Curs 9-6/7
C/L, DCMR (CDM) Minim 7 prezente (curs+laborator) Curs - sl. Radu Damian Marti 8-, P E 5% din nota probleme + (p prez. curs) 3prez.=+.5p toate materialele permise Laborator sl. Radu Damian Joi 8-4 impar II.3 L 5% din nota P 5% din nota
http://rf-opto.etti.tuiasi.ro
RF-OPTO http://rf-opto.etti.tuiasi.ro Fotografie de trimis prin email: rdamian@etti.tuiasi.ro necesara la laborator/curs <=C3, +p <=C5, +.5p
Personalizat
db = log (P / P ) dbm = log (P / mw) db = +. db =.3 (+.3%) + 3 db = + 5 db = 3 + db = -3 db =.5 - db =. - db =. -3 db =. dbm = mw 3 dbm = mw 5 dbm = 3 mw dbm = mw dbm = mw -3 dbm =.5 mw - dbm = W -3 dbm = W -6 dbm = nw [dbm] + [db] = [dbm] [dbm/hz] + [db] = [dbm/hz] [x] + [db] = [x]
In domeniul microundelor se utilizeaza doua strategii de implementare a filtrelor structuri specifice microundelor (linii cuplate, rezonatori dielectrici, structuri periodice) sinteza de filtre cu elemente concentrate urmate de implementare cu linii de transmisie prima strategie duce la obtinerea unor filtre mai eficiente dar e caracterizata de generalitate mai mica proiectare deseori dificila (lipsa relatiilor analitice)
Sinteza filtrelor cu elemente concentrate, urmata de implementarea acestora cu elemente distribuite (linii) generala relatii analitice usor de implementat pe calculator eficienta Metoda preferata este metoda pierderilor de insertie
Γ(ω) este o functie para de ω Alegerea corespunzatoare a polinoamelor M si N determina comportarea filtrului L S LR P P P N M M N M P LR
Se aleg polinoamele pentru implementarea unui FTJ (prototip) Acest filtru poate fi convertit la alte functii, scalat in frecventa pentru a obtine alte tipuri de functii
Maxim plat (Butterworth, binomial) ofera cea mai plata comportare in banda de trecere Echiriplu (Cebasev) ofera atenuare mai mare in banda de taiere cu dezavantajul existentei unor variatii (riplu) in banda de trecere Filtre eliptice, caracterizate de variatii (riplu) si in banda de taiere si in banda de trecere Filtru cu raspuns liniar in faza, ofera intarziere de grup de maxim plat, cu dezavantajul unei atenuari in putere mai mica, necesar in anumite aplicatii
Polinomul P LR k pentru P LR k N c c N c atenuarea creste cu N db/decada k ofera atenuarea la limita benzii de trecere (3dB implica k = )
Polinomul P LR k T N pentru P LR k c c 4 c N atenuarea creste cu N db/decada atenuarea este mai mare de ( N )/4 decat cea a filtrului binomial la frecventele c
n LAs log L Ar ' log s ' cu atenuarile in db
n cosh cosh L As L Ar ' s ' cu atenuarile in db
Filtrele prototip sunt filtre care implementeaza : filtru FTJ frecventa de taiere ω = rad/s (f =.59 Hz) conectate la intrare la o rezistenta R = Numarul total de elemente reactive (L/C) este ordinul filtrului Elementele se introduc in alternanta L serie / C paralel Exista doua filtre prototip care ofera acelasi raspuns, o varianta care incepe cu C, o varianta care incepe cu L
Se definesc parametrii g i, i=,n+ g rezistenta generatorului R' daca g conductanta generatorului G' daca C' g L' g k k, N inductanta unei bobine serie capacitate a unui condensator paralel g N rezistenta de sarcina R' N conductanta de sarcina G' daca N g daca N C' g N N L' N
Calculul elementelor filtrului g k g k sin, k, N g N N
