4. Tranzistoare bipolare 4.1 Structură şi procese fizice in tranzistorul bipolar (TB)

apitolul 4 Tranzistoare bipolare 4. Tranzistoare bipolare 4.1 Structură şi procese fizice in tranzistorul bipolar (T) Tranzistorul este un dispozitiv electronic activ, cu trei terminale, care realizează o amplificare a semnalelor electrice. Denumirea lui provine din contracţia cuvintelor transfer rezistor. xistă o mare diversitate de tranzistoare care diferă prin principiul de funcţionare, construcţie, caracteristici şi parametri. - tranzistorul bipolar la funcţionarea căruia participă ambele tipuri de purtători (electroni şi goluri) a fost realizat în 1948 în varianta cu contacte punctiforme de J. ardeen şi W. rattain. Primul tranzistor cu joncţiuni plane a fost realizat de W. Shockley în 1949 acesta elaborând şi teoria dispozitivului. Tranzistorul bipolar este constituit din două joncţiuni pn plane conectate în serie, formând fie o structură npn fie o structură pnp (fig.4.1). ele trei regiuni ale structurii poartă denumirea de emitor, bază, colector. În regim normal de funcţionare joncţiunea emitor-bază este polarizată direct, iar joncţiunea colector-bază este polarizată invers. fectul tranzistor constă în comanda curentului invers în joncţiunea colector-bază de către curentul direct din joncţiunea emitor-bază. Acest efect are loc dacă cele două joncţiuni sunt foarte apropiate una de alta astfel încât lungimile de difuzie ale purtătorilor minoritari sunt mult mai mari decât lărgimea bazei. Tranzistorul poate fi conectat în trei moduri fundamentale care diferă prin terminalul comun circuitului de intrare şi celui de ieşire : bază comună (), emitor comun (), colector comun (). În continuare se studiază un tranzistor p ++ n + p în montaj (fig.4.2) Se consideră joncţiunile abrupte şi ideale astfel incât : N A N D >N A ; în acelaşi raport se află şi concentraţiile purtătorilor majoritari: p n >p. Dacă se aplică polarizarea normală tranzistorului, atunci procesele decurg astfel: Joncţiunea - este polarizată direct, o mare cantitate de goluri este injectată din emitor în bază şi datorită gradientului de concentraţie, golurile difuzează spre colector. Deoarece lărgimea efectivă a bazei este mai mică decît lungimea de difuzie a golurilor în bază, majoritatea golurilor ajung la joncţiunea colector-bază, care este polarizată invers şi datorită câmpului electric intens din regiunea de trecere a acestei joncţiuni, golurile sunt accelerate spre colector, unde se recombină treptat cu electronii care vin de la sursa de alimentare. O cantitate mică de goluri se recombină cu electronii din bază (2), electronii din bază traversează joncţiunea emitor-bază şi se 101

FLORN MHA TUFSU DSPOZT S RUT LTRON () recombină cu golurile din emitor (1), de asemenea electronii din colector traversează joncţiunea colector-bază polarizată invers şi se recombină cu golurile din bază (3). Fig. 4.1 Structuri clasice de tranzistoare bipolare Funcţionarea unui tranzistor n ++ p + n + este similară. (n 0 p 0 >n 0 ) şi (p 0 n 0 <p 0 ). Dacă joncţiunea - este polarizată direct, o cantitate mare de electroni este injectată în bază. Aceşti electroni se deplasează spre colector prin procese de difuzie şi peste 99% ajung la joncţiunea bază-colector. O mică parte din electroni se recombină cu golurile de bază. lectronii care ajung la colector participă la curentul invers prin joncţiunea colector-bază. urentul total de emitor are două componente, una dată de electronii injectaţi din bază iar cealaltă, de goluri care se deplasează din bază în emitor. 4.2 xpresiile curenţilor din tranzistorul bipolar polarizat în regiunea activă (Modelul Shockley) Modelul Shockley are la bază o serie de ipoteze simplificatoare asemănătoare celor de la joncţiunea pn şi anume: 1. joncţiunile T sunt abrupte, plan paralele şi ideale; 2. se neglijează procesele de generare şi recombinare în regiunile sărăcite, recombinările de la contactele ohmice; 102

apitolul 4 Tranzistoare bipolare 3. nivelele de injecţie ale purtătorilor sunt reduse, concentraţia purtătorilor minoritari fiind mult mai mică decât cea a purtătorilor majoritari; 4. se neglijează rezistenţele de volum. Fig. 4.2 Structura unui tranzistor p ++ n + p şi fluxurile de purtători În continuare se tratează cazul unui tranzistor n ++ p + n. urenţii se determină ca la dioda ideală urmărindu-se fluxurile de purtători minoritari. Procesele importante se desfăşoară în bază şi în regiunile învecinate acestuia. În fig. 4.3 se prezintă: a- structura regiunilor sărăcite, b- concentraţiile purtătorilor minoritari şi c- densităţile curenţilor de difuzie. 103

FLORN MHA TUFSU DSPOZT S RUT LTRON () a b c Fig. 4.3 urenţii în T a-structura fizică, b-concentraţiile purtătorilor minoritari, c-curenţii produşi de purtătorii minoritari. A. Analiza joncţiunii emitor-bază urentul total prin această joncţiune este: n p (4.1.) omponenta de goluri minoritare în exces din emitor descreşte exponenţial cu distanţa; se poate scrie o expresie de forma [4]: δp l x T L x p x p0 p0 e 1 e (4.2) pentru x -l omponenta de goluri a curentului de emitor este dată de: x dδ p S qd p l S qd o T e 1 p dx L (4.3) xl 104

apitolul 4 Tranzistoare bipolare alculul componentei n este diferit de cazul diodei ideale deoarece w L. Legea de variaţie a concentraţiei electronilor minoritari în exces din bază se obţine din ecuaţia de continuitate: d 2 δn x δn x dx pentru x [l,l 1c ]. Soluţia ecuaţiei precedente este de forma: δn 2 Se utilizează condiţiile la limită: Se obţin constantele de integrare: 0 (4.4) 2 L x n x n A e A e 0 1 x L (4.5) 2 T δn l n e 1 0 (4.6) T δn l n e 1 1 0 (4.7) x L A 1 δn l L l e δn l 1 2sh w L e l1 L (4.8) A 2 δn l1 L l e δn l 2sh w L 1 e l L (4.9) w=l 1 -l reprezintă lărgimea efectivă a bazei (vezi fig. 4.3a). ntroducând expresiile (4.8), (4.9) în (4.5) se obţine: 105

FLORN MHA TUFSU DSPOZT S RUT LTRON () 106 1 0 L w sh L l x sh 1 e L l x sh 1 e n x δn T T (4.10) Rezultă pentru componenta electronică a curentului expresia: 0 l x n L w ch 1 e 1 e L w cth L n qd S dx x n d qd S l T T (4.11) urentul total prin joncţiunea emitor-bază polarizată direct are expresia: 1 e a 1 e a l l T T 12 11 p n (4.12) unde: 0 0 11 L p D L w cth L n D q S a (4.13) 0 12 L w sh L n D q S a (4.14). Analiza joncţiunii colector-bază p n (4.15) l 1 x n 1 n dx x dδ qd S l (4.16)

apitolul 4 Tranzistoare bipolare T S qd n 0 w e 1 T n l1 cth e 1 (4.17) L L w ch L urentul de goluri se calculează asemănător ca la diodă : unde: p δ l 2 dδ p x 1 SqD dx (4.18) x2l (4.19) l2x T L 1p x p 0 e 1e reprezintă concentraţia golurilor extrase din colector. Se obţine: S qdp0 T l e 1 p 2 (4.20) L urentul total prin joncţiunea colector bază polarizată invers are expresia generală: unde: T T l l a e 1 a e 1 n 1 p 2 21 22 (4.21) a 21 SqD n 0 w L sh L (4.22) 107

