SISTEME DE ACHIZITIE DATE

Transcript

1 OVIDIU SPATARI PETRU ROSCA SISTEME DE ACHIZITIE DATE APLICATII DE LABORATOR

2 Sef lucr. dr. ing. Ovidiu SPATARI Conf. dr. ing. Petru ROSCA SISTEME DE ACHIZITIE DATE ULBS 2005

3 CUPRINS: LUCRAREA - MASURAREA NUMERICA A FRECVENTEI pag.2 LUCRAREA 2- AMPLIFICATOARE INSTRUMENTALE pag.8 LUCRAREA 3- CIRCUITE DE ESANTIONARE SI MEMORARE pag.3 LUCRAREA 4- CIRCUITE DE CONVERSIE ANALOGICA pag.8 LUCRAREA 5- CONVERTOARE TENSIUNE FRECVENTA pag.2 LUCRAREA 6- CONVERTOARE NUMERIC-ANALOGICE pag.24 LUCRAREA 7- CONVERTOARE ANALOG NUMERICE pag.30 LUCRAREA 8- CONVERTOARE ANALOG NUMERICE 2 pag.34 LUCRAREA 9- PORTUL PARALEL - APLICATIA pag.39 LUCRAREA 0 - PORTUL PARALEL - APLICATIA 2 pag.46 LUCRAREA - PORTUL SERIAL pag.49 LUCRAREA 2 HANDYSCOPE pag.55

4 404 Q= 0MHz K K n FRECVENTMETRUL DIGITAL SI INTERFATA DE ACHIZITIE V +5V +5V +5V +5V 0MHZ +5V IN B V CC LT 4,7μ IN B V CC 4,7μ IN B V CC 4,7μ V CC 4,7μ V RB CC 4,7μ V CC 4,7μ R 0() R 0 0() R 0() Q A D Q A b0 7 X 330 A a a AC R 0(2) IN A R 0(2) IN A R 0(2) Q B D Q b B b B b 2 R c Q D Q D Q C Q b2 c 9() R 9() R 9() D 3 C C d d R 9(2) R Q 9(2) R A Q 9(2) A Q b3 e e D D 4 Q D D f f GND GND g GND IN EN RB g PZ A EN 2 GND GND GND IN B Q A Q B Q C Q D R 0() R 0(2) V CC GND IN A +5V +5V +5V IN B V CC 4,7μ IN B V CC 4,7μ R 0() R 0(2) IN A Q A R 0() R 0(2) R 9() Q R 9() D R 9(2) R 9(2) GND GND IN A Q D Q A IN B R 0() R 0(2) R 9() R 9(2) 490 V CC Q A Q B Q C Q D GND IN A +5V D D 2 D 3 D V CC Q A Q B Q C Q D EN EN 2 GND +5V b4 b5 b6 b7 LT RB 0 A B C D RB 447 V CC a b c d e f g GND +5V 7 X V CC a AC b c d e f g PZ GND +5V 80K INTRARE DIGITALA 60K 6K +5V N IN B R 0() R 0() R 0(2) IN A R 0(2) R 9() Q D R 9() R 9(2) R 9(2) GND DECADA I +5V RESET V BC7 47 Y Y2 Y3 INTRARE ANALOGICA +5V 40 V CC Q A +5V +5V 4,7μ IN B V CC 4,7μ 0KHZ GND GAME K 400 IN A Q D Q A 0HZ MEMORARE IN B R 0() R 0(2) R 9() R 9(2) 490 V CC Q A Q B Q C Q D GND IN A END CONVERSIE STARTCONVERSIE 43 +5V D D 2 D 3 D V CC Q A Q B Q C Q D EN EN 2 GND b0 b4 b8 b b5 b9 b2 b6 b0 b3 b7 b +5V b8 b9 b0 b LT RB 0 A B C D RB X X2 X3 X4 Y2 Y3 Y4 INH X X2 X3 X4 Y2 Y3 Y4 INH 447 V CC a b c d e f g GND A B A B +5V 2X4052 X X 7 X V CC a AC b c d e f g PZ GND 379 H A H V P O R T U L P A R A L E L 7

5 FRECVENTMETRUL NUMERIC LUCRAREA NR. MASURAREA NUMERICA A FRECVENTEI FRECVENTMETRUL NUMERIC I.PARTEA TEORETICA. PRINCIPIUL FRECVENŢMETRUL NUMERIC Un semnal s( t ) se numeste periodic daca pentru orice ( t ), exista T diferit de 0 astfel incat s( t+t ) = s ( t ). Marimea T se numeste perioadă. Prin definitie numim frecvenţa de repetitie a fenomenului marimea f=/t. Frecventa de repetitie arată de cate ori se repetă semnalul s ( t ) intr-o secunda. Unitatea de masura a frecventei este Hertzul definit ca frecventa unui fenomen periodic care are ca ciclu pe o secunda. In general frecventele se pot masura prin diferite procedee: compararea cu elemente cunoscute sau prin metode de numarare a ciclilor intr-un interval de timp dat. Dezvoltarea tehnicii digitale si a metodelor de stabilizare a frecventei oscilatoarelor a condus la raspandirea acestui din urma procedeu, care permite precizii foarte bune Oscilatoarele cu quartz. Sunt circuite formate dintr-un oscilator electronic avand incorporat un cristal de quartz piezoelectric termostatat. Cristalul este dispus in bratele unei punti rezistive ( fig.7. ). Sistemul este prevazut cu un control automat al amplificarii. Stabilitatea obtinuta este de circa 0-0 pe zi, dupa 90 de zile de functionare. Ca la orice oscilator cu quartz, apare un fenomen de imbatranire care corespunde la o schimbare a frecventei de pe zi, in prima perioada de functionare ( dupa 30 de zile si inainte de un an ), dupa care se Q= 0MHz K nf K /4 404 /4 404 stabilizeaza la0-0 pe zi. fig.. Metode de masurare a frecventei Metodele si aparatele de masurare a frecventei sunt dupa principiu, analogice sau numerice. Dup precizia urmarita, metodele utilizate pentru masurarea frecventei se pot grupa in trei mari categorii. Din prima categorie fac parte metodele analogice in care se pot 2

6 INTERFATA MEMORIE SISTEME DE ACHIZITIE DATE FRECVENTMETRUL NUMERIC obtine precizii de 2%. din adoua categorie fac parte metodele numerice, cu care se pot realiza precizii mult mai mari, pana in jurul valorii de 0-2. In a treia grupa intra metodele de mare precizie,la care se realizeaza precizii de 0-4. Aceste precizii sunt in prezent obisnuite in laboratoarele specializate in generarea si masurarea precisa a frecventelor. Metodele numerice se bazeaza pe masurarea numarului de cicli N ai fenomenului studiat, intr-un interval de timp T e : frecvente fiind f=n/t e. Frecventmetrele numerice Sunt de mai multe tipuri : dupa valoarea masurata : frecvente medie,instantanee, nominala. Schema lor cuprinde un numar de elemente specifice interconectate astfel incat sa permita masurarea frecventelor si a perioadelor. aceste elemente sunt : oscilatorul de referinta, baza de timp care are rolul de a diviza frecventa provenita de la oscilatorul de referinta in scopul obtinerii unei serii de repere de frecventa, circuit formator de semnal, circuit poarta,circuite de numarare, bloc de comanda si control, circuite de decodificare si afisare. Schema bloc a frecventmetrului numeric este prezentata in fig..2 f X POARTA 3 2 NUMARATOR DECODIFICATOR SELECTIE GAME SELG OSCILATOR DIVIZOR DE FRECVENTA RESET BLOC DE C-DA SI CONTROL MEM. DATE PORTURI PC fig..2 Principiul frecventmetrului numeric Se considera o poarta SI cu doua intrari si 2 si o iesire 3 precum si semnalele aplicate : la intrarea un tren de impulsuri dreptunghiulare de perioada T f, la intrarea 2un semnal de durata T p ( intervalul de timp T p se va numi timpul de deschidere a portii principale ). La iesirea 3 va apare o secventa de N impulsuri, se poate scrie relatia ( ) T p =NT f sau N = T ( ) T In fig..3 este data forma semnalelor,2 si 3 p f 3

