CIRCUITE INTEGRATE ANALOGICE

Transcript

1 Constantin Harja CCUE NEGAE ANALOGCE CUS nstrumentaţie şi achiziţie de date an UNESAEA EHNCĂ GH. ASACH AŞ Facultatea de nginerie Electrică, Energetică şi nformatică Aplicată

2

3 CUPNS. CONCEPE DE BAĂ PENU CA.. Noţiuni introductive..... Structura CA..3. Breviar de teoria circuitelor Legea lui Ohm Legea tensiunii a lui Kirchhoff Legea curentului a lui Kirchhoff egula divizorului de tensiune egula divizorului de curent eorema lui hevenin eorema lui Norton eorema superpoziţiei 8. EAJE PCE DN SUCUA UNU CA.. Surse de curent.... Sursă de curent simplă Sursă simplă cu câştig în curent Surse de curent cu tranzistoare PNP Sursă de curent standard Sursă de curent Widlar Surse de curent Wilson şi cascodă Surse de curent cu ieşiri multiple Surse de curent ca sarcini active Asigurarea unei polarizări stabile Definirea problemei Circuit de polarizare cu referinţă BE Circuit de polarizare bootstrap cu referinţă BE Circuit de polarizare bootstrap cu referinţă Circuit de polarizare cu referinţă ener Circuit de polarizare cu referinţă de tip bandă interzisă Amplificatoare diferenţiale Caracteristica de transfer statică 5... Principalii parametri caracteristici Efectele nesimetriei etajului ensiunea de decalaj la intrare Curentul de decalaj la intrare Etaje diferenţiale cu sarcini active Etaje de deplasare a nivelului Etaje de ieşire Etaje de ieşire clasă A Etaj de ieşire colector comun Etaj de ieşire emitor comun Etaj de ieşire bază comună 35

4 .4.. Etaje de ieşire în contratimp clasă B Caracteristica de transfer statică Bilanţul energetic Etaje clasă B cu tranzistoare compuse Etaje de ieşire în contratimp clasă A-B Caracteristica de transfer Prepolarizarea etajului final Protecţia la scurtcircuit 4. AMPLFCAOAE OPEAŢONALE 43.. Caracteristici tehnice principale ensiunea de decalaj la intrare Curentul de intrare ensiunea de mod comun la intrare ensiunea diferenţială de intrare ensiunea maximă de ieşire Amplificarea diferenţială de semnal mare mpedanţa de intrare mpedanţa de ieşire aportul de rejeţie de mod comun aportul de rejeţie al tensiunii de alimentare iteza de variaţie a tensiunii de ieşire la câştig unitar gomotul echivalent de intrare Distorsiunile armonice totale plus zgomotul Banda la câştig unitar şi marginea de fază impul de stabilire şi eroarea dinamică Amplificatoare operaţionale ideale şi neideale eacţia negativă Amplificatorul inversor Amplificarea mpedanţa de intrare mpedanţa de ieşire Amplificatorul neinversor Amplificarea mpedanţa de intrare mpedanţa de ieşire epetorul de tensiune Amplificarea Amplificatorul diferenţial Banda de frecvenţă. 6

5 Capitolul CONCEPE DE BAĂ PENU CA.. NOŢUN NODUCE Circuitele electronice disponibile în prezent într-o gamă foarte variată, pot fi împărţite în două mari categorii: circuite analogice şi circuite logice, corespunzătoare funcţiei şi naturii semnalelor electrice pe care le procesează. Un semnal analogic este definit pe intervale continue de timp şi de amplitudine, pe când un semnal logic (numeric sau digital) este definit la valori discrete ale timpului prin valori discrete ale amplitudinii. Circuitele logice, numerice sau digitale prelucrează semnale care pot lua numai două valori distincte corespunzătoare valorilor binare sau. Aceste circuite realizează funcţii logice sau de memorare şi au la bază funcţionarea dispozitivele electronice în două stări: starea blocat şi starea în conducţie. Circuitele analogice sunt circuite la care semnalul de ieşire variază continuu în timp, urmărind după o anumită lege variaţia semnalului de intrare. Aceste circuite prelucrează sau generează semnale continue în amplitudine, polaritate sau frecvenţă, realizând diverse funcţii analogice cum ar fi: generare, amplificare, multiplicare, modulare, redresare, schimbare de frecvenţă etc. După natura funcţiei de transfer, exprimată printr-o relaţie matematică, circuitele analogice se împart la rândul lor în circuite liniare şi neliniare. Conform definiţiei, liniaritatea reprezintă o proprietate care corespunde unui raport constant între variaţia incrementală a cauzei şi variaţia incrementală a efectului. Din punct de vedere analitic, proprietatea unui obiect sau sistem de a fi liniar se exprimă astfel: dacă y este răspunsul sistemului la excitaţia x şi y este răspunsul la excitaţia x, atunci răspunsul la excitaţia (x + x ) este (y + y ), iar răspunsul la excitaţia kx este ky. Prin urmare, circuitele analogice liniare se bazează pe existenţa unei relaţii liniare între mărimea de ieşire şi mărimea de intrare. Deşi dispozitivele electronice sunt în general neliniare, ele pot fi considerate liniare pe domenii de funcţionare limitate. În prezent este posibil de realizat circuite electronice caracterizate prin funcţii de transfer bine definite, liniare sau neliniare. Dintre circuitele integrate liniare pot fi exemplificate amplificatoarele, stabilizatoarele de tensiune, circuitele destinate prelucrării complexe a semnalului, circuite de tip PLL (Phase Locked Loop) etc., iar din categoria circuitelor neliniare pot fi amintite circuitele de multiplicare, divizare, ridicare la pătrat, logaritmare şi antilogaritmare, calcul a valorii efective etc. Din punct de vedere tehnologic circuitele electronice analogice pot fi realizate cu elemente discrete sau sub formă de circuite integrate, care la rândul lor pot fi realizate sub formă monolitică sau sub formă hibridă. Cele mai populare tehnologii de realizare a circuitelor integrate monolitice sunt tehnologia bipolară şi MOS (CMOS, PMOS şi NMOS). ehnologia bipolară este tehnologia tradiţională de realizare a circuitelor integrate analogice, care însă îşi păstrează şi în prezent un caracter dominant, datorită capacităţii de a vehicula curenţi mari şi nivelului ridicat de precizie. Cu toate acestea şi tehnologia MOS cunoaşte în ultimii ani o evoluţie tot mai accentuată,

