LUCAEA a IIIa SIMULAEA CICUITELO INTEGATE ANALOGICE
INTODUCEE Lucrarea îşi propune analiza şi simularea funcţionării circuitelor analogice fundamentale de tipul amplificatoarelor diferenţiale, surselor de curent, referinţelor de tensiune sau amplificatoarelor operaţionale Capitolul destinat aplicaţiilor amplificatoarelor operaţionale analizează modul de operare al circuitelor liniare şi neliniare elementare şi de complexitate medie de tip amplificator sumator, de diferenţă sau de instrumentaţie, redresor sau comparator cu histerezis, verificarea rezultatelor teoretice fiind realizată prin simulare Evidenţierea diferenţelor dintre amplificatorul operaţional ideal şi cel real este realizată prin studiul parametrilor principali, măsura în care modelul idealizat aproximează situaţia concretă existentă în practică având o referire strictă la aceşti parametri Parte integrantă a multor circuite analogice, amplificatorul diferenţial este studiat pe larg în capitolu l al treilea Este analizată funcţionarea pe mod diferenţial şi mod comun a etajelor diferenţiale elementare, bipolar şi CMOS, evidenţiinduse diferenţele importante între cele două variante tehnologice, concretizate întro serie de avantaje şi dezavantaje Sunt studiate circuite mai complexe, prezentând avantajul unor parametri superiori: liniaritate, valoare mare a amplificării de mod diferenţial sau domeniu extins de mod comun al tensiunii de intrare Considerând ca punct de plecare sursele de curent elementare, realizate în tehnologie bipolară sau CMOS, sunt analizate în capitolul următor o serie de circuite cu performanţe superioare, principalele obiective urmărite fiind creşterea rezistenţei de ieşire în contextul păstrării unei excursii maxime a tensiunii la bornele sursei, îmbunătăţirea rejecţiei tensiunii de alimentare sau reducerea dependenţei de temperatură a curentului de ieşire Funcţionarea referinţelor de tensiune bipolare şi CMOS elementare este analizată în capitolul destinat acestei clase de circuite Dependenţa de temperatură şi rejecţia tensiunii de alimentare sunt studiate considerându se două clase fundamentale: circuite fără corecţia caracteristicii de temperatură şi circuite cu corecţia de ordin I a caracteristicii de temperatură In final, este realizată o prezentare sumară a programului PSpice Student utilizat pentru verificarea analizelor teoretice aferente fiecărui capitol
CUPINS Introducere Capitolul I Aplicaţii ale amplificatoarelor operaţionale Introducere teoreticǎ Amplificator inversor Configuraţie inversoare cu amplificare mărită 3 Amplificator sumator inversor 4 Amplificator de diferenţǎ 5 Amplificator de instrumentaţie 6 Amplificator cu reacţie pozitivă controlată 7 edresor bialternanţă 8 edresor bialternanţă 9 Comparator cu histerezis Simularea circuitelor cu amplificatoare operaţionale Amplificator inversor Configuraţie inversoare cu amplificare mărită 3 Amplificator sumator inversor 4 Amplificator de diferenţǎ 5 Amplificator de instrumentaţie 6 Amplificator cu reacţie pozitivă controlată 7 edresor bialternanţǎ 8 edresor bialternanţǎ 9 Comparator cu histerezis 3 Intrebări Capitolul II Parametrii amplificatoarelor operaţionale Introducere teoreticǎ Tensiunea de decalaj (offset) de intrare, IO Curenţul de polarizare, I B 3 Curentul de offset (decalaj) de intrare, I IO 4 Amplificarea în buclǎ deschisǎ, a 5 ezistenţa de intrare, i 6 ezistenţa de ieşire, o 7 Curentul maxim de ieşire, I Omax 8 Tensiunea maximǎ de ieşire, Omax 9 Slewrateul, S Simularea circuitelor cu amplificatoare operaţionale pentru determinarea parametrilor acestora Tensiunea de offset (decalaj) de intrare Curenţii de intrare I B, I B şi curentul de decalaj de intrare, I IO 3 Amplificarea în buclǎ deschisǎ 4 ezistenţa de ieşire 5 Tensiunea maximǎ de ieşire 6 Curentul maxim de ieşire 7 iteza maximǎ de variaţie a semnalului de ieşire (slewrate) 8 ǎspunsul în frecvenţǎ al unui amplificator inversor 3 Intrebări
Capitolul III Amplificatoare diferenţiale bipolare şi CMOS 3 Introducere teoretică 3 Amplificatorul diferenţial bipolar elementar 3 Funcţionarea pe mod diferenţial 3 Funcţionarea pe mod comun 33 Domeniul maxim al tensiunii de mod comun de intrare 3 Amplificatorul diferenţial bipolar elementar cu degenerare în emitor 33 Amplificatorul diferenţial CMOS elementar 33 Funcţionarea pe mod diferenţial 33 Funcţionarea pe mod comun 333 Domeniul maxim al tensiunii de mod comun de intrare 34 Amplificatorul diferenţial CMOS elementar cu degenerare în sursǎ 35 Structură paralel de amplificator diferenţial pentru creşterea domeniului maxim al tensiunii de mod comun de intrare 36 Amplificator diferenţial bipolar cu sarcinǎ activǎ 37 A mp lificator diferenţial cu suma GS constantă 38 Amplificator diferenţial format din două etaje 39 Amplificator diferenţial cu reacţie negativǎ 30 Amplificator diferenţial cu reacţie negativǎ şi AO 3 Simularea amplificatoarelor diferenţiale bipolare şi CMOS 3 Amplificatorul diferenţial bipolar elementar 3 Funcţionarea pe mod diferenţial 3 Funcţionarea pe mod comun 33 Domeniu l maxim al tensiunii de mod comun de intrare 3 Amplificatorul diferenţial bipolar elementar cu degenerare în emitor 33 Amplificatorul diferenţial CMOS elementar 33 Funcţionarea pe mod diferenţial 33 Funcţionarea pe mod comun 333 Domeniul maxim al tensiunii de mod comun de intrare 34 Amplificatorul diferenţial CMOS elementar cu degenerare în sursǎ 35 Structură paralel de amplificator diferenţial pentru creşterea domeniului maxim al tensiunii de mod comun de intrare 36 Amplificator diferenţial bipolar cu sarcinǎ activǎ 37 A mp lificator diferenţial cu suma GS constantă 38 Amplificator diferenţial format din două etaje 39 Amplificator diferenţial cu reacţie negativǎ 30 Amplificator diferenţial cu reacţie negativǎ şi AO 33 Intrebări Capitolul I Surse de curent bipolare şi CMOS 4 Introducere teoretică 4 Surse de curent elementare 4 Oglinda de curent bipolarǎ 4 Oglinda de curent CMOS 43 Sursa de curent bipolarǎ cu rezistenţe în emitor 44 Sursa de curent CMOS cu rezistenţe în sursǎ 45 Sursa de curent Widlar bipolarǎ 46 Sursa de curent utilizând BE ca referinţă 47 Sursă de curent cu diodă Zener 4 Surse de curent cu rezistenţă de ieşire mare 43 Surse de curent cu autopolarizare 43 Sursa de curent cu autopolarizare utilizând BE ca referinţă 43 Sursa de curent îmbunătăţită cu autopolarizare utilizând BE ca referinţă 433 Sursă de curent cu autopolarizare cu diodă Zener 434 Sursa de curent cu autopolarizare cu dependenţǎ negativǎ de temperaturǎ 435 Sursǎ de curent PTAT cu autopolarizare