7 FRECVENTMETRUL NUMERIC T X 2 T P 3 T P =NT X fig..3 Masurarea frecventei f x : Se presupun impulsurile de la intrarea ca fiind de frecventa necunoscuta f x, adica de perioada T x - seva inlocui T x cu T f considerand ca la intrarea 2 semnalul aplicat este de secunda ( T p =s ) de unde vom avea relatia ( 2 ) N = = f T x x ( 2 ) In concluzie pentru a masura frecventa se numara impulsurile ce trec prin poarta principala intr-un interval de timp egal cu o secunda sau cu multiplii sau sub multiplii ai secundei; rezultatul se exprima in Hz, khz sau MHz Masurarea perioadei T x : In acest caz poarta principala este deschisa un interval de timp egal cu perioada T x a semnalului de intrare si la cealalta intrare a portii se aplica impulsuri de durata cunoscuta T 0. Astfel in relatia ( 2 ) T p devine T x si T f =T 0 deci se poate scrie relatia ( 3 ) N = T x T 0 ( 3) Rezultatul masurarii are dimensiunea μs sau ms dupa cum T 0 are valoarea μs sau ms. Eroriile frecventmetrelor numerice Eroriile ce apar in astfel de sisteme sunt de mai multe categorii. In principiu, fiecare element poate introduce erori. Astfel dispozitivul de formare a impulsurilor poate fi actionat de trecerile prin 0, daca semnalul masurat este afectat de zgomot se pot inregistra treceri prin 0 false. Deasemenea pot apara erori datorate functionarii defectuase a oscilatorului pilot care in loc sa functioneze pe frecventa f 0 functioneaza pe o frecventa f 0. Toate aceste 4

8 FRECVENTMETRUL NUMERIC erori sunt mici in comparatie cu erorile sistematice, dintre care cea principala este inregistrarea posibila a unui impuls in plus fata de cea ce trebuia inregistrat, datorat unei relatii nedorite intre durata intervalului in care se numara impulsurile si modul in care aceste impulsuri sosesc la numarator. II. PARTEA EXPERIMENTALĂ: Se va utiliza pentru masurare standul de laborator pentru masurarea numerica a frecventei cu urmatoarele caracteristici tehnice: - intervalul de masura Hz...MHz - semnale TTL - Impedanta de intrare,35mω/35pf. Pentru diferite frecvente ale semnalului de intrare explicati functionarea frecventmetrului numeric ( vezi schema electrică în detaliu ) sesizati blocurile componente ale schemei si explicati functionarea fiecarui bloc in parte -Cu osciloscopul se va vizualiza semnalele de intrare, baza de timp si semnalele generate de blocul de comanda si control -Cititi pe afisajul digital valoarea frecventei si comparati-o cu valoarea citita pe afisajul binar Rezultatul citirii se trece in TAB f X T X AFIS. AFISARE BINARA [Hz] [s] ZEC. MSB LSB b b0 b9 b8 b7 b6 b5 b4 b3 b2 b b0 Hz KHz

9 FRECVENTMETRUL NUMERIC 2. Studiaţi şi explicaţi protocolul de achiziţie pentru frecvenţmetrul numeric utilizat la pct. fig..4 6

10 AMPLIFICATOARE INSTRUMENTALE LUCRAREA NR. 2 CIRCUITE DE CONDITIONARE AMPLIFICATOARE DE INSTRUMENTATIE I.PARTEA TEORETICA. Măsurarile de precizie care necesită amplificarea unor semnale de nivel foarte redus in prezenţa unor tensiuni de mod comun mari, cum ar fi semnalele furnizate de punţi de masura, termocupluri sau alte traductoare montate la distanta faţă de punctul de citire si prelucrare a datelor, necesită utilizarea unor amplificatoare de mare performanţă. Un astfel de amplificator este amplificatorul de instrumentatie care de regulă este un amplificator diferenţial cu o amplificare finită, foarte precis reglabilă prin conectarea in exteriorul circuitului integrat a unor rezistente sau perechi de rezistente cu impedanţă de intrare şi factorul de mod comun (CMMRR) de valori foarte mari. Amplificatorul de instrumentatie permite realizarea de performante superioare amplificatoarelor operationale in ceea ce priveste tensiunea de decalarj, deriva termica, liniaritatea, stabilitatea şi precizia factorului de amplificare, fiind diferite fundamental de A.O. prin faptul ca sunt destinate sa funcţioneze numai in circuite inchise, elementele de reacţie incluzându - se în structura circuitului integrat. Configuratia unui astfel de amplificator instrumental este diferită putând fi realizate cu componente discrete şi amplificatoare operaţionale sau in tehnologie monolitica sau hibridă. La aparatura de masura control amplificarea in tensiune se face adesea cu amplificatoare diferenţiale la care una din intrari este folosită pentru intrarea de semnal, iar cealalta pentru conectarea retelei de reacţie. Daca s-ar folosi un singur amplificator operaţional reţeaua de reacţie ar reduce impedanţa de intrare la valori ce nu pot fi admise în asemenea aplicaţii si de aceea s-au imaginat structuri speciale de amplificatoare diferenţiale cu două sau mai multe A.O.(amplif. operat.). Deci ampificatoarele de instrumentatie sunt diferentiale cu intrari flotante fata de masa, cu impedanta mare atit pe modul diferential cit si pe modul comun avind iesire fata de masa pe o rezistenta foarte redusa. Ideal tensiunea de iesire U e este data de relaţia U e =A d (U i -U i2 ) () 8

11 AMPLIFICATOARE INSTRUMENTALE In realitate,tensiunea de iesire U e cuprinde 2 componente conform schemei de modulare a unui amplificator instrumental (fig.2.) fig. 2. Relatiile de functionare sunt urmatoare : U e = U ea +U eb (2) U ea =A d (U i2 -U i )=A d U id (3) U eb =A cm (U i +U i2 )/2= A cm U icm (4) Din relatiile 2,3,4 rezulta că: U e =A d U id +A cm U icm =A d (U id + U icm /RRMC) (5) unde: A d = factor de amplificare diferenţial A cm = factor de amplificare de mod comun RRMC= A d /A cm =factor de rejecţie al modului comun Factorul U icm /RRMC din relaţia (5) reprezinta eroarea introdusă datorită lui A cm 0.Se observa că cu cât RRMC este mai mare cu atât erorea amplificatorului este mai mică. Schema unui astfel de amflificator instrumental este următoarea : fig.2.2 9

12 AMPLIFICATOARE INSTRUMENTALE Amplificatorul instrumental cuprinde:- un preamplificator cu intrare şi ieşire diferenţială realizat cu AO şi AO 2,urmat de un amplificator diferenţial cu AO 3. Amplificarea realizatţ de amplificator este: A d =+2R 2 /R g (6) iar cea realizata de amlificatorul AO 3 este: A d2 = R 4 /R 3 (7) Din (6),(7) câstigul total al amplific. pentru semnal diferenţial de intrare va fi: A d =U e /(U i2 -U i )=A d A d2 = R 4 /R 3 (+2R 2 /R g ) (8) Prin imperecherea convenabilă din punct de vedere al decalajului de tensiune şi al derivei de temperatură a amplificatoarelor AO şi AO 2 se obţin pe ansamblul decalaj neglijabil şi derivă termică de până la 0,25 μv/ o C. II. PARTEA EXPERIMENTALĂ. Scopul urmărit constă în măsurarea principalilor parametrii ce caracterizează funcţionarea AI. având schema din fig.2.2 şi anume: -Amplificarea Ad -banda de trecere la semnal mic -timpul de stabilire -factorul de recepţie a semnalului de mod comun. 2. Se va măsura amplificarea A n utilizând montajul din fig. 2 în care generatorul G furnizeză la iesire o tens. sinusoidală cu frecvenţa f=khz. fig. 2.3 Se va determina caracteristica de transfer U e =f(u i ) rglând nivelul tensiunii furnizate de generator incepând cu valoarea zero. Măsurarile se vor efectua cu un voltmetru electronic de c.a. VN şi se trec in tabelul urmator: Se va considera R g =K. 0

13 AMPLIFICATOARE INSTRUMENTALE U i (mv) U e (V) A n =U e /U i Panta semidreptei care aproximează cel mai bine caracteristica reală de transfer reprezintă parametrul căutat. Utilizând cele două caracteristici de transfer, reală respectiv ideală se va determina apoi neliniaritatea amplificării An A ε= A d d 00[%] (9) unde A n este determinata de caracteristica de transfer reală iar A d se determină cu relaţia (8). 2.2 Utilizând montajul din fig. 2 se determină banda de trecere la semnal mic trasând caracteristica amplificare frecvenţă U e =f 2 (f i ) pentru U i =50mV=ct. si f i =0-MHz. Pe baza cesteia se determina frecventa limita superioara a benzii de trecere In vederea măsurarii timpului de stabilire se oscilografiază tensiunea la iesire AI în situaţia în care sunt aplicate la intrarea sa impulsuri dreptunghiulare. fig Pentru măsurarea factorului de rejecţie a semnalului de mod comun se utilizează montajul din fig. 4. Mărimea parametrului căutat se calculează conform relaţiei de definiţie RRMC=20log (A d /A cm )=20logA d (U cm /U p ) (0) în care

