ŽILINSKÁ UNIVERZITA V ŽILINE DIPLOMOVÁ PRÁCA

Transcript

1 ŽILINSKÁ UNIVERZITA V ŽILINE Elektrotechnická fakulta DIPLOMOVÁ PRÁCA 27 Jozef Jánošík

2 2

3 3

4 ŽILINSKÁ UNIVERZITA V ŽILINE Elektrotechnická fakulta DIPLOMOVÁ PRÁCA Textová časť 27 Jozef Jánošík 4

5 OBSAH Zoznam použitých symbolov a skratiek...7 Úvod...9 Elektrický pohon... 2 Striedavý elektrický pohon s ASM Asynchrónny motor Konštrukcia a princíp činnosti ASM...4 Matematický opis ASM Zavedenie priestorového vektora, rovnice ASM Transformácia súradníc Riadenie ASM Skalárne riadenie...2 Vektorové riadenie...2 Priame momentové riadenie Priame momentové riadenie Princíp DTC...23 Depenbrockova metóda (Direct Self Control - DSC)...24 Takahashiho metóda...28 Nová metóda...3 Estimácia statorového magnetického toku Napäťový model ASM Prúdový model ASM...34 Zhrnutie kapitoly Simulácia DTC Výsledky simulácií Výsledky simulácie rozbeh ASM Výsledky simulácie reverzácia nezaťaženého ASM Hardvér Celková bloková schéma...43 Výkonová časť...44 Digitálne optické oddelenie...46 Analógové optické oddelenie, meranie prúdu a napätia...46 Riadiaci člen Softvér Spracovanie údajov z AD prevodníka...49 Spracovanie signálov z IRC...5 Výpočet DTC algoritmu...5 Realizácia otáčkovej slučky...5 Komunikácia s PC Experiment na reálnom zariadení Výsledky experimentu...52 Záver...56 Zoznam použitej literatúry

6 Zoznam použitých symbolov a skratiek Symboly a jednotkový priestorový vektor i fázor prúdu, priestorový vektor prúdu I efektívna hodnota prúdu Im imaginárna časť j imaginárna jednotka J moment zotrvačnosti k,2 váhové koeficienty L indukčnosť Lh hlavná indukčnosť m moment pp počet pólpárov R odpor t čas U efektívna hodnota napätia u fázor napätia, priestorový vektor napätia ε uhol medzi reálnymi osami statorového a rotorového súradnicového systému ϑ uhol natočenia rotora ψ okamžitá hodnota magnetického toku ψ priestorový vektor magnetického toku ω uhlová rýchlosť ωm mechanická uhlová rýchlosť ωk uhlová rýchlosť všeobecného súradnicového systému Dolné indexy a týkajúci sa fázy a b týkajúci sa fázy b c týkajúci sa fázy c d týkajúci sa osi d, žiadaná hodnota 6

7 e elektrický i indukovaný q týkajúci sa osi q 2,R týkajúci sa rotora,s týkajúci sa statora x týkajúci sa osi x y týkajúci sa osi y z záťažný α týkajúci sa osi α β týkajúci sa osi β Horné indexy R týkajúci sa rotorového súradnicového systému S týkajúci sa statorového súradnicového systému Skratky ASM asynchrónny motor DSC Depenbrockova metóda DTC priame momentové riadenie ELP elektrický pohon JSMCB jednosmerný motor s cudzím budením REP regulovaný pohon EDB elektrodynamické brzdenie 7

8 Úvod V technickej praxi je často potrebný pohon rôznych zariadení, či už rotačný alebo translačný. Prakticky pri riešení pohonu nejakého zariadenia ide o problém premeny určitého druhu energie na energiu mechanickú. V tomto procese je výhodné použiť elektrický pohon, pri ktorom vlastne dochádza k riadenej premene elektrickej energie na mechanickú. Elektrické pohony nachádzajú široké uplatnenie v technologických a výrobných procesoch. V minulosti sa v aplikáciách využívajúcich elektrický pohon nasadzovali jednosmerné motory s cudzím budením (JSMCB). Tieto elektrické točivé stroje sú populárne hlavne kvôli možnosti separovanej regulácie elektrického momentu a magnetického toku. Naviac pri správnom nastavení neutrálnej osi kief je možné JSMCB optimálne momentovo využiť. Postupne začali JSMCB vytláčať asynchrónne motory (ASM). Asynchrónny motor v porovnaní s JSMCB disponuje lepšími vlastnosťami, hlavne po konštrukčnej stánke. Z jednoduchšej konštrukcie vyplýva väčšia spoľahlivosť, menšie nároky na údržbu a samozrejme aj nižšie výrobné náklady. Širšie používanie ASM v regulovaných pohonoch umožnil až rozmach výkonovej elektroniky (vývoj nových polovodičových prvkov). Až do 7-tych rokov 2. storočia sa používali ASM s klietkou nakrátko len neregulované, pracujúce na sieti s konštantnou frekvenciou. Rozvoj mikroprocesorovej techniky umožnil realizovať sofistikované riadiace algoritmy, a tak pohon s ASM môže pri vhodnom riadení vykazovať také vlastnosti ako pohon s JSMCB. 8

9 Elektrický pohon Elektrický pohon je sústava, ktorá premieňa elektrickú energiu na energiu mechanickú. V prípade, že elektrický pohon doplníme riadiacim systémom a spätnou väzbou, ktorá dáva informáciu riadiacemu systému o stave výstupnej veličiny (napríklad o mechanických otáčkach motora), vytvoríme regulovaný elektrický pohon (REP), ktorý umožní riadenú premenu elektrickej energie na mechanickú, pričom množstvo výstupnej mechanickej energie je možné žiadať na vstupe riadiaceho systému. Bloková schéma všeobecného REP je na obr... Obr.. Bloková schéma všeobecného REP Ide o kaskádnu regulačnú štruktúru, kde rýchla podradená slučka reaguje na poruchy a pomáha tým pomalšej, ale presnej vonkajšej slučke dosiahnuť žiadanú hodnotu výstupnej veličiny. Podľa toho, aký motor použijeme v regulačnej štruktúre, je možné rozdeliť pohony na: jednosmerné, striedavé. Toto rozdelenie je možné ďalej rozvetviť podľa použitého druhu motora, napr.: ASM, synchrónny motor, reluktančný motor,... (ďalej sa uvažuje striedavý pohon s ASM). 9

10 Ďalšie rozdelenie je možné z hľadiska žiadanej veličiny, najčastejšie sa v REP stretávame s reguláciou na: žiadaný moment, žiadanú rýchlosť, žiadanú polohu. Pri návrhu pohonu je potrebné brať do úvahy požiadavky danej aplikácie. Napríklad požiadavky na: maximálne dovolené zvlnenie momentu a rýchlosti, dynamiku pohonu, robustnosť regulácie, presnosť regulácie, spoľahlivosť, cenu. Pri rozbore požiadaviek je zrejmé, že je dôležité zvoliť vhodnú riadiacu stratégiu pohonu, typ motora, typ meniča, dostatočne presné snímače,...