44 Surse de curent cu dependenţă redusă de temperatură 44 Dependenţa de temperatură a tensiunii bază emitor 44 Sursǎ de curent cu autopolarizare şi dependenţă redusă de temperaturǎ 4 Simularea surselor de curent bipolare şi CMOS 4 Surse de curent elementare 4 Oglinda de curent bipolarǎ 4 Oglinda de curent CMOS 43 Oglinda de curent bipolarǎ cu rezistenţe în emitor 44 Oglinda de curent CMOS cu rezistenţe în sursǎ 45 Sursă de curent cu diodă Zener 4 Surse de curent cascod 4 Oglindă de curent cascod CMOS 43 Surse de curent cu autopolarizare 43 Sursa de curent cu autopolarizare utilizând BE ca referinţă 43 Sursa de curent îmbunătăţită cu autopolarizare utilizând BE ca referinţă 433 Sursă de curent cu diodă Zener cu autopolarizare 434 Sursa de curent cu autopolarizare şi dependenţǎ negativǎ de temperaturǎ 44 Surse de curent cu dependenţă redusă de temperatură 44 Sursǎ de curent PTAT cu autopolarizare 44 Sursǎ de curent cu autopolarizare şi dependenţă redusă de temperatură 43 Intrebări Capitolul eferinţe de tensiune bipolare şi CMOS 5 Introducere teoretică 5 Dependenţa de temperatură şi de tensiunea de alimentare a referinţelor de tensiune 5 Obţinerea unei tensiuni CTAT 5 Obţinerea unei tensiuni PTAT Circuite cu corecţia de ordin I a caracteristicii de temperatură referinţa de tensiune bandgap 53 eferinţǎ de tensiune bandgap elementarǎ 54 eferinţǎ de tensiune bandgap utilizând un AO varianta I 55 eferinţǎ de tensiune bandgap utilizând un AO varianta a IIa 56 eferinţǎ de tensiune bandgap cu tensiune de ieşire ajustabilǎ utilizând un AO 57 eferinţǎ de tensiune cu diodǎ Zener 58 eferinţă de tensiune bandgap cu funcţionare în curent 5 Circuit de stabilizare termică pentru referinţe de tensiune 5 Simularea referinţelor de tensiune bipolare şi CMOS 5 Dependenţa de temperatură a referinţelor de tensiune Circuite fără compensarea caracteristicii de temperatură 5 Obţinerea unei tensiuni CTAT 5 Obţinerea unei tensiuni PTAT Circuite cu corecţia de ordin I a caracteristicii de temperatură 53 eferinţǎ de tensiune bandgap elementarǎ 54 eferinţǎ de tensiune bandgap utilizând un AO varianta I 55 eferinţǎ de tensiune bandgap utilizând un AO varianta a IIa 56 eferinţǎ de tensiune bandgap cu tensiune de ieşire ajustabilǎ utilizând un AO 57 eferinţǎ de tensiune cu diodǎ Zener 58 eferinţă de tensiune bandgap cu funcţionare în curent 5 Dependenţa de tensiunea de alimentare a referinţelor de tensiune Circuite fără compensarea caracteristicii de temperatură 5 Obţinerea unei tensiuni CTAT 5 Obţinerea unei tensiuni PTAT Circuite cu corecţia de ordin I a caracteristicii de temperatură 53 eferinţǎ de tensiune bandgap elementarǎ 54 eferinţǎ de tensiune bandgap utilizând un AO varianta I 55 eferinţǎ de tensiune bandgap utilizând un AO varianta a IIa 56 eferinţǎ de tensiune cu diodǎ Zener 53 Circuit de stabilizare termică 53 Intrebări
Capitolul I Descrierea programului Pspice Student 6 Introducere 6 Utilizarea programului Pspice Student 6 Desenarea circuitului 6 Inserarea unei componente noi 6 Interconectarea componentelor 63 Elemente de circuit 6 Tipuri de analize 6 Elemente obligatorii 6 Analiza tranzitorie (Transient Analysis) 63 Analiza DC 64 Analiza DC Nested Sweep 65 Analiza AC Sweep 63 Simularea circuitului şi vizualizarea rezultatelor
CAPITOLUL I APLICAŢII ALE AMPLIFICATOAELO OPEAŢIONALE Introducere teoreticǎ Amplificatorul operaţional ideal este un amplificator de tensiune cu intrare diferenţialǎ şi ieşire simplǎ, având urmǎtoarele valori ale parametrilor specifici: Curenţi de polarizare a intrǎrilor nuli Amplificare în buclă deschisă infinitǎ Impedanţǎ de ieşire nulǎ Impedanţǎ de intrare infinitǎ Bandǎ de frecvenţǎ infinitǎ Parametrii amplificatoarelor operaţionale reale aproximeazǎ în cele mai multe situaţii la joasǎ frecvenţǎ aceste valori idealizate In majoritatea aplicaţiilor, amplificatorul operaţional este folosit în configuraţie cu reacţie negativǎ Pentru valori suficient de mari ale amplificǎrii în buclǎ deschisǎ, performanţele în buclǎ închisǎ vor fi determinate în principal de elementele reţelei de reacţie este: Amplificator inversor In ipoteza simplificatoare a utilizării unui AO ideal, amplificarea circuitului inversor prezentat în Figura A O () + o 3 Figura : Amplificator inversor Configuraţie inversoare cu amplificare mărită Obţinerea unei amplificări mari ( 000) în contextul utilizării unui singur amplificator operaţional şi al unui raport rezonabil de rezistenţe ( 00 ) implică utilizarea unei configuraţii inversoare modificate, conţinând o reţea d e reacţie în T (Figura )
3 i i i 3 4 + o 3 Figura : Configuraţie inversoare cu amplificare mărită Expresia amplificării în buclă închisă este: A Se obţine: A i i o o 3 () i3 i 3 4 3 4 (3) 4 3 Amplificator sumator inversor Insumarea ponderată a două semnale se poate realiza utilizând circuitul din Figura 3 Aplicând teorema superpoziţiei, tensiunea de ieşire a acestuia va avea expresia: 3 3 o (4) 3 3 + o 4 Figura 3: Amplificator sumator 4 Amplificator de diferenţǎ Diferenţa ponderată a două semnale impune aplicarea acestora pe cele două intrări ale unui AO (Figura 4) Expresia tensiunii de ieşire este: 4 o (5) 3 4 Cazul part icular 3 şi 4 implicǎ amplificări egale ale celor douǎ tensiuni de intrare:
o (6) 3 3 + o 4 4 Figura 4: Amplificator de diferenţǎ 5 Amplificator de instrumentaţie Obţinerea unei amplificări ridicate a tensiunii diferenţiale de intrare în contextul unor valori rezonabile ale rezistenţelor din circuit este posibilă prin utilizarea unui circuit diferenţial având două etaje Amplificarea totală va fi egală cu produsul amplificărilor individuale Circuitul amplificatorului de instrumentaţie este prezentat în Figura 5 + AO 4 5 4 6 3 o o 3 3 + AO3 o + AO 4 5 Figura 5: Amplificator de instrumentaţie Aplicând teorema superpoziţiei pentru AO şi AO, se obţin expresiile potenţialelor o şi o : o (7) o (8) Amplificatorul A O3, î mpreună cu rezistenţele 3 şi 4 constituie configuraţia particulară a amplificatorului de diferenţă din Figura 4, deci: 4 o o o (9) 3 Din cele trei relaţii anterioare se poate obţine expresia amplificării circuitului din Figura 5:
3 4 3 o o A (0) 6 Amplificator cu reacţie pozitivă controlată Creşterea câştigului unui amplificator cu un singur etaj se poate realiza prin introducerea unei reacţii pozitive controlate Aplicând torema superpoziţiei pentru AO din Figura 6, se obţine: 4 3 3 o 4 3 4 A () + + A 7 3 6 5 4 3 8 7 6 5 4 AO o AO Figura 6: Amplificator cu reacţie pozitivă controlată Deoarece AO funcţionează în configuraţie de repetor, rezistenţele 5 şi 6 formează un divizor ideal de tensiune, deci: 6 5 6 A o () Eliminând A din relaţiile () şi () se obţine: 4 3 3 4 6 5 o (3) Condiţia ca structura din Figura 6 să amplifice d iferenţa este ca amplificările celor două potenţiale din membrul drept al relaţiei (3) să fie egale, echivalent cu: 4 3 (4) ceea ce implică o amplificare având expresia: 5 6 o A (5)