14 AMPLIFICATOARE INSTRUMENTALE A cm =U p /U cm U p = indicaţia voltmetrului numeric U cm = tensiunea de mod comun aplicată la intrarea amplificatorului. Este o tensiune continuă sau o tensiune alternativă sinusoidală cu frecvenţa f = 50Hz si 0V vv Valoarea lui A d este cea determinata la punctul 2.. III. PRELUCRAREA REZULTATELOR.Pentru 2. se va trasa caracteristica U e =f(u i ) pentru valori ale rezistentei R g de 0,5K si k, precum şi calculul lui ε pentru ambele cazuri. 2.Folosind rezultatele de la 2.2. trasaţi caracteristica amplitudine-frecvenţă U e =f(f i ) şi determinaţi frecvenţa limită superioară a benzii de trecere. 3.În urma rezultatelor de la 2.3 stabiliţi timpul de stabilire al AI. 4.Folosind relaţia (0) calculaţi factorul de rejecţie al modului comun (RRMC) al amlificatorului de instrumentaţie. APLICATII UTILIZAND CIRCUITUL AMPLIFICATOR INSTRUMENTAL AD623 a) amplificator punte tensometrica b) amplificator termocuplu fig

15 CIRCUITE DE ESANTIONARE SI MEMORARE LUCRAREA NR. 3 CIRCUITE DE ESANTIONARE SI MEMORARE I.PARTEA TEORETICA. Circuitele de eşantionare şi memorare (în limba engleză sample and hold) realizează prelevarea valorii, de la un moment dat, a unui semnal analogic (tensiune electrică) şi memorarea acestei valori. În starea de memorare impusă prin nivelul logic al semnalului de comandă al semnalului de comandă E/M, circuitul de eşantionare şi memorare funcţionează ca şi repetor. Frontul de coborâre al semnalului de de comandă E/M determină memorarea valorii tensiunii de intrare u i de la momentul corespunzător frontului. Această valoare a tensiunii de intrare este menţinută la ieşirea circuitului de eşantionare şi memorare în intervalul corespunzător stării de memorare impusă prin nivelul logic 0 al semnalului de comandă E/M (fig.3.). fig.3. Principala utilitate a circuitelor de eşantionare şi memorare (CEM) este în sistemele de achiziţie date unde ieşirea CEM este conectată la intrarea convertorului analog numeric. În starea de memorare CEM menţine constantă tensiunea de la intrarea convertorului analog numeric obtinându-se astfel mărirea valorii limitei superioare a domeniului de frecvenţe la care CAN este utilizat la rezoluţia maximă dată de numărul de biţi ai acestuia (cu condiţia ca tensiunea de intrarea CAN să nu se modifice în intervalul efectuării conversiei cu mai mult de ±/2LSB). Caracteristicile circuitelor de eşantionare şi memorare în corelaţie cu sistemul de achiziţie. t ap - timpul de apretură reprezintă intervalul dintre frontul de comandă a stării de memorare pentru CEM şi comutarea efectivă a circuitului în starea de memorare. În procesele de achiziţie fronturile de comandă a stării de memorare trebuie să fie decalate înainte cu t ap faţă de momentele impuse de prelevare a eşantioanelor (fig.2). 3

16 CIRCUITE DE ESANTIONARE SI MEMORARE fig.3.2 t iap - instabilitatea timpului de apretură reprezintă limita maximă a variaţilor aleatoare ale timpului de apretură. Valorile memorate ale eşantioanelor sunt afectate de erori cu limita maximă ε max =p max t iap unde pmax reprezintă panta maximă a semnalului de intrare u i. În procesele de achiziţie eroarea ε max trebuie să sadisfacă relaţia: ε max =p max t iap /2 LSB t s - timp de stabilizare reprezintă durată necesară stabilizării ieşirii CEM în starea de memorare. t ac - timp de achiziţie reprezintă intervalul de timp între frontul de comandă a stării de eşantionare şi momentul în care ieşirea CEM urmăreşte intrarea cu o precizie dată (eroare mai mică decât /2LSB). Apărând datorită întârzierii la comanda de comutare în stare de eşantionare, timpul de achiziţie reprezintă o caracteristică importantă a CEM care limitează în procesul de achiziţie frecvenţa de eşantionare. Δu e /Δt - viteză de alterare constă în modificarea tensiunii u e de la ieşirea CEM şi trebuie să fie mai mică decât /2LSB. diafonia - caracterizează variaţile tensiunii ue de la ieşirea CEM în starea de memorare datorate variaţilor tensiunii de intrare ui, în practică trebuie să fie mai mică decât /2LSB. Principii constructive ale circuitelor de eşantionare şi memorare. 4

17 CIRCUITE DE ESANTIONARE SI MEMORARE Pentru realizarea practică a acestor circuite sunt utilizate circuite amplificatoare operaţionale, condensatoate ca elemente de memorare şi comutatoare prin care se realizează comanda în stările de eşantionare şi respectiv memorare. Amplificatorul oparaţional de la intrare AO asigură o impedanţă mare de intrare pentru CEM şi impedanţă mică de încărcare pentru condensatorul C în starea de eşantionare (fig.3). Amplificatorul de ieşire AO 2 realizat cu tranzistoare TEC în circuitul de intrare, cea ce duce la descărcarea lentă a condensatorului C şi deci la o viteză de alterare redusă. Valoarea capacităţii C (elementul de memorare) este aleasă în funcţie de caracteristicile sistemului în care este folosit circuitul de eşantionare şi memorare. Reducerea erorilor de decalaj ale CEM se poate obţine prin includerea celor două amplificatoare operaţionale AO şi AO 2 într-o buclă de reacţie globală (fig..4). Utilizarea reacţiei globale are principalul efect de eliminare a erorilor de decalaj corespunzătoare amplificatorului operaţional de ieşire AO 2. În starea de memorare cele două operaţionale funcţionează separat în configuraţie de repetoare. fig.3.3 fig.3.4 În figura 3.4 diafonia rezultă ca urmare a transmiterii tensiunii de la ieşirea amplificatorului operaţional de intrare AO prin capacitatea parazită C d a comutatorului K în poziţia corespunzătoare stării de memorare şi este cu atât mai pronunţată cu cât raportul C d /C este mai mare. 5

18 CIRCUITE DE ESANTIONARE SI MEMORARE Ansamblul circuit de eşantionare şi memorare - convertor analog-numeric (fig.3.5). fig.3.5 START CONV. semnal activat de sistemul de prelucrare numerică ce permite declanşarea procesului de converise analog-numerică. STARE CONV. semnal activat de convertorul analog-numeric şi indică efectuarea de către CAN a unui ciclu de conversie. În scopul achiziţionării unui eşantion CEM este comandat în starea de memorare după timpul t, dar declanşarea conversiei se face după un timp de stabilire a ieşirii CEM, t 2 (t 2 -t t ap +t s ). Durata t 3 semnifică sfârşitul conversiei analog-numerice şi este indicat de comutarea în 0 a semnalului STARE CONV. cu t 3 -t 2 =T C, unde T C este timpul de conversie al CAN. Tot în acest moment (t 3 ) CAN oferă sistenului de prelucrare numerică rezultatul conversiei b,b 2,...,b N. Această stare este menţinută până la momentul t 4 astefel încât t 4 - t 3 t ac unde t ac este timpul de achiziţie al CEM. Perioada de achiziţie minimă caracteristică ansamblului CEM-CAN, T acmin reprezintă intervalul de timp dintre momentele de prelevare a două eşantioane consecutive: T acmin =(t 4 -t ) min =t ap +t s +T C +t ac Atenţie!: Conform teoremei eşantionării (teorema lui Shannon), pentru evitarea efectelor de aliniere, este necesar ca valoarea minimă a frecvenţei de eşantionare să fie: f e >2 f i condiţia Nyquist unde f i este frecvenţa maximă din spectrul semnalului analogic de intrare u i. 6