6 determinată în special de necesitatea de a implementa funcţii analogice împreună cu funcţii logice complexe într-un singur circuit integrat realizat prin aceeaşi tehnologie. Un exemplu tipic în acest sens este acela în care partea de circuite analogice constituie interfaţa între semnalele generate de traductoarele mărimilor fizice şi un procesor digital, circuitul integrat îndeplinind per ansamblu funcţii de măsurare, control şi comunicaţii. Circuitele integrate hibride sunt circuite la care rezistoarele, conexiunile şi eventual condensatoarele se realizează fie prin tehnologia straturilor groase, fie prin tehnologia straturilor subţiri, iar dispozitivele active şi alte componente de circuit neintegrabile (condensatoare sau inductoare de valori mari) se ataşează sub formă discretă, printr-un proces tehnologic separat. Straturile groase sunt materiale conductoare, dielectrice sau rezistive cu grosimi mai mari de 5 m, care se obţin prin arderea controlată a unor paste depuse pe un suport ceramic, în configuraţia dorită. Depunerea se face cu ajutorul unor site fine ale căror ochiuri sunt astupate cu o emulsie printr-un procedeu fotografic, în porţiunile în care pastele nu trebuie depuse pe substrat. Straturile subţiri sunt realizate prin faze succesive de depunere în vid, urmate de depunerea prin fotogravură a unor pelicule conductoare, rezistive sau izolante pe un substrat ceramic sau sticlă... SUCUA CA Într-o accepţiune mai largă, un circuit integrat analogic (CA) este destinat procesării analogice şi măririi nivelului de putere al unui semnal electric, controlând puterea debitată în sarcină de către sursa de alimentare cu ajutorul unor dispozitive active de circuit. Prin urmare, dispozitivele active de circuit pot fi privite dintr-un anumit punct de vedere şi ca având rolul de a transforma puterea provenită de la sursa de alimentare în putere de semnal. După cum s-a amintit mai sus, CA pot fi în general liniare sau nelinare, însă ponderea cea mai mare a o au circuitele integrate liniare. Şi aceasta cu atât mai mult cu cât circuitele integrate neliniare se bazează în mare parte tot pe circuite liniare, funcţia neliniară fiind obţinută de regulă cu ajutorul unor diode sau tranzistoare integrate în structura circuitului sau plasate în exteriorul lui. Dacă ne referim chiar şi numai la circuitele integrate liniare, acestea prezintă o asemenea diversitate şi dinamică în dezvoltare, încât prezentarea lor în totalitate constituie o problemă extrem de complicată şi laborioasă. Din categoria circuitelor integrate liniare, cele mai răspândite sunt amplificatoarele, iar dintre acestea amplificatoarele operaţionale. ermenul de amplificator operaţional a fost folosit iniţial (prin anii 94) pentru a desemna o clasă specială de amplificatoare şi anume cele utilizate la efectuarea unor operaţii matematice (adunare, scădere, înmulţire, integrare şi diferenţiere). Primele amplificatoare operaţionale integrate, sub formă monolitică au fost proiectate şi realizate de obert J. Widlar în anii 96, la firma Fairchild din USA, care în anul 968 a lansat pe piaţă circuitul A 74, din generaţia a -a, devenit pentru multă vreme standardul industrial al domeniului. În prezent, datorită performanţelor tot mai ridicate, versatilităţii şi preţului scăzut, amplificatoarele operaţionale domină net aplicaţiile analogice. În afară de amplificatoarele operaţionale propriu-zise se mai fabrică şi alte tipuri de amplificatoare monolitice, cum ar fi amplificatoarele de audio frecvenţă, amplificatoare de bandă largă, amplificatoare de radiofrecvenţă, circuite complexe pentru radio- (amplificare-limitare şi demodulare de medie frecvenţă, amplificare, demodulare şi preamplificare video etc.) etc.

7 Fiind imposibil de evidenţiat particularităţile tuturor amplificatoarelor, în Fig.. este reprezentată simplificat structura tipică a unui amplificator integrat, aceasta constituind baza de dezvoltare pentru restul CA. De exemplu, pe lângă unele etaje specifice, circuitele de polarizare şi diferite structuri pe bază de etaje de amplificare sunt prezente în structura oricărui CA. Circuite de polarizare Etaj de intrare Etaje intermediare Etaj prefinal Etaj final eacţie negativă Fig... Structura tipică a unui amplificator integrat. Primul etaj al lanţului de amplificare, numit şi etaj de intrare, realizează una sau mai multe din următoarele funcţii: impedanţă mare de intrare, un factor de zgomot cât mai mic, simetrizarea celor două intrări, o amplificare în tensiune moderată şi eventual o limitare a semnalului de intrare. Amplificarea se realizează în proporţie majoritară pe etajele următoare, numite etaje de amplificare intermediare. Etajul de intrare şi etajele intermediare sunt etaje de semnal mic, funcţionând la amplitudini mici ale tensiunilor şi curenţilor, comparativ cu valorile lor de curent continuu. Din acest motiv se poate admite o comportare liniară a dispozitivelor active în jurul punctului static de funcţionare şi se pot folosi schemele lor echivalente de semnal mic. Etajul prefinal şi etajul final sunt etaje de semnal mare, amplitudinile curenţilor şi tensiunilor fiind comparabile cu valorile de curent continuu. Prin urmare, începe să se manifeste şi trebuie luată în considerare neliniaritatea dispozitivelor active. Aceste etaje sunt destinate obţinerii puterii de ieşire necesare în sarcină, cu randament cât mai mare şi distorsiuni cât mai mici. Amplificatoarele, în special cele operaţionale, au o gamă de aplicaţii foarte variată, în afara funcţiei de amplificare propriu-zise, cum ar fi realizarea de oscilatoare, filtre active, circuite de integrare şi diferenţiere, convertoare tensiune-curent şi curent tensiune etc. Altfel zis, amplificatorul operaţional a devenit un circuit universal, indispensabil în orice aplicaţie analogică..3. BEA DE EOA CCUELO Un circuit electronic reprezintă o combinaţie de componente pasive şi active aranjate astfel încât circuitul să îndeplinească funcţia dorită. Orice circuit, oricât de complex, poate fi privit ca o combinaţie de circuite tot mai simple care în ultimă instanţă pot fi analizate cu instrumente fizicomatematice elementare, cum ar fi legea lui Ohm, legile lui Kirchhoff etc. Din acest considerent s-a considerat utilă o trecere în revistă a celor mai elementare legi şi teoreme din teoria circuitelor..3.. LEGEA LU OHM Legea lui Ohm, exprimată sub cele trei forme uzuale, are expresiile: ; ; ; (.) 3

