5.3. Stabilizatoare în comutaţie

Transcript

1 5.3. Stabilizatoare în comutaţie Stabilizatoarele liniare au proprietatea că oferă un răspuns rapid la acţiunea perturbaţiilor şi o tensiune de zgomot mică pe sarcină. În schimb, randamentul lor este mic, îndeosebi în cazurile cînd tensiunea de alimentare nestabilizată are fluctuaţii mari. Exemplul de proiectare din subcapitolul 5.2 a oferit un randament maxim de 60%, pentru abateri ale tensiunii de alimentare de numai ±10%. O alternativă la stabilizarea liniară o constituie stabilizatoarele în comutaţie. Acestea sînt circuite în care unul sau mai multe dispozitive, folosite ca element de reglaj de putere, lucrează în comutaţie. Regimul de comutaţie este caracterizat astfel: în fiecare moment, dispozitivele de putere sînt fie blocate deci curent nul, fie saturate deci tensiune foarte mică pe dispozitiv. Consecinţa este că puterea disipată pe dispozitive este foarte mică, în comparaţie cu stabilizatoarele liniare, ceea ce arată de ce lucrul în comutaţie este principiul esenţial al acestei categorii de circuite. De obicei, în compunerea stabilizatoarelor în comutaţie intră un convertor de tip c.c.-c.c. sau c.c.-c.a. şi un circuit de reglare automată a tensiunii. Avantajele stabilizatoarelor în comutaţie: randament ridicat (chiar pentru gamă largă a tensiunii de alimentare) gamă largă de tensiuni de alimentare componente cu gabarit mic (trafo de reţea sau bobine), datorită frecvenţei de comutaţie mari, în comparaţie cu frecvenţa reţelei Dezavantaje: existenţa zgomotului de comutaţie pe sarcină propagarea în mediul înconjurător a perturbaţiilor produse de comutaţie. Principalele tipuri de stabilizatoare în comutaţie se clasifică după convertorul pe care îl folosesc: convertoare cu capacităţi comutate (comutaţie de la reţea sau comutaţie autonomă) variatoare de curent continuu (convertoare c.c.-c.c.) invertoare autonome (convertoare c.c.-c.a. plus redresor şi filtru) Convertoare cu capacităţi comutate Principalele proprietăţi ale convertoarelor cu capacităţi comutate sînt gabaritul foarte mic, simplitatea, curentul de ieşire relativ redus şi rezistenţa de ieşire mare. Ele pot realiza comutaţia în mod autonom sau pot folosi tensiunea reţelei pentru comutaţie. Capacităţi comutate de la reţea Convertoarele cu capacităţi comutate de la reţea sînt cunoscute sub numele de redresoare multiplicatoare de tensiune. Dispozitivele care comută sînt diode, deci necomandate; nu se folosesc redresoare multiplicatoare cu dispozitive comandate. Pentru stabilizarea tensiunii - dacă este necesară - se adaugă un stabilizator liniar. În figura 5.17 apare un dublor de tensiune (două variante echivalente de desen). Acesta este realizat prin înserierea a două redresoare monoalternanţă. Dublarea tensiunii este singurul avantaj pentru că, în comparaţie cu un redresor în punte, care ar folosi acelaşi transformator şi unul din condensatoarele schemei 5.17, redresorul dublor are zgomot de amplitudine dublă şi rezistenţă internă dublă. sau -a- -b- Figura 5.17: Redresor dublor de tensiune În figura 5.18 apare o altă variantă de dublor. Prima diodă şi primul condensator lucrează pe o alternanţă, după care dioda se blochează. În alternanţa următoare se deschide a doua diodă, pentru a permite încărcarea celui de al doilea condensator, de la tensiunea cumulată a reţelei şi a primului condensator. Datorită acestui mod de transfer al sarcinii între condensatoare, convertorul se mai numeşte "pompă de sarcină". El se poate extinde în două feluri: prin înserierea a două convertoare simetrice (multiplicare cu 4 în figura 5.18b, în care sarcina este formată dintr-un tub luminiscent şi o rezistenţă de limitare a curentului) sau prin legarea în cascadă a mai multor celule identice. Această din urmă metodă este extensibilă pentru obţinerea de tensiuni relativ mari. În figura 5.19 apar circuite care multiplică tensiunea reţelei de un

2 număr par, respectiv impar de ori. Rezistenţa internă este relativ mare, de aceea convertoarele cu pompă de sarcină se folosesc numai pentru curenţi mici. De regulă, tensiunea este multiplicată de n ori dacă este îndeplinită relaţia 2 π fr s C / n >> 1. Exemple de utilizări sînt furnizarea de tensiune înaltă în televizoare, osciloscoape etc. Se remarcă faptul că fiecare diodă şi fiecare condensator trebuie să suporte doar tensiunea maximă 2U. -a- Figura 5.18: Pompă de sarcină pentru redresare cu dublare sau cvadruplare a tensiunii -b- -a- -b- Figura 5.19: Multiplicarea tensiunii redresate (cu pompă de sarcină), de un număr par, respectiv impar, de ori Capacităţi comutate autonom Circuitele cele mai interesante sînt cele cu comutaţie autonomă, pentru că se pot alimenta de la tensiune nestabilizată continuă şi pot lucra la frecvenţe mari, la care gabaritul condensatoarelor se reduce spectaculos. În figurile 5.20 şi 5.21 sînt prezentate două convertoare cu pompă de sarcină care realizează inversarea, respectiv dublarea tensiunii de alimentare. Ele se bazează pe acelaşi principiu al transferului de sarcină între capacităţi, realizat cu ajutorul a două perechi de întrerupătoare, care lucrează sincronizat. Pentru frecvenţe de ordinul zecilor de khz şi curenţi de ieşire de 50mA, condensatoarele sînt de ordinul μf, uşor de realizat în tehnologie SMD, în 5-10 milimetri cubi. Zgomotul pe ieşire este limitat la zeci de mv iar randamentul este superior lui 90%. Din motivele enunţate, astfel de convertoare se folosesc în aparatura portabilă, cum ar fi laptop-uri, telefoane portabile etc. Pentru a accentua avantajele utilizării în aparatura portabilă, productătorii de circuite integrate au introdus şi regimul de blocare a convertorului ("shutdown"), care se caracterizează printr-un curent absorbit foarte mic. Un exemplu este convertorul MAX860 de la firma MAXIM ([23]), care asigură funcţionarea în regim de inversor sau dublor de tensiune, alimentat între 1,5 şi 5,5V, curent de sarcină 50mA, randament maxim 87%, frecvenţă de comutaţie 6-130kHz, rezistenţă internă de 12Ω şi curent absorbit în regimul blocat de 1μA. Figura 5.20: Inversorul de tensiune Figura 5.21: Dublorul de tensiune

