Πτυχιακή εργασία με θέμα:

Transcript

1 Πτυχιακή εργασία με θέμα: Ενισχυτής ηλεκτρικής κιθάρας για εξάσκηση Επιβλέποντες καθηγητές : Σιώζιος Κωνσταντίνος Επίκουρος καθηγητής Νικολαΐδης Εμμανουήλ Ε.Δ.Ι.Π Γαλλής Λεωνίδας Θεσσαλονίκη 4/10/2017

2 Περιεχόμενα Θεωρητική εισαγωγή 1. Δίοδος ημιαγωγού 2. Τρανζίστορ διπολικής επαφής (BJT) 3. Τρανζίστορ επίδρασης πεδίου (FET) 4. Τελεστικοί ενισχυτές 5. Ενεργά φίλτρα 6. Ενισχυτές ισχύος 7. Συχνοτική απόκριση των BJT και FET Πειραματικό μέρος Α. Σχεδίαση του ενισχυτή Β. Κατασκευή της πλακέτας και τοποθέτηση των εξαρτημάτων Γ. Παρουσίαση της λειτουργίας του ενισχυτή Γ.1 Κύκλωμα ενίσχυσης και παραμόρφωσης (Gain) Γ.2 Κύκλωμα ψαλιδισμού με διόδους Tube amp Γ.3 Κύκλωμα ρύθμισης της χροιάς του ήχου Bass, Treble Γ.4 Τελικό κύκλωμα ενίσχυσης του προενισχυτή Master volume Δ. Kύκλωμα τελικού ενισχυτή ( ενισχυτής ισχύος ) Ε. Κυκλώματα τροφοδοσίας ΣΤ. Τελική ολοκλήρωση της κατασκευής

3 Θεωρητική εισαγωγή Για την κατασκευή του ενισχυτή μας θα χρησιμοποιήσουμε πολλά διαφορετικά υλικά και ηλεκτρονικά εξαρτήματα. Από απλές αντιστάσεις, διόδους και πυκνωτές μεχρί σύνθετα ολοκληρωμένα κυκλώματα. Σαν απότελεσμα είναι απαραίτητο να γίνει μία βασική αλλά ταυτόχρονα και πλήρης παρουσίαση των βασικών χαρακτηριστικών, λειτουργίων και εφαρμογών τετοίων υλικών ώστε να γίνει κατανοητή η αξιοποίηση των ιδιαίτερων ηλεκτρονικών χαρακτηριστικών τους για την κατασκευή του ενισχυτή μας. Η θεωρητική παρουσίαση αυτή περιλαμβάνει σε κάθε κεφάλαιό της, τα βασικά χαρακτηριστικά του αντίστοιχου ηλεκτρονικού εξαρτήματος που μελετάμε σε συνδυασμό με σχήματα και διαγράμματα ενώ είναι βασισμένη σε διεθνής έγκριτη βιβλιογραφία. Η κατανόηση της θεωρίας στην ηλεκτρονική είναι βασική προυπόθεση παρότι η ίδια σαν επιστήμη έχει άπειρες πρακτικές εφαρμογές. Αυτό γιατί με την σωστή γνώση της θεωρίας μπορουμε να σχεδιάσουμε γρηγορότερα και με λιγότερο κόστος σε υλικά το προιόν που επιθυμούμε καθώς και να αποφύγουμε λάθη. Στην δική μας περίπτωση ο ενισχυτής που θα κατασκευάσουμε παρότι είναι απλός για τα επαγγελματικά δεδομένα ταυτόχρονα έχει όλα εκέινα τα χαρακτηριστικά που χρειάζονται για έναν ενισχυτή εξάσκησης.

4 1. Δίοδος ημιαγωγού Η δίοδος αποτελεί ένα από τα πιο σημαντικά τεχνολογικά επιτεύγματα μιας και αποτελεί στην ουσία την απαρχή της σύγχρονης ηλεκτρονικής. Η δίοδος ημιαγωγού (semiconductor diode) δημιουργείται με την ένωση ενός υλικού τύπου-n και ενός υλικού τύπου-p, δηλαδή ενώνοντας ένα υλικό με πλειονότητα φορέων ηλεκτρόνια με ένα υλικό με πλειονότητα φορέων οπές. Τη στιγμή που τα δύο υλικά ενώνονται τα ηλεκτρόνια και οι οπές που βρίσκονται στην περιοχή γύρω από την επαφή θα συγκεντρωθούν μαζί με αποτέλεσμα να δημιουργηθεί έλλειψη ελεύθερων φορέων στην περιοχή κοντά στην επαφή. Στην περιοχή αυτή τα μόνα σωματίδια που εμφανίζονται είναι τα εναπομείναντα θετικά και αρνητικά ιόντα μετά την απορρόφηση των ελεύθερων φορέων. Αυτή η περιοχή που περιέχει μόνο τα θετικά και τα αρνητικά ιόντα ονομάζεται περιοχή απογύμνωσης (depletion region) λόγω της εξαφάνησης των ελεύθερων φορέων της περιοχής. Αν στα άκρα των δύο υλικών συνδεθούν αγωγοί, τότε δημιουργείται μία διάταξη δύο ακροδεκτών (two-terminal device). Σε αυτή την περίπτωση διακρίνουμε τρείς διαφορετικές περιπτώσεις : χωρίς πόλωση (no bias), ορθή πόλωση (forward bias) και τέλος ανάστροφη πόλωση (reverse bias). Με τον όρο πόλωση εννοούμε την εφαρμογή μίας τάσης στους δύο ακροδέκτες της διάταξης για τη διέγερση μίας απόκρισης. Χωρίς εφαρμοζόμενη πόλωση (V D = 0 V) Σε συνθήκες χωρίς πόλωση, όσοι φορείς μειονότητας (οπές) του υλικού τύπου-n βρίσκονται στην περιοχή απογύμνωσης θα περάσουν γρήγορα στο υλικό τύπου-p. Οσό πιο κόντα στην επαφή βρίσκεται ο φορέας μειονότητας, τόσο πιο μεγάλη είναι η έλξη για το στρώμα των αρνητικών ιόντων και τόσο πιο μικρή είναι η αντίσταση που συναντά από τα θετικά ιόντα της περιοχής απογύμνωσης του υλικού τύπου-n. Οι φορείς πλειονότητας (ηλεκτρόνια) του υλικού τύπου-n πρέπει να υπερνικήσουν τις ελκτικές δυνάμεις του στρώματος των θετικών ιόντων του υλικού τύπου-n και την ασπίδα των αρνήτικών ιόντων του υλικού τύπου-p για να μετακινηθούν πίσω από την περιοχή απογύμνωσης του υλικού τύπου-p. Όμως ο αρίθμός των φορέων πλειονότητας στο υλικό τύπου-n είναι τόσο μεγάλος που σίγουρα μόνο ένας μικρός αριθμός φορέων θα έχει την απαιτούμενη κινητική ενέργεια για να περάσει μέσω της περιοχής απογύμνωσης στο υλικό τύπου-p. To τελικό αποτέλεσμα της διαδικασίας αυτής είναι τα σχετικά μεγέθη των διανυσμάτων ροής να είναι τέτοια ώστε η συνολική ροή και στις δύο κατευθύνσεις να είναι μηδενική. Σαν συμπέρασμα κατά την απουσία εφαρμοζόμενης τάσης στα άκρα μίας διόδου ημιαγωγού, η τελική ροή φορτίου προς μία κατεύθυνση είναι μηδέν. Συνθήκη ανάστροφης πόλωσης (V D < 0 V) Αν εφαρμοστεί ένα εξωτερικό δυναμικό στα άκρα μίας επαφής p-n έτσι ώστε ο θετικός ακροδέκτης να συνδέεται στο υλικό τύπου-n και ο αρνητικός ακροδέκτης στο υλικό τύπου-p,

5 τότε ο αρίθμός των ακάλυπτων θετικών ιόντων στην περιοχή απογύμνωσης του υλικού τύπουn θα αυξηθεί λόγω του μεγάλου αριθμού ελεύθερων ηλεκτρονίων που έλκονται από το θετικό δυναμικό της εφαρμοζόμενης τάσης. Αντίστοιχα ο αριθμός των ακάλυπτων αρνητικών ιόντων θα αυξηθεί στο υλικό τύπου-p. Σε κάθε περίπτωση το τελικό αποτέλεσμα είναι η διεύρυνση της περιοχής απογύμνωσης, η οποία θα αποτελεί πλέον ένα αξεπέραστο εμπόδιο για τους φορείς πλειονότητας μειώνοντας σταδιακά τη ροή τους στο μηδέν. Ο αρίθμός των φορέων μειονότητας που εισέρχονται στην περιοχή απογύμνωσης ομώς, δεν θα αλλάξεί, με αποτέλεσμα τα διανύσματα ροής των φορέων μειονότητας να είναι ίδια με αυτά για τις συνθήκες χωρίς πόλωση. Το ρεύμα που υπάρχει υπό συνθήκες ανάστροφης πόλωσης ονομάζεται ανάστροφο ρεύμα κόρου και συμβολίζεται με Ι s. Τo ανάστροφο ρεύμα κόρου σπανίως είναι μεγαλύτερο από μερικά μα, με εξαίρεση τις διατάξεις μεγάλής ισχύος. Στην πραγματικότητα για τις διατάξεις πυριτίου η τίμη είναι της τάξης των na. Ο όρος κόρος η κορεσμός (saturation) οφείλεται στο γεγονός ότι φτάνει τη μέγιστη τιμή του γρήγορα και δεν αλλάζει σχεδόν καθόλου με την αύξηση της τάσης ανάστροφης πόλωσης. Συνθήκη ορθής πόλωσης (V D > 0 V) Η συνθήκη ορθής πόλωσης (forward bias) δημιουργείται με την εφαρμογή του θετικού δυναμικού στο υλικό τύπου-p και του αρνητικού δυναμικού στο υλικού τύπου-n. Η εφαρμογή μίας τάσης V D ορθής πόλωσης θα πιέσει τα ηλεκτρόνια στο υλικό τύπου-n και τις οπές στο υλικό τύπου-p για να ανασυνδιαστούν με τα ιόντα που βρίσκονται κοντά στην ένωση της επαφής και να μειώσει την περιοχή απογύμνωσης. Η ροή των φορέων μειονότητας των ηλεκτρονίων που δημιουργείται από το υλικό τύπου-p προς προς το υλικό τύπου n (και των οπών από το υλικό τύπου-n προς το υλικό τύπου-p) δεν έχει αλλάξει σε μέγεθος (επειδή η αγωγιμότητα ελέγχεται πρωτίστως από τον περιορισμένο αριθμό προσμίξεων του υλικού, όμως η μείωση του εύρους της περιοχής απογύμνωσης έχει ως αποτέλεσμα μία πού μεγάλη ροή φορέων πλειονότητας κατά μήκος της επαφής. Ένα ηλεκτρόνιο του υλικού τύπου-n βλέπει τώρα ένα χαμηλότερο φραγμό στην επαφή εξ αιτίας της στενότερης (ή μικρότερης) περιοχής απογύμνωσης και μία ισχυρή έλξη από το θετικό δυναμικό που εφαρμόζεται στο υλικό τύπου-p. Καθώς η εφαρμοζόμενη πόλωση αυξάνεται σε μέγεθος, το εύρος της περιοχής απογύμνωσης θα συνεχίσει να μειώνεται μέχρι την απρόσκοπτη διέλευση μεγάλου αριθμού ηλεκτρονίων μέσα από την επαφή, με αποτέλεσμα την εκθετική αύξηση του ρεύματος. Με την χρήση της φυσικής στερεάς κατάστασης μπορεί να αποδειχθεί ότι οι γενικές χαρακτηριστικές μίας διόδου ημιαγωγού για τις περιοχές ορθής και ανάστροφης πόλωσης καθορίζονται από την παρακάτω εξίσωση, η οποία αναφέρεται ως εξίσωση Shockley: I D = I S (e V D nvt 1) όπου I S είναι το ανάστροφο ρεύμα κόρου

6 V D είναι η εφαρμοζόμενη τάση ορθής πόλωσης στα άκρα της διόδου n είναι ένας συντελεστής ιδανικής κατάστασης, ο οποίος είναι συνάρτηση των συνθηκών λειτουργείας και της φυσικής κατασκευής και έχει μία περιοχή τιμών από 1 έως 2 εξαρτώμενος από μία μεγάλη ποικιλία συνιστωσών. Η τάση V T λέγεται θερμίκή τάση (thermal voltage) και ορίζεται από την σχέση V T = kt q όπου k είναι η σταθερά Boltzman k = 1, J/K Τ είναι η απόλυτη θερμοκρασία σε Kelvin q είναι το μέγεθος του ηλεκτρονικού φορτίου q = 1, C Περιοχή Zener Στην αρνητική περιοχή της χαρακτηριστικής μίας διόδου υπάρχει ένα σημείο στο οποίο η εφαρμόγή μίας πολύ αρνητικής τάσης θα έχει ως αποτέλεσμα μία απότομη μεταβολή στην χαρακτρηριστική. Το ρεύμα αυξάνεται με πάρα πολύ γρήγορο ρυθμό προς την αντίθετη κατεύθυνση του ρεύματος της περιοχής θετικής τάσης. Το δυναμικό ανάστροφης πόλωσης που οδηγεί σε αυτήν την εντυπωσιακή μεταβολή στη χαρακτηριστική ονομάζεται δυναμικό Zener (Ζener potential) και συμβολίζεται ως V Z. H περιοχή Zener φαίνεται στην παρακάτω εικόνα: Σχήμα 1.1 Χαρακτηριστική διόδου Zener

7 Καθώς η τάση στα άκρα της διόδου αυξάνεται στην περιοχή ανάστροφης πόλωσης, αυξάνεται και η ταχύτητα των φορέων μειονότητας στους οποίους οφείλεται το ανάστροφο ρεύμα κόρου. Τελικά η ταχυτητά τους και η αντίστοιχη κινητική ενέργεια θα γίνουν επαρκέις για την απελευθέρωση επιπλέον φορέωεν μέσω συγκρούσεων με ατομικές δομές που σε διαφορετική περίπτωση θα ήταν σταθερές. Θα προκύψει δηλαδή μία λειτουργεία ιονισμού (ionization) μέσως της οποίας τα ηλεκτρόνια σθένους απορροφούν κατάλληλη ποσότητα ενέργειας για να αποσπαστούν από το γονικό άτομο. Αυτοί οι επιπλέον φορείς μπορούν να βοηθήσουν τη λειτουργεία ιονισμού μέχρι του σημείου κατά το οποίο δημιουργείται ένα υψηλό ρεύμα χιονοστιβάδας (avalanche) και καθορίζεται η περιοχή κατάρρευσης χιονοστιβάδας (avalanche breakdown). Η περιοχή χιονοστιβάδας V Z μπορεί να μεταφερθεί πιο κοντά στον κατακόρυφο άξονα αυξάνοντας τα επίπεδα εμπολουτισμού των υλικών τύπου-p και τύπου-n. Όμως όσο η V Z μειώνεται σε πολύ χαμηλά επίπεδα για παράδειγμα -5V ένας αλλός μηχανισμός ο οποίος ονομάζεται κατάρρευση Zener (Zener breakdown), θα συμβάλει στην απότομη μεταβολή της χαρακτηριστικής. Αυτό συμβαίνει επειδή μέσα στην περιοχή της επαφής υπάρχει ένα ισχυρό ηλεκτρικό πεδίο το οποίο μπορεί να διασπάσει τις δυνάμεις μεταξύ των δεσμών μέσα στο άτομο και να δημιουργήσει φορείς. Αν και ο μηχανισμός κατάρρευσης Zener έχει σημαντική επίδραση μόνο στα χαμηλά επίπεδα της V Z, αυτή η απότομη μεταβολή της χαρακτηριστικής σε οποιοδήποτε επίπεδο ονομάζεται περιοχή Zener (Zener region) και οι δίοδοι που έχουν αυτό το μοναδικό τμήμα της χαρακτηριστικής μίας επαφής p-n ονομάζονται δίοδοι Zener (Ζener diodes). Η περιοχή Zener της διόδου ημιαγωγού που περιγράψαμε θα πρέπει να αποφεύγεται αν η απόκριση ενός συστήματος δεν αλλάζει ολοκληρωτικά από την απότομη μεταβολή της χαρακτηριστικής στην περιοχή ανάστροφης τάσης. Το μέγιστο δυναμικό ανάστροφης πόλωσης μπου μπορεί να εφαρμοστεί πριν από την είσοδο στην περιοχή Zener ονομάζεται μέγιστη ανάστροφη τάση (peak inverse ή reverse voltage) και αναφέρεται ως τιμή PIV ή PRV (PIV ή PRV rating). Αν μία εφαρμογή απαιτεί τιμή PIV μεγαλύτερη από αυτή μίας διόδου, τότε μπορούν να συνδεθούν σε σειρά πολλές δίοδοι με όμοια χαρακτρηριστικά. Οι δίοδοι μπορούν επίσης να συνδεθούν παράλλήλα για να αυξηθεί το μέγιστο επιτρεπόμενο ρεύμα από το κύκλωμα. Σε μία σταθερή θερμοκρασία, το ανάστροφο ρεύμα κόρου μιας διόδου αυξάνεται με την αύξηση της εφαρμοζόμενης ανάστροφής πόλωσης. Δίοδοι Zener Στην περιοχή Zener η χαρακτηριστική πέφτει σχεδόν κάθετα στην τιμή τάσης ανάστροφης πόλωσης V Z. To γεγονός ότι η καμπύλη στην περιοχή αυτή κατέρχεται ενώ στην περιοχή ορθής πόλωσης ανέρχεται δηλώνει ότι το ρεύμα στην περιοχή Zener έχει αντίθετη φορά από το ρεύμα ορθής πόλωσης της διόδου. Η μικρή κλίση που εμφανίζει η καμπύλη στην περιοχή Zener υποδηλώνει ότι η δίοδος Zener εμφανίζει κάποια αντίσταση στην κατάσταση αγωγιμότητας. Αυτή η περιοχή με τη μοναδική χαρακτηριστική χρησημοποιείται στη σχεδίαση των διόδων Zener (Zener diodes). Για την δίοδο ημιάγωγου η κατάταση On θα εμφανίζει ρεύμα κατά την

8 κατεύθυνση από την άνοδο προς την κάθοδο ενώ για την δίοδο Zener η κατεύθυνση του ρεύματος θα είναι αντίθετη, δηλαδή από την κάθοδο προς την άνοδο. Η θέση της περιοχής Zener μπορεί να ρυθμιστεί μεταβάλλοντας τα επίπεδα προσμίξεων. Μια αύξηση στις προσμίξεις προκαλεί αύξηση στον αριθμό των προστιθέμενων ξένων στοιχείων και τελικά μείωση στο δυναμικό Zener. Οι δίοδοι Zener διατίθενται στο εμπόριο με V Z από 1,8 V έως 200 V και ονομαστικής ισχύος από 0,25 W μέχρι 50 W. Λόγω των εξαιρετικών τιμών λειτουργείας θερμοκρασίας και ρεύματος που παρουσιάζει, το πυρίτιο είναι το υλικό που προτιμούν οι κατασκευαστές για τις διόδους Zener. Δίοδοι φωτοεκπομπής (LED) Η αυξανόμενη χρήση ψηφιακών οθονών σε διάφορες συσκευές έχει οδηγήσει σε ένα εκτεταμένο ενδιαφέρον για τις διατάξεις που εκπέμπουν φως με την κατάλληλη πόλωση. Οι δύο πιο συνηθισμένοι τύποι για τη λειτουργεία αυτή είναι η δίοδος φωτοεκπομπής (lightemitting diode,led) και οθόνη υγρών κρυστάλλων (liquid-crystal display,lcd). Όπως δηλώνει το ονομά της η δίοδος φωτοεκπομπής είναι μία δίοδος που όταν ενεργοποιείται εκπέμπει ορατή ή αόρατη (υπερυθρή) φωτεινή ακτινοβολία. Σε οποιαδήποτε ορθά πολωμένη επαφή p-n μέσα στην δομή της επαφής και κυρίως κοντά στην ένωση των δύο υλικών, γίνεται μία επανασύνδεση οπών και ηλεκτρονίων κατά την οποία η ενέργεια που κατέχουν τα ελεύθερα, μη δέσμια ηλεκτρόνια να μεταφέρεται σε μία αλλή στάθμη. Σε όλους τους ημιαγωγούς επαφής p-n ένα μέρος αυτής της ενέργειας εκπέμπεται με τη μορφή θερμότητας και ένα αλλό μέρος με τη μορφή φωτονίων. Στις διόδους Si kai Ge το μεγαλύτερο ποσοστό της ενέργειας που μετατρέπεται κατά την επανασύνδεση στην επαφή καταναλώνεται με τη μορφή θερμότητας μέσα στη δομή και η εκπεμπόμενη φωτεινή ακτινοβολία είναι ασήμαντη. Για το λόγο αυτό το πυρίτιο και το γερμάνιο δεν χρησημοποιούνται στην καταστκευή διόδων LED. Οι δίοδοι που κατασκευάζονται από GaS εκπέμπουν φωτεινή ακτινοβολία στην περιοχή υπερύθρων (αόρατη) κατά τη διαδικασία επανασύνδεσης στην επαφή p-n.

9 2. Τρανζίστορ διπολικής επαφής (BJT) Το τρανζίστορ είναι μία διάταξη ημιαγωγού τριών στρωμάτων που αποτελείται από δύο στρώματα τύπου-n και ένα στρώμα τύπου-p ή από δύο στρώματα τύπου-p και ένα στρώματα τύπου-n. Το πρώτο ονομάζεται τρανζίστορ npn και το δεύτερο τρανζίστορ pnp. Απαραίτητη προυπόθεση για τον καθορισμό σωστής λειτουργίας του τρανζίστορ για ενίσχυση ac είναι η κατάλληλη dc πόλωση του τρανζίστορ. Το στρώμα του εκπομπού είναι ισχυρά προσμεμιγέμνο, της βάσης είναι ελαφρά και του συλλέκτη πολύ ελαφρά προσμεμιγμένο. Τα εξωτερικά στρώματα στρώματα έχουν πολύ μεγαλύτερα πλάτη από το μεσαίο στρώμα τύπου-p και τύπου-n. Οι προσμίξείς του μεσαίου στρώματος είναι πολύ λιγότερες από τα ακραία στρώματα (τυπικές τιμές 10:1 ή λιγότερο). Με αυτόν τον τρόπο μειώνεται η αγωγιμότητα (αυξάνεται η αντίσταση) του υλικού περιορίζοντας τον αριθμό των ελεύθερων φορέων. Σχήμα 2.1 Πόλωση ενός τρανζίστορ (α) ορθή πόλωση (β) ανάστροφη πόλωση Στο παραπάνω σχήμα φαίνονται φαίνονται οι ακροδέκτες του τρανζίστορ και έχουν ως εξής. Ο εκπομπός (emitter), ο συλλέκτης (collector), και η βάση (base). Η διάταξη αυτή αναφέρεται συχνά με την συντομογραφία BJT (bipolar junction transistor),δηλαδή τρανζίστορ διπολικής επαφής. Ο όρος διπολικό αναφέρεται στο γεγονός ότι εγχέονται και οπές και ηλεκτρόνια στο αντίθετα πολωμένο υλικό. Αν εγχέεται μόνο ένα είδος φορέα (οπές ή ηλεκτρόνια), τότε η διάταξη είναι μονοπολική (unipolar). Λειτουργία του τρανζίστορ Η περιγραφή της βασικής λειτουργείας του τρανζίστορ που θα περιγράψουμε θα αναφέρεται σε ένα τρανζίστορ τύπου pnp. Στο προηγούμενο σχήμα έχoυν εφαρμοσθεί και οι δύο τάσεις πόλωσης σε ένα τρανζίστορ pnp. Με αυτήν την συνδεσμολογία έχουμε μεταφορά φορέων πλειονότητας από την περιοχή p στην περιοχή n. Από το γεγονός αυτό προκύπτει το ερώτημα για το αν αυτοί οι φορείς θα συνεισφέρουν στο ρεύμα βάσης Ι Β ή θα περάσουν στο υλικό τύπου p του συλλέκτη. Επειδή το μεσαίο υλικό τύπου-n είναι πολύ λεπτό και έχει πολύ μικρή

10 αγωγιμότητα, ο αριθμός των φορέων που θα ακολουθήσει αυτή η διαδρομή υψηλής αντίστασης προς τον ακροδέκτη της βάσης θα είναι πολύ μικρός. Το μέγεθος του ρεύματος βάσης είναι τυπικά της τάξης των μa, δηλαδή πολύ μικρό αν συγκριθεί με τα μεγέθη ρευμάτων του εκπομπού και του συλλέκτη που είναι της τάξης των ma. Ο μεγαλύτερος αριθμός αυτών των φορέων πλειονότητας θα μετακινηθεί μέσω της ανάστροφα πολωμένης επαφής προς το υλικό τύπου-p που είναι συνδεδεμένο με τον ακροδέκτη του συλλέκτη. Ο λόγος για τη σχετική ευκολία με την οποία οι φορείς πλειονότητας μπορούν να περάσουν την ανάστροφα πολωμένη επαφή είναι εύκολα κατανοητός αν αναλογιστούμε ότι για την ανάστροφα πολωμένη δίοδο αυτοί οι φορείς πλειονότητας εμφανίζονται ως φορείς μειονότητας στο υλικό τύπου-n. Με άλλα λόγια έχει γίνει έγχυση (injection) των φορέων μειονότητας στο υλικό τύπου-n στην περιοχή της βάσης. Αυτό σε συνδυασμό με το γεγονός ότι όλοι οι φορείς μειονότητας στην περιοχή απογύμνωσης θα περάσουν την ανάστροφα πολωμένη επαφή μίας διόδου έχει ως αποτέλεσμα την ροή φορέων μειονότητας από την περιοχή n στην περιοχή p. Στην συνέχεια αν εφαρμόσουμε τον νόμο του Kirchhoff στο τρανζίστορ του σχήματος μας θεωρώντας το έναν κομβό έχουμε ότι. Ι Ε = Ι C + I B Άρα το ρεύμα του εκπομπού είναι το άθροισμα του ρεύματος συλλεκτή και του ρεύματος βάσης. Όμως το ρεύμα του συλλέκτη αποτελείται απο δύο συνιστώσες, τους φορείς πλειονότητας και τους φορείς μειονότητας. Η συνιστώσα του ρεύματος μειονότητας ονομάζεται ρεύμα διαροής ( leakage current ) και συμβολίζεται με I CO. Συνεπώς το ρεύμα συλλέκτη ορίζεται ως εξής: I C = I Cπλειονότητας + Ι COμειονότητας Για τα τρανζίστορ γενικής χρήσης, το Ι C είναι της τάξης των ma και το Ι CO της τάξης των μα ή και των na. Ακόμη το Ι CO είναι ευαίσθητο στη θερμοκρασία και πρέπει να εξετάζεται προσεκτικά σε εφαρμογές που έχουν μεγάλες περιοχές θερμοκρασίας λειτουργείας. Συνδεσμολογία κοινής βάσης Σε αυτή την συνδεσμολογία του τρανζίστορ ο όρος κοινής βάσης (common-base) οφείλεται στο γεγονός ότι η βάση είναι κοινή και για την είσοδο και για την έξοδο της διάταξης. Επίσης η βάση είναι συνήθως πιο κόντα στην γείωση ή και απευθείας συνδεδεμένη στη γείωση. Για λόγους κατανόησης να αναφέρουμε ότι στο τρανζίστορ το βέλος στο γραφικό σύμβολο ορίζει τη φορά του ρεύματος εκπομπού (συμβατική φορά) που διέρχεται από το τρανζίστορ. Για να γίνει μια πλήρης περιγραφή της συμπεριφοράς μιας διάταξης τριών ακροδεκτών απαιτούνται δύο σμήνη χαρακτηριστικών, ένα για τις παραμέτρους του σημέιου οδήγησης ή εισόδου (driving point ή input) και ένα για τις παραμέτρους εξόδου ( output ).