19 CIRCUITE DE ESANTIONARE SI MEMORARE Circuitul de eşantionare şi memorare (sample and hold) LF98A. Circuitul LF 98A/ LF398A este produs de firma National Semiconductor pe o structură monolitică în tehnologie BI-FET. Circuitul respectă principile teoretice ale eşantionarii şi memorarii, pe lângă avantajul construcţiei monolitice dispune şi de o precizie mare cea cel face extrem de folosit în aplicaţile moderne cu sisteme de achiziţie. Se pot enumera câteva caracteristici tehnice interesante pentru orice proiectant de sistem de achiziţie: tensiunea de alimentare ±5V la ±2V, timp de achiziţie 0μs, intrări compatibile TTL, C-MOS, P-MOS, offset mic la intrare etc. In figura 3.6 este prezentată ordinea şi semnificaţie pinilor pentru un tip de capsulă (fig3.6), şi o aplicaţie standard de circuit de eşantionare şi memorare cu LF98A (fig3.6b). fig

20 CIRCUITE DE ESANTIONARE SI MEMORARE II. PARTEA EXPERIMENTALĂ:. Se va studia ansamblul CEM-CAN prezentat în figura 3.7 şi se va explica funcţionarea lui. 2. Analizaţi CEM prezentat şi stabiliţi timpul minim de achiziţie al ansamblului CEM- CAN. 3. Oscilografiaţi semnalele de START şi STARE CONVERSIE. 4. Modificănd frecvenţa de eşantionare verificaţi respectarea condiţiei Nyquist şi a teoremei eşantionării (Shannon) şi stabiliţi momentul apariţiei efectului de aliniere. fig.3.7 8

21 CIRCUITE DE CONVERSIE ANALOGICA LUCRAREA NR. 4 CIRCUITE DE CONVERSIE ANALOGICA REDRESOARE DE PRECIZIE CU AMPLIFICATOARE OPERATIONALE I.PARTEA TEORETICA. I. Redresorul monoalternanţă de precizie. Este utilizat pentru conversia semnalelor de curent alternativ în semnale de curent continu. Se numeşte de precizie deoarece la mai mici valori pozitive ale semnalului de intrare acesta este practic transferat la ieşire (monoalternanţă). In funcţionare se regăsesc următoarele cazuri (fig. 8.): - Tensiunea U i <0, curentul de sarcină nu poate fi asigurat de ieşirea AO, deoarece ar trebui ca I o să aibă un sens invers prin diodă. Dioda blocată provoacă întreruperea buclei externe de reacţie a amplificatorului repetor deci tensiunea de ieşire U e este nulă. - Tensiunea U i >0, ieşrea AO tinde spre valori pozitive şi aduce dioda în stare de conducţie stabilind astfel calea de reacţie pozitivă rezultând U e =U i. U D U i U 0 R S U e fig. 4. Evitarea saturaţiei în buclă deschisă a AO (cazul ) se face încluzând în schema rezistenţele R şi R 2 ca în fig.4.2 evidenţiindu-se şi aici două cazuri: - Tensiunea U i =0, D şi D 2 sunt blocate şi U e =U i =0 - Tensiunea U i >0, ieşirea creşte foarte repede datorită buclei de reacţie lucru ce duce la trecerea în conducţie a lui D 2 şi blocarea lui D. U R = 2 s U i R - Tensiunea U i <0, ieşirea scade foarte repede datorită buclei de reacţie lucru ce duce la trecerea în conducţie a lui D şi blocarea lui D 2. U S =0 8

22 CIRCUITE DE CONVERSIE ANALOGICA D U i D 2 U 0 R S U e fig. 4.2 II.Redresorul bialternanţă de precizie. Se caută redresarea ambelor alternanţe prin însumarea tensiunii redresate de primul AO cu chiar tensiunea de intrare (fig.4.3). Amplitudinea tensiunii de intrare este amplificată cu doi (tensiunea U ) pe semiperioada alternaţei pozitive. Al doilea bloc cu AO (sumator) realizează însumarea tensiunii U cu U i. - pentru U i <0, U =0 şi US=-U i - pentru U i >0, U =-2U i şi U S =-(2U i +U i )=-U i Formele de undă a celor două tipuri de redresoare sun date în figura R U i R D D 2 R R U 0 U R R S U e fig

23 CIRCUITE DE CONVERSIE ANALOGICA U i U e MONOALTERNANTA U U e BIALTERNANTA fig.4.4 II. PARTEA EXPERIMENTALA. Construiţi pe hârtie milimetrică diagrama de semnale a redresorului bialternanţă din figura K U i 0K N400 D +2V Lm V 6 D 2 U 0 N400 U 0K 0K 0K +2V 2 7 Lm V 6 R S U e fig

24 CIRCUITE DE CONVERSIE ANALOGICA LUCRAREA NR. 5 CIRCUITE DE CONVERSIE ANALOGICA CONVERTOARE TENSIUNE-FRECVENTA I.PARTEA TEORETICA. Asemenea convertoare sunt din ce în ce mai utilizate în sistemele de achiziţia datelor în special pentru achiziţia turaţiei, perioadei şi frecvenţei. Utilizarea unei conversii tensiune frecvenţă la locul de măsură face ca transmisia de date până la centrul de achiziţie să se facă mult mai sigur. Pentru construcţia unui convertor tensiune frecvenţă cu performanţe bune putem opta pentru schema din figura 9. în care circuitul LM555 este folosit ca oscilator astabil. Incărcarea condensatorului de temporizare C=0nF este asigurată de un generator de curent constant realizat cu amplificatorul AO şi tranzistorul T. Alimentarea sub masă (0...-5V) al circuitului temporizator produce la ieşire impulsuri logice negative cu o perioadă T. Deoarece intrările AO au acelaşi potenţial curentul care străbate rezistenţa R este egal cu U i /R. Timpul în care condensatorul C se încarcă între U PJ şi U PS (0V) este dat de relaţia: T inc RC(UPS U = U unde: U PJ şi U PS sunt tensiunile de prag ale comparatorului SUS şi JOS din 555. Perioada totală a oscilaţiei de ieşire este: Frecvenţa ieşirii este inversul perioadei: PS PJ T = Ti + T nc desc = RC + Ui f = T i (U PJ ) U Ui R C(U U Se observă că se poate realiza o conversie tensiune frecvenţă liniară dacă descărcarea condensatorului C se face rapid. Acest lucru se poate face pe două căi: alegerea unei valoare relativ mică pentru capacitatea C şi prin alegerea unei frecvenţe maxime de lucru mult mai mică decât durata de descarcare a condensatorului C. PS Domeniul de frecvenţe este afectat în partea de jos de tensiunea de decalaj şi de coeficientul de variaţie cu temperatura a tensiunii de offset a AO. Utilizînd schema din figura 9. se poate construi un convertor pe trei decade de frecvenţă, 0Hz...0KH pentru tensiuni cuprinse în intervalul 0mV...0V. Dezavantajul schemei constă în faptul că este sensibilă la valoarea tensiunii de alimentare negativă de 5V. Dezavantajul este înlăturat de soluţia propusă în schema din fig.5.2. PJ ) ) T desc 2

25 CIRCUITE DE CONVERSIE ANALOGICA INTRARE 0K 0K +5V T Lm20A ALO V ,8p DESC -5V 6 PS IES 2 PJ C 3 5 2,2K 2,5K IESIRE -5V 5,6K -5V T fig V 00K INTRARE 00K 2n 2n +5V n 4-5V 0K 4 ALO V+ 8 7 DESC IES 6 PS 2 PJ C 2n 3 5 0n IESIRE fig. 5.2 II. PARTEA EXPERIMENTALA. Pentru diferite valori ale tensiunii de intrare (0mV...500mV) trasaţi caracteristica de transfer pentru convertorul prezentat în figura Explicaţi funcţionarea schemei din fig care sunt avantajele şi dezavantajele utilizării ei. 3. Construiţi schema electrică a unui convertor pe trei decade de frecvenţă, 0Hz...0KH pentru tensiuni cuprinse în intervalul 0mV...0V. 22

26 CIRCUITE DE CONVERSIE ANALOGICA III. APLICATII CU CIRCUITUL CONVERTOR FRECVENTA TENSIUNE LM 2907 TAHOMETRU CU RELUCTANTA VARIABILA fig