3 Reglarea tensiunii este relativ simplă: se foloseşte un circuit care comandă perechile de întrerupătoare prin modulare în factor de umplere (în durată). Există mai multe variante de modulare, printre care: cu frecvenţă constantă şi factor de umplere variabil, cu durată de blocare constantă, etc. Producătorii oferă convertoare integrate, inclusiv regulatorul de tensiune, singurele componente care trebuie adăugate fiind condensatoarele. Pentru exemplificare, circuitul MAX619 conţine un stabilizator de 5V, cu pompă de sarcină, alimentat între 2 şi 3,6V, care lucrează alternativ în configuraţie de dublor sau de triplor de tensiune. El foloseşte două condensatoare (intrare şi ieşire) de cîte 10μF şi două condensatoare pentru pompă de sarcină, de 0,22μF. Alte performanţe: curent nominal de ma, frecvenţă maximă de comutaţie 500kHz, modulare în trenuri de impulsuri. Un exemplu de dimensionare a condensatoarelor comutate se poate da considerînd schema din figura 5.20, comandată cu un factor de umplere de 50%. Pe durata de încărcare a primului condensator, sarcina rămîne alimentată din cel de al doilea. Variaţia de tensiune la bornele sarcinii este produsă de curentul absorbit, conform cu: I st I s Δ us =. (5.21) C 2 fc (În realitate, riplul este puţin mai mare, pentru că tensiunea pe tranzistoarele care realizează comutaţia contribuie la creşterea lui.) Relaţia de mai sus se poate folosi pentru dimensionarea condensatorului de pe ieşire, dacă a fost ales riplul maxim pe sarcină. În mod uzual, condensatoarele se aleg egale. Vezi exemplu foaia de catalog MAX680, MAX660, MAX860, MAX619 ( Stabilizatoare cu variator de tensiune continuă Pentru puteri mai mari în sarcină sînt adecvate convertoarele de tip variator de curent continuu. La puteri relativ mari (sute de W), randamentul este mai bun decît 90%. Acest tip de convertor se alimentează de la tensiune nestabilizată continuă. Este remarcabilă gama largă de tensiuni de alimentare, care nu afectează celelalte performanţe ale convertorului. Utilizarea acestor convertoare la puteri mici nu este avantajoasă, chiar dacă se păstrează proprietăţile dinamice şi de randament, pentru că gabaritul elementelor reactive rămîne important. Denumirea cunoscută universal pentru acest tip de convertor este "chopper". Principiul de funcţionare a convertoarelor şi evaluarea riplului Dintre schemele cunoscute de variatoare de c.c., se folosesc în mod frecvent trei variante: coborîtorul de tensiune ("buck" sau "step-down"), ridicătorul de tensiune ("boost" sau "step-up") şi inversorul ("inverter" sau "buck-boost"). Cele trei scheme sînt prezentate în figurile 5.22, 5.24, Rolul întrerupătorului K poate fi jucat de un tranzistor bipolar sau MOS. Figura 5.22 conţine inclusiv formele de undă ale tensiunii pe diodă şi curentului prin bobină, în ipoteza că întrerupătorul K este acţionat cu frecvenţă şi factor de umplere constante. Pentru ilustrarea funcţionării convertoarelor, se începe cu varianta "step-down", în regim permanent al comutaţiei şi în ipotezele enunţate mai sus. Se presupune că nu există condensator paralel cu sarcina. Intervalul de conducţie al întrerupătorului K este T on iar cel de blocare este T off. Pe durata T on dioda este blocată şi suportă aproximativ tensiunea E. Mai exact, tensiunea are valoarea u1 = E U Kcond, unde U Kcond este tensiunea de conducţie pe întrerupător, de valoare mică (tensiunea de saturaţie a unui tranzistor bipolar sau tensiunea pe un tranzistor MOS în conducţie). Tensiunea pe sarcină este mai mică decît E (se va verifica imediat), deci curentul pe bobina L şi energia din bobină sînt în creştere. Forma curentului rezultă dintr-o ecuaţie diferenţială de ordinul I, din cauză că există un singur element acumulator de energie, inductanţa L. Curentul prin sarcină este identic cu curentul prin bobină. Pe durata T off întrerupătorul K este deschis, deci singura sursă de energie din circuit este bobina L. Variaţia în salt a curentului prin bobină este imposibilă, deoarece energia în bobină există numai prin intermediul curentului. Ca urmare, tensiunea de autoinducţie care se produce la dispariţia tensiunii de alimentare creşte pînă la valoarea necesară pentru a continua conducţia curentului existent în acel moment. În cazul acestui circuit, calea de curent prevăzută de fabricant este formată din bobină, sarcină şi dioda de comutaţie (se mai numeşte diodă de recuperare, pentru că favorizează trecerea energiei din bobină spre sarcină). Dacă n- ar exista dioda D, supratensiunea care apare pe extrema stîngă a bobinei, la blocarea lui K, este suficientă pentru străpungerea unuia din elementele schemei (de regulă, tranzistorul K). Valoarea curentului descreşte, pentru că energia

4 din bobină se consumă în sarcină, dar şi pe rezistenţa internă a bobinei şi pe diodă. Tensiunea pe diodă este cea a unei diode deschise, deci u1 = U D. Dacă energia din bobină se consumă total, regimul se numeşte "regim de curent întrerupt prin bobină"; în caz contrar se numeşte "regim de curent neîntrerupt". Diagrama din figura 5.22 corespunde regimului de curent neîntrerupt. Schemele echivalente ale convertorului, valabile pe cele două intervale, sînt expuse în figura 5.23 (întrerupătorul a fost considerat un tranzistor bipolar). -a- -b- Figura 5.22: Convertorul "step-down" şi formele de undă -a- -b- Figura 5.23: Circuitele echivalente ale convertorului în intervalele T on şi T off Pentru calculul tensiunii medii pe sarcină şi al tensiunii de zgomot se folosesc calcule relativ complicate. Totuşi, pentru regimul de curent neîntrerupt prin bobină, se poate apela la un calcul aproximativ satisfăcător, dacă se ţine cont de faptul că inductanţa şi rezistenţa de sarcină formează un filtru trece-jos de ordinul I. Ca urmare, tensiunea medie pe sarcină este media tensiunii u 1 : T T on off U s = ( E UCEsat ) + ( U D ) (5.22) T + T T + T Dacă se ţine cont şi de rezistenţa de pierderi în bobină, r (pierderi în cupru, pierderi prin curenţi turbionari şi pierderi prin R ciclul de histerezis al miezului), atunci valoarea obţinută în (5.22) trebuie corectată prin înmulţire cu raportul s. R s + r Atunci cînd convertorul este destinat utilizării într-un stabilizator de tensiune, calculul exact al tensiunii medii nu este important, pentru că menţinerea valorii exacte a tensiunii de ieşire va fi efectuată de circuitul de reglare automată. În schimb, este utilă o relaţie aproximativă, pentru a pune în evidenţă mărimile care au ponderea cea mai mare în stabilirea tensiunii pe sarcină. Dacă se notează cu γ factorul de umplere al comutaţiei tranzistorului, se poate scrie: U s γe, (5.23) din care se observă că perturbaţia cea mai importantă este tensiunea de alimentare iar comanda necesară pentru stabilizarea tensiunii poate fi transmisă prin factorul de umplere. Relaţia aproximativă asupra tensiunii medii de sarcină rămîne valabilă şi în cazul altor algoritmi de comandă, cu condiţia ca bobina să fie parcursă de curent neîntrerupt. Tot o relaţie aproximativă se foloseşte şi pentru calculul tensiunii de zgomot pe sarcină, în aceleaşi ipoteze ca mai sus. Dacă se notează cu α raportul dintre perioada de comutaţie şi constanta de timp a circuitului: on off on off