Calculul elementelor filtrului (iterativ) a g N k g b a a g k k k k k,, 4 par N pentru impar N pentru g N 4 coth 7,37 coth ln Ar L N sinh N k N k a k,, sin N k N k b k,, sin
Dupa determinarea coeficientilor filtrului prototip filtru FTJ frecventa de taiere ω = rad/s (f =.59 Hz) conectate la intrare la o rezistenta R = Se pot calcula valorile necesare pentru componente pentru implementarea altor conditii
Pentru a determina filtrul care lucreaza cu o alta rezistenta de intrare (R ) se multiplica toate impedantele din circuit cu aceasta impedanta (cu " ' " se noteaza elementele noi) R s R R L R R L L R L C C R
modificarea frecventei de taiere (fig. b) modificarea caracteristicii de atenuare (de exemplu FTJ FTS fig. c)
Pentru FTJ cu alta frecventa de taiere se face schimbarea de variabila: Echivalent cu largirea caracteristicii de frecventa c c P LR P LR k k c k L j L j X j k k c k C j C j B j
Noile valori cu scalarea in frecventa Daca se aplica simultan si scalarea in impedanta c k k L L c k k C C c k k L R L c k k R C C
Se face schimbarea de variabila: Daca se aplica simultan si scalarea in impedanta In schema inductantele serie se transforma in capacitati serie, iar capacitatile paralel se transforma in inductante paralel c k k c k C j L j X j k k c k L j C j B j k c k L R C k c k C R L
Se face schimbarea de variabila: unde intervin banda fractionara si frecventa centrala
FTB FOB
O inductanta serie in filtrul prototip se transforma intr-un circuit LC serie O capacitate paralel in filtrul prototip se transforma intr-un circuit LC paralel k k k k k k C j L j L j L j L j X j k k k k k k L j C j C j C j C j B j k k L L k k L C k k C L k k C C
O inductanta serie in filtrul prototip se transforma intr-un circuit LC paralel O capacitate paralel in filtrul prototip se transforma intr-un circuit LC serie k k C L k k C C k k L L k k L C
Să se proiecteze un filtru trece-bandă de ordinul 3, avînd riplurile în bandă de.5 db. Frecvenţa centrala a filtrului sa fie de GHz. Banda să fie de %, şi impedanţa de 5 Ω.
Să se proiecteze un filtru trece-bandă de ordinul 3, avînd riplurile în bandă de.5 db. Frecvenţa centrala a filtrului sa fie de GHz. Banda să fie de %, şi impedanţa de 5 Ω.. 9 GHz 6.83 rad / s Tabel echiriplu.5db sau relatii de calcul: g =.5963 = L, g =.967 = C, g3 =.5963 = L3, g4=. =RL
Tabel echiriplu.5db sau relatii de calcul: g =.5963 = L/C3, g =.967 = C/L4, g3 =.5963 = L3/C5, g4=. =R L
ω = rad/s (f = ω / π =.59 Hz)
9 f GHz 6.83 rad / s. f g =.5963 = L, g =.967 = C, g3 =.5963 = L3, g4=. =R L R 5 L R L 7. nh R L. 76nH C L3 R L 3 7. nh C. L R 99 C C 34. 9 pf R C. L R 99 3 3 pf pf
Impedanta vazuta la intrarea unei linii terminate cu L in Tehnologic e preferabil ca impedanta de capat sa fie: gol ( L = ) in, g j cot l scurtcircuit ( L = ) in, sc j tan l Se obtine comportare: capacitiva inductiva L in, g in, sc j j L j X j X tan l tan l C L j B C C L tan l tan l
Schimbare de variabila l tan l tan v p Cu aceasta schimbare de variabila definim reactanta unei inductante j X L j L j Ltan l susceptanta unei capacitati j BC j C j C tan l Filtrul echivalent in Ω are frecventa de taiere la: tan l l 4 l 8