FLORN MHA TUFSU DSPOZT S RUT LTRON () S qdp0 SqDn 0 w a 22 cth (4.23) L L L Dacă S =S, rezultă: a 21 =-a 12. xpresiile (4.12) şi (4.21) sunt ecuaţii generalizate Shockley pentru tranzistorul bipolar. În calculele practice se introduc următoarele simplificări în ecuaţiile generalizate: e T 0 ( fiind negativ); sh w L w L şi w ch 1 L 4.3. Mărimi importante la tranzistorul bipolar În continuare se vor defini o serie de coeficienţi şi mărimi pentru un tranzistor npn în montaj în regim normal de funcţionare la frecvenţe joase. a). âştigul în curent, α 0 este cea mai importantă caracteristică a tranzistorului bipolar şi se defineşte : α d (4.24) 0 ct d âştigul în curent al tranzistoarelor este de 0,98 0,998. b). ficienţa emitorului, γ 0 se defineşte prin relaţia: γ 0 d d d n n ct ct (4.25) d d d fectuând calculele se obţine: γ 0 Dp 1 D n 0 0 1 L L th w L 1 σ w 1 σ L σ w 1 σ L (4.26) 108

apitolul 4 Tranzistoare bipolare σ şi σ sunt conductivităţile electrice ale bazei şi respectiv emitorului, considerând mobilităţile ca având aceeaşi valoare în regiunile afirmate (μ n =μ n, μ p =μ p ). Analizând rezultatul se desprind drept concluzii: pentru creşterea eficienţei emitorului sunt necesare baze foarte înguste şi doparea intensă a emitorului în raport cu baza pentru ca σ σ. c). ficienţa bazei, γ 0 se defineşte ca: γ d d d n n 0 ct ct (4.27) d d n n d fectuând calculele [4,5] se obţine: γ 0 1 ch w L w 1 2L 2 2 (4.28) O eficienţă sporită a bazei cere la fel ca şi eficienţa ridicată a emitorului, o bază cât mai îngustă. d) oeficientul de multiplicare, M Dacă tensiunea inversă creşte mult, se observă o creştere a curentului de colector datorită multiplicării în avalanşă a purtătorilor minoritari. Aceasta poate fi descrisă prin coeficientul de multiplicare: 1 M 1 S m (4.29) unde S reprezintă tensiunea de străpungere a joncţiunii colector-bază în conexiune (m 6 la Si, m 3 la Ge). e) urentul rezidual de colector 0 urentul care străbate joncţiunea colector-bază când curentul de emitor este nul ( =0) se numeşte curent rezidual de colector 0. onsiderând şi acest curent în circuitul colectorului se poate scrie relaţia importantă: 109

FLORN MHA TUFSU DSPOZT S RUT LTRON () α (4.30) 0 0 urentul rezidual de colector 0 depinde semnificativ de temperatură. Se dublează la fiecare creştere a temperaturii cu 6 în cazul siliciului şi cu 9 în cazul germaniului. Tranzistoarele cu siliciu sunt preferate totuşi, deoarece au la t=25 un curent rezidual iniţial de cca.10-9 A, faţă de10-6 A la tranzistoarele cu germaniu. În regim de polarizare normală între curenţii care străbat terminalele tranzistorului este satisfăcută condiţia: (4.31) f) âştigul în curent 0 şi curentul rezidual de colector 0 în conexiunea. În montaj se obţine pentru curentul de colector introducând (4.31) în (4.30 ) expresia: α 0 0 β0 0 (4.32) 1 α0 1 α0 unde: β 0 α 1 α 0 (4.33) 0 reprezintă câştigul (amplificarea) în curent în montaj. 0 0 (4.34) 1 α0 O este curentul rezidual de colector în montaj. β 0 are valori uzuale între 20 şi 800, iar 0 are valori de ordinul 10-6 A, în unele calcule poate fi neglijat deoarece curenţii normali de colector sunt de peste 10-3 A. g) ariaţia câştigurilor în curent α 0 şi β 0 cu mărimea curentului de emitor. Aceşti coeficienţi au fost calculati în cazul unor joncţiuni ideale şi a unor nivele mici de injecţie, nerezultând o dependenţă a acestora de curentul prin tranzistor. Dispozitivele reale prezintă o dependenţă a mărimilor α 0 şi 110

apitolul 4 Tranzistoare bipolare β 0 de curentul prin emitor dată de tipul semiconductorului, geometria structurii şi tehnologia utilizată la obţinerea dispozitivului. 1) La curenţi de valori mici fenomenele de generare-recombinare din regiunea sărăcită emitor-bază şi recombinările pe defectele de suprafaţă devin importante faţă de curentul de difuzie prin bază. Are loc o scădere a eficienţei emitorului γ 0 care conduce la reducerea semnificativă a coeficienţilor α 0 şi β 0. (Fenomenul este mai accentuat la tranzistoarele cu siliciu). 2). La creşterea curentului prin tranzistor componenta de difuzie devine mult mai importantă, astfel încât mărimile α 0 şi β 0 cresc monoton atingând un punct maxim şi apoi scad datorită faptului că la nivele foarte mari de injecţie concentraţia electronilor din bază devine comparabilă cu cea a golurilor şi apar procese puternice de recombinare în bază. Apare un câmp electric tranversal care reduce eficienţa emitorului. 4.4. cuaţiile bers-moll Aceste ecuaţii stabilesc relaţii între curenţii prin tranzistor şi mărimile direct măsurabile în regim normal de funcţionare a T ( - polarizare directă, - polarizare inversă) şi în regim invers ( - polarizare inversă, - polarizare directă). cuaţia (4.30) ia formele: α (4.35) 0N 0 α (4.36) 0 0 unde α 0 este câştigul în curent în conexiune pentru regimul invers ( α 0<α 0N ). cuaţiile generalizate Shockley (4.12) şi (4.21) se pot scrie în cele două cazuri astfel: Regim normal de funcţionare, dacă se consideră T se obţine: T a 11 e 1 a12 (4.37) 111