5 rezultă factorul de ondulaţie (tensiunea de zgomot raportată la tensiunea medie): Ton + Toff R + r α = = ( Ton + Toff ), (5.24) τ Δus U s L = α( 1 γ ). (5.25) Coeficientul α nu are importanţă numai în evaluarea zgomotului, ci şi în determinarea comportării dinamice a convertorului, aşa cum se va arăta în paragraful următor. Valorile tensiunii medii şi ale zgomotului, prezentate mai sus, sînt valori aproximative, considerate satisfăcătoare în proiectarea stabilizatoarelor cu reacţie. Pentru comparaţie, în Anexa 1 este reluat calculul tensiunii medii şi al zgomotului, bazat pe rezolvarea ecuaţiilor diferenţiale, care arată că rezultatele obţinute prin metode aproximative sînt rezonabile. Dacă variatorul este cuprins într-un stabilizator de tensiune, pentru alimentarea circuitelor electronice, se urmăreşte obţinerea unui riplu mic pe sarcină. În acest scop, se adaugă un condensator în paralel cu sarcina (figurat cu linie întreruptă în figura 5.22), ca element suplimentar de filtrare. De obicei, sarcina posedă condensatoare pe alimentare, dar aici se presupune că se adaugă un condensator de valoare mai mare, pentru îmbunătăţirea dinamicii. Valoarea tensiunii medii pe sarcină rămîne cea din relaţia (5.23). În schimb, din punct de vedere dinamic, se obţin două efecte suplimentare. Pe de o parte, filtrul LC este de ordinul II şi induce o altă comportare a variatorului, ca răspuns la perturbaţii, comportare care va fi analizată în paragraful următor. Pe de altă parte, filtrul LC este mai eficient în diminuarea tensiunii de zgomot pe sarcină. Prin calcul aproximativ se obţine valoarea factorului de ondulaţie (vezi Anexa 1): Δu 1 2 ( T + T ) s on off = α ( 1 γ ) = ( 1 γ ) (5.26) U 8 8LC s 2 Figura 5.24: Convertorul "step-up" Figura 5.25: Convertorul "inverter" Ca şi în cazul convertorului "step-down", convertorul "step-up" (figura 5.24) are scheme echivalente diferite pe cele două intervale. În aceeaşi ipoteză, a frecvenţei de comutaţie constante, se analizează regimul permanent al acestui convertor. De această dată trebuie menţionat că regimul de tensiune neîntreruptă pe sarcină este condiţionat de existenţa condensatorului C, care alimentează sarcina pe durata blocării diodei. (Principial, convertorul funcţionează şi în regimul de tensiune întreruptă, dar acesta nu este folositor pentru scopul de stabilizare a tensiunii de sarcină.) Pe durata T on, bobina se încarcă cu energie de la sursa E, iar curentul este în creştere. Tensiunea pe bobină este E iar variaţia aproximativă a curentului este: E Δ i L = T on. (5.27) L În acest interval, datorită faptului că tensiunea pe C este pozitivă, dioda este blocată iar sarcina se alimentează din condensator. În intervalul T off, tensiunea de autoinducţie ridică potenţialul la capătul drept al bobinei, astfel încît curentul prin bobină continuă să curgă în acelaşi sens. Calea de curent conţine sursa E, bobina L, dioda D (care acum se deschide) şi grupul RC al sarcinii. Energia transferată sarcinii provine atît din sursă cît şi din bobină, care se descarcă. În schimb, condensatorul C se încarcă. Tensiunea aproximativă pe bobină este E-U s iar variaţia aproximativă a curentului, în ipoteza curentului neîntrerupt prin bobină, este:

6 E U s il = Toff L Δ. (5.28) Din condiţia de periodicitate a curentului, valabilă în regim permanent, rezultă că suma variaţiilor de curent de mai sus este nulă, astfel încît valoarea aproximativă a tensiunii medii pe sarcină devine: U s T = E on T + T off off 1 = E. (5.29) 1 γ În fine, convertorul inversor de semn din figura 5.25 funcţionează în acelaşi regim ca şi "step-up", adică are nevoie de condensatorul C pentru a asigura regimul de tensiune neîntreruptă pe sarcină. În intervalul T on, dioda D este blocată, iar bobina este alimentată de la sursa E. Ea acumulează energie iar curentul creşte, aproximativ cu valoarea: E i L = T on L Δ. (5.30) În intervalul T off, tensiunea de autoinducţie deschide dioda, pentru a permite curentului din bobină să treacă prin grupul RC al sarcinii. Energia din bobină se descarcă pe sarcină şi pe condensatorul C, care se încarcă. Tensiunea pe bobină este aproximativ egală cu cea de pe sarcină, astfel încît variaţia aproximativă a curentului, în ipoteza curentului neîntrerupt prin bobină, este: U s i L = Toff L Δ. (5.31) Din nou se ţine cont de periodicitatea curentului, în regim permanent, şi se pune condiţia ca suma celor două variaţii de curent, exprimate mai sus, să fie nulă. Rezultă valoarea aproximativă a tensiunii pe sarcină: γ U s = E. (5.32) 1 γ Din cele analizate mai sus, se pot deduce cîteva concluzii generale. Fiecare din circuitele descrise are ca principiu de funcţionare transferul de energie spre sarcină, prin intermediul unui acumulator intermediar (care aici este bobina). Pentru realizarea transferului, circuitul suferă o reconfigurare periodică în două scheme diferite. Această reconfigurare este realizată pe baza comutaţiei unor dispozitive de putere adecvate. În cele trei scheme de mai sus, există un dispozitiv comutat din exterior (K) şi unul care comută în funcţie de evoluţia tensiunii de pe bobină (D). Mărimea prin care se poate comanda stabilizarea tensiunii este factorul de umplere al comenzii întrerupătorului K. Noţiunea de factor de umplere poate fi înţeleasă într-un sens mai general, ţinînd cont că există şi alte variante de modulare a comenzii decît cea cu frecvenţă constantă de comutaţie. O altă proprietate comună a variatoarelor este aceea că puterea disipată în afara sarcinii este mică. Ea constă în puterea consumată pe rezistenţa ohmică şi în miezul bobinei, pe tranzistorul şi dioda aflate în conducţie, precum şi cea consumată pe tranzistor, pe durata foarte mică a procesului de comutaţie. În ansamblu, dacă tensiunea pe sarcină este suficient de mare faţă de tensiunea pe o joncţiune deschisă, randamentul este foarte bun, superior celui permis de stabilizatoarele liniare. Există o deosebire importantă între schema "step-down" şi celelalte două. În schema "step-down", sarcina primeşte energie de la sursă inclusiv pe intervalul T on, adică atunci cînd bobina primeşte şi ea energie de la sursă. În ultimele două scheme, sarcina primeşte energie numai pe intervalul T off, cînd energia bobinei este în scădere. Regimul în care funcţionează prima variantă se numeşte "direct" sau "forward", în timp ce regimul celei de a doua se numeşte "flyback" sau, tradus în română, "de revenire". Regimul de funcţionare influenţează sensibilitatea schemei la acţiunea perturbaţiilor esenţiale, care sînt curentul absorbit de sarcină şi tensiunea de alimentare. Spre exemplu, variaţia rapidă a sursei de alimentare se transmite sarcinii în mai mare măsură la regimul forward decît la cel flyback. Informaţii suplimentare despre funcţionarea variatoarele de c.c. se găsesc în [3], [9], [11], [14], [15], [17]. Efecte dinamice în funcţionarea variatoarelor, evaluarea timpului tranzitoriu şi a suprareglajului Ca şi în cazul oricărui stabilizator, este importantă dinamica circuitului, ca răspuns la apariţia perturbaţiilor. Efectele dinamice importante sînt induse de variaţia sarcinii şi de variaţia tensiunii de alimentare. Temperatura variază mult mai lent, deci efectul ei nu este interesant în acest context. În mod uzual, răspunsul la aceste perturbaţii este caracterizat prin amplitudinea şi durata regimului tranzitoriu, ca în figura 5.2. Circuitul care influenţează răspunsul la perturbaţii este format atît din convertor cît şi din circuitul de reglare a tensiunii. Totuşi, pentru amplitudini mari ale perturbaţiilor, variatorul este solicitat pînă la limitele sale de funcţionare, circuitul de reglare este saturat, deci nu influenţează răspunsul menţionat. În afară de efectele perturbaţiilor externe, stabilizatoarele care lucrează în comutaţie prezintă un fenomen suplimentar, cauzat chiar de modul lor de lucru, adică de existenţa comutaţiei. Tensiunea rezultată prin comutaţie şi