8 unde reprezintă tensiunea [], rezistenţa [] şi curentul [A]. Legea lui Ohm poate fi aplicată, după caz, fie circuitului total, fie numai unei componente, conform Fig.. Dacă se consideră circuitului total, rezistenţa echivalentă a circuitului şi expresia legii lui Ohm sunt date de relaţiile: şi ; (.) iar în dacă se consideră numai rezistenţa 4, legea lui Ohm are expresia: 4 4. (.3) (a) (b) Fig... Aplicarea legii lui Ohm: (a) schema detaliată a circuitului; (b) schema echivalentă a circuitului. Unele expresii din teoria circuitelor electronice pot crea impresia că sunt noi şi specifice acestui domeniu, dar de fapt, la o analiză mai atentă se poate constata că nu sunt altceva decât aplicaţii particulare ale legii lui Ohm sau a altor legi la fel de elementare. De exemplu, considerând o relaţie foarte simplă: v v ix. (.4) dacă se observă că expresia de la numărător corespunde tensiunii echivalente a două surse legate în serie, mai departe se reduce la aplicarea legii lui Ohm. De asemenea, ecuaţii de forma de mai sus pot fi rezolvate calculând expresia de la numărător pe baza legii tensiunii a lui Kirchhoff (pct..3.) sau aplicând metoda suprapunerii efectelor (pct..3.6) Legea lui Ohm serveşte nu numai la calculul numeric a unei mărimi în funcţie de celelalte două, conform (.), ci şi la o analiză intuitivă a circuitului. De exemplu, dacă presupunem că este necesar să se estimeze efectul creşterii rezistenţei 4 asupra curenţilor din circuit, atunci raţionamentul este următorul: crescând 4, va creşte rezistenţa grupului paralel = 3 4, deci curenţii 4 şi vor scădea; 4, implicit şi rezistenţa totală, 3 4 scăzând, va scădea căderea de tensiune pe şi va creşte pe grupul paralel creşte curentul..3.. LEGEA ENSUN A LU KCHHOFF 3 4, deci va Legea tensiunii a lui Kirchhoff stipulează faptul că pe o buclă (ochi) de circuit închis suma tensiunilor surselor este egală cu suma căderilor de tensiune pe componentele pasive, adică tensiunea netă este egală cu zero. Aplicând această lege circuitului din Fig..3, se obţin următoarele expresii:

9 3 sau. (.5) A + + B E D Fig..3. Aplicarea legii tensiunii a lui Kirchhoff. O aplicaţie uzuală a legii tensiunii a lui Kirchhoff este determinarea tensiunii într-un anumit punct, în raport cu tensiunea unui punct de referinţă, de regulă masa electrică. În analiza circuitelor electronice apare frecvent situaţia în care punctul de referinţă este altul decât cel de masă. De exemplu, tensiunea din punctul A în raport cu masa şi cu punctul C are expresiile: A ; AC A. (.6) + C.3.3. LEGEA CUENULU A LU KCHHOFF Legea curentului a lui Kirchhoff stipulează faptul că suma curenţilor care întră într-un punct este egală cu suma curenţilor care ies din acel punct, adică valoarea netă a curentului într-un punct este zero. Aplicând această lege circuitului din Fig..4, în punctul A, se obţin următoarele expresii: 3 sau. (.7) 3 A Fig..4. Aplicarea legii curentului a lui Kirchhoff. În afară de determinări cantitative, legea curentului a lui Kirchhoff serveşte şi la efectuarea unei analize intuitive a circuitului. La limită, se poate depista dacă o rezistenţă este întreruptă sau este în scurtcircuit. De exemplu, dacă rezistenţa este întreruptă ( = ), = şi, 3 şi = 3, iar dacă este scurtcircuit ( = ), 3 =,, şi = EGULA DOULU DE ENSUNE egula divizorului de tensiune serveşte pentru calculul tensiunii de ieşire în gol. Aplicând legea lui Ohm circuitului din Fig..5, rezultă: ; ; ; (.8) unde s-a considerat că tensiunea de ieşirea poate fi atât cât şi. Din (.8) se observă că raportul de divizare reprezintă raportul dintre rezistenţe laturii alăturate tensiunii de ieşire şi suma rezistenţelor de pe circuit. Condiţia de gol la ieşirea divizorului se asigură utilizând ca sarcină un circuit cu impedanţă de intrare suficient de mare pentru a putea fi neglijată. Altfel, pentru ca raportul de divizare să nu fie afectat, în (.8) trebuie considerată rezistenţa de sarcină în paralel cu rezistenţa ramurii de ieşire. 5

10 Fig..5. Aplicarea regulii divizorului de tensiune. De obicei, divizoarele de tensiune sunt conectate cu un capăt la masă, adică divid o singură tensiune de intrare în raport cu masa. În cazul circuitelor electronice apar situaţii în care divizorul este flotant, ambele capete aflându-se la tensiuni diferite de zero, astfel încât este divizată diferenţa a două tensiuni, conform Fig..6. În acest caz, considerând, relaţiile (.8) capătă forma: ;. (.9) ; A B Fig..6. Divizor de tensiune flotant. Analizând (.8) şi (.9) se observă că raportul de divizare rămâne neschimbat, având aceeaşi expresie în ambele cazuri. Ceea ce se schimbă este expresia căderii de tensiune pe divizor, care în cazul divizorului flotant nu se mai calculează în funcţie de potenţialul masei, ci în funcţie de tensiunea din punctul B (conform pct..3.), cu relaţii de forma (.6) EGULA DOULU DE CUEN Dacă ieşirea este în gol, regula divizorului de curent serveşte pentru calculul curentului prin oricare din cele două ramuri ale circuitului din Fig..7. Aplicând legea curentului a lui Kirchhoff şi legea lui Ohm, se obţine sistemul: ; ; (.) a cărui rezolvare conduce la rezultatul:. (.) Fig..7. Aplicarea regulii divizorului de curent. Din (.) se observă că, spre deosebire de cazul divizorului de tensiune, (.8), raportul de divizare reprezintă raportul dintre rezistenţe laturii opuse celeia prin care circulă curentul de interes şi suma rezistenţelor de pe circuit. 6

11 .3.6. EOEMA LU HEENN eorema lui hevenin permite conversia unui circuit complex într-un circuit echivalent mai simplu, constituit dintr-o sursă de tensiune şi o rezistenţă serie, numite tensiune hevenin şi rezistenţă hevenin. Pentru obţinerea circuitului echivalent hevenin se parcurg următorii paşi:. Stabilirea punctului de simplificare (de aplicare a teoremei lui hevenin).. Deschiderea circuitului în punctul de simplificare şi calculul în condiţii de gol a tensiunii hevenin corespunzătoare. 3. Pasivizarea circuitului, adică punerea surselor de tensiune în scurtcircuit şi a surselor de curent în gol (păstrând în circuit rezistenţele lor interne când este cazul) şi calculul rezistenţei echivalente hevenin. 4. Înlocuirea circuitului iniţial cu circuitul echivalent hevenin. Pentru exemplificare se consideră un divizor de tensiune cu sarcină la ieşire (Fig..8). Considerând ca punct de simplificare ieşirea circuitului, din Fig..8.b se poate calcula tensiunea echivalentă hevenin în punctul de simplificare, aplicând regula divizorului de tensiune (pct..3.4): H. (.) H x H H H x (a) (b) (c) (d) Fig..8. Aplicarea teoremei hevenin: (a) circuit iniţial; (b) circuit deschis pentru calcul H ; (c) circuit pasivizat pentru calcul H ; (d) circuit echivalent hevenin. Apoi, pasivizând circuitul (Fig..8.c), se calculează rezistenţa hevenin: H. (.3) În fine, circuitul echivalent hevenin rezultă cu structura din Fig..8.d, unde H şi H au valorile şi semnificaţiile conform (.) şi (.3) EOEMA LU NOON eorema lui Norton este similară cu teorema lui hevenin, adică permite de asemenea conversia unui circuit complex într-un circuit echivalent mai simplu, care de data aceasta este constituit dintr-o sursă de curent şi o rezistenţă paralel, numite curent Norton şi rezistenţă Norton. Pentru obţinerea circuitului echivalent Norton se parcurg următorii paşi:. Stabilirea punctului de simplificare (de aplicare a teoremei lui Norton).. Deschiderea circuitului în punctul de simplificare şi calculul în condiţii de scurtcircuit a curentului Norton corespunzător. 3. Pasivizarea circuitului, adică punerea surselor de tensiune în scurtcircuit şi a surselor de curent în gol (păstrând în circuit numai rezistenţele lor interne când este cazul) şi calculul rezistenţei 7

