CHƯƠNG 3: CHỈNH LƯU ĐIỀU KHIỂN

CHƯƠNG 3: CHỈNH LƯU ĐIỀU KHIỂN Chỉnh lưu một pha, ba pha không điều khiển, được trình bày ở chương trước, không cho phép điều khiển điện năng được biến đổi từ xoay chiều (ac) thành một chiều (dc). Khả năng biến đổi điện năng này có thể thực hiện được nhờ sử dụng các thyristor công suất trong mạch chỉnh lưu. Chương này đề cấp đến hai loại cơ bản của chỉnh lưu điều khiển là: chỉnh lưu một pha điều khiển và chỉnh lưu ba pha điều khiển. Cả hai dạng chỉnh lưu điều khiển đều được áp dụng trong phần lớn các thiết bị điện. 3.1. Chỉnh lưu một pha điều khiển Chỉnh lưu một pha điều khiển ngày càng được phạm vi ứng dụng rộng lớn. Như trên hình 3-1, chỉnh lưu một pha điều khiển có thể phân chia thành hai nhóm lớn: (i) Các cấu trúc hoạt động với tần số chuyển mạch thấp, còn được biết với cái tên chỉnh lưu điều khiển chuyển mạch tuần tự. (ii) Những sơ đồ mạch làm việc với tần số cao, còn được gọi điều chỉnh hệ số công suất (power factor corrector - PFC). Thời gian gần đây, xuất hiện nhiều quan tâm đến việc kiểm soát sóng hài bậc cao ở phía dòng điện xoay chiều cấp cho chỉnh lưu. Đây chính là nguyên nhân chủ yếu cho sự phát triển các hệ thống điều chỉnh hệ số công suất (PFC). Những sơ đồ mạch này sử dụng transistor công suất, làm việc với tần số cao để cải thiện chất lượng dạng sóng dòng điện xoay chiều, từ đó nâng cáo hệ số công suất. Chỉnh lưu hệ số công suấ cao được chia thành loại tái tạo và không tái tạo. Hình 3-1: Phân loại chỉnh lưu một pha điều khiển

3.1.1. Chỉnh lưu điều khiển chuyển mạch tuần tự 3.1.1.1. Chỉnh lưu một pha nửa sóng ơ đồ chỉnh lưu một pha nửa sóng điều khiển sử dụng một thyristor để điều chỉnh điện áp cấp cho tải được trình bày trên hình 3-2. Hình 3-2: Chỉnh lưu một pha nửa sóng điều khiển Thyristor sẽ dẫn khi điện áp v AK dương và có xung dòng điện i G đặt vào cực điều khiển. Điều chỉnh giá trị điện áp đầu ra cấp cho tải được thực hiện bằng cách thay đổi góc điều khiển α của xung dòng i G. Góc điều khiển α được tính từ thời điểm có điện áp v AK > 0 (chuyển mạch tự nhiên). Trong trường hợp trên hình 3-2, góc α được tính từ vị trí bắt đầu cấp điện đầu vào v s. Cùng trên hình chúng ta thấy dạng sóng của dòng điện i d hoàn toàn trùng khớp với dạng sóng điện áp v L. Trong chế độ tải điện trở, thyristor chuyển sang điều kiện không dẫn, trạng thái ngắt, khi điện áp của tải và do đó dòng điện đạt giá trị âm. Điện áp đầu ra được tính theo biểu thức: v d 1 Vm Vm sin x.dx (1 cos ) (3-1) 2 2 Trong đó V m biên độ điện áp nguồn xoay chiều Trong hình 3-3a, vẽ sơ đồ mạch chỉnh lưu một pha nửa sóng điều khiển với tải R-L và dạng sóng điện áp (a)

(b) Hình 3-3: Chỉnh lưu một pha nửa sóng điều khiển với tải a) tải thụ động RL b) tải có nguồn Khi Thyristor mở (dẫn điện) điện áp rơi trên điện cảm: v L did vs vr L (3-2) dt Trong đó v R điện áp rơi trên điện trở, v R. i Nếu v s v R > 0, từ công thức 3-2 có thể thấy dòng điện tải tăng, trường hợp ngược lại dòng điện tải giảm khi v s v R < 0. òng điện có thể được xác định theo: i d t 1 ( t) vldx (3-3) L Từ biểu thức 3-3, giải theo phương pháp đồ thị ta có thể thấy rằng dòng điện i d = 0 khi diện tích phần A 1 và A 2 bằng nhau (v s = v R ) điều này cho thấy thyristor vẫn dẫn điện mặc dù v s < 0 (do có điện áp trên L). Khi tải gồm điện cảm và nguồn áp (điện cảm tích cực) được nối với bộ chỉnh lưu, như trình bày trên hình 3-3b. Thyristor sẽ mở khi có xung dòng i G vào cực điều khiển khi v s > E d. Tương tự như trương hợp R-L, Thyristor vẫn giữ nguyên trạng thái dẫn cho đến khi A 1 = A 2. Khi Thyristor tắt (khóa) điện áp trên tải v d = E d. 3.1.1.2. Chỉnh lưu hai pha nửa sóng ơ đồ trên hình 2-13, sử dụng điểm giữa cuộn thứ cấp máy biến áp chia điện áp thứ cấp thành v 1 và v 2. Các điện áp này lệch pha 180 o, và nhận điểm giữa làm điểm trung tính. òng điện qua các thyristor T 1 và T 2 vào lúc điện áp tương ứng v 1 và v 2 dương, khép mạch qua tải và trở về điểm trung tính. R d

Hình 3-4: Chỉnh lưu hai pha nửa sóng có điều khiển tải R Như trên sơ đồ trong hình 3-4, Thyristor T 1 có thể được bật trong toàn bộ thời gian khi v 1 > 0, xung điều khiển trễ một góc α quyết định thời điểm bật T 1. Trạng thái bật của mỗi Thyristor được thể hiện trên đồ thị hình 3-4. Các van tiếp tục dẫn trong chu kỳ của mình cho đến khi điện áp ngược xuất hiện trên van. Giá trị điện áp trên tải được tính theo biểu thức v di 1 Vm Vm sin x.dx (1 cos ) (3-4) òng điện xoay chiều i s bằng i T1 (N 2 /N 1 ) khi T 1 dẫn và i T2 (N 2 /N 1 ) khi T 2 dẫn, trong đó N 2 /N 1 là tỉ số vòng dây cuộn thứ cấp và sơ cấp. độ gợn sóng Ảnh hưởng của hệ số thời gian tải liên tục T L = L / R với tải bình thường đối với d i (t)/ i R (t)/ i R khi góc mở α = 0 o được thể hiện trên hình 3-5. Độ gợn sóng của dòng tải giảm khi hệ số thời gian tải liên tục tăng, và nếu L, dòng điện được lọc phẳng hoàn toàn. Hình 3-5: Ảnh hưởng của hằng số thời gian tải liên tục

3.1.1.3. Chỉnh lưu cầu một pha Điều khiển chỉnh lưu cầu một pha có hai phương án: điều khiển sử dụng 4 Thyristor (hình 3-6a) và bán điều khiển (điều khiển một phần) sử dụng 2 Thyristor và 2 iode (hình 3-6b). (a) (b) Hình 3-6: Chỉnh lưu cầu một pha a) điều khiển b) bán điều khiển ạng sóng điện áp và dòng điện của chỉnh lưu cầu điều khiển với tải điện trở R được vẽ trên hình 3-6a. Các van T 1 và T 2 phải được mở đồng thời trong nửa sóng dương của điện áp v s, dẫn dòng. Tương tự, các van T 3, T 4 cũng được mở đồng thời trong nửa sóng điện áp nguồn âm. Để đảm bảo tính đồng thời bật của các van T 1 và T 2 người ta dùng chung một dòng kích mở. Điện áp trên tải tương tự như với trương hợp hai pha nửa sóng đã xét ở trên. òng điện xoay chiều: i s i i (3-5) T1 T4 Với dạng sóng được vẽ trên hình 3-7. Hình 3-8 trình bày dạng sóng dòng và áp của trường hợp chỉnh lưu cầu một pha điều khiển với tải điện trở và điện cảm (L ). Giá trị điện cảm lớn đảm bảo lọc phẳng hoàn toàn dòng điện chỉnh lưu tại tải cũng như dòng điện xuay chiều nguồn vào. o dòng điện tải liên tục, các Thyristor T 1, T 2 vẫn giữ nguyên trạng thái mở mặc dù nửa chu kỳ dương của điện áp nguồn v s đã qua. o nguyên nhân này, điện áp trên tải v d có thể có giá trị tức thời âm. Việc bật các Thyristor T 3, T 4 mang lại 2 kết quả: Tắt các van T 1, T 2 ; sau khi chuyển mạch T 3, T 4 dẫn dòng điện tải. òng điện xoay chiều nguồn có dạng xung vuông như trên hình 3-8, trong điều kiện dòng điện liên tục. Trường hợp đó điện áp trung bình trên tải: v di 1 V m 2Vm sin x.dx cos (3-6)

Hình 3-7: ạng sóng dòng, áp của chỉnh lưu cầu một pha điều khiển với tải R Hình 3-8: ạng sóng dòng, áp chỉnh lưu cầu một pha điều khiển với tải R-L (L ) 3.1.1.4. Phân tích dòng điện nguồn xoay chiều Xét trường hợp mạch lọc điện cảm có trị số rất cao trong chỉnh lưu cầu một pha điều khiển, dòng điện nguồn xoay chiều bị lọc và trở thành dạng xung vuông. Ngoài ra dòng điện i s còn bị lệch pha so với điện áp vs một góc α, bằng góc kích mở van công

suất. òng điện nguồn xoay chiều có thể biểu diễn theo phân tích Fourier, giá trị của các bậc hài được xác định: I s.max(n) 4 Id (3-7) n (n = 1, 3, 5, ) Trị hiệu dùng của các thành phần hài bậc n: I s(n) Is.max(n) 2 2 Id (3-8) 2 n Như vậy trị hiệu dụng thành phần cơ bản: I s(1) 2 2 I 0,9I (3-9) d d Trên hình 3-9a, ta có thể thấy góc lệch pha của thành phần cơ bản φ 1 đúng bằng góc kích mở α và hình 3-9b là phổ các thành phần sóng hài và chỉ các thành phần bậc lẻ mới suy giảm biên độ khi tần số tăng. (a) Hình 3-9: òng điện nguồn xoay chiều chỉnh lưu cầu một pha có điều khiển (a) dạng sóng và (b) phổ các thành phần sóng hài Trị hiệu dụng của dòng điện nguồn xoay chiều: Is I d (3-10) Độ méo dạng tổng (TH): 2 2 Is Is1 TH 100 48,4% (3-11) I 3.1.1.5. Hệ số công suất của chỉnh lưu s Từ đồ thị hình 2-18a, góc lệch pha giữa dòng và áp của thành phần cơ bản và góc kích mở van công suất bằng nhau (φ 1 = α) cos 1 cos (3-12) Công suất tác dụng của dòng điện không sin, được cấp từ nguồn sin một pha: (b)

T 1 P vs(t)is(t)dt V s.is1 cos1 T (3-13) o Công suất biểu kiến V. I (3-14) s s Hệ số công suất PF P PF (3-15) Nếu thay các biểu thức 3-12, 3-13, 3-14 và biểu thức 3-15, ta được Is1 PF cos (3-16) I s Biểu thức này cho thấy, với dòng điện nguồn xoay chiều không sin, hệ số công suất của chỉnh lưu chịu tác động xấu của cả góc mở α và độ biến dạng méo của dòng điện nguồn. Kết quả độ biến dạng dòng điện nguồn tăng lên sẽ làm tăng trị hiệu dụng I s và theo 3-16, giảm hệ số công suất. 3.1.1.6. Quá trình chuyển mạch của Thyristor Cho tới giờ quá trình chuyển mạch giữa các Thyristor được xem như diễn ra tức thời. Tuy nhiên điều này lại không xảy ra trong thực tế do tính chất điện cảm của mạch nguồn như trên hình 3-10a. Trong quá trình chuyển mạch, dòng điện qua các Thyristor không đổi ngay lập tức, vì thế tồn tại một góc chuyển mạch μ nào đó mà cả 4 thyristor đồng thời dẫn. Vì thế trong quá trình chuyển mạch hệ quả của hiện tượng đồng dẫn làm cho điện áp trên tải bằng 0. v d 0 khi t (3-17) o ảnh hưởng của quá trình chuyển mạch, dạng sóng của dòng, áp nguồn, dòng tải có dạng như trên hình 3-10b.

