6. Stabilizatoare electronice

Transcript

1 6. Stabilizatoare electronice 6. Introducere Stabilizare a unei mărimi electrice = menţinerea contantă a valorii unei mărimi electrice (în enul de menţinerea cît mai aproape de acea valoare contantă), chiar şi atunci cînd aupra ei acţionează factori perturbatori. Circuitul care îndeplineşte acea funcţiune e numeşte tabilizator. Funcţiunea e poate aplica în cop informaţional (utilizarea unei mărimi ca referinţă pentru altele) au în cop energetic (calitatea energiei de alimentare a circuitelor electronice). Cel mai frecvent întîlnit ete tabilizatorul de teniune (pentru alimentarea circuitelor electronice la teniune contantă), dar e foloec şi tabilizatoare de curent (ure de curent contant). Stabilizarea unei mărimi ete caz particular al funcţiunii de reglare automată (vezi curul de iteme automate). Alte funcţiuni: reglare în regim de urmărire, protecţie, optimizare etc. Ca şi în cazul convertoarelor de putere, emnalele din partea de putere a tabilizatorului înt numai analogice (comanda poate fi şi numerică). Scopul tabilizării: - teniune pe arcină independentă de perturbaţii (rejecţia perturbaţiei); - revenire rapidă la valoarea cerută a teniunii pe arcină, după apariţia unei perturbaţii (proce tranzitoriu curt); - variaţie rapidă pre valoarea cerută a teniunii pe arcină, dacă aceata -a modificat. Conumatori (arcini) ai urelor de teniune tabilizată înt toate aparatele electronice, incluiv o mare parte din cele alimentate din baterii. Structura tabilizatorului depinde de alimentare şi de performanţele aşteptate. Două exemple tipice de conectare înt cele din figurile 6. şi 6.. Perturbaţiile uzuale: - Sarcina - Sura de teniune netabilizată (media şi componenta ondulatorie) - Temperatura Figura 6.: Stabilizarea teniunii furnizate de baterie Figura 6.: Stabilizarea teniunii furnizate de reţeaua electrică Efectele diperiei parametrice: valori diperate ale teniunii tabilizate, valori diperate ale curentului maxim, ure imetrice care nu înt imetrice etc. Performanţele tabilizatorului de teniune (regim tatic şi dinamic): - Teniunea nominală - Curentul nominal - Curentul de curtcircuit (dacă ete uportat!) - andamentul, în regim nominal Laurenţiu Frangu, Circuite Electronice Fundamentale 008 3

2 - Domeniul admi al teniunii de alimentare - Abaterile maxime ale teniunii de arcină, faţă de valoarea nominală - Ondulaţia maximă a teniunii de arcină - Coeficientul de variaţie a teniunii cu curentul de arcină (rezitenţa internă) - Coeficientul de variaţie a teniunii cu teniunea de alimentare - Coeficientul de variaţie a teniunii cu temperatura - Variaţia maximă de teniune şi timpul de tabilizare, după un alt al curentului de arcină - Variaţia maximă de teniune şi timpul de tabilizare, după un alt al teniunii de alimentare Figura 6.3: Caracteritica de arcină Caracteritica de arcină (caracteritică externă) a tabilizatorului exprimă dependenţa dintre curentul aborbit de arcină şi teniunea pe arcină (fără ă conidere ondulaţia teniunii pe arcină). n exemplu de caracteritică de arcină ete dat în figura 6.3 (e preupune teniunea de alimentare contantă). Într-o aproximare liniară (valabilă pe un interval mic), panta tangentei la caracteritică (cu emn chimbat) ete rezitenţa internă au rezitenţa de ieşire a tabilizatorului, adică coeficientul de variaţie a teniunii cu curentul de arcină (în regim cvaitaţionar): o d = (6.) di a = cont n alt parametru ete coeficientul de tabilizare, în raport cu teniunea de alimentare (regim cvaitaţionar): d = (6.) K d a = cont Figura 6.5: Variante de protecţie a tabilizatorului Din coniderente economice, tabilizatorul ete proiectat pentru o încărcare nominală de la arcină. Depăşirea acetei încărcări ete tratată diferit, în funcţie de copul tabilizatorului şi de natura arcinii: - tabilizatorul şi arcina înt protejate prin întreruperea funcţionării (figura 6.5a) - tabilizatorul ete protejat prin limitarea abruptă a curentului (figura 6.5b) - tabilizatorul ete protejat prin limitarea cu întoarcere a curentului (figura 6.5c). Laurenţiu Frangu, Circuite Electronice Fundamentale 008 4

3 Protecţia prin întrerupere ete foloită doar în echipamentele cu funcţionare critică, la care ecuritatea echipamentului ete eenţială. Protecţia ete în foloul echipamentului alimentat. Limitarea abruptă ete foloită în echipamente de laborator, care au nevoie de regimul de curent contant, au acolo unde arcina şi proprietăţile ei nu înt cunocute a priori. Aproape întotdeauna, teniunea de arcină şi curentul de limitare înt reglabile. Limitarea ete cea care crează regimul de curent contant, dar protejază şi ura. Stabilizatoarele cu limitare abruptă uportă regimul de curtcircuit, dar dipozitivele diipă foarte mult, în comparaţie cu regimul nominal. Limitarea cu întoarcere ete foloită în interiorul aparatelor, cînd arcina urei ete cunocută şi fixată. Aigură diipaţie mică în regimul de curtcircuit şi protejază ura. O performanţă de regim dinamic, anume atenuarea ondulaţiei de pe intrare, ete exprimată prin factorul de tabilizare în raport cu alimentarea. Aceta arată în ce raport abaterile teniunii de alimentare (de obicei, produe de redreorul teniunii de reţea) e vor regăi ub formă de ondulaţie a teniunii de arcină (numită, de obicei, riplu). De aceea, un tabilizator bun trebuie ă aibă valori mari ale coeficientului K, din relaţia (6.). Alte performanţe de regim dinamic înt abaterea maximă şi durata regimului tranzitoriu, după variaţii în treaptă ale pertrubaţiilor. Ele pot fi critice în acele cazuri în care conumatorul nu uportă depăşiri ale teniunii de alimentare. Forma teniunii pe arcină, la acţiunea perturbaţiilor, ete imilară cu cea din figura 6.4. Figura 6.4: Variaţia teniunii pe arcină, ca efect al perturbaţiilor Claificare, după metoda de tabilizare: - Stabilizatoare parametrice, tabilizarea e bazează doar pe caracteritica neliniară a unui dipozitiv (diodă, tub). Sînt foarte imple, performanţe labe; - Stabilizatoare cu reacţie, liniare (tabilizare bună, zgomot mic, randament lab); - Stabilizatoare cu reacţie, în comutaţie (tabilizare bună, zgomot mai mare, randament bun). 6. Stabilizatoare parametrice Stabilizatoarele parametrice e bazează pe caracteritica neliniară a unui dipozitiv, mărimea de ieşire fiind impuă de un parametru al acetei caracteritici. Cel mai frecvent, dipozitivul neliniar ete o diodă Zener, care are caracteritica din figura 6.6. Ea ete foloită în polarizare inveră, în regiunea de variaţie rapidă a curentului (regiunea de trăpungere), pentru că aceată regiune e caracterizează prin variaţia labă a teniunii. Parametrul care indică teniunea de polarizare inveră, pentru care dioda conduce, e numeşte teniune de trăpungere ( z ). Acet parametru ete un parametru de corelaţie (pre exemplu, valoarea teniunii invere la care curentul atinge o limită convenţională), întrucît la orice teniune exită curent nenul prin diodă, chiar dacă ete neglijabil. Teniunea de trăpungere a diodei Zener ete cea care impune teniunea pe arcină, într-un tabilizator parametric. Laurenţiu Frangu, Circuite Electronice Fundamentale 008 5