7 edresor bialternanţă Circuitul redresorului bialternanţă este prezentat în Figura 7 3 = A 4 = / 5 = 5 B = D AO D 3 = AO + + o 4 Figura 7: edresor bialternanţă Aplicând o tensiune sinusoidală pe intrarea circuitului, există două cazur i distincte pentru care trebuie analizatǎ starea diodelor D şi D 5 0 ; D deschisă, D blocată B 0 (6) 5 0 ; D blocată, D deschisă 5 o 5 5 (7) 3 A 5 (8) 5 5 o A 5 5 (9) 4 3 Funcţia globală realizată de circuitul din Figura 6 este, deci: o 5 (0) 8 edresor bialternanţă Circuitul redresorului bialternanţă este prezentat în Figura 8 3 = B = A 3 = 4 = D D + AO + AO o 5 4 Figura 8: edresor bialternanţă
5 0 ; D deschisă, D blocată A 5 5 () 4 4 o 5 A 5 () 3 3 5 0 ; D blocată, D deschisă B 5 (3) 4 4 o 5 B 5 (4) 3 3 rezultând aceeaşi funcţie globală: o 5 (5) 9 Comparator cu histerezis Comutările parazite ale ieşirii unui comparator analogic în condiţiile unui zgomot suprapus peste semnalul util de intrare pot fi eliminate prin realizarea unui histerezis implementat concret prin introducerea reacţiei pozitive Circuitul comutatorului cu histerezis este prezentat în Figura 9 3 + C o 4 Figura 9: Comutator cu histerezis Considerând OM, respectiv OM limitele extreme ale tensiunii de ieşire a comutatorului C, caracteristica cu histerezis a acestuia va avea forma din Figura 3 o OH = OM 4 PL P PH OL = OM Figura 0: Caracteristica cu histerezis a comutatorului
Cele două praguri de comutare PL, respectiv PH au expresiile: PL 3 OH (9) PH 3 OH (30) deci o lăţime a ferestrei de histerezis egală cu: şi o abscisă centrală a acesteia exprimată prin: P PH PL OH (3) PL PH P 3 (3) Efectul unui zgo mot suprapus peste semnalul de intrare, având amplitudinea mai mică decât produce comutări parazite ale ieşirii comparatorului (ca în cazul comparatorului clasic, fără histerezis) P nu va Simularea circuitelor cu amplificatoare operaţionale Tensiunea de alimentare pentru toate circuitele următoare este de 9 Amplificator inversor Analiza de semnal mic a Se consideră circuitul din Figura Tensiunea de intrare are o variaţie sinusoidală, amplitudinea de 5m şi frecvenţa khz, 00, 0k Amplificatorul operaţional se alege de tipul A74 Se realizează o analiză tran zitorie pentru intervalu l 0 t 5ms şi se vizualizează tensiunea de ieşire, determinânduse amplificarea circuitului; b Se repetă analiza de la punctul anterior, modificând la valoarea obţinută k, şi se notează noua amplificare Analiza de semnal mare c In condiţiile de la punctul a se realizeză o analiză DC de variabilă tensiunea de intrare (considerată acum sursă de tensiune de tip SC de 00 m ), cu un domeniu de variaţie cuprins între 00m şi 00 m Din analiza caracteristicii de transfer obţinute prin simulare se determină amplificarea circuitului, precum şi excursia maximă de tensiune la ieşirea amplificatorului operaţional; d Se repetă punctul anterior pentru k şi 0k ; e Se compară rezultatele obţinute anterior cu cele deduse în analiza teoretică Configuraţie inversoare cu amplificare mărită a Se realizeză circuitul din Figura pentru 4 k, 0k, 3 00k, un amplificator operaţional de tipul A74 şi o tensiune de intrare de amplitudine m şi o frecvenţă 00 Hz Se alege o analiză tranzitorie pentru intervalu l 0 t 50ms, se vizualizează forma semnalului de ieşire, determinânduse amplificarea circuitului şi se compară cu amplificarea teoretică; b Se pune în evidenţă efectul important al tensiunii de decalaj de intrare asupra funcţionării circuitului, ca o consecinţă a amplificării foarte mari în tensiune 3 Amplificator sumator inversor a Pentru circuitul din Figura 3 se consideră k, 3 0k, AO de tip A74, tensiune sinusoidală de amp litudine 00m şi frecvenţă khz şi tensiune continuă de Se realizează o analiză tranzitorie pentru 0 t 5ms şi se vizualizează tensiunea de ieşire, împreună cu tensiunile de intrare, şi, evidenţiinduse funcţia de însumare a circuitului
b Se repetă analiza anterioară, vizualizânduse doar tensiunea de ieşire Se consideră suplimentar o analiză parametrică de variabilă tensiunea, pentru un domeniu de variaţie al acesteia cuprins între şi, cu un pas de şi se observă modificarea valorii de curent continuu a tensiunii de ieşire 4 Amplificator de diferenţǎ Se considerǎ circuitul de diferenţǎ din Figura 4, cu sinusoidalǎ de amplitudine şi frecvenţǎ khz, iar 3 4 k este o tensiune este o sursǎ de tensiune PWL având urmǎtoarea descriere: T T T 3 3 T 4 4 0 0,5ms 0,50ms ms T 5 5 T 6 6 T 7 7 T 8 8,00ms,5ms,50ms ms T 9 9 T 0 0,00ms,5ms Se realizeazǎ o analizǎ tran zitorie pentru intervalul evidenţiinduse funcţia de scǎdere 0 t, 5ms şi se vizualizeazǎ tensiunea de ieşire, 5 Amplificator de instrumentaţie a Pentru circuitul amplificator din Figura 5 se cunosc 5k, 3 k, 4 00k, AO, AO şi AO3 de tipul A74, iar 3 tensiune sinusoidalǎ având amplitudinea de m şi frecvenţa de khzse realizeazǎ o analizǎ tran zitorie pentru intervalul 0 t 5ms şi se vizualizeazǎ tensiunea de ieşire, comparânduse amplificarea obţinutǎ cu cea estimatǎ teoretic b Se înlocuieşte tensiunea de intrare 3 descrisǎ la punctul anterior cu o sursǎ de tensiune AC cu amp litudine de m şi se realizeazǎ o analizǎ AC pentru un domeniu de frecvenţe cuprins între 0 Hz şi MHz Pe baza caracteristicii modulfrecvenţǎ simulate se determinǎ frecvenţa limitǎ superioarǎ a întregului circuit 6 Amplificator cu reacţie pozitivă controlată a Se considerǎ amplificatorul din Figura 6 pentru care 3 5 7 8 k, 4 0k, 6 00k Tensiunea de intrare 3 are o variaţie sinusoidalǎ, amplitudinea de m şi frecvenţa 00 Hz Se realizeazǎ o analizǎ tranzitorie pentru intervalul 0 t 50ms şi se vizualizeazǎ tensiunea de ieşire, comparânduse amplificarea obţinutǎ cu cea estimatǎ teoretic Observaţie: Alegerea unei valori reduse a frecvenţei tensiunii de intrare se justificǎ pr in banda redusǎ a amplificatorului consecinţǎ a unei amplificǎri mari în tensiune b Se repetǎ analiza anterioarǎ pentru a amplitudine variabilǎ a tensiunii de intrare şi se determinǎ tensiunea maximǎ sinusoidalǎ care poate fi reprodusǎ nedistorsionat la ieşirea amplificatorului operaţional 7 edresor bialternanţǎ a Se realizeazǎ circuitul din Figura 7 alegânduse 3 5 k, 4 500, AO şi AO de tip A74, D şi D de tip D N448 şi o tensiune de intrare sinusoidalǎ de amplitudine 500 m şi frecvenţǎ khz Se considerǎ o analizǎ tranzitorie pentru intervalul 0 t 5ms şi se vizualizeazǎ tensiunea de ieşire; b Se inverseazǎ sensurile celor douǎ diode şi se vizualizează din nou tensiunea de ieşire; c Se repetǎ analiza de la punctul a pentru o frecvenţǎ a semnalului de intrare de 0 khz şi un domeniu corespunzǎtor al analizei tranzitorii d Se determinǎ caracteristica de transfer a circuitului prin realizarea unei analize DC de variabilǎ tensiunea de intrare 5, având o descriere de tip SC cu amplitudine de şi un domeniu de variaţie cuprins între şi ; 8 edresor bialternanţǎ Se repetǎ analizele de la punctul pentru redresorul bialternanţǎ din Figura 8, considerânduse 3 k şi 4 k