27 CONVERTOARE NUMERIC ANALOGICE LUCRAREA NR. 6 CONVERTOARE NUMERIC ANALOGICE CONVERTORUL NUMERIC ANALOGIC DAC08 I.PARTEA TEORETICA. Acestea transformă intr-un cod numeric o marime analogică (tensiune, curent) proportională cu echivalentul in sistem zecimal al numarului dat. Convertorul are o sursa de referinta (U R, I R ) care asigură suportul analogic al conversiei. Dacă mărimea de ieşire a CNA este o tensiune U, convertorul efectueaza operatia matematică de inmulţire :U=NU R () unde N este numarul de convertit. Relatia () reprezinta caracteristica de transfer statica a CNA.Dacă numărul de intrare este dat in cod binar natural subunitar, relaţia () se poate scrie: U=U R S a i 2 -i =U R (a a a n 2 -n ) Caracteristica statică de transfer ideală aunui CNA cu patru biţi in cod binar natural este dată in fig.. Rezoluţia convertorului este : cu echivalentul analogic: LSB = 2 -n r = U R 2 -n fig.6. CNA cu rezistente ponderate Cuprinde oretea de rezistente,un grup de comutatoare electronice si un AO utilizat ca sumator. Bi'ii a,a 2,...,a n se aplică simultan, valoarea lor determină pozitia comutatoarelor 24

28 CONVERTOARE NUMERIC ANALOGICE S k : (a k = rezultă S k inchis a k =0 rezultă S k deschis). curentul I k in starea inchisă a lui S k este : I k = -U R /2 k- R iar in starea deschisă este 0. fig. 6.2 Deci pentru orice valoare a k : I k =a k (-U R /2 k- R) Tensiunea la iesirea AO se obtine prin însumarea curenţilor parţiali: 2RU r R 2RU U0 = Rr Ik = ak 2 = R R k r R Convertoril digital-analogic de 8 biti DAC 08 În marea familie a convertoarelor, circuitul integrat DAC 08 convertor pe 8 biţi, ocupă o poziţie de standard individual. Circuitul are o precizie de 0,9 % suficientă pt. aplicaţile industriale obisnuite. Fiind un circuit de viteză (timp de stabilire 00ns) poate fi utilizat la achiziţii de date pentru controlul proceselor industriale şi prelucrări numerice. Versabilitatea in utilizare este justificată şi de posibilitatea interfaţării cu orice tip de logică (TTL, CMOS), de gama largă a tensiunilor de alimentare 4,5 V - 8V ce pot fi nesimetrice precum şi consumul redus (33mW la +- 5V) independent de stările celor 8 biţi din intrările logice. Circuitul are 2 ieşiri de curent notate cu I 0 si I 0. Aceşti curenţi au proprietatea ca suma lor este constantă si egală cu 255/256*I ref, unde I ref este curentul impus din exterior care intră în terminalul 4, ei fiind furnizaţi de blocul comutatoare curenţi, obţinându-se prin insumarea curenţilor din ieşirile ficăruia din cele 8 comutatoare. Curentii I -I 8 furnizaţi de blocul Reţea ponderare curenţi sunt o fracţiune crescătoare cu puterile lui 2 din curentul I ref ; astfel I k =I Ref /2 k pentru k=...8. Aceşti curenţi sunt aplicaţi la intrările celor 8 comutatoare de curent. Astfel în funcţie de configuraţia logică a intrărilor b0...b7, se obţine N 25

29 CONVERTOARE NUMERIC ANALOGICE un curent I 0 proporţional cu valoarea numerică a cuvântului binar format din cei opt biţi. Valoarea maximă a curentului I 0 se obţine atunci când toţi curenţii I k sunt comutaţi la această ieşire. Se obţine: I0 = I = I = I k Re f k Re f k = k = Curentul I Ref este furnizat din exterior cu ajutorul unui generator de curent sau de un generator de tensiune V Ref şi o rezistenţă R Ref care determină valoarea curentului: I Ref =V Ref /R Ref Rezistenţa conectată la intrarea V Ref(-) este egală cu cea care determină valoarea curentului I Ref (conectată la V ref(+) ) având rolul de a compensa efectul curentului din intrarea V ref (+) asupra curentului I 0 transferat către blocul "Retea ponderare curenţi ". DAC 08 configuraţie şi valori limită absolute (fig.3) fig.6.3 Tensiunea de alimentare = ±5V, Putere anticipată= 500mW, Rezuluţia= 8 biţi, Curentul de referinţă= 5mA, Timp de propagare= 35ns, Timp de stabilire= 00ns DAC 08 Scheme fundamentale de utilizare.observaţii: Alimentarea circuitului se face între 9V 36V. În cazul utilizării unor surse de alimentare de ± 5V se recomandă curenţi de referinţă de ma. Circuitul funcţionează dacă tensiunea totală de alimentare între V + şi V - este cel puţin 8V. 26

30 CONVERTOARE NUMERIC ANALOGICE Date tehnice DAC08 Schema internă de principiu: Reguli de conectare: fig

31 CONVERTOARE NUMERIC ANALOGICE fig. 6.5 II. PARTEA EXPERIMENTALĂ. Explicaţi funcţionarea circuitului DAC Studiaţi şi explicaţi schema convertorului digital analogic din figura Utilizând standul de laborator pentru studiul convertoarelor numeric analogice completaţi tabelul TAB. Cu datele obţinute trasaţi caracteristica de transfer al CNA studiat. 4. Proiectaţi convertorul binar-zecimal din schema din figura 6.6. TAB. BB8 BB7 BB6 BB5 BB4 BB3 BB2 BB N 0 U

32 CONVERTOARE NUMERIC ANALOGICE fig

33 CIRCUITE DE CONVERSIE ANALOG-NUMERICA LUCRAREA NR. 7 CIRCUITE DE CONVERSIE ANALOG-NUMERICĂ CONVERTOARE ANALOG-NUMERICE PARALELE I.PARTEA TEORETICA. Sunt cele mai rapide convertoare analog-digitale. Tensiunea de referinţă U R este divizată în 2 n praguri egale q=u R /2 n (q-treaptă de cuantizare sau cuanta convertorului) cu o reţea de rezistenţe egale R înseriate. La cele 2 n - comparatoare se aplică tensiunea de măsurat U x şi tensiunile de prag de comparaţie q, 2q,...(2 n -)q. toate comparatoarele la care U x este mai mare decât pragurile de referinţă vor avea starea de ieşire (comparatoarele de la q la mq) iar la care U x este mai mică decât pragurile respective starea ieşirii va fi 0 (comparatoarele de la (m+)q la (2 n -)q). la ieşirea blocului de divizare comparare se obţine un şir de stări logice (m de şi 2 n -m- de 0) care este reprezentarea raportului U x /U R în cod binar unitar normal (fig.7.). fig.7. Trecerea de la codul binar unitar normal la un cod uzual ( cel mai adesea codul binar natural) se face cu ajutorul ubui codificator CD, care cuprinde circuite logice combinaţionale. Principalul dezavantaj al acestor convertoare este volumul mare de elemente componente. De exemplu pentru schema din fig. pentru n=2 biţi cuprinde 4095 comparatoare, 4096 rezistenţe şi un număr mare de circuite logice combinaţionale. Codificarea din codul unitar 30

34 CIRCUITE DE CONVERSIE ANALOG-NUMERICA normal în cod binar se poate face prin utilizarea memorilor ROM, iar volumul mare de comparatoare prin realizarea lor în tehnică LSI. Deoarece semnalul de intrare U X este de tip continuu iar semnalul de ieşire are valori discrete în timp rezultă posibilitatea existenţei unor erori de aproximare (de cuantizare) care au valoarile cuprinse între ±0,5 LSB pentru caracteristica de transfer din fig.2a. Erorile de cuantizare pot fi exprimate prin relaţile: N X R k k = k e = U U b 2 [ v] N N 2 e U U b N k = X k2 [ v] R k = unde biţii b k sunt corelaţi cu tensiunea de intrare U X, în concordanţă cu fig.2a. Dacă semnalul de la intrarea unui CAN este de ambele polarităţi, în intervalul de variaţie a lui UR (dela -UR/2 la +UR/2, cu valori tipice de ±5V şi ±0V), convertorul analog numeric se numeşte bipolar şi are caracteristica de transfer prezentată în figura 2b. Pentru codificarea ieşirilor numerice a convertoarelor analog-numerice cel mai folosit cod este complementul faţă de doi în care semnificaţia bitului MSB este de bit de semn.precizia (eroarea) totală a unui CAN este dată de diferenţele dintre caracteristica reală şi cea ideală şi include toate erorile de câştig, decalaj, neliniaritate, precum şi derivele acestora. fig.7.2 Etalonarea unui CAN constă în calibrarea decalajului urmată de calibrarea câştigului. Pentru un CAN unipolar, calibrarea decalajului se face astfel încât prima tranziţie 3