4 Figura 6.6: Caracteritica unei diode Zener (diodă tabilizatoare) = z = z BE = z BE Figura 6.7: Stabilizatoare parametrice În figura 6.7 înt prezentate trei variante de tabilizator parametric, împreună cu valorile teniunii de arcină. Acete valori nu înt foarte tabile, din cauza perturbaţiilor menţionate şi a diperiei parametrice. Pe de o parte, caracteritica diodei din regiunea de trăpungere nu ete un egment, caracterizat prin teniune contantă. Pe de altă parte, poziţia acetui egment (valoarea parametrului teniune de trăpungere) ete influenţată de temperatură şi are o diperie foarte mare, în cadrul unui lot de diode. Stabilizatorul din figura 6.7a ete caracterizat prin ecuaţiile (6.3)-(6.6): a = Ia + d (6.3) I a = Id + I (6.4) = I (6.5) I = I ) (6.6) d d ( d Primele trei înt ecuaţii Kirchhoff, a patra ete caracteritica diodei. Prin eliminarea curenţilor din şi din arcină, primele trei ecuaţii înt înlocuite de: d a = ( Id + ) + d (6.7) Punctul de funcţionare al diodei ete oluţia itemului de mai u. ezolvarea grafică (ecuaţiile (6.6) şi (6.7)) ete cea ugerată de figura 6.8, în care polarizarea inveră a diodei a fot reprezentată în cadranul I. Se obervă pe acet grafic cum ete influenţat punctul de funcţionare de acţiunea perturbaţiilor. Cînd rezitenţa de arcină cade (curentul de arcină creşte), punctul de funcţionare e deplaează în jo, iar cînd ea creşte (cade curentul prin arcină), punctul de funcţionare e deplaează în u. Punctul de funcţionare e mai poate deplaa dacă e modifică teniunea de alimentare. Limita pînă la care e poate deplaa în jo punctul de funcţionare ete cea la care Laurenţiu Frangu, Circuite Electronice Fundamentale 008 6

5 curentul prin diodă e anulează (dioda e blochează). Limita de u ete dată de curentul maxim admi prin diodă. Figura 6.8: Punctul de funcţionare al diodei, rezolvare grafică Pentru a aprecia parametrii tabilizatorului, e conideră rezitenţa dinamică a diodei, în jurul punctului de funcţionare, adică invera pantei caracteriticii în acel punct. ezultă: o = rz (6.8) d rz = =, K = + K da + rz r z (6.9) Acete performanţe înt modete. O îmbunătăţire importantă e obţine dacă e adoptă chema din figura 6.7b, în care partea cea mai mare a curentului de arcină ete aduă de tranzitor. Implicit, variaţia curentului prin diodă e diminuează ubtanţial (ete doar variaţia curentului de bază). ezitenţa internă a tabilizatorului ete mai mică, întrucît arcina ete cuplată în emitorul tranzitorului, a cărui impedanţă de ieşire ete mică. Influenţa teniunii de alimentare rămîne importantă. Influenţa temperaturii poate fi diminuată parţial, acolo unde e poate alege o diodă cu coeficient pozitiv de variaţie a teniunii de trăpungere (joncţiunea bază-emitor are coeficient negativ). Performanţele tabilizatorului: r + = z h i o, (6.0) h f + r = K r z z +, K = +. (6.) Varianta din figura 6.7c ete imilară cu cea din 6.7b, dar foloeşte un tranzitor compu, pentru arcini care olicită curent mare. În figura 6.9 ete prezentată o variantă de tabilizator cu tranzitor paralel. Schemele de c.a. înt detinate calculului rezitenţei de ieşire (rezitenţa internă a tabilizatorului) şi a factorului de tabilizare în raport cu alimentarea. elaţiile aproximative care definec performanţele: r z o = h o rz + hi rz + h + β + g f m (6.) r h z + i ho h f + = =, K a K. (6.3) r + h h + z i f Laurenţiu Frangu, Circuite Electronice Fundamentale 008 7

