β(a), Z & T a Z & Π (b) od frekvencie ω. Charakteristické impedancie sú reálne v pásme priepustnosti filtra a rýdzoimaginárne (čisté reaktancie). Fáza b sa so zvyšovaním frekvencie mení od 0 po π. Katedra telekomunikácií 59

74 Uvažovaný pásmový priepust (a to platí pre všetky doteraz analyzované filtre) má dva základné nedostatky: a) charakteristické impedancie značne závisia od frekvencie, čo znemožňuje prispôsobiť filter v širokom rozsahu frekvencií, b) útlm filtra mimo pásma priepustnosti je takisto silne závislý od frekvencie a je nízky blízko hraničných frekvencií. Literatúra [9]. Uvedené vlastnosti má každý prakticky realizovateľný filter, avšak vhodným výberom sekcií a prípadnou kombináciou s polčlánkami možno tieto nedostatky do značnej miery redukovať. Príkladom pásmového priepustu s výrazne lepšími vlastnosťami je filter ktorého T a Π - články sú znázornené na obr b. Filter vznikne preložením hornofrekvenčného a dolnofrekvenčného priepustu cez seba, takže pri dolnej hraničnej frekvencii sa prejavuje ako hornofrekvenčný priepust a pri hornej hraničnej frekvencii má vlastnosti dolnofrekvenčného priepustu. Sériové rameno filtra je sériovým rezonančným obvodom s nulovou rezonančnou impedanciou a paralelné rameno je paralelným rezonančným obvodom s nulovou rezonančnou admitanciou. Z & a Z & sú dané výrazmi Z& = ω LC j ωc, Z& ω LC = jωl takže Z& = ( ω L C )( ω L C ) 4Z& 4ω LC Obr b Katedra telekomunikácií 60

75 V praxi je dôležitý prípad, ak obidve ramená sú v rezonancii pri spoločnej frekvencii ω 0. Položme teda L C L C = LC = a = = m, ω L C 0 takže výraz pre Z & /4 Z & prejde na tvar Z& 4Z& = 4 ( ω / ω0 ) ( ω / ω ) m 0 = 4m ω ω 0 ω0 ω Ak položíme Z & /4 Z & = a posledný výraz odmocníme a upravíme, dostaneme kvadratickú rovnicu ω ± m ω ω ω 0 0 = 0 ktorá má korene ω ( ± m + ± m) =, ω0 a pre kladné frekvencie ( m m m) ω = ω (7), 0 + Frekvencie ω a ω sú hraničné frekvencie filtra. Pre tieto frekvencie platí vzťah ω = (8) ω ω0 z čoho plynie, že ω 0 je geometrickým stredom frekvencií ω a ω. Vyšetrením rovnice Z & /4 Z & = 0 zistíme, že ω 0 patri do pásma priepustnosti filtra. Fáza β je daná výrazom cos β = ( ω / ω0 ) ( ω / ω ) m 0 = m ω0 ω ω ω0 (9) a mení sa od π (ω = ω ) cez 0 (ω = ω 0 ) po + π (ω = ω ). Katedra telekomunikácií 6

76 Koeficient útlmu je daný výrazom cosα = ( ω / ω0 ) ( ω / ω ) m 0 = m ω0 ω ω ω0 (0) Ak uvážime, že L Z & Z & = C potom charakteristické impedancie sú dané výrazom L C 4 ( ω / ω0 ) L = ( ω / ω ) m Z& Π C Z& / T = 0 () Na obr c sú znázornené grafické závislosti α, β(a), Z & T a Z & Π (b) od frekvencie ω. Z grafov Z & ( ω) a ( ω) T Z & vidieť, že v okolí rezonančnej frekvencie ω 0 obidve Π charakteristické impedancie sa menia veľmi málo okolo hodnoty (L /C ). Ak teda záťaž je prispôsobená k filtru pri rezonančnej frekvencii ω 0 potom je približne prispôsobená aj v istom pásme frekvencii okolo ω 0. Katedra telekomunikácií 6

77 Obr d: Amplitúdová (a) a fázová charakteristika (b) ako príklad PP. Pásmová priepust filtra ma dve stop-pásma, jeden nad a jeden pod priepustným pásmom. Práve tak, ako je ťažké určiť pri pozorovaní presne kde priepustne pásmo končí, je tiež zriedka jasný okraj stop-pásma. Frekvencia, v ktorej stop-pásmo začína je obyčajne definovaná požiadavkami daného systému, príklad: systém môže požadovať, že signál musí byť stlmený najmenej o 35 db na,5 khz. Toto by určilo začiatok stop-pásma. Rýchlosť zmeny útlmu medzi priepustným pásmom a stop-pásmom sa tiež líši od jedného filtra po nasledujúci. Sklon krivky v tejto oblasti záleží hlavne na stupni filtra. Filtre s vysokým stupňom majú strmé prerušenie krivky. Útlm krivky je obyčajne vyjadrený v db/oktávu (oktáva je súčiniteľ - násobku frekvencie) alebo db/dekádu (dekáda je súčiniteľ 0 - násobku frekvencie) Pásmová zádrž (PZ) Filter s efektívnou opačnou funkciou pásmovej priepuste je pásmová zádrž. Pásmová zádrž tlmí všetky zložky signálov, ktoré ležia medzi medznými frekvenciami, ostatné prepúšťa. Pásmovými zádržami sú T - články a Π - články zobrazené na obr , kde paralelné a sériové ramená pásmového priepustu na obr. 8 sú navzájom vymenené. Takáto pásmová zádrž je tiež kombináciou dolnofrekvenčného a hornofrekvenčného priepustu, tu sa však pásma priepustnosti neprekrývajú, takže vznikne frekvenčný interval ω a ω, v ktorom je filter nepriepustný. Keďže teória a výpočet pásmovej zádrže a priepuste sú analogické, uvádzame iba výsledné vzťahy opisujúce vlastnosti a výpočet parametrov pásmovej zádrže. Literatúra [9]. Katedra telekomunikácií 63