Hình 3-10: Quá trình chuyển mạch a) sơ đồ b) dạng sóng Trong quá trình chuyển mạch, điện áp được biểu diễn theo biểu thức dis L dt v V sin t với t (3-18) s m Lấy tích phân cả hai vế trong thời gian chuyển mạch, ta có: I d I d di s V L ( ) / m / sin tdt Giải phương trình tìm được giá trị μ m (3-19) 2L cos( ) cos Id (3-20) V Biểu thức 3-20 cho thấy nếu tăng điện cảm nguồn hoặc tăng dòng điện tải đều dẫn đến tăng góc chuyển mạch μ. Ngoài ra, góc chuyển mạch còn bị ảnh hưởng từ góc kích mở thyristor, biểu thức 3-18 cho thấy với góc kích mở khác nhau thì điện áp nguồn có giá trị tức thời khác nhau làm cho di s /dt có các giá trị khác nhau dẫn đến thay đổi thời gian chuyển mạch. Biểu thức 3-17 và dạng sóng trong hình 3-10b cho thấy quá trình chuyển mạch làm giảm điện áp trung bình trên tải Vdα. Nếu kể đến chuyển mạch, biểu thức điện áp tải được tính theo biểu thức V d 1 Thay 3-20 vào 3-21 V d Vm sin( t)d( t) cos( ) cos 2 2L Vm cos Id (3-22) (3-21)

3.1.1.7. Chế độ nghịch lưu Khi góc kích mở α > 90 o, điện áp trung bình trên tải có thể đạt giá trị âm. Trường hợp này công suất được truyền ngược từ tải sang nguồn xoay chiều. Chế độ làm việc này được gọi là chế độ nghịch lưu, bởi vì năng lượng được truyền từ phía một chiều (dc) sang phía xoay chiều (ac). Trong thực tế, chế độ này có thể gặp ở các mạch mà tải được bố trí như trên hình 3-11a. Cần lưu ý rằng chỉnh lưu chỉ cho phép dòng điện đi theo một chiều. Trong hình 3-11b là dạng sóng điện áp tải ở chế độ nghịch lưu khi bỏ qua điện cảm nguồn L. Phần trước đã giải thích rõ ràng ảnh hưởng của điện cảm nguồn L làm tăng thời gian chuyển mạch μ. Như trên hình 3-11c, điện áp trên thyristor v T1 sẽ có giá trị âm trong khoảng γ, được xác định theo biểu thức: 180 ( ) (3-23) Để đảm bảo thyristor đóng và phục hồi hoàn toàn tính ngược sau khi chuyển mạch, góc γ phải thỏa mãn biểu thức:.t q (3-24) Trong đó ω tần số nguồn điện và t q thời gian đóng thyristor. Nếu như.t q, thyristor chưa đóng hoàn toàn đã được đặt điện áp thuận sẽ dẫn. Từ đó góc kích mở lớn nhất có thể áp dụng: max 180 (3-25) Nếu điều kiện của biểu thức 3-25 không được đáp ứng, quá trình chuyển mạch không hoàn thành có thể tạo nên dòng điện phá hủy mạch chỉnh lưu. Hình 3-11: Chỉnh lưu trong chế độ Inverter a) sơ đồ mạch b) dạng sóng khi bỏ qua điện cảm c) dạng sóng khi có tính tới điện cảm L

3.1.1.8. Các ứng dụng Ứng dụng quan trọng bậc nhất của chỉnh lưu điều khiển bao gồm thiết bị cấp nguồn liên tục (uninterruptible power supplies UP) dùng cấp nguồn cho các tải quan trọng. Hình 3-12 mô tả sơ đồ khối đơn giản của UP, thiết kế với công suất nhỏ hơn 10kVA. Các bộ chỉnh lưu nguồn (điều khiển hoặc bán điều khiển) tạo nguồn điện một chiều hoặc phận xạc ắc quy của UP. Đầu ra của mạch nghịch lưu có bộ phận lọc trước khi cấp cho tải. Hình 3-12: Ứng dụng chỉnh lưu có điều khiển trong UP Các chế độ làm việc của UP: (i) Chế độ bình thường: Trường hợp sử dụng điện áp lưới. Tải được cung cấp từ nguồn thông qua hệ thống Chỉnh lưu Nghịch lưu và lọc. Mạch chỉnh lưu xạc ắc qui. (ii) Chế độ cắt điện: Trường hợp không có điện áp lưới. Tải được cung cấp từ ắc qui thông qua hệ thống Nghịch lưu và lọc. (iii) Chế độ Bypass: Trường hợp tải cần công suất lớn hơn công suất cả Inverter, hệ thống Bypass đóng nguồn trực tiếp đến tải. Điều khiển động cơ một chiều công suất nhỏ là ứng dụng phổ biến của chỉnh lưu cóa điều khiển. Trên sơ đồ hình 3-13, thiết bị chỉnh lưu có điều khiển sẽ điều chỉnh điện áp phần ứng và do đó điều khiển được dòng điện cấp cho động cơ để có được mô men quay theo yêu cầu. Cấu trúc này chỉ cho dòng điện đi vào động cơ theo một chiều trong khi điện áp trên động cơ lại có thể đạt được cả giá trị âm và dương. Chính vì vậy mạch chỉ làm việc ở hai góc phần tư của hệ trục i d và V dα.

Hình 3-13: Điều khiển động cơ một chiều hai góc phần tư: (a) sơ đồ mạch (b) góc phần tư làm việc Mạch có đặc tính tốt hơn sử dụng 2 bộ chỉnh lưu có điều khiển mắc ngược nhau với nhánh có động cơ như trên hình 3-14. Cấu trúc này thường được gọi là Inverter và có thể làm việc ở cả 4 góc phần tư. Bộ chỉnh lưu 1 cấp dòng điện dương, bộ chỉnh lưu 2 cấp dòng điện âm (ngược chiều). Động cơ có thể làm việc ở các chế độ quay thuận (sinh công), quay thuận (hãm), quay ngược (sinh công) và quay ngược (hãm) Hình 3-14: Four-quadrant dc drive: (a) circuit and (b) quadrants of operation 3.1.2. Điều chỉnh hệ số công suất chỉnh lưu một pha điều khiển 3.1.2.1. Các vấn đề liên quan đến hệ số công suất Những nhược điểm chính của chỉnh lưu một pha chuyển mạch: (i) gây nên chậm pha của dòng với điện áp ảnh hưởng đến công suất hữu ích; (ii) tạo ra lượng sóng hài nguồn xoay chiều. Làm giảm hệ số công suất và công suất tác dụng. Gần đây, chỉnh lưu một pha được sử dụng rộng rãi làm tăng các vấn đề chất lượng hệ thống điện. Ví dụ, trong tòa nhà thương mại có thể có 50% thậm chí 90% số thiết bị không sử dụng trực tiếp dòng điện xoay chiều mà phải qua bộ chỉnh lưu. Nhiều bộ chỉnh lưu có hệ số méo dạng tổng dòng điện TH i > 40%, là nguồn gốc gây nên sự quá tải trầm trọng trên đường truyền và máy biến áp.

ơ đồ chỉnh lưu một pha với tụ lọc (hình 3-15), được sử dụng rộng rãi trong các thiết bị công suất thấp. òng điện xoay chiều nguồn có dạng như trong hình 3-15b, trong đó có méo dạng cao do tác động của tụ lọc điện áp. Các sóng hài bậc cao trong hình 3-16 và bảng 3-1 và hệ số méo dạng TH i = 197%. Bộ chỉnh lưu trên hình 3-15 có hệ số công suất rất thấp PF = 0,45 do có lượng lớn sóng hài. Hình 3-15: Chỉnh lưu một pha a) sơ đồ b) dạng sóng dòng điện xoay chiều nguồn Hình 3-16: Các thành phần sóng hài của chỉnh lưu cầu một pha Bảng 3-1: Thành phần sóng hài của dòng điện trong hình 3-16 Bậc 3 5 7 9 11 13 15 17 19 21 I n /I 1 [%] 96.8 90.5 81.7 71.0 59.3 47.3 35.7 25.4 16.8 10.6 3.1.2.2. Tiêu chuẩn sóng hài bậc cao trong chỉnh lưu một pha Những vấn đề liên quan có nguồn gốc từ sóng hài của bộ chỉnh lưu một pha điều khiển thúc đẩy các tổ chức đưa ra những tiêu chuẩn về sóng hài cho các bộ biến đổi điện năng. Tiêu chuẩn quốc tế IEC 61000-3-2: Class thiết lập giới hạn cho các