7 aplicată circuitului format din sarcină şi elementele de acumulare este cvasidreptunghiulară. Efectul ei este prezenţa de riplu (zgomot) pe sarcină, care trebuie filtrat. De regulă, frecvenţa de comutaţie se alege mare, pentru a permite alegerea de elemente reactive de dimensiuni mici: cu cît este mai sus frecvenţa de comutaţie, cu atît se poate ridica frecvenţa de tăiere a filtrului, deci componentele filtrului rezultă mai mici. Totuşi, frecvenţa de comutaţie nu poate fi crescută prea mult, în special pentru circuitele de puteri mari, din cauza puterii disipate pe durata comutaţiei, care este proporţională cu frecvenţa. Prezenţa zgomotului este un efect al convertorului, deci este influenţată numai de circuitul de comutaţie, nu şi de cel de reglare. Din cele de mai sus rezultă că funcţionarea convertoarelor în comutaţie implică două fenomene dinamice diferite, care se petrec cu viteze diferite: filtrarea zgomotului de comutaţie şi răspunsul tranzitoriu la perturbaţii. Intuitiv, se poate considera că circuitul are două regimuri tranzitorii importante: unul pe durată scurtă, ca răspuns la fenomenul intern al comutaţiei, al doilea pe durată mai mare, ca răspuns la perturbaţiile care apar pe tensiunea de alimentare sau pe consumul sarcinii. Obiectivul firesc al proiectării este să obţină o compensare cît mai rapidă a perturbaţiei, dar o variaţie cît mai lentă a tensiunii, pe durata perioadei de comutaţie (în regim staţionar al perturbaţiilor). Cele două cerinţe sînt, în mod evident, contradictorii, pentru că ambele fenomene sînt influenţate de acelaşi circuit, adică de filtrul LC. Prima cerinţă solicită o frecvenţă de tăiere mare, în timp ce a doua impune o frecvenţă de tăiere mică. Un compromis rezonabil se obţine dacă filtrul este de ordinul II, din următorul motiv: indiferent de constanta de timp, care influenţează răspunsul pe durată mai mare la excitaţie în treaptă, răspunsul pe durată mică (comparabilă cu perioada comutaţiei) începe întotdeauna cu derivată nulă, deci poate obţine zgomot mic. Pentru ilustrarea fenomenului este considerat convertorul "step-down", care foloseşte filtru LC. În figura 5.26 este prezentată variaţia tensiunii de sarcină, ca răspuns la comandă sau la perturbaţie. Scara pe verticală este de 50mV/div iar scara de timp este de 10ms/div. Primul efect tranzitoriu (momentul iniţial) este cauzat de creşterea factorului de umplere al comenzii, în timp ce al doilea (momentul 25ms) este cauzat de creşterea sarcinii (creşterea curentului prin sarcină). Se observă existenţa suprareglajului, tipic pentru sistemele de ordinul doi, cu factor de amortizare subunitar. Timpul de derulare este de ordinul cîtorva sute de perioade de comutaţie. Curba din figură este îngroşată pentru că ea conţine inclusiv riplul tensiunii de sarcină, iar perioada comutaţiei este mică în comparaţie cu fenomenul tranzitoriu. Figura 5.26: Evoluţia tensiunii pe sarcină, ca răspuns la perturbaţii Pentru proiectare, factorul de ondulaţie (riplul) este dat de relaţia (5.26). Durata răspunsului tranzitoriu, mare faţă de perioada comutaţiei, este stabilită de către întreaga buclă de reglare automată, dar cel mai important efect îl are comportarea dinamică a convertorului. Aceasta este descrisă de constanta de timp şi de factorul de amortizare ale filtrului. Funcţia de transfer a circuitului este: R 1 H ( s) =, (5.33) R + r 2 R L Rr s LC + s( + C ) + 1 R + r R + r R + r în care rezistenţa de sarcină a fost notată R. Relaţia precedentă se poate simplifica, pentru a reţine elementele care influenţează dinamica: 1 H ( s) =. (5.34) 2 L s LC + s + 1 R De aici se deduc constanta de timp şi factorul de amortizare: τ = LC (5.35)