FLORN MHA TUFSU DSPOZT S RUT LTRON () T a 21 e 1 a 22 (4.38) de unde: a 21 a 21a12 a 22 (4.39) a11 a11 Regim invers, dacă se consideră T se obţine: de unde: T a a e 1 11 12 (4.40) T a a e 1 21 22 (4.41) a 12 a 21a12 a11 (4.42) a 22 a 22 Prin compararea relaţiilor obţinute (4.39), (4.42) cu (4.35) şi (4.36) se găsesc valorile coeficienţilor a ij. a a 11 21 1 α 0 0N α 0N 1 α 0N α 0 α 0 0 ;a ;a 12 22 α 0 1 α 1 α 0 0N 0 0N α α 0 0 (4.43) ntroducând valorile găsite pentru coeficienţii a ij în ecuaţiile Shockley (4.12) şi (4.21) se obţin ecuaţiile bers-moll: 112

apitolul 4 Tranzistoare bipolare 0 α T 0 0 T e 1 e 1 α α 0N 0 1 α0nα0 (4.44) α 0N0 T 0 T e 1 e 1 1 α α 0N 0 1 α0nα0 (4.45) Dacă se notează cu: S 1 α 0 (4.46) 0N α 0 S curentul de saturaţie prin joncţiunea cu colectorul scurtcircuitat la masă. 0 S (4.47) 1 α0nα0 S curentul de saturaţie prin joncţiunea cu emitorul scurtcircuitat la masă. Se obţin din ecuaţiile (4.44) şi (4.45) formele utilizate curent în scheme echivalente: T T e 1 α e 1 S 0 S (4.48) T T α e 1 e 1 0N S S (4.49) 4.5. aracteristicile statice ale tranzistorului bipolar Analiza funcţionării tranzistorului bipolar pe baza modelului discutat conduce la rezultate calitative şi cantitative corecte care permit estimarea curenţilor prin tranzistor dacă se cunosc tensiunile de polarizare, curenţii reziduali şi factorii α 0N şi α 0. Din punct de vedere practic este mult mai bine 113

FLORN MHA TUFSU DSPOZT S RUT LTRON () să se determine prin măsurări caracteristicile statice reale ale dispozitivului înlăturându-se astfel orice erori datorate modelului precum şi tehnologiilor de realizare. aracteristicile statice exprimă grafic dependenţa dintre curenţii prin tranzistor şi tensiunile aplicate între terminale în regim static. De regulă, caracteristicile statice sunt furnizate de producătorii dispozitivelor în fişe de catalog. xistă o dispersie a parametrilor în nişte limite specificate. Pentru aplicaţii speciale care necesită precizie, utilizatorul poate face singur măsurările. T fiind un dispozitiv cu trei terminale, în general se pot măsura trei tensiuni şi trei curenţi (fig 4.4). onform legilor Kirchhoff numai două tensiuni şi doi curenţi sunt independenţi, celelalte două mărimi, o tensiune şi un curent sunt determinate de primele. Fig. 4.4 Tensiunile şi curenţii care pot fi măsuraţi la un T Din cele patru mărimi determinante, două se consideră variabile independente, iar celelalte două funcţii de primele. Rezultă patru familii de caracteristici care descriu funcţionarea completă a T. Dacă se notează cele patru mărimi cu 1, 2, 1, 2 unde indicii 1 se referă la terminalele de intrare, iar indicii 2 la terminalele de ieşire, din variantele posibile de exprimare a dependenţelor pentru T care este un dispozitiv cu comandă în curent, cele mai utile sunt familiile de caracteristici la care variabilele independente sunt 1 şi 2 iar funcţii sunt 1 şi 2. ndiferent de tipul conexiunii (adică de terminalul comun circuitului de intrare şi celui de ieşire) se scrie: 1 f1 1, 2 f 11 ( 1 ) f 12 ( 2 ) 2 ct ct 1 (4.50) 114

apitolul 4 Tranzistoare bipolare 2 f2 1, 2 f 21 ( 1 ) f 22 ( 2 ) 2 ct 1 ct T poate fi conectat în circuit în trei moduri posibile d.p.d.v. al terminalului comun între intrare şi ieşire conform fig. 4.5. Fig. 4.5 Modurile fundamentale de conectare în circuit ale tranzistorului bipolar: a-ază comună (), b-mitor comun (), c-olector comun () Deşi la trasarea caracteristicilor tensiunile au diferite polarităţi, iar curenţii sensuri diferite în funcţie de tipul tranzistorului şi de modul de conectare, există convenţia ca toate caracteristicile să fie reprezentate în primul cadran. A. aracteristicile statice în conexiune Relaţiile (4.50) devin: ct ct ct ct f intrare (4.51) 11 f reacţie inversă (4.52) 12 f transfer (4.53) 22 21 f ieşire (4.54) Pentru a trasa caracteristicile statice în montaj la un tranzistor npn se foloseşte un montaj ca cel din fig. 4.6. În continuare caracteristicile statice vor fi analizate în ordinea importanţei lor. Familii tipice de caracteristici pentru un tranzistor npn în montaj sunt redate în fig. 4.7. 115

FLORN MHA TUFSU DSPOZT S RUT LTRON () ma ma M1 M2 - - + S1 S S2 + + - 30 M3 M4 0-20 Fig. 4.6 Montaj pentru trasarea caracteristicilor statice în conexiune la un tranzistor npn Fig. 4.7 Familii de caracteristici statice la un tranzistor npn tipic de mică putere în conexiune : a- de ieşire; b- de intrare; c- de transfer d- de reacţie inversă 116

apitolul 4 Tranzistoare bipolare a. Familia caracteristicilor de ieşire f 22 ct Se observă trei regiuni diferite din punct de vedere al regimului de funcţionare. Regiunea activă unde joncţiunea emitor-bază este polarizată direct, iar joncţiunea colector-bază este polarizată invers. Pentru o valoare dată a curentului de emitor şi la tensiuni S se observă o dependenţă redusă a curentului de colector de. Această comportare este justificată şi de relaţiile (4.44; 4.45; 4.48; 4.49) din care se obţine dacă α 0N se notează simplu cu α 0 : T α e 1 0 0 (4.55) La = 0 prin tranzistor circulă curentul determinat de pentru că în bază există un gradient de concentraţie al electronilor care provoacă un curent de difuzie. Regiunea de saturaţie, unde joncţiunea colector-bază devine polarizată direct (la tensiuni sub 1), având loc o injecţie a electronilor din colector în bază fapt care duce la scăderea gradientului de concentraţie. Pentru o anumită valoare a tensiunii directe gradientul de concentraţie al electronilor devine nul şi curentul de colector =0. Regiunea de blocare este caracterizată prin polarizare inversă la nivelul ambelor joncţiuni fapt care conduce la obţinerea curentului rezidual de colector 0. Observaţie: Regiunile şi sunt folosite în regim de comutare pentru tranzistorul bipolar. b. Familia caracteristicilor de intrare f 11 ct Pentru o valoare dată caracteristica obţinută este asemănătoare cu cea a unei diode polarizate direct, cu diferenţa că tensiunea de deschidere are valori mai reduse iar creşterea curentului este mult mai rapidă. 117