6 = + z BE Figura 6.9: Stabilizator cu tranzitor paralel N.B. Performanţele din relaţiile (6.8)-(6.3) înt valabile pentru mici abateri în jurul unui punct de funcţionare, pre exemplu pentru zgomot mic oit de pe alimentare au pentru mici variaţii ale curentului de arcină. Atît rezitenţa dinamică a diodei cît şi parametrii h ai tranzitorului au fot definiţi în acet en. Dacă dorim caracterizarea tabilizatorului pentru un domeniu mai mare de variaţie, ete nevoie de o decriere neliniară (pre exemplu, caracteritica de arcină din figura 6.3, care ete neliniară). 6.3 Stabilizatoare liniare, cu reacţie Ca şi în cazul amplificatoarelor şi ocilatoarelor, aplicarea reacţiei negative îmbunătăţeşte performanţele: imunitate la perturbaţii şi tabilitate a parametrilor. Pentru implitate, tabilizatorul poate fi văzut ca un amplificator, la care dorim ca mărimea de ieşire ă fie contantă. Pentru aceata, exită o mărime de intrare, numită referinţă, a cărei valoare precizează cît dorim ă fie valoarea mărimii de ieşire. olul reacţiei negative ete de a aigura o relaţie fixată între cele două mărimi, imună la perturbaţii şi diperie parametrică. În topologia reacţiei exită un comparator al mărimii de intrare cu mărimea de reacţie, care are un nume pecific în tabilizatoare: amplificator de eroare. De regulă, mărimea de reacţie ete o fracţiune din mărimea de ieşire, divizată rezitiv, iar amplificatorul de eroare amplifică diferenţa dintre referinţă şi reacţie. (În termenii itemelor automate, amplificatorul de eroare joacă rol de comparator şi de regulator automat proporţional.) Întrucît tabilizarea are şi un cop energetic (alimentarea arcinii), ete nevoie de un etaj de amplificare de putere, cel mai adeea fiind vorba de amplificare în curent. Acet etaj conţine cel puţin un tranzitor, montat în erie au în paralel cu arcina. Denumirea a, pecifică tabilizatoarelor, ete de element de control erie, repectiv element de control paralel Stabilizator cu element de control erie. Furnizarea referinţei În figura 6.0a ete prezentată o tructură de principiu, dintre cele mai imple, pentru tabilizatorul de teniune, cu amplificator de eroare şi element de control erie. Pentru fixarea noţiunii, trebuie reamintit că mărimea de referinţă erveşte copul informaţional al tabilizatorului (poate fi privită ca intrarea într-un amplificator), în timp ce teniunea de alimentare erveşte doar copului energetic. Din punct de vedere informaţional, alimentarea ete o ură de perturbaţii. Laurenţiu Frangu, Circuite Electronice Fundamentale 008 8

7 Figura 6.0: Stabilizator de teniune, cu element de control erie Pentru analiza tabilizatorului, e obervă tructura de reacţie negativă, cu eşantionare şi comparare de teniune. Bucla de reacţie negativă e închide prin amplificatorul de eroare, elementul de control erie şi divizorul de reacţie. Exită o ingură inverare de fază în buclă, deci reacţia ete negativă. Pentru comparare ete foloită tructura conacrată, de amplificator diferenţial. El va juca rolul de amplificator de eroare. eacţia negativă ete furnizată de cuadripolul din figura 6.0b, oluţie claică pentru amplificatoarele de teniune. Factorul de reacţie ete cel cunocut: f =. + Coniderînd că tranmiia pe buclă ete mare, rezultă că amplificarea ete invera factorului de reacţie, deci teniunea nominală pe arcină va fi: = ( ref = ref ) (6.4) f + Aceeaşi relaţie e putea deduce rapid, punînd condiţia ca teniunile de la intrările amplificatorului operaţional ă fie egale (condiţie îndeplinită datorită reacţiei negative). Pentru evaluarea celorlalte performanţe, aproximăm liniar funcţionarea tabilizatorului (tot în jurul unui punct de funcţionare), ca în circuitul echivalent de emnal mic, figura 6.0c. În aceată figură, generatorul de emnal a emnifică perturbaţia provenind de la alimentare. ezultă parametrii: o hi + Z = o h + f + af (6.5) h Z ( ) i + o + ho ( h f + )( + af ) ho ( hi + Zo ) = =, (6.6) K a ( h f + )( + af ) h o unde Z o ete impedanţa de ieşire a amplificatorului operaţional (fără reacţie), iar tranmiia pe buclă ete foarte mare. Aşa cum -a mai prezentat, relaţia (6.5) exprimă performanţa de tabilizare în raport cu perturbaţia de la arcină, iar relaţia (6.6) exprimă performanţa de tabilizare în raport cu alimentarea. Valorile lor înt foarte bune, pentru tabilizatoarele uzuale. Spre exemplu, rezitenţe interne de ordinul zecilor de miliohm şi factori de tabilizare de ordinul 000 (adică variaţii de mv/v, faţă de alimentare) înt deja ubînţelee pentru orice fabricant erio de ure tabilizate. Laurenţiu Frangu, Circuite Electronice Fundamentale 008 9

8 Figura 6.: Două oluţii pentru furnizarea referinţei În evaluarea de mai u -a preupu că referinţa ete o mărime contantă, care provine de la un generator cu rezitenţa internă neglijabilă. De regulă, referinţa ete o teniune preluată prin divizare tot de la teniunea de alimentare, tabilizată eparat. Dacă ea provine dintr-un tabilizator parametric (pre exemplu, cel foloit în figura 6.a), teniunea nominală pe arcină va fi calculată conform cu (6.7), care provine din (6.4): = ( z ) (6.7) + Problema creată de aceată oluţie ete tabilizarea proată, în raport cu alimentarea. Coeficientul de tabilizare al referinţei ete K (din relaţia (6.9)), iar coeficientul de tabilizare al întregului circuit e recalculează. Se ţine cont de faptul că perturbaţia de la alimentare e propagă atît prin admitanţa de ieşire a tranzitorului (efect evaluat în (6.6), prin K ), cît şi prin tabilizatorul referinţei, cu coeficient K. ezultă: K = + K K K f f, K = ( +, (6.8) r ) z + adică o tabilizare mai labă decît f.k. (am coniderat că K >> K f, ceea ce e întîmplă de regulă). elaţia (6.8) arată că ete nerezonabil ă foloim un tabilizator modet al referinţei, pentru că el pierde ceea ce -a cîştigat prin efectul reacţiei negative. În conecinţă, e va foloi un tabilizator foarte performant al referinţei, ceea ce nu ete dificil, avînd în vedere că el trebuie ă livreze un curent foarte mic. Tot tabilizatorul referinţei trebuie ă aigure şi dependenţa labă de temperatura ambiantă. Soluţia din figura 6.b ete mult mai avantajoaă, pentru că tabilizatorul referinţei e alimentează direct din teniunea de ieşire (gata tabilizată). Se obervă că divizorul de reacţie ete adu la intrarea neinveroare a amplificatorului, ceea ce produce reacţie pozitivă. Ete corectă aceată oluţie? ăpunul îl dă bucla care e închide prin diodă, care produce reacţie negativă. Tranmiia ei pe buclă ete mai mare decît cea a buclei care e închide prin divizor, deci predomină reacţia negativă. Aceată proprietate e poate contata analitic, criind expreia teniunii de ieşire: = a( ( z )) BE = a( z ) BE. (6.9) + + Se obervă că teniunea de ieşire ete prezentă şi în termenul drept, unde are coeficient negativ, ceea ce îneamnă că predomină reacţia negativă. Prin împăţire la a e obţine: ( = z + ) (6.0) Laurenţiu Frangu, Circuite Electronice Fundamentale 008 0