8 1 L ζ =. (5.36) 2R C Pentru orientare, răspunsul la excitaţie în treaptă al unui circuit, cu valoarea 0,7 a factorului de amortizare, are un suprareglaj de 4% şi un timp tranzitoriu de 3τ (pînă la 95% din valoarea de regim staţionar). Factorul de amortizare superior valorii 1 elimină problema suprareglajului, dar încetineşte viteza de răspuns la perturbaţii a circuitului. Pentru dimensionarea circuitului LC se iau în considerare mărimile date în relaţiile (5.35) şi (5.36). Un alt fenomen dinamic în funcţionarea circuitului, dar la viteze mai mari, este procesul intim al comutaţiei. Atît tranzistorul cît şi dioda nu sînt dispozitive care comută ideal, ci există o trecere gradată între stările de blocare şi de conducţie. Consecinţele acestui fenomen sînt: apariţia de supratensiuni la comutaţie şi creşterea puterii disipate pe cele două dispozitive. Principalul moment în care apar supratensiuni (presupunînd regim de curent neîntrerupt în bobină) este cel al blocării tranzistorului. Creşterea bruscă a rezistenţei tranzistorului produce o tendinţă de scădere a curentului. Din cauza energiei din bobină, curentul continuă cu aceeaşi valoare (fără discontinuitate), ceea ce înseamnă coborîrea tensiunii u 1 sub 0, pînă la deschiderea diodei. Dacă dioda comută lent, tensiunea va creşte foarte rapid (în modul), producînd o supratensiune periculoasă, ca în figura Creşterea nu este instantanee, deoarece tranzistorul însuşi nu se blochează suficient de rapid, iar o parte din energia din bobină este preluată, pînă la deschiderea diodei, de capacităţile parazite ale circuitului. Din motivul arătat, proiectantul alege o diodă care se deschide mai repede decît timpul de blocare a tranzistorului. În foaia de catalog a diodei de comutaţie este indicat timpul de intrare în conducţie (timpul de comutaţie) pînă la curentul maxim. În variatoarele de puteri mici se folosesc diode Schottky, care au timp de comutaţie mic şi tensiune mică în conducţie (pentru reducerea puterii disipate). La intrarea tranzistorului în conducţie nu există fenomene periculoase, deoarece bobina este cuplată la sursă (nu există tendinţă de scădere a curentului prin bobină). Figura 5.27: Efectul comutaţiei lente a diodei Regimul de curent întrerupt prin bobină, condiţie de evitare a acestui regim Un fenomen periculos care apare în variatoarele de tensiune este regimul de curent întrerupt prin bobină. Acest fenomen apare pe durata T off, dacă se epuizează energia din bobină. Cînd curentul prin diodă devine nul, aceasta se blochează, iar capătul din stînga al bobinei devine flotant. Capacităţile parazite sînt încărcate la -0,7V, adică ultima valoare a tensiunii pe acest capăt. Capătul dinspre sarcină al bobinei se află încă la tensiunea de pe condensator (tensiunea nominală de sarcină). Capătul stîng începe să oscileze liber, pe seama energiei din capacităţile parazite, pe o frecvenţă mare (faţă de cea de comutaţie) şi cu factor mic de amotizare. Prima oscilaţie a tensiunii u 1 se ridică aproximativ la dublul tensiunii de sarcină plus 0,7V, ceea ce poate fi periculos pentru tranzistorul de comutaţie. În figura 5.29 apare evoluţia tensiunii u 1 în cazul curentului întrerupt prin bobină. Se observă supratensiunile periculoase pentru tranzistorul de comutaţie. Linia întreruptă orizontală reprezintă tensiunea medie pe sarcină şi condensator, spre care tinde asimptotic tensiunea u 1, după blocarea diodei. Chiar dacă supratensiunea creată nu este periculoasă pentru tranzistor (cazul γ<0,5), regimul de curent întrerupt prin bobină produce riplu mai mare decît normal. În concluzie, acest regim trebuie evitat, pentru că degradează performanţele stabilizatorului şi este periculos pentru dispozitive. Figura 5.29: Regimul de curent întrerupt prin bobină

9 Pentru evaluarea condiţiei de limită între regimuri, se poate face un calcul aproximativ, pornind de la ipoteza că energia din bobină se epuizează exact pe durata blocării tranzistorului. Curentul mediu prin bobină este aproximat cu jumătatea curentului maxim (existent la începutul intervalului de blocare). 2 LI max = U s I medtoff 2 2 LI med = U stoff 2 2 LI med = U s I medtoff (5.39) Considerînd că valoarea medie a curentului prin bobină este valoarea medie a curentului prin sarcină şi luînd în calcul situaţiile extreme ale sarcinii şi factorului de umplere, rezultă inegalitatea: U stoff _ max U s ( Ton + Toff ) U s ( Ton + Toff ) U s L > = (1 γ min ) = (1 ), (5.40) 2I s _ min 2I s _ min 2I s _ min Emax ca o condiţie a împiedicării regimului de curent întrerupt. Din această relaţie rezultă că trebuie să existe o valoare minimă a curentului de sarcină, care trebuie respectată, pentru a evita regimul de curent întrerupt. Pentru exemplificare, la o sursă de 5V/60A, alimentată din tensiune nestabilizată de 15V, producătorul a indicat o valoare minimă admisibilă de 15A, pentru curentul de sarcină. Exemplu de proiectare a variatorului Din nou, se ia ca exemplu tipic circuitul "buck" (sau "step-down"), care este un convertor direct, coborîtor de tensiune. Mărimile impuse prin tema de proiectare sînt: - tensiunea nominală pe sarcină; - curentul de sarcină nominal; - curentul minim al sarcinii; - riplul maxim pe sarcină; - timpul tranzitoriu maxim, ca răspuns la perturbaţii (alimentare şi sarcină); - valoarea maximă admisă a suprareglajului provocat de acelaşi răspuns. Tensiunea de alimentare poate să fie impusă (inclusiv limitele ei de variaţie) sau să fie aleasă de proiectant, în funcţie de tipul de alimentare cerut prin temă. Frecvenţa de comutaţie se alege suficient de mare, încît să permită reducerea gabaritului componentelor reactive, dar nu prea mare, pentru a nu mări pierderile prin comutaţie şi perturbaţiile electromagnetice. Valorile uzuale ale frecvenţei se situează între 5 şi 100 khz (mai mari pentru convertoarele de curenţi mici). Curentul minim al sarcinii se impune pentru a evita regimul de curent întrerupt prin bobină. El depinde de caracteristicile consumatorului, dar nu se permite o gamă de variaţie prea mare, pentru că se alterează performanţele sursei. De obicei, curentul minim al sarcinii se ia peste 20% din curentul maxim. Din mărimile enumerate se deduc cerinţele formulate în legătură cu variatorul: valoarea maximă admisă a factorului de ondulaţie, curentul de sarcină minim (pentru care încă nu s-a instalat regimul de curent întrerupt), factorul de amortizare minim (din suprareglajul maxim) şi constanta de timp maximă (din timpul tranzitoriu). Pentru prima condiţie se apelează la relaţia (5.26), pentru a doua se foloseşte (5.40), iar pentru ultimele două sînt utile (5.35) şi (5.36). Rezultă patru relaţii care mărginesc intervalele în care pot fi alese valorile L şi C: (5.41) - (5.44). Corespunzător, perechea LC poate fi aleasă în interiorul unui domeniu ca cel haşurat din figura U s U s L > (1 ) (5.41) 2 fi s _ min Emax τ = LC < t tranz 9 (5.42) L 4U > 2 ( s ζ min ) C I s _ min (5.43)

10 1 U s LC > (1 ) (5.44) 2 Δus E 8 f ( ) max max U s După L şi C se aleg tranzistorul de comutaţie şi dioda, pe baza tensiunilor maxime, a curentului maxim, a timpului de comutaţie şi a puterii disipate (la tranzistor, puterea disipată depinde strîns de timpul de comutaţie). În fine, se alege circuitului de reglare (un circuit integrat dedicat), potrivit cu care se dimensionează divizorul pentru reacţia de tensiune şi şuntul pentru limitarea de curent. Figura 5.32: Domeniul plan corespunzător valorilor admisibile ale L şi C Evaluarea puterii disipate pe dispozitiv Al doilea efect al timpului de comutaţie este creşterea puterii disipate pe dispozitive. Pe durata în care tranzistorul este blocat, puterea disipată este nulă, deoarece curentul este nul. Pe durata în care tranzistorul este în conducţie, tensiunea este mică ( U CEsat pentru tranzistoarele bipolare sau o valoare similară pentru MOS). Dacă comutaţia ar fi ideală, puterea disipată pe tranzistor ar fi doar: P = γu I d1 CEsat s. (5.37) În realitate, fenomenul conducţiei implică un interval de timp în care curentul şi tensiunea pe tranzistor sînt simultan nenule, ca în figura În figură, timpul de comutaţie a fost notat cu t c. Prin integrarea, pe această durată, a produsului dintre tensiunea pe tranzistor şi curent, se obţine valoarea aproximativă a energiei disipate la o comutaţie. Procesul de comutaţie se repetă de două ori pe perioadă, deci puterea disipată este proporţională şi cu frecvenţa comutaţiei. Valoarea aproximativă a puterii disipate astfel este: 1 Pd 2 = EI stc f 3, (5.38) în care f este frecvenţa de comutaţie. În fapt, puterea disipată poate fi mai mare, în funcţie de capacităţile şi inductanţele parazite (spre exemplu, capacitatea parazită a diodei blocate). Pentru dimensionarea tranzistorului, se ia în considerare suma puterilor din relaţiile (5.37) şi (5.38). Figura 5.28: Comutaţia tranzistorului