11 Σχήμα 2.2 Συνδεσμολογία κοινής βάσης σε τρανζίστορ (α) pnp (β) npn Το σμήνος των παραμέτρων εισόδου για τον ενισχυτή κοινής βάσης συσχετίζει το ρεύμα εισόδου με την τάση εισόδου για διάφορες τιμές της τάσης εξόδου οπώς φαίνεται στο επόμενο σχήμα. Σχήμα 2.3 Χαρακτηριστικές εισόδου ενός ενισχυτή κοινής βάσης Το σμήνος των χαρακτηριστικών εξόδου συσχετίζει το ρεύμα εξόδου με την τάση εξόδου για διάφορες τιμές του ρεύματος εισόδου οπώς φαίνεται στο επόμενο σχήμα.

12 Σχήμα 2.4 Xαρακτηριστικές εξόδου ένος ενισχυτή κοινής βάσης Οι χαρακτηριστικές εξόδου ή συλλέκτη έχουν τρείς βασικές περιοχές όπως φαίνεται στο προηγούμενο σχήμα. Την ενεργό περιοχή (active region), την περιοχή αποκοπής ( cutoff region) και την περιοχή κόρου ή κορεσμού (saturation region). Η ενεργός περιοχή είναι η περιοχή που χρησιμοποιείται συνήθως για γραμμικούς ενισχυτές, δηλαδή για ενισχυτές χωρίς παραμόρφωση. Στο κάτω μέρος της ενεργού περιοχής το ρεύμα εκπομπού είναι μηδέν και το ρεύμα συλλέκτη είναι ουσιαστικά το ανάστροφο ρεύμα κόρου το οποίο συγκρινόμενο με την κλίμακα του ρεύματος συλλέκτη είναι πρακτικά μήδεν. Εξαιτίας της βελτίωσης των τεχνικών κατασκευής η τιμή του ανάστροφου ρεύματος κόρου για τρανζίστορ γενικής χρήσης (ειδικά του πυριτίου) στις περιοχές χαμηλής και μέσης ισχύος είναι τόσο μικρή και η επίδραση της μπορεί πρακτικά να αγνοηθεί. Για τα τρανζίστορ υψηλής ισχύος το ανάστροφο ρεύμα κόρου εξακολουθεί να υπάρχει στην κλίμακα των μa και επιπλέον είναι ευαίσθητο στην θερμοκρασία. Συνεπώς σε πολύ υψηλές θερμοκρασίες η επίδραση του ανάστροφου ρεύματος κόρου μπορεί να γίνει πολύ μεγάλη επειδη αυξάνεται ραγδαία με την αύξηση της θερμοκρασίας. Από τις χαρακτηριστικές εξόδου παρατηρούμε επίσης ότι καθώς το ρεύμα εκπομπού αυξάνεται πάνω από το μήδεν, το ρεύμα συλλέκτρη αυξάνεται στα ίδια περιπού επίπεδα με το ρεύμα εκπομπού, όπως έξ άλλου ορίζεται από τους βασικούς τύπούς ρευμάτων των τρανζίστορ. Ακόμη παρατηρούμε την σχεδόν ασήμαντη επίδραση της τάσης βάσης - συλλέκτη στο ρεύμα συλλέκτη για την ενεργό περιοχή. Οι καμπύλες δείχνουν ότι σε πρώτη προσέγγιση ισχύει. Ι C I E

13 Όπως υπονοεί και η ονομασία της η περιοχή αποκοπής ορίζεται ως η περιοχή στην οποία το ρεύμα συλλέκτη είναι 0 Α. Επιπλέον στην περιοχή αποκοπής οι επαφές βάσης - εκπομπού και συλλέκτη - βάσης ενός τρανζίστορ είναι ανάστροφα πολωμένες. Η περιοχή κόρου είναι η περιοχή στην οποία βρίσκεται το τμήμα των χαρακτηριστικών για τιμές της τάση συλλέκτηβάσης ίσες η μικρότερες του μηδενός. Η αύξηδη του ρεύματος συλλέκτη είναι εκθετική καθώς η τάση συλλέκτη - βάσης αυξάνεται προς την τιμή των 0 Volt. Στην περιοχή κόρου οι επαφές της βάσης εκπομπού και συλλέκτη βάσης ενός τρανζίστορ είναι ορθά πολωμένες. Οι χαρακτηριστικές είσοδου δειχνούν ότι για σταθερές τιμές της τάσης συλλέκτη οσο αυξάνεται η τάση μεταξύ της βάσης και του εκπομπού, το ρεύμα εκπομπού αυξάνεται με τετοιό τρόπο ώστε να θυμίζει την χαρακτηριστική της διόδου. Πράγματι η αύξηση της τάσης συλλέλτη βασής έχει τόσο μικρή επίδραση στην χαρακτηριστική που σε πρώτη προσέγγιση η μεταβολή που οφείλεται στην αλλαγή της τάσης συλλέκτη βάσης μπορεί να αγνοηθεί. Κάνοντας μία ακόμη παραδοχή και προσεγγίσουμε κατά τμήματα γραμμικά την χαρακτηριστηκή εισόδου ενώ ταυτόχρονα αγνοήσουμε και την αντίσταση την ορθά πολωμένης επαφής τότε η χαρακτηριστική είναι μία κάθετη γραμμή. Σχήμα 2.5 Μοντέλο περιοχής βάσης εκπομπού Δηλαδή για ένα τρανζίστο στην κατάσταση on θα είναι V BE = 0, 7 Volt Με άλλα λόγια η επίδραση των μεταβολών στην τάση συλλέλτη βάσης και η κλίση της χαρακτηριστικής εισόδου θα αγνοούνται και γενικά όταν τον τρανζίστορ βρίσκεται σε συνθήκη DC η τάση μεταξύ βάσης και εκπομπού θα είναι σταθερή και ίση με 0,7 Volt.

14 Συνδεσμολογία κοινού εκπομπού Η πιο συνηθισμένη συνδεσμολογία που μπορούμε να συναντήσουμε για ένα τρανζίστορ είναι η συνδεσμολογία κοινού εκπομπού επειδή ο εκπομπός είναι κοινός για την βάση (είσοδο) και για την έξοδο (συλλέκτη). Η συνδεσμολογία αυτή φαίνεται στην παρακάτω εικόνα Σχήμα 2.6 Συνδεσμολογία κοινού εκπομπού σε τρανζίστορ BJT (α) npn (β) pnp Για την πλήρη περιγραφή της συμπεριφοράς της συνδεσμολογίας κοινού εκπομπού είναι απαραίτητα δύο σμήνη χαρακτηριστικών. Ένα για το κύκλωμα είσοδου ή βάσης εκπομπού και ένα για το κύκλωμα εξόδου ή συλλέκτη εκπομπού. Έτσι έχουμε τα επόμενα σχήματα:

15 Σχήμα 2.7 Χαρακτρηριστικές βάσης (β) και συλλέκτη (α) ένος τρανζίστορ πυριτίου σε συνδεσμολογία κοινού εκπομπού Από ότι παρατηρούμε το μέγεθος του ρεύματος βάσης είναι της τάξης των μa ενώ του ρεύματος συλλέκτη είναι της τάξης των ma. Ακόμη παρατηρούμε ότι οι καμπύλες για τα διάφορα ρεύματα βάσης δεν είναι οριζόντιες όπως οι καμπύλες του ρέυματος εκπομπού που είδαμέ προηγουμένος στην συνδεσμολογία κοινής βάσης γεγονός που υποδηλώνει ότι η τάση μεταξύ συλλέκτη και εκπομπού θα επηρεάσει την τιμή του ρεύματος συλλέκτη. Η ενεργός περιοχή για τη συνδεσμολογία κοινού εκπομπού είναι το τμήμα που παρουσιάζει τη μεγαλύτερη γραμμικότητα, δηλαδή στην περιοχή που οι καμπύλες για τα διάφορα ρεύματα βάσης είναι σχεδόν ευθείες και απέχουν εξίσου μεταξύ τους. Στην ενεργό περιοχή ενός ενισχυτή κοινού εκπομπού η επαφή βάσης εκπομπού είναι ορθά πολωμένη, ενώ η επαφή συλλέκτη βάσης είναι ανάστροφα πολωμένη. Η ενεργός περιοχή της συνδεσμολογίας κοινού εκπομπού μπορεί να χρησημοποιηθεί για ενίσχυση τάσης ρεύματος ή ισχύος. Ακόμη οι συνθήκες γραμμικής ενίσχυσης (δηλαδή με την ελάχιστη παραμόρφωση), η περιοχή αποκοπής για τη συνδεσμολογία κοινού εκπομπού θα ορίζεται από τη σχέση Ι C = I CEO Με άλλα λόγια για τη λήψη απαραμόρφωτου σήματος εξόδου πρέπει να αποφεύγεται η λειτουργία στην περιοχή που βρίσκεται κάτω από την καμπύλη όπου το ρεύμα βάσης είναι μήδενικό.

16 Συνδεσμολογία κοινού συλλέκτη Η τελευταία συνδεσμολογία τρανζίστορ είναι η συνδεσμολογία κοινού συλλέκτη (common collector configuration), η οποία φαίνεται στο επόμενο σχήμα. Σχήμα 2.8 Συνδεσμολογία κοινού συλλέκτη σε τρανζίστορ BJT (α) pnp, (β) npn Η συνδεσμολογία κοινού συλλέκτη χρησημοποιείται κυρίως σαν βαθμίδα προσαρμογής επειδή εμφανίζει πολύ μεγάλη σύνθετη αντίσταση εισόδου και πολύ μικρή σύνθετη αντίσταση εξόδου, ακρίβως το αντίθετο από τις συνδεσμολογίες κοινής βάσης και κοινού εκπομπού. Στο παραπάνω σχήμα βλέπουμε ένα κύκλωμα σε συνδεσμολογία κοινού συλλέκτη στο οποίο η αντίσταση φορτίου είναι συνδεδεμένη μεταξύ του εκπομπού και της γείωσης. Από σχεδιαστικής άποψης δε χρειαζόμαστε ένα σμήνος χαρακτηριστικών κοινού συλλέκτη για να επιλέξουμε τις παραμέτρους του κυκλώματος. Η σχεδίαση μπορεί να γίνει χρησημοποιώντας τις χαρακτηριστικές εξόδου της συνδεσμολογίας κοινού συλλέκτη.

17 Λειτουργία ενίσχυσης του τρανζίστορ Τώρα που μελετήσαμε την ανάλυση των διάφορων συνδεσμολογιών με τρανζίστορ θα χρησημοποιήσουμε ένα κύκλωμα με τρανζίστορ npn σε συνδεσμολογία κοινού εκπομπού.το κύκλωμα φαίνεται στο παρακάτω σχήμα. Σχήμα 2.9 Κύκλωμα ενίσχυσης τάσης με BJT σε συνδεσμολογία κοινού εκπομπού Για την παραγωγή της επιθυμητής τάσης DC πόλωσης του τρανζίστορ χρησημοποιούμε τον διαιρέτη τάσης με τις αντιστάσεις R1 και R2. Το DC ρεύμα πόλωσης προσδιορίζεται πλέον από την τάση αυτή, και από την αντίσταση εκπομπού που έχει προστεθεί για το σκοπό αυτό. Η αντίσταση RE στον εκπομπό σταθεροποιεί το σημείο λειτουργίας και την ενίσχυση τάσης του κυκλώματος και αυξάνει την αντίσταση εισόδου. Το DC ρεύμα βάσης (ρεύμα πόλωσης) του τρανζίστορ, που προέρχεται από την τάση τροφοδοσίας και την αντίσταση εισόδου προστίθεται στο ρεύμα εισόδου που προέρχεται από την πήγη τάσης. Οι πυκνωτές που υπάρχει στην έιδοσο αλλά και στην έξοδο δεν άγουν τα DC ρεύματα και δεν επηρεάζουν την πόλωση του τρανζίστορ. Στο επόμενο σχήμα φαίνονται οι χαρακτηριστικές εισόδου εξόδου του transistor καθώς και τα ρεύματα λειτουργέιας του. Το DC ρεύμα πόλωσης καθορίζει το σημείο λειτουργέιας Q. Το ρεύμα πολώσης στην βάση προκαλεί ανάλογο DC ρεύμα στο συλλέκτη το οποίο φαίνεται στις χαρακτηριστικές εξόδου του τρανζίστορ. Το ΙCQ του συλλέκτη που οφείλεται στην πόλωση είναι μεγαλύτερο του αντίστοιχού ρεύματος βάσης IBQ.

18 Σχήμα 2.10 Χαρακτηριστικές εισόδου και εξόδου του τρανζίστορ για βασικό ενισχυτή τάσης Σχετικά με το AC σήμα είσοδου, η ημιτονική μεταβολή τάσης της εισόδου προκαλεί μεταβολή του ρεύματος βάσης του τρανζίστορ και ανάλογη μεταβολή της θέσης του σημείου λειτουργέιας. Η διακύμανση του μεγάλου σε σχέση με την είσοδο ρεύματος συλλέκτη, προκαλεί μεταβολή της πτώσης τάσης στα άκρα της αντίστασης συλλέκτη. Επίσης προκαλεί μεταβολή της πτώσης τάσης μεταξύ των ακροδεκτών συλλέκτη εκπομπού του τρανζίστορ καθώς τα δύο μεγέθη (πτώση τάσης στην RC και τάση VCE) είναι συμπληρωματικά. Η μεταβολή της τάσης θα είναι ίδιου σχήματος, αλλά πολύ μεγαλύτερη της εισόδου, καθω ς προκαλείται από το ρεύμα συλλέκτη που είναι μεγαλύτερο του ρεύματος βάσης. Η αντίσταση RE σταθεροποιεί το σημείο λειτουργείας και την ενίσχυση τάσης του κυκλώματος και αυξάνει την αντίσταση εισόδου. Σε ένα τέτοιο κύκλωμα οι παραμέτροι του κυκλώματος υπολογίζονται με στα AC ρεύματα. Έτσι προκύπτει η τάση είσοδου: R i = (β + 1)(R E + r BE ) βr E Παρατηρούμε ότι η τιμή της δυναμικής αντιστάσης παραλείπεται διότι ειναι πολύ μικρή. Η αντίσταση εξόδου του κυκλώματων είναι: R o = R o RC R C Τέλος η πιο σημαντική πληροφορία είναι η ενίσχυση τάσης που μας δίνει το κύκλωμα και αυτή ισούται με Α v = V in = i cr o = R c V out i B R i R E Όπως βλέπουμε ο ενισχύτης αυτού του είδους έχει ένα αρνητικό πρόσημο με αποτέλεσμα το σήμα στην έξοδο να παρουσιάζει μια αναστροφή 180 μοιρών. Η ενίσχυση ένος κυκλώματος ενοσχυτή τάσης είναι επιθυμητό να έχει μεγαλές τιμές. Από την παραπάνω σχέση είναι

19 φανερό ότι η ενίσχυση αυξάνεται όσο μεγαλύτερη είναι η αντίσταση στον συλλέκτη και μειώνεται όσο μεγαλύτερη είναι η αντιστασή εκπομπού. Τυχόν αύξηση όμως της αντίστασης συλλέκτη μεγαλώνει την αντίσταση εξόδου κατί που δεν είναι επιθυμητό σε έναν ενισχυτή μιας και θέλούμε να πετύχουμε μικρές τιμές. Από την αλλή η αντίσταση εκπομπού δεν μπορείνα είναι πολύ μικρή για αυτή καθορίζει το σημείο DC πολώσης.

20 3. Τρανζίστορ επίδρασης πεδίου (FET) Εισαγωγή Το τρανζίστορ επίδρασης πεδίου (field effect transistor) είναι μία διάταξη τριων ακροδεκτών που χρησημοποιείται σε εφαρμογές παρόμιες σε πολύ μεγάλο βαθμό με αυτές των τρανζίστορ BJT. Παρα τις μεγάλες διαφορές που υπάρχουν μεταξύ των δύο αυτών στοιχείων υπάρχουν και πάρα πολλές ομοιότητες. Η κυριότερη διαφορά μεταξύ των δύο τύπων τρανζίστορ είναι η εξής: Το τρανζίστορ BJT είναι μία διάταξη που ελέγχεται από ρεύμα ενώ το τρανζίστορ FET είναι μία διάταξη ελεγχόμενη από τάση. Με άλλα λόγια το ρεύμα I C είναι ευθέως ανάλογο της τιμής του Ι Β. Για το FET, το ρεύμα I D είναι συνάρτηση της τάσης V GS που εφαρμόζεται στο κύκλωμα εισόδου όπως φαίνεται στο επόμενο σχήμα. Στα FET έχουμε του τύπους καναλιού n (n channel) και καναλιού p (p channel).το FET είναι μία μονοπολική (unipolar) διάταξη η οποία εξαρτάται από την αγωγιμότητα μόνο ηλεκτρονίων ( καναλιού n) ή μονο οπών (καναλιού p). Σχήμα 3.1 Ενισχυτής (α) ελεγχόμενος απο ρεύμα και (β) ελεγχόμενος από τάση Ο όρος επίδραση πεδίου ( field effect) στο ονόμα του FET χρήζει κάποιας εξήγησης. Για το FET τα υπάρχοντα φορτία δημιουργούν ένα ηλεκτρικό πεδίο (electric field) το οποίο ελέγχει τη διαδρομή αγωγιμότητας του κυκλώματος εξόδου χωρίς την ανάγκη άμεσης επαφής μεταξύ της ελέγχουσας και της ελεγχόμενης ποσότητας. Ένα από τα πιο σημαντικά χαρακτηριστικά του FET είναι η πολύ μεγάλη σύνθετη αντίσταση εισόδου. Με τιμές από 1MΩ μέχρι μερικές εκατοντάδες MΩ υπερβαίνει κατά πολύ τις τυπικές τιμές σύνθετης αντίστασης εισόδου των διατάξεων με τρανζίστορ BJT, το οποίο είναι ένα πολύ

21 σημαντικό χαρακτηριστικό στη σχεδίαση των συστημάτων γραμμικών ενισχυτών ac. Από την άλλη πλευρά, το τρανζίστορ BJT έχει πολύ μεγαλύτερη ευαισθησία στις μεταβολές του εφαρμοζόμενου σήματος. Με άλλα λόγια η διακύμανση στο ρεύμα εξόδου είναι συνήθως πολύ μεγαλύτερη για τα BJT σε σχέση με τα FET για την ίδια μεταβολή στην εφαρμοζόμενη τάση. Για τον λόγο αυτό: Οι τυπικές απολαβές τάσης ac για τους ενισχυτές BJT είναι πολύ μεγαλύτερες από ότι στα FET. Γενικά τα FET είναι πιο σταθερά με τη θερμοκρασία από τα BJT και είναι κατά κανόνα μικρότερα από τα BJT με αποτέλεσμα να είναι ιδιαίτερα χρήσιμα στα ολοκληρωμένα κυκλώματα (IC). Κατασκευή και χαρακτηριστικά των JFET Όπως είδαμε το JFET είναι μία διάταξη τριών ακροδεκτών από τους οποίους ο ένας έχει τη δυνατότητα να ελέγχει το ρεύμα μεταξύ των άλλων δύο. Η βασική κατασκευή του JFET καναλιού n φαίνεται στο επόμενο σχήμα. Σχήμα 3.2 Τρανζίστορ επίδρασης πεδίου επαφής (JFET) Παρατηρούμε ότι το μεγαλύτερο τμημα της κατασκευής είναι το υλικό τύπου n, το οποίο σχηματίζει το κανάλι μεταξύ των ενσωματωμένων στρωμάτων υλικού τύπου p. Το πάνω τμήμα του καναλιού τύπου n συνδέεται μέσω μίας ωμικής επαφής στον ακροδέκτη που ονομάζεται απαγωγός (drain, D), ενώ το κάτω τμήμα του ίδιου υλικού συνδέεται μέσω μίας ωμικές επαφής στον ακροδέκτη που ονομάζεται πηγή (source, S). Τα δύο υλικά τύπου p συνδέονται μεταξύ τους, καθώς επίσης και στον ακροδέκτη που ονομάζεται πύλη (gate, G).

22 Ουσιαστικά λοιπόν ο απαγωγός και η πηγή συνδέονται στα άκρα του υλικού τύπου n και η πύλη στα δύο στρώματα του υλικού τύπου p. Όταν δεν υφίστανται εφαρμοζόμενα δυναμικά το JFET έχει δύο επαφές p n υπό συνθήκες απουσίας πόλωσης. Το αποτέλεσμα είναι μία περιοχή απογύμνωσης σε κάθε επαφή, όπως φαίνεται στο παρακάτω σχήμα. Που μοιάζει με την αντίστοιχη περιοχή μίας διόδου χωρίς πόλωση. Μία περιοχή απογύμνωσης δεν περιέχει ελεύθερους φορείς και συνεπώς δεν μπορεί να εμφανίσει αγωγιμότητα. Στο παρακάτω σχήμα μία θετική τάση V DS εφαρμόζεται στα άκρα του καναλιού και η πύλη συνδέεται απευθείας με την πηγή για να δημιουργηθεί η συνθήκη V GS = 0V. Έτσι, οι ακροδέκτες πύλης και πηγής βρίσκονται στο ίδιο δυναμικό και στο κάτω τμήμα των υλικών τύπου p δημιουργείται μία περιοχή απογύμνωσης όπως είδαμε πριν για συνθήκες χωρίς πόλωση. Τη στιγμή που εφαρμόζεται η τάση V DD (= V DS ), τα ηλεκτρόνια έλκονται προς τον απαγωγό δημιουργώντας το συμβατικό ρεύμα I D με την φορά που βλέπουμε. Η διαδρομή της ροής φορτίου δείχνει ότι τα ρεύματα απαγωγού και πηγής είναι ισοδύναμα. Για τις συνθήκες του σχήματος η ροή του φορτίου είναι σχεδόν απεριόριστη και περιορίζεται μόνο από την αντίσταση του καναλιού n μεταξύ του απαγωγού και της πηγής. Σχήμα 3.3 JFET για V GS = 0V και V DS > 0 V Είναι σημαντικό να παρατηρήσουμε ότι η περιοχή απογύμνωσης είναι φαρδύτερη στο πάνω τμήμα και των δύο υλικών τύπου p. Ο λόγος για την αλλαγή στο πλάτος της περιοχής μπορεί να περιγραφεί καλύτερα με τη βοήθεία του επόμενου σχήματος. Αν υποθέσουμε ότι η αντίσταση στο κανάλι n είναι ομοιόμορφη μπορούμε να χωρίσουμε την αντίσταση του καναλιού σε τμήματα και το ρεύμα Ι D θα δημιουργήσει τις στάθμες τάσεων μέσα στο κανάλι, όπως φαίνεται στο σχήμα. Το αποτέλεσμα είναι ότι η ανώτερη περιοχή του υλικού τύπου p θα πολωθεί ανάστροφα από μία τάση περίπου 1,5V και η κατώτερη περιοχή θα πολωθεί

23 ανάστροφα από μία τάση 0,5 V. Αλλά όπως γνωρίζουμε από την δίοδο όσο μεγαλύτερη είναι η εφαρμοζόμενη ανάστροφη πόλωση τόσο μεγαλύτερη είναι και η περιοχή απογύμνωσης και έτσι εξηγείται η κατανομή της περιοχής απογύμνωσης του σχήματος. Το γεγονός ότι η επαφή p n είναι ανάστροφα πολωμένη για όλο το μήκος του καναλιού έχει ως αποτέλεσμα το ρεύμα πύλης να είναι 0 Α, όπως φαίνεται και στο σχήμα. Η κατάσταση στην οποία I G = 0 είναι ένα σημαντικό χαρακτηριστικό του JFET. Σχήμα 3.4 Μεταβολή των τάσεων ανάστροφης πόλωσης στα άκρα μίας επαφής p n ενός JFET καναλιού n Καθώς η τάση V DS αυξάνεται από 0 V σε λίγα Volt, το ρεύμα θα αυξηθεί σύμφωνα με τον νόμο του Ohm και το διάγραμμα του Ι D συναρτήση της V DS θα έχει την μορφή του επόμενου σχήματος. Σχήμα 3.5 To I D συναρτήσει της V GS για V GS = 0V H σχετική ομαλότητα του διαγράμματος δείχνει ότι για την περιοχή των χαμηλών τιμών της V DS η αντίσταση είναι σχεδόν σταθερή. Καθώς η V DS αυξάνεται και πλησιάζει μία τιμή που αναφέρεται ως V P στο επόμενο σχήμα οι περιοχές απογύμνωσης θα διευρύνονται προκαλώντας μία σημαντική μείωση του πλάτους του καναλιού. Η στενότερη διαδρομή

24 αγωγιμότητας προκαλεί αύξηση της αντίστασης με αποτέλεσμα την εμφάνιση της καμπύλης στο διάγραμμα που είδαμε πριν. Σχήμα 3.6 Φραγή ( V GS = 0V, V DS = V P ) Όσο πιο οριζόντια είναι η καμπύλη, τόσο μεγαλύτερη είναι η αντίσταση, υποδηλώνοντας ότι η αντίσταση τείνει προς το άπειρο στην οριζόντια περιοχή. Αν η V DS αυξηθεί σε μία τιμή για την οποία φαίνεται ότι δύο περιοχές απογύμνωσης τείνουν να συναντηθούν τότε προκύπτει μία κατάσταση η οποία ονομάζεται φραγή (pinch off ). H τιμή της V DS που οδηγεί σε αυτήν την κατάσταση αναφέρεται ως τάση φραγής (pinch off voltage) και συμβολίζεται ως V P. Στην πραγματικότητα o όρος pinch off είναι εσφαλμένος επείδη υπονοεί ότι το ρεύμα I D αποκόπτεται και πέφτει στα 0 Α. Όπως φαίνεται στο σχήμα δεν συμβαίνει αυτό αφού το I D διατηρείται στη στάθμη του κόρου που ορίζεται ως I DSS. Στην πραγματικότητα ένα πολύ μικρό κανάλι εξακολουθεί να υπάρχει, με ένα ρεύμα πολύ μεγάλης έντασης. Το γεγονός ότι το Ι D δεν μειώνεται κατά την φραγή και διατηρείται στη στάθμη κόρου που σημειώνεται στο σχήμα επαληθεύεται ως εξής. Η απουσία του ρεύματος απαγωγού θα απέτρεπε τη δυνατότητα διαφορετικών τιμών δυναμικού μέσα στο υλικό του καναλιού n για την δημιουργία διαφόρων τιμών ανάστροφης πόλωσης κατά μήκος της επαφής p n με αποτέλεσμα να μην υπάρχει η κατανομή της περιοχής απογύμνωσης που προκάλεσε τη φραγή αρχικά. Όσο η V DS αυξάνεται πάνω από την V P, τόσο μεγαλώνει σε μήκος το τμήμα του καναλιού στο οποίο σχεδόν εφάπτονται οι δύο περιοχές απογύμνωσης, αλλά η τιμή του I D παραμένει ουσιαστικά η ίδια. Άρα το ρεύμα είναι σταθερό για I D = Ι DSS, αλλά η τάση V DS καθορίζεται από το εφαρμοζόμενο φορτίο.

25 Το Ι DSS είναι το μέγιστο ρεύμα απαγωγού για ένα JFET και ορίζεται από τις συνθήκες V GS = 0 και V DS > V P Στο παρακάτω σχήμα εφαρμόζεται μεταξύ της πύλης και της πηγής μία αρνητική τάση -1V για μία χαμηλή τιμή της V DS, η οποία έχει ως αποτέλεσμα τη δημιουργεία περιοχών απογύμνωσης σαν κι αυτές που πήραμε με V GS = 0V αλλά για μικρότερες τιμές της V DS. Σχήμα 3.7 Εφαρμογή αρνητικής τάσης στην πύλη ενός JFET Αυτό σημαίνει ότι η αρνητική πόλωση στην πύλη οδηγεί στη στάθμη κόρου για μικρότερη τιμή της V DS. Η τιμή της στάθμης κόρου Ι D έχει μειωθεί και θα συνεχίζει να μειώνεται όσο πιο αρνητική θα γίνεται η V GS. Παρατηρούμε επίσης ότι η τάση φραγής συνεχίζει να μειώνεται με παραβολικό τρόπο όσο η V GS γίνεται ολοένα και πιο αρνητική. Τελικά όταν V GS = V P θα είναι τόσο αρνητική ώστε η στάθμη κόρου θα είναι ουσιαστικά 0 ma και πρακτικά το τρανζίστορ θα είναι απενεργοποιημένο. Η τιμή της V GS για την οποία Ι D = 0 ma ορίζεται ως V GS = V P, με την V P να είναι αρνητική για τα JFET καναλιού n και θετική για τα JFET καναλιού p. Στο σχήμα της επόμενης σελίδας βλέπουμε της χαρακτηριστικές ενός JFET καναλιού n.