FLORN MHA TUFSU DSPOZT S RUT LTRON () Odată cu creşterea tensiunii, creşte şi gradientul de concentraţie al electronilor în bază ceea ce conduce la o creştere mai puternică a curentului. xpresia analitică a dependenţei poate fi obţinută din (4.48): 1 α 0Nα0 T 1 α e 1 T ln 0N (4.56) 0 De obicei în practică se trasează dependenţa: 11 ct f (4.57) c. Familia caracteristicilor de transfer f 21 ct Dependenţa este liniară, caracteristicile fiind drepte ce trec prin origine (dacă se neglijează 0 ) şi au panta α 0. Se constată experimental o creştere slabă a curentului cu tensiunea, explicabilă prin micşorarea lărgimii efective a bazei şi creşterea gradientului de concentraţie, elemente care conduc la o creştere a câştigului de curent α 0. La valori mari ale curentului panta caracteristicilor scade deoarece se reduce câştigul de curent α 0. d. Familia caracteristicilor de transfer invers f 12 ct Prin creşterea tensiunii de colector are loc o micşorare a lărgimii efective a bazei şi creşterea gradientului de concentraţie a electronilor; are o uşoară scădere pe măsură ce creşte. Deoarece depinde neliniar de pentru o rată de creştere a parametrului caracteristicile nu sunt echidistante. Această familie de caracteristici se utilizează rar, în special în circuite de radiofrecvenţă.. aracteristicile statice în conexiune Relaţiile (4.50) devin: 118

apitolul 4 Tranzistoare bipolare ct ct ct ct f intrare (4.58) 11 f reacţia inversă (4.59) 12 f transfer (4.60) 22 21 f ieşire (4.61) ma + S1 - + - M1 S M3 M2 30 0-20 M4 + S2 - Fig. 4.8 Montaj pentru trasarea caracteristicilor statice în conexiune la un tranzistor npn În fig. 4.9 sunt prezentate familii de caracteristici statice tipice pentru un tranzistor npn în conexiune. a. Familia caracteristicilor de ieşire f 22 ct xpresia analitică care descrie această familie de caracteristici se obţine din (4.30), (4.33) şi (4.55). T β β 1 e 1 0 0 0 (4.62) unde s-au făcut notaţiile β 0N =β 0, iar = -. Se constată trei regimuri de funcţionare: 119

FLORN MHA TUFSU DSPOZT S RUT LTRON () Fig. 4.9 Familii de caracteristici statice la un tranzistor npn tipic de mică putere în conexiune : a- de ieşire, b- de intrare, c- de transfer, d- de reacţie inversă. Regiunea activă în care joncţiunea emitor-bază este polarizată direct iar joncţiunea colector-bază invers. Panta caracteristicilor este mult mai mare ca la conexiunea fapt ce indică influenţa tensiunii asupra curentului prin tranzistor prin efect arly (variaţia lărgimii efective a bazei) şi prin coeficientul de amplificare al curentului din bază (4.33). O modificare mică a câştigului α 0 antrenează o modificare importantă a câştigului β 0.. Regiunea de saturaţie este situată în cadranul unu şi apare la tensiuni Dacă ambele joncţiuni sunt polarizate direct se produce o creştere a curentului de bază, iar pentru a menţine parametrul =ct se reduce tensiunea care conduce la anularea curenţilor şi.. Regiunea de blocare este cuprinsă între caracteristica =0 şi abscisă. urentul care străbate tranzistorul este: 120

apitolul 4 Tranzistoare bipolare β 0 1 0 0 La tranzistoarele de bună calitate curentul 0 este foarte redus 0 <10-6 A (la siliciu). b. Familia caracteristicilor de intrare f 11 ct De obicei în practică se studiază dependenţa: 11 ct f (4.63) Forma acestor caracteristici se aseamănă cu caracteristica diodei ideale. Deosebirea constă în aceea că pentru tensiuni >0 caracteristicile nu pornesc din origine. xplicaţia poate fi dată pornind de la relaţiile (4.30) şi (4.31) din care rezultă: 1 α0 0 (4.64) Dacă = 0 rezultă = 0 şi = - 0. nfluenţa tensiunii este semnificativă în domeniul tensiunilor mici când joncţiunea colector-bază trece de la polarizarea directă la cea inversă. Din relaţia (4.64) se constată că pentru un dat, curentul rămâne constant. La creşterea tensiunii, apare o creştere a lui (prin creşterea lui α 0 şi β 0 cu ) şi astfel scade. c. Familia caracteristicilor de transfer f 21 ct Dacă se neglijează 0 caracteristicile de transfer sunt drepte ce trec prin origine şi au panta β 0 atât timp cât tensiunea este suficient de mare ca tranzistorul să nu intre în saturaţie iar nivelul de injecţie este moderat. Pentru coeficientul β 0 scade mult, fapt care conduce la diminuarea lui. La valori mari ale lui se constată o scădere a curentului datorată reducerii câştigului β 0. 121

FLORN MHA TUFSU DSPOZT S RUT LTRON () d. Familia caracteristicilor de transfer invers (reacţie) f 12 ct Pentru domeniul de valori reacţia inversă este foarte puternică. La tensiuni mari, reacţia inversă scade dar este mai puternică decât în conexiunea deoarece acţionează parţial şi asupra joncţiunii emitorbază. 4.6. Polarizarea tranzistorului bipolar. ircuite de polarizare pentru T Un circuit de polarizare trebuie să asigure anumite tensiuni pe terminalele tranzistorului şi prin curenţii care se stabilesc să fixeze punctul static de funcţionare (PSF) impus de funcţia pe care tranzistorul trebuie să o îndeplinească. De obicei punctul static de funcţionare este fixat în familia caracteristicilor de ieşire reale ale tranzistorului pe baza caracteristicilor date in catalog pentru tranzistorul considerat. În continuare se vor prezenta scheme tipice de polarizare pentru un tranzistor npn în conexiune analizându-se performanţele legate de asigurarea stabilităţii PSF caracterizat prin: tensiunea colector-emitor Q, curentul de colector Q şi curentul de bază Q. Fig. 4.10 aracteristici de ieşire si alegerea PSF la un T ( 107) în montaj 122

apitolul 4 Tranzistoare bipolare În fig. 4.10 sunt prezentate caracteristicile statice de ieşire pentru tranzistorul 107 şi este construită dreapta de sarcină corespunzătoare unei tensiuni de alimentare = 25 şi unei rezistenţe de colector care conduce la MAX = 50mA. Pentru a impune un punct static de funcţionare caracterizat prin Q, Q şi Q se poate utiliza una din următoarele variante de scheme de polarizare. a. ircuit de polarizare fără stabilizarea PSF Schema este prezentată în fig. 4.11 şi conţine în afară de tranzistorul npn două rezistoare: R conectat la sursa + in serie cu circuitul de colector al tranzistorului şi care este chiar rezistenţa de sarcină, şi R conectat tot la + care asigură curentul necesar bazei Q pentru a fixa curentul şi tensiunea în circuitul de ieşire la valorile Q şi Q. + R R Fig. 4.11 Montaj simplu de polarizare cu rezistor de injecţie al curentului de bază direct de la + Dreapta de sarcină stabileşte legătura dintre mărimile din circuitul de ieşire pe baza legii a doua a lui Kirchoff. R (4.65) În circuitul de intrare se poate scrie o expresie similară în baza legii a doua a lui Kirchoff: R (4.66) De regulă punctul de funcţionare este bine să fie ales în mijlocul regiunii active (ca în fig. 4.10) pentru că în acest fel se asigură excursia 123