11 2 Striedavý elektrický pohon s ASM ASM sa začal masovejšie používať až po vyvinutí vhodných polovodičových prvkov a riadiacich mikroprocesorov. V porovnaní s JSMCB poskytuje väčšiu mechanickú robustnosť a vyššiu spoľahlivosť. Nevýhodou ASM je pomerne veľký moment zotrvačnosti rotora, preto mu v niektorých oblastiach (servosystémy) konkuruje synchrónny motor s permanentnými magnetmi. Obr. 2. Bloková schéma AC pohonu s ASM Na reguláciu otáčok ASM sa používa cyklokonvertor (pre motory veľkých výkonov), častejšie však nepriamy menič frekvencie s jednosmerným medziobvodom. Jeho principiálna schéma je zrejmá z obr. 2. []: Menič je napájaný zo zdroja energie. Hlavné časti meniča sú: Usmerňovač - usmerňuje vstupné striedavé napätie. Môže byť neriadený (diódový), plnoriadený alebo poloriadený. Najmodernejšie frekvenčné meniče sa na pozícii usmerňovača osadzujú tzv. 4QC zapojením s IGBT tranzistormi. Toto zapojenie umožňuje rekuperáciu a prevádzku meniča s jednotkovým účinníkom. Jednosmerný medziobvod (DC BUS) - poznáme dva základné typy: prúdový a napäťový. Prúdový medziobvod obsahuje tlmivku s veľkou indukčnosťou a slúži ako prúdový zdroj. Napäťový medziobvod obsahuje

12 kondenzátor s veľkou kapacitou a pracuje ako napäťový zdroj. Ešte sa používa tretí typ, čo je vlastne jednosmerný impulzný menič, ktorý mení jednosmerné napätie usmerňovača na inú hodnotu. Striedač - zabezpečuje premenu jednosmerného napätia alebo prúdu medziobvodu na striedavé, ktorým napája motor. V súčasnosti sa najviac používa napäťový striedač. Jeho zapojenie s IGBT tranzistormi je uvedené na obr ASM Obr. 2.2 Napäťový striedač Riadenie - tento blok zabezpečuje realizáciu riadiacich algoritmov, ako aj reguláciu výstupných veličín na žiadanú hodnotu. 2

13 3 Asynchrónny motor ASM je v súčasnosti najpoužívanejší motor. Stalo sa tak kvôli jeho jednoduchej konštrukcii, nízkym prevádzkovým nákladom, vysokej spoľahlivosti a účinnosti. Pred nástupom výkonovej elektroniky pracovali ASM len na sieti s konštantnou frekvenciou v jednoduchých aplikáciách ako miešačky, cirkulárky a čerpadlá []. 3. Konštrukcia a princíp činnosti ASM Po konštrukčnej stránke sa ASM skladá zo statora a rotora. Rotor je uložený v ložiskách tak, aby medzi ním a statorom bola vytvorená vzduchová medzera. Stator je zložený z plechov s drážkami, v ktorých je uložené rozložené vinutie (najčastejšie trojfázové). Rotor je tiež zložený z plechov. Vyskytujú sa dve konštrukčné usporiadania rotora: Rotor s vinutou kotvou: v drážkach rotorových plechov je uložené vinutie, ktoré je vyvedené na zberacie krúžky. Rotor s kotvou nakrátko: vinutie je vytvorené hliníkovými (resp. medenými) tyčami, ktoré sú na koncoch skratované tzv. kruhmi nakrátko, ako je to uvedené na obr. 3.. ASM s takýmto vyhotovením rotora sa niekedy nazýva aj klietkový ASM. Vďaka robustnej a jednoduchej konštrukcii patrí tento druh motora k najspoľahlivejším elektrickým točivým strojom. Obr. 3. Klietka nakrátko 3

14 Princíp činnosti ASM vychádza zo vzájomnej interakcie statorového a rotorového magnetického poľa. Ak je statorové vinutie napájané trojfázovou sústavou prúdov, vzájomne časovo posunutých o 2, vytvorí sa vo vzduchovej medzere točivé magnetické pole. Toto pole, ak pretína vodiče kotvy, indukuje v kotve napätie. Ak je vinutie kotvy uzavreté (čo je v prípade klietkového ASM vždy), preteká ním prúd a vytvorí magnetické pole rotora. Vzájomné pôsobenie rotorového a statorového magnetického poľa spôsobuje otáčanie rotora v smere pohybu statorového magnetického poľa. Napätie sa v rotore indukuje iba pri pretínaní vodičov kotvy magnetickým poľom statora. Aby motor dokázal vyvinúť moment, musí sa rotor otáčať inou rýchlosťou ako statorové magnetické pole, ktoré sa otáča synchrónnou uhlovou rýchlosťou. Preto tento motor nazývame asynchrónny [2]. 3.2 Matematický opis ASM Exaktný matematický model ASM by bol zložitý. Aby bolo možné dospieť k primerane presným výsledkom a jednoduchšiemu modelu, je potrebné zaviesť zjednodušujúce predpoklady [3]: motor je napájaný trojfázovým harmonickým napätím, vinutia jednotlivých fáz sú priestorovo symetricky rozložené v drážkach statora a rotora, odpory a indukčnosti jednotlivých fáz sú zhodné, magnetizačná charakteristika je lineárna, rozloženie magnetickej indukcie vo vzduchovej medzere je harmonické, nie je rešpektovaný skinefekt, nie sú uvažované straty v železe. Vo vzťahoch sa používajú všetky veličiny prepočítané na stator. 4

15 3.2.Zavedenie priestorového vektora, rovnice ASM Obr. 3.2 Definícia priestorového vektora Matematický opis sa zjednoduší zavedením tzv. komplexných priestorových vektorov. Priestorové vektory svojou polohou určujú priestorovú polohu maxím sledovaných veličín [3]. Ďalej je vhodné zaviesť jednotkový vektor []: a= e 2 j π 3 a2 = e, 2 j π 3 (3.). Pre všeobecný striedavý motor so symetrickým trojfázovým vinutím statora a rotora je možné definovať priestorový vektor statorového prúdu v sústave [α,β] (obr. 3.2) a rotorového prúdu v sústave [d,q] v tvare [3]: ( ) is = 2 ia + ib a + ic a 2, 3 i 2R = 2 i 2a + i 2b a + i 2c a 2. 3 ( (3.2) ) (3.3) 5

16 Podobne je možné vyjadriť priestorový vektor iných veličín (ďalej bude v texte kvôli jednoduchosti pod pojmom vektor uvažovaný priestorový vektor, pokiaľ nebude uvedené inak). Napäťové rovnice ASM v komplexnom tvare sú [3]: us = RS is + dψs, dt (3.4) dψ 2R u = R i +, dt R 2 (3.5) R R 2 ( ) (3.6) ψs = LS + Lh i 2R e jε, ( ) (3.7) ψ 2R = LR + Lh is e jε. Po úpravách dostaneme (pre dvojpólový ASM s klietkovým rotorom): u 2R = (pri klietkovom rotore). di 2R jε dis e + jω m Lh i 2R e jε, u = R i + LS + Lh dt dt S S S = R R i 2R + LR J ω di S di 2R + Lh e jε jω m Lh i S e jε, dt dt { dω m 3 = Lh Im i S i 2R e jε dt 2 m = ( ) } m z (3.8) (3.9) (3.), (3.) dε. dt 6

17 3.2.2Transformácia súradníc Obr. 3.3 Systémy súradníc Na matematický opis ASM môžeme výhodne využiť transformáciu súradníc. Po transformácii dochádza k redukcii počtu rovníc opisujúcich ASM, pretože pôvodný trojfázový stroj bol transformovaný na stroj dvojfázový. Naviac pri vhodnej voľbe súradnicového systému môžeme dosiahnuť, že vzájomné indukčnosti budú konštantné. Obr. 3.3 znázorňuje stacionárny systém [α,β] viazaný so statorom, systém [d,q] viazaný na rotor rotujúci mechanickou uhlovou rýchlosťou a všeobecný súradnicový systém [x,y] rotujúci uhlovou rýchlosťou ωk. Pre všeobecný súradnicový systém platí []: ux RS + pls ω m LS uy = plm ( ω k ω m ) Lm p= ω k LS RS + pls ( ω k ω m ) Lm plm plm ω m Lm RR + plr ( ω k ω m ) LR d. dt 7 - ω m Lm plm ( ω k ω m ) LR RR + plr ix i Y, (3.2) i 2X i 2Y

18 Z tohto systému diferenciálnych rovníc dostaneme dosadením za ωk: ωk = - rovnice ASM v súradnicovom systéme [α,β], ωk = ωm - rovnice ASM v súradnicovom systéme [d,q], ωk = ωs - rovnice ASM v súradnicovom systéme orientovanom na magnetické pole vo vzduchovej medzere. 8