78 Obr Ak položíme L C = LC = a ω 0 L L C = C = m potom Z& 4Z ( ω / ω0 ) ( ω / ω ) = = & 4m 4m 0 ω ω 0 ω0 ω Hraničné frekvencie pásmovej zádrže sú dané výrazom ( 6 + ) ω0 ω, = m ± () 4m Na obr a sú graficky znázornené závislosti α, β(a), Z & T a Z & Π (b) od frekvencie ω. Katedra telekomunikácií 64

79 Katedra telekomunikácií 65 Fáza β v pásmach priepustnosti 0 0 cos = ω ω ω ω β m (3) a koeficient útlmu v pásme zádrže 0 0 cos = ω ω ω ω α m (4) Charakteristické impedancie Π = = Z C L m C L Z T & & 0 0 ω ω ω ω (5) Obr b: Amplitúdová (a) a fázová (b) charakteristika ako príklad PZ. 8.4 Butterworthov filter: Charakteristickou vlastnosťou týchto filtrov je to že, ich amplitúdovo frekvenčná charakteristika je maximálne plochá v pásme priepustnosti filtra. Frekvenčná fázová

80 charakteristika vykazuje v priepustnom pásme plynulú zmenu fázy z frekvencie, so sklonom daným počtom pólov filtra. Pre posúdenie týchto vlastností sa používa pojem skupinové oneskorenie, čo je derivácia fázy podľa frekvencie. U tohto filtra nemá v priepustnom pásme skupinové oneskorenie zvlnenie. Prechodová charakteristika sa vyznačuje rýchlym čelom impulzu a miernym prekmitom. Významnou vlastnosťou Butterworthovho filtra je priesečník amplitúdových frekvenčných charakteristík ľubovoľného rádu, ale s rovnakou frekvenciou zlomu f 0, ktorá nastáva pri útlme -3dB. Pri použití Butterworthovho filtra je veľmi dôležité zachovať získanú plochosť, obzvlášť pri nízkych frekvenciách. Je najčastejšie používaný filter v regulačnej technike. Obr. 8.4: Butterworthová charakteristika. 8.5 Besselov filter: Výhodou použitia Besselovho filtra (niekedy tiež nazývaný Thompsonov filter) je, že má konštantné skupinové oneskorenie v celom priepustnom pásme. Je často používaný v telekomunikačnej technike. Nevýhodou je relatívne malá strmosť charakteristiky v závernom pásme. Tak ako u Butterworthov filtra sa zväčšuje najviac plochosť amplitúdy v priepustnom pásme. Besselov filter minimalizuje fázové nelinearity v priepustnom pásme. Pre rovnaký efekt (ako napr. u Butterworthovho typu) je nutné použiť vyšší rád filtra. Tvar charakteristiky je rovnaký ako u Butterworthovho typu DP na obr Katedra telekomunikácií 66

81 8.6 Čebyševov filter: Výhodou týchto filtrov je fakt, že strmosť filtra v blízkom okolí frekvencie zlomu je vyššia ako odpovedá rádu aproximácie. Cenou za túto priaznivú vlastnosť, ktorá môže viesť k znižovaniu rádu filtra, je zvlnenie frekvenčnej charakteristiky v priepustnom pásme. Toto zvlnenie je tým väčšie, čím je vyššia počiatočná strmosť charakteristiky v nepriepustnom pásme. Poznamenajme, že konečná strmosť charakteristiky v nepriepustnom pásme asymptoticky odpovedá rádu filtra, teda n.0db/dekádu. Pri návrhu sa používa ako parameter max. dovolené zvlnenie (v db) frekvenčnej charakteristiky v priepustnom pásme. Prechodová charakteristika Čebyševových filtrov má kmitavý charakter s relatívne malým tlmením. Filter je jednoduchší (obsahuje menej prvkov). Na obr. 8.6 je znázornená charakteristika Čebyševovho filtra. Obr. 8.6: Čebyševova charakteristika. 8.7 Inverzný Čebyšev Tento typ má podobné vlastnosti ako typ Čebyševov, ale s tým rozdielom, že v priepustnom pásme charakteristika nie je zvlnená, a zvlnenie sa presúva do záverného pásma filtra. Katedra telekomunikácií 67