12 echivalente Norton. 4. Înlocuirea circuitului iniţial cu circuitul echivalent Norton. Pentru exemplificare, se consideră un divizor de tensiune cu rezistenţă de sarcină la ieşire (Fig..9). Considerând ca punct de simplificare ieşirea circuitului, din Fig..9.b se poate calcula curentul echivalent Norton în punctul de simplificare, în condiţii de scurtcircuit, conform relaţiei: N. (.4) x N N N x N (a) (b) (c) (d) Fig..9. Aplicarea teoremei Norton: (a) circuit iniţial; (b) circuit deschis, pus în scurtcircuit pentru calcul N ; (c) circuit pasivizat pentru calcul N ; (d) circuit echivalent Norton. Apoi, pasivizând circuitul (Fig..9.c), se calculează rezistenţa Norton: H. (.5) În fine, circuitul echivalent Norton are structura din Fig..9.d, unde N şi N au valorile şi semnificaţiile conform (.4) şi (.5). eoremele lui hevenin şi Norton sunt echivalente. Circuitul pasivizat având aceeaşi structură (Fig..8.c şi Fig..9.c) rezistenţele echivalente rezultă egale, (.3) şi (.5). ensiunea hevenin se calculează la gol iar curentul Norton în scurtcircuit. Echivalenţa dintre schemele echivalente hevenin şi Norton, dintre generatoarele de tensiune şi de curent, este descrisă de relaţiile: N N H H H H N respectiv. (.6) H NN.3.8. EOEMA SUPEPOŢE eorema superpoţiziei se aplică numai în cazul circuitelor liniare, cu condiţia să conţină numai surse de semnal independente. Conform acestei teoreme, efectul simultan al mai multor surse de semnal poate fi determinat ca sumă algebrică a efectelor fiecărei surse determinate individual. De exemplu, se consideră circuitul din Fig...a şi se pune problema determinării curentului. Aplicând teorema superpoziţiei dispar o parte din ecuaţii şi astfel calculele se simplifică, comparativ cu aplicarea legile lui Kirchhoff. Efectele individuale ale celor două surse de semnal, şi, se pot calcula pe baza schemelor din Fig...b şi Fig...c, în care s-a păstrat activă numai sursa de semnal de interes, celelalte pasivizându-se. Astfel, efectul sursei, reprezentat de curentul, se poate calcula din Fig...b, cu relaţia: 3, (.7) 3 8 3

13 unde s-a utilizat regula divizorului de curent (pct..3.5). În mod analog, efectul sursei, reprezentat de curentul, se poate calcula din Fig...c, cu relaţia:, (.8) Având în vedere că rezultatul final este suma algebrică a celor două rezultate individuale, se obţine pentru acesta din urmă următoarea expresie: 3. (.9) A + A 3 A 3 + (a) (b) (c) Fig... Aplicarea teoremei superpoziţiei: (a) circuitul iniţial; (b) circuit parţial pasivizat pentru calculul efectului sursei ; (c) circuit parţial pasivizat pentru calculul efectului sursei. Observaţie: eoremele, legile şi regulile de calcul prezentate mai sus, sunt aplicabile la analiza circuitelor electronice atât în curent continuu, cât şi în curent alternativ, cu menţiunea că în curent alternativ mărimile trebuie exprimate în complex. 9

14 Capitolul EAJE PCE DN SUCUA UNU CA Între circuitele cu componente discrete şi cele integrate există o serie de deosebiri dictate de specificul tehnologiei de realizare a circuitelor integrate. Costul unui circuit integrat este în general proporţional cu aria ocupată. Deci cele mai ieftine componente integrate sunt cele care consumă cât mai puţină arie, pe primul loc din acest punct de vedere plasându-se tranzistoarele. aloarea maximă a rezistoarelor este limitată de aria consumată şi de capacitatea parazită faţă de substrat. Din această cauză, rezistoarele de valoare ridicată sunt realizate uzual sub formă de rezistenţă dinamică a unui circuit activ tranzistorizat. Ca urmare, un circuit integrat se apropie de structura optimă cu cât conţine mai puţine rezistenţe şi mai multe componente active. Condensatoarele necesită, de asemenea, consum mare de arie. Din acest motiv nu pot fi realizate condensatoare de valoare mare şi nici în număr mare. Deci nu se poate adopta cuplajul prin condensator între etaje, fiind obligatoriu cuplajul direct, în curent continuu, care însă necesită deplasări de nivel. Spre deosebire de rezistoare şi condensatoare, inductoarele nu pot fi realizate integrat, prin urmare circuitul nu trebuie să includă inductoare. Gabaritul unui circuit integrat fiind comparabil cu al unui tranzistor de putere medie, puterea disipată de circuitul integrat rezultă comparabilă cu a unui astfel de tranzistor. Prin urmare, tranzistoarele din componenţe circuitului integrat trebuie să lucreze la curenţi mici, să aibă rezistenţe de sarcină de valoare ridicată, condiţii care atrag după sine reducerea frecvenţei de tăiere. Cu toate acestea, circuitele integrate prezintă performanţe şi avantaje net superioare circuitelor cu componente discrete. ehnologia circuitelor integrate permite optimizarea geometriei fiecărei componente în parte pentru a se obţine performanţele dorite. Poate fi integrat un număr mare şi variat de componente, poate fi realizată o foarte bună împerechere a componentelor active şi pasive şi un cuplaj termic foarte intim. ntegrarea permite realizarea tranzistoarelor multielectrod (multiemitor, multicolector etc.), soluţie cu multiple avantaje... SUSE DE CUEN Sursele de curent realizate cu tranzistoare sunt utilizate pe scară largă în structura CA, pentru polarizarea unor etaje ale circuitului, ca sarcini de impedanţă mare, pentru deplasarea nivelului de curent continuu între etaje etc. Sursele de curent din structura circuitelor integrate, spre deosebire de circuitele cu componente discrete, prezintă o serie de particularităţi specifice. De regulă sunt realizate după scheme mai complexe, cu un număr mai mare de tranzistoare, în vederea reducerii numărului şi valorilor rezistenţelor.... SUSĂ DE CUEN SMPLĂ Cea mai simplă sursă de curent poate fi realizată cu două tranzistoare şi o rezistenţă, conform Fig... ranzistorul Q fiind conectat ca diodă, are tensiunea colector-bază zero, deci încă funcţionează în regiunea activă.