Alegand sectiunile de linie in gol sau scurtcircuit sa fie λ/8 la frecventa de taiere dorita (ω c ) si impedantele caracteristice corespunzatoare (L/C) vom obtine foarte precis la frecvente in jurul lui ω c o comportare similara cu a filtrului prototip La frecvente departate de ω c comportarea filtrului nu va mai fi identica cu a prototipului (in situatii specifice trebuie verificata o comportare potrivita cu tipul de filtru dorit) Scalarea in frecventa se simplifica: alegerea lungimii fizice pentru indeplinirea lungimii electrice λ/8 la frecventa dorita Toate sectiunile de linii vor avea lungimi electrice egale (λ/8 ) si lungimi fizice comparabile, deci liniile se numesc linii comensurabile
la frecventa ω= ω c lungimile liniilor sunt λ/4 l 4 l tan l apare un pol suplimentar de atenuare la ω c (FTJ) inductantele (de obicei in serie) capacitatile (de obicei in paralel) in, sc in g j tan l, j cot l
periodicitatea functiei tangenta genereaza periodicitatea raspunsului in frecventa al circuitelor cu linii raspunsul filtrului se repeta la fiecare 4 ω c tan l tan c 4 c l v 4 in in P LR c p 4 P 4c v p l 4 LR P LR P P 3 P P 5 P 4 c LR LR c LR c c LR c LR c
permite obtinerea cu sectiuni de linii a inductantelor si capacitatilor dupa scalarea prototipului pentru functia corespunzatoare (FTJ/FTS/FTB /FOB)
Filtru trece jos de ordinul 4, cu frecventa de taiere de 4 GHz, de tip maxim plat (care sa functioneze pe 5Ω la intrare si iesire) Tabel maxim plat sau relatii de calcul: g =.7654 = L g =.8478 = C g3 =.8478 = L3 g4 =.7654 = C4 g5 = (nu are nevoie de adaptare suplimentara la iesire apare la filtrele de ordin par echiriplu)
c 4GHz.533 rad / s g =.7654 = L, g =.8478 = C, g3 =.8478 = L3, g4 =.7654 = C4, g5 = = RL L L R L c R L 3 3 c.53nh 3.676nH C C C R c C4 R 4 c.47.69 pf pf
Parametrii filtrului prototip: g =.7654 = L g =.8478 = C g3 =.8478 = L3 g4 =.7654 = C4 Impedantele raportate ale liniilor z =.7654 = serie / scurt circuit z = /.8478 =.54 = paralel / gol z3 =.8478 = serie / scurt circuit z4 = /.7654 =.365 = paralel / gol Scalarea in impedanta presupune inmultirea cu = 5Ω Toate liniile au lungimea λ/8 (lungime electrica 45 ) la 4GHz
Filtrele realizate cu transformarea Richards beneficiaza de polul suplimentar de atenuare ω c au dezavantajul periodicitatii in frecventa, de obicei se prevede un filtru trece jos suplimentar neperiodic daca e necesar linii comensurate Richards elemente concentrate
Pentru ordin par al filtrului (N =, 4, 6, 8...) filtrele echiriplu trebuie sa fie inchise pe o impedanta de terminatie diferita de cea standard Daca aplicatia nu suporta aceasta comportare, e necesara introducerea unei adaptari de impedanta suplimentare (transformator in sfert de lungime de unda, binomial...) g N R R (5)
Acelasi filtru, echiriplu 3dB Tabel echiriplu 3dB sau relatii de calcul: g = 3.4389 = L g =.7483 = C g3 = 4.347 = L3 g4 =.59 = C4 g5 = 5.895 = R L Impedantele liniilor = 3.4389 5Ω = 7.945Ω serie / scurt circuit = 5Ω /.7483 = 66.88Ω = paralel / gol 3 = 4.347 5Ω = 7.355Ω serie / scurt circuit 4 = 5Ω /.59 = 84.459Ω = paralel / gol RL = 5.895 5Ω = 95.475Ω = sarcina
echiriplu 3dB (ord 4) maxim plat (ord 4)
Filtrele echiriplu au nevoie de adaptare la iesire spre 5Ω pentru a functiona precis. Exemplu: R L = 95.48Ω R L = 5Ω