82 Obr. 8.7: Charakteristika typu Inverzný Čebyšev. 8.8 Elipticky (Cauerov) filter: Prenosová charakteristika týchto filtrov má konštantné zvlnenie v pásme priepustnosti aj v pásme nepriepustnosti. Tieto filtre sú optimálne v tom zmysle, že pre daný rád a pre dané zvlnenie je prechodové pásmo najužšie. Literatúra: [0]. Obr. 8.8: Charakteristika eliptického filtra. Katedra telekomunikácií 68

83 8.9 Preladiteľné a riadené filtre Ladenie kmitočtových filtrov je veľmi častým problémom, pričom je stále viac vyžadované elektronické ladenie. Ladením obvykle rozumieme zmenu medzného kmitočtu F M u DP a HP, a zmenu stredného (rezonančného) kmitočtu F 0 u PP a PZ a to pri zachovaní tvaru modulovej charakteristiky. Určitý problém pri prelaďovaní PP a PZ je so šírkou pásma. Obvykle je jednoduchšie zachovanie relatívnej šírky pásma B/F 0. Zachovanie absolútnej šírky pásma B je, okrem jednoduchého obvodu LC a niektorých jeho simulácii, obtiažnejšie. Riadením filtrov obvykle rozumieme nastavovanie niektorých ďalších parametrov filtra, čím môžeme meniť i tvar modulovanej charakteristiky. U obvodov. radu môžeme mimo rezonančného kmitočtu F 0 riadiť obvykle nezávisle i ďalšie parametre, ako Q, F N, K 0 a pod.. U obvodov s prenosovou funkciou vyšších radov je obecné riadenie väčšieho počtu parametrov značne komplikované a okrem niektorých prípadov, ako sú napr. viacpásmové korektory, je vhodné využiť digitálne riadenie niektorým typom procesora či počítača. Spôsob realizácie preladenia závisí na type a zapojení filtra. Filtre RLC je pomerne obtiažné prelaďovať, obvykle sa prelaďujú len jednoduché rezonančné obvody. Z tohto hľadiska sú výhodnejšie filtre ARC, či filtre ASC. Prelaďovaný filter môžeme realizovať buď mechanicky, pomocou potenciometra či premenných kondenzátorov, alebo elektronicky. To je najčastejšie realizované zmenou riadiaceho napätia alebo spínacieho kmitočtu, ale v poslednej dobe sa presadzuje i číslicové riadenie pomocou digitálne riadených zosilňovačov, potenciometrov a prevodníkov D-A Možnosti realizácie súbežnej zmeny odporu Ako je z predošlého textu zrejmé, najčastejšou požiadavkou je ladenie filtrov bez zmeny tvaru jeho modulovej charakteristiky. To môžeme u filtrov ARC najjednoduchšie dosiahnuť súbežnou zmenou dvoch či viacerých odporov (počet odporov obvykle odpovedá rádu filtra) bez zmeny pomeru ich hodnôt. Toho istého cieľa by bolo možné dosiahnuť súbežne zmenou hodnôt kapacít, ale pre uvažované kmitočtové pásmo cca do Katedra telekomunikácií 69

84 MHz je pre preladenie jednoduchšie použiť riadenie rezistora. Ich súbežné riadenie môžeme realizovať rôznymi spôsobmi, buď mechanicky alebo - dnes už častejšie - elektronicky. Elektronické riadenie môžeme ďalej rozdeliť na analógové riadenie napätím či prúdom, digitálne riadenie (napr. cez prevodníky AD) a spojité riadenie spínacím kmitočtom pri nespojitej (diskrétnej) funkcii spínacieho filtra. Požiadavku riadenia je jednoduché riešiť v prípade súbežného riadenia rovnakých hodnôt odporov, s rozdielnymi hodnotami odporov je riešenie úlohy zložitejšie. Bežne dostupné metódy používané pre riadenie obvodu sú uvedené v nasledujúcom prehľade (obr. 8.0.): a) Bežné je použitie mechanicky ovládaného potenciometra (obr. 8.0.a), pre filtre. rádu - tandemového potenciometra so zaručeným súbehom (obvykle 3 db). S logaritmickým priebehom môžeme dosiahnuť preladenie až 3 dekády, maximálny kmitočet obmedzíme zapojením odporu do série s premenlivými odpormi tandemového potenciometra. b) Ďalej sa využívajú optočleny s fotoodpormi a diódami LED, vhodné je riadenie pomocou prevodníka prúd - napätie (obr. 8.0.b). Výhodou je pomerne lineárna funkcia riadeného odporu, široký rozsah riadenia (až 3 dekády, F 0 U f ) s dobrou dynamikou signálu (pomerne malý šum, skreslenie sa zvyšuje len pre nízke kmitočty, približne pre f < 00 Hz). Je ale obtiažné dodržanie dostatočne presného súbehu a požadovanej (napr. lineárnej) závislosti na riadiacej veličine. Zotrvačnosť fotoodporu, ktorá závisí na konkrétnej hodnote jeho odporu, obmedzuje rýchlosť riadenia signálu s maximálnymi kmitočtami 0 Hz až 0kHz (v závislosti na hodnote tohto odporu). c) Často sú využívané poľom riadené tranzistory FET {obr. 8.0.c), ktoré sa chovajú pre malé signály (<00 mv) ako takmer lineárnym napätím riadené odpory. Umožňujú pomerne veľký rozsah riadenia, ale radiaca závislosť je značne nelineárna, problémom je súbeh riadených odporov, viacerých tranzistorov. d) Ako výhodné sa javí použitie riadených OTA zosilňovačov, ktoré môžu realizovať zdroj prúdu riadený napätím. Jeho strmosť g M (parameter y ) je možné ovládať pomocným riadiacim prúdom viď. obr. 8.0.d. Vzhľadom k tomu, že ide o zdroj prúdu, vytvára spolu s kapacitátorom ideálny integrátor. Hlavným problémom pri použití týchto Katedra telekomunikácií 70