11 Circuitul de reglare a tensiunii de sarcină (stabilizarea) -a- -b- Figura 5.30: Schema de reglare a tensiunii cu un convertor "buck" şi modulare a impulsurilor în factor de umplere (PWM) O schemă reprezentativă pentru circuitul stabilizator care foloseşte un variator de c.c. este cea din figura Ea conţine variatorul, amplificatorul de eroare (regulatorul propriu-zis), oscilatorul pe frecvenţa de comutaţie şi modulatorul în factor de umplere. Din figură se observă compararea referinţei cu reacţia de tensiune, precum şi modularea semnalului de comandă, prin comparaţia între ieşirea regulatorului şi purtătoarea furnizată de oscilator. Este importantă alegerea intervalelor de conducţie şi blocare (prin semnele intrărilor la modulator), astfel încît reacţia de tensiune să fie negativă. Regulatorul este de tip proporţional (P) deoarece dinamica variatorului este deja complicată, deci o lege de reglare mai complicată ar putea duce la oscilaţii. Suplimentar, banda regulatorului (amplificatorul de eroare) trebuie limitată, tot pentru prevenirea oscilaţiilor. De obicei, fabricantul prevede o capacitate de compensare, în acest scop. Modularea în factor de umplere este doar o variantă dintre multele posibile, pentru stabilirea comenzii în stabilizator. Alte variante conţin generatoare de impulsuri de durată constantă şi pauză variabilă, sau salve de impulsuri de frecvenţă, durată şi factor de umplere constante, separate de pauze variabile. Figura 5.31: Circuit integrat dedicat comenzii şi reglării în stabilizatoare în comutaţie

12 Producătorii de circuite integrate au lansat pe piaţă un număr însemnat de circuite specializate pentru comanda şi reglarea în stabilizatoare lucrînd în comutaţie. În general, ele sînt adecvate atît stabilizatoarelor cu variator cît şi celor cu invertor, dar există şi circuite dedicate numai unui tip de convertor. În figura 5.31 apare un astfel de circuit, de uz general (SG3524). El conţine: - circuitul de alimentare internă, care are şi funcţia de protecţie la alimentare cu tensiune prea mică (subalimentare); - generatorul de referinţă; - amplificatorul de eroare; - oscilatorul; - modulatorul; - generatorul de timp mort (pentru comanda a două tranzistoare în contratimp); - circuitul de ieşire (tranzistoare cu colectorul în gol sau alte tipuri); - limitarea de curent şi, eventual, protecţia la supracurent. Alte circuite cu scheme asemănătoare sînt 78S40 sau TL494. Acesta din urmă a fost extrem de popular în toată lumea, mai mulţi ani, pentru alimentarea stabilizată din calculatoarele PC. TDA1060 este un alt exemplu de circuit specializat pentru comanda circuitelor în comutaţie, dar este adecvat numai pentru cele care conţin un singur tranzistor. Exemple de circuite dedicate unor aplicaţii particulare sînt: - MAX634, la care trebuie adăugate numai bobina, condensatorul şi dioda, pentru a obţine un inversor, cu tensiune de alimentare 3-16,5V, tensiune de ieşire pînă la 20V, curent maxim 500mA şi randament 85%; - MAX742, la care trebuie adăugate 2 tranzistoare, 2 bobine, 2 condensatoare, 2 diode şi 2 şunturi, pentru a obţine un stabilizator ridicător de tensiune, cu alimentare la 5V, ieşire la ±12V, curent 2A, randament 90%. Unele din circuitele familiei de mai sus lucrează la kHz, au circuit de pornire lentă ( soft-start ) şi metode de modulare care includ limitarea curentului în fiecare ciclu. Vezi exemplu foaia de catalog TL494, SG3524 Vezi exemplu foaia de catalog MAX730, MAX606, MAX735, MAX743 Vezi exemplu variator de c.c. Siemens Stabilizatoare cu invertor autonom O altă soluţie pentru partea de putere a stabilizatorului este utilizarea unui invertor autonom. Termenul de invertor arată că se realizează o conversie din curent continuu în curent alternativ. Termenul "autonom" se referă la faptul că momentele de comutaţie sînt stabilite intern (dispozitivele de putere comută în urma comenzii generate de circuitul propriu), spre deosebire de regimul de invertor (ondulor) al convertoarelor cu comutaţie de la reţea. Ca şi variatoarele de c.c., invertorul se poate alimenta de la o sursă independentă de curent continuu, dar alimentarea sarcinii se face prin intermediul unui transformator. Convertorul crează flux alternativ prin miezul transformatorului, în al cărui secundar se obţine tensiune alternativă. În funcţie de forma acestei tensiuni, există două categorii de invertoare: a. invertoare care produc tensiune dreptunghiulară pe sarcină, cu frecvenţa comutaţiei egală cu frecvenţa tensiunii dreptunghiulare;