9 Comparator cu histerezis a Se realizeazǎ circuitul din Figura 9, cu 0, 00, k, 3 şi AO de tip A74 Se aplicǎ pe intrarea co mutatorului fǎrǎ histerezis ( 0 ) un semnal triunghiular 4 de tip PWL având descrierea urmǎtoare: T T T 3 3 T 4 0 0 m 4 m 0 3m 4 T 5 5 T 6 6 T 7 7 4 4m 0 5m 4 6m 0 Se vizualizeazǎ evoluţia în timp a tensiunii de ieşire şi modul de comutare al acesteia Se determinǎ pragurile de comutare PL şi PH, precum şi tensiunile la ieşirea co mutatorului în cele doua stǎri posibile, OL 8,6 şi OH 8,6 b Se repetă analiza de la punctul a pentru circuitul cu histerezis, înlocuindu se valoarea foarte mică a rezistenţei cu valoarea de 40 Se remarcă existenţa unor praguri diferite de comutare în cele două sensuri, praguri ce definesc fereastra de histerezis şi se compară valorile măsurate cu valorile rezultate din relaţiile (9) şi (30) c Utilizând un sumator de tip SUM existent în biblioteca programului Pspice Student se însumeazǎ cu semnalul triunghiular de la punctul a un zgomot (modelat printrun semnal sinusoidal de amplitudine 400m şi frecvenţǎ 0 khz Se reia analiza tranzitorie, observânduse apariţia comutǎrilor parazite la ieşirea amplificatorului operaţional d Se repetǎ simularea de la punctul c introducând un histerezis în caracteristica comutatorului prin modificarea rezistenţei la valoarea 40 Se remarcă dispariţia comutǎrilor parazite cauzate de zgomotul suprapus peste tensiunea de intrare 3 Intrebări Care este rolul configuraţiei inversoare cu amplificare mărită din Figura? Ce avantaje prezintă sumatorul din Figura 3 faţă de sumatorul realizat doar cu elemente pasive? 3 Ce rol are reacţia pozitivă controlată a circuitului din Figura 6? 4 Ce efect are asupra tensiunii de ieşire inversarea diodelor din circuitele redresoare bialternanţă (Figurile 7 şi 8)? 5 Ce avantaj major prezintă redresoarele cu amplificatoare operaţionale faţă de circuitele simple, utilizând doar diode şi rezistenţe? 6 Ce rol are histerezisul circuitului din Figura 9? 7 Ce relaţie trebuie să existe între amplitudinea zgomotului suprapus peste semnalul util şi lăţimea ferestrei de histerezis pentru a se elimina complet comutările parazite ale tensiunii de ieşire a comparatorului din Figura 9?
CAPITOLUL II PAAMETII AMPLIFICATOAELO OPEAŢIONALE Introducere teoreticǎ Principalii parametri care caracterizeazǎ funcţionarea unui amplificator operaţional, ale cǎror valori evalueazǎ cantitativ abaterile acestuia de la idealitate, vor fi prezentaţi pe scurt în continuare Tensiunea de decalaj (offset) de intrare, IO eprezintǎ tensiunea care trebuie aplicatǎ între intrǎrile unui amplificator operaţional pentru obţinerea unei tensiuni continue nule la ieşire alorile t ipice pentru un etaj bipolar sun t cuprinse în gama ( 5) m, iar pentru un etaj realizat în tehnologie CM OS pânǎ la 0m Curenţul de polarizare, I B eprezintǎ media aritmeticǎ a curenţilor de intrare în amplificatorul operaţional: I B I B I B () I B şi tehnologie bipolarǎ, I B fiind curenţii de polarizare ai intrǎrilor neinversoare, respectiv inversoare Pentru circuitele realizate în I B depinde de punctul static de funcţionare al tranzistoarelor de intrare şi de factorul de amplificare în curent al acestora aloarea curentului de polarizare este puternic influenţatǎ de tehnologia de realizare a amp lificatorului operaţional (pentru AO bipolare, I B provine din curenţii de bazǎ ai tranzistoarelor etajului diferenţial de intrare, deci are valori uzuale de zecisute de na, în timp ce AO realizate în tehnologie CMOS au curenţi de intrare extrem de reduşi, cuprinşi în gama 0pA, practic neglijabili în majoritatea aplicaţiilor uzuale) 3 Curentul de offset (decalaj) de intrare, I IO Se defineşte ca diferenţa curenţilor de polarizare a celor douǎ intrǎri, fiind o mǎsurǎ a asimetriei etajului diferenţial de intrare: I IO I B I B () alorile tipice ale curentului de decalaj de intrare sunt de ( 5 0)% din valoarea curentului de polarizare Observaţie: Influenţa generatoarelor de eroare de la intrarea amplificatorului operaţional se poate reprezenta folosind circuitu l simp lu din Figura Tensiunea de decalaj se reprezintǎ printrun generator echivalent de eroare IO (care poate fi plasat în serie cu oricare dintre bornele de intrare), iar I B şi I B reprezintǎ curenţii de intrare în AO
IO comp I B + I B + AO v o Figura : Efectul tensiunii de decalaj de intrare şi a curenţilor de polarizare la un AO 4 Amplificarea în buclǎ deschisǎ, a Se defineşte ca raportul dintre tensiunea de ieşire şi tensiunea aplicatǎ între intrǎrile amplificatorului operaţional eprezentarea simplificatǎ a dependenţei de frecvenţǎ pentru amplificarea în buclǎ deschisǎ a unui AO real utilizeazǎ doi parametri: a 0, reprezentând amplificarea în bandǎ, mǎsuratǎ în curent continuu sau la frecvenţe foarte joase şi f 0, având semnificaţia polului dominant de joasǎ frecvenţǎ al amplificǎrii în buclǎ deschisǎ alorile uzuale pentru a 0 şi f 0 sunt a a f j f 0 ( jf ) (3) 5 6 0 0, respectiv 0Hz 0 5 ezistenţa de intrare, i Corelatǎ cu valorile curenţilor de polarizare a intrǎrilor amplificatorului operaţional, rezistenţa de intrare depinde de configuraţia etajului de intrare, nivelul curenţilor de funcţionare a acestuia şi, în special, de tehnologia de realizare a AO A mplificatoarele b ipolare prezintǎ valori t ipice ale i de ordinul 500k 5M, în timp ce pentru AO CMOS rezistenţa de intrare poate ajunge la 0 6 ezistenţa de ieşire, o aloarea rezistenţei de ieşire depinde de configuraţia etajului de ieşire al amplificatorului operaţional şi de alegerea circuitului de limitare a curentului utilizat la ieşire Pentru amplificatoarele de uz general, are valoarea în gama ( 0 00) 7 Curentul maxim de ieşire, I Omax eprezintǎ valoarea maximǎ a curentului care poate fi debitat în sarcinǎ de amplificatorul operaţional, fiind de multe ori limitat superior la o anumitǎ valoare prestabilitǎ pentru a se preveni ambalarea termicǎ a circuitului alorile tipice ale AO clasice sunt de ordinul zecilor de ma 8 Tensiunea maxi mǎ de ieşire, Omax Se defineşte ca valoarea maximǎ a tensiunii reproductibile nedistorsionat la ieşirea amplificatorului operaţional, fiind legatǎ de structura etajelor final şi p refinal, cu valori u zuale mai mici cu ( 0, 5 ) decât tensiunea de alimentare Pentru circuitele proiectate să funcţioneze la tensiune redusă este necesară o valorificare cât mai eficientă a tensiunii de alimentare, concretizată în necesitatea obţinerii unei excursii maxime a tensiunii la ieşire 9 Slewrateul, S eprezintǎ viteza maximǎ de variaţie a semnalului de ieşire pentru un semnal treaptǎ aplicat la intrare (Figura ) Un itatea uzualǎ de mǎsurǎ este / s, S având valori cuprinse între sub / s pentru amplificatoarele operaţionale de uz general şi peste 30 / s pentru AO de vitezǎ mare