85 prvkov je obmedzenie dynamického rozsahu určeného maximálnou hodnotou vstupného signálu cca 00 mv, pričom je nutné vziať do úvahy, že v niektorých prípadoch je veľkosť vstupného signálu vďaka riadeniu premenná. e) Objavujú sa taktiež riadené napäťové zosilňovače s dobrou linearitou, veľkým dynamickým rozsahom a logaritmickou závislosťou riadenia (lineárnej zmeny prenosu v db zmenou riadiaceho napätia). Vzhľadom k tomu, že ide o zdroje napätia, je pre riadenie najvhodnejšie použiť integrátor podľa obr. 8.0.e, kde zmena riadiaceho napätia vyvolá zmenu prúdu obdobne ako zmena ekvivalentného odporu. f) Pre nižšie kmitočty môžeme použiť spínaný odpor s efektívnou hodnotou závislou na strede impulzu spínania (obr. 8.0.f). V tomto prípade je možné dosiahnuť dobrý súbeh, nevýhodou je nelineárna závislosť na riadiacej veličine a relatívne malý použiteľný rozsah radenia. g) Simulácia odporu prepínaným kondenzátorom umožňuje číslicové alebo analógové riadenie (obr. 8.0.g). Hodnota simulovaného odporu je určená spínacím kmitočtom R SP = /(f SP C R ). Preto je súbeh riadenia absolútne presný, uvedený spôsob umožňuje riadiť nielen obvody. rádu, ale i filtre vyšších rádov bez väčších problémov. h) Priame číslicové riadenie umožňuje napr. použitie D-A prevodníka (obr. 8.0.h). Bežný prevodník sa chová ako zdroj prúdu, jeho výstupná hodnota závisí od odporu, ktorý určujú napr. spínače v odporovej sieti R-R prevodníka a hodnota referenčného napätia. Ak ich zapojíme do vstupu pre referenčné napätie zdroja signálu a výstup pripojíme k integračnému prevodníku I-U, získame číslicovo riadený integrátor. Na podobných princípoch pracujú tzv. digitálne potenciometre. Ich použitie je obdobné ako u prevodníka D-A. Výhodou sú ich podstatne nižšie hodnoty ekvivalentných odporov a môžeme ich teda použiť i pre vyššie pásma kmitočtov. Literatúra: [8]. Katedra telekomunikácií 7

86 Obr. 8.9.: Príklad realizácie riadeného odporu v DP. radu (stratového či bezstratového integrátora): a) potenciometer, b) optočlen s fotoodporom, c) poľom riadeným tranzistorom, d) realizácia riadeného integrátora s OTA zosilňovačom, e) realizácia riadeného integrátora s napäťovým zosilňovačom, f) spínaný odpor so zmenou triedy spínania, g) spínaný kapacitátor, h) realizácia riadeného integrátora s D-A prevodníkom Katedra telekomunikácií 7

87 9. Nastaviteľní dolnopriepustný filter Môžeme zostaviť jednoduchý dolnopriepustný filter ako úsek s nominálnym trojpolom, 0, db Čebyševová odozva pre poskytnutie strednej hodnoty stop pásma. Môžeme použiť štyri takéto filtre v jednom puzdre a potom vybrať konkrétne filtrujúce kroky použitím preklopaného prepínača. V nastaviteľnom dolnopriepustnom filtri sa používajú dostupné prvky, z ktorých sa skladá každá sekcia tohto filtra (obr. 9). Tento príklad filtra sa používa pre orezanie frekvencie, pre štandardné indukcie a kapacity beztoho, aby potreboval ďalšie súčiastky zapojene sériovo alebo paralelne. Pevné indukcie sú série Coilcaft 90, osovo riadene tlmene s ±0% toleranciou. Pevné kapacity sú polypropylénové jednotky dostupné u hociktorého distributéra, s ±% toleranciou pre 00-pF zariadenia a ±5% toleranciu pre ostané hodnoty. Obal CU-3 je z hliníkovo lisovaného odliatku so vstupnými a výstupnými svorkami. Miniatúrne klopne obvody pre individuálne sekcie filtra sú dostupné v puzdrovom exteriéri. Sekcia štyroch filtrov má 50Ω charakteristickú impedanciu a nominálne 3-dB orezanie, z ľava do prava na obrázku (z 3,083, 6,586, 4,49 a,30 MHz). Tabuľka ukazuje namerané amplitúdové odozvy pre blok samostatný a pre štyri individuálne filtrové sekcie. Nízko nákladový nastaviteľný dolnopriepustný filter dodáva primeraný výkon. Keď frekvencie dosahujú 00 MHz, vysielaný výkon puzdra znehodnotených všetkými sekciami filtra sa prepne do stavu OFF. Prepojenie medzi prepínacími sekciami sa používa dostupná zbernica bez akejkoľvek prevencie na minimalizovanie parazitných obvodových prvkov. Všetky prepínače sú dvojpólové. Literatúra: []. Katedra telekomunikácií 73

