Curs - 6/7
C/L, DCMR (CDM) Minim 7 prezente (curs+laborator) Curs - sl. Radu Damian Marti 8-, P E 5% din nota probleme + (p prez. curs) 3prez.=+.5p toate materialele permise Laborator sl. Radu Damian Joi 8-4 impar II.3 L 5% din nota P 5% din nota
http://rf-opto.etti.tuiasi.ro
RF-OPTO http://rf-opto.etti.tuiasi.ro Fotografie de trimis prin email: rdamian@etti.tuiasi.ro necesara la laborator/curs <=C3, +p <=C5, +.5p
Personalizat
db = log (P / P ) dbm = log (P / mw) db = +. db =.3 (+.3%) + 3 db = + 5 db = 3 + db = -3 db =.5 - db =. - db =. -3 db =. dbm = mw 3 dbm = mw 5 dbm = 3 mw dbm = mw dbm = mw -3 dbm =.5 mw - dbm = W -3 dbm = W -6 dbm = nw [dbm] + [db] = [dbm] [dbm/hz] + [db] = [dbm/hz] [x] + [db] = [x]
Conectarea amplificatorului (tranzistorului) direct la sursa de semnal oferă un coeficient de reflexie la intrarea tranzistorului egal cu (complex, = + j) de cele mai multe ori acest coeficient de reflexie nu oferă conditii optime de castig si/sau zgomot Γ = Γ S = V [S]
Se deseneaza pe diagrama Smith cercurile de stabilitate/castig/zgomot, in functie de aplicatia Se alege punctul cu o pozitionare dorita relativ la aceste cercuri (de asemenea dependent de aplicatie) Se determina valoarea coeficientului de reflexie dorit la intrare S.477. 966 S
Se interpune reteaua de adaptare la intrare care permite obtinerea lui S determinat anterior Γ = Γ S V Adaptare la intrare [S]
Varianta cea mai simpla de implementare, si pentru care exista relatii analitice de calcul consta in introducerea (in ordine, de la tranzistor spre sursa ): o sectiune de linie serie, cu impedanta caracteristica si lungime electrica un stub paralel, lasat in gol la capat, realizat dintr-o linie cu impedanta caracteristica si lungime electrica sp Γ =, Γ S V, sp [S]
Relatiile de calcul depind numai de S (modul si faza) S cos S tan S sp Prima ecuatie are doua solutii, semnul solutiei alese impune semnul utilizat in a doua ecuatie Γ =, Γ S S V, sp [S]
Adaptarea inter-etaje se poate proiecta in doua moduri: adaptarea fiecarui etaj spre un Γ = intermediar
Adaptarea inter-etaje se poate proiecta in doua moduri: adaptarea unui etaj spre Γ necesar pentru celalalt
Se aleg polinoamele pentru implementarea unui FTJ (prototip) Acest filtru poate fi convertit la alte functii, scalat in frecventa pentru a obtine alte tipuri de functii
Calculul elementelor filtrului g k g k sin, k, N g N N
permite obtinerea cu sectiuni de linii a inductantelor si capacitatilor dupa scalarea prototipului pentru functia corespunzatoare (FTJ/FTS/FTB /FOB)
Filtrele implementate cu transformarea Richards au anumite dezavantaje in ceea ce priveste implementarea practica Identitatile/Transformarile Kuroda pot fi utilizate pentru a elimina o parte din aceste dezavantaje Se utilizeaza sectiuni de linie suplimentare pentru a obtine sisteme mai simplu de implementat in practica Liniile suplimentare se numesc elemente unitare si au lungimi de λ/8 la frecventa de taiere dorita (ωc) fiind comensurate cu celelalte sectiuni de linie V 5Ω 38.3Ω l l 9.4Ω 7.Ω l l 65.3Ω 5Ω
.7654.445.4336 V l l l l l l l.365.54.745 3.363 Scalare la 5Ω 5Ω 88.7Ω.73Ω 7.68Ω V l l l 5Ω l l l l 5.33Ω 7.6Ω 37.3Ω 65.3Ω
Pentru situatiile in care implementarea cu Richards + Kuroda nu ofera solutii practice se folosesc structuri de circuit numite inversoare de impedanta si admitanta in K L Y in J Y L