35 CIRCUITE DE CONVERSIE ANALOG-NUMERICA ( ) a secvenţei de ieşire să corespundă unei tensiuni de intrare de 0,5LSB. Calibrarea câştigului se face astfel încât ultima tranziţie ( ) a secvenţei de ieşire să corespundă unei tensiuni de intrare de U R -,5LSB. Pentru un CAN bipolar, calibrarea decalajului se face astfel încât prima tranziţie ( ) a secvenţei de ieşire să corespundă unei tensiuni de intrare de 0,5LSB. Calibrarea câştigului se face astfel încât ultima tranziţie ( ) a secvenţei de ieşire să corespundă unei tensiuni de intrare de U R /2-,5LSB. Pentru caracteristica de transfer din fig.2b eroarea de cuantizare e este în funcţie de tensiunea de intrare U X. Puterea erorii de cuantizare se calculează cu relaţia: obţine: 2 2 P = e = e de ef unde e ef este valoarea efectivă a erorii de cuantizare. Prin calculul integralei se LSB eef = 2 Numărul N de biţi corespunzător convertorului analog numeric poate fi exprimat în funcţie de puterea erorii de cuantizare: 2 U U = = LSB 2P N R R Convertoarele analog numerice sunt utilizate în sisteme de achiziţie date pentru transformarea semnalelor analogice în semnale numerice. Această trasformare este realizată prin conversii analog numerice succesive cu frecvenţa de eşantionare f e. Conform teoremei eşantionării pentru evitarea efectelor de eliniere este necesar ca valoarea minimă a frecvenţei de eşantionare să sadisfacă relaţia: f e 2f xmax condiţia Nyquist unde f xmax este frecvenţa maximă a spectrului semnalului analogic de intrare U X. II. PARTEA EXPERIMENTALĂ. Studiaţi schema electrcă a convertorului analog numeric prezentat în figura 3 şi stabiliţi treapta de cuantizare. şi tipul convertorului. 2. Explicaţi logica proiectării circuitului logic combinaţional codificator. 3. După stabilirea cuantei trasaţi caracteristica de transfer a convertorului analogic prezentat. Datele se vor trece în tabelul TAB. 32

36 CIRCUITE DE CONVERSIE ANALOG-NUMERICA TAB Cuanta Valoare măsurată Afişare cuante Afişare zecimală Afişare binară fig

37 CIRCUITE DE CONVERSIE ANALOG-NUMERICA LUCRAREA NR. 8 CIRCUITE DE CONVERSIE ANALOG-NUMERICĂ CONVERTOARE ANALOG-NUMERICE CU APROXIMATII SUCCESIVE I.PARTEA TEORETICA. Acest tip de convertoare asigură o viteză de lucru relativ mare şi o precizie bună la un grad de complexitate mediu. La funcţionare după metoda aproximaţiilor succesive se foloseşte compararea bit cu bit în loc de numărarea continuă. La comanda de start a conversiei se genereaza un semnal egal cu V m /2 cu care se compară tensiunea de intrare. V m este domeniul de variaţie maximă a tensiunii de intrare V in. Dacă V in >V m /2 MSB este ; dacă V in <V m /2, MSB este 0. Pentru determinarea urmatorului bit se genereaza semnalul 3/4*V m dacă MSB este sau /4*V m dacă MSB este 0. Al doilea bit este sau 0 după cum V in >3/4*V m, sau V in <3/4*V m cand MSB =. Cu MSB = 0, al doilea bit este pentru V in >/4*V m sau pentru V in </4*V m etc., procesul continuand pana se ajunge la bitul de semnificatie minima. > 6/8*V m, -- V in > 7/8*V m, < 7/8*V m, 0 > /2*V m, -- V in > 5/8*V m, < 6/8*V m,0 -- V in < 5/8*V m, 0 V in > 3/8*V m, > /4*V m, -- V in < 3/8*V m, 0 < /2*V m, 0 -- V in > /8*V m, < /4*V m, 0 -- V in < /8*V m,0 MSB..... LSB fig.8. Succesiunea comparărilor la un convertor A/D cu aproximaţii succesive şi cu rezoluţia de 3 biti. In figura 2 se dă schema bloc pentru un convertor A/D cu aproximaţii succesive fără reacţie denumit cu propagare de tip serie, sau mai simplu convertor serie cu rezoluţia de 3 biti, pentru a exemplifica realizarea conversiei după succesiunea dată in figura. Schema este realizată cu trei comparatoare C 2, C, C 0 34

38 CIRCUITE DE CONVERSIE ANALOG-NUMERICA şi trei convertoare digital - analogice D/A, D/A 2, D/A 3 toate cu acelasi domeniu de variaţie maximă, V m. De exemplu, dacă 6/8*V m <V in <7/8V m, atunci comparatorul C 2 are la ieşire nivelul logic deoarece V in >V m /2 convertorul D/A 2 asigură la iesire nivelul 6/8*V m şi deci C are la iesire nivelul corespunzatorlui logic. Convertorul D/A 3 are la ieşire nivelul 7/8V m şi comparatorul C 0 este la ieşire cu nivelul 0 logic ( LSB = 0 ). fig Convertor A/D cu aproximaţii succesive pe trei biţi. Convertoarele A/D cu aproximaţii succesive sunt realizate de obicei cu un singur comparator şi cu reacţie, caz în care se cere o logică mai complicată şi evident creşte durata ciclului de conversie. O schemă simplificată pentru un astfel de convertor este data in figura 3. fig. 8.3 Convertor A/D cu aproximaţii succesive cu un singur comparator. SAR -- registru de aproximatii succesive 35

39 CIRCUITE DE CONVERSIE ANALOG-NUMERICA La comanda start, SAR dă la ieşire numărul , care comandă convertorul D/A, la ieşirea căruia se obţine o tensiune V m /2. Dacă tensiunea de intrare V in >V m /2, comparatorul îşi păstrează starea şi la al doilea impuls de tact SAR generează la ieşire numărul ; dacă V in <V m /2 comparatorul işi schimbă starea la ieşire, ceea ce determină ca SAR sa genereze numarul La ieşirea convertorului în cele 2 situaţii se obţin tensiunile 3/4V m sau, respectiv V m /4. Procesul de conversie se termină când se ajunge la ultimul bit. Durata ciclului de conversie la un convertor cu rezoluţia de n biti, depinde de duratele celor n incercări de comparaţie, care pot fi egale, aceasta depinzând de faptul dacă se schimbă sau nu starea la ieşirea comparatorului. Convertor A/D cu aproximaţii succesive cu comparare in curent. Pentru creşterea vitezei de conversie, la intrarea comparatorului se foloseşte direct curentul de iesire al covertorului, eliminându - se astfel influenţa timpului de răspuns al amplificatorului de la ieşirea convertorului D/A. Acest regim de lucru se exemplifică in figura 4. Tensiunea la ieşirea comparatorului este pozitivă când i 0 >i in. Această tensiune se limitează la +5V, tensiunea diodei Zener. Tensiunea negativă la ieşirea comparatorului este limitată la tensiunea de deschidere a diodei. fig. 8.4 Convertor A/D cu aproximaţii succesive cu comparare în curent. Convertoarele D/A cu aproximaţii succesive nu pot fi folosite în aplicaţii de tip histogramă în care se lucrează cu distribuţii de amplitudine. Aceasta se datorează treptelor de cuantificare inegale, ceea ce determină neliniaritate diferentială mare. II. PARTEA EXPERIMENTALA:. Se va studia convertorul analog numeric cu aproximaţii succesive prezentat în figura 5 şi se va explica funcţionarea lui. 36

40 CIRCUITE DE CONVERSIE ANALOG-NUMERICA 2.În urma analizei circuitului se va stabili treapta de cuantizare şi domeniul maxim de conversie 3.Completaţi tabelul TAB unde B 0 BB8 este numărul binar rezultat, N 0 este valoarea lui zecimală iar U in tensiunea analogică de intrare. TAB U in N 0 BB0 BB BB2 BB3 BB4 BB5 BB6 BB7 fig.8.5 APLICATII CU CIRCUITUL CONVERTOR ANALOG NUMERIC ADC