88 Tab. 9: Merania amplitúdovej odozvy pre nastaviteľný DP filter. Blok Filter Filter Filter 3 Filter 4 Frekvencia vložené vložené vložené vložené vložené (MHz) straty (db) straty (db) straty (db) straty (db) straty (db) <0, 0, <0, <0, <0, <0, 0,3 0, 0, 0,,5 <0, 0,6 0, 0, 0,,9 <0,,7 0, 0, 0, 3, <0,,5 0,5 0, 0, 3,3 <0, 3,3 0,5 0, 0, 4 <0, 7,3 0, 0, 0, 5 <0, 3 0,45 0, 0, 6 <0, 7,9,3 0,5 0,5 6,5 <0, 0, 0,5 0, 7 <0,,8 3, 0,5 0, 9 <0, 8, 8,3 0,4 0, <0, 33,4 5,3,3 0,5 4 <0, 34,8 9,4,9 0,4 7 <0, 35, 4,5 6,4 0,9 0 <0, 35,3 6,4 0,, 3 <0, >35 8,8 4, , >35 3,7 9, 9,9 50 0, >34 >34 3, ,5 >8 >8 >4 >4 Katedra telekomunikácií 74

89 Obr. 9: Nastaviteľný DP filter. Katedra telekomunikácií 75

90 0. Pasívny LC filter Je to najjednoduchší dolnofrekvenčný priepust, ktorý je zostavený z Π - článkov podľa obrázku 0. Filter prepúšťa harmonické zložky signálov v pásme frekvencií od 0 až po istú tzv. kritickú frekvenciu f kr = /π (LC), nad ktorou prepúšťa signály s veľkým útlmom, alebo neprepúšťa vôbec. Takýto filter sa často používa na potlačenie striedavej zložky (zvlnenia) jednosmerného napätia získaného usmernením striedavého napätia. Ak na vstupné svorky U IN privedieme silne zvlnené napätie z usmerňovača potom na výstupných svorkách U OUT je jednosmerné napätie s malým zvlnením, závislým od veľkosti indukčnosti L a kapacity C, pretože indukčnosť a druhý kondenzátor pôsobia ako napäťový delič s deliacim pomerom približne X l /X c = (/ωc)/( ωl) = /(ωlc). Ak napr. L = 5 H, C = 0 µf a frekvencia f = ω/(π) = 00 Hz (najnižšia frekvencia v spektre dvojcestne usmerneného napätia elektrickej siete), potom deliaci pomer pre túto frekvenčnú zložku je asi /00- tina a pre vyššie frekvenčné zložky bude podstatne menší, taký, že ich na výstupe filtra možno zanedbať. Jednosmernú zložku napätia pri ideálnych bezstratových prvkoch L a C filter prepustí bez útlmu. Lepšie potlačenie striedavých zložiek napätia sa dosiahne, ak sa niekoľko takýchto článkov zapojí za sebou. Obr. 0: Pasívny LC filter typu DP. Katedra telekomunikácií 76

91 Obr. 0.: Amplitúdovo frekvenčná závislosť. Katedra telekomunikácií 77

92 . Sallen-Key filter. rádu Najčastejšie používané zapojenie dolného priepustu. Použitie poukazuje na jednoduchosť prvku s o veľa populárnymi Sallen-Key (tiež volaný KRC alebo VCVS) článkami filtra. Táto metóda vyrovnáva napäťovú väzbu a spätnú prúdovú väzbu. Neinvertujúci zosilňovač má zosilnenie A u = + R 4 /R 3 = + γ, a je vo filtroch ARC vyžívaný veľmi často (i ako jednotkový). V zapojení filtrov ako neinvertujúceho zosilňovača je RC obvod zapojený v kladnej spätnej väzbe tohto zosilňovača tak, aby výsledná väzba bola záporná a obvod bol stabilný. Realizovaný Butterworthov filter s medznou frekvenciou 0 MHz a zosilnením A =,5. Použitý je operačný zosilňovač typu CLC 430. Hodnoty CLC 430 sú obsiahnuté v jeho data sheete. Môže byť používaný ako základný prvok pre vyššie rady filtrov. Literatúra: [7]. Obr. : Výsledná topológia DP Sallen-Key filtra. rádu. Katedra telekomunikácií 78