26 Σχήμα 3.9 Χαρακτηριστικές ενός JFET καναλιού n Ι DSS = 8mA και V p = 4V Xαρακτηριστικές μεταφοράς Για το τρανζίστορ BJT το ρεύμα εξόδου και το ρεύμα ελέγχου συνδέονται μεταξύ τους γραμμικά. Στο JFET όμως δεν ισχύει κάτι ανάλογο. Η σχέση μεταξύ του Ι D και του V GS ορίζεται από την εξίσωση Shockley. I D = I DSS (1 V 2 GS ) V P Οι χαρακτηριστικές μεταφοράς που ορίζονται από την εξίσωση Shockley δεν επηρεάζονται από το κύκλωμα στο οποίο χρησιμοποιείται η διάταξη. Στην συνέχεια θα δούμε την καμπύλη μεταφοράς από το JFET. Στο επόμενο σχήμα δίνονται δύο γραφικές παραστάσεις με τον κατακόρυφο άξονα να χρησιμοποιεί κλίμακα σε ma για την κάθε γραφική παράσταση. Το ένα είναι ένα διάγραμμα του Ι D συναρτήση της V DS και το άλλο ένα διάγραμμα του Ι D συναρτήση της V GS. Χρησιμοποιώντας τις χαρακτηριστικές απαγωγού που βρίσκονται δεξιά του άξονα y μπορούμε να χαράξουμε μία οριζόντια γραμμή από την περιοχή κόρου της καμπύλης που σημειώνεται με V GS = 0 V μέχρι τον άξονα του Ι D. Η τιμή ρεύματος και στα δύο διαγράμματα που προκύπτει είναι I DSS. Το σημείο τομής στην καμπύλη του Ι D συναρτήση της V GS θα είναι πάνω στον άξονα y αφού ο κατακόρυφος άξονας ορίζεται ως V GS = 0V. Έτσι έχουμε : Όταν V GS = 0V, I D = I DSS Όταν V GS = V P, I D = 0mA

27 Η χαρακτηριστική μεταφοράς είναι το διάγραμμα του ρεύματος εξόδου ( ή απαγωγού) συναρτήσει μίας ποσότητας εισόδου. H καμπύλη που προκύπτει είναι παραβολική επειδή ο καθετός διαχωρισμός μεταξύ των βημάτων της V GS στις χαρακτηριστικές απαγωγού μειώνεται αισθητά όσο η V GS γίνεται όλο και πιο αρνητική. Έτσι έχουμε το επόμενο σχήμα. Σχήμα 3.10 Σχεδίαση της χαρακτηριστικής μεταφοράς από τις χαρακτηριστικές του απαγωγού

28 4. Tελεστικοί ενισχυτές Εισαγωγή Ο τελεστικός ενισχυτής (operational amplifier) ή Τ.Ε (op-amp) είναι ένας διαφορικός ενισχυτής πολύ μεγάλης απολαβής με πολύ μεγάλη συνθετή αντίσταση εισόδου και μικρή συνθετή αντίσταση εξόδου. Οι συνήθεις χρήσεις του τελεστικού ενισχυτή είναι η μεταβολή σημάτων τάσης (πλάτους και πολικότητας), οι ταλαντώσεις, τα φίλτρα και πολλά είδη κυκλωμάτων οργάνων μέτρησης. Ένας τελεστικός ενισχυτής περιέχει πολλές βαθμίδες διαφορικών ενισχυτών για την επίτευξη μίας πολύ υψηλής απολαβής τάσης. Βασικός τελεστικός ενισχυτής Σχήμα 4.1 Βασικός τελεστικός ενισχυτής Στο παραπάνω σχήμα βλεπούμε έναν βασικό τελεστικό ενισχύτη με δύο εισόδους και μία έξοδο όπως θα φαινόταν αν χρηιμοποιούσαμε μία βαθμίδα εισόδου διαφορικού ενισχυτή. Κάθε είσοδος δίνει έξοδο της ίδιας ή της αντίθετης πολικότητας (ή φάσης), ανάλογα με το αν το σήμα εφαρμόζεται στη μη αναστρέφουσα είσοδο + (non-inverting input) ή στην αναστρέφου είσοδο (inverting input), αντίστοιχα. Απλή είσοδος Η λειτουργία μονής εισοδου ( single ended) σημαίνει ότι το σήμα εισόδου συνδέεται στη μία είσοδο ενώ η άλλη είσοδος συνδέεται στη γείωση. Το σχήμα της επόμενης σελίδας δείχνει τις πιθανές συνδέσεις για τη λειτουργία αυτή. Στην πρώτη περίπτωση το σήμα εισόδου εφαρμόζεται στην μη αναστρέφουσα είσοδο με αποτέλεσμα έξοδος να έχει την ίδια πολικότητα με το σήμα εισόδου. Το σχήμα στην δεύτερη περίπτωση δείχνει ένα σήμα εισόδου που εφαρμόζεται στην αναστρέφουσα είσοδο οπότε η έξοδος έχει αντίθετη πολικότητα από το σήμα εισόδου.

29 Σχήμα 4.2 Λειτουργία μονής εισόδου Διαφορική είσοδος Αντί της χρήσης μίας μόνο ειδόδου, μπορούμε να εφαρμόσουμε από ένα σήμα στη κάθε είσοδο έχοντας πλέον λείτουργία διαφορικής εισόδου (differential input) ή διπλής είσοδου (doubleended input). Σχήμα 4.3 Λειτουργία διαφορικής ή διπλής εισόδου Στην παραπάνω εικόνα βλέπουμε στην πρώτη περίπτωση ένα σήμα εισόδου να εφαρμόζεται μεταξύ των δύο ακροδεκτών εισόδου (παρατηρούμε ότι καμία είσοδος δεν συνδέεται στην γείωση) και το ενισχυμένο σήμα εξόδου να βρίσκεται σε φάση με το σήμα που εφαρμόζεται μεταξύ της μη αναστρέφουσας και της αναστρέφουσας εισόδου. Στην δεύτερη περίπτωση

30 έχουμε την ίδια λειτουργία όταν εφαρμόζονται δύο ξεχωριστά σήματα στις εισόδους όπου το σήμα διαφοράς είναι V in1 V in2. Διπλή έξοδος Μεχρί τώρα εξετάσαμε τρόπους λειτουργίας που είχανε μία μόνο έξοδο. Ο τελεστικός ενισχυτής όμως μπορεί να λειτουργήσει και με αντίθετες εξόδους όπως φαίνεται στο παρακάτω σχήμα. Σχήμα 4.4 Λειτουργία διπλής εξόδου Το επόμενο σχήμα δείχνει μία απλή είσοδο με μία διπλή έξοδο. Όπως φαίνεται το σήμα που εφαρμόζεται στη μη αναστρέφουσα είσοδο δίνει δύο ενισχυμένα σήματα εξόδου αντίθετης πολικότητας. Σχήμα 4.5 Λειτουργία διπλής εξόδου με απλή είσοδο

31 Στο σχήμα της επόμενης σελίδας βλέπουμε την ίδια λειτουργία με μία μόνο έξοδο η οποία λαμβάνεται μεταξύ των ακροδεκτών εξόδου (και όχι σε σχέση με την γείωση). Αυτό το διαφορικό σήμα εξόδου είναι V o1 V o2. H διαφορική έξοδος αναφέρεται και ως αιωρούμενο σήμα (floating signal) επειδή κανένας από τους δύο ακροδέκτες εξόδου δεν είναι ακροδέκτης γείωσης (αναφοράς). Προσέξτε ότι η διαφορική έξοδος είναι διπλάσια από τις τάσεις εξόδου επειδή είναι αντίθετής πολικότητας και η διαφορά δίνει το διπλάσιο του πλάτους τους. Σχήμα 4.6 Λειτουργία μονής εισόδου με διπλή έξοδο Τέλος στο επόμενο σχήμα έχουμε μία λειτουργία διαφορικής εισόδου με διαφορική έξοδο. Το σήμα εισόδου εφαρμόζεται μεταξύ των δύο ακροδεκτών εισόδου και η έξοδος λαμβάνεται μταξύ των δύο ακροδεκτών εξόδου. Η λειτυοργία αυτή είναι μία πλήρως διαφορική λειτουργία (fully differential operation). Λειτουργία κοινής συνιστώσας Όταν και στις δύο εισόδους εφαρμόζονται ίδια σήματα εισόδου, τότε έχουμε λειτουργία κοινής συνιστώσας (common mode operation). Θεωρητικά, τα δύο σήματα εισόδου ενισχύονται το ίδιο και επειδή τα σήματα που δίνουν στην έξοδο είναι αντίθετης πολικότητας αλλήλοεξουδετερώνονται με αποτέλεσμα η έξοδος να είναι 0 Volt. Πρακτικά όμως θα υπάρχει ένα μικρό σήμα εξόδου.

32 Βασικά στοιχεία τελεστικού ενισχυτή O τελεστικός ενισχυτής είναι ένας διαφορικός ενισχυτής πολύ μεγάλης απολαβής με πολύ μεγάλη σύνθετη αντίσταση εισόδου (συνήθως μερικά ΜΩ) και μικρή αντίσταση εξόδου (μικρότερη από 100 Ω). Το βασικό κύκλωμα αποτελείται από ένα διαφορικό ενισχυτή ο οποίος έχει δύο εισόδους ( μη αναστρέφουσα και αναστρέφουσα) και τουλάχιστον μία έξοδο. Το επόμενο σχήμα δείχνει τη βασική μονάδα τελεστικού ενισχυτή. Όπως αναφέραμε και νωρίτερα η μή αναστρέφουσα είσοδος + δίνει έξοδο η οποία είναι συμφασική με το σήμα εισόδου ενώ η αναστρέφουσα είσοδος δίνει έξοδο αντίθετης πολικότητας. Σχήμα 4.7 Βασικός τελεστικός ενισχυτής Το επόμενο σχήμα περιλαμβάνει το ισοδύναμο ac κύκλωμα του τελεστικού ενισχυτή. Όπως μπορείτε να δείτε το σήμα εισόδου που εφαρμόζεται μεταξύ των ακροδεκτών εισόδου βλέπει τη σύνθετη αντίσταση είσοδου R i η οποία είναι συνήθως πολύ μεγάλη. Η τάση εξόδου είναι το γινόμενο της απολαβής του ενισχυτή και του σήματος εισόδου και λαμβάνεται μέσω της σύνθετης αντίστασης εξόδου R o η οποία είναι συνήθως πολύ μικρή. Ένα ιδανικό κύκλωμα τελεστικού ενισχυτή σαν το κύκλωμα του επόμενου σχήματος θα είχε άπειρη σύνθετη αντίσταση εισόδου, μηδενική αντίσταση εξόδου και πολύ μεγάλη απολαβή τάσης. Σχήμα 4.8 AC ισοδύναμο τελεστικού ενισχυτή (α) πρακτικό (β) ιδανικό

33 Βασικός τελεστικός ενισχυτής Η βασική συνδεσμολογία ενός κυκλώματος τελεστικού ενισχυτή φαίνεται στο παρακάτω σχήμα. Το κύκλωμα αυτό λειτουργεί ως πολλαπλασιαστής σταθερής απολαβής. Ένα σήμα εισόδου V 1 εφαρμόζεται μέσω της αντίστασης R 1 στην αναστρέφουσα είσοδο. Η έξοδος συνδέεται με την αναστρέφουσα είσοδο μέσω της αντίστασης R f ενώ η μη αναστρέφουσα είσοδος συνδέεται στη γείωση. Επειδή το σήμα εφαρμόζεται στην αναστρέφουσα είσοδο το σήμα εξόδου θα είναι αντίθετης φάσης από το σήμα εισόδου. Σχήμα 4.9 Συνδεσμολογία βασικού τελεστικού ενισχυτή Στο επόμενο σχήμα ο ΤΕ έχει αντικατασταθεί από το αντίστοιχο ισοδύναμο κύκλωμα ac. Σχήμα 4.10 Λειτουργία του τελεστικού ενισχυτή ως πολλαπλαστή σταθερής απολαβής (α) ισοδύναμο κύκλωμα ac ΤΕ, (β) ισοδύναμο κύκλωμα ιδανικού ΤΕ, (γ) επανασχεδιασμένο ισοδύναμο κύκλωμα

34 Από θεωρητική ανάλυση του ισοδύναμου κυκλώματος AC προκύτει ότι V o V 1 = R f R 1 To αποτέλεσμα αυτό δείχνει ότι ο λόγος της συνολικής εξόδου προς την τάση εισόδου εξαρτάται μόνο απο τις τιμές των αντιστάσεων. Πρακτικά κυκλωματα ΤΕ Ο τελεστικός ενισχυτής μπορεί να χρησημοποιηθεί για μια πληθώρα κυκλωμάτων τα οποία παρέχουν διάφορα λειτουργικά χαρακτηριστικά. Στην ενότητα αυτή θα εξετάσουμε μερικές από τις πιο συνηθισμένες συνδεσμολογίες των κυκλωμάτων αυτών. Αναστρέφων ενισχυτής Το πιο ευρέως χρησιμοποιούμενο κύκλωμα ενισχυτή σταθερής απολαβής είναι ο αναστρέφων ενισχυτής (inverting amplifier). H έξοδος λαμβάνεται από τον πολλαπλασιασμό της ειδόδου με μία σταθερή απολαβή η οποία καθορίζεται από την αντίσταση εισόδου και την αντίσταση ανάδρασης και είναι ανεστραμένη σε σχέση με την είσοδο. Σχήμα 4.11 Αναστρέφων πολλαπλασιαστής σταθερής απολαβής Προκύπτει ότι η τάση εξόδου είναι V o = R f R 1 V 1

35 Μη αναστρέφων ενισχυτής Η συνδεσμολογία του επόμενου σχήματος δείχνει ένα κύκλωμα τελεστικού ενισχυτή το οποίο λειτουργεί ως μη αναστρέφων ενισχυτής (non inverting amplifier) ή πολλαπλασιαστης σταθερής απολαβής. Θα πρέπει να αναφερθεί ότι η συνδεσμολογία του αναστρέφοντος ενισχυτή είναι αυτή που χρησημοποιείται περισσότερο επειδή έχει καλύτερη ευστάθεία συχνότητας. Για να υπολογίσουμε την απολαβή τάσης του κυκλώματος μπορούμε να χρησημοποιήσουμε το ισοδύναμο κύκλωμα εικονικής γείωσης από το οποίο βλέπουμε ότι η τάση στα άκρα της R 1 είναι V 1 επειδή V i 0. Από τον κανόνα του διαιρέτη τάσης παίρνουμε: V 1 = R 1 R 1 + R f V o Σχήμα 5.1 Κύκλωμα μη αναστρέφοντος ενισχυτή (α) σταθερής απολαβής (β) εικονικής γείωσης Τέλος έχουμε ότι V o = R 1 + R f = 1 + R f V 1 R 1 R 1

36 5. Ενεργά φίλτρα Εισαγωγή Μία πολύ σημαντική χρήση των τελεστικών ενισχυτών είναι η κατασκευή των κυκλώματων ενεργών φίλτων. Ένα κύκλωμα φίλτρου μπορεί να κατασκευαστεί με τη χρήση παθητικώμ στοιχείων, δηλαδή αντιστάσεων και πυκνωτών. Ένα ενεργό φίλτρο (active filter) χρησιμοποιεί επιπλέον και έναν ενισχυτή για την παροχή τάσης και απομόνωση σημάτων. Σχήμα 5.2 Συχνοτική απόκριση φίλτρων (α) χαμηλοπερατό, (β) υψιπερατό, (γ) διέλευσης ζώνης Ένα φίλτρο που παρέχει σταθερή έξοδο από το dc μέχρι μέχρι μία συχότητα αποκοπής f OH δεν αφήνει να περάσει κανένα σήμα συχνότητας μεγαλύτερης από αυτή ονομάζεται χαμηλοπερατό φίλτρο (low pass filter). Ένα φίλτρο που αφήνει να περάσουν σήματα συχνότητας μεγαλύτερης από μία συχνότητα αποκοπής f OL ονομάζεται υψιπερατό φίλτρο (high pass filter). Η ιδανική απόκριση του φίλτρου αυτού φαίνεται στο σχήμα (β). Τέλος όταν

37 το φίλτρο αφήνει να περάσουν σήματα συχνότητας μεγαλύτερης από μία ιδανικη συχνότητα αποκοπής και μικρότερης από μία δεύτερη συχνότητα αποκοπής ονομάζεται φίλτρο διέλευσης ζώνης (bandpass filter). Στο σχήμα (γ) φαίνεται η ιδανική απόκριση ένος φίλτρου διέλευσης ζώνης. Χαμηλοπερατό φίλτρο Ένα χαμηλοπερατό φίλτρο πρώτης τάξης που χρησημοποιεί μόνο μία αντίσταση και έναν πυκνωτή, σαν αυτό του επόμενου σχήματος έχει κλίση -20dB ανά δεκάδα οπώς βλέπουμε παρακάτω αντί της ιδανικής απόκρισης. Σχήμα 5.3Κύκλωμα χαμηλοπερατου φίλτρου 1 ης τάξης Η απολάβη για την περιοχή που βρίσκεται κάτω από την συχνότητα αποκοπής είναι σταθερή και ίση με και η συχνότητα αποκοπής ίση με A v = 1 + R f R G 1 f OH = 2πR 1 C 1 Συνδέοντας δύο φίλτρα όπως φαίνεται στο παρακάτω σχήμα προκύπτει ένα χαμηλοπερατό φίλτρο δεύτερης τάξης με κλίση -40dB ανά δεκάδα, η οποία πλησιάζει περισσότερο την ιδανική χαρακτηριστική. Η απολαβή τάσης και η συχνότητα αποκοπής του κυκλώματος είναι ίδιες με αυτές του φίλτρου πρώτης τάξης, με τη διαφορά ότι η απόκριση του φίλτρου μειώνεται με ταχύτερο ρυθμό για το φίλτρο δεύτερης τάξης.

38 Υψιπερατό φίλτρο Σχήμα 5.4Κύκλωμα χαμηλοπερατού φίλτρου 2 ης τάξης Τα ενεργά υψιπερατά φίλτρα πρώτης και δεύτερης τάξης μπορούν να κατασκευάστους όπως φαίνεται στο παρακάτω σχήμα. Κύκλωματα ύψιπερατων φίλτρων 1 ης και 2 ης τάξης Σχήμα 5.6 Κύκλωματα ύψιπερατων φίλτρων (α) 1 ης και (β) 2 ης τάξης Η συχνότητα αποκοπής του ενισχυτή είναι 1 f OL = 2πR 1 C 1

39 Για ένα φίλτρο δεύτερης τάξης με ίδια αντίσταση και πυκνωτή η συχνότητα αποκοπής είναι ίδια. Σχήμα 5.7Διάγραμμα απόκρισης Φίλτρο διέλευσης ζώνης Το παρακάτω σχήμα δείχνει ένα φίλτρο διέλευσης ζώνης το οποίο αποτελέιται από δύο βαθμίδες. Η πρώτη είναι ένα υψιπερατό φίλτρο ενώ η δεύτερη είναι ένα χαμηλοπερατό φίλτρο και ο συνδυασμός της λειτουργίας τους δίνει την απόκριση διέλευσης ζώνης. Σχήμα 5.8Ενεργό φίλτρο διέλευσης ζώνης (α) υψιπερατός τομέας, (β) χαμηλοπερατός τομέας, (γ) διάγραμμα απόκρισης

40 6. Ενισχυτές ισχύος Ορισμοί και τύποι ενισχυτών Ένας ενισχυτής δέχεται ένα σήμα από ένα μετατροπέα (transducer) ή κάποια άλλη πηγή εισόδου και παρέχει μία ενισχυμένη μορφή του σήματος σε κάποια συσκευή εξόδου ή σε μία άλλη βαθμίδα ενίσχυσης. Το σήμα εισόδου ενός μετατροπέα είναι γενικά μικρό (λίγα mv ή μv) και πρέπει να ενισχυθεί αρκετά για να λειτουργήσει μία συσκευή εξόδου. Στους ενισχυτές μικρού σήματος, οι κυριότεροι παράγοντες είναι συνήθως η γραμμικότητα της ενίσχυσης και το μέγεθος της απολαβής. Επειδή η τάση και το ρεύμα του σήματος είναι μικρά σε έναν ενισχυτή μικρού σήματος, η ικανότητα διαχείρισης ισχύος και η απόδοση ισχύος έχουν συνήθως μικρή σημασία. Ένας ενισχυτής τάσης παρέχει παρέχει πρωτίστως μεγάλη ενίσχυση τάσης για να αυξήσει την τάση του σήματος εισόδου. Αντίθετα οι ενισχυτές μεγάλου σήματος ή ισχύος παρέχουν πρωτίστως επαρκή ισχύ σε ένα φορτίο εξόδου για να οδηγήσει ένα ηχείο ή κάποια άλλη συσκευή, συνήθως της τάξης των Watt ή μέχρι και μερικές δεκάδες Watt. Τα βασικά χαρακτρηριστικά ενός ενισχυτή μεγάλου σήματος είναι η απόδοση ισχύος του κυκλώματος, ι μέγιστη ισχύς που μπορεί να διαχειριστεί το κύκλωμα και η προσαργμογή της σύνθετης αντίστασης με την συσκευή εξόδου. Μία μέθοδος που χρησημοποιείται για την κατηγοριοποίηση των ενισχυτών είναι η ταξινόμηση κατά τάξη. Οι τάξεις ενισχυτών εκφράζουν το ποσοστό διακύμανσης του σήματος εξόδου σε έναν κύκλο λειτουργίας για έναν πλήρη κύκλο του σήματος εισόδου. Στη συνέχεια γίνεται μία σύντομη περιγραφή των τάξεων ενισχυτών. Τάξη Α Το σήμα εξόδου μεταβάλλεται και για τις 360 ο του κύκλου. Στο επόμενο σχήμα φαίνεται ότι αυτό απαιτεί το σημείο Q να είναι πολωμένο σε τιμή τέτοια ώστε τουλάχιστον το μισό εύρος διακύμανσης της εξόδου να μπορεί να μεταβάλλεται προς τα πάνω και προς τα κάτω χωρίς να αυξάνεται τόσο ώστε να «κόβεται» από την τάση τροφοδοσίας ή να μειώνεται τόσο ώστε να πλησιάζει την κατώτερη τιμή τροφοδοσίας, που για το παραδειγμά μας είναι τα 0 V. Τάξη Β Ένα κύκλωμα τάξης Β παρέχει ένα σήμα εξόδου που μεταβάλεται για το μισό κύκλο του σήματος εισόδου ή για 180 ο του σήματος όπως φαίνεται στο παρακάτω σχήμα. Συνεπώς το σημείο πόλωσης dc για την τάξη Β είναι στα 0V, με την έξοδο να μεταβάλλεται από το σημείο αυτό και μόνο για το μισό κύκλο. Προφανώς στην περίπτωση αυτή, η έξοδος δεν είναι πιστή αναπαραγωγή της εισόδου αφού εμφανίζεται μόνο ο μισός κύκλος. Είναι απαραίτητες λοιπόν δύο λειτουργίες τάξης Β, μία για να παρέχει έξοδο στο μισό κύκλο της θετικής εξόδου και μία για να παρέχει έξοδο στο μισό κύκλο της αρνητικής εξόδου. Ο συνδυασμός αυτών των δύο θα

41 παρέχει έξοδο για λειτουργία και στις 360 ο. Αυτός ο τύπος σύνδεσης ονομάζεται λειτουργία push pull. Σχήμα 6.1 Τάξεις λειτουργίας ενισχυτών Τάξη ΑΒ Ένας ενισχυτής μπορεί να πολωθεί σε μία στάθμη dc πάνω από τη στάθμη μηδενικού ρεύματος βάσης της τάξης B και πάνω από τη στάθμη που αντιστοιχεί στο μισό τάσης τροφοδοσίας της τάξης Α. Αυτή η συνθήκη πόλωσης είναι τάξης ΑΒ. Η λειτουργία της τάξης ΑΒ εξακολουθεί να απαιτεί μία σύνδεση push pull για την επίτευξη ενός πλήρους κύκλου εξόδου, αλλά η στάθμη της πόλωσης dc είναι συνήθως πιο κοντά στη στάθμη μηδενικού ρεύματος βάσης (zero base current level) για καλύτερη απόδοση ισχύος, όπως περιγράφεται εν συντομία. Για τη λειτουργία τάξης ΑΒ, το εύρος διακύμανσης του σήματος εξόδου βρίσκεται μεταξύ 180 ο και 360 ο και δεν είναι λειτουργία ούτε τάξης Α ούτε τάξης Β. Τάξη C Η έξοδος ενός ενισχυτή τάξης C είναι πολωμένη για λειτουργία σε λιγότερο από 180 ο του κύκλου και θα λειτουργήσει μόνο ένα συντονισμένο κύκλωμα, το οποίο παρέχει πλήρη κύκλο λειτουργίας για τη συχνότητα συντονισμού. Αυτή η τάξη λειτουργίας χρησημοποιείται εξειδικευμέννες εφαρμογές των συντονισμένων κυκλωμάτων, όπως οι ραδιοσυχνότητες ή οι επικοινωνίες. Τάξη D Αυτή η τάξη λειτουργίας είναι μία μορφή λειτουργίας ενισχυτή που χρησημοποιεί σήματα παλμών (ψηφιακά), τα οποία τίθενται σε λειτουργία για το μικρό χρονικό διάστημα και εκτός λειτουργίας για μεγαλύτερο χρονικό διάστημα. Με τη χρήση ψηφιακών τεχνικών μπορούμε να πάρουμε ένα σήμα που μεταβάλλεται για έναν πλήρη κύκλο (με κυκλώματα δειγματοληψίας

42 και συγρκάτησης) για την ανασύνδεση της εξόδου από πολλά μικρά τμήματα του σήματος εισόδου. Το βασικό πλεονέκτημα της λειτουργίας τάξης D είναι ότι ο ενισχυτής είναι σε λειτουργία (δηλαδή, χρησιμοποιεί ενέργεια) μόνο για μικρά χρονικά διαστήματα και η συνολική απόδοση μπορεί πρακτικά να είναι πολύ μεγάλη. Απόδοση ενισχυτή Η απόδοση ισχύος (power efficiency) ενός ενισχυτή, η οποία ορίζεται από τον λόγο της ισχύος εξόδου προς την ισχύ εισόδου, βελτιώνεται (αυξάνεται) ανεβαίνοντας από την τάση Α προς την τάξη D. Σε γενικές γραμμές βλέπουμε ότι ένας ενισχυτής τάξης Α, με πόλωση dc στο μισό της τιμής της τάσης τροφοδοσίας, χρησιμοποιεί αρκετή ισχύ για τη διατήρηση της πόλωσης, ακόμα και όταν δεν εφαρμόζεται κάποιο σήμα εισόδου. Αυτό έχει ως αποτέλεσμα η απόδοση να είναι πολύ μικρή, ειδικά με τα μικρά σήματα εισόδου, όπου η ισχύς ac που παρέχεται στο φορτίο είναι πολύ μικρή. Πράγματι η μέγιστη απόδοση ενός κυκλώματος τάξης A, η οποία επιτυγχάνεται για το μέγιστο εύρος διακύμανσης της τάσης και του ρεύματος εξόδου, είναι μόνο 25% με μία άμεση ή σειριακή σύνδεση με το φορτίο και 50% με μία σύνδεση μετασχηματιστή με το φορτίο. Η λειτουργία τάξης Β, στην οποία δεν απαιτήται ισχύς για την πόλωση dc αν δεν υπάρχει σήμα εισόδου, παρέχει μέγιστη απόδοση που πλησιάζει το 78,5%.Η λειτουργία τάξης D μπορεί να πετύχει απόδοση ισχύος πάνω από 90% και παρέχει την πιο απόδοτική λειτουργία από όλες τις τάξεις λειτουργίας. Επειδή η τάξη ΑΒ βρίσκεται μεταξύ της απόδοσής τους, δηλαδή μεταξύ το 25% (ή 50%) και 78,5%. Σειριακός ενισχυτής τάξης Α Το απλό κύκλωμα σταθερής πόλωσης του παρακάτω σχήματος μπορει να χρησημοποιηθεί για να εξετάσουμε τα βασικά χαρακτηριστικά ενός ενισχυτή τάξης Α. Σχήμα 6.2 Κύκλωμα ενισχυτή ισχύος τάξης Α μεγάλου σήματος