Filtrele implementate cu transformarea Richards au anumite dezavantaje in ceea ce priveste implementarea practica Identitatile/Transformarile Kuroda pot fi utilizate pentru a elimina o parte din aceste dezavantaje Se utilizeaza sectiuni de linie suplimentare pentru a obtine sisteme mai simplu de implementat in practica Liniile suplimentare se numesc elemente unitare si au lungimi de λ/8 la frecventa de taiere dorita (ωc) fiind comensurate cu celelalte sectiuni de linie V 5Ω 38.3Ω l l 9.4Ω 7.Ω l l 65.3Ω 5Ω
Identitatile Kuroda pot fi utilizate pentru a realiza urmatoarele operatii: Separarea fizica a diferitelor stub-uri Transformarea stuburilor serie in stub-uri paralel sau invers Obtinerea unor impedante caracteristice mai realizabile pentru linii (~5Ω) V 5Ω 38.3Ω l l 9.4Ω 7.Ω l l 65.3Ω 5Ω
4 echivalente de circuit
4 echivalente de circuit
In toate echivalentele de scheme Kuroda: n: n inductantele si capacitatile reprezinta stub-uri scurtcircuitate sau in gol (obtinute prin transformarea Richards, de lungime λ/8) blocurile reprezinta elemente unitare (linii de transmisie de impedanta caracteristica indicata si lungime λ/8)
Matrici ABCD, C4 Y D C B A l l Y j l j l D C B A cos sin sin cos +
j j j D C B A l tan cos l sin l, cot j l j g in j j j j j D C B A
D C B A l l Y j l j l D C B A cos sin sin cos +
n j n j n j D C B A l tan cos l sin l n j n j n j n j n j D C B A, tan n j l n j sc in
Prima schema A doua schema Rezultatele sunt identice daca alegem Similar se pot demonstra si celelalte trei identitati j j D C B A n j n j D C B A n
Filtru trece jos de ordinul 4, cu frecventa de taiere de 4 GHz, de tip maxim plat (care sa functioneze pe 5Ω la intrare si iesire) Tabel maxim plat sau relatii de calcul: g =.7654 = L g =.8478 = C g3 =.8478 = L3 g4 =.7654 = C4 g5 = (nu are nevoie de adaptare suplimentara la iesire apare la filtrele de ordin par echiriplu)
V Se aplica transformarea Richards.7654 l l.8478.54 l l.365 Probleme: stub-urile in serie sunt extrem de dificil de implementat in tehnologie microstrip cu tehnologia microstrip e preferabil sa avem stub-uri in gol (scurtcircuit necesita un via-hole spre planul de masa) cele 4 stub-uri sunt conectate in acelasi punct, o implementare care sa elimine/micsoreze cuplajul intre aceste linii e imposibila nu e cazul aici, dar pot aparea situatii cand impedantele raportate sunt mult diferite de. Majoritatea tehnologiilor sunt concepute pentru linii cu impedante caracteristice in jur de 5Ω
Identitatile Kuroda se refera intotdeauna la o schema cu o sectiune de linie in serie: se adauga elementele unitare (z =, l = λ/8) la fiecare capat al circuitului (adaugarea nu modifica proprietatile filtrului acesta fiind adaptat la z = la fiecare capat) se aplica una din identitatile Kuroda la fiecare capat si se continua un indicator al opririi procedurii este aparitia unei sectiuni de linie intre toate stuburile obtinute cu transformarea Richards.7654 l.8478 l V l l l l adaugat suplimentar.54.365 adaugat suplimentar
Se aplica : Kuroda (L, cunoscut C,) in partea stanga Kuroda (C, cunoscut L,) in partea dreapta n K (b) =.7654 = n =.365 l.7654 l l.8478 l l l K (a) = =.365 n =.365 l l.54.365 l l
Se mai adauga un element unitar in partea dreapta si se aplica Kuroda de doua ori n K (b) =.8478 =.5667 n =.367.8478 l.4336 l l l.7654.5667 l l l l.365 l.54 adaugat suplimentar K (b) =.4336 = n =3.363
.7654.445.4336 V l l l l l l l.365.54.745 3.363 Scalare la 5Ω 5Ω 88.7Ω.73Ω 7.68Ω V l l l 5Ω l l l l 5.33Ω 7.6Ω 37.3Ω 65.3Ω