19 4 Riadenie ASM Jednou z nevýhod ASM je jeho obtiažna regulácia. Preto sa spočiatku používal len v neregulovaných pohonoch. Z princípu ASM sú zrejmé možné spôsoby regulácie []: zmenou počtu pólov, zmenou odporu rotora (len ASM s krúžkovou kotvou), riadením sklzového výkonu (len ASM s krúžkovou kotvou kaskádne riadenie), riadením statorového napätia (zmena amplitúdy pri konštantnej frekvencii), frekvenčno-amplitúdové riadenie. Prvé štyri spôsoby sú použiteľné len pre jednoduché aplikácie. Riadenie zmenou statorového napätia sa využíva v tzv. softštartéroch zariadeniach slúžiacich na mäkký rozbeh motora, pokiaľ v aplikácii nie je potrebný veľký záberový moment. Posledný spôsob riadenia umožnil až nástup spoľahlivých výkonových polovodičových prvkov. Medzi najčastejšie používané metódy frekvenčno-amplitúdového riadenia patria: skalárne riadenie, vektorové riadenie, priame momentové riadenie. 4. Skalárne riadenie Ide o najjednoduchšie frekvenčno-amplitúdové riadenie. Pri tejto metóde sa vychádza z poznatku o magnetickom toku []: ψ Ui. ωs Napätie Ui býva nahradené napätím U, pri nízkych frekvenciách je však potrebné kompenzovať úbytok na statorovom odpore. Pre udržiavanie konštantného toku je teda potrebné zachovať pomer Ui / ωs konštantný. 9

20 Obr. 4. Skalárne riadenie Štruktúra skalárneho riadenia je zobrazená na obr. 4. []. Rozdiel žiadanej a skutočnej hodnoty rýchlosti vstupuje do regulátora otáčok Rω. Na výstupe regulátora sa nachádza sklzová rýchlosť. Po sčítaní mechanickej a sklzovej rýchlosti získame žiadanú synchrónnu rýchlosť. Na zabezpečenie správnej závislosti amplitúdy statorového napätia a synchrónnej frekvencie slúži blok U = f(ω), ktorý na výstupe poskytuje hodnotu napätia U. ASM je napájaný napätím s potrebnou amplitúdou a frekvenciou pomocou striedača riadeného PWM modulátorom. Výhodou tejto metódy je nenáročnosť na výpočtový výkon riadiaceho mikroprocesora. Uplatní sa hlavne v aplikáciách nevyžadujúcich veľkú dynamiku. 4.2 Vektorové riadenie Pri vektorovom riadení sa snažíme priblížiť riadeniu JSMCB, teda oddelene regulovať tok a moment motora. Okrem tejto výhody dosiahneme aj maximálny možný moment pri danom statorovom prúde. Podstatou vektorového riadenia je pomocou vhodných transformácií rozdeliť vektor statorového prúdu na tokotvornú a momentotvornú zložku. Tokotvornú zložku je potrebné orientovať v smere magnetického toku motora, z čoho vyplýva rozdelenie vektorového riadenia na: vektorové riadenie orientované na statorový tok, vektorové riadenie orientované na rotorový tok, 2

21 vektorové riadenie orientované na tok vo vzduchovej medzere. Orientácia na rotorový tok je najpoužívanejšia. Pri tejto metóde riadenia je možné najlepšie odstrániť krížové väzby medzi rovnicami pre výpočet momentotvornej a tokotvornej zložky statorového prúdu. Ďalej je možné rozdeliť metódy vektorového riadenia podľa toho, či potrebujú priamu informáciu o polohe a veľkosti magnetického toku na: priame vektorové riadenie, nepriame vektorové riadenie. Vektorové riadenie je kvôli jeho dynamike a dobrým vlastnostiam v ustálenom stave (napríklad v porovnaní s priamym momentovým riadením) používané v najnáročnejších aplikáciách. Nevýhodou je pomerne náročná regulačná štruktúra a nutnosť identifikácie parametrov riadeného motora. Ako je zrejmé z obr. 4.2 [4], regulačný obvod je silne závislý na parametroch motora, hlavne na rotorovej časovej konštante, ktorá sa počas prevádzky mení s oteplením rotora. Obr. 4.2 Nepriame vektorové riadenie orientované na rotorový tok 4.3 Priame momentové riadenie Metódy priameho riadenia momentu v porovnaní s vektorovým riadením sa vyznačujú jednoduchším riadiacim algoritmom. 2 Výhodou tejto metódy je aj

22 schopnosť rýchlej zmeny momentu a vysoká robustnosť. Priame momentové riadenie bude podrobnejšie analyzované v nasledujúcej kapitole. 5 Priame momentové riadenie Pri priamom momentovom riadení (Direct Torque Control - DTC) sa snažíme, podobne ako pri vektorovom riadení, o separovanú reguláciu momentu a magnetického toku stroja. Na rozdiel od vektorového riadenia sa ale nereguluje momentotvorná a tokotvorná zložka statorového prúdu, ale priamo moment a tok. 5. Princíp DTC DTC je metóda orientovaná na statorový tok. Z napäťovej rovnice (3.4) pre stator v súradnicovom systéme viazanom na stator vyplýva: ψs = (u S ) RS is dt. (5.) Ak zanedbáme statorový odpor: ψs = u dt. S (5.2) Z rovnice (5.2) vyplýva, že zmena statorového magnetického toku je pri zanedbaní úbytku na statorovom odpore rovná zmene statorového napätia. Trajektóriu statorového magnetického toku je teda možné definovať vhodnou postupnosťou napätí striedača. Pre napájanie ASM riadeného pomocou DTC je vhodné použiť nepriamy frekvenčný menič s napäťovým medziobvodom, ktorý je riadený výkonným mikropočítačom alebo digitálnym signálovým procesorom (DSP). Pri použití dvojhladinového striedača je k dispozícii šesť aktívnych a dva nulové napäťové vektory, ako je zrejmé z obr. 5. [3]. Veľkosť jednotlivých napätí, ktoré sa pri určitej spínacej kombinácii objavujú na fázach statorového vinutia, je uvedená v tab. 5. [3]. Magnetický tok statora sa vytvára pomocou spínania napäťových vektorov, pričom rýchlosť rotácie magnetického poľa a tým aj veľkosť momentu je možné riadiť dvoma spôsobmi [3]: 22

23 Impulzným spínaním nulového napäťového vektora - dochádza k prepínaniu medzi dvoma stavmi: pri zopnutí aktívnych napäťových vektorov sa vytvorí točivé magnetické statorové pole, otáčajúce sa rýchlosťou priamoúmernou dráhe koncového bodu vektora statorového magnetického toku (moment motora stúpa), pri zopnutí nulových vektorov sa dosiahne nulová rýchlosť statorového magnetického poľa (moment motora klesá). Impulzným prepínaním smeru otáčania vektoru statorového magnetického toku - prepnutie smeru rotácie vektora toku proti smeru otáčania rotora spôsobí pokles momentu. Riadenie momentu je uskutočňované hysteréznou reguláciou, čo však prináša nevýhody (zvlnenie momentu a tým aj rýchlosti). Moment motora sa určí zo vzťahu: me = 3 p p (ψ 2 i ψ α β i β α ). (5.3) V súčasnosti poznáme niekoľko metód priameho riadenia momentu, ktoré sa navzájom odlišujú tvarom trajektórie statorového magnetického (Depenbrockova metóda, Takahashiho metóda, Nová metóda). Obr. 5. Napäťový striedač a jeho aktívne vektory 23 toku

24 Tab. 5. Napätie na statorových fázach Vektor napätia Spínacia kombinácia u u u2 u3 u4 u5 u6 u7 T4 T T T4 T4 T4 T T T6 T6 T3 T3 T3 T6 T6 T3 T2 ua ub uc T2 T2 T2 T5 T5 T5 2/3UD /3UD -/3UD -2/3UD -/3UD /3UD -/3UD /3UD 2/3UD /3UD -/3UD -2/3UD -/3UD -2/3UD -/3UD /3UD 2/3UD /3UD T5 5.2 Depenbrockova metóda (Direct Self Control - DSC) Tento spôsob priameho riadenia momentu bol publikovaný prof. Depenbrockom v [5]. Metóda bola vyvinutá pre trakčné pohony so zreteľom na malú spínaciu frekvenciu meniča. V trakcii sa totiž používajú ako výkonové polovodičové prvky tyristory, ktoré nie sú schopné pracovať pri vysokých spínacích frekvenciách. So zvyšujúcou sa frekvenciou rastú aj spínacie straty, takže by vznikol aj problém s odchladením stratového výkonu pri vysokých spínacích frekvenciách. Metóda DSC je charakteristická šesťuholníkovou trajektóriou koncového bodu vektora statorového magnetického toku. Spôsob dosiahnutia šesťuholníkovej trajektórie je uvedený na obr. 5.2 [3]. Vektor magnetického toku je podľa potreby rozložený v jednej z troch komplexných rovín podľa vzťahov [3]: Os α je totožná s osou a: ψ aα =ψ α, (5.4) ψ aβ =ψ β. (5.5) 24