43 Οι μοναδικές διαφορές που είδαμε σε προηγούμενα κεφάλαια είναι ένα τρανζίστορ ισχύος που μπορεί να λειτουργήσει από λίγα Watt μέχρι δεκάδες Watt. Το κύκλωμα αυτό δεν είναι η καλύτερη επιλογή για έναν ενισχυτή μεγάλου σήματος εξαίτιας της μικρής απόδοσης ισχύος.ο συντελεστής β ενός τρανίζστορ ισχύος είναι συνήθως λιγότερο από 100 και το συνολικό κύκλωμα ενισχυτή χρησημοποιεί τρανζίστορ ισχύος που μπορούν να χειριστούν μεγάλη ισχύ ή μεγάλο ρεύμα χωρίς να παρέχουν μεγάλη απολαβή τάσης. Λειτουργία πόλωσης DC Η πόλωση dc παρέχεται από την V cc και η R B σταθεροποιεί το ρεύμα πόλωσης βάσης στην τιμή με το ρεύμα συλλέκτη να είναι Ι Β = V cc 0, 7V R B και την τάση συλλέκτη - εκπομπου να είναι Ι C = βι Β V CE = V CC I C R C Παρατηρούμε τις χαρακτηριστικές συλλέκτη στο παρακάτω σχήμα πάνω στις οποίες έχει σχεδιαστεί η ευθεία φόρτου dc με βάση τις τιμές V CC και R B. Το σημείο τομής της τιμής πόλωσης του ρεύματος βάσης με την ευθεία φόρου καθορίζει το σημείο λειτουργίας (σημείο Q) για το κύκλωμα. Οι τιμές για το σημείο Q υπολογίζονται από τις δύο πρώτες εξισώσεις που αναφέραμε πιο πριν. Αν το ρεύμα πόλωσης του συλλέκτη τεθεί ίσο με το μισό του μέγιστου εύρους διακύμανσης του σήματος, τότε θα μπορεί να επιτευχθεί η μέγιστη δυνατή διακύμανση του ρεύματος συλλέκτη. Επίσης, αν η τάση τροφοδοσίας, τότε θα μπορεί να επιτευχθεί η μέγιστη δυνατή διακύμανση τάσης. Σχήμα 6.3 Χαρακτηριστικές τρανζίστορ που δείχνουν την ευθεία φόρτου και το σημείο Q

44 Λειτουργία AC Όταν στον ενισχυτή που αναφέραμε παραπάνω εφαρμόζεται ένα σήμα εισόδου, η έξοδος θα μεταβάλλεται γύρω από την τάση και το ρεύμα πόλωσης. Ένα μικρό σήμα εισόδου σαν αυτό που βλέπουμε πιο κάτω θα αναγκάσει το ρεύμα βάσης να μεταβάλλεται πάνω κάτω από το σημείο πόλωσης dc, το οποίο με τη σειρά του θα αναγκάσει το ρεύμα συλλέκτη (εξόδου) να μεταβάλλεται γύρω από το σημείο πόλωσης dc. Όσο το σήμα εισόδου γίνεται μεγαλύτερο, η έξοδος θα μεταβάλλεται ακόμη περισσότερο γύρω από το σημείο πόλωσης dc μέχρι το ρεύμα ή η τάση να φτάσει μία περιοριστική συνθήκη. Για το ρεύμα αυτή η συνθήκη περιορισμού είναι ή το μηδενικό ρεύμα στο κάτω άκρο ή V CC /R C στο πάνω άκρο του εύρου διακύμανσής της. Για την τάση συλλέκτη εκπομπού, το όριο είναι ή τα 0 Volt ή η τάση τροφοδοσίας V CC. Σχήμα 6.4 Διακύμανση σημάτων εισόδου και εξόδου ενός ενισχυτή Παράγοντες ισχύος Η ισχύς σε έναν ενισχυτή παρέχεται από την πηγή τροφοδοσίας. Όταν δεν υπάρχει κάποιο σήμα εισόδου, το ρεύμα dc που απορροφάται είναι το ρεύμα πόλωσης συλλέκτη I CQ. Η ισχύςπου καταναλώνεται τότε από την πηγή τροφοδοσίας είναι P i (dc) = V CC I CQ Ακόμη και όταν εφαρμόζεται ένα σήμα ac στην είσοδο, η μέση τιμή του ρεύματος που καταναλώνεται από την τροφοδοσία παραμένει η ίδια, συνεπώς η εξίσωση αυτή εκφάζει την ισχύ εισόδου που παρέχεται στο σειρικαό ενισχυτή τάσης A.

45 Ισχύς εξόδου Η τάση και το ρεύμα εξόδου μεταβάλλονται γύρω από το σημείο πόλωσης παρέχοντας ισχύ ac στο φορτίο. Αυτή η ισχύς μεταφέρται στο φορτίο R C στο κύκλωμα που είδαμε πιο πάνω. Το ac σήμα εισόδου αναγκάζει το ρεύμα βάσης να μεταβάλλεται γύρω από το ρεύμα πόλωσης βάσης και το ρεύμα συλλέκτη γύρω από την τιμή ηρεμίαςτου I S. Όπως φαίνεται και στο σχήμα το σήμα εισόδου ac προκαλεί την εμφάνιση των σημάτων ac ρεύματος και τάσης. Όσο μεγαλύτερο είναι το ρεύμα εισόδου, τόσο μεγαλύτερο είναι το εύρος διακύμανσης της εξόδου, μέχρι τη μέγιστη τιμή που καθορίζεται απότο κύκλωμα. Η ισχύς ac που παρέχεται στο φορτίο R C μπορεί να εκφραστεί με διάφορους τρόπους ως εξής: P o (ac) = V CE (rms)i C (rms) Απόδοση P o (ac) = I C 2 (rms)r C P o (ac) = V C 2 (rms) R C Η απόδοση ενός ενισχυτή εκφράζει την ποσότητα της ισχύος ac που μεταφέρεται από την πήγη dc. H απόδοση ή συντελεστής απόδοσης του ενισχυτή υπολογίζεται από την σχέση Μέγιστη απόδοση %n = P o(ac) P i (ac) 100% Για ένα σειριακό ενισχυτή τάξης Α, η μέγιστη απόδοση μπορεί να υπολογιστεί χρησιμοποιώντας το εύρος διακύμανσης των μέγιστων τιμών της τάσης και του ρεύματος. Για την τάση το εύρος αυτό είναι και για το ρεύμα μέγιστη V CE (p p) = V CC μέγιστο Ι C (p p) = V CC R C Χρησημοποιώντας το μέγιστο εύρος διακύμανσης τάσης και την μέγιστη ισχύ εισόδου υπολογίζουμε την μέγιστη απόδοσή. μέγιστο %n = μέγιστηp o(ac) μέγιστηp i (ac) 100% = V cc 2 /8R C 2 100% = 25% /2R C Έτσι βλέπουμε ότι η μέγιστη απόδοση ενός σειριακού (series fed) ενισχυτή τάξης Α είναι 25%. Επειδή η μέγιστ απόδοση επιτυγχάνεται μόνο σε ιδανικές συνθήκες οι συνήθεις αποδώσεις είναι αρκετά μικρότερες από 25%. V cc

46 Ενισχυτής τάξης Α με σύζευξη μετασχηματιστή Στο επόμενο σχήμα βλέπουμε έναν τύπο ενισχυτή τάξης Α που έχει μέγιστη απόδοση 50% και χρησιμοποιεί ένα μετασχηματιστή για τη σύζευξη του σήματος εξόδου με το φορτίο. Πρόκειται για μία απλή μορφή του κυκλώματος που χρησημοποιούμε για να δείξουμε μερικές βασικές έννοιες. Επειδή το κύκλωμα χρησιμοποιεί ένα μετασχηματιστή για τη μεταβολή της τάσης ή του ρεύματος, θα δούμε εν συντομία την αύξηση και τη μείωση της τάσης και του ρεύματος με τη λειτουργία του μετασχηματιστή. Σχήμα 6.5 Ενισχυτής ισχύος ακουστικών συχνοτήτων με σύζευξη μετασχηματιστή Λειτουργία μετασχηματιστή Ένας μετασχηματιστής μπορεί να αυξήσει ή να μειώσει την τάση ή το ρεύμα ανάλογα με τον λόγο μετασχηματισμού, όπως εξηγείται παρακάτω. Επίσης, η σύνθετη αντίσταση που συνδέεται στη μία πλεύρα του μετασχητιστή μπορεί να φαίνεται μεγαλύτερη ή μικρότερη (αύξηση ή μείωση) στην άλλη πλεύρα του μετασχηματιστή, ανάλογα με το τετράγωνο του λόγου των σπειρών του τυλίγματος του μετασχηματιστή Μετασχηματισμός τάσης Όπως φαίνεται και στο επόμενο σχήμα ο μετασχηματιστής μπορεί να αυξήσει ή να μειώσει μία τάση που εφαρμόζεται στη μία πλεύρα του ευθέως ανάλογα προς το λόγο των σπειρών (ή τον λόγο των τυλιγμάτων) της κάθε πλευράς. Ο μετασχηματισμός τάσης δίνεται από την σχέση V 2 V 1 = N 2 N 1

47 Σύμφωνα με τον τύπο αυτό αν ο αριθμός των σπειρών στο δευτερεύον τύλιγμα είναι μεγαλύτερος από τον αριθμό σπειρών στο πρωτεύον, τότε η τάση στο δευτερεύον είναι μεγαλύτερη από την τάση στο πρωτεύον. Σχήμα 6.6 Λειτουργίες μετασχηματιστών (α) μετασχηματισμός τάσης (β) μετασχηματισμός Μετασχηματισμός ρεύματος ρεύματος (γ) μετασχηματιστής σύνθετης αντίστασης Αντίθετα το ρεύμα στο δευτερεύον τύλιγμα είναι αντιστρόφως ανάλογο σπειρών προς τον αριθμό των σπειρών των τυλιγμάτων. Ο μετασχηματισμός ρεύματος δίνεται από την σχέση Ι 2 Ι 1 = Ν 1 Ν 2 Από την εξίσωση αυτή προκύπτει ότι ο αριθμός των σπειρών στο δευτερεύον είναι μεγαλύτερος από τον αριθμό σπειρών του πρωτεύοντος, τότε το ρεύμα στο δευτερεύον τύλιγμα θα είναι μικρότερο από το ρεύμα στο πρωτεύον τύλιγμα. Μετασχηματισμός σύνθετης αντίστασης Αφού η τάση και το ρεύμα μπορούν να αλλάξουν από ένα μετασχηματιστή, τότε μπορεί να αλλάξει και η σύνθετη αντίσταση που βλέπει η κάθε πλευρά. Όπως δείχνει το προηγούμενο σχήμα, η σύνθετη αντίσταση R L συνδέεται στα άκρα του πρωτεύοντος φαίνεται διαφορετική R L εξαιτίας του μετασχηματιστή. Αυτό μπορεί να φανεί

48 R L = ( N 2 2 ) R L N 1 R L = R 1 = ( N 2 1 ) = a 2 R L R 2 N 2 και η αντίσταση φορτίου που ανακλάται στο πρωτεύον ή που βλέπει το πρωτεύον μπορεί να εκφραστεί ως R 1 = a 2 R 2 ή R L = a 2 R L Όπου R L είναι η ανακλώμενη σύνθετη αντίσταση. Όπως δείχνει και η τελευταία εξίσωση, η ανακλώμενη σύνθετη αντίσταση είναι ευθέως ανάλογη προς το τετράγωνο του λόγου μετασχηματισμού. Αν ο αριθμός των σπειρών στο δευτερεύον είναι μικρότερος από τον αριθμό σπειρών στο πρωτεύον, τότε η σύνθετη αντίσταση κοιτώντας προς το πρωτεύον είναι μεγαλύτερη από αυτή που βλέπουμε κοιτώντας προς το δευτερεύον κατά το τετράγωνο του λόγου μετασχηματισμού. Λειτουργία βαθμίδας ενίσχυσης Ευθεία φορτού DC Η αντίσταση τυλίγματος του μετασχηματιστή (dc) καθορίζει την ευθεία φόρτου dc για το κύκλωμα του παρακάτω σχήματος. Σχήμα 6.7 Ευθείες φόρτου για έναν ενισχυτή τάξης Α με σύζευξη μετασχηματιστή

49 Τύπικα, αυτή η αντίσταση dc είναι μικρή ιδανικά (ιδανικά 0 Ω) και όπως φαίνεται στο σχήμα μία ευθεία φόρτου dc 0 Ω είναι μία κατακόρυφη ευθεία. Στην πράξη, η αντίσταση τυλίγματος μετασχηματιστή θα είναι λίγα Ω, αλλά όπως έχουμε αναφέρει στην ανάλυση αυτή θα λάβουμε υπ όψιν μόνο την ιδανική περιπτώση. Στα άκρα της αντίστασης φορτίου dc των 0 Ω δεν ύπαρχει καμία πτώση τάσης dc και η ευθεία φόρτου είναι μια κατακόρυφη ευθεία στο σημείο V CEQ = V CC. Σημείο λειτουργίας Το σημείο λειτουργίας στις χαρακτηριστικές καμπύλες του μπορεί να προσδιοριστεί γραφικά σαν το σημείο τομής της ευθείας φόρτου dc και του ρεύματος βάσης που ορίζεται από το κύκλωμα. Έτσι, το ρεύμα ηρεμίας συλλέκτη μπορεί να υπολογιστεί από το σημείο λειτουργίας. Σε λειτουργίας τάξης Α, το σημείο πόλωσης dc καθορίζει τις συνθήκες για το μέγιστο απαραμόρφωτο εύρος διακύμανσης και του ρεύματος συλλέκτη και της τάσης συλλέκτη εκπομπού. Αν το σήμα εισόδου δίνει εύρος διακύμανσης τάσης μικρότερο από το μέγιστο δυνατό, η απόδοση του κυκλώματος εκείνη τη στιγμή θα είναι μικρότερη από 25%. Για αυτό το λόγο λοιπόν το σημείο πόλωσης dc είναι σημαντικός παράγοντας στη λειτουρία ενός σειριακού ενισχυτή τάξης A. Ευθεία φορτού ΑC Για να κάνουμε την ανάλυση ac πρέπει να υπολογίσουμε την ανακλώμενη αντίσταση φορτίου ac στο πρωτεύον του μετασχηματιστή και μετά να σχεδιάσουμε την ευθεία φόρτου ac πανώ στις χαρακτηριστικές του συλλέκτη. Η ανακλώμενη αντίσταση φορτίου R L υπολογίζεται από την εξίσωση R 1 = a 2 R 2 ή R L = a 2 R L χρησημοποιώντας την τιμή του φορτίου που είναι συνδεδεμένο στα άκρα του δευτερεύοντος R L και το λόγο μετασχηματισμού. Έτσι, σύμφωνα με την μέθοδο της γραφικής ανάλυσης, σχεδιάζουμε την ευθεία φόρτου ώστε να περνάει από το σημείο λειτουργίας και να έχει κλίση ίση με 1/R L,δηλαδή η κλίση της ευθείας φόρτου να είναι το αρνητικό αντίστροφο της αντίστασης φορτίου ac. Προσέξτε ότι η ευθεία φόρτου ac δειχνεί ότι το εύρος διακύμανσης του σήματος εξόδου μπορεί να υπερβεί την τιμή της V CC. Πράγματι, η τάση που αναπτύσσεται στα άκρα του πρωτεύοντος του μετασχηματιστή μπορεί να είναι πολύ μεγάλη. Γι αυτό είναι απαραίτητο μετά από τη σχεδίαση της ευθείας φόρτου ac να ελέγξουμε ότι το πιθανό εύρος διακύμανση της τάσης δεν υπερβαίνει τις μέγιστες ονομαστικές τιμές του τρανζίστορ. Εύρος διακύμανσης σημάτων και ισχύς έξοδου AC Το παρακάτω σχήμα δείχνει το εύρος διακύμανσης των σημάτων τάσης και ρεύματος από το κύκλωμα μετασχηματιστών που που είδαμε. Από τις διακύμανσεις των σημάτων που φαίνονται στο επόμενο σχήμα είναι:

50 V CE(p p) = V CEmax V CEmin I C(p p) = I cmax I cmin Σχήμα 6.8 Γραφική λειτουργία του ενισχυτή Α με σύζευξη μετασχηματιστή Η ισχύς ac που αναπτύσσεται στα άκρα του πρωτεύοντος του μετασχηματιστή υπολογίζεται από τη σχέση P o (ac) = (V CEmax V CEmin )(I Cmax I Cmin ) 8 Υποθέτοντας ότι ο μετασχηματιστής είναι ιδανικός ( δηλαδή μεταλύτερη από 90%), διαπιστώνουμε ότι η μεταφερόμενη ισχύς από το δευτερεύον τύλιγμα στο φορτίο είναι σχεδόν αυτή που υπολογίζεται από την πιο πάνω εξίσωση. Η ισχύς εξόδου ac μπορεί επίσης να υπολογιστεί και από την τάση που μεταφέρεται στο φορτίο. Για τον ιδανικό μετασχηματιστή η μεταφερόμενη τάση στο φορτίο υπολογίζεται από Η ισχύς στο φορτίο μπορεί να εκφραστεί ως V L = V 2 = N 2 N 1 V 1 P L = V L (rms) R L Στην συνέχεια υπολογίζουμε το ρεύμα φορτίου και την ισχύ στην έξοδο και την ισχύ στην έξοδο Ι L = I 2 = N 1 N 2 I C P L = I L 2 (rms)r L

51 Απόδοση Μέχρι τώρα έχουμε ασχοληθεί με τον υπολογισμό της ισχύος ac που αποδίδεται στο φορτίο. Στην συνέχεια, θα συμπεριλάβουμε την ισχύ εισόδου από την τροφοδοσία, τις απώλειες ισχύος στον ενισχυτή και τη συνολική απόδοση ισχύος του ενισχυτή τάξης Α με σύζευξη μετασχηματιστή. Η ισχύς εισόδου (dc) από την πηγή τροφοδοσίας υπολογίζεται από την τάση πηγής dc και τη μέση ισχύ που καταναλώνεται από την πηγή: P i (dc) = V CC I CQ Για τον ενισχυτή με σύζευξη μετασχηματιστή, η ισχύς που καταναλώνεται από το μετασχηματιστή είναι μικρή (λόγω μικρής αντίσταση dc που εμφανίζει ένα πηνίο) και θα αγνοηθεί για τους υπολογισμούς. Επομένς ως μοναδική απώλεια ισχύος έχουμε την ισχύ του τρανζίστορ η οποία υπολογίζεται από την σχέση P Q = P i (dc) P o (ac) Όπου P Q είναι η ισχύς που καταναλώνεται ως θερμότητα. Αν και η εξίσωση είναι απλή, είναι επαρκής για τη λειτουργία ενός ενισχυτή τάξης Α. Η ποσότητα της ισχύος που καταναλώνεται από το τρανζίστορ είναι η διαφορά μεταξύ της ισχύος που αποδίδει η τροφοδοσία dc ( η οποία καθορίζεται από το σημείο πόλωσης) και της ισχύος που αποδίδεται στο φορτίο ac. Όταν το σήμα εισόδου είναι πολύ μικρό, με την ισχύ που αποδίδεται στο φορτίο να είναι πολύ μικρή, η μέγιστη ισχύς καταναλώνεται από το τρανζίστορ. Όταν το σήμα εισόδου είναι μεγαλύτερο και η ισχύς που αποδίδεται στο φορτίο είναι περισσότερη, τότε το τρανζίστορ καταναλώνει λιγότερη ισχύ. Με άλλα λόγια, το τρανζίστορ ενός ενισχυτή τάξης Α πρέπει να λειτουργήσει πιο δυνατά (να καταναλώσει τη μέγιστη ισχύ) όταν το φορτίο είναι αποσυνδεδεμένο από τον ενισχυτή και την ελάχιστη δυνατή ισχύ όταν το φορτίο καταναλώνει τη μέγιστη δυνατή ισχύ από το κύκλωμα. Λειτουργία του ενισχυτή τάξης Β Η λειτουργία τάξης Β επιτυγχάνεται όταν η πόλωση dc αφήνει το τρανζίστορ οριακά πολωμένο (ή αν προτιμάτε, ακριβώς πριν το σημείο που το τρανζίστορ θεωρείται πολωμένο) και το τρανζίστορ έρχεται σε αγωγιμότητα όταν εφαρμόζεται το σήμα ac. Ουσιαστικά αυτή η κατάσταση δε θεωρείται ότι είναι πόλωση και το τρανζίστορ άγει ρεύμα μόνο για το μισό κύκλο

52 της περιόδου του σήματος εισόδου. Για να πάρουμε έξοδο για την ολόκληρη την περίοδο του σήματος θα πρέπει να χρησημοποιήσουμε δύο τρανζίστορ που το καθένα θα άγει στο αντίθετο μισό του κύκλου και ο συνδυασμός των λειτουργιών τους θα δώσει μία πλήρη περίοδο του σήματος εξόδου. Επειδή το ένα τμήμα του κυκλώματος πιέζει (pushes) το σήμα προς τα πάνω κατά τη διάρκεια του μισού κύκλου, το ένα κυκλώμα ονομάζεται κύκλωμα push pull. Η λειτουργία αυτή φαίνεται στο επόμενο σχήμα. Σχήμα 6.9 Διάγραμμα αναπαράστασης της λειτουργίας push - pull Ένα σήμα εισόδου ac εφαρμόζεται στο κύκλωμα push pull, με το κάθε μισό τμήμα του να λειτουργεί σε διαφορετική ημιπερίοδο και το φορτίο να λαμβάνει ένα σήμα για την ολοκλήρη την περίοδο του σήματος. Τα τρανζίστορ ισχύος που χρησημοποιούνται στο κύκλωμα push pull μπορούν να αποδώσουν την επιθυμητή ισχύ στο φορτίο και η λειτουργία τάξης B αυτών των τρανζίστορ παρέχει μεγαλύτερη απόδοση από αυτή που μπορεί να αποδώσει ένα μόνο τρανζίστορ σε λειτουργία τάξης Α. Ισχύς εισόδου (DC) Η ισχύς εισόδου που αποδίδεται στο φορτίο από έναν ενισχυτή παρέχεται από την πηγή τροφοδοσίας (ή τις πηγές τροφοδοσίας ). Η πόσοτητα αυτής της ισχύος υπολογίζεται από τη σχέση P i (dc) = V cc I dc Όπου I dc είναι το μέσο ρεύμα ή το ρεύμα dc που παρέχεται από τις πηγές τροφοδοσίας. Σε λειτουργία τάξης B, το ρεύμα που παρέχεται από μία πηγή τροφοδοσίας έχει τη μορφή ενός πλήρως ανορθωμένου σήματος, ενώ αυτό που παρέχεται από δύο πηγές τροφοδοσίας έχει τη μορφή ενός πλήρως ανορθωμένο σήματος, ενώ αυτό που παρέχεται από δύο πηγές τροφοδοσίας έχει τη μορφή ενός ημιανορθωμένου σήματος για την κάθε πηγή. Στις δύο αυτές περιπτώσεις, η τιμή του μέσου ρεύματος που παρέχεται μπορεί να εκφραστεί από τη σχέση Ι dc = 2 π Ι(P)

53 Σχήμα 6.10 Σύνδεση του ενισχυτή με το φορτίο (α) χρησιμοποιώντας δύο πήγες τροφοδοσίας, (β) χρησιμοποιώντας μία πηγή τροφοδοσίας όπου Ι(p) είναι η τιμή κορυφής της κυματομορφής του ρεύματος εξόδου. Χρησημοποιώντας τις δύο προηγούμενες εξισώσεις προκύπτει P i (dc) = V cc ( 2 π Ι(p)) Ισχύς εξόδου (AC) Η ισχύςπου αποδίδεται στο φορτίο ( το οποίο συνήθως αναφέρεται ως αντίσταση R L ) μπορεί να υπολογισθεί με πολλούς διαφορετικούς τρόπους. Αν κάποιος χρησιμοποιεί ένα βολτόμετρο rms για τη μέτρηση της τάσης στα άκρα του φορτίου, τότε η ισχύς εξόδου υπολογίζεται από τη σχέση P o (ac) = ( V L 2 π Ι(p)) Σε παλμογράφο χρησιμοποιούμε την μέτρηση της κορυφής (peak) ή από κορυφή κορυφή (peak to peak) της τάσης εξόδου P o (ac) = V L 2 (p p) 8R L = V L 2 (p) 2R L Όσο μεγαλύτερη τάση εξόδου τόση πιο μεγάλη η ισχύς που αποδίδεται στο φορτίο.