Linie in scurtcircuit Pentru frecventa (ω ) la care l = λ/4 se obtine un circuit rezonant LC paralel linia are comportament capacitiv pentru frecvente mai mici (l>λ/4) linia are comportament inductiv pentru frecvente mai mari (l<λ/4) Discutie similara pentru linia in gol (LC serie la frecventa la care l=λ/4)
Mod par caracterizeaza semnalul de mod comun de pe cele doua linii Mod impar caracterizeaza semnalul de mod diferential dintre cele doua linii
Un filtru cu N+ sectiuni de linii cuplate
Similar cu o tema de proiect Continuarea amplificatorului C Filtru trece banda de ordinul 4, f = 5GHz, banda % Tabel echiriplu.5db sau relatii de calcul: n g Jn e o.673.36664 7.4 39.37.96.95 56.8 45.5 3.366.935 55. 45.76 4.849.94 56.8 45.5 5.984.36653 7.3 39.37
linii microstrip strat dielectric metalizare totala (plan de masa) trasee care fixeaza impedanta caracteristica lungime fizica/electrica
Linie quasi TEM
Se echivaleaza linia cu o linie cu dielectric omogen echivalent
~ Aproximativ TEM
~ Aproximativ TEM
Calcul empiric
Calcul empiric
Pentru impedante mari e nevoie de latimi mici ale traseelor Pentru impedante mici e nevoie de latimi mari ale traseelor
Standardizare dimensiuni in mil mil = -3 inch inch =.54 cm Inaltimea conductoarelor in functie de greutatea cuprului uncii / picioare pătrate (oz/ft ) oz=8.35g şi ft=3.48cm Greutatea cuprului depus Grosimea stratului oz/ft g/ft inch mm.5 4.75.7.78. 8.35.4.356. 56.7.8.7
Tipic inaltimea straturilor de dielectric de asemenea standardizat in mil
Constanta dielectrică relativă Factorul de pierderi dielectrice Conductivitate termică Coeficient liniar de expansiune Coeficient de temperatură a lui r Material - - W/cm/K ppm/k ppm/k Al O 3 (99.5%) 9.8..37 6.3 +36 Al O 3 (96%) 9.4..35 6.4 - Safir 9.4;.6..4 6. +-+4 Sticlă quarţ 3.78..7.55 +3 Sticlă Corning 759 5.75.36. 4.6 - BeO Ceramic (98%) 6.3.6. 6. +7 TiO 85.4.5 7.5-575 Tetratitanat de Ba (BaTi 4 O 9 ) 37.5. 9.4-6 irconat -4. - 5. -3-+ GaAs.9..46 5.7 - Si.9.5.45 4. - Ferită 9-6. - - -
In scheme: >Tools>LineCalc>Start Pentru linii Microstrip >Tools>LineCalc>Send to Linecalc
. Definire (receptie din schema) substrat. Introducere frecventa 3. Introducere date de intrare Analiza: W,L,E sau e,o,e / la f [GHz] Sinteza:,E W,L / la f [GHz] 3
Se poate utiliza pentru: linii microstrip MLIN: W,L,E linii cuplate microstrip MCLIN: W,L e,o,e
http://rf-opto.etti.tuiasi.ro linii de transmisie Rogers relatii dependente de t, inaltimea metalizarilor f, frecventa relatii pentru microstrip strip linii cuplate
http://rf-opto.etti.tuiasi.ro note de aplicatii importante Agilent decuplarea circuit de semnal/circuit de polarizare detalii de implementare a circuitelor de polarizare pentru tranzistoarele cu microunde Appcad contine instrumente pentru calculul schemelor de polarizare
Unirea celor doua scheme C amplificator (var 4/S36-37) C3 filtre
scopul: echilibrarea caracteristicii amplificatorului (maxim la frecventa centrala) se prefera reglarea lungimii liniilor de la iesirea amplificatorului micsorarea afectarii zgomotului
Se introduce modelul de substrat Liniile/liniile cuplate se calculeaza cu Linecalc pentru acelasi substrat
Se folosesc componente din paleta Transmission Lines Microstrip MSUB - substrat MLIN linie serie MLOC stub paralel in gol MTEE modelare conexiune cu stub in paralel MCFIL sectiune de filtru cu linii cuplate (alternativa mai precisa decat MCLIN se tine cont de faptul ca doua sectiuni succesive sunt in fizic alaturate)
E necesara atentie la completarea parametrilor pentru MTEE si MCFIL prin verificarea in schema a latimii liniilor conectate la fiecare terminal