93 . Návrh DP filtra. rádu Postup návrhu DP s jedným OZ je uvedený v tabuľke. Schéma zapojenia je všeobecná, s rozlíšenými (a kôli jednotnosti vzťahu zamenenými) rezistormi R a R, ktoré v prípade voľby β > β MIN nemusia mať zhodnú hodnotu a ďalej s rezistormi R 3 a R 4. Pre menšie hodnoty Q je ale vhodnejšie využiť OZ ako jednotkový zosilňovač (γ = 0), kde je R 3 = a R 4 je buď nulové, alebo môže mať hodnotu R 4 = R + R pre minimalizáciu rovnakého ofsetu OZ. Pre vysoké F 0 (i s ohľadom na Q) je nutne uvažovať vplyv kmitočtovo závislého zisku operačného zosilňovača. Vzhľadom k tomu je nutné podľa uvedeného vzťahu vybrať OZ s dostatočnou hodnotou F T tak, aby pokles reálneho rezonančného kmitočtu F 0 oproti teoretickej hodnote neprekročil prípustnú medzu (orientačne až 5 %). Zmena hodnoty Q spôsobená týmto efektom má obvykle menší význam, a to obzvlášť pri realizácií filtrov vyšších rádov. Vedľa schémy sú uvedené vzťahy pre základne veličiny obvodu. V počiatku návrhu je najprv nutné zvoliť zosilnenie zosilňovača A alebo hodnotu γ, a to predovšetkým v závislosti na hodnote Q podľa uvedených doporučení. Prekročenie doporučených medzí hodnôt Q je do určitej miery možné, ale vedie k príliš vysokým pomerom hodnôt kondenzátora a veľkým parazitným vplyvom. Z požadovanej hodnoty Q vypočítame hodnotu β MIN. V druhom kroku najprv orientačne vypočítame strednú hodnotu C. Na jej základe a z potrebnej hodnoty β MIN vypočítame doporučené hodnoty C a C. Ich skutočné hodnoty volíme čo najbližšie k doporučeným hodnotám, napr. z výrobnej rady, ale tak., aby ich pomer β β MIN. Voľbou hodnoty β > β MIN zvyšujeme hodnotu Q nad požadovanú, späť ju znížime zmenou pomeru α v ďalšom kroku návrhu. Samozrejme je vhodné, aby sme volili hodnotu β čo najbližšie k hodnote β MIN. Absolútnu veľkosť kapacít pri zachovaní jej pomeru je možné zmenšiť či zväčšiť podľa potreby, ale pre veľký pomer hodnôt je potrebné kontrolovať, či minimálne alebo maximálne hodnoty nie sú obtiažne realizovateľné (napr. menej než desiatky pf, viac ako jednotky µf). Zo skutočného pomeru hodnôt kondenzátorov C a C vypočítame skutočnú hodnotu β (s výhodou ju môžeme určiť i zo skutočne zmeraných hodnôt) a v prípade, ak by β > β MIN, stanovíme potrebnú hodnotu pomeru odporu α zmenou z pôvodnej optimálnej hodnoty Katedra telekomunikácií 79

94 α =. Z hodnôt C a C vypočítame strednú hodnotu R a z pomeru α skutočné hodnoty R a R. V prípade nenulovej hodnoty vnútorného odporu zdroja signálu ju zahrnieme do hodnoty R. V prípade voľby vyššieho než jednotkového zosilnenia (A >, γ > 0) musíme navrhnúť odpory R 3 a R 4. Ich absolútna hodnota funkciu filtra príliš neovplyvňuje, preto je možné voliť ich hodnoty menšie či väčšie podľa potreby (napr. minimalizácia ofsetu), ale vždy tak, aby bol splnený pomer ich hodnôt γ. Samozrejme sa snažíme vyhnúť i extrémne malým či veľkým hodnotám, kde sa môžu výraznejšie prejavovať parazitné vplyvy. Vzhľadom k tomu, že K u = A, býva pri tejto variante (γ > 0) niekedy problém s tým, že prenos K u (0) >. Na jednotkový či prípadne nižší prenos ju možno znížiť vstupným deličom podľa tabuľky, bod 6. Tabuľka ďalej ukazuje možnosti zostavenia hodnôt F 0, Q a prípustné tolerancie prvku. Vzhľadom k tomu, že väčšinou je prenos filtrov vyšších radov viac citlivý na zmenu F 0, je prijateľné zmeniť hodnotu F 0 v malom rozmedzí malou zmenou hodnoty len u jedného z prvkov s adekvátnou zmenou Q. Pre väčšie zmeny F 0 bez zmeny Q (rovnako ako pre obecné ladenie) je však nutné meniť súbežne dva prvky (R a R alebo C a C ). Pre zmenu hodnoty Q je nutné zvyšovať či znižovať pomer hodnôt kondenzátorov pri konštantnom súčine ich hodnôt. A však v prípade zapojenia s A > môžeme hodnotu Q jednoducho dostať zmenou hodnoty R 3 alebo R 4. Relatívne citlivosti F 0 a Q na zmeny hodnoty či pomeru hodnôt prvkov sú uvedené vedľa schémy. Z nich vyplýva, že jednopercentná zmena hodnôt R alebo C prinesie polpercentnú zmenu F 0 (citlivosť je 0,5). Citlivosti činiteľa akosti sú obdobné, ale závislé na voľbe γ. Ich hodnoty sa pohybujú pre doporučené voľby γ v rozmedzí 0 až 0,5. Pre oblasť predovšetkým vysokých kmitočtov, ale i vysokých Q, začínajú prevažovať vplyvy reálnych parazitných vlastností nad vplyvmi tolerančných hodnôt, a je vhodné kontrolovať návrh vhodným simulačným programom s možnosťou modelovania týchto parazitných vlastnosti. Pre DP s Q > 5 sú používané málo (napr. Čebyševovú a Cauerovu aproximáciu vysokého rádu). Pre tento účel je najvhodnejšie použiť zapojenie s dvoma OZ. Literatúra: [8]. Katedra telekomunikácií 80