9 Punînd condiţia ca teniunile de la intrările amplificatorului operaţional ă fie egale, e obţine aceeaşi relaţie (ştiind că reacţia ete negativă). ezitenţa internă ete evaluată prin: h Z i + 0, (6.) h + + af f în care f ete factorul de reacţie negativă al întregii bucle (nu raportul de divizare al reacţiei pozitive!), iar af ete tranmiia pe aceeaşi buclă. Pentru a verifica valoarea mare a tranmiiei pe buclă, e calculează: af a a rz =. (6.) Aceeaşi valoare o găim în membrul drept al ecuaţiei (6.9), unde ete coeficientul teniunii de ieşire. Valoarea ete într-adevăr mare, dacă e ţine cont de amplificarea diferenţială a AO, uzual pete Schema din figura 6.b generează o problemă nouă: pornirea tabilizatorului! Din cauză că teniunea de ieşire ete proporţională cu cea de referinţă, iar cea de referinţă e alimentează din ieşire, ete poibil ca chema ă nu porneacă. na dintre oluţii ete alimentarea tabilizatorului referinţei din două ure (teniunea de ieşire şi teniunea de alimentare), ponderea mai mare fiind a teniunii de ieşire Limitarea curentului. Problema puterii diipate şi a randamentului Aşa cum -a menţionat, ete necear ca tabilizatorul de teniune ă fie completat cu un circuit care împiedică creşterea curentului de arcină, pete valoarea maxim admiă. Schemele din figurile 6. şi 6.3 corepund celor două oluţii prezentate în figurile 6.5b şi 6.5c: limitare abruptă şi limitare cu întoarcere. Figura 6.: Soluţie pentru limitare abruptă Figura 6.3: Soluţie pentru limitare cu întoarcere În amîndouă cazurile ete necear un traductor de curent de arcină, reprezentat aici de şuntul îneriat cu arcina. Semnalul de pe şunt ete foloit într-o buclă uplimentară de reacţie negativă. Aceată buclă are tranmiia mai mare decît prima, dar intră în funcţiune numai la depăşirea curentului. La limitarea de curent abruptă, tranzitorul T e dechide abia cînd teniunea pe şunt ete uficientă pentru polarizarea joncţiunii ale bază-emitor. Curentul ău de colector, determinat de caracteritica de tranfer exponenţială a tranzitorului, e aboarbe din ieşirea AO, la un loc cu curentul de bază al T. Întrucît ieşirea AO are o caracteritică căzătoare, dincolo de curentul ău nominal, teniunea de comandă a lui T cade, odată cu creşterea curentului de colector al T. ezultatul ete căderea Laurenţiu Frangu, Circuite Electronice Fundamentale 008

10 abruptă a teniunii de arcină. Curentul de arcină maxim ete determinat de rezitenţa şuntului şi de teniunea de dechidere a lui T : I 0,7V _ max (6.3) Circuitul uportă curtcircuitarea ieşirii, dar T trebuie dimenionat corepunzător, deoarece puterea diipată în curt poate fi de cîteva ori mai mare decît cea diipată în regimul nominal. Valorile puterii diipate, în cele două ituaţii, înt: şunt Pd = I max ( a şunt ), (6.4) repectiv P = I ( ). (6.5) d n exemplu numeric reprezentativ: alimentare la 4V, teniune nominală pe arcină de 5V şi curent maxim de A. Puterea diipată în curt ete 3,3W, adică de,8 ori mai mare decît cea diipată în regim nominal, care ete 8,3W. Analiza limitării de curent cu întoarcere decrie cele două regimuri (tabilizarea teniunii şi întoarcerea) prin ecuaţiile (6.6) şi (6.7). Cea de a doua exprimă teniunea pe joncţiunea BE a lui T, în ipoteza unui curent de bază neglijabil. ( = ref + ) (6.6) BE = + şunt 5 ( ) + (6.7) Cînd T ete la limita de dechidere, are loc trecerea de la regimul de tabilizare la regimul de limitare, deci curentul prin arcină ete maxim. ezultă: ( + 0,6V )( ) 0,6 ( 4 ) 4 şunt = + = V + + = şunt I _ max = I 4 _ max 0,6V ( ) ref ( ) (6.8) şunt 5 5 Curentul de curtcircuit e deduce din relaţia 6.7, punînd condiţiile ca T ă fie dechi şi teniunea pe arcină nulă: = 0, ( + şunt ) 5 = 0, 7V, şunt = Icc şunt ezultă: 0,7V I ( 4 cc = + ) (6.9) eluînd problema puterii diipate pe T, aceata trebuie exprimată analitic, pe porţiunea de întoarcere a caracteriticii: max şunt a 4 5 şunt 5 BE = ( + şunt ) Laurenţiu Frangu, Circuite Electronice Fundamentale 008