41 CIRCUITE DE CONVERSIE ANALOG-NUMERICA MODUL CONVERSIE CONTINUĂ fig

42 PORTUL PARALEL PC LUCRAREA NR. 9 STUDIUL PORTULUI PARALEL STANDARD PC APLICATIE- COMANDA UNUI MOTOR PAS CU PAS I.PARTEA TEORETICA. PORTUL PARALEL STANDARD PC Conţine o structură de trei regiştrii doi unidirecţionali şi unul bidirecţional adresabili ca orice locaţie de memorie de la adresele 378 H registrul de date (bidirecţional), 37A H - registrul de control (unidirecţional numai pentru scriere) şi 379 H registrul de stări (unidirecţional numai pentru citire). Trebuie remarcat faptul că regiştrii portului paralel au funcţile adaptate pentru imprimantă (de aici şi denumirea lor). Se va prezenta în continuare structura lor şi pinii de comandă cu o codificare specifică imprimantei. 37A H 379 H STRUCTURA PORTULUI PARALEL PC REGISTRUL DE CONTROL (NUMAI SCRIERE) bit Semnificatie pin 0 + STROBE + AUTO LINE INIT REGISTRUL DE STARI (NUMAI CITIRE) bit SLCT IN 7 + IRQ ENABLE Semnificatie pin - ERROR 5 + SLCT 3 + PE 2 - ACK 0 - BUSY REGISTRUL DE DATE (BIDIRECTIONAL) H b 7 9 b 6 8 b 5 7 b 4 6 b 3 b 2 b b fig Semnificatie pin ATENŢIE!: Pentru utilizarea portului paralel este necesară compatibilitatea de semnale TTL. Deoarece ieşirile portului nu suportă un curent mare este necesară interfaţarea lor cu celelalte blocuri ale S.A.D. prin intermediul amplificatoarelor de linie (ex. 7404). Masa va fi comună la pinul

43 PORTUL PARALEL PC fig.9.2 cupla paralela APLICATIE: COMANDA UNUI MOTOR PAS CU PAS Motorul electric pas cu pas este un convertor electromagnetic care realizează conversia impulsurilor de comandă aplicate fazelor motorului într-o mişcare de rotaţie ce constă din deplasări unghiulare discrete, de mărime egală şi care reprezintă paşii motorului. Numărul paşilor efectuaţi trebuie să corespundă, în cazul unei funcţionări corecte, cu numărul impulsurilor de comandă aplicate fazelor motorului. Majoritatea motoarelor pas cu pas sunt bidirecţionale şi permit o accelerare, oprire şi reversare rapidă fără pierderi de paşi, dacă sunt comandate cu o frecvenţă inferioară frecvenţei limită corespunzătoare regimului respectiv de funcţionare. Pentru extinderea funcţionării motoarelor pas cu pas la viteze mai mari decât viteza corespunzătoare frecvenţei limită, este necesară o accelerare prin creştere treptată a frecvenţei impulsurilor de comandă. Motoarele pas cu pas sunt utilizate în special în aplicaţiile unde se doreşte realizarea unei mişcări incrementale, folosind sisteme de comandă numerică. Avantajele utilizării motoarelor pas cu pas sunt următoarele: - asigură univocitatea conversiei impuls-deplasare şi pot fi utilizate în circuit deschis - gamă largă de frecvenţe de comandă - precizie şi putere de rezoluţie (număr de paşi pe rotaţie) mărite - permit porniri, opriri, reversări, fără pierderi de paşi 40

44 PORTUL PARALEL PC - memorează poziţia - sunt compatibile cu tehnica numerică Dezavantajele utilizării motoarelor pas cu pas sunt: - unghi de pas, deci increment de rotaţie, de valoare fixă pentru un motor dat - randament scăzut - capacitate limitată în ceea ce priveşte acţionarea unor sarcini cu inerţie mare - viteză de rotaţie relativ scăzută - necesită o schemă de comandă adaptată la tipul constructiv respectiv şi relativ complexă, pentru asigurarea unei funcţionări la viteze mari. Motoare pas cu pas cu reluctanţă variabilă fig.9.3.structură MPP cu reluctanţă variabilă Înfăşurarea Înfăşurarea Înfăşurarea Motoare unipolare fig.9.4. Structură MPP unipolare 4

45 PORTUL PARALEL PC Înfăşurarea a Înfăşurarea b Înfăşurarea 2a Înfăşurarea 2b timp ---> Înfăşurarea a Înfăşurarea b Înfăşurarea 2a Înfăşurarea 2b timp ---> Înfăşurarea a Înfăşurarea b Înfăşurarea 2a Înfăşurarea 2b timp ---> Motoare bipolare fig.9.5. Structură MPP bipolare Terminal a Terminal b Terminal 2a Terminal 2b timp ---> 42

46 PORTUL PARALEL PC În figura de mai jos este dată schema bloc a circuitului de comandă pentru un motor pas cu pas de tip bipolar cu magnet permanent. SURSA DE ALIMENTARE PC IZOLARE GALVANICĂ CONTROLLER CIRCUIT DE PUTERE MPP fig.9.6. Schema bloc Blocurile componente sunt: - ucomputer calculatorul - Controllerul integrează toate circuitele de control necesare pentru comanda motoarelor pas cu pas bipolare şi unipolare (în cazul prezentat este vorba de un motor bipolar) - Circuitul de putere punte duală alcătuită din tranzistoare de putere - Separator galvanic separare galvanică realizată cu optocuploare. - Sursa de alimentare asigură o tensiune de 2V şi una de 5V Controllerul circuitul L297 a fost proiectat pentru a fi utilizat în circuite cu punţi de tip dual sau cu circuite de putere discrete, pentru aplicaţii de comandă a motoarelor. El primeşte semnalul de ceas, semnalul de direcţie şi semnalul de mod de la un microcalculator şi generează semnalele de control pentru circuitele de putere. În plus el conţine şi două circuite chopper PWM pentru a regula curentul prin înfăşurări. Dacă modul pas întreg este selectat când translatorul este într-o stare corespunzătoare unui număr impar obţinem o secvenţă cu două faze active, cu pas întreg ca în figura de mai jos: 43

47 PORTUL PARALEL PC În contrast, modul o fază activă cu pas întreg este obţinut selectând modul pas întreg atunci când translatorul se află într-o stare corespunzătoare unui număr par: Schema electrica desfasurata: 44

48 PORTUL PARALEL PC Valideazã / Invalideazã circuitul Stabileste turatia Re se te a za circuitul Valideaza circuitul Ro tire continua inapoi Ro tire pas cu pas inapoi Sto p Ro tire continua inainte Ro tire pas cu pas inapoi 45

49 PORTUL PARALEL PC LUCRAREA NR. 0 STUDIUL PORTULUI PARALEL STANDARD PC APLICATIE- MASURAREA MOMENTULUI, FORTEI SI GREUTATII CU UN SISTEM DE ACHIZITIE MULTICANAL I.PARTEA TEORETICA. ELEMENTE DE TENSOMETRIE Efectul tensorezistiv, adică dependenţa rezistenţei de tensiunea mecanică, a fost descoperit de lordul Kelvin în anul 856, însă utilizarea practică a efectului în tensometrie începe din anul 920. Pentru majoritatea materialelor solide limita de elesticitate pentru care nu apare o deformaţie permanentă este corespunzătoare unei alungiti relative de 0,2% (2000μm/m), această limită corespunde pentru o solicitare de N/mm 2 la oţel, 30-20N/mm 2 la cupru etc. Parametrul care stabileşte prporţionalitatea între alungirea relativă şi tensiunea mecanică (Legea lui Hooke) este modulul de elasticitate a lui Young -E, care are valori de ordinul N/mm 2 pentru oţel şi N/mm 2 pentru cupru. O dată cu modificările de natură mecanică ale unui corp metalic sau semiconductor, supus unei solicitări mecanice, are loc şi o modificare a rezistivităţii acestuia. Funcţionarea traductoarelor tensometrice rezistive (numite şi timbre sau mărci tensometrice) se bazează pe fenomenul de modificare a rezistenţei unui material conductor sau semiconductor când acesta este supus unei deformaţii mecanice. Constructiv un timbru tensometric metalic este realizat dintr-o depunere în formă de zigzag a unui fir conductor sau folie pe un suport izolator, el lipindu-se de piesa a cărei deformaţie se măsoară. I.. Principiul de funcţionare a traductoarelor tensorezistive. Considerând un conductor uniform de secţiune S, lungime l şi rezistivitate ρ, variaţia rezistenţei sale datorată variaţiei dimensiunilor produse de alungirea Δl, va fi: ρ l l ΔR = Δl ρ ΔS + Δρ S S 2 S sau prin împărţire la R, variaţia relativă va fi: ΔR Δl Δ Δρ R = S l S + ρ întrucât: ΔS Δl = 2μ S l unde μ este coeficientul Poisson (raportul dintre contracţia transversală şi alungire) şi admiţând pentru rezistivitate o variaţie liniară cu volumul V, de forma: 46