13 b. invertoare care produc pe sarcină tensiune de altă formă (de obicei, sinusoidală), prin modulare în factor de umplere (PWM = modularea în durată a impulsurilor). Aceste invertoare au o frecvenţă de comutaţie mult mai mare decît frecvenţa tensiunii alternative pe sarcină. Cele două tipuri de invertor folosesc aceleaşi scheme de forţă, dar metoda de modulare şi regimul de lucru al componentelor diferă. Dacă scopul invertorului este de a obţine tensiune continuă stabilizată, este folosită varianta cu tensiune dreptunghiulară, motiv pentru care circuitele prezentate în acest subcapitol fac parte numai din această categorie. Este evident că invertorul trebuie urmat de un redresor, pentru a obţine tensiunea continuă pe sarcină. În ansamblu, invertorul urmat de redresor realizează aceeaşi funcţiune ca şi variatoarele din subcapitolul 5.2, dar există cîteva proprietăţi care le deosebesc. Cînd raportul dintre tensiunea de ieşire şi cea de alimentare este mare, conversia prin variator de c.c. are randament mai slab, deci este avantajoasă conversia cu invertor. Acesta se cuplează cu sarcina prin transformator, care este adaptabil la orice raport de tensiuni, fără diminuarea randamentului. Pentru tensiuni de ieşire foarte mari, invertorul mai are avantajul izolării galvanice faţă de sarcină. Din punctul de vedere al gamei de tensiuni de alimentare, invertorul este la fel de avantajos ca şi variatorul de c.c.. Sursele stabilizate cu invertor sînt utilizate pe scară mare în calculatoarele PC ( W) şi în echipamentele portabile de putere mare (peste 1000W), dar şi în convertoare de putere mică, care trebuie să posede izolare galvanică (în traductoare). Ca şi în cazul variatoarelor de c.c., invertoarele pot lucra în regimul forward sau în regimul flyback. În afară de deosebirile de natură constructivă, stabilizatoarele lucrînd în cele două regimuri se deosebesc prin influenţa perturbaţiilor (de la alimentare şi de la sarcină) asupra tensiunii stabilizate. Scheme fundamentale Invertoarele autonome pot fi folosite pentru generarea de tensiune alternativă sau pentru alimentarea cu tensiune continuă, stabilizată. În continuare, se va considera utilizarea lor pentru stabilizare, deci funcţionare în tandem a invertorului cu un redresor. Funcţionarea părţii de invertor propriu-zis nu diferă substanţial, între variantele cu ieşire în c.c. şi ieşire în c.a.. Figurile conţin cele 7 scheme fundamentale de invertoare autonome. Tranzistoarele bipolare pot fi înlocuite fără dificultate cu tranzistoare cu efect de cîmp sau cu IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor). Pentru început, sînt prezentate proprietăţile invertoarelor, fără a include schema de reglare a tensiunii de sarcină. Analiză mai amănunţită asupra invertoarelor poate fi găsită în lucrările [14], [15]. Schema din figura 5.33 lucrează în regimul flyback şi foloseşte un singur tranzistor ca element de comutaţie comandat. Orientarea secundarului şi polaritatea diodei sînt alese astfel încît nu se transferă energie în secundar, pe durata conducţiei tranzistorului. În acest interval (T on ), tranzistorul este saturat şi absoarbe curent de la sursă, prin primarul transformatorului. Energia se acumulează în miez, pentru că tensiunile din secundare blochează cele două diode. În acelaşi interval, sarcina este alimentată din condensator, altfel regimul de tensiune pe sarcină ar fi întrerupt. La blocarea tranzistorului, este necesară o cale de descărcare a energiei din bobină, pentru ca tensiunea de autoinducţie care apare în primar să nu distrugă tranzistorul sau alte dispozitive. Circuitul posedă două astfel de căi: circuitul secundar al sarcinii şi circuitul secundar cu dioda D. La scăderea curentului prin primar, tensiunea indusă în secundarul sarcinii a schimbat semnul (+ la borna polarizată), permiţînd deschiderea diodei D 1. Pe durata T off, energia se transferă de la secundar spre sarcină şi spre condensator, încărcîndu-l şi pregătindu-l pentru următorul interval în care trebuie să alimenteze sarcina. Energia din inductivitatea de scăpări, dar şi energia rămasă în miez, în momentul unei blocări înainte de termen a diodei D 1, se recuperează în sursa de alimentare, prin cel de al doilea secundar şi prin dioda D. La intrarea în conducţie a tranzistorului, tensiunea aplicată pe primar induce tensiunile secundare care blochează diodele, astfel încît se reia funcţionarea din intervalul T on. Figura 5.33: Flyback cu 1 tranzistor Figura 5.34: Forward cu 1 tranzistor Este important de observat că fluxul din miez variază în sensuri diferite pe cele două intervale, dar valoarea instantanee rămîne permanent de acelaşi semn. Acest lucru face ca utilizarea miezului să se facă nesimetric, alterînd ciclul de histerezis, şi este luată în considerare la dimensionarea miezului. Raportul de transformare între primar şi secundarul sarcinii se alege în funcţie de tensiunea de alimentare şi de tensiunea nominală dorită în sarcină şi nu influenţează funcţionarea primarului. Un ultim amănunt tehnologic: primarul şi secundarul de recuperare se bobinează bifilar (simultan, cu conductoarele în paralel), pentru a reduce inductanţa de scăpări.

14 Schema din figura 5.34 este asemănătoare cu precedenta, dar conţine o diferenţă esenţială: borna polarizată a secundarului sarcinii şi-a schimbat poziţia. Ca urmare, invertorul admite transferul de energie spre sarcină în intervalul T on, deci regimul său de lucru este forward. Pe durata T off, secundarul sarcinii nu mai primeşte energie, deci este necesar din nou un element de acumulare. Pentru că secundarul sarcinii este cuplat direct la sursa de alimentare, pe durata T on, perturbaţiile sursei se transmit şi ele la sarcină, motiv pentru care a fost introdus un element suplimentar de acumulare: bobina L. Inductanţa are efect filtrant asupra tensiunii de sarcină, dar obligă la adăugarea diodei de recuperare D 2, prin care se va închide circuitul, atunci cînd D 1 este blocată (T off ). Se observă cu uşurinţă că structura circuitului din secundarul sarcinii este similară cu cea a variatorului "step-down", prezentat în subcapitolul precedent. Singura diferenţă este că dioda D 1 nu este comutată autonom, ci prin intermediul comutaţiei tranzistorului, care comandă tensiunea aplicată secundarului. Această schemă se poate analiza ca şi variatorul din figura 5.22 (varianta cu condensator), cu diferenţa că tensiunea de alimentare a variatorului este egală cu E, multiplicată prin raportul de transformare între primar şi secundarul sarcinii. Schema secundarului de recuperare, cu dioda D, este neschimbată, dar regimul său de lucru este diferit de schema flyback, deoarece, pe durata T off, energia din miez este evacuată numai prin intermediul acestui secundar, spre sursa de alimentare. În privinţa dimensionării componentelor invertorului, trebuie luate în consideraţie tensiunea de alimentare, puterea transmisă sarcinii şi frecvenţa de comutaţie. Ca să poată fi comparate performanţele invertoarelor, se vor presupune acelaşi curent maxim prin tranzistoare şi aceeaşi tensiune de alimentare pentru toate schemele de invertor. Se presupune că factorul de umplere este 50%. Pentru ambele scheme prezentate mai sus, tensiunea maximă suportată de tranzistor se deduce din faptul că, pe durata T off, înfăşurarea de recuperare este cuplată la sursa de alimentare. Presupunînd că proiectantul a ales număr egal de spire pe cele două înfăşurări legate la sursă, rezultă că tensiunea pe primar are acelaşi modul, E, dar semn diferit, faţă de intervalul T on. În consecinţă, tranzistorul este solicitat aproximativ la dublul tensiunii de alimentare, indiferent de tensiunea dorită pe sarcină. Puterea absorbită de sarcină determină curentul maxim prin tranzistor. Dacă se notează cu P produsul dintre tensiunea E şi curentul maxim admis de tranzistor, puterea transmisă sarcinii este jumătate din P, deoarece tranzistorul lucrează doar jumătate de perioadă. Variantele cu două tranzistoare ale schemelor precedente sînt prezentate în figurile 5.35 (flyback) şi 5.38 (forward). Cele două tranzistoare lucrează simultan, aşa cum se poate observa din semnalele de comandă figurate în dreptul lor. Schemele din secundar sînt identice cu cele din schemele cu un tranzistor. Secundarul de recuperare a fost eliminat, deoarece cele două diode pot evacua energia din primar spre sursă. Cu excepţia acestui secundar, funcţionarea schemelor este identică cu cea a schemelor precedente. Din punctul de vedere al dimensionării, există o singură diferenţă faţă de acestea: tensiunea la care este supus un tranzistor este doar E (mai exact: E+0,7V), din cauza deschiderii diodelor, care limitează tensiunea pe primar, în intervalul T off. În consecinţă, schema transferă aceeaşi putere 0,5P spre secundar, în condiţiile în care tranzistoarele suportă acelaşi curent şi jumătate din tensiune, faţă de tranzistorul din 5.33 şi Figura 5.35: Flyback cu 2 tranzistoare Figura 5.36: Forward cu 2 tranzistoare Din punct de vedere tehnologic, apare o diferenţă faţă de schemele precedente, prin faptul că tranzistoarele nu au acelaşi punct comun, faţă de care să se transmită comanda. Tranzistorul de jos este legat cu emitorul la sursa de alimentare, în timp ce tranzistorul de sus are emitorul la potenţial flotant. (Denumirile "sus" şi "jos" fac referire, respectiv, la polaritatea pozitivă şi negativă a sursei.) În consecinţă, cel puţin comanda tranzistorului de sus trebuie transmisă printrun circuit care asigură regim flotant. Restricţia este valabilă şi pentru alte tipuri de dispozitive de comutaţie care ar fi folosite în schemă, cum ar fi tranzistoarele MOS sau IGBT. Soluţia acestei probleme se va trata în subcapitolul 5.4. Schema din figura 5.37 cuprinde tot două tranzistoare, dar care lucrează în contratimp, aşa cum este simbolizat prin desenul semnalelor de comandă. În intervalul în care este deschis tranzistorul de sus, tranzistorul de jos este blocat. Conducţia are loc prin sursă, tranzistor, primarul transformatorului şi condensatorul de jos. Condensatorul de jos se încarcă, deci potenţialul punctului dintre condensatoare creşte. Pentru o funcţionare rezonabilă a invertorului, se consideră că valorile capacităţilor sînt suficient de mari, încît modificarea acestui potenţial să fie relativ mică faţă de tensiunea de alimentare şi sînt egale, pentru ca să divizeze egal tensiunea de alimentare. În intervalul următor, tranzistorul de sus este blocat. Conduce tranzistorul de jos, astfel încît conducţia să aibă loc prin sursă, condensatorul de sus, primarul