15 Pentru simplificarea problemei, se consideră pentru început că cele două tranzistoare sunt identice şi se neglijează efectul Early (dependenţa curentului de colector de tensiunea colectoremitor). În aceste condiţii, având aceeaşi tensiune bază-emitor, curenţii de bază ai celor două tranzistoare sunt egali: i B i i. (.) B B ref CC (+)i B i B i B i B Q Q i B i B Fig... Sursă de curent simplă. Având în vedere semnificaţia lui (factor de amplificare în curent, egal cu raportul dintre curentul de colector şi cel de bază), se poate scrie: ref i i C C ib. (.) i i Din (.) se poate determina factorul de transfer în curent, dat de raportul dintre curentul de ieşire, şi cel de referinţă, ref :, (.3) unde: ref ref B B CC BE. (.4) Din (.3) se observă că cei doi curenţi nu sunt riguros egali. Dacă este suficient de mare ( ), cei doi curenţi pot fi consideraţi aproximativ egali, motiv pentru care circuitul mai este denumit şi oglindă de curent. niţial a fost neglijat efectul Early, adică s-a considerat curentul de colector independent de tensiunea colector-emitor. În realitate, curentul de colector variază proporţional cu tensiunea colector-emitor, conform relaţiei: v BE v CE i C S exp. (.5) A unde S este curentul de saturaţie proporţional cu aria joncţiunii bază-emitor, cu valoarea tipică de 5 A, tensiunea termică ( = k/q 6 m la 3 K), A tensiunea Early cu valoarea tipică 3, v BE şi v CE tensiunile bază-emitor, respectiv colector-emitor. În acest caz, considerând suficient de mare pentru ca efectul lui să fie neglijbil, raportul celor doi curenţi devine: v v v v CE CE A 3 3,6 3 C A ref i i C,5, (.6)

16 unde s-a considerat v CE = 3 şi v CE =,6. Deci o variaţie a tensiunii de ieşire de 3 produce o variaţie a curentului de ieşire, implicit a raportului celor doi curenţi de,5%, efect net mai semnificativ decât cel al lui (,%). Sursele de curent cu tranzistoare pot fi caracterizate printr-un curent de ieşire şi o rezistenţă de ieşire, conform circuitului echivalent Norton (pct..3.7). Dependenţa curentului de ieşire de tensiunea de ieşire denotă existenţa unei rezistenţe de ieşire de valoare finită. Pentru sursa de curent simplă valoarea rezistenţei de ieşire poate fi determinată cu o bună aproximare utilizând relaţia: A r, (.7) unde r este rezistenţa de ieşire a tranzistorului Q. De exemplu, pentru un curent de ieşire de ma, rezultă o rezistenţă de ieşire = 3/ 3 = 3 k. În acest caz, o variaţie de tensiune de 3, cât s-a considerat în (.5), va produce o variaţie de curent de 3/3 3,3 ma, adică de 3%, rezultat foarte apropiat de valoarea,5%, obţinută cu (.6).... SUSĂ SMPLĂ CU CÂŞG ÎN CUEN Pentru o împerechere superioară între cei doi curenţi se poate utiliza sursa cu câştig în curent, conform Fig... În acest caz, se pot scrie: ref i i C C i i B3 B i de unde rezultă expresia raportului dintre cei doi curenţi: ref unde: ref B i B, (.8) (.9) CC BE. (.) Din (.3) şi (.9) se observă că, dacă în cazul sursei simple eroarea era de /, în cazul celei cu câştig în curent eroarea este de /. De exemplu, dacă se consideră =, în primul caz diferenţa dintre cei doi curenţi este de %, iar în al doilea caz este de,%, cu totul neglijabilă. ref CC ib i B3 Q 3 i B i B i B Q Q i B i B Fig... Sursă simplă cu câştig în curent. 3

17 ..3. SUSE DE CUEN CU ANSOAE PNP Sursele de curent prezentate mai sus pot fi realizate şi pentru curenţi de sens contrar, dacă tranzistoarele npn se înlocuiesc cu pnp, conform Fig..3. CC CC Q Q ref (a) Q Q Q 3 ref (b) Fig..3. Surse de curent cu tranzistoare pnp: (a) sursă simplă; (b) sursă simplă cu câştig în curent...4. SUSĂ DE CUEN SANDAD Sursele prezentate mai sus generează un curent de ieşire aproximativ egal cu cel de referinţă cu condiţia ca tranzistoarele să fie identice. Dar această condiţie nu are caracter absolut. Se pot utiliza şi tranzistoare cu arii diferite ale joncţiunilor bază-emitor, raportul dintre curenţii de saturaţie fiind egal cu cel dintre ariile joncţiunilor. Neglijând efectul Early, (.8) conduce la: v BE ic S exp, (.) v BE ref ic S exp de unde se poate calcula raportul celor doi curenţi: ic S A n, (.) i A ref C unde A şi A reprezintă ariile joncţiunilor bază-emitor, iar n raportul lor. aportul n poate fi subunitar sau supraunitar. Deci este posibil de obţinut curenţi de ieşire de valori diferite dintr-un curent de referinţă constant. Această soluţie nu dă rezultate bune pentru n 5 8. Din acest motiv, pentru n 5 8, este preferabilă sursa standard de curent conform Fig..4. S CC ref A Q Q Fig..4. Sursă de curent standard. Neglijând curenţii de bază ai tranzistoarelor şi efectul Early şi scriind teorema lui Kirchhoff pe ochiul care conţine rezistenţele şi, se obţine: 4

18 BE, (.3) ref de unde se poate explicita expresia curentului de ieşire: ref BE BE. (.4) Diferenţa de tensiune bază-emitor se poate determina plecând de la relaţiile: pe baza cărora rezultă: ref i C i C S v exp S BE v exp BE 5 BE v v BE BE ln S ln ref S, (.5) ref S BE BE BE ln. (.6) S Având în vedere (.4) şi (.6), se poate calcula raportul celor doi curenţi: BE ref S ln, (.7) ref ref ref S unde valoarea curentului de referinţă poate fi calculată cu relaţia: CC BE ref. (.8) Din (.7) se observă că pentru a determina raportul celor doi curenţi trebuie rezolvată ecuaţia transcendentală respectivă. Dar, având în vedere că BE = 5 m pentru / ref, dacă este îndeplinită condiţia: (.7) devine: ref BE (.9). (.) ref În concluzie, dacă este îndeplinită (.9), adică dacă căderile de tensiune pe rezistenţele, sunt suficient de mari, raportul celor doi curenţi va depinde în principal de raportul rezistenţelor, deci dependenţa de raportul ariilor celor două joncţiuni bază-emitor va fi nesemnificativă. Dacă =, rezultă = ref, obţinându-se o oglindă de curent, fără a mai fi necesară o împerechere riguroasă a celor două tranzistoare. Particularităţile sursei standard, comparativ cu cea simplă, sunt efectul reacţiei negative introduse prin rezistenţa. ot ca efect al reacţiei negative este de aşteptat ca rezistenţa de ieşire a sursei standard să fie mai mare decât a celei simple. Aceasta poate fi calculată pe baza schemei echivalente de semnal mic din Fig..5, unde s-a neglijat rezistenţa dinamică a tranzistorului Q conectat ca diodă (r d / ref ) şi rezistenţa r a tranzistorului Q (r = ). Pentru circuitul din Fig..5 pot fi scrise legile lui Kirchhoff: x r x v r x g m v r v r r x b v r, (.)