O Omax Δt Δ O t Omin Figura : Principiul de mǎsurǎ al S Pentru determinarea slewrateului, circuitului i se aplică la intrare un semnal dreptunghiular de frecvenţǎ mare şi amplitudine suficient de mare pentru ca ieşirea sǎ îşi atingǎ valorile maxime în ambele sensuri S se defineşte ca fiind panta tranziţiei tensiunii de ieşire între valorile extreme: O S (4) t Simularea circuitelor cu amplificatoare operaţionale pentru determinarea parametrilor acestora Tensiunea de alimentare pentru toate circuitele următoare este de 9 Tensiunea de offset (decalaj) de intrare Circuitul de mǎsurǎ este prezentat în Figura 3, amplificatorul operaţional fiind de tipul A74 + AO v o Figura 3: Circuitul de mǎrurǎ pentru tensiunea de offset (decalaj) de intrare Tensiunea de ieşire are expresia: O IO (5) Pentru valorile expresia aproximativǎ: 00 şi 0k, tensiunea de offset de intrare poate fi determinatǎ utilizând Sa impus circuitu lui o amp lificare mare ( 00 ) datoritǎ valorii reduse a O IO 00 (6) IO
Se realizeazǎ o analizǎ DC de variabilǎ temperatura, pentru 0 t 00 C, cu un pas de o C Se determinǎ valoarea tensiunii de offset de intrare la temperatura ambiantǎ, precum şi coeficientul de variaţie cu temperatura al acesteia, definit astfel: o TC IO dio IO (7) dt t Curenţii de intrare I B, I B şi curentul de decal aj de intrare, I IO Circuitul de mǎsurǎ este prezentat în Figura 4; amplificatorul operaţional este de tipul A74, iar 0M K + AO v o K Figura 4: Circuit pentru mǎsura curenţilor de intrare şi a curentul de decalaj de intrare Prin scurtcircuitarea câte unei rezistenţe se pot determina, alternativ, valorile celor doi curenţi de intrare în amplificatorul operaţional Curentul de decalaj de intrare se determinǎ menţinând cele douǎ comutatoare deschise alorile rezistenţelor şi sau ales foarte mari datoritǎ valorilor reduse ale curenţilor mǎsuraţi curentuluil a Determinarea I B ( K deschis, K închis) Se realizeazǎ o analizǎ DC de variabilǎ temperatura, pentru o 0 t 00 C, cu un pas de o C Se determinǎ I B la temperatura ambiantǎ, precum şi coeficientul de variaţie cu temperatura al acestuia I B O (8) b Determinarea I B K închis, K deschis c Determinarea I IO K, K deschise I B O (9) O I IO (0),
3 Amplificarea în buclǎ deschisǎ Circuitul de mǎsurǎ este prezentat în Figura 5 v 3 3 v D 4 + AO v o Figura 5 Circuit de mǎsurǎ pentru amplificarea în buclǎ deschisǎ Prezenţa polului la joasǎ frecvenţǎ în caracteristica de frecvenţǎ a amplificǎrii în buclǎ desch isǎ impune mǎsurarea acesteia la foarte joasǎ frecvenţǎ sau în curent continuu In acestǎ situaţie, pentru o mǎsurǎtoare în buclǎ deschisǎ apar probleme delicate de mǎsurǎ, datoritǎ valorilor mari ale amplificǎrii, zgomotului şi tensiunii de decalaj de intrare Se preferǎ o mǎsurare în buclǎ închisǎ, utilizând un amplificator echivalent, care cuprinde amplificatorul real, însǎ are un câştig în buclǎ deschisǎ mult mai mic Acest amplificator echivalent este folosit apoi întro configuraţie inversoare cu amplificare unitarǎ Dacǎ se cunosc mǎrimile şi O (practic egalǎ cu 3 ) şi 3 00k, 4 k, amplificarea în buclǎ deschisǎ a amplificatorului operaţional se poate determina astfel: D O O ; a 00 () 00 D a Se ap licǎ la intrare un semnal sinusoidal cu amplitudinea de 5 şi frecvenţa Hz Se realizeazǎ o analizǎ tranzitorie pe intervalul 0 5s şi se determinǎ amplitudinea semnalului, apoi se calculeazǎ amplificarea în buclǎ deschisǎ a AO utilizând relaţia () şi O 5 b Se creşte frecvenţa semnalului de intrare pentru a pune în evidenţǎ polul dominant de câţiva Hz al amp lificatorului, prin variaţia lu i (deci, implicit, a câştigului a ) Acest pol este situat la frecvenţa la care a a scǎzut cu cu 3 db faţǎ de valoarea sa de curent continuu a 0, echivalent cu o creştere a tensiunii de, 4 ori faţǎ de valoarea sa de curent continuu Se realizezǎ o analizǎ de tip AC liniarǎ între 0, 0Hz şi 0 Hz, evidenţiinduse polul dominant al lui a Pentru acest punct, sursa de intrare sinusoidalǎ se înlocuieşte cu o sursǎ AC având amplitudinea de 5 4 ezistenţa de ieşire ezistenţa de ieşire în buclǎ deschisǎ a unui amplificator operaţional se poate determina mǎsurând mai întâi rezistenţa de ieşire în buclǎ închisǎ, utilizând configuraţia inversoare tipicǎ din Figura 6 3 + AO v o K comp L ` Figura 6: Circuitul de mǎsurǎ pentru rezistenţa de ieşire
Notând cu O tensiunea de ieşire măsuratǎ în gol şi cu O ' tensiunea de ieşire pe sarcina L, rezistenţa de ieşire în buclǎ închisǎ O ' se poate calcula cu formula: O O O ' ' L () ' elaţia de legǎturǎ între rezistenţa de ieşire în buclǎ deschisǎ ( O ) şi cea în buclǎ închisǎ ( O ' ) este: O O O' a( j ) f ( f ) (3) Factorul de reacţie f ( j) pentru circuitul inversor din Figura 6, la joasǎ frecvenţǎ are expresia: modulfrecvenţǎ f ( j ) f0 (4) Se consideră că amplificarea în buclǎ deschisǎ pentru A74 are urmǎtoarea caracteristicǎ aproximativǎ /a/ (db) 00 0 k M f(hz) Figura 7: Caracteristica modulfrecvenţǎ a amplificǎrii în buclǎ deschisǎ pentru A74 a Se realizeazǎ o analizǎ tran zitorie pentru intervalul 0 t 5ms, considerânduse comp k, 0k, L 39 şi o sursǎ de intrare sinusoidalǎ cu amplitudinea de 0 m şi frecvenţa khz Se determinǎ O şi O ' şi se calculeazǎ O' cu relaţia () Se determinǎ valoarea rezistenţei în buclǎ deschisǎ O utilizând relaţia (3) şi caracteristica din Figura 7 b Se repetǎ punctul anterior pentru douǎ frecvenţe diferite ale tensiunii de intrare, 0 khz şi 00 khz, modificând corespunzǎtor şi intervalul de timp al analizei tranzitorii 5 Tensiunea maximǎ de ieşire Circuitul de mǎsurǎ este prezentat în Figura 8, cu AO de tipul A74, k, 0k, comp k Se realizeazǎ o analizǎ tran zitorie pentru intervalu l 0 t 5msşi se aplicǎ la intrare un semnal sinusoidal cu amp litudinea de şi frecvenţa khz Se determinǎ amplitudinea maximǎ a tensiunii de ieşire sinusoidale nedistorsionate