Se constata o deplasare a benzii obtinute (albastru) spre frecvente mai mici fata de modelele ideale (rosu) datorat diferentei MCFIL / MCLIN
Reglaj de lungimi la elementele filtrului pentru reglarea frecventelor in jurul f = 5GHz Introducere L (soc RF) si C (decuplare)
Inlocuirea (fictiva) a tranzistoarelor si elementelor concentrate (LC) cu elemente pentru care ADS are informatii despre capsule
Feed line linie de intrare cu impedanta caracteristica Sarcina cu impedanta R L Dorim adaptarea sarcinei la fider cu o linie de lungime λ/4 si impedanta caracteristica in O in V V e e R L R R L L jl jl j jr L tan( l) tan( l)
in in in l 4 in R L in R R L L in R Pe fider ( ) avem doar unda progresiva Pe linia in sfert de lungime de unda ( ) avem unda stationara L
Punct de vedere fizic T
Punct de vedere fizic RL
(doar) la frecventa f 4 l 4 l ) tan( ) tan( l j l j L L in tan( l) t not t j t j L L in L l not
calitatea adaptarii coeficient de reflexie in putere sec cos sec tan t
ne intereseaza frecventa in jurul frecventei la care facem adaptarea (banda ingusta) f f l sec tan 4 L L cos
Definim un maxim acceptat pentru coeficientul de reflexie Г m care va defini banda adaptarii, θ m in linii TEM 4 4 f f f v v f l f f f f m m cos 4 4 f f f f f L L m m m m
Pentru linii non TEM constanta de propagare nu depinde liniar de frecventa, dar in practica influenta este minora in banda ingusta Sunt neglijate reactantele introduse de discontinuitati ( -> ). Compensarea se face printr-o mica modificare a lungimii liniei Banda depinde de dezadaptarea initiala cu cat dezadaptarea este mai mica cu atat banda se obtine mai larga
Transformator de adaptare cu o singura sectiune (λ/4) pentru a adapta o sarcina de Ω la o linie de 5 Ω la frecventa f =3GHz banda pentru SWR<.5
simulare ADS f. 88GHz 5 3 3 GHz f f.88 3.933
Transformatorul in sfert de lungime de unda permite adaptarea oricarei impedante reale cu orice impedanta a fiderului (liniei). Daca banda necesara este mai mare decat cea oferita de transformatorul in sfert de lungime de unda se folosesc transformatoare multisectiune caracteristica binomiala tip Cebîşev
j j j e T T e T T e T T 6 3 3 4 3 3 3 L L T T 3 3 n jn n n j e e T T
T T 3 e j n n 3 n e jn n x n x x 3 e 3 j e j 3 e j
Presupunem ca toate impedantele cresc sau descresc uniform Toti coeficientii de reflexie vor fi reali si de acelasi semn Anterior n n n n n N L N L N, n N e j 3 jn N j j e e e 4
Realizez transformatorul simetric Aceasta nu implica faptul ca impedantele sunt egale e N, N, N j e 4 j N e jn jn jn jn jn jn jn4 jn4 e e e e e e e jn e cos N cosn cosn n ultimul termen: n N / n par N / cos nimpar
Coeficient de reflexie aleg coeficientii astfel incat sa obtin o variatie dorita (a polinomului) jn N j j e e e 4 e j x N a N x x a x a a x f
Raspunsul acestui transformator este de tip maxim plat in jurul frecventei de adaptare Pentru N sectiuni se anuleaza primele N- derivate ale functiei Γ(θ) ; n n d d N x A x f N j e A N N N j j N j A e e e A cos, n N 4 l l
A, θ, liniile de lungime, dispar dezvoltarea binomului Coeficientii de reflexie N N N n n N N N N x C x C x C C x x f!!! n n N N C n N A A L L N L L N jn N j j e e e 4 n n C N A N j e A
n n C N A n n n n n n n ln ln x x x x ln ln C C A L n N N L L N n N n n n ln ln ln C L n N N n n Proiectare
Banda, Γ m maxim tolerat N m N m m A cos N m m A cos N m m m A f f f f f cos 4 4
Transformator de adaptare cu 3 sectiuni pentru a adapta o sarcina de 3Ω la o linie de Ω la frecventa f =3GHz, Γ m =. N = 3 A L N 3 L L L ln.755 N 3! C3 3! 3! C 3 3!! 3 C3 3!!!!