54 Απόδοση Η απόδοση του ενισχυτή τάξης B μπορεί να υπολογιστεί χρησιμοποιώντας τη βασική εξίσωση Από τις προηγούμενες σχέσεις %n = P o(ac) P 1 (dc) 100% %n = P o(ac) P 1 (dc) 100% = V L 2 (p)/2r L V CC [( 2 100% = π V L (p) 100% π ) I 4 V P] CC Έχοντας Ι p = V L (p)/r L. Από αυτή την εξίσωση φαίνεται ότι όσο μεγαλύτερη είναι η τάση κορυφής, τόσο μεγαλύτερη είναι η απόδοση οτυ κυκλώματος, μέχρι τη μέγιστη τιμή για V L (p) = V CC για την οποία η μέγιστη απόδοση είναι μέγιστη απόδοση = ( π ) 100% = 78,5% 4 Ισχύς κατανάλωσης των τρανζίστορ εξόδου Η ισχύς που καταναλώνεται (με τη μορφή θερμότητας) από τα τρανζίστορ ισχύος εξόδου είναι η διαφορά μεταξύ της ισχύος εισόδου που παρέχεται από την τροφοδοσίας και της ισχύος εξόδου που αποδίδεται στο φορτίο, δηλαδή P 2Q = P i (dc) P o (ac) όπου P 2Q είναι η ισχύς που καταναλώνεται από τα δύο τρανζίστορ ισχύος εξόδου. Η ισχύς που καταναλώνεται από το κάθε τρανζίστορ τότε είναι P Q = P 2Q 2 Συνθήκες και εξισώσεις μέγιστης ισχύος Για λειτουργία τάξης B, η μέγιστη ισχύς εξόδου που αποδίδεται στο φορτίο όταν V L (p) = V CC, δηλαδή μέγιστη P o (ac) = V 2 CC 2R L Επομένως, η αντίστοιχη τιμή κορυφής του ρεύματος ac Ι(p) είναι Ι(p) = V CC R L

55 Η μέγιστη τιμή του μέσου ρεύματος από την πηγή τροφοδοσίας είναι μέγιστο Ι dc = 2 π Ι(p) = 2V CC πr L Χρησιμοποιώντας αυτό το ρεύμα για τον υπολογισμό της μέγιστης τιμής της ισχύος εισόδου προκύπτει ότι μέγιστη P i (dc) = V CC (μέγιστο Ι dc ) = V CC ( 2V CC ) = 2V 2 CC πr L πr L Έτσι η μέγιστη απόδωση του κυκλώματος για τη λειτουργίας τάξης B είναι μέγιστη%n = P o(ac) P 1 (dc) 100% = V 2 CC (p)/2r L V CC [(2/π)(V CC /R L ] 100% = π 100% = 78, 54% 4 Όταν από το σήμα εισόδου προκύπτει σήμα εξόδου με μικρότερο εύρος διακύμανσης από τη μέγιστη τιμή, η απόδοση του κυκλώματος είναι μικρότερη από 78,5%. Για την λειτουργία τάξης Β, η μέγιστη ισχύς που καταναλώνεται από τα τρανζίστορ εξόδου δεν παρατηρείται στη συνθήκη για τη μέγιστη ισχύ εισόδου ή εξόδου αλλά όταν η τάση εξόδου στα άκρα του φορτίου είναι V L (p) 0, 636V CC [= ( 2 π ) V CC] για τη μέγιστη κατανάλωση ισχύος από το τρανζίστορ ίση με μέγιστη P 2Q = 2V CC 2 π 2 R L

56 Κυκλώματα ενισχυτών τάξης Β Υπάρχουν διάφορα κυκλώματα από τα οποία μπορούμε να πάρουμε λειτουργία τάξης Β με διάφορα μειονεκτήματα και πλεονεκτήματα για το καθένα. Σχήμα 6.11 Κυκλώματα διαχωρισμού φάσης

57 Τα σήματα εισόδου στον ενισχυτή μπορεί να είναι μόνο σήμα, οπότε στην περίπτωση αυτή το κύκλωμα παρέχει δύο διαφορετικές βαθμίδες εξόδου, που η κάθε μία λειτουργεί στο ένα μισό του κύκλου. Αν η είσοδος είναι της μορφής δύο σημάτων αντίθετης πολικότητας, τότε μπορούν να χρησημοποιηθούν δύο βαθμίδες που η κάθε μία θα λειτουργεί σε διαφορετικό κύκλο λόγω του σήματος εισόδου. Ένας τρόπος για να πάρουμε αναστροφή φάσης η πολικότητας είναι η χρήση ένος μετασχηματιστή και για αυτό το λόγο ο ενισχυτής με σύζευξη μετασχηματιστή είχε ευρέία χρήση για πολύ καιρό. Σήματα εισόδου αντίθετης πολικότητας μπορούμε επίσης να πάρουμε εύκολα χρησιμοποιώντας έναν τελεστικό ενισχυτή που έχει δύο αντίθετες εξόδους ή μερικές βαθμίδες τελεστικών ενισχυτών. Τέλος μία λειτουργία αντίθετης πολικότητας μπορεί να επιτευχθεί χρησιμοποιώντας μία μόνο είσοδο και συμπλήρωματικά τρανζίστορ. Στο σχήμα της προηγούμενης σελίδας βλέπουμε με τους οποίους μπορούμε να πάρουμε σήματα αντίθετης φάσης από ένα μόνο σήμα εισόδου. Στο σχήμα (α) έχουμε ένα μετασχηματιστή μεσαίας λήψης για την παροχή σημάτων αντίθετης φάσης. Αν η μεσαία λήψη του βρίσκεται ακριβώς στο μέσον του μετασχηματιστή, τα δύο σήματα είναι ακριβώς αντίθετα ως προς τη φάση και του ίδιου μεγέθους. Το κύκλωμα του σχήματος (β) χρησιμοποιεί μία βαθμίδα BJT με συμφασική έξοδο από τον εκπομπό και αντίθετης φάσης έξοδο από το συλλέκτη. Αν η απολαβή είναι κοντά στο 1 για την κάθε έξοδο, τότε τα σήματα θα έχουν το ίδιο μέγεθος. Πιθανώς, όμως η πιο συνηθισμένη περίπτωση είναι η χρήση βαθμίδων τελεστικών ενισχυτών, με μοναδιαία απολαβή που η μία αναστρέφει το σήμα ενώ η άλλη όχι δίνοντας δύο εξόδους με το ίδιο μέγεθος και αντίθετη φάση. Κύκλωμα push pull με σύζευξη μετασχηματιστή Το κύκλωμα του παρακάτω σχήματος χρησημοποιεί ένα μετασχηματιστή εισόδου μεσαίας λήψης για τη δημιουργία σημάτων αντίθετης πολικότητας στις εισόδους των δύο τρανζίστορ και ένα μετασχηματιστή εξόδου για την οδήγηση του φορτίου σε λειτουργία push pull. Σχήμα 6.12 Κύκλωμα push - pull

58 Κατά τη διάρκεια της πρώτης ημιπεριόδου, το τρανζίστορ Q 1 οδηγείται σε αγωγιμότητα (οn) ενώ το τρανζίστορ Q 2 είναι σε αποκοπή (off). To ρεύμα Ι 1 που διαρρέει το μετασχηματιστή δημιουργεί την πρώτη ημιπερίοδο του σήματος στο φορτίο. Κατά τη διάρκεια της δεύτερης ημιπεριόδου του σήματος εισόδου, το Q 2 είναι σε αγωγιμότητα και το Q 1 σε αποκοπή ενώ το ρεύμα Ι 2 μέσω του μετασχηματιστή δημιουργεί τη δεύτερη ημιπερίοδο σήματος του στο φορτίο. Το αποτέλεσμα, τελικά είναι ότι το συνολικό σήμα που αναπτύσεται στα άκρα του φορτίου μεταβάλλεται για ολόκληρη την περίοδο λειτουργίας του σήματος. Κυκλώματα συμπληρωματικής συμμετρίας Σχήμα 6.13 Κύκλωμα push - pull συμπληρωματικής συμμετρίας

59 Με την χρήση συμπληρωματικών τρανζίστορ (npn και pnp) μπορούμε να πάρουμε έναν ολόκληρο κύκλο του σήματος εξόδου τα άκρα του φορτίου χρησιμοποιώντας ημιπεριόδους λειτουργίας για το κάθε τρανζίστορ, όπως φαίνεται στο σχήμα (α). Ενώ χρησιμοποιήται μόνο ένα σήμα εισόδου στη βάση και των δύο τρανζίστορ, επειδή τα τρανζίστορ είναι αντίθετων τύπων θα άγουν σε αντίθετες ημιπεριόδους του σήματος εισόδου. Το τρανζίστορ npn θα πολώνεται ετσί ώστε να έρχεται σε αγωγιμότητα κατά τη θετική ημιπερίοδο του σήματος όταν η είσοδος είναι θετική, δίνοντας στην έξοδο τη θετική ημιπερίοδο του σήματος στο φορτίο, όπως φαίνεται και στο σχήμα (β). Κατά τη διάρκεια της αρνητικής ημιπεριόδου του σήματος, το τρανζίστορ pnp θα πολώνεται έτσι ώστε να έρχεται σε αγωγιμότητα όταν η έξοδος γίνεται αρνητική, οπως δείχνει το σχήμα (γ). Κατά τη διάρκεια μία περιόδου του σήματος εισόδου στα άκρα του φορτίου εμφανίζεται ένας πλήρης κύκλος του σήματος εξόδου. Ένα μειονέκτημα του κυκλώματος είναι η χρήση δύο ξεχωριστών πηγών τροφοδοσίας. Ένα άλλο, λιγότερο εμφανές μειονέκτημα με το συμπληρωματικό κύκλωμα είναι η εμφάνιση της παραμόρφωσης διασταύρωσης στο σήμα εξόδου οπώς φαίνεται στο σχήμα Σχήμα 6.14 Κύκλωμα push pull συμπλήρωματικής συμμετρίας με χρήση τρανζίστορ Darlington

60 Μία πιο πρακτική παραλλαγή ενός κυκλώματος push pull που χρησημοποιεί συμπληρωματικά τρανζίστορ Darlington όπως φαίνεται στο προηγούμενο σχήμα. Το φορτίο οδηγείται ως έξοδος ένος ακόλουθου τάξης ώστε η αντίσταση του φορτίου να βρίσκεται σε προσαρμογή με τη χαμηλή αντίσταση εξόδου της πηγής της οδήγησης. Το κύκλωμα χρησιμοποιεί συμπληρωματικά τρανζίστορ σε συνδεσμολογία Darlington για να παρέχουν μεγαλύτερο ρεύμα εξόδου και μικρότερη αντίσταση εξόδου. Η παραμόρφωση διασταύρωσης (crossover distortion) αναφέρεται στο γεγονός ότι κάποια μη γραμμικότητα (nonlinearity) στο σήμα εξόδου. Αυτό οφείλεται στο γεγονός ότι το κύκλωμα δεν παρέχει μεταγωγή ακριβείας του ενός τρανζίστορ στην αποκοπή και του άλλου στην αγωγιμότητα όταν η τάση του σήματος είναι μηδέν. Τα δύο τρανζίστορ ενδέχεται να είναι εν μέρει στην αποκοπή και η τάση εξόδου δεν ακολουθεί την είσοδο γύρω από το σημείο στο οποίο η τάση είναι μηδέν. Η πόλωση των τρανζίστορ σε λειτουργία τάξης ΑΒ βελτιώνει αυτή τη λειτουργία πολώνοντας και τα δύο τρανζίστορ έτσι ώστε να είναι σε αγωγιμότητα για περισσότερο από τη διάρκεια μίας ημιπεριόδου. Ψευδό συμπληρωματικός ενισχυτής push pull Σχήμα 6.15 Ψευδό συμπληρωματικός ενισχυτής push pull χωρίς μετασχηματιστή

61 Στα πρακτικά κυκλώματα ενισχυτών ισχύος είναι προτιμότερη η χρήση τρανζίστορ npn και για τα δύο τρανζίστορ εξόδου υψηλού ρεύματος. Επειδή η συνδεσμολογία push pull απαιτεί συμπληρωματικά τρανζίστορ, πρέπει να χρησιμοποιηθεί ένα τρανζίστορ pnp μεγάλης ισχύος. Ένος τρόπος για να πετύχουμε συμπληρωματική λειτουργία ενώ χρησιμοποιούμε όμοια τρανζίστορ npn στην έξοδο είναι η χρήση ενός ψεύδο συμπλήρωματικού (quasi complementary) κυκλώματος, σαν αυτό που φαίνεται στο προηγούμενο σχήμα. Η λειτουργία push pull επιτυγχάνεται χρησιμοποιώντας συμπλήρωματικά τρανζίστορ. Τα τρανζίστορ Q 1 και Q 3 σχηματίζουν ένα ζεύγος Darlington το οποίο παρέχει έξοδο από έναν ακόλουθό εκπομπού χαμηλής σύνθετης αντίστασης. Η σύνδεση των τρανζίστορ Q 2 και Q 4 σχηματίζει ένα ζεύγος ανάδρασης που παρέχει αντίστοιχα μία οδήγηση χαμηλής σύνθετης αντίστασης στο φορτίο. Η αντίσταση R 2 μπορεί να ρυθμιστεί για να ελαχιστοποιήσει την παραμόρφωση διασταύρωσης, ρυθμίζοντας ουσιαστικά την πόλωση dc. Έτσι το σήμα εισόδου που εφαρμόζεται στη βαθμίδα push pull δίνει έναν πλήρη κύκλο σήματος εξόδου στο φορτίο. Ο ψεύδο συμπλήρωματικός ενισχυτής push pull είναι το πλέον δημοφιλές κύκλωμα ενισχυτή ισχύος. Ενισχυτές τάξης C και D Αν και οι ενισχυτές τάξης Α, B και ΑΒ χρησιμοποιούνται κυρίως ως ενισχυτές ισχύος, οι ενισχυτές τάξης D είναι πολύ δημοφιλείς εξαιτίας της πολύ μεγάλης του απόδοσης. Οι ενισχυτές τάξης C, παρότι δε χρησιμοποιούνται ως ενισχυτές ακουστικών συχνοτήτων, βρίσκουν εφαρμογή στα συντονσμένα κυκλώματα, όπως για παράδειγμα στις επικοινωνίες. Ενισχυτής τάξης C Ένας ενισχυτής τάξης C, σαν αυτόν στο παρακάτω σχήμα πολώνεται έτσι ώστε να λειτουργεί για λιγότερο από 180 ο του κύκλου του σήματος εισόδου. Σχήμα 6.16 Κύκλωμα ενισχυτή τάξης C

62 Το συντονισμένο κύκλωμα στην έξοδο, όμως θα δώσει μία πλήρη περίοδο του σήματος εξόδου για τη θεμελιώδη συχνότητα ή συχνότητα συντονισμού του συντονισμένου κυκλώματος (κύκλωμα LC) της εξόδου. Συνεπώς, αυτός ο τύπος λειτουργίας περιορίζεται στη χρήσή μίας σταθερής συχνότητας, όπως συμβαίνει για παράδειγμα σε ένα κύκλωμα επικοινωνιών. Ο κύριος σκοπός λειτουργίας ενός κυκλώματος τάξης C δεν είναι για χρήση σε ενισχυτές ισχύος ή μεγάλου σήματος. Ενισχυτής τάξης D Ένας ενισχυτής τάξης D είναι σχεδιασμένος να λειτουργεί με ψηφιακά σήματα ή τύπου παλμών. Η απόδοση που επιτυγχάνεται με αυτόν τον τύπο κυκλώματος είναι μεγαλύτερη από 90%, καθιστώντας τον ενισχυτή αυτό πολύ ελκυστικό για ενισχυτές ισχύος. Είναι απαραίτητη, όμως η μετατροπή οποιουδήποτε σήματος εισόδου σε κυματομορφή παλμού πριν τη χρήση του για την οδήγηση ενός φορτίου μεγάλης ισχύος και η μετατροπή του πάλι σε ημιτονοειδή μορφή για την ανασύνθεση του αρχικού σήματος. Σχήμα 6.17 Μετατροπή μίας ημιτονοειδούς κυματομορφής σε ψηφιακή

63 Το προηγούμενο σχήμα δείχνει πως μπορεί ένα ημιτονοειδές σήμα να μετατραπεί σε παλμικό σή-μα χρησιμοποιώντας μία μορφή πριονωτής κυματομορφής που θα εφαρμοστεί μαζί με το σήμα εισόδου σε ένα κύκλωμα συγκριτή ώστε να δημιουργηθεί ένα αντιπροσωπευτικό παλμικό σήμα. Στο επόμενο σχήμα φαίνεται το δομικό διάγραμμα της μονάδας που απαιτείται για να ενισχύσει το σήμα τάξης D και μετά να το μετατρέψει πάλι σε ημιτονοειδές σήμα χρησιμοποιώντας ένα χαμηλόπερατο φίλτρο. Σχήμα 6.18 Δομικό διάγραμμα του ενισχυτή τάξης D Επειδή τα τρανζίστορ του ενισχυτή που χρησιμοποιούνται στην έξοδο είναι ή off ή on, παρέχουν ρεύμα μόνο όταν είναι στην κατάσταση on, με την απώλεια ισχύος να είναι μικρή εξαιτίας της χαμηλής τάσης, που έχουν στην κατάσταση αυτή. Επειδή το μεγαλύτερο μέρος της ισχύος που αποδίδεται στον ενισχυτή μεταφέρεται στο φορτίο, η απόδοση του κυκλώματος είναι τυπικά πολύ μεγάλη.

64 Παραμόρφωση ενισχυτή Ένα καθαρό σήμα έχει μία μόνο συχνότητα κατά την οποία μεταβάλλεται θετικά και αρνητικά με την ίδια τιμή. Οποιδήποτε σήμα μεταβάλλεται για λιγότερο από τον πλήρη κύκλο των 360 ο θεωρείται ότι έχει παραμόρφωση. Ένας ιδανικός ενισχυτής μπορεί να ενισχύσει ένα καθαρό ημιτονοειδές σήμα με την κυματομορφή που προκύπτει να είναι ένα καθαρό ημιτονοειδές σήμα μίας μόνο συχνότητας. Όταν εμφανίζεται παραμόρφωση, η έξοδος δε θα είναι ακριβές αντίγραφο του σήματος εισόδου. Η παραμόρφωση μπορεί να συμβεί επειδή η χαρακτηριστική του τρανζίστορ δεν είανι γραμμική, οπότε στην περίπτωση αυτή η παραμόρφωση είναι μη γραμμική ή παραμόρφωση πλάτους. Αυτό μπορεί να συμβεί με όλες τις τάξεις λειτουργίας ενισχυτή. Παραμόρφωση μπορεί να εμφανιστεί επειδή τα εξαρτήματα και τα τρανζίστορ του κυκλώματος αποκρίνονται στο σήμα εισόδου διαφορετικά στις διάφορες συχνότητες, οπότε πρόκειται για παραμόρφωση συχνότητας. Μία τεχνική για την περιγραφή παραμορφωμένων αλλά και περιοδικών κυματομορφών χρησιμοποιεί την ανάλυση Fourier η οποία είναι μία μέθοδος που περιγράφει οποιαδήποτε περιοδική κυματομορφή συναρτήσει της συνιστώσας θεμελιώδους συχνότητας και των συνιστωσών συχνότητας ακέραιων πολλαπλάσιων, οι οποίες ονομάζονται αρμονικές συνιστώσες ( harmonic components ) ή αρμονικές. Αρμονική παραμόρφωση Ένα σήμα θεωρείται ότι έχει αρμονική παραμόρφωση όταν υπάρχουν αρμονικές συνιστώσες συχνότητας ( και όχι μόνο θεμελιώδης ). Αν η θεμελιώδης συχνοτήτα έχει πλάτος Α 1 και η n- οστή συνιστώσα συχνότητας έχει πλάτος Α n η αρμονική παραμόρφωση μπορεί να οριστεί από την σχέση. %n οστή αρμονική παραμόρφωση = %D n = A n A n 100% Συνολική αρμονική παραμόρφωση (Total harmonic distortion) THD Όταν ένα σήμα εξόδυ έχει ένα αριθμό μεμονωμένων συνιστωσών αρμονικής παραμόρφωσης, τότε μπορούμε να θεωρήσουμε ότι το σήμα έχει μία συνολική αρμονική παραμόρφωση βάση των μεμονωμένων συνιστωσών σύμφωνα με την παρακάτω σχέση. %ΤHD = D D D % Όπου THD είναι η συνολική αρμονική παραμόρφωση

65 Ένα όργανο μέτρησης όπως ο αναλυτής φάσματος μας δίνει τη δυνατότητα μέτρησης των αρμονικών που υπάρχουν στο σήμα με την απεικόνιση της θεμελιώδους συνιστώσας ενός σήματος και των αρμονικών του σε μία οθόνη. Αντίστοιχα, ένας αναλυτής κυμάτων επιτρέπει μεγαλύτερη ακρίβεια. Σε κάθε περίπτωση, η τεχνική να θεωρούμε ότι οποιοδήποτε σήμα περιέχει μία θεμελιώδη συνιστώσα και τις αρμονικές είναι πολύ πρακτικό και χρήσιμο. Για ένα σήμα σε σύστημα τάξης ΑΒ ή Β, η παραμόρφωση μπορεί να εμφανίζεται κυρίως στις άρτιες αρμονικές από τις οποίες η δεύερη αρμονική είναι η μεγαλύτερη επομένως είναι και η πιο σημαντική σε σχέση με το μέγεθος της παραμόρφωσης στις προαναφερθείσες τάξεις λειτουργίας. Παραμόρφωση δεύτερης αρμονικής Το παρακάτω σχήμα δείχνει την κυματομορφή που θα χρησιμοποιήσουμε για να πάρουμε παραμόρφωση δεύτερης αρμονικής. Στο σχήμα βλέπουμε την κυματομορφή ένος ρεύματος συλλέκτη με σημειωμένς τις τιμές ηρεμίας, ελάχιστη και μέγιστη του σηματος ως προς τον χρόνο t. Σχήμα 6.19 Κυματομορφή για τη λήψη δεύτερης αρμονικής Η εξίσωση που περιγράφει κατά προσέγγιση την κυματομορφή του παραμορφωμένου σήματος είναι : i C i CQ + I 0 + I 1 cosωt + Ι 2 cos2ωt H κυματομορφή ρεύματος περιέχει το αρχικό ρεύμα ηρεμίας Ι CQ το οποίο υφίσταται με μηδενικό σήμα εισόδου, ένα ακόμη ρεύμα dc το Ι 0 που οφείλεται στο μέσο μη μηδενικό παραμορφωμένο σήμα, τη θεμελιώδη συνιστώσα του παραμορφωμένου σήματος ac Ι 1 και την δεύτερη αρμονική συνιστώσα διπλάσιας συχνότητας από την θεμελιώδη.

66 Η δεύτερη αρμονική εκφράζεται ως εξής : D 2 = 1/2(I Cmax + I Cmin ) I CQ 100% I Cmax + I Cmin Με παρόμιο τρόπο η παραμόρφωση της δεύτερης αρμονικής μπορεί να εκφραστεί συναρτήσει των τιμών μέτρησης των τάσεων συλλέκτη εκπομπού. D 2 = 1/2(V CEmax + V CEmin ) V CEQ 100% V CEmax + V CEmin Ισχύς ενός παραμορφωμένου σήματος Όταν υπάρχει παραμόρφωση, η ισχύς εξόδου που υπολογίζεται για το απαραμόρφωτο σήμα δεν είναι πλέον σωστή. Σε αυτήν την περίπτωση η ισχύς εξόδου που αποδίδεται στην αντίσταση φορτίου R C από την θεμελιώδη συνιστώσα του παραμορφωμένου σήματος είναι. P 1 = I 1 2 R C 2 H συνολίκή ισχύς όλων των αρμονικών του παραμορφωμένου σήματος μπορεί τότε να υπολογιστεί από τη σχέση P = (I I I ) R C 2 H συνολική ισχύς μπορεί επίσης να εκφραστεί και συναρτήσει της συνολικής αρμονικής παραμόρφωσης P = (1 + D D D )I 1 2 R C 2 = (1 + THD2 )P 1

67 Aπαγωγή θερμότητας στα τρανζίστορ ισχύος Παρά το γεγονός ότι για εφαρμογές μικρού σήματος και χαμηλής ισχύος χρησιμοποιούνται ολοκληρωμένα κυκλώματα, οι περισσότερες εφαρμογές μεγάλης ισχύος εξακολουθούν να απαιτούν μεμονωμένα τρανζίστορ ισχύος. Οι κατασκευαστικές βελτιώσεις στις τεχνικές παραγωγής εχουν καταφέρει να δώσουν μεγαλύτερες ονομαστικές τιμές ισχύος σε περιβλήματα μικρού μεγέθους, έχουν αυξήσει τη μέγιστη τάση κατάρρευσης των τρανζίστορ και έχουν προσφέρει τρανζίστορ ισχύος μεγαλύτερης απαγωγής. Η μέγιστη ισχύς που διαχειρίζεται ένα συγκεκριμέο τρανζίστορ ισχύος και η θερμοκρασία των επαφών του συνδέονται μεταξύ τους αφού η ισχύς που καταναλώνεται από το τρανζίστορ προκαλέι μία αύξηση της θερμοκρασίας στην επαφή της διάταξης. Προφανώς ένα τρανζίστορ 100W θα έχει τη δυνατότητα παροχής περισσότερης ισχύος από ένα τρανζίστορ 10W. Από την άλλη, οι κατάλληλες τεχνικές απαγωγής θερμότητας θα επιτρέψουν τη λειτουργεία του τρανζίστορ περίπου στο μισό της μέγιστης ονομαστικής τιμής ισχύος. Από του δύο τύπους διπολικών τρανζίστορ, γερμανίου και πυριτίου οι μέγιστες θερμοκρασίες επαφής κυμαίνονται μεταξύ Πυρίτιο: Γερμάνιο: Για πολλές εφαρμογές η μέση καταναλισκόμενη ισχύς μπορεί να οριστεί προσεγγιστικά από τη σχέση P D = V CE I C Αυτή η κατανάλωση ισχύος όμως επιτρέπεται μόνο μέχρι μία μέγιστη θερμοκρασία. Πάνω από τη θερμοκρασία αυτή η δυνατότητα πρέπει να μειωθεί ώστε στην μέγιστη θερμοκρασίας περιβλήματος η διαχείριση ισχύος να είναι 0 W. Όσο μεγαλύτερη είναι η ισχύς που διαχειρίζεται το τρανζίστορ τόσο μεγαλύτερη είναι η θερμοκρασία του περιβλήματος. Στην πράξη ο περιοριστικός παράγωντας στη διαχείριση ισχύος από ένα συγκεκριμένο τρανζίστορ είναι η θερμοκρασία της έπαφης συλλέκτη της διάταξης. Τα τρανζίστορ ισχύος τοποθετούνται σε μεταλικά περιβλήματα για να μπορεί να διαχέεται η θερμότητα που παράγεται. Είναι λοιπόν πολύ σημαντικό να μειώσουμε το μέγεθος της μέγιστης εκπεμπόμενης ισχύος σε ένα τρανζίστορ συναρτήση της αύξησης της θερμοκρασίας γιατί κανένας απαγωγός δεν μπορεί να κρατήσει το τρανζίστορ σε θερμοκρασία δωματίου. To επόμενο σχήμα δείχνει μία τυπική καμπύλη μείωσης ισχύος για ένα τρανζίστορ πυριτίου. Η καμπύλη δείχνει ότι ο

68 κατασκευαστής θα καθορίσει ένα ανώτερο σημείο θερμοκρασίας μετά το οποίο εμφανίζεται μία γραμμική μείωση. Για το πυρίτιο η μέγιστη ισχύς που θα πρέπει να διαχειρίζεται από τη διάταξη μειώνεται στα 0 W όταν η θερμοκρασία φτάσει στους 200. Σχήμα 6.20 Τυπική καμπύλη μείωσης ισχύος για ένα τρανζίστορ πυριτίου

69 7. Συχνοτική απόκριση των BJT και FET Decibels Η έννοια του decibel (db) και οι σχετικού υπολογισμοί είναι εξαιρετικά σημαντικοί στην μελέτη μας. Ο όρος decibel οφείλεται στο γεγονός ότι οι τιμές ισχύος και ήχου συνδέονται μεταξύ τους πάνω σε λογαριθμική βάση. Δηλαδή μία αύξηση της τιμής ισχύος και ήχου συνδέονται μεταξύ τους πάνω σε λογαριθμική βάση. Μία αύξηση της τιμής ισχύος απο 4 Watt σε 16 Watt δεν αντιστοιχεί σε αύξηση της ακουστικής στάθμης κατά 16/4 = 4 αλλά κατά συντελεστή του 2 όπως προκύπτει από την δύναμε του 4 ως εξής: 4 2 = 16. Ομοία για μια μεταβολή από 4 watt σε 64 watt η στάθμη θα αυξηθεί κάτα 3. Ο όρος bel προέρχεται από το επίθετο του Alexander Graham Bell. Για λόγους τυποποίησης το bel (B) ορίζεται από την παρακάτω εξίσωση που συνδέει δύο τιμές ισχύος P 1, P 2 με την σχέση G = log 10 P 2 P 1 bel Στην πράξη ομώς επειδή το bel ήταν πολύ μεγάλη μονάδα ορίστικε το decibel (db) έτσι ώστε 10 decibel να ισούνται 1 bel. Συνεπώς G db = 10log 10 P 2 P 1 db Η ονομαστική τιμή εξόδου των ηλεκτρονικών συσκευών αναφέρεται παντού σε decibel. Η παραπάνω εξίσωση όμως δείχνει ξεκάθαρα ότι η τιμή decibel είναι μία μέτρηση της διαφοράς μεγέθους μεταξύ δύο τιμών ισχύος. Για μια συγκεκριμένη τιμή εξόδου πρέπει να υπάρχει μία τιμή ισχύος αναφοράς. Η τιμή αναφοράς που έχει επικρατήσει γενικά είναι το 1mW, αν και περιστασιακά μπορεί να χρησιμοποιείται και η τιμή 6 mv που έχει εμφανιστεί τα τελευταία χρόνια. Η αντίσταση που αντιστιχεί στην τιμή ισχύος 1mW είναι 600 Ω και έχει επιλεχθεί επειδή είναι η χαρακτηριστική σύνθετη αντίσταση των καλωδίων μεταφοράς ήχου. Όταν χρησημοποιείται ως τιμή αναφοράς το 1mW, ο συμβολισμός των decibel εμφανίζεται συνήθως ως dbm και σε μορφή εξίσωσης ως P 2 G dbm = 10log 10 1mW 600 Ω Υπάρχει και μία δεύτερη εξίσωση που χρησημοποιείται αρκετά συχνά και η οποία μπορεί να περιγραφεί καλύτερα με τη βοήθεια του συστήματος που φαίνεται στο επόμενο σχήμα Σχήμα 7.1Δίαταξη που χρησημοποιούμε για την παραγωγή της εξίσωσης