bộ biến đổi một pha công suất thấp bao gồm dòng điện xoay chiều đầu vào theo dạng sóng đặc biệt và công suất tác dụng đầu vào P 600 W. Thiết bị trong Class có dạng sóng dòng điện đầu vào nằm trong giới hạn envelope thể hiện trong hình 3-15b. Những thiết bị nhóm này phải đáp ứng giới hạn sóng hài nhất định, được trình bày trong hình 3-16. Rõ ràng có thể thấy, sơ đồ chỉnh lưu một pha điều khiển, trong hình 3-15a, với các thông số không đáp ứng tiêu chuẩn IEC 61000-3-2 Class. Và để đáp ứng tiêu chuẩn này chỉ có cách bổ xung thêm bộ phận lọc thụ động đủ lớn, làm tăng kích thước và giá thành bộ chỉnh lưu. ự ra đời của tiêu chuẩn này thúc đẩy quá trình phát triển các phương pháp mới cải thiện và nâng cao chất lượng dòng điện xoay chiều đầu và đồng thời nâng cao hệ số công suất. 3.1.2.3. Chỉnh lưu tăng áp Một trong những phương pháp chỉnh lưu nâng cao hệ số công suất quan trọng, theo quan điểm lý thuyết và thực tế, được gọi là chỉnh lưu một pha tăng áp, thể hiện trong hình 3-17a, nguyên tắc chỉnh lưu mới được kết hợp từ chỉnh lưu cầu không điều khiển bổ xung thêm transistor T, diode và điện cảm L. a. Nguyên lý làm việc Các khái niệm cơ bản. Trong chỉnh lưu tăng áp, dòng điện xoay chiều đầu vào i s (t) được điều khiển thông qua trạng thái dẫn của transistor T. Khi transistor T ở trạng thái dẫn, nguồn điện xoay chiều khép ngắn mạch qua điện cảm L, như trên hình 3-17b; diode ngăn không cho dòng điện xả của tụ lọc C đi qua transistor. òng điện trên điện cảm i L được xác định theo biểu thức di dt L v v L s (3-26) L L o giá trị điện áp v s > 0, khi transistor T được bật (dẫn) luôn kèm theo sự tăng trưởng dòng điện i L và do đó tăng trị tuyệt đối của dòng điện nguồn i s. Khi transistor T được tắt (không dẫn), dòng điện i L không thể mất ngay và đi qua diode, nạp cho tụ C. òng điện đang xét thể hiện trong sơ đồ tương đương 3-17c. Trong trường hợp này dòng điện i L được xác định qua biểu thức: di v vs v L L 0 (3-27) dt L L Nếu v 0 > v s, đây là điều kiện quan trong để hoạt động của bộ chỉnh lưu đúng chức năng, khi đó v s v 0 < 0, và điều này cho thấy khi transistor ngắt, dòng điện cảm giảm giá trị tức thời.

Hình 3-17: Chỉnh lưu một pha tăng áp (a) sơ đồ và dòng điện khi T (b) dẫn (c) không dẫn b. Chế độ dẫn liên tục (Continuous Conduction Mode - CCM) Với chuỗi xung kích mở thích hợp cho transistor T, dạng sóng của dòng điện xoay chiều có thể được điều khiển theo dạng hàm sin tương ứng, như ta thấy trong nửa sóng dương ở hình 3-18a. Trong hình vẽ này là quan hệ giữa dòng điện trên điện cảm mong muốn, dòng trên điện cảm thực tế và chuỗi xung x ở cực điều khiển transistor T (T bật khi x = 1 và tắt khi x = 0). Hình 3-18: òng điện i L a) dạng sóng b) tín hiệu điều khiển transitor x Theo hình 3-18 có thể thấy rõ ràng trạng thái bật (và tắt) của transitor T kéo theo sự tăng (giảm) dòng điện i L trên điện cảm. Chú ý rằng với các giá trị v s nhỏ, điện cảm không đủ năng lượng tích trữ để tăng giá trị dòng điện, chỉnh vì lý do đó độ méo dạng sóng dòng điện như trên hình 3-18a. Hình 3-19 giới thiệu cấu trúc sơ đồ khối của hệ thống điều khiển chỉnh lưu tăng áp, trong đó bao gồm cả khâu điều khiển vi-tích phân (PI) để điều khiển điện áp đầu ra v 0. Giá trị tham chiếu i Lref dùng cho vòng điều khiển trong được lấy từ khâu nhân tín hiệu giữa điện áp khâu điều khiển với giá trị tuyệt đối v s (t). Bộ điều khiển trễ thực

hiện điều khiển nhanh dòng i L và kết quả thực tế thu đương dạng sóng dòng điện nguồn xoay chiều gần tương tự như sóng sin. Hình 3-19: Hệ thống điều khiển của chỉnh lưu tăng áp Thông thường, điện áp đầu ra v 0 phải lớn hơn biên độ điện áp nguồn v s (t) ít nhất 10%, để đảm bảo điều kiện để có thể điều khiển linh hoạt dòng điện. Khi đó quá trình điều khiển diễn ra theo chiến thuật sau: tăng giá trị điện áp tham chiếu đầu ra v 0.ref làm tăng sai số (mức lệch) điện áp v 0.ref v 0 và làm tăng tín hiệu điều khiển đầu ra khâu PI, tín hiệu này là nguyên nhân làm tăng biên độ của dòng điện tham chiếu i L.ref. Bộ điều khiển dòng sẽ bám theo giá trị tham chiếu mới cũng tăng biên độ của sóng sin dòng điện đầu vào, tăng lượng công suất tác dụng được truyền qua bộ chỉnh lưu và cuối cùng làm tăng điện áp đầu ra v 0. Hình 3-20: ạng sóng dòng, áp xoay chiều đầu vào chỉnh lưu tăng áp: (a) không lọc điện áp v 0 ; (b) có lọc điện áp v 0 ; phổ tần số; (c) không lọc; và (d) có lọc Hình 3-20 là dạng sóng dòng điện và điên áp nguồn v s. Những gợn sóng của dòng điện có thể được làm nhỏ đi bằng cách rút ngắn độ rộng khoảng trễ δ. ự cải thiện này đánh đổi bằng tăng tần số đóng mở, tỉ lệ thuận với tổn hao chuyển mạch của

transistor. Đối với một chiều rộng trễ nhất định, trị số điện cảm giảm kéo theo tăng tần số đóng ngắt. Như ta thấy trên hình, dòng điện xoay chiều cho thành phần hài bậc 3. Thành phần này do sóng hài bậc 2 có trong điện áp v 0 được cấp ngược thông qua khâu điều khiển (PI) và kết hợp với sóng sin do thành phần bậc 3 của dòng i L.ref. Những sóng hài nhiễm vào thành phần cơ bản có thể loại bỏ bằng cách lọc điện áp v0, với bộ lọc thông thấp hoặc bộ lọc chặn trên ở phạm vi 2ω s. òng điện xoay chiều đầu vào có dạng sóng trên hình 3.20b khi thực hiện lọc. Hình 3.20d cho thấy sự kết quả giảm sóng hài bậc 3. Tuy nhiên, trong cả hai trường hợp, sự giảm mạnh ở các thành phần sóng hài trong dòng điện xoay chiều, có thể thấy trong hình 3-20c và 3-20d. òng điện đáp ứng những giới hạn được thiết lập tại tiêu chuẩn IEC 61000-3-2. Độ méo dạng tổng của dòng điện trong hình 3-20a chỉ có TH = 7,46% và hình 3-20b là TH = 4,83%. Trong cả hai trường hợp hệ số công suất đạt giá trị rất cao, vượt quá 0,99. Trong hình 3.21, cho thấy vòng điều khiển điện áp dc theo bước thay đổi. Với tải tăng, ở thời điểm t = 0,3 (s), điện áp đầu ra v 0 giảm, nhỏ hơn điện áp tham chiếu, sự giảm điện áp này được bù lại từ sự tăng dòng điện i s. Thời điểm t = 0,5 (s), là quá trình đáp ứng khi tải giảm. Bộ điều khiển điện áp một chiều lại giảm dòng điện xoay chiều đầu vào để cân bằng công suất tác dụng. Hình 3-21: Đáp ứng sự thay đổi tải (a) điện áp dầu ra v 0 ; (b) dòng điện xoay chiều i s c) Chế độ dẫn gián đoạn (iscontinuous Conduction Mode - CM) Phương pháp điều chỉnh hệ số công suất PFC dựa trên kích hoạt dòng điện theo dạng sóng định trước. Có hai cách khác nhau để hiện thực phương pháp này: tần số

chuyển mạch cố định và tần số chuyển mạch thay đổi. Cả hai cách thức này được thể hiện trong hình 3-22. CM với tần số chuyển mạch cố định ạng sóng dòng điện tập hợp từ ba chế độ trong khoảng thời gian một chu kỳ chuyển mạch T s. Giai đoạn đầu mỗi chu kỳ (mode 1) BJT được bật dẫn điện, trong giai đoạn dẫn (hình 3-23a) nguồn được nối tắt khép mạch qua diode chỉnh lưu, điện cảm L và chuyển mạch boost T. Khi đó dòng điện i L tăng theo tỉ lệ với điện áp tức thời của nguồn. Như vậy, trong giai đoạn bật, giá trị trung bình của dòng điện tỉ lệ với điện áp nguồn vs, chính là điều cần thiết để điều chỉnh hệ số công suất. Khi chuyển mạch được tắt (mode 2), dòng điện chảy đến tải thông qua diode, như trong hình 3-23b. òng điện tức thời có trị số giảm (cho đến lúc điện áp v0 lớn hơn biên độ điện áp nguồn) theo tỉ lệ với hiệu sô điện áp nguồn và điện áp tải. Giai đoạn cuối (mode 3) như trong hình 3-23c, tương ứng với thời gian dòng điện đạt giá trị 0, kết thúc quá trình chuyển mạch T s. Hình 3-22: Chế độ dẫn gián đoạn (a) với tần số chuyển mạch cố định; (b) với tần số chuyển mạch thay đổi.

Hình 3-23: ơ đồ tương đương của chế độ tăng áp CM: (a) Mode 1: BJT bật, i L tăng; (b) Mode 2: BJT tắt, i L giảm; (c) Mode 3: BJT tắt, i L = 0. Như vậy, trong chu kỳ điều khiển, có thời giai đoạn dòng điện nguồn không tỉ lệ với điện áp nguồn, mang đến những méo dạng không mong muốn so với chế độ dẫn liên tục CCM. Chu kỳ tác động = t on /T s được xác định từ vòng điều khiển theo nhiệm vụ có được công suất đầu ra mong muốn và hoàn thành chu kì làm việc CM, có nghĩa dòng điện đạt giá dạng trị 0 trước khi bắt đầu chu kỳ T s mới. Nguyên tắc điều khiển có thể được giải thích trên sơ đồ mạch tương tự (hình 3-24), hoặc mạch số. Thông thường, chu kỳ tác động được kiểm soát bởi vòng điều khiển chậm, duy trì điện áp đầu ra và chu kỳ tác động thay đổi trpng phạm vi một nửa chu kỳ nguồn. Ví dụ về chất lượng điện áp và dòng điện có được khi sử dụng CM được trình bày trên hình 3-25.