95 Tab. : Návrh DP. rádu s jedným OZ pre Q < 5 a Q > 5. Minimálne F T pre voľbu OZ (pre F 0 /F 0 ) F T = 0F 0 3Q K ( p) R + p F T F0 3Q F / F 0 0 α = R F S S S S 0 Q α Q β Q γ F0 R = π / R, = 0,5 Q / = 0,5 Q( / C αβ α + / α ) / β = Q( α + / α ) / β = S F R 0 Optimum : = S F C β = C R C R C 0 = S F C α =, β >>,( β = 4Q 0, Q = α = 0,5 alebo ( γ = 0 alebo γ = R 4 αβ / R ( βγ ) β = Q γ = / Q ) ) 3 + / ( RC RC ) Ω0 = k0 ( R + R ) R C R / R = 4 R C p + pω / Q + p R C R C + R C R C Vstupné údaje: F 0, Q, poprípade k k 0. Výpočet β MIN : Pre Q < 5: β MIN = 4Q K(0) = A =, γ = 0 (R 4 =, R 3 = 0 alebo R 3 = R + R - min. ofset) Pre Q < 5: β MIN = Q K(0) = A = + γ, γ =/Q Prenos možno znížiť na K(0) = pomocou vstupného deliča (R R miesto R ) - viď. 6 bod 3. Stanovenie α:. Voľba C a C : a) pre β = β MIN : α = C = 0 C MAX 7 / = C / F 0 MIN [ F, Hz] β, C = C MIN β MIN Skutočné hodnoty C a C volíme z dostupných hodnôt blízko vypočítaným hodnotám tak, aby β β MIN b) pre β > β MIN : Pre γ = 0: ( a + a ), a β /(Q) α = / = Pre γ = /Q : + Ω ( a + a + 4( a ) ), a β / Q α = 4 / = 4. Výpočet R a R : R = /( π F C C ), R = R / α, R = / α 0 R 5. Voľba hodnôt R 3 a R 4 pre γ > 0: volíme stredný R = 3.0 3, R = R γ, R = / γ 3 / 4 R 0 Katedra telekomunikácií 8

96 Hodnotu R môžeme voliť i inak, napr. s ohľadom na min. ofsetu, ale vždy tak, aby R 4 / R 3 = γ. 6. Zníženie prenosu K(0) na prenos K: Pri doporučenej voľbe a bez použitia deliča (R = R, R = ) je prenos. Znížiť ho môžeme len použitím deliča napätia s odporom R. Pre zníženie na jednotkový prenos volíme R = R = R. Pre obecné zníženie prenosu na hodnotu K platí: R = R K(0) / K, R = R R / (R - R ) Dostavenie hodnôt: F 0 - malé - zmenou hodnôt R alebo R, veľké - súčasnou zmenou R a R tak, aby zostal zachovaný jej pomer α Q - pre γ = 0 - zmenou α alebo β pri zachovaní súčinu hodnôt prvkov, - pre γ > 0 - zmenou hodnôt R 3 alebo R 4, Povolené tolerancie: z hľadiska F 0 - R/R = C/C = F 0 /F 0 z hľadiska Q - α β/β γ/ γ Q/Q. Príklad návrhu DP filtra Navrhnite DP. rádu s F 0 =0 khz, Q = 0, Ku(O) =. Najprv vzhľadom k pomerne vysokej hodnote F 0 a Q skontrolujeme potrebnú hodnotu F T : pre F 0 /F 0 < 0,95 nám podľa vzťahu z tab. vyjde F T > F 0, 54,9 >,54 MHz Je zrejmé, že vystačíme s použitím napr. bežného typu OZ TLO8X, ktorý má F T = 4 MHz.. Vzhľadom k tomu, že Q > 0, volíme γ = /β MIN (A = + γ). Vypočítame β MIN = Q = Vypočítame strednú hodnotu C = 0 / F0 = nf. Vypočítame hodnoty C a C : C = C / β MIN = 50 pf, C = C. β MIN 0nF = Zvolíme skutočné hodnoty kapacít tak, aby vyhovovali dostupnej rade E6 a spĺňali pomer β MIN. napr. C = 68 pf a C = 33 nf. Skutočné β = 485,. Katedra telekomunikácií 8