70 Για τιμή εισόδου ίση με κάποια V 1 θα ισχύει P 1 = V 1 2 /R i όπου R i είναι η αντίσταση εισόδου του συστήματος του παραπάνω σχήματος. Αν η τιμή εισόδου γίνει μία τιμή V 2 τότε P 2 = V 2 2 /R i. Αντικαθιστώντας στην εξίσωση για να καθορίζουμε την διαφορά σε decibel μεταξύ των τιμών ισχύος έχουμε: και τελικά P 2 G db = 10log 10 P = 10log V 2 2 /R i 10 1 V 2 = 10log 1 /R 10 ( V 2 ) i V 1 G db = 20log 10 V 2 V 1 db Συχνά η επίδραση διαφορετικών σύνθετων αντιστάσεων αγνοείται και η παραπάνω εξίσωση εφαρμόζεται μόνο για να δώσει μία βάση σύγκρισης μεταξύ τιμών ρεύματος ή τάσης. Για τέτοιου τύπου περιπτώσεις, η απολαβή σε decibel θα πρέπει πιο σωστά να αναφέρεται ως απολαβή τάσης ή απολαβή ρεύματος σε decibel για να διαφοροποείται από τη συνήθη χρήση των decibel που εφαρμόζεται σε τιμές ισχύος. Ένα από τα πλεονεκτήματα της λογαριθμικής σχέσης είναι ο τρόπος με τον οποίο μπορεί να εφαρμοστεί στα συστήματα πολλών βαθμίδων. Για παράδειγμα, το μέγεθος της συνολικής απολαβής τάσης ενός πολυβάθμιου συστήματος δίνεται από τη σχέση Εφαρμόζοντας την λογαριθμική σχέση έχουμε A vt = A v1 A v2 A v3 A vn G V = 20log 10 A vt = 20log 10 A v1 + 20log 10 A v2 +20log 10 A v3 + 20log 10 A vn (db) Περιφραστικά η εξίσωση αυτή δηλώνει ότι η απολαβή σε decibel ενός συστήματος πολλών βαθμίδων ισούται με το άθροισμα των απολαβών σε decibel των επιμέρους βαθμίδων δηλαδή, G dbt = G db1 + G db2 + G db3 + + G dbn (db) 2

71 Γενικά θέματα συχνότητας Η συχνότητα του εφαρμοζόμενου σήματος μπορεί να έχει πολύ έντονη επίδραση στη απόκριση ενός συστήματος μίας ή πολλών βαθμίδων. Η ανάλυση μέχρι τώρα έχει εστιαστεί στο φάσμα μέσων συχνοτήτων. Στις χαμηλές συχνότητες θα δούμε ότι οι πυκνωτές σύζευξης και παράκαμψης δεν μπορούν πλέον να αντικατασταθούν από το ισοδύναμο βραχυκύκλωμα εξαιτίας της αύξησης της χωριτικής τους αντίστασης. Οι παράμετροι των ισοδύναμων κυκλωμάτων μικρού σήματος που εξαρτώνται από τη συχνότητα και οι παρασιτικές χωρητικότητες που σχετίζονται με το ενεργό στοιχείο και το κύκλωμα θα περιορίσουν την απόκριση του συστήματος στης υψηλές συχνότητες. Επίσης η αύξηση του αριθμού των βαθμίδων σε ένα πολυβάθμίο σύστημα θα περιορίσει την απόκρισή του και στις χαμηλές και στις υψηλές συχνότητες. Στο επόμενο σχήμα δίνονται τα μεγέθη των καμπυλών της αποκρίσης απολαβής ενός ενισχυτή με σύζευξη RC, ενός ενισχυτή με άμεση σύζευξη και ενός ενισχυτή με σύζευξη μετασχηματιστή. Σχήμα 7.2 Απολαβή συναρτήσει συχνότητας (α) ενιχσυτές με σύζευξη RC, (β) ενισχυτές με σύζευξη μετασχηματιστη, (γ) ενισχυτες με άμεση σύζευξη

72 Η οριζόντια κλίμακα είναι μία λογαριθμική κλίμακα για να μπορούμε να επεκτείνουμε το διάγραμμα από την περιοχή χαμηλών συχνοτήτων μέχρι την περιοχή υψηλών συχνοτήτων. Για κάθε διάγραμμα έχει καθοριστεί μία περιοχή χαμηλών, μια περιοχή μέσων και μία περιοχή υψηλών συχνοτήτων. Επιπλέον, έχουν σημειωθεί μέσα σε παρενθέσεις οι βασικές αιτίες για τη μείωση της απολαβής στις χαμηλές και στις υψηλές συχνότητες. Για τον ενισχυτή με σύζευξη RC, η μείωση στις χαμηλές συχνότητες οφείλεται στην αυξανόμενη αντίσταση C C, C S ή C E, ενώ το όριο της ανώτερης συχνότητας καθορίζεται ή από τις παραριτικές χωρητικότητες του κυκλώματος ή από την εξάρτηση συχνότητας της απολαβής του ενεργού στοιχείου. Η εξήγηση για τη μείωση της απολαβής για το σύστημα με σύζευξη μετασχηματιστή απαιτεί μία βασική γνώση της λειτουργίας μετασχηματιστή και το ισοδύναμο κύκλωμα μετασχηματιστή. Προς το παρόν, θεωρούμε ότι οφείλεται στο «βραχυκύκλωμα» (μεταξύ των ακροδεκτών εισόδου του μετασχηματιστή), της μαγνητίζουσας επαγωγικής αντίστασης στις χαμηλές συχνότητες (Χ L = 2πfL). Η απολαβή προφανώς πρέπει να είναι μηδέν για f = 0 επειδή στο σημείο αυτό δεν υπάρχει πλέον μεταβαλλόμενη ροή που να διέρχεται από τον πυρήνα για να επάγει μία τάση στο δευτερεύον ή στην έξοδο. Συμφωνα με το παραπάνω σχήμα, η απόκριση στις υψηλές συχνότητες ελέγχεται κυρίως από την παρασιτική χωρητικότητα μεταξύ των σπειρών των τυλιγμάτων του πρωτεύοντος και του δευτερεύοντος. Για τον ενισχυτή με άμεση σύζευξη δεν υπάρχουν πυκνωτές σύζευξης ή παράκαμψης για να προκαλέσουν μείωση της απολαβής στις χαμηλές συχνότητες. Όπως είδαμε και στο σχήμα, πρόκειται για μία επίπεδη (σταθερή) απόκριση μέχρι την ανώτερη συχνότητα αποκοπής, η οποία καθορίζεται ή απο τις παρασιτικές χωρητικότητες του κυκλώματος ή από την εξάρτηση συχνότητας της απολαβής του ενεργού στοιχείου. Για το κάθε σύστημα του παραπάνω σχήματος υπάρχει μία ζώνη συχνοτήτων στην οποία το μέγεθος της απολαβής είναι ίσο ή πολύ κοντά με τη μέγιστη τιμή της ζώνης μέσων συχνοτήτων. Για να ορίσουμε τα όρια συχνοτήτων μίας αρκετά υψηλής απολαβής, έχει επιλεχθεί η τιμή 0,707Α vmid ως η απολαβή για τις συσχνότητες αποκοπής. Οι αντίστοιχες συχνότητες f 1 και f 2 γενικά ονομάζονται συχνότητες αποκοπής, ζώνης ή ημίσειας ισχύος (corner, cutoff, band, break ή half power frequencies). O πολλαπλασιαστής 0,707 έχει επιλεχθεί επειδή σε αυτή την τιμή η ισχύς εξόδου είναι το μισό της ισχύος εξόδου της μέσης ζώνης, δηλαδή, στις μέσες συχνότητες, και στις συχνότητες ημίσειας ισχύος P omid = V o 2 R o P ohpf = 0, 707A vmidv i 2 R o = A vmidv i 2 R o = 0, 5 A vmidv i 2 R o με P ohpf = 0, 5P omid. Το εύρος ζώνης ή ζώνη διέλευσης (bandwidth ή passband) του κάθε συστήματος καθορίζεται από τις f 1 και f 2, εύρος ζώνης (BW) = f 2 -f 1

73 Απόκριση χαμηλών συχνοτήτων - διάγραμμα Bode Στην περιοχή χαμηλών συχνοτήτων του μονοβάθμιου ενισχυτή BJT ή FET, οι συχνότητες αποκοπής καθορίζονται από τα δικτυώματα RC που σχηματίζονται από τους πυκνωτές C c, C E και C S και τις ωμικές παραμέτρους του κυκλώματος. Πράγματι, για κάθε χωρητικό εξάρτημα, μπορεί να δημιουργηθεί ένα δικτύωμα RC σαν αυτό του επόμενου σχήματος και να υπολογιστεί η συχνότητα στην οποία η τάση εξόδου πέφτει στο 0,707 της μέγιστης τιμής της. Σχήμα 7.3 Κύκλωμα RC Για την ανάλυση ξεκινάμε με το συνδυασμό σειράς RC όπως φαίνεται και στο σχήμα και την ανάπτυξη μίας διαδικασίας που θα καταλήγει στο διάγραμμα της απόκρισης συχνότητας.για τις πολύ υψηλές συχνότητες ισχύει Χ C = 1 2πfC 0 Σαν αποτέλεσμα ο πυκνωτής μπορεί να αντικατασταθεί με το αντίστοιχο ισοδύναμο βραχυκύκλωμα. Σχήμα 7.4 Κύκλωμα RC για υψηλές συχνότητες Αυτό σημαίνει ότι στις πολύ υψηλές συχνότητες V o V i, ενώ για f = 0 Hz, X C = 1 2πfC = 1 2π(0)C = Ω

74 Σχήμα 7.5 Κύκλωμα RC για f = 0 Hz Όπως βλέπουμε και στο σχήμα για f = 0 Hz ο πυκνώτης μπορεί να αντικατασταθεί από το ισοδύναμο ανοικτού κυκλώματος. Το αποτέλεσμα είναι ότι V o = 0V. Μεταξύ των δύο άκρων, ο λόγος Α v = V o V i θα μεταβάλλεται σύμφωνα με το διάγραμμα που βλέπουμε πιο κάτω. Σχήμα 7.6 Συχνοτική απόκριση συχνοτήτων για το κύκλωμα RC Καθώς η συχνότητα αυξάνεται, η χωρητική αντίσταση μειώνεται και εμφανίζεται στην έξοδο μεγαλύτερο τμήμα της τάσης εισόδου. Οι τάσεις εξόδου και εισόδου συνδέονται από τον κανόνα του διαιρέτη τάσης ως εξής, V o = RV i R + X C όπου με έντονους χαρακτήρες εκφράζουν το μέγεθος και τη γωνία της κάθε μεταβλητής. Το μέγεθος της τάσεις εξόδου υπολογίζεται ως εξής. Όταν ισχύει Χ C = R, και RV i V o = R X C V o = 1 2 V i Α v = V ο V i = 1 2 = 0, 707 X C =R

75 Mε άλλα λόγια στη συχνότητα για την οποία ισχύει Χ C = R, η έξοδος θα είναι το 70,7% της εισόδου για το κύκλωμα RC. Η συχνότητα αυτή υπολογίζεται από τη σχέση Χ C = 1 2πf 1 C = R και f 1 = 1 2πRC Σε λογαριθμική μορφή, G V = 20log 10 A V = 20log 10 0,707 = 3dB Ενώ για Α v = V o V i = 1 ή V o = V i (η μέγιστη τιμή) G v = 20log 10 1 = 20(0) = 0dB Όπως είδαμε και πιο πριν υπάρχει μία πτώση -3dB στην απολαβή από την τιμή μέσης ζώνης όταν f = f 1. Στην συνέχεια θα δούμε ότι ένα δικτύωμα RC θα καθορίσει την κατώτερη συχνότητα αποκοπής (low cutoff frenquency) για ένα τρανζίστορ BJT και η f 1 θα υπολογίζεται από f 1 = 1 2πRC. Αν η εξίσωση απολαβής γραφτεί με τη μορφή Σε λογαριθμική μορφή, η απολαβή σε db είναι 1 Α v = 1 j(f 1 f) 1 Α v = 20log j(f 1 f) 2 Για συχνότητες όπου f f 1 ή (f 1 f) 2 1, η εξίσωση αυτή γίνεται Α v(db) = 20log 10 f 1 f Αγνοούνμε προσωρινά την συνθήκη f f 1 για λίγο, βρίσκουμε ότι από το διάγραμμα της παραπάνω εξίσωσης έχουμε σε λογαριθμική κλίμακα ένα πολύ χρήσιμο συμπέρασμα. Για f = f 1 : f 1 f = 1 και 20log 10 1 = 0dB Για f = (1 2) f 1 : f 1 f = 2 και 20log 10 2 = 6dB Για f = (1 4) f 1 : f 1 f = 4 και 20log 10 4 = 12dB Για f = (1 10) f 1 : f 1 f = 10 και 20log = 20dB

76 Τα σημεία αυτά φαίνονται σχεδιασμένα στο σχήμα της επόμενης σελίδας από 0,1f 1 μέχρι f 1 με ευθεία γραμμή στο ίδιο σχήμα. Ακόμη έχει σχεδιαστεί και μία ευθεία γραμμή για τη συνθήκη των 0dB για f f 1. Όπως αναφέραμε και νωρίτερα τα ευθύγραμμα τμήματα (ασύμπτωτες) είναι ακριβή μόνο για 0dB όταν f f 1 και η επικληνής ευθεία όταν f f 1. Γνωρίζουμε όμως ότι όταν f = f 1, υπάρχει μία πτώση -3dB από την τιμή μέσης ζώνης. Χρησημοποιώντας την πληροφορία αυτή σε συνδυασμό με τα ευθύγραμμα τμήματα μπορούμε να πάρουμε ένα αρκετά ακριβές διάγραμμα της απόκρισης συχνότητας όπως φαίνεται στο σχήμα. Σχήμα 7.7 Διάγραμμα Bode για την περιοχή χαμηλών συχνοτήτων To τμηματικά γραμμικό διάγραμμα των ασύμπτωτων και των αντίστοιχων σημείων του ονομάζεται διάγραμμα Bode του πλάτους συναρτήσει της συχνότητας. Η μέθοδος αναπτύχθηκε από τον καθηγητή Hendrik Bode τη δεκαετία του Οι παραπάνω υπολογισμοί και η ίδια καμπύλη δείχνουν καθαρά ότι: Μία μεταβολή στη συχνότητα κατά ένα συντελεστή 2, που ισοδυναμεί με μία οκτάβα, έχει ως αποτέλεσμα μία μεταβολή στο λόγο κατά -6dB, όπως φαίνεται από τη μεταβολή στην απολαβή από f 1 /2 μέχρι f 1. Συνεπώς, μπορούμε να πάρουμε εύκολα το διάγραμμα σε decibel για μία συνάρτηση. Αρχικά, βρίσκουμε την f 1 από τις παραμέτρους του κυκλώματος και μετά χαράσσουμε τις δύο ασύμπτωτες, μία κατά μήκος των 0dB και μία μέσω της f 1 με κλίση 6dB/οκτάβα ή 20dB/δεκάδα. Τέλος βρίσκουμε το σημείο -3dB που αντιστοιχεί στην f 1 και χαράσουμε την καμπύλη. Η απολαβή σε οποιαδήποτε συχνότητα μπορεί να υπολογιστεί από το διάγραμμα συχνότητας με τον ακόλουθο τρόπο:

77 Α v(db) = 20log 20 V o V i ή Α v(db) 20 = log V o 20 V i και τελικά Α v = V o = 10 A v(db) V i 20 Απόκριση χαμηλών συχνοτήτων - ενισχυτής BJT Για την ανάλυση σε αυτή την ενότητα θα χρησιμοποιήσουμε την συνδεσμολογία πόλωσης BJT διαιρέτη τάσης με φορτίο, αλλά τα αποτελέσμα μπορούν να χρησιμοποιηθούν σε οποιαδήποτε συνδεσμολογία BJT. Αρχίκα θα πρέπει να βρεθεί η κατάλληλη ισοδύναμη αντίσταση για το δικτύωμα RC. Για το κύκλωμα του επόμενου κυκλώματος οι πυκνωτές C s, C C και C E θα καθορίσουν την απόκριση χαμηλών συχνοτήτων. Θα αρχίσουμε λοιπόν με την εξέταση της επίδρασης του καθενός ξεχωριστά με την σειρά αναφοράς. Σχήμα 7.8 Ενισχυτής BJT με πυκνωτές Για τον C s Επειδή ο C s συνήθως συνδέεται μεταξύ του εφαρμοζόμενου σήματος και του ενεργού στοιχείου, η γενική μορφή του δικτυώματος RC ορίζεται από το κύκλωμα του προηγούμενου σχήματος. Από τον διαιρέτη τάσης έχουμε:

78 R i V s V i = R s + R i jx Cs Η συχνότητα αποκοπής που ορίζεται από τον C s μπορεί να υπολογιστεί από την εξίσωση αυτή χρησιμοποιώντας μιγαδικό λογισμό. Γράφοντας ξανά της προηγούμενης εξίσωσης Αλλά V i R i 1 = = V s R s + R i jx Cs (1 + R s X R ) (1 j C i R i + R ) s X Cs 1 1 = και f R s + R i 2πf(R s + R i )C 1 = s 2π(R s + R i )C s Έτσι προκύπτει Α v = V i R i 1 = [ ] [ V s R i + R s 1 j(f i f) ] Για τη ζώνη μέσων συχνοτήτων ισχύει και R i Α v = V ο = [ ] V i R i + R s Α v 1 = A Vmid 1 j(f i f) Η συχνότητα αποκοπής καθορίζεται από την σχέση και 1 f L = 2π(R i + R s )C s Στη συχνότητας f Ls η τάση εξόδου θα είναι στο 70,7% της τιμής μέσης ζώνης που καθορίζεται από την σχέση R i Α v = V ο = [ ] V i R i + R s Υποθέτοντας ότι ο C s είναι το μοναδικό χωρητικό στοιχείο που ελέγχει την απόκριση χαμηλών συχνοτήτων. Για το κύκλωμα που μελετάμε όταν αναλύουμε την επίδραση του C s πρέπει να κάνουμε την υπόθεση ότι και οι υπόλοιποι πυκνωτές συμπεριφέρονται σύμφωνα με τη

79 σχεδίαση, δηλαδή ότι τα μεγέθη των χωρητικών αντιστάσεων των πυκνωτών να είναι τέτοια ώστε να επιτρέπουν την χρήση του ισοδύναμου βραχυκυκλώματος σε σχέση με τα μεγέθη των άλλων σύνθετων αντιστάσεων που είναι συνδεδεμένα σε σειρά. Με βάση αυτή την υπόθεση, το ισοδύναμο κύκλωμα ac για το τμήμα είσοδου του κυκλωματος θα έχει την μορφή του σχήματος της επόμενης σελίδας. Η τιμή R i για την εξίσωση 1 f L = 2π(R i + R s )C s Υπολογίζεται από την σχέση R i = R 1 R 2 βr e Σχήμα 7.9 Ισοδύναμο κύκλωμα AC για τον C s Για τον C c Επειδή ο πυκνωτής σύζευξης συνδέεται συνήθως μεταξύ της εξόδου του ενεργού στοιχείου και του εφαρμοζόμενου φορτίου, η διάταξη RC που καθορίζει την κατώτερη συχνότητα αποκοπής λόγω του C C είναι αυτή που φαίνεται στο επόμενο σχήμα. Σχήμα 7.10 Υπολογισμός της επίδρασης του C C στην απόκριση χαμηλών συχνοτήτων Από το σχήμα αυτό βλέπουμε ότι η συνολική αντίσταση σε σειρά είναι τώρα R o + R L και η συχνότητα αποκοπής που οφείλεται στον C C δίνεται από την σχέση. 1 f LC = 2π(R o + R L )C C

80 Αν αγνοήσουμε την επίδραση των C s και C E, τότε η τάση εξόδου V o θα είναι 70,7% της τιμής μέσης ζώνης για τη συχνότητα f LC. Για το κύκλωμα του ενισχυτή BJT το ισοδύναμο ac για το τμήμα εξόδου με V i = 0V είναι αυτό που φαίνεται στο επόμενο σχήμα. Σχήμα 7.11 Κύκλωμα ac για τον συλλέκτη εκπομπού Η τιμή της τάσης εξόδου R o R o = R C r o Για τον C E Για να υπολογίσουμε την f LE θα πρέπει να καθορίσουμε το κύκλωμα που «βλέπει» o C E όπως μπορούμε να δούμε στο παρακάτω σχήμα. Σχήμα 7.12 Υπολογισμός της επίδρασης του C Ε στην απόκριση χαμηλών συχνοτήτων Μόλις καθοριστεί η τιμή της R e, η συχνότητα αποκοπής λόγω του C E μπορεί να υπολογιστεί από την παρακάτω εξίσωση. 1 f LE = 2πR e C E To ισοδύναμο κύκλωμα ac που βλέπει ο C E είναι αυτό που φαίνεται στο επόμενο σχήμα και η τιμή της R e υπολογίζεται από την σχέση. R e = R E ( R s β + r e) Όπου R s = R s R 1 R 2.

81 Η επίδραση του C E στην απολαβή προφανώς επιτυγχάνεται όταν R E = 0Ω. Στις χαμηλές συχνότητες, με τον πυκνωτή C E να βρίσκεται στην κατάσταση του ανοικτού κυκλώματος, στην παραπάνω εξίσωση απολαβής εμφανίζεται ολόκληρη η αντίσταση R E, δίνοντας την ελάχιστην τιμή της. Καθώς η συχνότητα αυξάνεται, η χωρητική αντίσταση του πυκνωτή C E θα μειώνεται, μειώνοντας την παράλληλη σύνθετη αντίσταση των R E και C E μέχρι η αντίσταση R E ουσιαστικά να βγει εκτός κυκλώματος. Πριν συνεχίσουμε θα πρέπει να σημειώσουμε ότι οι C s, C c και C E θα επηρεάσουν μόνο την απόκρισή χαμηλών συχνοτήτων. Για την μέση ζώνη συχνοτήτων μπορούμε να χρησιμοποιήσουμε τα ισοδύναμα βραχυκυκλώματος για τους πυκνωτές. Παρά το γεγονός ότι ο καθένας από αυτούς θα επηρεάσει την απολαβή Α v = V o /V i σε παραπλήσιες περιοχές συχνοτήτων, η πιο μεγάλη κατώτερη συχνότητα αποκοπής που εμφανίζεται εξαιτίας του C s του C c ή του C E θα έχει τη μεγαλύτερη επίδραση επειδή θα είναι η τελευταία που θα εμφανίστει πριν από την μέση ζώνη. Αν οι συχνότητες είναι σχετικά μακριά μεταξύ τους, η μεγαλύτερη συχνότητα αποκοπής είναι αυτή που ουσιαστικά θα καθορίσει την κατώτερη συχνότητα αποκοπής για ολόκληρο το συστήμα. Α υπάρχουν δύο οι περισσότερες μεγάλες συχνότητες αποκοπής, το αποτέλεσμα θα είναι να αυξηθεί η κατώτερη συχνότητα αποκοπής και να μειωθεί το τελικό εύρος ζώνης του συστήματος. Με άλλα λόγια, υπάρχει μία αλληλεπίδραση μεταξύ των χωρητικών στοιχείων η οποία μπορεί να επηρεάσει την απόκριση χαμηλών συχνοτήτων. Ωστόσο, αν οι συχνότητες αποκοπής που καθορίζονται από τον κάθε πυκνωτή είναι επαρκώς διαχωρισμένες, η επίδραση της μίας στην αλλή μπορεί να αγνοηθεί με μεγάλο βαθμό ακρίβειας. Απόκριση υψηλών συχνοτήτων - ενισχυτής BJT Στις υψηλές συχνότητες, υπάρχουν δύο παράγοντες που ορίζουν το σημείο αποκοπής -3dB: η χωρητικότητα του δικτύου (παρασιτική και εξωτερικό) και η εξάρτηση του h fe (β) από τη συχνότητα. Παράμετροι Κυκλώματος Στην περιοχή υψηλών συχνοτήτων, το δικτύωμα RC που μας ενδιαφέρει είναι της μορφής που φαίνεται στο επόμενο σχήμα. Στις αυξημένες συχνότητες η χωριτική αντίσταση Χ C θα μειώνεται σε μέγεθος, με αποτέλεσμα τη σταδιακή βραχυκύκλωση της εξόδου και τη μείωση της απολαβής. Η διαδικασία εξαγωγής της εξίσωσης για τη συχνότητας αποκοπής αυτής της διάταξης RC είναι ανάλογη με αυτή που ακολουθήσαμε για την περιοχή χαμηλών συχνοτήτων. Η σημαντικότερη διαφορά βρίσκεται στην παρακάτω γενική μορφή της Α ν : 1 A ν = 1 + j(f f 2 )

82 Σχήμα 7.13 Το δικτύωμα RC που θα καθορίσει μία ανώτερη συχνότητα αποκοπής Το διάγραμμα της απόκρισης μεγέθους που προκύπτει από την εξίσωση αυτή φαίνεται στο επόμενο σχήμα και όπως μπορούμε να δούμε πέφτει με κλίση 6dB/ οκτάβα με την αύξηση της συχνότητας. Σχήμα 7.14 Το ασυμπτώτικο διάγραμμα οπώς ορίζεται από την παραπάνω σχέση Σχήμα 7.15 Ενισχυτής με φορτίο και πυκνωτές που επηρεάζουν την απόκριση χαμηλών συχνοτήτων

83 Στο κύκλωμα του παραπάνω σχήματος βλέπουμε τις διάφορες παρασιτικές χωρητικότητες μαζί με τις χωρητικότητες καλωδίωσης που εμφανίζονται κατά την κατασκευή. Το ισοδύναμο μοντέλο υψηλών συχνοτήτων για το κύκλωμα αυτό φαίνεται στο επόμενο σχήμα. Παρατηρούμε την απουσία των πυκνωτών C s,c C και C E οι οποίοι για τις συχνότητες αυτές θεωρούνται βραχυκύκλωμα. H χωρητικότητα C i περιλαμβάνει την χωρητικότητα καλωδίωσης εισόδου C wi, τη χωρητικότητα εξόδου C WO,την παρασιτική χωρητικότητα C be και την χωρητικότητα Miller C Mi. H χωρητικότητα C o περιλαμβάνει την χωρητικότητα καλωδίωσης εξόδου C Wο, τη χωρητικότητα εξόδου C WO,την παρασιτική χωρητικότητα C ce και την χωρητικότητα εξόδου Miller C Mo. Στο επόμενο σχήμα έχουμε το ισοδύναμο κύκλωμα ac της διάταξης. Σχήμα 7.16 Ισοδύναμο κύκλωμα ac του ενισχυτή για υψηλές συχνότητες Στην συνέχεια θα καθορίσουμε το ισοδύναμο κύκλωμα Thevenin για τα κυκλώματα εισόδου και εξόδου του AC ισοδύναμου. Έτσι έχουμε το παρακάτω σχήμα. Σχήμα 7.17 Ισοδύναμα Thevenin εισόδου (α), εξόδου (β) Για το κύκλωμα εισόδου η συχνότητα για το -3dB ορίζεται από την σχέση 1 f Hi = 2πR Thi C i με και R ΤΗi = R s R 1 R 2 R i C i = C Wi + C be + C Mi = C wi + C be + (1 A v )C bc