3 + AO v o comp Figura 8: Circuit de mǎsurǎ pentru tensiunea maximǎ de ieşire 6 Curentul maxim de ieşire Circuitul de mǎsurǎ şi analiza sunt cele de la punctul anterior, singura modificare fiind reprezentatǎ de introducerea unei rezistenţe de sarcinǎ de valoare redusǎ, care sǎ permitǎ intrarea în funcţiune a protecţiei la supracurent ataşate ieşirii amplificatorului operaţional Se determinǎ amplitudinea tensiunii de ieşire pentru L 00 şi L 0 şi se calculeazǎ curentul maxim debitat de ieşirea AO, comparânduse cele douǎ rezultate obţinute 7 iteza maximǎ de variaţie a semnalului de ieşire (slewrate) Circuitul de mǎsurǎ este prezentat în Figura 8, considerânduse o tensiune de intrare dreptunghiularǎ de frecvenţǎ khz şi de amplitudine suficient de mare ( ) pentru ca ieşirea sǎ îşi atingǎ valorile maxime în ambele sensuri (Figura ) Se determinǎ slewrateul ca panta caracteristicii O (t) (relaţia (4)) Sugestie: se poate utiliza sursa de tensiune PWL de la paragraful 4 8 ǎspunsul în frecvenţǎ al unui amplificator inversor Circuitul de mǎsurǎ este prezentat în Figura 9, cu AO de tipul A74, k, comp 500 a Se consideră sursa de intrare 3 de tip AC de amplitudine 50 m şi se realizeazǎ o analizǎ AC pentru un interval de frecvenţe 0Hz 0MHz Se vizualizeazǎ caracteristica modul frecvenţǎ a amplificatorului inversor din Figura 9, determinânduse frecvenţa limitǎ superioarǎ a configuraţiei b Se repetǎ punctul a pentru k şi 0k (corespunzând unei amplificări în tensiune a circuitulu i egale cu 0 ), respectiv k şi 00k ( A 00 ) c Ut ilizând datele obţinute anterior, se verificǎ relaţia A f s ct 3 + AO v o comp Figura 9: Amplificator inversor pentru determinarea rǎspunsului în frecvenţǎ 3 Intrebări Care sunt parametrii importanţi ai amplificatoarelor operaţionale? Care este cauza unei amplificări mari în circuitul de măsură al tensiunii de decalaj (Figura 3)? 3 De ce este necesară o valoare mare a rezistenţei din circuitul de măsură a curenţilor de intrare în ampl ificatorul operaţional (Figura 4)? 4 Explicaţi relaţiile (8) (0) 5 In ce condiţii se măsoară viteza de creştere a semnalului de ieşire pentru un amplificator operaţional? 6 Ce relaţie există între amplificarea unui circuit şi frecvenţa sa limită superioară?
CAPITOLUL III AMPLIFICATOAE DIFEENŢIALE BIPOLAE ŞI CMOS 3 Introducere teoretică Amplificatorul diferenţial reprezintă un etaj fundamental în proiectarea circuitelo r integrate LSI, utilizat întro serie largă de aplicaţii de tipul circuitelor integrate analogice şi mixte: amplificatoare operaţionale, comparatoare şi referinţe de tensiune, amplificatoare video, modulatoare şi demodulatoare sau convertoare A/D şi D/A Principala caracteristică a acestor circuite este reprezentată de capacitatea amplificării semnalelor diferenţiale Liniaritatea amplificatorului diferenţial elementar este redusă ca o consecinţă a caracteristicilor fundamental neliniare ale tranzistoarelor bipolar şi MOS, existând posibilitatea obţinerii unei liniarităţi aproximative doar pentru un domeniu relativ restrâns al tensiunii de intrare O caracteristică importantă a amplificatoarelor diferenţiale este reprezentată de domeniul de mod comun al tensiunii de intrare pentru care circuitul funcţionează corect (tranzistoarele bipolare sunt în regim activ normal şi tranzistoarele MOS funcţionează uzual în saturaţie) In special pentru aplicaţiile de joasă tensiune, factorul de utilizare a tensiunii de alimentare este foarte important, justificânduse proiectarea amplificatoarelor diferenţiale pentru o funcţionare de tip railtorail (tensiunea de intrare poate evolua între valorile minimă şi maximă ale tensiunii de alimentare) 3 Amplificatorul diferenţial bipolar elementar 3 Funcţionarea pe mod diferenţial Se considerǎ circuitu l din Figura 3 cu şi 4 5 o T T 4 I 3 5 Figura 3: Amplificator diferenţial bipolar elementar funcţionarea pe mod diferenţial Amplificarea de mod diferenţial se determină utilizând semicircuitul de mod diferenţial: A I dd gm // ro (3) th
3 Funcţionarea pe mod comun Excitarea pe mod co mun a etajulu i diferenţial este prezentată în Figura 3 Se consideră o T T I 3 Figura 3: Amplificator diferenţial bipolar elementar funcţionarea pe mod comun Din analiza semicircuitului de mod co mun al circu itului se determină expresia amp lificări i A cc : A cc r ( ) 3 3 (3) 33 Domeniul maxim al tensiunii de mod comun de intrare Pentru determinarea intervalului posibil de variaţie al tensiunii de intrare de mod comun corespunzător funcţionării tranzistoarelor circuitulu i în reg im act iv normal, este necesară implementarea concretă a sursei de curent I (de exemp lu printro oglindă de curent Figura 33) Se consideră şi 4 5 o T T 3 4 I T 3 T 4 3 5 Figura 33: Amplificator diferenţial bipolar elementar cu implementarea sursei de curent Tensiunea de mod comun maximă admisibilă la intrarea amplificatorului diferenţial este limitată de satu rarea tranzistorului T, având expresia: IC I CEsat BE (33)
iar cea minimă de saturarea lui T 3 : IC CEsat3 BE (34) 3 Amplificatorul diferenţial bipolar elementar cu degenerare în emitor Se considerǎ circuitul d in Figura 34 cu, 3 4, 5 6 şi 7, 3 Se determinǎ (pe baza semicircuitelor) amplificǎrile de mod diferenţial şi de mod comun ale amplificatorului diferenţial din Figura 34 A dd r ( ) 3 (35) A cc r ( )( 3 ) 7 7 (36) o T T 3 4 5 I 7 6 Figura 34: Amplificator diferenţial bipolar elementar cu degenerare în emitor 33 Amplificatorul diferenţial CMOS elementar 33 Funcţionarea pe mod diferenţial Se considerǎ circuitu l din Figura 35 cu şi 4 5 o T T 4 I 3 5 obţine: Amplificarea Figura 35: Amplificator diferenţial CMOS elementar funcţionarea pe mod diferenţial A dd se poate determina utilizând semicircuitul de mod diferenţial al etajului din Figura 34 Se Add gm // rds K / I / (37)
33 Funcţionarea pe mod comun Excitarea pe mod comun a etajului diferenţial este prezentată în Figura 36, considerându se o sarcină echilibrată a amp lificatorulu i d iferenţial, şi 3 o T T I 3 Figura 36: Amplificator diferenţial CMOS elementar funcţionarea pe mod comun Din analiza semicircuitului de mod co mun al circu itului se determină expresia amp lificării A cc : A cc g m (38) gm 3 3 333 Domeniul maxim al tensiunii de mod comun de intrare Pentru determinarea intervalului posibil de variaţie al tensiunii de intrare de mod comun, este necesară implementarea concretă a sursei de curent I (de exemplu printro oglindă de curent Figura 37 cu şi 4 5 ) Tensiunea de mod comun maximă admisibilă la intrarea amplificatorului diferenţial este limitată de intrarea în regiunea liniară a tranzistorului T : I IC DSsat T I K (39) iar cea minimă de intrarea în regiunea liniară a tran zistorului T 3 : I IC DSsat 3 T K (30)