n N L 3 3 ln ln C3 ln ln ln 4.455 86. 3 n N L 3 3 ln ln C3 ln ln 86.3 3ln 4.3 54. 77 n N L 3 3 ln 3 ln C3 ln ln 54.77 3ln 3.55 3 34. 87
.74.755. arccos 4 arccos 4 3 N m A f f f GHz.
Similar Lab. f. 69GHz 6 3 3.5 GHz
Raspunsul acestui transformator este de tip echiriplu in jurul frecventei de adaptare mareste banda in detrimentul riplului in banda de adaptare Se egaleaza functia Γ(θ) cu un polinom Cebîşev
T x x T x x x T 4x 3 3x T 3 4 x 8x 8x 4 Echiriplu T x x T n x xt xt x n n n
e j e 4 j N e jn jn e cos N cosn cosn n ultimul termen: e j x f x a a x a x a N x n N / n par N / cos nimpar N x cos T n cos cosn T n x x cos narccos ( x) cosh ncosh ( x) T n x x
Schimbare de variabila m x m x x cos cos m sec cos cos x sec m
T T T T sec m cos sec cos sec cos sec cos m m m 3 sec cos sec cos3 3cos 3sec cos 3 m m m 4 sec cos sec cos 4 4cos 3 4sec cos 4 m m m Cautam coeficientii pentru a obtine un polinom Cebîşev jn e cos N cosn n cosn n jn Ae T sec m cos ultimul termen: N N / n par N / cos nimpar
A, θ, liniile de lungime, dispar m N L L T A sec m N L L T A sec ln sec T L m L L m m N ) ( cosh cosh ) ( x n x T n m L L L m m N N ln cosh cosh cosh cosh sec m m f f f f f 4 A m
A Transformator de adaptare cu 3 sectiuni pentru a adapta o sarcina de 3Ω la o linie de Ω la frecventa f =3GHz, Γ m =. N = 3 L 3 j3 j3 e cos3 cos Ae T sec cos m sec m 3. m cosh N A L A L TN sec m cosh ln L m arccos.746rad 4. 76 secm cosh cosh 3 m L A. ln 3..36
3 cos3 cos Asec cos3 3cos 3Asec cos m m cos3 A 3 sec m. 63 3 cos 3A sec m sec 747 m. 3 ; simetrie:
n ln ln ln.63 4.353.63 n 77. 68.747 ln ln ln 77.68.747 4.3 n 54. 77 ln 3 ln ln 54.77.747 3.654 3 38. 6
f f f f f m 4 m 44.76 8.45 f 3. 5GHz
Similar Lab. f 3. 96GHz 5 3 4.7 GHz.8GHz. 995
Laboratorul de microunde si optoelectronica http://rf-opto.etti.tuiasi.ro rdamian@etti.tuiasi.ro