25 Os α je totožná s osou b: ψ ψ ( α ( 3ψ bα = ψ 2 bβ = 2 3ψ + α ψ ), (5.6) ). (5.7) β β Os α je totožná s osou c: ( ψ cα = ψ 2 ψ cβ = 2 ( α 3ψ α ψ 3ψ β β ). ), (5.8) (5.9) Obr. 5.2 Trajektória statorového toku podľa Depenbrocka Ak sa bude nachádzať vektor statorového magnetického toku v sektore, a súčasne sa má otáčať v kladnom smere (doľava), tak je potrebné zopnúť vektor u3. Podmienkou prepnutia vektora u3 na u4 je okamih, keď prejde vektor magnetického toku do ďalšieho sektora (sektor 2). Okamih prechodu zo sektora do sektora 2 testujeme 25

26 podmienkou ψaβ > ψd, kde ψd je žiadaná hodnota statorového magnetického toku. Podmienky prepínania napäťového vektora sú uvedené v tab. 5.2 [3]. Tab. 5.2 Podmienky prepínania vektora napätia Pozícia vektora magnetického toku Pozícia vektora magnetického toku Kladný smer otáčania Aktuálny Budúci Podmienka vektor napätia vektor napätia u3 u4 u4 u5 u5 u6 u6 u u u2 u2 u3 Záporný smer otáčania Aktuálny Budúci Podmienka vektor napätia u6 u5 u4 u3 u2 u prepnutia ψcβ > ψd ψaβ > ψd ψbβ > ψd ψcβ > ψd ψaβ > ψd ψbβ > ψd vektor napätia u5 u4 u3 u2 u u6 Kompletnú schému DSC znázorňuje obr. 5.3 [6]. 26 prepnutia ψaβ > ψd ψcβ > ψd ψbβ > ψd ψaβ > ψd ψcβ > ψd ψbβ > ψd

27 Obr. 5.3 Bloková schéma Depenbrockovej metódy 5.3 Takahashiho metóda Takahashiho metóda je používaná na riadenie ASM malých a stredných výkonov. Pri tejto metóde sú používané podstatne vyššie spínacie frekvencie ako pri DSC, čo však pri použití moderných výkonových polovodičových prvkov (IGBT) a pri spínaní malých a stredných výkonov nespôsobuje problémy. Takahashiho riadiacu stratégiu charakteristizuje pohyb trajektórie koncového bodu vektora statorového magnetického toku v medzikruží, pričom trajektória je v zjednodušenom prípade približne kružnica. Regulácia toku je dvojhodnotová (hysterézny regulátor), teda statorový tok je regulovaný medzi dvoma sústrednými kružnicami (v medzikruží), tie definujú medze, v ktorých sa má jeho veľkosť pohybovať. Regulácia momentu je tiež dvojhodnotová. 27

28 Obr. 5.4 Bloková schéma DTC podľa Takahashiho Bloková schéma regulačnej štuktúry DTC podľa Takahashiho je uvedená na obr. 5.4 [5]. Regulovanými veličinami sú tok a moment. Odchýlka momentu a toku sa získa odčítaním žiadanej a skutočnej hodnoty príslušných regulovaných veličín. Skutočné hodnoty momentu a toku sa získajú výpočtom v bloku Matematický model motora, kde sa vypočíta aj sektor, v ktorom leží magnetický tok. Odchýlky momentu a toku a hodnota sektora vstupujú do bloku Spínacia tabuľka, kde sa vyberie vhodný napäťový vektor, ktorý je potom zopnutý v striedači. Vytvorenie spínacej tabuľky je zrejmé z obr. 5.5 [6]. Polárna rovina je rozdelená na šesť sektorov, pretože je k dispozícii šesť napäťových vektorov. Sektory sú umiestnené tak, že napäťové vektory tvoria osi jednotlivých sektorov. V každom sektore sú použiteľné štyri napäťové vektory; vektory rovnobežné s osou sektora sa nepoužívajú, pretože pri ich zopnutí by sa tok dostal veľmi rýchlo mimo medzikružia, čo by viedlo k príliš veľkej spínacej frekvencii. Pri odvodzovaní spínacej tabuľky vychádzame zo vzťahu (5.2), teda predpokladáme, že zmena magnetického toku je rovná zmene statorového napätia. Uvažujme, že magnetický tok sa nachádza v sektore a rotor sa otáča proti smeru hodinových ručičiek. Potom pri zopnutí vektora u2 rastie moment aj tok, pri zopnutí vektora u3 rastie moment a tok klesá, pri zopnutí vektora u6 klesá moment a rastie tok tok a pri zopnutí vektora u5 klesá moment aj tok. Pre malé zníženie momentu sa preferuje použitie nulového vektora, kvôli menšiemu zvlneniu momentu. Požiadavka 28

29 na zmenu momentu a toku vstupuje do spínacej tabuľky z hysteréznych komparátorov, ktorých funkciu znázorňuje obr Podobne je možné odvodiť spínaciu tabuľku aj pre ostatné sektory. Výsledná spínacia tabuľka je uvedená v tab Obr. 5.5 Vytvorenie spínacej tabuľky Obr. 5.6 Hysterézne regulátory momentu a toku 29

30 Tab. 5.3 Spínacia tabuľka dψ dm Sektor Sektor 2 Sektor 3 Sektor 4 Sektor 5 Sektor 6 u3 u4 u5 u6 u u2 u u7 u u7 u u7 - u5 u6 u u2 u3 u4 u2 u3 u4 u5 u6 u7 u7 u u7 u u7 u - u6 u u2 u3 u4 u5 5.4 Nová metóda Nová metóda bola navrhnutá tak, aby riadiaci algoritmus poskytoval priamo vektor napätia, ktorý má byť zopnutý, bez toho, aby sa polárna rovina rozdeľovala na sektory a vytvárala sa spínacia tabuľka [3]. Je to vlastne modifikácia Takahashiho metódy. Obr. 5.7 Nová metóda Na obr. 5.7 sa nachádzjú vektory g a g2. Vektor g je súosový s vektorom magnetického statorového toku a vektor g2 je kolmý na tok. Vektorovým súčtom týchto 3

31 vektorov je vektor g, ktorý určuje, aký vektor napätia má byť zopnutý. Vychádza sa z rovníc: ψ = ψ d ψ S (5.), m = med me, (5.) g = k ψ, (5.2) g2 = k2 m. (5.3) Konštanty k a k2 sú váhové koeficienty. Pretože v dvojhladinovom striedači je dostupných len šesť aktívnych napäťových vektorov, zopne sa ten, ktorý leží v rovnakom sektore ako vypočítaný vektor g. Blokovú schému Novej metódy znázorňuje obr. 5.8 [3]. Obr. 5.8 Bloková schéma Novej metódy 3