o T T 3 4 I T 3 T 4 3 5 Figura 37: Amplificator diferenţial CMOS elementar cu implementarea sursei de curent 34 Amplificatorul diferenţial CMOS elementar cu degenerare în sursǎ Se considerǎ circuitu l din Figura 3 8 cu, 3 4, 5 6 şi 7, 3 o T T 3 4 5 I 7 6 Figura 38: Amplificator diferenţial CMOS elementar cu degenerare în sursă Considerând o funcţionare la semnal mic, s e determinǎ (pe baza semicircuitelor) amplificǎrile de mod diferenţial şi de mod comun ale amplificatorului diferenţial din Figura 38 A dd g m (3) gm3 A cc gm g ( ) m 3 7 7 (3) 35 Structură paralel de amplificator diferenţial pentru creşterea domeniului maxim al tensiunii de mod comun de intrare Se consideră circuitul din Figura 39, realizat prin conectarea în paralel a două etaje diferenţiale complementare, unul realizat cu tranzistoare NMOS, celălalt cu tranzistoare PMOS ( 3 4 şi 6 7 ) olul acestei conexiuni este extinderea domeniului de mod comun al tensiunii de int rare, necesară în special pentru aplicaţii de joasă tensiune Blocurile DIFF şi DIFF furnizeză tensiunile de ieşire diferenţiale ale celor două amplificatoare complementare (NMOS, respectiv PMOS) Insumarea celor două tensiuni de ieşire (realizată cu blocul SUM ) este echivalentă cu obţinerea unei transconductanţe totale a amplificatorului diferenţial din Figura 39 egală cu suma celor două transconductanţe individuale:
g mt (33) g m n g m p Similar analizei de la punctul 333, se obţin domeniile maxime de variaţie ale tensiunilor de mod comun de intrare pentru cele două amplificatoare diferenţiale complementare, exprimate prin: I I ICn DSsat T K (34) I ICn DSsat 3 T K (35) ICp DSsat 8 T I K (36) I ICp DSsat 6 T I K (37) DIFF + T5 T T 5 6 I I T3 T4 3 7 T8 I T6 T7 A SUM DIFF + + + 3 4 o 8 Figura 39: Structură paralel de amplificator diferenţial pentru creşterea domeniului maxim al tensiunii de mod comun de intrare Domeniile de mod comun de intrare ale celor două amplificatoare diferenţiale sunt aproximativ complementare, existând, însă, un interval al tensiunii de intrare (corespunzând unor valori medii ale acesteia) pentru care cele două domenii se suprapun Domeniul de mod comun de intrare pentru circuitul paralel va fi egal cu reuniunea celor două domenii individuale, putând fi extins chiar peste intervalul 0 ; Presupunând g m g g m şi considerânduse limitele transconductanţei totale ICn suficient de mare, respectiv gm t ICp suficient de mică pentru a fi atinse, dependenţa a circuitului de tensiunea de mod comun de intrare este prezentată în tabelul următor: Domeniu IC mic mediu mare AD NMOS 0 g m g m AD PMOS g m g m 0 AD paralel g m g m g m n m p
Pentru completarea tabelului anterior sa considerat ipoteza simplificatoare a unor transconductanţe constante ale celor două etaje Existenţa unei regiuni (a tensiunii de mod comun de intrare de valoare medie) pentru care ambele amplificatoare diferenţiale sunt active are ca efect dublarea transconductanţei totale a circuitului în acest domeniu 36 Amplificator diferenţial bipolar cu sarcinǎ activǎ Se consideră amplificatorul diferenţial cu sarcină activă din Figura 30, având avantajul principal al obţinerii unei amp lificări de mod diferenţial integrale în contextul unei ieşiri simple Se consideră 3 4 şi X C la frecvenţa de lucru Datorită excitaţiei d iferenţiale a etajulu i, expresiile curenţilor de colector pentru tranzistoarele T şi T sunt: ic, g m (38) Deoarece ic i i şi impedanţa condensatorului 4 C3 C C la frecvenţa de lucru este mult mai mică decât rezistenţa de sarcină ( // r // r ), amplificarea de mod diferenţial a circuitului va fi: o o4 A dd o gm ( // ro // ro 4 ) (39) T 3 T 4 C T T o 3 I 3 4 Figura 30: Amplificator diferenţial cu sarcină activă Pentru o funcţionare în gol a amplificatorului diferenţial ( ), se obţine: ro Add gol g m 0 A (30) 37 Amplificator diferenţial cu suma GS constantă Se consideră amp lificatorul diferenţial d in Figura 3 cu, 3 4, 5 6 şi 3 o T T 3 5 4 3 4 6
Figura 3: A mplificator diferenţial cu suma Exp resia tensiunii de intrare 4 poate fi scrisă în două moduri: GS constantă 4 vgs vgs (3) rezu ltând vgs v GS 4 şi vgs v GS Considerând o funcţionare în saturaţie a tranzistoarelor schemei, tensiunea diferenţială de ieşire este: o v v v v K ( id id ) GS GS GS GS T (3) deci: A dd o K T (33) 4 Intro analiză de ordin I circuitul este aproximativ liniar, mici distorsiuni fiind introduse de efectul de substrat (dependenţa tensiunii de prag de tensiunea substratsursă) Minimizarea acestor erori este posibilă prin implementarea celor două surse de tensiune şi 3 din Figura 3 ca tensiuni grilăsursă ale unor tranzistoare în saturaţie, curentul I 0 fiind curentul de polarizare al celor două tranzistoare introduse suplimentar (Figura 3) I = I 0 I = I 0 o T T T 3 T 4 3 4 3 Figura 3: A mplificator diferenţial cu suma GS constantă independent de T Sursele de tensiune şi 3 din Figura 3 sunt reprezentate de tensiunile grilǎsursǎ ale tranzistoarelor T 3 şi T 4, polarizate la un curent constant I 0 I0 3 T (34) K Tranzistoarele T şi T reprezintǎ etajul diferenţial de bazǎ, celelalte tranzistoare realizând închiderea curenţilor I0 I d, respectiv I 0 I d spre sursa pozitivǎ de alimentare Amplificarea de mod diferenţial a circuitului are expresia: G m reprezentând transconductanţa echivalentă a circuitului A I K 0 dd K Gm (35)
38 Amplificator diferenţial format din două etaje Se consideră amplificatorul diferenţial din Figura 33 cu, 3 4, 7 8, 5, 6, 3 Amplificarea de mod diferenţial a întregului circuit are expresia: A dd A A g ( // r // r )g ( 3 // r ) (36) dd dd m 3 o m3 o3 Considerând o tensiune de intrare de mod comun, se obţine: A dd I I ( // r // r )( 3 // r ) (37) 3 o o3 4 th A cc 3 (38) 4 5 6 3 o 4 T T T 3 T 4 7 I 5 I 6 8 Figura 33: Amplificator diferenţial format din două etaje funcţionare pe mod diferenţial 39 Amplificator diferenţial cu reacţie negativǎ Circuitul amplificatorului diferenţial cu reacţie negativă este prezentat în Figura 34, considerându se, 4 5 şi 6 7 Sursa de curent T3 T4 D polarizează tranzistoarele etajului diferenţial la curenţi de colector egali: I C Z BE IC (39) 4 o T T 6 7 3 T 3 T 4 3 8 4 5 D Figura 34: Amplificator diferenţial cu reacţie negativǎ funcţionare pe mod diferenţial