Hình 3-24: Tăng áp CM với tần số chuyển mạch cố định Hình 3-25: ạng sóng của Tăng áp CM: điện áp nguồn v s, xung điều khiển BJT, dòng điện nguồn i s CM với tần số chuyển mạch thay đổi Nguyên lý làm việc giống như đối với loại tần số cố định, sự khác biệt chính ở đây là không có chế độ (mode 3) do BJT được bật ngay sau khi dòng điện đạt giá trị 0. Phương pháp này giảm độ méo dạng dòng điện nhưng đổi lại phải thực hiện tần số chuyển mạch thay đổi (T s thay đổi) và do đó giảm đặc tính cải thiện sóng hài. Cả hai phương pháp CCM và CM đều có được sự cải thiện hệ số công suất. Phương pháp CM có hiệu quả hơn khi loại bỏ được các tổn hao khi diode phục hồi tích chất ngược, tuy nhiên phương pháp này có độ gợn sóng cao, độ méo dạng đáng kể và thông thường hoàn thành được yêu cầu loại bỏ sóng hài bậc 5. o đó, chỉnh lưu tăng áp CM ở giới hạn ở công suất đến 300W đáp ứng tiêu chuẩn và qui định. Phương pháp CM với tần số thay đổi giảm hiệu quả về tiêu chuẩn sóng hài, do dòng điện được phân bổ trong phổ rộng.

d. Cấu trúc cộng hưởng cho chỉnh lưu tăng áp Một chỉ số quan trong trong điện tử công suất các tổn hao trong các linh kiện bán dẫn công suất. Các tổn hao này chia làm hai nhóm chính: tổn hao bán dẫn (conductin losses) và tổn hao chuyển mạch (switching losses), như trong hình 3-26. Tổn hao bán dẫn do dòng điện đi qua mặt tiếp giáp, và như vậy tổn hao này không tránh khỏi. Còn tổn hao chuyển mạch, xuất hiện trong thời điểm thay đổi trạng thái dẫn điện của các linh kiện, có thể giảm xuống hoặc thậm chí loại bỏ được nếu như chuyển mạch được thực hiện khi: (a) dòng điện đi qua linh kiện bán dẫn bằng không; (b) điện áp giữa hai điểm của linh kiện bán dẫn bằng không. Chế độ chuyển mạch trên được gọi là cộng hưởng. Hình 3-26: Tổn hao bán dẫn và tổn hao chuyển mạch ở linh kiện chuyển mạch công suất Chuyển mạch cộng hưởng còn được sử dụng trong chỉnh lưu tăng áp. Để đáp ứng yêu cầu này, sơ đồ chỉnh lưu tăng áp trong hình 3-17 có một số thay đổi, bằng cách bổ xung phần tử phản kháng và linh kiện bán dẫn. Trong hình 3.27 cấu trúc cộng hưởng với dòng điện chuyển mạch bằng không (zero current switching - ZC). Như ta thấy, sơ đồ được bổ xung thêm các phần tử: cuộn cảm (L r1, L r2 ), tụ điện (C r ), diodes ( r1, r2 ), và van chuyển mạch ( r ). Tương tự, trong hình 3-28 cấu trúc công hưởng chuyển mạch với điện áp chuyển mạch bằng không (zero voltage switching - ZV). Có bổ xung các phần tử cuộn cảm (L r ), tụ điện (C r ), và van chuyển mạch công suất ( r ), lưu ý: diode được thay bằng hai diode cộng hưởng r1 và r2. Trong cả hai cấu trúc ZV hoặc ZC, điều kiện công hưởng đạt được thông qua điều khiển van chuyển mạch công suất r.

Hình 3-27: Chỉnh lưu Tăng áp với ZC e. Chỉnh lưu không cầu tăng áp Hình 3-28: Chỉnh lưu Tăng áp với ZV Chỉnh lưu tăng áp không cầu được trình bày tại hình 3-29, trong đó cầu diode được thay thế bằng hai chỉnh lưu tăng áp làm việc tuần tự: (a) khi vs dương, T 1 và 1 làm việc như chỉnh lưu tăng áp (hình 3-29b); khi vs âm, T 2 và 2 làm việc như chỉnh lưu tăng áp 2 (hình 3-29c). Cấu trúc này giảm tổn thất chuyển mạch, tuy nhiên đòi hỏi mạch điều khiển phức tạp hơn. Hình 3-29: (a) Chỉnh lưu tăng áp không cầu; sơ đồ tương đương khi (b) điện áp v s >0 ; và (c) điện áp v s < 0

3.1.2.4. Chỉnh lưu nhân đôi điện áp PWM Hình 3-30 so đồ nguyên lý mạch chỉnh lưu nhân đôi điện áp bằng điều chỉnh độ rộng xung (PWM), sử dụng 2 transistors T 1 and T 2 và 2 tụ lọc C 1 and C 2. Các transistor được điều khiển bật tắt để điều khiển dạng sóng dòng điện nguồn theo điện áp đầu ra v 0. Điện áp rơi trên các tụ điện V C1 and V C2 cần phải cao hơn biên độ điện áp nguồn v s để thực hiện được các thao tác điều khiển dòng điện nguồn. ơ đồ mạch tương đương của bộ chỉnh lưu khi transistor T 1 bật, thể hiện trong hình 3-30b. Khi đó điện áp trên cuộn cảm theo biểu thức: dis vl L vs(t) vc 1 0 (3-28) dt Biểu thức 3-28 có nghĩa trong trạng thái dẫn này, giá trị dòng điện i s (t) giảm. Hình 3-30: Chỉnh lưu nhân đôi điện áp: (a) sơ đồ mạch; (b) sơ đồ tương đương khi T 1 bật; (c) sơ đồ tương đương khi T 2 bật Mặt khác, sơ đồ mạch tương đương khi transistor bật thể hiện trong hình3-30c, với biểu thức điện áp trên cuộn cảm: dis L vs(t) vc 0 (3-29) dt vl 2 Rõ ràng, lúc này giá trị dòng điện i s (t) tăng. Từ đó ta thấy, dạng sóng của dòng điện xoay chiều có thể ddieeeuf khiển được thông qua bật tắt luân phiên các transistor T 1 và T 2 giống như quá trình được thể hiện trong hình 3-18a cho bộ biến đổi chỉnh lưu một pha tăng áp. Hình 3-31 thể hiện sơ đồ khối của hệ thống chỉnh lưu nhân đôi điện áp, nó rất giống với sơ đồ khối của chiinhr lưu tăng áp. ạng mạch này có thể gây nên sự mất cân bằng giữa điện áp trên các tụ điện V C1 và V C2, ảnh hưởng đến chất lượng điều khiển. Vấn đề này được giải quyết bằng cách bổ xung thêm một phần tử cấp tìn hiệu điều khiển tỉ lệ với độ lệch điện áp

trên các tụ. Hình 3-32 thể hiện dạng sóng dòng điện nguồn, biên độ gợn sóng của dòng này có thể giảm được bằng điều chỉnh bằng đọ rộng thời gian trễ. Hình 3-31: Hệ thống điều khiển chỉnh lưu nhân đôi điện áp Hình 3-32: ạng sóng dòng điện trong chỉnh lưu nhân đôi điện áp 3.1.2.5. Chỉnh lưu cầu PWM Hình 3-33a vẽ sơ đồ mạch lực của chỉnh lưu điều khiển PWM kết nối theo mạch cầu, trong đó dùng 4 transistor và diode chống dòng ngược mắc song song để điều khiển điện áp một chiều v 0. Với cách chuyển mạch PWM lưỡng cực, bộ biến đổi có hai chế độ dẫn: (i) Transistor T 1 và T 4 bật, T 2 và T 3 tắt; (ii) Transistor T 2 và T 3 bật, T 1 và T 4 tắt. Trong cấu trúc này, điện áp đầu ra v 0 phải lớn hơn biên độ điện áp xoay chiều nguồn v s, đảm bảo điều kiện thích hợp điều khiển dòng điện xoay chiều. Hình 3-33b, mạch điện tương đương khi T1 và T4 bật, khi đó điện áp trên cuộn cảm được xác định: dis L vs(t) v 0 (3-30) dt vl 0 Và dòng điện trên điện cảm i s biến đổi giảm. Hình 3-33c, mạch điện tương đương khi T2 và T3 bật, khi đó điện áp trên điện ccarm tihnhs theo biểu thức: dis L vs(t) v 0 (3-31) dt vl 0 Điều này có nghĩa dòng điện i s có giá trị tăng.

Hình 3-33: Chỉnh lưu một pha PWM kết nối cầu: (a) sơ đồ mạch; (b) sơ đồ tương đương khi T 1 và T 4 bật; (c) sơ đồ tương đương khi T 2 và T 3 bật; (d) sơ đồ tương đương khi T 1 và T 3 hoặc T 2 và T 4 bật; và (e) dạng sóng dòng điện xoay chiều nguồn Trường hợp cuối cùng, ở hình 3-33d, sơ đồ tương dương khi T1 và T3 hoặc T2 và T4 bật. Lúc đó, điện áp nguồn khép mạch qua cuộn cảm L, và điện áp được tính theo: dis L vs(t) V 0 (3-32) dt vl 0 Biểu thức này cho thấy giá trị dòng điện phụ thuộc vào dấu của điện áp v s. ạng sóng dòng điện nguồn có thể điều chỉnh bằng cách chuyển mạch thích hợp giữa T 1 T 4 hoặc T 2 T 3, tương tự như ở hình 3-18a cho trường hợp chỉnh lưu một pha tăng áp. Phương pháp điều khiển giống như trường hợp trong hình 3-31, cho dạng sơ đồ nhân đôi điện áp. Chất lượng dòng điện xoay chiều nguồn như trong hình 3-32. ạng sóng dòng điện xoay chiều được cải thiện đáng kể nếu có sử dụng thêm chế độ hình 3-33d, với ưu điểm thay thế điều khiển độ trễ dòng điện với điều khiển tuyến tính và điều khiển PWM ba cấp. Phương pháp này giảm tần số chuyển mạch và có phổ dòng điện rõ ràng hơn.

Cuối cùng, có thể thấy rằng các đặc tính nổi bật của bộ biến đổi PWM điều khiển kết nối cầu và nhân đôi điện áp là khả năng tái sinh của chúng. Những bộ chỉnh lưu loại này có thể cấp công suất cho tải từ nguồn xoay chiều một pha, độ méo dạng rất thấp và hệ số công suất rất cao PF > 0,99. Hình 3-33e cho thấy, trong quá trình làm việc, dòng điện xoay chiều nguồn lệch pha 180 o so với điện áp, có nghĩa PF -1 (PF gần đạt tới giá trị 1, do các thành phần hài rất nhỏ trong dòng điện xoay chiều nguồn). 3.1.2.6. Ứng dụng của điều chỉnh hệ số công suất chỉnh lưu a. Các ứng dụng chỉnh lưu tăng áp. Chỉnh lưu một pha tăng áp trở nên thông dụng trong số các thiết bị cấp nguồn có chức năng điều chỉnh hệ số công suất (PFC). Để giảm giá thành, in general purpose power supplies. To reduce the costs, áp dụng hệ thống điều khiển như trong hình 3-19 và các transistor công suất điều khiển cực đươc kết nối với mạch tích hợp (IC), như UC3854 hoặc MC33262. ơ đồ trong hình 3-34. Hình 3-34: ơ đồ khối đơn giản (a) bộ điều chỉnh hệ số công suất dùng IC và (b) chấn lưu điện tử có điều chỉnh hệ số công suất Ngày nay các bộ chấn lưu đèn huỳnh quang dùng công nghệ tần số cao dần thay thế các chấn lưu cuộn cảm. Các chấn lưu điện tử cần có bộ biến đổi ac/dc. Để đáp ứng