84 Στις πολύ υψηλές συχνότητες η επίδραση της C i είναι να μειώσει τη συνολική σύνθετη αντίσταση του παράλληλου συνδυασμού των R 1, R 2, R i και του C i με συνέπεια την μείωση της τάσης στα άκρα της C i τη μείωση του Ι b και τη μέιωση της απολαβής του συστημάτος. Για το κύκλωμα εξόδου έχουμε 1 f Ho = 2πR ΤΗο C o και R THo = R C R L r o η Για μεγάλη Α v (συνήθης περίπτωση): και C o = C Wo + C ce + C Mo C o = C Wo + C ce + (1 1 A v )C bc 1 1 A v C o C Wo + C ce + C be Στις υψηλές συχνότητες, η χωρητική αντίσταση του C o θα μειώνεται, μειώνοντας έτσι και τη συνολική σύνθετη αντίσταση των παράλληλων κλάδων εξόδου. Το τελικό αποτέλεσμα είναι ότι η V o τείνει προς το μηδέν όσο η χωρητική αντίσταση Χ C θα γίνεται μικρότερη. Οι συχνότητες f Hi και f Ho θα ορίσουν η καθεμία μία ασύμπτωτη -6dB/οκτάβα. Αν οι παρασιτικοί πυκνωτές ήταν τα μοναδικά στοιχεία που έπαιζαν ρόλο στον καθορισμό της ανώτερης συχνότητας αποκοπής, η χαμηλότερη συχνότητα θα ήταν ο καθοριστικός παράγοντας. Ωστόσο, η μείωση του h fe (ή β) με την αύξηση της συχνότητας πρέπει επίσης να ληφθεί υπ όψιν για τον αν η συχνότητα αποκοπής είναι μικρότερη απο την f Hi ή την f Ho. Μεταβολή του h fe (ή β) Η μεταβολή του h fe (ή β) με τη συχνότητα θα προσεγγίσει, με κάποιο βαθμό ακρίβειας, την ακόλουθη σχέση: h fe = h femid 1 + j(f f b ) H μοναδική άγνωστη ποσότητα, f β, καθορίζεται από ένα σύνολο παραμέτρων που χρησημοποιούνται στο υβριδικό μοντέλο π ή μοντέλο Giacoletto όπως θα δούμε στο επόμενο

85 σχήμα. Η αντίσταση r b περιλαμβάνει την αντίσταση επαφής βάσης, την εσωτερική αντίσταση βάσης και την κατανεμημένη εσωτερική αντίσταση βάσης ή αντίσταση διασποράς βάσης. Η πρώτη οφείλεται στην πραγματική αντίσταση με την τη βάση. Η δεύτερη περιλαμβάνει την αντίσταση από τον εξωτερικό ακροδέκτη μέχρι την ενεργό περιοχή του τρανζίστορ και η τελευταία είναι η πραγματική αντίσταση μέσα στην ενεργό περιοχή της βάσης. Οι αντιστάσεις r π, r u και r o είναι οι αντιστάσεις μεταξύ των συγκεκριμένων ακροδεκτών όταν το στοιχείο βρίσκεται στην ενεργό περιοχή. Το ίδιο ισχύει και για τις χωρητικότητες C bc και C be, αν και πρώτη είναι μία χωρητικότητα διάχυσης και η δεύτερη είναι μία χωρητικότητα μετάβασης. Σχήμα 7.18 Το ισοδύναμο κύκλωμα ac μικρού σήματος υψηλών συχνοτήτων για το υβριδικό μοντέλο π Αν αφαιρέσουμε την αντίσταση βάσης r b, την αντίσταση βάσης συλλέκτη r u και όλες τις παρασιτικές χωρητικότητες, το αποτέλεσμα είναι ένα ισοδύναμο κύκλωμα ac που μοιάζει πολύ με το ισοδύναμο μικρού σήματος για τη συνδεσμολογία κοινού εκπομπού. Η αντίσταση βάσηςεκπομπού είναι απλά η βr e και η αντίσταση εξόδου r o είναι η τιμή που παρέχεται μέσω της υβριδικής παραμέτρου h oe. Η ελεγχόμενη πηγή είναι β Ιb. Ωστόσο, αν συμπεριλάβουμε την αντίσταση r u ( συνήθως είναι πολύ μεγάλη) μεταξύ βάσης και συλλέκτη, τότε αυτή παρέχει ένα βρόχο ανάδρασης μεταξύ των κυκλωμάτων εξόδου και εισόδου και αντίστοιχα με την h re για το υβριδικό ισοδύναμο κύκλωμα. Η αντίσταση r u είναι συνέπεια του γεγονότος ότι το ρεύμα βάσης είναι αρκετά ευαίσθητο στην τάση συλλέκτη βάσης. Επειδή η τάση βάσης εκπομπού συνδέεται γραμμικά μέσω του νόμου του Ohm με το ρεύμα βάσης και η τάση εξόδου είναι ίση με τη διαφορά μεταξύ της τάσης βάσης εκπομπού και της τάσης συλλέκτη βάσης, μπορούμε να συμπεράνουμε ότι το ρεύμα βάσης είναι ευαίσθητο στις μεταβολές της τάσης εξόδου όπως έδειξε και η υβριδική παράμετρος h re. Σε σχέση με τις παραμέτρους αυτές,( η f b μερικές φορές εμφανίζεται σαν f hfe ) f β = 1 h femid 1 2πr π (C π + C u ) ή επειδή r π = βr e = h femid r e

86 f β = 1 h femid 1 2πr e (C π + C u ) Τελικά f β = 1 2πβ mid r e (C π + C u ) Η f b εξαρτάται από την συνδεσμολογία πόλωσης. Συμφώνα με την εξίσωση για την μεταβολή της h fe παρατηρούμε ότι αυτή θα πέσει από την τιμή μέσης ζώνης με κλίση -6dB/οκτάβα οπώς θα δούμε στο επόμενο σχήμα. Στο ίδιο σχήμα υπάρχει και το διάγραμμα της h fb ή (α) συναρτήσης της συχνότητας. Παρατηρούμε την μικρή μεταβολή στο h fb για την επιλεγμένη περιοχή συχνοτήτων η οποία δείχνει ότι η συνδεσμολόγία κοινής βάσης εμφανίζει καλύτερα χαρακτηριστικά υψηλών συχνοτήτων σε σχέση με αυτή του κοινού εκπομπού. Σε αυτό συντελέι και το γεγονός ότι η συνδεσμολογία κοινής βάσης δεν κάνει αναστροφή με συνέπεια να μην εμφανίζεται η χωρητικότητα του φαινομένοθ Miller. Σχήμα 7.19 Οι h fe και h fb συναρτήσει της συχνότητας στην περιοχή υψηλών συχνοτήτων H παρακάτω εξίσωση δίνει την δυνατότητα της άμεσης μετατροπής για την καθορισμό της f β αν δίνονται η f α και το α. f β = f α (1 α)

87 Η ποσότητα που ονομάζεται γινόμενο απολάβης και εύρου ζώνης (gain bandwidth product) καθορίζεται για το τρανίζστορ από την συνθήκη και συνεπώς h femid = j(f f β ) h femid h fe = 20log db 10 = 20log 1 + j(f f β ) 10 1 = 0 Η συχνότητα η οποία είναι h fe φαίνεται στο προηγούμενο σχήμα και σημειώνεται ως f db T. Για την οποία ισχύει η παρακάτω σχέση f T 1 2πr e (C π + C u ) Απόκριση χαμηλών συχνοτήτων - ενισχυτής FET H ανάλυση του ενισχυτή FET στην περιοχή χαμηλών συχνοτήτων μοιάζει σε μεγάλο βαθμό με αυτή του ενισχυτή BJT. Υπάρχουν και πάλι τρεις πυκνωτές μεγάλης σημασίας οι οποίοι φαίνονται στο επόμενο σχήμα. Σχήμα 7.20 Tα χωρητικά στοιχεία που επηρεάζουν την απόκριση χαμηλών συχνοτήτων ενός ενισχυτή FET Όπως παρατηρούμε υπάρχουν τρεις πυκνωτές μεγάλης σημασίας, οι οποίοι φαίνονται στο σχήμά.

88 C G : Για τον πυκνωτή σύζευξης μεταξύ της πηγής και του ενεργού στοιχείου το ισοδύναμο κύκλωμα ac φαίνεται στο επόμενο σχήμα. Σχήμα 7.21 Yπολογισμός της επίδρασης C G στην απόκριση χαμηλών συχνοτήτων Η συχνότητα αποκοπής που οφείλεται στον πυκνωτή C G είναι: 1 f LG = 2π(R sig + R i )C G Συνήθως η R i R G και η κατώτερη συχνότητα αποκοπής καθορίζεται κυρίως από την R G και τον C G. To γεγονός ότι η R G είναι πολύ μεγάλη επιτρέπει μία σχετικά μικρή τιμή για τον C G διατηρώντας ταυτόχρονα μία χαμηλή τιμή συχνότητας αποκοπής. C C : Για τον πυκνωτή σύζευξης μεταξύ του ενεργού στοιχείου και του φορτίου προκύπτει το κλυκλωμα του παρακάτω σχήματος. Σχήμα 7.22 Yπολογισμός της επίδρασης C C στην επίδραση χαμηλών συχνοτήτων 1 f LC = 2π(R o + R L )C C Για το κύκλωμα του σχήματος ισχύει R o = R D r d

89 C s : Για τον πυκνωτή της πηγής C S, η τιμή αντίστασης που μας ενδιαφέρει ορίζεται από το παρακάτω σχήμα. Σχήμα 7.23 Υπολογισμός της επίδρασης του C S στην απόκριση χαμηλών συχνοτήτων Σε αυτή την περίπτση η συχνότητα αποκοπής ορίζεται από την σχέση 1 F Ls = 2πR eq C S H τιμή της R eq είναι R eq = R S 1 + R S (1 + g m r d )/(r d + R D R L ) και για r d Ω γίνεται R eq = R s 1 g m

90 Aπόκριση υψηλών συχνοτήτων Ενισχυτής FET Η ανάλυση της απόκρισης υψηλών συχνοτήτων του ενισχυτή FET είναι παρόμια με αυτήν του ενισχυτή BJT. Όπως φαίνεται και στο επόμενο σχήμα υπάρχουν χωρητικότητες μεταξύ των ακροδεκτών εσωτερικά στο στοιχείο που θα καθορίσουν τα χαρακτηριστικά υψηλών συχνοτήτων του ενισχυτή. Οι πυκνωτές C gs και C gd κυμαίνονται συνήθως από 1pF μέχρι 10pF, ενώ η χωρητικότητα C ds συνήθως είναι λίγο μικρότερη δηλαδή από 0,1pF μέχρι 1pF. Έπειδη το κύκλωμα του σχήματος είναι ένας αναστρέφον ενισχυτής στο ισοδύναμο κύκλωμα ac θα εμφανίστει χωρητικότητα Miller. Στις υψηλές συχνότητες ο C i θα συμπεριφέρεται σαν βραχυκύκλωμα και η τιμή της V gs θα μειωθεί, μειώνοντας έτσι και τη συνολική απολαβή. Στις συχνότητες που η C o συμπεριφέρεται ως βραχυκύκλωμα, η παράλληλη τάση εξόδου V o θα μειωθεί σε μέγεθος. Σχήμα 7.24 Τα χωρητικά στοιχεία που επηρεάζουν την απόκριση υψηλών συχνωτήτων ενός ενισχυτή JFET (πάνω) και το ισοδύναμο μοντέλο ac κάτω. Για το κύκλωμα εισόδου έχουμε 1 f Hi = 2πR Thi C i Για το κύκλωμα εξόδου έχουμε 1 f Hi = 2πR Thο C ο

91 Οι συχνότητες αποκόπης που καθορίζονται από τα κυκλώματα εισόδου και εξόδου μπορούν να υπολογιστούν αφού πρώτα βρούμε τα ισοδύναμα κυκλώματα Thevenin για το κάθε τμήμα όπως βλέπουμε πιο κάτω. Σχήμα 7.25 Τα ισοδύναμα κυκλώματα Thevenin για το κύκλωμα (α) εισόδου (β) εξόδου Για το κύκλωμα εισόδου έχουμε Για το κύκλωμα εξόδου έχουμε R Thi = R sig R G R Tho = R D R L r o

92 Σχεδίαση, κατασκευή και παρουσίαση της λειτουργίας του ενισχυτή Μετά την θεωρητική παρουσίαση και επιμέρους ανάλυση των βασικών ηλεκτρικών εξαρτημάτων που θα χρησιμοποιήσουμε καθώς και τις εφαρμογές που είδαμε είμαστε πλέον έτοιμοι να προχωρήσουμε στο πιο σημαντικό μέρος της εργασίας μας που αποτελεί την ανάλυση, κατασκευή και παρουσίαση των χαρακτηριστικών του ενισχυτή μας. Οι ενισχυτές κιθάρας είναι παρά πολύ διαδεδομένοι σήμερα και απότελουν μία τέραστια αγόρα σε παγκόσμιο επίπεδο με πολλές εταιρίες και ακόμη περισσότερα προίοντα για κάθε ανάγκη. Μέρχι το 1970 οι ενισχυτές για κιθάρα χρησιμοποιούσαν κυρίως λυχνίες στην κατασκευή τους μέχρι να αναπτυχθεί η τεχνολόγια των τρανζίστορ αργότερα. Τα τρανζίστορ είναι σαφώς φτηνότερα σε κατασκευή και πολύ πιο ευκόλα στην χρήση ομώς ακόμη και σήμερα οι επαγγελματικοί ενισχυτές στην πλειοψηφία τους κατασκευάζονται με λυχνίες διότι μπορούν να παράγουν καλύτερο ήχο κατί που παρά την τέραστια μας πρόοδο σε ψηφιακά κυκλώματα δεν μπορούμε να αναπαράγουμε με πιο φτήνο τρόπο. Οι λυχνίες όπως είπαμε έχουν μεγαλό κοστός οπότε και δεν θα χρησιμοποιηθούν για τον ενισχυτή μας αλλά παρόλα αυτά θα προσπαθήσουμε να αναπαράγουμε ένα παρόμιο ηχιτικό αποτέλεσμα με εξυπνή χρήση εξαρτημάτων τα οποία έχουν μηδενικό κόστος. Πιο συγκερκιμένα ο ενισχυτής που θα κατασκευάσουμε είναι ένας απλός ενισχυτής με τον τελικό ενισχυτή ισχύος να είναι στα 2 watt. Αυτό έχει να αποτέλεσμα μικρό κόστος σε βασικά υλικά όπως το μεγάφωνο και ο μετασχηματιστής που θα χρησιμοποιήσουμε. Στην συνέχεια θα μελετήσουμε σε διαφορετικά κεφάλαια την κατασκευή του ενισχυτή μας και τα επιμέρους κυκλώματα και θα δούμε αναλυτικά όλα τα χαρακτηριστικά της λειτουργίας του παρουσιάζοντας εικόνες από το εργαστήριο. Ταυτόχρονα θα κατανοήσουμε την βασική φιλοσοφία των ενισχυτών κίθαρας καθώς και το πως με «άψυχα» υλικά μπορούμε να δώσουμε χρώμα στον ήχο μας ανάλογα με τις ανάγκες και τις προτιμήσεις μας. Η κατασκευή αυτή έχει πολύ καλό διδακτικό χαρακτήρα γιατί παρουσιάζονται πολλά και απλά διαφορετικά κυκλώματα που οποίος θέλει να ασχοληθεί με τον ήχο και ιδιαίτερα με τους ενισχυτές για κιθάρα οφείλει να γνωρίζει.

93 Α) Σχεδίαση του ενισχυτή Στον ενισχυτή μας τα βασικά κυκλώματα είναι δύο. Ο προενισχυτής ο οποίος αποτελεί και το σημαντικότερο μέρος του ενισχυτή και ο τελικός ενισχυτής. Ο προενισχυτής είναι ουσιαστικά το κυκλώμα που δίνει χρώμα στον ηχό και τον παραμορφώνει ενώ ο τελικός ενισχυτής είναι ουσιαστικά ένα ενισχυτής ισχύος ο οποίος θα μας δώσει το κατάλληλο ρεύμα ώστε να μπορούμε να ακούμε τον ήχο από το μεγαφωνό μας. Ακόμη ο ενισχύτης διαθέτει ένα απλό κύκλωμα τροφοδοσίας καθώς και ένα κύκλωμα σταθεροποίησης τάσης το οποίο θα παράγει την τάση για τον προενισχυτή μας. Το κύκλωμα φαίνεται σε μορφή διαγράμματος στην επόμενη σελίδα. Παρακάτω βλέπουμε τα υλικά που χρησιμοποιούμε για την συνολική κατασκευή. Αντιστάσεις : R1,R7 = 10k R2 = 470k R3 = 220Ω R4,R11,R17 = 1k R5,R6,R8,R10 = 4,7k R9 = 5,6k R12 = 22k R13 = 2,2k R14 = 680Ω R15 = 3,9k R16 = 1Ω/3 W R18 = 1,2k P1 = Λογ. ποτεν 100k P2,P3 = Γραμ.ποτεν 10k P4 = Λογ. ποτεν 10k Πυκνωτές : C1,C5,C13,C14,C16,C17,C21 C24,C27,C28 = 100n C2 = 1n C3 = 4,7μ/25V C6 = 27n C7 = 22n C9 = 10n C10 = 18p C11 = 1μ C12 = 22μ/25V C15 = 4,7n C18 = 220n C19,C20 = 2200μ/25V C25,C26 = 10μ/16V Ημιαγωγοί : D1 D6 = 1N4148 D7,D8 = 1N4001 D9 D12 = 1N5408 D13 = LED Ολοκληρωμένα κυκλώματα : IC1 = TDA2030(A) IC2 = TL072 IC3 = 7805 IC4 = 7905 Επίσης : 1 διακόπτης μίας επαφής 1 διακόπτης 2 επαφών (3Α) Μετασχηματισής 2x9V/12VΑ Μεγάφωνο 8 Ωhm Πλακέτα μονής όψης Καλώδιο απλό Καλώδιο μπλεντάζ

94 Το κύκλωμα του προενισχυτή ( επάνω ) και του τελικου ενισχυτή ( κάτω ) χωρίς το τροφοδοτικό και τον σταθεροποιητή τάσης. Σχήμα 1

95 Το κύκλωμα του τροφοδοτικού ( επάνω ) και του σταθεροποιητή τάσης (κάτω ) του ενισχυτή μας. Σχήμα 2

96 Β) Κατασκευή της πλάκετας και τοποθέτηση των εξαρτημάτων Για τον ενισχυτή μας κατασκευάσαμε στο εργαστήριο δύο πλάκετες μονής όψεως. Οι δύο αυτές πλάκετες θα τοποθετηθούν η μία πάνω στην αλλή ώστε να καταλαμβάνουν τον λίγοτερο δύνατο χώρο μίας και το κουτί για έναν ενισχυτή εξάσκησης πρέπει να είναι μικρών διαστάσεων και ελαρφύ ώστε να να μπορεί να μετακινήται εύκολα. Οι πλακέτες που θα κατασκευάσουμε θα πρέπει να εξυπηρετούν με τον καλύτερο τρόπο τις αναγκές του κυκλώματός μας. Μια μια προσεκτική ματιά βλέπουμε ότι η τελικός ενισχυτής χρησιμοποιεί κατευθείαν την τάση από το τροφοδοτικό ενώ ο προενισχυτής χρησιμοποιεί την σταθεροποιημένη τάση. Συνέπως η μία πλακέτα θα περιλαμβάνει το τροφοδοτικό και τον τελικό ενισχυτή και η άλλη τον προενισχυτή με το κύκλωμα σταθεροποίησης. Οι δύο πλακέτες φαίνονται στα παρακάτω σχήματα. Εικόνα 1 Η 1 η πλακέτα με τον προενισχυτή και το κύκλωμα σταθεροποίησης τάσης Εικόνα 2 Η 2 η πλακέτα με τον τελικό ενισχυτή και το τροφοδοτικό

97 Για την κατασκευή της πλακέτας ακολουθούμε μία συγκεκριμένη εργαστηριακή διαδικασία. Απαραίτητο είναι να αναφέρουμε ότι διαθέτουμε φωτοευαίσθητη πλακέτα για λυχνία UV μονής όψεως. Για την εμφανισή της είναι απαραίτητη η χρήση αμμωνίας (NaOH) για την εμφάνιση καθώς και τριχλωριούχος σίδηρος (FeCl 3 ). Επίσης απαραίτητη είναι η εκτύπωση του διαγράμματος της πλακέτας σε θερμοδιαφάνειες. Η διαδικασία που ακολουθούμε είναι η εξής. Εκτυπώνουμε το διάγραμμα της πλακέτας σε 2-3 θερμοδιαφάνειες και τις τοποθετούμε με μεγαλή προσοχή την μία ακριβώς πανώ στην αλλή ωστέ να έχουμε καλύτερο αποτέλεσμα. Ξεκολλάμε την προστατευτική επιφάνεια της πλακέτας σε ένα δωμάτιο χώρις φωτισμό και τοποθετούμε τις θερμοδιαφάνειες πάνω στην πλακέτα και έπειτα στον ειδικό χώρο με τις λυχνίες UV όπως φαίνεται στην επόμενη εικόνα. Εικόνα 3 Η πλακέτα πριν την εισαγωγή στον θάλαμο λυχνιών UV

98 Αφού τις τοποθετήσουμε κλείνουμε με προσοχή το μηχάνημα και περιμένουμε πέντε λεπτά. Στην συνέχεια ανοίγουμε το καπακί πάλι και και βγάζουμε από μέσα την πλάκετα. Έχοντας ζεστάνει νερό σε σημείο βρασμού διαλύουμε την αμμωνία και ανακατεύουμε ελαρφώς. Τοποθετούμε την πλακέτα στο διάλυμα και αμέσως εμφανίζεται το κύκλωμα πάνω σε αυτήν. Στην συνέχεια σε ένα άλλο δοχείο διαλύουμε πάλι σε βραστό νερό τον τριχλωριούχο σίδηρο και τοποθετούμε μέσα την εμφανισμένη πλέον πλακέτα. Με σταθερές κινήσεις αναδεύουμε το δοχείο και μετά από λίγα λέπτα ο περιττός χαλκός έχει εξαφανιστεί και έχει μείνει μόνο το τυπομένο μας κύκλωμα. Πλέον το μόνο πράγμα που μένει είναι να τρυπίσουμε την πλακέτα στα κατάλληλα σημεία και με προσοχή να τοποθετήσουμε όλα τα υλικά. Με ένα θερμικό κολητήρι ασφαλίζουμε όλα τα υλικά πάνω στην πλακέτα και είμαστε έτοιμοι να περάσουμε στην καλώδίωση. Για την τροφοδοσία χρησημοποιούμε χόντρα καλώδια για να μην υπάρχει το παραμικρό ενδεχόμενο υπερφόρτωσής ένω για την σύνδεση των ποτενσιόμετρων και των λοιπών εξαρτημάτων προτιμήσαμε λεπτά και εργονομικά καλώδια ώστε να μην μας εμποδίζουν στην κατασκευή. Πολύ σημαντική είναι η χρήση καλωδίου μπλένταζ μεταξύ του προενισχυτή και του τελικού για την αποφυγή θορύβου που οφείλεται σε ηλεκτρομαγνητικά πεδία που τυχών δημιουργούνται. Για τον λόγο αυτό δεν τοποθετήσαμε τον μετασχηματιστή πάνω στην πλακέτα αλλά προτιμάμε κάποια απόσταση. Η κατασκευή της πλακέτας παρά το κόστος αλλά και την επιπλέον εργασία που καταβάλουμε μας παρέχει μερικά σημαντικά αποτελέσματα. Το πιο βασικό από αυτά είναι η μείωση στο ελάχιστο της εμφάνισης παρασιτικών χωρητικοτήτων. Αυτό είναι πού σημαντικό μίας και έχουμε να κάνουμε με έναν ενισχυτή ήχου που η παραμικρή ατέλεια μπορεί στο τέλος να επηρεάσει δραματικά την ποιότητα του ήχου. Ταυτόχρονα η κατασκευή μας γίνεται πιο σημπαγής και αυτό της δίνει ιδιαίτερη ανθεκτικότητα στις μετακινήσεις του ενισχυτή και στα χτυπήματα. Σημαντικό πλεονέκτημα για όσους διαθέτουν τις γνώσεις είναι και ο ευκολότερος εντοπισμός κάποιας βλάβης και κατά συνέπεια και επισκευής του κυκλώματος. Στο σημείο αυτό η κατασκευή του ενισχυτή από ηλεκτρονικής απόψεως έχει ολοκλήρωθεί. Το μόνο που μένει είναι να τον συνδέσουμε στο ρεύμα και σε μία κιθάρα και να δοκιμάσουμε την σώστη λειτουργία του. Σε αυτό το σημείο οι δύο πλακέτες με όλα τα εξαρτήματα θα μοίαζουν κάπως έτσι.

99 Εικόνα 4 Η τελική μορφή των δύο πλακέτων αφού συνδεθούν μεταξύ τους και με τον μετασχηματιστή Η τελική μορφή του ενισχυτή μέσα στο κουτί θα παρουσιαστεί στο τέλος όπου και θα δούμε το τελικό αποτέλεσμα.

100 Γ) Παρουσίαση της λειτουργίας του προενισχυτή Ο προενισχυτής ουσιαστικά αποτελεί την καρδιά του ενισχυτή μας γιατί είναι αυτός που αρχικά ενισχύει το σήμα μας, το παραμορφώνει και το χρωματίζει δινοντάς μας το τελικό αποτέλεσμα. Για τον λόγο αυτό θα παρουσιάσουμε εκτενώς την γενική αλλά και τις επιμέρους λειτουργίες του. Αρχίκα ας δούμε ξάνα το κύκλωμα του προενισχυτή χώρις τον σταθεροποιήτη τάσης για να δούμε με προσοχή τα επιμέρους κυκλώματα που τον αποτελούν. Σχήμα 3 Το κύκλωμα του προενισχυτή Αρχίκά θα πρέπει να αναφέρουμε ότι το κύκλωμα του προενισχυτή μας βασίζετε σε έναν τελεστικό ενισχυτή TL072. Tα τεχνικά χαρακτηριστικά του ΤL072 θα δούμε αναλυτικά παρακάτω. Στο σημείο αυτό αρκέι να αναφέρουμε ότι πρόκειται για ένα τελεστικό ενισχυτή που στην είσοδο του έχει JFET και έτσι χαρακτηρίζεται από μεγάλη αντίσταση εισόδου και παράλληλα περιέχει διπολικά τρανζίστορ BJT τα οποία ενσωματώνονται σε ένα ολοκληρωμένο κύκλωμα. Ιδιαίτερα σημαντικό είναι να αναφέρουμε ότι ο TL072 τροφοδοτείται με τάση +5, -5 volt που αυτό καθορίζει ακριβώς και την τιμή του κόρου κατί πολύ σημαντικό για τον ήχο όπως θα δούμε παρακάτω. Τα επιμέρους κυκλώματα του ενισχυτή μας είναι το βασικό κύκλωμα ενίσχυσης και παραμόρφωσης του σήματος με το IC2Α, το κύκλωμα ψαλιδισμού με τις διόδους και το κύκλωμα ρύρθμισης χροιάς με το IC2B.