Pentru o excitare diferenţială a circu itului (Figura 34), mijlocul rezistenţei 3 este punct virtual de masă, deci semicircuitul de mod diferenţial se va reduce la un etaj simplu de tip sarcină distribuită a cărui amplificare va avea expresia: A dd ( // ro ) r ( )3 / (330) Amplificarea de mod comun a circuitului este: A cc (33) o3 unde o 3 reprezintă rezistenţa dinamică din co lectorul tran zistorului T 3 : o3 4 r o3 r 4 r 3 z (33) r z fiind rezistenţa dinamică a diodei Zener 30 Amplificator diferenţial cu reacţie negativǎ şi AO Se considerǎ amp lificatorul diferenţial cu AO din Figura 35, având, 4 5, 6 7 şi I I + 4 AO o T T 6 5 3 3 7 I I Figura 35: Amplificator diferenţial cu reacţie negativǎ şi AO Utilizând problema anterioară şi considerând potenţialele pe cele două intrări ale amplificatorului diferenţial /, respectiv /, se obţin expresiile celor doi curenţi de colector: ( C, r ( i / ) ) 3 / 3 (333) Amplificatorul operaţional fiind considerat ideal, condiţia de egalitate între cele două potenţiale de intrare se poate scrie: C ( // 5 ) ic ( // 5 v o (334) 5 i ) Pentru calculul potenţialului pe borna inversoare sa folosit superpoziţia, considerând ca mărimi de intrare curentul i C şi tensiunea de ieşire o Din cele două relaţii anterioare se obţine:
A dd o 5 (335) 3 3 Simularea amplificatoarelor diferenţiale bipolare şi CMOS 3 Amplificatorul diferenţial bipolar elementar 3 Funcţionarea pe mod diferenţial Se considerǎ circuitul din Figura 3, cu Q N, I sursǎ de curent constant de ma şi 4 5 k, 3 00k, T şi T de tipul sursǎ de curent continuu de 9 Funcţionarea la semnal mare a Se realizeazǎ o analizǎ DC de variabilǎ tensiunea de intrare (SC, amp litudine 0, ) pentru un interval de variaţie a acesteia cuprins între 0, şi 0, Se vizualizeazǎ tensiunea de ieşire a amplificatorului diferenţial (între cele douǎ colectoare) Se va completa tabelul următor şi se va determina eroarea de liniaritate pentru fiecare interval, comparânduse valorile amplificǎrii diferenţiale determinate experimental cu valoarea teoretică Addteor 40( I / ) 0 00 90m Δ o A dd exp = = Δ o /0m ε r = (A dd exp A dd teor )/A dd teor 90 80m 80 90m 90 00m b Pentru aceeaşi analizǎ de la punctul a, se vizualizeazǎ simultan cei doi curenţi de colector, completându se tabelul urmǎtor: 00m 90m 90m 00m I C I C I C + I C c Se repetǎ analiza de la punctul a (exceptând completarea tabelului), considerânduse suplimentar o analizǎ parametricǎ de variabilǎ curentul I (ma, ma, 3mA, 4mA, 5mA) d Se repetǎ analiza de la punctul b (exceptând completarea tabelului), considerându se suplimentar o analizǎ parametricǎ de variabilǎ curentul I (ma, ma, 3mA, 4mA, 5mA) Funcţionarea la semnal mic e Se modificǎ descrierea sursei de tensiune de intrare în sursǎ sinusoidalǎ de amplitudine m şi frecvenţǎ khz şi se considerǎ o analizǎ tran zitorie pentru intervalul 0 t 5ms Se vizualizeazǎ tensiunea de ieşire şi se determinǎ pe baza acesteia amplificarea de mod diferenţial Caracteristica modulfrecvenţǎ f Pentru stabilirea benzii de frecvenţǎ a amplificatorului diferenţial se realizeazǎ o analizǎ AC pentru intervalul 0 Hz GHz(variaţie decadică), considerând pentru o sursǎ de tip AC cu amplitudinea de m Se vizualizeazǎ dependenţa de frecvenţǎ a modulului amplificǎrii de mod diferenţial şi se determinǎ valoarea frecvenţei limitǎ superioarǎ a acesteia g Se repetǎ analiza de la punctul f modificând 0k 3 Funcţionarea pe mod comun Se considerǎ circuitul din Figura 3, cu sursǎ de curent constant de ma şi k, 3 00k, T şi T de tipul Q N, I sursǎ de curent continuu de 9
Funcţionarea la semnal mare a Se realizeazǎ o analizǎ DC de variabilǎ tensiunea de intrare (SC, amplitudine ) pentru un interval de variaţie a acesteia cuprins între 0 şi 5 Se vizualizeazǎ tensiunea de ieşire de mod comun (în unul din cele douǎ colectoare) şi se determinǎ amplificarea de mod comun a amplificatorului diferenţial, comparându se cu valoarea determinatǎ teoretic, A cc / 3 b Se repetǎ analiza de la punctul a, modificânduse valoarea rezistenţei 3 la M şi se determinǎ noua valoare a amplificǎrii de mod comun a etajului diferenţial; c Se completeazǎ analiza de la punctul a cu o analizǎ parametricǎ, considerând ca parametru tensiuea Early Af a tranzistorului bipolar Domeniul de variaţie al tensiunii se stabileşte cuprins între şi 3 Se alege o variaţie a tensiunii Early cuprinsǎ între 50 şi00, cu un pas de 0 şi se determinǎ cele şase valori noi ale amplificǎrii de mod comun a circuitului Circuitul utilizat doar pentru acest punct este prezentat în Figura 36 ( 3 0k ) v o T T 3 T 3 T 4 Figura 36: A mplificator diferenţial bipolar pentru analiza parametricǎ a A cc Funcţionarea la semnal mic d Se alege 3 M şi se modificǎ descrierea sursei de tensiune de intrare în sursǎ sinusoidalǎ de amp litudine 5 şi frecvenţǎ khz, considerânduse o analizǎ tranzitorie pentru intervalul 0 t 5ms Se vizualizeazǎ tensiunea de ieşire şi se determinǎ pe baza acesteia amplificarea de mod comun e Se repetǎ analiza de la punctul d pentru o frecvenţǎ a semnalului de intrare de 00 khz şi un interval corespunzǎtor de simulare, notânduse noua valoare a amplificǎrii de mod comun Caracteristica modulfrecvenţǎ f Pentru verificarea comportamentului în frecvenţǎ al amplificǎrii de mod comun se realizeazǎ o analizǎ AC decadică pentru intervalul 0 Hz MHz, considerând pentru o sursǎ de tip AC cu amplitudinea de 5 şi se vizualizeazǎ dependenţa de frecvenţǎ a modulului amplificǎrii de mod comun 33 Domeniul maxim al tensiunii de mod comun de intrare Se considerǎ circuitul din Figura 33, cu 4 5 k, 3 8, 4k, T T4 de tipul Q N,, şi 3 surse de curent continuu de 9, m şi, respectiv, a Se realizeazǎ o analizǎ DC parametricǎ de variabilǎ tensiunea pentru un domeniu de variaţie al acesteia cuprins între 0, şi 0,, considerând ca parametru tensiunea 3 (do meniu de variaţie cuprins între 0, 5 şi, cu un pas de 0, ) Se determinǎ limita minimǎ a tensiunii de mod comun de intrare ca fiind cea mai micǎ valoare a tensiunii 3 pentru care circuitul amplificǎ normal b Se repetǎ analiza anterioarǎ, dar se considerǎ un domeniu de variaţie parametricǎ a tensiunii 3 cuprins între 8 şi 9, cu un pas de 0, şi se determinǎ limita maximǎ a tensiunii de mod comun de intrare 3 Amplificatorul diferenţial bipolar elementar cu degenerare în emitor Funcţionarea pe mod diferenţial Se considerǎ circuitul din Figura 34, cu 5 6 k, 3 4 00, 7 00k, T şi T de tipul Q N, I sursǎ de curent constant de ma şi sursǎ de curent continuu de 9