FLORN MHA TUFSU DSPOZT S RUT LTRON () maximă şi simetrică a tensiunii la ieşire (tensiunea poate să crească sau să scadă cu aceeaşi cantitate în jurul valorii Q ). Scriind relaţiile (4.65) şi (4.66) pentru cazul PSF se determină valorile rezistoarelor: R Q (4.67) Q R Q Q Q β 0 Q (4.68) În acest mod se calculează elementele schemei care asigură PSF dorit. Se observă că, dacă β 0 se modifică (de obicei de la un exemplar la altul de tranzistor datorită dispersiei statistice), rezultă o modificare importantă a PSF. De aceea în montajele reale se folosesc pentru polarizarea T scheme cu stabilizare a PSF în raport cu β 0 şi cu temperatura. b. ircuit de polarizare cu stabilizarea parţială a PSF Acest tip de circuit este prezentat în fig. 4.12. + R R Fig. 4.12 ircuit de polarizare cu rezistor de injecţie al curentului în bază din colectorul tranzistorului Din aplicarea legilor lui Kirchoff se obţine: Q Q R (4.69) Q Q Q 124

apitolul 4 Tranzistoare bipolare R Q Q Q Q (4.70) Q Q Deosebirea faţă de montajul precedent este că aici curentul de bază nu este fixat ci este dependent de tensiunea a tranzistorului: (4.71) R Apare o reacţie negativă în polarizarea circuitului de intrare care acţionează în sensul menţinerii PSF în poziţia aleasă iniţial. Mecanismul de stabilizare poate fi descris prin următorul lanţ cauzal (o săgeată indică o creştere a mărimii care o precede, iar o săgeată indică o scădere). β (4.72) 0 β 0 creşte şi cu temperatura astfel încât acelaşi mecanism stabilizează termic PSF. c. ircuit de polarizare cu stabilizare totală a PSF Schema este prezentată în fig. 4.13. + R1 R R2 R Fig. 4.13 Schema circuitului de polarizare cu stabilizare totală a PSF Specificul acestui montaj constă în utilizarea divizorului R 1, R 2 pentru polarizarea bazei şi prezenţa rezistorului de reacţie R în emitorul tranzistorului. cuaţia dreptei de sarcină a T se scrie în acest caz: 125

FLORN MHA TUFSU DSPOZT S RUT LTRON () R R (4.73) Aceasta este prezentată în fig. 4.14 prin tăieturi la axe. cc R +R c Q PSF ( Q, Q, Q) c cq cc Fig. 4.14 Dreapta de sarcină în cazul montajului cu stabilizarea totală a PSF Divizorul constituit cu rezistoarele R 1 şi R 2 menţine baza la o valoare a tensiunii pentru care joncţiunea bază-emitor este polarizată în PSF dorit. Dacă dintr-o cauză oarecare curentul de colector are tendinţa să crească, va creşte şi căderea de tensiune pe rezistorul R, fapt care antrenează o diminuare a tensiunii de comandă a bazei şi menţinerea lui la valoarea iniţială. Din punct de vedere practic căderea de tensiune pe R trebuie să fie mică în R raport cu Q. În mod curent 10 15. R Pentru a analiza uşor acest montaj de polarizare cu PSF este convenabil să efectuăm o transformare a acestuia la o schemă echivalentă utilizând Teorema Thévènin. Deoarece această teoremă se foloseşte des în rezolvarea simplificată a circuitelor electronice o reamintim în continuare. Fig. 4.15 Transformarea Thévènin 126

apitolul 4 Tranzistoare bipolare Teorema Thévènin se aplică atunci când într-o reţea electrică complicată interesează determinarea unui curent printr-o anumită latură. urentul S, printr-o impedanţă Z S conectată la o reţea electrică liniară şi activă între punctele a şi b, (vezi fig.4.15) reţeaua conţinând n surse de tensiune şi m impedanţe, rămâne neschimbat dacă reţeaua este înlocuită cu o sursă ideală de tensiune 0, în serie cu o impedanţă Z T unde 0 reprezintă tensiunea de mers în gol între punctele a şi b (Z S fiind deconectată), iar Z T este impedanţa între punctele a şi b când Z S este deconectată şi sursele de tensiune sunt înlocuite prin impedanţele lor interne (dacă impedanţa unor surse este nulă bornele respective se scurtcircuitează). Aplicând teorema Thévènin circuitului de polarizare din fig. 4.13 se obţine schema echivalentă din fig. 4.16. Fig. 4.16 Aplicarea teoremei Thévènin montajului de polarizare cu stabilizarea PSF şi obţinerea schemei echivalente R 2 (4.74) R 1 R 2 R R R 1 2 (4.75) R 1 R 2 Folosind schema echivalentă realizată prin această transformare calculele legate de determinarea elementelor din schema de polarizare se simplifică foarte mult. 127

FLORN MHA TUFSU DSPOZT S RUT LTRON () 4.7 omportarea dinamică a tranzistorului bipolar. Regimul de semnal mic Regimul dinamic este specific funcţionării dispozitivelor electronice. În cele ce urmează se va face referire la funcţionarea cu semnale analogice, când mărimile de intrare şi ieşire au o variaţie continuă în timp. Parametrii de semnal mic care vor fi introduşi se utilizează la stabilirea performanţelor atinse de dispozitiv. În regim dinamic, peste componentele continue,,, se suprapun componente variabile în timp: v be, i b, v ce, i c. Se presupune schema de conectare a T în montaj din fig. 4.17. Fig. 4.17 omponentele continue şi cele de semnal la un T în montaj alorile instantanee ale mărimilor care definesc punctul dinamic de funcţionare al tranzistorului sunt: v = +v be i = +i b i = +i c v = +v c (4.76) Funcţionarea se explică astfel: datorită aplicării pe circuitul de intrare a unei tensiuni variabile v be suprapusă peste tensiunea de polarizare,, curentul de bază capătă pe lângă componenta continuă de polarizare, o componentă de semnal i b. Aceasta va produce în circuitul colectorului o variaţie cu i c a curentului de polarizare. ăderea de tensiune pe R L va deveni şi ea variabilă, conducând la componenta de semnal v c. 128

apitolul 4 Tranzistoare bipolare În fig. 4.18 se prezintă modul în care un tranzistor bipolar realizează amplificarea unui semnal liniar variabil într-un caz concret. Sunt date caracteristicile de ieşire ale tranzistorului cu siliciu 108 polarizat în montaj şi având =20, R =50KΩ, R L =2KΩ, pentru care se obţine o dreaptă de sarcină ce intersectează axele la =10mA şi =20. Dacă se consideră punctul static la =10μA, =3mA şi =14, şi se aplică semnalul liniar variabil triunghiular având valoarea minimă la 10μA şi cea maximă la 20μA se obţine o variaţie a curentului de colector tot de aceeaşi formă cuprinsă intre 3 şi 5,5 ma.urentul este imaginea amplificată şi nedistorsionată a semnalului de intrare. Se observă totodată că tensiunea amplificată este defazată cu 180 faţă de semnalul de la intrare. La variaţia curentului de ieşire tensiunea evoluează între 14 şi 8,1. Fig. 4.18 Amplificarea unui semnal triunghiular cu T în montaj Un caz particular important în analiza circuitelor electronice este cel al regimului dinamic de semnal mic. Dacă semnalul v be are valori suficient de mici în permanenţă încât punctul dinamic de funcţionare M(v, i, v, i ), să evolueze într-un domeniu restrâns de valori în care porţiunile caracteristicii statice să poată fi asimilate cu segmente de dreaptă, atunci componentele de semnal i b, i c şi v ce sunt proporţionale cu v be. Regimul de 129