15 transformatorului şi tranzistorul de jos. Tensiunea pe condensatorul de sus creşte, deci potenţialul punctului dintre condensatoare scade. În medie pe o perioadă de comutaţie, potenţialul punctului dintre condensatoare variază în jurul jumătăţii tensiunii de alimentare. Figura 5.37: Contratimp 2C (semipunte, coloană cu 2 tranz.) Analizînd tensiunea aplicată primarului, se observă că semnul fluxului se schimbă de două ori în fiecare perioadă, deci se crează flux variabil în miez. În secundare se induce tensiune dreptunghiulară, simetrică în cele două semiperioade. În mod firesc, secundarele sînt alese cu număr egal de spire, pentru a produce tensiuni egale. Legarea secundarelor se face ca în figură, cu bornele polarizate în acelaşi sens, astfel încît tensiunile de la extremităţile lor să evolueze în antifază. Redresorul este de tip bialternanţă (adecvat alimentării cu tensiune bifazată), pentru a furniza tensiune cvasicontinuă. Din punctul de vedere al regimului de funcţionare a invertorului, se constată că, în permanenţă, energia se transferă spre secundarul activ prin conectare la sursa de alimentare, similar cu regimul forward al schemelor anterioare. Din acest motiv se alege schema de filtrare a tensiunii de ieşire similară cu cea din figurile 5.34 şi Nu este necesară o a doua diodă de recuperare, pentru că rolul ei poate fi jucat de dioda corespunzătoare secundarului inactiv. Pentru descărcarea energiei din primar sînt necesare diode de recuperare, ca şi în schemele precedente. Diodele se leagă în paralel cu tranzistoarele, motiv pentru care producătorii includ diodele în capsulele de tranzistoare de comutaţie. Circuitul de descărcare este format din primar, condensator, sursă şi diodă. Acest circuit este activ numai cînd sînt blocate ambele tranzistoare. Se pune problema dacă o astfel de situaţie poate apărea, din moment ce funcţionarea schemei se bazează pe conducţia alternativă a tranzistoarelor. De fapt, starea în care sînt blocate ambele tranzistoare este absolut necesară, deoarece comutaţia tranzistoarelor nu este instantanee. Din acest motiv, comandarea simultană a blocării unui tranzistor şi a intrării în conducţie a celui de al doilea duce sigur la scurtcircuitarea sursei. Pentru a evita un astfel de fenomen, este obligatorie introducerea unui interval, numit "timp mort", în care ambele tranzistoare să fie blocate. Aceeaşi cerinţă se formulează pentru orice schemă în care două dispozitive de comutaţie sînt conectate în coloană, între bornele sursei de alimentare. Introducerea timpului mort se poate realiza prin circuite relativ simple, dar şi prin circuite specializate; această problemă va fi tratată la subcapitolul destinat comenzii tranzistoarelor. Este important de observat un avantaj oferit de invertorul analizat, în privinţa reglării tensiunii de sarcină: prin varierea timpului mort, se poate modifica factorul de umplere a tensiunii induse în secundar, fără a se sacrifica simetria ei. Timpul mort devine o mărime de comandă pentru reglarea tensiunii din secundar, facilitate pe care schemele precedente nu o posedă. Un alt aspect tehnologic, care se va trata ulterior, este necesitatea comenzii flotante, cel puţin pentru tranzistorul de sus, la fel cu comanda din schemele 5.35 şi Miezul transformatorului este solicitat simetric (flux de ambele semne), deci mai avantajos decît în schemele precedente. În privinţa dimensionării, puterea transmisă sarcinii este 0,5P, deoarece primarul lucrează toată perioada, dar la o tensiune cît jumătate din E. Tensiunea suportată de fiecare tranzistor este aproximativ E. Această proprietate este utilă pentru invertoarele alimentate de la tensiuni mari, pentru că solicită tranzistoarele doar cu tensiunea de alimentare. Datorită ei, precum şi datorită posibilităţii de reglare a tensiunii de ieşire, schema analizată este cea mai populară în circuitul de alimentare a calculatoarelor PC de la reţea. Schema din figura 5.38 conţine tot două tranzistoare lucrînd în contratimp. Fluxul alternativ din transformator este creat prin conectarea bobinelor primare la sursa de alimentare, în contratimp. Este obligatorie orientarea bobinelor ca în figură; în caz contrar fluxul variază într-un singur sens. Ca şi în schema precedentă, energia se transmite sarcinii pe ambele semiperioade, deci este utilă aceeaşi schemă cu două secundare. Pentru că tranzistoarele nu sînt legate în coloană la bornele sursei de alimentare, introducerea timpului mort nu este obligatorie. În această situaţie, nici diodele de recuperare nu mai sînt necesare. Pentru dimensionare, trebuie ţinut cont că, atunci cînd o bobină primară este alimentată, pe cealaltă apare tensiunea E, deci tranzistorul suportă tensiunea maximă 2E. Puterea transmisă sarcinii este P, pentru că transformatorul primeşte pe toată perioada tensiunea E. Miezul transformatorului este solicitat simetric.