19 care, ordonate după termenii x, x şi v capătă forma: x x x v r r r r v r b g m r, (.) r b r v gmv r x x Fig..5. Circuitul echivalent de semnal mic al sursei standard de curent. Eliminând termenul v între cele două ecuaţii, (.), (.) şi ordonând expresia, se obţine: x gmr r rb r. (.3) x rb r Având în vedere că g m r = şi că ultimul termen este neglijabil, rezultă: x r. (.4) x rb r Comparând (.4) cu (.7), se observă că rezistenţa de ieşire a sursei de curent standard este superioară celei a sursei simple, datorită reacţiei prin...5. SUSĂ DE CUEN WDLA Obţinerea unor curenţi de ordinul µa, necesari la polarizarea circuitelor integrate analogice, implică utilizarea unor rezistenţe de valoare ridicată (sute de Ω) în structura ambelor surse de curent analizate, simplă şi standard. Evitarea acestui inconvenient şi obţinerea unor curenţi de valoare redusă, utilizând rezistenţe cu valori moderate, se poate realiza prin modificarea sursei de curent standard, conform Fig..6. Noua configuraţie de circuit poartă denumirea de sursă de curent Widlar, care după cum se observă nu este altceva decât cazul limită cu = al sursei standard. CC ref A Q Q Fig..6. Sursă de curent Widlar. Pentru calculul factorului de transfer în curent şi al rezistenţei de ieşire se consideră în (.7) şi 6

20 (.4) tranzistoarele identice ( S = S ) şi = : ln ref ref ref respectiv ln ref ; (.5) x r. (.6) x rx r..6. SUSE DE CUEN WLSON Ş CASCODĂ Sursele de curent Wilson şi cascodă răspund la două deziderate majore şi anume, asigură o rezistenţă de ieşire comparabilă cu sursa standard, pct.(..4), dar fără a mări numărul de rezistenţa faţă de sursa de curent simplă, pct.(..). Schemele de principiu ale celor două surse de curent sunt prezentate în Fig..7, de unde se poate observa că ambele circuite conţin numai câte o rezistenţă, la fel ca sursa de curent simplă (Fig..). Sursa Wilson conţine un în plus un tranzistor, deci are aceeaşi complexitate cu sursa de curent cu câştig în curent (Fig..), iar sursa cascodă conţine două tranzistoare în plus. Având tranzistoare amplicatoare de curent, Q 3 la sursa Wilson şi Q 4 la cascodă, dependenţa factorului de transfer în curent de este comparabilă cu cea din cazul sursei simple cu câştig în curent, eroarea fiind de ordinul. Calculând rezistenţa de ieşire, se poate constata ca valoarea acesteia este de acelaşi ordin de mărime ca în cazul sursei de curent standard. CC ref ref CC Q 3 Q 4 Q 3 Q Q Q Q (a) (b) Fig..7. Surse de curent Wilson şi cascodă: (a) sursa Wilson; (b) sursa cascodă...7. SUSE DE CUEN CU EŞ MULPLE Sursele de curent cu ieşiri multiple reprezintă soluţia optimă pentru polarizarea mai multor etaje ale unui circuit integrat. Schema unei surse multiple este reprezentată în Fig..8, observânduse că sursa de bază este o combinaţie între sursa simplă cu câştig în curent şi sursa standard. ranzistorul Q, fiind amplificator de curent, asigură curenţii de bază pentru tranzistoarele finale, iar rezistenţele din emitoare asigură ponderarea curenţilor de ieşire. Dacă ariile de emitor ale tranzistoarelor Q Q 6 sunt proporţionale cu curenţii de emitor, joncţiunile bază-emitor vor lucra la aceeaşi densitate de curent, deci tensiunile bază-emitor vor fi egale, aspect care rezultă din (.) şi (.). Apoi, dacă se neglijează şi curenţii de bază, pot fi 7

21 scrise relaţiile: BE BE BE3 ref BE3 BE4 3 BE5 3 BE4 BE6 4 4 BE5 5 5 BE6 6 6, (.7) de unde se pot dimensiona rezistenţele care să asigure curenţii de ieşire doriţi: ref ref ref ref 3 ; 4 ; 5 ; 6. (.8) 3 4 În analiza de mai sus s-a considerat cazul în care tranzistoarele au aria de emitor ponderată proporţional cu curenţii de colector. Dar după cum rezultă de la pct... (sursa standard), ponderarea curenţilor se poate obţine şi în cazul tranzistoarelor identice sau chiar mai mult, este posibil ca ponderarea să fie independentă de gradul de împerechere, dacă căderea de tensiune pe rezistenţele din emitor este suficient de mare, astfel încât să fie valabile (.9), (.). Deci, în principiu, poate fi utilizată oricare din cele două soluţii. ref ref + CC Q Q 3 Q 4 Q 5 Q Q E Fig..8. Sursă de curent cu ieşiri multiple...8. SUSE DE CUEN CA SACN ACE Amplificarea în tensiune a unui etaj cu tranzistoare este proporţională cu rezistenţa de sarcină. Pe de altă parte, o condiţie importantă privind amplificatoarele cu reacţie negativă este asigurarea unei amplificării în buclă deschisă cât mai mare, cu un număr de etaje de amplificare cât mai mic. ar acest obiectiv nu poate fi îndeplinit decât prin utilizarea unor rezistenţe de sarcină de valoare ridicată, intrând astfel în contradicţie cu consumul de arie. Singura soluţie viabilă a problemei de mai sus o reprezintă utilizarea unor sarcini active, adică a rezistenţei dinamice pe care o prezintă unele circuite tranzistorizate, cele mai adecvate în acest sens fiind sursele de curent. Amplificarea în tensiune a unui etaj cu emitor comun şi sarcină rezistivă poate fi calculată pe baza schemei echivalente din Fig..9, astfel: v gmv C C A r C gmr C r C C, (.9) v v x x unde s-a avut în vedere că v = v x, g m = C / şi s-a considerat r b =, r C. În aceste condiţii, rezistenţa de ieşire a etajului cu sarcină rezistivă este: r C C 8. (.3) O amplificare mare implică o valoare mare a produsului C C, ceea ce înseamnă valori mari pentru tensiunea de alimentare şi rezistenţa de sarcină. De exemplu, pentru o amplificare A =, dacă C C = 6 şi C = A, rezultă pentru rezistenţa de sarcină valoare C = 6 k, inadmisibil de mare.