11 I = P şunt şunt = BE ( + 4 ) + 5 şunt 4 5 ( 4 ) 4 BE + + ( ) 5 5 = I ( ( ) ( 4 a şunt = a + BE )) (6.30) d + şunt 5 Ecuaţia (6.30) ete de gradul în teniunea de arcină şi e poate reprezenta grafic cu uşurinţă. Foloind acelaşi exemplu numeric ca în cazul limitării abrupte, într-o oluţie tipică de tabilizator, e obţin puteri de curtcircuit de ordinul 8-9W şi puteri maxime de ordinul 0W, ceea ce arată diferenţa faţă de limitarea abruptă. Aşa cum -a arătat, alegerea limitării crează o problemă de putere diipată pe tranzitor. O altă problemă, din aceeaşi categorie, ete randamentul tabilizatorului. Aceta poate fi aproximat prin: I I η = =. (6.6) I I a a În cazul de faţă, randamentul pentru limitare abruptă ete de cel mult 6,5%, iar cel pentru limitare cu întoarcere are valoare apropiată (pentru regimul de tabilizare). În realitate, randamentul ete mai mic, întrucît -au neglijat curenţii foloiţi în circuitele de emnal ale tabilizatorului. Valoarea de mai u nu ete întîmplătoare, ea ete tipică pentru tabilizatoarele liniare Detalii de implementare Schemele din figurile 6.0 şi 6. prezintă doar principiul tabilizatorului. La proiectare, trebuie tabilite multe detalii, care privec alimentarea, curentul maxim prin dipozitive, tabilitatea etc. Condenatorul pe ieşire. Aşa cum e vede în figurile 6., 6.3, producătorii de circuite recomandă montarea unui condenator în paralel cu arcina. Capacitatea ete de ordinul unităţilor de μf, în funcţie de puterea de ieşire a tabilizatorului. Scopul lui nu ete de filtrare, lucru de care ne putem convinge evaluînd reactanţa capacitivă la frecvenţa ondulaţiilor care trebuie filtrate, de 00 Hz (am preupu un redreor cu puluri pe perioadă). Pentru C =0μF e obţine X C = = 6Ω πfc, mult mai mare decît rezitenţa internă a tabilizatorului. Scopul pentru care e montează acet condenator ete evitarea ocilaţiilor pe frecvenţe înalte. Ocilaţiile înt determinate de amplificarea mare pe buclă şi de defazajele care apar, la fecvenţe mari, în tranzitor şi în AO. La frecvenţa la care uma acetor defazaje ete 80 grade, reacţia negativă -a tranformat în reacţie pozitivă. Dacă şi amplificarea pe buclă ete upraunitară, tabilizatorul va ocila pe acea frecvenţă. Efectul adu de condenator ete curtcircuitarea ieşirii, la frecvenţe mari, atfel încît amplificarea pe buclă ă fie ub unitate. Acelaşi efect e mai obţine şi compenînd în frecvenţă AO, adică limitînd amplificarea lui la frecvenţe mari (e va analiza la curul de Circuite Integrate Analogice). În mod uzual, banda tabilizatorului ete limitată la ute de Hz, în copul aigurării tabilităţii. Pentru a obţine acet efect, ete important ă alegem un condenator de compenare neînfăşurat, pentru ca efectul capacităţii ale, la frecvenţe mari, ă nu fie macat de inductanţa proprie. Chiar dacă e recomandă utilizarea unui condenator de 0 50μF, care ete electrolitic, în paralel cu el e montează întotdeauna un condenator neînfăşurat, de 0, μf (de obicei, ete în tehnologie multitrat). a a Laurenţiu Frangu, Circuite Electronice Fundamentale 008 3

12 Tranzitorul erie. Tranzitorul erie primeşte comanda de la amplificatorul de eroare. Amplificarea lui în curent trebuie ă fie mai mare decît raportul dintre curentul maxim de arcină şi curentul maxim de la ieşirea AO. Atunci cînd aceată cerinţă nu ete atifăcută de un ingur tranzitor, e foloec tranzitoare compue, a căror amplificare în curent ete aproximativ produul amplificărilor tranzitoarelor componente (vezi paragraful..6). Spre exemplu, pentru configuraţiile din figura 6.4, β β β. Figura 6.4: Tranzitoare compue, pentru elementul de control erie al tabilizatorului Alimentarea AO. Pe de altă parte, alimentarea tranzitorului T în colector (figura 6. şi altele aemănătoare) nu ete favorabilă, din punctul de vedere al polarizării AO şi al randamentului. În cazul în peţă, teniunea de ieşire a AO trebuie ă fie mai mare decît cea din colectorul tranzitorului (pentru ca aceta ă nu e atureze), dar ă nu fie mult mai mare, pentru că determină diipaţie inutilă pe tranzitor, deci căderea randamentului. Cum AO neceită teniune de alimentare cu -3V mai mare decît cea din ieşirea a, rezultă că cei -3V vor încărca inutil tranzitorul. Din acet motiv, e preferă plaarea emitorului lui T la teniunea de alimentare, care permite comanda ca în figura 6.5. Teniunea de ieşire a AO poate acum ă fie mică, ca şi teniunea lui de alimentare. Evident, intrările AO au fot permutate, pentru a menţine reacţia negativă. Ete adevărat că ieşirea pre arcină prin colectorul lui T nu ete favorabilă unei rezitenţe de ieşire mici, dar tranmiia mare de pe buclă corectează acet neajun. Figura 6.5: Soluţie alternativă pentru tranzitorul erie Varierea teniunii de arcină. O altă problemă care trebuie rezolvată ete modificarea teniunii de ieşire şi a limitei de curent. Pentru reglaj în limite mici, oluţia din figura 6.6a ete foarte convenabilă. Ajutarea divizorului de reacţie ne cuteşte de realizarea unei teniuni de referinţă reglabile. Dacă înă ete neceară varierea teniunii de arcină începînd de la 0, e va foloi o ură de referinţă ajutabilă, ca în figura 6.6b. Mai mult, AO nu funcţionează atunci cînd intrările lui înt la acelaşi potenţial cu alimentarea, ceea ce impune foloirea a încă unei teniuni de alimentare pentru AO, alimentarea negativă. Laurenţiu Frangu, Circuite Electronice Fundamentale 008 4