50 PORTUL PARALEL PC rezultă în final expresia: unde: Δρ Δ Δ + Δ Δ = k V = k ls l S l = k( 2 μ) ρ V V l ΔR Δl Δ = [ 2μ+ k( 2μ)] = K l = Kε R l l ε σ = E ε - este deformaţia produsă de forţa ce acţionează pe unitatea de suprafaţă într-un solid, σ - este efortul unitar şi E modulul de elasticitate. Coeficintul K poartă denumirea de factor de marcă, depinde de natura materialului şi de tehnologia de realizare a mărcii şi reprezintă sensibilitatea acestui senzor (variaţia relativă de rezistenţă raportată la alungirea relativă). I.2. Adaptoare pentru traductoare tensometrice. Variaţile relativ mici ale rezistenţei mărcii tensometrice atunci când este supusă la deformaţii impun utilizarea unor adaptoare performante. În aceste adaptoare se pot diferenţia două blocuri distincte: o schemă de măsurare de tip punte Wheatstone, în care se conectează elementele sensibile, motiv pentru care se numeşte punte tensometrică, şi un circuit final de amplificare şi conversie în semnak util (semnal unificat). În fig.5.a este prezentată schema sfert de punte în care este plasat un singur senzor tensorezistiv exterior şi trei rezistenţe calibrate montate în adaptor. Montajul în semipunte (fig.5.b) este realizat din două rezistenţe tensorezistive exterioare şi două rezistenţe calibrate montate în adaptor. Puntea completă (fig.0.c) este relizată numai din senzori pe toate cele patru braţe ale punţii (punte cu toate braţele active). fig

51 PORTUL PARALEL PC PLACA DE ACHIZITIE CU SASE CANALE DE INTRARE. U= A 5V U= A 5V K= 2 n= 4 K= 2 n= R G=,3K R G=,3K AD623 - AD V V REF. + 2,500V 6 5 REF. + 2,500V 8 7 MMC405 3 D0 V 6 DD 4 D 6 5 INH D2 2 D3 D4 5 D5 3 Y 2 D6 4 D7 V SS V EE A B C V U= A 5V K= 2 n= 4 K= 2 n= R G=,3K R G=,3K AD623 - AD V V REF. + 2,500V 6 5 REF. + 2,500V ADC V 2 RD V 20 DD CS 0uF 7 V(-) IN 5 INTR AGND WR 3 8 D0 0 DGND D 2 D2 3 D3 4 6 V(+ ) 5 IN D4 6 D5 V REF/ 2 7 D6 8 D7 CLKR CLKN 9 4 START PORTUL PARALEL A H H U= A 5V 0K U= A 5V K= 2 n= R G=,3K AD V REF. + 2,500V 50p +5V U= A 5V K= 2 n= R G=,3K +5V AD623 +5V REF. + 2,500V REFERINTA. + 2,500V 4 - LM K 2K 0uF LM 336 Trafo 220/x2V 3PM05 220V c.a V 500uF 0.33uF 2 uf fig

52 PORTUL SERIAL PC LUCRAREA NR. STUDIUL PORTULUI SERIAL STANDARD PC APLICATIE- VOLTMETRU DIGITAL PE INTERFATA SERIALA I.PARTEA TEORETICA.. PORTUL SERIAL PC Transmisia se face secvenţial bit după bit pe un singur canal de transmisie. Obţinerea cuvântului serial la emisie se face prin intermediul unor regiştri cu încărcare paralelă şi deplasare serială (ex. CDB 495). Mecanismele de transmisie şi recepţie sunt prezentate în figura.. EMISIA PARALEL-SERIE CLOCK SERIAL OUT CLOCK SERIAL OUT RECEPTIA SERIE-PARALEL SERIAL INPUT CLOCK CLOCK SERIAL IMPUT fig... 49

53 PORTUL SERIAL PC 2. TRANSMISIA SERIALĂ ASINCRONĂ Pentru realizarea transmisiei seriale asincrone cuvântul util de date este împachetat cu biţi de start (bit), stop (2 biţi) şi de paritate ( bit par sau impar) ca în figura 2. Vitezele de transmisie (biţi/secundă) standard utilizate sunt: 50, 300, 600, 2400, 9600, 9200 şi biţi /secundă t BITDE START 3. INTERFAŢA RS 232/ V24 BITI DE DATE fig..2 BITI DE STOP BITDE PARITATE Codul RS 232 = codul EIA- Electrical Industries Association. Codul V24 = Codul European (similar cu RS 232). DTE = data terminal equipment = sistem terminal (modem, aplicaţii microsistem) DCE = data communication equipment = sistem de calcul (calculator). 3.. RS 232 Semnale şi alocarea pinilor: PIN CIRCUIT V24 ABREVIERI SENS DESCRIERE DTE: DCE 0 PGND = Protective earth 2 03 Tx Trasmitted data 3 04 Rx Received data 4 05 RTS Request to send 5 06 CTS Clear to send 6 07 DSR Data set ready 7 02 GND Signal earth 8 09 RLSD Received line signal detect 9 Unassigned 0 Unassigned 26 Unassigned 2 22 RLSD2 Secondary RLSD 3 2 CTS2 Secondary CTS 4 8 Tx2 Secondary Tx 5 4 TSET Transmitter signal element timing 6 9 Rx2 Secondary Rx 7 5 RSET Received signal element timing 8 Unassigned 9 20 RTS2 Secondary Rx DTR Data terminal ready 2 SQD Signal quality detector RI Ring indicator 23 DSRS Data signallind-rate selector 24 XTxCk External tranmitter clock 25 Unassigned 50

54 PORTUL SERIAL PC 3.2. Conectorii RS 232 CONECTOR DE 25 PINI CONECTOR DE 9 PINI PGND Tx Rx RTS CTS DSR SGND RLSD NC NC NC NC NC DCD 2 4 NC Rx 2 5 TxCk 3 Tx NC DTR 4 7 RxCk 5 SGND 5 NC NC 8 20 DTR 9 2 NC 0 22 RI 23 NC 2 24 NC 3 25 NC 6 DSR 7 RTS 8 CTS 9 RI 3.3. Cablul null-modem Tx Rx DTE CABLUL NULL - MODEM DCE 20 PROTOCOALE X-ON (cu cerere de intrerupere Ctrl-Q) X-OFF(fara cerere de intrerupere Ctrl-S) 3.4. Consideraţii electrice (nivele logice de tensiune) IESIRE - EMISIE INTRARE- RECEPTIE +5V + 5V DRIVER NIVEL LOGIC " TTL " NIVEL LOGIC " RS232 " NIVEL LOGIC " 0 " +5V -5V Margine de zgomot 2V NIVEL LOGIC " " NIVEL LOGIC " " -5V -5V NIVEL LOGIC " 0 " +5V +5V -5V V V 2 + 5V -5V V V 2 5

55 PORTUL SERIAL PC. INTERFATA SERIALA CU O CONVERSIE A/D PE 2 BITI UTILIZAND CIRCUITE DIN SERIA MAX. 52

56 PORTUL SERIAL PC 2. VOLTMETRU DIGITAL UTILIZÂND MICROCONTROLERUL C205 PE INTERFATA SERIALA MAX 232. VOLTMETRU SERIAL,059MHz 33pF33pF V CC 0uF C V CC uf uf uf MAX V CC K V CC 2,2K V CC pF 5 6 INTRARE ANALOGICA 7 ADC ,2K DCD Rx 2 Tx 3 DTR 4 SGND 5 6 DSR 7 RTS 8 CTS 9 RI

57 PORTUL SERIAL PC MICROCONTROLERUL C205 CONVERTORUL ANALOG-NUMERIC PE 8 BITI ADC0804 CIRCUITUL DE INTERFATRE SERIALA MAX232 54

58 HANDYSCOPE HS3 LUCRAREA NR. 2 ACHIZITIE DE DATE PE HANDYSCOPE H3 (USB PORT) 2. PREZENTARE GENERALA FUNCTIONAREA CA OSCILOSCOP 2.2. FUNCTIONAREA CA ANALIZOR DE SPECTRU 55

59 HANDYSCOPE HS FUNCTIONAREA CA VOLTMETRU 2.3. FUNCTIONAREA CA GENERATOR DE FUNCTII 56