22 i C C CC Q v x v v x v r v r gmv C (a) (b) Fig..9. Etaj de amplificare cu emitor comun şi sarcină rezistivă: (a) schema electrică; (b) schema echivalentă. Soluţia la problema de mai sus o constituie utilizarea ca sarcină a rezistenţei de ieşire, r, a unui tranzistor pnp, fiind astfel posibil de obţinut o amplificare mare în tensiune fără a fi nevoie de o tensiune mare de alimentare. Înlocuirea rezistenţei de sarcină cu un tranzistor, adică cu o componentă activă, a sugerat denumirea de sarcină activă pentru această situaţie. Schema electrică a etajul de amplificare cu emitor comun şi sarcină activă este reprezentată în Fig... Pe baza schemei echivalente din Fig...b se poate calcula amplificarea în tensiune şi rezistenţa de ieşire, în acelaşi mod ca la etajul cu sarcină rezistivă. În acest caz, actualizând (.9) se obţine: v gmv C A r r gmr r r r, (.3) v v x de unde rezultă că rezistenţa de ieşire a etajului cu sarcină activă are expresia: x r r. (.3) ranzistorele npn şi pnp fiind împerecheate, vor avea aceeaşi tensiune Early, A = A = A. Lucrând la acelaşi curent, rezultă r = r = r = A /. Considerând A 3 şi = C = C = ref = A, rezultă r =,3 M. Deci rezistenţa echivalentă de sarcina are valoarea = r / = 65 k, suficient de mare pentru a se obţine lejer amplificări de ordinul a pe fiecare etaj, fără ca valoarea tensiunii de alimentare să devină critică. Dar, pentru a se valorifica acest avantaj al sarcinii active, trebuie ca etajul cu sarcină activă să fie urmat de un etaj cu impedanţă de intrare corespunzătoare. Q 3 Q CC ref i C i C v x Q v v x v r r v r gmv (a) (b) Fig... Etaj de amplificare cu emitor comun şi sarcină activă: (a) schema electrică; (b) schema echivalentă. 9

23 ..9. ASGUAEA UNE POLAĂ SABLE..9.. Definirea problemei Ca sursă de polarizare, sursa de curent simplă are dezavantajul dependenţei directe a curentului de ieşire de tensiunea de alimentare, conform (.3) şi (.4). De exemplu, dacă această sursă de curent este utilizată într-un circuit integrat cu tensiunea de alimentare 3 (5 5 ), curentul de polarizare va varia în raport de 3/, iar puterea disipată în raport de 9/. Pentru exprimarea acest efect se utilizează noţiunea de sensibilitate a curentului de ieşire la variaţia tensiunea de alimentare, conform definiţiei: o CC CC Scc, (.33) CC CC nversul sensibilităţii poate fi definit ca raport de rejecţie al tensiunii de alimentare PS (Power Supply ejection atio): CC PS lg lg [db]. (.34) o S cc Pentru sursa de curent simplă, conform (.3), (.4), rezultă: CC BE CC CC ref şi, (.35) pe baza cărora, (.33) conduce la următorul rezultat: o S cc şi PS, (.36) CC deci sursa de curent simplă nu rejectează tensiunea de alimentare. Sursa de curent Widlar se comportă mai bine din acest punct de vedere. În acest caz, curentul de ieşire, conform (.5), are expresia: CC CC CC ln ref, (.37) care denotă o dependenţă logaritmică a curentului de ieşire de tensiunea de alimentare, curentul de referinţă având o formă identică cu (.4) sau (.35). Pentru determinarea sensibilităţii se diferenţiază (.37) în raport cu CC : ref CC ref CC ref CC, (.38) de unde se extrage termenul / CC şi se introduce în (.33), rezultând: o CC ref CC ref Scc. (.39) ref CC ref CC Având în vedere că: (.39) devine: ref CC BE CC deci S o cc CC şi ref ref, (.4) CC. (.4)

24 De exemplu, pentru ref = ma şi = A, din (.55) rezultă =,9 k, iar din (.4) şi (.34) rezultă o S cc,3 şi PS = lg(/,3) = 7,7 db. Altfel zis, o variaţie de % a tensiunii de alimentare produce o variaţie de,3% a curentului de ieşire a sursei Widlar sau % produce 3% la ieşire. Prin urmare, sursa Widlar este superioară sursei simple, din punct de vedere al independenţei curentului de ieşire faţă de sursa de alimentare. Dar chiar şi acest grad de independenţă, prezentat de sursa Widlar, este insuficient pentru circuitele integrate analogice. ezolvarea radicală a acestei probleme impune ca curentul de polarizare să depindă de o altă tensiune de referinţă decât cea de alimentare. În acest sens, cele mai accesibile posibilităţi sunt următoarele: tensiunea bază-emitor a unui tranzistor, tensiunea termică şi tensiunea ener pe care o prezintă o joncţiune bază-emitor polarizată invers. Aceste soluţiile rezolvă într-adevăr problema pusă, dar deschid alte probleme. ensiunile bază-emitor şi termică sunt dependente de temperatură, prima având coeficient de variaţie cu temperatura negativ şi a doua pozitiv, iar tensiunea ener a joncţiunii bază-emitor polarizată invers necesită tensiune de alimentare de peste 7 8, tensiunea de străpungere fiind de 6 şi în plus, joncţiunea pn produce în regiunea de străpungere un nivel mare de zgomot Circuit de polarizare cu referinţă BE Structura cea mai simplă a unui circuit de polarizare pilotat de o tensiune bază-emitor ca referinţă, este reprezentat în Fig... Acest circuit este derivat din sursa de curent Wilson (pct...6), la care tranzistorul conectat ca diodă (Q ) este înlocuit cu o rezistenţă. Dacă se neglijează curentul de bază, curentul de ieşire este dat de o expresie logaritmică de forma: v BE ref ln. (.4) S Circuitul de faţă nu este total independent de tensiunea de alimentare, deoarece tensiunea bază-emitor a tranzistorului Q variază cu tensiunea de alimentare datorită curentului de referinţă direct proporţional cu aceasta: ref CC BE BE ; ref v BE ln. (.43) S ref Q CC Q Fig... Circuit de polarizare pilotat cu BE Circuit de polarizare bootstrap cu referinţă BE ndependenţa totală a curentului de polarizare de tensiunea de alimentare poate fi asigurată prin utilizarea unei tehnicii numită bootstrap sau autopolarizare, în care curentul de referinţă este furnizat de o sursă cu tranzistoare pnp, având ca referinţă curentul de ieşire al sursei de bază, conform Fig... Se observă că circuitul este format dintr-o sursă pilotată cu tensiune bază-emitor (Q, Q, ) şi o sursă simplă cu tranzistoare pnp (Q 4, Q 5 ). Exceptând efectul Early, în rest curentul de ieşire este total independent de tensiunea de alimentare.