32 5.5 Estimácia statorového magnetického toku Správny výpočet statorového magnetického toku je kľúčový pre správnu funkciu DTC algoritmov. O výpočte magnetického toku bolo uverejnených mnoho článkov, ktoré sa zaoberajú elimináciou vplyvu ofsetov a zmien parametrov riadeného ASM. Výpočet statorového magnetickévo toku sa môže vykonávať rôznymi spôsobmi. Podľa toho, či výpočtový blok obsahuje spätnú väzbu, ich rozdeľujeme na: Estimátory tok sa vypočíta zo vstupných veličín (prúd, napätie, otáčky), neobsahujú spätnú väzbu. Pozorovatele tok sa zisťuje riešením diferenciálnych rovníc popisujúcich ASM. Do matematického modelu ASM sú okrem vstupných veličín zavedené aj merateľné odchýlky (spätná väzba), najčastejšie získané rozdielom skutočných meraných prúdov a prúdov vypočítaných modelom motora. Spätná väzba zabezpečí konvergenciu merateľných odchýlok k nule, teda aj odchýlky ostatných veličín konvergujú v nule. Klasické estimátory a pozorovatele využívajú pre výpočet magnetického toku napäťový alebo prúdový model ASM. 5.5.Napäťový model ASM Napäťový model ASM predstavuje rovnica (5.). Vyznačuje sa jednoduchou implementáciou na riadiaci mikropočítač. Problémy nastávajú pri ofsete meraného prúdu alebo pri nesprávnom určení počiatočných podmienok. V týchto prípadoch sa tok vyhodnocuje s jednosmernou zložkou, ktorá v skutočnosti neexistuje. Nesprávny výpočet magnetického toku je možné korigovať: použitím dolnopriepustného filtra (odfiltruje jednosmernú zložku), priamou elimináciou ofsetu počas integrácie. Použitie dolnopriepustného filtra je možné len pri vyšších frekvenciách magnetického toku, v praxi totiž deliacu frekvenciu filtra nemožno nastaviť na nulu (jednotky Hz). Pri filtrovaní jednosmernej zložky od striedavého signálu nízkej frekvencie by dochádzalo k neželanému utlmeniu užitočného signálu. Naviac filter fázovo posúva výstupný signál oproti vstupnému. V praxi sa viac osvedčila metóda s priamou elimináciou ofsetu počas integrácie [7]. Bloková schéma je znázornená na obr

33 V každom výpočtovom kroku sa porovnáva vypočítaná hodnota magnetického toku s referenčnou hodnotou, ktorá je generovaná na základe polohy vektora magnetického toku. Rozdiel referenčnej a vypočítanej hodnoty magnetického toku je s príslušným zosilnením zavedený do integrátora, čím sa eliminuje ofset. V [7] bola táto metóda overená aj na reálnom systéme a poskytuje veľmi dobré výsledky. Napäťový model ASM sa používa pre vysoké a stredné rýchlosti, nakoľko v oblasti nízkych rýchlostí je citlivý na zmenu parametrov motora (statorového odporu). Obr. 5.9 Výpočet magnetického toku s priamou elimináciou ofsetu počas integrácie 5.5.2Prúdový model ASM Prúdový model ASM spoľahlivo pracuje aj v oblasti nízkych rýchlostí. Tiež je menej citlivý na zmenu parametrov ASM ako napäťový model. Vstupné veličiny sú statorové prúdy a mechanická uhlová rýchlosť rotora. Preto tento model nie je vhodný pre použitie v pohonoch bez snímača rýchlosti (polohy) na hriadeli. Prúdový model tvorí rovnica [6]: dψ 2S L R = RR h is R ψ 2S + jp p ω m ψ 2S. dt LR LR (5.4) 33

34 5.6 Zhrnutie kapitoly DTC je perspektívna metóda riadenia ASM. V porovnaní s vektorovým riadením vyniká svojou jednoduchosťou. Pretože sa na reguláciu momentu a toku používajú hysterézne regulátory, odpadá proces nastavovania parametrov regulátora, ako je to potrebné uskutočniť pri PI regulátoroch momentotvornej a tokotvornej zložky prúdu pri vektorovom riadení. Jediným parametrom, ktorý sa nastavuje, je šírka hysterézneho pásma regulátorov. Použitie hysteréznych regulátorov na druhej strane prináša zvlnenie momentu a teda aj rýchlosti. Zvlnenie momentu je možné zmierniť dostatočne malou šírkou hysterézneho pásma regulátora momentu, ale tu sú limitujúcimi faktormi výpočtový čas riadiaceho algoritmu (potrebný je rýchly DSP) a obmedzená frekvencia spínania výkonových polovodičových súčiastok. Z uvedeného vyplýva, že DTC nie je vhodné použiť v aplikáciách vyžadujúcich malé zvlnenie rýchlosti. Naopak, uplatnenie nájde tam, kde je potrebná rýchla zmena vyvíjaného momentu na hriadeli. 34

35 6 Simulácia DTC V tejto kapitole sú predložené výsledky zo simulácie Takahashiho metódy. Zdrojový kód simulácie je uvedený v prílohe č.. Boli vykonané dva simulačné experimenty: rozbeh nezaťaženého ASM na žiadané otáčky a jeho následné zaťaženie, reverzácia nezaťaženého ASM. Využíva sa kaskádna regulačná štruktúra s podradenou momentovou slučkou a nadradenou slučkou rýchlosti. Pri simulácii bol použitý ASM podľa tab. 6. a tab Doba vzorkovania regulačných slučiek a krok výpočtu DTC algoritmu je rovnaká ako doba vzorkovania pri reálnom systéme (tab. 6.3), aby bolo možné porovnať simuláciu a reálny systém. Na estimáciu toku bol použitý prúdový model ASM. Tab. 6. Štítok simulovaného ASM Nominálne napätie Y/D 38/22 V Nominálny prúd Y/D,6/2,76 A Nominálny výkon 55 W Frekvencia 5 Hz Účinník,76 - Nominálne otáčky 9 min- Tab. 6.2 Parametre simulovaného ASM Parameter Hodnota Jednotky RS 7, Ω RR 9 Ω LS,4753 H LR,4753 H Lh,457 H Tab. 6.2 Parametre simulovaného ASM (pokračovanie) 35

36 Parameter Hodnota Jednotky pp 3 - J,8 kg.m2 Tab. 6.3 Parametre simulácie Parameter Hodnota Jednotky Krok výpočtu modelu ASM µs Krok výpočtu DTC algoritmu 25 µs Vzorkovanie prúdov, napätia a otáčok 25 µs Vzorkovanie otáčkovej slučky ms Napätie jednosmerného medziobvodu 35 V 6. Výsledky simulácií Pri prvom simulačnom experimente sa ASM rozbiehal naprázdno na žiadané otáčky, po rozbehu bol motor zaťažený menovitým momentom: ω d = 4 rad.s, t =, s : mz = 5,8 Nm. Druhá simulácia slúži na porovnanie s experimentom na reálnom zariadení. Nezaťažený ASM reverzuje: t <.56 s : ω d = 4 rad.s, t =.56 s : ω d = 4 rad.s, t =.6 s : ω d = 4 rad.s. 36

37 6..Výsledky simulácie rozbeh ASM %ω d ωm ωd - ω [rad.s ] - ω m [rad.s ] %ω d t [s].9 Obr. 6. Simulácia : ωm = f(t) t [s].4.5 Obr. 6.2 Simulácia : ω = f(t) - pri zaťažení ψ β ψ β [Wb] ψ [Wb] ψ α t [s] ψ α [Wb] Obr. 6.3 Simulácia : ψ = f(t) Obr. 6.4 Simulácia : ψβ = f(ψα) 37

38 iβ 3 i 2 α 2 iβ [A] i [A] t [s] Obr. 6.5 Simulácia : i = f(t) iα [A] Obr. 6.6 Simulácia : iβ = f(iα) 2 uα uβ [V ] β u u [V] t [s] Obr. 6.7 Simulácia : u = f(t) -2 - uα [V] 2 Obr. 6.8 Simulácia : uβ = f(uα) 38 3

39 2 me med 8 m [Nm] t [s] Obr. 6.9 Simulácia : m = f(t) ω [rad.s ] - ω m [rad.s ] 6..2Výsledky simulácie - reverzácia nezaťaženého ASM t [s] -5 Obr. 6. Simulácia 2: ωm = f(t) ωd ωm t [s].6.62 Obr. 6. Simulácia 2: ω = f(t) - detail 39