yêu cầu giảm sóng hài, đạt chất lượng cao về hiệu suất cvà hệác bộ chỉnh lưu hệ số công suất cáo được sử dụng như trong hình 3-35. b. Chỉnh lưu PWM nhân đôi điện áp Phát triển các bộ điều khiển động cơ hiện đang là chủ đề có nhiều quan tâm, đặc biệt trong phạm vi công suất nhỏ. Hình 3-35 trình bày cấu trúc bộ biến đổi dành cho các động cơ công suất thấp. Cấu trúc bao gồm: động cơ ba pha công suất nhỏ, được cấp điện bằng nguồn điện xoay chiều một pha. Các transistors T 1, T 2 và tụ điện C 1, C 2 tạo ra điện áp nhân đôi của chỉnh lưu một pha, được điều khiển thông qua điện áp hồi tiếp và tạo ra dạng sóng sin cho dòng điện xoay chiều nguồn, có hệ số công suất gần bằng một. Ben cạnh đó các transistor T 3,T 4,T 5, T 6 và các tụ điện C 1 and C 2 tạo ra nguồn điện không đối xứng cấp cho động cơ. Một đặc điểm của mạch động lực trong hình 3-35, tụ điện tái tạo năng lượng cho nguồn xoay chiều một pha. Hình 3-35: Bộ điều khiển động cơ giá rẻ 3.2. Chỉnh lưu ba pha điều khiển Chỉnh lưu ba pha có điều khiển được áp dung rộng rãi từ các thiết bị chỉnh lưu công suất nhỏ cho đến thiết bị truyền tải dòng một chiều điện áp cao (HVC). Thiết bị chỉnh lưu ba pha còn được dùng trong các quá trình điện hóa, điều khiển động cơ, điều khiển nguồn điện và rất nhiều các ứng dụng khác. ựa trên quá trình chuyển mạch, có thể phân chia thành 2 loại như sau: chỉnh lưu điều khiển chuyển mạch (chỉnh lưu thyristor) và chỉnh lưu điều chỉnh độ rộng xung (pulse width modulated - PWM).

3.2.1. Chỉnh lưu điều khiển chuyển mạch tuần tự 3.2.1.1. Chỉnh lưu ba pha nửa sóng Nguyên lý sơ đồ chỉnh lưu tia ba pha nửa sóng trình bày trên hình 3-36a. Điều chỉnh điện áp chỉnh lưu, sơ đồ dùng 3 thyristor mắc chung Kathode. Điện áp nguồn xoay chiều được coi là lý tưởng. Thyristor sẽ dẫn (trạng thái bật) khi điện áp Anode Kathode v AK dương và đồng thời có xung kích mở i G vào cực điều khiển. Góc trễ xung điều khiển α được tính từ điểm giao của các điện áp pha nguồn là khi điện áp v AK bắt đầu dương. Hình 3-36: Chỉnh lưu ba pha nửa sóng có điều khiển (a) sơ đồ mạch; (b) giá trị tức thời v d và giá trị trung bình V d khi góc kích mở α Hình 3-37: Phạm vi góc điều khiển kích mở Hình 3-37 cho thấy, góc điều khiển kích mở có thể tay đổi trong khoảng từ 0 o đến 180 o, tuy nhiên do quá trình chuyển mạch mà góc mở tối đa chỉ ở khoảng 160 o.

Hình 3-38: ạng sóng dòng điện chỉnh lưu Như thấy trên hình 3-38, khi tải điện trở, dạng sóng dòng điện và điện áp chỉnh lưu là như nhau. Khi tăng giá trị điện cảm của tải, dòng điện trở lên bằng phẳng hơn và cuối cùng trở nên phẳng hoàn toàn. Các thyristor trong chế độ không dẫn (tắt) khi thyristor tiếp theo được chuyển sang trạng thái bật hoặc dòng điện bắt đầu đổi chiều. Điện áp trung bình trên tải có thể tính theo biểu thức: V V 3 Vm cos( t)d( t) 2 3 3 sin( /3) Vm cos 1,17Vcos (3-33) /3 Trong đó: V m điện áp pha thứ cấp (nguồn xoay chiều), V trị hiệu dụng của điện áp pha, ω tần số góc của nguồn xoay chiều. Từ biểu thức 3-33 có thể thấy rằng, điện áp trung bình trên tải V có thể được điều chỉnh bằng cách thay đổi góc kích mở α. Khi α < 90 o, V có giá trị dương và khi α > 90 o, V có giá trị âm. Trong trường hợp đó, mạch chỉnh lưu làm việc ở chế độ nghịch lưu và tải cần phải có phần tử có thể tạo ra năng lượng đảo chiều bằng cách đảo chiều điện áp một chiều trên tải. ạng dòng điện xoay chiều của chỉnh lưu nửa sóng được thể hiện trên hình 2-27. Hình vẽ dạng sóng này với giả định dòng điện một chiều không đổi (điện cảm L vô cùng lớn). Mặc dù có sự chuyển mạch liên tiếp, mỗi van công suất dẫn điện trong khoảng 120 o trong chu kỳ. òng điện cuộn thứ cấp (và dòng điện thyristor) là dòng một chiều, chính là điều không mong muốn, làm cho sơ đồ chỉnh lưu tia ba pha nửa sóng không được áp dụng trong các thiết bị công suất lớn.

òng điện cuộn sơ cấp có dạng sóng tương tự thứ cấp. ự biến dạng lớn của dạng sóng dòng điện sơ cấp cần phải được lọc để giảm sự ảnh hưởng của các thành phần hài. ạng sóng trình bày trên hình 3-39 là thông tin hữu ích khi thiết kế máy biến áp. Hình 3-39: ạng sóng dòng điện nguồn xoay chiều (sơ cấp i A, i B, i C và thứ cấp i a, i b, i c ) Từ các biểu thức: P sc tc 3.V 3.V V sc tc.i.i.i sc tc (3-34) Trong đó: sc và tc công suất toàn phần cuộn sơ cấp và thứ cấp. P công suất được chuyển sang phía một chiều. Công suất chuyển sang một chiều lớn nhất khi góc kích mở α = 0 o (hoặc α = 180 o ). Từ đó thiết lập được quan hệ giữa điện áp xoay chiều và một chiều (α = 0 o ): V V 1,17V tc 1,17.a.V sc (3-35) Trong đó: a tỉ số vòng dây của cuộn thứ cấp đối với cuộn sơ cấp. where a is the secondary to primary turn relation of the trans-former. Bên cạnh đó quan hệ giữa dòng điện xoay chiều và một chiều cũng có thể thiết lập nhờ đồ thị dạng sóng hình 2-27:

I I tc sc I 3 I a. 3 2 Từ đó công suất trên các cuộn sơ cấp và thứ cấp tc sc 1,48.P 1,21.P (3-36) (3-37) Biểu thức 3-37 cho thấy công suất của máy biến áp phía sơ cấp phải tăng 21% và phía thứ cấp phải tăng 48% so với công suất tải. Vì lý do này, máy biến áp phải được thiết kế riêng biệt cho loại chỉnh lưu này. Đối với máy biến áp thông thường, công suất máy phải vượt công suất tải 35%. Hệ số tăng công suất của cuộn thứ cấp lớn hơn so với cuộn sơ cấp có nguyên nhân từ dòng điện một chiều trong nó. Bên cạnh đó, hệ số tăng công suất máy biến áp còn do các thành phần hài bậc cao không tạo ra công suất tác dụng. ự bão hòa từ trong lõi thép và thành phần một chiều trong cuộn thứ cấp làm cho lõi thép phải có kích thước lớn hơn. 3.2.1.2. Chỉnh lưu ba pha kép 6 xung ơ đồ chỉnh lưu này được vẽ trong hình 3-40, cuộn thứ cấp có dạng hệ thống 6 pha và kết quả là chỉnh lưu tia 6 xung (kết nối điểm giữa). Mặc dù có sự chuyển mạch liên tiếp nhưng mỗi van công suất chỉ dẫn với thời gian 60 o trong một chu kỳ. Điện áp một chiều cao hơn trường hợp chỉnh lưu nửa sóng. Hình 3-40: Chỉnh lưu 6 - xung Điện áp trung bình trên tải có thể tính theo biểu thức:

V V 6 Vm cos( t)d( t) 6 3 sin( /6) Vm cos 1,35Vcos (3-38) /6 Điện áp một chiều cũng gợn sóng ít hơn so với trường hợp chỉnh lưu nửa sóng do thành phần hài bậc 3 vốn có biên độ lớn. Giá trị điện cảm làm mịn dạng sóng L cũng nhỏ hơn trường hợp chỉnh lưu nửa sóng. Hình 3-41: Chỉnh lưu 6 xung: ạng sóng dòng điện nguồn xoay chiều òng điện xoay chiều nguồn của chỉnh lưu 6-pha có dạng sóng trên hình 3-41. òng điện cuộn thứ cấp có dạng một chiều, tuy nhiên sự biến đổi chiều thiên từ thông trong mạch từ máy biến áp được bù từ cấu trúc sao kép. Như ta đã nhận thấy, luôn chỉ có một van công suất dẫn trong khi các van khác không thể song song cùng dẫn. òng điện pha cuộn sơ cấp nối tam giác có dạng đối xứng dẫn trong khoảng 60 o. òng điện dây kết nối máy biến áp với nguồn, có dạng trong hình 2-30, cũng đối xứng nhưng dẫn trong 120 o. Định mức tỷ lệ công suất toàn phần máy biến áp so với công suất chỉnh lưu cũng thực hiện tương tự như với trường hợp chỉnh lưu nửa sóng: tc sc 1,81.P 1,28.P (3-39)

Như vậy máy biến áp có định mức công suất tăng 28% ở cuộn sơ cấp và 81% ở cuộn thứ cấp. Tính trung bình công suất máy biến áp gấp 1,55 lần công suất chỉnh lưu P (55% vượt mức). Chu kỳ dẫn của các van ngắn, do đó máy biến áp đặc biệt không cần thiết trong trường hợp này. 3.2.1.3. Chỉnh lưu sao kép với biến áp liên kết ơ đồ chỉnh lưu kiểu này tương tự hai mạch chỉnh lưu nửa sóng làm việc song song, và rất hữu dụng khi có yêu cầu dòng điện một chiều chỉnh lưu có trị số lớn. Phương pháp tối ưu đạt được sự cân bằng giữa các mục tiêu và loại bỏ các sóng hài được thực hiện bằng pha liên kết như trong hình 3-32. Hai mạch nửa sóng lệch nhau 180 o và hai điểm trung tính của các cuộn thứ cấp được kết nối thông qua máy biến áp tự ngẫu có điểm giữa phân đôi dây quấn, được gọi là interphase transformer. Điểm giữa dây quấn máy biến áp nối với một đầu của tải, và như vậy cả hai nhóm nửa sóng làm việc song song. Mỗi nửa dòng điện một chiều ½ I đi qua mỗi nửa dây quấn của máy biến áp theo các chiều ngược nhau do đó lõi thép của máy biến áp không bị bão hòa. Điện thế của hai điểm trung tính dao động độc lập với nhau và tạo ra điện áp có dạng xung tam giác v T trong dây quấn máy biến áp như trong hình 3-43. Hình 3-42: Chỉnh lưu sao kép với biến áp liên kết