Transformarea Richard si identitatile Kuroda sunt utile mai ales pentru filtrele trece jos in tehnologiile in care stub-urile serie sunt dificil/imposibil de realizat (microstrip) De exemplu in cazul filtrului trece banda de ordinul 3: se poate implementa inductanta serie utilizand K-K capacitatea serie in schimb nu poate fi echivalata cu un stub paralel
Pentru situatiile in care implementarea cu Richards + Kuroda nu ofera solutii practice se folosesc structuri de circuit numite inversoare de impedanta si admitanta in K L Y in J Y L
Cel mai simplu exemplu de inversor de impedanta/admitanta este transformatorul in sfert de lungime de unda (C) in R L in K L Y in J Y L
Inversoarele de impedanta/admitanta pot fi utilizate pentru a schimba structura filtrelor in forme realizabile Exemplu FOB
Elementele serie pot fi eliminate prin introducerea unui inversor de admitanta
L j C j C j L j Y C j L j C j L j Y n n n n C L C L L C C L C L C L Y Y Rezultat similar se obtine si pentru filtrul trece banda Un grup LC serie introdus in serie se poate inlocui cu un grup LC paralel introdus in paralel incadrat de doua inversoare de admitanta Echivalenta celor doua scheme se demonstreaza prin obtinerea aceleiasi admitante de intrare Echivalenta completa se obtine prin incadrarea grupului simulat intre doua invertoare de admitanta
Cel mai uzual se foloseste transformatorul in sfert de lungime de unda Realizare cu elemente concentrate
Realizare cu linii K X tan K K tan X J Y B tan J J Y tan B Y
Utilizand inversoare de admitanta se pot implementa filtrele prototip utilizand un singur tip de element,, g g L R K a A,, n n B n a n n g g R L K,,,, k k k a k a n k k k g g L L K
Utilizand inversoare de admitanta se pot implementa filtrele prototip utilizand un singur tip de element,, g g C G J a A,, n n B n a n n g g g C J,,,, k k k a k a n k k k g g C C J
Pentru filtrele prototip cu inversoare exista N+ parametri si N+ ecuatii care asigura echivalenta raspunsului deci N parametri pot fi alesi din considerente oarecare se pot alege valorile reactantelor, urmand ca parametrii inversoarelor sa rezulte din calcul se pot alege convenabil inversoarele, urmand ca reactantele sa rezulte din ecuatiile de echivalare Principiul se poate aplica si pentru filtrele trece banda/opreste banda, acestea putand fi realizate din N+ inversoare si N rezonatori (grupuri LC serie sau paralel cu frecventa de rezonanta ω ) conectate fie in serie fie in paralel intre inversoare FTB se realizeaza cu grup LC serie conectat in serie intre inversoare grup LC paralel conectat in paralel intre inversoare FOB se realizeaza cu grup LC paralel conectat in serie intre inversoare grup LC serie conectat in paralel intre inversoare
Impedanta de intrare intr-o linie (stub) scurtcircuitata sau lasata in gol la capat manifesta comportament rezonant care poate fi utilizat pentru implementarea rezonatoarelor in L j j L tan l tan l in sc, j tan l in, g j cot l
Linie in scurtcircuit Pentru frecventa (ω ) la care l = λ/4 se obtine un circuit rezonant LC paralel linia are comportament capacitiv pentru frecvente mai mici (l>λ/4) linia are comportament inductiv pentru frecvente mai mari (l<λ/4) Discutie similara pentru linia in gol (LC serie la frecventa la care l=λ/4)