FLORN MHA TUFSU DSPOZT S RUT LTRON () semnal mic este un regim liniar pentru componentele de semnal. În acest regim semnalele nu sunt deformate. În regiunea activă directă curenţii i şi i depind de v după o lege de tip exp (v / T ) astfel încât condiţia de semnal mic la nivelul joncţiunii pn impune: v T (4.77) De obicei un semnal mic impune o amplitudine sub 10m. 4.7.1 Parametrii naturali ai tranzistorului bipolar. Schema echivalentă naturală în montaj bază comună Aceşti parametri caracterizează comportarea T în regim lent variabil de semnal mic şi exprimă legătura între variaţii mici ale tensiunilor şi curenţilor în jurul valorilor din punctul static. În continuare se prezintă aceşti parametri pentru un T tip pnp în montaj. a) Rezistenţa diferenţială a emitorului, r e : r e d 1 ct (4.78) ge d Ţinând cont de (4.12) se poate arăta că [7]: ge (4.79) T b) apacităţile joncţiunilor În regim normal de funcţionare joncţiunile T au atât capacităţi de barieră cât şi de difuzie. apacităţile de difuzie prezintă particularităţi. În bază, la polarizarea directă a joncţiunii emitor-bază, se acumulează purtători minoritari în exces. Apare o variaţie a acestei sarcini în exces datorită lui care se poate modifica schimbând numărul purtătorilor injectaţi, şi datorită variaţiei lui care conduce la variatia lărgimii efective a bazei. Sarcina totală din bază este: Q qp (4.80) unde P este numărul golurilor din bază. P se obţine prin integrarea funcţiei p (x) între limitele (l, l ). Ştiind că w L şi că p (l c ) 0, se poate 130

apitolul 4 Tranzistoare bipolare considera o variaţie liniară a concentraţiei de goluri între limitele alese. Se obţine: şi: Q p wspo T e (4.81) 2 qwspo T e (4.82) În tranzistor apare efectul arly care conduce la dependenţa: 2 deci şi: w f (4.83) Q f, (4.84) dq Q Q d d (4.85) Primul termen defineşte capacitatea de difuzie a joncţiunii emitor-bază: d Q O T e (4.86) wqsp 2 T Printr-o serie de simplificări datorate valorilor reale se ajunge la: d w w w 2 2 2 P ge (4.87) 2D T 2DT 2D Al doilea termen din relaţia (4.85) defineşte capacitatea de difuzie din joncţiunea colector-bază: d Q Q w w w 2D w (4.88) 131

FLORN MHA TUFSU DSPOZT S RUT LTRON () c) oeficientul arly (de reacţie în tensiune): d d w T ct (4.89) d d w d) onductanţa diferenţială a joncţiunii colector-bază, g : d O g 1 ct 0 r d (4.90) e) onductanţa diferenţială colector-emitor, g : f) Transconductanţa g m : d w (4.91) g ct d w g m 0 (4.92) r g) rezistenţa distribuită a bazei r ' reprezintă rezistenţa ohmică de volum, măsurată între contactul ohmic al bazei şi un punct ' situat în mijlocul bazei. În fig. 4.19 este prezentată schema echivalentă a T la frecvenţe joase şi semnale mici în montaj. Fig. 4.19 Schema echivalentă a T la frecvenţe joase şi semnale mici în montaj. 132

apitolul 4 Tranzistoare bipolare La aceasta se ajunge prin diferenţierea curenţilor =f 1 (, ) şi =f 2 (, ) în jurul valorilor iniţiale stabilite de punctul static Q, Q, Q, Q. d d d (4.93) Derivata parţială / se poate scrie sub forma: w w (4.94) Din (4.89) rezultă: w w P (4.95) şi efectuând derivata lui în raport cu w în condiţia w L rezultă: w w (4.96) Relaţia (4.94) devine: r e (4.97) Fiind în condiţii de liniaritate se poate trece de la diferenţiale la creşteri finite reprezentate sub forma valorilor instantanee ale componentelor alternative. Relaţia (4.93) se scrie: i e v eb vcb (4.98) r e re Sub altă formă: v eb i r v (4.99) e e eb 133

FLORN MHA TUFSU DSPOZT S RUT LTRON () Relaţiile (4.98) şi (4.99) descriu circuitul de intrare al schemei echivalente din fig. 4.19. Analizând circuitul de ieşire se procedează analog: d d d (4.100) Se ştie expresia curentului de colector: 0 O şi datorită faptului că α 0 şi O depind puternic numai de expresia (4.100) devine după trecerea la elemente finite: i c 0ie g v (4.101) cb Sursa de curent α 0 i e din circuitul colectorului este determinată de valoarea semnalului i e produs pe circuitul de intrare al emitorului, fiind deci o sursă de curent controlată prin curent. Dependenţa caracteristicii de intrare de tensiunea de ieşire colector-bază este modelată prin sursa de tensiune μv cb în serie cu rezistenţa de intrare a emitorului. Aceasta este o sursă de tensiune controlată în tensiune. În circuitele reale, coeficientul de reacţie μ fiind foarte mic, sursa μv cb se neglijează, schema echivalentă devenind mai simplă. O schemă echivalentă care ţine cont de capacităţile joncţiunilor este schema echivalentă naturală arly, prezentată în fig. 4.20. Fig. 4.20 Schema echivalentă arly pentru T în montaj 134

apitolul 4 Tranzistoare bipolare (4.102) b d (4.103) b d Utilizând schema echivalentă arly se pot descrie procesele fizice din T şi exprima parametrii de cuadripol (vezi 4.7.2) în funcţie de parametrii naturali α 0, r e, g c, μ, r bb', si. 4.7.2 Parametrii hibrizi ai tranzistorului bipolar. Pentru calculul circuitelor de amplificare, oscilaţie, comutare, filtrare ş.a. realizate cu T, se utilizează schemele de cuadripol. În funcţie de tipul circuitului electronic şi de regimul de funcţionare al T schemele echivalente pot fi liniare (de semnal mic) sau neliniare. În continuare se prezintă scheme echivalente (modele) de semnal mic cu parametrii hibrizi (parametrii h). ndiferent de conexiune, T poate fi privit ca un cuadripol (reţea electrică) la care se disting patru borne accesibile, două la intrare şi două la ieşire. ele trei tipuri de conexiuni fundamentale ale T au fost prezentate în fig. 4.5 Sub formă generală, mărimile de intrare şi de ieşire au o componentă continuă şi una variabilă (de semnal), v i = = Q + Δ v, v + Δi, i Q = = Q Q + Δ v + Δi ( 4.104) unde, Q, Q, Q, Q reprezintă valorile continue ce definesc punctele statice de funcţionare; v, i, v, i sunt variaţii ale mărimilor respective în jurul valorilor continue. ondiţia de semnal mic presupune: v << Q, i << Q, v << Q, i << Q. Parametrii h se obţin dacă mărimile i şi v sunt considerate variabile independente, iar v şi i funcţii; se poate scrie: v = f i = f (i, v) (i, v) 1 2 ( 4.105) 135