25 Q Q Q 3 Q 4 Q 5 Q 6 CC ref Q Q Q 3 Fig... Circuit de polarizare bootstrap cu referinţă BE. O problemă a circuitului bootstrap este aceea că prezintă o comportare bistabilă, cu tranzistoarele fie în conducţie, fie blocate, stabilirea uneia din cele două stări având loc în mod aleator la cuplarea alimentării. Deci, pentru o funcţionare sigură, este necesar un circuit de amorsare, conform Fig..3. ensiunile faţă de masă în punctul A şi în baza tranzistorului Q având valorile A = 4 BE BE = 3 BE, respectiv B = BE, prin rezistenţa b va circula un curent de amorsare a circuitului cu valoarea b = BE / b. Circuitul fiind cu reacţie pozitivă, curentul asigurat iniţial prin b poate avea o valoare mult mai mică decât curentul de referinţă, deci pierderea de tensiune pe b, în regim normal de funcţionare, trebuie să asigure doar blocarea diodei D 5. a Q 4 Q 5 CC Q 6 4 BE D 5 ref A b D D 4 Q Q Q 3 Fig..3. Circuit de polarizare bootstrap prevăzut cu amorsare Circuit de polarizare bootstrap cu referinţă Schema circuitului de polarizare bootstrap cu ca referinţă este reprezentată în Fig..4, de unde se observă că sursa de bază este de tip Widlar (pct...5). Q 4 Q 5 Q 6 CC ref Fig..4. Circuit de polarizare bootstrap cu referinţă. În acest caz, curentul de ieşire are expresia de la sursa Widlar, adică: ref ln, (.44)

26 de unde se observă că depinde direct de tensiunea, deci de temperatură. Ambele circuite bootstrap prezentate mai sus, cu referinţă tensiune bază-emitor şi cu referinţă tensiune termică, rezolvă radical problema independenţei curentului de ieşire de tensiunea de alimentare, dar prezintă dezavantajul unei dependenţei puternice a curentului de ieşire de temperatură. Pentru asigurarea independenţei de temperatură se cunosc ca soluţii circuitele de polarizare cu referinţă ener şi cu referinţă de tip bandă interzisă Circuit de polarizare cu referinţă ener Schema circuitului de polarizare cu referinţă tensiune ener este reprezentată în Fig..5. În Fig..5.a este reprezentată schema de bază a circuitului de polarizare cu referinţă tensiune ener, iar în Fig..5.b este reprezentată schema bootstrap. Diodele Q, Q compensează tensiunile bazăemitor ale tranzistorelor Q 3 şi Q 4. Cu aceste observaţii, valoarea curentul de referinţă poate fi calculată cu relaţia: BE BE BE3 BE4 ref, (.45) La fel ca oricare circuit de polarizare bootstrap şi circuitul cu referinţă ener necesită amorsare, conform Fig..3. Dezavantajul acestui circuit este acela că necesită tensiuni de alimentare mai mari decât tensiunea ener 6. CC Q 7 Q 6 Q 8 CC + D Q 3 ref + D Q 3 ref Q Q Q Q 4 Q 5 Q Q 4 Q 5 (a) (b) Fig..5. Circuit de polarizare cu referinţă ener: (a) schema de bază; (b) schema bootstrap Circuit de polarizare cu referinţă de tip bandă interzisă Sursele de referinţă de tip bandă interzisă valorifică faptul că tensiunea bază-emitor şi tensiunea termică au coeficienţi de variaţie cu temperatura de semn contrar. În aceste condiţii, este posibil să se găsească o sumă ponderată a celor două tensiuni, astfel încât per ansamblu variaţia cu temperatura să fie nulă: v v BE K. (.46) Sunt posibile multiple soluţii de realizare practică a referinţelor de tensiune cu bandă interzisă. deea lor de bază este utilizarea unei bucle de reacţie care să stabilească un punct de funcţionare caracterizat de o tensiune egală, conform (.46), cu suma dintre o tensiune BE şi o tensiune proporţională cu diferenţa a două BE, care este proporţională cu dacă tranzistoarele lucrează la densităţi de curent diferite. Schema de principiu a unei referinţe de tensiune cu bandă interzisă este reprezentată în Fig..6. 3

27 A Q Q v Fig..6. Schema de principiu a referinţei de tensiune cu bandă interzisă. Considerând amplificatorul A ideal şi neglijând curenţii de bază ai tranzistoarelor, pentru circuitul din Fig..6 pot fi scrise următoarele relaţii: v vbe ; (.47) vbe 3 v BE ; (.48). (.49) Utilizând (.49), diferenţa de tensiuni bază-emitor este de forma (.6): S S v BE vbe ln ln. (.5) S S Din (.48) şi (.5) se poate calcula expresia curentului : S ln 3, (.5) S iar din (.49) şi (.5) se poate calcula expresia curentului : S ln. (.5) 3 S În fine, din (.47) şi (.5) se poate calcula expresia tensiu nii de ieşire: S v vbe ln vbe K 3. (.53) S alorile / 3, / şi S / S pot fi setate astfel încât să se obţină pentru v un coeficient de temperatura nul, care se transmite apoi asupra curentului de referinţă al sursei de polarizare... AMPLFCAOAE DFEENŢALE Amplificatorul diferenţial (AD) este cel mai larg şi utilizat etaj de amplificare din structura unui circuit integrat analogic, remarcându-se prin particularităţile: prezintă două intrări de semnal, ca urmare amplifică diferenţa celor două tensiuni de intrare, fiind insensibil la valorile absolute ale acestor tensiuni; este insensibil la perturbaţii de mod comun, cum ar fi variaţiile tensiunii de alimentare şi temperaturii, informaţia fiind purtată de semnalul diferenţial; conectarea în cascadă a AD se poate realiza prin cuplaj direct. Schema AD clasic este prezentată în Fig..7. În emitoarele tranzistoarelor Q şi Q polarizarea se realizează printr-o sursă de curent constant, cu valoarea, dar se poate realiză şi numai printr-o simplă rezistenţă. ranzistoarele Q şi Q sunt împerecheate tehnologic, deci toţi parametrii lor pot fi consideraţi, cu o anumită aproximaţie, identici. 4

28 + CC C C i C v v Q Q i C v x i E i E v x CC Fig..7. Amplificator diferenţial clasic. Punctul static de funcţionare al AD este definit prin parametrii v x = v x, i C = i C = / şi v = v. În regim de amplificare intervin tensiunile diferenţiale de intrare şi de ieşire, definite astfel: v v v, respectiv v v v. (.54) x x x... CAACESCA DE ANSFE SACĂ Pentru simplificare se neglijează rezistenţele de bază şi de ieşire ale tranzistoarelor, inclusiv ale celor din sursa d e curent (r b =, r = ). În aceste condiţii, pe baza Fig..7 se pot scrie relaţiile: ie ie ic ic, (.55) unde = /(+) = i C /i E este factorul de amplificare în curent de la emitor la colector (i c = i E ). Din (.55) pot fi explicitate expresiile curenţii i C şi i C : ic, respectiv ic. (.56) i i i i C de unde se poate determina o altă formă de exprimare a curenţilor de colector: 5 C Utilizând caracteristica exponenţială a tranzistorului, v BE i exp C S. (.57) (.56) devine: i C, respectiv ic (.58) v BE v BE v BE vbe exp exp Aplicând legea lui Kirchhoff pe bucla care conţine tensiunile de bază, rezultă: astfel încât, (.58) devine: i C v x BE exp v BE x x x C C v v v v, (.59), respectiv Din (.55) şi (.6) se poate forma sistemul de ecuaţii: i i C C ic ic exp v expv x x i C. (.6) expvx tanh v x, (.6)