97 3. Určime hodnotu α. Vzhľadom k tomu, že β > β MIN a γ > 0 korigujeme hodnotu a podľa odpovedajúceho vzťahu: a =,05 α = 0,605 R π Vypočítame hodnotu R a R : = / ( ) = 064Ω. R = R / α = 065/ 0,605 = 3488Ω α = R / R 0,605 = R /3488 R = 8369Ω S ohľadom na povolené tolerancie (viď. posledný odstavec v tab. ) s vysokou hodnotou Q môžeme požadovať toleranciu F 0 /F 0 = %. Z toho vyplýva tolerancia hodnôt odporov a kapacít asi %. Podľa toho volíme i skutočné hodnoty odporu z radu E, popr. E4, a však s odpovedajúcou presnosťou: R = kω +,5 kω, R = 8, kω. Pokiaľ budeme znižovať prenos (viď. nasledujúci odstavec), nemusíme v tejto fáze riešiť zaokrúhľované hodnoty R. 5. Vzhľadom k tomu, že sme použili zapojenie s γ > 0, musíme navrhnúť hodnoty R 3 a R 4 : R 3 = R / γ = R 4 / R γ = /,5.0,5.0 3 = R 3 4 = 0kΩ / R 4 = 50Ω Skutočné hodnoty volíme s ohľadom na výber z dostupnej rady. To môže byť napr. R 3 = 7 kω a R 4 = 68 Ω. Tolerancia týchto hodnôt je prijateľná s ohľadom na citlivosť Q. Pokiaľ chceme minimalizovať ofset a drift OZ, je vhodné, aby hodnota paralelného spojenia R 3 a R 4 bola rovná sériovému spojeniu R a R, t.j. cca 0 kω. V tom prípade by bolo nutné voliť R 3 = 8, MΩ a R 4 = 0 kω. Bohužiaľ tu vychádza príliš vysoká hodnota R 3. Modelovaným vhodným programom môžeme zistiť, že parazitná paralelná kapacita k R 3 je vyššia ako pf a zvyšuje neprijateľný rezonančný kmitočet. Cestou by bola voľba vyššej hodnoty C, ktorá by viedla k znižovaniu hodnôt odporov vrátane R 3 a menšej citlivosti na parazitnú kapacitu k R 3. Katedra telekomunikácií 83

98 6. Vzhľadom k tomu, že je základný prenos väčší ako jedna (K(0) = + γ), je v prípade potreby nastavenia jednotkového prenosu nutné namiesto R použiť odporový delič R - R podľa tab. bod 6. V tomto prípade vypočítame: R R K(0) + γ = R = R = 8369.,005 = 8,389kΩ, K R R = = 3,5MΩ. R R Z tolerancií hodnôt odporu, diskutovaných v bode 4 vyplýva, že zmena hodnoty R na R už presiahla toleranciu %, takže volíme R = 8, kω + 80 Ω. Nastavenie hodnoty R určuje koeficient prenosu, a tolerancia tejto hodnoty určuje odchýlku hodnoty prenosu pri minimálnom vplyve na veľkosť ekvivalentnej hodnoty R. Môžeme vypočítať, že napr. odchýlka R o 0 % spôsobuje chybu prenosu len stotiny percenta. Môžeme tak voliť R = 3,3 MΩ alebo 3,6 MΩ. Katedra telekomunikácií 84

99 3. Realizácia navrhnutého filtra V predchádzajúcom bode sme si ukázali jednoduchý teoretický navrch aktívneho dolnopriepustného filtra Sallen-Key. rádu. Čo sa týka praktického riešenia postupovali sme tak isto ako v príklade, až na malé obmeny, pre lepšiu prezentáciu daného filtra. Filter bol realizovaný v programe Altium Designer 6.5. Filter je zložený z odporov, kondenzátorov, cievok, operačných zosilňovačov MAX 4 a tranzistorov typu JFET. Umožňujú pomerne veľký rozsah riadenia, ale radiaca závislosť je značne nelineárna, problémom je súbeh riadených odporov viacerých tranzistorov. Cievky v obvode slúžia na zachytávanie frekvenčných prekmitov medzi jednotlivými časťami obvodu. Preladenie filtra v šírke pásma 0-50 MHz sme riešili zmenou vstupného odporu R a R. Na danú zmenu odporu sme použili tranzistory JFET (kapitola 8.0). Vplyvom zmeny vstupného odporu dochádzalo k zmene impedančného prispôsobenia obvodu. Preto vstupná časť obvodu obsahuje operačný zosilňovač MAX 4, ktorý slúži na impedančné prispôsobenie filtra, z dôvodu, že daný filter bol navrhnutý pre laboratórne účely, keďže má byť preladiteľný v základnom pásme 0-50 MHz. Filter je navrhnutý pre prijímač MAX700/70 so šírkou pásma,4 GHz v štyroch vyhotoveniach. Prijímač je opísaný v kapitole 7. Data sheet prijímača je uvedený na CD v adresári zdrojové súbory, taktiež sú tam uvedené data sheet OZ MAX 4. Na obr. 3 ja daná schéma realizovaného filtra so zoznamom súčiastok. Na ďalšom obrázku 3. je obsadzovací plán plošného spoja. Na príslušnom CD sú vygenerované gerber dáta pre výrobu plošného spoja. Výkres dosky plošného spoja obr. 3. je vo formáte pdf, ktorý obsahuje vrstvy TOP, spájkovacia vrstva a vrstva nespájkovanej masky, vŕtací predpis a vŕtací nákres. A priložený Excel súbor so zoznamom príslušných súčiastok. Katedra telekomunikácií 85

100 Obr. 3.: Schéma zapojenia aktívneho filtra s impedančným prispôsobením. Obr. 3.: Výkres dosky plošného spoja. Katedra telekomunikácií 86