FLORN MHA TUFSU DSPOZT S RUT LTRON () Dacă i şi v prezintă variaţii în jurul valorilor Q şi Q, atunci şi v, i vor prezenta variaţii în jurul valorilor Q şi Q. Pentru a stabili legătura între variaţiile tensiunilor şi curenţilor se efectuează o dezvoltare în serie Taylor a expresiilor (4.105), în care se neglijează apoi termenii de ordin superior; rezultă: v v i = i Q Q + h + h 11 21 Δi h Δi + h 12 22 Δ v Δ v (4.106) unde mărimile: v = Q, i = Q (4.107) Q Q h h 11 21 = v i1 = i i Q Q,, h h 12 22 = v v = i v Q Q (4.108) reprezintă parametrii h ai T. Presupunând că variaţiile i, v. v, i reprezintă componente de semnal, ele pot fi notate prin valorile instantanee alternative Δi = i1, Δ v = v1, Δi Δ v = i 2 = v 2 (4.109) Ţinând cont de (4.104), din (4.106) se scoate: v1 = h i2 = h 11 21 i1 + h i1 + h 12 22 v v 2 2 (4.110) parametrii h au un caracter diferenţial. Relaţiile (4.110) pot fi particularizate pentru cele trei tipuri de conexiuni: -conexiunea, h b : 136

apitolul 4 Tranzistoare bipolare v i eb c = h = h 11b 21b ie + h ie + h 12b 22b v v cb cb (4.111) -conexiunea, h e : v i be c = h = h 11e 21e ib + h ib + h 12e 22e v v ce ce (4.112) -conexiunea, h c : v i bc e = h = h 11c 21c ib + h ib + h 12c 22c v v ec ec (4.113) Schemele echivalente corespunzătoare sunt reprezentate în fig.4.21. Sursele de tensiune şi de curent din aceste scheme sunt controlate (dependente) astfel încît valorile lor depind de curenţii şi tensiunile la terminalele tranzistorului. Trebuie observat că schemele echivalente prezentate se referă numai la componentele alternative de semnal ; parametrii h 11 şi h 21 se determină în condiţii de scurtcircuit la ieşire, iar h 12 şi h 22 în condiţii de gol la intrare. i e h 11b i c v eb h 22b v h 12b v cb h i 21b e b h 11e c v be h 12e v ce h 21e i h 22e v ce i b 11c ie v bc h 12c v ec h 21c i h 22c v ec Fig. 4.21 Scheme echivalente cu parametri h pentru T 137

FLORN MHA TUFSU DSPOZT S RUT LTRON () Parametrii h pentru conexiunea În cazul conexiunii care este cea mai des folosită în practică, parametrii hibrizi h la frecvenţe joase sunt prezentaţi curent în cataloage şi au o semnificaţie fizică clară. Fig. 4.22 Schema care permite definirea parametrilor h ai T în montaj Tranzistorul din fig. 4.22 este polarizat în regiunea activă în punctul static PSF ( Q, Q, Q ). Se aplică la intrare un semnal mic de joasă frecvenţă v be şi o rezistenţă de sarcină la ieşire R. a urmare peste componentele continue se suprapun componentele alternative b be, i b, i c, v ce. onsiderând expresiile (4.112) care descriu funcţionarea cuadripolului în această conexiune rezultă definiţiile parametrelor h: rezistenţa de intrare cu ieşirea în scurtcircuit: v h (4.114) be 11e vce 0 ib factorul de reacţie în tensiune cu intrarea în gol: v h (4.115) be 12e ib 0 vce factorul de amplificare de curent cu ieşirea în scurtcircuit: i h (4.116) c 21e vce 0 ib conductanţa de ieşire cu intrarea în gol: 138

apitolul 4 Tranzistoare bipolare i h (4.117) c 22e i b 0 vce Afară de sistemul de parametri h, la T se pot defini, de asemenea, parametrii y şi z care se utilizează mai rar. 4.8. aracteristici de frecvenţă la tranzistorul bipolar ste de la sine înţeles că funcţionarea tranzistorului bipolar va depinde semnificativ de frecvenţa semnalelor pe care le prelucrează. xistă o frecvenţă limitată numită frecvenţă de tăiere, f α1, la care amplificarea tranzistorului scade cu 3d. Frecvenţa de tăiere este legată de structura reală a T prin mecanismele fizice de funcţionare ale acestuia. Se poate face o modelare prin introducerea unei constante globale de timp care să descrie procesele dintre emitor şi colector τ ce : f 1 1 2 (4.118) ce onstanta de timp globală este dată de [25]: ce (4.119) e b c onstanta de timp datorată emitorului τ e are forma: r c (4.120) e e e şi este datorată regiunii de sarcină spaţială emitor-bază. Se poate găsi: 1 f e1 (4.121) 2r c e e onstanta de timp a bazei τ b este dată de timpul de tranzit al purtătorilor prin bază. Se obţine pentru frecvenţa de tăiere a bazei o expresie de forma [29]: 139

FLORN MHA TUFSU DSPOZT S RUT LTRON () f b1 1 Dpb (4.122) 2 2 w b onstanta de timp a colectorului are două componente; una dată de timpul de tranzit al purtătorilor prin sarcina spaţială bază-colector care are lărgimea x, iar a doua datorată încărcării capacităţii de colector: x c rc c (4.123) 2 v e v e este viteza limită de drift a purtătorilor. La tensiunile reale de colector, v e creşte, iar c scade; constanta de timp a colectorului fiind redusă, se poate neglija. Frecvenţa de tăiere a tranzistorului este determinată de constantele de timp e şi b. Frecvenţa limită la care poate funcţiona un tranzistor bipolar este dată de viteza de sarcină prin bază şi de fenomenul de împrăştiere a purtătorilor pe fononi, defecte, impurităţi. O explicaţie fizică a frecvenţelor de tăiere porneşte de la consideraţia că în cazul frecvenţelor joase semiperioada (1/2f) tensiunii altenative din colector este mult mai mare decît timpul necesar purtătorilor să ajungă la colector. Dacă frecvenţa semnalului amplificat creşte, de la o anumită valoare, semnul tensiunii din colector poate să se schimbe înainte ca purtătorii corespunzători să ajungă în colector în timpul alternanţei pozitive. Apare o frânare şi o întoarcere a acestora spre emitor care conduc la scăderea semnalului amplificat. oncluzii interesante privind limitările de frecvenţă la T sunt prezentate în lucrările [7, 29]. Pentru a micşora timpul de tranzit al purtătorilor prin bază se realizează tranzistoare cu baze foarte subţiri, fapt ce conduce şi la creşterea lui α 0. xistă şi tranzistoare drift la care doparea este neuniformă în bază, de obicei exponenţială, concentraţia având valoare maximă lângă emitor şi foarte mică lângă colector. Rezultatul acestei dopări este apariţia unui curent de difuzie şi a unui câmp electric suplimentar care accelerează trecerea purtătorilor minoritari prin regiunea bazei, conducând la mişcarea constantă τ b. O altă cale de mărire a frecvenţei de lucru este micşorarea capacităţilor proprii joncţiunilor precum şi a rezistenţelor admise de volum ale bazei şi colectorului. Tehnologiile planare şi planar-epitaxiale (vezi cap. 7) au permis reducerea dimensională a joncţiunilor la câţiva micrometri fapt care atrage scăderea mărimilor respective. Deasemenea, geometrii speciale ale joncţiunilor asigură creşterea frecvenţei de lucru. Pentru creşterea vitezei limită se 140

apitolul 4 Tranzistoare bipolare utilizează materiale semiconductoare cu mobilităţi ridicate ale purtătorilor (ex. GaAs); sunt realizate tranzistoare tip HMT (High lectronic Mobility Tranzistor). Tranzistoarele bipolare actuale lucrează la frecvenţe ce pot atinge 2 10GHz. În tabelul 4.1 sunt prezentate câteva caracteristici importante pentru tranzistoare de radiofrecvenţă. Tabelul 4.1 aracteristici comparate la tranzistoare de radiofrecvenţă Tip tranzistor -toate npn- Producător f α (GHz) P d (mw) β (tip) O () OMAX () MAX (ma) 2S4726P ROHM 3,2 150 120 20 11 50 FT92 SMNS 5,0 200 120 20 12 35 FP183 SMNS 8,0 450 110 20 12 65 FR193 SMNS 8,0 580 100 20 12 80 2N5835 PRS 2,5 200 - - 10 10 Trebuie observat că datorită îngustării bazei tensiunile de lucru scad semnificativ (U OMAX < 15). O atenţie specială se acordă alegerii capsulei în care se montează tranzistorul deoarece aceasta poate introduce elemente parazite suplimentare care reduc frecvenţa de funcţionare. 4.9 Funcţionarea tranzistorului bipolar în regim de comutaţie Un regim special de funcţionare al T este cel de comutator când trece din regiunea de tăiere (blocat) în regiunea de saturaţie (conducţie). În fig. 4.23 se prezintă circuitul de polarizare al unui tranzistor npn în montaj care funcţionează în regim de comutaţie. Fig. 4.23 Montaj de polarizare la T în regim de comutaţie 141