Pentru cazul particular in care se implementeaza inversoarele de admitanta cu transformatoare in sfert de lungime de unda si impedanta caracteristica FTB stub-uri paralel scurticuitate la l = λ/4 n 4 g FOB stub-uri paralel in gol de lungime l = λ/4 n n 4 g n
Similar cu o tema de proiect Continuarea amplificatorului C9 Filtru trece banda de ordinul 4, f = 5GHz, banda % Tabel maxim plat sau relatii de calcul: n g n n (Ω).7654 5.3.8478.5 3.8478.5 4.7654 5.3
l 4 l 5Ω 5Ω 5Ω 5Ω V l l l 5Ω l l l l 5.3Ω.5Ω.5Ω 5.3Ω Problemele filtrelor realizate cu linii ca rezonatoare si invertoare de impedanta stub-uri in scurtcircuit (via-hole) pentru FTB deseori impedantele caracteristice pentru stub-uri rezulta de valori dificil de realizat in practica (.5Ω)
Analiza sectiunilor de linii cuplate se face punand in evidenta comportarea pe modul par si pe modul impar Aceste moduri sunt caracterizate de impedantele caracteristice de mod par/impar a caror valoare va impune in functie de tehnologia utilizata geometria liniilor (latime/distanta dintre linii)
Mod par caracterizeaza semnalul de mod comun de pe cele doua linii Mod impar caracterizeaza semnalul de mod diferential dintre cele doua linii
Filtru trece banda cu rezonanta la θ=π/ (l=λ/4)
Un filtru cu N+ sectiuni de linii cuplate
Se modeleaza liniile inversoarele
Se obtine comportare de tip FTB de ordin cu 3 sectiuni de linii cuplate
Se calculeaza inversoarele Se calculeaza liniile cuplate (toate de lungime l=λ/4) g J N n g g J n n n,, N N N g g J, J J n n n e, J J n n n o, n N
Similar cu o tema de proiect Continuarea amplificatorului C Filtru trece banda de ordinul 4, f = 5GHz, banda % Tabel echiriplu.5db sau relatii de calcul: n g Jn e o.673.36664 7.4 39.37.96.95 56.8 45.5 3.366.935 55. 45.76 4.849.94 56.8 45.5 5.984.36653 7.3 39.37
Separarea fizica a doua sectiuni de linie produce un cuplaj capacitiv intre cele doua linii
Din lungimea fizica a rezonatoarelor o portiune se foloseste pentru a crea schema de inversor (ramane φ=π, l=λ/)
Se calculeaza inversoarele (similar linii cuplate) Se calculeaza susceptantele cuplajului Se calculeaza lungimile de linii care trebuie imprumutate pentru realizarea inversoarelor Se calculeaza lungimile electrice ale liniilor g J N n g g J n n n,, N N N g g J,, N n J J B n n n,, tan N n B n n N i B B i i i i i,, tan tan,, N n n
Parametri ABCD (C4) linie scurta, model cu elemente concentrate valid A l cos l Y j C sin l j B sin D l cos 3 A 3 C 3 B 3 D
Element paralel capacitiv Elementele in serie egale, inductive Schema echivalenta l Y j sin 3 3 3 cos l tan sin cos cos 3 l j l l j l tan l X l B sin
In functie de valoarea impedantei caracteristice impedanta ridicata >> impedanta scazuta << X l l 4 h B Y l l 4 l
Se pot crea filtre trece jos Se utilizeaza linii cu impedanta caracteristica mare pentru a implementa o inductanta L R l h linii cu impedanta caracteristica mica pentru a implementa o capacitate l C R De obicei se utilizeaza cea mai mare si cea mai mica impedanta permisa de tehnologie l
Nu toate liniile au aceeasi lungime deci problema periodicitatii in frecventa a raspunsului e mai putin importanta
FTJ cu frecventa de taiere 8GHz, de ordinul 6. Impedanta maxima realizabila este 5Ω iar cea minima 5Ω. n g n L/C n θ n [rad] θ n [ ].576.6pF 5.55 8.9.44.47nH 5.47 7. 3.938.769pF 5.58 33. 4.938.9nH 5.644 36.89 5.44.563pF 5.44 4.3 6.576.55nH 5.73 9.89