13 Figura 6.6: Ajutarea teniunii de arcină Varierea limitei de curent. De regulă, ajutarea în limite largi a limitei de curent ete neceară în cazul limitării abrupte, în aparate de laborator. Limitarea cu întoarcere ete detinată arcinilor cunocute şi fixate, deci care nu mai au nevoie decît de ajutări mici, la punerea în funcţiune. Ajutarea limitei prin modificarea rezitenţei de şunt nu ete o oluţie viabilă, din cauza contrucţiei mecanice a şuntului. Ca urmare, e foloeşte o oluţie mai comodă: teniunea pe şunt e compară cu cea limită într-un amplificator eparat, realizat cu AO. În acet fel, caracteritica devine foarte abruptă (limitarea foarte exactă a curentului). Stabilizatoare integrate. În copul reducerii paţiului ocupat pe cablaj, ca şi al preţului circuitului, fabricanţii au înglobat în acelaşi circuit integrat mai multe componente ale tabilizatorului. n alt avantaj oferit de circuitul integrat ete integrarea imultană a mai multor tranzitoare, care oferă poibilitatea micşorării diperiei parametrice şi a dependenţei de temperatură. Circuitul din figura 6.7a (A73) ete o oluţie comodă pentru multe aplicaţii, pentru că înglobează amplificatorul de eroare, referinţa, tranzitorul erie şi tranzitorul pentru limitare de curent. n tabilizator cu puţine componente externe, realizat cu A73, ete cel din figura 6.8. Dacă curentul prin arcină au teniunea maximă de alimentare depăşec poibilităţile circuitului, atunci mai trebuie adăugate componente în exterior, dar oluţia rămîne avantajoaă, faţă de utilizarea componentelor eparate. Pentru multe teniuni de alimentare uzuale (5V, V, 5V ş.a.), fabricanţii au integrat toate componentele într-o capulă, care a devenit tabilizator integrat cu 3 terminale. Structura internă implificată ete prezentată în figura 6.7b. Schema de utilizare a tabilizatorului ete cea din figura 6.9a. Dacă circuitul are conum intern de curent foarte mic, el poate fi foloit şi pentru teniune de arcină reglabilă, mai mare decît teniunea nominală, ca în figura 6.9b, în care ( = n + ). Figura 6.7: Stabilizatoare liniare integrate Laurenţiu Frangu, Circuite Electronice Fundamentale 008 5

14 Figura 6.8: Stabilizator liniar cu A73 Figura 6.9: Stabilizatoare cu trei terminale Stabilizatoare de teniune negativă. Exemplele prezentate în acet capitol au avut în vedere teniuni pozitive de arcină, în raport cu terminalul comun. Furnizarea de teniuni negative nu ridică nici un fel de problemă de principiu, toate rezultatele dedue mai u e aplică fără modificare. Din punct de vedere practic, chemele e modifică atfel: e chimbă orientarea urei de alimentare netabilizate, e chimbă tipurile tranzitoarelor pnp şi npn între ele, e chimbă orientarea alimentării AO şi enul diodelor Zener. Dacă ura foloeşte un tabilizator integrat, de tipul lui A73, trebuie modificat şi modul de alimentare al integratului (de regulă, fabricantul oferă oluţiile tipice de configurare, în catalog). Stabilizatoare duale. Atunci cînd înt neceare două ure de alimentare imetrice, nu e contruiec două ure cu referinţele eparate, ci e imprimă uneia dintre ele regimul de urmărire. Teniunea a de ieşire va fi imetricul celeilalte. O oluţie poibilă ete cea din figura 6.0, în care tabilizatorul de teniune pozitivă poate fi realizat în orice variantă, în timp ce tabilizatorul de teniune negativă foloeşte ca referinţă cealaltă teniune de ieşire. El funcţionează în regimul de amplificator inveror, ca cel decri în ubcapitolul.4. elaţia care tabileşte teniunea de ieşire negativă ete: = (6.7) Figura 6.0: Stabilizator dual Laurenţiu Frangu, Circuite Electronice Fundamentale 008 6

15 Concluzii: Stabilizatoarele liniare cu reacţie au proprietăţi foarte bune de tabilizare, incluiv proprietăţile de regim dinamic. iplul pe arcină ete mic, iar proceul tranzitoriu ete rapid şi fără depăşiri mari. Schema nu ete complicată. Problema cea mai upărătoare a tabilizatoarelor liniare ete randamentul (40-80%, în funcţie de limitele perturbaţiilor). 6.4 Stabilizatoare în comutaţie Scheme analizate în ubcapitolul precedent au un nejun emnificativ: randamentul căzut. Aceata îneamnă nu numai conum mai mare de energie, ci şi încălzirea componentelor, care înt mai cumpe, mai mari, neceită radiator şi ventilarea circuitului. O oluţie mai bună, din punct de vedere al randamentului, înt urele tabilizate numite în comutaţie (au chopper). Îmbunătăţirea eenţială, în aceată categorie de circuite, ete faptul că dipozitivele de putere lucrează în comutaţie (claă de funcţionare D). Ele nu diipă putere emnificativă cînd înt în conducţie (pentru că teniunea pe ele ete foarte mică) şi nu diipă de loc cînd înt blocate (curentul ete nul). În principiu, tabilizatorul pătrează tructura generală de circuit cu reacţie negativă, dar elementul de control erie ete înlocuit cu un circuit mai complicat, care are acelaşi rol, dar randament mai bun. Structura generală ete cea din figura 6.. Figura 6.: Structura tabilizatorului în comutaţie Întrucît dipozitivele lucrează în comutaţie iar teniunea pe arcină trebuie ă fie netedă, devine necear ca circuitul de putere ă conţină elemente reactive, care înmagazinează energie şi care joacă rolul de filtru. Spre deoebire de condenatorul C din figura 6.8 (şi toate cele imilare), care are rol antiocilaţie (nu de filtrare), la tabilizatoarele în comutaţie exită întotdeauna reactanţe cu rol de filtru. n alt avantaj important al tabilizatoarelor în comutaţie ete faptul că dimeniunile filtrelor şi ale tranformatoarelor înt enibil mai mici decît cele ale elementelor omologe din tabilizatoarele liniare, alimentate de la reţea. Motivul ete frecvenţa de comutaţie, mult mai mare decît cea a reţelei. Frecvenţele uzuale de comutaţie e întind de la cîţiva khz (pentru puteri mari) la MHz (pentru puteri mai mici). Din punctul de vedere al circuitului de comutaţie, exită trei variante de realizare: - cu capacităţi comutate (puteri mici şi foarte mici, ub W) - cu variator de c.c. (puteri mici şi mijlocii, 0, W 00 W) - cu invertor autonom (puteri mijlocii şi mari, 5W 000 W) Toate urele de calculator peronal (400 W) înt din ultima categorie, în timp ce urele din telefoanele celulare fac parte din primele două categorii. Stabilizatoare cu variator de c.c. Principiul variatorului de c.c., care lucrează ciclic, poate fi decri atfel: într-un interval e preia energie de la ura de alimentare şi e depozitează într-o reactanţă, iar în intervalul următor aceată reactanţă tranmite energie arcinii. Dacă arcina nu ete niciodată cuplată direct la alimentare, atunci ete neceară prezenţa unei a doua reactanţe, care alimentează arcina. Dacă arcina ete cuplată la alimentare imultan cu prima reactanţă, atunci cea de a doua nu ete obligatorie. Laurenţiu Frangu, Circuite Electronice Fundamentale 008 7