FLORN MHA TUFSU DSPOZT S RUT LTRON () a urmare a fenomenelor fizice discutate în paragraful precedent, orice semnal sub formă de impuls dreptunghiular aplicat la intrarea tranzistorului va apărea întârziat şi deformat în colector. u cât frecvenţa creşte, cu atât deformarea va fi mai accentuată datorită deplasării neuniforme a purtătorilor în regiunea bazei. În fig. 4.24 sunt prezentate caracteristicile de ieşire ale unui T de mică putere în montaj şi regiunile între care are loc comutarea. Dacă pe baza tranzistorului nu există semnal prin bază va circula numai curentul de colector R O. urentul de colector este practic nul: O. (La un T cu siliciu O < 10-6 A). Această stare de blocare realizează condiţia de comutator deschis (punctul D din fig. 4.24). Dacă pe baza tranzistorului se aplică o tensiune pozitivă suficient de mare ( peste 0,7 pentru un T cu siliciu), sub forma unui impuls dreptunghiular, atunci curentul are o valoare suficientă pentru a deplasa punctul de funcţionare în, prin apariţia unui curent de colector =β, provocând astfel starea de saturaţie când se realizează condiţia de comutator închis. Fig. 4.24 aracteristicile statice de ieşire ale T în montaj şi zonele de lucru în regim de comutaţie La intrarea în saturaţie tensiunea este de 0,2 0,5. Se poate determina curentul de saturaţie cu relaţia: 142

apitolul 4 Tranzistoare bipolare S R SAT (4.124) omutatorul cu T este eficient şi nu conduce la pierderi de putere numai dacă saltul se face între starea D şi starea, tranzistorul trecând rapid prin regiunea activă. Durata comutării este determinată de procesele legate de timpul de tranzit al purtătorilor şi de acumularea de sarcini în bază. Pentru asigurarea unui comutări rapide şi sigure, de regulă pentru blocarea T se aplică pe bază o tensiune negativă. În fig. 4.25 se prezintă formele de semnal în cazul unui T tip npn în montaj în regim de comutaţie. Pentru trecerea de la punctul la punctul D (de la comutator închis la comutator deschis) este necesară evacuarea sarcinii în exces din regiunea bazei. Un timp curentul de colector va rămâne aproximativ constant până sarcina este evacuată (timp de stocare t s ). Urmează scăderea la O a curentului de colector (timp de scădere t c - de la M la 0,1 M ). Fig. 4.25 Formele semnalelor la T tip npn în montaj 143

FLORN MHA TUFSU DSPOZT S RUT LTRON () Timpul total de comutaţie inversă este: t i t t (4.125) s c Trecerea de la punctul D la punctul (de la comutator deschis la comutator închis) este legată de capacităţile joncţiunilor, de timpul de tranzit al purtătorilor în bază. Timpul de difuzie al purtătorilor în bază fiind finit, va introduce o întârziere t î, după care urmează un timp de creştere, t r a curentului de colector la valoarea M (se ia de obicei 0,9 M ). Timpul de creştere este legat de contribuţia mărimii α 0 şi a capacităţilor T. Timpul total de comutare directă este: t d t t (4.126) î r a valori concrete se constată că t i > t d, iar contribuţia esenţială este adusă de t s (timpul de stocare). Pentru a reduce t s se previne intrarea tranzistorului într-o saturaţie profundă şi se utilizează doparea bazei cu aur care crează centri de captură suplimentari reducând timpul de viaţă al purtătorilor în exces. De regulă toate cele menţionate la paragraful precedent legate de creşterea frecvenţei de lucru a T rămân valabile pentru regimul de comutaţie. De obicei în cataloage se dau timpul de intrare în conducţie (saturaţie) t on şi timpul de ieşire din saturaţie t off. Se precizează de fiecare dată curentul de colector la care se realizează acest regim. În tabelul 4.2 sunt prezentate câteva tipuri de tranzistoare de comutaţie actuale. Tabelul 4.2 aracteristici comparate la tranzistoare de comutaţie Tip Producător OM t ON t OFF SAT / f T tranzistor () (ns) (ns) (ma ()/(ma) (MHz) MP3646 ON SM 15 18 28 300 0,20 30 350 MPS2369 ON SM 15 12 18 10 0,20 10-2N2369A PRS RO 15 12 18 10 0,25 30 500 Utilizarea T în regim de comutaţie se face mai ales în circuitele logice unde acesta funcţionează în regiunea de blocare sau în regiunea de saturaţie cu basculări (treceri) rapide prin regiunea activă. În fig. 4.26 se prezintă schema electrică a unui circuit Ş-NU (NAND) şi tabelul de adevăr al acestuia. 144

apitolul 4 Tranzistoare bipolare Fig. 4.26 ircuit Ş-NU cu tranzistor bipolar şi diode Dacă cel puţin una din intrările A, este conectată la masă (nivel logic zero), în punctul M se stabileşte o tensiune de cca. 0,6, prea mică pentru a deschide joncţiunile înseriate D 3 şi bază-emitor a T (ar fi necesară o tensiune mai mare). Tranzistorul este blocat iar tensiunea în punctul Y este egală cu 5. Numai dacă ambele intrări A şi sunt conectate la 5 (nivel logic unu), diodele D 1 şi D 2 se blochează şi curentul injectat de rezistorul R, saturează tranzistorul T, tensiunea în colectorul său ajungând la cca. 0,2 (nivel logic zero). u tranzistoare bipolare integrate s-au realizat serii întregi de circuite logice TTL, care prelucrează semnale numerice. 4.10 Tranzistorul unijoncţiune (TUJ) Acest dispozitiv a fost conceput cu scopul de a genera impulsuri de durată foarte mică şi energie mare având rolul de a comanda elemente active de putere cum sunt tiristorul, triacul ş.a. Folosind un circuit electronic simplu TUJ poate comanda circuite de forţă in sisteme de acţionări electrice. Tranzistorul unijoncţiune numit şi diodă cu două baze, este un dispozitiv semiconductor cu trei terminale care prezintă o rezistenţă diferenţială negativă între terminalele emitor () şi bază doi ( 2 ) când între terminalele bază unu ( 1 ) şi bază doi ( 2 ) se aplică o tensiune pozitivă. În fig. 4.27 se prezintă structura fizică, caracteristica curent-tensiune şi simbolul unui TUJ. 145