40 ψ α ψ β ψ β [Wb] ψ [Wb] t [s] ψ α [Wb].5 Obr. 6.2 Simulácia 2: ψ = f(t) Obr. 6.3 Simulácia 2: ψβ = f(ψα) - počas reverzácie - počas reverzácie 3 3 i α i iα β iβ 2 2 iβ [A] i [A] t [s] i [A] 2 α Obr. 6.4 Simulácia 2: i = f(t) Obr. 6.5 Simulácia 2: iβ= f(iα) - počas reverzácie - počas reverzácie 4 3

41 25 uα 2 uβ uβ [V] u [V] t [s] uα [V] 2 Obr. 6.6 Simulácia 2: u= f(t) Obr. 6.7 Simulácia 2: uβ= f(uα) - - počas reverzácie počas reverzácie 5 med me m [Nm] t [s] Obr. 6.8 Simulácia 2: m = f(t) 4 3

42 7 Hardvér 7. Celková bloková schéma Prakticky je Takahashiho metóda realizovaná ako riadiaci algoritmus pre frekvenčný menič na obr. 7. (schémy zapojenia a dosky plošných spojov meniča sú uvedené v prílohe č. 3). Základné parametre meniča uvádza tab. 7.. Obr. 7. Hardvér Tab. 7. Základné parametre frekvenčného meniča Vstupné napájacie napätie 23 V / 5 Hz Záťaž ASM do kw Obmedzenie nabíjacieho prúdu medziobvodu pri štarte Softštart Meranie otáčok / polohy IRC Komunikácia s PC USB 42

43 Hardvér je zložený z častí: Výkonová časť - obsahuje softštartér (obmedzenie nabíjacieho prúdu medziobvodu pri zapnutí), usmerňovač, kondenzátory jednosmerného medziobvodu, EDB, striedač, budiče tranzistorov striedača a EDB a pomocný napájací zdroj. Optoizolácia - pozostáva z analógového a digitálneho galvanického oddelenia riadiacej a výkonovej časti. Riadenie tvorí riadiaci DSP. 7.2 Výkonová časť Výkonová časť je realizovaná podľa obr. 7.2, budiče znázorňuje obr Na vstupe je obvod chránený poistkou. Nasleduje obvod softštartéra, ktorý tvorí relé K, rezistor R a jednoduchý RC článok R5,C3, ktorý slúži na časovanie softštartéra. Použité relé má cievku dimenzovanú na jednosmerné napätie 24 V, preto je cievka relé napájaná cez odporovo-kapacitný delič C2,R5 a pomocný usmerňovač DR2. Po pripojení na sieť sa kondenzátory v jednosmernom medziobvode nabíjajú cez R, čo zabraňuje veľkej prúdovej špičke. Po čase, keď napätie na C3 narastie na hodnotu pracovného napätia cievky relé K (nárast je daný časovou konštantou RC článku R5,C3), relé sa zopne, premostí R a dôjde k plnému nabitiu kondenzátorov C. Za softštartérom nasleduje výkonový jednofázový neriadený usmerňovač DR, kondenzátory jednosmerného medziobvodu, tranzistor T7, ktorý slúži ako spínač EDB a striedač tvorený tranzistormi T - T6. Ako výkonové tranzistory sú použité IGBT IRG4PH5KD [8] s integrovanou spätnou diódou. Na budenie horných tranzistorov striedača je potrebné použiť zdroj napätia plávajúci voči zápornému pólu jednosmerného medziobvodu. Napätie emitora horných tranzistorov totiž počas prevádzky nadobúda hodnoty kladného aj záporného pólu medziobvodu. Budenie tranzistorov je možné uskutočniť viacerými spôsobmi: použitím navzájom galvanicky oddelených napájacích zdrojov (pre každý budič horného tranzistora zvlášť), budiacim transformátorom, tzv. bootstrap zapojením. 43

44 Funkcia budičov tranzistorov striedača je zrejmá z obr Zapojenie vychádza z odporúčaného zapojenia pre integrovaný dvojkanálový budič IR22 [9], ktorý bol vyvinutý na budenie horného a dolného tranzistora v jednej vetve striedača (napr. T a T2). Budič pracuje v tzv. bootstrap režime. Počas zopnutia dolného tranzistora sa nabíja cez diódu D3 kondenzátor C5. V tomto okamihu, ak predpokladáme, že na pine VS je nulové napätie, sa nabije kondenzátor na +5 V. Náboj nahromadený v kondenzátore C5 sa použije na budenie horného tranzistora T. Pri zapnutí tranzistora T sa dióda D3 zatvorí. Napätie na pine VS je teraz rovné kladnému pólu jednosmerného medziobvodu. Napätie na kondenzátore C5 je stále +5 V, ale toto napätie pláva voči zápornému pólu jednosmerného medziobvodu. Pri nasledujúcej úvahe sú všetky napätia uvažované voči zápornému pólu jednosmerného medziobvodu, pokiaľ nebude uvedené inak: Po otvorení tranzistora T je na kladnejšom póle kondenzátora C5 napätie o 5 V vyššie, ako je napätie na emitore tranzistora T. Teda napätie na kondenzátore C5 je stále dostatočne vysoké na to, aby sa udržal tranzistor T v zopnutom stave, pričom napätie na kondenzátore C5 je teraz vlastne o 5 V vyššie ako napätie kladného pólu jednosmerného medziobvodu. Tranzistor T môže byť zopnutý až do vybitia kondenzátora C5. Je potrebné poznamenať, že zopnutie oboch tranzistorov vo vetve striedača je možné pri napájaní budiča IR22 jedným neplávajúcim napätím, pričom môžu byť budiče tranzistorov všetkých troch vetiev napájané zo spoločného zdroja. DR FU Obr. 7.2 Výkonová časť DR2 Obr. 7. Výkonová časť 44

45 IR22 T GNDD T GND GNDD Obr. 7.3 Budič tranzistorov, digitálne optické oddelenie 7.3 Digitálne optické oddelenie Optické oddelenie digitálnych signálov je realizovaná podľa obr Tvorí ho vstupná časť zapojenia. Riadiace signály z PWM modulátora DSP sú oddelené od budiča výkonových tranzistorov pomocou rýchlych optočlenov OK a OK2. Tranzistory T8 a T9 slúžia ako prevodník napäťovej úrovne +5 V na úroveň +5 V. Zároveň slúžia ako invertory, pretože signál na výstupe optočlenov je negovaný. 7.4 Analógové optické oddelenie, meranie prúdu a napätia Zapojenie na meranie prúdu vychádza z [], []. Prúd vo fáze motora sa zisťuje tak, že sa meria úbytok napätia, ktorý vytvoril meraný prúd pretekajúci meracím rezistorom. Na pozícii meracích rezistorov sú použité špeciálne bezindukčné meracie rezistory (R2, R3, R4 - odpor 2 mω), ktoré je pri metóde DTC vhodné zapojiť do série s motorom. Bežný postup je zapojiť merací rezistor medzi emitor dolného tranzistora a záporný pól jednosmerného medziobvodu. Vtedy je ale možné merať prúd vo fáze motora len počas zopnutia dolného tranzistora. Pri použití DTC je však možné, že dolný tranzistor v danej vetve striedača nebude zopnutý niekoľko cyklov za sebou. 45