16 Pentru ilutrarea principiului, în figura 6.a ete prezentat un variator de c.c., de tipul coborîtor de teniune (tep-down). Întrerupătorul K ete un tranzitor de comutaţie (bipolar au MOS), dar a fot înlocuit în deen prin funcţia pe care o îndeplineşte. Pentru implitatea analizei, preupunem întîi că nu exită condenatorul C. Diagramele de timp pentru curentul prin bobină şi teniunea pe diodă înt prezentate în figura 6.b, în regim periodic (teniunea pe arcină ete proporţională cu curentul prin bobină). În primul interval, întrerupătorul K ete închi, bobina şi arcina primec energie de la ura de alimentare, curentul prin bobină creşte. În al doilea interval, întrerupătorul K ete dechi, dar continuă ă curgă curent prin bobină, pe eama energiei înmagazinate. Curentul e închide prin arcină şi diodă (teniunea pe catod devine negativă, ub efectul teniunii de autoinducţie). Energia din bobină e tranferă pre arcină, iar curentul cade. Se obervă că prezenţa condenatorului nu ete obligatorie, bobina aigură curent neîntrerupt prin arcină. Figura 6.: Stabilizator de teniune cu variator tep-down Două mărimi importante pentru funcţionarea variatorului trebuie evaluate: teniunea medie pe arcină şi ondulaţia. Prima mărime pune în evidenţă poibilitatea de comandă a variatorului, în timp ce a doua pune în evidenţă calitatea teniunii pe arcină. Se notează T intervalul de creştere a curentului (K ete închi) şi T intervalul cînd K ete on dechi. Se mai notează γ = T on Ton + T off, numit factor de umplere. Se obervă că circuitul L acţionează ca un filtru trece jo, deci teniunea medie pe arcină va fi media teniunii u. Pentru implitate, e neglijează căderile de teniune pe întrerupător, pe diodă, pe rezitenţa de pierderi a bobinei, şi rezultă: off γe. (6.8) Aceată relaţie arată că teniunea medie pe arcină poate fi comandată prin factorul de umplere şi că teniunea de alimentare ete o perturbaţie importantă. Deşi curentul de arcină nu intervine, e poate deduce că şi el ete un factor perturbator, dacă ţinem cont de căderile de teniune neglijate mai u, care înt proporţionale cu curentul. Ton + Toff + r În privinţa factorului de ondulaţie, e notează α = = ( Ton + Toff ) (raportul dintre τ L perioada comutaţiei şi contanta de timp a circuitului) şi rezultă: Δu Aceată relaţie arată că ondulaţia cade dacă: - creşte frecvenţa de comutaţie - creşte contanta de timp a circuitului L. = α( γ ) (6.9) Laurenţiu Frangu, Circuite Electronice Fundamentale 008 8

17 Amîndouă metodele de cădere a ondulaţiei prezintă limitări: - prin creşterea frecvenţei de comutaţie, creşte şi puterea diipată pe dipozitive (componenta cea mai importantă a puterii diipate ete proporţională cu frecvenţa comutaţiei) - prin creşterea contantei de timp a circuitului, creşte proporţional durata proceelor tranzitorii, pe care le dorim rapide. Deşi nu ete obligatorie, prezenţa condenatorului C ete foloitoare. Filtrul LC ete de ordinul, şi produce ondulaţie mai mică, fără ă lungeacă proceele tranzitorii. Valoarea ondulaţiei pentru filtru LC: Δu ( T + T ) on off = α ( γ ) = ( γ ) (6.30) 8 8LC Forma teniunii pe arcină ete mult mai bine filtrată decît în cazul fără condenator. n exemplu numeric pentru calculul factorului de ondulaţie: frecvenţa de comutaţie 0 khz, Δu contanta de timp LC = 0, m, factorul de umplere γ = 50%, conduc la valoarea: = 0,4%. În realitate, rezultatul ete cam optimit, întrucît au fot neglijate toate efectele parazite, dar reprezintă o etimare acceptabilă. Se vede că, pentru o teniune de arcină de 0V, teniunea de ondulaţie ete de 40mV, valoare normală pentru un tabilizator în comutaţie bun. evenind la funcţia de tabilizare, ete evident că ete necear un circuit care ă tranforme teniunea de comandă, dată de amplificatorul de eroare, în impuluri de comandă ale tranzitorului de comutaţie, cu factorul de umplere γ. Acet circuit e numeşte modulator în factor de umplere (au modulator în durată a impulurilor, Pule Width Modulator) şi a fot reprezentat în figura 6.3a în cea mai implă variantă a a. Modularea contă în compararea teniunii de comandă cu un emnal triunghiular (figura 6.3b), atfel încît ieşirea ă fie un tren de impuluri, cu factorul de umplere proporţional cu teniunea de comandă u c. Frecvenţa emnalului triunghiular ete chiar frecvenţa de comutaţie. Amplitudinea impulurilor nu are nici o relevanţă, atîta vreme cît ete uficientă pentru comanda în comutaţie a tranzitorului. Semnele la comparator au fot alee atfel încît reacţia ă fie negativă. Figura 6.3: Stabilizator cu variator tep-down Ca şi în cazul tabilizatoarelor liniare, exită o gamă largă de circuite integrate, dedicate comenzii variatoarelor din tabilizatoare. Ele foloec şi alte variante de modulare, în funcţie de performanţele dorite. n exemplu de circuit pecializat în comanda tabilizatorului în comutaţie ete cel din figura 6.4 (SG354), care cuprinde: referinţă, amplificator de eroare, limitator de curent, ocilator de emnal triunghiular, modulator, două tranzitoare de ieşire şi circuit de protecţie Laurenţiu Frangu, Circuite Electronice Fundamentale 008 9