linii microstrip strat dielectric metalizare totala (plan de masa) trasee care fixeaza impedanta caracteristica lungime fizica/electrica
Linie quasi TEM
Se echivaleaza linia cu o linie cu dielectric omogen echivalent
~ Aproximativ TEM
~ Aproximativ TEM
Calcul empiric
Calcul empiric
Pentru impedante mari e nevoie de latimi mici ale traseelor Pentru impedante mici e nevoie de latimi mari ale traseelor
Standardizare dimensiuni in mil mil = -3 inch inch =.54 cm Inaltimea conductoarelor in functie de greutatea cuprului uncii / picioare pătrate (oz/ft ) oz=8.35g şi ft=3.48cm Greutatea cuprului depus Grosimea stratului oz/ft g/ft inch mm.5 4.75.7.78. 8.35.4.356. 56.7.8.7
Tipic inaltimea straturilor de dielectric de asemenea standardizat in mil
Constanta dielectrică relativă Factorul de pierderi dielectrice Conductivitate termică Coeficient liniar de expansiune Coeficient de temperatură a lui r Material - - W/cm/K ppm/k ppm/k Al O 3 (99.5%) 9.8..37 6.3 +36 Al O 3 (96%) 9.4..35 6.4 - Safir 9.4;.6..4 6. +-+4 Sticlă quarţ 3.78..7.55 +3 Sticlă Corning 759 5.75.36. 4.6 - BeO Ceramic (98%) 6.3.6. 6. +7 TiO 85.4.5 7.5-575 Tetratitanat de Ba (BaTi 4 O 9 ) 37.5. 9.4-6 irconat -4. - 5. -3-+ GaAs.9..46 5.7 - Si.9.5.45 4. - Ferită 9-6. - - -
In scheme: >Tools>LineCalc>Start Pentru linii Microstrip >Tools>LineCalc>Send to Linecalc
. Definire (receptie din schema) substrat. Introducere frecventa 3. Introducere date de intrare Analiza: W,L,E sau e,o,e / la f [GHz] Sinteza:,E W,L / la f [GHz] 3
Se poate utiliza pentru: linii microstrip MLIN: W,L,E linii cuplate microstrip MCLIN: W,L e,o,e
http://rf-opto.etti.tuiasi.ro linii de transmisie Rogers relatii dependente de t, inaltimea metalizarilor f, frecventa relatii pentru microstrip strip linii cuplate
http://rf-opto.etti.tuiasi.ro note de aplicatii importante Agilent decuplarea circuit de semnal/circuit de polarizare detalii de implementare a circuitelor de polarizare pentru tranzistoarele cu microunde Appcad contine instrumente pentru calculul schemelor de polarizare
Unirea celor doua scheme C amplificator (var 4/S36-37) C3 filtre
scopul: echilibrarea caracteristicii amplificatorului (maxim la frecventa centrala) se prefera reglarea lungimii liniilor de la iesirea amplificatorului micsorarea afectarii zgomotului
Se introduce modelul de substrat Liniile/liniile cuplate se calculeaza cu Linecalc pentru acelasi substrat
Se folosesc componente din paleta Transmission Lines Microstrip MSUB - substrat MLIN linie serie MLOC stub paralel in gol MTEE modelare conexiune cu stub in paralel MCFIL sectiune de filtru cu linii cuplate (alternativa mai precisa decat MCLIN se tine cont de faptul ca doua sectiuni succesive sunt in fizic alaturate)
E necesara atentie la completarea parametrilor pentru MTEE si MCFIL prin verificarea in schema a latimii liniilor conectate la fiecare terminal
Se constata o deplasare a benzii obtinute (albastru) spre frecvente mai mici fata de modelele ideale (rosu) datorat diferentei MCFIL / MCLIN
Reglaj de lungimi la elementele filtrului pentru reglarea frecventelor in jurul f = 5GHz Introducere L (soc RF) si C (decuplare)
Inlocuirea (fictiva) a tranzistoarelor si elementelor concentrate (LC) cu elemente pentru care ADS are informatii despre capsule
Laboratorul de microunde si optoelectronica http://rf-opto.etti.tuiasi.ro rdamian@etti.tuiasi.ro