46 Napríklad môže byť počas troch výpočtových cyklov zopnutá kombinácia T, T3, T6. V tomto prípade by riadiaci člen nedostal informáciu o prúde v dvoch fázach. Na spracovanie úbytku napätia na meracích rezistoroch (R2, R3, R4) slúži izolačný zosilňovač HCPL784, ktorý zároveň zastupuje funkciu analógovej optoizolácie. Pretože je vstupná strana izolačného zosilňovača galvanicky spojená s meracím odporom, ktorý má plávajúci potenciál, je nutné na napájanie HCPL784 použiť galvanicky oddelený zdroj - bol zvolený impulzný menič DC/DC. Výhodou HCPL784 je, že pri unipolárnom napájaní dokáže spracovať aj bipolárne signály s úrovňou do ±2 mv. Na výstupe poskytuje HCPL784 dva diferenciálne signály. Sú spracované operačným zosilňovačom (OZ) typu RAIL-TO-RAIL, ktorý umožňuje rozkmit výstupného napätia takmer v plnom rozsahu napájacieho napätia. Pri spoločnom napájaní tohto OZ a AD prevodníka DSP sa dosiahne aj ochrana vstupov AD prevodníka, pretože napätie na výstupe OZ neprekročí hodnotu napájacieho napätia, čo je v prípade použitého AD prevodníka aj maximálna hodnota jeho vstupného napätia. Na výstupe OZ by bol pri spracovaní signálu z HCPL784 bipolárny signál. Pretože AD prevodník je schopný spracovať len unipolárne signály, je napätie na výstupe OZ posunuté o polovicu rozsahu AD prevodníka (+,65 V). To je zabezpečené privedením napätia (+,65 V) cez rezistor R2 na neinvertujúci vstup OZ. Zosilnenie OZ sa nastaví veľkosťou rezistorov R8, R9, R2, R2. Zapojenie analógového optického oddelenia znázorňuje obr Meranie napätia v jednosmernom medziobvode vychádza z obr. 7.5 [2]. Napätie medziobvodu zmenšené vstupným odporovým deličom je spracované OZ a opticky oddelené lineárnym optočlenom IL3. Signál na výstupe optočlenu je zosilnený OZ2, ktorý je opäť typu RAIL-TO-RAIL. 7.5 Riadiaci člen Ako riadiaci člen bol zvolený 6-bitový DSP typu DSP56F83, ktorý bol vyvinutý pre použitie v elektrických pohonoch. Zapojený je podľa údajov výrobcu [3]. 46

47 R2 GNDA GND Obr. 7.4 Analógové optické oddelenie, meranie prúdu GNDA GND Obr. 7.5 Analógové optické oddelenie, meranie napätia 47

48 8 Softvér Pomocou frekvenčného meniča, tak ako v simulácii, sa realizuje regulácia na žiadanú rýchlosť. Riadiaci softvér je implementovaný na 6-bitový DSP typu DSP56F83 [4] (zdrojový kód riadiaceho programu meniča je uvedený v prílohe č. 2). Tento DSP bol vyvinutý pre riadenie elektrických pohonov. Pri riadení sa využíva jeho bohatý prerušovací systém, prakticky celý program je rozdelený medzi obslužné rutiny príslušných prerušení. Samotný program vykonáva nasledujúce funkcie: spracovanie údajov z AD prevodníka, spracovanie signálov z IRC, výpočet DTC algoritmu, realizáciu otáčkovej slučky, komunikáciu s PC. 8. Spracovanie údajov z AD prevodníka Použitý DSP disponuje dvoma 4-kanálovými AD prevodníkmi s 2-bitovým rozlíšením. Nakoľko je údaj z prevodníka posunutý o tri bity doľava, nadobúdajú vzorky na výstupe prevodníka hodnoty od do Merané prúdy (bipolárne signály) je potrebné upraviť na unipolárne, podľa kapitoly 7.4. Hodnoty po AD prevode sú len kladné. Aby sa dosiahli hodnoty oboch polarít, je potrebné nastaviť v príslušnom registri AD prevodníka ofset, ktorý je odčítavaný od výsledku AD prevodu. Tak sa získajú kladné aj záporné hodnoty. Tento ofset je vlastne hodnota, ktorá sa získava meraním napätia na výstupe izolačného zosilňovača na obr. 7.4, pokiaľ nie sú spínané tranzistory striedača. Pretože táto hodnota nie je vždy rovnaká (napr. kvôli zmene referenčného napätia +,65 V ), kalibruje sa AD prevodník pri každom zapnutí meniča. Aby bolo možné zmerať korektnú hodnotu prúdu, je potrebné vyhnúť sa meraniu počas otvárania alebo zatvárania sa tranzistora v príslušnej vetve striedača. Na tento účel sa využíva synchronizácia PWM a AD prevodníka. Pri každom začiatku PWM cyklu je generovaný impulz, ktorý spúšťa časovač. Časovač je nastavený tak, že v strede PWM cyklu vygeneruje impulz na odštartovanie AD prevodu. V strede PWM cyklu 48

49 je už príslušný tranzistor naplno otvorený, takže je meraná korektná hodnota fázového prúdu. 8.2 Spracovanie signálov z IRC Zvolený riadiaci procesor obsahuje potrebnú logiku na vyhodnotenie signálov z IRC. Počet impulzov a smer otáčania je preto možné dostať jednoducho prečítaním obsahu príslušných registrov. Na meranie rýchlosti pomocou IRC je možné použiť dve metódy: Meranie počtu impulzov v priebehu časového intervalu: táto metóda je vhodná pre IRC s veľkým počtom impulzov na otáčku alebo pre veľké rýchlosti. Meranie času medzi hranami signálu z IRC: táto metóda je vhodná aj pre malé rýchlosti. Pretože je použitý IRC, ktorý má len 52 impulzov na otáčku, bola použitá metóda merania času medzi hranami signálu z IRC. Pri tejto metóde sa rýchlosť získa ako prevrátená hodnota nameraného času. Pravdepodobne kvôli nedostatočnej presnosti výpočtu prevrátenej hodnoty (6-bitový procesor s pevnou desatinnou čiarkou) a malému počtu impulzov, bola meraná rýchlosť značne zašumená. Bolo potrebné ju filtrovať, na čo bol použitý filtračný pozorovateľ podľa [5]. Šum sa ale nepodarilo úplne odstrániť. 8.3 Výpočet DTC algoritmu Výpočet DTC algoritmu sa vykonáva v obslužnej rutine prerušenia od AD prevodníka, ktoré je vyvolávané s frekvenciou 8 khz. Vypočítaná spínacia kombinácia je potom pomocou PWM modulu zopnutá v striedači. Samotný PWM modul nie je pre DTC potrebný, používa sa len kvôli korektnému snímaniu prúdu, na synchronizáciu AD prevodníka, ako to bolo uvedené v kapitole 9.. Spínacia kombinácia vstupujúca do PWM modulu vyvolá nastavenie striedy impulzu len alebo %, podľa toho, či má byť príslušný tranzistor zopnutý alebo vypnutý. 49

50 8.4 Realizácia otáčkovej slučky Otáčková slučka s frekvenciou vzorkovania khz je tiež realizovaná v v obslužnej rutine prerušenia od AD prevodníka. Na reguláciu otáčok je použitá kaskádna regulačná štruktúra s nadradenou otáčkovou a podradenou momentovou slučkou. Hodnoty žiadaného momentu sú získané z PI regulátora otáčok. 8.5 Komunikácia s PC Komunikácia s PC prebieha cez sériové rozhranie. Slúži na vizualizáciu meraných a vypočítavaných veličín a zadávanie žiadaných hodnôt. 5

51 Experiment na reálnom zariadení 9 Experiment bol uskutočnený na frekvenčnom meniči popísanom v kapitole 7 s programovým vybavením popísaným v kapitole 8 (tok je estimovaný prúdovým modelom ASM). Ide o reverzáciu ASM naprázdno (používa sa ASM s parametrami podľa tab. 6. a tab. 6.2). Nezaťažený ASM reverzuje: t <.56 s : ω d = 4 rad.s, t =.56 s : ω d = 4 rad.s, t =.6 s : ω d = 4 rad.s. 9. Výsledky experimentu ωd ωm ω [rad.s ] - ω m [rad.s ] t [s].56 Obr. 9. Reálny systém: ωm = f(t) t [s].59.6 Obr. 9.2 Reálny systém: ω = f(t) - detail 5

52 6 me med 4 ωm ωd 4.5 2%ω d ω [rad.s ] m [Nm] -2 2%ω d t [s] t [s] Obr. 9.4 Reálny systém: ω = f(t) - Obr. 9.3 Reálny systém: m = f(t) - detail ψ α ψ β [Wb] ψ [Wb] ψ β t [s] ψ α [Wb] Obr. 9.5 Reálny systém: ψ = f(t) Obr. 9.6 Reálny systém: ψβ = f(ψα) - počas reverzácie - počas reverzácie 52