Hình 3-43: Chỉnh lưu sao kép có pha liên kết o mạch chỉnh lưu này tương tự như hai mạch nửa sóng làm việc song song, điện áp trung bình trên tải: V 1,17Vcos (3-40) Trong đó: V điện áp pha phía các van (cuộn thứ cấp). Hình vẽ 2-32 cho thấy điện áp của các mạch nửa sóng so với các điểm trung tính tương ứng. Điện áp v 1 là hiệu số điện thế giữa điểm cathode chung và điểm trung tính N 1. Điện áp v 2 là hiệu số giữa điện thế điểm cathode chung và điểm trung tính N 2. Ta có thể nhận thấy hai điện áp tức thời này lệch pha nhau và kết quả làm cho điện áp v bằng phẳng hơn so với các điện áp v 1 và v 2. Hình 3-44 cho thấy sự biến đổi điện áp v, v 1, v 2 và v T khi góc kích mở thay đổi từ 0 o đến 180 o. Hình 3-44: Góc kích mở thay đổi từ 0 o đến 180 o Hệ số vượt công suất máy biến áp: tc sc 1,48.P 1,05.P (3-41) Giá trị bình quân hệ số vượt mức công suất là 1,26 giá trị này tốt hơn các sơ đồ chỉnh lưu trước (1,35 đối với chỉnh lưu nửa sóng và 1,55 đối với chỉnh lưu 6-xung) và tiết kiệm công suất máy biến áp. Hình 3-45 thể hiện dạng sóng dòng điện xoay chiều nguồn đối với chỉnh lưu ba pha kép với biến áp.

Hình 3-45: ạng sóng dòng điện xoay chiều nguồn 3.2.1.4. Chỉnh lưu ba pha cả sóng hoặc cầu Graetz Kết nối song song các mạch chỉnh lưu thông qua biến áp tự ngẫu cho phép thực hiện những chỉnh lưu với dòng điện lớn. Tuy nhiên khi mắc nối tiếp chúng tạo thành cầu van công suất cũng cho phép thực hiện chỉnh lưu tương tự, như trình bày trên hình 3-46 là bộ chỉnh lưu toàn sóng. Cách bố trí linh kiện trong mạch, tương đương với 3 van công suất cathode chung tạo ra điện thế dương so với trung tính, còn 3 van công suất anode chung tạo ra điện thế âm. Và kết quả điện áp một chiều lớn gấp 2 lần so với trường hợp chỉnh lưu nửa sóng. Mỗi nửa cầu là một bộ biến đổi 3-xung. Kết nối cầu thực chất là kết nối hai chiều và nó cho dòng điện luân phiên (đổi chiều) ở dây quấn, phía van công suất, máy biến áp trong cả hai nửa sóng, loại bỏ dòng điện một chiều trong dây quấn và bão hòa từ trong lõi thép. Những ưu điểm này làm cho cấu trúc mạch cầu (còn gọi là Cầu Graetz) được ứng dụng nhiều nhất trong phân loại chỉnh lưu có điều khiển bằng chuyển mạch. Cấu trúc của loại chỉnh lưu này không cần đến biến áp đặc biệt và làm việc như bộ chỉnh lưu 6-xung. Với tính chất nối tiếp của chỉnh lưu loại này, điện áp một chiều lớn gấp đôi chỉnh lưu nửa sóng, và được tính theo công thức:

V V Hoặc: V 2V 3 3 m 3 cos( t)d( t) 2V m sin( /3) cos /3 3 6 Vf N cos 2,35Vf N cos (3-42) 3 2 Vf f cos 1,35Vf f cos (3-43) Trong đó: V m biên độ điện áp pha thứ cấp, V f-n trị hiệu dụng điện áp pha thứ cấp, V f-f trị hiệu dụng điện áp dây thứ cấp. Hình 3-46: Chỉnh lưu cầu ba pha (cầu Graetz) điện thế âm Hình 3-47: ạng sóng áp, dòng cầu Graetz Trong hình 3-47 dạng song điện áp mỗi nửa cầu của sơ đồ, điện thế dương neg v, điện áp một chiều tức thời v và điện áp anode kathode v AK trên pos v,

một nhánh cầu. Điện áp lớn nhất của v AK là 3 Vm đúng bằng giá trị ở chỉnh lưu nửa sóng và chỉnh lưu dùng biến áp liên kết. Chỉnh lưu sao kép có điện áp anode-kathode lớn gấp đôi V m. Hình 3-48 là dạng sóng dòng điện xoay chiều nguồn với giả thiết giá trị điện cảm L đủ lớn để dòng điện một chiều bằng phẳng. Hình 3-48: ạng sóng dòng điện cầu Graetz Trường hợp này có cùng loại máy biến áp Δ/Y như trong hình 3-46. Ta có thể nhận thấy dòng điện thứ cấp không có thành phần một chiều, do đó không cần phải thiết kế dây quấn với hệ số tăng công suất nhằm tránh bão hòa từ. ạng sóng trên được vẽ với góc kích mở α khoảng 30 o. ạng sóng đối xứng ở cả cuộn sơ cấp và thứ cấp và dòng điện dây chính là nguyên nhân cho sự phổ dụng của loại chỉnh lưu này. Hệ số tăng công suất trong trường hợp này: tc sc 1,05.P 1,05.P (3-44) Như đã nhắc đến ở phần trên, máy biến áp chỉ cần thiết kế vượt công suất chỉnh lưu 5% cho cả cuộn sơ cấp và thứ cấp. o sánh với hệ số 1,35 của chỉnh lưu nửa sóng và 1,55 của chỉnh lưu 6-xung, 1,26 của chỉnh lưu dùng biến áp có điểm giữa, chỉnh lưu cầu Graetz là giải pháp tốt cho sử dụng công suất máy biến áp.

3.2.1.5. Chỉnh lưu cầu bán điều khiển Chỉnh lưu cầu ba pha điều khiển sử dung 6 thyristor. Như đã giải thích ở phần trên, mạch làm việc ở chế độ chỉnh lưu khi α < 90 o và chế độ nghịch lưu khi α > 90 o. Nếu như thiết bị không cần chế độ nghịch lưu, có thể đơn giản hóa sơ đồ bằng cách thay thế 3 thyristor bằng diode công suất như trên hình 2-38. ự đoen giản hóa này mang ý nghĩa kinh tế, bởi vì diode công suất rẻ tiền hơn thyristor và chúng không cần mạch điện tử điều khiển góc kích mở. Cỉnh lưu bán điều khiển (hoặc còn gọi là bán nghịch lưu) được phân tích như sơ đồ nửa sóng điều khiển nối tiếp với sơ đồ nửa sóng không điều khiển. Điện áp một chiều chỉnh lưu được tính theo biểu thức: V 3 2 Vf f (1 cos ) (3-45) 2 Như vậy, điện áp trung bình V không bao giờ có giá trị âm. ạng sóng điện áp chỉnh lưu cầu bán điều khiển giống như dạng sóng của chỉnh lưu cầu điều khiển có thêm diode tự quay. Ưu điểm của sơ đồ có thêm diode tự quay ở chỗ nó tạo ra đường dẫn cho dòng điện một chiều, không phụ thuộc vào trạng thái các pha nguồn xoay chiều và trạng thái nghịch lưu. Điều này rất quan trọng đối với tải R-L có hằng số thời gian tương đối lớn và có thể gián đoạn một hoặc vài pha. Trong những trường hợp đó dòng điện tải sẽ chuyển sang khép mạch qua diode tự quay. Hình 3-49: Cầu bán điều khiển a) nửa cầu có điều khiển b) có thêm diode tự quay 3.2.1.6. Chuyển mạch Những mô tả về chế độ nghịch lưu trong các phần trước đây được dựa trên giả định quá trình chuyển mạch không tức thời. Trong thực tế điều này là không thể, do có dòng điện chạy giữa các van liên tiếp trong khoảng thời gian nhất định. Khoảng thời gian này được gọi là thời gian đồng dẫn phụ thuộc vào điện áp dây giữa các van, đặc biệt trong thời gian chuyển mạch và có điện cảm L giữa nguồn và mạch nghịch lưu. Trong khoảng thời gian đồng dẫn, hai van đều dẫn và điện áp dây rơi trên điện cảm L.

Giả thiết dòng điện một chiều I được làm phẳng với điện cảm như trên hình 3-49, ta có mối quan hệ sau: di dt s 2L 2Vf f sin t va v (3-46) Trong đó: i sc dòng điện trên van được mở trong thời gian chuyển mạch (thyristor T2 trong hình 3-39). òng điện này có giá trị: i sc 2 2L V f f cost C B (3-47) Giá trị hằng số C được tính thông qua điều kiện ban đầu tại thời điểm T2 được khởi động. Theo đơn vị góc thì ωt = α. Khi ωt = α thì i sc = 0 Vf f C cos (3-48) 2..L Kết hợp 3-46 và 3-47 i sc Vf f (cos cost) (3-49) 2..L Hình 3-50: Quá trình chuyển mạch Trước khi chuyển mạch, dòng điện I được dẫn qua thyristor T1 (hình 3-50). Trong lúc chuyển mạch, dòng điện tải giữ nguyên không đổi, i sc quay ngược lại xuyên qua T 1 và T 1 tự động tắt khi dòng i sc đạt tới giá trị I. Điều này xảy ra vì thyristor không thể dẫn dòng theo chiều ngược. Cùng lúc, thời gian đồng dẫn kết thúc và dòng I được dẫn qua T 2. Trong khoảng thời gian khi ωt = α + µ, i sc = I, trong đó μ được định nghĩa là thời gian đồng dẫn. Thay thế biểu thức điều kiện cuối bằng biểu thức: I Vf f cos cos( ) (3-50) 2..L

Trong thời gian chuyển mạch, hai van công suất cùng dẫn, điều này có nghĩa tồn tại dòng điện ngắn mạch giữa hai điện áp pha. Bởi vì điện cảm các pha như nhau nên dòng điện i sc tạo ra điện áp rơi trên mỗi điện cảm L cũng bằng nhau, nhưng trái dấu nguyên nhân là do dòng điện chảy theo hướng ngược lại với chiều dốc ngược nhau trên mỗi điện cảm. Pha có điện thế tức thời cao hơn bị giảm điện áp Δv, pha có điện thế tức thời nhỏ hơn tăng điện áp +Δv. Tình trạng này gây ảnh hưởng đến điện áp một chiều V, làm giảm đi một lượng V med. Hình 3-51, cho thấy ý nghĩa của Δv, V med, μ và i sc. iện tích của V med được thể hiện trong phần gạch chéo trong hình 3-51, đặc trưng cho tổn thất điện áp trung bình một chiều V, và có thể được tính theo cách lấy tích phân biểu thức Δv trong khoảng góc đồng dẫn μ. Tổn thất điện áp có thể tính theo: va vb 2.Vf f sin t v (3-51) 2 2 Lấy tích phân biểu thức trên trong chu kỳ tương ứng và thời gian đồng dẫn μ, bắt đầu từ thời điểm bắt đầu chuyển mạch α. V V 3 1 2.V sin t.dt med f f (3-52) 2 med 3 Vf f cos cos( ) (3-53) 2 Hình 3-51: Ảnh hưởng của góc đồng dẫn đến dạng sóng dòng và áp Bớt đi lượng V med từ biểu thức điện áp trung bình chỉnh lưu, ta có: V 3 2 Vf f cos V med (3-54)