18 împotriva căderii teniunii de alimentare. Nu neceită altă componentă externă decît un condenator, prin care e tabileşte frecvenţa de comutaţie. Se obervă că el rezolvă probleme de comandă, de reglarea teniunii şi de protecţie. Figura 6.4: Circuit de comandă a tabilizatorului în comutaţie n exemplu de tabilizator integrat, cu variator de c.c. ete cel din figura 6.5 (chema recomandată de producător). Semnalele înt cele din figura 6., dar cu teniunea de ieşire mai bine filtrată. Figura 6.5: Stabilizator integrat cu variator de c.c. Alte variatoare foloite în urele în comutaţie înt cele din figura 6.6: ridicător de teniune (tepup) şi inveror de emn (inverter). La acete variatoare, arcina nu ete niciodată conectată direct la ura de alimentare. Din acet motiv, condenatorul C ete obligatoriu, dacă dorim teniune neîntreruptă pe arcină. Figura 6.6: Alte variatoare de c.c. Laurenţiu Frangu, Circuite Electronice Fundamentale

19 Stabilizatoare cu invertor autonom. Diferenţa importantă între invertoare şi variatoare de c.c. ete aceea că primele crează teniune alternativă, capabilă ă fie tranmiă prin tranformator. Exemplul din figura 6.7 ete foarte frecvent foloit în acţionarea motoarelor de c.c., în alimentarea cu teniune alternativă, dar şi în tabilizatoare. Din cauza configuraţiei, e mai numeşte şi punte în H. Teniunea din ecundar ete redreată şi filtrată cu un circuit identic cu variatorul de c.c. Tranzitoarele comută în perechi, în antifază, aşa cum arată fazele emnalelor de comandă (deenate în faţa bazelor). Între intervalele de conducţie, exită întotdeauna un interval de pauză, în care nici un tranzitor nu conduce, numit timp mort. El împiedică conducţia accidentală a unui curent din ură prin două tranzitoare din aceeaşi latură. Formele de undă (aproximative) ale emnalelor de comandă din invertor şi a teniunii pe primar înt deenate în figura 6.8. Media teniunii pe arcină ete proporţională cu factorul de umplere al comenzii tranzitoarelor din invertor. Ca urmare, tabilizarea teniunii e obţine tot prin comanda în factor de umplere (PWM), ca la variatorul de c.c.. Circuitul din figura 6.4 ete adecvat şi pentru comanda invertorului. El include generarea de timp mort şi comanda în antifază, pecifice invertorului (nu erau neceare variatorului de c.c.). Surele de calculator foloec tot un tabilizator cu invertor autonom, dar în care lucrează doar două tranzitoare, ca cel din figura 6.9. Figura 6.7: Invertor autonom (punte în H ) Figura 6.8: Semnalele din invertor Figura 6.9: Invertor cu jumătate de punte Stabilizatoare cu capacităţi comutate. Principiul circuitului de comutaţie ete tranferul energiei între alimentare şi arcină, prin intermediul unor condenatoare. Circuitul e mai numeşte pompă de arcină (e ubînţelege arcina electrică din condenator). n exemplu ugetiv ete cel din figura 6.9, care realizează funcţiunea de dublor de teniune. Sub comanda ocilatorului intern, comutatoarele cuplează condenatorul intermediar C, în mod alternativ, la alimentare şi la arcină. În primul interval el e încarcă, în al doilea interval tranmite energie către arcină, fiind legat în erie cu C. În afară de condenatorul C, e obervă că ete abolut necear condenatorul C. În toate circuitele cu capacităţi comutate, acet condenator ete prezent, dacă dorim teniune neîntreruptă pe arcină (ceea ce ete valabil întotdeauna). Fiind vorba de puteri mici, fabricanţii au Laurenţiu Frangu, Circuite Electronice Fundamentale 008 3

20 integrat toate componentele circuitului (interiorul liniei întrerupte din figura 6.30), mai puţin condenatoarele. În aceleaşi circuite ete integrată şi partea de tabilizare (referinţă, reacţie, amplificator de eroare, comanda circuitului de comutaţie). Frecvenţe de comutaţie uzuale înt cuprine între 3 khz şi 500 khz. Evaluarea ondulaţiei pe arcină, pentru circuitul lucrînd fără reacţie, ete foarte implă. Spre exemplu, pentru un factor de umplere al comenzii de 50%, e aproximează curentul de arcină cu o contantă şi rezultă că ondulaţia teniunii de arcină ete aproximativ egală cu decărcarea celor două condenatoare, în jumătate de perioadă. It I Δ u =, unde f ete frecvenţa comutaţiei iar C e ete capacitatea echivalentă a celor două C fce condenatoare. Dacă ele au capacităţi egale, atunci: Δ I u fc. (6.3) Figura 6.30: Dublor de teniune, cu capacităţi comutate Pentru a obţine funcţia de tabilizare, ete obligatoriu ă exite un procedeu prin care teniunea de comandă, produă de amplificatorul de eroare, ă modifice energia medie tranferată în unitatea de timp. Spre deoebire de variatorul de c.c. şi de invertorul autonom, la convertoarele cu capacităţi comutate e preferă alte variante de modulare a comenzii. n exemplu: trategia de comandă foloeşte o caracteritică de hiterezi, la fel cu cele prezentate în ubcapitolul 4.6. Factorul de umplere al comenzii ete menţinut la o valoare contantă (exemplu: 50%), pînă cînd teniunea medie pe arcină depăşeşte pragul de u, puţin mai mare decît valoarea nominală, apoi comanda ete upendată, pînă cînd teniunea medie pe arcină cade ub pragul de jo. Valoarea nominală ete între cele două praguri. Teniunea pe arcină variază mereu între cele două praguri (figura 6.3). Teniunea de ondulaţie pe arcină ete egală cu diferenţa dintre praguri plu valoarea deduă în relaţia (6.3). Figura 6.3: Stabilizatorul cu capacităţi comutate: teniunea pe arcină, comanda cu hiterezi Laurenţiu Frangu, Circuite Electronice Fundamentale 008 3