53 3 3 i i i α β i α β 2 2 iβ [A] i [A] t [s] i [A] 2 4 α Obr. 9.7 Reálny systém: i = f(t) Obr. 9.8 Reálny systém: iβ = f(iα) - počas reverzácie - počas reverzácie 2.5 iβ iβ [A] i [A] iα t [s] i [A] 2 α Obr. 9.9 Reálny systém: i = f(t) Obr. 9. Reálny systém: iβ = f(iα) - detail - detail 53

54 25 2 uα u β uβ [V] u [V] t [s] uα [V] 2 3 Obr. 9. Reálny systém: u = f(t) Obr. 9.2 Reálny systém: uβ = f(uα) - - počas reverzácie počas reverzácie 54

55 Záver Cieľom diplomovej práce bolo popísať metódy DTC pre ASM, simulačne overiť funkciu ELP s ASM s vyžitím DTC algoritmu, navrhnúť hardvérové a softvérové vybavenie frekvenčného meniča využívajúceho DTC ako riadiacu stratégiu a overiť funkčnosť navrhnutého zariadenia. Pri simulácii aj experimente na reálnom zariadení bola realizovaná regulácia ASM na žiadanú rýchlosť, pričom ako DTC algoritmus bola realizovaná Takahashiho metóda. Pri regulácii sa využívala kaskádna regulačná štruktúra s nadradenou slučkou rýchlosti a podradenou slučkou momentu. Na estimáciu magnetického toku je pri simulácii aj v reálnom systéme použitý prúdový model ASM, kvôli jeho spoľahlivej funkcii v oblasti nízkych rýchlostí a menšej citlivosti na nepresnosť parametrov ASM v porovnaní s napäťovým modelom. Výsledky simulácie sú uvedené v kapitolách 6.. a V kapitole 6.. bol nasimulovaný rozbeh ASM naprázdno a jeho následné zaťaženie. Potvrdila sa dobrá dynamika ELP využívajúceho DTC algoritmus, čo je zrejmé z obr. 6. a obr Motor nabehne na žiadané otáčky za 2 ms (obr. 6.). Podobne pri zaťažení ASM menovitým momentom v čase t =, s je pokles otáčok vyregulovaný za 5 ms (obr. 6.2). Ďalej je možné pozorovať na obr. 6.2 negatívny vplyv hysteréznej regulácie zvlnenie momentu a z toho vyplývajúce zvlnenie rýchlosti, ktoré nadobúda hodnoty približne ±.5 % ωd. Charakteristickým znakom Takahashiho metódy je približne kružnicová trajektória statorového vektora magnetického toku, ako je to zrejmé z obr Približne sínusový priebeh statorového toku v závislosti od času znázorňuje obr V programe nebol použitý algoritmus na počiatočné nabudenie motora, preto tok na obr. 6.4 nabieha na žiadanú hodnotu po špirále. Počiatočné veľké hodnoty statorových prúdov na obr. 6.5 a obr. 6.6 sú spôsobené tým, že motor sa nabudzuje a súčasne sa od neho vyžaduje moment potrebný pre rozbeh. Priebehy statorových napätí znázorňuje obr. 6.7 a obr Priebeh momentu a negatívny vplyv hysteréznej regulácie na jeho zvlnenenie je zrejmý z obr. 6.9, zároveň je možné pozorovať dobrú momentovú odozvu pohonu pri zaťažení ASM. Obdobne pri druhom simulačnom experimente (kapitola 6..2) možno pozorovať dobrú dynamiku pohonu, ako uvádza obr. 6. a obr. 6.. Priebeh tokov počas reverzácie znázorňuje obr Približne kružnicová trajektória vektora magnetického toku toku je na obr Pri reverzácii dochádza k prekmitu prúdu, 55

56 ako je zrejmé z obr Výsledky druhej simulácie budú ďalej porovnávané s experimentom na reálnom systéme. Výsledky experimentu na reálnom systéme sú uvedené v kapitole 9.. Podobne ako v simulácii, pohon vykazuje dobrú dynamiku. Nábeh rýchlosti na žiadanú hodnotu počas reverzácie (obr. 9.2) je v porovnaní so simuláciou (obr. 6.) pomalší (4 ms), čo je však spôsobené tým, že v reálnom systéme je žiadaná hodnota momentu obmedzená na nominálnu hodnotu momentu ASM: 5,8 Nm. Nepriaznivý vplyv hysteréznej regulácie na zvlnenie rýchlosti a momentu je zrejmý z obr. 9.3 a obr Reálny systém vykazuje väčší rozkmit momentu aj rýchlosti ako simulácia. To je pravdepodobne spôsobené problémom so spracovaním signálu z IRC uvedeným v kapitole 8.2. Regulátor otáčok sa totiž snaží vyregulovať aj šum, ktorý obsahuje rýchlosť získaná spracovaním signálu z IRC (pozri kapitolu 8.2). Tento šum však v skutočnosti neexistuje. Rozdiely sú možné aj kvôli nepresnej identifikácii parametrov ASM (vypočítané hodnoty momentu a toku nie sú presné). Zvlnenie rýchlosti je pri reálnom systéme (obr. 9.4 ) menej ako ± 2 % ωd. Priebeh zložiek statorového toku v závislosti od času znázorňuje obr Približne kružnicová trajektória vektora magnetického toku je zrejmá z obr Prekmit statorového prúdu počas reverzácie je uvedený na obr Detail zložiek statorového prúdu je znázornený na obr DTC je perspektívna metóda, ktorá sa vyznačuje dobrou dynamikou, čo potvrdzuje aj simulácia a experiment na reálnom systéme. Zvlnenie momentu a rýchlosti je možné zmierniť dostatočne malou šírkou hysterézneho pásma regulátora momentu, ale tu sú limitujúcimi faktormi výpočtový čas riadiaceho algoritmu (potrebný je rýchly DSP) a obmedzená frekvencia spínania výkonových polovodičových súčiastok. Z uvedeného vyplýva, že DTC nie je vhodné použiť v aplikáciách vyžadujúcich malé zvlnenie rýchlosti. Naopak, uplatnenie nájde tam, kde je potrebná rýchla zmena vyvíjaného momentu na hriadeli. 56

57 Zoznam použitej literatúry [] Kadaník, P.: Řízení asynchronního motoru bez použití snímače rychlosti. [2] Doktorandská dizertačná práca, ČVUT PRAHA, 24. Hrabovcová, V., Rafajdus, P., Janoušek, L.: Elektrické stroje v teórii [3] a príkladoch. Žilinská univerzita, 998, ISBN Brandštetter, P.: Střídavé regulační pohony moderní zpúsoby řízení. Ostrava 999 Ediční středisko VŠB TU Ostrava 999, ISBN [4] X. Vittek, J.: Vybrané metódy riadenia elektrických pohonov v prostredí [5] Matlab-Simulink. Trenčín, TnUAD, 24, ISBN Depenbrock M.: Direct Self-Control (DSC) of Inverter-Fed Induction [6] Machine. IEEE Transactions on Power Electronics, vol.3, 998, s Zeman, K. Peroutka, Z. Janda, M.: Automatická regulace pohonů s asynchronními motory. Západočeská univerzita v Plzni, 24, ISBN 8- [7] Štulrajter, M.: Bezsnímačový polohový servomechanizmus so synchrónnym motorom s permanentnými magnetmi. Doktorandská dizertačná práca, ŽU, [8] [9] [] KVES, 26. Katalógové listy IRG4PH5KD, International Rectifier. Katalógové listy IR22, International Rectifier. 3-Phase AC BLDC High Voltage Power Stage, užívateľský manuál, [] [2] [3] [4] [5] Freescale Semiconductor. Katalógové listy HCPL784, Agilent Technologies. Katalógové listy IL3, Vishay. DSP56F83, užívateľský manuál, Freescale Semiconductor. Katalógové listy DSP56F83, Freescale Semiconductor Vittek, J.- Dodds, S.J.: Riadenie elektrických pohonov s vnútenou dynamikou. Žilina, EDIS, 23, ISBN Katalógové listy výrobcov elektronických súčiastok. 57