V Hoặc V 3 2 Vf f cos cos( ) (3-55) 2 3 2 Vf 2 f cos cos 2 2 (3-56) Các biểu thức giá trị trung bình dòng và áp chỉnh lưu có thể viết theo điện áp sơ cấp nếu có mặt máy biến áp nguồn. I V cs a.vf f cos cos( ) (3-57) 2..L 3 2 sc a.vf f cos cos( ) (3-58) 2 Kết hợp các biểu thức dòng, áp chỉnh lưu làm một, ta có: V 3 2 sc 3 a.vf f cos IL (3-59) 2 Biểu thức 3-59 cho phép thiết lập sơ đồ tương đương đơn giản của chỉnh lưu như trong hình 3-52a (a) (b) Hình 3-52: Điện áp chỉnh lưu a) sơ đồ tương đương b) đặc tính điều chỉnh điện áp Từ só đồ tương đương, xác định các đường biến thiên điện áp chỉnh lưu với các góc kích mở khác nhau như trên hình 3-52b. Cần phải lưu ý rằng, các đường biến thiên điện áp được vẽ với điều kiện lý tưởng, nhưng giúp hiểu rõ hơn về ảnh hưởng của Δv lên điện áp chỉnh lưu. Ảnh hưởng của chuyển mạch và thời gian đồng dẫn đến điện áp nguồn (v a ) và điện áp rơi trên thyristor v AK được thể hiện trên hình 3-53.

Hình 3-53: Ảnh hưởng của đồng dẫn đến điện áp nguồn và v AK 3.2.1.7. Hệ số công suất PF Độ lệch pha của dòng điện thành phần cơ bản có thể xác định từ hình 2-37. cos 1 = cos (3-60) Trường hợp dòng điện không sin, công suất tác dụng được cung cấp từ nguồn điện hình sin: T 1 P va(t).i A(t).dt V a.ia1. cos1 T (3-61) 0 Trong đó: V a trị hiệu dụng của điện áp pha v a, I a1 trị hiệu dụng thành phần cơ bản i a. Biểu thức tương tự có thể thiết lập với v b và v c. Công suất toàn phần mỗi pha: V. I (3-62) a a Hệ số công suất P PF (3-63) Kết hợp với các biểu thức với nhau ta có: Ia1 PF cos (3-64) I a Từ biểu thức trên có thể thấy rằng PF chịu ảnh hưởng xấu của góc kích mở và độ méo dạng sóng của dòng điện xoay chiều nguồn. Bởi vì tăng méo dạng dòng điện dẫn đến tăng trị hiệu dụng của dòng điện xoay chiều I a và làm giảm hệ số công suất.

3.2.1.8. Độ méo dạng òng điện trong chỉnh lưu chuyển mạch có dạng khác sin khá nhiều. Ví dụ, dòng điện xoay chiều trong sơ đồ cầu Graetz có những sóng hài bậc cao: i A 2 3 I 1 1 1 (cost cos5t cos7t cos11 t...) 5 7 11 Một số đặc điểm của dòng điện bao gồm: (3-65) (i) không có thành phần hài bậc 3; (ii) các thành phần hài có mặt được xác định từ 6k ± 1 với k số nguyên; (iii) thành phần hài bậc 6k + 1 có dấu dương; (iv) thành phần hài bậc 6k 1 có dấu âm; (v) trị hiệu dụng của thành phần cơ bản có giá trị: I 1 I 6 / và (vi) trị hiệu dụng của thành phần bậc n: I / n d I n 1 Nếu như dây quấn sơ cấp hoặc thứ cấp của máy biến áp chỉnh lưu nối tam giác, dạng sóng điện áp xoay chiều (ac) bao gồm sự khác biệt tức thời giữa hai điện áp chữ nhật thứ cấp lệch nhau 120 o như trong hình dạng sóng dòng điện xoay chiều nguồn chỉnh lưu cầu Graetz, hình 3-48e. Cuối cùng phân tích Fourier cho dòng điện xoay chiều pha phía sơ cấp như sau: i A 2 3 I 1 1 1 (cost cos5t cos7t cos11 t...) 5 7 11 (3-66) Phân tích này khác với trường hợp nối dây quấn máy biến áp hình sao chỉ ở dấu của thành phần bậc cao với các giá trị chẵn của k trong 6k ± 1, các bậc 5, 7, 17, 19 3.2.1.9. Mạch đặc biệt giảm độ méo dạng Nguyên tắc cơ bản để giảm sóng hài là kết nối thêm bộ lọc thụ động, có vai trò như bộ phận hấp thụ sóng hài có tần số nhất định. ạng tiêu biểu được trình bày trên hình 2-43. Ngoài ra, sóng hài cũng có thể được hạn chế bằng cách sử dụng các cấu trúc chỉnh lưu đặc biệt, chẳng hạn cấu trúc chỉnh lưu 12-xung như trên hình 2.44. òng điện xoay chiều lúc đó là tổng của hai dãy Fourier của dạng kết nối hình sao và tam giác. 67) i A 2 3 2 I (cost 1 11 cos11 t 1 13 cos13t 1 cos23t...) 23 (3-

Hình 3-54: Bộ lọc thụ động cho một pha Hình 3-55: Chỉnh lưu 12-xung Biểu thức lúc này chỉ chứa các sóng bậc 12k ± 1. Các thành phần bậc 6k ± 1 (với k chẵn): 5th, 7th, 17th, 19 th chỉ chạy giữa hai phần biến đổi của máy biến áp mà không đi vào phần xoay chiều. Như vậy dòng điện xoay chiều trong chỉnh lưu 12- xung có dạng như trong hình 3-56, gần hơn với dạng sin so với các trường hợp trước đó. Với cách kết nối này, giá trị tức thời dòng điện một chiều cũng bằng phẳng hơn. Hình 3-56: òng điện dây với chỉnh lưu 12-xung Những bộ chỉnh lưu nhiều xung hơn cũng có nguyên tắc giảm méo tương tự. Chỉnh lưu 12-xung có góc lệc 30 o giữa các dây quấn thứ cấp. Ngoài ra tương tự như vậy, bổ xung thêm máy biến áp mắc song song sẽ cho việc chỉnh lưu có số lượng xung

trong một chu kỳ lớn hơn. Chẳng hạn, chỉnh lưu 24-xung có cấu trúc 4 biến áp với góc lệch pha 15 o, còn chỉnh lưu 48 xung cần có 8 biến áp với góc lệch 7,5 o (biến áp kết nối theo qui tắc zic zắc). Mặc dù về lý thuyết có thể nâng số xung, nhưng với số xung lớn hơn 48 không cải thiện được dạng sóng nhiều so với mức độ phức tạp của sơ đồ. Một cách kết hợp rất đơn giản nhưng có thể đạt được tần số xung như sơ đồ trên hình 3-57. Cấu trúc này được gọi là ripple reinjection, bao gồm hai bộ chỉnh lưu mắc song song và nối vởi tải thông qua cảm kháng nhiều bậc bằng nhau, mỗi bậc được nối với van thyristor có điều khiển. Nếu điều khiển các van thyristor ở cảm kháng đúng lúc, có thể đạt được tần số xung cao. ố xung nhịp ở mạch cảm kháng chính là hệ số nhân với số xung nhịp của các mạch chỉnh lưu để đạt được số xung nhịp của cả hệ thống. Ví dụ, ở hình 3-57, là hệ thống chỉnh lưu 48 xung, đạt được khi dựa trên tần số xung gốc của bộ chỉnh lưu 12-xung và 4 thyristor ở mạch cảm kháng. Các cấu trúc nhân xung nhịp này cần phải thực hiện thông qua các chỉnh lưu cầu nồi tiếp. Hình 3-57: Chỉnh lưu 48-xung Một giải pháp khác giảm sóng hài bậc cao là sử dụng bộ lọc công suất tích cực. Bộ lọc này thực chất là một bộ biến đổi đặc biệt theo độ rộng xung (pulse width modulated - PWM) như trên hình 3-58, có khả năng tạo ra sóng hài theo yêu cầu.

Hình 3-58: điều khiển dòng điện trong bộ lọc công suất tích cực 3.2.1.10. Ứng dụng chỉnh lưu chuyển mạch trong điều khiển động cơ điện. Ứng dụng quan trong của chỉnh lưu ba pha điều khiển được gặp trong dẫn động động cơ điện. Hình 3-59 sơ đồ điều khiển động cơ một chiều bằng mạch chỉnh lưu 6- xung. Momen và tốc độ quay được điều chỉnh thông qua dòng điện phần ứng I và dòng kích từ I exc. òng điện I được điều chỉnh bằng điện áp chỉnh lưu V, thực hiện thông qua thay đổi góc kích mở α thông qua biểu thức 3-42. Động cơ dc này có thể làm việc tại hai góc phần tư: điện áp dương và âm. Hai góc phần tư này cho phép chế độ hãm tái sinh khi α > 90 o và I exc < 0. Bộ biến đổi trong hình 3-59 còn có khả năng điều khiển động cơ xoay chiều. Trong trường hợp này bộ biến đổi thứ hai làm việc ở chế độ nghịch lưu cấp điện cho động cơ làm việc ở chế độ đồng bộ tự kiểm soát (hình 3-60). Với bộ biến đổi thứ hai, động cơ đồng bộ làm việc như động cơ một chiều nhưng không có nhược điểm chuyển mạch cơ giữa chổi điện và cổ góp. Hình 3-59: Điều khiển động cơ một chiều với chỉnh lưu 6-xung Hạn mức tốc độ của động cơ đồng bộ dựa trên tần số 50 hoặc 60 Hz của nguồn xoay chiều đến đây không còn ý nghĩa, và giới hạn tốc độ bây giờ chỉ còn phụ thuộc vào giới hạn của cấu trúc cơ học của rotor. Một số hạn chế trong cách điều khiển này là từ trường quay của động cơ do sự chuyển mạch của tải, tuy nhiên với trạng thái đứng yên hoặc tốc độ thấp thì không thể thực hiện được. Trong trường hợp này cần phải có sự hỗ trợ chuyển mạch cưỡng bức. Chỉnh lưu chuyển mạch tuần tự điều khiển momen quay của động cơ thông qua góc kích mở α. Với cách thức này cho phép điều khiển trực tiếp momen quay của các loại động cơ không có chổi điện và cổ góp và giống như cách sử dụng điều khiển dòng điện phần ứng.