101 Γ.1) Κύκλωμα ενίσχυσης και παραμόρφωσης - Gain Η δημιουργία παραμόρφωσης με έναν τελεστικό ενισχυτή είναι πολύ απλή. Στο κύκλωμα μας όσο ο διακόπτης S1 είναι ανοιχτός το τελεστικός μας ενισχυτής λειτουργεί σαν απλός μη αναστρέφων ενισχυτής. Όσο αυξάνεται η ενίσχυση με το ποτενσιόμετρο P1 το σήμα εισόδου ενισχύεται. Μέχρι να φτάσει στον κόρο το σήμα δεν έχει παραμόρφωση και ο ενισχυτής λειτουργεί σαν ακουστικός ενισχυτής. Αυτή η περίπτωση φαίνεται στην παρακάτω εικόνα. Εικόνα 5 Κυματόμορφή εισόδου (πάνω) και κυματόμορφή εξόδου (κάτω) όταν το σήμα δεν φτάνει στον κόρο ( f = Hz ) Παρατηρούμε ότι υπάρχει μία μικρή παραμόρφωση crossover. Αυτό σε έναν ενισχυτή επαγγελματικό ο οποίος θα ήταν εξειδικευμένος για παραγωγή καθαρού ήχου θα ήταν αδιανόητο να υπάρχει. Σε έναν ενισχύτη σαν αυτόν ο οποίος οφείλει να έχει πολλές χρήσεις είναι λογικό και ταυτόχρονα προσδίδει η ελαρφά παραμόρφωση καθάρα σε στυλ ζωντανής συναυλίας από ενισχυτή λυχνία οπότε από πολλούς ίσως να είναι και προτιμητέα αυτή η παραμόρφωση. Όσο αυξάνεται η ενίσχυση από το ποτενσιόμετρο η στάθμη του σήματος εξόδου πλησιάζει την τάση τροφοδοσίας +5, -5 Volt. Αυτό έχει σαν αποτέλεσμα να ψαλιδίζονται οι θετικές και οι αρνητικές κορυφές της ημιτονικής κυματομορφής. Αυτό έχει σαν αποτέλεμα το τελικό σήμα να παραμορφώνεται και να μοιάζει με ορθογώνιο. Έτσι όσο περιστρέφουμε το ποτενσιόμετρο η παραμόρφωση αυξάνεται ελαφρώς. Αυτό είναι ιδιαίτερα επιθυμητό όταν χρειάζεται με τον ενισχυτή να παίξουμε ένα σόλο μιας και σε αυτές τις

102 περιπτώσεις η παραμόρφωση έχει θετική επίδραση στον ήχο. Αν επιθυμούμε να πετύχουμε ένα πιο βαρύ αποτέλεσμα στον ήχο κυρίως για ρυθμικό παίξιμο μπορουμε να χρησιμοποιήσουμε μια μέση τιμή παραμόρφωσης. Στην περίπτωση παραμόρφωσης το σήμα έχει την μορφή που φαίνεται στην παρακάτω εικόνα. Εικόνα 6 Κυματόμορφή εισόδου (πάνω) και κυματόμορφή εξόδου (κάτω) όταν το σήμα φτάνει στον κόρο και υπεροδηγείται ( f = Hz ) Τα συμπεράσματα που βγάζουμε από την μέχρι τώρα μελέτη του προενισχυτή μας είναι ότι με ένα από τελεστικό ενισχυτή και ένα ποτενστιόμετρο μπορούμε να παραγούμε μία βασική παραμόρφωση στο σήμα μας. Το πιο σημαντικό που πρέπει να αναφέρουμε είναι πως όσο απίθανό και αν ακούγεται αυτό η ποιότητα του ήχου είναι πολύ ικανοποιητική ακόμα και από ένα τόσο απλό κύκλωμα. Παρόλα αυτά εμείς θα εμπλουτίσουμε το κύκλωμα μας και με παραπανώ επιμέρους κυκλώματα ώστε να βελτιώσουμε την λειτουργικοτήτα ευελιξία του ενισχυτή μας.

103 Γ.2) Κύκλωμα ψαλιδισμού με διόδους - Tube amp Οι ενισχυτές με λυχνίες είναι ότι καλύτερο μπορούμε να σχεδιάσουμε σε ενισχυτή κιθάρας. Αυτό συμβαίνει χάρη στο ιδιαίτερο χαρακτηριστικό τους που εμφανίζουν όταν υπεροδηγούνται. Σε αντίθεση με το τρανζίστορ που η έξοδος γίνεται απότομα επίπεδη όταν φτάσουν στον κόρο οι λυχνίες μεταβαίνουν από την κανονική λειτουργία πιο ομαλά. Αυτό έχει σαν αποτέλεσμα το ημιτονικό σήμα να συμπιέζεται. Έτσι δημιουργούνται επιπλέον αρμονικές που προσδίδουν στην κιθάρα μια «γλυκιά» παραμόρφωση. Ο ήχος που παράγεται θυμίζει παρά πολύ τον γνωστό ηχό των blues. Πολλοί ενισχύτες για αυτόν τον λόγο είναι υβριδικοί δηλαδή περιέχουν και λυχνίες και τρανζίστορ για να πετύχουν διαφορετικά ηχητικά αποτελέσματα. To προβλήμα με τις λυχνίες όμως είναι το αυξημένο τους κόστος. Εμείς θέλουμε να κατασκευάσουμε ένας ενισχυτή με μικρό κοστός και ικανοποιητικό ήχο. Για τον λόγο αυτό θα χρησιμοποιήσουμε ένα κύκλωμα ψαλιδισμού με δίοδους ώστε να πετύχουμε το αποτέλεμα αυτό. Το κύκλωμα αυτό φαίνεται στο επόμενο σχήμα. Σχήμα 4 Κύκλωμα ψαλιδισμού με διόδους Ουσιαστικά το κύκλωμα αυτό είναι πολύ απλό και αποτελείται από 6 διόδους 1Ν4148 τοποθετημένες αντιπαράλληλα. Με αυτόν τον τρόπο η στάθμη του σήματος εξόδου μπορεί να περιοριστεί σε περίπου 3 x 0,6 = 1,8 volt. Αυτό από μόνο του δεν αρκεί. Για αυτό

104 προσθέτουμε τον πυκνωτή C4 ο οποίος εξομαλύνει την κυματομορφή και την κάνει να μοιάζει με αυτή των ενισχυτών με λυχνίες. H κυματομορφή σε αυτή την περίπτωση φαίνεται στο παρακάτω σχήμα. Εικόνα 7 Κυματόμορφή εισόδου (πάνω) και κυματoμορφή εξόδου (κάτω) όταν το σήμα περνάει από το κύκλωμα ψαλιδισμού με λυχνίες ( f = Hz ) Αμέσως παρατηρούμε ότι το σήμα μας δεν μοιάζει με καθαρό ημιτονικό αλλά με συμπιεσμένες τις κορυφές. Αυτό προσδίδει μία γλυκία παραμόρφωση στο σήμα που είναι πολύ επιθυμητή. Ο ήχος που παραγέται περιέχει πολλές αρμονικές και είναι ιδιαιτέρα πλούσιος. Το σύμπερασμα που προκύπτει αμέσως από την μελέτη αυτής της χαρακτηριστικής λειτουργίας του ενισχυτή μας είναι ότι μπορούμε πολύ απλά και πολύ φτηνά να αναπαράγουμε ένα καλό αποτέλεσμα που διαφορετικά θα επρέπε να πληρωσουμέ ένα μεγαλό ποσό για έναν ενισχυτή λυχνίων.

105 Στην παρακάτω εικόνα βλέπουμε την κυματομορφή από ένα πετάλι που χρησιμοποιεί λυχνία για το οverdrive του ήχου. Το εν λόγο μοντέλο ονομάζεται Tube screamer και κατασκευάζεται από την εταιρία Ibanez. Εικόνα 8 Κυματομορφές εισόδου εξόδου και αποκοπής του μοντέλου Tube screamer Αμέσως παρατηρούμε την ομοιότητα του ψαλιδισμένου σήματος με αυτό του δικού μας κυκλώματος αναδεικνύοντας έτσι την ποιότητα κατασκευής του ενισχυτή μας παρά την χρήση απλών και φτηνών υλικών.

106 Γ.3) Κύκλωμα ρύθμισης της χροιάς του ήχου Bass, Treble Σε κάθε ενισχυτή κιθάρας απαραίτητη είναι δυνατότητα ελέγχου της χροιάς του σήματος. Πιο συγκεκριμένα σε έναν ενισχυτή κιθάρας υπάρχει η ανάγκη ενίσχυσης συγκερκιμένων συχνοτήτων στο φάσμα του ήχου. Από τις χαμηλές συχνότητες δηλαδή τα μπάσα, στις μεσαίες και τέλος στις υψηλές συχνότητες μέχρι τα 20kHz. Αυτό μας δίνει την δυνατότητα ανάλογα με τις μουσικές μας ανάγκες να προσαρμόζουμε τον ήχο για το καλύτερο δυνατό αποτέλεσμα. Οι συνήθεις ενισχυτές του εμπορίου έχουν τρεις ρυθμιστές χροιάς. Αυτοί έχουν τις ονομασίες στα ποτενσιόμετρα ως Bass, Mid και Treble. Καθένα από αυτά ρυθμίζει και μία περιοχή συχνοτήτων. Για τον δικό μας ενισχυτή θα κατασκευάσουμε ένα κύκλωμα που θα ρυθμίζει τα μπάσα ( δηλαδή τις χαμηλές συχνότητες ) και τα πρίμα ( δηλαδή τις υψηλές συχνότητες ). Πιο συγκεκριμένα το κύκλωμα ρύθμισης που θα δούμε στην συνέχεια είναι μια σύγχρονη εκδοχή του κυκλώματος του Peter J. Baxandall που δημοσίευσε ο ίδιος το Το κύκλωμα εκείνο χρησιμοποιούσε μία λυχνία στην έξοδο του. Εμείς θα χρησιμοποιήσουμε έναν τελεστικό ενισχυτή. Το κύκλωμα μας φαίνεται στην παρακάτω εικόνα. Σχήμα 5 Κύκλωμα ρύθμισης χροιάς με τα αντίστοιχα ποτενσιόμετρα για τα μπάσα ( bass) και τα πρίμα ( treble )

107 Ένα χαρακτηριστικό του κυκλώματος αυτού είναι ότι είναι πλήρως συμμετρικό. Δηλαδή όταν τα ποτενσιόμετρα μας είναι ρυθμιζόμενα ακριβώς στην μέση το σήμα μας δεν έχει κάποια μεταβολή στην συχνότητα του. Αρχικά να τονίσουμε ότι στην μία είσοδο του τελεστικού μας ενισχυτή έχουμε εικονική γείωση μιας και έχουμε συνδέσει την μη αναστρέφουσα είσοδο στην γείωση του κυκλώματος. Στις χαμηλές συχνότητες ο πυκνωτής C6 ουσιαστικά είναι ανοιχτό κύκλωμα. Έτσι τα μπάσα ρυθμίζονται με το ποτενσιόμετρο P2. Αυτό έχει σαν αποτέλεσμα να ενισχύονται οι χαμηλές συχνότητες από το τελεστικό ενισχυτή. Η λειτουργία αυτή του κυκλώματος φαίνεται στην πακάτω εικόνα. Παρατηρήστε ότι οι πυκνωτές ουσιαστικά αντικαθίσταντε από ανοιχτό βρόχο. Σχήμα 6 Συχνοτική συμπεριφορά του κυκλώματος ρύθμισης χροιάς για τις χαμηλές συχνότητες οι πυκνωτές αντικαθίστανται από κύκλωμα ανοιχτού βρόχου Οι μεσαίες συχνότητες δεν επηρεάζονται πολύ από αυτό το κύκλωμα και περνούν στην έξοδο του κυκλώματος μιας και είναι οι πιο σημαντικές για τον ήχο. Αν θέλαμε θα μπορούσαμε να προσθέσουμε στο κύκλωμα ένα ακόμα ποτενσιόμετρο για να ελέγχουμε και τις μεσαίες συχνότητες. Στις υψηλές συχνότητες ο πυκνωτής C6 λειτουργεί ως βραχυκύκλωμα. Αυτό

108 έχει σαν αποτέλεσμα το ποντενσιόμετρο P2 να μην επηρεάζει τις υψηλές συχνότητες. Έτσι οι υψηλές συχνότητες ρυθμίζονται με το ποτενσιόμετρο P3 με αποτέλεσμα αυτές να ενισχύονται από τον τελεστικό ενισχυτή. Η λειτουργία αυτή του κυκλώματος φαίνεται στην συνέχεια. Παρατηρήστε ότι Σχήμα 7 Συχνοτική συμπεριφορά του κυκλώματος ρύθμισης χροιάς για τις υψηλές συχνότητες οι πυκνωτές αντικαθίστανται από κλειστό βρόχο Μέτα από την ανάλυση λοιπόν του κυκλώματος είναι εμφανές πως αποτελεί ίσως το πιο σημαντικό κομμάτι του ενισχυτή μας αλλά και ένα από τα απλότερα. Όσο καλή παραμόρφωση και να πετύχουμε σε έναν ενισχυτή θα είναι πάντα απαραίτητη η ευελιξία στον ήχο μας ανάλογα με την ανάγκη που παρουσιάζεται σε κάθε περίπτωση. Σαν συμπέρασμα από τον δικό μας ενισχυτή είναι ότι με ένα πολύ απλό αλλά ταυτόχρονα πολύ αποτελεσματικό κύκλωμα μπορούμε να αλλάζουμε τον ήχο μας όπως επιθυμούμε. Πολύ σημαντικό επίσης είναι και το επιπλέον κόστος του κυκλώματος αυτού το οποίο είναι ελάχιστο μίας και χρησιμοποιούμε τον δεύτερο τελεστικό ενισχυτή που περιέχει το ολοκληρωμένο κύκλωμα TL072 και επιπλέον πολύ φτηνά υλικά δηλαδή ο λόγος της ποιότητας του ενισχυτή ως προς το κόστος αυξάνει γεωμετρικά.

109 Γ.4) Τελικό κύκλωμα ενίσχυσης του προενισχυτή Master volume Με αυτό το κύκλωμα ολοκληρώνουμε την μελέτη του προενισχυτή μας. Στην ουσία είναι η τελευταία βαθμίδα ενίσχυσης της έντασης η οποία είναι απραίτητη για τον ενισχυτή. Χάρη σε αυτή μπορούμε να ενισχύσουμε αρκετά την ένταση ώστε να ακούμε τον ήχο όταν ο ενισχυτής δεν φτάνει στον κόρο και έτσι να έχουμε ήχο χωρίς παραμόρφωση. Ταυτόχρονα μπορούμε να μειώνουμε την ένταση όταν δεν θέλουμε να ενοχλούμε με θορυβό μιας και ένας ενισχυτής εξάσκησης είναι ένα εργαλείο για το σπίτι η την αίθουσα. Το κύκλωμα αυτό φαίνεται στην παρακάτω εικόνα. Σχήμα 8 Τελικό κύκλωμα ενίσχυσης του προενισχυτή To κύκλωμα αυτό βρίσκεται ακριβώς μετά από το κύκλωμα ρύθμισης χροιάς που είδαμε πριν λίγο. Αρχίκα οι υψηλές συχνότητες εξασθενούν επιπλέον από το φίλτρο R 11 /C9. Το ποτενσιόμετρο P4 είναι αυτό που ρυθμίζει την ένταση του ήχου. Στην πραγματικότητα μπορεί να μηδενίσει εντελώς το σήμα. Αυτό είναι επιθυμητό σαν χαρακτηριστικό σε περιπτώς που συνδέουμε η αποσυνδέουμε κάποια κιθάρα στον ενισχυτή μιας και σε αυτές τις περιπτώσεις έχουμε συνέχεια μεγάλο θορυβό που είναι ενοχλητικός για εμάς και τους γύρω μας ενώ μερικές φορές μπορεί ακόμα να προκαλέσει και πρόβλημα στο ηχείο. Ο πυκνωτής C10 λειτουργεί ως πυκνωτής διέλευσης υψηλών συχνοτήτων. Η έξοδος αυτού του κύκλωματος μας οδηγεί στην είσοδο του ενισχυτή ισχύος του κυκλωματός μας. Στην ουσία ο προενισχυτής και η μελέτη του που είδαμε ως τώρα αποτελεί και το σημαντικότερο κομματί από επιστημονικού ενδιαφέροντος. Το μόνο που χρειάζεται τώρα είναι να ενισχύσουμε το χαμηλό σε ένταση σήμα μας ώστε αυτό να μπορεί να δώσει δυνατό ήχο μέσα από ένα ηχείο. To κύκλωμα αυτό λοιπόν θα μελετήσουμε στην συνέχεια.

110 Εικόνα 8 Κυματόμορφή εισόδου (πάνω) και κυματoμορφή εξόδου (κάτω) με το ποτενσιόμετρο στο τελικό κύκλωμα ενίσχυσης σε μια άκρα τιμή και ωστέ να έχουμε μηδενική έξοδο ( f=1.043 Hz )

111 Δ) Kύκλωμα τελικού ενισχυτή ( ενισχυτής ισχύος ) Ο προενισχυτής μας είναι το κύκλωμα το οποίο παραμορφώνει και δίνει την κατάλληλη χροιά στο σήμα μας οπώς μελετήσαμε πριν. Αν και αποτελεί ένα πολύ καλό κύκλωμα για να ακούσουμε τελικά ήχο πρέπει το σήμα στην έξοδο να αυξηθεί σε ένταση ( ρεύμα ) ώστε να ακουστεί σε ένα καλό ηχείο. Για τον λόγο αυτό θα κατασκευάσουμε έναν ενισχυτή ισχύος αξιοποιώντας το ολοκληρωμένο κύκλωμα TDA2030 (A). To κυκλωμά φαίνεται παρακάτω. Σχήμα 9 Κύκλωμα τελικού ενισχυτή μαζί με το ηχείο Το βασικό στοιχείο του κυκλώματος αυτού είναι ο ενισχυτής ισχύος TDA 2030 (A). Ο TDA 2030A είναι ένα μονολιθικό ολοκληρωμένο κύκλωμα σε Pentawatt περίβλημα και προορίζεται για χρήση ως ένας χαμηλής συχνότητας ενισχύτης ισχύος κλάσης AB. Με V smax = 44V είναι κατάλληλος για αξιόπιστες εφαρμογές χωρίς ρυθμιζόμενη τροφοδοσία και ως οδηγός για κυκλώματα 35watt χρησημοποιόντας χαμηλού κόστους συμπλήρωματικά υλικά. Ο TDA 2030A παρέχει υψηλής έντασης ρεύμα και έχει πολύ μικρή αρμονική και cross over παραμόρφοση. Επιπλέον η συσκευή αυτή ενσωματώνει ένα απλό κύκλωμα προστασίας αποτελούμενο από ένα συνδυασμό ώστε αυτομάτως να περιορίζει την εκπεμπόμενη ισχύ και να διατηρεί το σημείο λειτουργίας των τρανζίστορ μέσα στα ασφαλή όρια λειτουργίας. Τέλος περιλαμβάνει και ένα στοιχειώδες θερμικό σύστημα αυτόματης απενεργοποίησης. Εμείς θα χρησιμοποιήσουμε το κύκλωμα της βασικής εφαρμογής από το επίσημο φύλλο προδιαγραφών της εταιρίας αλλάζοντας μόνο την τιμή της αντίστασης R13 ώστε να έχουμε μικρότερη

112 ενίσχυση. H ισχύς του τελικού ενισχυτή στην περίπτωση αυτή είναι 2W. Να σημειώσουμε ότι το κύκλωμα αυτό δεν χρειάζεται σταθεροποιημένη τάση. Πολύ σημαντικό είναι να αναφέρουμε ότι το TDA 2030 A έχει πολύ μικρή αρμονική παραμόρφωση ( total harmonic distortion ). Ειδικά για ένα σήμα τόσο παραμορφωμένο όσο το δικό μας. Αυτό φαίνεται και στην παρακάτω εικόνα οπού απομονώνουμε τον τελικό ενισχυτή και έχουμε σήμα στην εισοδό του μέσω γεννήτριας. Εικόνα 9 Κυματόμορφή εισόδου (πάνω) και κυματoμορφή εξόδου (κάτω) για τον τελικό μας ενισχυτή με το TDA 2030A ( f=1.043 Hz ) Επίσης με το TDA 2030A το σήμα δεν έχει παραμόρφωση για ένα τεράστιο εύρος συχνοτήτων. Η πιο πανω εικόνα ήταν στο 1kHz όμως το τελικός μας ενισχυτής μπορεί να παράγει σήμα χωρις παραμόρφωση για πάρα πολύ μεγαλό φάσμα καλύπτωντας πλήρως το ακουστικό. Εικόνα 10 Κυματόμορφή εισόδου (πάνω) και κυματoμορφή εξόδου (κάτω) για τον τελικό μας ενισχυτή με το TDA 2030A ( f=454,5 khz ) Όπως φαίνεται ο ενισχυτής αρχίζει να παραμορφώνει το σήμα κοντά στα 450 khz.

113 Στην έξοδο του τελικού μας ενισχυτή θα τοποθετήσουμε ένα ηχείο. Η επιλογή του ηχείου είναι πολύ σημαντική για το τελικό ηχητικό μας αποτέλεσμα. Χρειαζόμαστε ένα ηχείο που να μπορεί να αναπαράγει σωστά όλο το ακουστικό φάσμα συχνοτήτων και ιδιαίτερα τα μπάσα σημείο στο οποίο πολά ηχεία υστερούν. Εικόνα 11 Ηχείο στην έξοδο του τελικού ενισχυτή R = 8 Ωhm To ηχείο που επιλέξαμε είναι το ΤELE SSW 806. Διαθέτει διπλή ανάρτηση και μόνο πηνείο φωνής ένω η αντίσταση του είναι στα 8 Ωhm. Tο ηχείο αυτό είναι πολύ καλό για τον ενισχυτή μας. Επειδή ο ενισχυτής μας είναι στα 2W θα μπορούσαμε να επιλέξουμε ένα πιο φτηνό ηχείο αλλά σε αυτήν την περίπτωση επιθυμούμε την μέγιστη δυνατή ποιότητα ήχου. Έτσι λοιπόν ολοκληρώνουμε την μελέτη του τελικού μας ενισχυτή. Όπως είδαμε ο τελικός ενισχυτής είναι βασισμένος από το βασικό κύκλωμα του TDA 2030 (A). Αφού προσαρμόσουμε την ενίσχυση που θέλουμε και με την επιλογή ένος καλού ηχείου μπορούμε πλέον να έχουμε αρκετή ένταση στο σήμα μας ώστε να ακούμε μια καλή ποιότητα ήχου. To TDA 2030 (Α) είναι μία ιδανική λύση για εφαμογές τέτοιου τύπου και αποτελεί μια εύκολη και πλήρως ικανοποιητική λύση.

114 Ε) Κυκλώματα τροφοδοσίας (Βασικό τροφοδοτικό και σταθεροποιητής τάσης) Αφού είδαμε πλέον με κάθε λεπτομέρια τα κυκλώματα του προενισχυτή και του τελικού ενισχυτή είναι απαραίτητο πλέον να αναφερθούμε και στα κυκλώματα τροφοδοσίας. Αρχικά να αναφέρουμε ότι το TDA 2030 (Α) έχει ως μέγιστη τάση τροφοδοσίας τα 22Volt ενώ ο τελεστικός ενισχυτής ΤL072 τα 18Volt. Το κύκλωμα του βασικού τροφοδοτικού βρίσκεται στην παρακάτω εικόνα. Σχήμα 10 Βασικό κύκλωμα τροφοδοτικού Για το τροφοδοτικό αυτό χρησιμοποιούμε ένα μετασχηματιστή συμετρικής τροφοδοσίας 2x9V στα 12VA. Στην συνέχεια του κυκλώματος υπάρχει μία γέφυρα ανόρθωσης τάσης από διόδους 1N5408. Το υπόλοιπο του κυκλώματος αποτελείται από δύο πυκνωτές εξομάλυνσης των 2200μF τοποθετημένους με την κατάλληλη πολικότητα. Στο τροφοδοτικό τοποθετούμε και μία δίοδο LED ώστε να υποδεικνύει ότι ο ενισχυτής μας βρίσκεται σε λειτουργία. Στην έξοδο του τροφοδοτικού συνδέονται το κύκλωμα του τελικού ενισχυτή καθώς και το κύκλωμα σταθεροιποίησης τάσης. Το TDA 2030 (A) δεν χρειάζεται σταθεροποιημένη τάση. Στην πραγματικότητα θα μπορούσαμε να μην χρησιμοποιήσουμε κύκλωμα σταθεροποίησης για τον προενισχυτή. Αυτό θα μας έδινε κόρο στα όταν το σήμα θα πλησίαζε τα 12 volt κάτι που θα γίνοταν εύκολα μέσω του ποντενσιόμετρου όπως είδαμε. Ταυτόχρονα θα έπρεπε να ρυθμίζουμε συνέχεια την εντασή διότι το κύκλωμα ψαλιδισμού και ο κόρος απέχουν αρκετά Volt. Επίσης σε περίπτωση που θέλουμε να προσθέσουμε στον ενισχυτή ένα ενσωματομένο πεταλί για έλεγχο της λειτουργίας προσομίωσης λυχνίων δεν θα γίνοταν λόγο διαφοράς της τάσης στο ήχο. Ακόμη η σταθεροποιήμενη τάση μας ενδιαφέρει ώστε να έχουμε καλύτερο κόρο και η παραμόρφωση μας να έχει σαν αποτέλεσμα πολύ καλύτερη ποιότητα. Έτσι λοιπόν θα

115 θα χρησιμοποιήσουμε ένα κύκλωμα σταθεροποίησης με δύο ολοκληρωμένα κυκλώματα ρύθμισης τάσης. To κύκλωμα μας φαίνεται στην επόμενη εικόνα. Σχήμα 11 Κύκλωμα τροφοδoσίας προενισχυτή κύκλωμα σταθεροποίησης τάσης Το κύκλωμα αυτό δέχεται στην είσοδο του την μη σταθεροποιημένη τάση και τροφοδοτεί τον προενισχυτή μας. Χρησιμοποιεί δύο ολοκληρωμένα κυκλώματα L7805 και L7905 τα οποία είναι ρυθμίστες τάσης. Έτσι σε συνδυασμό με μερικούς πυκνωτές έχουμε μία τάση +5, -5 Volt. Αυτή μας προσφέρει έναν ιδανικό κόρο για τον προενισχυτή μας τροφοδοτώντας το TL072.

116 ΣΤ) Τελική ολοκλήρωση της κατασκευής Για την τοποθέτηση των ηλεκτρονικών εξαρτημάτων του ενισχυτή μας πρέπει να χρησημοποιήσουμε ένα κουτί το οποίο να έιναι κάλα μονομένο στις ενώσης των ξύλινων επιφανειών ώστε να μην υπάρχει αρνητική επιροή στον ήχο. Για τον λόγο αυτό φροντίζουμε να τοποθετούμε κόλα ανάμεσα στις επιφάνειες. Ταυτόχρονα προτιμήσαμε να αφήσουμε το πίσω μέρος του ενισχυτή ανοιχτό ώστε να μην. Οι 2 πλακέτες τοποθετούνται η μία πάνω στην άλλη με την χρήση τεσσάρων μεταλικών βιδών ώστε να παραμένουν σταθερές στην θέση τους. Με αυτον τον τρόπο μειώνεται ο απαιτούμενος ογκός που καταλαμβάνουν μέσα στο κουτί. Ιδιαίτερη σημασία πρεπεί να δώσουμε στην θέση του μετασχηματιστή μέσα στο κουτί. Για λόγους ηλεκτρομαγνητικής επαγωγής το καλύτερο θα ήτανε να βρίσκεται όσο πιο μακριά από τα κυκλώματα του ενισχυτή γίνεται ώστε να έχουμε όσο μικρότερη παραμόρφωση γίνεται. Οι επιδράσεις από τα καλώδια προκαλούν και αυτές ανάλογα φαίνομενα επαγωγής αλλά σε μικρότερη ένταση από τον ενισχυτή. Εικόνα 12 Οι πλακέτες τοποθετημένες η μία πάνω στην άλλη μέσα στο κουτί του ενισχυτή. Το ηχέιο τοποθετήται στο μπροστινό μέρος του κουτιού και καλύπτεται με ειδικό προστατευτικό.

117 H τελική κατασκευή από την πίσω όψη φαίνεται στο επόμενο σχήμα Εικόνα 12 Ολόκληρη η κατασκευή του ενισχυτή μέσα στο κουτί.

118 TL072 Φύλλο προδιαγραφών

119

120

121

122

123

124

125

126