Hình 3-60: Điều khiển động cơ đồng bộ ba pha 3.2.1.11. Ứng dụng chỉnh lưu chuyển mạch trong truyền tải năng lượng bằng dòng điện một chiều cao áp (HVC) Truyền tải năng lượng bằng dòng điện một chiều cao áp (High voltage direct current - HVC) hiện là những ứng dụng chỉnh lưu có công suất cao nhất có thể vượt quá 1000 MW. Nhánh nối tiếp hàng trăm van công suất có thể thấy ở các hệ thống HVC. Với công suất và khoảng cách truyền tải lớn, các hệ thống loại này có tính kinh tế hơn so với hệ thống truyền tải xoay chiều (ac) thông thường. Ngoài ra chúng còn có một số ưu điểm dưới đây: 1. Có thể liên kết hai hệ thống xoay chiều không đồng bộ hoặc khác biệt tần số danh định (50 Hz 60 Hz); 2. Có thể hỗ trợ ổn định vấn đề liên quan đến tiểu động bộ trên những đường dây dài; 3. Có tính linh hoạt cao và khả năng thực hiện ngắt dòng ngắn mạch rất nhanh; 4. Nếu như dùng cáp truyền tải dưới nước hoặc dưới lòng đất với khoảng cách lớn hơn 50 km, HVC không có giá trị khi so sánh với hệ thống đường dây xoay chiều, nhưng cáp điện một chiều có thể phục vụ với khoảng cách hàng trăm và thậm chí đến 600 km hoặc lớn hơn; 5. Đảo chiều truyền tải công suất có thể thực hiện bằng thiết bị điện tử, ở đây là góc kích mở α; 6. Một số đường dây trên không truyền tải điện xoay chiều không thể tăng công suất. Nhưng nếu thiết lập lại với việc nâng cấp cho truyền tải một chiều thì có thể tăng khả năng truyền tải.

Gần như toàn bộ các hệ thống HVC, đều sử dụng bộ biến đổi van thyristor có cấu trúc dạng cầu 12-xung. o đó đối với phía xoay chiều dùng các bộ 6-xung tạo nên nhóm 12-xung với góc pha 30 o, giúp loại bỏ các sóng hài dòng điện bậc 5 và 7 phía xoay chiều (ac) và sóng hài điện áp bậc 6 phía một chiều (dc) như vậy tiết kiệm đáng kể dung lượng lọc sóng hài. Hình 3-61: Hệ thống HVC a) sơ đồ chi tiết b) sơ đồ khối Một số biểu thức hữu dụng trong hệ thống HVC: a. Phía chỉnh lưu: P sc rms V I 3.V I cos (3-68) f f line I I P Q P I.cos (3-69) I.sin sc V I 3.Vf fip IP sc 3.Vf f V I (3-70)

I I I P Q P 2 sc a 3Vf f cos2 cos2( ) (3-71) 4. L 2 sc a 3Vf f sin 2( ) sin 2 2 (3-72) 4. L I a 6 cos cos 2 Thành phần cơ bản của dòng thứ cấp (3-73) a 6 I I (3-74) o đó: Vì I P cos cos I. 2 I P I.cos nên: (3-75) cos cos cos 2 (3-76) b. Phía nghịch lưu Tất cả các công thức chỉnh lưu được áp dụng sang phía nghịch lưu, nhưng thay thế góc mở α bằng góc γ, trong đó γ được tính 180 o ( ) (3-77) Hình 3-62: Định nghĩa góc γ cho nghịch lưu: (a) chỉnh lưu và (b) nghịch lưu Công suất phản kháng luôn theo hướng nghịch lưu

I a 3V (3-78) 2 sc I f f.i QI sin 2( I ) sin 2 2 4. ILI 3.2.1.12. Bộ biến đổi kép Bộ biến đổi kéo được dùng trong một số trường hợp cần điều khiển động cơ ở nhiều chế độ làm việc trong cả bốn góc phần tư và những bộ biến đổi ba pha công suất lên tới 2MW. Hình 3-63 là cấu trúc bộ biến đổi kép. I Hình 3-63: Bộ biến đổi kép Trong bộ biến đổi kép, một chỉnh lưu đưa ra dòng điện dương cho tải và bộ còn lại đưa dòng điện âm. o sự khác biệt giữa điện áp của 2 chỉnh lưu mà tạo nên dòng điện chạy qua cầu điện cảm, dòng điện này bị hạn chế bởi điện cảm L, như trong hình 3-63. Hai bộ chỉnh lưu được điều khiển sao cho góc mở α + của bộ chỉnh lưu cấp dòng dương, thì góc mở của bộ chỉnh lưu cấp dòng âm α = 180 o α +. Trong hình 3-64 là dạng sóng điện áp tức thời của mỗi bộ chỉnh lưu v và v. Mặc dù điện áp trung bình V giống nhau ở mỗi bộ biến đổi, nhưng khác biệt của giá trị tức thời được ký hiệu như điện áp v r, tạo nên dòng điện trên cầu điện cảm i r chồng lên dòng điện tải i và i

Hình 3-64: ạng sóng dòng điện trên cầu điện cảm: (a) điện áp bộ biến đổi dương; (b) điện áp bộ biến đổi âm và (c) chênh lệch điện áp v r giữa v và v, dòng điện i r Để tránh dòng điện ir, có thể áp dụng cách thức ngưng dòng cầu điện cảm nếu có thể ngừng cấp điện cho các bộ biến đổi trong vài mili giây. Các bộ biến đổi cơ cấu không được cấp điện sẽ giữ trạng thái khóa cho tới khi dòng điện chiều ngược lại xuất hiện. 3.2.2. Chỉnh lưu điều khiển chuyển mạch cưỡng bức 3.2.2.1. ơ đồ khối và tính chất cơ bản Chỉnh lưu chuyển mạch cưỡng bức được cấu trúc từ các linh kiện bán dẫn công suất dạng đóng/mở bằng cực điều khiển (gate turn off - GTO). GTO cho phép thực hiện điều khiển hoàn toàn các bộ biến đổi, bởi vì các van công suất được bật/tắt khi cần thiết. Đối với các thyristor, bật/tắt chỉ thực hiện được 1 lần trong chu kỳ nguồn, trong khi GTO có thể thực hiện bật/tắt hàng trăm lần trong chỉ một chu kỳ nguồn. Cách thực hiện chuyển mạch này có một số ưu điểm: (a) dòng điện và điện áp có dạng sóng theo PWM định trước, giảm đi lượng sóng hài bậc cao; (b) có khả năng nâng cao hệ số công suất thậm chí có thể đạt giá trị rất cao; và (c) có thể làm thành bộ chỉnh lưu điều khiển ổn định điện áp hoặc điều khiển ổn định dòng điện; (d) công suất ngược (nghịch lưu) trong chỉnh lưu thyristor bằng cách đổi chiều điện áp dc liên kết ngược. Đối với chỉnh lưu chuyển mạch cưỡng bức, có thể thực hiện được cả dòng điện và điện áp dc ngược. Thực tế có 2 cách để áp dụng chuyển mạch cưỡng bức trong chỉnh lưu ba pha: (a) chỉnh lưu ổn định dòng (nguồn dòng), công suất ngược thực hiện nhờ đảo chiều

điện áp; và (b) chỉnh lưu ổn định áp (nguồn áp), công suất ngược thực hiện nhờ dảo chiều dòng điện. Hình 3-65 trình bày sơ đồ khối nguyên lý của cả hai loại. Hình 3-65: Chuyển mạch cưỡng bức: a) chỉnh lưu ổn định dòng (nguồn dòng) và b) chỉnh lưu ổn định áp (nguồn áp) 3.2.2.2. Nguyên lý chỉnh lưu ổn định điện áp Chỉnh lưu ổn định điện áp được sử dụng rất phổ biến, và có thể áp dụng cả hai sơ đồ trên hình 3-65. Chỉnh lưu ổn định điện áp hoạt động dựa trên liên kết điện áp một chiều với giá trị mong muốn (ổn định) sử dụng vòng điều khiển hồi tiếp như trên hình 3-66. Để thực hiện được nhiệm vụ đó, liên kết điện áp được đo và so sánh với giá trị cần ổn định V REF. ai số được thiết bị so sánh phát hiện được dùng điều khiển 6 van công suất bật và tắt. Như vậy, công suất có thể truyền sang phía nguồn xoay chiều (ac) theo yêu cầu của điện áp một chiều (dc) được đo trên tụ C. Khi dòng điện I có giá trị dương (chế độ chỉnh lưu), tụ điện C được xả, tín hiệu sai lệch điện áp tác động tới khối điều khiển tăng truyền công suất từ phía nguồn xoay chiều, khối điều khiển tạo ra các tín hiệu PWM tương ứng cấp cho 6 van công suất. Với dòng điện càng lớn từ phía ac sang phía dc giúp phục hồi điện áp trên tụ điện. Ở chiều ngược lại, nếu dòng điện I trở nên âm (chế độ nghịch lưu), tụ điện C nạp quá điện tích và tín hiệu sai lệch cấp cho khối điều khiển xả tụ và truyền công suất sang phía xoay chiều.

Hình 3-66: Nguyên lý của chỉnh lưu ổn định điện áp Bộ điều khiển PWM không chỉ điều khiển luồng công suất tác dụng mà còn có tác dụng lên công suất phản kháng, như vậy chỉnh lưu loại này còn có khả năng điều chỉnh hệ số công suất. Hơn nữa dạng sóng dòng điện xoay chiều còn có dạng gần sin, giảm các sóng hài cho nguồn xoay chiều. PWM bao gồm chuyển mạch của các van công suất ON và OFF, theo chế độ đã định trước có dạng sóng sin của dòng hoặc áp. Ví dụ, điều chế của một pha có thể như trong hình 3-67. Điều chế độ rộng xung thực chất là sóng chu kỳ có giá trị thành phần điện áp cơ bản cùng tần số với mẫu. Biên độ của thành phần cơ bản được gọi là V MO, trên hình 3-67 ta cũng có thể thấy tỉ lệ của biên độ V MO với mẫu. Hình 3-67: Mẫu PWM và giá trị cơ bản V MO Để bộ chỉnh lưu làm việc tốt, PWM phải tạo được sóng V MO với cùng tần số của nguồn. Thay đổi biên độ cũng như góc lệch pha so với nguồn xoay chiều, thiết bị chỉnh lưu có thể được điều khiển để hoạt động trong cả 4 góc phần tư: chỉnh lưu tăng hệ số công suất, chỉnh lưu giảm hệ số công suất, nghịch lưu tăng hệ số công suất, nghịch lưu giảm hệ số công suất. Bằng cách thay đổi mẫu của PWM, như trong hình 3-68, dẫn đến thay đổi độ lớn của V MO, dịch chuyển mẫu PWM tạo ra độ lệch pha. Tương tác giữa V MO và V (điện áp nguồn) có thể thấy được qua biểu đồ pha, và được hiểu biết đến như chỉnh lưu có khả năng làm việc tại 4 góc phần tư. Trong hình 3-68, các chế đó được liệt kê: (a) chỉnh lưu điều chỉnh hệ số công suất; (b) nghịch lưu điều chỉnh hệ số công suất; (c) điện dung (hệ số công suất bằng không); và (d) điện cảm (hệ số công suất bằng không).